К. С. Петров

РАДИОМАТЕРИАЛЫ,РАДИОКОМПОНЕНТЫИ ЭЛЕКТРОНИКА

Рекомендовано УМО по образованию в области радиотехники,электроники, биомедицинской техники и автоматизациив качестве учебного пособия для студентоввысших учебных заведений, обучающихсяпо направлению 654200 — «Радиотехника»

С^ППТЕР

Москва ■ Санкт-Петербург • Нижний Новгород • ВоронежРостов-на-Дону • Екатеринбург • СамараКиев • Харьков • Минск

2003

Содержание

Предисловие .12

Введение13

ГЛАВА 1

Электрофизические свойства радиоматериалов 18

Общие сведения о строении вещества 18

Структура электронных оболочек атомов 18

Химическая связь между атомами22

Структура твердых тел 25

Основные понятия зонной теории29

Электрофизические свойства проводниковых материалов 33

Основные положения классической электронной теории 33

Основные положения квантовой физики 35

Температурная зависимость электропроводности37

Зависимость электропроводности от частоты38

Электропроводность тонких пленок 40

Классификация проводниковых материалов41

Электрофизические свойства диэлектрических материалов 43

Электронная поляризация 43

Дипольная поляризация 45

Ионная поляризация 45

Спонтанная поляризация46

Зависимость диэлектрической проницаемости от температуры и частоты 48

Электропроводность диэлектриков50

Диэлектрические потери 51

Электрическая прочность диэлектриков 53

Классификация диэлектрических материалов54

Магнитные свойства радиоматвриалов 58

Намагничивание ферромагнетиков61

Магнитомягкив материалы 64

Магнитотвердыв материалы 65

Электрофизические свойства полупроводниковых материалов 67

Собственные и примесные полупроводники 67

Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в собственном полупроводнике . ... 70

Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в примесных полупроводниках . . . 72

Неравновесное состояние полупроводника77

Время жизни неравновесных носителей заряда 77

Распределение концентрации неравновесных носителей заряда 80

Токи в полупроводниках 84

Поверхностные явления89

Контактные явления в радиоматериалах 92

Контактные явления в металлах92

Электронно-дырочный переход 98

Вольт-амперная характеристика р-п-перехода 98

Контакт вырожденных полупроводников 101

Контакт полупроводника с металлом 103

Гетеропереходы 107

Контрольные вопросы 108

ГЛАВА 2

Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры ...110

Резисторы 111

Классификация и конструкции резисторов 111

Параметры резисторов 117

Система обозначений и маркировка резисторов 121

Конструктивно-технологические разновидности резисторов 123

Специальные резисторы 124

Конденсаторы 126

Классификация и конструкции конденсаторов 126

Параметры конденсаторов 132

Система обозначений и маркировка конденсаторов 133

Основные разновидности конденсаторов 135

Катушки индуктивности 138

Физическая природа индуктивности 138

Конструкции катушек индуктивности 139

Индуктивность и собственная емкость катушек индуктивности 141

Потери в катушках индуктивности 147

Разновидности катушек индуктивности 152

Трансформаторы 154

Магнитопроводы трансформаторов 155

Физические основы функционирования трансформаторов 156

Потери в трансформаторах 160

Основные принципы расчета трансформаторов 162

Контрольные вопросы 172

ГЛАВА 3 Полупроводниковые диоды173

Устройство полупроводниковых диодов 173

Вольт-амперная характеристика диода 175

Область прямых напряжений 175

Область обратных напряжений 177

Влияние температуры 178

Пробой диода 180

Дифференциальные параметры диода 186

Емкости диода 188

Выпрямительный режим работы полупроводниковых диодов 190

Импульсный режим работы полупроводниковых диодов 198

Процесс включения 195

Процесс выключения196

Разновидности полупроводниковых диодов и их применение 196

Выпрямительные диоды 197

Высокочастотные диоды 198

Импульсные диоды 198

Стабилитроны199

Варикапы 201

Туннельные диоды 202

Фотодиоды204

Светоизлучающие диоды 206

Оптопары .■206

Контрольные вопросы 207

ГЛАВА 4

Биполярные транзисторы и тиристоры 208

Устройство и принцип действия биполярного транзистора 208

Режимы работы 209

Схемы включения 210

Принцип действия 211

Соотношения между токами 213

Распределение концентрации носителей заряда и токов217

Статические характеристики222

Входные и управляющие характеристики 223

Выходные характеристики в схеме с общей базой 226

Выходные характеристики в схеме с общим эмиттером 227

Влияние температуры 229

Предельные режимы231

Расчет токов транзистора 235

Дифференциальные параметры240

Система h-параметров 240

Система у-параметров 243

Работа транзистора в усилительном режиме 244

Графический анализ усилительного режима245

Аналитический расчет усилительных свойств248

Физические эквивалентные схемы250

Сравнение усилительных свойств транзистора в различных схемах включения 253

Схема с общим эмиттером 253

Схема с общей базой 255

Схема с общим коллектором 256

Частотные свойства транзистора258

Схема с общей базой 259

Схема с общим эмиттером 260

Дрейфовые транзисторы ■262

Работа транзистора в импульсном режиме 266

Процесс включения транзистора -268

Процесс выключения транзистора 269

Транзистор с диодом Шотки 270

Разновидности биполярных транзисторов -272

Тиристоры 275

Диодный тиристор 275

Триодный тиристор 279

Симметричный тиристор 279

Применение тиристоров 281

Контрольные вопросы 282

ГЛАВА 5'

Полевые транзисторы284

Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом 284

Устройство и принцип действия285

Расчет напряжения отсечки и напряжения насыщения 286

Расчет тока через канал 287

ШШШШШШШ9ШтШШвШ8 5 =ШШ№№ШШШШШШШ9ШтШШвШ8 5 =ШШ№№

ШШШШШШШ9ШтШШвШ8 5 =ШШ№№

ШШШШШШШ9ШтШШвШ8 5 =ШШ№№

Статические характеристики 289

Дифференциальные параметры

Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник

Полевые транзисторы с изолированным затвором Устройство и принцип действия

Расчет порогового напряжения Расчет тока через канал

Статические характеристики

Дифференциальные параметры

Усилительные и частотные свойства полевых транзисторов

Импульсный режим полевых транзисторов -

Процесс включения транзистора

Процесс выключения транзистора

Приборы с зарядовой связью Контрольные вопросы

ГЛАВА 6

Структуры и технология интегральных микросхемI

Гибридные интегральные микросхемы Пленочные резисторы

Пленочные конденсаторы Распределенные ЯС-структуры

Пленочные индуктивности Пленочные проводники и контактные площадки

Активные элементы ГИМС

Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС Транзисторы типа л-р-л

Транзисторы с диодом Шотки Многоэмиттерные транзисторы

Многоколлекторные транзисторы Транзисторы типа р-л-р,

Транзисторы с инжекционным питанием Д иодное включение биполярных транзисторов

Пассивные элементы ПП ИМС Полупроводниковые резисторы

Полупроводниковые конденсаторы

МДП-транзисторы ПП ИМС

МДП-транзисторы с поликремниевым затвором Комплементарные МДП-структуры

Структуры «кремний на диэлектрике» Вертикальные структуры

Многослойные структуры

Базовые технологические операции Эпитаксия

Легирование Формирование диэлектрических пленок

Формирование проводящих пленок Травление

Литография

Технология изготовления ИМС

Изготовление тонкопленочных гибридных ИМС Изготовление толстопленочных гибридных ИМС

Эпитаксиально-планарная технология ЕРЮ-технология

Изопланарная технология

Технология изготовления МДП-транзисторов

Контрольные вопросы

ГЛАВА 7 Аналоговые интегральные микросхемы . . . 362

Каскады с динамической нагрузкой363

Составные транзисторы 364

Генераторы стабильного тока 365

Схемы сдвига потенциала 367

Каскодные схемы 368

Выходные каскады 369

Дифференциальные каскады 371

Операционные усилители 378

Параметры ОУ 378

Схемотехника ОУ 380

Применение ОУ 383

Разновидности АИМС 387

Контрольные вопросы 390

ГЛАВА 8 Цифровые интегральные микросхемы 391

Электронные ключи на биполярных транзисторах392

Влияние внешней нагрузки на работу ключа392

Передаточная характеристика 394

Помехоустойчивость ключа 395

Быстродействие ключа 396

Электронные ключи на полевых транзисторах 396

Ключ с резистивной нагрузкой 397

Ключи с динамической нагрузкой 398

Логические элементы интегральных микросхем400

Диодно-транзисторная логика 402

Транзисторно-транзисторная логика 403

Эмиттерно-связанная логика 406

Логические элементы с инжекционным питанием 408

Логические элементы на МДП-транэисторах 411

Логические элементы на однотипных МДП-транэисторах 411

Логические элементы на комплементарных МДП-транэисторах412

Функциональные логические узлы 413

Шифраторы 413

Дешифраторы414

Сумматоры415

Триггеры ,417

RS-триггер ./.418

RST-триггер . . . 419

D-триггер . . . ./.420

Двухступенчатой RST-триггер 420

Т-тригтер /.421

JK-тригтер 422

Запоминающие устройства 422

Масочные ПЗУ 424

Программируемые ПЗУ425

Репрограммируемые ПЗУ 425

Элементы памяти ОЗУ статического типа428

Элементы памяти динамического типа429

Контрольные вопросы 430

ГЛАВА 9

Основы функциональной электроники431

Проблемы повышения степени интеграции ИМС 431

Функциональная электроника 433

Акустоэлектронные устройства 434

Магнитоэлектронные устройства 437

Оптоэлектронные устройства440

Устройства на основе эффекта Ганна443

Контрольные вопросы 449

ГЛАВА 10

Вакуумная электроника450

Вакуумные диоды451

Электрическое поле в диоде 451

Околокатодный процесс 452

Анодные характеристики453

Вакуумные триоды 454

Электрическое поле в триоде454

Действующее напряжение456

Токораспределение в триоде457

Статические характеристики 459

Вакуумные тетроды и пентоды 461

Дифференциальные параметры462

Применение электронных ламп 463

Особенности мощных электронных ламп 465

Особенности работы ламп на СВЧ 466

Пролетные клистроны 470

Отражательные клистроны473

Лампы бегущей волны475

Электронно-лучевые приборы 478

Электростатическая фокусировка луча478

Электростатическое отклонение луча 480

Магнитная фокусировка луча481

Магнитное отклонение луча482

Экраны ЭЛП 484

Основные типы электронно-лучевых трубок 486

Газоразрядные приборы 489

Электрический разряд в газе489

Типы газоразрядных приборов492

Контрольные вопросы 495

ГЛАВА 11

Введение в квантовую электронику496

Лазерное усиление 497

Генерация излучения 499

Основные разновидности лазеров 501

Твердотельные лазеры 501

Газовыелазеры503

Полупроводниковые лазеры508

Введение

Современный научно-технический прогресс неразрывно связан с расширением масштабов применения радиотехнических систем и систем телекоммуникаций. Составной частью этих систем является радиоэлектронная аппаратура (РЭА), содержащая огромное количество радиокомпонентов, для изготовления которых используются современные радиоматериалы. Повышение эффективности систем и улучшение параметров РЭА невозможно без совершенствования элементной базы РЭА, разработки и освоения новых радиоматериалов. Именно радиоматериалы и радиокомпоненты стали ключевым звеном, определяющим успех многих инженерных решений при создании сложнейшей РЭА.

Существенные изменения во многих областях науки и техники, в том числе в развитии элементной базы РЭА, происходят благодаря развитию электроники — науки о взаимодействии электронов с электромагнитными полями и о методах создания электронных приборов и устройств, в которых это взаимодействие используется для преобразования электромагнитной энергии, передачи, обработки и хранения информации. Успехи электроники в значительной мере обусловлены развитием радиотехники. Обе области развиваются в тесной взаимосвязи, поэтому их часто объединяют и называют радиоэлектроникой.

Вряд ли сегодня найдется человек, который бы усомнился в существовании электронов. Любой школьник знает, что электрический ток создается движением электронов. Однако не далее как в конце XIX века среди авторитетных ученых находились и те, кто не верил в реальность существования электронов. До открытия электрона атом считался тем прочным и неделимым «кирпичиком», на котором основывались все представления о структуре материального мира, а электрический ток рассматривался как некая «жидкая субстанция», текущая по проводам. Вот что писал американский исследователь Б. Франклин: «Электрическая субстанция состоит из чрезвычайно малых частиц, так как она способна проникать в обыкновенную материю, даже в самые плотные металлы, с большой легкостью и свободой... Обыкновенная материя по отношению к электрической является как бы своеобразной губкой. Губка не смогла бы впитывать воду, если бы частицы воды не были меньше дырок в губке».

До открытия электрона атом оставался атомом, а «электрическая субстанция», существуя отдельно от атомов, представлялась составленной из каких-то других «бестелесных частиц». Каких-либо экспериментальных данных, подтверждающих

существование заряженных частиц, из которых состоит субстанция, не было. Представление о дискретном строении электричества начало складываться только во второй половине XIX века. Впервые об этом упоминали в своих работах Г. Фех- нер и В. Вебер. В. Вебер, например, прямо указывал, что «с каждым весомым атомом связан электрический атом». Электрический ток эти ученые представляли как движение дискретных электрических зарядов. О непосредственных наблюдениях в то время не приходилось и думать, а эксперименты позволяли лишь строить предположения о природе неких обладающих чрезвычайно малым зарядом частиц. Несколько позже величину этих зарядов позволили определить опыты по электролизу, проделанные Г. Гельмгольцем, которые показали, что для выделения одной грамм-молекулы вещества на электроде электролитической ванны требуется заряд, равный 96 500 Кл. Затем А. Авогадро установил, что в одной грамм- молекуле содержится 6,02-1023 атомов вещества. Поделив величину заряда на количество атомов, можно определить величину элементарного электрического заряда, переносимого каждым атомом, равную 1,6-10-19 Кл. Этот элементарный заряд стали называть атомом электричества. В 1891 году Г. Стоней предложил называть атом электричества электроном, однако природа этого заряда оставалась неясной, то есть термин появился раньше открытия электрона.

В 1897 году выдающийся английский ученый Дж. Томсон, работая с вакуумной трубкой, экран которой был покрыт составом, светившимся под действием открытых к тому времени катодных лучей, обнаружил, что если по бокам горловины трубки расположить две пластины и создать между ними разность потенциалов, то пятно на экране сместится в сторону пластины, имеющей положительный потенциал, что свидетельствовало о том, что катодный луч несет в себе отрицательный заряд. Работая с трубкой, Дж. Томсон отклонял луч под воздействием не только электрического, но и магнитного поля, что позволило определить такой важный параметр, как отношение величины заряда к массе, отклоняемой полем частицы. Сегодня известно, что электрон обладает массой, равной 9,106-10~28 г. Ну, а коль скоро у электрона обнаружена масса, то он не может быть «бестелесной порцией электричества». Это позволило Дж. Томсону сделать смелый вывод о существовании материальных частиц, гораздо меньших, чем атомы.

Позже в своих «Воспоминаниях и размышлениях» Дж. Томсон писал: «Я сделал первое сообщение о существовании этих корпускул на вечернем заседании Королевского института в очередную пятницу 30 апреля 1897 года. Много лет спустя один выдающийся физик рассказал мне, что он в то время подумал, что я всем им нарочно морочу голову. Я не был этим удивлен, ибо сам пришел к такому объяснению своих экспериментов с большой неохотой: лишь убедившись, что от опытных данных некуда скрыться, я объявил о моей вере в существование тел, меньших, чем атомы».

Открытие Дж. Томсона было ошеломляющим. Это была революция в вековых представлениях об атомной структуре материи. Многие ученые отказывались признавать его. Среди них был В. К. Рентген, который в течение 10 лет после сообщения Дж. Томсона был не только убежден сам, но старался убедить своих сотрудников в том, что электронов в природе не существует — это не более чем «пустое, не заполненное конкретным содержанием слово». Он был убежден в том,

что «существование электронов — это не более чем недоказанная гипотеза, применяемая без достаточных оснований и без нужды».

Открытие электрона опровергло гипотезу о неделимом атоме. В воображении ученых стали возникать модели внутреннего строения атомов. Зародилась новая наука — электроника, которая развивалась весьма интенсивно. Весь арсенал средств, которым располагает современная электроника, был создан всего за несколько десятилетий. Еще в начале XX века человечество обходилось без радио, до середины XX века не существовало телевидения, не было электронно-вычислительных машин. Все огромное здание современной электроники строилось усилиями многих изобретательных и талантливых умов.

Использование электронных приборов в радиотехнике началось с того, что в 1904 году Д. Флеминг изобрел двухэлектродную лампу (диод) с накаленным катодом. В диоде использовалась термоэлектронная эмиссия, открытая в 1884 году Т. Эдисоном, сущность которой он, не зная об электронах, не мог объяснить. Диод — это уже электроника. Он был создан для конкретных технических нужд, а именно для детектирования высокочастотных колебаний. До открытия электрона никаких технических нужд еще не было.

В 1907 году Л. Форест ввел в лампу управляющую сетку, лампа стала трехэлектродной, появилась возможность управлять током, протекающим в лампе между катодом и анодом, что позволило решить проблему усиления электрических сигналов. В 1913 году А. Мейснерприменил трехэлектродную лампу (триод) для генерирования высокочастотных электрических колебаний. В 1915 году под руководством М. А. Бонч-Бруевича были созданы первые отечественные триоды. В 1918 году родилась Нижегородская радиолаборатория, в которой впервые в мировой практике были разработаны мощные триоды с водяным охлаждением. К середине 30-х годов ламповая электроника была в основном сформирована. К этому времени были созданы основные типы электронных ламп: тетрод (1924), пентод (1930), многосеточные лампы для преобразования частоты (1935). В 30-е годы развивалось такое направление в электронике, как создание передающих телевизионных трубок, позволивших создать электронное телевидение. В США подобные трубки, названные иконоскопами, построил В. К. Зворыкин. В СССР П. В. Шмаков и П. В. Тимофеев создали более чувствительные трубки — супериконоскопы. В 1939 году советский ученый Г. В. Брауде высказал идею создания еще более чувствительной трубки — суперортикона. К 30-м годам относятся первые эксперименты с наиболее простыми трубками — видиконами, первые образцы которых появились в 1946-50 годах.

Другим направлением в развитии электроники в 30-е годы было создание специальных электронных приборов для сверхвысоких частот (СВЧ). В 1939 году построены первые приборы для усиления и генерирования колебаний СВЧ, названные пролетными клистронами. В 1940 году изобретен более простой отражательный клистрон. В 1938-40 годах сконструированы вакуумные триоды с плоскими дисковыми электродами, нашедшие применение в СВЧ-диапазоне. В эти же годы для генерирования мощных СВЧ-колебаний разрабатываются магнетроны.

В течение 30-х годов и позже интенсивно развивалась полупроводниковая электроника. Ученые исследовали физические процессы в полупроводниках, влияние примесей на эти процессы, термоэлектрические и фотоэлектрические свойства полупроводников, выпрямление переменного тока полупроводниковыми приборами. Была разработана квантовая теория полупроводников, введено понятие подвижности свободных мест кристаллической решетки полупроводника, получивших впоследствии название дырок, создана теория генерации пар «электрон—дырка». Была экспериментально подтверждена теория полупроводников, созданная школой советского академика А. Ф. Иоффе. 1 июля 1948 года в газете «Нью-Йорк тайме» появилась коррткая информация: «Вчера фирма “Белл телефон лабора- ториз” впервые продемонстрировала изобретенный ею прибор под названием “транзистор”, который в отдельных случаях можно использовать в области радиотехники вместо электронных ламп... Он начинает работать мгновенно, без задержки на разогрев, так как в отличие от радиолампы в нем нет накала. Рабочие элементы прибора состоят всего из двух тонких проволочек, подходящих к кусочку твердого полупроводникового материала величиной с булавочную головку, при- плавленному к металлическому основанию. Вещество, помещенное на металлическое основание, усиливает ток, подводимый к нему по одной проволочке, а другая проволочка отводит усиленный ток». Изобретателями транзистора являются Д. Бардин, У. Браттайн и У. Шокли. С изобретением транзистора начался новый этап в развитии радиоэлектроники — этап микроминиатюризации РЭА. Применение транзисторов вместо электронных ламп позволило существенно сократить размеры радиокомпонентов, уменьшить массу и объем РЭА и, что не менее важно, снизить потребление электроэнергии и повысить надежность аппаратуры.

Развитие транзисторной электроники, совершенствование технологии изготовления транзисторов привели к возникновению нового направления в электронике — микроэлектроники. В 60-х годах были созданы интегральные схемы (ИС), в которых все элементы разрабатываются в едином технологическом процессе, нераздельно связаны и электрйчески соединены между собой как единое целое, что позволило резко повысить надежность РЭА, еще более уменьшить габариты и массу РЭА, повысить экономичность. Интегральные схемы в середине 60-х годов содержали до 100 элементов на полупроводниковом кристалле при размере элементов около 100 мкм. В начале 70-х годов появились большие интегральные схемы (БИС), содержавшие на кристалле от 100 до 104 элементов при размере элементов от 3 до 100 мкм. В конце 70-х годов созданы сверхбольшие интегральные схемы (СБИС), содержащие от 104 до 106 элементов на кристалле при размере элементов от 1 до 3 мкм. Дальнейшее развитие микроэлектроники привело к освоению субмикронных размеров элементов микросхем. Исследования показали, что пределом уменьшения размеров элементов является значение 0,2 мкм. Однако достижение таких размеров связано с преодолением определенных технологических трудностей. Иначе говоря, существуют физические пределы развития интегральной микроэлектроники.

Параллельно с интегральной микроэлектроникой в 80-е годы развивалась функциональная электроника, позволяющая реализовать определенную функцию аппаратуры без применения стандартных базовых элементов (диодов, резисторов, транзисторов и т. д.), базируясь непосредственно на физических явлениях в твердом

теле. В функциональной электронике используются такие механизмы, как оптические явления (оптоэлектроника), взаимодействие потока электронов с акустическими волнами в твердом теле (акустоэлектроника) и ряд других.

Вступление в третье тысячелетие электроника отмечает зарождением нового направления — наноэлектроники. В начале 90-х годов были созданы микроскопы, позволяющие не только наблюдать атомы, но и манипулировать ими. Нанотехнологии позволяют, последовательно размещая нужные атомы и атомные структуры в четком порядке и в точно определенном месте, конструировать такие технологические диковинки, которым пока еще и название не придумали. Сейчас разработки в области нанотехнологий ведутся во многих странах. Правительство США объявило нанотехнологии одной из одиннадцати важнейших областей научных исследований и обязалось выделять на развитие этой отрасли науки порядка 300-400 миллионов долларов ежегодно.

От издательства

Ваши замечания, предложения, вопросы отправляйте по адресу электронной почты comp@piter.com (издательство «Питер», компьютерная редакция).

Мы будем рады узнать ваше мнение!

На web-сайте издательства http://www.piter.com вы найдете подробную информацию о наших книгах.

Глава 1 Электрофизические свойства радиоматериалов

Материалы, применяемые в электронной технике, подразделяют на радиоматериалы и конструкционные материалы. Под радиоматериалами понимают материалы, свойства которых зависят от электрических и магнитных полей. Конструкционными материалами называют материалы, которые должны обеспечивать механическую прочность изделий, создаваемых из этих материалов. Электрические и механические свойства материалов обусловлены их структурой, которая, в свою очередь, определяется структурой электронных оболочек атомов. По реакции на электрическое поле радиоматериалы делят на проводники, диэлектрики и полупроводники. По реакции на магнитное поле различают магнитные и немагнитные материалы.

1.1. Общие сведения о строении вещества

Все вещества состоят из атомов. Из атомов состоят молекулы. Из молекул состоит вещество. Вещество может находиться в газообразном, жидком или твердом состоянии. Эти истины знает каждый школьник. Для того чтобы разобраться в том, как устроены и работают современные сложные электронные приборы, необходимо систематизировать некоторые основные положения физики, начиная со структуры атомов и молекул.

Структура электронных оболочек атомов

Современная физика рассматривает атомы как частицы, состоящие из положительно заряженных ядер, окруженных электронными оболочками. Электроны относятся к категории микрочастиц, которым присущ принцип дуализма, то есть

они обладают как свойствами частицы, так и свойствами волны. Ни видеть, ни осязать электроны нельзя. Поэтому, изучая их, приходится пользоваться моделями и абстракциями. Простейшей, наиболее наглядной моделью, является модель Н. Бора, в которой электроны уподобляются шарикам, вращающимся вокруг ядра по определенным орбитам. С точки зрения квантовой физики таГкое представление ошибочно, так как микрочастица не может одновременно обладать определенными значениями координаты и импульса. Поэтому применительно к микрочастице понятие траектории теряет смысл. Квантовая механика в состоянии предсказать лишь вероятность нахождения электрона в данной точке пространства. Эта вероятность представляет собой «усредненную» картину поведения электрона, что позволяет представить электрон в виде облака, которое называют орбиталью.

Если в атоме водорода, удаляясь от ядра, проследить вероятность нахождения электрона, то окажется, что у самого ядра она равна нулю, потом возрастает, достигая максимального значения на расстоянии 0,53-10~8 см от ядра, а затем постепенно убывает. Расстояние г = 0,5310"8 см условно принимают за радиус орбиты в атоме водорода, а сам электрон рассматривают в виде шарика массой т = 9,110'31 кг и зарядом q = 1,6-10-19 Кл. Количество вращающихся вокруг ядра электронов определяется порядковым номером химического элемента в периодической системе Д. И. Менделеева: в атоме водорода — один электрон, в атоме гелия — два и т. д.

Движение электронов вокруг ядра происходит по строго определенным орбитам так, что на длине орбиты укладывается целое число длин волн, называемых волнами Де Бройля. При этом условии на длине орбиты образуется стоячая волна и не происходит излучения электромагнитной энергии. В противном случае электрон будет терять свою энергию, радиус орбиты станет уменьшаться и в результате электрон окажется притянутым к ядру.

Длину волны можно определить, приравняв выражения для импульсов (количества движения) электрона, исходя из его волновой и корпускулярной природы:

Av

— = то, и

где А — постоянная Планка (А = 6,62-10“34 эВ-с); v — частота электромагнитных колебаний;

и — скорость движения электрона по орбите.

Учитывая, что v = v/Х, получаем формулу для длины волны

(1.1)(1.1)Х = —.

(1.1)

(1.1)

то

Для получения стоячей волны должно выполняться условие

2лг = пХ = п —,(1.2)

то

где г — радиус орбиты; п = 1, 2, 3,...

Возможные радиусы круговых орбит электрона в атоме водорода можно определить исходя из того, что центробежная сила уравновешивается силой кулоновского притяжения электрона к ядру:■

тио1 _ q1

г 4*П£йгг ’.

где е0= 8,85-10"12 Ф/м. Откуда получаем -

Значение ту1 найдем из (1.2), подставим его в уравнение (1.3), из которого получим уравнение для возможных радиусов круговых орбит в атоме водорода:

га2й2Е0

г =—у-2-..(1-4)

nq т

При га = 1 получаем г = 0,53-1 О*8 см.

Находясь на какой-либо орбите, электрон обладает энергией, складывающейся из кинетической энергии движения электрона по орбите Ек и потенциальной энергии притяжения электрона к ядру Еп. Для атома водорода

(15)

Е =

” 4тге0г

(1.6)

Подставляя в (1.5) уравнение (1.3), получаем:

к 8ле0г

(1.7)

Полная энергия электрона

р рр q2q2q2

Kn 8ле0г 4ле0г8ле0г '

(1-8)

Подставляя (1.4) в (1.8), получаем:

Е= "^

(1.9)

8га2Л2Ед'

Подставив значения m,q,hn Eg, получим:

г 13’6 г m

Е =г [эВ]..'

гг

В начальном (невозбужденном) состоянии электрон в атоме водорода находится на наиболее близкой к ядру орбите и обладает энергией Е= -13,6 эВ. Путем внешнего энергетического воздействия он может быть переведен на более удаленную

орбиту. Такое состояние атома называется возбужденным, оно является неустойчивым. В любом атоме электроны стремятся занять наиболее низкие энергетические уровни, поэтому спустя некоторое время электрон вернется на первоначальную орбиту, выделив при этом квант энергии, равный разности соответствующих энергетических уровней.

В многоэлектронных атомах потенциальная энергия электрона зависит не только от его расстояния до ядра, но и от расстояний до каждого из остальных электронов, вследствие чего численные значения радиусов орбит и, соответственно, величины энергии не совпадают с численными значениями радиусов и энергии для атома водорода. Вращение электронов в этих атомах может происходить как по круговым, так и по эллиптическим орбитам. Движение электрона по круговой орбите соответствует сферическому электронному облаку, а движение по эллиптической орбите — облаку в форме гантели. При этом электроны стремятся занять наиболее низкие энергетические уровни, но при условии, что на каждом энергетическом уровне находится не более двух электронов (принцип Паули). Чем больше электронов в атоме, тем более высокие энергетические уровни они занимают. Возможные энергетические состояния электронов характеризуют четырьмя квантовыми числами.

Главное квантовое число п определяет радиус круговой орбиты или большую полуось эллиптической. Оно может принимать значение п = 1, 2, 3 и т. д. Чем больше п, тем больше радиус орбиты и энергия электрона. Состояния электрона, определяемые главным квантовым числом, называют энергетическими уровнями.

Орбитальное квантовое число I определяет малую полуось эллиптической орбиты. Оно может принимать значения /= 0,1,2 (га-1). Значение / = 0 соответствует круговой орбите. Энергетические состояния, характеризующиеся различными значениями /, называют подуровнями. Значению / = 0 соответствует s-подуровень, значению / = 1 — р-подуровень, значению / = 2 — d-подуровень, значению / = 3 — f-подуровень.

Магнитное квантовое число т определяет пространственную ориентацию эллиптической орбиты. Оно может принимать значения т = 0, ±1, ±2, ..., ±/. Каждому квантовому числу / соответствует (2/ + 1) по-разному ориентированных орбит. При / = 1 возможны три взаимно-перпендикулярных р-орбиты; орбитальному квантовому числу / = 2 соответствует пять возможных пространственных ориентаций орбит, называемых d-орбитами; квантовому числу / = 3 соответствует семь f-орбит. Спиновое квантовое число s определяет момент количества движения электрона вокруг собственной оси. Вектор момента количества движения может быть параллелен или антипараллелен вектору орбитального момента. Спин электрона равен половине постоянной Планка, поэтому он равен +0,5 или -0,5.

Определим число возможных энергетических состояний на любом из энергетических уровней. На первом энергетическом уровне (га = 1) могут разместиться два электрона с противоположными спинами, что можно записать в виде 1s2, где 1 — номер энергетического уровня, s — состояние электрона на этом уровне, 2 — количество электронов в данном состоянии. На втором энергетическом уровне (и = 2) в s-состоянии могут находиться два электрона (2s2), в р-состоянии — шесть электронов (2р6). На третьем энергетическом уровне (и = 3) в s-состоянии

могут находиться два электрона (3s2), в р-состоянии — шесть электронов (Зр6), в d-состоянии — десять электронов (3d10) и т. д.

При рассмотрении структуры электронных оболочек конкретных атомов следует руководствоваться двумя принципами:

в атоме не может быть двух электронов с одинаковой комбинацией квантовых чисел;

в нормальном (невозбужденном) состоянии электроны занимают квантовые состояния с наименьшей энергией.

Проследим, как заполняются электронные оболочки атомов по мере роста порядкового номера химического элемента в периодической таблице Д. И. Менделеева. В атоме водорода имеется один электрон на орбите 1s с произвольной ориентацией спина. Его энергетическое состояние может быть записано так: 1s1. В атоме гелия имеется два электрона с противоположными спинами. Его энергетическое состояние может быть записано так: 1s2. В атоме лития первая оболочка полностью заполнена электронами, поэтому третий электрон располагается на уровне 2s, в результате получается электронная конфигурация ls22s1. У бериллия структура оболочки имеет вид ls22s2. У бора пятый электрон занимает состояние 2р, и структура принимает вид ls22s22p*. У последующих элементов происходит дальнейшее заполнение состояния 2р. У неона все возможные состояния 2р полностью заняты, и структура принимает вид ls22s22p6. Аналогичным образом происходит заполнение электронных оболочек третьего периода периодической таблицы. Структура оболочек аргона, завершающего этот период, имеет вид ls22s22p63s23p6. После заполнения уровня Зр6 электроны сначала заполняют состояние 4s, так как энергетический подуровень 4s расположен ниже подуровня 3d, а затем состояния 3d и 4р. Правило заполнения оболочек можно записать в таком виде:

ls22s22p63s23p64s23d104p65s24d105p66s24f145d106p67s2.

Атомы элементов каждой группы периодической таблицы имеют одинаковое строение внешних и достраивающихся подуровней. Это наглядно видно на примере элементов четвертой группы:

углерод (С) — ls22s22p2;

кремний (Si) — ls22s22p63s23p2;

германий (Ge) — ls22s22p63s23p63d104s24p2.

Периодическая повторяемость структуры внешних электронных оболочек обусловливает периодическую повторяемость химических свойств элементов. Так, например, кремний и германий качественно обладают одинаковыми свойствами, различие состоит лишь в количественной оценке этих свойств.

Химическая связь между атомами

Под химической связью понимают взаимодействие между атомами, в результате которого образуются молекулы и твердые тела. Химическая связь осуществляется посредствам электронов, находящихся на внешних, не полностью занятых элек-

тронных оболочках. Эти электроны называют валентными. Независимо от природы сил, возникающих при сближении частиц, характер взаимодействия между атомами остается одинаковым (рис. 1.1): на относительно больших расстояниях появляются силы притяжения Fnp, быстро увеличивающиеся с уменьшением расстояния х между частицами (кривая 1); на небольших расстояниях возникают силы отталкивания FOT, которые с уменьшением расстояния увеличиваются гораздо быстрее, чем Fnp (кривая 2). На расстоянии х = г0 силы отталкивания уравновешивают силы притяжения и результирующая сила взаимодействия F обращается в нуль (кривая 3). Состояние частиц, сближенных на расстояние г0, является состоянием равновесия. Существует несколько видов химических связей.

Ковалентная связь возникает в результате перекрытия электронных облаков отдельных атомов при их сближении, вследствие чего возрастает плотность отрицательного заряда в межъядерном пространстве, что приводит к появлению сил притяжения, уравновешивающих силы взаимного отталкивания между ядрами. Перекрытие электронных оболочек сближающихся атомов приводит к обобществлению электронов. В этом случае уже нельзя говорить о принадлежности электрона одному из атомов: электроны принадлежат одновременно нескольким атомам, образующим молекулу или твердое тело. Подобным образом создается молекула водорода: в разъединенных атомах водорода s-орбиты имеют сферическую симметрию с антипараллельной ориентацией спинов. При объединении атомов в молекулу образуется структура, показанная на рис. 1.2.

Рис. 1.2

В зависимости от того, симметричную или асимметричную структуру имеют молекулы, они могут быть неполярными и полярными. В неполярных молекулах центры положительных и отрицательных зарядов совпадают (рис. 1.3, а), в полярных они находятся на некотором расстоянии / друг от друга (рис. 1.3, б), в результате чего образуется диполь, характеризующийся дипольным моментом т = ql (q — заряд электрона).

Нн: с :ннНн: с :ннн н: с :н: ci:н н: с :н: ci:: с: с: с: : с: с: с: : с:с: с:а: с: с: с: : с: с: с: : с:с: с:а

Нн: с :нн

Нн: с :нн

н н: с :н

: ci:

н н: с :н

: ci:

: с: с: с: : с: с: с: : с:с: с:

а

: с: с: с: : с: с: с: : с:с: с:

а

Рис. 1.3

Ковалентная связь типична для органических молекул. Вместе с тем, она может иметь место и в твердых веществах. Примером могут служить атомы алмаза, кремния и германия, которые входят в четвертую группу периодической системы элементов. Они имеют валентность, равную четырем, и в твердом теле образуют структуру, в которой каждый атом связан ковалентными связями с четырьмя ближайшими своими соседями (рис. 1.3, в). В такой структуре происходит обобществление валентных электронов, при котором-каждый атом оказывается окруженным восемью обобществленными электронами. Такая связь характеризуется очень высокой прочностью.

Металлическая связь возникает между атомами с небольшим числом валентных электронов, что характерно для металлов. При сближении таких атомов, как и при ковалентной связи, происходит перекрывание электронных оболочек и обобществление валентных электронов с той лишь разницей, что обобществленные электроны не локализуются вблизи своих атомов, а свободно перемещаются между атомами, образуя «электронный газ». При этом атомы, отдавшие свои электроны, превращаются в положительные ионы, силы отталкивания между которыми уравновешиваются силами притяжения между ионами и электронами. В результате такой связи образуется кристаллическая структура, в которой атомы металла находятся на строго определенном расстоянии друг от друга в среде коллективизированных электронов (рис. 1.4).

® ® ® ®

® • ®”. ©• ®

® ® ® ®

Рис. 1.4

Ионная связь возникает между атомами металлов, имеющими на внешней орбите один электрон, и атомами металлоидов, имеющими на внешней орбите семь электронов. В этом случае при сближении атомов происходит переход валентных электронов от металлического атома к металлоидному атому, в результате чего образуются разноименные ионы, между которыми возникает электростатическое притяжение.

Так происходит, например, образование кристаллов хлористого натрия (NaCl). В таких кристаллах каждый ион связан с шестью ионами противоположного знака, в результате чего образуется структура, показанная на рис. 1.5.

Молекулярная связь возникает между молекулами с ковалентным характером внутримолекулярного взаимодействия.

о Ионы Na

• Ионы CI

Рис. 1.5

Межмолекулярное притяжение возникает при согласованном движении валентных электронов в соседних молекулах, то есть таком движении, когда в любой момент времени электроны соседних молекул максимально удалены друг от друга и максимально приближены у положительным зарядам ядер соседних молекул (рис. 1.6). Тогда силы притяжения валентных электронов ядром соседней молекулы оказываются сильнее сил взаимного отталкивания электронов оболочек этих молекул. За счет молекулярных связей образуется твердое состояние инертных газов, водорода, кислорода, азота. Молекулярная связь легко разрушается тепловым движением.

Структура твердых тел

Существуют две разновидности твердых тел: аморфные и кристаллические. Аморфные тела характеризуются случайным (хаотическим) расположением частиц (атомов, ионов или молекул). В кристаллических телах частицы расположены строго упорядоченно, на определенном расстоянии друг от друга, образуя пространственную кристаллическую решетку. Частицы, расположенные в узлах решетки, не могут покидать состояние равновесия, так как при удалении от этих положений появляются силы, стремящиеся вернуть их обратно. Единственной формой движения этих частиц являются беспорядочные колебания около положения равновесия. Энергия каждого такого колебания квантована. Порцию энергии тепловых колебаний называют фононом.

Кристаллические тела могут существовать в виде отдельных крупных кристаллов (монокристаллы) или же состоять из отдельных зерен (поликристаллы).

В поликристаллах в пределах каждого зерна частицы расположены периодически, но при переходе от одного зерна к другому на границах раздела эта периодичность нарушается. Монокристаллы обладают анизотропией, то есть их механические, физические, тепловые и другие свойства различны в разных направлениях. Поликристаллы изотропны, то есть их свойства одинаковы во всех направлениях. Кристаллические тела состоят из большого числа одинаковых многогранников. Каждый такой многогранник называется элементарной ячейкой кристалла. Элементарные ячейки характеризуются длиной ребер а, Ь, с, называемых постоянными решетки, и углами между ребрами а, р, у (рис. 1.7). Осих, у, z, совпадающие с ребрами а, Ь, с, называются кристаллографическими осями. За начало координат этих осей выбирают один из узлов решетки.

Если а = 6 = сиа = Р = у=90°, то такая решетка называется кубической. Кубические решетки имеют три разновидности. В простой кристаллической решетке (рис. 1.8) восемь атомов расположены в вершинах куба с координатами, указанными в скобках: 1(0,0,0), 2(0,1,0), 3(1,1,0), 4(1,0,0), 5(0,0,1), 6(0,1,1), 7(1,1,1), 8(1,0,1). За единицу в данном случае принята сторона элементарной ячейки. В объемоцентрированной решетке помимо восьми атомов, расположенных в вершинах куба, имеется девятый атом в центре куба с координатами (1/2, 1/2, 1/2). В гранецентрированной решетке атом внутри куба отсутствует, но появляются атомы в центрах всех граней: 9(1/2, 0,1/2), 10(1/2,1/2,1), 11(1/2,1,1/2), 12(1/2,1/2,0), 13(1/2,1/2,1/2), 14(1, 1/2, 1/2).

Рис. 1.8

Кристаллические решетки кремния и германия так же, как и решетка алмаза, состоят из двух гранецентрированных решеток, сдвинутых друг относительно друга на одну четверть диагонали куба. Для наглядного ее представления разделим большой гранецентрированный куб на восемь маленьких кубов (на рис. 1.9 показаны три из восьми маленьких кубов).

При этом в центрах четырех маленьких кубов появятся четыре дополнительных атома (атом 18 на рисунке не показан): 15(3/4, 1/4, 1/4), 16(1/4, 3/4, 1/4), 17(1/4, 1/4, 3/4), 18(3/4, 3/4, 3/4). Каждый из этих атомов соединен с четырьмя атомами в углах малого куба. Так, например, атом 15 связан с атомами 4,9,12 и 14. Каждый атом, расположенный в углах малого куба, одновременно принадлежит четырем соседним маленьким кубам и связан с четырьмя атомами, расположенными в центрах этих кубов. В результате образуется пространственная кристаллическая решетка, в которой каждый атом связан с четырьмя соседними.

Большинство материалов в твердом состоянии имеют только один определенный тип кристаллической решетки. Однако некоторые из веществ могут существовать в виде двух или нескольких кристаллических структур, это явление называется полиморфизмом. Примером может служить углерод, который существует либо в виде графита, либо в виде алмаза. В решетке графита атомы углерода образуют двумерные слои (рис. 1.10). В каждом из слоев атомы расположены так, что каждый из них окружен тремя соседями, находящимися на расстоянии г, = 0,142 нм, вследствие чего между ними возникают очень прочные ковалентные связи. Атомы, находящиеся в разных слоях на расстоянии г2 = 0,36 нм, наоборот, очень слабо связаны между собой, поэтому графит менее прочен, чем алмаз.

Твердые тела, имеющие кристаллическую структуру, обладают неоднородностью своих свойств в различных направлениях. При определении свойств кристаллов принято указывать расположение кристаллографических плоскостей и направлений, перпендикулярных этим плоскостям. Для этого используют индексы Миллера.

На рис. 1.11 показаны три возможных положения кристаллографических плоскостей, которые обозначаются тремя цифрами, заключенными в круглые скобки.

Плоскость (100) проходит через точку х = 1 и параллельна осям у и г. Плоскость (110) проходит через точки х = 1 и у = 1 и параллельна оси z.

Рис. 1.10Рис. 1.10

Рис. 1.10

Рис. 1.10

[1001[1001[1111[1111

[1001

[1001

[1111

[1111

Плоскость (111) проходит через точки х= 1,у = 1, z= 1. Направления, перпендикулярные соответствующим плоскостям, обозначаются тремя цифрами в квадратных скобках: [100], [НО], [111]. Направление [100] совпадает с направлением оси х, направление [111] — с диагональю куба.

Каждому из трех направлений соответствует различная плотность упаковки атомов (рис. 1.12), что и обусловливает анизотропию поликристаллов. В направлении [100] расположены четыре атома, в направлении [НО] — шесть, в направлении [111]— семь атомов. Поэтому оптические свойства, скорость диффузии и т. д. различны в разных направлениях.

8 7 6• ее

е е е

4 3 2

[110]

Рис. 1.12

Основные понятия зонной теории

В изолированном атоме электроны способны занимать лишь дискретные энергетические уровни, определяемые силами притяжения к ядру и силами отталкивания от других электронов. В твердом теле атомы расположены настолько близко друг к другу, что между ними возникают новые силы взаимодействия — это силы отталкивания между ядрами и между электронами соседних атомов и силы притяжения между всеми ядрами и всеми электронами. Под действием этих сил энергетические состояния в атомах изменяются: энергия одних электронов увеличивается, других — уменьшается. В результате вместо дискретных уровней изолированного атома образуются энергетические зоны, состоящие из очень близко расположенных энергетических уровней, плотность которых возрастает по мере удаления от краев зоны по параболическому закону, достигая максимума в середине зоны. Механизм образования энергетических зон схематически показан на рис. 1.13. По мере сближения атомов (уменьшения расстояний) сначала расщепляются самые высокие энергетические уровни, затем по мере сближения атомов — более низкие.

При сближении атомов на расстояние а0 образуется устойчивая кристаллическая структура, которой соответствует энергетическая диаграмма, показанная в левой части рисунка. Разрешенные зоны отделены друг от друга запрещенными зонами, в которых отсутствуют разрешенные уровни. Ширина разрешенных зон.по мере перемещения вверх по энергетической шкале возрастает, а ширина запрещенных зон соответственно уменьшается. Во многих случаях может иметь место перекрытие разрешенных энергетических зон. Подобно энергетическим уровням в изолированных атомах энергетические зоны могут быть полностью заполненными электронами, частично заполненными и свободными. Все зависит от структуры электронных оболочек изолированных атомов и межатомных расстояний в кристалле. Внутренние оболочки изолированных атомов полностью заполнены электронами, поэтому соответствующие им зоны также оказываются заполненными. Самую верхнюю из зон, частично или полностью заполненную

электронами, называют валентной зоной, а ближайшую к ней незаполненную электронами — зоной проводимости. Взаимное положение этих зон зависит от структуры оболочек изолированных атомов и определяет большинство процессов в твердом теле.

Рассмотрим некоторые характерные примеры образования энергетических зон. На рис. 1.14 показана схема образования энергетических зон у лития, изолированные атомы которого имеют структуру оболочек ls22s*. В этом случае зона 2s оказывается заполненной наполовину, поэтому при незначительном внешнем энергетическом воздействии электроны легко переходят на более высокие энергетические уровни, что и обусловливает хорошую электропроводность лития. Схожую структуру имеют кристаллы натрия, в которых частично заполненной оказывается зона 3s, и калия, где частично заполнена зона 4s.

Е

Атомы бериллия имеют структуру оболочек ls22s2. В кристалле бериллия зона 2s перекрывается с зоной 2р, в результате чего создается смешанная (гибридная) зона (рис. 1.15), в которой нижняя половина занята электронами, а верхняя свободна.

Рис. 1.15

В кристаллах магния перекрываются зоны 3s и Зр, в кристаллах кальция — зоны 4s и 4р. Подобные кристаллы также обладают хорошей электропроводностью. Перекрытие энергетических зон имеет место у меди и других металлов. В изолированном атоме меди структура оболочек имеет вид ls22s22p63s23p63d104s1, то есть все уровни вплоть до 3d включительно заняты электронами, а на уровне 4s, способном вместить два электрона, находится только один. В кристалле меди (рис. 1.16) атомы располагаются на расстоянии а0, и зоны 3d, 4s и 4р перекрываются. В результате образуется объединенная зона, в которой лишь нижняя часть заполнена электронами. Поэтому медь обладает хорошей электропроводностью.

Е

а0х

Рис. 1.16

Аналогичными свойствами обладают серебро, у которого частично заполнен уровень 5s, и золото, у которого частично заполнен уровень 6s.

Схема образования энергетических зон углерода показана на рис. 1.17. В уединенном атоме углерода структура электронных оболочек имеет вид ls22s22p2, и четыре валентных электрона располагаются по два на уровнях 2s и 2р. По мере сближения атомов сначала образуются две обособленных зоны: зона 2s, способная вместить по 2 электрона на атом, полностью заполнена электронами, а зона 2р, способная вместить по 6 электронов на атом, заполнена частично. При сближении атомов на расстояние х0, что соответствует кристаллической решетке графита, образуется одна объединенная зона (показанная на рисунке справа), которая способна вместить 8 электронов на атом и заполнена наполовину. В этой зоне электроны могут переходить из нижней половины в верхнюю, обусловливая хорошую электропроводимость графита. Если сблизить атомы на расстояние меньше х0, то произойдет расщепление объединенной зоны на две, каждая с вместимостью по четыре электрона на атом. В результате четыре валентных электрона оказываются в нижней зоне, полностью заполнив ее, а верхняя зона становится свободной. В кристаллической решетке алмаза атомы расположены на расстоянии а0 друг от друга, и энергетическая диаграмма алмаза принимает вид, показанный на рисунке слева. Ширина запрещенной зоны в этом случае равна 5,3 эВ; переход электронов из валентной зоны в зону проводимости невозможен, поэтому алмаз является диэлектриком.

Картина, аналогичная диаграмме алмаза, характерна для кремния и германия; в кремнии ширина запрещенной зоны составляет 1,12 эВ, в германии — 0,72 эВ.

При внешних энергетических воздействиях (нагреве, облучении) электроны способны преодолеть сравнительно узкую запрещенную зону. Поэтому кремний и германий являются полупроводниками.

Запрещенная зонаЗапрещенная зонаЗона проводимостиЕсЗона проводимостиЕсВалентная зонаВалентная зонаРис. 1.17Рис. 1.17

Запрещенная зона

Запрещенная зона

Зона проводимости

Ес

Зона проводимости

Ес

Валентная зона

Валентная зона

Рис. 1.17

Рис. 1.17

Все вышеизложенное относилось к простым веществам. Построение энергетических диаграмм химических соединений осуществляется аналогичным образом. Покажем это на конкретных примерах.

Хлористый натрий Nad состоит из атомов натрия со структурой оболочек ls22s22p63s' и атомов хлора со структурой оболочек ls22s22p63s23p5. При образовании молекулы NaCl происходит расщепление внешних электронных оболочек и образуются зоны 3s и Зр, причем зона 3s располагается выше зоны Зр (рис. 1.18). В зоне Зр содержится только пять электронов на атом, поэтому электрон с уровня 3s атома натрия переходит на свободный уровень в зоне Зр. В результате зона Зр оказывается полностью заполненной, а зона 3s — свободной, поэтому получается энергетическая диаграмма, характерная для диэлектриков с шириной запрещенной зоны около 7 эВ.

Оксид меди Сп2О содержит атомы меди со структурой электронных оболочек ls22s22p63s23p63d'°4s‘ и атомы кислорода со структурой оболочек ls22s22p4. В моле-

куле оксида меди в кислородной зоне 2р с вместимостью 6 электронов на атом содержится только четыре электрона, поэтому на свободные уровни этой зоны переходят два электрона с уровня 4s атомов меди. В результате образуется диаграмма, в которой зоны 3d и 2р полностью заняты электронами, а зона 4s свободна (рис. 1.19). Между зонами 3d и 4s располагается запрещенная зона шириной около 1,8 эВ, что характерно для полупроводников.

Из всего вышеизложенного следует, что с точки зрения зонной теории все твердые тела можно подразделить на две основные группы: материалы, у которых валентная зона перекрывается зоной проводимости, и материалы, у которых валентная зона и зона проводимости разделены запрещенной зоной. В первом случае незначительное внешнее энергетическое воздействие переводит электроны на более высокие энергетические уровни, что обусловливает хорошую электропроводность материалов. Во втором случае переходы на более высокие энергетические уровни связаны с необходимостью внешнего энергетического воздействия, превышающего ширину запрещенной зоны. Материалы,, в энергетической диаграмме которых отсутствует запрещенная зона, относятся к категории проводников, материалы с узкой запрещенной зоной (менее 3 эВ) — к категории полупроводников и материалы с широкой запрещенной зоной (более 3 эВ) — к категории диэлектриков.

Электрофизические свойства проводниковых материалов

Проводниковыми называют материалы, основным электрическим свойством которых является сильно выраженная электропроводность.

Основные положения классической электронной теории

Хорошая электропроводность проводниковых материалов обусловлена большим количеством свободных (обобществленных) электронов, которые классическая физика рассматривает как электронный газ. В соответствии с этими представле-

ниями свободные электроны находятся в состоянии хаотического теплового движения со средней скоростью и, сталкиваясь с колеблющимися атомами кристаллической решетки. Среднее расстояние /, проходимое электроном между двумя столкновениями, называют длиной свободного пробега, средний промежуток времени между двумя столкновениями — временем свободного пробега. Время свободного пробега вычисляется по формуле

- / т = =.

и

Средняя кинетическая энергия электронов, находящихся в непрерывном хаотическом движении, линейно зависит от температуры:

-^-кТ,(1.10)

22—

где к = 1,38-10~23 Дж/К — постоянная Больцмана. Температуре Т=300 К соответствует и = 105 м/с.

Распределение электронов по энергетическим состояниям, характеризуемое вероятностью р(Е), подчиняется статистике Максвелла — Больцмана и описывается экспоненциальной функцией

( F \

р(Е) = Лехр .(1.11)

При этом считается, что в каждом энергетическом состоянии может находиться любое число электронов, а при температуре абсолютного нуля энергия всех свободных электронов равна нулю.

Если в проводнике существует электрическое поле, то под действием этого поля электроны приобретают ускорение, пропорциональное напряженности поля 8, в результате чего возникает направленное движение электронов со средней скоростью

mu

Такое направленное движение называют дрейфом электронов, оно накладывается на хаотическое движение электронов. Скорость дрейфа значительно меньше скорости теплового движения. Направленное движение электронов создает ток, плотность которого равна

; = gnv=^^$,(1.12)

mu

где п — концентрация электронов.

Этот ток пропорционален напряженности поля, коэффициентом пропорциональности является удельная электрическая1 проводимость

(1.13)(1.13)q2nl

(1.13)

(1.13)

0 = -^ ти

Классическая теория, давая в целом правильное представление о механизме электропроводности, не учитывает распределение электронов по энергетическим состояниям. Поэтому она не может объяснить ряд противоречий теории с опытными данными, в частности, классическая теория не в состоянии объяснить низкую теплоемкость электронного газа. Более полное представление о процессах, происходящих внутри вещества, дает современная квантовая физика.

Основные положения квантовой физики

Электропроводность создается свободными электронами, способными покинуть атомы. Такой способностью обладают только валентные электроны. Поэтому в дальнейшем речь пойдет только об электронах, находящихся на энергетических уровнях валентной зоны.

Квантовая физика исходит из того, что электроны могут находиться на строго определенных энергетических уровнях, энергетическая плотность которых вблизи границ энергетических зон изменяется по параболическому закону (рис. 1.20, а): ^£) = ^(2тп;)3/2£‘/2,(114)

п

где т^ — эффективная масса электрона, учитывающая взаимодействие электрона с периодическим полем кристаллической решетки, то есть это масса свободного электрона, который под действием внешней силы смог бы приобрести такое же ускорение, как и электрон в кристалле под действием той же силы.

В соответствии с принципом Паули на каждом энергетическом уровне могут находиться два электрона с противоположными спинами. Если концентрация свободных электронов равна п, то при температуре абсолютного нуля они займут и/2 самых низких энергетических уровней. Наиболее высокий из занятых уровней называется уровнем Ферми и обозначается £F. При нагреве кристалла электронам сообщается тепловая энергия порядка кТ, вследствие чего некоторые электроны, находящиеся вблизи уровня Ферми, переходят на более высокие энергетические уровни. Избыток энергии, получаемый электронами при нагреве проводника,

очень незначителен по сравнению с энергией Ферми, при комнатной температуре он равен 0,026 эВ (1 эВ = 1,6-10"19 Дж). Поэтому средняя энергия свободных электронов сохраняется практически неизменной, а незначительное изменение средней энергии означает малую теплоемкость электронного газа.

В квантовой теории вероятность заполнения энергетических уровней электронами определяется функцией Ферми—Дирака (рис 1.20, б):

Из (1.15) следует, что уровень Ферми представляет собой энергетический уровень, вероятность заполнения которого равна 1/2.

Распределение электронов по энергиям (рис 1.20, в) определяется энергетической плотностью разрешенных уровней и вероятностью их заполнения:

Fn(E) = N(E)p(E).

Концентрация электронов может быть найдена путем интегрирования по всем заполненным состояниям:

n = ^N(EW)dE = ^fe t3 А

(1.16)(1.16)Если считать, что атомы в металле ионизированы однократно, то концентрация свободных электронов будет равна концентрации атомов, которая рассчитывается по формуле

(1.16)

(1.16)

где d — плотность материала;

Л — атомная масса;

No — число Авогадро (6,02-Ю23 моль"1).

Следовательно, уровень Ферми, отсчитанный от дна валентной зоны, может быть найден из уравнения (1.16):

Величина энергии Ферми для различных металлов лежит в пределах от 3 до 15 эВ. Если в проводнике создать электрическое поле с напряженностью $ то электроны, расположенные вблизи уровня Ферми, переходят на более высокие энергетические уровни, приобретая добавочную скорость направленного движения

где Тр — время свободного пробега;

uF — тепловая скорость быстрых электронов, обладающих энергией, близкой к энергии Е¥. ’

Электроны, находящиеся на глубинных уровнях, вероятность заполнения которых равна 1, непосредственно реагировать на внешнее поле не могут, так как все ближайшие энергетические уровни заняты. Однако несмотря на это они участвуют в процессе электропроводности, перемещаясь на более высокие энергетические уровни по мере их освобождения. Поле начинает влиять на эти электроны тогда, когда они оказываются вблизи уровня Ферми. Таким образом, под действием поля в движение приходит весь «коллектив» электронов. Скорость движения этого «коллектива» определяется скоростью движения электронов, находящихся вблизи уровня Ферми. С учетом этого обстоятельства выражение для плотности тока принимает вид

(1.18)(1.18)(1.19)(1.19)j = qnu¥ =$ = оё ,

(1.18)

(1.18)

(1.19)

(1.19)

mnMF

q2nl'

где о = —.удельная электрическая проводимость.

Учтем, что

Е тт^ ( 3 Y/3 n2/3h2

2(8лJ 2mn

Найдем отсюда m*uF и, подставив найденное значение в (1.18), получим

q2n2/3l(M/3

□ = - —

h 3

Концентрация свободных электронов в чистых металлах различается незначительно. Поэтому удельная электрическая проводимость металлов определяется средней длиной свободного пробега электронов, которая зависит от структуры атомов и типа кристаллической решетки.

Температурная зависимость электропроводности

В чистых металлах с идеальной кристаллической решеткой единственной причиной, ограничивающей длину свободного пробега электронов, являются тепловые колебания атомов в узлах кристаллической решетки, амплитуда которых возрастает с ростом температуры. Интенсивность столкновений электронов с атомами, то есть их рассеяние, прямо пропорциональна поперечному сечению сферического объема, занимаемого колеблющимся атомом, и концентрации атомов. Следовательно, длина свободного пробега будет равна

л(Да)2п 'л(Да)2п '(1.20)

л(Да)2п '

л(Да)2п '

Потенциальная энергия атома, отклонившегося на величину Да от узла кристаллической решетки, определяется соотношением

^Упр = 2 ^упр(^а) •

Здесь ^уПР — коэффициент упругой связи, которая стремится вернуть атом в положение равновесия. •

Поскольку средняя энергия колеблющегося атома равна кТ, то

1^упр(Да)2=^.(1.21)

Решая (1.21) относительно (Да)2 и подставляя полученный результат в (1.20), определяем среднюю длину свободного пробега электрона:

Следовательно, удельная электрическая проводимость с ростом температуры уменьшается, а удельное электрическое сопротивление р = 1/о возрастает. Влияние температуры на сопротивление проводника оценивают температурным коэффициентом удельного сопротивления:

dp

“р

р dT

У большинства металлов при комнатной температуре ар = 0,004 К"1. Если в металле имеются примеси, то помимо рассеяния на основных атомах возникает рассеяние электронов на примесных атомах, в результате чего уменьшается длина свободного пробега, определяемая соотношением

Здесь /т и /п характеризуют рассеяние на тепловых колебаниях основных атомов и примесей соответственно.

Этим объясняется то, что чистые металлы имеют более низкое удельное сопротивление по сравнению со сплавами.

Зависимость электропроводности от частоты

На высоких частотах плотность тока изменяется по сечению проводника. Она максимальна на поверхности и убывает по мере проникновения вглубь проводника. Это явление называется поверхностным эффектом.

Неравномерное распределение тока объясняется действием магнитного поля тока, протекающего по проводнику. Магнитный Поток, сцепленный с проводом, пропорционален току:

Ф = Д

где L — индуктивность проводника.■

Если ток изменяется по синусоидальному закону г = Im sin tot, то изменение магнитного потока вызывает появление ЭДС самоиндукции:

. Т di

eL = -L— = -toLImcostot.

dt

Эта ЭДС имеет направление, противоположное току в проводе, и тормозит его изменение в соответствии с законом Ленца.

При прохождении переменного тока переменное магнитное поле возникает как вокруг проводника, так и внутри него. При этом потокосцепление максимально для внутренних слоев и минимально для внешних слоев. Поэтому ЭДС самоиндукции оказывается максимальной в центре проводника и уменьшается в направлении к поверхности. Соответственно, и плотность тока наиболее значительно ослабляется в центральной части проводника и в меньшей степени — у поверхности, иначе говоря, происходит вытеснение тока к поверхности проводника. Оно тем сильнее, чем выше частота.

Распределение плотности тока по сечению проводника подчиняется экспоненциальному закону:

j = joexp ,

( Д J

где j0 — плотность тока на поверхности;

г — расстояние, измеряемое от поверхности;

Д — глубина проникновения тока.

Глубина проникновения тока, выраженная в миллиметрах, равна расстоянию, на котором плотность тока уменьшается в е = 2,72 раз по отношению к своему значению на поверхности проводника. Она пропорциональна удельному сопротивлению р [Омм] и обратно пропорциональна частоте/[МГц]:

В случае сильно выраженного поверхностного эффекта, когда ток протекает по тонкому поверхностному слою, толщина которого много меньше диаметра провода d, экспоненциальное распределение тока может быть заменено однородным распределением с постоянной плотностью тока в пределах тонкого слоя толщиной Д, на основании чего можно ввести понятие эквивалентной площади сечения проводника, занятой током:

S3 = лс/Д.

Поскольку площадь сечения, через которое протекает ток, уменьшилась, то сопротивление провода переменному току R_ стало больше, чем его сопротивление постоянному току Rq, что учитывают коэффициентом увеличения сопротивления:

R Rq 5э nd\ 4Д'

Полученная формула справедлива при Д « d.

Электропроводность тонких пленок

Электрические свойства тонких пленок отличаются от свойств объемных проводников. Это объясняется изменением структуры проводящих пленок и, соответственно, механизма перемещения электрических зарядов, создающих электрический ток. На рис. 1.21 показаны три области, соответствующие трем различным механизмам протекания Тока. При напылении пленки сначала образуются отдельные разрозненные островки (область 1), переход электронов происходит через узкие диэлектрические зазоры, что обусловлено термоэлектронной эмиссией и туннельным эффектом. В этой области удельное сопротивление очень велико, а температурный коэффициент отрицателен, так как с ростом температуры облегчается переход электронов от островка к островку.

По мере напыления пленки происходит образование проводящих цепочек между отдельными островками и начинает работать обычный механизм электропроводности, удельное сопротивление пленки уменьшается, а температурный коэффициент становится положительным (область 2). При дальнейшем напылении островки исчезают и образуется сплошная пленка толщиной около 0,1 мкм (область 3). На этом участке удельное сопротивление выше, чем удельное сопротивление монолитного проводника, что объясняется размерным эффектом, суть которого состоит в сокращении длины свободного пробега электронов вследствие их отражения от поверхности пленки. Полагая, что процессы рассеяния электронов в объеме и на поверхности независимы, можно для длины свободного пробега 4 электронов в пленке записать:

= 1 + Л

^ ^

Здесь lnls— длины свободного пробега электронов при рассеянйи в объеме и на поверхности.

Приближенно полагая длину свободного пробега при рассеянии на поверхности /5 равной толщине пленки 8, получим:

=+(1.23)

Здесь р — удельное электрическое сопротивление монолитного проводника. Сопротивление пленки определяется по формуле д=р4’

где / — длина проводящей пленки;

S — площадь поперечного сечения пленки.

Учитывая, что 5 = Sw, где w — ширина пленки, получаем:

^ = p5™ = ^--ps-.(1-24)

OW О W W

Здесь р5 = ^- — удельное поверхностное сопротивление. Величина р5 равна сопротивлению пленки при условии I = w, то есть р5 представляет собой сопротивление пленки, имеющей форму квадрата.

Подбором толщины пленки можно изменять величину р5 независимо от удельного сопротивления материала.

В микроэлектронике в качестве соединительных пленок применяют пленки из чистого металла, чаще всего алюминия, а в качестве резистивных пленок — тугоплавкие металлы (вольфрам, тантал, рений, хром, молибден) и сплавы никеля с хромом.

Классификация проводниковых материалов

Все проводниковые материалы можно разделить на три основные группы:

металлы;

сплавы металлов;

неметаллические проводящие материалы.

Металлы подразделяют на четыре группы.

Металлы с высокой удельной проводимостью. К ним относят медь и алюминий, у меди р = 0,017 мкОм-м, у алюминия р = 0,028 мкОм-м. Это наиболее широко применяемые в электронике металлы. Они применяются для изготовления радиомонтажных проводов и кабелей, а также в качестве тонких пленок в интегральных микросхемах.

Благородные металлы. К ним относят золото, серебро, платину и палладий. Они обладают высокой химической стойкостью. Применяются в качестве контактных материалов и коррозиестойких покрытий.

Тугоплавкие металлы. Эти металлы имеют температуру плавления, превышающую 1700 °C. К ним относят вольфрам, молибден, хром, рений и др.

Металлы со средним значением температуры плавления. К ним относятся железо, никель и кобальт, обладающие температурой плавления около 1500 °C. Эти металлы имеют сильно выраженные магнитные свойства.

Сплавы металлов подразделяют на три группы:

Сплавы высокого сопротивления. К ним относят манганин (86 % Си, 12 % Мп, 2 % Ni), константан (60 % Сг, 40 % Ni), хромоникелевые сплавы. Эти сплавы имеют удельное электрическое сопротивление более 0,4 мкОм м. Они применяются для изготовления резисторов и электронагревательных элементов.

Сверхпроводящие сплавы. Это сплавы, у которых при температурах, близких к абсолютному нулю, наблюдается резкое уменьшение удельного сопротивления. Среди таких сплавов наилучшими параметрами обладают сплавы ниобия (Nb3Sn, Nb3Ga, Nb3Ge).

Припои. Это низкотемпературные сплавы, применяемые при пайке. Различают мягкие и твердые припои. Мягкие припои имеют температуру плавления ниже 300 °C. В их состав входит от 10 (ПОС-10) до 90 % (ПОС-90) олова, остальное — свинец. Наиболее распространенными твердыми припоями, имеющими температуру плавления более 300 °C, являются медно-цинковые (ПМЦ) и серебряные (ПСр).

Неметаллические проводящие материалы подразделяют на три группы:

Углеродистые материалы. Наиболее широкое применение среди этих материалов имеет графит — одна из разновидностей чистого углерода. К ценным свойствам графита относятся малое удельное сопротивление и хорошая теплопроводность, а также стойкость ко многим агрессивным химическим средам.

Композиционные проводящие материалы. Они представляют собой механическую смесь проводящего наполнителя с диэлектрической связкой. Наибольший интерес представляют контактолыи керметы. Контактолами называют маловязкие или пастообразные композиции, применяемые в качестве токопроводящего клея или краски. Связующим веществом в них являются синтетические смолы, а токопроводящим наполнителем — мелкодисперсные порошки металлов (серебра, никеля, палладия). Керметами называют металлодиэлектрические композиции с неорганическим связующим веществом. Они обладают высоким удельным поверхностным сопротивлением, поэтому применяются для изготовления тонкопленочных резисторов. Наибольшее распространение получила микрокомпозиция Cr-SiO, тонкие пленки которой изготовляют путем напыления в вакууме на диэлектрическую подножку.

Проводящие материалы на основе окислов. Подавляющее большинство чистых оксидов являются диэлектриками, однако при неполном окислении или при введении примесей проводимость оксидов резко повышается. Такие материалы можно использовать в качестве контактных и резистивных слоев. Практический интерес представляют тонкие пленки диоксида олова SnO2 и оксида индия 1п2О3.

1.3. Электрофизические свойства диэлектрических материалов

Диэлектриками называют материалы, обладающие незначительной электропроводностью. Основным электрическим свойством диэлектриков является их способность к поляризации. Под поляризацией диэлектрика понимают процесс упорядочения его связанных электрических зарядов под действием электрического поля. Различают несколько механизмов поляризации.

Электронная поляризация

Этот вид поляризации представляет собой упругое смещение и деформацию электронных оболочек атомов и ионов. В чистом виде проявляется в неполярных диэлектриках, состоящих из электрически нейтральных молекул, у которых центры отрицательных и положительных зарядов совпадают (полистирол, полиэтилен и др.). Если такой диэлектрик поместить в электрическое поле между обкладками конденсатора, то в каждом из атомов произойдет смещение электронных оболочек относительно своего ядра в сторону положительного электрода (рис. 1.22), в результате чего образуются упругие диполи, количественно характеризуемые величиной электрического момента т = ql, где / — расстояние между центрами положительного и отрицательного зарядов диполя. Процесс образования упругих диполей протекает практически мгновенно (в течение 10~14... 10~‘6с) и наблюдается у всех видов диэлектриков.

Е = 0Е*0

Рис. 1.22

Величина электрического момента пропорциональна напряженности электрического поля &

т = аэ&

Здесь аэ — электронная поляризуемость, зависящая от структуры молекулы или атома, Фм2.

Интенсивность процесса поляризации оценивают величиной электрического момента единицы объема материала:

Рдр = тп.

Здесь п — количество частиц в единице объема. Величину Рдр называют поляри- зованностью диэлектрика. О способности диэлектрика поляризоваться судят по увеличению емкости конденсатора при помещении его между обкладками этого диэлектрика.

(125)(125)При отсутствии диэлектрика (рис. 1.23, а).емкость конденсатора равна - # * ^

(125)

(125)

V0 - Ь0 д'

где во — абсолютна^ диэлектрическая проницаемость вакуума (8,84-10*12 Ф/м);

5 — площадь обкладок конденсатора;

d — расстояние между обкладками.

Рис. 1.23Рис. 1.23

Рис. 1.23

Рис. 1.23

При этом на обкладках конденсатора существуют электрические заряды, величина которых равна

Q»=C»U..

Здесь U — напряжение между обкладками конденсатора.

При наличии диэлектрика (рис. 1.23, б) на его поверхности появляются поляризационные заряды, а на обкладках конденсатора — наведенные заряды Q,,aB, при этом емкость конденсатора возрастает и становится равной '

Это увеличение емкости учитывают путем введения безразмерного коэффициента е, называемого относительной диэлектрической проницаемостью, который показывает, во сколько раз емкость конденсатора с диэлектриком больше емкости конденсатора без диэлектрика. При наличии диэлектрика емкость конденсатора равна

Сд=ее0^.(1.26)

а

Для неполярных диэлектриков е = 2...2,5.

Относительная диэлектрическая проницаемость е и поляризованность Рдр связаны между собой соотношением

(1.27)(1.27)РДр = 8о(е-1)К

(1.27)

(1.27)

Дипольная поляризация

Этот вид поляризации имеет место в полярных диэлектриках, молекулы которых представляют собой твердые диполи (бакелит, целлюлоза, эпоксидная смола), электрические моменты которых ориентированы произвольно (рис. 1.24).

£ = 0£#0

Рис. 1.24

Под воздействием поля эти молекулы частично ориентируются вдоль силовых линий поля, что и является причиной поляризации. Поворот диполей в направлении поля связан с преодолением межмолекулярных сил, поэтому протекает сравнительно медленно и сопровождается потерями энергии на нагрев диэлектрика. После прекращения действия поля ориентированность частиц постепенно ослабевает и поляризованность диэлектрика уменьшается, что может быть записано в виде формулы

^дР(0 = ^p(0)exp^^-^>

где Рдр(0) — величина поляризованное™ в момент времени t0, когда прекращается действие поля;

т0 — время релаксации, то есть такой промежуток времени, в течение которого поляризованность уменьшается в е раз (е = 2,71) от первоначального значения.

Процесс дипольной поляризации сопровождается электронной поляризацией, поэтому степень поляризованности полярного диэлектрика оказывается более высокой и е достигает 6-9.

Ионная поляризация

Этот вид поляризации происходит в кристаллических диэлектриках, имеющих плотную ионную структуру (слюда). Под действием сил внешнего электрического поля в ионных кристаллах происходит упругое смещение ионов относительно своего первоначального положения (рис. 1.25) на расстояние, меньшее периода решетки.

> £

Смещению ионов препятствуют упругие силы химической связи. В состоянии равновесия действие сил электрического поля уравновешивается действием сил химической связи, то есть

?^=^упРАх,

где ^упр — коэффициент упругой связи;

Ах — смещение ионов.

Следовательно, величина смещения ионов будет равна

Ах = ——.

^упр

Время установления ионной поляризации — порядка 10"13 с. Величина относительной диэлектрической проницаемости е составляет 5-12. В ионных диэлектриках с неплотной упаковкой ионов (органическое стекло и некоторые другие вещества) ионы под воздействием поля смещаются на расстояния, превышающие постоянную решетки. После снятия поля ионы постепенно возвращаются к центру равновесия. Такой вид поляризации называется ионно-релаксационной.

Спонтанная поляризация

Этот вид поляризации имеет место в группе твердых диэлектриков, получивших название сегнетоэлектриков. У таких диэлектриков даже при отсутствии внешнего электрического поля наблюдается самопроизвольная (спонтанная) ориентация твердых диполей в отдельных областях, называемых доменами, линейные размеры которых лежат в пределах от 10"4 до 10-1 см. В каждом из доменов электрические моменты диполей направлены одинаково, а в разных доменах — по-разному (рис. 1.26, а). Поэтому общий электрический момент сегнетоэлектрика равен нулю.

Механизм возникновения спонтанной поляризации можно проследить на примере титаната бария (BaTiO3), который по своей научной значимости и техническому применению занимает ведущее место среди сегнетоэлектриков.

При температуре выше 120 °C (точка Кюри) титанат бария обладает кристаллической структурой, имеющей форму куба (рис. 1.27). Размеры элементарной ячейки больше удвоенной суммы ионных радиусов титана и кислорода. Поэтому ион

титана имеет некоторую свободу перемещения в пределах октаэдра, образованного ионами кислорода. Вследствие интенсивного теплового движения ион титана непрерывно перебрасывается от одного кислородного иона к другому, благодаря чему усредненное во времени его положение совпадает с центром элементарной ячейки. Поэтому ячейка не обладает электрическим моментом.

»-Ti4+

• — Ва2+

о — О2-

При температуре ниже 120 °C энергия теплового движения недостаточна для переброса иона титана из одного равновесного положения в другое, ион локализуется вблизи одного из кислородных ионов, вследствие чего нарушается кубическая симметрия в расположении заряженных частиц и элементарная ячейка приобретает электрический момент. Одновременно с этим искажается форма ячейки — она вытягивается по направлению оси, проходящей через центры ионов кислорода и титана, сблизившихся между собой. Взаимодействие между заряженными частицами соседних ячеек приводит к тому, что смещение ионов титана происходит в них согласованно, в одном направлении, в результате чего образуются домены. Если сегнетоэлектрик поместить в электрическое поле, то по мере роста напряженности поля будет происходить обратимое смещение границ доменов в направлении поля (рис. 1.26, б) и линейное возрастание электрической индукции D (участок 0А на рис. 1.26, г). В сильных электрических полях смещение доменных границ принимает необратимый характер, при этом разрастаются те домены, у которых вектор спонтанной поляризации имеет наименьший угол с направлением вектора напряженности электрического поля. Одновременно с этим происходит поворот диполей по направлению поля. Этому процессу соответствует участок АВ на рис 1.26, г. При некоторой напряженности поля, соответствующей точке В, все домены сегнетоэлектрика оказываются сориентированными вдоль силовых линий поля (рис. 1.26, в), наступает техническое насыщение. Кривую ОАВ называют основной кривой поляризации диэлектрика. В области насыщения наблюдается некоторое увеличение индукции, что объясняется электронной и ионной поляризацией.

Если после насыщения напряженность поля уменьшить до нуля, то сохранится вызванная полем ориентация доменов и будет наблюдаться некоторая остаточная индукция Dt. При изменении направления поля происходит переориентация векторов спонтанной поляризации, индукция быстро уменьшается, и при напряженности -Ес, называемой коэрцетивной силой, она становится равной нулю. Дальнейшее увеличение напряженности поля вновь переводит сегнетоэлектрик в состояние технического насыщения (точка С).

Таким образом, при поляризации сегнетоэлектриков изменение индукции отстает от изменения напряженности поля. Это явление называется гистерезисом. Площадь

петли гистерезиса пропорциональна энергии, затрачиваемой за один период изменения напряженности электрического поля.

Диэлектрическая Цроницаемость сегнетоэлектрика определяется по основной кривой поляризации:

D е»^

На рис. 1.28 представлена зависимость индукции и относительной диэлектрической проницаемости от напряженности поля. Относительная диэлектрическая проницаемость, измеренная в слабых полях, называется начальной. В сильных полях относительная диэлектрическая проницаемость достигает значения Ю^-Ю6.

Рис. 1.28

Зависимость диэлектрической проницаемости от температуры и частоты

Влияние температуры на величину диэлектрической проницаемости оценивают температурным коэффициентом диэлектрической проницаемости'.

Этот коэффициент равен относительному изменению диэлектрической проницаемости при увеличении температуры на 1 °C.

У неполярных диэлектриков диэлектрическая проницаемость слабо уменьшается с ростом температуры (рис. 1.29, кривая 1), так как уменьшается плотность диэлектрика, а'следовательно, количество поляризуемых частиц. Величина аЕ отрицательна, примерно равна коэффициенту линейного расширения диэлектрика и составляет около -100-Ю"61/К.

Рис. 1.29

У полярных диэлектриков зависимость е от температуры имеет характерный максимум (рис. 1.29, кривая 2). В области низких температур повышение температуры ведет к ослаблению межмолекулярных сил, что облегчает поворот диполей под действием сил поля. В области высоких температур е уменьшается из-за возрастания беспорядочных тепловых колебаний. В ионных кристаллах с плотной упаковкой наряду с уменьшением плотности вещества наблюдается возрастание поляризуемости ионов вследствие ослабления упругих связей между ними при тепловом расширении, поэтому диэлектрическая проницаемость с ростом температуры возрастает (ае = + 100-10"61/К). У некоторых кристаллов, содержащих ион титана (рутил ТЮ2, перовскит CaTiO3), преобладает электронная поляризация, поэтому с ростом температуры диэлектрическая проницаемость уменьшается (аЕ = -1500-Ю"61/К для перовскита, аЕ = -750-10"61/К для рутила). Эти диэлектрики применяют в термокомпенсирующих конденсаторах.

В ионных кристаллах с неплотной упаковкой с увеличением температуры возрастает число слабо связанных ионов, поэтому диэлектрическая проницаемость возрастет. Температурный коэффициент таких диэлектриков достигает величины +100-10"61/К.

Наиболее сильная зависимость от температуры наблюдается у сегнетоэлектриков (рис. 1.30), у которых увеличение температуры приводит к ослаблению сил, препятствующих ориентации доменов. Поэтому поляризованность доменов с ростом температуры возрастает, что ведет к увеличению диэлектрической проницаемости. Рост диэлектрической проницаемости происходит до температуры Гк, называемой температурой Кюри. За пределами этой температуры происходит распад доменных структур и резкое уменьшение диэлектрической проницаемости.

Частотная зависимость проницаемости обусловлена инерционностью процессов поляризации. У неполярных диэлектриков, характеризующихся электронной поляризацией, процесс образования упругих диполей протекает практически мгновенно, поэтому диэлектрическая проницаемость не зависит от частоты (рис. 1.31, кривая 1).

У полярных диэлектриков в области низких частот вплоть до частоты /, твердые диполи успевают поворачиваться за половину периода колебаний, поэтому диэлектрическая проницаемость не зависит от частоты (рис. 1.31, кривая 2). На частотах выше ft диполи не успевают следовать за изменениями электрического поля, вследствие чего снижается интенсивность дипольной поляризации и резко уменьшается диэлектрическая проницаемость. На частотах выше /2 процесс дипольной поляризации полностью отсутствует и сохраняется только электронная поляризация.

Электропроводность диэлектриков

У диэлектриков очень широкая запрещенная зона, поэтому свободные носители заряда практически отсутствуют. Основной причиной электропроводности является наличие в объеме и на поверхности ионов различных примесей. При высоких температурах проводимость также может, быть обусловлена ионами самого материала. Различают объемную и поверхностную электропроводность.

Объемная электропроводность создается ионами примесей или ионами диэлектрика, которые, находясь в состоянии первоначального закрепления и совершая тепловые колебания, способны преодолеть силы взаимодействия с другими молекулами и перейти в новое положение временного закрепления. В отсутствие электрического поля направления перемещения ионов равновероятны, и ток равен нулю. При наличии поля движение ионов создает ток, плотность которого равна

j — q NTvT,

где NT — концентрация диссоциированных ионов;

IV — средняя скорость движения ионов.

Скорость tv пропорциональна напряженности поля:

Vf ~ рт*^.

Здесь Цг — подвижность ионов.

Следовательно, можно записать:

j — q NT рг 8= ОдК

Здесь од = q NT pr — удельная объемная проводимость диэлектрика. Величины NT и рг зависят от температуры:

т ( hT J

Hr=IVxp—,

где NT — концентрация диссоциированных ионов;

N — общая концентрация ионов;

Pn,^ — предельная подвижность ионов;

Ед — энергия диссоциации, необходимая для того, чтобы преодолеть действие сил молекулярного взаимодействия;

Епер — энёргия перемещения диссоциированного иона, необходимая для перемещения иона из одного состояния закрепления в другое.

Подставляя NT и цг в формулу для од, получаем

од=Лехр ,

где А — коэффициент пропорциональности, включающий в себя NT и цг;

Е, — суммарная энергия активизации (Еа = Ед + ЕпсрУ

Так как в объеме имеются как ионы примеси, так и собственные ионы, то

(1.28)(1.28)Л f Е1 I Л Г f2 I а„ = Аехр -—- + Аехр -—^ .

(1.28)

(1.28)

Здесь Л[ и Et характеризуют примесную ионную электропроводность, Л2 и Е2 — собственную. При низких температурах преобладает первое слагаемое, а при высоких — второе. Ток, создаваемый движением ионов, называют током сквозной проводимости — /ск.

Поверхностная электропроводность обусловлена наличием влаги, загрязнениями, различными дефектами на поверхности диэлектрика. По способности реагировать на влагу различают гидрофобные и гидрофильные материалы. Гидрофобные материалы практически не смачиваются, и их удельное поверхностное сопротивление велико. Гидрофильные материалы смачиваются, поэтому на поверхности диэлектрика образуется непрерывный токопроводящий слой. Способность материала поглощать влагу называется адсорбцией. Такой способностью обладают полярные и ионные диэлектрики. Для уменьшения поверхностной электропроводности создают защитные гидрофобные покрытия.

Диэлектрические потери

Диэлектрическими потерями называют мощность, расходуемую электрическим полем на поляризацию диэлектрика. Эта мощность выделяется в виде тепла. Поглощение мощности диэлектриком обусловлено медленными поляризациями и электропроводностью диэлектрика.

Если между обкладками конденсатора помещен неполярный диэлектрик, то пропорционально изменению напряженности электрического поля изменяются электрические моменты диполей и, соответственно, электрические заряды, наводимые на обкладках конденсатора, вследствие чего в диэлектрике возникает ток смещения (емкостный ток), пропорциональный скорости изменения напряженности поля:

Если напряженность поля изменяется по синусоидальному закону, то /см = Uto С.

При этом 7СМ опережает приложенное напряжение на угол л/2 (рис. 1.32). Если между обкладками конденсатора помещен полярный диэлектрик, то поворот неупругих диполей запаздывает относительно изменения напряжения на величину временной релаксации т0 = Ю-8 с, в результате чего возникающий ток опережает напряжение на угол ф < 90°. Этот ток называется током абсорбции. Таким образом, ток смещения (7СМ) обусловлен электронной поляризацией, а ток абсорбции (7а6) — дипольной. Кроме того, в диэлектрике существует сквозной ток 7СК, совпадающий по фазе с приложенным напряжением. Следовательно, полный ток равен 7=7а6 + Лм + 7СК. Активная составляющая такого тока равна 7а = 7СК + 7а а6, а реактивная - 7Р = 7СМ + 7ра6.

Угол 5, дополняющий до 90° угол фазового сдвига между током и напряжением, называют углом диэлектрических потерь. Тангенс угла диэлектрических потерь, как это следует из векторной диаграммы, можно рассчитать по формуле tg3 = 7a/7p.

Из-за наличия тока 7а в диэлектрике выделяется мощность

Pa=UIa =UIptg6.

Поскольку 7р = U со С, то Pa = U2 ш С tg 5.

Таким образом, потери энергии в диэлектрике определяются величиной tg5. У широко применяемых диэлектриков tg 5 = (2...5) 10-3, у высококачественных диэлектриков tgS = (2...5) 10~4.

У неполярных диэлектриков при возрастании температуры tg 5 увеличивается (рис. 1.33, кривая 1), так как потери растут из-за возрастания тока 7СК.

У полярных диэлектриков (рис. 1.33, кривая 2) возможности поворота молекул при низких температурах ограничены из-за сил трения между ними. Поэтому количество молекул, участвующих в процессе дипольной поляризации, и время установления поляризации т0 невелики, вследствие чего tg 5 имеет небольшую величину. По мере роста температуры облегчается поворот молекул, возрастает их количество и уменьшается время т0, что ведет к увеличению tgS (участок 1). Так происходит до тех пор, пока время т0 не окажется равным длительности периода изменения поля. При этом условии дипольная поляризация получает наибольшее развитие и tgS достигает максимума. При еще более высоких температурах время т0 становится существенно меньше периода изменения напряженности поля, поэтому запаздывание дипольной поляризации относительно изменений поля практически исчезает и tg5 уменьшается (участок 2). С повышением частоты максимум tg 3 смещается в область более высокой температуры. При дальнейшем повышении температуры tg 5 начинает увеличиваться, что связано с возрастанием сквозного тока (участок 3).

В неполярных диэлектриках с увеличением частоты возрастает ток /р, а ток /а сохраняется неизменным, поэтому tg 5 уменьшается (рис. 1.34, кривая 1).

В полярных диэлектриках в области низких частот ток /а6 не велик, поэтому при повышении частоты tg 8 уменьшается за счет роста тока /сн. Затем с ростом частоты возрастает число переориентаций полярных молекул в единицу времени и увеличивается ток 7а6, вследствие чего растет tgS . На частоте/т время установления дипольной поляризации становится равным длительности периода изменения напряженности поля и tg 5 достигает максимума. При дальнейшем повышении частоты не хватает времени для переориентации полярных молекул, поэтому увеличивается ток Zaa6, что ведет к уменьшению tg8 (рис. 1.34, кривая 2).

Электрическая прочность диэлектриков

В нормальных (рабочих) условиях проводимость диэлектриков крайне низка, поэтому их используют как электроизоляционные материалы. Но, находясь в сильных электрических полях, при превышении напряжением некоторого критического значения они могут потерять свои электроизоляционные свойства. Это явление называется пробоем диэлектрика. Напряжение, приложенное к диэлектрику и приводящее к его пробою, называют пробивным напряжением (L/np), а минимальную

напряженность однородного электрического поля, приводящую к пробою диэлектрика, называют электрической прочностью (£пр):

где da — толщина диэлектрика.

Существует несколько разновидностей пробоя:

Электрический пробой возникает тогда, когда некоторое количество носителей зарядов, ускоренных электрическим полем, приобретает энергию, достаточную для ударной ионизации атомов. Это приводит к появлению новых носителей заряда, которые также ускоряются полем, и в итоге возникает лавинообразный процесс увеличения тока, который развивается в течение 10*7—10 5 с. Этот процесс обычно локализован в узкой области диэлектрика, поэтому следствием его является появление разрядного канала, внутри которого повышается давление, что приводит к появлению трещин или к полному разрушению диэлектрика. Как правило, этот вид пробоя возникает при #пр = 103 МВ/м.

Тепловой пробой возникает тогда, когда количество теплоты, выделяемой в диэлектрике, будет больше количества теплоты, отводимой от него в окружающую среду. В результате происходит нагрев диэлектрика, приводящий к его расплавлению или обугливанию.

Электрохимический пробой обусловлен медленными изменениями химического состава и структуры диэлектрика, которые развиваются под действием поля или разрядов в окружающей среде.

О При поверхностном пробое пробивается воздух вблизи поверхности твердого диэлектрика, в результате на поверхности образуется проводящий канал. Напряжение поверхностного пробоя зависит от давления, температуры и влажности воздуха. Для предотвращения поверхностного пробоя поверхность изолятора делают ребристой. Эффективной мерой борьбы с данным видом пробоя является замена воздуха жидким диэлектриком.

Классификация диэлектрических материалов

В РЭ А применяют большое количество различных диэлектриков. По функциям, выполняемым в аппаратуре, их подразделяют на электроизоляционные и конденсаторные. Электроизоляционные диэлектрики предназначены для отделения друг от друга элементов схемы и для электрической изоляции токоведущих частей электрических устройств. Они обладают невысокой относительной диэлектрической проницаемостью и большим удельным сопротивлением. Конденсаторные диэлектрики применяют для увеличения емкости конденсаторов. Эти диэлектрики имеют повышенное значение е и малое значение tg8. Большое разнообразие диэлектриков целесообразно классифицировать на основе особенностей их строения.

Полимерные материалы представляют собой высокомолекулярные соединения, молекулы которых состоят из большого числа многократно повторяющихся звеньев (мономеров). В зависимости от пространственной структуры макромолекул различают линейные и пространственные полимеры. Макромолекулы линейных

полимеров образуют цепочечную последовательность повторяющихся звеньев. Такие полимеры способны размягчаться при нагревании, то есть являются термопластичными материалами. Макромолекулы пространственных полимеров развиты по всем трем направлениям, образуя пространственную сетку. Такие полимеры относительно хрупки и при нагревании не размягчаются, то есть являются термореактивными материалами.

Различают неполярные и полярные полимеры. В неполярных полимерах мономерные звенья не обладают дипольным моментом. К таким полимерам относятся полиэтилен, полистирол и фторопласт-4, характеризуемые следующими параметрами: е = 2...2,5; tg 8 = (2...5)-10-4; 8пр = 20...40 МВ/м; р = 10м... 1016 Ом-м. Из полиэтилена изготовляют главным образом гибкую изоляцию высокочастотных проводов и кабелей. Из полистирола изготовляют изоляционные платы и другие радиодетали. Тонкие пленки полистирола толщиной 10-100 мкм, называемые стирофлек- сом, используют в качестве диэлектрика конденсаторов. Фторопласт-4 обладает высокой нагревостойкостью (до +250 °C) и высокой химической стойкостью.

Полярные полимеры обладают сильно выраженной дипольной поляризацией и, следовательно, пониженными электроизоляционными свойствами по сравнению с неполярными полимерами. Они характеризуются следующими параметрами: е = 3...6; tg 8 = 0,01...0,06; 8пр = 15...50 МВ/м; р = 10n...10M Ом-м. Наиболее распространенными материалами этой группы являются поливинилхлорид (ПВХ), по- лизтилентерефталат (лавсан) и полиамидные смолы. ПВХ представляет собой жесткий негибкий материал. Для придания эластичности в ПВХ добавляют пластификаторы. Такой материал называется пластиком. Он находит применение в производстве монтажных проводов. Пленки из лавсана толщиной около 6,5 мкм применяют в качестве несущей основы при изготовлении лент для магнитной записи, а также для межслойной изоляции в обмотках трансформаторов и в качестве диэлектрика низкочастотных конденсаторов. Полиамидные смолы отличаются высокой механической прочностью и эластичностью. Применяют их для изготовления искусственных волокон (например, капрона) и пластических масс. На основе полиамидов изготавливают эмальлаки, образующие прочные эластичные диэлектрические покрытия на металлических проводах.

Пластмассы представляют собой многокомпозиционные материалы, состоящие из связующего вещества и наполнителей. Их изготовляют методом горячего прессования или литья под давлением. В качестве связующего вещества наиболее часто используют полимерные материалы, способные деформироваться под давлением. Назначение связующих веществ в пластмассах состоит в пропитке и обволакивании наполнителей и в монолитном соединении всех компонентов в пластмассовом изделии. Состав и свойства связующего вещества определяют свойства пластмассы. Наполнители используются для улучшения свойств пластмассы. Волокнистые наполнители (стеклянные, асбестовые и хлопковые волокна) повышают механическую прочность пластмасс. Неорганические наполнители (кварцевый и слюдяной порошок, стеклянное волокно) повышают коэффициент теплопроводности пластмасс. В пластмассах содержится 40-60 % наполнителей. В состав пластмасс входят также различного рода красители. Из композиционных пластмасс изготовляют корпуса РЭ А, ламповые панельки, штепсельные разъемы и т. д.

Разновидностью композиционных пластмасс являются слоистые пластики, в которых в качестве наполнителя используют волокнистые материалы. Они состоят

из чередующихся слоев листовых наполнителей и связующего вещества. В гети- наксе наполнителем являются листы специальной бумаги толщиной 0,1 мкм, пропитанные термореактивной смолой. В процессе горячего прессования отдельные листы бумаги соединяются связующим веществом, образуя монолитный материал в виде листов толщиной от 0,2 до 4 мм. Характеристики гетинакса: е = 5...7; tg б = 0,03...0,05; £пр - 30 МВ/м; р = 1010 Омм. В текстолите в качестве наполнителя используется хлопчатобумажная ткань, а в качестве связующего звена — бакелитовая смола. Электрические характеристики текстолита несколько хуже, чем гетинакса. В стеклотекстолите наполнителем является бесщелочная стеклоткань толщиной 0,06 мм, а в качестве связующего вещества применяют кремнийоргани- ческие смолы. Стеклотекстолит отличается от гетинакса и текстолита повышенной механической прочностью и лучшими электрическими характеристиками.

Для изготовления печатных плат РЭА применяют слоистые пластики, облицованные с одной или двух сторон электрической красномедной фольгой толщиной 0,035-0,05 мм. Требуемый рисунок печатной схемы получают путем избирательного травления.

Электроизоляционные лаки, эмали и компаунды применяют для изоляции и защиты элементов РЭА от внешних воздействий. Электроизоляционные лаки являются растворами пленкообразующих веществ в органических растворителях. Слой лака, нанесенный на твердую поверхность, постепенно отвердевает, образуя лаковую пленку. Пропиточные лаки применяют в РЭА для пропитки обмоток трансформаторов, дросселей и др. Покровные лаки служат для создания на поверхности пропитанных обмоток или печатных плат электроизоляционных защитных покрытий. Эмальлаки применяют для тонкопленочной изоляции обмоточных проводов. Клеящие лаки применяют для склеивания различных материалов.

Электроизоляционные эмали представляют собой лаки, в состав которых входят неорганические вещества, повышающие твердость и механическую прочность лаковой пленки. Компаунды в основном состоят из тех же веществ, которые входят в состав лаковой основы электроизоляционных лаков, но в отличие от них не содержат растворителей. По своему назначению они делятся на две основные группы: пропиточные и заливочные. Пропиточные компаунды служат для заполнения пор, капилляров и воздушных включений в электроизоляционных материалах, используемых для изоляции обмоток трансформаторов, вследствие чего повышается электрическая прочность материала. Заливочные компаунды служат для герметизации радиокомпонентов и узлов РЭА. По отношению к нагреву различают термопластические и термореактивные компаунды. Термопластические компаунды размягчаются при нагревании и отвердевают при охлаждении. Термореактивные компаунды в момент применения находятся в жидком состоянии, а затем под действием отвердителя или катализатора происходит их затвердение. Стекла и ситаллы представляют собой сплавы специально подобранных оксидов и имеют аморфную структуру. Наилучшими электрическими и физико-химическими характеристиками обладает кварцевое стекло (е = 3,2...3,5; tg б = 0,0002; #пр = = 35...40 МВ/м; р = 1О|4...1О15 Ом-м). Помимо обычных стекол в радиоэлектронике находят применение ситаллы — закристаллизированные стекла, имеющие микро- кристалическую структуру, обусловленную соответствующим составом стекла. Основные характеристики ситаллов: е = 7,5...8,5; tg б = (1...80)-10'3; £пр = 40...60 МВ/м;

р = 108...1012 Ом-м. Ситаллы хорошо шлифуются, благодаря чему они находят применение в качестве подложек гибридных интегральных микросхем.

Радиокерамические материалы характеризуются наличием в своем составе глины или каких-либо других неорганических материалов, обладающих сходными свойствами. Они состоят из частиц, имеющих кристаллическую структуру, частиц аморфного вещества и некоторого количества закрытых пор, заполненных газом. Изменяя процентный состав этих компонентов, можно получить керамические материалы с необходимыми характеристиками. Материалы обладают достаточной механической прочностью, высокой нагревостойкОстью и хорошими электрическими характеристиками. Различают установочные и конденсаторные керамические материалы. Установочная керамика применяется для изготовления разного рода изоляторов и конструкционных деталей: ламповых панелек, подложек толстопленочных интегральных микросхем и т. д. Конденсаторная керамика используется в качестве диэлектрика конденсаторов. Она обладает высокой диэлектрической проницаемостью (е = 10...230) и малым углом диэлектрических потерь (tg 5 = 0,0001...0,0006).

Резины — это многокомпонентные смеси на основе каучуков и близких к ним по свойствам веществ, называемых эластомерами. Для получения необходимых свойств резина подвергается так называемой вулканизации. Резины имеют сравнительно невысокую диэлектрическую проницаемость (е « 3...7) и большие диэлектрические потери (tg 8 = 0,02...0,1). Они применяются в основном для изоляции проводов и кабелей.

Волокнистые материалы состоят в основном из частиц удлиненной формы — волокон, промежутки между которыми заполнены воздухом или какими-либо смолами. К ним относят дерево, состоящее в основном из целлюлозы (е = 7, tg 8 = 0,01), бумагу, картон, лакоткани. Они применяются в качестве изоляционных материалов, а специальная конденсаторная бумага — в качестве диэлектрика низкочастотных конденсаторов.

Слюды представляют собой группу материалов, относящихся к водным алюмосиликатам с ярко выраженной слоистой структурой. В радиоэлектронике находят применение два вида минеральных слюд: мусковит и флогопит. В состав мусковита входят К2О, А12О3, SiO2, Н2О. Он является высокочастотным диэлектриком (е = 6...7, tg 8 = 0,0003) и способен работать при температурах до 500-600 °C. В состав флогопита помимо перечисленных компонентов входит MgO. Этот диэлектрик является низкочастотным (е = 7, tg 8 = 0,0015) и способен работать при температурах до 800-900 °C. Помимо природных слюдяных материалов в радиоэлектронике находит применение синтетическая слюда—фторофлогопит (е = 8, tg 8 = 0,0002), способная работать при температурах до 1100 °C.

Активные диэлектрики характеризуются сильной зависимостью их свойств от внешних энергетических воздействий, что позволяет осуществлять генерацию, усиление, модуляцию и другие преобразования электрических и оптических сигналов. Они находят применение в устройствах функциональной электроники (УФЭ), отличительной чертой которых являются несхемотехнические принципы их построения. Функции схемотехники выполняют непосредственно те или иные процессы в диэлектриках. К активным диэлектрикам относятся сегнето-, пьезо- и пироэлектрики, а также электреты.

Сегнетоэлектрики имеют доменную структуру и характеризуются спонтанной поляризацией, направление которой можно изменять с помощью внешнего электрического поля. Следствием доменного строения сегнетоэлектриков является нелинейная зависимость их электрической индукции от напряженности электрического поля и резко выраженная температурная зависимость диэлектрической проницаемости. Они находят применение для изготовления малогабаритных низкочастотных конденсаторов, а также нелинейных конденсаторов, называемых вари- кондами, емкость которых зависит от приложенного напряжения, для ячеек памяти в вычислительной технике, для модуляции и преобразования лазерного излучения. Пьезоэлектрики обладают сильно выраженным пьезоэлектрическим эффектом, который может быть как прямым, так и обратным. При прямом пьезоэффекте под действием механических напряжений происходит поляризация диэлектрика, в результате чего на каждой из поверхностей диэлектрика возникают электрические заряды, линейно зависимые от механических усилий. При обратном пьезоэффекте происходит изменение размеров диэлектрика под действием электрического поля. Среди пьезоэлектриков одно из важных мест занимает монокристаллический кварц, из которого вырезают пластины с определенной кристаллографической ориентацией. Кварцевая пластина с электродами и держателем эквивалентна колебательному контуру с высокой добротностью, достигающей 106—107.

К пироэлектрикам относят диэлектрики, в которых спонтанная поляризованность изменяется при изменении температуры. При неизменной температуре спонтанная поляризованность пироэлектрика скомпенсирована свободными зарядами противоположного знака из-за процессов электропроводности и адсорбции заряженных частиц из окружающей атмосферы. При изменении температуры спонтанная поляризованность изменяется, что сопровождается освобождением некоторого заряда на поверхности пироэлектрика, вследствие чего в замкнутой цепи возникает электрический ток, пропорциональный скорости изменения температуры. Пироэффект используют для создания тепловых датчиков и приемников лучистой энергии, принцип действия которых состоит в том, что при облучении зачерненной (поглощающей) поверхности кристалла происходит его нагрев и возникает импульс тока, регистрируемый электронной схемой.

К электретам относятся диэлектрики, способные длительное время сохранять поляризованное состояние и создавать в окружающем их пространстве электрическое поле, то есть электрет является формальным аналогом постоянного магнита. Они находят применение для изготовления микрофонов и телефонов, измерения механических вибраций и во многих других случаях.

1.4. Магнитные свойства радиоматериалов

Первопричиной магнитных свойств радиоматериалов являются внутренние скрытые формы движения электронов. Для объяснения магнитных свойств материалов с достаточным приближением можно пользоваться моделью Бора. При орбитальном движении электронов в атомах возникают орбитальные магнитные моменты,

а при вращении электронов вокруг своей оси — спиновые магнитные моменты. Результирующий орбитальный магнитный момент определяют путем суммирования орбитальных магнитных моментов отдельных атомов. У полностью заполненных оболочек он равен нулю. Аналогично определяют результирующий спиновый магнитный момент, который также равен нулю при полностью заполненных оболочках. Результирующий магнитный момент атома определяется суммированием результирующих орбитальных и спиновых магнитных моментов.

Любой материал, независимо от того, обладают или не обладают атомы материала собственным магнитным моментом, при помещении его в магнитное поле приобретает некоторый магнитный момент М. Магнитный момент единицы объема материала называют намагниченностью-.

I Л-.

у

Намагниченность пропорциональна напряженности магнитного поля Н-.

L = кН,

где км — безразмерный коэффициент, характеризующий способность материала намагничиваться в магнитном поле и называемый магнитной восприимчивостью. Намагниченное тело, находясь во внешнем магнитном поле, создает собственное магнитное поле, которое суммируется с внешним полем. В результате суммарная магнитная индукция становится равной

В = В0 + В| = |10Я + р04 = ц0(Я + .Г^ = |10Я(1 +£м) = ^(1.29)

Здесь Цо = 4л-10“7 Гн/м — относительная магнитная проницаемость, показывающая, во сколько раз магнитная индукция В поля в данном веществе больше, чем магнитная индукция Во в вакууме.

По реакции на внешнее магнитное поле все материалы делят на пять групп:

диамагнетики;

парамагнетики;

ферромагнетики;

антиферромагнетики;

ферримагнетики.

Диамагнетики — это материалы, атомы которых не обладают собственным магнитным моментом. При помещении такого материала в магнитное поле в нем индуцируется магнитный момент, направленный навстречу направлению поля, поэтому магнитная восприимчивость км отрицательна и составляет -(10"6-10"7). К таким материалам относятся золото, серебро, медь, кремний, германий и ряд других. Парамагнетики — это материалы, атомы которых обладают собственным магнитным моментом. Под действием внешнего поля магнитные моменты атомов ориентируются в направлении поля и усиливают его. Магнитная восприимчивость парамагнетиков положительна и составляет 10~3-10~6. К этим материалам относятся щелочные и щелочноземельные металлы, соли железа, кобальта, никеля и ряд других.

Ферромагнетики — это материалы, в которых атомы, обладающие собственным магнитным моментом, расположены настолько близко друг к другу, что между ними возникает обменное взаимодействие, приводящее к уменьшению энергии системы взаимодействующих атомов. При таком взаимодействии происходит обмен электронами недостроенных внутренних электронных оболочек атомов, в результате чего магнитные моменты взаимодействующих атомов приобретают одинаковое направление. Атомы с одинаковым (параллельным) направлением магнитных моментов группируются в микроскопические области, называемые доменами. Размеры и форма доменов определяются из условия минимума свободной энергии системы. Энергетически выгодна структура с боковыми замыкающими доменами, показанная на рис. 1.35.

Рис. 1.35

При такой структуре доменов магнитный поток замыкается внутри образца, а за его пределами магнитное поле отсутствует. Под воздействием внешнего магнитного поля изменяются размеры и границы доменов и происходит намагничивание образца, при этом магнитная восприимчивость достигает 105-106. Подобными свойствами обладают железо, никель, кобальт и некоторые сплавы.

Антиферромагнетики — это материалы, в которых в результате обменного взаимодействия происходит антипараллельная ориентация магнитных моментов атомов, поэтому собственный магнитный момент у таких материалов отсутствует. Для антиферромагнетиков характерна невысокая положительная магнитная восприимчивость (10‘3-10~5). Антиферромагнетизм обнаружен у хрома, марганца, некоторых редкоземельных элементов и ряда соединений на основе металлов переходных групп.

Ферримагнетики — это материалы, в которых обменное взаимодействие происходит косвенно, через немагнитные ионы кислорода. В результате такого взаимодействия образуются магнитные моменты, ориентированные в противоположные стороны, но их количество неодинаково, поэтому у ферримагнетиков существует собственный магнитный момент. Подобно ферромагнетикам они обладают высокой магнитной восприимчивостью. Ферримагнетизмом обладают соединения оксида железа (Fe2O3) с оксидами других металлов. Примером может служить соединение оксида железа с оксидом никеля (№0), называемое ферритом никеля, формула которого может быть записана как NiFe2O4.

Чтобы понять природу ферримагнетизма, необходимо рассмотреть структуру кристалла феррита, элементарная ячейка которого представляет собой куб, содержащий восемь структурных единиц NiFe2O4. Тридцать два крупных отрицательных иона кислорода в элементарной ячейке расположены так, что они соприкасаются друг

с другом, в промежутках между ними расположены более мелкие положительные ионы железа и никеля. В восьми промежутках расположена половина трехвалентных ионов железа, каждый из которых окружен четырьмя ионами кислорода. Такое положение ионов железа называют A-положением. Эти ионы имеют одинаковую ориентацию магнитных моментов и образуют первую подрешетку. В шестнадцати других промежутках расположена другая половина трехвалентных ионов железа и восемь двухвалентных ионов никеля, каждый из которых окружен шестью ионами кислорода. Такое положение ионов называют В-положе- нием. Эти ионы образуют вторую подрешетку, в которой магнитные моменты ионов имеют направление, противоположное направлению магнитных моментов в первой подрешетке. Учитывая описанный характер распределения ионов и используя стрелки для указания магнитных моментов, структурную формулу феррита никеля можно представить в виде

(Fe^)[F^ ■ NT] • О4“

Здесь в круглых скобках указаны ионы, занимающие A-положение, а в квадратных — ионы, занимающие В-положение. При такой структуре магнитные моменты трехвалентных ионов железа компенсируются, и спонтанное намагничивание вызывается магнитными моментами двухвалентных ионов никеля.

Намагничивание ферромагнетиков

Если ферромагнетик поместить в магнитное поле, то при увеличении напряженности внешнего поля Н можно наблюдать возрастание магнитной индукции В (рис. 1.36), которое обусловлено двумя основными процессами: смещением доменных границ и поворотом магнитных моментов доменов.

В качестве исходного примем размагниченное состояние ферромагнетика. Этому состоянию соответствует ориентация спинов в доменах, показанная на рис. 1.37, а. При увеличении напряженности поля увеличивается объем тех доменов, магнитные моменты которых образуют наименьший угол с направлением внешнего поля (рис. 1.37, б), при этом магнитная восприимчивость не изменяется, а магнитная индукция возрастет пропорционально напряженности поля (участок 1 на рис. 1.36). После снятия поля доменные границы возвращаются в исходное положение.

В области более сильных полей смещениё доменных границ носит необратимый характер (рис. 1.37, в). На участке необратимого смещения границ кривая намагничивания имеет наибольшую крутизну (участок 2 на рис. 1.36).

Рис. 1.37

По мере дальнейшего увеличения напряженности поля начинает работать второй механизм намагничивания — происходит поворот магнитных моментов доменов в направлении поля (участок 3 на рис. 1.36). Когда все магнитные моменты доменов оказываются сориентированными вдоль роля (рис. 1.37, г), наступает техническое насыщение намагниченности (участок 4 на рис. 1.36). Некоторое увеличение индукции на участке насыщения вызвано слагаемым ЦдЯ в уравнении (1.29) и увеличением намагниченности самого домена.

Используя кривую намагничивания, можно построить график зависимости магнитной проницаемости от напряженности магнитного поля, которая в соответствии с (1.29) равна

В и =.

Магнитная проницаемость ц пропорциональна тангенсу угла наклона прямой линии, проведенной из начала координат через точку на кривой намагничивания. Зависимость проницаемости р от напряженности поля Н показана на рис. 1.38. Значение проницаемости в слабых полях называют начальной магнитной проницаемостью (р„). Наибольшее значение магнитной проницаемости называют максимальной проницаемостью (цтах).

Если после намагничивания ферромагнетика до насыщения уменьшать напряженность внешнего поля Н, то индукция уменьшится, однако она будет больше, чем при начальном намагничивании. На рис. 1.39 представлены зависимости В = /(/7) при увеличении и уменьшении напряженности поля; они не тождественны вследствие явления гистерезиса. При уменьшении 77 до нуля в образце остается остаточная индукция Вг. Для того чтобы уменьшить индукцию до нуля, необходимо изменить направление поля на противоположное, после чего увеличивать напря-

женность поля до величины -Нс, называемой коэрцетивной (задерживающей) силой. Если после этого продолжать увеличивать напряженность поля, то ферромагнетик намагнитится до насыщения -Ss. Изменяя циклически напряженность поля Н, можно получить петлю гистерезиса.

Рис. 1.39

Экспериментально установлено, что в монокристаллах ферромагнетиков существуют направления легкого и трудного намагничивания. Это явление называется магнитной анизотропией. Так, например, у железа, имеющего структуру объемно центрированного куба, направления легкого намагничивания совпадают с ребрами куба. Направления трудного намагничивания совпадают с диагоналями куба. Направления среднего намагничивания совпадают с диагоналями граней куба. У никеля, имеющего структуру гранецентрированного куба, наоборот, ось легкого намагничивания совпадает с диагональю куба, а ось трудного намагничивания — с ребром куба.

При намагничивании ферромагнетиков наблюдается изменение их размеров и формы. Такое явление называется магнитострикцией. Магнитострикцию оценивают значением относительной деформации материала в направлении магнитного поля: X = Д///. Численное значение коэффициента магнитострикции X зависит от типа структуры, кристаллографического направления, напряженности магнитного поля и температуры. При этом магнитострикция может быть как положительной, так и отрицательной, то есть размеры образца в направлении поля при намагничивании могут как увеличиваться, так и уменьшаться. Так, например, для монокристалла железа, намагниченного в направлении ребра куба, линейные размеры в этом направлении уменьшаются, при намагничивании вдоль диагонали куба увеличиваются. Процесс перемагничивания магнитных материалов в переменном магнитном поле связан с потерями энергии, вызывающими нагрев материала. Эти потери обусловлены необратимым смещением границ доменов, они пропорциональны площади петли гистерезиса и частоте переменного магнитного поля. Мощность потерь, расходуемых на гистерезис, определяется формулой

Л=43™/К

где Т] — коэффициент, зависящий от свойств материала;

Втах — максимальная индукция в течение цикла перемагничивания;

п = 1,6...2,0 — показатель степени, зависящий от Втах;

/— частота;

— объем образца.

Помимо потерь на гистерезис перемагничивание магнитного материала сопровождается динамическими потерями, обусловленными вихревыми токами, которые магнитный поток индуцирует в магнитном материале. Эти токи возникают в плоскости, перпендикулярной магнитному полю. Мощность потерь на вихревые токи определяется формулой

PB=U2Bm»v,

где £ — коэффициент, зависящий от удельной проводимости, формы и размеров поперечного сечения материала.

Для уменьшения потерь на вихревые токи в трансформаторах применяют сердечники из тонких листов ферромагнитных материалов, изолированных друг от друга и обладающих высоким удельным электрическим сопротивлением.

Магнитомягкие материалы.

Магнитомягкие материалы — это такие материалы, которые обладают малой ко- эрцетивной силой Яс и высокой магнитной проницаемостью ц. Они характеризуются узкой петлей гистерезиса и малыми потерями на перемагничивание и используются в основном в качестве сердечников трансформаторов, дросселей, электромагнитов и др. Условно к магнитомягким материалам относят материалы, у которых Яс< 800 А/м. Такими материалами являются низкоуглеродистые кремнистые стали, карбонильное железо, пермаллои и альсиферы.

Низкоуглеродистые кремнистые стали представляют собой сплавы железа, включающие 0,8-4,8 % кремния. Введение кремния повышает удельное электрическое сопротивление стали и снижает потери на вихревые токи. Чем больше содержание кремния, тем лучше магнитные характеристики, однако при этом повышается хрупкость материала. Кремнистая сталь прокатывается в виде тонких листов толщиной 0,05-1,0 мм. Она характеризуется следующими основными параметрами: цн = 300...900, цтах = (2...35) 103, Яс = 10...30 А/м.

Карбонильное железо получают путем термического разложения пентакарбонила железа Fe(CO)5, результатом чего является порошок, состоящий из частиц чистого железа и оксида углерода, имеющих сферическую форму диаметром от 1 до 8 мкм. Из этого порошка путем прессования изготовляют высокочастотные сердечники, характеризуемые следующими основными параметрами: ц„ = (2.5...3)-103, ^ = 20-103, Нс = 4,5...6,2 А/м.

Пермаллои представляют собой пластичные железоникелевые сплавы с содержанием никеля 45-80 %.Чем выше содержание никеля, тем больше ц и меньше Нс. Пермаллои обладают высокой пластичностью, поэтому они легко прокатываются в тонкие листы толщиной до 1 мкм. Для улучшения магнитных характеристик в пермаллои добавляют молибден, хром, кремний или медь. Пермаллои характеризуются следующими основными параметрами: цн = (2...14)403, цтах = (5О...27О)-1О3, Нс = 2... 16 А/м.

Альсиферы представляют собой хрупкие нековкие сплавы, содержащие от 5 до 15 % алюминия, от 9 до 10 % кремния, остальное — железо. Из этих сплавов изготовляют литые сердечники, работающие на частотах до 50 кГц. Альсиферы имеют следующие основные параметры: цн = (6...7)-103, цтах = (30...35)-103, Нс = 2,2 А/м.

Ферриты представляют собой соединения оксида железа (Fe2O3) с оксидами других металлов (ZnO, NiO и др.). Ферриты получают из порошкообразной смеси оксидов этих металлов. Основным достоинством ферритов является сочетание высоких магнитных параметров с большим электрическим сопротивлением, благодаря чему уменьшаются потери в области высоких частот. Марганцево- цинковые ферриты имеют параметры рн = (1...6)103, Нс = 12...80 А/м и граничную частоту до 1,6 МГц, никель-цинковые — цн = 10...150, Нс = 560...800 А/м и граничную частоту до 250 МГц. Приведенные параметры свидетельствуют о том, что чем меньше начальная магнитная проницаемость феррита, тем выше граничная частота, до которой он может применяться. В устройствах автоматики, вычислительной техники, аппаратуре телефонной связи широкое применение находят ферриты с прямоугольной петлей гистерезиса (ППГ). Такие сердечники имеют два устойчивых состояния, соответствующих различным направлениям остаточной магнитной индукции, что позволяет использовать их в качестве элементов для хранения и переработки двоичной информации.

Магнитодиэлектрики представляют собой композиционные материалы, состоящие из мелкодисперсных частиц магнитомягкого материала, соединенных друг с другом каким-либо органическим или неорганическим диэлектриком. В качестве мелкодисперсных магнитомягких материалов применяют карбонильное железо, альсифер и некоторые сорта пермаллоев, измельченные до порошкообразного состояния. В качестве диэлектриков применяют эпоксидные и бакелитовые смолы, полистирол, жидкое стекло и др. Диэлектрик соединяет частицы магнитомягкого материала, одновременно изолируя их друг от друга, благодаря чему повышается удельное электрическое сопротивление магнитодиэлектрика, что резко снижает потери на вихревые токи и позволяет использовать магнитодиэлектрики на частотах до 100 МГц.

Магнитные характеристики магнитодиэлектриков несколько хуже, чем у ферритов, но зато эти характеристики более стабильны. Кроме того, производство изделий из магнитодиэлектриков значительно проще, чем из ферритов.

Магнитотвердые материалы

Магнитотвердые материалы отличаются от магнитомягких высокой коэрце- тивной силой и остаточной индукцией. Площадь петли гистерезиса у них значительно больше, чем у магнитомягких материалов, следовательно, они трудно намагничиваются. Будучи намагниченными, они могут долго сохранять магнитную энергию, то есть служить источником постоянного магнитного поля, поэтому их применяют главным образом для изготовления постоянных магнитов, которые должны создавать в воздушном зазоре между своими полюсами магнитное поле. Величина магнитной энергии в рабочем зазоре магнита определяется соотношением

Наглядное представление о том, как зависит энергия от индукции, дает рис. 1.40, где в первом квадранте показана зависимость магнитной энергии IV от индук-

ции В, а во втором квадранте показан участок петли гистерезиса, соответствующий размагничиванию, то есть зависимость В от Н. Нетрудно понять, что каждой точке на графике В = ДН) соответствует ордината графика W=ДВ) и существует такое положение точки на графике В = ДН), которой соответствует максимум магнитной энергии Wmax. Значение lVmax определяет наилучшее использование магнита, поэтому эта энергия является наиболее важной характеристикой, определяющей качество материала.

Рис. 1.40

Магнитотвердые материалы по составу и способу получения подразделяют на пять групп:

литые высококоэрцитивные сплавы;

металлокерамические и металлопластические магниты;

магнитотвердые ферриты;

сплавы на основе редкоземельных металлов;

материалы для магнитной записи информации.

К группе литых высококоэрцитивных сплавов относятся железо-никель-алюмине- вые и железо-никель-кобальт-алюминевые сплавы, легируемые медью, никелем, титаном и ниобием. Магнитная энергия таких сплавов достигает 36 кДж/м, коэрцитивная сила—110 кА/м.

Металлокерамические и металлопластические магниты создаются методами порошковой металлургии. Металлокерамические магниты получают путем прессования порошка, состоящего из измельченных тонкодисперсных магнитных сплавов, и последующего спекания при высокой температуре. Из-за пористости материалов их магнитная энергия на 10-20 % ниже, чем у литых сплавов. Металлопластические магниты получают из порошка магнитного сплава, смешанного с порошком диэлектрика. Процесс изготовления магнитов состоит в прессовании и нагреве заготовок до 120-180 °C для полимеризации диэлектрика. Из-за того, что около 30 % объема занимает неферромагнитный связующий диэлектрический материал, их магнитная энергия на 40-60 % меньше, чем у литых сплавов.

Из магнитотвердых ферритов наибольшее распространение получили бариевый феррит и кобальтовый феррит. Магнитная энергия этих ферритов достигает 12 кДж/м. Магнитотвердые материалы из сплавов на основе редкоземельных металлов весьма перспективны, но еще недостаточно изучены и освоены в техническом отношении. Практически известны сплавы самария и празеодима с кобальтом, магнитная энергия которых достигает 80 кДж/м. Недостатками этих сплавов являются их высокая хрупкость и значительная стоимость.

В качестве материалов для магнитной записи информации применяют тонкие металлические ленты из нержавеющих сплавов и ленты на пластмассовой основе с порошковым рабочим слоем. В технике магнитной записи наибольшее распространение получили полимерные ленты с нанесенным слоем магнитного лака, состоящего из магнитного порошка, связующего вещества, летучего растворителя и различных добавок, уменьшающих абразивность рабочего слоя.

Электрофизические свойства полупроводниковых материалов

К полупроводникам относят материалы, которые по величине удельной электрической проводимости занимают промежуточное положение между проводниками и диэлектриками. Электропроводность полупроводников в значительной степени зависит от температуры и концентрации примесей, что объясняется особенностями их кристаллической структуры. Основными материалами, применяемыми в полупроводниковой электронике, являются четырехвалентные кремний (Si) и германий (Ge), а также бинарные соединения типа AniBv, например арсенид галлия GaAs.

Собственные и примесные полупроводники

Собственными полупроводниками, или полупроводниками типа i (от англ, intrinsic — собственный), называют полупроводники, кристаллическая решетка которых в идеальном случае не содержит примесных атомов другой валентности. В реальных условиях в кристаллической решетке полупроводника всегда существуют примеси, однако их концентрация столь ничтожна, что ею можно пренебречь. Атомы в кристаллической решетке полупроводника расположены упорядоченно на таких расстояниях друг от друга, что их внешние электронные оболочки перекрываются, и у электронов соседних атомов появляются общие орбиты, посредством которых образуются ковалентные связи. Если валентность атомов равна четырем, то вокруг каждого из атомов, помимо четырех собственных, вращаются еще четыре «чужих» электрона, вследствие чего вокруг атомов образуются прочные электронные оболочки, состоящие из восьми обобществленных валентных электронов, что иллюстрирует плоская модель кристаллической решетки, показанная на рис. 1.41. В узлах кристаллической решетки арсенида галлия чередуются пятивалентные атомы мышьяка и трехвалентные атомы галлия, вокруг которых также образуются электронные оболочки из восьми обобществленных электронов.

Рис. 1.41

При сообщении кристаллической решетке некоторого дополнительного количества энергии, например путем нагрева, электрон может покинуть ковалентную связь и превратиться в свободный носитель электрического заряда. В результате ковалентная связь становится дефектной, в ней образуется «вакантное» место, которое может занять один из валентных электронов соседней связи. При этом вакантное место перемещается к другому атому. Перемещение вакантного места внутри кристаллической решетки принято рассматривать как перемещение некоторого положительного заряда, называемого дыркой. Величина этого заряда равна заряду электрона. Процесс образования свободных электронов и дырок под воздействием тепла называют тепловой генерацией. Она характерйзуется скоростью генерации G, определяющей количество пар носителей заряда, генерируемых в единицу времени. Помимо тепловой генерации возможна генерация под воздействием света или каких-либо других энергетических воздействий. Возникшие в результате генерации носители заряда находятся в состоянии хаотического движения, средняя тепловая скорость которого определяется формулой

й = ^3kT / т .

Двигаясь хаотически, электроны могут занимать вакантные места в ковалентных связях. Это явление называют рекомбинацией й характеризуют скоростью рекомбинации R, определяющей количество пар носителей заряда, исчезающих в единицу времени. Каждый из подвижных носителей заряда существует («живет») в течение некоторого промежутка времени, среднее значение которого называют временем жизни носителей заряда и обозначают для электронов тп, а для дырок тр. В собственном полупроводнике т„ = тр = т,.

В равновесном состоянии генерация и рекомбинация протекают с одинаковой скоростью (R = G), поэтому в полупроводнике устанавливается собственная концентрация электронов, обозначаемая п„ и собственная концентрация дырок, обозначаемая р,. Поскольку электроны и дырки генерируются попарно, то в собственном полупроводнике выполняется условие пх =рх. При комнатной температуре в кремнии nt=Pi = 1,4-1010 см'3, а в германии п-, =р} = 2,5-1013 см'3. С увеличением температуры собственные концентрации электронов и дырок растут по экспоненциальному закону.

Полупроводники, кристаллическая решетка которых помимо четырехвалентных атомов содержит атомы с валентностью, отличающейся от валентности основных атомов, и их концентрация превышает собственную концентрацию носителей заряда, называют примесными. Если валентность примесных атомов больше валентности основных атомов, например, в кристаллическую решетку кремния введены пятивалентное атомы мышьяка, то пятый валентный электрон примесного атома оказывается незанятым в ковалентной связи, то есть становится лишним (рис. 1.42, а) и легко отрывается от атома, становясь свободным. При этом примесный атом оказывается ионизированным и приобретает положительный заряд. Такой полупроводник называют электронным, или полупроводником типа п (от лат. negative — отрицательный), а примесные атомы называют донорами.

Если в кристаллическую решетку кремния введены атомы трехвалентной примеси, например атомы алюминия, то одна из ковалентных связей оказывается неза-

полненной (рис. 1.42, б). При незначительном тепловом воздействии электрон одной из соседних связей может перейти в незаполненную связь, а на том месте, откуда пришел электрон, возникает дырка. При Этом примесный атом приобретает отрицательный заряд. Такой полупроводник называют дырочным, или полупроводником типар (От Лат. positive — положительный), а примесные атомы называют акцепторами.

С точки зрения зонной теории, при тепловой генерации происходит переход электронов из валентной зоны в зону проводимости, а при рекомбинации — их возврат из зоны проводимости в валентную зону (рис. 1.43, а). Скорость тепловой генерации обратно пропорциональна ширине запрещенной зоны А£3 = £с - £v и прямо пропорциональна температуре Т. Для германия при Т = 300 К значение Д£3=0,72 эВ, для кремния А£3 =1,12 эВ, для арсенида галлия А£3 = 1,41 эВ. Чем шире запрещенная зона, тем меньше концентрация собственных носителей заряда.

Рис. 1.43Рис. 1.43

Рис. 1.43

Рис. 1.43

В электронном полупроводнике из-за наличия пятивалентных примесных атомов в пределах запрещенной зоны вблизи дна зоны проводимости появляются примесные уровни £d (рис. 1.43, бу Поскольку на один примесный атом приходится примерно 106-108 атомов основного вещества и расстояние между ними большое, то они практически не взаимодействуют друг с другом. Поэтому примесные уровни не расщепляются, и их изображают как один локальный уровень, на котором находятся «лишние» валентные электроны, не занятые в ковалентных связях.

Энергетический интервал A£d = Ec-Ed называют энергией ионизации доноров (для кремния A£d = 0,05 эВ, для германия A£d = 0,01 эВ). Электроны, находящиеся на уровне Ed, переходят с уровня Ed в зону проводимости. При комнатной температуре практически все доноры ионизированы, поэтому концентрация электронов примерно равна концентрации доноров (ип = Nd).

Наряду с ионизацией примеси в электронном полупроводнике происходит тепловая генерация, но количество образующихся при этом электронов и дырок существенно меньше, чем в собственном полупроводнике. Объясняется это тем, что электроны, полученные в результате ионизации донорных атомов, занимают нижние энергетические уровни эоны проводимости и переход электронов из валентной зоны может происходить только на более высокие уровни зоны проводимости. Но для таких переходов электроны должны обладать более высокой энергией, чем в собственном полупроводнике, и поэтому значительно меньшее число электронов способно их осуществить. Поэтому в электронном полупроводнике концентрация дырокра меньше концентрации pv Электроны в электронном полупроводнике называют основными носителями заряда, а дырки — неосновными.

В дырочном полупроводнике за счет введения трехвалентных примесных атомов в пределах запрещенной зоны появляется примесный уровень Еа (рис. 1.43, в), который заполняется электронами, переходящими на него из валентной зоны. Поэтому в полупроводнике устанавливается высокая концентрация дырок рр. При комнатной температуре практически все акцепторы ионизированы, поэтому концентрация дырок примерно равна концентрации акцепторов (рр« Na).

В дырочном полупроводнике так же, как и в электронном, происходит тепловая генерация, однако количество образующихся при этом пар носителей заряда невелико. Объясняется это теми же причинами, что и для электронного полупроводника. На уровни акцепторов переходят электроны с энергетических уровней, расположенных вблизи потолка валентной зоны, а переход электронов из валентной зоны в зону проводимости совершают электроны, расположенные на более низких уровнях валентной зоны, для чего необходимо затратить более высокую энергию, чем в собственном полупроводнике. Поэтому концентрация электронов ир меньше концентрации и,. Дырки в дырочном полупроводнике называют основными носителями заряда, а электроны — неосновными.

Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в собственном полупроводнике

Для расчета равновесной концентрации электронов и дырок необходимо знать плотность разрешенных энергетических уровней и вероятность их заполнения электронами. В квантовой физике доказывается, что вблизи краев энергетических зон плотность разрешенных энергетических уровней N(E) подчиняется параболическому закону.

Для зоны проводимости

N^E^^m^^E^. (1.30)

Для валентной зоны , з

N^E^^^X^.(1.31)

Вероятность заполнения разрешенных уровней определяется функцией Ферми — Дирака:

(1.32)(1.32)Р(Е) = —-А—.

(1.32)

(1.32)

1 + ехр—г— кТ

Обычно в полупроводниках электроны и дырки имеют энергию, значительно отличающуюся от энергии Ферми. Разность Е - ЕР, как правило, более чем в три раза превышает значение кТ. Поэтому единицей в знаменателе формулы (1.32) можно пренебречь. Тогда вероятность заполнения энергетических уровней в зоне проводимости будет равна

(1.33)(1.33)Р(£) = ехр-Ц-^

(1.33)

(1.33)

Вероятность отсутствия электрона на энергетическом уровне в валентной зоне, то есть вероятность возникновения дырки, будет равна

1-Р(£)»ехр^^.(1.34)

кТ

Полупроводники, в которых выполняются условия Ес - Е¥ £ (2...3)kT и ЕР - Ev> (2...3)kT, называют невырожденными. В подавляющем большинстве случаев это условие выполняется.

Если известны NC(E) И Р(Е), то можно рассчитать энергетическую плотность электронов РП(Е) и их концентрацию п:

(1.35)(1.36)(1.35)(1.36)£„(£) = ^VC(£)P(£),

(1.35)

(1.36)

(1.35)

(1.36)

и = J F^E^dE = Ncexp(-^-^- *\ ь г

Здесь Nc = 2Здесь Nc = 232тат^кТ^32тат^кТ^к2к2— эффективная плотность состояний взоне проводимости.— эффективная плотность состояний взоне проводимости.

Здесь Nc = 2

Здесь Nc = 2

3

2тат^кТ^

3

2тат^кТ^

к2

к2

— эффективная плотность состояний взоне проводимости.

— эффективная плотность состояний взоне проводимости.

Если известны NV(E) и 1 - Р(£), то можно рассчитать энергетическую плотность

дырок и их концентрацию:

Fp<E) = NXE)Vt"PM(1.37)

p=^FvCE)dE = N,exp\-^-^\.(1.38)

Здесь Nv = 2Здесь Nv = 22тапр"1?2тапр"1?3 2 — эффективная плотность состояний в валентной зоне.

Здесь Nv = 2

Здесь Nv = 2

2тапр"1?

2тапр"1?

В собственном полупроводнике и, =р„ следовательно, ■ { Ес - £Fi ) . f £Fi - )

c (kT J ( kT J

Логарифмируя и решая относительно £Fi, получаем

„£c+£v Nv

Ек = —L +— In—-.

„ kT, Nv Ec+E, Ec+Ev

Величина — In значительно меньше, чем ——-, поэтому £Fi = —— = E,, то есть уровень Ферми в собственном полупроводнике расположен приблизительно посередине запрещенной зоны. Энергетическая диаграмма собственного полупроводника показана на рис. 1.44.

то расчет кон-то расчет кон-(1.39)(1.39)Так как в собственном полупроводнике Ес - £Fi = Ев - £v центрации электронов и дырок можно вести по формуле

то расчет кон-

то расчет кон-

(1.39)

(1.39)

.. ( ДЕ3)п=рх = N ехр -—-^ .' ' с 2kT

Чем больше ширина запрещенной зоны, тем меньше концентрация собственных носителей заряда. С повышением температуры концентрации электронов и дырок возрастают по экспоненциальному закону. На энергетической диаграмме это выражается в увеличении заштрихованных площадей под графиками £„(£) и £р(£).

Расчет равновесной концентрации электронов и дырок в примесных полупроводниках

Концентрация равновесных носителей заряда определяется соотношениями (1.36) и (1.38), из которых следует, что она зависит от положения уровня Ферми. В электронном полупроводнике концентрация электронов в основном обусловлена пере-

ходом электронов с энергетических уровней Ed на энергетические уровни зоны проводимости. Поэтому концентрация ип должна быть равна концентрации ионизированных доноров:

nn=^[l-P(£d)].

Здесь [1 - P(Ed)] — вероятность отсутствия электрона на уровне Ed, определяемая уравнением (1.34). Следовательно,

Е - Е'

«п = Ndexp-^—^ .(1.40)

кТ.■

Приравнивая правые части уравнений (1.36) и (1.40), получаем: Ncexp^^^l = ^ехр^-^Еа..

Решая это равенство относительно Е¥„, получаем уравнение

Ед+Ес кТ ‘ N

£-=——Т1"^'<L41)

Из полученного уравнения следует, что положение уровня Ферми зависит от температуры Т и концентрации примеси Nd. При Т= 0 уровень Ферми располагается посередине между уровнями Ей и £с, ас ростом температуры опускается вниз. В интервале рабочих температур (примерно от -100 °C до +100 °C) уровень Ферми расположен между уровнями Е, и Ed. С ростом концентрации доноров уровень Ферми сдвигается вверх. Энергетическая диаграмма электронного полупроводника показана на рис. 1.45.

Заштрихованная площадь под графиком Рп(£) пропорциональна концентрации электронов ип, а заштрихованная площадь под графиком Ер(Е) — концентрации дырок рп. Из диаграммы вытекает соотношение

E,-E^=<EC-Ex)-<EPB-Ei).

Следовательно, уравнение (1.36) можно представить в виде

п„ = Усехрп„ = Усехр£ - £ А (——- = NrexpkT J с \£ - £ А (——- = NrexpkT J с \Е.-ЕД- ~ ■— ехр кТЕ.-ЕД- ~ ■— ехр кТЕ^-Е;кТЕ^-Е;кТEr -Е ,= л, ехр—L.' Р кТEr -Е ,= л, ехр—L.' Р кТ(1.42)(1.42)

п„ = Усехр

п„ = Усехр

£ - £ А (

——- = Nrexp

kT J с \

£ - £ А (

——- = Nrexp

kT J с \

Е.-ЕД

- ~ ■— ехр кТ

Е.-ЕД

- ~ ■— ехр кТ

Е^-Е;кТ

Е^-Е;кТ

Er -Е ,= л, ехр—L.' Р кТ

Er -Е ,= л, ехр—L.' Р кТ

(1.42)

(1.42)

Учитывая, что £F„ - £v = (£; - £v) + (£F„ - fj, уравнение (1.38) принимает вид

..( EF -ЕД „ f ^-ЕД £,„-£,( Е¥х1-ЕД

(1.43)(1.43)Р„ = М.ехр^—!^-^= Ууехр^—^^рхр^£^ = ^ехр|^—W^J

(1.43)

(1.43)

(1.44)(1.44)Из полученных соотношений следует, что чем выше концентрация донорных примесей, тем выше расположен уровень Ферми £Fn и, соответственно, выше концентрация электронов ип и ниже концентрация дырок р„. Умножая пп нар„, получаем:

(1.44)

(1.44)

п«Рп = ^ •

Таким образом, при любой концентрации примесей произведение концентраций электронов и дырок остается постоянной величиной.

На практике в области рабочих температур можно считать, что все доноры ионизированы, тогда пп = Nd, следовательно, уравнение (1.42) принимает вид

Nd = ^ехр^^Д

Отсюда следует, что

м

EF„ = Ej + кТ1п —.(1.45)

Чем больше концентрация доноров, тем выше расположен уровень Ферми.

В дырочном полупроводнике концентрация дырок в основном обусловлена переходом электронов с энергетических уровней валентной зоны на энергетический уровень акцепторов. Поэтому концентрация дырок должна быть равна концентрации ионизированных примесей, то есть

Рр = М.РЦД = N.exp^^ti-.(1.46)

Приравнивая правые части уравнений (1.38) и (1.46) и решая их относительно £Рр, получаем:

£а+£у кТ. N

При Т-0 уровень Ферми располагается посередине между уровнями £а и £у, а с ростов Температуры сдвигается вверх. В рабочем интервале температур он находится между уровнями £j и £а. Энергетическая диаграмма дырочного полупроводника имеет вид, показанный на рис. 1.46.

Учитывая, что £Fp - £у = (£е - £„) - (£; - ЕД, уравнение (1.38) принимает вид

р = Ууехр-^—^ = Nvexp-^—ехр^^- = И,ехр-Ц—.(1.48)

р. кТкТкТкТ

С учетом того, что Ес -^ ЕРр = (£с - £J + (Е, - £Fp), уравнение (1.36) принимает вид

= MjCXp= MjCXp-№-МкТ-№-МкТ(1.49)(1.50)(1.49)(1.50)v -(£C-£FP) v -(Д-Е,1) ЧЕ,-ЕРр) ир = ^сехр v ■ — ■■" = Ncexp feT expр =

= MjCXp

= MjCXp

-№-МкТ

-№-МкТ

(1.49)

(1.50)

(1.49)

(1.50)

Перемножая рр и пр, получаем рн = и2. ' ^ р р 1

В области рабочих температур можно считать рр = Na, тогда уравнение (1.48) принимает вид........

' ■ Е -Е, Na = ^ехр ' р . =, г кт

(1.51)(1.51)Отсюда получаем N E^E.-kTYn^. и. '

(1.51)

(1.51)

Из изложенного можно сделать следующие выводы:,

концентрация как основных, так и неосновных носителей заряда зависит от положения уровня Ферми;

введение в полупроводник примесей сдвигает уровень Ферми относительно ' середины запрещенной зоны в электронном полупроводнике вверх, а в дырочном — вниз;

повышение температуры полупроводника сдвигает уровень Ферми к середине запрещенной зоны;

Р увеличение концентрации примесей повышает концентрацию основных носителей заряда и уменьшает концентрацию йеосновных носителей заряда.

Зависимость концентрации электронов и дырок от температуры показана на рис. 1.47.

При Г= О все валентные электроны заняты в ковалентных связях, валентная зона полностью заполнена электронами, а в зоне проводимости электроны отсутствуют. При повышении температуры происходит ионизация примесных атомов, поэтому концентрация основных носителей заряда возрастает. При температуре Ts, которая равна примерно 100 К, практически все примесные атомы ионизированы. В интервале от температуры Т5 до температуры Т„ примерно равной 400 К, концентрация основных носителей заряда сохраняется приблизительно постоянной и равной концентрации примесей. Некоторое увеличение концентрации в этом интервале температур объясняется тепловой генерацией электронов и дырок. При температуре Г > Т, Происходит более интенсивная тепловая генерация электронов и дырок, поэтому концентрация основных носителей заряда резко увеличивается и различие между концентрациями основных и неосновных носителей заряда уменьшается, то есть примесный полупроводник по своим свойствам приближается к свойствам собственного полупроводника.

В отличие от концентрации основных носителей, концентрация неосновных носителей заряда с ростом температуры растет быстрее, чем концентрация собственных носителей. Чтобы убедиться в этом, примем и„ = М4 и, учитывая (1.39) и (1.44), получим:

ллп?Ndп?NdN2C -ЬЕNd СХР кТ 'N2C -ЬЕNd СХР кТ '(1.52)(1.52)

Р»

Р»

п?

Nd

п?

Nd

N2C -ЬЕ

Nd СХР кТ '

N2C -ЬЕ

Nd СХР кТ '

(1.52)

(1.52)

Полагая рр = Na и учитывая (1.39) и (1.50), получаем

(1.53)(1.53)и2 N2 -^Е

(1.53)

(1.53)

Сравнивая (1.52) и (1.53) с (1.39), легко убедиться в том, что показатель степени экспоненты в (1.52) и (1.53) вдвое больше показателя степени экспоненты в (1.39), следовательно, повышение температуры более сильно влияет на пр и р„, чем на nv Увеличение концентрации неосновных носителей заряда с ростом температуры оказывает существенное влияние на работу полупроводниковых приборов.

Практически все полупроводниковые приборы работают в интервале температур от 300 до 400 К, в котором концентрацию основных носителей можно считать заряда не зависящей от температуры и учитывать сильную температурную зависимость концентрации неосновных носителей заряда.

Неравновесное состояние полупроводника

Неравновесное состояние полупроводника возникает под влиянием каких-либо внешних воздействий, в результате которых концентрация носителей заряда в полупроводнике может измениться. Такими внешними воздействиями могут быть облучение светом, ионизирующее облучение, воздействие сильного электрического поля, приводящее к разрыву ковалентных связей, и ряд других. В результате подобных воздействий в полупроводнике помимо равновесных носителей заряда, образующихся вследствие ионизации примесных атомов и тепловой генерации, появляются дополнительные носители заряда, которые называют неравновесными, или избыточными. В полупроводниковых приборах неравновесное состояние в большинстве случаев возникает при введении в полупроводник (или выведении из него) дополнительных носителей заряда через электронно-дырочный переход. Введение через электронно-дырочйый переход дополнительных носителей заряда называют инжекцией, а выведение — экстракцией. ' Рассмотрим процессы, происходящие при инжекции электронов в поверхностный слой дырочного полупроводника. При введении в рассматриваемый поверхностный слой электронов нарушается его электронейтральность и возникает внутреннее электрическое поле, притягивающее дырки из глубины, полупроводника к поверхности, в результате чего должна восстановиться его электронейтральность. Время, в течение которого происходит этот процесс, называют временем диэлектрической релаксации. Оно составляет около 10'12 с. Однако полного восстановления электронейтральности не происходит, так как должно существовать внутреннее электрическое поле, удерживающее дырки у поверхности полупроводника. Следовательно, избыточная концентрация дырок на поверхности оказывается меньше избыточной концентрации электронов. В итоге полная концентрация электронов на поверхности становится равной п = мр+пиз6, а концентрация дырок — равной р=рр+ Риэб, ПРИ этомризб < миэ6. Увеличение концентрации электронов на поверхности дырочного полупроводника неизбежно ведет к их диффузии вглубь полупроводника. Поэтому избыточная концентрация электронов появляется не только на поверхности, но и в областях, прилегающих к ней. При этом в каждом сечении полупроводника выполняется приблизительное условие электронейтральности.

Время жизни неравновесных носителей заряда

До введения в полупроводник электронов он находился в электрически нейтральном состоянии, при этом скорость тепловой генерации GT была равна скорости рекомбинации R„ то есть выполнялось условие■

СТ=К,=чпррр...,(1.54)

Здесь у — коэффициент рекомбинации, определяемый структурой решетки и наличием дефектО&и Примесей. Выполнение условия (1.54) означало, что с течением времени равновесные концентрации пр и рр сохранялись неизменными. В результате инжекции увеличилась концентрация электронов и дырок, поэтому возросла скорость рекомбинации — она стала равной R = ^пр, однако условие G = R сохранилось, так как появление носителей заряда теперь происходит как за счет тепловой генерации, так и за счет введения избыточных носителей заряда.

При прекращении инжекции электронов условие R=G нарушается: скорость рекомбинации R остается прежней, а скорость G уменьшается до величины Gv следовательно, будет выполняться условие R > GT, в результате чего концентрации электронов и дырок начнут уменьшаться. Учтем, что равновесные концентрации электронов и дырок с течением времени не меняются. Следовательно, можно рассматривать только скорость изменения концентрации неравновесных носителей заряда, которая пропорциональна разности скоростей рекомбинации и генерации. Избыточная концентрация электронов изменяется со скоростью

^^ =4R-GT) = -у[ир + «изб(0][рР + РизбСО] + YMpPp =

=-у[РрИиэб(О + ИрРиэбЮ] •

Считая мизб(0 « риз6(0, получаем:

^^ = -4,эб(0(УРР +Уир),(1.55)

где уир — вероятность рекомбинации дырки;

YPp — вероятность рекомбинации электрона.

Величина, обратная вероятности рекомбинации, есть не что иное, как время жизни. Следовательно,

Введем эквивалентное время жизни т в виде соотношения

1 1 - = — + — . т Тр т„

Тогда скорость рекомбинации можно записать следующим образом:

^иэб(О _ 4,36(0 dt т

Решая полученное уравнение относительно миэб(0, получаем:

ИиэбСО = »иэб(0)ехр2- ,(1.57)

где Мизб^о) — величина избыточной концентрации в момент прекращения инжекции.

Из уравнения (1.57) следует, что время жизни избыточных носителей заряда равно интервалу времени, в течение которого избыточная концентрация уменьшается в е раз (е = 2,73). Аналогичным образом изменяется избыточная концентрация дырок. , .

В электронном полупроводнике и„ »рт следовательно, т » тр; в дырочном полупроводнике рр >> пр, следовательно, т = тр. Значит, время жизни избыточных (неравновесных) носителей заряда определяется временем жизни неосновных носителей заряда. .

Определим факторы, влияющие на время жизни нрсителей заряда. При этом учтем, что вероятность встречи Двух движущихся хаотически электронов и дырок крайне мала. Практически рекомбинация электронов и дырок происходит с участием ловушек, образующихся из-за дефектов кристаллической структуры. Энергетические уровни ловушек, концентрация которых равна М, расположены примерно посередине запрещенной зоны. В этом случае рекомбинация протекает в два этапа: сначала электрон переходит из зоны проводимости на свободный энергетический уровень ловушки, а затем на свободный энергетический уровень валентной зоны. Схематически этот процесс иллюстрирует рис. 1.48.

Вероятность рекомбинации электронов в данном случае определяется концентрацией свободных энергетических уровней ЛД1-р(£,)], расположенных посередине запрещенной зоны, а вероятность рекомбинации дырок — концентрацией занятых энергетический уровней р(Е^)М(Еу Время жизни электронов и дырок является величиной, обратной вероятности их рекомбинации:

(1.58)(1.59)(1.58)(1.59)_1

(1.58)

(1.59)

(1.58)

(1.59)

Т""уМ[1-£(£,)]’

1 ^"уМр^)"

Следовательно, чем больше дефектов в кристаллической структуре, тем меньше время жизни неосновных носителей заряда.

Приведенные соотношения свидетельствуют о том, что время жизни зависит от вероятности заполнения ловушек, которая определяется концентрацией примесей и температурой.

В электронном полупроводнике увеличение концентрации доноров сдвигает уровень Ферми вверх, поэтому возрастает р(Д) и уменьшается тр. В дырочном полупроводнике при увеличении концентрации акцепторов уровень Ферми сдвигается вниз, поэтому уменьшается %. При увеличении температуры уровень Ферми сдвигается к середине запрещенной зоны, вследствие чего увеличивается время жизни тр в электронном полупроводнике и время жизни т„ в дырочном полупроводнике.

Распределение концентрации неравновесных носителей заряда

Увеличение концентрации электронов на поверхности дырочного полупроводника, вызванное инжекцией, ведет к появлению диффузионного электронного потока, направленного вдоль оси х, перпендикулярной поверхности полупроводника, в результате чего концентрация электронов возрастает не только на поверхности, но и в глубине полупроводника. При этом инжектированные электроны углубляются в полупроводник на разные расстояния. Для нахождения закона изменения избыточной концентрации электронов вдоль оси х выделим внутри полупроводника элементарный объем, ограниченный сечениями х, и х2, перпендикулярными оси х, приняв площадь сечений равной 1 см2 (рис. 1.49). Тогда величина этого объема будет равна dx. В этот объем входит некоторое количество электронов N^x^, часть электронов рекомбинирует с дырками, а некоторое количество N2(x2') покидает этот объем.

XI . Х2. X

Рис. 1.49

Из молекулярной физики известно, что количество частиц, диффундирующих в единицу времени через единичную площадку, перпендикулярную направлению диффузии, пропорционально градиенту концентрации этих частиц. Исходя из этого и учитывая, что количество диффундирующих частиц может меняться с течением времени, можно определить количество электронов, диффундирующих через любое сечение х за время dt.

N(x^ = -Dn^^-dt.(1.60)

ox

Здесь D„ — коэффициент диффузии электронов, определяющий количество диффундирующих электронов в единицу времени при единичном градиенте концентрации и измеряемый в квадратных сантиметрах в секунду.

Аналогичным образом определяется количество диффундирующих дырок:

(1.61)

р dx

Знак «минус» в уравнениях (1.60) и (1.61) указывает на то, что перемещение носителей заряда происходит в сторону убывания их концентрации. ■ ■ s

Зная количество электронов, диффундирующих через сечения xt и х2, и учитывая, что в объеме dx происходит рекомбинация со скоростью, определяемой уравнением (1.56), можно найти изменение количества электронов в объеме dx за время dt.

= Dn

dn^x, 0 Эх

ХэбС*, 0 х«х( *dx^

dt-11™6^’^ dxdt =

x-xvTn

,®Х»-ж,+Л.^о

,п »’”-.»• Одд-М?Одд.

Последнее уравнение можно записать в виде

ЭХе^О = 1 Эпизб(х, 0 п^х, 0

дх2 Dn dt D„t„

Избыточные электроны диффундируют на расстояние Д, = s[D^ за время жизни т„, поэтому

(1.62)(1.62)дХб^О = 1 Эпизб(х, 0 п^х, t) Эх2 D„ dt Ц,

(1.62)

(1.62)

Полученное уравнение называется уравнением непрерывности для электронов. Оно характеризует изменение избыточной концентрации электронов, обусловленное диффузией и рекомбинацией. Интегрируя это уравнение при известных начальных и граничных условиях, можно найти пиэ6(х, 0. Аналогичное уравнение можно получить и для дырок, инжектированных в электронный полупроводник. В случае, когда уменьшение концентрации электронов в элементарном объеме, вызванное рекомбинацией, компенсируется инжекцией в него новых электронов, избыточная концентрация электронов сохраняется неизменной во времени. Тогда уравнение (1.62) должно быть записано в виде

(1.63)(1.63)^Xeto = ti^> dx1 Ц

(1.63)

(1.63)

Решение этого уравнения имеет вид

п^х) = С,ехр + С2ехр . %Ln

Постоянные интегрирования Cv и С2 находят из следующих условий:

Иизб^Ь-^ = Иизб(Х>

ИиэбСХ~ = 0 .

Здесь пиэ6(хр).— концентрация электронов на поверхности полупроводника, величина которой обычно известна.

Следовательно, С, = 0 и С2 = пиэб(хр)ехр — . Тогда’ ;:

(1.64)(1.64)-(х- х„)

(1.64)

(1.64)

Иизб(^) = и„зб(^Р)ехр—

Таким образом, избыточная Концентрация электронов изменяется вдоль оси х по экспоненциальному закону, а величина Zn, называемая диффузионной длиной, представляет собой расстояние, на котором избыточная концентрация уменьшается в е раз (рис. 1.50).

При прекращении инжекции избыточная концентрация электронов с течением времени будет уменьшаться в соответствии с уравнением (1.57), что отражено наПри прекращении инжекции избыточная концентрация электронов с течением времени будет уменьшаться в соответствии с уравнением (1.57), что отражено на

При прекращении инжекции избыточная концентрация электронов с течением времени будет уменьшаться в соответствии с уравнением (1.57), что отражено на

При прекращении инжекции избыточная концентрация электронов с течением времени будет уменьшаться в соответствии с уравнением (1.57), что отражено на

Распределение избыточной концентрации дырок при инжекции электронов в дырочный полупроводник имеет такой же характер, как и распределение избыточной концентрации электронов (рис. 1.52), однако физические причины, вызывающие увеличение концентрации электронов и дырок, различны. Возрастание концентрации электронов вызвано инжекцией электронов в полупроводник из внешней цепи, а возрастание концентрации дырок вызвано возникновением внутреннего поля, которое притягивает дырки из глубины полупроводника. В итоге

возникает градиент концентрации как электронов, так и дырок. Из-за наличия градиента концентрации электроны диффундируют вглубь полупроводника, встречаются с дырками и рекомбинируют с ними. На смену рекомбинировавшим электронам из внешней цепи поступают новые электроны, а на смену рекомбини- ровашим дыркам из глубины полупроводника поступают новые дырки. Казалось бы, что одновременно с диффузией электронов должна существовать и диффузия дырок, так как имеется градиент концентрации дырок, однако этого не происходит. Объясняется это тем, что диффузия дырок, если бы она возникла, привела бы к увеличению напряженности внутреннего электрического поля, которое вернуло бы дырки назад, то есть стремление дырок к диффузии уравновешивается силами внутреннего электрического поля.

При экстракции электронов из дырочного полупроводника (рис. 1.53) протекают похожие процессы: уменьшается концентрация электронов на поверхности полупроводника, появляется градиент концентрации и как следствие возникает диффузия электронов. Поскольку электроны в дырочном полупроводнике образуются в результате тепловой генерации одновременно с дырками, то экстракция электронов ведет к нарушению электронейтральности и возникновению внутреннего поля, которое сдвигает дырки от поверхности вглубь полупроводника.

Внутреннее электрическое поле в полупроводнике, препятствующее диффузии основных носителей заряда, возникает не только при инжекции или экстракции неосновных носителей заряда. Оно появляется также в полупроводниках с неравномерным распределением примеси. На рис. 1.54 представлен случай, когда концентрация акцепторной примеси Na(x) убывает в направлении оси х. Полагая, что все акцепторы ионизированы, можно считать, чтор(х) * Уа(х), то есть закон изменения концентрации дырок такой же, как закон изменения концентрации приме- сей. При этом должна возникать диффузия дырок, в результате которой их кон-

центрация у поверхности полупроводника снизится^ ai® глубине-возрастет, что приведет к возникновению внутреннего электрического поля, препятствующего диффузии дырок. Если в такой полупроводник через сечение ^инжектировать электроны, то перемещение электронов будет происходить как в результате диффузии, так и под действием сил поля.

Токи в полупроводниках

В общем случае движение носителей заряда В полупроводнике обусловлено двумя процессами: дрейфом иод действием сил поля и диффузией из-за наличия градиента концентрации. Ток, возникающий под действием сил поля^ называют

током проводимости. Ток, обусловленный градиентом концентрации, называют током диффузии. Учитывая то, что перемещаются как электроны, так и>дырки, плотность полного тока должна содержать четыре составляющих:

J — 7пров.п 7пров.р 7диф.п /диф.р 1 , , | |

Плотность электронного тока проводимости равна ynpoa n = qn^, а плотность дырочного тока проводимости равна jnpoap = qpop, где йп и йр — Средние направленные скорости движения электронов и дырок соответственно.

Средняя скорость дрейфа носителей заряда определяется ускорением а и средним временем пробега т: -

и = ат =и = ат =^_Lт* й^_Lт* й

и = ат =

и = ат =

^_Lт* й

^_Lт* й

Это уравнение можно представить в более простом виде: и = ц$,(1.65)

где 8 — напряженность поля;

q I„„„

ц = -2— — — подвижность носителей заряда, определяемая средней длиной сво- т * и

бодного пробега / и средней тепловой скоростью и .

Таким образом, плотность электронного тока проводимости равна

/вр<ж„ =№^.(1-66)

Плотность дырочного тока проводимости равна

Ар», = qpv^-<L67>

Результирующая плотность тока проводимости равна

Аров = Аров.п + Аров, = ^Рп + РРр) 8 = 6$.(1.68)

Здесь а = ?(пц„ + рцр) — удельная электрическая проводимость полупроводника.

В собственном полупроводнике И; = д, поэтому

Oj =^(Р„+Рр)-(169)

У электронного полупроводника п„» рп, поэтому

°n=9”nPn-(1.70)

У дырочного полупроводника р¥» пр, поэтому

ар = ?РрРр-'=О-7*)

Из приведенных уравнений следует, что удельная электрическая проводимость полупроводника определяется концентрацией и подвижностью носителей заряда.

При комнатной температуре подвижность электронов в германии составляет 3900 см2/(В-с), а в кремнии 1400 см2/(В-с), подвижность дырок в германии равна 1900 см2/(В-с), а в кремнии 500 см2/(В-с). С повышением температуры уменьшат - 1. „

ется длина свободного пробега носителей заряда (/ ~ —) и возрастает тепловая скорость движения носителей заряда (й - Т1/2) . Поэтому с ростом температуры подвижность убывает по закону Г"3/2. Зная зависимость подвижности и концент

рации носителей заряда от температуры, можно установить температурную зависимость проводимости (рис. 1.55), которая в основном подобна температурной зависимости концентрации носителей заряда, приведенной ранее на рис. 1.47.

В области низких температур о„ и ар возрастают с ростом температуры из-за увеличения числа ионизированных примесных атомов. В рабочем интервале температур концентрация носителей заряда сохраняется приблизительно постоянной и равной концентрации примеси, а подвижность уменьшается, поэтому уменьшаются о„ и ар. В области высоких температур резко увеличивается тепловая генерация носителей заряда, и снижение подвижности не играет существенной роли. Удельная электрическая проводимость собственного полупроводника зависит от температуры по экспоненциальному закону, и уменьшение подвижности не имеет принципиального значения. При невысокой концентрации примеси (до 10,5-1019 см-3) подвижность практически не зависит от величины концентрации. При более высокой концентрации примеси ионизированные примесные атомы создают вокруг себя кулоновское поле, искривляющее траектории движения носителей заряда, в результате чего уменьшается длина свободного пробега и соответственно подвижность носителей заряда. При изменении концентрации примеси от 1015 до 1019 см-3 подвижность уменьшается примерно на порядок.

Особую роль играет зависимость подвижности от напряженности поля, так как при этом зависимость между скоростью движения носителей заряда и напряженностью поля становится нелинейной (рис, 1.56). В слабых электрических полях (8 < 103 В/см) носители заряда на длине свободного пробега приобретают относительно малую энергию, не превышающую тепловую энергию 3/2 КТ. При этом результирующая скорость носителей заряда примерно равна тепловой. При таких условиях подвижность сохраняется постоянной, а скорость дрейфа линейно нарастает с ростом напряженности поля. При напряженности поля более 103 В/см

скорость дрейфа становится соизмеримой со скоростью теплового движения, вследствие чего увеличивается результирующая скорость движения носителей заряда, происходит как бы разогрев электронно-дырочного газа. Такие носители заряда, энергия которых сравнима или превышает тепловую энергию 3/2 КТ, называют горячими. В этих условиях с увеличением напряженности поля уменьшается длина свободного пробега, вследствие чего подвижность носителей заряда уменьшается обратно пропорционально напряженности поля, а дрейфовая скорость возрастает прямо пропорционально квадратному корню из напряженности поля. Если напряженность поля превышает критическое значение £кр = 104 В/см, то с ростом 8 подвижность уменьшается обратно пропорционально напряженности поля, а дрейфовая скорость сохраняется неизменной и равной скорости насыщения инас = Ю7 см/с. Скорость дрейфа не может быть выше скорости насыщения.

Ток диффузии возникает в результате неравномерного распределения концентрации носителей заряда. Этот ток пропорционален градиенту концентрации носителей заряда. Плотность тока диффузии определяется количеством диффундирующих частиц в единицу времени через единичную площадку, перпендикулярную направлению диффузии:

(1.72)

ЛИф,« = -^Р^>(1-73)

где Dn — коэффициент диффузии электронов, равный 99 см2/с для германия и 34 см2/с для кремния;

Dp — коэффициент диффузии дырок, равный 43 см2/с для германия и 13 см2/с для кремния.

Параметры диффузионного и дрейфового движения связаны между собой соотношениями Эйнштейна:

D„ = мтц„; О, = ытцр,(1.74)

где ц,,= —.т —,средняя скорость теплового движения, В; если Т = 30Q К, то ыт 5

= 0,0256 В.• . ..■ ,,,

Рассматривая результирующий ток как сумму отдельных составляющих тока, будем руководствоваться следующими формальными принципами:

□ если существует Йоле, то должен существовать ток проводимости независимо от наличии тока диффузии;

О если существует градиент концентрации, то должен существовать ток диффузии независимо от, наличия тока проводимости.

Исходя из этих принципов, можно построить графики распределения отдельных составляющих результирующего тока вдоль оси х при инжекции электронов в дырочный полупроводник. Током проводимости электронов ввиду их невысокой концентрации можно пренебречь. Такое распределение отдельных составляющих тока показано на рис. 1.57, а. Дырочный ток формально состоит из тока проводимости и тока диффузии:

Рис. 1.57

Суммарный дырочный ток ;р(х) = j^pCO показан на рис. 1.57, б. Физически возникновение дырочного тока при инжекции электронов в дырочный полупроводник обусловлено притяжением дырок инжектированными электронами, при этом дырки, притягиваемые инжектированными электронами, встречаясь с ними, рекомбинируют. Поэтому дырочный ток в случае инжекции электронов называют током рекомбинации. . " Внутреннее электрическое поле в полупроводнике возникает не только при инжекции (или экстракции) неосновных носителей заряда, но и при введении (или выведении) основных носителей заряда. Так, при выведении через сечение хр дырок отрицательные заряды акцепторов на левом конце полупроводника оказываются нескомпенсированными, возникает внутреннее электрическое поле и на смену ушедшим дыркам из глубины полупроводника поступают новые, в результате чего появляется ток проводимости у11ровр и распределение токов принимает вид, показанный на рис. 1.57, в. . .

При экстракции электронов из дырочного полупроводника (см. рис. 1.53) ток диффузии электронов изменяет свое направление. При этом также возникает внутреннее электрическое поле, ведущее к возникновению дырочного тока, который называют током генерации (рис. 1.58).

Аналогичные процессы происходят и в электронном полупроводнике при инжекции (или экстракции) в него дырок, с той лишь разницей, что электроны и дырки меняются ролями.

Поверхностные явления

Периодичность кристаллической решетки полупроводникового монокристалла нарушается на его поверхности. У каждого поверхностного атома один из соседних атомов отсутствует, из-за чего в запрещенной зоне энергетической диаграммы приповерхностной области полупроводника появляются разрешенные энергетические уровни. Эти дополнительные уровни, теоретически предсказанные советским академиком И. Е. Таммом, называют уровнями Тамма. Плотность поверхностных уровней равна плотности поверхностных атомов, то есть около 1015 см-2. Уровни, расположенные вблизи зоны проводимости, называют донорными. Они возникают при потере поверхностными атомами электронов, в результате чего поверхностные атомы приобретают положительный заряд. Уровни, расположенные вблизи валентной зоны, называют акцепторными. Они образуются

при захвате поверхностными атомами чужих электронов, в результате чего поверхностные атомы приобретают отрицательный заряд.

На поверхности реального полупроводника всегда имеются адсорбированные примеси и оксид, наличие которых маскирует уровни Тамма, снижая их плотность до 10,0-1011 см-2. Тип поверхностных уровней зависит от обработки поверхности полупроводника. Так, например, при обработке поверхности электронного полупроводника в атмосфере кислорода или озона на его поверхности образуются акцепторные уровни. При обработке поверхности дырочного полупроводника парами воды преобладают донорные уровни. При нанесении на поверхность полупроводника пленки оксида SiO2 вблизи границы раздела с кремнием возникает тонкий переходный слой, образованный положительным зарядом ионов кремния.

Поверхностные уровни являются причиной возникновения в приповерхностном слое полупроводника электрического поля, характер и интенсивность которого зависят от типа и плотности поверхностных уровней. Если на поверхности электронного полупроводника преобладают донорные уровни, то она заряжается положительно и к поверхности притягиваются отрицательные заряды, в результате чего возникает обогащенный электронами приповерхностный слой, концентрация электронов в котором выше, чем в объеме полупроводника (рис. 1.59, а), и происходит изгиб вниз границ энергетических зон.

Рис. 1.59

Поверхностная концентрация электронов и дырок в этом случае может быть рассчитана по формулам (1.42) и (1.43), которые принимают вид

Е¥п "Eis

”, = "iCXP,

-(£Fn - £J д=л,ехр -т--— , кг

где Ей — энергетический уровень, соответствующий середине запрещенной зоны на поверхности полупроводника.

На поверхности полупроводника сохраняется равновесное состояние, то есть выполняется условие nsps = nf. Поэтому увеличение концентрации электронов вблизи поверхности сопровождается уменьшением концентрации дырок. Аналогичным образом образуется обогащенный дырочный приповерхностный слой при наличии на поверхности дырочного полупроводника отрицательного поверхностного заряда.

Если на поверхности электронного полупроводника преобладают акцепторные уровни, то она заряжается отрицательно. При этом электроны выталкиваются с поверхности вглубь кристалла, в результате чего образуется обедненный электронами приповерхностный слой, концентрация электронов в котором ниже, чем в объеме полупроводника (рис. 1.59, б), и границы энергетических зон изгибаются вверх. При очень высокой плотности акцепторных уровней на поверхности электронного полупроводника может возникнуть инверсный дырочный слой, концентрация дырок в котором выше концентрации электронов (рис. 1.59, в). Аналогичный процесс происходит на поверхности дырочного полупроводника при высокой концентрации донорных уровней.

Наличие дефектов кристаллической структуры ведет к появлению вблизи середины запрещенной зоны энергетических уровней, через которые происходит рекомбинация носителей заряда. Таких рекомбинационных центров на поверхности полупроводника больше, чем в объеме, поэтому скорость поверхностной рекомбинации больше скорости объемной рекомбинации. При малых размерах кристалла поверхностная рекомбинация существенно уменьшает эффективное время жизни носителей заряда, определяемое по формуле

1Д»!, = 1/TV + 1/т„

где tv — время жизни в объеме полупроводника;

ts — время жизни на поверхности полупроводника.

Плотность поверхностных состояний может изменяться с течением времени из-за испарения или конденсации влаги на поверхности кристалла, возможных миграций адсорбированных примесей на поверхности и т. п. Эти процессы, приводящие к изменению эффективного времени жизни носителей зарядов, могут являться причиной нестабильности параметров и характеристик полупроводниковых приборов.

1.6. Контактные явления в радиоматериал ах

Контактные явления в металлах

Рассмотрим процессы, происходящие при осуществлении контакта двух металлов, обладающих разной работой выхода. Напомним, что под работой выхода понимают работу" затрачиваемую на то, чтобы удалить электрон, находящийся на уровне Ферми, в бесконечность.

Пусть в изолированном состоянии энергия Ферми, отсчитываемая от дна зоны проводимости, в металле А характеризуется значением Е^, а в металле В — значением Е® (рис. 1.60, а). Работы выхода, соответственно, имеют значения Е^ и Е®ых.

аб

Рис. 1.60

При осуществлении контакта таких металлов электроны металла В начинают переходить на более низкие свободные уровни металла А. При этом металл А заряжается отрицательно, а металл В — положительно. Появление этих зарядов вызывает смещение энергетических уровней металлов: в металле А все уровни сдвигаются вверх, а в металле В — вниз относительно своих положений в исходном состоянии. Как только непрерывно повышающийся уровень Е^ и непрерывно понижающийся уровень Е® окажутся на одной высоте (рис. 1.60, б), процесс перехода электронов из одного металла в другой прекратится и между металлами восстановится динамичное равновесие. При этом между нулевыми уровнями кон- тактируемых металлов установится разность потенциалов

Эту разность потенциалов, обусловленную разностью работ выхода электронов из контактируемых металлов, называют внешней контактной разностью потенциалов.

В месте Контакта металлов возицкаетдвойцой электрический слой тдлщиной d, который можно рассматривать как плоский конденсатор, обладающий удельной емкостью С = Eg/d. Между обкладками конденсатора действует внутренняя контактная разность потенциалов фк = (Е® - E^jq . Учтем, что разность потенциалов фк между обкладками и заряд Q на обкладках конденсатореснязаны. соотношением С = Q/Фк- Тогда Q/ф, = E0/d, откуда получаем

d = ^

Q '

Толщина двойного слоя d не может быть меньше периода решетки а « 0,3 нм при Фк = 1. Такой слой может возникнуть при переходе с каждого квадратного метра металла В в металл А электрического заряда, значение которого Q « 0,885-10'и/ 0,3-10'9« * « 3-10"2 Кл, что соответствует переходу п = Q/q = 3-10'2/1,6-10'19« 2-1017 электронов. Поверхностная плотность атомов составляет около 1019 м'2. Полагая, что каждый поверхностный атом отдает по одному электрону, нетрудно установить, что для возникновения двойного слоя предельно малой толщины требуется перетекание с контактной поверхности, одного металла на контактную поверхность другого всего лишь 2 % свободных электронов. Столь незначительное изменение концентрации свободных электронов в контактном слое и малая толщина этого слоя по сравнению с длиной свободного пробега электронов не оказывают существенного влияния на электропроводность этого слоя noi сравнению с электропроводностью контактирующих металлов.

Электронно-дырочный переход

Электронно-дырочным переходом, или р-п-переходом, называют переходный слой, возникающий при контакте двух полупроводников с различным типом электропроводности. Получить р-п-переХод непосредственным соприкосновением двух полупроводников практически невозможно, так как на их поверхности содержится огромное количество примесей, загрязнений и всевозможных дефектов, резко меняющих свойства полупроводника. Для создания р-п-переходов используют различные технологические приемы, изменяющие тип электропроводности той или иной области монокристалла. Например, путем диффузии в монокристалл p-типа донорных примесей можно получить в нем область n-типа (рис. 1,61, а), расположенную левее сечения ^Co-

Широко применяют также выращивание на поверхности кристалла монокристаллического слоя, повторяющего кристаллографическую ориентацию кристалла, но имеющего противоположный тип электропроводности (рис; 1.61, бу такие слои называют эпитаксиальными. Границу х0, разделяющую п- ир-области монокристалла, называют металлургической границей. Если на границе раздела концентрация примесей скачком изменяется от N4 к Na, что имеет место при эпитаксиальном наращивании слоев, то такой переход называют резким. Если вблизи металлургической границы концентрация примеси изменяется плавно, что имеет место при диффузии примеси, то такой переход называют плавным.

Если п- ир-области каким-либо образом разделены, то их энергетические диаграммы имеют вид, показанный на рис. 1.62, а. В этом случае уровни Ферми разнесены на величину Епо = ЕТп - ЕТр. При осуществлении металлургического контакта между п- и p-областями (рис. 1.62, б) вследствие различия концентраций однотипных носителей заряда возникают диффузионные потоки электронов из и-области в p-область и дырок из p-области в n-область. При этом n-область заряжается положительно, а p-область отрицательно, что приводит к понижению всех энергетических уровней, в том числе и уровня Ферми в п-области, и повышению их в р-обла- сти. Диффузия электронов слева направо и дырок справа налево происходит до тех пор, пока постепенно поднимающийся уровень Ферми в p-области не установится на одной высоте с постепенно опускающимся уровнем Ферми в п-области. В результате энергетическая диаграмма примет вид, показанный на рис. 1.62, в, при этом на границе раздела образуется энергетический барьер, высота которого равна разности уровней Ферми в неконтактируемом состоянии полупроводников:

(1.75)(1.75)F = F -F - ATln d =

(1.75)

(1.75)

Cno CFn CFp K1 1112

Следствием диффузионного перемещения электронов и дырок является уменьшение их концентрации вблизи границы раздела х0 (рис. 1.62, г), в результате чего между сечениями хп и хр образуется обедненный подвижными носителями заряда слой, в котором расположены положительные заряды доноров и отрицательные заряды акцепторов (рис. 1.62, д). Эти заряды создают внутреннее электрическое поле, препятствующее диффузии электронов и дырок. Значения этих зарядов таковы, что обеспечивают равенство уровней Ферми в контакгируемых областях. Электрическое поле, создаваемое зарядами доноров и акцепторов, характеризуют высотой потенциального барьера ф^, напряженностью поля ^х) и распределением потенциала ф(х). Высота потенциального барьера связана с высотой энергетического барьера соотношением

(1.76)(1.76)ф= in

(1.76)

(1.76)

ФкО“т 1119

q

Для нахождения распределения потенциала ф(х) и напряженности поля $(х) воспользуемся уравнением Пуассона:'

^P^O-.-Pto.'(1.77)

dx2 еое-

Учтем, что концентрация подвижных носителей в р-п-переходе существенно меньше концентрации примесных атомов Nd и Nv Тогда для n-области р(х) = qNd, а для p-области р(х) = -qNa..

Проинтегрируем уравнение Пуассона раздельно для п- и р-областей.

Для и-области (х„ < х < х0),

W = ^(x-xn).(1.78)

Е0Е

Для p-области (х0 < х < хр)

ад = ^(хр-х).(1-79)

еое

То есть распределение напряженности поля в переходе выражается кусочно-линейной функцией (рис. 1.62, е). Она равна нулю при х > хр и х < хп и максимальна прих=х0: ^=&(х0-хп) = ^хр-хй).(1.80)

еоееое

Интегрируя Й(х) в интервале отхп дох0, получим функцию распределения потенциала <р(х) в этой области:

Ф(х) = ф(хп)-^Чх-х„)2.(1.81)

2ее0'

(1.82)(1.82)Интегрируя ё(х) в интервале от х^ до хр, получим <р(х) = <р(хр) + А (хр - х)2.

(1.82)

(1.82)

Следовательно, функция ф(х) состоит из двух параболических участков и имеет точку перегиба при х = х0 (рис. 1.62, ж).

Для нахождения ширины перехода До = (хр - хп) Приравняем (|.81) и (1.82) при х = х0. Тогда, учитывая, что ф(хп) - ф(хр) ,= ф^, получим:

^=^lx»-x^<183>

Zccq. Zccq

Учитывая (1.80) и то, что До = (х0 - xn) + (хр - ±0), получим:

д_ 2<РкоеЁо'

0-qNd(x0-xj"qNAxp-xtiy

Отсюда получим:

(1.86)

Следовательно,

(1.87)(1.87)До = (х0 - хп) + (х - х0) =— + —

(1.87)

(1.87)

V q I jVd NJ

Из уравнений (1.85) и (1.86) следует, что при Nd = Na выполняется условие х0 - хп = = хр - х0 Такой переход называют симметричным. Если Nd * Nk, то такой переход называют несимметричным. В этом случае переход оказывается сдвинутым в область с более низкой концентрацией примесей. При Nd » Na уравнение (1.87) принимает вид

д _ ,2фк0ее0

<t7a)

При Nd « Na уравнение (1.87) принимает вид

(1.876)

V 9Na

Электроны (и дырки), находясь в хаотическом движении, способны перемещаться через электронно-дырочный переход из одной области полупроводникового кристалла в другую, создавая потоки носителей заряда, обозначенные на рис. 1.62 цифрами от 1 до 4. Потоки 1 и 3 называют потоками основных носителей заряда (ПОН), потоки 2 и 4 — потоками неосновных носителей заряда (ПНН). Для ПОН поле в переходе является тормозящим. Поэтому переходить из n-области в p-область могут только ле электроны, энергия которых выше Еср, и, соответственно, переходить изр-области в n-область могут только те дырки, энергия которых ниже уровня Evn. Для ПНН поле в переходе является ускоряющим, поэтому все неосновные носители заряда способны перемещаться из одной области в другую. При отсутствии на переходе внешнего напряжения ПОН и ПНН уравновешивают друг друга, поэтому ток через переход равен нулю.

Если к переходу подключено внешнее напряжение плюсом к p-области, то создаваемое им электрическое поле противоположно по направлению внутреннему электрическому полю. В этом случае потенциальный барьер вр-п-переходе уменьшается. При противоположной полярности внешнего напряжения потенциальный барьер повышается. Внешнее напряжение, уменьшающее высоту потенциального барьера вр-п-переходе, называют прямым, а напряжение, повышающее высоту барьера, — обратным. В дальнейшем прямое напряжение будем считать положительным, а обратное — отрицательным. Внешнее напряжение практически полностью прикладывается непосредственно к р-п-переходу, так как он обеднен подвижными носителями зарядов и имеет высокое по сравнению с другими областями структуры электрическое сопротивление. Поэтому изменение высоты потенциального барьера равно приложенному напряжению и, и высоту потенциального барьера вр-п-переходе следует определять по формуле

Фк=Фко-“-

Если к р-п-переходу приложено прямое напряжение, то вследствие уменьшения высоты потенциального барьера возрастает количество основных носителей заряда, перемещающихся черезр-п-переход. В результате появляется большой прямой ток, создаваемый потоками 1 и 3. Если к р-п-переходу приложено обратное напряжение, то количество основных носителей заряда, перемещающихся через переход, становится равным нулю, и через переход течет небольшой обратный

ток, создаваемый потоками неосновных носителей заряда (потоки 2 и 4). Таким образом, изменяя приложенное кр-п-переходу напряжение, можно изменять ток и его направление. При изменении приложенного к переходу внешнего напряжения одновременно с изменением высоты потенциального барьера изменяется ширина перехода. В этом случае в (1.87), (1.87а) и (1.876) вместо <рк0 следует подставлять <рк. При подаче прямого напряжения переход сужается, а при подаче обратного напряжения расширяется.

Вольт-амперная характеристика р-п-перехода

Для того чтобы выяснить, как зависит ток р-и-перехода от приложенного к нему напряжения, рассмотрим распределение концентрации неосновных носителей зарядов и токов в областях, прилегающих к р-п-переходу (рис. 1.63, а\

При подаче на р-п-переход прямого напряжения уменьшается высота потенциального барьера, возрастают потоки основных носителей зарядов и возникает инжекция электронов в p-область и дырок в n-область. Инжектированные электроны в соответствии с (1.64) диффундируют в глубь p-области, и их концентрация по мере удаления отсечения хр убывает по экспоненциальному закону (рис. 1.63, б\ То же самое происходит с дырками, инжектированными в п-об- ласть. Неравномерное распределение концентрации неосновных носителей заряда ведет к возникновению токов диффузииуДИфп(х) иуДИф.р(х), определяемых уравнениями (1.72) и (1.73), и рекомбинационных токову^Дх) иурек.п(х) (рис. 1.63, в). Уход электронов из n-области (поток 1) вр-область ведет к возникновению тока

проводимости электронов упров.„. Аналогично в p-области возникает ток проводимости дырок упровр.

Из приведенных графиков распределения токов следует, что плотность тока через р-п-переход равна сумме диффузионных токов на его границах:

3 ~ 7диф.п(^р)~^7диф.р(^п)-

Плотность тока диффузии электронов в сечении хр в соответствии с (1.72) равна

(1.88)(1.88)/ (х ) = aD ^^^Е1

(1.88)

(1.88)

7диф.п v* р / Ч ^П1

Плотность тока диффузии дырок в сечении х„ в соответствии с (1.73) равна

(1.89)

5зб(^р)5зб(^р)(1.90)(1.90)Градиент концентрации электронов в сечении х = хр можно найти, дифференцируя (1.64):

5зб(^р)

5зб(^р)

(1.90)

(1.90)

^збМ dx

Соответственно, градиент концентрации дырок в сечении ха равен

Физб^) _ Ризб^р)(191)

^ х=х„ А>

Избыточная концентрация электронов и дырок на границах р-п-перехода зависит от приложенного напряжения, изменяющего высоту потенциального барьера. При отсутствии внешнего напряжения высота барьера определяется (1.76). Учитывая, что Nd = n„ Na = рр и п^ = пррр, (1.76) можно представить в виде

Фк0 = ит1п^.

Ир

Отсюда получаем

(1.92)

При подаче прямого напряжения потенциальный барьер становится равным фк = Фко - и, а концентрация электронов в сечении хр — равной п(хр\ Тогда (1.92) можно представить в виде

/ х~Фк-ФкО“М

п(хЛ = п .ехр —— = п_ехр—— ехр— = пехр—.

.“т“тМтМт

Избыточная концентрация электронов равна

(1.93)(1.93)ИнзбСГр) = и(^р) - И = n ехр — -1

(1.93)

(1.93)

Аналогично, избыточная концентрация дырок равна

(1.94)(1.94)PM = pt exp—-1 .

(1.94)

(1.94)

Подставляя (1.93) и (1.94) соответственно в (1.90) и (1.91), а (1.90) и (1.91) — в (1.88) и (1.89), получим электронную и дырочную составляющие тока в следующем виде:

/ (х ) - -а °пИр Удиффл \Лр/ Ч у/ (х ) - -а °пИр Удиффл \Лр/ Ч уехр1 ,ехр1 ,Лнфф-Р^п) Ч , кЛнфф-Р^п) Ч , ки .ехр1 .и .ехр1 .(1.95)(1.96)(1.95)(1.96)

/ (х ) - -а °пИр Удиффл \Лр/ Ч у

/ (х ) - -а °пИр Удиффл \Лр/ Ч у

ехр1 ,

ехр1 ,

Лнфф-Р^п) Ч , к

Лнфф-Р^п) Ч , к

и .

ехр1 .

и .

ехр1 .

(1.95)

(1.96)

(1.95)

(1.96)

Суммируя диффузионные токи, получим уравнение вольт-амперной характеристики:

(1.97)(1.97).. и

(1.97)

(1.97)

7 = 7о ехр1

( “т

где

Jo = -qJo = -qA”pкA”pкРрРпкРрРпк(1.98)(1.98)

Jo = -q

Jo = -q

A”p

к

A”p

к

РрРпк

РрРпк

(1.98)

(1.98)

Ток Уо называют тепловым током, поскольку он создается неосновными носителями заряда, возникающими в результате тепловой генерации. Знак «минус» указывает на то, что направление этого тока противоположно положительному направлению оси х.

Я”, =-qЯ”, =-qПри Nd»NA тепловой ток создается электронами, генерируемыми в р-области. В этом случае

Я”, =-q

Я”, =-q

(1.98, а)

При Na » Nd тепловой ток создается дырками, генерируемыми в n-области. Тогда

jo = -чjo = -чDnp,Dnp,кк(1.98, б)(1.98, б)

jo = -ч

jo = -ч

Dnp,

Dnp,

к

к

(1.98, б)

(1.98, б)

Формулу (1.98) можно преобразовать, умножив числитель и знаменатель первой дроби на Ln, а второй — на Lw Тогда, учитывая, что ^ = DnTn и Д = £)ртр > получим

(1.99)(1.99)А—<[^^' n р

(1.99)

(1.99)

В этом выражении отношения пр/т„ и рп/тр есть не что иное, как скорости генерации электронов и дырок соответственно. Следовательно, тепловой ток создается только теми неосновными носителями заряда, которые генерируются в объемах

полупроводника, прилегающих к границам р-п-перехода. Величина этих объемов при площади р-п-перехода, равной единице, равна диффузионной длине неосновных носителей заряда. Носители заряда, генерируемые за пределами этих объемов, не могут участвовать в создании теплового тока, так как за время жизни они не в состоянии преодолеть расстояние, превышающее диффузионную длину, и достичь границы р-п-перехода. При Nd » Na в (1.99) можно пренебречь вторым слагаемым, а при Na » Nd — первым.

Зависимость плотности тока от отношения и/ит, соответствующая (1.97), представлена на рис. 1.64.

В области прямых напряжений прямой ток многократно превышает обратный и зависит от напряжения по экспоненциальному закону. Изменение напряжения на 60 мВ изменяет ток примерно в 10 раз. Поэтому целесообразно рассматривать зависимость напряжения от тока. Чтобы получить такую зависимость, надо решить (1.97) относительно напряжения. Тогда

(1.100)(1.100)и = UTln 4-+1 . ( го

(1.100)

(1.100)

Контакт вырожденных полупроводников

Вырожденными полупроводниками называют полупроводники, уровень Ферми в которых находится либо за пределами запрещенной зоны, либо внутри на расстоянии, не превышающем 2-3 кТ, что имеет место при концентрации примеси порядка 1019-1020см'3. При столь высокой концентрации примеси происходит расщепление примесных уровней и образование примесных зон, которые сливаются с зоной проводимости в электронном полупроводнике и с валентной зоной в дырочном полупроводнике. При осуществлении контакта вырожденных полупроводников с различным типом электропроводности возникают такие же процессы, что и при осуществлении контакта невырожденных полупроводников, приводящие к выравниванию уровней Ферми и образованию электронно-дырочного перехода, характеризующегося в соответствии с (1.75) и (1.87) высоким энерге-

тическим барьером и малой шириной Ао, при этом напряженность поля в переходе превышает 106 В/см. (рис. 1.65, а). Энергетическая диаграмма контакта вырожденных полупроводников отличается от энергетической диаграммы обычного р-п-перехода перекрытием зоны проводимости электронного полупроводника с валентной зоной дырочного полупроводника (EVp > Е^, что приводит к вероятности возникновения туннельных переходов.

Туннельные переходы не связаны с преодолением энергетического барьера. Для их осуществления необходимо, чтобы занятым энергетическим уровням в одной зоне противостояли свободные энергетические уровни в другой. Если сделать допущение, что все энергетические уровни, расположенные ниже уровня Ферми, заняты электронами, а уровни, расположенные выше уровня Ферми, свободны, то при отсутствии внешнего напряжения туннельные переходы не происходят. Если к переходу приложить прямое напряжение, то правая часть энергетической диаграммы сместится вниз относительно левой и занятым уровням зоны проводимости будут противостоять свободные уровни валентной зоны, в результате чего создадутся условия для туннельных переходов из «-области в ^-область. По мере увеличения прямого напряжения будет возрастать поток 5 и, соответственно, прямой туннельный ток. Так будет продолжаться до тех пор, пока потолок валентной зоны Evp дырочного полупроводника не совпадет с уровнем Ферми электронного полупроводника (Evp = EFn). При этом поток 5 будет максимальным. Дальнейшее увеличение прямого напряжения будет смещать уровень Evp ниже уровня £Fn. При этом ширина области перекрытия зон, в пределах которой происходят туннельные переходы, будет уменьшаться. Поэтому будут уменьшаться поток 5 и прямой туннельный ток. Когда уровень Evp окажется напротив уровня Ест туннельные переходы прекратятся. Наряду с туннельными переходами в структуре существуют обычные переходы через потенциальный барьер. По мере роста прямого напряжения барьер снижается и потоки 1 и 3 возрастают. Прямой ток создается суммой потоков 1, 3 и 5, поэтому в области прямых напряжений вольт- амперная характеристика имеет вид, показанный на рис. 1.65, б. На ней имеются характерные пик и впадина. Чем больше концентрация примесей, тем больше

отношение тока пика /„ к току впадины /„. Практически это отношение лежит в пределах от 5 до 10. При подаче нар-п-переход обратного напряжения энергетический барьер в переходе возрастает, правая часть диаграммы сдвигается вверх относительно левой, и возникают обратные туннельные переходы (поток 6) с энергетических уровней валентной зоны на свободные уровни зоны проводимости, что ведет к возрастанию обратного тока.

Контакт полупроводника с металлом

При осуществлении контакта полупроводника с металлом возникает диффузия носителей заряда из материала с меньшей работой выхода в материал с большей работой выхода, в результате чего происходит выравнивание уровней Ферми. В зависимости от соотношения работ выхода полупроводника и металла контакт между ними может быть выпрямляющим и невыпрямляющим (омическим). Выпрямляющий контакт образуется при контакте электронного полупроводника с металлом при условии, что работа выхода полупроводника ЕОп меньше работы выхода металла Ейм, а также при контакте дырочного полупроводника с металлом при условии, что работа выхода дырочного полупроводника ЕОр больше работы выхода металла ЕОм.

Рассмотрим выпрямляющий контакт электронного полупроводника с металлом. На рис. 1.66, а представлены энергетические диаграммы полупроводника и металла при отсутствии контакта между ними. Если эти материалы привести в состояние контакта, то вследствие обмена носителями заряда произойдет выравнивание уровней Ферми, полупроводник зарядится положительно, а металл отрицательно. При этом положительный заряд, представляющий собой заряд ионизированных доноров, займет в полупроводнике некоторый слой толщиной До, а отрицательный заряд будет сосредоточен на поверхности металла (рис. 1.66, б). Вследствие этого энергетическая диаграмма примет вид, показанный на рис. 1.66, в, где представлены графики энергетических плотностей электронов FB(E) и дырок F^E). Под энергетической плотностью дырок в металле следует понимать энергетическую плотность свободных энергетических уровней, расположенных ниже уровня Ферми. При отсутствии внешнего напряжения существуют энергетические барьеры дф для электронов и дЧ* для дырок, при этом в ходе теплового движения происходит обмен носителями заряда между металлом и полупроводником, при котором потоки электронов 1 и 2 и потоки дырок 3 и 4 уравновешивают друг друга. Если к контакту приложить внешнее напряжение плюсом к металлу, а минусом к полупроводнику, то барьеры снизятся на величину приложенного напряжения и потоки 1 и 3 возрастут, а потоки 2 и 4 не изменятся. При противоположной полярности потоки 1 и 3 исчезнут, и через контакт будут перемещаться только небольшие по величине потоки 2 и 4. Токи, создаваемые потоками носителей заряда, можно определить, рассматривая процесс обмена носителями заряда как электронную эмиссию:

Ч = 4 = 1о„ = АТ ехР-^,

.„2“^о

t3 = 14 = top = АТ ехр-^ .

ТогдаТогдаЯя £епЯя £епг - ЛТ2схо~?(Ф°~Ц) ^-дгекр ~г - ЛТ2схо~?(Ф°~Ц) ^-дгекр ~= »оп ехр1 ,= »оп ехр1 ,

Тогда

Тогда

Яя £еп

Яя £еп

г - ЛТ2схо~?(Ф°~Ц) ^-дгекр ~

г - ЛТ2схо~?(Ф°~Ц) ^-дгекр ~

= »оп ехр1 ,

= »оп ехр1 ,

г3 = ЛГехр-^-^—'-^ exp—-1 кТ«т j

Результирующий ток будет равен

. ... и ,

» = >! + %-«о ехр—-1 ,

где <о = ion+iop-

Таким образом, рассматриваемый контакт обладает выпрямительными свойствами: он хорошо пропускает ток в прямом направлении и плохо в обратном

направлении. В реальных структурах потоками 3 и 4 можно пренебречь ввиду их малости. В этом случае инжекции дырок в «-полупроводник не происходит, а заряд электронов, вводимых в металл, сосредоточивается на поверхности металла. В отсутствии инжекции состоит принципиальное отличие выпрямляющего контакта полупроводника с металлом от обычного электронно-дырочного перехода. Такой выпрямляющий контакт находит применение в диодах Шотки.

Невыпрямляющий контакт образуется при контакте электронного полупроводника с металлом при условии, что работа выхода полупроводника ЕОп больше работы выхода металла ЕОм (рис. 1.67, а), а также при контакте дырочного полупроводника с металлом при условии, что работа выхода полупроводника Е^ меньше работы выхода металла Ейм.

ап

Ерт

Е^П Ерп

Evn

В случае невыпрямляющего контакта электронного полупроводника с металлом вблизи границы раздела в полупроводнике накапливаются основные носители заряда (рис. 1.67, б) и образуется обогащенный слой, что сопровождается искривлением вниз границ энергетических зон (рис. 1.67, в). Поэтому в ходе теплового движения все электроны полупроводника могут переходить в металл (поток 1), а электроны металла, энергия которых больше Есп, могут переходить в полупроводник (поток 2). При отсутствии внешнего напряжения потоки 1 и 2 уравновешивают друг друга, поэтому ток через контакт равен нулю. Если на контакт подать

внешнее напряжение плюсом к металлу, а минусом к полупроводнику, то правая половина энергетической диаграммы сместится вниз относительно левой диаграммы и количество электронов, переходящих из полупроводника в металл, возрастет, поэтому возрастет прямой ток, создаваемый разностью потоков 1 и 2. При противоположной полярности внешнего напряжения возрастает переход электронов из металла в полупроводник (поток 2), поэтому возрастает обратный ток. Таким образом, рассматриваемый контакт одинаково хорошо пропускает ток в прямом и обратном направлениях. При этом следует иметь в виду, что ток через контакт возникает при весьма незначительном приложенном напряжении. Это объясняется тем, что в отличие от обычного р-н-перехода при м = 0 существуют большие потоки 1 и 2, компенсирующие друг друга, которые сильно изменяются при незначительном изменении напряжения, то есть контакт обладает небольшим омическим сопротивлением. В полупроводниковых приборах невыпрямляющий контакт металла с полупроводником применяют для осуществления внешних выводов от полупроводникового кристалла. При этом невыпрямляющий контакт, обладающий низким сопротивлением, включают последовательно с выпрямляющим р-п-переходом, обладающим высоким сопротивлением. Поэтому практически все внешнее напряжение оказывается приложенным к р-п-переходу, и падением напряжения на невыпрямляющем контакте можно пренебречь.

В микроэлектронике наиболее распространенным металлом для невыпрямляющих контактов является алюминий, работа выхода которого меньше работы выхода электронного полупроводника. В этом случае для осуществления невыпрямляющего контакта электронного полупроводника с металлом поверхность кремния дополнительно легируют донорами, превращая ее в и+-слой. Концентрация электронов в соответствии с (1.42) определяется разностью между уровнем Ферми и уровнем Ev Чем больше концентрация легирующей донорной примеси, тем ближе к нижней границе зоны проводимости расположен уровень Ферми, поэтому энергетическая диаграмма контакта принимает вид, показанный

Л

I-L

1 1—

т

Рис. 1.68

на рис. 1.68. В этом случае снижается барьер дфо и возрастают потоки 1 и 2. При подаче прямого напряжения уменьшается барьер дФ0 и возрастает поток 1, следовательно, увеличивается прямой ток. При подаче обратного напряжения барьер дФ0 увеличивается, поток 1 уменьшается и возрастает обратный ток, создаваемый разностью потоков 1 и 2. Следовательно, такой контакт одинаково хорошо пропускает ток в прямом и обратном направлениях, то есть является невыпрямляющим. Чем больше концентрация примеси в л+-области, тем меньше сопротивление контакта. Подобного рода контакты используют во всех полупроводниковых приборах для создания внешних выводов от n-областей приборов.

Гетеропереходы •

Гетеропереходом называют переход, образованный между двумя полупроводниками с различной шириной запрещенной зоны. Типичными примерами являются переходы германий — кремний, германий — арсенид галлия, арсенид галлия — фосфид галлия и др. Используемые для создания гетеропереходов полупроводники имеют идентичные кристаллические структуры и близкие значения постоянной кристаллической решетки.

Рассмотрим в качестве примера энергетическую диаграмму гетероперехода, образованного полупроводником и-типа с широкой запрещенной зоной и полупроводником р-типа с узкой запрещенной зоной. На рис. 1.69, а показаны энергетические диаграммы разделенных полупроводников, а на рис. 1.69, б — энергетическая диаграмма контакта. При создании контакта полупроводников происходит совмещение уровней Ферми, но в отличие от обычного />-и-перехода на металлургической границе х0 образуются разрывы А£с и A£v, равные разности границ зон проводимости и границ валентных зон соответственно. Возникающие вблизи х0 изгибы границ зон обусловлены образованием обедненных слоев (х0—хп) и (хр—х0), содержащих заряды доноров и акцепторов. Величина изгибов ^ф01 и ^ф02 равна внутренней разности потенциалов, образующейся в обедненных слоях. Сумма ф0 = ф01 + ф02 представляет собой контактную разность потенциалов, определяемую разностью уровней Ферми: ф0 = (fFn - E^/q. Для гетероперехода величина ф0 нё совпадает

с высотой потенциальных барьеров для электронов и дырок. Высота потенциального барьера для электронов, движущихся из п- вр-область, равна фОп = ^-KEVq, а для дырок, движущихся изр- в л-область, она равна фОр = Фо + &EV4- В результате для электронов барьер оказывается ниже, чем для дырок, на величину фор-фоп = = (А£31 - ^Е^/Ч- Поэтому при подаче прямого напряжения будет преобладать инжекция электронов в дырочный полупроводник. Аналогичным образом можно осуществить инжекцию дырок в электронный полупроводник. В этом состоит принципиальное отличие гетероперехода от обычного р-и-перехода.

В обычных р-л-переходах, как правило, всегда имеет место двусторонняя инжекция неосновных носителей заряда: электроны при подаче на переход прямого напряжения инжектируются в дырочную область полупроводникового кристалла, а дырки — в электронную. Изменяя концентрацию примеси в дырочной и электронной областях полупроводникового кристалла, Можно получить разный уровень инжекции. Однако полностью исключить инжекцию неосновных носителей заряда в какую-либо область кристалла невозможно. Применение гетеропереходов позволяет получить одностороннюю инжекцию и тем самым существенно улучшить параметры полупроводниковых приборов.

Контрольные вопросы

В чем состоит различие между поликристаллами, монокристаллами и аморфными веществами?

Как застраиваются электронные оболочки атомов по мере роста порядкового номера химического элемента в периодической таблице Д. И. Менделеева?

Поясните основные виды химических связей в материалах.

Поясните структуру кристалла алмаза.

Что такое кристаллографические плоскости и направления?

Как происходит образование энергетических зон?

В чем состоит различие зонных структур проводников, полупроводников и диэлектриков?

Поясните смысл уровня Ферми.

Как изменяется удельная электрическая проводимость проводников с ростом температуры и частоты?

Поясните зависимость удельного электрического сопротивления тонких пленок от их толщины.

Что такое удельное поверхностное сопротивление?

Что называется температурным коэффициентом удельного сопротивления?

Что представляют собой композиционные неметаллические проводниковые материалы?

Как классифицируют проводниковые материалы?

Какие металлические сплавы высокого сопротивления нашли применение в электронной технике?

Чем различаются мягкие и твердые припои?

Поясните механизм поляризации диэлектриков.

Что такое диэлектрическая проницаемость и как она зависит от частоты и температуры?

Поясните механизм спонтанной поляризации.

Поясните природу диэлектрических потерь.

Поясните механизм пробоя диэлектриков.

Что представляют собой полимерные материалы?

Что представляют собой пластмассы?

Что представляют собой радиокерамические материалы?

Как классифицируют радиоматериалы по реакции на внешнее магнитное поле?

Что такое ферриты и где они применяются?

Как протекает процесс намагничивания ферромагнетиков?

Что такое магнитная проницаемость?

Поясните природу магнитных потерь.

Приведите примеры магнитомягких материалов и поясните область их применения.

Приведите примеры магнитотвердых материалов.

В чем состоит различие между собственными и примесными полупроводниками?

Как влияет концентрация примеси на положение уровня Ферми.

Как изменяется проводимость полупроводников при изменении температуры?

Что такое время жизни и диффузионная длина неравновесных носителей заряда?

При каких условиях в полупроводнике возникает внутреннее электрическое поле?

Поясните механизм протекания тока проводимости и тока диффузии.

Как сказывается наличие дефектов кристаллической структуры на энергетической диаграмме полупроводника?

Что такое подвижность носителей заряда и как она зависит от напряженности электрического поля?

Поясните механизм образования электронно-дырочного перехода.

Как влияет внешнее напряжение на высоту потенциального барьера и ширину перехода?

От чего зависит концентрация носителей заряда на границах перехода?

Нарисуйте вольт-амперную характеристику перехода и напишите ее уравнение.

Каковы особенности контакта вырожденных полупроводников?

Что такое выпрямляющий и невыпрямляющий контакты полупроводника с металлом?

В чем состоят особенности гетероперехода?

Глава 2 Пассивные компоненты радиоэлектронной аппаратуры

Современная радиоэлектронная аппаратура (РЭА) содержит огромное количество радиокомпонентов, то есть самостоятельных (комплектующих) изделий, соединенных между собой в соответствии с принципиальной электрической схемой, обеспечивающей необходимую обработку электрических сигналов. Радиокомпоненты являются неделимой составной частью радиоэлектронной аппаратуры, их устанавливают при выполнении сборочно-монтажных операций. В качестве радиокомпонентов выступают транзисторы, резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности и т. д. К радиокомпонентам относятся также интегральные микросхемы (ИМС), которые, в свою очередь, состоят из большого числа радиоэлементов, реализующих функции транзисторов, резисторов и т. д. Понятия «радиоэлемент» и «радиокомпонент» во многом тождественны. Во всяком случае, функции, выполняемые ими, одинаковы. Транзистор в полупроводниковой ИМС, выступающий как элемент интегральной схемы, неотделимый от нее, выполняет те же функции, что и дискретный транзистор, выступающий как компонент радиоэлектронной аппаратуры. Принцип действия радиокомпонентов основан на взаимодействии с электрическим или магнитным полем, то есть базируется на электрофизических свойствах радиоматериалов.

Радиокомпоненты делят на две группы: активные и пассивные. К активным компонентам относят транзисторы, электронные лампы, микросхемы и т. д., то есть такие компоненты, которые способны преобразовывать электрические сигналы и усиливать их мощность. К пассивным компонентам относят резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности, трансформаторы, коммутационные элементы, то есть такие компоненты, которые предназначены для перераспределения электрической энергии. Несмотря на то что ИМС имеют большой удельный вес в РЭА, пассивные компоненты являются самыми распространенными изделиями электронной промышленности. В современной РЭА доля дискретных резисторов составляет от 15 до 50 % всех элементов принципиальной схемы, доля дискретных

конденсаторов составляет около 25 %, практически все катушки индуктивности и трансформаторы являются дискретными компонентами.

2.1. Резисторы

Резисторы предназначены для перераспределения и регулирования электрической энергии между элементами схемы. Принцип действия резисторов основан на способности радиоматериалов оказывать сопротивление протекающему через них электрическому току. Особенностью резисторов является то, что электрическая энергия в них превращается в тепло, которое рассеивается в окружающую среду.

Классификация й конструкции резисторов

По назначению дискретные резисторы делят на резисторы общего назначения, прецизионные, высокочастотные, высоковольтные, высокоомные и специальные. По постоянству значения сопротивления резисторы подразделяют на постоянные, переменные и специальные. Постоянные резисторы имеют фиксированную величину сопротивления, у переменных резисторов предусмотрена возможность изменения сопротивления в процессе эксплуатации, сопротивление специальных резисторов изменяется под действием внешних факторов: протекающего тока или приложенного напряжения (варисторы), температуры (терморезисторы), освещения (фоторезисторы) и т. д.

По виду токопроводящего элемента различают проволочные и непроволочные резисторы. По эксплуатационным характеристикам дискретные резисторы делят на термостойкие, влагостойкие, вибро- и ударопрочные, высоконадежные и т. д.

Основным элементом конструкции постоянного резистора является резистивный элемент, который может быть либо пленочным, либо объемным. Величина объемного сопротивления материала определяется количеством свободных носителей заряда в материале, температурой, напряженностью поля и т. д. и выражается известным соотношением_ -

R = P-,(2.1)

где р — удельное электрическое сопротивление материала;

/ — длина резистивного слоя;

s — площадь поперечного сечения резистивного слоя.

В чистых металлах всегда имеется большое количество свободных электронов, поэтому они имеют малое р и для изготовления резисторов не применяются. Для изготовления проволочных резисторов применяют сплавы никеля, хрома и т. д., имеющие большое р.

Для расчета сопротивления тонких пленок пользуются понятием удельного поверхностного сопротивления р$, под которым понимают сопротивление тонкой пленки, имеющей в плане форму квадрата. Величина pv связана с величиной р и

легко может быть получена из (2.1), если принять в ней s = 8®, где w — ширина резистивной пленки, 8 — толщина резистивной пленки.

(2-2)(2-2)Тогда

(2-2)

(2-2)

R = P,-’ w

где ps = ^ — удельйое поверхностное сопротивление, зависящее от толщины плен- 8

ки 8. Если I = w, то R = р$, причем значение сопротивления не зависит от размеров

сторон квадрата.

На рис. 2.1 представлено устройство пленочного резистора. На диэлектрическое цилиндрическое основание 1 нанесена резистивная пленка 2. На торцы цилиндра надеты контактные колпачки 3 из проводящего материала с припаянными к ним выводами 4. Для защиты резистивной пленки от воздействия внешних факторов резистор покрывают защитной пленкой 5.

Сопротивление такого резистора определяется соотношением

(2.3)(2.3)R = pA

(2.3)

(2.3)

где / — длина резистора (расстояние между контактными колпачками); D — диаметр цилиндрического стержня.

3312Рис. 2.112Рис. 2.1

3

3

12

Рис. 2.1

12

Рис. 2.1

Такая конструкция резистора обеспечивает получение сравнительно небольших сопротивлений (сотни ом). Для увеличения сопротивления резистивную пленку 2 наносят на поверхность керамического цилиндра 1 в виде спирали (рис. 2.2).

Сопротивление такого резистора определяется соотношением

Д = Р$Д = Р$NkD t-a’NkD t-a’(2.4)(2.4)

Д = Р$

Д = Р$

NkD t-a’

NkD t-a’

(2.4)

(2.4)

где t — шаг спирали;

а — ширина канавки (расстояние между соседними витками спирали);

N =число витков спирали.

На рис. 2.3 показана конструкция объемного резистора, представляющего собой стержень 1 из токопроводящей композиции круглого или прямоугольного сечения с запрессованными проволочными выводами 2. Снаружи стержень защищен стеклоэмалевой или стеклокерамической оболочкой 3. Сопротивление такого резистора определяется соотношением (2.1).

Постоянный проволочный резистор представляет собой изоляционный каркас, на который намотана проволока с высоким удельным электрическим сопротивлением. Снаружи резистор покрывают термостойкой эмалью, опрессовывают пластмассой или герметизируют металлическим корпусом, закрываемым с торцов керамическими шайбами.

Для гибридных ИМС выпускают микромодульные резисторы, представляющие собой стержень из стекловолокна с нанесенным на поверхность тонким слоем токопроводящей композиции. Такие резисторы приклеивают к контактным площадкам подложек токопроводящим клеем — контактолом.

Резисторы гибридных ИМС изготавливают в виде резистивных пленок, наносимых на поверхность диэлектрической подложки. Эти резисторы могут быть тонкопленочными (толщина пленки порядка 1 мкм) и толстопленочными (толщина пленки порядка 20 мкм).

Резисторы полупроводниковых ИМС представляют собой тонкую (толщиной 2-3 мкм) локальную область полупроводника, изолированную от подложки и защищенную слоем SiO2.

Конструкции переменных резисторов гораздо сложнее, чем постоянных. На рис. 2.4 представлена конструкция переменного непроволочного резистора круглой формы.

Этот резистор состоит из подвижной и неподвижной частей. Неподвижная часть представляет собой пластмассовый круглый корпус 2, в котором смонтирован токопроводящий элемент 3, имеющий подковообразную форму. Посредством заклепок 6 он крепится к круглому корпусу. Эти заклепки соединены с внешними выводами 4. Подвижная часть представляет собой вращающуюся ось, с торцом которой 7 посредством чеканки соединена изоляционная планка 8, на которой смонтирован подвижный контакт 1 (токосъемнйк), соединенный с внешним выводом. Угол поворота оси составляет 270° и ограничивается стопором 5. Существуют и другие конструкции переменных непроволочных резисторов. Токопроводящий элемент в них представляет собой тонкую графитовую, металлическую, металлооксидную или композиционную пленку.

Переменные резисторы могут иметь разный закон изменения сопротивления в зависимости от угла поворота оси (рис. 2.5).

У линейных резисторов (типа А) сопротивление зависит от угла поворота линейно. У логарифмических резисторов (тип Б) сопротивление изменяется по логарифмическому закону, а у резисторов типа В — по обратнологарифмическому.

Кроме того, существуют резисторы, у которых сопротивление изменяется по закону синуса (тип И) или косинуса (тип Б).

Некоторые типы переменных резисторов состоят из двух переменных резисторов, объединенных в единую конструкцию, в которой токосъемники расположены на общей оси. Существуют переменные резисторы, содержащие выключатель, контакты которого разомкнуты,, если ось резистора повернута в крайнее положение при вращении против часовой стрелки. При повороте оси по часовой стрелке на небольшой угол контакты выключателя замыкаются. Некоторые типы резисторов комплектуются специальными стопорящими устройствами, жестко фиксирующими положение оси.

На рис. 2.6 показана конструкция переменного проволочного резистора с круговым перемещением токосъемника. В пластмассовом корпусе 7 с помощью цанговой втулки 3 укреплена поворотная ось 2, на которой закреплен изоляционный диск с контактной пружиной (ползуном) 4, скользящей по проводу обмотки 9, укрепленной на гетинаксовой дугообразной пластине 6. Концы обмотки соединены с выводами 8, а ползун через контактное кольцо соединен с внешним контактным лепестком 10. Положение оси может быть зафиксировано стопорной разрезной гайкой 1, а угол поворота оси ограничен выступами корпуса, в которые упирается планка-ограничитель 5, закрепленная на оси.

Рис. 2.6

Помимо переменных резисторов с круговым перемещением существуют резисторы с прямолинейным перемещением подвижного контакта. В этом случае контактный ползун укрепляется не на поворотной, а на червячной оси.

Выбор типа резистора (постоянного или переменного) для конкретной схемы производится с учетом условий работы и определяется параметрами резисторов. Резистор нельзя рассматривать как элемент, обладающий только активным сопротивлением, определяемым его резистивным элементом. Помимо сопротивления резистивного элемента он имеет емкость, индуктивность и дополнительные паразитные сопротивления. Эквивалентная схема постоянного резистора представлена на рис. 2.7. •

На схеме Rr — сопротивление резистивного элемента, Rm — сопротивление изоляции, определяемое свойством защитного покрытия и основания, RK — сопротивление контактов, Lr — эквивалентная индуктивность резистивного слоя и выводов резистора, CR — эквивалентная емкость резистора, Ск1 и Ск2 — емкости выводов. Активное сопротивление резистора определяется соотношением

(2.5)(2.5)д _ U^R + Rk )^з

(2.5)

(2.5)

RR + ^ + ^з

Сопротивление RK имеет существенное значение только для низкоомных резисторов. Сопротивление RH3 практически влияет на общее сопротивление только высокоомных резисторов. Реактивные элементы определяют частотные свойства резистора. Из-за их наличия сопротивление резистора на высоких частотах становится комплексным.

Относительная частотная погрешность определяется соотношением

aR=—-100%,(2.6)

R

где Z — комплексное сопротивление резистора на частоте со.

На практике, как правило, величины L и С неизвестны. Поэтому для некоторых типов резисторов указывают значение обобщенной постоянной времени ттах, которая связана с относительной частотной погрешностью сопротивления приближенным уравнением:■

«R = ЗО^т2^.(2.7)

Частотные свойства непроволочных резисторов значительно лучше, чем проволочных.■

Параметры резисторов

Параметры резисторов характеризуют эксплуатационные возможности применения конкретного типа резистора в конкретной электрической схеме.

Номинальное сопротивление, /?ном и его допустимое отклонение от номинала ±ДД являются основными параметрами резисторов. Номиналы сопротивлений стандартизованы в соответствии с ГОСТ 28884—90. Для резисторов общего назначения ГОСТ предусматривает шесть рядов номинальных сопротивлений; Еб, Е12, Е24, Е48, Е96 и Е192. Цифра указывает количество номинальных значений в данном ряду, которые согласованы с допустимыми отклонениями (табл. 2.1).

Таблица 2.1. Числовые коэффициенты для определения номинальных значений сопротивлений

Е24

Е12Е6

1,0

1,1

1,2

1,3

1,5

1,6

1,8 2,0

2,2

2,4

2,7 3,0

3,3

3,6

3,9

4,3

4,7

5,1

5,6

6,2

6,8

7,5

8,2

9,1

1,01,0

1,2—

1,51,5

1,8 ,—’ V

2,22,2

2,7-'

3,33,3

3,9-

4,74,7

5,6-

6,86,8

8,2—

Номинальные значения сопротивлений определяются числовыми коэффициентами, входящими в табл. 2.1, которые умножаются на 10”, где п — целое положительное число. Так, например, числовому коэффициенту 1,0 соответствуют резисторы с номинальным сопротивлением, равным 10,100,1000 Ом и т. д. Допустимые отклонения от номинала для ряда Е6 составляют ±20 %, для ряда Е12 — ±10 %, для ряда Е24 — ±5 %. Это значит, что резисторе сопротивлением 1,5 кОм из ряда Е12 может обладать сопротивлением в пределах от 1,35 до 1,65 кОм, а тот же резистор

из ряда Е6 — в пределах от 1,2 до 1,8 кОм. Числовые коэффициенты, определяющие номинальные значения сопротивлений, подобраны так, что образуется непрерывная шкала сопротивлений, то есть максимально возможное сопротивление какого-либо номинала совпадает (или несколько больше) с минимальной величиной сопротивления соседнего более высокого номинала.

Прецизионные резисторы имеют отклонения от номинала ±2 %; ±1 %; ±0,5 %; ±0,2 %; ±0,1 %; ±0,Q5 %; ±0,02 % и ±0,01 %.

Номинальная мощность рассеивания Рном определяет допустимую электрическую нагрузку, которую способен выдержать резистор в течение длительного времени при заданной стабильности сопротивления.

Как уже отмечалось, протекание тока через резистор связано с выделением тепла, которое должно рассеиваться в окружающую среду. Мощность, выделяемая в резисторе в виде тепла, определяется величиной приложенного к нему напряжения U и протекающего тока I и равна

P^UI.,(2.8)

Мощность, рассеиваемая резистором в окружающую среду, пропорциональна разности температур резистора TR и окружающей среды То;

Ртв=^^.(2.9)

Эта мощность зависит от условий охлаждения резистора, определяемых значением теплового сопротивления R,, которое тем меньше, чем больше поверхность резистора и теплопроводность материала резистора.

Из условия баланса мощностей можно определить температуру резистора, что наглядно показано на рис. 2.8, а.

Т -Т

Если Рвыд = Ротв, то UI = я 0, откуда

TR = UIRT + То.(2.10)

Следовательно, при увеличении мощности, выделяемой в резисторе, возрастает его температура TR, что может привести к выходу резистора из строя. Для того чтобы этого не произошло, необходимо уменьшить Rp что достигается увеличением размеров резистора. Для каждого типа резистора существует определенная максимальная температура Tmax, превышать которую нельзя.

Температура TR, как следует из вышеизложенного, зависит также от температуры окружающей среды. Если она очень высока, то температура TR может превысить максимальную. Чтобы этого не произошло, необходимо уменьшать мощность, выделяемую в резисторе (рис. 2.8, б). Для всех типов резисторов в ТУ оговаривают указанные зависимости мощности от температуры окружающей среды (рис. 2.8, в). Номинальные мощности стандартизованы (ГОСТ 24013-80 и ГОСТ 10318-80 ) и соответствуют ряду: 0,01; 0;025; 0,05; 0,125; 0,25; 0,5; 1; 1,2; 5; 8; 10; 16; 25; 50; 75; 100; 160; 250; 500.

Рис. 2.8

в

Предельное рабочее напряжение Unpea определяет величину допустимого напряжения, которое может быть приложено к резистору. Для резисторов с небольшой величиной сопротивления (сотни ом) эта величина определяется мощностью резистора и рассчитывается по формуле

U^JiuL(2.11)

Для остальных резисторов предельное рабочее напряжение определяется конструкцией резистора и ограничивается возможностью электрического пробоя, который, как правило, происходит по поверхности между выводами резистора или между витками спиральной нарезки. Напряжение пробоя зависит от длищя резистора и давления воздуха. При длине резистора не превышающей 5 см оно определяется по формуле

1/про6 =300>/Й,(2.12)

где Р — давление, мм рт. ст.;

I — длина резистора, см.

Значение Unpea указывается в ТУ, оно всегда меньше Unpo6. При испытании резисторов на них подают испытательное напряжение [/ИС1|, которое больше Unpea и меньше 1/про6.

Температурный коэффициент сопротивления (ТКС) характеризует относительное изменение сопротивления при изменении температуры:

Этот коэффициент может быть как положительным, так и отрицательным. Если резистивная пленка толстая, то она ведет себя как объемное тело, сопротивление которого с ростом температуры возрастает. Если же резистивная пленка тонкая, то она состоит из отдельных «островков», сопротивление такой пленки с ростом температуры уменьшается, так как улучшается контакт между от-

дельными «островками». У различных резисторов эта величина лежит в пределах ±(7-12)10-4.

Коэффициент старения Рй характеризует изменение сопротивления, которое вызывается структурными изменениями резистивного элемента за счет процессов окисления, кристаллизации и т. д:

(2-14)(2-14)Рй =^~.

(2-14)

(2-14)

R R^T

В ТУ обычно указывают относительное изменение сопротивления в процентах за определенное время (1000 или 10 000 ч).

Коэффициент напряжения К„ характеризует влияние приложенного напряжения на сопротивление. В некоторых типах резисторов при высоких напряжениях изменяется сопротивление. В непроволочных резисторах это обусловлено уменьшением контактного сопротивления между отдельными зернами резистивной пленки. В проволочных резисторах это обусловлено дополнительным разогревом проволоки при повышенных напряжениях: ■

К АД(2.15)

где Й1(Ю — сопротивление резистора при напряжении С/Прсд;

/?10 — сопротивление резистора при напряжении 0,1 1/,|ред.

ЭДС шумов резистора. Электроны в резистивном элементе находятся в состоянии хаотического теплового движения, в результате которого между любыми точками резистивного элемента возникает случайно изменяющееся электрическое напряжение и между выводами резистора появляется ЭДС тепловых шумов. Тепловой шум характеризуется непрерывным, широким и практически равномерным спектром. Величина ЭДС тепловых шумов определяется соотношением

ЕТ=^4Кт/,(2.16)

где К = 1,38-Ю"23 Дж/ К— постоянная Больцмана;

Т — абсолютная температура, К;

R — сопротивление, Ом;

А/ — полоса частот, в которой измеряются шумы.

При комнатной температуре (Г = 300 К)

ЕТ=Ц^_(2.17)

О

Если резистор включен на входе высокочувствительного усилителя, то на его выходе будут слышны характерные шумы. Снизить уровень этих шумов можно, лишь уменьшив сопротивление R или температуру Т.

Помимо тепловых шумов существует токовый шум, возникающий при прохождении через резистор тока. Этот шум обусловлен дискретной структурой резистивного элемента. При прохождении тока возникают местные перегревы, в результа-

те которых изменяется сопротивление контактов между отдельными частицами токопроводящего слоя и, следовательно, флюктуирует (изменяется) значение сопротивления, что ведет к появлению между выводами резистора ЭД С токовых шумов Е;. Токовый шум, так же как и тепловой, имеет непрерывный спектр, но интенсивность его увеличивается в области низких частот.

Поскольку значения тока, протекающего через резистор, зависит от значения приложенного напряжения U, то в первом приближении можно считать

Е; = Kj U,(2.18)

где Kj — коэффициент, зависящий от конструкции резистора, свойств резистивного слоя и полосы частот. Величина К; указывается в ТУ и лежит в пределах от 0,2 до 20 мкВ/B. Чем однороднее структура, тем меньше токовый шум. У металлопленочных и углеродистых резисторов величина К, 5 1,5 мкВ/B, у композиционных поверхностных резисторов К, < 40 мкВ/B, у композиционных объемных резисторов Ki < 45 мкВ/B. У проволочных резисторов токовый шум отсутствует. Токовый шум измеряется в полосе частот от 60 др 6000 Гц. Его величина значительно превышает величину теплового шума.

Система обозначений и маркировка резисторов

До 1968 года обозначение резисторов состояло из букв, отражающих конструктивно-технологические особенности данного типа резистора, например, МЯТ — металлопленочный лакированный теплостойкий.

С 1968 года в соответствии с ГОСТ 13453-68 постоянные резисторы стали обозначаться буквой С, а переменные — буквами СП. По конструкции токонесущей части резисторы были разделены на шесть групп:

непроволочные углеродистые или бороуглеродистые;

непроволочные металлопленочные или металлооксидные;

непроволочные тонкопленочные композиционные;

непроволочные объемные композиционные;

проволочные;

резисторы для сверхвысоких частот.

Согласно ГОСТ, в обозначении резисторов после букв С или СП стоит цифра, указывающая номер группы, а затем через дефис — номер конкретной конструкции резистора. Например, обозначение С2-8 означает: резистор постоянный второй группы, восьмой вариант конструкции.

С 1980 года стала применяться другая система обозначений, также состоящая из трех элементов:

первый элемент — буквенный: Р — постоянный резистор, РП — переменный резистор, РН — набор резисторов;

второй элемент — цифра: 1 — непроволочный резистор, 2 — проволочный резистор;

третий элемент — цифра, обозначающая разновидность конструкции.

Например, Р2-15 означает: резистор постоянный, проволочный, 15-й вариант конструкции.

В конструкторской документации помимо типа резистора указывают номинальную мощность, номинальное сопротивление, допуск на сопротивление и ряд других параметров.

На принципиальных схемах резисторы изображают в виде прямоугольника с указанием сопротивления, мощности и порядкового номера (рис. 2.9).

ааббааРис. 2.9Рис. 2.9

а

а

б

б

а

а

Рис. 2.9

Рис. 2.9

Мощность указывают наклонными, продольными или поперечными линиями внутри прямоугольника: a — 0,125 Вт; б — 0,25 Вт; в — 0,5 Вт; г — 1 Вт; д — 2 Вт. Изображение переменных резисторов показано на рис. 2.9, е, а подстроечных — на рис. 2.9, ж.

Основные параметры резисторов указывают на его корпусе, но для миниатюрных резисторов не хватает места на корпусе, поэтому ГОСТ 11076—69 предусматривает сокращенную буквенно-кодовую маркировку. При такой маркировке вместо запятой в наборе цифр, означающих номинальное значение сопротивления, ставят букву, указывающую, в каких единицах выражено сопротивление: R (или Е) — в омах, К — в килоомах, М — в мегаомах, G — в гигаомах, Т — в тераомах, При этом ноль, стоящий до или после запятой, не ставят. После указания величины номинального сопротивления ставят букву, обозначающую допуск, в соответствии с табл. 2.2.

В последние годы в соответствии с СТ СЭВ 1810—79 стала применяться международная система обозначений в соответствии с табл. 2.3.

Например, резистор с сопротивлением 0,47 кОм и допуском ±20 % маркируют К47В или К47М.

Таблица 2.2. Маркировка резисторов по ГОСТ 11076—69

Допустимое отклонение, %±0,1±0,2±0,5±1±2±5±10±20±30

ОбозначениеЖУДРЛИСВФ

Таблица 2.3. Маркировка резисторов по СТ СЭВ 1810—79

Допустимое отклонение, %

±0,001

±0,002 ±0,005 ±0,01 ±0,02

±0,05

Обозначение

Е

L

R

Р

и

X

Допустимое отклонение, %

±0,1

±0,25

±0,5

±1

±2

±5±10 ±20 ±30

Обозначение

в

С

D

F

G

I К М N

Помимо буквенно-цифровой применяется цветовая индексация номинального сопротивления и допуска на корпусе резистора (ГОСТ 28883—90). Вблизи одного из торцов корпуса наносят 4 цветных полоски: первая обозначает первую цифру номинала, вторая — вторую цифру номинала, третья — множитель; четвертая — величину допуска, цвет полосок стандартизован.

Конструктивно-технологические разновидности резисторов

В зависимости от конкретных условий работы в РЭА применяются различные типы резисторов.

Непроволочные тонкослойные постоянные резисторы. У резисторов группы С1 токопроводящий слой представляет собой пленку пиролитического углерода, а у резисторов группы С2 — пленку сплава металла или оксида металла. Эти резисторы являются резисторами широкого применения с допусками ±5, ±10 или ±20 % и мощностью от 0,125 до 2 Вт. Помимо резисторов С1 и С2 к этой категории резисторов относятся резисторы типов МЛТ, МТ и ВС.

Поскольку металл обладает более высокой теплостойкостью, чем углерод, то резисторы С2 при равной мощности имеют меньшие, чем С1, габариты. Резисторы С2 обладают более высокой стабильностью при циклических изменениях температуры. Недостатком металлопленочных резисторов является небольшая стойкость к импульсной нагрузке и меньший частотный диапазон, чем у углеродистых. Объясняется это тем, что токопроводящий слой у металлопленочных резисторов толще, чем у углеродистых резисторов, поэтому увеличивается паразитная емкость между витками резистивной спирали. На основе резисторов С2 создаются также прецизионные резисторы с допусками ±(0,1-1) %. Прецизионные резисторы имеют большие габариты, чем резисторы общего применения. Это облегчает тепловые режимы и повышает стабильность свойств проводящего слоя.

Композиционные резисторы. У этих резисторов токопроводящий материал получают путем смешивания проводящего компонента (графита или сажи) со связующими компонентами, наполнителем, пластификатором и отвердителем. В резисторах группы СЗ полученную композицию наносят на поверхность изоляционного основания, а в резисторах группы С4 спрессовывают в виде объемного цилиндра или параллелепипеда. В зависимости от состава композиционные материалы имеют очень широкий диапазон удельных сопротивлений. Объемные композиционные резисторы С4 имеют прямоугольную форму и предназначены для установки на печатных платах. Они обладают высокой теплостойкостью (до 350 °C) и имеют небольшие габариты. Недостатком композиционных резисторов является высокий уровень токовых шумов, что объясняется крупнозернистой структурой проводящего материала.

Проволочные постоянные резисторы. Для изготовления этих резисторов используют провод из специальных сплавов, имеющих высокое удельное сопротивление, хорошую теплостойкость и малый температурный коэффициент сопротивления. Эти резисторы обладают очень высокой допустимой мощностью рассеивания (десятки ватт) при относительно небольших размерах, высокой точностью и

хорошей температурной стабильностью. Так как резисторы изготавливают путем намотки провода на каркас, то они имеют большую индуктивность и собственную емкость. Для уменьшения индуктивности применяют бифилярную намотку, при которой обмотку резистора выполняют сдвоенным проводом, благодаря чему поля расположенных рядом витков направлены навстречу друг другу и вычитаются. Уменьшение индуктивности достигается также путем намотки на плоский каркас. Недостатком бифилярной намотки является большая собственная емкость. Для получения малых индуктивности и емкости применяют разбивку обмотки на секции, в каждой из которых поочередно меняется направление намотки. Проволочные резисторы значительно дороже тонкопленочных, поэтому применяют их в тех случаях, когда характеристики тонкопленочных резисторов не удовлетворяют предъявляемым требованиям.

Высокочастотные резисторы и резисторы СВЧ. Эти резисторы обладают небольшими собственными индуктивностью и емкостью, что обеспечивается отсутствием спиральной нарезки, но при этом сопротивление не превышает 200-300 Ом. Однако это не является недостатком, так как на СВЧ высокие номиналы сопротивлений не применяют. В ряде случаев высокочастотные резисторы изготавливают без проволочных выводов и эмалевого покрытия, что уменьшает паразитную индуктивность и шунтирующее действие диэлектрика. На сверхвысоких частотах применяют резисторы группы С6, способные работать на частотах до 10 ГГц. К категории высокочастотных относятся также резисторы типов: С2-11, С2-34, МОН (металлоокисидные незащищенные) и МОУ (металлоокисидные ультравысокочастотные). На высоких частотах находят применение, кроме того, микропроволочные малогабаритные резисторы типа С5-32 Т, имеющие длину 6 мм, диаметр 2,6 мм и паразитную индуктивность не более 0,1 мкГн. Эти резисторы имеют мощность 0,125 Вт и номинальное сопротивление от 0,24 до 300 Ом с точностью 0,5; 1; 2 и 5 %.

Специальные резисторы

К категории специальных резисторов относят резисторы, сопротивление которых зависит от внешних факторов: температуры, освещенности, магнитного поля и т. д. Варисторы — полупроводниковые резисторы, сопротивление которых зависит от приложенного к ним напряжения. Варисторы изготавливают путем спекания кристаллов карбида кремния и связующих веществ. В готовой структуре варистора между кристаллами кремния существуют мельчайшие зазоры. При приложении к варистору внешнего напряжения происходит перекрытие этих зазоров, в результате чего сопротивление варистора уменьшается. Типичный вид вольт-амперной характеристики показан на рис. 2.10.

Параметрами варистора являются:

номинальное напряжение UHOM;

номинальный ток /ном;

статическое сопротивление R = ^^-;

дифференциальное сопротивление г^ =

du di ’du di ’R

du di ’

du di ’

коэффициент нелинейности Р =

Поскольку сопротивление варисторов значительно меняется с изменением приложенного напряжения, то они находят применение в качестве регулирующих элементов в устройствах автоматики. В обозначении варисторов содержатся буквы СН (сопротивление нелинейное).

Терморезистпоры — это полупроводниковые резисторы, сопротивление которых меняется в зависимости от температуры (рис. 2.11, а). Вследствие нелинейности температурной характеристики вольт-амперная характеристика(ВАХ) будет также нелинейной (рис. 2.11, б). При малых токах ВАХ практически линейна (участок ОМ), поскольку мощность, выделяемая в терморезисторе, недостаточна для того, чтобы заметно нагреть его. При больших токах сопротивление резистора уменьшается, что сопровождается уменьшением напряжения на нем.

Рис. 2.11

Параметрами терморезистора являются:

номинальное сопротивление RH при Г = 20 °C;

температурный коэффициент сопротивления ТКС;

максимально допустимая мощность рассеивания Ртах;

постоянная времени т, численно равная времени, в течение которого температура резистора при перенесении его из воздушной среды с температурой О °C в воздушную среду с температурой 100 °C изменяется на 63 %.

Терморезисторы используют в системах измерения и регулирования температуры. В обозначении терморезисторов содержатся буквы СТ.

Фоторезисторы — это полупроводниковые резисторы, сопротивление которых меняется под воздействием света. Они используются в качестве датчиков освещенности в системах телеметрии.

Тензорезисторы — это резисторы, сопротивление которых изменяется под влиянием механических воздействий.

Магниторезисторы — это резисторы с резко выраженной зависимостью электрического сопротивления от магнитного поля. Свойства магниторезисторов оценивают магниторезистивным отношением, которое показывает, во сколько раз изменяется сопротивление магниторезистора при помещении его в магнитное поле с индукцией 0,5 Т (или 1 Т).

2.2. Конденсаторы

Принцип действия конденсаторов основан на способности накапливать электрические заряды на металлических обкладках при приложении к ним напряжения. Количественной мерой способности накапливать электрические заряды является емкость конденсатора. В простейшем случае конденсатор представляет собой две металлические пластины, разделенные слоем диэлектрика. Емкость такого конденсатора [пФ]

С = 0,0885^,(2.19)

а■

где е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика (е > /);

S — площадь обкладок конденсатора, [см2];

d — расстояние между обкладками, [см].

Конденсаторы широко используют в РЭА для самых различных целей. На их долю приходится примерно 25 % всех элементов принципиальной схемы.

Классификация и конструкции конденсаторов

Конденсаторы делят на конденсаторы общего назначения и конденсаторы специального назначения. Конденсаторы общего назначения делят на низкочастотные и высокочастотные. К конденсаторам специального назначения относят высоковольтные, помехоподавляющие, импульсные, дозиметрические, конденсаторы с электрически управляемой емкостью (варикапы, вариконды) и др.

По назначению конденсаторы подразделяют на контурные, разделительные, блокировочные, фильтровые и т. д., а по характеру изменения емкости — на постоян-

ные, переменные и полупеременные (подстроечные). По материалу диэлектрика различают три вида конденсаторов: с твердым, газообразным и жидким диэлектриком. По способу крепления различают конденсаторы для навесного и печатного монтажа, для микромодулей и микросхем. Рассмотрим типичные конструкции конденсаторов.

Пакетная конструкция применяется в слюдяных, стеклоэмалевых, стеклокерамических и некоторых типах керамических конденсаторов и представляет собой пакет чередующихся металлических и диэлектрических пластин или тонких пленок. На рис 2.12 показана конструкция слюдяного конденсатора. На пластины слюды 1 толщиной около 0,04 мм напыляют металлические обкладки 2, которые соединяются в общий контакт полосками фольги 3. Собранный пакет опрессовывается обжимами 4, к которым присоединяются гибкие выводы 5, и покрывается влагозащитной эмалью. Количество пластин в пакете достигает 100.

Рис. 2.12

Емкость такого конденсатора зависит от числа пластин в пакете [пФ]

С = 0,0885^(п-1).(2.20)

а

Трубчатая конструкция (рис. 2.13) характерна для высокочастотных трубчатых конденсаторов и представляет собой керамическую трубку 1 с толщиной стенок около 0,25 мм, на внутреннюю и внешнюю поверхность которой нанесены серебряные обкладки 2 и 3. Для присоединения гибких проволочных выводов 4 внутреннюю обкладку выводят на внешнюю поверхность трубки и создают между ней и внешней обкладкой изолирующий поясок 5. Снаружи на трубку наносят защитную пленку из изолирующего материала.

Емкость такого конденсатора:

С = 0,241-^-(2.21)

1g —

где I — длина перекрывающейся части обкладок, см;

Dj и D2 — наружный и внутренний диаметры трубки.

Дисковая конструкция (рис. 2.14) характерна для высокочастотных керамических конденсаторов: на керамический диск 1 с двух сторон наносят серебряные обкладки 2 и 3, к которым присоединяют гибкие выводы 4. Емкость такого конденсатора определяется площадью обкладок и рассчитывается по формуле (2.19).

Литая секционированная конструкция (рис. 2.15) характерна для монолитных многослойных керамических конденсаторов, получивших в последние годы широкое распространение, в том числе в ИМС.

Рис. 2.15

Такие конденсаторы изготовляют путем литья горячей керамики, в результате которого получают керамическую заготовку 1 с толщиной стенок около 100 мкм и прорезями (пазами) 2 между ними, толщина которых составляет порядка 130-150 мкм. Затем эту заготовку окунают в серебряную пасту, которая заполняет пазы, после чего осуществляют вжигание серебра в керамику. В результате образуются две группы серебряных пластин, расположенных в пазах керамической заготовки, к которым припаивают гибкие выводы. Снаружи всю структуру покрывают защитной пленкой. В конденсаторах, предназначенных для установки в гибридных ИМС, гибкие выводы отсутствуют, они содержат торцевые контактные поверхности, которые присоединяются к контактным площадкам ГИС.

Рулонная конструкция (рис. 2.16) характерна для бумажных пленочных низкочастотных конденсаторов, обладающих большой емкостью. Бумажный конденсатор образуется путем свертывания в рулон бумажной ленты 1 толщиной около 5-6 мкм и ленты из металлической фольги 2 толщиной около 10-20 мкм. В металлобумажных конденсаторах вместо фольги применяют тонкую металлическую пленку толщиной менее 1 мкм, нанесенную на бумажную ленту.

Рис. 2.16Рис. 2.16

Рис. 2.16

Рис. 2.16

Рулон из чередующихся слоев металла и бумаги не обладает механической жесткостью и прочностью, поэтому его размещают в металлическом корпусе, являющемся механической основой конструкции.

Емкость таких конденсаторов:

(2.22)(2.22)С = 0,1768-^, а

(2.22)

(2.22)

где b — ширина ленты;

/ — длина ленты;

d — толщина бумаги.

Емкость бумажных конденсаторов достигает 10 мкФ, а металлобумажных — 30 мкФ. Конденсаторы гибридных ИМС представляют собой трехслойную структуру: на диэлектрическую подложку наносят металлическую пленку, затем диэлектрическую пленку и снова металлическую пленку. В качестве конденсаторов полупроводниковых ИМС используют один из электронно-дырочных переходов транзистора

или МДП-структуру, в которой роль нижней обкладки конденсатора выполняет полупроводниковая подложка (П), роль диэлектрика (Д) — слой оксида кремния SiO2 и роль верхней обкладки конденсатора — металлическая пленка (М).

Подстроечные (полупеременные) конденсаторы. Особенностью этих конденсаторов является то, что их емкость изменяется в процессе регулировки РЭ А, а в процессе эксплуатаций их емкость должна сохраняться постоянной и не изменяться под воздействием вибрации и ударов. Они могут быть с воздушным или твердым диэлектриком. На рис. 2.17 показано устройство подстроечного конденсатора с твердым диэлектриком типа КПК (конденсатор подстроечный керамический). Такой конденсатор состоит из основания 2 (статора) и вращающего диска 1 (ротора). На основание и диск напылены серебряные пленки полукруглой формы. При вращении ротора изменяется площадь перекрытия пленок, а следовательно, емкость конденсатора. Как правило, минимальная емкость (когда пленки не перекрыты) составляет несколько пикофарад, а при полном перекрытии пленок емкость конденсатора будет максимальной — несколько десятков пикофарад. От ротора и статора сделаны внешние выводы 3 и 4. Плотное прилегание ротора к статору обеспечивается прижимной пружиной 5.

Рис. 2.17

На рис. 2.18 показано устройство подстроечного конденсатора с воздушным диэлектриком. На керамическом основании 1 установлены колонки 2 для крепления пластин статора 3. Пластины ротора 4 закреплены на оси ротора 5. Посредством пружины-токосъема 6 ротор подключается к соответствующим точкам принципиальной схемы. Крепление конденсатора осуществляется с помощью колонок 7, имеющих внутреннюю резьбу.

Рис. 2.18

Конденсаторы переменной емкости. Емкость этих конденсаторов может плавно изменяться в процессе эксплуатации РЭА, например для настройки колебательных контуров. Так же как и подстроечный конденсатор, конденсатор переменной емкости состоит из статора и ротора, но, в отличие от подстроечного, количество роторных и статорных пластин велико, что необходимо для получения максимальной емкости порядка 500 пФ. Как правило, эти конденсаторы имеют воздушный диэлектрик. На рис. 2.19 показано устройство трехсекционного конденсатора переменной емкости. Каждая секция служит для настройки своего колебательного контура. Такие конденсаторы применяют в радиоприемной аппаратуре. Конструктивной основой является корпус 4, содержащий валики крепления 7 и планку крепления 9, в котором размещены статорная и роторная секции. Статорная секция 5 изолирована от корпуса, а роторная секция 1 состоит из неразрезных (внутренних) пластин Ии разрезных (внешних) пластин 10. Отгибая или подгибая часть сектора внешней пластины, можно изменять емкость в небольших пределах, что бывает, необходимо в процессе заводской настройки аппаратуры. Роторные пластины закреплены на оси 2. Плавность вращения оси обеспечивается шариковым подшипником 3 и подпятником 8. На корпусе конденсатора около каждой роторной секции установлены специальные пружины-токосъемы 6, которые плотно прижимаются к ротору. Посредством токосъемов производится подключение роторных секций к соответствующим точкам схемы аппаратуры.

Рис. 2.19

Параметры конденсаторов

Основными параметрами конденсатора являются емкость и рабочее напряжение. Кроме того, свойства конденсаторов характеризуют рядом паразитных параметров. Номинальная емкрстъ С|ЮМ и допустимое отклонение от номинала ±ДС. Номинальные значения емкости Сном высокочастотных конденсаторов так же, как и номинальные значения сопротивлений, стандартизованы и определяются рядами Е6, Е12, Е24 и т. д. (см. табл. 2.1). Номинальные значения емкости электролитических конденсаторов определяются рядом: 0,5; 1; 2; 5; 10; 20; 30; 50; 100; 200; 300; 500; 1000; 2000; 5000 мкФ.

Номинальные значения емкости бумажных пленочных конденсаторов определяются рядом: 0,5; 0,25; 0,5; 1; 2; 4; 6; 8; 20; 20; 40; 60; 80; 100; 200; 400; 600; 800; 1000 мкФ.

По отклонению от номинала конденсаторы разделяют на классы (табл. 2.4).

Таблица 2.4. Классы точности конденсаторов

Клабе

0,01

0,02

0,05

00

0

I

II

Ш

IV

V

VI

Допуск, %

±0,1

±0,2

±0,5

±1

±2

±5

±10

±20

-10

-20

-20

+20

+30

+50

Конденсаторы I, II и III классов точности являются конденсаторами широкого применения и соответствуют рядам Е24, Е12 и Е6.

В зависимости от назначения в РЭА применяют конденсаторы различных классов точности. Блокировочные и разделительные конденсаторы обычно выбирают по II и III классам точности, контурные конденсаторы обычно имеют 1, 0 или 00 классы точности, а фильтровые — IV, V и VI классы точности.

Электрическая прочность конденсаторов характеризуется значением напряжения пробоя и зависит в основном от изоляционных свойств диэлектрика. Все конденсаторы в процессе изготовления подвергают воздействию испытательного напря-

жения в течение 2-5 с. В технической документации указывают номинальное напряжение, то есть такое максимальное напряжение, при котором конденсатор может работать длительное время при соблюдении условий, указанных в технической документации. Для повышения надежности РЭ А конденсаторы используют при напряжении, которое меньше номинального.

Стабильность емкости,определяется ее изменением под воздействием внешних факторов. Наибольшее влияние на емкость оказывает температура. Ее влияние оценивают температурным, коэффициентом емкости УКЕ);

(2.23)(2.23)ЬС ctc = С0АГ

(2.23)

(2.23)

Изменение емкости обусловлено изменением линейных размеров обкладок конденсатора и диэлектрика, но в основном изменением диэлектрической проницаемости диэлектрика.

У высокочастотных конденсаторов величина ТКЕ не зависит от температуры и указывается на корпусе конденсатора путем окраски корпуса в определенный цвет и нанесения цветной метки.

У низкочастотных конденсаторов температурная зависимость емкости носит нелинейный характер. Температурную стабильность этих конденсаторов оценивают величиной предельного отклонения емкости при крайних значениях температуры. Низкочастотные конденсаторы разделены на три группы по величине температурной нестабильности: Н20 — ±20 %; НЗО — ±30 %; Н90 — +50-90 %.

Стабильность конденсаторов во времени характеризуется коэффициентом старения

3 =3 =АСC0At'АСC0At'(2-24)(2-24)

3 =

3 =

АС

C0At'

АС

C0At'

(2-24)

(2-24)

Потери энергии в конденсаторах обусловлены электропроводностью и поляризацией диэлектрика (см. подраздел «Диэлектрические потери* раздела «Электрофизические свойства диэлектрических материалов* в главе 1). Их характеризуют тангенсом угла диэлектрических потерь tg 5. Конденсаторы с керамическим диэлектриком имеют tg 5 « 10~4, конденсаторы со слюдяным диэлектриком — 10-4, с бумажным — 0,01-0,02, с оксидным — 0,1-1,0.

Система обозначений и маркировка конденсаторов

В настоящее время принята система обозначений конденсаторов постоянной емкости, состоящая из ряда элементов: на первом месте стоит буква К, на втором месте — двузначное число, первая цифра которого характеризует тип диэлектрика, а вторая — особенности диэлектрика или эксплуатации (табл. 2.5), затем через дефис ставится порядковый номер разработки.

Таблица 2.5. Система обозначений конденсаторов

Обозначение

Тип конденсатора

К10 К15 К20

К21

К22

К23

К31

К32

К40

К41

К42 К50 К51

К52 К53 К54

К60

К61

К71

К72 К73 К75

К76

К77

Керамический низковольтный (6/^ < 1600 В)

Керамический высоковольтный (^ > 1600 В)

Кварцевый

Стеклянный

Стеклокерамический

Стеклоэмалевый

Слюдяной малой мощности

Слюдяной большой мощности

Бумажный низковольтный (6^ < 2 кВ) с фольговыми обкладками

Бумажный высоковольтный (^ > 2 кВ) с фольговыми обкладками

Бумажный с металлизированными обкладками

Электролитический фольговый алюминиевый Электролитический фольговый танталовый, ниобиевый и др.

Электролитический объемно-пористый

Оксидно-полупроводниковый

Оксидно-металлический

С воздушным диэлектриком

Вакуумный

Пленочный полистирольный

Пленочный фторопластовый

Пленочный полиэтилентерефталатный

Пленочный комбинированный

Лакопленочный

Пленочный поликарбонатный

Например, обозначение К10-17 означает керамический низковольтный конденсатор с порядковым номером разработки 17. Кроме того, применяют обозначения, указывающие на конструктивные особенности: КСО — конденсатор слюдяной опрессованный, КЛГ — конденсатор литой герметизированный, КТ — керамический трубчатый и т. д.

Подстроечные конденсаторы обозначают буквами КТ, переменные — буквами КП. Затем следует цифра, указывающая тип диэлектрика: 1 — вакуумные; 2 — воздушные; 3 — газонаполненные; 4 — твердый диэлектрик; 5 — жидкий диэлектрик. В конструкторской документации помимо типа конденсатора указывают емкость, рабочее напряжение и ряд других параметров. Например, обозначение КП2 означает конденсатор переменной емкости с воздушным диэлектриком, а обозначение КТ4 — подстроечный конденсатор с твердым диэлектриком.

На принципиальных схемах конденсаторы обозначают в виде двух параллельных черточек и дополнительных элементов. На рис. 2.20, а показан конденсатор постоянной емкости, на рис. 2.20, б — полярный (электролитический) конденсатор, на рис. 2.20, в — конденсатор переменной емкости, на рис. 2.20, г — подстроечный конденсатор, на рис. 2.20, д — варикап, на рис. 2.20, е — вариконд.

а б в г d е

Рис. 2.20

На принципиальных схемах около конденсатора ставится буква С с порядковым номером конденсатора, например С26, и указывается емкость. Около подстроечных и переменных конденсаторов указывают минимальную и максимальную емкости. Например, обозначения 5...2S означают, что емкость изменяется от 5 до 25 пФ.

На корпусе конденсатора указывают его основные параметры. В малогабаритных конденсаторах применяют сокращенную буквенно-кодовую маркировку. При емкости конденсатора менее 100 пФ ставят букву П. Например, 33 П означает, что емкость конденсатора составляет 33 пФ. Если емкость лежит в пределах от 100 пФ до 0,1 мкФ, то ставят букву Н (нанофарада). Например, 10 Н означает емкость в 10 нФ или 10 000 пФ. При емкости более 0,1 мкФ ставят букву М, например, 10 М означает емкость в 10 мкФ. Слитно с обозначением емкости указывают буквенный индекс, характеризующий класс точности. Для ряда Е6 с точностью ±20 % ставят индекс В, для ряда Е12 — индекс С, а для ряда Е24 — индекс И. Например, маркировка 1Н5С означает конденсатор емкостью 1,5 нФ (1500 пФ), имеющий отклонение от номинала ±10 %.

Основные разновидности конденсаторов

В РЭА применяют большое количество различных типов конденсаторов постоянной емкости. Рассмотрим их основные особенности.

Керамические конденсаторы. Эти конденсаторы широко применяют в высокочастотных цепях. Основой конструкции керамического конденсатора является заготовка из керамики, на две стороны которой нанесены металлические обкладки. Конструкция может быть секционированной, трубчатой или дисковой. Эти конденсаторы нетрудоемки в изготовлении и дешевы. Для изготовления конденсаторов применяют керамику с различными значениями диэлектрической проницаемости (е > 8) и температурного коэффициента, который может быть как положительным, так и отрицательным. Численные значения ТКЕ лежат в пределах от -2200 10 6 до +10010*81/°С. Применяя параллельное включение конденсаторов с разными знаками ТКЕ, можно получить достаточно высокую стабильность результирующей емкости.,

Промышленность продолжает выпускать несколько разновидностей ранее разработанных керамических конденсаторов:

КЛГ — керамические литые герметизированные;

КЛС — керамические литые секционированные;

КМ — керамические малогабаритные пакетные;

КТ — керамические трубчатые;

КТП — керамические трубчатые проходные;

' КО — керамические опорные;

КДУ — керамические дисковые;

КД О — керамические дисковые опорные.

Новые разработки керамических конденсаторов обозначают К10, они предназначены для использования в качестве компонентов микросхем и микросборок. Конденсаторы типа К15 могут работать при напряжениях более 1600 В.

Стеклянные, стеклокерамические и стеклоэмалевые конденсаторы. Эти конденсаторы, как и керамические, относят к категории высокочастотных. Они состоят из тонких слоев диэлектрика, на которые нанесены тонкие металлические пленки. Для придания конструкции монолитности такой набор спекают при высокой температуре. Эти конденсаторы обладают высокой теплостойкостью и могут работать при температуре до 300 °C. Существуют три разновидности таких конденсаторов:

К21 — стеклянные;--

К22 — стеклокерамические;

К23 — стеклоэмалевые.

Стеклокерамика имеет более высокую диэлектрическую проницаемость, чем стекло. Стеклоэмаль обладает более высокой электрической прочностью.

Слюдяные конденсаторы. Эти конденсаторы имеют пакетную конструкцию, в которой в качестве диэлектрика используют слюдяные пластинки толщиной от 0,02 до 0,06 мм, диэлектрическая проницаемость которых Е = 6, а тангенс угла потерь tg5 = 10-4. В соответствии с принятой в настоящее время маркировкой их обозначают К31. В РЭА применяют также ранее разработанные конденсаторы КСО — конденсаторы слюдяные опрессованные. Емкость этих конденсаторов лежит в пределах от 51 пФ до 0,01 мкФ. Слюдяные конденсаторы применяют в высокочастотных цепях.'

Бумажные конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика применяют конденсаторную бумагу толщиной от 6 до 10 мкм с невысокой диэлектрической проницаемостью (е == 2.. .3), поэтому габариты этих конденсаторов большие. Обычно бумажные конденсаторы изготавливают из двух длинных, свернутых в рулон лент фольги, изолированных конденсаторной бумагой, то есть конденсаторы имеют рулонную конструкцию. Из-за больших диэлектрических потерь и большого значения собственной индуктивности эти конденсаторы нельзя применять на высоких частотах. В соответствии с принятой маркировкой эти конденсаторы обозначают К40 или К41.

Разновидностью бумажных конденсаторов являются металлобумажные (типа К42), у которых в качестве обкладок вместо фольги используют тонкую металлическую пленку, нанесенную на конденсаторную бумагу, благодаря чему уменьшаются габариты конденсатора.

Электролитические конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика используют тонкую оксидную пленку, нанесенную на поверхность металлического электрода, называемого анодом. Второй обкладкой конденсатора является элект-

ролит. В качестве электролита используют концентрированные растворы кислот и щелочей. По конструктивным признакам эти конденсаторы делят на четыре типа: жидкостные, сухие, оксидно-полупроводниковые и оксидно-металлические. В жидкостных конденсаторах анод, выполненный в виде стержня, на поверхности которого создана оксидная пленка, погружен в жидкий электролит, находящийся в алюминиевом цилиндре. Для увеличения емкости анод делают объемно-пористым путем прессования порошка металла и спекания его при высокой температуре. В сухих конденсаторах применяют вязкий электролит. В этом случае конденсатор изготавливают из двух лент фольги (оксидированной и неоксидированной), между которыми размещается прокладка из бумаги или ткани, пропитанной электролитом. Фольга сворачивается в рулон и помещается в кожух. Выводы делают от оксидированной (анод) и неоксидированной (катод) фольги.

В оксидно-полупроводниковых конденсаторах в качестве катода используют диоксид марганца. В оксидно-металлических конденсаторах функции катода выполняет металлическая пленка оксидного слоя.

Особенностью электролитических конденсаторов является их униполярность, то есть они могут работать при подведении к аноду положительного потенциала, а к катоду — отрицательного. Поэтому их применяют в цепях пульсирующего напряжения, полярность которого не изменяется, например, в фильтрах питания.

Электролитические конденсаторы обладают очень большой емкостью (до тысячи микрофарад) при сравнительно небольших габаритах. Но они не могут работать в высокочастотных цепях, так как из-за большого сопротивления электролита tg 5 достигает значения 1,0.

Поскольку при низких температурах электролит замерзает, то в качестве параметра электролитических конденсаторов указывают минимальную температуру, при которой допустима работа конденсатора. По допустимому значению отрицательной температуры электролитические конденсаторы делят на четыре группы:

Н (неморозостойкие, Tmin = -10 °C);

М (морозостойкие, Tmin = -40 °C);

ПМ (с повышенной морозостойкостью, Tmin = -50 °C);

ОМ (особо морозостойкие, Гт!п = -60 °C).

При понижении температуры емкость конденсатора уменьшается, а при повышении температуры — возрастает.

Пленочные конденсаторы. В этих конденсаторах в качестве диэлектрика используют синтетические высокомолекулярные тонкие пленки. Современная технология позволяет получить пленки, наименьшая толщина которых составляет 2 мкм, механическая прочность 1000 кг/см, а электрическая прочность достигает 300 кВ/мм. Такие свойства пленок позволяют создавать конденсаторы очень малых габаритов. Конструктивно они аналогичны бумажным конденсаторам и относятся к 7-й группе.

Конденсаторы типа К71 в качестве диэлектрика имеют полистирол. В конденсаторах типа К72 применен фторопласт, в конденсаторах К73 — полиэтилентереф- талат. В конденсаторах К75 применено комбинированное сочетание полярных и неполярных пленок, что повышает их температурную стабильность. В конденса-

торах К76 в качестве диэлектрика применена тонкая лаковая пленка толщиной около 3 мкм, что существенно повышает их удельную емкость. Высокими значениями удельной емкости и температурной стабильности обладают конденсаторы К77, в которых в качестве диэлектрика применен поликарбонат.

В качестве обкладок в пленочных конденсаторах используют либо алюминиевую фольгу, либо напыленные на диэлектрическую пленку тонкие слои алюминия или цинка. Корпус таких конденсаторов может быть как металлическим, так и пластмассовым и иметь цилиндрическую или прямоугольную форму.

Вариконды. Это конденсаторы, емкость которых зависит от напряженности электрического поля. Они выполняются на основе сегнетоэлектриков (титаната бария, стронция, кальция и т. д.). Для них характерны высокие значения относительной диэлектрической проницаемости и ее сильная зависимость от напряженности электрического поля и температуры. Применяют вариконды как элементы настройки колебательных контуров. Если вариконд включить в цепь резонансного /.С-контура и изменять постоянное напряжение, подводимое к нему от источника, имеющего высокое внутреннее сопротивление (оно необходимо для того, чтобы источник не ухудшал добротность колебательного контура), то можно изменять резонансную частоту этого контура.

Варикапы. Это одна из разновидностей полупроводникового диода, к которому подводится обратное напряжение, изменяющее емкость диода. Благодаря малым размерам, высокой добротности, стабильности и значительному изменению емкости варикапы нашли широкое применение в РЭА для настройки контуров и фильтров.

Катушки индуктивности

Катушки индуктивности обладают свойством оказывать реактивное сопротивление переменному току при незначительном сопротивлении постоянному току. Их применяют для создания фильтров, элементов задержки сигналов, запоминающих элементов, осуществления связи между цепями через магнитный поток и т. д. В отличие от резисторов и конденсаторов, они не являются стандартизованными изделиями, а изготавливаются для конкретных целей и имеют такие параметры, которые необходимы для осуществления тех или иных преобразований электрических сигналов, токов и напряжений.

Физическая природа индуктивности

Функционирование катушек индуктивности основано на взаимодействии тока и магнитного потока. Известно, что при изменении магнитного потока Ф в проводнике, находящемся в магнитном поле, возникает ЭДС, определяемая скоростью изменения магнитного потока:

t/Ф

вь=—&- (225)

При подключении к проводнику источника постоянного напряжения ток в нем устанавливается не сразу, так как в момент включения изменяется магнитный

поток и в проводе индуцируется ЭД С, препятствующая нарастанию тока, а спустя некоторое время, когда магнитный поток перестает изменяться. Если же к проводнику подключен источник переменного напряжения, то ток и магнитный поток будут изменяться непрерывно, и наводимая в проводнике ЭД С будет препятствовать протеканию переменного тока, что эквивалентно увеличению сопротивления проводника. Чем выше .частота изменения напряжения, приложенного к проводнику, тем больше величина ЭДС, наводимая в нем, следовательно, тем больше сопротивление, оказываемое проводником переменному току. Это сопротивление XL не связано с потерями энергии, поэтому является реактивным. При изменении тока по синусоидальному закону наводимая ЭДС будет равна

eL =-L—=-toLI costot. (2.26) dt

Эта ЭДС пропорциональна частоте со, а коэффициентом пропорциональности является индуктивность L. Следовательно, индуктивность характеризует способность проводника оказывать сопротивление переменному току. Величина этого сопротивления XL = (oL.

Индуктивность короткого проводника [мкГн] определяется его размерами:

Z = 2/fln^-1Y IO"3,(2.27)

где / — длина провода, см, ad — диаметр провода, см.

Если провод намотан на каркас, то образуется катушка индуктивности. В этом случае магнитный поток концентрируется и значение индуктивности возрастает.

Конструкции катушек индуктивности

Конструкционной основой катушки индуктивности является диэлектрический каркас, на который наматывают провод в виде спирали. Обмотка может быть как однослойной (рис. 2.21, а), так и многослойной (рис. 2.21, б). В некоторых случаях многослойная обмотка делается секционированной (рис. 2.21, в). В интегральных схемах применяют плоские спиральные катушки индуктивности (рис. 2.21, г).

о

абвг

Рис. 2.21

Для увеличения индуктивности применяют магнитные сердечники. Помещенный внутрь катушки сердечник концентрирует магнитное поле и тем самым увеличивает ее индуктивность. Перемещением сердечника внутри каркаса можно изменять индуктивность. На рис. 2.22 представлены три разновидности цилиндрических сердечников: С — стержневой, Т — трубчатый и ПР — подстроечный резьбовой — и две разновидности броневых. Броневые сердечники состоят из двух чашек, изготовленных из карбонильного железа или феррита. Они могут иметь либо замкнутый магнитопровод, состоящий из чашек 2 и 3 (тип СБ-а), либо разомкнутый, состоящий из чашек 2 и 4 (тип СБ-б). Для изменения индуктивности служит подстроечный цилиндрический сердечник 1. Помимо цилиндрических и броневых сердечников применяют тороидальные (кольцевые) сердечники. На высоких частотах (десятки—сотни мегагерц) применяют подстроечные цилиндрические сердечники из диамагнетиков (латунь, медь). При введении этих сердечников внутрь катушки индуктивность уменьшается.

Рис. 2.22

В катушках индуктивности, работающих на низких частотах (до 1 кГц), в качестве сердечников используют пермаллои. При этом магнитопровод собирают из тонких пластин толщиной 0,002-0,1 мм.

Для уменьшения влияния электромагнитного поля катушки на другие элементы схемы, а также для уменьшения влияния внешних полей на катушку индуктивности ее располагают внутри металлического экрана, как это показано на рис. 2.23 (1 — заглушка, 2 — экран, 3 — корпус, 4 — обмотка, 5 — каркас, 6 — подстроечный стержень, 7 — чашка сердечника, 8 — основание, 9 — заливка).

Индуктивность и собственная емкость катушек индуктивности.

Индуктивность являемся основным параметром катушки индуктивности. Ее значение [мкГн] определяется соотношением

L = L^W^D ■ 10"3,(2.28)

где W — число витков;

D — диаметр катушки, см;

Lo — коэффициент, завйсящий от отношения длины катушки / к ее диаметру D.

Для однослойных катушек величина Lo определяется соотношением

и=—ГГV(229)

0,1 — + 0,45:.

Оптимальными в этом случае являются отношение 1/D = 0,6... 1,0, а диаметр катушки в пределах от 1 до 2 см. При расчете диаметр катушки D принимают равным диаметру каркаса Do.

Для многослойных катушек величина La зависит не только от отношения 1/D, но и от отношения толщины намотки t к диаметру катушки D. В этом случае величину Lo определяют по графикам (рис. 2.24), а внешний Диаметр катушки принимают равным D = Do + It.'1

При расчете катушки индуктивности предварительно задают геометрические размеры катушки и определяют коэффициент Lo, а затем по заданной величине индуктивности L находят число витков: ;

где L указывается в микрогенри, a D — в сантиметрах. >

Для намотки катушки обычно применяют провод оптимального диаметра, позволяющий создать катушку индуктивности с наименьшими потерями. Оптимальный диаметр провода установлен на основе многочисленных экспериментальных разработок. Поэтому расчет катушек индуктивности ведут с помощью эмпирических формул и графиков. По графику 5=Kt/D\ 1ДУ) находят вспомогательный коэффициент 5 (рис. 2.25).

0,10,30,5 t/D

Рис. 2.25

Далее рассчитывают коэффициент

(2.31)

где L берется в микрогенри, a D — в сантиметрах. Затем рассчитывают коэффициент а,:

«1 =//Pi2.

где / — частота, Гц. После этого по графику р, = /(а,) находят вспомогательный коэффициент р, (рис. 2.26) и рассчитывают оптимальный диаметр провода [мм]:

(2.32)

А

Полученное значение диаметра провода округляют до ближайшего стандартного значения (табл. 2.6) и выбирают марку провода.

Рис. 2.26

Таблица 2.6. Основные параметры обмоточных проводов

d, мм

8^ мм2

Максимальный диаметр в изоляции, мм

ПЭВТЛК

ПЭМ-1

ПЭВ-1

ПЭВ-2, ПЭТВ, ПЭМ-2

0,063

0,0028

0.11

0,09

0,085

0,09

0,071

0,0038

0,12

0,09

0,095

0,1

0,08

0,005

0,13

0,1

0,105

0,11

0,09

0,0064

0,14

0,11

0,115

0,12

ОД

0,0079

0,15

0,12

0,125

0,13

0,112

0,0095

0,16

0,14

0,135

0,14

0,125

0,0113

0,17

0,15

0,15

0,155

0,14

0,0154

0,185

0,16

0,165

0,17

0,16

0,02

0,2

0,19

0,19

0,2

0,18

0,0254

0,23

0,21

0,21

0,22

0,2

0,0314

0,25

0,23

0,23

0,24

0,224

0,0415

0,27

0,25

0,26

0,27

0,25

0,0491

0,3

0,29

0,29

0,3

0,28

0,0615

0,34

0,32

0,32

0,33

0,315

0,0755

0,37

0,35

0,355

0,365

0,355

0,0962

0,405

0,39

0,395

0,415

0,4

0,126

0,47

0,44

0,44

0,46

0,45

0,158

—

0,49

0,49

0,51

0,5

0,193

—

0,55

0,55

0,57

0,56

0,246

—

0,61

0,61

0,63

0,63

0,311

—

0,68

0,68

0,7

0,71

0,39

—

0,76

0,76

0,79

0,75

0,435

—

0,81

0,81

0,84

0,8

0,503

—

0,86

0,86

0,89

0,85

0,567

—

0,91

0,91

0,94

0,9

0,636

—

0,96

0,96

0,99

0,95

0,71

—

1,01

1,01

1,04

1

0,785

—

1,08

1,07

1,11

После выбора оптимального диаметра провода проверяют возможность размещения обмотки в заданных размерах / и t. Для однослойных катушек рассчитывают шаг намотки

(2.33)(2.33)/

(2.33)

(2.33)

т w-r

Если т > г/иэ> то обмотка размещается. В противном случае задают большее значение I и повторяют расчет.

Для многослойных катушек рассчитывают толщину обмотки

(2.34)(2.34)_ «4^ /

(2.34)

(2.34)

где а — коэффициент неплотности обмотки (а = 1,05... 1,3). Далее находят фактическое значение наружного диаметра катушки D = До + 2L

Если эта величина отличается от выбранной в начале расчета более чем на 10 %, то задают новые значения I и t и расчет повторяют. При помещении катушки в экран ее индуктивность уменьшается:

(2.35)

где г) — коэффициент, зависящий от отношения 1/D (рис. 2.27);

D — диаметр катушки;

Дк — диаметр экрана.

Индуктивность уменьшается тем больше, чем меньше диаметр экрана. В большинстве случаев D^D = 1,6... 1,8. При этом индуктивность уменьшается не более чем на 20 %.

Многослойные катушки обычно выполняют с сердечниками броневого типа, при использовании которых большая часть силовых линий магнитного поля катуш-

ки замыкается через сердечник, а меньшая — через воздух, вследствие чего влияние экрана на индуктивность катушки значительно ослабляется.

Применение сердечников из магнитных материалов позволяет уменьшить число витков катушки индуктивности и, соответственно, ее габариты. Основным параметром сердечника является магнитная проницаемость цс. При наличии сердечника индуктивность катушки становится равной

^С = ЦЛ (2-36)

Поскольку в расчетные формулы входят эмпирические коэффициенты, то индуктивность изготовленной катушки отличается от расчетной. Применение подстроечных магнитных сердечников позволяет получить требуемое значение индуктивности. Собственная емкость является паразитным параметром катушки индуктивности, ограничивающим возможности ее применения. Возникновение собственной емкости обусловлено конструкцией катушки индуктивности: емкость существует между отдельными витками катушки, между витками и сердечником, витками и экраном, витками и другими элементами конструкций. Все эти распределенные емкости можно объединить в одну, называемую собственной емкостью катушки CL. Наименьшей собственной емкостью обладают однослойные катушки индуктивности. Приближенно ее рассчитывают по формуле:

С£ = (0,5...1.0)Д (2.37) где D — диаметр катушки, см. Обычно собственная емкость не превышает 1-2 пФ. Собственная емкость многослойных катушек значительно больше. При многослойной рядовой намотке она достигает 30 пФ; при намотке «внавал» она несколько меньше. Существенное уменьшение емкости многослойных катушек достигается при использовании универсальной обмотки, при выполнении которой провод укладывается под некоторым углом к образующей цилиндрического каркаса. Схема такой намотки показана на рис. 2.28. Как только провод доходит до края катушки, направление укладки меняется. Цикл универсальной обмотки выбирается таким, что, совершив один оборот вокруг каркаса, провод возвращается в положение, отличающееся от исходного на угол 0. Этот угол выбирается таким, чтобы каждый последующий виток находился рядом с предыдущим.

Рис. 2.28

Очевидно, что

tgP>tgP>2г/из£>051пф ’2г/из£>051пф ’(2,38)(2,38)

tgP>

tgP>

2г/из£>051пф ’

2г/из£>051пф ’

(2,38)

(2,38)

Угол ф, под которым осуществляется укладка провода, находится из соотношения

(2.39)(2.39)2/18Ф = —,л£)

(2.39)

(2.39)

где / — осевая длина катушки;-

D — диаметр витка.

Наименьшее значение угла ф получается для витков, имеющих наименьший диаметр, равный диаметру каркаса Do.'

Обычно при использовании универсальной обмотки длину катушки принимают в пределах от 2 до 10 мм. Количество циклов намотки связано с расчетным числом витков Wсоотношением .; .

м-^-1оУ<2ло>

Собственная емкость катушек с универсальной обмоткой составляет от 3 до 8 пФ. Дополнительное снижение емкости достигается секционированием обмотки, как показано на рис. 2.21, в.

Совместное действие индуктивности и емкости можно учесть введением понятия эквивалентной индуктивности катушки, определяемой из уравнения

111-юЧС,

=0)С, =.'■■ со4 ®LtoL.

Отсюда получим:

Г 1 Л Г со2 Л

4 = 1 = L 1 + ^ .(2.4!)

Здесь (0£ =Здесь (0£ =собственная резонансная частота катушки индуктивности.собственная резонансная частота катушки индуктивности.

Здесь (0£ =

Здесь (0£ =

собственная резонансная частота катушки индуктивности.

собственная резонансная частота катушки индуктивности.

Если рабочая частота много ниже собственной резонансной частоты со£, то приближенно можно считать 4 = L.

В процессе работы на катушку действуют различные внешние факторы: температура, влага и другие, влияющие на ее индуктивность. Наиболее существенным является влияние температуры, которое оценивают температурным коэффициентом

TKL = -=-. IAT

Температурная нестабильность индуктивности обусловлена целым рядом факторов: при нагреве увеличиваются длина и диаметр провода обмотки, увеличивают-

ся длина и диаметр каркаса, в результате чего изменяются шаг и диаметр витков; кроме того, при изменении температуры изменяется диэлектрическая проницаемость материала каркаса, что ведет к изменению собственной емкости катушки. Для повышения температурной стабильности применяют каркасы из материала с малым значением коэффициента линейного расширения. Этим требованиям в наибольшей степени удовлетворяет керамика. Повышению температурной стабильности катушек способствует прочное сцепление обмотки с каркасом. С этой целью обмотку выполняют методом вжигания серебра в керамический каркас. В этом случае изменение размеров токопроводящего слоя определяется только линейным расширением каркаса. Такие катушки индуктивности имеют TKL = (5—10)-10-6. Стабильность многослойных катушек существенно хуже, так как в них невозможно избежать изменения линейных размеров провода обмотки. Многослойные катушки имеют TKL = (50—100)-10-6.

Потери в катушках индуктивности

В катушках индуктивности помимо основного эффекта взаимодействия тока и магнитного поля наблюдаются паразитные эффекты, вследствие которых сопротивление катушки не является чисто реактивным и равным XL. Наличие паразитных эффектов ведет к появлению потерь в катушке, оцениваемых сопротивлением потерь R„ которое определяет добротность катушки индуктивности;

(2-42)

Потери складываются из потерь в проводах, диэлектрике, сердечнике и экране. Потери в проводах вызваны тремя причинами.

Во-первых, провода обмотки обладают омическим сопротивлением

/4/

r0=pl = ^p,(2.43)

а 71а.

где / — длина провода обмотки;

d — диаметр провода;

Р — удельное сопротивление.

Это сопротивление [Ом] можно выразить через число витков W и средний диаметр катушки DCP;

- D»+D ' '

где—, см;

d — диаметр провода, см.

Во-вторых, сопротивление провода обмотки переменному току возрастает с ростом частоты, что обусловлено поверхностным эффектом, суть которого состоит

в том, что ток протекает не по всему сечению проводника, а по кольцевой части поперечного сечения (рис. 2.29), ширина которой равна [мм]

^=0,5^,•(2.45)

где/—частота, МГц,

р — удельное сопротивление, мкОмм.

Вследствие этого провод длиной / имеет сопротивление переменному току, равное

^=Pv-,(2.46)

где 5дф - площадь кольца, которая равна

s^^-d^y(2-47)

где<„ =—

После преобразования получаем:

Г"=р^”-<2‘48)

Д ® ^эф

В-третьих, в проводах обмотки, свитой в спираль, проявляется эффект близости, суть которого состоит в вытеснении тока под воздействием вихревых токов и магнитного поля к периферии провода, прилегающей к каркасу, в результате чего сечение, по которому течет ток, принимает серповидный характер, что ведет к дополнительному возрастанию сопротивления провода (рис. 2.30).

Сопротивление г6, обусловленное эффектом близости, прямо пропорционально диаметру провода, а сопротивление гп, обусловленное поверхностным эффектом, обратно пропорционально диаметру провода (рис. 2.31).

Существует оптимальный диаметр провода г/опт, при котором сопротивление провода току высокой частоты rf = г6 + гп оказывается минимальным. Для однослойных катушек d^=0,2...0,6 мм, для многослойных г/опт=0,08...0,2 мм. Существенно уменьшить потери в проводах можно, применяя провод «литцендрат», состоящий из большого числа жилок, скрученных в жгут. При небольшом диаметре тонких жилок ослабляется поверхностный эффект,1 а скручивание жилок в жгут ослабляет эффект близости.

Расчет сопротивления rf проводят по эмпирическим формулам. Предварительно рассчитывают вспомогательный коэффициент

Z = 0AdJ7.(2.49)

где/ —частота, Гц;.!1

d — диаметр провода, см.

Затем по табл. 2.7 находят коэффициенты f(z) и G(z).

После этого по графику (рис. 2.32) определяют вспомогательный крэффициент К3, зависящий от геометрии катушки.

Таблица 2.7. Определение коэффициентов F^4 и 6(4

Z , FQ^ G^

Рис. 2.32Рис. 2.32

Рис. 2.32

Рис. 2.32

0,5

1

0,001

0,6

1

0,002

0,7

1

0,004

0,8

1

0,006

0,9 .

1

0,01 '

1

1,01

0,015

1,5

1,03

0,07

2

1,08

0,17

2,5

1,18

0,3

3

1,3

0,4

4

1,7

0,6

5

2

0,8

7,5

. 2,9

1,2

10

3,8

1,6

20

7,3

3,4

25

9,1

4,3

50

18

8,2

100

36

18

По (2.50) рассчитывают сопротивление провода катушки току высокой частоты:

^ = го^ = гоF(z) +F(z) +(K3Wd^I 2S J(K3Wd^I 2S JG(z)G(z)(2.50)(2.50)

^ = го

^ = го

F(z) +

F(z) +

(K3Wd^

I 2S J

(K3Wd^

I 2S J

G(z)

G(z)

(2.50)

(2.50)

где D — наружный диаметр катушки, см; d — диаметр провода, см.

Если однослойная катушка намотана проводом оптимального диаметра и параметр z > 5, то сопротивление rf можно определить по формуле

(2.51)(2.51)_ 0,525Р^У7

(2.51)

(2.51)

' а

где D nd указываются в сантиметрах,/ — в мегагерцах.

Потери в диэлектрике обусловлены тем, что между соседними витками катушки существует емкость, имеющая две составляющих — емкость через воздух Сов и емкость через диэлектрик Сод (рис. 2.33).

Рис. 2.33Рис. 2.33

Рис. 2.33

Рис. 2.33

Потери в диэлектрике учитывают величиной tg 8, зная которую можно рассчитать сопротивление потерь

R» = 0,25 C^tg 8 L2/M0'3,(2.52)

где Сод указывается в пикофарадах, L — в микрогенри, / — в мигагерцах.

Потери в сердечнике складываются из потерь на вихревые токи 8В, потерь на гистерезис 8Г и начальных потерь 8П и учитываются как тангенс угла потерь в сердечнике:

tg 8С = 8Э/+8ГН + 8П. :(2.53)

В справочниках приводят значения tg 8С для различных типов сердечников. Сопротивление потерь определяют по формуле

rc = tg 8С 0)L.(2.54)

Потери в экране обусловлены тем, что ток, протекающий по катушке, индуцирует ток в экране. Потери, вносимые экраном, определяют по формуле

гэ = 1,05т]-^- W2 у ^[ГЛО-3,(2.55)

где D3 — диаметр экрана, см,

/э — длина экрана, см,

/—частота, МГц.

Величину т] = f(l/D) определяют по графику, представленному ранее на рис. 2.27. Таким образом, суммарное сопротивление потерь в катушке индуктивности, определяющее ее добротность, равно

Дп = rt + гл + гс + г3. (2.56)

Практически значение добротности лежит в пределах от 30 до 200. Повышение добротности достигается оптимальным выбором диаметра провода, увеличением размеров катушки индуктивности и применением сердечников с высокой магнитной проницаемостью и малыми потерями. С учетом потерь и паразитной емкости катушку индуктивности можно представить в виде эквивалентной схемы (рис. 2.34, а), где RL = rf + rc + гэ. Эта схема может быть приведена к более удобному виду (рис. 2.34, б), где £э — эквивалентная индуктивность, учитывающая собственную емкость. Величины £э И Rn, а следовательно, добротность Q = toL/Rn зависят от температуры. Зависимость Q от температуры определяется температурным коэффициентом добротности ТКД = AQ/QAT.

Разновидности катушек индуктивности

КоЦтурные катушки индуктивности используют совместно с конденсаторами для получения резонансных контуров. Они должны иметь высокую стабильность, точность и добротность. В диапазоне длинных и средних волн эти катушки многослойные, как прарило, с намоткой типа «универсаль*. Для повышения добротности применяют многожильные провода типа «литцендрат*. Для изменения индуктивности применяют цилиндрические сердечники из альсифера или карбонильного железа.

В диапазоне коротких и ультракоротких волн используют однослойные катушки с индуктивностью порядка единиц микрогенри и добротностью порядка 50-100. Число витков таких катушек не превышает одного-двух десятков, диаметр каркаса 10-20 мм. В качестве каркасов используют керамику, полиэтилен и полистирол. Для уменьшения собственной емкости применяют ребристые каркасы. Обмотку выполняют одножильным медным проводом диаметром около 1 мм. На УКВ применяют бескаркасные катушки из неизолированного провода.

Катушки связи применяют для обеспечения индуктивной связи между отдельными цепями и каскадами. Такая связь позволяет, например, разделить по постоянному току цепи базы и коллектора и т. д.

К таким катушкам не предъявляют жестких требований по добротности и точности, поэтому их выполняют из тонкого провода в виде двух обмоток небольших габаритов. Основными параметрами этих катушек являются ийдукт'ивнос'Гь и коэффициент связи

VaAz ■

где Lt и Ь2 — индуктивность связанных катушек, М — взаимная индуктивность между ними. Значение коэффициента связи зависит от расстояния между катушками — чем оно меньше, тем больше к.

Вариометры. Это такие катушки, в которых предусмотрена возможность изменения индуктивности в процессе эксплуатации для перестройки колебательных контуров. Они состоят из двух катушек, соединенных последовательно. Одна из катушек неподвижная (статор), другая располагается внутри первой и вращается (ротор). При изменении положения ротора относительно статора изменяется значение взаимоиндукции, а следовательно, индуктивность вариометра:

L = Lt + L2 + 2M. ' (2.57)

Такая система позволяет изменять индуктивность в 4-5 раз.

Дроссели. Это катушки индуктивности, обладающие высоким сопротивлением переменному току и малым сопротивлением постоянному. Обычно включаются в цепях питания усилительных устройств. Предназначены для защиты источников питания от попадания в них высокочастотных сигналов. На низких частотах используют в фильтрах цепей питания. Они обычно имеют металлические сердечники. .

Катушки индуктивности для ГИС. На частотах порядка 10-100 МГц находят применение тонкопленочные спиральные катушки. На площади в 1 см2 располагается не более 10 витков. Добротность таких катушек не превышает 20-30. Поэтому они находят ограниченное применение. В ГИС предпочтительнее миниатюрные тороидальные катушки на ферритовых сердечниках. Индуктивность таких катушек достигает десятков тысяч микрогенри.

В последнее время наметилась тенденция замены катушек индуктивности специальными схемами на транзисторах (гираторы) и электромеханическими, пьезоэлектрическими и акустоэлектронными фильтрами, основанными на принципе механических упругих колебаний и механического резонанса. Скорость распространения упругих колебаний в твердом теле примерно в 100 тысяч раз меньше скорости распространения электромагнитных волн, что позволяет создавать очень компактные механические резонаторы с распределенными параметрами, обладающие добротностью порядка 103. Развитие микроэлектроники привело к появлению фильтров на приборах с зарядовой связью и фильтров на поверхностных акустических волнах. Кроме того, в ИМС широкое применение находят активные ДС-фильтры, в которых используют операционные усилители с глубокой частотно-зависимой обратной связью.

Трансформаторы

Трансформаторами называют электромагнитные устройства, имеющие две или большее число индуктивно-связанных обмоток и предназначенные для изменения значений переменного напряжения и тока. Трансформатор состоит из ферромагнитного магнитопровода (сердечника) и расположенных на нем обмоток. Обмотка, подключаемая к источнику преобразуемого напряжения, называется первичной, а обмотки, к которым подключены потребители электрической энергии, — вторичными. В зависимости от назначения трансформаторы подразделяют на трансформаторы питания, согласующие и импульсные.

Трансформаторы питания применяют в блоках питания радиоустройств и служат для получения переменных напряжений, необходимых для нормального функционирования аппаратуры. Условно их подразделяют на маломощные (выходная мощность до 1 кВт) и мощные (выходная мощность более 1 кВт), низковольтные (напряжение на обмотках не превышает 1000 В) и высоковольтные. Кроме того, трансформаторы питания дополнительно классифицируют по частоте преобразуемого напряжения. По конструкции к трансформаторам питания близки дроссели. По существу, это однообмоточные трансформаторы, предназначенные для последовательного включения в цепи пульсирующего тока в целях устранения пульсаций этого тока.

Согласующие трансформаторы предназначены для изменения уровня напряжений (токов) электрических сигналов, несущих полезную информацию. Они позволяют согласовать источник сигналов с нагрузкой при минимальном искажении сигнала. Вместе с активными элементами (транзисторами, лампами) они входят в состав устройств, усиливающих электрические колебания в широкой полосе частот. Различают входные, межкаскадные и выходные трансформаторы. Входные трансформаторы включают на входе усилительного устройства для согласования выходного сопротивления источника сигналов, например микрофона, с входным сопротивлением усилителя. Так как уровень входных сигналов сравнительно невелик, то эти трансформаторы должны быть хорошо защищены от воздействия внешних магнитных полей. Межкаскадные трансформаторы согласуют выходное сопротивление предыдущего каскада с входным сопротивлением последующего. Выходные трансформаторы согласуют выходное сопротивление усилителя с внешней нагрузкой. Выходные трансформаторы должны обеспечивать передачу большой мощности от усилителя в нагрузку.

Импульсные трансформаторы предназначены для формирования и трансформации импульсов малой длительности. Основным требованием, предъявляемым к импульсным трансформаторам, является требование малых искажений формы трансформируемого импульса.

Несмотря на различие функций трансформаторов, основные физические процессы, протекающие в них, одни и те же. Поэтому трансформаторы различного схемного назначения имеют однотипное устройство.

Магнитопроводы трансформаторов

Магнитопроводы служат для того, чтобы обеспечить более полную связь между первичной и вторичной обмотками и увеличения магнитного потока. Выбор материала магнитопровода зависит от назначения и свойств трансформатора. Для трансформаторов питания широкое распространение получили холоднокатаные стали марок 3411-3424. В этих сталях при холодной прокатке кристаллы ориентируются вдоль направления проката, благодаря чему удается получить более высокую индукцию и меньшие потери. Для трансформаторов применяют три типа магнитопроводов: стержневой, броневой и кольцевой. По конструкции броневые сердечники подразделяют на сердечники, собранные из штампованных пластин, и ленточные.

Трансформаторы со стержневым магнитопроводом (рис. 2.35, а и 5) имеют не- разветвленную магнитную цепь, на двух его стержнях располагают две катушки с обмотками. Такую конструкцию используют обычно для трансформаторов большой и средней мощности, так как наличие двух катушек увеличивает площадь теплоотдачи и улучшает тепловой режим обмоток. Трансформаторы с броневым сердечником (рис. 2.35, виг) имеют разветвленную магнитную цепь, обмотки в этом случае размещают на центральном стержне магнитопровода. Такие магни- топроВоды используют в маломощных трансформаторах.

дг

Рис. 2.35

Пластинчатые магнитопроводы (рис. 2.35, айв) собирают из отдельных штампованных Ш-образных или П-образных пластин толщиной 0,35-0,5 мм и перемычек. При сборке встык все пластины составляют вместе и соединяют перемычка-

ми. Магнитопровод в этом случае состоит из двух частей, что позволяет получить воздушные зазоры в магнитной цепи, необходимые для нормальной работы трансформаторов, у. которых через обмотки помимо переменного тока протекает постоянный ток. При сборке внахлест пластины чередуются так, чтобы у соседних пластин разрезы были с разных сторон, что обеспечивает отсутствие воздушного зазора в магнитопроводе. При этом уменьшается его магнитное сопротивление, однако возрастает трудоемкость сборки. Для уменьшения потерь на вихревые токи пластины изолируют друг от друга слоем оксидной пленки, лаковым покрытием или склеивающей суспензией.

Ленточные магнитопроводы (рис. 2.35, б и г) получают путем навивки ленты трансформаторной стали толщиной 0,1-0,Змм, после чего «витой сердечник» разрезают и получают два С-образных сердечника, на один из которых устанавливают катушки с обмотками, а затем вставляют второй С-сердечник. Для получения минимального немагнитного зазора в магнитопроводе торцы сердечников склеивают пастой, содержащей ферромагнитный материал. Если необходим зазор, то в месте стыка двух сердечников устанавливают прокладки из бумаги или картона требуемой толщины. В случае броневого ленточного сердечника применяют одну катушку с обмотками и четыре С-образных сердечника. Ленточная конструкция сердечников позволяет механизировать процесс изготовления трансформаторов. При этом трудоемкость процесса установки сердечника в катушку снижается, а отходы материалов сокращаются. Потери в ленточных сердечниках меньше, чем в пластинчатых. Это объясняется тем, что в пластинчатых сердечниках магнитные силовые линии часть пути проходят перпендикулярно направлению проката, а в ленточных сердечниках линии поля расположены вдоль направления проката по всей длине магнитопровода.

Трансформаторы на тороидальных сердечниках (рис. 2.35, д) наиболее сложные и дорогие. Основными преимуществами их являются очень незначительная чувствительность к внешним магнитным полям и малая величина потока рассеяния. Обмотки в трансформаторе наматывают равномерно по всему тороиду, что позволяет еще более уменьшить магнитные потоки рассеяния.

Физические основы функционирования трансформаторов

Функционирование трансформаторов основано на связи цепей через магнитный поток (рис. 2.36).

При подключении к первичной обмотке, имеющей Wt витков, переменного напряжения м, = Ulm sin tot в ней появляется переменный ток ^(t) и возникнет магнитный поток Ф,(0> который в основном будет замыкаться через магнитопровод и пронизывать витки как первйчной, так и вторичной Обмотки, имеющей W2 витков, в результате чего в первичной обмотке индуцируется ЭД С ex(t), а во вторичной — e2(i). Наличие ЭД С e2(t) вызовет появление тока i2(i) во вторичной обмотке, и на нагрузочном резисторе RH появится напряжение n2(t). Ток i2(t) создаст магнитный поток Ф2(0, направленный навстречу потоку Ф1(0, в результате чего в магнитопроводе установится результирующий магнитный поток Фс(0. Незначительная часть потока, создаваемого током i/t), замыкается не через магнитопровод, а через

воздух. Этот поток называется потоком рассеяния Ф$1(0, точно так же существует поток рассеяния вторичной обмотки Фй((). В правильно сконструированном трансформаторе потоки рассеяния ничтожно малы, и ими можно пренебречь.

Рис. 2.36

В соответствии со вторым законом Кирхгофа напряжение u,(t) должно быть равно сумме падения напряжения на активном сопротивлении провода первичной обмотки и двух ЭД С, обусловленных потоками Фс(0 и Ф51(0> сцепленными с первичной обмоткой:

(t) = i, (t)Ц + w; ^ + A, ^ .(2.58)

Соответственно, для вторичной обмотки

^v)- "2^•(2.59)

Значение ЭД С, индуцируемой в первичной обмотке, определяется скоростью изменения магнитного потока:

ех (t) = W;Фт cos 2n/t = 2n/W^m sin tot = Elm sin cot.

at at

Действующее значение этой ЭДС [В] равно

= 4>44 Л^Фт • IO4(2.60)

Магнитный поток Фт можно выразить через индукцию Вт:

Фт = Вт 5С,

где 5С — площадь поперечного сечения сердечника, см2.

Тогда величина ЭДС первичной обмотки равна

Ex = 4,44fWxBmSc4Q-\(2.61)

Соответственно, ЭДС вторичной обмотки равна

(2.62)(2.62)E2 = 4,44/W2BmSc-10-\

(2.62)

(2.62)

Из соотношений (2.61) и (2.62) следует:

Е2 W2'

— = — = п.

е, w;

Это отношение называют коэффициентом трансформации.■

Используя уравнение Кирхгофа и произведя пересчет параметров из вторичной цепи в первичную и переход к действующим значениям токов и напряжений, можно составить эквивалентную схему трансформатора (рис. 2.37), в которой R2 = R^tP, 72 = Д2М К = КМ U'2 = U2n, Г2 = 12/п.■■

Рис. 2.37Рис. 2.37

Рис. 2.37

Рис. 2.37

Lt представляет собой индуктивность [мкГн] первичной обмотки, которая равна

(2.63)(2.63)К = 12,6^^^-10-74,

(2.63)

(2.63)

где цс — магнитная проницаемость сердечника, зависящая от значения индукции, В;’

5С — площадь поперечного сечения сердечника, см2;

4 — средняя длина силовой линии в сердечнике, см.

Резистор Rn учитывает потери в сердечнике на вихревые токи и перемагничивание.

Ток Iv протекающий через первичную обмотку трансформатора, содержит активную составляющую /1а и реактивную составляющую /1р:■

Л =7А2а +Л2р-(2.64)

Активная составляющая тока определяется потерями в сердечнике Рс, потерями в меди Рм и мощностью, потребляемой нагрузкой, подключенной к вторичной обмотке:

Г+Р» , ^2

uи, их

Реактивная составляющая тока первичной обмотки определяется реактивным сопротивлением обмотки:

(2.66)

Подставляя величину Lx (2.63) и U^EX (2.61), получим:

(2.67)(2.67)Т = ^кк

(2.67)

(2.67)

1Р Не ^’

где к — числовой коэффициент, получающийся в ходе подстановки (2.61) и (2.63) в (2.66). Он характеризует функциональную связь между индукцией и напряженностью магнитного поля Нс, следовательно,

Нс

(2.68)(2.68)Значит, уравнение (2.67) может быть представлено в виде

(2.68)

(2.68)

7*р Н= '

Следовательно, изменяя напряженность магнитного поля Нс, выраженную в ампер-витках на сантиметр, можно изменять значение реактивного тока /1р.

При расчете трансформаторов обычно выбирают оптимальное значение Вт, исходя из необходимости получения наименьших потерь в сердечнике. Поэтому по известной величине Вт определяют требуемую напряженность поля Нс (рис. 2.38), измеряемую в ампер-витках.

Рис. 2.38Рис. 2.38

Рис. 2.38

Рис. 2.38

Потери в трансформаторах

Под потерями в трансформаторе понимают затраты мощности на нагрев обмоток, перемагничивание и вихревые токи в сердечнике. В конечном счете, мощность потерь выделяется в виде тепла, которое должно быть рассеяно в окружающую среду. Потери на вихревые токи зависят от удельного сопротивления материала сердечника и от частоты магнитного поля. Чтобы уменьшить эту составляющую потерь, применяют специальные трансформаторные стали с большим удельным сопротивлением. Кроме того, сердечники изготовляют из тонких лй'стов, изолированных друг от друга. Чем выше частота тока, тем больше потери на вихревые токи, поэтому сердечники трансформаторов, работающих на высоких частотах, делают из более тонкого металла.

Потери на перемагничивание (гистерезис) зависят от максимальной индукции в сердечнике: чем больше индукция, тем больше площадь петли гистерезиса и тем больше потери. Обычно при расчетах потери на перемагничивание и вихревые токи не разделяют, и свойства материала оценивают удельными потерями Рсуд, то есть потерями, отнесенными к 1 кг материала:

Pw=aB.n. (2.69)

где а — эмпирический коэффициент; z = 2-3.

Потери в сердечнике зависят от массы сердечника Gc:

Pe = PewGc.(2.70)

На рис. 2.39 представлены эмпирические зависимости удельных потерь от индукции.

Значение индукции можно определить из (2.61), приняв ЭДС индукции равной подводимому напряжению Ut:

(2.71)(2.71)Вт=^-^. m fscwt

(2.71)

(2.71)

Из (2.71) следует, что, увеличивая число витков первичной обмотки трансформатора и площадь сечения сердечника, можно снизить индукцию Вт, а следовательно, потери в сердечнике.

Потери на нагрев обмоток определяются соотношением

Рм = 1^ + /^ = & + &,(2.72)

где р — удельное сопротивление провода;

lv и /2 — длина провода первичной и вторичной обмоток соответственно;

5П1 и 5п2 — площадь поперечного сечения проводов первичной и вторичной обмоток, соответственно.

Длина провода равна

^/ф!^;^’^(2.73)

где /ср — средняя длина витка, зависящая от типа сердечника и расположения на нем обмотки.

Площадь поперечного сечения провода можно выразить через площадь окна SQ, занимаемую медью соответствующей обмотки:

= —: ^2 = — •(2.74)

Подставляя 1и 12,5П1 и Sn2 в (2.72), легко установить, что потери в меди пропорциональны квадрату числа витков, а число витков, как это следует из (2.71), обратно пропорционально индукции Вт. Следовательно,

Рм-4-(2.75)

Из того, что с ростом индукции Вт потери в сердечнике возрастают (2.69), а потери в меди уменьшаются (2.75), следует, что существует такое значение индукции, при котором суммарные потери в трансформаторе минимальны (рис. 2.40).

Это значение зависит от свойств материала сердечника, частоты подводимого напряжения и ряда других причин (мощности трансформатора, размещения на нем обмоток и т. д.). В табл. 2.8 приведены полученные экспериментально оптимальные значения индукции, которыми руководствуются при расчете трансформаторов.

Таблица 2.8. Оптимальные значения максимальной индукции

Материал магнитопровода

(Гц

5т, Тл, при мощности Рг, Вт

4-100

100-250

250-300

300-600

600-1000

3424, толщина 0,08-0,15 мм

400

1,5

1,4

1,3

1,2

1,1

3413, толщина 0,35 мм

50

1,55

1,55

1,55

1,55

1,55

Основные принципы расчета трансформаторов

Расчет трансформатора в общем случае представляет задачу, в которой число неизвестных больше числа связывающих их уравнений. Поэтому приходится пользоваться некоторыми эмпирическими исходными величинами, полученными на основе ранее спроектированных трансформаторов. Покажем это на примере расчета трансформатора питания.

В качестве исходных данных для расчета трансформаторов питания берутся значения первичного и вторичного напряжений Uv и U2, ток вторичной обмотки 12 и частота напряжения /. Если требуется несколько вторичных обмоток, то задаются значения U2 и 12 для каждой.

Расчет начинают с определения суммарной мощности вторичных обмоток и выбора соответствующего этой мощности магнитопровода (табл. 2.9). Затем по табл. 2.8 выбирают оптимальную величину максимальной индукции Вт и рассчитывают ЭДС, наводимую в одном витке:

е = 4.44Вт/5с ■ 10"4. (2.76)

На втором этапе определяют параметры обмоток. Для нахождения числа витков можно было бы просто поделить заданное напряжение на ЭДС, наводимую в одном витке, однако этого недостаточно. Необходимо еще учесть падение напряжения на обмотках. На рис. 2.41 приведены графики рекомендуемых значений падения напряжения ЛИ, выраженные в процентах, в зависимости от мощности трансформатора.

Таблица 2.9. Типы магнитопроводов для трансформатора

Тйл

Размеры

Полереч-

Длине

Вес

Ширина

Толщина

Внешний

Суммарная

Тепловое

Тепловое

Тепловое

Конструк-

магнито-

магнитопровода

ное

магнитной

магнито-

СЛОЯ

гильзы

периметр

МОЩНОСТЬ

сопро-

сопро-

сопро-

тивная

провода

*

с, h,

4

СИЛОВОЙ

провода

обмотки

Ап ИМ

сечения

вторичных

тмвлеина

тивленна

тивление

лостоян-

мм

ММ мм

ММ

магнито-

ЛИНИИ Z„

If мм

гильзы

обмоток, Вт

катушки

границы

трансфер-

ная ЛЮ5

проводов

см

М, мн

Г=5О Гц, Г=400 Гц

Я,» °C/Вт

магнито-

матера R„

S^cm1

провод —

•С/Вт

воздух

В,— *С/ВТ

ШЛ 6x6,5

3

6 15

6,5

0,33

5,1

13

12

0,7

30,6

4

120

46

108

1,97

ШЛ 6x12,5

12,5 0,64

25

42,6

10

119

29

90

2,96

ШЛ 8x8

4

8 . 20

8

0,54

6,8

29

17

0,7

37,6

12

72

30

67

3,4

ШЛ 8x10

10

0,68

36

41,6

15

71

26

63

3,95

ШЛ 8x12,5

12,5 0,85

45

46,6

20

71

22

59

4,55

ШЛ 8x16

16

1,09

57

53,6

24

70

17

54

5,07

ШЛ 10x10

5

10 25

10

0,85

8,6

57

22

0,8

46,4

33

47

20

41

6,5

ШЛ 10x12,5

12,5 1,06

71

51,4

42

47

18

39

6,6

ШЛ 10x16

16

1,36

90

58,4

47

47

15

36

7,7

ШЛ 10x20

20

1,7

114

66,4

56

46

13

33

8,8

ШЛ 12x12,5

6

12 30

12,5 1,17

10,3

100

27

0,8

55,4

67

34

14

33

8,8

ШЛ 12X16

16

1,63

130

62,4

80

34

13

31

9,9

ШЛ 12x20

20

2,04

165

70,4

94

33

11

29

11,5

ШЛ 12x25

25

2,55

200

80,4

112

33

9

27

13,1

ШЛ 16x16

8

16 40

16

2,18

13,6

228

37

0,8

70,4

150

28

9

25

16,5

ШЛ 16x20

20

2,72

295

78,4

180

27

8

24

19,2

ШЛ 16x25

25

3,4

370

88,4

230

27

7

23

22,2

ШЛ 16x32

32

4,35

470

102,4

270

27

6

22

25,8

ШЛ 20x20

10

20 50

20

3,4

17,1

460

47

1,0

88

290

23

6

19

26,7

ШЛ 20x25

25

4,25

575

98

360

22

5

18

31,4

ШЛ 20x32

32

5,44

735

112

440

22

4

17

36,5

ШЛ 20x40

40

6,8

920

128

500

21

4

16

42,3

ШЛ 25x25

125 25 62,5 25

5,3

21,3

900

59,5

1,5

112

620

17

4

14

43,7

ШЛ 25x32

32

6,8

1150

126

720

16

3

13

52,2

ШЛ 25x40

40

8,5

1440

142

930

15

3

12

59,6

ШЛ 25x50

50

10

1800

162

юоо

15

2

11

70,6

продолжение^

Таблица 2.9 ^продолжений)

Тип магнитопровода

Размеры магнитопровода

Поперечное сеченна магнитопроводов % СМ2

Длина магнитное силовой линии^, см

Вес i магнитопровода 6„Г

Ширина слоя обмотки I, мм

Толщина гильзы

А,, ММ

Внешний периметр сечения гильзы

М, мм

Суммарная мощность вторичных обмоток, Вт ^50 Гц, Л=400 Гц

Тепловое сопротивления катушкй Я^С/Вт

Тепловое сопротивление границы магнито- провод— воздух

-С/Вт

Тепловое сопротивление трансформатора R„ •С/Вт

Конструктивная постоянная Л-1У

4 мм

<;

мм

*

мм

4

мм

ШЛМ 20x16

10

12

36

16

2,98

12,7

289

33

1,о

80

9

8

26

ШЛМ 20x20

20

3,72

362

88

15

7

24

ШЛМ 20x25

25

4,65

454

98

22

6

23

ШЛМ 20x32

32

5,95

580

112

34

5 .

22

ШЛМ 25x25:

12,515

45

25

5,81

15,9

708

42

1,5

112

60

5

17

ШЛМ 25x32

32

7,44

905

126

70

4

16

ШЛМ 25x40

40

9,3

ИЗО

142

86

4

15

ПЛМ 20x32x46

20

19

46

32

6,3

19,9

955

43

1,5

120

100

5

10

ПЛМ 20x32x58

58

22,3

1120

55

124

9

ПЛМ 25x40x36

25

24

36

40

9,8

20,5

1570

32

2

150

150

3

9

ПЛМ 25x40x66

46

22,8

1750

42

190

8

ПЛМ 25x40x58

58

24,9

1910

54

220

7

ПЛМ 25x40x73

73

28,2

2160

69

270

6

ПЛМ 32x50x46

32

30

46

50

15,8

25,9

3140

42

2,5

188

330

2

7

ПЛМ 32x50x56

58

28,4

3420

54

390

5

ПЛМ 32x50x73

73

31,3

3800

69

490

5

ПЛМ 32x50x90

90

34,7

4200

86

580

4

С учетом падения напряжения в обмотках ЭД С в первичной обмотке должна быть равна

Ex=UtEx=Ut1 - ^^ |, а во вторичной обмотке — E2=U21 - ^^ |, а во вторичной обмотке — E2=U21 4I100 J1 4I100 J

Ex=Ut

Ex=Ut

1 - ^^ |, а во вторичной обмотке — E2=U2

1 - ^^ |, а во вторичной обмотке — E2=U2

1 4

I100 J

1 4

I100 J

Тогда число витков первичной обмотки будет равно

Wt = — , а вторичной — W2 = —. е е

Для расчета площади сечения проводов необходимо знать токи, протекающие в обмотках. Токи вторичных обмоток заданы, а ток первичной обмотки необходимо рассчитать. Он содержит активную и реактивную составляющие:

Активная составляющая тока определяется мощностью Р2, потребляемой нагрузкой, мощностью РМ)| расходуемой на нагрев обмоток, и мощностью Рс, расходуемой на потери в сердечнике.

Составляющая тока первичной обмотки, определяемая мощностью, потребляемой нагрузкой, равна

InUnUxInUnUxI2U2 ци3

InUnUx

InUnUx

= -2—2- + -2-2- +... +

Ut U

где N — количество вторичных обмоток.

Составляющая тока первичной обмотки, зависящая от потерь в меди, равна

la Ut ‘

Для ее нахождения надо знать потери в меди, которые определяются по формуле

N

рм = Ё W = W + № +... + д^, (=1

где AUj — падения напряжения в обмотках.

В этой формуле неизвестна величина тока в первичной обмотке Iv который еще не рассчитан, поэтому, исходя из опыта проектирования, задают ориентировочное значение этого тока It = кГи.

Величина Г1а уже рассчитана, а значение коэффициента к определяют из табл. 2.10.

Таблица 2.10. Коэффициенты для расчета составляющих тока

Частота ( Гц

К при Рг,

Вт

15-50

50-100

150-300

300-1000

50

1,75

1,27

1,15

1,14

400

1,35

1,23

1,1

1,07

Составляющую тока первичной обмотки, зависящую от потерь в сердечнике, определяют по формуле

тют — а и/

Потери в сердечнике зависят от максимальной индукции в сердечнике (см. рис. 2.39) и массы сердечника (2.70).

Реактивная составляющая тока /1р определяется по формуле (2.68):

,р~ Wt ‘

Значение Нс находят по графику зависимости Вт = /(И) для выбранного материала сердечника (см. рис. 2.38).

После определения всех составляющих тока рассчитывают полный ток первичной обмотки. Если результат совпадает с ориентировочным значением тока It, которое задавали предварительно, то расчет продолжают. Если же результат существенно отличается от ориентировочного значения, то расчет потерь в меди повторяют, задав другое значение тока Iv

После этого выбирают плотность тока в обмотках, влияющую на количество тепловой энергии, выделяемой в обмотках. Чем она меньше, тем больше диаметр провода, но при этом возникает опасность, что обмотка не разместится в окне магнитопровода. Рекомендуемые значения плотности тока приведены на рис. 2.42.

Указанные значения плотности тока являются ориентировочными и могут уточняться после расчета размещения обмоток в окне магнитопровода и проверки температуры нагрева. Зная плотность тока, можно рассчитать площадь поперечного сечения провода и диаметр провода:

По найденному значению диаметра провода выбирают стандартный диаметр и марку провода (см. табл. 2.6).

Следующим этапом является расчет размещения обмоток в окне сердечника. Основание, на котором размещаются обмотки трансформатора, называют каркасом. По конструкции каркасы разделяют на две группы: со щечками (рис. 2.43, а) и без щечек — гильзы (рис. 2.43, б).

Размеры отверстий а^и^в каркасе со щечками должны быть на 0,1-0,2 мм больше, чем размеры соответствующей части магнитопровода, а длина каркаса должна быть на 0,5-1,0 мм меньше высоты окна в магнитопроводе. Это обеспечивает свободную установку каркаса на магнитопровод. Толщина стенок каркаса в зависимости от его размеров составляет от 0,7 до 1,5 мм.

Трансформаторы, в которых каркасы катушек выполнены в виде гильз, обладают лучшими технологическими характеристиками, поскольку гильза значительно проще каркаса со щечками и процесс изготовления гильз лучше поддается механизации.

Намотку провода на каркас осуществляют одним из двух способов: беспорядочно («внавал») и правильными рядами, виток к витку (рядовая намотка). Укладка «внавал» возможна только для каркаса со щечками. Однако такая намотка применяется крайне редко, так как при хаотическом расположении витков возможно появление больших напряжений между соседними витками, что ведет к пробою изоляции провода и короткому замыканию.

При использовании гильзы применяют рядовую намотку (рис. 2.43, б). Сначала на гильзу 1 наматывают первичную обмотку 2, состоящую из нескольких слоев, разделенных изоляционными прокладками 3. Поверх первичной обмотки накладывают межобмоточную изоляцию 4, затем наматывают вторичную обмотку 5, поверх которой накладывают наружную изоляцию 6. Чтобы исключить «сползание» провода с гильзы и замыкание его на магнитопровод, обмотка не должна доходить до края гильзы. Ширина кольцевой изоляции Аиз обычно составляет

1,2-1,5 мм. Чтобы исключить «сползание» крайних витков, ширина каждого последующего слоя должна быть меньше по отношению к предыдущему на один виток.

Расчет размещения обмоток ведется в описанной далее последовательности.

Сначала определяют число витков в каждом слое обмотки:

W = -^- ” СЛ1 11

где ky — коэффициент, учитывающий неплотность укладки провода (табл. 2.11);

I — ширина слоя намотки (см. табл. 2.9);

</mj — диаметр провода в изоляции для рассчитываемой обмотки.

Таблица 2.11. Зависимость диаметра от коэффициента неплотности

<!„,, мм0,06-0,20,21-0,30,31-0,40,41-0,65Более 0,65

^0,830,860,920,930,95

Далее вычисляют число слоев каждой обмотки:

П™ WMi ’

где W, — число витков рассчитываемой обмотки. Полученное значение пы округляют до большего целого числа.

После этого проверяют, уложится ли обмотка в рассчитанное число слоев с учетом того, что в каждом последующем слое число витков на один меньше, чем в предыдущем. Для этого должно выполняться условие

№Л-ДЖ>Ж,

где п^ — округленное число слоев;

A W— уменьшение числа витков обмотки, округленное в соответствии с табл. 2.12.

Таблица 2.12. Зависимость общего числа слоев обмотки от его уменьшения

Число слоев12345678910П121314

ДЖ013610152128364555667891

Если это условие не выполняется, то увеличивают число слоев на 1.

Далее рассчитывают толщину каждой обмотки:

®i “ ^сл^из, + (^сл,1) Дизр

где Д^ — толщина межслойной изоляции. При толщине провода до 0,3 мм применяют конденсаторную бумагу КОН-2 толщиной 0,022 мм; при проводе 0,3-0,65 мм — электроизоляционную бумагу ЭН-50 толщиной 0,05 мм; для проводов, диаметр которых превышает 0,65 мм, — кабельную бумагу К-120 толщиной 0,12 мм.

Рассчитывают толщину катушки 5К (рис. 2.44) с учетом толщины межобмоточной изоляции Дм, толщины гильзы Дг и толщины наружной изоляции Дн:

•1,1 + Дг+Дн,•1,1 + Дг+Дн,( NN-t

•1,1 + Дг+Дн,

•1,1 + Дг+Дн,

5к =+1Х;

ч 1=11=1

где N — число обмоток.

Величину Дг определяют из табл. 2.9; в качестве межобмоточной Дм и наружной изоляции Дн применяют несколько слоев кабельной бумаги К-120. Рассчитанная толщина 5К должна быть меньше ширины окна (см. табл. 2.9). Если в результате расчета окажется, что радиальная толщина обмотки больше ширины окна, то следует либо несколько уменьшить диаметр проводов, либо использовать сердечник большего размера.

Следующим этапом является расчет потерь в меди. Для этого рассчитывают среднюю длину витка каждой обмотки:

4Р> = М* 2л8„

где М — внешний периметр гильзы (см. табл. 2.9);

8, — расстояние от гильзы до середины г-й обмотки (см. рис. 2.44).

Величину 8; рассчитывают по формуле

Далее рассчитывают сопротивление обмоток при температуре +20 °C:

где If = /ф, W,- — длина провода i-й обмотки.

Затем задают максимальную температуру катушки и рассчитывают сопротивление обмоток при этой температуре:

#„ = /?,(! + 0,004Д7),

где ДТ — превышение температуры катушки над нормальной температурой.

Вычисляют падение напряжения на обмотках Д Uj = 1^, Выделяемую в них мощность Рм, = 1,М1( и суммарные потери в меди

На заключительном этапе рассчитывают тепловой режим трансформатора. Энергия, теряемая в обмотках (Рм) и сердечнике (Рс), выделяется в виде тепла внутри трансформатора, доходит до поверхности и излучается в окружающую среду. В стационарном режиме существует баланс мощностей, при котором выделяемая и излучаемая мощности равны. При этом в каждой точке трансформатора устанавливается постоянная температура, определяющая надежность его работы. Максимальной температурой обладают обмотки трансформатора. Определение распределения температуры внутри трансформатора встречает большие технические трудности, так как условия передачи теплоты от разных точек к поверхности различны, поэтому температурный режим трансформатора оценивают некоторой средней величиной 0 = tTp - tOKp, называемой температурой перегрева, которая определяется эмпирическими формулами:

для трансформаторов, работающих на частоте 50 Гц:

для трансформаторов, работающих на частоте 400 Гц: л у М V /К

где ^, RTM_B, Rt.k — коэффициенты, значения которых приведены в табл. 2.9;

Рм — потери в меди;

Рс — потери в стали.

Температура нагрева обмоток трансформатора Т^ выше температуры окружающей среды Гокр на величину температуры перегрева:

Т'тр = Гокр + 0.

Температура Тц, должна быть не выше максимальной температуры обмоток, которую задавали при расчете сопротивления обмоток. Если эта температура окажется больше допустимой, то следует заново рассчитать трансформатор, применив магнитопровод большего размера, или снизить температуру окружающей среды.

Рассмотренный порядок расчета показал, что вычисления получаются довольно трудоемкими. Этот расчет приведен с учебной целью, чтобы студент лучше усвоил все многочисленные факторы, определяющие работу трансформатора. В условиях производства расчет трансформаторов проводят с применением электронно-вычислительных машин по программам, которые учитывают все рассмотренные физические процессы.

Согласующие трансформаторы проектируют так, чтобы вносимые ими частотные и нелинейные искажения не превышали заданных значений. В области низких частот частотные искажения обусловлены малым значением индуктивности первичной обмотки, а в области высоких частот — наличием индуктивности рассеяния и паразитных емкостей. С целью уменьшения индуктивности рассеяния применяют чередование обмоток: сначала наматывают половину первичной обмотки, затем вторичную, после чего вторую половину первичной. В результате обмотка оказывается разделенной на три секции. Секционировать можно и вторичную обмотку. Чем больше число секций, тем меньше индуктивность рассеяния.

Нелинейные искажения обусловлены нелинейной зависимостью между напряженностью поля и индукцией в сердечнике. Поэтому при синусоидальном токе первичной обмотки индукция в сердечнике изменяется по закону, отличному от синусоидального закона. Соответственно, ЭДС, наводимая во вторичной обмотке, будет отличаться от синусоидальной ЭДС. Чем больше индукция, тем больше нелинейность кривой намагничивания и тем больше нелинейные искажения. Поэтому согласующие трансформаторы работают при небольших значениях индукции. Поскольку индукция незначительна, потери в стали можно не учитывать. Нагрев согласующего трансформатора определяется в основном потерями в меди.

Требования, предъявляемые к импульсным трансформаторам, существенно отличаются от тех, которые предъявляются к трансформаторам согласования. Основной особенностью этих трансформаторов является работа в широком диапазоне частот. Обычно импульсные трансформаторы работают при длительности импульсов 0,2-100 мкс с длительностью фронта 0,01-0,2 мкс, поэтому для импульсных трансформаторов характерны сердечники тороидальной формы, изготовленные из тонких листов электротехнических сталей или ферритов с высокой магнитной проницаемостью. Для уменьшения индуктивности рассеивания намотку провода осуществляют с малым количеством слоев. Для уменьшения емкости обмотки разделяют на секции.

Обычно трансформаторы рассчитывают для каждого конкретного радиоустройства, однако в настоящее время все большее применение находят унифицированные трансформаторы. Широкое применение унифицированных трансформаторов дает большой технико-экономический эффект, так как позволяет отказаться от мелкосерийного, а иногда и штучного производства трансформаторов для каждого радиоустройства и перейти к массовому производству на специализированных предприятиях, способных механизировать и автоматизировать производство, повысить надежность и снизить себестоимость.

Трансформаторы являются компонентами радиоэлектронной аппаратуры. За последние годы они значительно усовершенствованы. Однако по сравнению с другими компонентами РЭА их габариты и вес относительно велики, поэтому в современной РЭА существует тенденция к сокращению использования трансформаторов.

Контрольные вопросы

Дайте классификацию резисторов и опишите их типичные конструкции.

Какими основными параметрами характеризуются резисторы?

Что такое ряды номиналов резисторов и конденсаторов?

Дайте классификацию конденсаторов и опишите их типичные конструкции.

Какими основными параметрами характеризуются конденсаторы?

Перечислите основные разновидности конденсаторов.

Опишите типичные конструкции катушек индуктивности.

Для чего применяются магнитные сердечники в катушках индуктивности?

Как индуктивность катушки зависит от числа витков?

Что такое оптимальный диаметр провода?

Как влияет экран на индуктивность катушки?

Чем объясняется наличие собственной емкости катушки индуктивности?

Что такое эквивалентная индуктивность катушки?

Перечислите виды потерь в катушке индуктивности и объясните их причины.

Что такое эффект близости?

Какие разновидности катушек индуктивности вам известны?

Что такое добротность катушки индуктивности и от чего она зависит?

Как классифицируются трансформаторы?

Для чего делается воздушный зазор в сердечнике трансформатора?

Что такое оптимальная индукция в трансформаторе?

Глава 3 Полупроводниковые диоды

Полупроводниковыми диодами называют двухэлектродные полупроводниковые приборы с выпрямляющим электрическим переходом. В качестве выпрямляющего электрического перехода применяют р-и-переход, гетеропереход или выпрямляющий контакт металла с полупроводником.

Устройство полупроводниковых диодов

Подавляющее большинство полупроводниковых диодов представляет собой структуру, состоящую из областей n-типа и p-типа, имеющих различную концентрацию примеси и разделенных электронно-дырочным переходом. Область с высокой концентрацией примеси (порядка 1018 см3) называют эмиттером, область с низкой концентрацией примеси (порядка 1014-1016 см"3) называют базой. Существуют различные методы создания электронно-дырочных структур.

При изготовлении р-и-структуры методом вплавления в кристалл германия со слабо выраженной электронной электропроводностью вплавляют таблетку индия, галлия или бора. В процессе термической обработки таблетка и прилегающий к ней слой германия расплавляются, и германий растворяется в расплавленной примеси. После остывания на поверхности кристалла образуется тонкий слой германия с резко выраженной дырочной проводимостью. Электронно-дырочный переход в этом случае получается резким.

При изготовлении диода диффузионным методом на поверхности кремниевой пластины со слабо выраженной электронной электропроводностью методом вакуумного напыления создают слой алюминия. В процессе термической обработки атомы алюминия диффундируют вглубь кристалла, в результате чего образуется слой с дырочной проводимостью. Особенностью диодов, полученных этим способом, является то, что концентрация введенной примеси уменьшается с глубиной, поэтому р-п-переход получается плавным.

При изготовлении диодов методом эпитаксиального наращивания на кремниевую пластину с определенным типом электропроводности осаждают атомы кремния из паров хлорида кремния, содержащего донорную или акцепторную примесь. Осаждающиеся атомы повторяют кристаллическую структуру кремниевой пластины, в результате чего образуется монокристалл, бдна часть которого имеет электронную проводимость, другая — дырочную.

Существуют также точечные диоды, у которых в хорошо отшлифованную пластину германия или кремния с электронной электропроводностью упирается металлическая игла. В процессе производства контакт иглы с полупроводником подвергают электрической формовке, которая заключается в пропускании через контакт мощных импульсов тока. При этом происходит местный разогрев контакта, и кончик иглы сплавляется с полупроводником, что обеспечивает стабильность и механическую прочность контакта. Кроме того, в процессе формовки часть материала иглы диффундирует в полупроводник, образуя под точечным контактом полусферическую область с дырочной электропроводностью.

Независимо от способа изготовления полупроводникового диода концентрация примеси в базе всегда меньше, чем в эмиттере, поэтому электронно-дырочный переход оказывается сдвинутыми в область базы, то есть является несимметричным. Вследствие низкой концентрации примеси база обладает значительным сопротивлением г'6. Ширина базы W6 во многих случаях оказывается меньше диффузионной длины дырок Zp.

На рис. 3.1 показана р-и-структура, изготовленная по комбинированной технологии, широко используемой при производстве интегральных схем. На кремниевой подложке и+-типа выращивают эпитаксиальный слой и-типа. Затем поверхность выращенного слоя окисляют, в результате чего образуется слой SiO2 толщиной около 1 мкм, в котором создают окна и через них методом диффузии вводят акцепторную примесь, изменяющую тип электропроводности выращенного кристалла. В результате образуется р+-слой с высокой концентрацией примеси, отделенный от и-области электронно-дырочным переходом. Затем осуществляют омические контакты с и+- и р+-областями путем напыления алюминия. В процессе изготовления на кремниевой пластине создается большое количество одинаковыхр-и-струк- тур. Такую пластину разделяют на отдельные кристаллики, каждый из которых монтируют в герметичном металлическом, пластмассовом или стеклянном корпу-

се, защищающем кристалл от воздействия окружающей среды, а базу и эмиттер через омические контакты соединяют с внешними выводами.

Вольт-амперная характеристика диода

В силу особенностей структуры вольт-амперная характеристика диода отличается от вольт-амперной характеристики идеального р-и-перехода. На рис. 3.2 для сравнения представлены характеристики диода и идеального р-и-перехода.

Область прямых напряжений

В области прямых напряжений вольт-амперная характеристика диода проходит более полого, чем вольт-амперная характеристика р-и-перехода, что объясняется наличием сопротивления базы Гб, вследствие чего к р-п-переходу прикладывается напряжение wnep = и - ire, поэтому уравнение вольт-амперной характеристики диода должно быть записано в виде

г = г0 ехрг = г0 ехри-Уьити-Уьит(3-1)(3-1)

г = г0 ехр

г = г0 ехр

и-Уьит

и-Уьит

(3-1)

(3-1)

(3-2)(3.3)(3-2)(3.3)

(3-2)

(3.3)

(3-2)

(3.3)

Чем меньше концентрация примеси в базе, тем больше сопротивление Гб и тем положе проходит характеристика.

Тепловой ток г0 в соответствии с (1.98) и (1.99) с учетом того, что Na »Nd, рассчитывают по одной из двух формул:

i» = -qS^

L р4=-qS-^тр

Здесь 5 — площадь р-п-перехода.■

В тех случаях, когда W6 < Ц, тепловой ток определяется уравнением

(3.2а)(3.2а)(3.26)(3.26)^5^«1Л

(3.2а)

(3.2а)

(3.26)

(3.26)

При W6 « Zp тепловой ток определяется уравнением

. D р.

и = uTlnи = uTln+ гг'б-+ гг'б-Принимая во внимание, что незначительное изменение напряжения существенно влияет на ток, целесообразно представить вольт-амперную характеристику диода как зависимость напряжения от тока. Для этого надо прологарифмировать уравнение (3.1):

и = uTln

и = uTln

+ гг'б-

+ гг'б-

(3.4)

Первое слагаемое в полученном уравнении определяет падение напряжения на р-п-переходе, второе — на сопротивлении базы г'6. В области малых токов преобладает первое слагаемое, в области больших токов — второе.

Напряжение и, обеспечивающее получение требуемого тока г, зависит от теплового тока Iq, который, в свою очередь, зависит от концентрации дырок рп в электронной базе, определяемой соотношением

(3.5)(3.5)и2

(3.5)

(3.5)

Pn~Nd

В кремниевом полупроводнике Я; = 1010 см-3, а в германиевом п, = 1013 см-3, поэтому тепловой ток кремниевых диодов на шесть порядков меньше теплового тока германиевых диодов. Следовательно, для получения одинаковых токов к кремниевому диоду должно быть приложено более высокое прямое напряжение, чем к германиевому, что следует из уравнений (3.4) и (3.5). Этим объясняется то, что прямая ветвь вольт-амперной характеристики кремниевого диода при одинаковой площади перехода всегда сдвинута вправо относительно прямой ветви вольт- амперной характеристики германиевого диода.

При работе диода в области больших токов начальный участок вольт-амперной характеристики практически сливается с осью абсцисс, и на характеристике появляется характерный «пьедестал» (рис. 3.3). Наличие «пьедестала» отнюдь не означает отсутствие тока. Просто этот ток настолько мал, что его невозможно показать при малом значении прямого напряжения.

Если диод работает в области больших токов, то вольт-амперную характеристику обычно аппроксимируют отрезками прямых линий. Для этого проводят касательную к характеристике, которая отсекает на оси напряжений отрезок и,юр, называемый пороговым напряжением. Тогда аппроксимированная характеристика описывается уравнением

г =г =(3.6)(3.6)О прии<ыП0р,

г =

г =

(3.6)

(3.6)

И-“пор при и > и

ГД

Здесь гд = Гб- Для германиевых диодов unop = 0,3 В, для кремниевых и|Юр« 0,7 В.

Область обратных напряжений

Обратный ток р-п-перхода теоретически не изменяется при изменении обратного напряжения. В ПЦД обратный ток возрастает цри увеличении обратного напряжения, что объясняется тепловой генерацией носителей заряда в р-п-переходе и проводимостью пленки на поверхности кристалла, шунтирующей р-п-переход. Полный обратный ток диода содержит три составляющих:

Zo6p = Z0 + гген гут ,

где гген — ток генерации, создаваемый носителями заряда, генерируемыми в р-п-пе- реходе;

iy, — ток утечки, обусловленный проводимостью поверхностной пленки, шунтирующей р-п-переход;i(

i0 — тепловой ток, создаваемый неосновными носителями Заряда, генерируемыми в базе.

Тепловой ток определяется соотношением (3.2) или (3.3), а уравнение для тока генерации можно записать по аналогии с (3.3), учитывая, что генерация носителей заряда в р-п-переходе, объем которого равен 5А, происходит со скоростью, определяемой временем жизни как электронов, так и дырок, то есть

тп + тр

Следовательно,

й=-^~^~ •(3-7)

тп +тр

При увеличении обратного напряжения увеличивается ширина р-и-перехода А, поэтому возрастают ток генерации гген и ток утечки г^, что ведет к увеличению обратного тока.

(3.8)(3.8)Для сравнения тока генерации с тепловым током запишем отношение этих токов, полагая тп = тр и используя (3.3) и (3.5):

(3.8)

(3.8)

io 2n.Zp '

В кремниевых диодах отношение ^- в 103 раза больше, чем в германиевых, по- io

скольку значения И| в этих диодах различаются примерно на три порядка. Поэтому током генерации в германиевых диодах обычно пренебрегают^

Влияние температуры

Температура влияет как на прямой, так и на обратный токи. Рассмотрим сначала влияние температуры на тепловой ток i0, определяемый уравнением (3.2)

Р.

Учтем, что концентрация неосновных носителей заряда определяется уравнением (3.5):

а концентрация И| определяется уравнением (1.39)

..-А£3

п, = ЛГехр ——- .

‘ с 2АТ

Следовательно, при некоторой исходной температуре Го тепловой ток будет равен

io(ro) = ^ooexp-^-.(3.9)

rTq

Здесь/ад, =-^5-^-ЛГс2.

При повышении температуры на величину АГ тепловой ток становится равным 4(7о+Д7)=/„ехр^^.

Этот ток связан с исходным током соотношением го(Го+АГ) = го(Го)ехр^АГ.

Это соотношение можно записать в более компактном виде:

z"0 (Го + АГ) = ^ (Г0)ехр йАГ.(3.10)

„А£3

Здесь а = —f.

A7q

Численное значение коэффициента а можно получить, подставив численные значения ДЕ3, к, Тй. Для кремния а = 0,14 К-1, для германия а = 0,09 К-1.

На практике температурную зависимость теплового тока принято оценивать температурой удвоения Тд, то есть приращением температуры, вызывающим увеличение тока в два раза. Для определения температуры удвоения надо в формуле (3.10) принять г0(Г0 + АТ) = 2:0(Г0), а АГ = Го* и решить относительно Го':

. кТ2

Т = in 2.

0А£3

При Го = 300 К температура удвоения для кремния равна Го# = 5 К , а для германия Го'= 7,5 К.

Аналогичным способом определяют температуру удвоения тока генерации. Зависимость этого тока от температуры более слабая, так как в соответствии с (3.7) он пропорционален пь а тепловой ток пропорционален п2. Поэтому уравнение для тока генерации следует записать в виде

(З.И)(З.И).\ г -АЕ,

(З.И)

(З.И)

^ген V« ) ~ Аен.о^Р 2^J"

Вследствие этого температура удвоения для тока генерации оказывается вдвое больше, чем для теплового тока:

Т* =Т* =2кТ2SJE32кТ2SJE3In 2.In 2.

Т* =

Т* =

2кТ2

SJE3

2кТ2

SJE3

In 2.

In 2.

Принимая во внимание, что обратный ток диода состоит из теплового тока и тока генерации, зависимость обратного тока от температуры можно представить в виде дт .

^П^Т^*,<312>

где io6P(ro) — обратный ток при температуре Го;

^(D — обратный ток при температуре Го + АГ;

Г* — температура удвоения.

В данном случае температура удвоения учитывает как возрастание теплового тока, так И возрастание тока генерации. Для германиевых диодов можно пренебречь током генерации, для кремниевых диодов — тепловым током.

Влияние температуры на прямой ток можно определить, используя соотношения (3.1) и (3.9). Если в (3.1.) пренебречь параметром Гб и единицей и подставить туда (3.9), получим:

(3.13)(3.13). r qu - Mi, г = 1№ехр—

(3.13)

(3.13)

В рабочем режиме qu всегда меньше ширины запрещенной зоны АЕ3, поэтому показатель степени экспоненты отрицателен, и характеристика при увеличении температуры смещается влев’о. Расчеты показывают, что этот сдвиг составляет примерно 2 мВ/°С.

Пробой диода

Пробоем диода называют резкое увеличение обратного тока при некотором значении обратного напряжения. Различают три вида пробоя: лавинный, туннельный и тепловой.

Туннельный пробой обусловлен туннельным эффектом, то есть «просачиванием» электронов сквозь тонкий потенциальный барьер. Он наблюдается в том случае, когда при подаче обратного напряжения возникает перекрытие энергетических зон (рис. 3.4), вследствие чего электроны могут переходить из валентной зоны р-области в зону проводимости п-области. 1

Для возникновения туннельных переходов необходимо, чтобы напряженность поля в переходе достигла определенной критической величины 8^. Экспериментально установлено, что для германия 8кр = 3,7-105 В/см, для кремния ^ * 1,4-106 В/см, что достижимо только в очень узких р-и-переходах, получаемых при высокой концентрации примеси. В несимметричном р-и-переходе при Na » 7Vd максимальная напряженность поля определяется уравнением (1.80):

ЕЕ0

Здесь А — ширина р-и-перехода, определяемая уравнением (1.876):

д = /2ее0 (Фко-и).

V Ч^й '.

Подставляя в эти уравнения вместо 8тах критическую напряженность поля 8кр, можно определить напряжение туннельного пробоя:

(3.14)(3.14)М =—1-М =—1-11ии(3.15)(3.15)

(3.14)

(3.14)

М =—

1-

М =—

1-

1

1

и

и

(3.15)

(3.15)

IqNu '

Из (3.14) следует, что напряжение туннельного пробоя обратно пропорционально концентрации примеси. Для определения напряжения пробоя можно пользоваться эмпирическими формулами, соответственно, для кремния и германия:

^туны =200рп+73рр,

^„.ы = 190рп + 94рр.

Здесь рп, рр — удельные сопротивления п- ир-областей, Ом см.

Туннельный пробой с повышением температуры наступает при более низком обратном напряжении. Объясняется это тем, что с ростом температуры у полупроводников уменьшается ширина запрещенной зоны, соответственно, уменьшается толщина р-и-перехода и возрастает напряженность поля в переходе, что увеличивает вероятность возникновения туннельного пробоя.

Лавинный пробой происходит в результате лавинного размножения носителей заряда в р-и-переходе под действием сильного поля. При высокой напряженности поля подвижные носители заряда на длине свободного пробега приобретают энергию, достаточную для ударной ионизации атомов, под действием которой появляются новые пары носителей заряда. При достаточно большой напряженности поля, когда исходная пара носителей заряда в среднем порождает более одной новой пары, ионизация приобретает лавинный характер, что вызывает лавинный рост обратного тока. При этом обратный ток ограничивается резистором, включенным последовательно с диодом.

Интенсивность ударной ионизации оценивают коэффициентом размножения носителей заряда М, который равен отношению числа носителей заряда, покидающих р-п-переход, к числу носителей заряда, вошедших в р-и-переход. В результате ударной ионизации обратный ток становится равным г^ = Mi0. Зависимость коэффициента М от приложенного к диоду напряжения характеризуют полуэм- пирической формулой

где А — эмпирический коэффициент, зависящий от материала полупроводника и типа электропроводности базы (для кремния p-типа k = 3, для кремния n-типа k = 5); ия — напряжение лавинного пробоя, при котором М-^=.

Напряжение лавинного пробоя связано с удельным сопротивлением базы полу- эмпирическим соотношением

(3.16)(3.16)“л = ар?,

(3.16)

(3.16)

где а и т — эмпирические коэффициенты (для кремния p-типа а = 23, т = 0,75, для кремния n-типа а = 86, т = 0,65);

р — удельное сопротивление базы, Ом-см.

Напряжение лавинного пробоя зависит от температуры. С повышением температуры уменьшается длина свободного пробега носителей заряда, в результате уменьшается энергия, которую приобретает носитель заряда на длине свободного пробега в электрическом поле. Поэтому лавинный пробой наступает при более высоком обратном напряжении.•

Тепловой пробой обусловлен перегревом р-п-перехода обратным током. Мощность, подводимая к переходу и нагревающая его, определяется обратным напряжением Мобр и обратным током г^.

Рпо^Щъ-(317)

Одновременно с нагревом выделяющееся в переходе тепло передается металлическому основанию корпуса, на котором закреплен кристалл. Значение отводимой мощности пропорционально разности температур перехода Г„ и корпуса Гкор и обратно пропорционально тепловому сопротивлению 7?т:

'(3.18)

Тепловое сопротивление определяет перепад температур Тп и Гкор, необходимый для отвода 1 Вт мощности от перехода в окружающую среду. Тепловое сопротивление рассчитывают по формуле

(3.19)

где X — теплопроводность материала (для кремния X = 2,19 Вт/см-К, для германия X = 0,52 Вт/см-К);

5Т — толщина теплопроводящего слоя;.

5Т — площадь контакта кристалла с металлическим основанием.

В установившемся режиме мощность, подводимая к переходу, равна мощности, отводимой от него:

■(3.20)

Решая это уравнение относительно температуры перехода, можно определить установившуюся температуру Г„ при данном напряжении на нем. Рассмотрим решение уравнения графическим методом. Для этого необходимо построить графики температурных зависимостей левой и правой частей уравнения (рис. 3.5). Точки пересечения этих графиков являются корИями уравнения. При фиксированной величине и^ зависимость выделяемой в переходе мощности от температуры имеет экспоненциальный характер. Зависимость отводимой мощности имеет линейный характер. Поэтому получаются две точки пересечения.

Первая из точек пересечения (точка А) соответствует устойчивому тепловому равновесию. В этой точке температура перехода равна Тп, и выполняется условие ^<9Р

дТ дТ ‘

При случайном уменьшении температуры перехода количество отводимого тепла становится меньше количества выделяемого, переход разогревается и его температура повышается до Тп. Если же температура перехода -случайно возрастает, то количество отводимого тепла оказывается больше количества выделяемого и переход охлаждается.

Вторая точка пересечения (точка В) соответствует неустойчивому равновесию. В этой точке температура перехода равна Гкр, и выполняется условие ^д.>^™ дТ дТ '

Случайное повышение температуры выше Гкр приводит к тому, что количество выделяемого в переходе тепла оказывается выше количества отводимого, в результате чего начнется разогрев перехода и увеличение тока. ПрИ случайном уменьшении температуры переход будет охлаждаться, вследствие чего температура установится равной Гп.

При повышении обратного напряжения график Рвыд сдвигается вверх, и точки А и В сближаются, в конечном итоге сливаясь в одну (точка С). В этом случае графики Рвыд и Ротв касаются, и выполняется условие

д^ыд _ ЭР™

дТ дТ '

Такое состояние перехода является неустойчивым, то есть при случайном повышении температуры выше установившейся наступает разогрев перехода. Очевидно, что напряжение, соответствующее такому случаю, следует считать напряжением теплового пробоя.

Определим напряжение теплового пробоя, исходя из условия баланса мощностей (3.20), которое представим в виде

(3.21)

гдеДТ=Тп-Ткор;

г(Г„) — ток, соответствующий температуре перехода Тп.

Будем считать, что обратный ток зависит от температуры перехода по экспоненциальному закону (3.10), который представим в виде

<(Т,) = .'Мехр(«ДГ).<3.22)

где г(Гкор) — ток, соответствующий температуре корпуса Ткор,

Логарифмируя (3.22), определим АГ:

(3.23)(3.23)(3-24)(3-24)ДГ = -1п-^Ц.

(3.23)

(3.23)

(3-24)

(3-24)

» Ц^кор)

Из (3.21) найдем и^, подставив в него (3.23):

".»--7?Т^|п^Ц

az^)^ z(TKop)

С ростом обратного напряжения растет ток 7(Г„), при этом изменяется дифферен- . циальное сопротивление р-л-перехода, которое можно определить, продифференцировав (3.24):

111 - In1 - InЖ1‘МЖ1‘М(3.25)(3.25)

1

1

1 - In

1 - In

Ж1

‘М

Ж1

‘М

(3.25)

(3.25)

По мере приближения к напряжению пробоя обратный ток 1(Г„) возрастает, и дифференциальное сопротивление уменьшается. При этом точка А на рис. 3.5 сдвигается вверх, приближаясь к точке С. При наступлении пробоя точки А и С сливаются, и дифференциальное сопротивление перехода становится равным нулю. Из (3.25) следует, что гд становится равным нулю при условии, что

InIn2М2М= i,= i,

In

In

2М

2М

= i,

= i,

то есть при :(ГП) = е<(Гюр), где е = 2,718. Иначе говоря, в момент наступления пробоя обратный токр-п-перехода примерно в 2,71 раза превышает ток, соответствующий температуре корпуса.

11Таким образом, напряжение теплового пробоя определяется формулой

1

1

(3.26)

Это напряжение тем больше, чем меньше тепловое сопротивление К, и чем меньше ток г(Гкор), который можно выразить через ток г(Г0) при комнатной температуре:

t(^ор) = *(Т0)ехр а(Гкор - Го).

С увеличением температуры окружающей среды, в которую отводится тепло, напряжение пробоя уменьшается.

Вольт-амперные характеристики при разных видах пробоя показаны на рис. 3.6. Туннельный пробой происходит в очень узких р-п-переходах, имеющих толщину в доли микрометра, которая получается при концентрации примеси в базе, превышающей 1019 см*3. Напряжение туннельного пробоя не превышает 4 В. Лавинный пробой происходит в широких р-п-переходах, которые получаются при концентрации примесей в базе, не превышающей 1018 см*3. Напряжение лавинного пробоя больше 6 В. При снижении концентрации примеси напряжение лавинного пробоя возрастает. При концентрации примеси от 1018 до 10*® см*3 может возникнуть как лавинный, так и туннельный пробой. Часто эти два вида пробоя существуют одновременно. При этом напряжение пробоя лежит между 4 и 6 В.

При лавинном и туннельном пробое вольт-амперные характеристики идут почти вертикально. При этом при туннельном пробое нар-п-переходе устанавливается напряжение, обеспечивающее критическую напряженность поля, а при лавинном пробое устанавливается напряжение, обеспечивающее лавинное размножение носителей заряда. Ток при лавинном и туннельном пробое может достигать очень больших значений, что может привести к перегреву перехода и возникновению теплового пробоя. Чтобы этого не произошло, обратное напряжение на диод всегда подают через ограничительный резистор.

Тепловой пробой происходит в р-п-переходах с большими обратными токами. При этом рост тока при наступлении пробоя сопровождается снижением обратного напряжения, так как с ростом тока уменьшается сопротивление перехода из-за повышения температуры. Поэтому на вольт-амперной характеристике получается падающий участок. Тепловой пробой обычно сопровождается «шнурованием» тока в переходе, суть которого заключается в следующем. Вследствие дефектов кристаллической структуры либо статистических (случайных) флюктуаций плотности обратного тока по ширине перехода в некоторой локальной области перехода температура может превысить среднюю по переходу, это приводит к локальному увеличению плотности тока и выделяемой мощности, что, в свою очередь, еще больше повышает температуру в данной области, и т. д. В результате обратный ток стягивается в узкий шнур, и образуется локальный канал с высокой плотностью тока, что может привести к разрушению перехода.

У германиевых диодов при повышении обратного напряжения практически всегда создаются условия для возникновения теплового пробоя. У кремниевых диодов с очень высокой концентрацией примеси при повышении обратного напряжения даже при небольшом обратном напряжении наступает туннельный пробой. У кремниевых диодов с низкой концентрацией примеси условия для возникновения туннельного пробоя не возникают, поэтому при повышении обратного напряжения наступает лавинный пробой, который по мере роста обратного тока может перерасти в тепловой пробой. Однако при высокой температуре окружающей среды в кремниевых диодах при повышении обратного напряжения тепловой пробой может возникнуть раньше, чем лавинный пробой.

Дифференциальные параметры диода

(3.27)(3.27)Дифференциальные параметры связывают между собой малые изменения величин, определяющих работу диода. Ток в диоде является функцией двух независимых переменных — напряжения и и температуры Г, поэтому дифференциал тока, то есть его приращение, имеет две составляющих:

(3.27)

(3.27)

di ~—du + — dT . du dT

Частные производные перед дифференциалами независимых переменных du и dT представляют собой дифференциальные параметры диода. Введем для них обозначения:

О 5 = дифференциальная крутизна вольт-амперной характеристики (пря- du

diе‘ dTdiе‘ dTмая проводимость), мА/В;

di

е‘ dT

di

е‘ dT

— дифференциальная температурная чувствительность тока диода,

мА/°С.

Используя введенные обозначения, запишем соотношение (3.27) в виде

(3.28)(3.28)di = Sdu + E(dT.

(3.28)

(3.28)

Если принять за независимые переменные ток i и температуру Т, то дифференциал напряжения можно представить в виде

du = — di + ^dT.(3.29)

di dr'

В этом случае для дифференциальных параметров вводят обозначения:

„ du , ,~

О га =дифференциальное сопротивление диода, Ом;

di

О ен = ^- — дифференциальная температурная чувствительность напряжения оТ

диода, мВ/°С.

Йспользуя введенную обозначения, Запишем соотношение (3.29) в виде

du = r^di * EudT. (3.30) Переходя от бесконечно малых приращений к конечным, дифференциальные параметры можно определить по вольт-амперным характеристикам диода, снятым для двух значений температуры (рис. 3.7).

Дифференциальное сопротивление диода га содержит две составляющих: г» =гп 4-^,

где гп — дифференциальное сопротивление р-п-перехода, зависящее от тока диода;

Гб — дифференциальное сопротивление базы, зависящее от концентрации примеси в базе.

Для нахождения сопротивления перехода продифференцируем уравнение вольт- амперной характеристики перехода:

1 dirn du1 dirn dui“T 'i“T 'd .и

1 dirn du

1 dirn du

i

“T '

i

“T '

= —loexp— duu.

Откуда получим:

r„=^. (3.31) г

Из (3.31) следует, что дифференциальное сопротивлениер-п-перехода зависит от тока. С увеличением тока оно уменьшается. При Г = 300 К значение гц равно 26 мВ. Следовательно, при токе г = 1 мА дифференциальное сопротивление р-п-перехо- да составляет 26 Ом.

Емкости диода

При рассмотрении процессов в р-п-переходе было установлено, что в самом переходе и в областях, прилегающих к переходу, существуют электрические заряды, которые изменяются при изменении подводимого к переходу напряжения, Такое изменение зарядов воспринимается внешней цепью как электрическая емкость.

Барьерная емкость С6 характеризует изменение электрического заряда Q^ внутри перехода вследствие изменения его ширины А при изменении внешнего напряжения и;

du ■

Полагая, что р-п-переход несимметричен и в нем находится отрицательный заряд акцепторов, можно записать:

Qa-qNakS.

С6 = 5С6 = 52фк2фкУчитывая, что А =Учитывая, что А =, получаем:, получаем:(3.32)(3.32)

С6 = 5

С6 = 5

2фк

2фк

Учитывая, что А =

Учитывая, что А =

, получаем:

, получаем:

(3.32)

(3.32)

Умножаем числитель и знаменатель дроби на ее0 и, учитывая, что qNa / 2е£офк = = 1 / А2, получаем:

Ширина перехода А зависит от внешнего напряжения. При и = 0 величина А = Aq, а С6 = Сю- Если к переходу приложить обратное напряжение, то переход расширится и, соответственно, емкость уменьшится:

С6 = -г-^- -.(3.33)

N ФкО

Соотношение (3.33) справедливо для резкого перехода. Если переход плавный, то барьерная емкость обратно пропорциональна не квадратному, а кубическому корню.

Диффузионная емкость Сй характеризует изменение избыточного заряда, накапливаемого в областях, прилегающих к р-«-переходу, при изменении подводимого к переходу напряжения:

р ^зб

д du '

Концентрация примеси в эмиттере во много раз больше, чем в базе, поэтому в базу инжектируется больше неосновных носителей заряда, чем в эмиттер, и диффузионная емкость обусловлена только накоплением заряда в базе. Полагая, что база диода электронная, и учитывая, что в нее инжектируются дырки, концентрация которых уменьшается по мере удаления от перехода по экспоненциальному закону, значение избыточного заряда можно определить, интегрируя изменение избыточной концентрации по всей длине базы:

Оизб = J Риэб (*„) ехр ■ - - dx.(3.34)

х.Ъ

Учитывая соотношение (1.94), получаем:

Оизб =^1ррпехр—.

В результате дифференцирования имеем:

C^-qSL^exp^-.(3.35)

Умножая числитель и знаменатель дроби на тр, получаем:

CK=-qS-^— ехр2-.

Учитывая, что ток диода равен г = -qS^-?" ехр—, получаем:

Тр мт

Ca=iX(3.36)

Таким образом, диффузионная емкость прямо пропорциональна току. При узкой базе диода избыточный заряд изменяется по линейному закону йпб = qSp^ (х„)| qSW6pnexp—.

22

Дифференцируя, получаем:

(3.37)(3.37)С aSexo U

(3.37)

(3.37)

и - qoехр

2 “т^

Умножим числитель и знаменатель дроби на W^:

г W62 Dppn и

д 2uTDp4 W6 VuT

Dpи

Учитывая, что ток диода i = qS р п ехр—, получаем:

W6ит

д 2«А '

(3.38)(3.38)Из соотношений (3.36) и (3.38) следует, что диффузионная емкость прямо пропорциональна току.

(3.38)

(3.38)

Выпрямительный режим работы полупроводниковых диодов

ааРис. 3.8Рис. 3.8Способность полупроводникового диода хорошо пропускать ток в прямом направлении и практически не пропускать его в обратном нашла широкое применение для выпрямления переменного тока. Схема простейшего выпрямителя представлена на рис. 3.8, а. Она содержит генератор переменного напряжения ыг, нагруженный на последовательно включенные резистор и диод, поэтому напряжение источника иг перераспределяется между диодом (ид) и резистором (uR\ Чтобы найти значения тока и напряжений ид и uR, надо представить вольт-амперные характеристики диода и резистора в виде графиков (рис. 3.8, б) и найти их точку пересечения.

а

а

Рис. 3.8

Рис. 3.8

Вольт-амперная характеристика резистора определяется законом Ома:

R

График этой зависимости представляет собой прямую линию, называемую нагрузочной. Она отсекает на оси абсцисс отрезок, равный ыг, а на оси ординат отрезок, равный ut/R. При изменении мгновенных значений напряжения генератора нагрузочная линия, не изменяя своего наклона, перемещается влево или вправо. При этом изменяется положение точки пересечения графиков. Если же изменить сопротивление резистора, то изменится наклон нагрузочной линии.

Диаграмма работы диода в выпрямительном режиме показана на рис. 3.9, на котором положение нагрузочной линии соответствует амплитуде напряжения Um.

Ток в цепи существует только в положительные полупериоды переменного напряжения, при этом к диоду прикладывается небольшое по величине прямое напряжение иа. В отрицательные полупериоды ток в цепи практически отсутствует, и все напряжение генератора подводится к диоду. В рассматриваемой схеме напряжение на нагрузке оказывается пульсирующим. Чтобы устранить эти пульсации, параллельно резистору включают конденсатор большой емкости (рис. 3.10, а). Графики, показывающие изменение токов и напряжений в такой схеме, показаны на рис. 3.10, б. Синусоидальная кривая изображает переменное напряжение генератора иг, а ломаная линия ABCD — выпрямленное напряжение uR. Ток через диод существует при условии иг > uR, то есть в интервалы времени tv..t2, ^../4 и т. д. Этот ток подзаряжает конденсатор, на котором удерживается напряжение, близкое к амплитудному значению напряжения генератора. В интервале времени (2-<з ток через диод отсутствует, и конденсатор медленно разряжается через резистор. Поэтому на конденсаторе получается примерно постоянное выпрямленное напряжение. Максимальное обратное напряжение U^^ в рассматриваемой схеме получается, когда ыг = -Um. Поскольку напряжение на конденсаторе также близко к [/гт, то наибольшее обратное напряжение на диоде равно примерно удвоенной амплитуде выпрямляемого напряжения.

В диодах, работающих на высокой частоте, при перемене полярности напряжения появляются импульсы обратного тока (рис. 3.11, а). Причиной возникновения этих импульсов является рассасывание накопленного в базе заряда.

Рис. 3.11Рис. 3.11

Рис. 3.11

Рис. 3.11

Когда диод работает на низкой частоте, инерционность процессов накопления и рассасывания заряда не проявляется, так как время пролета носителей заряда через базу существенно меньше периода изменения выпрямляемого напряжения. Поэтому в диодах с узкой базой графики распределения концентрации дырок в любой момент времени практически линейны, они показаны на рис. 3.11, б и в пунктиром, а импульс тока представляет собой положительную полуволну синусоиды, он показан пунктиром на рис. 3.11, а. На высокой частоте концентрация дырок в сечении хп, соответствующая различным моментам времени, сохраняется такой же, как и на низкой частоте, так как временем перемещения дырок через р-п-переход можно пренебречь. Внутри базы распределение концентрации дырок отличается от распределения на низкой частоте.

При быстром увеличении напряжения (интервал t0...t4) дырки не успевают заполнять базу до уровня, соответствующего низкочастотному режиму, поэтому графики р(х) проходят ниже пунктирных линий. При этом градиент концентрации дырок в сечении х„, определяющий мгновенные значения тока, будет больше, чем на низкой частоте. Поэтому мгновенные значения тока оказываются больше, чем на низкой частоте. Чем выше частота, тем сильнее различие в мгновенных значениях тока. В интервале времени t5...t7 напряжение изменяется незначительно, поэтому можно считать, что концентрация дырок в сечении хл сохраняется постоянной, а градиент концентрации уменьшается, так как дырки заполняют базу, поэтому в этом интервале ток уменьшается.

При быстром уменьшении напряжения (интервал ?7../12) концентрация дырок в базе оказывается больше, чем на низкой частоте, так как внутри базы находятся дырки, прошедшие через сечение х„ раньше, когда их концентрация была более высокой. В интервале t7..Z10 скорость изменения напряжения нарастает, поэтому концентрация дырок внутри базы все сильнее отличается от концентрации на низкой частоте. В интервале времени tl0...t12 скорость изменения напряжения становится столь высокой, что концентрация дырок внутри базы оказывается больше, чем в сечении х„, и градиент концентрации меняет знак. Мгновенные значения тока определяются градиентом концентрации дырок в сечении хп. В интервале^../10 мгновенные значения тока меньше, чем на низкой частоте, и ток сохраняет положительное направление. При t = t10 градиент равен нулю, поэтому ток тоже равен нулю. При t > t10 вследствие изменения знака градиента концентрации ток становится отрицательным, так как происходит возврат дырок из базы в эмиттер. С течением времени этот отрицательный ток достигает максимума, а затем спадает до нуля. С повышением частоты максимум положительного тока наступает раньше, длительность положительного импульса уменьшается, а величина и длительность отрицательного выброса тока возрастают. Все это ведет к уменьшению постоянной составляющей выпрямленного тока, то есть к ухудшению выпрямительных свойств диода с ростом частоты.

Импульсный режим работы полупроводниковых диодов

Во многих радиоэлектронных устройствах полупроводниковые диоды работают в импульсном режиме при длительности импульсов, измеряемой долями микросекунды. В этом режиме диод должен очень быстро переключаться из закрытого состояния в открытое состояние и наоборот. Однако этому препятствуют инерционные процессы накопления и рассасывания заряда в базе. Рассмотрим эти процессы, представив диод в виде эквивалентной схемы (рис. 3.12, а). В этой схеме р-п-переход заменен диодом, содержащим диффузионную емкость, учитывающую накопление заряда в базе, и барьерной емкостью, учитывающей накопление заряда в ^-«-переходе. Через диод протекает конвекционный ток zK0IIB, а через барьерную емкость — емкостный ток гемк. В схеме учтено наличие сопротивления базы Гб, из-за которого напряжение на переходе мп отличается от напряжения на диоде мд. На рис. 3.12, б представлены графики изменения напряжений генератора мг, на диоде мд и на переходе м„, а на рис. 3.12, в — графики изменения токов генератора гг, емкостного гемк и конвекционного гконв.

Рис. 3.12

Процесс включения

В момент времени t0 напряжение генератора скачком устанавливается равным Urnp. Барьерная емкость в этот момент не заряжена, поэтому в цепи устанавливается ток

^г.пр^глр

^ + r'6RH '

На диоде устанавливается напряжение

мд = Лр^-

В интервале времени t0...tt происходит заряд барьерной емкости и заполнение базы дырками (рис. 3.13, а). По мере заряда барьерной емкости возрастает напряжение на переходе и„ и уменьшается емкостный ток ieMK, а по мере заполнения базы дырками возрастает конвекционный ток iKOHB, определяемый градиентом концентрации дырок в сечении хп, и уменьшается сопротивление базы Гд, в результате чего уменьшается напряжение на диоде ид = мп + /прГд.

В момент времени t, напряжение ид становится равным ид = 1,11/дуст, где [/дуст — установившееся напряжение на диоде, определяемое по вольт-амперной характеристике диода и зависящее от тока /пр. Интервал времени от момента подачи импульса прямого тока до момента, когда напряжение на диоде установится равным 1,И/дуст, называют временем установления прямого напряжения и обозначают туст. После установления прямого напряжения наступает стационарный режим, в котором напряжение и ток не изменяются.

Процесс выключения

В момент времени t2 напряжение генератора скачком устанавливается равным Uro6p, напряжение на переходе и„ скачком измениться не может, поэтому сохраняется равным [/„ пр.

В цепи устанавливается ток

■ т ^г.обр + ^плр _ ^г.обр

гг — ^обртах — п ,Р •

+ Г6

Поскольку заряд в базе и, соответственно, градиент концентрации в сечении хп мгновенно измениться не могут, то конвекционный ток гконв сохраняется равным /ПР, а емкостный ток скачком возрастает до значения гемк = /^ тах - /пр. Напряжение на диоде, равное и„ = и„ пр + /обр.тахгб> скачком уменьшается, так как изменилось направление тока.

В интервале времени t2...t3 происходит перезаряд барьерной емкости С6, поэтому напряжение на переходе w„ и емкостный ток гемк уменьшаются. Одновременно с этим рассасывается накопленный в базе заряд (рис. 3.13, б) и уменьшается градиент концентрации дырок в сечении хп, что обусловливает уменьшение конвекционного тока гконв. Изменения токов гКО1|В и гсмк происходят с одинаковой скоростью, поэтому обратный ток сохраняется постоянным и равным /^.ma,. В момент времени t3 градиент концентрации дырок в сечении ха становится равным нулю, поэтому в этот момент конвекционный ток равен нулю.

В интервал времени t3...t4 продолжается перезаряд барьерной емкости и уменьшение тока гемк и напряжения на переходе ип. Конвекционный ток в этом интервале, изменив направление, увеличивается; он создается дырками, которые возвращаются из базы в эмиттер. Обратный ток при этом не изменяется. В момент времени t4 напряжение на переходе становится равным нулю, а градиент концентрации дырок в сечении хп и, следовательно, конвекционный ток, достигают максимальных значений. В дальнейшем, в интервале t4...t5 конвекционный и емкостный токи убывают, что обусловливает уменьшение обратного тока. Интервал времени от момента прохождения тока через нуль до момента, когда обратный ток уменьшится до значения 0,1 /пр, называют временем восстановления обратного сопротивления и обозначают т|ЮС. Это время складывается из двух стадий: гк = т, + т2. Длительность переключения диода с прямого направления на обратное зависит от времени жизни носителей заряда в базе. Чем оно меньше, тем выше скорость рекомбинации, тем быстрее рассасывается накопленный в базе заряд.

Разновидности полупроводниковых диодов и их применение

Полупроводниковые диоды широко применяют в устройствах радиоэлектроники, автоматики и вычислительной техники. В основе применения диодов лежит ряд их свойств, в соответствии с которыми их можно классифицировать. По типу

исходного материала диоды делят на диоды из кремния, германия и арсенида галлия. В зависимости от конструктивно-технологических особенностей различают плоскостные, точечные и микросплавные диоды. По применению различают выпрямительные диоды, импульсные диоды, стабилитроны, варикапы и ряд других. Возможна классификация и по ряду других признаков. Ниже рассмотрены основные типы полупроводниковых диодов.

Выпрямительные диоды

Выпрямительные диоды являются одним из наиболее распространенных типов полупроводниковых диодов. Они предназначены для преобразования переменного тока в постоянный. Для выпрямительных диодов характерно небольшое сопротивление в проводящем состоянии, позволяющее пропускать большие токи. В подавляющем большинстве случаев они работают на частоте 50 Гц, верхняя граница рабочих частот, как правило, не превышает 20 кГц.

Для изготовления выпрямительных диодов обычно используют кремний, имеющий более высокую допустимую температуру и более низкую цену по сравнению с германием. Однако в мощных низковольтных выпрямителях предпочтительнее германиевые диоды, поскольку они имеют меньшее прямое напряжение, чем кремниевые. В ряде случаев в мощных выпрямителях применяют диоды Шотки, в которых используется выпрямляющий контакт металла с полупроводником. Их изготавливают на основе кремния; благодаря меньшему прямому напряжению (0,3 В вместо 0,7 В у обычных кремниевых диодов) диоды Шотки обеспечивают более высокий коэффициент полезного действия, особенно в низковольтных выпрямителях.

Основными параметрами, характеризующими свойства выпрямительных диодов, являются:

средний выпрямленный ток /прср — среднее за период значение прямого тока; □ среднее прямое напряжение Unp ср при заданном значении среднего прямого тока;

максимально допустимое обратное напряжение l/^max ~ значение обратного напряжения, которое диод способен выдержать в течение длительного времени;

средний обратный ток диода 1^^ — среднее за период значение обратного тока. По величине выпрямленного тока выпрямительные диоды делят на три группы: □ маломощные (на ток до 1 А);

средней мощности (на ток от 1 до 10 А);

мощные (на ток свыше 10 А).

Помимо дискретных выпрямительных диодов в радиоэлектронной аппаратуре находят применение выпрямительные блоки, конструктивно представляющие собой завершенное устройство, состоящее из нескольких выпрямительных диодов, соединенных по определенной схеме. В высоковольтных выпрямителях находят применение выпрямительные столбы, в которых выпрямительные диоды соединены последовательно.

Высокочастотные диоды

Высокочастотные диоды предназначены для нелинейных электрических преобразований сигналов на частотах до сотен мегагерц. Их применяют в детекторах высокочастотных сигналов, преобразователях частоты, модуляторах и т. д. Отличительной особенностью этих диодов является незначительная величина барьерной емкости, что достигается путем уменьшения площади /ли-перехода. Поэтому высокочастотные диоды являются точечными или микросплавными. Для уменьшения времени жизни носителей в базу диода вводят примесь золота. Параметры у высокочастотных диодов те же, что и у низкочастотных выпрямительных диодов. В СВЧ-диодах обычно используют точечный контакт, осуществляемый простым прижимом к поверхности полупроводника острия металлической контактной пружины. Эти диоды изготовляют из низкоомного материала с малым временем жизни носителей заряда. Они имеют небольшой радиус точечного контакта (2-3 мкм), что обеспечивает получение незначительной барьерной емкости. Напряжение пробоя СВЧ-диодов очень низкое (3-5 В), а прямое напряжение относительно высокое. Конструкция СВЧ-диодов обычно приспособлена к сочленению с элементами коаксиального или волноводного тракта/

Импульсные диоды

Импульсные диоды предназначены для работы в быстродействующих импульсных схемах. Основными отличительными особенностями импульсных диодов, так же как и высокочастотных, является малая площадь р-и-перехода и небольшое время жизни неравновесных носителей заряда. Основным параметром импульсных диодов является время восстановления обратного сопротивления т^, которое у сверхбыстродействующих диодов составляет несколько наносекунд. Для импульсных диодов указывают также параметры, характерные для выпрямительных диодов. Конструкция и технология изготовления импульсных диодов аналогичны конструкции и технологии изготовления обычных высокочастотных диодов. В быстродействующих импульсных схемах широко используют диоды Шотки, площадь перехода которых обычно составляет 20-30 мкм в диаметре, а барьерная емкость не превышает 1 пФ. Особенностью диодов Шотки является отсутствие инжекции неосновных носителей заряда в полупроводник. Основным фактором, влияющим на длительность переходных процессов, является перезаряд барьерной емкости. Диоды Шотки могут работать на частотах до 15 ГГц, а время переключения у них составляет около 0,1 нс.

В импульсных схемах, формирующих импульсы с крутыми фронтами, применяют диоды с накоплением заряда (ДНЗ). В этих диодах примесь в базе распределена неравномерно: концентрация ее больше в глубине базы и меньше возле р-и-перехода, вследствие чего возникает внутреннее электрическое поле. Это поле препятствует проникновению в глубину базы инжектированных дырок, то есть обеспечивает их группирование около границы р-и-перехода. Кроме того, это поле способствует освобождению базы от дырок на второй стадии восстановления обратного сопротивления (стадия т2), в результате чего уменьшается отношение T2/Tt до значений порядка 0,02-0,03, то есть отрицательный импульс получается практически прямоугольным.

Стабилитроны

Стабилитроны предназначены для стабилизации напряжений. Они работают в области лавинного или туннельного пробоя. Ниже перечислены основные параметры стабилитронов.

Напряжение стабилизации U„ — значение напряжения на стабилитроне при заданном токе стабилизации. Так как участок пробоя вольт-амперной характеристики проходит почти вертикально, то можно считать, что UCT = Unpo6. Напряжение стабилизации лежит в пределах от 3,3 до 96 В.

Максимальный ток стабилизации /стлпах ограничивается максимально допустимой мощностью:

_ Ртах

^ст.тах у

Минимальный ток стабилизации /ст min определяется гарантированной устойчивостью состояния пробоя.

Дифференциальное сопротивление гдиф определяется при среднем токе стабилизации:

Гдиф ‘

Температурный коэффициент напряжения стабилизации аст — относительное изменение напряжения стабилизации ДНСТ при изменении температуры окружающей среды на АТ (при лавинном характере пробоя коэффициент аст положителен, при туннельном — отрицателен):

а =—

ст 17пДТ'

На рис. 3.14, а представлена схема стабилизации напряжения, а на рис. 3.14, б показаны графики, иллюстрирующие работу схемы. Для определения токов и напряжений надо построить вольт-амперную характеристику стабилитрона (график 1), которая проходит практически вертикально, вольт-амперную характеристику нагрузки (график 2) и вольт-амперную характеристику ограничительного резистора (график 3). Пересечение графиков 1 и 3 определяет значение тока /и „, потребляемого от источника питания (точка А). Пересечение графиков 1 и 2 определяет значение тока нагрузки /н (точка В). Разность токов /и „ и /„ равна току стабилитрона /ст.

Если сопротивление нагрузки изменяется, то изменяется ток /н. При уменьшении 7?и ток 7„ возрастает (точка В опускается вниз), а ток 1СТ уменьшается, при этом положение точки А сохраняется неизменным, то есть увеличение тока нагрузки сопровождается уменьшением тока стабилитрона, а потребление тока от источника питания не зависит от нагрузки.

Если изменяется напряжение источника питания Е„ ,„ то точка А меняет свое положение. При уменьшении ЕИ1| (график 4) точка А поднимается вверх (точка А'), то есть уменьшается потребление тока /и „, соответственно, уменьшается ток /ст, а ток /н сохраняется постоянным.

Параметры схемы выбирают так, чтобы при изменении нагрузки и напряжения источника питания выполнялись неравенства

Е -U

т < n.n.min ст _ г

Здесь Еиптт и £Vn.max — минимальное и максимальное напряжения источника питания;

Atmin и /нтах — минимальный и максимальный токи нагрузки.

Стабилитроны широкого применения обладают сравнительно высоким температурным коэффициентом напряжения (аст = 10"3 К"1). Более высокой температурной стабильностью обладают прецизионные стабилитроны, в которых последовательно соединены три р-п-перехода. Один из них — стабилизирующий — включен в обратном направлении, два других — термокомпенсирующих — включены в прямом направлении. При повышении температуры напряжение на стабилизирующем переходе растет, а на термокомпенсирующих переходах уменьшается, поэтому результирующее напряжение на стабилитроне изменяется незначительно и температурный коэффициент получается околоЮ-5 К'1.

Для стабилизации двухполярных напряжений и для защиты электрических цепей от перенапряжений обеих полярностей применяют двуханодные стабилитроны, которые имеют симметричную вольт-амперную характеристику. Такие стабилитроны изготовляют путем введения примесей в пластину кремния одновременно с двух сторон. При этом образуются двар-п-перехода, включенных встречно. Для ограничения амплитуды импульсов напряжения разработаны импульсные стабилитроны. При мгновенном изменении напряжения нарастание лавины в них происходит за очень короткий промежуток времени (порядка 101’ с). Это обстоятельство позволяет использовать импульсный стабилитрон в качестве инвертированного диода, в котором участок лавинного пробоя можно рассматривать как прямую ветвь вольт-амперной характеристики импульсного диода.

Разновидностью стабилитрона является стабистор — полупроводниковый диод, в котором для стабилизации напряжения используется прямая ветвь вольт-амперной характеристики. Отличительной особенностью стабисторов по сравнению со стабилитронами является меньшее напряжение стабилизации, которое составляет примерно 0,7 В. Для увеличения напряжения стабилизации используют последовательное соединение нескольких стабисторов, смонтированных в одном корпусе или сформированных в одном кристалле. Для увеличения крутизны прямой ветви вольт-амперной характеристики базу стабистора делают низкоомной. Из-за малого сопротивления базы толщина р-п-перехода оказывается очень небольшой, поэтому напряжение пробоя стабисторов не превышает нескольких вольт. Температурный коэффициент стабисторов отрицателен, то есть с повышением температуры прямая ветвь его характеристики сдвигается влево.

Варикапы

Варикапами называют полупроводниковые диоды, в которых используется зависимость емкостир-п-перехода от значения обратного напряжения. Варикапы применяют в качестве элементов с электрически управляемой емкостью. Основной характеристикой варикапа является вольт-фарадная: С = Ки^У Ее иллюстрирует рис. 3.15, а, и описывается она уравнением

С = С0 £фк0/ (фк0 + u^p )J .

Здесь: Со — емкость варикапа при и^ = 0;

фк0 — высота потенциального барьера в переходе;

т — коэффициент нелинейности, зависящий от распределения примеси в р-п-пе- реходе (для резких переходов т = 0,5, для плавных — т = 0,3).

Ниже перечислены основные параметры варикапов:

Емкость варикапа Св — емкость, измеренная между выводами варикапа при заданном значении обратного напряжения. Для разных типов варикапов эта емкость может быть от нескольких единиц до нескольких сотен пикофарад.

б

Рис. 3.15

Коэффициент перекрытия по емкости Кс — отношение емкостей варикапа для двух заданных значений обратных напряжений. Значение этого параметра составляет несколько единиц.

Добротность варикапа Q„ — отношение реактивного сопротивления варикапа на заданной частоте переменного сигнала к сопротивлению потерь при заданном значении емкости или обратного напряжения. Добротность лежит в пределах от нескольких десятков до нескольких сотен.

Температурный коэффициент емкости ас — относительное изменение емкости АС при изменении температуры на АТ (влияние температуры на емкость варикапа в основном обусловлено изменением контактной разности потенциалов, практически о,. = (2...4)-10-4 К-1):

ас = АС/САТ.

На рис. 3.15, б представлена схема включения варикапа, обеспечивающая изменение резонансной частоты колебательного контура. Обратное напряжение на варикап подается через разделительный высокоомный резистор, предотвращающий шунтирование емкости варикапа малым внутренним сопротивлением источника питания. Конденсатор С необходим, чтобы исключить попадание постоянного напряжения в источник переменного напряжения, подключенный к колебательному контуру. Емкость этого конденсатора во много раз превышает емкость варикапа.

Туннельные диоды

В туннельных диодах используют контакт вырожденных полупроводников, на вольт-амперной характеристике которых при прямом напряжении имеется участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 3.16, а).

Ниже перечислены специфические параметры туннельных диодов.

Пиковый ток /„ — прямой ток в точке максимума вольт-амперной характеристики. Его значение может находиться в интервале от десятых долей миллиампера до сотен миллиампер.

Ток впадины 1В — прямой ток в точке минимума вольт-амперной характеристики.

Отношение токов /„//„ — отношение пикового тока к току впадины. Для туннельных диодов из арсенида галлия /„//„ > 10, для германиевых туннельных диодов /„//„ = 3...6.

Напряжение пика Un — прямое напряжение, соответствующее пиковому току. Для туннельных диодов из арсенида галлия Un = 100... 150 мВ, для германиевых диодов Un = 40...60 мВ.

Напряжение впадины UB — прямое напряжение, соответствующее току впадины. У туннельных диодов из арсенида галлия UB = 400...500 мВ, у германиевых диодов UB = 250...350 мВ.

Напряжение раствора U№ — прямое напряжение, большее напряжения впадины, при котором ток равен пиковому.

Наличие на вольт-амперной характеристике участка с отрицательным дифференциальным сопротивлением позволяет применять туннельные диоды для усиления, генерирования, переключения и преобразования электрических колебаний. На рис. 3.17, а в качестве примера показана схема включения туннельного диода как усилителя, а на рис. 3.17, б представлена диаграмма, поясняющая принцип ее работы. Сопротивление нагрузочного резистора в схеме меньше отрицательного сопротивления диода. В этом случае небольшое изменение входного напряжения приводит к появлению значительного напряжения на нагрузке. В связи с тем, что ток в туннельном диоде создается основными носителями заряда, прохождение которых не связано с накоплением неравновесного заряда, прибор обладает очень малой инерционностью. Предельная частота туннельного диода ограничивается барьерной емкостью перехода, сопротивлением базы и индуктивностью выходов. Она может достигать сотен гигагерц. ■

Разновидностью туннельных диодов являются обращенные диоды. Их особенностью является то, что вместо участка с отрицательным сопротивлением на вольт-амперной характеристике имеется практически горизонтальный участок (см. рис. 3.16,6). В этих диодах обратная ветвь соответствует проводящему состоянию, а прямая ветвь — закрытому состоянию. Поэтому обращенный диод обладает выпрямительным эффектом. В обращенных диодах отсутствует накопление неравновесного заряда, то есть они могут применяться на СВЧ. Обращенные диоды из арсенида галлия имеют максимальный ток в проводящем состоянии около 3 мА при напряжении около 0,15 В. В закрытом состоянии ток составляет от 0,05 до 0,15 мА при напряжении менее 0,9 В.

Фотодиоды'■

Фотодиодами называют полупроводниковые диоды, в которых осуществляется управление величиной обратного тока с помощью света. Фотодиод устроен так, что в нем обеспечивается доступ света к р-и-переходу. В отсутствие светового потока в фотодиоде при обратном напряжении существует небольшой обратный ток, называемый темновым током. При воздействии света в области р-и-перехода происходит генерация электронно-дырочных пар, и обратный ток возрастает. Если внешняя цепь разомкнута, то возникшие в результате генерации носители заряда накапливаются в и- и p-областях структуры, вследствие чего уменьшается ширина р-и-перехода и снижается высота потенциального барьера. В результате на зажимах фотодиода появляется фото-ЭДС, зависящая от величины светового потока. Устройство фотодиода и схема его включения показаны на рис. 3.18, а, а на рис. 3.18, б приведены его вольт-амперные характеристики. Фототок, возникающий в диоде под действием света, пропорционален величине светового потока:

*Ф = ^инт^-

Здесь 5ИНТ — интегральная чувствительность, характеризующая величину фототока, возникающего при облучении фотодиода потоком белого света яркостью в 1 лм.

Направление фототока совпадает с направлением теплового тока, то есть отрицательное..

В общем случае уравнение вольт-амперной характеристики фотодиода с учетом принятых положительных направлений тока имеет вид

. . иi = ig exp—-1. . иi = ig exp—-1

. . и

i = ig exp—-1

. . и

i = ig exp—-1

Здесь мд = £ип -iR — напряжение на диоде.

Если мд « 0, то i = i0 - io, то есть в цепи имеется обратный ток, зависящий от светового потока.

Если в цепи отсутствует источник постоянного напряжения (£ип = 0), то обратный ток создает на резисторе R падение напряжения uR = iR. Ток в этом случае будет равен '

г = i0 exp — -1 мт

Решив это уравнение относительно uR, получим

Из полученного уравнения можно найти величину фото-ЭДС, приняв i = 0 (цепь разомкнута). Тогда

£ф = мт1п ^- + 1 .

Фотодиоды могут работать в одном из двух режимов: фотодиодном или фотогальваническом. В фотодиодном режиме на диод подают обратное напряжение. В этом

режиме ток и напряжение определяются по пересечению нагрузочной линий с одной из вольт-амперных характеристик. При изменении светового потока изменяются ток в цепи и напряжение на диоде.

В фотогальваническом режиме внешний источник напряжения в цепи отсутствует. Режим работы определяется также по пересечению нагрузочной линии с соответствующей вольт-амперной характеристикой. В данном случае она проходит через начало координат.' При R = 0 (короткое замыкание) нагрузочная линия совпадает с осью ординат, а при R = ■» (обрыв цепи) она совпадает с осью абсцисс. По точкам пересечения вольт-амперных характеристик с осью напряжения можно определить фото-ЭДС при разных световых потоках. У кремниевых фотодиодов она составляет около 0,5—0,55 В.

Фотодиоды, работающие в фотогальваническом режиме, обычно называют полупроводниковыми фотоэлементами. Их используют для прямого преобразования световой энергии в электрическую. Оптимальным режимом для фотоэлементов является такой режим, когда в нагрузку передается наибольшая мощность. Такая мощность получается при условии, что площадь прямоугольника с вершиной в точке А, где пересекаются вольт-амперная характеристика и нагрузочная линия, оказывается наибольшей. В этом случае напряжение на нагрузке составляет 0,35-0,4 В, а плотность тока — 15-20 мА/см2 при средней освещенности солнечным светом.

Светоизлучающие диоды

Светоизлучающими диодами называют полупроводниковые диоды, в которых осуществляется непосредственное преобразование электрической энергии в энергию светового излучения. Они работают при прямом напряжении, в них при рекомбинации выделяется энергия в виде квантов электромагнитной энергии, равных ширине запрещенной зоны. Для получения видимого излучения нужны полупроводники с широкой запрещенной зоной (более 1,8 эВ). Поэтому для изготовления светодиодов используют такие полупроводниковые соединения, как фосфид галлия (дает красное свечение), карбид кремния (желтое свечение) и ряд других. Светоизлучающие диоды применяют в качестве индикаторов. Широкое применение находят буквенно-цифровые индикаторы в виде матриц, содержащих несколько светодиодных структур, расположенных так, что при соответствующей комбинации светящихся элементов получается изображение цифр или букв.

Оптопары

Оптопарами называют приборы, в которых конструктивно объединены источник и приемник излучения, имеющие между собой оптическую связь. В оптопаре светоизлучающий диод преобразует электрический сигнал в световой, который через оптическую среду передается на фотоприемник, где снова преобразуется в электрический сигнал. Такое двойное преобразование сигнала позволяет устранить электрическую связь между источником сигнала и нагрузкой. В качестве фотоприемника помимо фотодиодов используют фототранзисторы, фототиристоры и фоторезисторы. .

Контрольные вопросы

Что называется полупроводниковым диодом (ППД)?

Какая область ППД называется эмиттером?

Какая область ППД называется базой?

Напишите уравнение вольт-амперной характеристики ППД.

Что такое тепловой ток ППД?

Как влияет повышение температуры на прямую ветвь ВАХ?

Как влияет процесс генерации носителей заряда в и-р-переходе на ВАХ ППД?

Как влияет процесс рекомбинации носителей заряда в и-р-переходе на ВАХ ППД?

Охарактеризуйте разновидности пробоя ППД.

Как определяется режим работы ППД при наличии резистора, включенного последовательно с диодом?

Что такое барьерная и диффузионная емкости диода?

Почему ухудшаются выпрямительные свойства диода на высоких частотах?

Какие процессы происходят в базе диода в импульсном режиме работы?

Что такое стабилитрон?

Что такое туннельный диод?

Что такое обращенный диод?

Какими дифференциальными параметрами характеризуется диод?

Глава 4 Биполярные транзисторы и тиристоры

Транзисторами называют трехэлектродные полупроводниковые приборы, предназначенные для преобразования электрических сигналов. Термин «транзистор» происходит от комбинации английских слов «transfer of resistor», что в переводе означает «преобразователь сопротивления». Различают две основные группы транзисторов — биполярные и полевые (униполярные), принцип действия которых существенно различается. В биполярных транзисторах происходит перемещение как основных, так и неосновных носителей заряда. В полевых транзисторах перемещаются только основные носители заряда. В биполярных транзисторах управление потоком носителей заряда осуществляется путем изменения уровня их инжекции (или экстракции), в полевых транзисторах поток носителей заряда управляется электрическим полем.

Тиристорами называют переключательные полупроводниковые приборы. Термин «тиристор» происходит от греческого слова «thyra», что означает «дверь». Название подчеркивает возможность открывания и закрывания тиристора.

Устройство и принцип действия биполярного транзистора

Биполярный транзистор — это трехэлектродный полупроводниковый прибор с двумя взаимодействующими электронно-дырочными переходами. Он представляет собой трехслойный полупроводниковый монокристалл с чередующимся типом электропроводности. Существуют п-р-п-структуры и р-и-р-структуры. Центральную часть монокристалла называют базой (Б). С одной стороны к базе примыкает область с высокой концентрацией примеси, называемая эмиттером (Э), с другой — область с низкой концентрацией примеси, называемая коллектором (К). Между базой и эмиттером существует эмиттерный переход (ЭП), между базой и коллектором — коллекторный переход (КП). Взаимодействие между переходами будет существовать, если толщина базы много меньше диффузионной длины неосновных носителей заряда.

На рис. 4.1, а показана структура кремниевого монокристалла, изготовленного по эпитаксиально-планарной технологии, которая характерна для большинства современных транзисторов. На сильнолегированной подложке 1 и+-типа методом эпитаксии сформирован слаболегированный слой 2 и-типа толщиной около 10 мкм, в котором методом локальной диффузии созданы слой базы 3 с дырочной электропроводностью и слой эмиттера 4 и+-типа. Толщина базового слоя составляет около 1 мкм. На поверхности кристалла расположен защитный слой диоксида кремния SiO2 толщиной порядка 1 мкм, через отверстия в котором осуществлены металлические выводы от эмиттера и базы. Тонкая база имеет значительную протяженность в горизонтальном направлении, поэтому она обладает сравнительно большим сопротивлением rg. Чтобы снизить это сопротивление, от базы делают два вывода, которые соединяют вместе.

КК

К

К

Рис. 4.1

Основные физические процессы в такой структуре протекают под эмиттером. Эту область называют активной. Остальная часть структуры является пассивной, не оказывающей существенного влияния на работу транзистора. Поэтому в дальнейшем мы будем рассматривать упрощенную модель транзистора, показанную на рис. 4Л,б. На рис. 4.1, в представлено схематичное изображение транзисторов.

Режимы работы

Каждый из р-и-переходов транзистора может находиться либо в открытом, либо в закрытом состоянии. Поэтому возможны четыре режима работы (табл. 4.1).

Таблица 4.1. Режимы работы транзистора

РежимЭПКП

Потоки

ЭП КП

Активный Открыт Закрыт Инверсный Закрыт Открыт Насыщения Открыт Открыт Отсечки Закрыт Закрыт

1,36,8

2,45,7

1,32,4

5,76,8

В зависимости от режима работы в транзисторе существуют Определенные потоки носителей заряда (рис. 4.2).

Через открытые переходы протекают основные носители заряда (они обозначены стрелками и цифрами от 1 до 4), через закрытые переходы — потоки неосновных носителей заряда (они обозначены пунктирными стрелками и цифрами от 5 до 8). Всего, анализируя работу транзистора в различных режимах, следует учитывать восемь потоков носителей заряда.

Схемы включения

Биполярный транзистор является активным прибором, позволяющим осуществлять усиление электрических сигналов. В конкретных электронных схемах он включается как четырехполюсник, у которого имеются входная и выходная цепи. Один из электродов транзистора является общим. Возможны три схемы включения: схема с общей базой (ОБ), схема с общим эмиттером (ОЭ) и схема с общим коллектором (ОК), — показанные, соответственно, на рис. 4.3 а, бив.

Для обозначения напряжений, подаваемых на электроды транзистора, используют двойные индексы. Первый индекс идентифицирует электрод, на который подается напряжение, измеряемое относительно общего электрода, обозначаемого вторым индексом. Например, мк_э — напряжение между коллектором и эмиттером, мк_6— напряжение между коллектором и базой и т. д. На рис. 4.3 показана поляр-

ность напряжений, соответствующая активному режиму работы транзистора, и направления токов в этом режиме (для транзисторов типа р-п-р полярность напряжений и направления токов противоположны).

Принцип действия

Для того чтобы понять принцип действия транзистора, рассмотрим его упрощенную модель (рис. 4.4, а) и распределение потенциала в ней, соответствующее активному режиму работы (рис. 4.4, 6). Через фю э и фкок на ней обозначены потенциальные барьеры, соответственно, эмиттерного и коллекторного переходов. Концентрация примеси в эмиттере больше, чем в коллекторе, поэтому фкок < Фю.э- При подаче на эмиттерный переход прямого напряжения потенциальный барьер в нем снижается на величину приложенного напряжения мэ_6, а при подаче на коллекторный переход обратного напряжения потенциальный барьер в нем повышается на величину ик_6.

Через низкий потенциальный барьер в эмиттерном переходе электроны переходят в базу (поток 1), диффундируют через нее, достигают коллекторного перехода, попадают в ускоряющее поле коллекторного перехода и переносятся этим полем в область коллектора. Перемещаясь через базу, часть электронов встречается с дырками и рекомбинирует с ними, в результате чего поток 1 разделяется на две части — поток Г и поток 1".

Помимо основного потока 1 в транзисторе существуют побочные потоки носителей заряда. Поток 3 образован перемещением дырок из базы в эмиттер. Потоки 6 и 8, образованные неосновными носителями заряда, создают тепловой ток коллекторного перехода. Полезную функцию в транзисторе выполняет только поток Г,

протекающий через оба р-и-перехода транзистора и образующий ток связи /3_к, который имеет одно и то же численное значение как в цепи эмиттера, так и в цепи коллектора. Величиной тока связи можно управлять, изменяя напряжение на эмиттерном переходе. Наличие тока связи позволяет применять транзистор для усиления электрических сигналов. Все остальные потоки являются бесполезными и должны быть сведены к минимуму. С этой целью концентрацию примеси в эмиттере увеличивают по сравнению с концентрацией примеси в базе примерно на два порядка (^3 = 1020 см-3, Na6 = 1018 см-3), а базу делают очень узкой (W6 = 1 мкм) с тем, чтобы уменьшить рекомбинацию. В некоторых случаях примесь в базе распределяют неравномерно, благодаря чему в базе возникает внутреннее электрическое поле, поэтому электроны быстрее перемещаются через базу и рекомбинация в ней уменьшается. Концентрация примеси в коллекторе, как правило, ниже, чем в эмиттере, благодаря этому коллекторный переход получается более широким, что позволяет подавать на него высокое обратное напряжение и тем самым улучшить усилительные свойства транзистора.

Из рассмотренного следует, что, изменяя прямое напряжение на эмиттерном переходе, можно изменять ток через коллекторный переход при постоянстве обратного напряжения на этом переходе. Это равнозначно изменению сопротивления коллекторного перехода, то есть в транзисторе в результате поступления электронов из эмиттера в коллекторный переход происходит преобразование сопротивления коллекторного перехода (transfer of resistor). При переводе транзистора в режим отсечки поступление электронов в коллекторный переход прекращается, и сопротивление перехода оказывается очень высоким, через него перемещаются только потоки 6 и 8, создающие весьма незначительный ток в коллекторной цепи. Если транзистор переведен в режим насыщения, то концентрация подвижных носителей заряда в коллекторном переходе увеличивается и его сопротивление резко уменьшается. Таким образом, переводя транзистор из режима насыщения в режим отсечки, возможно использование транзистора в качестве электронного ключа, замыкающего и размыкающего электрическую цепь.

Способность транзистора усиливать мощность электрических сигналов проявляется только в активном режиме. Если в этом режиме в цепь эмиттера последовательно с источником постоянного напряжения включить источник переменного напряжения с амплитудой U3m, то ток связи будет изменяться с амплитудой / и от источника переменного напряжения будет потребляться мощность Рвх = Ртгэ, где гз — дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода. При наличии в коллекторной цепи резистора нагрузки RH ток связи выделит в нем мощность

Эта мощность в R„/ra раз больше мощности, потребленной от источника переменного напряжения во входной цепи, то есть транзистор обладает усилительным эффектом. Этот усилительный эффект обусловлен тем, что, затрачивая небольшую мощность на изменение сопротивления коллекторного перехода, можно управлять током, потребляемым от источника постоянного тока, включенного в коллекторную цепь, и преобразовывать мощность источника постоянного тока в мощность переменного тока, выделяемую в резисторе нагрузки, включенном в коллекторную цепь. .

Соотношения между токами

Как и прежде, будем рассматривать плоскую модель транзистора (см. рис. 4.4, а), учтем наличие потоков основных носителей заряда 1 и 3 и потоков неосновных носителей заряда 6 и 8.

Ток эмиттера создается потоками 1 и 3:

^э = ^1^"^3>

где it = ian — электронная составляющая;

= i3p — дырочная составляющая.

Электронная составляющая тока эмиттера является полезной, а дырочная — побочной. Долю электронной составляющей тока эмиттера оценивают эффективностью эмиттера

= -h— = b-L.(4.1)

4

Чтобы повысить эффективность эмиттера, необходимо уменьшить дырочную составляющую тока, что достигается уменьшением концентрации примеси в базе и увеличением ее концентрации в эмиттере.

В базе поток 1 разделяется на две части. Поток Г достигает коллекторного перехода, а поток 1" рекомбинирует с дырками. Долю электронов, инжектированных в базу и достигших коллектора, оценивают коэффициентом переноса

= А.(4.2)

Чтобы повысить коэффициент переноса, необходимо уменьшить ширину базы и концентрацию примеси в ней.

Ток коллектора создается электронами, покинувшими эмиттер и достигшимйкол- лектора (поток 1'), а также неосновными носителями заряда (потоки 6 и 8). Ток, создаваемый потоками 6 и 8, обозначают /к_бо- Тройной индекс несет в себе определенную информацию: «к» означает, что это ток коллектора, «б» — что это схема с ОБ, «О» — что в цепи третьего электрода (эмиттера) ток равен нулю, иначе говоря, ток Т^ — это ток в цепи коллектора при оборванной цепи эмиттера. Таким образом,

А Ч + Ас—60"

С учетом (4.1) и (4.2) можно записать:

А — 5уА + Ас—60"

Обозначим а = Зу, тогда получим:

А — ^А Ас—60"(4.3)

Здесь а — коэффициент передачи тока эмиттера.

Соотношение (4.3) является основным для транзистора, включенного по схеме с ОБ, оно связывает между собой входной и выходной токи и учитывает побочные токи. В современных транзисторах а = 0,99.-

Ток базы в схеме с ОБ является результатом побочных эффектов. Он обусловлен тремя процессами. Во-первых, рекомбинацией в базе, происходящей при перемещении электронов от эмиттера к коллектору (поток 1"). Во-вторых, перемещением дырок из базы в эмиттер (поток 3) и, в-третьих, неосновными носителями заряда (потоки 6 И 8). Поток 3 выражается через ток эмиттера уравнением z3 = (1 - у)гэ, поток 1" — уравнением i" = (1 - 5)угэ. Следовательно,

i6 = (l - a)z3 -/к_бо.(4.4)

Нетрудно установить, что три тока транзистора связаны следующим соотношением:■

’, = 4 + »б-(4-5)

Для схемы с ОЭ входным током является ток базы. Целесообразно для этой схемы установить связь между входным и выходным токами, взяв за основу соотношение (4.3) и учитывая (4.5):

Введем обозначения'

3 =(4.6)

1-а

^-30=^.(4-7)

Тогда получим:

<к = Р<б + 7к-эо-(4.8)

Коэффициент Р называют коэффициентом передачи тока базы.

Полученное соотношение выражает выходной ток транзистора zK через входной ток г6 в схеме с ОЭ. Если a = 0,99, то 0 = 100. Ток I,^ — это ток, протекающий в цепи коллектора (индекс «к») в схеме с ОЭ (индекс «э») при оборванной цепи базы (индекс «0»). Ток /к_э0 примерно в 100 раз превышает ток /к_бо. В его создании участвуют не только потоки 6 и 8, но и электроны, пришедшие из эмиттера. Дело в том, что при обрыве цепи базы внешнее напряжение ик_3 перераспределяется между коллекторным и эмиттерным переходами. Основная доля этого напряжения прикладывается к коллекторному переходу, так как его сопротивление велико (переход закрыт), а некоторая часть прикладывается к эмиттерному переходу так, что он открывается. Поэтому возникает небольшой по величине поток электронов 1, достигающий коллекторного перехода и складывающийся с потоками 6 и 8.

Коэффициенты передачи токов характеризуют полезный эффект в транзисторе. Они связывают между собой входной и выходной токи. Естественно, что они

зависят от схемы включения и режима работы транзистора. В схеме с ОБ, работающей в активном режиме, таким коэффициентом является коэффициент передачи тока эмиттера а, который равен отношению управляемой части тока коллектора, то есть тока связи, к току эмиттера:

Q = К ^К—60

Коэффициент передачи тока эмиттера часто называют нормальным коэффициентом передачи тока эмиттера и обозначают aN. В некоторых случаях его называют интегральным коэффициентом передачи тока эмиттера. Все эти названия отражают один и тот же физический процесс, протекающий в транзисторе, а именно передачу тока из цепи эмиттера в цепь коллектора.

Коэффициент а, как установлено ранее, определяется эффективностью эмиттера у и коэффициентом переноса 8, которые зависят от величины тока эмиттера. Рассмотрим сначала зависимость у от гэ, учитывая, что ток эмиттера определяется не только электронной (гэп) и дырочной (гэр) составляющими, но и рекомбинационным процессом в эмиттерном переходе (рис. 4.5, а), что обусловливает появление рекомбинационной составляющей тока эмиттера ipeK.

Рис. 4.5

Следовательно, можно записать:

~ 7+ 1+ 1

рэ рэп ‘’эр Ррек*

Эффективность эмиттера определяет долю электронного тока в полном токе эмиттера:

у = ^ = ^—— = 1 . 1 .(4.9)

4 ^эп + ^эр + ^рек 1 । ^ЭР । ^Р^ ^‘эп ^"зп

Уравнение (4.9) позволяет объяснить зависимость у от тока. В области малых токов концентрация электронов, попадающих из эмиттера в эмиттерный переход, соизмерима с концентрацией свободных рекомбинационных ловушек, поэтому они заполняют свободные ловушки, и лишь незначительная часть электронов способна покинуть эмиттерный переход и перейти в базу. В этом случае слагаемое г'рекДп велико и, соответственно, эффективность мала. По мере роста гэ возрастает число заполняемых рекомбинационных ловушек, уменьшается г^ и возрастает у, достигая значения 0,99 и более. В области больших токов наблюдается снижение у, обусловленное отношением гэр/гэп. Дело в том, что при высоком уровне инжекции инжектированные в базу электроны притягивают к себе дырки, в результате чего возрастает дырочная составляющая тока эмиттера и увеличивается отношение гэрД,п, что ведет к снижению у.

Коэффициент переноса 8 с увеличением тока увеличивается, так как по мере роста тока возрастает уровень инжекции электронов в базу, поэтому возникает внутреннее электрическое поле, и перемещение электронов через базу происходит не только за счет диффузии, но и под действием сил поля, что ведет к уменьшению времени пролета электронов через базу т6 и возрастанию коэффициента переноса 8, который связан с временем пролета соотношением

= 1-—,

Тп

где тп — время жизни электронов в базе.

Поскольку а = у8, то зависимость а =/(г'э) принимает вид, показанный на рис. 4.5, б. В области нормальных режимов работы а очень слабо зависит от тока эмиттера. Коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ связан с коэффициентом а соотношением (4.6). Следовательно, при небольших изменениях коэффициента а коэффициент 0 изменяется очень сильно. Например, при изменении а от 0,99 до 0,98 коэффициент 0 изменяется от 100 до 50 (см. рис. 4.5, в).

Коэффициенты а и 0 зависят от значения напряжения ик_э. По мере роста ик_э происходит расширение коллекторного перехода и соответствующее сужение базы, благодаря чему уменьшается время пролета электронов через базу, возрастает 8 и, соответственно, коэффициенты а и 0.

Усилительные свойства транзистора, работающего в инверсном режиме, определяются инверсными коэффициентами передачи а; и 0/. Коэффициент а, характе-

ризует передачу тока из цепи коллектора в цепь эмиттера. Поскольку концентрация примеси в коллекторе существенно меньше, чем в эмиттере, то эффективность коллектора оказывается невысокой, и, соответственно, а,« а. То же касается и коэффициента передачи тока базы в цепь эмиттера 0,.

Распределение концентрации носителей заряда и токов

Анализ распределения концентрации носителей заряда, как установлено при рассмотрении процессов в р-п-переходе и полупроводниковом диоде, позволяет установить распределение токов внутри транзисторной структуры и, соответственно, установить влияние внешних напряжений на токи гэ, гк и i6. При этом можно ограничиться только анализом распределения концентрации неосновных носителей заряда. Это распределение не зависит от схемы включения транзистора и определяется напряжениями на эмиттерном и коллекторном переходах. На рис. 4.6, а представлена одномерная модель транзистора типа п-р-п, включенного по схеме с ОБ, а на рис. 4.6, б — по схеме с ОЭ. В этих схемах включения действуют одинаковые напряжения на переходах, соответствующие активному режиму работы, поэтому распределение концентрации неосновных носителей заряда (рис. 4.6, в) одинаково, также одинаково и распределение токов (рис. 4.6, г). В активном режиме за счет инжекции неосновных носителей заряда возрастают их концентрации на границах эмиттерного перехода. Эти концентрации определяются соотношениями

п(х\ = пехр^-,(4.Ю)

' ' ит

/>(^п) = Рпехр—.(4.11)

Концентрация на границах коллекторного перехода определяется по формулам и(^р) = ирехР” >(4.12)

р(О = Рпехр—.(4.13)

Напряжения на переходах и, соответственно, концентрации носителей заряда на границах перехода можно выразить через внешние напряжения, руководствуясь ранее установленным правилом, что под положительным напряжением следует понимать разность потенциалов между дырочной и электронной областями, то есть если фр > фп, то и = фр - фп > 0, если же фр < фп, то и = фр - фп < 0. В табл. 4.2 приведены соответствующие формулы для расчета напряжений на переходах и концентраций на границах базовой области.

Рис. 4.6

Таблица 4.2. Формулы для расчета напряжений на переходах и концентраций на границах базовой области

Напряжение или концентрация

Схема ОБ

ОЭ

^э-п

Фб - Фэ = - ^-6

Фб-Фэ= ^

"к.п

Фб-Фк=- Ц-б

Фб - фк = ^э - Ч-э

л(^)

^ехр^

„рвхр^-

п'.х')

/?рехр ^~6

/7рехр^=^^^

В схеме с ОБ в активном режиме должны выполняться условия иэ_6 < 0 и ик_6 > О, а в схеме с ОЭ — условие 0 < и6_э < ик_3. В этом режиме концентрации неосновных носителей заряда на границах эмиттерного перехода — высокие, а на границах коллекторного перехода — низкие. В области эмиттера концентрация инжектированных дырок в соответствии с соотношением (1.64) убывает по мере удаления от сечения хп, стремясь к равновесному значению рю. В области коллектора концентрация дырок возрастает по мере удаления от сечения х', стремясь к равновесному значению рпк.

(4.14)(4.14)Для того чтобы найти распределение концентрации электронов в базе, надо решить уравнение непрерывности

(4.14)

(4.14)

dx2 ^

Начало координат примем на границе базы с эмиттерным переходом, а в качестве граничных условий примем уравнения (4.10) и (4.12), определяющие концентрации электронов на границах базы. Ширину базы обозначим W. Учитывая, что W=х' - хр, решение уравнения (4.14) имеет вид

«изб ta )sh ^^ + пиз6 (х; )sh-^

«изб(х)“й7•(415)

sh —

Учитывая, что ширина базы W много меньше диффузионной длины электронов, уравнение (4.15) можнаупростить, приняв

ТогдаТогда(4.16)(4.16)

Тогда

Тогда

(4.16)

(4.16)

В активном режиме пюй(х') = 0, следовательно,

^зб(*)в^Д*Р) ^1"^-(4.17)

Из (4.17) следует, что в активном режиме концентрация электронов в базе убывает линейно. Реальное распределение п(х), построенное в соответствии с (4.15), отличается от линейного, оно имеет выпуклость книзу, так как по мере движения от эмиттера к коллектору часть электронов рекомбинирует с дырками.

Если известно распределение концентрации неосновных носителей заряда, то нетрудно построить графики распределения диффузионных токов (см. рис. 4.6, г). В области эмиттера распределение токов такое же, как в эмиттере диода при подаче нар-п-переход прямого напряжения. Ток диффузии дырок убывает по мере удаления от сечения хп от значения гДИфр(хп) до нуля. В сечении хп этот ток максимален: •/\ п /^изб (*п )

гдиф.р (^п ) ~•

Уменьшение тока гдифр сопровождается увеличением тока грекп (см. подраздел «Токи в полупроводниках» раздела «Электрофизические свойства полупроводниковых материалов» в главе 1). Помимо этих двух токов через эмиттер протекает ток проводимости электронов гпровпэ, обусловленный потоком 1. Сумма этих трех токов равна току эмиттера гэ.

В области коллектора по мере удаления от сечения х' ток диффузии дырок также уменьшается. В сечении х^ этот ток равен

Поскольку рпк <риз6(хп), то Гдиф.р("^п) < Гдиф.р(^п).

Уменьшение тока диффузии гдифр в коллекторе сопровождается возрастанием тока генерации ггс„„ (см. подраздел «Токи в полупроводниках» раздела «Электрофизические свойства полупроводниковых материалов» в главе 1). Помимо тока диффузии и тока генерации через коллектор протекает ток проводимости inpoB „ к, создаваемый электронами, которые покинули эмиттер и достигли коллектора.

В базовой области протекают два тока — электронный и дырочный. Электронный ток обусловлен диффузией электронов и уменьшается вдоль оси х. Распределение дырочного тока в базе неопределенно. Известны только его значения на границах базы. В сечении хр он больше, чем в сечении х^. Установить закон, по которому изменяется дырочный ток, довольно сложно, учитывая то, что дырки из внешней цепи поступают через боковой вывод; часть этих дырок переходит в эмиттер (поток 3), часть рекомбинирует с электронами. Кроме того, дырочный ток создается дырками, поступающими из коллектора (поток 8). Поэтому распределение дырочного тока показано условно пунктирной линией. Также условно показано и распределение результирующего тока в базе.

Графики распределения токов в транзисторе позволяют определить токи в его внешних цепях.

Ток эмиттера равен сумме электронного и дырочного токов на границах эмиттерного перехода:

^"э(циф.п(^'р) (циф.рС^п)

Учитывая то, что дырочная составляющая тока во много раз меньше электронной составляющей, можно записать:

4 = ’дифп (^р ) - ?Ц1 ^|*=V

Учитывая, что—L. =tgQn,-

аг1 р

можно утверждать, что ток эмиттера пропорционален тангенсу угла наклона касательной к графику п(х) в сечении хр:

4-tga.(4.18)

Ток коллектора равен сумме электронного и дырочного токов на границах коллекторного перехода. Дырочным током можно пренебречь. Тогда

гк - гдиф.п )?Д1 д_|х=х'р-

_.. dnIУчитывая, что —.dx' »_.. dnIУчитывая, что —.dx' »= tg Q', можно записать:= tg Q', можно записать:

_.. dnI

Учитывая, что —.

dx' »

_.. dnI

Учитывая, что —.

dx' »

= tg Q', можно записать:

= tg Q', можно записать:

zK~tgQn-(4.19)

Таким образом, ток коллектора пропорционален тангенсу угла наклона касательной к графику п(х) в сечении х'.

Ток базы обусловлен тремя причинами: потоком 3, потоками 6 и 8 — а также рекомбинацией в базе. Главенствующую роль при этом играет рекомбинационная составляющая тока, пропорциональная избыточному заряду электронов в базе, определяемому путем интегрирования пиз6(х) по всей длине базы:

лостью вниз, поэтому iK < iy В инверсном режиме распределение я(х) симметрично распределению п(х) в активном режиме. Условием существования этого режима в схеме с ОЭ является 0 > u6_g > uK_g, то есть на коллектор и базу в схеме с ОЭ должны быть поданы отрицательные напряжения. В режиме насыщения открыты оба перехода, для этого в схеме с ОЭ должно выполняться условие О < пк_э<«й-э- На рис. 4.7 показано распределение концентрации электронов в режиме насыщения, соответствующее равенству напряжёний на эмиттерном и коллекторном переходах. В этом случае электронные составляющие токов эмиттера и коллектора равны по абсолютной величине и ток коллектора отрицателен. При уменьшении u,_g градиент концентрации в сечений хр сначала будет уменьшаться, затем изменит знак и будет возрастать, соответственно, будет меняться ток коллектора. В режиме отсечки оба перехода закрыты, условием существования этого режима в схеме с ОЭ является 0 > и6_а > ик_г При изменении внешних напряжений изменяются значения я(хр) и п(хр й, соответственно, распределение п(х); а также токи во внешних цепях. • •

4.4. Статические характеристики -

Статические характеристики устанавливают взаимосвязь между постоянными входными и выходными токами и напряжениями (i^, 1еых, “ex, “ых) > виде графиков. Изменение численного значения любой из этих величин вызывает изменение численных значений остальных величин.Взацмосвязьчетырехвеличин можно выразить двадцатью четырьмя системами характеристик, принимая две любые из четырех величин за независимые переменные, а две другие — за зависимые переменные. На практике, исходи из удобства и простоты Измерений, в качестве независимых переменных принимают im uM и и^. В этом случае возможны две системы характеристик: ' ' н

Q inJibix =/(“»» “вых) — ■ -.

□ “^1вых*/(4х, “^) -»горм система...■

В тех случаях, когда базовая цепь питается от Источника о низким внутренним сопротивлением, целесообразно использовать первую систему характеристик, если же источник, питающий входную цепь, имеет высокое внутреннее сопротив-

ление, то целесообразно использовать вторую систему. Всего в каждой системе существуют четыре характеристики (табл. 4.3).

Таблица 4.3. Системы характеристик

Название характеристики

Первая система

Вторая система

Входная характеристика Управляющая характеристика Характеристика обратной связи Выходная характеристика

U = ^UJ ПРИ и»« = const U = ^ при и»» = const 4, = ^Ч™) при и» = const и = fVO при ик = const

и» = ^и при uw = const и = ^ при и» = const и« = ^и^ при /„ = const и = ^^) при 4, = const

Характеристики зависят от схемы включения транзистора. На практике обычно пользуются характеристиками для схем с ОЭ и с ОБ. Характеристики для схемы с ОК неудобны для практического применения. В табл. 4.4 указано, что следует понимать под входными и выходными напряжениями для схем с ОБ и с ОЭ.

Таблица 4.4. Входные и выходные напряжения для схем с ОБ и с ОЭ

Величина ОБ

ОЭ

4х4

<4,

4

4

Входные и управляющие характеристики

Рассмотрим зависимости токов транзистора от входных напряжений, которые одинаковы для схем с ОБ и с ОЭ, но различаются знаками и индексами: ивх = и6_э = -иэ_ь. Будем считать, что коллекторный переход закрыт, а на эмиттерный переход подается прямое напряжение, тогда концентрация электронов на границе базы с коллекторным переходом будет равна

п(т;) = пехр^- = 0.

Концентрация электронов на границе базы с эмиттерным переходом равна п(тр) = прехр^-.

При увеличении напряжения ыэ „ графики распределения концентрации электронов в базе (рис. 4.8, а) идут более круто, соответственно, возрастают углы наклона касательных в сечениях хр и хр, а также площадь под графиком п(х). Следовательно, возрастают все токи транзистора (рис. 4.8, б). Внешне они похожи на характеристики диода, и так же, как в диоде, заметный ток появляется при ит « 0,6 В (для кремния). В справочниках обычно приводят входные характеристики для двух значений ивых: одно для активного режима, другое для ивых = 0.

В схеме с ОБ при и^^ 0 график распределения концентрации электронов в базе идет более полого, чем при и^ > 0 (рис. 4.9, s), поэтому градиент концентрации электронов в сечении хр уменьшается, что свидетельствует об уменьшении тока эмиттера. В результате входная характеристика принк„6 = О.идет более полого (рис. 4.9, б). В схеме с ОЭ при zz,^, = 0 транзистор переходит.в режим насыщения, поэтому концентрация электронов в сеченииУр становится равной п^), как показано на рис. 4.10, а, и площадь под графиком п(х) увеличивается, что свидетельствует об увеличении тока базы. Поэтому входная характеристика сдвигается влево (рис. 4.10,б).

Представляет интерес начальная область характеристик, в которой существуют весьма малые токи. На рис. 4.11, а показано распределение концентрации п(х) в базе при малых значениях напряжения, а на рис. 4.11, б — зависимости токов от напряжения ывх.

Если напряжение иэ п достаточно велико, то график п(х) идет очень круто (кривая 1), поэтому через транзистор протекают большие токи. По мере уменьшения иэ „ график и(х) идет более полого и все токи уменьшаются. При и3 „ = 0,037 В концентрация п(хр) в соответствии с (4.10) оказывается равной 2пу В этом случае ток базы становится равным нулю (кривая 2), так как площади 5+ и 5" одинаковы, а ток г3 равен гк, то есть через транзистор протекает ток /к_до.

Если ыа п = 0, то п(хр) = Пр и график распределения концентрации и(х) проходит ниже ир (кривая 3), причем градиент концентрации в сечении хр не равен нулю. Объясняется это эффектом Эрли, суть которого состоит в следующем. Если бы ширина базы W превышала диффузионную длину электронов L„ то при отсутствии инжекции в базу со стороны эмиттера и наличии экстракции электронов из базы в область коллектора распределение избыточной концентрации электронов должно было бы изменяться по экспоненциальному закону и в сечении хр градиент концентрации был бы равен нулю. Но при этом не было бы передачи тока эмиттера в цепь коллектора. Поэтому в транзисторах ширина базы меньше диффузионной длины электронов, но при этом градиент концентрации в сечении хр не равен нулю, следовательно, в цепи эмиттера существует ток. Чем меньше ширина базы, тем больше градиент концентрации в сечении хр и тем больше ток г3.

Таким образом, при пэ п = 0 в транзисторе существуют токи 4, 4 и Ч- При подаче на ЭП обратного напряжения величина п(хр) становится меньше равновесной концентрации ир, и при некоторой величине напряжения и3 п градиент концентрации в сечении хр становится равным нулю (кривая 4), а следовательно, ток эмиттера также становится равным нулю. В этом случае в соответствии с (4.3) 4 = /к_бо, а г6 = -1К_№ При дальнейшем увеличении отрицательного напряжения иэ п концентрация и(хр) еще более уменьшается, а градиент концентрации в сечении хр меняет знак (кривая 5), поэтому ток эмиттера становится отрицательным.

Выходные характеристики в схеме с общей базой

Для объяснения выходных характеристик в схеме с ОБ рассмотрим, как изменяется распределение концентрации электронов в базе при изменении напряжения ык_6и постоянном напряжении иэ_6 (рис. 4.12, а). Каждому из графиков, представленных на рис. 4.12, а, соответствуют конкретные токи, определяемые формулами (4.18)-(4.20). Зависимости этих токов от ык_6 показаны на рис. 4.12, б.

Рис. 4.12Рис. 4.12

Рис. 4.12

Рис. 4.12

В активном режиме изменение пк_6 сопровождается изменением ширины коллекторного перехода и ширины базы, при этом изменяется распределение концентрации я(х) (кривые 1, 2,3), однако эти изменения незначительны, так как ширина коллекторного перехода зависит от напряжения ык_6 пропорционально ы1/2к_6, поэтому токи гэ, /к и гь слабо зависят от мк_6.

При wK_6 < 0 транзистор переходит в режим насыщения. В этом режиме увеличение отрицательного напряжения ык_6 увеличивает концентрацию в сечении х' по экспоненциальному закону (4.12), поэтому незначительные изменения напряжения ык_б сильно влияют на распределение концентрации электронов п(х) (кривые 4, 5, 6) и токи транзистора. При некоторой величине напряжения wK_6 (кривая 5) градиент концентрации в сечении х' становится равным нулю, поэтому ток коллектора оказывается равным нулю, а затем становится отрицательным.

Если поддерживается постоянство входного тока, то при изменении напряжения ык_6 должно сохраняться постоянство градиента концентрации электронов в сечении хр, что возможно при условии уменьшения входного напряжения иэ_6. На рис. 4.13 кривые 1 и 2 соответствуют постоянству входного напряжения, а кривые 1 и 3 — постоянству входного тока, они идут практически параллельно,; что

свидетельствует о том, что градиент концентрации электронов в сечении х' сохраняется практически постоянным. Следовательно, в области активного режима выходная характеристика при постоянстве тока гэ проходит практически горизонтально.

Семейство выходных характеристик, снятых при различных токах эмиттера, показано на рис. 4.14. При мк_6 > 0 ток коллектора изменяется очень слабо. При ык_6 < 0 коллекторный ток резко убывает. Он становится равным нулю при напряжении wK_6 порядка 0,5-0,7 В.

Выходные характеристики в схеме с общим эмиттером

Рассмотрение распределения концентрации электронов п(х) в базе (рис. 4.15, а?) позволяет объяснить выходные характеристики в схеме с ОЭ (рис. 4.15, б). При этом следует иметь в виду, что в схеме с ОЭ напряжение на коллекторном перехо- де равно ик п = и6_3 - ик_э.

Рис. 4.15

Когда uK_3 > и6_3 в транзисторе существует активный режим, в котором коллекторное напряжение слабо влияет на токи (кривые 1, 2,3). При uK_3 < и6_3 открывается коллекторный переход и концентрация в сечении хр возрастает (кривая 4), что ведет к снижению градиента концентрации в этом сечении и снижению тока коллектора. При некоторой величине напряжения ик_э (кривая 5) градиент концентрации в сечении х' становится равным нулю. При дальнейшем уменьшении напряжения ик_3 градиент меняет знак, и ток коллектора становится отрицательным. При ык_3= 0 (кривая 6) напряжение ик п = и6_3, в этом случае и(хр) = и(хр), градиенты концентрации в сечениях хр и хр одинаковы по абсолютной величине, но противоположны по знаку, следовательно, ток гк равен току г3, но имеет противоположное направление. Внешне зависимости токов от напряжения ик_3 выглядят так же, как зависимости токов от напряжения ик_6. Различие состоит лишь в том, что они сдвинуты вправо на величину напряжения ыб_3.

Во второй системе характеристик при изменении напряжения ик_3 должен сохраняться постоянным входной ток г6, определяемый площадью под графиком и(х), что возможно при условии увеличения напряжения и6_3. На рис. 4.16 кривые 1 и 2 соответствуют постоянству входного напряжения, а кривые 1 и 3 — постоянству тока базы. Нетрудно установить, что при постоянстве тока базы выходная характеристика в активном режиме идет круче, чем при постоянстве напряжения и^. Семейство выходных характеристик при различных значениях г6 показано на рис. 4,17. В области активного режима наклон характеристик больше, чем в схеме с ОБ. В области режима насыщения они сливаются и проходят очень круто. Формально границей раздела активного режима и режима насыщения является условие ык_3 = мб-э- Это напряжение для кремневых транзисторов составляет около 0,7 В. Пока прямое напряжение ык п = и^ --ык_3 невелико, градиент концентрации в сечении хр изменяется незначительно при изменении ик_3, поэтому ток гк несущественно отличается от тока в активном режиме. Резкое уменьшение тока коллектора наступает при ик_3=0,1 В. В справочниках это напряжение обозначается uk_3Hac.

Влияние температуры

Температура существенно влияет на физические процессы в транзисторе. Во-пер- ВЫх, с ростом температуры снижается Потенциальный барьер в эмиттерном переходе, из-за чего возрастает ток эмиттера и характеристики сдвигаются в область более низких входных напряжений, что оценивается температурным коэффициентом напряжения du^/u^dT, который составляет 1-2 мВ/°С. Во-вторых, с ростом температуры возрастает ток 1К_№. В-третьих, при повышении температуры увеличивается коэффициент передали тока эмиттера, температурный коэффициент которого da/adT лежит в пределах от 0,03 до 0,05 %/°C. Поэтому ток коллектора при повышении температуры возрастает на величину

diK = «4к + i3da + (//„-бв. (4.21)

Для уменьшения температурной зависимости тока в цепь эмиттера включают резистор, обеспечивающий постоянство тока эмиттера. В этом случае первым слагаемым в (4.21) можно пренебречь. Тогда относительное изменение тока коллектора будет равно

(4.22)(4.22)А 1_, ^4—60 _, 4—60 ^4—60

(4.22)

(4.22)

~ ОБ —т .—+ .

г„ гк« гк 4-бо

При повышении температуры на 100 °C относительное изменение коэффициента передачи тока эмиттера не превышает 0,05 (5 %). Ток 1К_Ю при этом возрастает примерно в 1000 раз, однако вследствие того, что он очень мал по сравнению с рабочим током коллектора (4-^оА S 10"6),его влияние на относительное изменение тока коллектора незначительно. В рассматриваемом примере второе слагаемое в (4.22) составляет 0,001 (0,1 %). Поэтому можно считать, что ток коллектора в основном изменяется вследствие изменения коэффициента передачи тока эмиттера.

В схеме с ОЭ ток коллектора зависит от тока базы:

гк = Рг6 + 4—эО = Р4 + (Р + 1) 4-60-(423)

Приращение тока равно

diK = РА + г6А + РА-бо + 4—во А + А-бо.(4.24)

Для обеспечения постоянства тока базы в цепь базы включают резистор. В этом случае первым слагаемым в (4.24) можно пренебречь:

А = А + 4-бо) А + (Р + 1) А-бо.(4-25)

Чтобы сравнить температурную стабильность схемы с ОЭ со схемой с ОБ, выразим А через da. Учитывая, что Р = а/(1 - а), получаем:

А = (Р + 1)2^а-(4.26)

Следовательно, относительное изменение тока коллектора в схеме с ОЭ будет равно

= z6 14-бо (р + ^ da + ^ +1) ^ А-60(4.27)

^ккк "^к—60

После несложных преобразований получаем:

^|оэ=(Р + 1)+М^1 = (р + 1)^|0Б- ,(4.28)

гк( « гк 4-бо /

Из (4.28) следует, что в схеме с ОЭ ток коллектора более сильно зависит от температуры, чем в схеме с ОБ. Если в схеме с ОБ, как это показано в разобранном ранее примере, ток коллектора при повышении температуры на 100 °C возрастал примерно на 5 %, то в схеме с ОЭ при Р = 100 ток коллектора увеличивается в 5 раз. Поэтому при использовании транзисторов в конкретных схемах необходимо принимать меры для повышения температурной стабильности. В простейшем случае для этой цели в цепь эмиттера включают резистор Дэ, а в базовую цепь включают делитель напряжения, состоящий из резисторов Rt и R2 (рис. 4.18).

В этом случае потенциал базы равен

Фб = Р 2р Ап = const,

*4 + **2

потенциал эмиттера равен

фэ = *Л

между базой и эмиттером действует напряжение

«6-э = фб-ф,-

При возрастании температуры возрастает ток 4 и потенциал фэ, а напряжение и6_э уменьшается, то есть в такой схеме рост тока, обусловленный ростом температуры, компенсируется уменьшением тока, обусловленным уменьшением напряжения и6_3. Коэффициент нестабильности рассматриваемой схемы определяется по формуле

5 =5 =1 + ур’1 + ур’(4.29)(4.29)

5 =

5 =

1 + ур’

1 + ур’

(4.29)

(4.29)

где

(4.30)

Под сопротивлением R6 понимается сопротивление двух параллельно включенных резисторов:

^1 + ^2

ДЛЯ повышения температурной стабильности необходимо уменьшать R6 и увеличивать Ra. В этом случае у —> 1 и S —> 1, то есть нестабильность схемы с ОЭ приближается к нестабильности схемы с ОБ.

Предельные режимы

Транзистор, так же как и любой электронный прибор, характеризуется предельными режимами работы, превышение которых приводит к нарушению нормальной работы прибора и выходу его из строя.

Рабочий диапазон температур. Нормальная работа транзистора возможна при определенной концентрации носителей заряда во всех его областях. Вместе с тем эта концентрация существенно зависит от температуры. Так, например, с ростом температуры увеличивается количество ионизированных атомов основного вещества, концентрация неосновных носителей заряда приближается к концентрации основных носителей, и работоспособность транзистора нарушается. Расчет и экспериментальные исследования показывают, что максимальная рабочая температура германиевых транзисторов не превышает 70-100 °C, а для кремниевых транзисторов она составляет-125-200 °C. Минимальная температура, при которой транзистор может работать, определяется энергией ионизации примесей и теоретически составляет около -200 °C. Фактически нижний предел ограничивается термоустойчивостью корпуса и допустимыми изменениями параметров, поэтому ее величина составляет -(60—70) °C.

Максимально допустимая непрерывно рассеиваемая мощность транзистора. При прохождении тока через транзистор происходит его нагрев. При этом тепло выделяется главным образом в коллекторном переходе, обладающем наибольшим электрическим сопротивлением по сравнению с другими областями транзисторной структуры. Отвод тепла от коллекторного перехода, так же как и в полупроводниковом диоде, происходит в результате теплопроводности материала, и мощность, рассеиваемая в окружающую среду, определяется соотношением

T„-Tt

^г.

где ТП — температура коллекторного перехода;

То — температура окружающей среды;

R™^ — тепловое сопротивление, определяющее передачу тепла от коллекторного перехода в окружающую среду и зависящее от материала, из которого изготовлен транзистор, и его конструкции.

В справочниках всегда указывается величина теплового сопротивления RT.n_c и максимальная мощность Рк тах, которую способен рассеять транзистор при определенной температуре окружающей среды. Выделяемая в коллекторе мощность Рвыд = uK_6iK не должна превышать максимальную мощность Рк тах. Чтобы это требование выполнялось, на поле выходных характеристик (рис. 4.19) проводят ограничительную линию:

^кдоп^кдопк maxк max

^кдоп

^кдоп

к max

к max

Максимально допустимый ток коллектора. Этот ток ограничивается площадью эмиттера. Превышение этого тока приводит к постепенному разрушению конструкции транзистора. В справочниках всегда указывают величину ZK тах, которую обычно откладывают на поле выходных характеристик транзистора (рис. 4.19). Максимально допустимое напряжение на коллекторе. Это напряжение ограничивается возможностью пробоя коллекторного перехода. Величина напряжения

UKmax зависит от схемы включения и режима работы. Она указывается на поле выходных характеристик транзистора (рис. 4.19). Превышение этого параметра ведет к пробою транзистора. В транзисторе возможны два вида электрического пробоя: тепловой и лавинный.

Тепловой пробой обусловлен нарушением теплового баланса, когда вследствие недостаточного теплоотвода отводимая от коллекторного перехода мощность оказывается меньше выделяемой в нем мощности Рвыд = ик_4х. В этом случае, так же как и в полупроводниковом диоде, происходит рост тока, сопровождающийся уменьшением напряжения на переходе.

Лавинный пробой возникает вследствие ударной ионизации и лавинного размножения носителей заряда в коллекторном переходе. Лавинное размножение характеризуется коэффициентом лавинного размножения, который равен

М = - А (4.31)

где и — напряжение на коллекторном переходе;

и„ — напряжение лавинного пробоя, зависящее от схемы включения и режима работы транзистора;

к — эмпирический коэффициент, определяемый полупроводниковым материалом. При лавинном размножении носителей заряда происходит увеличение коллекторного тока транзистора:

Ч = M(ai3+ZK_6o) = a%+ М IK_№(4.32)

Здесь a" = Ma — коэффициент передачи тока эмиттера, учитывающий лавинное размножение.

Если транзистор включен по схеме с ОБ и цепь эмиттера оборвана (гэ = 0), то коллекторный переход следует рассматривать как обычный полупроводниковый диод, у которого значение ил вычисляется следующим образом:

и, = ар™,(4.33)

где а, т — эмпирические коэффициенты;

р — удельное сопротивление материала.

В этом случае

По мере увеличения напряжения ик_6 и приближения его к напряжению пробоя, которое в этом случае обозначается 1/к-бо проб,ток коллектора теоретически увеличивается до бесконечности (рис. 4.20), практически же значение тока ограничивается сопротивлением резистора, включаемого в цепь коллектора.

Рассмотрим режим работы транзистора при а6_3 = 0. В этом случае i3 * 0. Ток эмиттера возникает вследствие того, что ток коллекторного перехода MIV_№ создает на поперечном сопротивлении базы падение напряжения, открывающее эмиттерный переход, что и обусловливает возникновение тока гэ. Вследствие этого улучшаются условия для ловинного размножения носителей заряда и уменьшается напряжение пробоя. Оно становится равным UK_3_K про6 (рис. 4.20).

Если в цепи базы включен внешний резистор R6, то ток коллекторного перехода создает на нем дополнительное падение напряжения. Эмиттерный ток при этом становится больше, а напряжение пробоя UK_aR про6 уменьшается. Чем больше величина сопротивления резистора ^ тем меньше напряжение пробоя {/к_эйпро6. . При обрыве цепи базы (Rfi = °°) ток базы равен нулю. В этом случае внешнее напряжение ик_3 распределяется между коллекторным ц эмиттерным переходами, причем к эмиттерному переходу прикладывается прямое напряжение, поэтому возникает ток

г _ ^к—60 к-эО 1-а. -

где а* = Ма.

При таких условиях напряжение пробоя еще более снижается и становится равным Пц-эУдруб.

Выразим ^к-эопроб через i7K_60npa6, Для этого учтем, .что в схеме с ОЭ при наличии лавинного размножения 0* определяется следующим образом:

(4.34)(4.34)а* _ Ма1 - а* 1 - Ма

(4.34)

(4.34)

Следовательно, ток коллектора равен

к = Р'1б+ Ф‘У ОЛ-бо-(4.35)

Пробой в данном случае должен наступить при 0* -* =, то есть при Ma —> 1. Подставим в (4.31) условие М= 1/а и учтем, что и = Пк-доиров- а “л = t^-eonpoe:

(4.36)(4.36)1 _1

(4.36)

(4.36)

a (и

।к—эО проб ^к—60 проб ,

Отсюда получим

(4.37)

Практически напряжение пробоя UK_3() про6 меньше напряжения UK_to про6 в 2-3 раза. В справочниках обычно указывают напряжение £4_эДпроб при конкретной величине сопротивления резистора в цепи базы и конкретной температуре окружающей среды.

Вторичный пробой. Этот вид пробоя может возникнуть вследствие местного перегрева структуры при увеличении тока, обусловленном лавинным пробоем. В этом случае в локальной области нарушается тепловой баланс и возникает саморазогрев, приводящий к тепловому пробою, сопровождающемуся проплавлением транзисторной структуры.

Пробой смыкания. С повышением обратного напряжения на коллекторном переходе происходит его расширение в область базы. При определенном напряжении, называемом напряжением смыкания, коллекторный переход заполняет всю область базы и смыкается с эмиттерным переходом. Этот вид пробоя может возникнуть у транзисторов с очень тонкой базой.

Расчет токов транзистора

Для расчета токов реальный транзистор необходимо заменить его эквивалентной схемой, отражающей физические процессы в транзисторе. Такая схема была предложена Эберсом и Моллом. Она представлена на рис. 4.21. Эта схема является идеализированной. Она учитывает только основные явления — прохождение токов через р-п-переходы и передачу токов из одной цепи в другую, каждый р-п-пе- реход представлен в виде диода, а их взаимодействие отражено генераторами токов. Если эмиттерный переход открыт, то в цепи коллектора будет существо-

вать ток, обеспечиваемый генератором тока aib При открытом коллекторном пег реходе в цепи эмиттера будет существовать ток, обеспечиваемый генератором тока azi2, где az — инверсный коэффициент передачи тока.

Токи диодов определяются уравнениями

4 ~ Л-б-к

ехр^-1

Z2 ~ Л-б-к

exp^iLS.

к т 7

где /э_6_к — ток эмиттера, измеренный при UK п = 0;

4-б-к— ток коллектора, измеренный при 17э „ = 0.

Токи эмиттера и коллектора определяются уравнениями:

*э я Ч — 01/ i2,

(4.38)

(4.39)

(4.40)

i^aif -i2.

Подставляя (4.38) и (4.39) в (4.40) и (4.41), получим

»э^э—6—к

ехр^--1

ехр^2- -1Мт

iK = а1э_^_к

ехр-^2-т 1“т

“/Дс-б-к

ехр^-1“т

Учитывая, что г6 = is - iK, получим уравнение для расчета тока базы:

% = (1 - a)/^ exp^- -1 -(1 -а;)/к_^_к

ехр ^^ -1“т

(4.41)

(4.42)

(4.43)

(4.44)

Токи /3_к_6 и 4-б-к можно выразить через токи переходов /э-6о и /к_бо. Пусть i3 = 0 и ик п« 0, тогда i2 = iK = Ас-во- При этих условиях (4.39) и (4.40) примут вид

Ас—60Ас—б—к’

(4.39')

А“/A-в—к-

Подставляя (4.39’) и (4.40') в (4.41), получим

А-бо = А-б-к(1-«а/).

(4.40')

(4.45)

Отсюда получим

Соответственно для /э_б-к получим

Уравнения (4.42)-(4.44) позволяют получить аналитические выражения для любого семейства характеристик в любой схеме включения. Так, например, уравнение (4.42) позволяет рассчитать входные характеристики для различных значений мк_6:

□ при ик_6 = 0 (с учетом того, что иэ „ = -и3_6)

ехр Мэ - -1

□ при ик_6» 0

А = А>-б-* ехр-^-1 +а;/,

'Мк-б-к »

□ приик_6<<0:

-1 -а;/к^_кехр—

Уравнение (4.43) описывает семейства управляющих и выходных характеристик. Для схемы с ОБ в этом уравнении надо принять кзп = -и3_6, wK п = -ик_6, а в схеме с ОЭ — иэ „ = и6_3, ик п = и6_3 - ык_3. Если (4.42) решить относительно /3_б-к(ехр иэ„/ит - 1) и результат подставить в (4.43), то получим уравнение семейства выходных характеристик схемы с ОБ для различных значений тока А:

А=«А-4^о ехр^-1 .

При ик п« 0 это уравнение примет вид

^к ««э + ^к—60е

Рассмотренная модель Эберса—Молла характеризует основные процессы в транзисторе. Однако она не учитывает некоторых особенностей реального транзистора: наличие объемных сопротивлений эмиттера, базы и коллектора, изменение ширины базы при изменении коллекторного напряжения, токи генерации и рекомбинации в р-п-переходах и др.

Для компьютерных расчетов токов используют передаточную модель Эберса— Молла, которая получается путем разделения полезных составляющих токов, протекающих через оба р-п -перехода, и дополнительных составляющих, не участвующих в передаче тока из одной цепи в другую. Наглядно эти составляющие токов показаны на рис. 4.22, а, на котором ?N — нормальная составляющая полезного тока, создаваемая электронами, покинувшими эмиттер и достигнувшими коллектора. Она зависит от напряжения на эмиттерном переходе. Составляющая — инверсная составляющая полезного тока, зависящая от напряжения на коллекторном переходе. Эти составляющие описываются уравнениями вольт-амперных характеристик переходов

zn ~ кzn ~ к= 7о= 7оexp^LIL -1Мтexp^LIL -1Мт(4.49)(4.49)Здесь /0 — тепловой ток, создаваемый электронами, генерируемыми в базе.Здесь /0 — тепловой ток, создаваемый электронами, генерируемыми в базе.Эти два тока следует рассматривать как ток связи, протекающий через оба перехода:Эти два тока следует рассматривать как ток связи, протекающий через оба перехода:(4.48)

zn ~ к

zn ~ к

= 7о

= 7о

exp^LIL -1Мт

exp^LIL -1Мт

(4.49)

(4.49)

Здесь /0 — тепловой ток, создаваемый электронами, генерируемыми в базе.

Здесь /0 — тепловой ток, создаваемый электронами, генерируемыми в базе.

Эти два тока следует рассматривать как ток связи, протекающий через оба перехода:

Эти два тока следует рассматривать как ток связи, протекающий через оба перехода:

(4.50)(4.50)

(4.50)

(4.50)

^э—к^N ^Г

Помимо полезных токов zN и г, в транзисторе существуют дополнительные токи:

z3p — дырочная составляющая тока эмиттера;

zKp — дырочная составляющая тока коллектора;

г^ — рекомбинационная составляющая тока эмиттера;

i'^K — рекомбинационная составляющая тока коллектора.

Дополнительные токи каждого перехода складываются из рекомбинационных- й

дырочных составляющих:

4. д “ ^эр ^рек’

(4.51)

г —г + Г'

•кд ‘кр хрек*

(4-52)

Каждый из этих,токов зависит от напряжения на своем переходе.

Передаточная модель Эберса—Молла, учитывающая рассмотренные токи, представлена на рис 4.22, б. Токи гэд и гкд можно выразить через токи iN и ip Если ик п = 0, то i6 = г'э д, iK = iN. Следовательно, нормальный коэффициент передачи тока базы будет равен

Отсюда получаем

(453)

Аналогично,

(..=£.(4-М)

Pj

Здесь Pi — инверсный коэффициент передачи тока базы.

Токи во внешних цепях транзистора определяются суммами отдельных составляющих й рассчитываются по формулам

^ = ^-<1+^->

(4.55)(4.55)(4.56)(4.56)г.

(4.55)

(4.55)

(4.56)

(4.56)

Найдем связь между параметрами классической и передаточной моделей.

В передаточной модели:

I р) а Ml J

В классической модели:

Ч = 7э^_/ехр^--1 .

Приравнивая правые части (4.56) и (4.57), получаем

U-K=-.(4.58)

а

Аналогично можно получить формулу

1^=^-(4.59)

ai

Из (4.58) и (4.59) следует:

а7э_б_к = а14_б_к = 70.(4.60)

При необходимости в передаточную модель могут быть введены емкости переходов Сэ и Ск и сопротивления базовой г'6 и коллекторной г' областей.

Дифференциальные параметры

Дифференциальные параметры устанавливают взаимосвязь между бесконечно малыми приращениями токов и напряжений. Независимо от схемы включения транзистор можно представить в виде четырехполюсника (рис. 4.23), на входе которого действуют напряжение ы, и ток /\, а на выходе — напряжение и2 и ток г2. В зависимости от схемы включения транзистора величинам ub гь и2, i2 будут соответствовать те или иные реальные токи и напряжения. Например, для схемы с ОЭ “1 = мб-э, г\ = гб> “г= мк-э> г2 = 4- Эти напряжения и токи взаимосвязаны нелинейными функциональными зависимостями, которые можно выразить либо аналитически в виде математических уравнений, либо графически в виде статических характеристик. Возможны шесть вариантов выбора независимых и зависимых переменных для описания функциональной связи токов и напряжений в четырехполюснике. На практике применяют два из них — систему //-параметров и систему //-параметров.

Рис. 4.23

Система h-параметров

Если за независимые переменные принять ток г, и напряжение г^, то функциональную связь токов и напряжений следует записать в форме их = /(/„ м2), ^ = /Он “г)- Полные дифференциалы этих функций запишутся в виде

dut =du2;

1 Эг, 1 ди2

(4.62-)(4.62-)<&,= — <&,+ du,. di, ои,

(4.62-)

(4.62-)

Обозначим частные производные перед независимыми переменными в (4.61) и (4.62) символами Л,„ Л12, Л2, и Л22, тогда уравнения четырехполюсника можно записать в виде

dux = hndix + h^du,; (4.63) di, = h,tdit + к,,du,. (4.64) Отсюда вытекает смысл А-параметров:

□□Kt =Kt =duv di{duv di{du,=0du,=0входное сопротивление транзистора;входное сопротивление транзистора;□□к = ^ "12>du,к = ^ "12>du,dix = Оdix = Окоэффициент обратной связи по напряжению;коэффициент обратной связи по напряжению;□□du,=0du,=0дифференциальный коэффициент передачи тока;дифференциальный коэффициент передачи тока;□□du,du,di{ = Оdi{ = Овыходная проводимость транзистора.выходная проводимость транзистора.

□

□

Kt =

Kt =

duv di{

duv di{

du,=0

du,=0

входное сопротивление транзистора;

входное сопротивление транзистора;

□

□

к = ^ "12>

du,

к = ^ "12>

du,

dix = О

dix = О

коэффициент обратной связи по напряжению;

коэффициент обратной связи по напряжению;

□

□

du,=0

du,=0

дифференциальный коэффициент передачи тока;

дифференциальный коэффициент передачи тока;

□

□

du,

du,

di{ = О

di{ = О

выходная проводимость транзистора.

выходная проводимость транзистора.

aa

a

a

На практике численные значения параметров определяют по статическим характеристикам транзистора, заменяя бесконечно малые приращения токов и напряжений конечными приращениями. Параметры зависят от схемы включения транзистора, что отмечается третьим индексом «э», «б» или «к», соответственно, для схем с ОЭ, ОБ или ОК. Покажем, как это делается, на примере схемы с ОЭ.

Параметры А,,э и А,2э определяют по входным характеристикам транзистора (рис. 4.24, а\

б

Рис. 4.24

Ддя того чтобы в точке А определить параметр Л11э, строят характеристический прямоугольный треугольник, располагая точку А на середине гипотенузы. Тогда катетами треугольника будут, приращения напряжения Ди6_э и тока Дг6. При этом напряжение на коллекторе сохраняется неизменным, то есть выполняется усло- вие du2 = 0. Численное значение параметра кПз определяется по формуле

к =А^■’Ша А.Аг6к =А^■’Ша А.Аг6ик_э = const •ик_э = const •

к =А^

■’Ша А.

Аг6

к =А^

■’Ша А.

Аг6

ик_э = const •

ик_э = const •

Для определения параметра Л12э надо располагать двумя входными характеристиками, снятыми при различных напряжениях ик_3. Через точку А проводят горизонтальную линию, которая пересекает две входных характеристики. Отрезок АВ пропорционален приращению напряжения Aug_3, а приращение напряжения на коллекторе равно разности напряжений, при которых сняты входные характеристики, то есть Дик_э = Д"_э - и'_э. Следовательно,

^2э ~^2э ~Д“б-эД“б-эi6 = const •i6 = const •

^2э ~

^2э ~

Д“б-э

Д“б-э

i6 = const •

i6 = const •

Параметры А22э и Л21э определяют по выходным характеристикам транзистора (рис. 4.24, б). Для того чтобы в точке А определить параметр Л22э, строят характеристический треугольник, располагая точку А на середине гипотенузы. Тогда катетами треугольника будут приращения напряженияДик_э и тока Дгк при выполнении условия i6 = const. Численное значение параметра определяют по формуле:

i6 = const •i6 = const •

i6 = const •

i6 = const •

Для определения параметра Л21э через точку А проводят вертикальную линию, которая пересекает две соседних выходных характеристики. Отрезок АВ пропорционален приращению тока Д/', а приращение тока базы равно разности токов, при которых сняты выходные характеристики, то есть Д^ = г'^ - i^. Следовательно,

дг' д^дг' д^ик_э = const •ик_э = const •

дг' д^

дг' д^

ик_э = const •

ик_э = const •

Аналогичным образом определяют численные значения параметров для схемы с ОБ:

"116 А .

uK-6 = const;

"126 А

Д“к-6

i3 = const;

"226 ~ .

Ди

ia = const!

А = ^L "216 д •

Д1э

uK-6 = const •

Параметры Л21э и Л216 определяют функциональную связь между приращениями входного и выходного токов транзистора. Они взаимосвязаны с параметрами а и Р, определяющими функциональную связь между абсолютными значениями входного и выходного токов. В том и другом случае их называют коэффициентами передачи тока, в Первом случае — это дифференциальные коэффициенты передачи тока, а во втором — интегральные, то есть между ними существует различие. Взаимосвязь между интегральными и дифференциальными коэффициентами передачи тока нетрудно установить:

в схеме с ОБ'

^2,6 == 1Э + 7к_<о) = ct + i ^7-;(4.65)

™ Эгэ7 Эгэ7

в схеме с ОЭ

(4.66)(4.66), ЭгкЭ. г .„ .Эр

(4.66)

(4.66)

^21э — -v~-v(РЧ + Л-эО ) —Р + Z6д.1

di6di6'di6

Во многих случаях-различием между интегральными и дифференциальными коэффициентами передачи тока пренебрегают и считают, что А213 = Р и Аг16 = а.

Система у-параметров

В системе ^-параметров за независимые переменные приняты напряжения их и и2, а зависимыми переменными являются токи гх и г2. Функциональная связь между зависимыми и независимыми переменными в этом случае должна быть записана в форме i, =/(«„ u2) и г2 =/(u„ w2).

Полные дифференциалы функций равны:

(4.67)

d^ =^-dux+^-dii2."

dutdu2

Обозначая частные производные символами г/и, г/12, г/21 и г/22, получим:

(4.68)

d^ = г/иоЦ + y^du,;

(4.69)

di^ = y^xdux + г/22й?и2.1

Отсюда вытекает смысл г/-параметров:., .

(4.70)

г/и = —L1, _ л — входная проводимость;

dux ««г - и

г/12 = ^- . _ п — проводимость обратной передачи; аи^ ““i - и

□

dL

#21 =V dut

du2 = О

— проводимость прямой передачи;

□

di2

di^ ^ut = ®

— выходная проводимость.

Численные значения ^-параметров можно определить по характеристикам транзистора аналогично тому, как это делалось при определении A-параметров. Кроме того, ^-параметры можно рассчитать, зная численные значения А-параметров. Если уравнения (4.63) и (4.64) решить относительно независимых переменных, то получим:

(4.71)(4.71)dix =^-duv-^-dn2;

(4.71)

(4.71)

Kt Kt

Kt ( KtKt ( KtKi ^2.Ki ^2.(4-72)(4-72)

Kt ( Kt

Kt ( Kt

Ki ^2.

Ki ^2.

(4-72)

(4-72)

Сравнивая (4.71) c (4.69) и (4.72) c (4.70), находим:

Уи =Уи =KtKtУ12 ~У12 ~Kt.АцKt.АцУ21 -У21 -(4-73)(4-73)У22 ~У22 ~KaKt KtKKaKt KtK

Уи =

Уи =

Kt

Kt

У12 ~

У12 ~

Kt.

Ац

Kt.

Ац

У21 -

У21 -

(4-73)

(4-73)

У22 ~

У22 ~

KaKt KtK

KaKt KtK

Работа транзистора в усилительном режиме

Одним из основных применений транзистора является усиление электрических сигналов. Для этих целей транзистор может быть включен по одной из возможных схем: с ОБ, ОЭ или ОК. Наиболее часто применяют включение по схеме с ОЭ. Схема простейшего усилителя приведена на рис. 4.25. Она содержит транзистор, в коллекторную цепь которого включен резистор Дк, а в базовую — резистор й6. Эти резисторы служат для того, чтобы обеспечить требуемый режим работы транзистора по постоянному току. Увеличивая сопротивление Д6, можно уменьшить постоянный ток базы 1№. При этом будет увеличиваться постоянное напряжение (/к-зо- Увеличивая сопротивление Дк, можно уменьшать ток /ко, вследствие чего произойдет увеличение напряжения Щ^. Обычно сопротивления R6 и RK подбирают (рассчитывают) так, чтобы выполнялось условие UK_r)0 = Еил/2.

На базу транзистора через конденсатор С6 подают сигнал, подлежащий усилению. Наличие на базе этого сигнала изменяет напряжение м6_э и, соответственно, ток i6, а также ток гк и напряжение мк_э. Если режим работы по постоянному току выбран правильно, то изменения напряжения мк_э будут в точности повторять изменения напряжения,м6_3, но с большей амплитудой, то есть произойдет усиление напряжения сигнала. Усиленный сигнал через конденсатор Ск поступает на внешнюю нагрузку RH, которая является получателем (потребителем) сигнала. Функции внешней нагрузки в конкретных устройствах может выполнять громкоговоритель, реле, сигнальное устройство, входное сопротивление транзистора и т. д. Словом, любое исполнительное устройство, для нормального функционирования которого недостаточно мощности источника сигнала. Транзистор в этом случае является посредником между источником сигнала и потребителем, обеспечивая необходимую мощность сигнала. '

Графический анализ усилительного режима

Целью графического анализа является наглядное представление процессов в режиме усиления электрических сигналов. На рис. 4.26, а показаны временные диаграммы токов и напряжений в базовой цепи, а на рис. 4.26, б — в коллекторной. Режим работы по постоянному току определяется резисторами R6 и RK. Для этого в системе координат iK = /(мк_э) строят нагрузочную линию коллекторной цепи (рис. 26, б) аналогично тому, как это делалось при анализе выпрямительного режима диода. Точки пересечения этой линии с выходными характеристиками определяют режим работы коллекторной цепи при конкретном значении тока базы. В качестве исходной рабочей точки (ИРТ) выбирают пересечение нагрузочной линии с той выходной характеристикой, при которой выполняется условие, ^к-эо = ^ип/2 (точка А'). Этой ИРТ соответствует ток базы i6 = 1Ю. .

Чтобы обеспечить получение тока /60, в системе координат г6 = /(Ме-э) строят нагрузочную линию цепи базы (рис. 26, а). Для этого на входной характеристике выделяют точку А (она является исходной рабочей точкой базовой цепи, в этой точке i6 = Ito) и проводят прямую линию, проходящую через точки А и ЕИЛ1. Наклон этой линии определяет значение сопротивления R6. После того как задан

режим работы по постоянному току, строят графики временных зависимостей токов и напряжений, полагая входной сигнал синусоидальным.

Пусть внешняя нагрузка отсутствует, а на базу транзистора через разделительный конденсатор С6 поступает напряжение с амплитудой U6_3m, изменяющее положение рабочей точки. При положительной полуволне синусоидального напряжения рабочая точка по входной характеристике сдвигается вверх, максимуму напряже-

ния соответствует точка В. При отрицательной полуволне рабочая точка сдвига- ется вниз, минимуму напряжения соответствует точка С. В результате ток базы изменяется с амплитудой I6m. Изменение тока базы вызывает изменение положения рабочей точки на выходных характеристиках. При положительной полуволне входного напряжения она сдвигается вверх и занимает положение В', а при отрицательной полуволне сдвигается вниз и занимает положение О'. При этом ток коллектора изменяется с амплитудой /кт, а напряжение — с амплитудой UK_3m, причем напряжение на коллекторе находится в противофазе с напряжением на базе. При наличии внешней нагрузки, подключенной к коллектору через конденсатор, нагрузочная линия изменяет свой наклон (см. пунктир на рис. 4.26, б), так как сопротивление для переменного тока уменьшается, оно становится равным RH_3 = RhRk/(Rk + R„). Подключение внешней нагрузки не изменяет режим работы транзистора по постоянному току, поэтому нагрузочная линия при наличии внешней нагрузки проходит через ту же точку А', но пересекает выходные характеристики, соответствующие максимуму и минимуму тока базы, в точках В" и С". Нетрудно понять, что при этом амплитуда UK_3m уменьшается, а амплитуда /КП1 незначительно возрастает. Одновременно с этим уменьшается площадь заштрихованных треугольников, определяющая выходную мощность переменного тока Р =1 U /2

Определив с помощью графических построений амплитуды входных и выходных сигналов, можно рассчитать основные параметры усилителя:

□ ки□ ки^вых.ш^вых.ш— коэффициент усиления напряжения;— коэффициент усиления напряжения;

□ ки

□ ки

^вых.ш

^вых.ш

— коэффициент усиления напряжения;

— коэффициент усиления напряжения;

— коэффициент усиления тока;

□□рq ^'вых.т'*вых.ту вых Рр~ р - 1вх ^UBXJBxmрq ^'вых.т'*вых.ту вых Рр~ р - 1вх ^UBXJBxmкоэффициент усиления мощности;коэффициент усиления мощности;□□п _ ^вх.т■^ВХ Jп _ ^вх.т■^ВХ Jвходное сопротивление;входное сопротивление;^х^хвых.х.х^ВЫХ.К.3вых.х.х^ВЫХ.К.3— выходное сопротивление,— выходное сопротивление,

□

□

рq ^'вых.т'*вых.т

у вых Рр~ р - 1

вх ^UBXJBxm

рq ^'вых.т'*вых.т

у вых Рр~ р - 1

вх ^UBXJBxm

коэффициент усиления мощности;

коэффициент усиления мощности;

□

□

п _ ^вх.т

■^ВХ J

п _ ^вх.т

■^ВХ J

входное сопротивление;

входное сопротивление;

^х

^х

вых.х.х

^ВЫХ.К.3

вых.х.х

^ВЫХ.К.3

— выходное сопротивление,

— выходное сопротивление,

где иаыххх — выходное напряжение холостого хода при RH —> =, 1ВЫХ кз — выходной ток короткого замыкания при RH = 0;

□ т) = —^ — коэффициент полезного действия,

где Ро = Еи „/^ — мощность, потребляемая от источника питания.

Из проведенного анализа следует, что усиление электрических сигналов происходит за счет преобразования мощности источника постоянного тока Ро = Еип1к0 в мощность переменного тока Рвых =■ UK_3mIKm/2, выделяемую в нагрузке. При этом КПД оказывается не очень высоким. В пределе UK_3m = Еип/2,1кт = 1К0 следовательно, т]пред = 0,25. Поэтому рассмотренный режим, называемый линейным (или режимом А), применяют в основном в маломощных усилителях, где потери мощности, расходуемой на нагрев транзистора и резистора RK, невелики. В мощных усилителях применяют иные режимы работы транзистора и более сложные схемы, обеспечивающие получение более высокого КПД.

Аналитический расчет усилительных свойств

Задачей аналитического расчета является определение амплитуд переменных составляющих токов и напряжений и коэффициентов усиления, устанавливающих взаимосвязь между амплитудами входных и выходных переменных напряжений и токов. Постоянные составляющие токов и напряжений, определяющие положение исходной рабочей точки, при этом можно не принимать во внимание.

Транзистор, включенный по схеме с ОЭ и работающий в линейном режиме, можно рассматривать как линейный четырехполюсник, на входе которого действуют переменные напряжения с амплитудой UBXm и ток с амплитудой 1вхт, а на выходе — напряжение с амплитудой U№Xm и ток с амплитудой 1вых.т. Для расчета воспользуемся уравнениями четырехполюсника (4.63) и (4.64), заменив в них бесконечно малые приращения токов и напряжений амплитудами соответствующих токов и напряжений, и будем считать, что численные значения Л-параметров, определяемые положением исходной рабочей точки, известны. Тогда уравнения четырехполюсника можно записать в виде

^вх.ш = Мехли + ^Аыхлп ; (4-74)

AiHx.m "* ^21э7вх.ш "*” ^22э^вых.т • С417^)

Уравнения (4.74) и (4.75) дают основание заменить реальный транзистор формальной эквивалентной схемой (рис. 4.27), не раскрывающей внутреннего содержания четырехполюсника, а только отражающей его реакцию на переменные токи и напряжения, приложенные к внешним зажимам транзистора. В этой схеме генератор тока Н21э1вхт учитывает передачу тока из входной цепи в выходную цепь, генератор напряжения hX23UBUXm учитывает реакцию входной цепи на процессы в выходной цепи, кИз отражает входное сопротивление транзистора, Ь22з отражает выходную проводимость.

Учтем, что во входной цепи транзистора, включенного по схеме с ОЭ, имеется резистор R&, конденсатор С6 и источник сигнала с амплитудой i/rm и внутренним сопротивлением Кг, а на выходе схемы включены резисторы Кк и Кн и конденсатор Ск (см. рис. 4.25). Будем считать, что сопротивления конденсаторов близки к нулю и Кб » ЬПз. Параллельное включение Кх и RH заменим эквивалентным сопротивлением R113 = RH RJ(JR1V + R^. Тогда эквивалентная схема примет вид, показанный на рис. 4.28.

Рис. 4.28Рис. 4.28Из схемы следует: ^вх.т ^гт "^вх-т^г*Из схемы следует: ^вх.т ^гт "^вх-т^г*(4-76)(4-76)^вых.т вых.т**н. э'

Рис. 4.28

Рис. 4.28

Из схемы следует: ^вх.т ^гт "^вх-т^г*

Из схемы следует: ^вх.т ^гт "^вх-т^г*

(4-76)

(4-76)

Подставляя (4.77) в (4.75), получаем

т =IТ

*вых.т 4 . l п •‘вхл “ '‘Зи^вх.т’ 1 +«223^,3

Коэффициент усиления тока

Коэффициент усиления напряжения

^вых,т _ ~*^вых.т^и. э ^1э р

и ~7 та 3 *

(4-77)(4.78)(4.79)(4^0)(4-77)(4.78)(4.79)(4^0)^вх-т *Ч\э^«ит^Иэ

(4-77)

(4.78)

(4.79)

(4^0)

(4-77)

(4.78)

(4.79)

(4^0)

Знак «минус» свидетельствует о том, что входное и выходное напряжения находятся в противофазе.

Аналогичным образом рассчитывают усилители при включении транзистора по схеме с ОБ или ОК.

Физические эквивалентные схемы

Во многих случаях расчет усилительных свойств транзистора целесообразно вести с помощью физических эквивалентных схем. Физические эквивалентные схемы, в отличие от формальных схем, отражают внутреннюю структуру транзистора и составляются для переменных составляющих токов и напряжений. При включении транзистора по схеме с ОБ за основу построения физической эквивалентной схемы примем Т-образную модель Эберса—Молла, в которой диоды заменим дифференциальными сопротивлениями г3 и гк, зависящими от постоянных напряжений на переходах. Интегральный коэффициент передачи тока а заменим дифференциальным коэффициентом Л216. Пренебрежем передачей тока с выхода на вход. Перейдем от постоянных токов и напряжений к действующим значениям переменных токов и напряжений. Учтем объемное сопротивление базы Ге и емкости переходов С3 и Ск, наличие которых приводит к появлению фазовых сдвигов между токами и напряжениями. Передачу тока из входной цепи в выходную цепь учтем частотно зависимым генератором тока. Это может быть либо генератор, вырабатывающий ток й^Д, где Л216 является частично независимым коэффицентом передачи тока эмиттера либо генератор, вырабатывающий ток 41б4’ зависящий от тока /3, протекающего через внешний вывод эмиттера, где й216 является комплексным коэффициентом передачи тока эмиттера, модуль которого уменьшается с ростом частоты. В результате схема принимает вид, показанный на рис. 4.29, а. При расчете низкочастотных схем емкостными токами пренебрегают и считают, что усилительные свойства транзистора можно учитывать частотно независимым генератором тока h21Jv

При включении транзистора по схеме с ОЭ в физической эквивалентной схеме (рис. 4.29, б) вместо генератора тока ^161э включают частотно зависимый генератор тока 41э^б> учитывающий передачу тока из цепи базы в цепь коллектора.

Этот генератор на низких частотах заменяют частично независимым генератором тока ^Ц. Замена генератора ^^Д на генератор ^1^ должна быть эквивалентной, то есть независимо от того, какой генератор работает в схеме, напряже* ние холостого хода (при /к = 0) на выходе схемы не должно изменяться. Для этого сопротивление гк заменяют сопротивлением г*, а емкость Ск заменяют емкостью С’ с тем, чтобы выполнялось условие

W/, = М^ ■(4-81)

Учтем, что при /к = 0 выполняется условие Д = Д. Поэтому из (4.81) следует

г1 = (1-Ш(4.82)

Постоянная времени коллекторной цепи при замене генератора тока также должна сохраниться неизменной, то есть гк С’к = гк Ск. Следовательно,

(4.83)

1-^16

Связь параметров физической эквивалентной схемы с h-параметрами

Для расчета усилительных свойств транзистора с помощью физических эквивалентных схем необходимо знать численные значения параметров схемы, которые непосредственно измерить невозможно. Однако их можно выразить через Л-параметры, которые всегда приводятся в справочниках. Кроме того, Л-параметры легко определить по статическим характеристикам транзистора. Учтем, что

^нз = ПРИ UK = 0;

^23=^" при Д = 0;

^з =^ приД = 0.

Из схемы, показанной на рис. 4.29, б, следует:

176=/6[г' + (1 + Й2.з)гэ].

Следовательно,

Чь = ^ + (l + ^з У-(4-84)

Пренебрегая Гб, можно записать Д1Э = Й21эгэ.

При Д = 0 напряжение UK равно

U« = IK(,rK + r3).

Следовательно,

(4.85)

Подставляя U& и UK в формулу для расчета Л12э, получаем

Учитывая, что гэ« г', и принимая во внимание (4.85), получаем

Л12э = г, h22a.(4.86)

Параметры физической эквивалентной схемы находят из полученных уравнений.

(4-87)(4-87)Из (4.86) получаем г = 'э L ^22э

(4-87)

(4-87)

Из (4.85) получаем

(4.88)

Из (4.84) получаем

Гб=АПз-(1 + А2)э)гэ.

Учитывая (4.87), пол

(4.89)

Таким образом, формулы (4.87), (4.88) и (4.89) позволяют рассчитать параметры физической эквивалентной схемы, располагая численными значениями Л-пара- метров, определенными по характеристикам транзистора.

П-образная эквивалентная схема

Рассмотренные эквивалентные схемы по своей структуре являются Т-образными. В последнее время в связи с применением полевых транзисторов, эквивалентная схема которых имеет П-образную структуру, получила распространение П-образ- ная эквивалентная схема биполярного транзистора. Т-образную эквивалентную схему можно преобразовать в П-образную путем подключения генератора тока параллельно выходным зажимам (рис. 4.30). В этом случае генератор Zi213/6, зависящий от входного тока, заменяют генератором г/21э[/6._3, зависящим от входного напряжения. Параметр у213 называют крутизной коллекторного тока. Он показывает, как влияет изменение входного (управляющего) напряжения на коллекторный ток, и измеряется в миллиамперах на вольт.

Полагая, что постоянная составляющая тока коллектора равна /к0 = а/э0 + /к_60, и учитывая, что постоянный ток 1^ зависит от постоянного напряжения U^.^ по экспоненциальному закону, нетрудно установить, что

&1з=«—=&1з=«—=а 1а 1(4.90)(4.90)гз гэгз гэ

&1з=«—=

&1з=«—=

а 1

а 1

(4.90)

(4.90)

гз гэ

гз гэ

При замене генератора необходимо иметь в виду, что в Т-образной схеме через резистор г3 проходит ток 13, создающий между точками Б' и Э напряжение ^б-э = Д^э- В П-образной схеме напряжение U'6_3, приложенное к эмиттерному переходу, должно сохраниться таким же, как и в Т-образной схеме. В этом случае генератор тока y2V3Ue_a создаст во внешней цепи такой же ток /к, который был в Т-образной схеме. Однако в П-образной схеме между точками Б' и Э проходит ток I6 = 73/(^2i3 + !)• Следовательно, для того чтобы получить прежнее значение напряжения U'6_3, сопротивление 7б-э Должно быть равно

^-, = ^213 +!)• (4.91)

Сравнение усилительных свойств транзистора

в различных схемах включения

Для сравнения усилительных свойств воспользуемся физическими эквивалентными схемами, пренебрегая емкостями и полагая, что во всех схемах обеспечивается одинаковый режим работы по постоянному току.

Схема с общим эмиттером

Принципиальная схема усилительного каскада с ОЭ представлена на рис. 4.25, а физическая эквивалентная схема транзистора — на рис. 4.29, б. Будем считать, что в цепи коллектора включен нагрузочный резистор RK, а в цепи эмиттера — резистор R,, повышающий стабильность работы каскада. Пренебрегаем сопротивлением г*. Тогда эквивалентная схема примет вид, показанный на рис. 4.31. Из схемы следует, что коэффициент усиления тока к; = IJ^ = h213, а выходное напряжение 11вых = -IKRK = -h21J6RK.

Напряжение на входе схемы по закону Кирхгофа равно

Ц,х=-ДГб + 7э(Г, + Дэ)-

(4.92)(4.93)(4.94)(4.92)(4.93)(4.94)Учтем, что Z3 = (A2t3+l)Z6, тогда

(4.92)

(4.93)

(4.94)

(4.92)

(4.93)

(4.94)

^вх=-/6[г; + (А21з+1)(г3 + ^].1

Следовательно, коэффициент усиления напряжения равен

_ ^вых „—^21э-^к

и им ^ + (^ + 1) (гэ + /г3)1

Если Z^ = 0, то с учетом соотношения (4.84) получаем

"Из

Знак «минус* указывает на то, что выходное напряжение противофазно с входным. При Ге« (А21э + 1)г3 с учетом того, что А21э/(А21з + 1) = А216, коэффициент усиле-

ния напряжения становится равным

«и = Л16 — •

(4.95)

Если Ra » г3, то .

KU ~ "216 г> •

(4.96)

Входное сопротивление равно

/?M=^L = r^(A213 + l)(r3 + 7i3). ■ 6

(4.97)

При Rg = 0 входное сопротивление равно А11з; при Ra >

>гу

^вх = Гб + (А2,3 + l)Ra»hltoRa.

(4.98)

Выходное сопротивление равно

(4.99)(4.99)П ^вых.х.х п ЛВЫХ ~ т•

(4.99)

(4.99)

1 ВЫХ.К.3

Схема с общей базой

Принципиальная схема с ОБ представлена на рис. 4.32, а. Режим работы по постоянному току обеспечивается в ней резисторами RK и R6. Конденсатор С6 необходим для соединения базы по переменному току с общей шиной.

Источник сигнала должен обеспечивать прохождение постоянного тока эмиттера. Заменяя транзистор его эквивалентной схемой, получаем эквивалентную схему усилителя (рис. 4.32, б). В этой схеме коэффициент усиления тока к, = IJL, = А216, а напряжение на выходе

^вых — —^к-^к — —^216^э-^к-

Напряжение на входе схемы равно

^вх ^э ^э Д ^б*

Учтем, что 1б = 73 (1 -Л216), тогда

(4.100)(4.100)(4.101)(4.101)^в, = -^[г3 + (1 — А216)Гб].

(4.100)

(4.100)

(4.101)

(4.101)

Следовательно, коэффициент усиления напряжения равен

^ = _ ^21б^к_ ^216

ивх ^+(1-^)^ А,16

Поворота фазы усиливаемого напряжения в этом случае не происходит.

Если гэ » (/-А216)Гб, то Ку =^16 — . Сравнивая полученный результат с (4.95), приходим к выводу, что схема с ОБ дает такое же усиление напряжения, как и схема с ОЭ, но без поворота фазы.

Входное сопротивление равно

7?вх = ^ = г3 + (1 - /^) г^ = /^.(4.102)

В схеме с ОЭ Л11э« (А2ь + 1)^;в схеме с ОБ Л116 = гэ. Следовательно, ^=-7^7-0103)

Таким образом, в схеме с ОБ Л116 примерно в h^ раз меньше, чем в схеме с ОЭ.

Выходное сопротивление схемы с ОБ такое же, как и схемы с ОЭ.

Схема с общим коллектором

Принципиальная схема усилителя с ОК представлена на рис. 4.33, а. В этой схеме режим работы по постоянному току обеспечивается резисторами R6 и /?э. Для определения положения исходной рабочей точки (ИРТ) надо, как показано на рис. 4.33, в, построить вольт-амперную характеристику резистора 7^: гэ = u/R3 и семейство характеристик гэ = /[(£„,, - ик_э); г6].

Рис. 4.33

Положение ИРТ находят по пересечению вольт-амперной характеристики резистора с одной из характеристик транзистора, соответствующей постоянному току базы 1№ В этом случае напряжение источника питания £и „ распределится между транзистором (Пк_эо) и резистором (11^. При подаче на базу переменного напряжения изменяется ток базы, и рабочая точка перемещается вдоль нагрузочной линии, соответственно изменяются напряжение и ток эмиттера.

Воспользовавшись эквивалентной схемой транзистора (рис. 4.29, б), получаем эквивалентную схему усилителя (рис. 4.33, б), в которой

^вых - 4^3,

U»x = 1ь Об + (Л21э + D(r, + ЮГ

С учетом того, что /э = (Л21э + 1)Z6, коэффициент усиления напряжения равен

(4.104)(4.104)(4.105)(4.105)К -и-_(^э+1)^

(4.104)

(4.104)

(4.105)

(4.105)

и и^ ^+(/^ + 1) (r^Z?,)'

Пренебрегая г'6, получаем

к„ = —2— £э+Гэ

Таким образом, схема с ОК не дает усиления напряжения и не поворачивает фазу, поэтому ее называют эмиттерным повторителем.

Коэффициент усиления тока в этой схеме равен

(4.106)(4.106)К/=7^ = ^ = ^в+1.

(4.106)

(4.106)

То есть схема с ОК, не давая усиления напряжения, дает усиление тока, а следовательно, мощности сигнала, поданного на ее вход.

Входная цепь схемы с ОК такая же, как и схемы с ОЭ, поэтому входное сопротивление определяется соотношением (4.98).

При расчете выходного сопротивления учтем, что выходной ток Z3 создается как генератором h21J6, так и источником сигнала Uv, обладающим внутренним сопротивлением Rr

Из эквивалентной схемы следует:

пг=4(/^гО+Мг,+Лв)<[(1-^ ft+rO-^+^l(4107)

Обозначим:

*' = (1-М (^+^) + гэ-(4.108)

Тогда

иг = 1э(к^.

Отсюда получим? , •: .

r‘ 1" \АЛ’- 1

1=

(4.109)

3 R'^R/■■

Следовательно,

U = I R = ^Дэ ”"33 R' + R/ ■

Выходной ток короткого замыкания находят при R3 = 0:

(4.110)

I = ^.(4.111)

* ВЫХ.К.Зхz

Следовательно,

п — ^вых.х.х ^^

Д,+Д''

(4.112)

Если R3 » R', то

ZU = Д' = (1 -^б) (Дг + г'\ + га.

Пренебрегая гэ и rg и учитывая, что 1 - h216 = 1/(Л21э + 1), получаем

(4.113)

(4.114) ^213 +1

Таким образом, схема с ОК, имея высокое входное сопротивление, обладает очень низким выходным сопротивлением.

Сопоставляя полученные результаты, можно сделать выводы:.

Схема с ОЭ обеспечивает большое усиление тока и напряжения и поворачивает фазу усиливаемого напряжения на 180°.

Схема с ОБ усиливает напряжение, но не усиливает ток, при этом фаза выходного напряжения не меняется.

Схема с ОК усиливает ток, но не усиливает напряжение..

Частотные свойства транзистора

При работе на высоких частотах проявляются инерционные свойства транзистора, обусловленные конечным временем пролета носителей заряда через базу и перезарядом емкостей переходов, вследствие чего уменьшается амплитуда выходного тока и возникают фазовые сдвиги между токами и напряжениями. Для анализа работы транзистора на высоких частотах воспользуемся физическими Т-образными схемами.

Схема с общей базой

В схеме с ОБ (см. рис. 4.29, а) усилительные свойства транзистора учитывают либо генератором тока ^16Zj, либо генератором тока A^Z,. Оба генератора равно

значны. Следовательно, ^21бЛ = ^21бА‘ Отсюда получим:

(4.115)

^216 - ^216 / "" ^216 "I >

где Z, — ток, протекающий через г3;

1С — ток, протекающий через Сэ.

Учтем, что

А =,

г3

(4.116)

A - j^^a^C-a •

Тогда

к -^216

1 + >СЛ'

Модуль коэффициента передачи тока равен

(4.117)

(4418)

С ростом частоты модуль Л216 уменьшается. Частоту, на которой модуль й^ уменьшается в /2 раз, называют предельной частотой коэффициента передачи тока эмиттера и обозначают со^. Эту частоту найдем из условия toh)C3r3 = 1. Учтем, что (о = 2л/, тогда получим частоту, выраженную в герцах:

, 1

2лСэгэ '

(4.119)

Следовательно, зависимость модуля коэффициента передачи тока эмиттера и фазового угла от частоты можно представить в виде .•-

и

V^-^ctg

(4.120)

(4421)

На частоте Д фазовый угол равен 45°.

Читаем, что в (4.119) емкость С3 является диффузионной емкостью, которая равна

С3.Д=Х(4.122)

где т6 — время пролета носителей заряда через базу.

Учитывая (4.122), а также то, что ^ = г3, получаем

Сад=Х(4.123)

Время пролета через базу, обусловленное диффузией, равно

(4.124)

где W6 — ширина базы;

Dn — коэффициент диффузии электронов.

Учитывая (4.124), получаем

<4Л25)

Отсюда следует вывод, что для улучшения частотных свойств необходимо, чтобы база транзистора была узкой. У современных транзисторов W6= 1 мкм. Из (4.125) следует также, что транзисторы типа п-р-п предпочтительнее транзисторов типа р-п-р, поскольку коэффициент диффузии электронов Dn примерно вдвое больше коэффициента диффузии дырок Dp. Улучшить частотные свойства транзистора, как это следует из (4.123), можно, уменьшив время пролета за счет создания в базе ускоряющего поля, что достигается неравномерным распределением примеси в базе. Этот способ используется в дрейфовых транзисторах.

На частотные свойства транзистора помимо диффузионной емкости эмиттерного перехода Сэ, характеризующей инерционность процессов в базе, влияет барьерная емкость коллекторного перехода Ск. Через емкость Ск, подключенную параллельно генератору тока на высоких частотах ответвляется часть тока, вырабатываемого этим генератором, вследствие чего уменьшается ток коллектора ZK во внешней цепи транзистора. Частота, на которой модуль тока /к уменьшается в V2 раз, определяется постоянной времени Скг'6. У транзисторов с узкой базой, обладающих высоким сопротивлением rg, постоянная времени Скг'6 может оказаться соизмеримой с постоянной времени С3г3. Поэтому в справочниках для транзисторов с узкой базой вместо предельной частоты Д6 приводят постоянную времени тк = Скг'6.

Схема с общим эмиттером."77 7 7

В схеме с ОЭ усилительные свойства транзистора учитывают частотно-зависимым генератором тока 4ь4 (Рис- 4.29, б). Учтем, что между параметрами ^ и существует такая же связь, как между параметрами Р и а:

4ь=-^-.//(4126),

Из (4.120) вытекает следующее соотношение:

Подставляя это значение в (4.126), получаем

^21э ~^21э ~^216^216^21э^21э(i-a216)+1 + j(i-a216)+1 + j(4.127)(4.127)/*И«0 ^216)/*И«0 ^216)

^21э ~

^21э ~

^216

^216

^21э

^21э

(i-a216)+1 + j

(i-a216)+1 + j

(4.127)

(4.127)

/*И«0 ^216)

/*И«0 ^216)

(4128):(4128):Введем обозначение:

(4128):

(4128):

/*21. = /*21б(1~^21б)-

Тогда модуль коэффициента передачи тока базы будет равен

(4.129)

1 +

Частоту fh называют предельной частотой коэффициента передачи тока .базы. На этой частоте модуль коэффициента ^^ уменьшается в V2 раз. Учтем, что

Тогда соотношение (4.128) можно представить в виде

Таким образом, предельная частота коэффициента передачи тока базы примерно в А2ь раз меньше предельной частоты коэффициента передачи тока эмиттера. В области частот выше /^ транзистор может усиливать электрические сигналы вплоть до некоторой частоты, на которой |А31Э| = 1. Эту частоту называют граничной частотой. Ее можно рассчитать, подставив в (4.129) |й21э| = 1,/=/фи решив относительно/ф:

(4.131)

На практике для расчетов иногда используют частоту/тах, которую называют максимальной частотой генерации. На этой частоте коэффициент усиления транзистора по мощности становится равным МйШнё. бй& ^ формулой ^к- *

На частоте выше/тах, когда Кр< 1, транзистор не способен работать в схеме генератора электрических колебаний.

Таким образом, транзистор, предназначенный для работы на высоких частотах, должен иметь малую толщину базы, малое объемное сопротивление г'б и малую емкость коллекторного перехода. Однако эти требования противоречивы. При уменьшении ширины базы возрастает сопротивление г'6. Увеличение концентрации примеси в базе с целью уменьшения г^ приводит к уменьшению ширины коллекторного перехода и возрастанию Ск. Наилучшим образом эти противоречивые требования удовлетворяются в дрейфовых транзисторах. .

Дрейфовые транзисторы

В дрейфовых транзисторах акцепторная примесь в базе распределена неравномерно, что достигается диффузионно-сплавной технологией (рис. 4.34, а). В процессе изготовления транзистора на поверхность пластины кремния с равномерным содержанием донорной примеси наносят навеску, состоящую из донорной и акцепторной примесей. При термообработке доноры и акцепторы диффундируют на разную глубину (рис. 4.34, б), поэтому результирующее распределение концентрации доноров и акцепторов принимает вид, показанный на рис. 4.34, в, и концентрация акцепторов в сечении хр оказывается больше, чем в сечении х'р, вследствие чего в базе возникает внутреннее электрическое поле, распределение потенциала в котором показано на рис. 4.34, г.w

Напряженность ускоряющего поля равна

^6^6^ кд^у^ кд^у

^6

^6

^ кд^у

^ кд^у

Введем обозначение:

1 , W а = — In7—v.

^ W.(4)

Тогда

(4.133)(4.134)(4.133)(4.134)$Б = -аит.

(4.133)

(4.134)

(4.133)

(4.134)

Перепад потенциала в базе составляет Дп = №=аМт1У6.

Найдем время переноса электронов через базу за счет дрейфа без учета диффузии:

т -_ W6

Д ^Р Н„ |^б| Ш^ ■

(4.135)(4.135)Учтем, что цп = DJu^, тогда

(4.135)

(4.135)

д aDJ

я+

1 ■

Время переноса электронов через базу за счет диффузии без учета дрейфа

2D

Отношение времени диффузии к Времени дрейфа Называют коэффициентом поля-.

(4-137)(4-137)(4.138)(4.138)т aW6

(4-137)

(4-137)

(4.138)

(4.138)

Из (4.134) найдем а и подставим в (4.137). Тогда

Ди

Л = 2<

Коэффициент поля определяется перепадом потенциала в области базы, зависящим от разности концентраций дырок на границах базы. Чем больше перепад концентраций, тем больше коэффициент поля. Практически т] = 1,5-4. Это означает, что время дрейфа через базу в 1,5-4 раза меньше времени диффузии.

При оценке частотных свойств транзистора следует учитывать как дрейф, так и диффузию. При этом надо иметь в виду, что результирующая скорость не равна сумме скоростей диффузионного и дрейфового движеция. Это объясняется тем, что при наличии прлц изменяется распределение концентрации электронов в базе (рис. 4.35),

Приближенное (при пренебрежении рекомбинацией электронов в базе) выражение для распределения п(х) можно получить из условия постоянства электронного тока вдоль базы:

_ dn(x\ .

qDn+ 9рп п (х) е = const.

Дифференцируя это выражение по х, после несложных преобразований, учитывая (4.134) и (1.74), получим:

d^nlxXdn(x) „

—^ = 0.,, ,(4139)

dx? dxу л

Решение этого уравнения имеет вид

п (х) = С, + С2 ехрох.

Постоянные интегрирования определяются из граничных условий:

если хр = 0, то п(х) = п(хр);; .

если х^ = w6, то п(х) = 0.'

Следовательно,

с1 = „к)^Р^,.

' ' expaw6 -1

С2 =-п(хр)С2 =-п(хр)1ехра®6 -11ехра®6 -1

С2 =-п(хр)

С2 =-п(хр)

1ехра®6 -1

1ехра®6 -1

В результате получаем:

пп(х) = п(хр)(х) = п(хр)expaw6ехр aw6 -1expaw6ехр aw6 -1(4.140)(4.140)

п

п

(х) = п(хр)

(х) = п(хр)

expaw6ехр aw6 -1

expaw6ехр aw6 -1

(4.140)

(4.140)

Чем сильнее поле (больше коэффициент а), Тем меньше изменение концентрации п(х) вблизи эмиттерного перехода и больше вблизи коллекторного. При ц —>«= график распределения п(х) стремится к прямоугольному. Из характера распределения п(х) нетрудно сделать вывод о том, что вблизи эмиттера градиент концентрации электронов очень мал и движение электронов происходит главным образом за счет действия сил поля. По мере приближения к коллекторному переходу возрастает градиент концентрации электронов, вследствие чего возрастает диффузионная составляющая тока, а дрейфовая составляющая уменьшается. Поэтому скорость результирующего движения электронов через базу оказывается меньше суммы скоростей диффузионного и дрейфового движений, но больше скорости диффузионного движения. Так как скорость перемещения электронов через базу дрейфового транзистора больше, чем у бездрейфового, то при одинаковых напряжениях на эмиттерном переходе плотность тока эмиттера у дрейфового транзистора оказывается больше, чем у бездрейфового. Известно, что в бездрейфовом транзисторе плотность тока эмиттера пропорциональна градиенту концентрации электронов в сечении хр:

nп «(^р)

Л = <Рп —= qDn .

В дрейфовом транзисторе плотность тока эмиттера определяется напряженностью поля в базе:

1э=9М,(*рК -

Одинаковые токи;' и j" можно получить, подав на эмиттерный переход дрейфового транзистора меньшее напряжение, чем на эмиттерный переход бездрейфового транзистора. При этом концентрация электронов в сечении хр в дрейфовом транзисторе должна уменьшиться. Приравняем токи ;' и j" и решим полученное уравнение относительно пд(хр):

Учтем (1.74), (4.134) и (4.138) и получим

(4.141)

Таким образом, в дрейфовом транзисторе при таком же токе, как и в бездрейфо- вом, концентрация электронов в сечении хр меньше в 3-8 раз. Вследствие этого уменьшается инжектированный в базу заряд, а значит, и диффузионная емкость, что и обусловливает увеличение предельной частоты передачи тока эмиттера f^. Распределение концентрации электронов в базе бездрейфового и дрейфового транзисторов при одинаковых токах эмиттера показано на рис. 4.36.

4-10. Работа транзистора в импульсном режиме

При работе транзистора в импульсных схемах различают режимы малого и большого сигналов. При подаче на базу импульсных сигналов малой величины транзистор работает в активном режиме. В этом случае происходит усиление импульсных сигналов и соблюдается линейная зависимость между напряжениями выходного и входного сигналов. Такой режим характерен, например, для усиления телевизионных сигналов.

Работа транзистора в режиме больших импульсных сигналов (такой режим обычно называют ключевым) характерна для цифровых интегральных схем. В этом случае транзистор выполняет функции электронного ключа: он может находиться либо в закрытом состоянии (отсечка), либо в открытом состоянии (насыщение). Качество работы электронного ключа оценивается скоростью переключения, то есть временем его перехода из одного состояния в другое. На рис. 4.37, а представлена схема электронного ключа, а на рис. 4.37, б—д — диаграммы, иллюстрирующие его работу. Рассмотрим поэтапно процессы включения и выключения транзистора.

Рис. 4.37

Процесс включения транзистора

(4.142)(4.142)В промежутке времени от 0 до t0 транзистор находится в режиме отсечки. При этом ток коллектора практически равен нулю. Поэтому можно считать, что транзисторный ключ разомкнут, напряжение на коллекторе равно напряжению источника питания Еи-п и режим работы определяется точкой А (рис, 4.37, в). В момент времени to напряжение импульсного генератора скачком изменяется от значения U^ до U^, и в базовой цепи возникает ток 7б1 = U^/R^. В интервале времени от t0 до t, происходит заряд барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов. Интервал времени от to до tx называют временем задержки включения и определяют соотношением

(4.142)

(4.142)

Здесь Сэ и Ск — усредненные барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов соответственно. Чем больше ток 761 и меньше емкости транзистора, тем меньше время задержки включения.

В момент времени tt напряжение на эмиттерном переходе достигает порогового значения Unop = 0,7 В, переход отпирается, транзистор переходит в активный режим, начинается инжекция электронов в базу (рис. 4.38, а и б) и в цепи коллектора появляется ток iK (рис. 4,37, г). Если RK = 0, то напряжение ик_э сохраняется неизменным, при этом ток гк в интервале времени от tx до t3 увеличивается по закону:

Если RK * 0, то рост тока гк сопровождается уменьшением напряжения ик_а. Рабочая точка перемещается из положения А в положение В (см. рис. 4.37, в). При этом скорость нарастания тока определяется постоянной времени то 3=тр + RKCK. По мере

уменьшения напряжения ик_3 уменьшается надряжение на коллекторном переходе и в момент, когда станет выполняться условие ик п = ы6_э - ик_э, транзистор перейдет в режим насыщения, в базу начнут инжектироваться электроны из Коллектора, а в коллектор -^ дырки из базы. В момент времени t2 транзистор оказывается в режиме глубокого насыщения и коллекторный ток достигает значения /к |ис = РД нас Ток 161|ас является минимальным током базы, прн котором наступает глубокое насыщение. Если /61 < /6 „ас, то точка пересечения нагрузочной линии с выходной характеристикой располагается правее и режим глубокого насыщения не наступает. Если же Z61 > 16 |1ас, то после наступления глубокого насыщения положение точки В не изменяется и дальнейший рост тока коллектора прекращается, а база продолжает заполняться электронами. При этом увеличивается концентрация электронов в сечении х' при сохранении градиента концентрации в этом сечении (рис. 4.38, б). Поскольку коллекторный переход открыт, то одновременно с накоплением электронов в базе происходит накопление дырок в коллекторе. Процесс накопления избыточных зарядов завершается в момент времени t3.

Интервал времени от tx до t2 называют временем нарастания тока:

^ = 4 -tt = таз1п 1

(4.144)(4.144)Чем больше ток базы, тем быстрее нарастает ток коллектора. Суммарное время tBKJI= 4 + 4Р называют временем включения. Для уменьшения времени включения необходимо увеличивать ток 16х и повышать граничную частоту транзистора.

(4.144)

(4.144)

Процесс выключения транзистора

В момент времени t4 напряжение на базе скачком уменьшается от значения Un до значения U^, и в цепи базы возникает отрицательный ток I№ = (17пор - U^)^, обусловленный рассасыванием накопленного в базе избыточного заряду. Этот процесс протекает так же, как и в импульсном режиме диода. При RK = 0 изменение заряда сопровождается уменьшением градиента концентрации в сечении х₽ (см. рис. 4.38, в) и уменьшением тока по закону

( -А

А (0 = 34 “3(4 ~4) 1-ехр —

(4.145)(4.145)Здесь т — постоянная времени, обусловленная скоростью рассасывания избыточного заряда.

(4.145)

(4.145)

^=Ц-Ц =т1п^=Ц-Ц =т1п( 4+141( 4+141^б. нас + М^б. нас + МПри RK * 0 в интервале времени от t4 до t5 градиент концентрации в сечении х'р сохраняется постоянным (см. рис. 4.38, г), что обусловливает постоянство тока гк. Этот промежуток времени называют временем рассасывания. Он находится из соотношения (4.145), в котором надо принять iK(t) = р/6 нас и t = t^, тогда

^=Ц-Ц =т1п

^=Ц-Ц =т1п

( 4+141

( 4+141

^б. нас + М

^б. нас + М

Здесь т = Тр.

Время рассасывания увеличивается с ростом отпирающего тока базы /61 и уменьшается с увеличением запирающего тока базы 1№

(4.147)(4.147)В момент времени t5 транзистор переходит в активный режим. Ток коллектора начинает убывать по экспоненте с постоянной времени то 3. В момент времени t6 ток гк становится равным нулю. Промежуток времени от момента t5 до момента t6 называют временем спада. Он находится из соотношения (4.145), в котором надо принять zK(t5) = 04 нас, 4( £6) = 0 и т = т0 з, тогда

(4.147)

(4.147)

4=«6-«5=То.э1п1 + ^.

Время спада тем меньше, чем больше запирающий ток 4>- Суммарное время <вык - 4с + <сп называют временем выключения.

Если ключ работает на емкостную нагрузку, то длительность времени нарастания напряжения ик_э оказывается больше длительности спада тока коллектора гк (см. штриховую линию на рис. 4.37, д). Объясняется это тем, что из-за наличия емкости нагрузки Сн напряжение ик_3 изменяется с постоянной времени т=то 3 + С„4<. Суммируя рассмотренное, можно сделать вывод, что выходной импульс напряжения ик_3 оказывается инвертированным, растянутым и сдвинутым во времени по отношению к входному импульсу напряжения. Переходные процессы определяют быстродействие ключа, то есть скорость переключения. Быстродействие транзистора зависит от величины накапливаемого в базе заряда, скорости его накопления и рассасывания. Дрейфовые транзисторы предпочтительнее без- дрейфовых, так как в их базе величина накапливаемого избыточного заряда меньше. Существенного повышения быстродействия можно добиться, уменьшив инжекцию электронов в базу со стороны коллектора и дырок в коллектор со стороны базы. Это достигается путем включения между коллектором и базой диода Шотки.

Транзистор с диодом Шотки

В транзисторе с диодом Шотки диод включают между базой и коллектором (рис. 4.39, я). Схемное изображение такого транзистора показано на рис. 4.39, б. Обычно эти транзисторы реализуют в интегральном исполнении (см. раздел «Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС» в главе 6). Шунтирование коллекторного перехода диодом Шотки изменяет выходную характеристику транзистора в области малых напряжений мк_3.

«к, п | I«к, п | IДля того чтобы понять причину различий характеристик, воспользуемся уравнением 4.43, полученным при анализе модели Эберса—Молла,

«к, п | I

«к, п | I

(4.148)(4.148)4=01^ ехр^-1 -1К^_К ехр и,

(4.148)

(4.148)

Учтем, что ик „ = Mg_3 - «к-э- Из (4.148) следует, что коллекторный ток формально имеет две составляющих, одна из которых положительная, другая отрицательная. Положительная составляющая тока создается электронами, перемещающимися из базы

в коллектор. Отрицательная составляющая тока создается электронами, перемещающимися из коллектора в базу. Эти две составляющих тока показаны на рис. 4.40, а (графики 1 и 2). Отрицательная составляющая тока появляется при и* „ = 0, то есть при ик_э = и6_э = 0,7 В. При небольших значениях ик п этот ток незначителен. Заметный ток появляется При и^ц около 0,6 В, то есть при ик_э = 0,1 В. Суммирование положительной и отрицательной составляющих тока дает выходную характеристику транзистора (график 3). Точка пересечения выходной характеристики с нагрузочной линией находится в области глубокого насыщения, поэтому в базе накапливается избыточный заряд из-за инжекции электронов со стороны коллектора.

Рис. 4.39Рис. 4.39

Рис. 4.39

Рис. 4.39

Если между базой и коллектором включен диод Шотки, то мы имеем дело с двумя, параллельно включенными электрическими переходами, обладающими разными вольт-амперными характеристиками. Вольт-амперная характеристика диода Шотки показана ца рис. 4.40, б (график 2). Она также начинается при ик_а = 0,7 В. Однако заметный ток диода Шотки возникает при ык „ около 0,2-0,3 В. Суммируя ток диода Шотки с положительной составляющей тока, мы получаем выход-

ную характеристику транзистора с диодом Шотки (график 3). Точка пересечения этой выходной характеристики с нагрузочной линией определяет режим работы транзистора при подаче на базу отпирающего импульса тока Г61. Эта точка соответствует напряжению ик13 около 0,4-0,5 В, при котором коллекторный переход хотя и открыт, но ток через него настолько мал, что им можно пренебречь и считать, что ток проходит через диод Шотки, в котором, как было рассмотрено в главе 1 (см. подраздел «Контакт полупроводника с металлом»), накопление избыточного заряда не происходит. При этом инжекция электронов в базу со стороны коллектора отсутствует и накопление избыточного заряда в базе транзистора происходит только за счет инжекции со стороны эмиттера, вследствие чего повышается быстродействие.

Разновидности биполярных транзисторов

В настоящее время промышленностью выпускается большое количество биполярных транзисторов различных типов и разного назначения. Подавляющее большинство транзисторов изготовляется из кремния и имеет структуру п-р-п. Обычно транзисторы классифицируют по допустимой рассеиваемой мощности, предельной частоте и назначению.

По мощности транзисторы подразделяют на три группы. К транзисторам малой мощности относят приборы с рассеиваемой мощностью менее 0,3 Вт. К транзисторам средней мощности относятся транзисторы с рассеиваемой мощностью от 0,3 до 1,5 Вт. Для транзисторов большой мощности рассеиваемая мощность превышает 1,5 Вт.

В каждой из трех групп транзисторы подразделяются на низкочастотные (Д < £ 3 МГц), транзисторы средней частоты (3 МГц < Д < 30 МГц), высокочастотные (30 МГц < Д6 < 120 МГц) и транзисторы диапазона СВЧ (/тах > 120 МГц). Для низкочастотных транзисторов характерны большая емкость переходов (10- 100 пФ) и время рассасывания (порядка 1 мкс). Для высокочастотных транзисторов характерны малая площадь переходов, малая толщина базы и малое время жизни неосновных носителей заряда. Барьерные емкости этих транзисторов не превышают 10 пФ, время рассасывания составляет доли микросекунды. Как правило, высокочастотные транзисторы являются дрейфовыми.

Сверхвысокочастотные транзисторы отличаются рядом важных структурных и конструктивных особенностей. Толщина базы этих транзисторов составляет 0,1-0,3 мкм, ширина эмиттера — около 1 мкм, расстояние от края эмиттерной области до базового контакта — около 0,4 мкм. При этих условиях барьерные емкости составляют десятые доли пикофарады, а граничная частота Достигает 10 ГГц. Транзисторы с повышенной граничной частотой характеризуются Пони- жейными рабочими напряжениями й токами, малыми значениями отдаваемой высокочастотной мощности и допустимой рассеиваемой мощности. Как показали исследования, граничная частота Д и отдаваемая мощность Р связаны между

собой соотношением Pf^ = const, йз которого следует, что повышение граничной частоты при заданном уровне технологии связано с неизбежным уменьшением отдаваемой мощности. Современная технология позволяет создавать транзисторы с граничной частотой 10 ГГц при отдаваемой мощности 1 Вт.

Мощные транзисторы отличаются большими напряжениями и токами коллектора. Для достижения большого рабочего тока применяют многоэмиттерные транзисторы, содержащие большое число узких длинных эмиттерных полосок, между которыми расположены выводы базы, объединенные общим базовым выводом. Все эмиттеры располагают внутри одной базовой области, а их выводы объединяют общим эмиттерным выводом. Ширина каждой эмиттерной полоски составляет 10-20 мкм, адлина — 100-200 мкм. Для хорошего теплоотвода кристалл мощного транзистора устанавливают на массивное металлическое основание корпуса, которое в ряде случаев имеет специальный радиатор. Современные мощные транзисторы при допустимом коллекторном напряжении более 100 В и токе коллектора более 50 А позволяют в диапазоне Частот до 30 МГц получить в нагрузке мощность порядка 175-200 Вт..

Большое разнообразие транзисторов отражается в их условных обозначениях (маркировке), содёржащих определенную информацию о свойствах транзистора. Первый элемент обозначения характеризует материал полупроводника:

Г (или 1) — германий;

К (или 2) — кремний;

А (или 3) — арсенид галлия;

И (или 4) — соединения индия.

Буквы используют при маркировке транзисторов широкого применения, цифры — при маркировке транзисторов специального назначения.

Вторым элементом обозначения для биполярных транзисторов является буква Т (для полевых транзисторов используется буква П). Третий элемент обозначения характеризует мощность и частотные свойства:

1 — маломощный низкочастотный;

2 — маломощный средней частоты;

3 — маломощный высокочастотный (/ > 30 МГц);

4 — средней мощности низкочастотный;

5 — средней мощности средней частоты;

6 — средней мощности высокочастотный;

7 — большой мощности низкочастотный;

8 — большой мощности средней частоты;

9 — большой мощности высокочастотный.

Четвертый и пятый элементы указывают на порядковый номер разработки данного типа транзистора ц обозначаются цифрами от 01 до 99. Шестой элемент обозначения (буквы от А до Я) показывает разделение транзисторов, данного типа на подтипы по классификационным параметрам, например по величине Л21а или какого-либо другого параметра. Например, кремниевый биполярный мощный

высокочастотный транзистор Kf 903 А имеет минимальное значение А21э = 15, а транзистор КТ 903 Б — минимальное значение НгХэ = 40.

Для вновь разрабатываемых транзисторов используются семиэлементные обозначения. У этих транзисторов третий элемент несколько иначе характеризует мощность и частотные свойства транзистора:,

1 -г маломощный (до 1 Вт) страничной частотой до 30 МГц;

2 — маломощный с граничной частотой до 300 МГц;

4 — маломощный с граничной частотой свыше 300 МГц;

7 — мощный (свыше 1 Вт) с граничной частотой до 30 МГц;

8 — мощный с граничной частотой до 300 МГц;

9 — мощный с граничной частотой свыше 300 МГц.

Четвертый, пятый и шестой элементы-(число от 001 до 999) указывают на порядковый номер разработки, а седьмой элемент — на отличие по какому-либо параметру.

В радиоэлектронной аппаратуре наряду с транзисторами, управляемыми электрическими сигналами, находят применение транзисторы, управляемые световыми сигналами, — фототранзисторы. Биполярный фототранзистор представляет собой обычный транзистор, в корпусе которого имеется прозрачное окно, через которое световой поток воздействует на область базы. Схематическое устройство фототранзистора и схема его включения представлены на рис. 4.41, а. Фототранзистор обычно включают по схеме с ОЭ с отключенной базой. При этом эмиттерный переход оказывается включенным в прямом направлении, а коллекторный переход — в обратном. Под действием света происходит генерация пар носителей заряда в базовой области. Электроны и дырки диффундируют к коллекторному переходу, поле которого разделяет их. Дырки переходят из базы в коллектор и увеличивают ток коллектора, а электроны остаются в базе и компенсируют положительный неподвижный заряд неподвижных доноров в р-п-переходе, в результате чего потенциальный барьер в эмиттерном переходе снижается, что приводит к увеличению инжекции дырок в базу. Соответственно увеличивается количество дырок, втянутых полем коллекторного перехода и попавших в коллектор. Ток инжектированных носителей и соответствующий ему коллекторный ток во много раз превышает первоначальный фототок, образованный носителями за счет генерации.

Вольт-амперные характеристики фототранзистора показаны на рис. 4.41, б. Внешне они не отличаются от выходных характеристик обычного биполярного транзистора. При отсутствии светового потока через транзистор протекает ток 1К_^ = р /k_6q. При облучении базы, светом появляются дополнительные носители заряда, ток коллектора возрастет и становится равным zK = Р(/К_бо + /ф), где р/к-so — темновой ток фототранзистора, р/ф = рХфФ — световой ток фототранзистора, а Хф — интегральная фоточувствительность фототранзистора.

Если р цепь коллектора включен резистор Д„, то режим работы фототранзистора определяется так же, как и обычного транзистора. В этом случае при изменении, светового потока будет, изменяться напряжение цк_э. Следовательно, фототранзистор, является приемником фотоизлучения и одновременно усилителем фототока.

Схема со свободной базой имеет низкую температурную стабильность. Для повышения стабильности используют вывод базы и схемы стабилизации аналогично тому, как это делается в схемах с обычными биполярными транзисторами. Вывод базы может быть задействован для обычного электрического управления фототранзистором.

Тиристоры

Тиристор — это полупроводниковый прибор с тремя или более р-п-переходами, на вольт-амперной характеристике которого имеется участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Тиристор может находиться в одном из двух устойчивых состояний — закрытом или открытом. В закрытом состоянии сопротивление тиристора высокое и он пропускает маленький ток. В открытом состоянии сопротивление тиристора небольшое и через него протекает большой ток. Существует несколько разновидностей тиристоров.

Диодный тиристор

Диодный тиристор, или динистор, состоит из четырех областей полупроводника с чередующимся типом электропроводности (рис. 4.42, а), имеет три электроннодырочных перехода и два вывода. Крайние области структуры называют эмиттерами (Э), а примыкающие к ним р-п-переходы называют эмиттерными переходами (ЭП). Средние области называют базами (Б), а р-п-переход между ними называют коллекторным переходом (КП). Контакт к внешнему n-слою называют катодом (К), а контакт к внешнему p-слою называют анодом (А).

Четырехслойную структуру можно рассматривать как совокупность двух транзисторов типа п-р-п и р-п-р. Если на анод динистора подать положительное напряжение, то оно перераспределится Между тремя р-п-переходами (рис. 4.42, б). При этом на эмиттерные переходы будет подано прямое напряжение, а на коллекторный переход — обратное. Вследствие этого в структуре возникает поток электронов 1,

перемещающийся из электронного эмиттера (Э,) через дырочную базу (Б1) и коллекторный переход в электронную базу (Б2), и поток дырок 2, перемещающийся из дырочного эмиттера (Э2) через электронную базу (Б2) и коллекторный переход в дырочную базу БР При этом некоторая часть носителей заряда рекомбинирует в срответствующих базах, поэтому через коллекторный переход протекают потоки а^ и 0^2, где а, и о^ — интегральные коэффициенты передачи токов. К коллекторному переходу приложено обратное напряжение, поэтому через него в соответствии с теорией транзисторов должен протекать ток, обусловленный экстракцией неосновных носителей заряда из прилегающих областей и генерацией носителей заряда в самом переходе. В кремниевых структурах преобладает генерация носителей заряда в коллекторном переходе (потоки 3 и 4). Ток, создаваемый этими потоками, обозначим /ген. Тогда полный ток через коллекторный переход будет равен

i = а^ + a2i2 + Iravi = а^ + a2i2 + Irav(4.149)

i = а^ + a2i2 + Irav

i = а^ + a2i2 + Irav

= i2 = i. Сле-= i2 = i. Сле-(4.150)(4.150)

= i2 = i. Сле-

= i2 = i. Сле-

(4.150)

(4.150)

В последовательной структуре протекает одинаковый ток, поэтому ^ довательно,?

. _ /ген'

1 l-(a1+a2)‘

Если напряжение на коллекторном переходе таково, что в нем происходит лавинное размножение носителей заряда, то все слагаемые тока через коллекторный переход необходимо умножить на коэффициент лавинного размножения М, тогда

(4.151)(4.151): _ М1га,

(4.151)

(4.151)

( 1 - М (at + а2)'

Воспользуемся полученным уравнением для анализа вольт-амперной характеристики динистора, представленной на рис. 4.43. Она содержит пять характерных участков.

Участок ОА. Этот участок соответствует закрытому состоянию динистора. При небольших напряжениях (и « ивкл) лавинное размножение носителей заряда отсутствует (М = 1) и справедливо неравенство ^ + с^ < 1, поэтому ток г = /ген. С ростом напряжения и коллекторный переход расширяется^ его объем увеличивается и возрастает ток /ген. По мере приближения к напряжению мвкл увеличиваются интегральные коэффициенты передачи тока а! и с^, возникает лавинное размножение носителей заряда и появляется положительная обратная связь, суть которой состоит в следующем. Электроны из электронного эмиттера (поток 1), попадая в электронную базу Б2, снижают потенциальный барьер вр-п-переходе ЭП2, что ведет к увеличению потока дырок 2, которые, попав в дырочную базу Б„ снижают потенциальный барьер в ЭП^ в результате чего происходит лавинообразное увеличение тока, которое может привести к разрушению прибора. Чтобы ограничить рост тока, последовательно с динистором обязательно включают ограничительный резистор. Напряжением включения мвкл называют такое напряжение, при котором дифференциальное сопротивление динистора du/di становится равным нулю. Для нахождения этого напряжения продифференцируем уравнение (4.150) с учетом того, что М зависит от напряжения и, а коэффициенты а, и с^ — от тока г. После дифференцирования получаем:

..daA ( .daA

du didu di1-M a,+z —1 + a2+z —r

du di

du di

(4.152)(4.152)I di ) \ di

(4.152)

(4.152)

Выражения в круглых скобках в числителе являются дифференциальными коэффициентами передачи токов эмиттеров:

^=^ = «, + 1 —:(4.153)

ш,.аг

di,da2

а2 =-^ = «2+ *—г-,(4154)

di^аг

Пренебрежем первым слагаемым в знаменателе (4.151), так как ток 1Т№ слабо зависит от напряжения. Тогда вместо (4.151) можно записать:

(4.155)(4.155)(4.156)(4.156)du _1-М(а, + a2)

(4.155)

(4.155)

(4.156)

(4.156)

^"^[(a,+ «,). + /„]' du LJ

Следовательно, включение наступит йри условии

M(at + a2) = 1.

При этом точка А должна удовлетворять требованию экстремальности, то есть в этой точке должно выполняться условие d2u/di2 < 0. Дифференцируя (4.154), получаем:

(4.157)(4.157)^(«1+а2)> 0 di

(4.157)

(4.157)

Таким образом, напряжению мвкл соответствуют условия (4.155) и (4.156). Но тогда из (4.155) следует, что значение М при прохождении через точку А должно уменьшаться. Физически это возможно при условии, что после прохождения через точку А напряжение должно уменьшаться, а ток увеличиваться.

"Участок АВ. На этом участке рост тока сопровождается уменьшением напряжения, то есть участок АВ обладает отрицательным дифференциальным сопротивлением. Физически уменьшение напряжения происходит за счет того, что электроны и дырки, накапливающиеся в базах динистора, снижают потенциальный барьер в коллекторном переходе. При достижении точки В всё три перехода оказываются смещенными в прямом направлении. Точке В соответствует ток удержания /уд. Участок ВС. Этот участок соответствует открытому состоянию динистора, при котором все три р-п-перехода имеют прямое включение и динистор можно рассматривать как три диода, включенных последовательно. Величина тока при этом определяется объемным сопротивлением структуры. Максимальная величина тока, который может пропустить динистор в этом режиме, определяется площадью переходов и условиями их охлаждения.

Участок OD. При подаче на анод отрицательного напряжения коллекторный пе

реход оказывается смещенным в прямом направлении, а эмиттерные переходы в обратном. Через динистор протекает неббЯьшбй обратный ток.

Участок DE. На этом участке обратный ток динистора резко увеличивается, что обусловлено лавинным пробоем одного из эмиттерных переходов.

Экспериментальное наблюдение вольт-амперной характеристики на участке с отрицательным дифференциальным сопротивлением возможно при условии, что сопротивление ограничительного резистора R больше модуля отрицательного дифференциального сопротивления. В этом случае нагрузочная линия пересекает вольт-амперную характеристику только в одной точке. Если же это условие не выполняется, то нагрузочная линия пересекает вольт-амперную характеристику в трех точках. При этом рабочие значения токов и напряжений зависят от того, происходит увеличение или уменьшение напряжения Еи„. Если напряжение Еип увеличивается (рис. 4.44), то режим работы динистора определяется точками пересечения с ветвью О А (точки 1, 2, 3). Такой режим соответствует закрытому состоянию динистора; через него протекает незначительный ток. Когда напряжение станет равным Е"п (точка 3), то произойдет переключение динистора в открытое состояние (точка 4). При дальнейшем увеличении напряжения Е„„ рабочая точка на ветви ВС будет сдвигаться вверх; если же напряжение Е„п уменьшать, то ток будет уменьшаться (точки 5 и 6). Когда Е„ „ станет равным Е„п, произойдет переключение динистора в закрытое состояние (точка 1). Из рассмотренного следует, что динистор является переключательным электронным прибором.

Триодный тиристор

Триодный тиристор, или тринистор, отличается от динистора наличием вывода от одной из баз (рис. 4.45, а\ Этот вывод называют управляющим электродом. Его наличие дает возможность управлять током одного из эмиттеров. Если вывод сделан от дырочной базы и на него подано положительное напряжение, то эмиттерный переход 3nt оказывается включенным в прямом направлении, и в цепи управляющего электрода возникает инжекционный ток гу. В результате возрастает ток г\, что вызывает увеличение коэффициента а, и облегчает выполнение условия (4.155), при котором тиристор переходит в открытое состояние. Чем больше ток iy, тем меньше напряжение включения ггвкл (рис. 4.45, б).

Симметричный тиристор

Симметричный тиристор, или симистор, имеет пятислойную структуру и содержит четыре р-тг-перехода (рис. 4.46, а). Верхняя п3-область и нижняя и!-область

являются укороченными и имеют общие с соседними областями р, и р2 металлические выводы Э2 и Эр В результате переходы и3-р2и ^-^оказываются зашунти- рованными объемными сопротивлениями прилегающих p-областей. Если на этих переходах действуют прямые напряжения, то сопротивления переходов оказываются меньше сопротивления базовых областей, и ток течет через переход. Если же на переходах действуют обратные напряжения, то их сопротивления оказываются больше сопротивления базовых областей, и ток течет через соответствующую р-область.

Рис. 4.46

Если потенциал электрода Э2 больше потенциала электрода Эр то переходы пл-рх и и2-р2 оказываются открытыми, а переходы рх-п2 ир2-п3 - закрытыми, ]В результате область и3 оказывается, отключенной, и структура превращается в динистор НгРгп2-р2, в котором электроны перемещаются снизу вверх, а дырки — сверху вниз. Если потенциал электрода Э2 меньше потенциала электрода Эр то переходы nx-pt и п2-р2 закрывается, а переходы рх-п2 и р2-Пз открываются и структура

превращается в динистор п3-р2-п2-рх, в котором электроны перемещаются сверху вниз, а дырки — снизу вверх. Таким образом, сймистор является переключательным прибором, который может работать как при положительном, так и при отрицательном напряжении. Вольт-амперная характеристика симистора представлена на рис. 4.46, б.

Симисторы, у которых отсутствует вывод от внутренней области н2, называются диаками. Если от области п2 сделан внешний вывод (управляющий электрод), то такой прибор становится трехэлектродным и называется тприаком. В этом случае, подавая импульсы тока в цепь управляющего электрода, можно управлять напряжением включения триака.

Применение тиристоров

Тиристоры нашли применение в различных схемах радиоэлектроники, автоматики и промышленной электроники. Промышленностью выпускается большое разнообразие тиристоров. Условные графические обозначение тиристоров представлены на рис. 4.47 (а — динистор, б — тринистор с выводом от p-области, в — тринистор с выводом от n-области, г — запираемый тринистор с выводом от р-об- ласти, д — запираемый тринистор с выводом от n-области, е — диак).

Обычные тринисторы запираются путем снижения анодного напряжения. Запираемые тринисторы можно запирать путем подачи на управляющий электрод коротких импульсов обратного напряжения.

На рис. 4.48, а в качестве примера показана схема выпрямителя переменного тока, в котором величина постоянной составляющей выпрямленного тока может меняться путем изменения напряжения на управляющем электроде. На рис. 4.48, б показаны диаграммы работы этой схемы.

Пока напряжение иг не превышает напряжения включения, тиристор заперт, ток очень мал и напряжение на тиристоре иД практически равно напряжению источника иг В момент времени tv происходит отпирание тиристора, ток резко возрастает, а напряжение иД резко уменьшается (переход от точки А к точке В). Этот процесс протекает не мгновенно, а в течение короткого интервала времени ^вй (на рисунке не показанного). Затем в интервале времени tv„t2 ток нарастает, а в интервале t2...t3уменьшается. Напряжение на тиристоре мд в интервале tv..t3 сохраняется минимальным (тиристор открыт), практически все напряжение и,, оказывается приложенным к резистору R. В момент времени t3 тиристор запирается,

ток резко уменьшается, а напряжение пд увеличивается (переход от точки D к точке Е). Этот процесс происходит в течение короткого промежутка времени tBblK„. Изменяя ток управляющего электрода, можно изменять момент включения, а следовательно, длительность промежутка времени, в течение которого ток протекает через тиристор.

Контрольные вопросы

Охарактеризуйте режимы работы биполярного транзистора.

Нарисуйте распределение концентрации носителей заряда при различных режимах работы.

Что такое коэффициенты передачи токов и как они зависят от тока эмиттера?

Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схеме с общей базой.

Нарисуйте и объясните семейство выходных характеристик транзистора в схеме с общим эмиттером.

Как влияет температура на характеристики транзистора?

В чем состоит различие между дифференциальными и интегральными коэффициентами передачи токов?

В чем состоит различие между К- и ^-параметрами?

Поясните, как определяются //-параметры по характеристикам транзистора.

Нарисуйте схему включения и диаграмму работы транзистора в усилительном режиме.•-

Как производится аналитический расчет коэффициента усиления напряжения?

Нарисуйте и объясните временные диаграммы работы транзистора в импульсном режиме.

Что представляет собой модель Эберса—Молла?

Нарисуйте и объясните физическую эквивалентную схему биполярного транзистора.1

Почему ухудшаются усилительные свойства транзистора на высоких частотах?

Чем ограничивается быстродействие транзистора при работе в импульсном режиме?

Какие физические процессы протекают В тиристоре при включении и выключении?

Глава 5 Полевые * транзисторы

Полевыми транзисторами называют трехэлектродные полупроводниковые приборы, в которых управление током осуществляется изменением проводимости токопроводящего канала путем воздействия электрического поля, поперечного к направлению тока. Токопроводящий канал соединяет две сильнолегированных области. Область, из которой носители заряда уходят в канал, называется истоком, а область, в которую они приходят, — стоком. Электрическое поле, изменяющее проводимость канала, создается путем подачи управляющего напряжения на электрод, называемый затвором. В полевых транзисторах от истока к стоку перемещаются только основные носители заряда (либо электроны, либо дырки), поэтому их часто называют униполярными, в отличие от биполярных, в которых перемещаются как основные, так и неосновные носители заряда.

Существует три разновидности полевых транзисторов, различающихся физической структурой и способом управления проводимостью канала. В транзисторах с управляющим р-п-переходом в качестве затвора используется область, тип электропроводности которой противоположен типу электропроводности канала, в результате чего между затвором и каналом образуется р-п-переход. В транзисторах с управляющим переходом металл—полупроводник металлический затвор образует с приповерхностным слоем канала выпрямляющий контакт (барьер Шотки). В транзисторах с изолированным затвором между металлическим затвором и проводящим каналом расположен тонкий слой диэлектрика так, что образуется структура металл-диэлектрик— полупроводник (МДП-структура). Такие транзисторы обычно называют МДП-тран- зисторами. Особенностью всех полевых транзисторов является незначительный ток в цепи затвора. В этом состоит важнейшее отличие полевых транзисторов от биполярных, во входной цепи которых протекает сравнительно большой ток.

Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом

В транзисторах с управляющим р-п-переходом проводимость канала, соединяющего исток со стоком, изменяется путем изменения толщины р-п-перехода, изолирующего затвор от канала.

Устройство и принцип действия

Устройство транзистора с управляющим р-п-переходом и каналом n-типа показано на рис. 5.1. На кремниевой подложке p-типа создается карман с электронной электропроводностью, в котором формируются две сильнолегированных области п+-типа, выполняющие функции истока и стока.

Над слоем n-типа формируется слой p-типа, выполняющий функции затвора. Между затвором p-типа и каналом n-типа образуется р-п-переход, отделяющий затвор от канала. Концентрация примеси в затворе значительно превышает концентрацию примеси в канале, поэтому р-п-переход толщиной Д почти целиком расположен в кайале. Толщина канала dK зависит от отрицательного напряжения на затворе м3_и, изменяющего Д, то есть dK = dtt- Д, где d0 — металлургическая толщина канала. Чем больше отрицательное напряжение ы3_и, тем больше толщи- нар-п-перехода и, соответственно, меньше толщина канала d^ и его проводимость. При некотором напряжении м3_и = иотс, называемом напряжением отсечки, канал полностью перекрывается. При подаче на сток положительного напряжения ыс_„ в канале возникает ток гс, создающий падение напряжения вдоль Канала ф(х), вследствие чего толщина Д и, соответственно, dK оказываются зависящими от координаты х (рис. 5.2).

При небольших значениях мс_и (рис. 5.2, а) канал вдоль оси х постепенно сужается. При некотором значении ыс_и = ынас, называемом напряжением насыщения, канал у стока полностью перекрывается (рис. 5.2, 6). При напряжений ыс_и > ыиас участок перекрытия 5 расширяется, а проводящая часть канала Z' укорачивается (рис. 5.2, в). В этом режиме внешнее напряжение ыс_и перераспределяется между каналом и областью Перекрытия. На проводящей участке канала напряжение сохраняется равным ы||ас, а к перекрытому участку канала оказывается приложенным напряжение ис_И - ы„ас. Режим работы с частично перекрытым каналом называется режимом насыщения, а с неперекрытым каналом — линейным режимом.

Схематическое изображение полевых транзисторов с управляющим переходом показано на рис. 5.3.

п-канал И p-канал И

Рис. 5.3

Расчет напряжения отсечки и напряжения насыщения

Для расчета напряжения отсечки рассмотрим влияние напряжения и3_и на толщину перехода Л и толщину канала dK при напряжении wc_„ = 0. Известно, что толщина р-п-перехода зависит от напряжения, приложенного к переходу:

Д = /^^(фкО ~ «з-и)(51)

где N„ — концентрация донорных примесей в канале;

фк0 — контактная разность потенциалов между затвором и каналом.

Толщина канала равна dK = d0 - Д.

При u3_„ = иотс канал полностью перекрывается, то есть J^ = 0. а Д = Последовательно, уравнение (5.1) принимает вид

d _ l^d^z^l.(5.2)

Отсюда получаем:

U«T=U«T=-«М+ф»е0 + Ф“'-«М+ф»е0 + Ф“'(5.3)(5.3)Введем обозначение:_ qN^- “ 2ее0 ‘Введем обозначение:_ qN^- “ 2ее0 ‘■ (5.4)■ (5.4)ТогдаТогда«<пс = «шс + ФкО •«<пс = «шс + ФкО •(5.5)(5.5)Если м^_и > D (см. рис. 5.2, а), то будут изменяться потенциал ф(х) вдоль,канала и, соответственно, толщина р-п-перехода:Если м^_и > D (см. рис. 5.2, а), то будут изменяться потенциал ф(х) вдоль,канала и, соответственно, толщина р-п-перехода:А(х) =А(х) =2ее0 [фк0+Ф(х)-м3_и]2ее0 [фк0+Ф(х)-м3_и]q^q^(5.6)(5.6)При этом толщина канала также оказывается зависящей от координаты X: -При этом толщина канала также оказывается зависящей от координаты X: -<W = ^o-A(x) = Jo 1-<W = ^o-A(x) = Jo 1-А(х)А(х)= 4.= 4.1-1-2е€0 [фко+ф(^)-Мз^]2е€0 [фко+ф(^)-Мз^]qN^qN^= d0 1-= d0 1-'ФкО_±Ф^^'ФкО_±Ф^^(5.7)(5.7)

U«T=

U«T=

-«М+ф

»е0 + Ф“'

-«М+ф

»е0 + Ф“'

(5.3)

(5.3)

Введем обозначение:

_ qN^- “ 2ее0 ‘

Введем обозначение:

_ qN^- “ 2ее0 ‘

■ (5.4)

■ (5.4)

Тогда

Тогда

«<пс = «шс + ФкО •

«<пс = «шс + ФкО •

(5.5)

(5.5)

Если м^_и > D (см. рис. 5.2, а), то будут изменяться потенциал ф(х) вдоль,канала и, соответственно, толщина р-п-перехода:

Если м^_и > D (см. рис. 5.2, а), то будут изменяться потенциал ф(х) вдоль,канала и, соответственно, толщина р-п-перехода:

А(х) =

А(х) =

2ее0 [фк0+Ф(х)-м3_и]

2ее0 [фк0+Ф(х)-м3_и]

q^

q^

(5.6)

(5.6)

При этом толщина канала также оказывается зависящей от координаты X: -

При этом толщина канала также оказывается зависящей от координаты X: -

<W = ^o-A(x) = Jo 1-

<W = ^o-A(x) = Jo 1-

А(х)

А(х)

= 4.

= 4.

1-

1-

2е€0 [фко+ф(^)-Мз^]

2е€0 [фко+ф(^)-Мз^]

qN^

qN^

= d0 1-

= d0 1-

'ФкО_±Ф^^

'ФкО_±Ф^^

(5.7)

(5.7)

Если мс_и = мнас, то канал перекрывается. Подставляя в (5.7) Jk(x) = 0 и ф(х) = мнас, получим.

Ф n + М — М■;'У1- ’ ’: У . ;. v -у

ткО 1 насз—и _ 4.. ,,, . ..

Откуда -. ..,

“иас = “з-и ~ “отс ~ ФкО ■'.,' _

Учтем соотношение (5.5), тогда•

«кас = “з-и - “ок: •(5 8)

Следует иметь в виду, что напряжение отсечки мот? отрицательное (см. уравнение (5.3)), а напряжение насыщения миас положительное. В случае, если м3_и = О, напряжение насыщения мнас = -м^. ''

Расчет тока через канал :J

Для расчета тока воспользуемся моделью, представленной на рцс. 5.2, а, где пока* Ланы изменение толщины канала dK(x) и изменение потенциала ф(х)."

Выделим в канале участок длиной dx, обладающий сопротивлением t/7?(x).ToKzc создает на нем падение напряжения..

1dx ’1‘

б?ф(х) = 4б?Л(х) = гср———,. . .(5.9)

.dK(x)Z

где р — удельное сопротивление канала;.,

Z — ширина канала. .

Преобразуем (5.9):

(5.10)(5.11)(5.12)(5.10)(5.11)(5.12)</к(х)Лр(х) = ic ^-dx.

(5.10)

(5.11)

(5.12)

(5.10)

(5.11)

(5.12)

Фко+фМ-М;Фко+фМ-М;Подставим (5.7); тогда получим:

Фко+фМ-М;

Фко+фМ-М;

d0 1-d0 1-—ы'—ы'dt^-i^dx.■.

d0 1-

d0 1-

—ы'

—ы'

Представим (5.11) в другом виде:'

д 67±<йЕК^

V — иZcL

XотсJ

Проинтегрируем почленно полученное уравнение по всей длине канала:

ми j L

f </ф(х) - j EEi5^^=ic j> у dx.

О0 VМагс^0 0

В результате интегрирования получим

(5.13)

Здесь R^ =— сопротивление канала при м3_н = 0 и ис_И = 0.

Zd0

Решая (5.13) относительно ic, получаем

. 1 ^ = —

2 , “с-и + 3“^

“з-и -ФкО-Ц

з

'“з-и -ФкоУ

“are J

(5.14)

. 1

Tc"R^

2

U=-H+^Uan:

'и —и 3—ис—и

А

3

2

Л

3 т

2-‘

1

Мотс

Пренебрежем ф^, тогда и'^ = и^. Следовательно,

(5.15)

Преобразуя, получаем

(5.16)

Если мс_и = мнас = и3_и - uOTt, то уравнение (5.15) примет вид:

(5.17)

Если ыэ_и = 0, то ток стока будет равен

$с ^с max$с ^с maxUU(5.18)(5.18)

$с ^с max

$с ^с max

U

U

(5.18)

(5.18)

Следовательно, в режиме насыщения

с ^с maxс ^с max1-3^2. + 21-3^2. + 2(5.19)(5.19)

с ^с max

с ^с max

1-3^2. + 2

1-3^2. + 2

(5.19)

(5.19)

Это основное уравнение для расчета тока стока было выведено в 1952 году В. Шокли.

Статические характеристики

На рис. 5.4, а представлено семейство выходных характеристик, а на рис. 5.4, б — управляющая характеристика при некотором значении мс_„ = мс_о.

Рассмотрим выходную характеристику при м3_н = 0. При малых значениях мс_и (участок АБ) ток стока пропорционален напряжению мс_„ и определяется уравнением

к =к =1^кО1^кО( Аг1- Мэ-иUV ПОР J( Аг1- Мэ-иUV ПОР JМсиМси(5.20)(5.20)

к =

к =

1

^кО

1

^кО

( Аг

1- Мэ-иUV ПОР J

( Аг

1- Мэ-иUV ПОР J

Мси

Мси

(5.20)

(5.20)

По мере роста ис_и канал постепенно сужается и его проводимость уменьшается, что ведет к замедлению роста тока гс (участок БВ). При напряжении ис_н, равном напряжению насыщения, канал перекрывается и ток гс достигает значения Ic тах, определяемого уравнением (5.18). Существование тока в режиме насыщения (участок ВГ) объясняется тем, что к области перекрытия приложена разность потенциалов Ди = ис_и - инас. Эта разность потенциалов создает продольное электрическое поле, являющееся ускоряющим для подходящих к области перекрытия из канала электронов. Ускоряющее поле переносит подошедшие электроны через область перекрытия к стоку, вызывая в цепи стока ток. С ростом ис_и длина канала уменьшается, а напряжение на канале остается равным ииас поэтому напряженность поля в канале, а значит, и ток увеличиваются. Чем короче канал, тем больше относительное изменение тока при изменении напряжения ис_„.

Если на затвор подано отрицательное напряжение, то проводимость канала на начальном участке будет меньше, и характеристика проходит более полого. Кроме того, переход к режиму насыщения произойдет при меньшем значении напряжения и,|ас (см. уравнение (5.8)). Геометрическое место точек, соответствующих перекрытию канала при разных иэ_„ и наступлению режима насыщения, на рис. 5.4, а показано пунктирной линией.

Рассмотрим управляющую характеристику (рис. 5.4, 5) при uc_H = const. Обычно эта характеристика соответствует режиму насыщения, в котором ток гс слабо зависит от напряжения ис_и. Физически изменение тока гс при изменении напряжения и3_„ обусловлено изменением толщины канала: чем больше отрицательное напряжение и3_„, тем тоньше канал, меньше его проводимость и, соответственно, ток. Теоретически зависимость тока гс от напряжения и3_и в режиме насыщения определяется уравнением (5.19), которое для удобства расчетов обычно аппроксимируют квадратичной зависимостью:

4 = ЛЦ1-^ . (5.21)

Управляющая и выходные характеристики взаимосвязаны. Располагая семейством выходных характеристик, нетрудно построить управляющую характеристику путем переноса соответствующих точек из одной системы координат в другую, как это показано на рис. 5.4.

На статические характеристики влияет температура, что обусловлено зависимостью от температуры подвижности носителей заряда и контактной разности потенциалов в р-п-переходе. С ростом температуры подвижность носителей заряда в канале уменьшается, что ведет к снижению проводимости канала, то есть уменьшению тока стока, с другой стороны, с ростом температуры уменьшается контактная разность потенциалов, что влечет за собой расширение канала и увеличение тока.

Анализ показывает, что температурный коэффициент тока стока в режиме насыщения, определяемый двумя этими факторами, можно представить в виде

ТК1 = -^ = —(5.22)

icdT М(ЛЛ ic dT Т

Первый член в правой части уравнения учитывает влияние температуры на контактную разность потенциалов, второй член — на подвижность. Величина m определяется из выражения, аппроксимирующего температурную зависимость подвижности в рабочем интервале температур:

цТ™ = const.

Обычно для расчетов принимают m = 2, a d^JdT = 2 мВ/°С.

Из формулы (5.22) следует, что существует такое значение тока стока 1Т, при котором температурный коэффициент равен нулю (рис. 5.5).

Этот ток можно определить, приравняв к нулю уравнение (5.22):

ии■ 10"3.■ 10"3.(5.23)(5.23)

и

и

■ 10"3.

■ 10"3.

(5.23)

(5.23)

Температурный коэффициент тока у полевого транзистора меньше, чем у биполярного транзистора, и обычно не превышает 0,2 %/°С.

Дифференциальные параметры

Ток стока зависит от напряжения на затворе мэ_и и напряжения стока мс_и. Поэтому выражение для полного дифференциала тока стока можно представить в виде

4 =^3_и + A- duc_„.(5.24)

ОМ3-И»“с-и

В этом выражении частные производные, определяющие приращения тока при изменении соответствующих напряжений, можно рассматривать как дифференциальные параметры транзистора.

Крутизна S = дгс/дм3_„ характеризует управляющее действие затвора. Ее измеряют в миллиамперах на вольт [мА/B] и определяют по управляющей характеристике, как это показано на рис. 5.4, б, заменяя бесконечно малые приращения конечными, то есть S = MJ6u3_tt.

Теоретически, крутизну можно определить, дифференцируя уравнение (5.21) и учитывая (5.18). Тогда

(5.25)(5.25)5 = ~max J _ Мэ-и _ 2 _ М3_и ^ОТС ч ^ОТС > ^"^кО ч ^оггс

(5.25)

(5.25)

Из (5.25) следует, что крутизна обратно пропорциональна сопротивлению канала, которое равно

(5-26)

Следовательно, для получения высокой крутизны необходимо иметь канал с малой длиной LK и большой шириной Z. Увеличивать толщину канала dK и уменьшать удельное сопротивление р нецелесообразно, так как это ведет к увеличению отрицательного порогового напряжения (см. соотношение (5.3)). Практически, длина канала LK составляет несколько микрометров, а его ширина — тысячи микрометров. V

Выходная проводимость Gj = Дгс/ Дис_и характеризует влияние напряжения стока на ток стока. Ее определяют по выходным характеристикам (см. рис. 5.4, а), заменяя бесконечно малые приращения конечными, то есть Gj = Дгс/ Дмс_„, где Дгс — изменение тока (вертикальный катет характеристического треугольника), вызванное изменением напряжения Дмс_я (горизонтальный катет характеристического треугольника). Величина выходной проводимости очень мала и обусловлена изменением длины канала при изменении напряжения стока. Чем короче канал, тем больше относительное изменение его длины при одном и том же приращении Дмс_„, следовательно, тем больше проводимость Gj. Часто вместо параметра G; применяют обратную величину R, = 1/Gj. Этот параметр называется внутренним сопротивлением транзистора.

Помимо рассмотренных параметров используют параметр, характеризующий сравнительное воздействие напряжений стока и затвора на ток стока. Этот параметр называется коэффициентом усиления ц. Он равен отношению приращений напряжений стока и затвора, вызывающих одинаковые по величине и противоположные по знаку приращения тока стока:.

du du,_Hdu du,_Hic =constic =const(5.27)(5.27)

du du,_H

du du,_H

ic =const

ic =const

(5.27)

(5.27)

Знак «минус» в этой формуле учитывает, что положительному приращению duc_H, увеличивающему ток на величину dic, соответствует отрицательное приращение

^мз-н> уменьшающее ток на ту же самую величину dic, благодаря чему обеспечивается постоянство тока ic.

Параметр ц связан с параметрами 5 и R,. Полный дифференциал тока стока, выраженный через дифференциальные параметры, равен

di^Sdu^+i-du^.(5.28)

Если dic = 0, то

Sdu3_„+l-duc_H=0.(5.29)

Откуда получим

SR.=-^l,(5.30)

“Мз-и

С учетом (5.27) получаем

5Д=ц.(5.31)

Полученное соотношение связывает между собой дифференциальные параметры полевого транзистора.

Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник

Полевые транзисторы с управляющим переходом металл—полупроводник (МЕП- транзисторы) находят применение в арсенид-галлиевых интегральных схемах, характеризующихся повышенным быстродействием, что обусловлено рядом преимуществ арсенида галлия по сравнению с кремнием. Арсенид галлия имеет более широкую запрещенную зону (ДЕЭ = 1,43 эВ), благодаря чему подложка может рассматриваться как диэлектрик (р = 107...109 Омсм). Подвижность электронов в слабых электрических полях в арсениде галлия примерно в 5 раз выше, чем в кремнии (цп = 5103 см2/В-с), а скорость насыщения в сильных полях больше примерно в 2,5 раза (VHac = 2-107 см/с). По некоторым параметрам арсенид галлия хуже кремния. Так, у него низкая подвижность дырок и малое время жизни неосновных носителей заряда, что затрудняет разработку биполярных транзисторов. Слишком высокая плотность поверхностных состояний не позволяет создавать на его основе МДП-транзисторы.

Простейшая структура арсенид-галлиевого МЕП-транзистора показана на рис. 5.6. Транзистор создается на подложке 1 из нелегированного арсенида галлия. У поверхности создаются области истока 2 и стока 3 п+-типа, а также тонкий слой 4 п-типа

толщиной d0 = 0,1...0,2 мкм с концентрацией примеси Na = 1017 см-3. На поверхность подложки (над слоем 4) наносят металлический электрод затвора 5 в виде сплава титан—вольфрам. Металлические электроды 6 и 7 из сплава золото—германий образуют омические контакты к областям истока и стока. На поверхность подложки, не используемой для контактов, наносят слой диэлектрика 8. Металлический электрод затвора образует со слоем 4 выпрямляющий контакт-барьер Шотки. Толщина обедненного слоя 9 зависит от напряжения, подаваемого на затвор. Проводящий канал формируется между обедненным слоем 9 и подложкой 1. Принцип действия МЕП-транзистора заключается в том, что при изменении напряжения на затворе изменяется толщина проводящего канала, а следовательно, его проводимость и ток стока, то есть принцип действия практически не отличается от принципа действия транзистора с управляющим р-п-перехо- дом. Для МЕП-транэистора справедливы соотношения, выведенные в предыдущем разделе. Существуют лишь количественные различия. Рассмотрим некоторые из них.

Напряжение отсечки у МЕП-транзистора может быть как положительным, так и отрицательным. Оно определяется формулой (5.3):

Фк0 2ее0 '

Например, при фко = 0,8 В ^ = 1017 см~3, е = 13,1 и Jo = 0,2 мкм получаем иотс = -2 В. При <4 = 0,1 мкм и той же концентрации примесей иотс = 0,08 В. Практически величина и^ арсенид-галлйевых транзисторов может'лежать в пределах от -2,5 до +0,2 В. Если иотс < 0, то при мэ_и = 0 канал является проводящим, и такой транзистор называют нормально открытым. Если итс > 0, то при м3_и = 0 канал перекрыт обедненным слоем, и транзистор называют нормально закрытым.

На рис. 5.7 приведены управляющие характеристики нормально открытого (1) и нормально закрытого (2) транзисторов, а также входная характеристика (3), показывающая зависимость тока затвора от напряжения и3_и. Напряжение, подаваемое на затвор транзистора, не должно превышать 0,6 В с тем, чтобы в цепи затвора не появился нежелательный ток затвора.

Полевые транзисторы с изолированным затвором

Полевые транзисторы с изолированным затвором отличаются от транзисторов с управляющим р-п-переходом тем, что у них затвор, выполненный в виде металлической пленки, изолирован от канала тонким слоем диэлектрика. В качестве диэлектрика обычно используют двуоксид кремния SiO2.

Устройство и принцип действия

Устройство транзистора с изолированным затвором и каналом n-типа показано на рис. 5.8.

Рис. 5.6

На подложке p-типа создают две сильнолегированные области и+-типа. Одна из этих областей является истоком, другая — стоком. Исток обычно соединяют с подложкой. Между истоком и стоком существует канал, который либо создается в процессе изготовления транзистора, либо индуцируется при подаче на затвор положительного напряжения. Соответственно, различают две разновидности транзисторов с изолированным затвором: транзисторы со встроенным каналом и транзисторы с индуцированным каналом. Схематическое изображение транзисторов со встроенным каналом n-типа показано на рис. 5.9, а, а транзисторов с индуцированным каналом — на рис. 5.9,6. Помимо транзисторов с электронным каналом существуют транзисторы с дырочным каналом. Их схематические изображения показаны на рис. 5.9, виг.

бв

Рис. 5.9

В транзисторе со встроенным каналом ток через канал существует при подаче на сток положительного напряжения и при нулевом напряжении на затворе. При подаче на затвор отрицательного напряжения возникает вертикальное электрическое поле между подложкой и затвором, которое выталкивает электроны из канала, в результате чего проводимость канала уменьшается. При положительном напряжении канал обогащается электронами, и его проводимость возрастает.

В транзисторе с индуцированным каналом при подаче на сток положительного напряжения и нулевом напряжении на затворе проводящий канал между истоком и стоком отсутствует. При подаче на затвор положительного напряжения возникает поперечное электрическое поле, направленное перпендикулярно поверхности полупроводника, которое выталкивает из приповерхностного слоя дырки и притягивает электроны. В результате распределение концентрации электронов и дырок в направлении оси х, перпендикулярной поверхности полупроводника, принимает вид, показанный на рис. 5.10, а.

В тонком слое толщиной А выполняется условие n(x)p(x) = nf, поэтому этот слой оказывается обедненным подвижными носителями заряда: в нем преобладают отрицательные заряды акцепторов. Чем больше напряжение ы3_и, тем толще обедненный слой. При некоторой величине и3_„ = ипор, называемой пороговым напряжением, концентрация электронов ns на поверхности полупроводника оказывается равной концентрации дырок рр в объеме полупроводника (рис. 5.10, б). При напряжении и3_и > ипор концентрация электронов ns на поверхности оказывается больше концентрации дырок в объеме полупроводника (рис. 5.10, в): на поверхности образуется (индуцируется) канал толщиной dK с электронной проводимостью, отделенный от подложки обедненным слоем толщиной А. Изменяя напряжение и3_и, можно изменять толщину канала dK, а следовательно, его проводимость.

Рис. 5.10

Расчет порогового напряжения

Для расчета порогового напряжения рассмотрим МДП-структуру (металл—диэлектрик-полупроводник), к которой приложено напряжение и3_и (рис. 5.11, а). Такая структура представляет собой своеобразный конденсатор, одной из обкладок которого является полупроводник. При подаче на конденсатор внешнего напряжения и3_и на его обкладках возникают электрические заряды, равные по величине и противоположные по знаку. Заряд на металлической обкладке (затворе) сосредоточен на поверхности, примыкающей к диэлектрику, а заряд в полупроводнике распространяется на некоторое расстояние А вглубь полупроводниковой подложки. Внешнее напряжение иэ_и распределяется между диэлектриком и подложкой, то есть и3_и = и„ + ид. При этом поверхность подложки, примыкающая к диэлектрику, приобретает потенциал ф8. Если u3_„ = и„ор, то потенциал поверхности ф3 = ф„ор. Для нахождения ипор надо по отдельности определить ф3 и мл.

Для определения фпор воспользуемся соотношениями (1.48) и (1.49):

”Р = exp-(532)

Е - Е

Рр = рехр ' kTfp ■(5.33)

Учтем, что при подаче ыпор концентрация электронов на поверхности возрастает до значения ns =рр (рис. 5.11, 6). При этом равновесное состояние полупроводника не нарушается. Поэтому формулы (5.32) и (5.33) справедливы для расчета поверхностных концентраций:

п, = еХР’(5'34)

Е. - Е

Р^^ехр-^^..(5.35)

Здесь Eis — энергетический уровень, соответствующий середине запрещенной зоны на поверхности полупроводника.

Известно, что в равновесном состоянии положение уровня Ферми Е?р сохраняется неизменным. Следовательно, при изменении концентрации электронов и дырок на поверхности полупроводника должно изменяться положение уровня Eis. Это значит, что при увеличении ns и уменьшении ps должно наблюдаться искривление границ энергетических зон (рис. 5.11, в) на величину дфпор = Е, - Evs. Положение Ек определим из условия п, = рр, из которого следует

Evp ~ ^is = Д ~ ^Vp-:’

Отсюда получаем

■^is = 2£"Fp — Ev.

Следовательно,

Учтем, что положение уровня Ферми определяется соотношением (1.51):

EY = Е4 - кТ \п—..

Здесь Na — концентрация примеси в дырочной подложке.

Следовательно, . .■

(5'37)

Из (5.37) следует, что величина порогового потенциала зависит от концентрации примеси в подложке. Изменение потенциала подложки в приповерхностной области полупроводника, повторяющее искривление границ энергетических зон, показано на рис. 5.11, г.,

Для нахождения напряжения ид учтем, что МДП-структура является конденсатором, удельная емкость которого равна

^уд = ЕдЕо/^д>

где da — толщина диэлектрика;

Ед — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.

Между обкладками конденсатора приложено напряжение и^ которое можно выразить через электрический заряд на его обкладках:

Мд = Оа/^уд-

Заряд Qa представляет собой заряд ионизированных акцепторов в слое толщиной А:■■ ч

Qa = ^jVaA.

Обедненный слой по своим свойствам аналогичен электрбнно-дырочному переходу, к которому приложена разность потенциалов ф5 = фпор, поэтому его толщина

может быть рассчитана по формуле, выведенной ранее для расчета толщины р-п-перехода:

/2е„е0фпор

\ qNa

Здесь еп — относительная диэлектрическая проницаемость подложки. Таким образом, заряд на обкладках конденсатора оказывается равным

Оа = qNaА = ^2дЕпг6Кафпор ,

а напряжения на диэлектрике равно

ы = -& = 729ЕпЕ0АГафпор d ,

Д Суд

Выведенные соотношения для фпор и ид справедливы для идеального случая, когда при отсутствии внешнего напряжения иэ_и искривление границ энергетических зон на поверхности полупроводника отсутствует. В действительности из-за наличия поверхностного заряда О» обусловленного дефектами кристаллической структуры, и контактной разности потенциалов фМпо между затвором и подложкой всегда имеет место изначальное (исходное) искривление границ энергетических зон на поверхности полупроводника. Поэтому при подаче на затвор напряжения и3_и надо сначала устранить это первоначальное искривление границ энергетических зон, а затем обеспечить такое искривление этих границ, которое необходимо для индуцирования поверхностного канала.

Если на поверхности подложки имеется поверхностный заряд Д, то возникающее при этом искривление энергетических зон должно быть ликвидировано путем подачи на затвор напряжения н3_и = -Qs/C№ полярность которого противоположна полярности заряда. Искривление энергетических зон, обусловленное контактной разностью потенциалов, должно быть ликвидировано путем подачи напряжения и3_и = -фМпо-

Таким образом, на затвор МДП-транзистора должно быть подано пороговое напряжение

„кТ, N ^дЕпЕ0КаЦ)п д

«пор = 2 — In — +d,--^- фмпо.(5.39)

?еде0Суд

Практически значение порогового напряжения лежит в пределах от 0,5 до 3,5 В.

Расчет тока через канал

Для расчета тока воспользуемся моделью МДП-структуры (рис. 5.12), на которой показаны распределение потенциала ф(х) вдоль канала и распределение отрицательного заряда р(х) в канале с учетом того, что потенциал вдоль оси х изменяется от нуля до ис_и.

Поэтому напряжение между затвором и каналом изменяется вдоль оси х, то есть и3_к(х) = (и3_и - ипор) - ф(х). При этом напряженность вертикального электрического поля в оксиде будет определяться уравнением

где da — толщина диэлектрика. , Плотность поверхностного заряда равна

Здесь ед — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.

Плотность объемного заряда равна■

Здесь rfK(x) — толщина канала, изменяющаяся вдоль оси х.

Удельную проводимость канала на расстоянии х от истока можно выразить следующим образом:. .■ ■':•.

OnW^PvWns =[«=-« -«пор ^Ф(^)]-

Здесь ^ — поверхностная подвижность электронов в канале; она примерно вдвое меньше объемной подвижности, что объясняется дополнительными механизмами рассеяния, связанными с близостью поверхности.

Плотность тока в канале определяется законом Ома:

Л (*) = Оп (х)^(х) = ст„ ^^^ =[“=-и - “пор - ФМ]^^ •

см-I 1 с*дсм.

Через любое сечение х в структуре протекает один и тот же ток

«к = Л (*М М = ^^[“з-и "“пор -Ф(*)]^^ •(5‘4°)

Здесь z — ширина канала.

Уравнение (5.40) приведем к виду

iKdx = ^^[и3_и - мпор - ф(х)]</ф(х).

Проинтегрируем по всей длине канала:

Отсюда получим уравнение для тока стока гс, который равен току канала iK:

22(5.41)(5.41)(5.42)(5.42)i = b (и —и )u с\з—ипор / с—и

2

2

(5.41)

(5.41)

(5.42)

(5.42)

Здесь

ь=ы^_ d L к

Полученное уравнение справедливо лишь для области значений параметров, в которой поверхностный канал существует на всем протяжении от истока до стока, то есть для тех значений параметров, при которых и3_и > и1Юр и а3_и - и^ > ис_и. Такой режим работы называется линейным. При малых значениях ис_„ таких что

^г- «(и3_и — u ) и л\ jh пор f с

(5.43)(5.43)уравнение (5.41) можно приближенно представить в виде к =б(“=-и -“„„,)“=-„•

(5.43)

(5.43)

То есть зависимость тока гс от напряжения кс_и оказывается линейной.

При мс_и > и3_и - апор канал МДП-транзистора перекрывается. В этом режиме электроны попадают из канала в сток через обедненный слой благодаря наличию в этом слое продольного электрического поля. Перекрытие канала наступает при напряже-

нии «с-и миас = “з-и “ ыпоР/ которое называется напряжением насшцения. Для расчета тока стока в таком режиме работы, называемом режимом насыщения, в уравнение (5.41) следуют подставить ыс_и = ы3_и - ы„ор. Тогда это уравнение примет вид

(5.44)

Из уравнения следует, что в режиме насыщения ток стока не зависит от ис_И и между ic и и3_и - ыпор существует квадратичная зависимость.

Статические характеристики

Из приведенных выше соотношений следует, что ток стока зависит как от напряжения и3_и, так и от напряжения ис_и. Поэтому следует рассматривать два вида характеристик: ic = f (и3_и) при ис_и = const и ic = f(uc_„) при и3_и = const. Входной ток затвора практически отсутствует, поэтому рассматривать входные характеристики не имеет смысла. 1 ■

На рис. 5.13, а представлено семейство выходных характеристик при различных напряжениях и3_и. Внешне оно такое же, как семейство выходных характеристик для транзистора с управляющим р-п-переходом. Различие состоит в том, что на затвор подается не отрицательное, а положительное напряжение. При малых значениях напряжения uc_w когда канал не перекрыт, ток линейно нарастает по мере роста ис_И. По мере роста ис_„ канал сужается, и рост тока замедляется. При напряжении ис_И = и3_и - ипор канал перекрывается, и транзистор переходит в режим насыщения. Ток в этом режиме определяется уравнением (5.44). По мере дальнейшего роста ис_И канал укорачивается. Механизм прохождения тока через перекрытый канал такой же, как в транзисторе с управляющим р-п-переходом.

На рис. 5.13, б представлена управляющая характеристика МДП-транзистора, соответствующая некоторому постоянному напряжению ис_о. При и3_и < ы„ор канал

между истоком и стоком отсутствует, поэтому ток стока практически равен нулю. При ы3_и > ыпор между истоком и стоком существует канал, толщина которого увеличивается по мере роста ы3_и, что и обусловливает рост тока ic. Теоретически зависимость тока гс от напряжения ы3_и определяется уравнением (5.44). Так же как и в полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом, управляющая и выходные характеристики взаимосвязаны, что отражено на рис. 5.13.

Влияние температуры на ток стока обусловлено теми же причинами, что и в транзисторе с управляющим р-п-переходом. С ростом температуры снижается подвижность носителей заряда в канале, а следовательно, ток стока, одновременно уменьшается контактная разность потенциалов, что ведет к возрастанию тока стока. Эти два процесса при некоторой величине ыэ_и компенсируют друг друга, вследствие чего существует термостабильный ток, как это показано на рис. 5.14.

Характеристики МДП-транзисторов со встроенным каналом отличаются от характеристик МДП-транзистора с индуцированным каналом (рис. 5.15). Основное принципиальное отличие состоит в том, что при ы3_и = 0 существует ток стока. При ы3_и > 0 он возрастает, при ы3_и < 0 — уменьшается.

Рис. 5.15

Дифференциальные параметры

Так же как и в полевом транзисторе ср-п-переходом, дифференциальными параметрами МДП-транзистора являются крутизна S, внутренняя проводимость G, и коэффициент усиления р. Способ определения их по характеристикам ничем не отличается от способа, рассмотренного в подразделе «Дифференциальные параметры» раздела «Полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом» (см. рис. 5.4.). Для выяснения причин, влияющих на крутизну, продифференцируем уравнение (5.44). В результате получим

5 = б(ц3_и-Мпор).(5.45)

Здесь b = -Цп1Е»Е°- .

d L д к

Из (5.45) следует, что для повышения крутизны надо снижать пороговое напряжение м11ор, уменьшать длину канала LK и толщину подзатворного диэлектрика dK, а также увеличивать ширину канала Z. Практически длина канала составляет от 1 до 10 мкм, толщина диэлектрика d^ » 0,1 мкм, отношение Z/LK = 103-104.

Важным параметром полевых транзисторов является величина внутренней проводимости в линейном режиме. Желательно, чтобы она была больше. Величину этой проводимости можно определить, дифференцируя (5.43):

Gi=^ = 6(M3_M-Mnop) = 5.(5.46)

Полученный результат показывает, что проводимость в линейном режиме численно равна крутизне. Следовательно, увеличивая крутизну, мы тем самым добиваемся того, что выходная характеристика полевого транзистора в линейном режиме идет более круто, что очень важно для полевых транзисторов, работающих в ключевом режиме.

Усилительные и частотные свойства полевых транзисторов

Подобно биполярным транзисторам полевые транзисторы находят применение как усилители электрических колебаний. При этом возможна работа в схемах с общим истоком, с общим стоком и с общим затвором. Наиболее распространенной является схема включения с общим истоком, представленная на рис. 5.16.

В этой схеме подложка обычно соединяется с истоком. Режим работы транзистора по постоянному току определяется так же, как и режим работы биполярного транзистора: на поле выходных характеристик строится нагрузочная линия, а на затвор подается постоянное напряжение такой величины, чтобы исходная рабочая точка располагалась примерно на середине участка выходных характеристик, соответствующего режиму насыщения. При подаче на затвор переменного напряжения с амплитудой UBXm ток стока изменяется с амплитудой 1ст, создавая на резисторе RH падение напряжения с амплитудой 1/выхлп = -Icm R„, которое находит-

ся в противофазе с током, что учитывается знаком «минус». Коэффициент усиления напряжения

U -I R. ■ ■ ■।

Ки = ^2- == -SR». ..(5,47)

вх.твх.т

То есть этот коэффициент зависит от сопротивления нагрузки и крутизны.

Для выяснения частотной зависимости Ки необходимо рассмотреть эквивалентную схему полевого транзистора (рис. 5.17), которая определяется его структурой. В нее входят междуэлектродные емкости, распределенное сопротивление канала и генератор тока SU3_„, вырабатывающий ток,-зависящий от входного напряжения У3_и. Распределенное сопротивление канала состоит из двух частей: сопротивления неперекрытой части канала RK (оно сравнительно невелико) и сопротивления перекрытой части канала R, (оно сравнительно велико). Строго говоря, эти два сопротивления включены последовательно между истоком и стоком, однако учитывая, что ^ во много раз больше RK, для упрощения анализа целе-, сообразно R, соединйть непосредственно с истоком.

Рис. 5.17

К междуэлектродным емкостям относятся:

емкости С3_и между затвором и истоком и С3_п между затвором и подложкой, определяющие реактивную составляющую входного тока, сумма этих емкостей составляет входную емкость транзистора Свх = С3_и + С3_„;

емкость между затвором и каналом С3_к, образующая совместно с сопротивлением RK неперекрытой части канала /?С-цепочку, снижающую крутизну, то есть эффективность управления на высоких частотах;

емкость между затвором и стоком С3_<., создающая цепь обратной связи выходной цепи с входной;

емкость между стоком и подложкой Сс_„, обусловливающая реактивную составляющую выходного тока.

Влияние емкости С3_к. Эта емкость вместе с сопротивлением канала RK образует частотно-зависимый делитель напряжения. Напряжение U^ определяет эффект управления:

Z юС и У з—к

Здесь Z3_„ = R* + А^ =

Подставив значение Z3_„ в (5.48), получим

(5.49)(5.49)о 1

(5.49)

(5.49)

Здесь со, = -——.

^3—к

Поскольку с ростом частоты уменьшается напряжение U3_K, управляющее током через канал, то соответственно уменьшается крутизна, которая равна

(5.50)(5.50)

(5.50)

(5.50)

Здесь 50Здесь 50— значение крутизны при (О = 0.— значение крутизны при (О = 0.Модуль крутизны равен:Модуль крутизны равен:

Здесь 50

Здесь 50

— значение крутизны при (О = 0.

— значение крутизны при (О = 0.

Модуль крутизны равен:

Модуль крутизны равен:

При со = (os крутизна |5| = 50 / V2, поэтому частоту (os называют предельной частотой крутизны. Частота (os определяется постоянной времени т5 = С3 KRK, которая называется постоянной времени крутизны.

Емкость С3_к определяется площадью затвора и толщиной подзатворного диэлектрика:

г = ^1 /у

^3—К1 ^"^К •

Сопротивление Нк определяется из уравнения (5.46):

^К — ^/^(“з—И ” “пор)*

Величина b определяется уравнением (5.42). Следовательно,

L2 т, =5.

Ц„5(“з-и "“пор)

Предельная частота крутизны равна с 1. ^(“з-и "“пор)

Js 2лт5 *2л£к2

Из соотношения (5.52) следует, что предельная частота/5 тем выше, чем меньше длина канала, больше подвижность электронов в канале и выше напряжение затвора. Эта частота достаточно высокая. При £к = 1 мкм, pns = 500 см2/В-с и и3_и - игюр = 4 В величина fs = 30 ГГц.

Влияние емкостей С3_„ С3_„ и Сс_„. На рис. 5.17 показано, что между истоком и стоком включен резистор нагрузки R„, параллельно которому включены выходная емкость предыдущего каскада Сс_п и входная емкость последующего Свх = С3_и + + С3_„. Эти три емкости можно объединить в одну, обозначив ее через С„ = Сс_„ + + С3_и + С3_п.

Емкость Си шунтирует резистор нагрузки R„, вследствие чего сопротивление нагрузки оказывается комплексным. Модуль этого сопротивления равен

В этом случае коэффициент усиления равен

5^5^(5.53)(5.53)М = 5|^| = 7=^=7

5^

5^

(5.53)

(5.53)

^l + to2C3_2R2

1 Здесь (ов = —— .

На частоте (0а модуль коэффициента усиления уменьшается в V2 раз. Чем меньше сопротивление Rtt, тем выше частота соа, но одновременно уменьшается коэффициент усиления Ко на низких частотах, на которых можно пренебречь влиянием емкости С„. Модуль этого коэффициента равен

W=57?H.(5.54)

Подставим в (5.54) значение RH, полученное из (5.53), тогда

N =(5.55)

Влияние Си на усилительные и частотные свойства принято оценивать путем введения граничной частоты f^. Если в формуле (5.55) принять |К0| = 1 и (о„ = 2л/гр, то

/ =—— •

гр 2лС„

Из (5.56) следует, что для улучшения частотных и усилительных свойств полевого транзистора необходимо увеличивать крутизну 5 и уменьшать емкость Сн = Сс_„ + + С3_н + С3_п. Практически частота /гр значительно меньше частоты Js. Поэтому с частотной зависимостью крутизны обычно не считаются.

Вредное влияние емкости Сн на частотные свойства проявляется не только в полевых транзисторах, но и биполярных, однако в биполярных транзисторах это влияние обычно не учитывают ввиду того, что крутизна биполярных транзисторов существенно выше крутизны полевых. Поэтому граничная частота /гр оказывается много больше частоты Д(, определяемой инерционностью процессов в базе биполярного транзистора. Сравним значения крутизны биполярных и полевых транзисторов.

У биполярного транзистора iK = ^expO^/Ur). Следовательно,

S& т = <dWdu^ = г’Ж(557)

У полевого транзистора ic = i/2(u3_H - unop)2. Следовательно,

di2z

5" -=^u- -u^ = T -- •<5-58)

«“з-и“з-„ Цюр

Полагая, что iK = ic, определим отношение

Величина uT = 0,026 В, а величина и3_и - unp = (1...4) В. Следовательно, крутизна биполярного транзистора многократно превышает крутизну полевого.

Влияние емкости С3_с. Из эквивалентной схемы следует, что к емкости С3_с приложена сумма двух напряжений: входного и выходного. Причем выходное напряжение Uc_tt = -КЦЙ3_И. Входной ток транзистора разветвляется на две ветви: часть тока течет через входную емкость Сах = С3_„ + С3_п, часть через емкость С3_с. С учетом

того, что к емкости С3_с приложена сумма входного и выходного напряжений, входной ток будет равенt

Л = U3 J^C + (Z7_„ - 77) jtoC3. = 773_JcdCbx + (1 + KuAU3_„j(tiC„ = 77 ftoC хзкв.

33—ИВл у3—ИС И /3^,3—И dВд уU /3—И dЗ-X.ЗИ wBX.dKB

(5.60)(5.60)Здесь Свхзкв = С + (1 + К ) С.^.

(5.60)

(5.60)

ВЛ.ЗКВВЛ \U /3^^.

Из полученного уравнения следует, что наличие проходной емкости Сэ_с увеличивает входную емкость транзистора, что ведет к снижению граничной частоты /гр, поскольку емкость Сн, входящая в формулу (5.56), включает в себя входную емкость транзистора, шунтирующую резистор нагрузки RH.

Импульсный режим полевых транзисторов

В современных цифровых интегральных схемах широкое применение находят МДП-транзисторы, работающие в режиме электронного ключа (рис. 5.18, а).

В этом режиме на затвор транзистора от источника сигнала иг, имеющего внутреннее сопротивление Rn подаются импульсы напряжения, отпирающие и запирающие МД П-транзистор. Если на вход транзистора подается напряжение и3_н0 < ипор, то транзистор находится в запертом состоянии и на его выходе будет напряжение ис_и1 = ^и-п (точка А на рис. 5.18, в). Если на затвор подается напряжение и3_н1 > ипор, то транзистор находится в открытом состояний и на его выходе будет невысокое напряжение иси0, определяемое точкой пересечения нагрузочной линии с выходной характеристикой, соответствующей напряжению и3_„ = и3_и1 (дочка В на рис. 5.18, в). Как правило, эта точка пересечения находится на восходящем участке выходной характеристики, соответствующем линейному режиму работы транзистора. Желательно, чтобы этот участок был достаточно крутым, для того чтобы напряжение исн0 было как можно меньше. Ввиду наличия паразитных емкостей СВХЗкВ = С3_н + + С3_п + С3 ,(КИ + 1) и Сн = Сс_„ + Свхзкв2(Свхзкв2 — входная емкость следующего каскада) переключение транзистора из одного состояния в другое не может протекать мгновенно.

Процесс включения транзистора

В закрытом состоянии режим работы транзистора характеризуется точкой А (см. рис. 5.18, в). В момент времени t0 напряжение генератора скачком изменяется от значения и3_н0 до значения и3_н1 (рис. 5.18, б). В течение интервала времени т3 = ^ - t0, называемого временем задержки включения, происходит заряд паразитной емкости Свх •

-Г = ^.экв^пор с R(5.6!)

з —,.vbukb't.,х .<

^ВХ“з-Й1

Если внутреннее сопротивление Rr небольшое, то время задержки та пренебрежимо мало. Время задержки уменьшается также при снижении порогового напряжения.

В момент t, напряжение на затворе достигает порогового значения, транзистор открывается, появляется ток стока (рис. 5.18, г) и начинается разряд емкости С„ через открывшийся транзистор. В интервале времени т„ = t2 - ^ происходит формирование проводящего состояния канала, в ходе которого ток стока быстро нарастает с постоянной времени т8 = Сэ KRK, и в момент времени t2 ток достигает значения Zp, при этом рабочая точка переходит из положения А в положение А,.

С момента времени t2 емкость Сн разряжается практически постоянным током /р, величина которого определяется уравнением (5.44):

I, = ^«-^1-(5.62)

При этом для тока разряда конденсатора справедливо соотношение

1с = Сн^.(5.63)

at.

По мере разряда конденсатора С„ напряжение на нем уменьшается и в интервале времени тр = t3 - t2 транзистор находится в режиме насыщения, рабочая точка переходит из положения А, в положение А2. Интервал времени можно определить, переходя в формуле (5.63) к конечным приращениям, приняв Дис_и = Еип - инас, тогда

_н \ н.п нас /

Учитывая, что напряжение насыщения итс = и3_и - unop, а ток определяется формулой (5.62), получаем:

_ С« |Хп - (“э-„1 - “пор)]■

Тр Ь ,'

Или

^(“з-и! - “пор)

Учтем формулу (5.45). Тогда ’получим:

и . — и з—и!пори . — и з—и!пор(5.64)(5.64)

и . — и з—и!пор

и . — и з—и!пор

(5.64)

(5.64)

В момент t3 транзистор переходит в линейный режим, и в интервале времени тк = = t4 - t3 разряд емкости происходит током, определяемым уравнением (5.41). В момент t4 процесс включения завершается, и на выходе схемы устанавливается напряжение ис_„0, определяемое точкой В (рис. 5.18, в). Длительность временного интервала ориентировочно можно определить с помощью соотношения для элементарной /?С-цепочки:

(5.65)(5.65)тк = 2,3Rk»Ch-

(5.65)

(5.65)

Здес!ь RkQ — сопротивление Канала, через который происходит разряд конденсатора. Эта величина может быть найдена из формулы (5.46):

R^VGi^l/S.

Отсюда следует, что для уменьшения времени включения необходимо применять транзисторы с высокой крутизной 5.

Таким образом, полное время включения транзистора

Твкл = <4 - <о = Т3 + Т„ + Тр + Тк..

Во многих случаях величины т3 и тн пренебрежимо малы. Тогда

з—ипорз—ипор+ 0,15 .+ 0,15 .2С

з—ипор

з—ипор

+ 0,15 .

+ 0,15 .

Т = Т 4- Т я —

иКЛ — Lp ' lk

(5.66)(5.66)Для ориентировочных расчетов время включения можно оценить, поделив накопленный емкостью Си заряд, равный Е„ ,,СН, на постоянный ток разряда /р:

(5.66)

(5.66)

Процесс выключения транзистора

В открытом состоянии режим работы транзистора характеризуется точкой В (см. рис. 5.18, в). В момент t5 напряжение генератора скачком изменяется от значения и3_и1 до м3_и0, и в течение интервала времени тв = t6 - ts рабочая точка переходит из положения В в положение В(. При этом ток стока уменьшается до нуля. Длительность этого процесса определяется постоянной времени СвхаквНг. В большинстве случаев это время пренебрежимо мало.

В момент t6 транзистор оказывается закрытым, и емкость С„ начинает заряжаться от источника питания Ея „ через резистор нагрузки Ru. Время заряда т3 = t7 - t6 определяется соотношением

(5.67)(5.67)т3 = 2,ЗДНСН.

(5.67)

(5.67)

Таким образом, время выключения оказывается равным

твыкл = - ts = т„ + т3 = 2,ЗД„СН.(5.68)

Это время больше времени включения твкл, поскольку сопротивление резистора RB обычно велико.

Приборы с зарядовой связью

Приборы с зарядовой связью (ПЗС) представляют собой совокупность большого числа взаимодействующих между собой МДП-структур, посредством которых может происходить перенос зарядовых пакетов электронов от истока к стоку (рис. 5.19). Количество МДП-структур может достигать нескольких тысяч. Длит на каждого затвора составляет около 10 мкм, а расстояние между затворами — около 2 мкм. Принцип действия ПЗС базируется на нестационарных процессах в МДП-структурах.

Рис. 5.19Рис. 5.19314Глава 5. Полевые транзисторы314Глава 5. Полевые транзисторы

Рис. 5.19

Рис. 5.19

314Глава 5. Полевые транзисторы

314Глава 5. Полевые транзисторы

Рассмотрим процессы, происходящие под затвором изолированной от соседних областей МДП-структуры. Если в момент времени t0 скачком изменить напряжение на затворе от ы3_и = 0 до иэ_и > ыпор, то под затвором в течение очень короткого промежутка времени (порядка времени диэлектрической релаксации) сформируется обедненный слой толщиной До, из которого под действием поля затвора удалены дырки. Этот сдрй двдяется, потенциальной ямой для электронов. Глубина потенциальной ямы тем больше, чем больше ыэ_и. Распределение потенциала внутри обедненного слоя в направлении, перпендикулярном поверхности полупроводника, показано на рис. 5.20.

С течением времени под затвором происходит сравнительно медленный неконтролируемый процесс тепловойтенерации носителей заряда. Образовавшиеся при этом дырки полем затвора выталкиваются из подзатворной области и под затвором происходит накопление отрицательного заряда, в результате чего уменьшаются поверхностный потенциал ф5 и толщина обедненного слоя А. В момент времени t2 поверхностный потенциал становится равным фпор = 2гц In (MAij, после чего на поверхности начинает формироваться инверсный канал.

Если рассматриваемую подзатворную область, пока она еще не заполнилась электронами, образовавшимися в результате тепловой генерации, соединить с истоком, где мноТо электронов, или с соседней подзатворной областью, заполненной электронами, то электроны очень быстро заполнят ее и в ней сформируется зарядовый пакет. Если после этого МДП-структуру изолировать от соседних областей, то сформированный зарядовый пакет будет некоторое время сохраняться. Длительность хранения сформированного зарядового пакета ограничена паразитной тепловой генерацией.

Для формирования зарядовых пакетов, несущих информацию о полезном сигнале, служит устройство ввода, состоящее из /7-п+-перехода (входного диода) между истоком и подложкой и входного затвора Звх. Для переноса зарядовых пакетов вдоль поверхности полупроводникового кристалла на затворы, соединенные между собой через два, подают ступенчатые напряжения (рис. 5.21). Для преоб-

разования зарядовых пакетов в выходной сигнал служитр-п+-переход (выходной диод) между стоком и подложкой и выходной затвор Звых. Процессы формирования, переноса и считывания зарядовых пакетов в ПЗС иллюстрируются диаграммами на рис. 5.19, на которых показано распределение поверхностного потенциала вдоль структуры в различные интервалы времени.

За исходный примем интервал т0, в котором ut = 0, и2 = 0, Ug = ихр = 10-15 В. При этих условиях потенциальные ямы существуют под затворами 3 и 6, в которых хранятся ранее сформированные зарядовые пакеты. В некоторых потенциальных ямах эти пакеты могут отсутствовать. Потенциал истока в этом интервале равен контактной разности потенциалов между п+-областью ир-областью подложки. Потенциал стока высокий, он равен фк = фк0 + и, где и — обратное напряжение, поданное на него от источника питания Ен п через резистор RH.

В интервале т( происходит формирование зарядового пакета под первым затвором, перенос зарядового пакета из-под третьего затвора под четвертый и считывание зарядового пакета из-под шестого затвора.

Для формирования зарядового пакета на первый затвор подают напряжение переноса ыпер = 20-25 В, на исток подают отрицательный импульс напряжения, включающий входной диод в прямом направлении, а на входной затвор подают управляющее положительное напряжение сигнала, в результате чего происходит инжекция электронов под входной затвор, а затем их переход в более глубокую потенциальную яму под первым затвором. Величина зарядового пакета зависит от напряжения сигнала и длительности управляющего импульса. Если напряжение сигнала равно нулю, то зарядовый пакет не формируется.

Перенос зарядового пакета из-под третьего затвора под четвертый обусловлен тем, что на четвертый затвор поступает напряжение переноса ы, = uncp, которое больше напряжения хранения ы3 = ыхр, действующего на третьем затворе, вследствие чего потенциальная яма под четвертым затвором оказывается более глубокой, чем под третьим. Поэтому зарядовый пакет перемещается в более глубокую потенциальную яму под четвертым затвором.

Считывание информации происходит вследствие того, что на выходной затвор подается положительный импульс напряжения и под ним образуется потенциальная яма, более глубокая, чем под последним (шестым) затвором, поэтому электроны переходят под выходной затвор, а затем в сток. В цепи стока возникает импульс тока, и на выходе схемы появляется отрицательный импульс напряжения. Если же под последним затвором пакет отсутствует, то ток в цепи стока равен нулю.

В интервале т2 происходит хранение зарядовых пакетов под затворами 1 и 4. В интервале т3 зарядовые пакеты перемещаются под затворы 2 и 5. В интервале т4 за-' рядовые пакеты хранятся под затворами 2 и 5. В интервале т5 происходит перемещение зарядовых пакетов под затворы 3 и 6. В интервале т6 зарядовые пакеты хранятся под затворами 3 и 6 так же, как и в интервале т0. Далее процесс повторяется, и зарядовые пакеты последовательно перемещаются вдоль поверхности полупроводникового кристалла.

ПЗС являются типично динамическими устройствами, следовательно, они имеют нижний и верхний пределы частоты тактовых импульсов.

Нижний предел тактовой частоты определяется заполнением потенциальных ям неконтролируемыми электронами. В зависимости от температуры и свойств полупроводника заметное накопление электронов в пустых потенциальных ямах может произойти за время от сотых долей до единиц секунд. Для увеличения допустимого времени хранения зарядовых пакетов снижают концентрацию ловушек, через которые происходит генерация носителей заряда, температуру и т. д. Нижний предел тактовой частоты ПЗС лежит в пределах от 30 до 300 Гц.

Верхний предел тактовой частоты определяется временем перетекания заряда из одной потенциальной ямы в другую, это время составляет несколько наносекунд. За более короткое время зарядовый пакет не успевает перейти из одной потенциальной ямы в другую. Поэтому верхний предел тактовой частоты составляет десятки мегагерц.

Из рассмотренного принципа работы следует, что ПЗС представляет собой запоминающее устройство типа линии задержки, в которой время задержки может регулироваться путем изменения частоты тактовых импульсов, что позволяет использовать ПЗС в качестве запоминающих устройств ЭВМ. На базе ПЗС могут быть построены устройства сложной обработки цифровых сигналов, представленных в зарядовой форме. В настоящее время создана микросхемотехника с использованием ПЗС для суммирования, вычитания, умножения, аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразований сигналов. С помощью ПЗС могут запоминаться и аналоговые сигналы. Для этого необходимо обеспечить условие адекватности величины зарядового пакета величине аналогового сигнала, что схематически нетрудно осуществить.

Формирование зарядовых пакетов можно осуществить не только с помощью инжекции, как об этом сказано ранее, но и с помощью освещения поверхности кристалла, на которой созданы МДП-структуры, что нашло применение в телевидении с целью преобразования изображения в электрический сигнал. Принцип действия таких ПЗС основан на том, что при освещении ПЗС в потенциальных ямах под затворами образуются зарядовые пакеты электронов, пропорциональ-

ные освещенности соответствующих участков ПЗС. Если затем обычным путем осуществить сдвиг зарядовых пакетов, то сигнал на выходе ПЗС будет повторять распределение освещенности вдоль горизонтальной цепочки МДП-структур; количество таких горизонтальных цепочек должно быть равно числу строк передаваемого телевизионного изображения.

В настоящее время созданы приборы более совершенные по сравнению с ПЗС, имеющими трехфазное питание затворов. К ним относятся ПЗС на структурах с плавающим затвором, ПЗС на МНОП-структурах, ПЗС со скрытым каналом и двухфазным управлением и ряд других. В этих типах приборов удалось упростить технологию изготовления, сократить расстояние между затворами. Время хранения информации в них доходит до нескольких десятков тысяч часов.

Контрольные вопросы

Чем отличается полевой транзистор с изолированным затвором от транзистора с управляющим р-п-переходом?

Что такое пороговое напряжение и от чего оно зависит?

Что такое напряжение насыщения и от чего оно зависит?

Нарисуйте и объясните управляющие и выходные характеристики полевого транзистора.

Покажите, как определяются дифференциальные параметры полевого транзистора.

Нарисуйте и объясните эквивалентную схему полевого транзистора.

Какова роль паразитных емкостей полевого транзистора?

Какие физические явления ограничивают частотный диапазон и быстродействие полевого транзистора?

Нарисуйте и объясните временные диаграммы токов и напряжений при работе полевого транзистора в импульсном режиме.

Сравните крутизну полевого транзистора с крутизной биполярного.

Поясните принцип работы приборов с зарядовой связью.

Глава 6 Структуры и технология интегральных микросхем

Неуклонное развитие электроники привело к возникновению микроэлектроники. Так принято называть область науки и техники, занимающуюся физическими и техническим проблемами создания высоконадежных и экономичных микроэлектронных схем и устройств, называемых интегральными микросхемами (ИМС). Интегральными они названы потому, что в них все элементы нераздельно связаны между собой и схема рассматривается как единое целое.

Элементом называют часть ИМС, в которой реализуется функция какого-либо радиоэлемента (транзистора, диода, резистора и т. д.) и которую нельзя отделить от схемы и рассматривать как самостоятельное изделие. Элементы формируются на полупроводниковой пластине в едином технологическом процессе. В некоторых случаях в состав ИМС входят компоненты (бескорпусные транзисторы, навесные конденсаторы, резисторы и т. д.), которые устанавливают при выполнении сборочно-монтажных операций. Компоненты являются самостоятельными изделиями, они могут быть отделены от изготовленной ИМС и заменены другими.

Сложность ИМС оценивают степенью интеграции, определяемой коэффициентом К = lgN, значение которого округляется до ближайшего большего целого числа, где N— число элементов и компонентов, входящих в ИМС. Микросхемы первой степени интеграции (/С = 1) содержат до 10 элементов и компонентов, второй степени интеграции (К = 2) — от 11 до 100 и т. д. Микросхемы третьей и четвертой степеней интеграции называют большими интегральными схемами (БИС), а ИМС, содержащие более 104 элементов, называют сверхбольшими ИМС (СБИС).

По способу изготовления и получаемой при этом структуре различают две разновидности ИМС: полупроводниковые и гибридные. В полупроводниковых ИМС (ПП ИМС) все элементы и межзлементные соединения выполняются в объеме и на поверхности полупроводниковой пластины. В гибридных ИМС (ГИМС) пассивные элементы (резисторы, конденсаторы и др.) выполняются в виде пленок

на поверхности диэлектрической подложки, а активные элементы реализуются в виде навесных компонентов. В зависимости от способа нанесения пленок на поверхность диэлектрической подложки и их толщины различают тонкопленочные ГИМС (толщина пленок менее 1 мкм) и толстопленочные ГИМС (толщина пленок порядка 20-40 мкм).

По функциональному назначению ИМС подразделяют на аналоговые и цифровые. Аналоговые ИМС предназначены для обработки сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции, цифровые — для обработки сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции.

Гибридные интегральные микросхемы

Конструктивной основой ГИМС является подложка из диэлектрического материала, на поверхности которой формируются пленочные элементы и межэлементные соединения. В качестве подложек применяют электровакуумные стекла, ситаллы, керамику и ряд других. Стекло, обладая очень гладкой поверхностью и хорошей адгезией (сцепляемостью) с материалами, наносимыми на его поверхность, вместе с тем имеет плохую теплопроводность и невысокую механическую прочность. Керамика, обладая повышенной механической прочностью и теплопроводностью, имеет сравнительно высокую шероховатость поверхности. Поэтому она применяется в основном для толстопленочных ГИМС. Наиболее широкое применение для подложек тонкопленочных ГИМС находят ситалл и фотоситалл. Ситалл является стеклокерамическим материалом, получаемым путем термообработки (кристаллизации) стекла. Фотоситалл получают кристаллизацией светочувствительного стекла. Его теплопроводность в несколько раз превышает теплопроводность ситалла.

Пленочные резисторы

Как показано на рис. 6.1, конструктивно резистор состоит из резистивной пленки 1, имеющей определенную конфигурацию, и контактных площадок 2. Низкоомные резисторы имеют прямоугольную форму (рис. 6.1, а), высокоомные — форму меандра (рис. 6.1, б). Сопротивление пленочного резистора определяется по формуле

К=рД.(6Л)

bd

где pv — объемное удельное сопротивление резистивного материала;

/ — длина резистора;

b — ширина резистора;

d — толщина пленки.

Рис. 6.1Рис. 6.1бб

Рис. 6.1

Рис. 6.1

б

б

Уравнение (6.1) легко преобразуется к виду

R = Ps^, (6-2) где ps = pv/d — удельное поверхностное сопротивление пленки (сопротивление квадрата пленки);

Кф = 1/Ь — коэффициент формы резистора.

В тонкопленочных ГИМС в качестве резистивных материалов используются металлы и их сплавы (тантал, хром, титан, нихром и др.), а также специальные резистивные материалы — керметы, которые состоят из частиц металла и диэлектрика. В толстопленочных ГИМС для изготовления резисторов используют резистивные пасты, наносимые на подложку через трафареты; эти пасты после термообработки превращаются в твердые пленки толщиной 20-40 мкм. Удельное поверхностное сопротивление пленок лежит в пределах от 100 до 10 000 Ом.

Пленочные конденсаторы

В большинстве случаев пленочный конденсатор представляет собой трехслойную структуру (рис. 6.2, а), состоящую из нижней (проводящей) обкладки 1, диэлектрической пленки 2 и верхней проводящей обкладки 3. В качестве обкладок тонкопленочного конденсатора используется алюминий, в качестве диэлектрика — монооксид германия или кремния, диоксид кремния, оксид тантала и др. В толстопленочных конденсаторах для создания обкладок используется проводящая паста, а для диэлектрика — диэлектрическая паста.

Емкость пленочного конденсатора рассчитывается по известной формуле

С = 0,885—= С05,(6.3)

а

где S — площадь взаимного перекрытия обкладок, см;

е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика;

d — толщина диэлектрика, см;

Со = 0,0885 г/d — удельная емкость, пФ/см.

Диэлектрическая проницаемость применяемых материалов лежит в пределах от 3 до 25.

Структура, представленная на рис. 6.2, а, применяется в том случае, когда площадь верхней обкладки составляет не менее 10 мм2. При площади 5 = 5-10 мм2 конденсаторы выполняют в виде двух пересекающихся проводников 1 и 3, разделенных диэлектрическим слоем 2 (рис. 6.2,5). При активной площади менее 5 мм2 применяют последовательное соединение конденсаторов (рис. 6.2, в). При активной площади 5=1 мм2 применяют гребенчатые конденсаторы (рис. 6.2, г).

Распределенные ЛС-структуры

Распределенные RC-структуры представляют собой интегрированную совокупность пленочных резисторов и конденсаторов, распределенных по всей пленке, а не сосредоточенных в пределах отдельных локальных областей (рис. 6.3). Конструкция RC-структуры с распределенными параметрами образует тонкопленочный конденсатор, нижняя обкладка 1 которого заменена резистивным слоем, выполняющим функции резистора, в результате емкость конденсатора оказывается распределенной вдоль резистора.

Пленочные индуктивности

Пленочные индуктивности создают путем напыления металлической пленки в виде плоской спирали, имеющей круглую или квадратную форму (рис. 6.4).

В современных ИМС площадь, занимаемая спиральной катушкой, не превышает 1 см2. Максимальное число витков, которое можно разместить на. этой площади, определяется разрешающей способностью технологического процесса создания катушки индуктивности. При оптимальном соотношении внутреннего и внешнего диаметров спирали DBH/D„ = 0,4 и ширине пленки 50 мкм величина индуктивности не превышает 10 мкГн при добротности в пределах 80... 120. При необходимости в ГИМС применяют миниатюрные кольцевые катушки индуктивности с сердечником из порошкообразного железа или специальных ферритов.

Рис. 6.4Рис. 6.4

Рис. 6.4

Рис. 6.4

Пленочные проводники и контактные площадки

Пленочные проводники и контактные плогцадки предназначены для объединения элементов ГИМС в единую схему (рис. 6.5). В местах соединения пленочных проводников 1 с другими пленочными элементами, например резисторами 2, проводящие пленки образуют контактные переходы 3.

Рис. 6.5Рис. 6.5

Рис. 6.5

Рис. 6.5

Для присоединения внешних выводов микросхемы и выводов навесных элементов пленочные проводники заканчиваются контактными площадками 4. В тонкопленочных ГИМС для напыления проводящих пленок и контактных площадок используют золото, медь и алюминий. Для улучшения адгезии к подложке проводящую пленку напыляют на подслой хрома или нихрома, а для защиты от окисления проводящие пленки покрывают слоем никеля. В результате проводящие пленки оказываются трехслойными. В толстопленочных ГИМС для создания проводников и контактных площадок применяют проводящие пасты.

В ряде случаев в ГИМС применяют навесные элементы: резисторы, конденсаторы, трансформаторы и т. д., имеющие гибкие или жесткие выводы. Установка этих элементов осуществляется на подложке с помощью клея. Присоединение выводов к контактным площадкам производится путем пайки или сварки.

Активные элементы ГИМС

В качестве активных элементов в ГИМС применяют бескорпусные диоды, транзисторы и полупроводниковые ИМС, которые по способу их установки в микросхему разделяются на две группы: приборы с гибкими выводами и приборы с жесткими выводами. У компонентов с гибкими выводами (рис. 6.6, а) выводы сделаны из золотой проволоки диаметром 25 мкм и длиной 0,6-5,0 мм. Такие компоненты приклеиваются к подложке, а гибкие выводы соединяются с пленочными контактными площадками. Существенным недостатком таких конструкций является низкая производительность процесса сборки и невозможность автоматизировать этот процесс. Поэтому в современных ИМС используют активные компоненты с жесткими выводами. Существуют две разновидности таких элементов: с балочными выводами (рис. 6.6, б) и со сферическими выводами (рис. 6.6, в). Сферические выводы выполняются из золота, меди или сплавов и могут иметь форму шарика, цилиндра или усеченного конуса диаметром 0,05-2,0 мм.

00,20

Рис. 6.6

Установка таких транзисторов осуществляется методом перевернутого кристалла, при котором происходит непосредственное соединение сферических выводов с контактными площадками, имеющими форму цилиндров диаметром 0,15-0,2 мм и высотой 10-15 мкм. Монтаж выполняется с помощью ультразвуковой или термокомпрессионной сварки. В транзисторах с балочными выводами жесткие выводы (балки) толщиной 10-15 мкм выступают за края кристалла на 200-250 мкм, что облегчает процесс их присоединения к контакт

ным площадкам.

Биполярные транзисторы полупроводниковых ИМС

Биполярные транзисторы полупроводниковых микросхем формируются на полупроводниковой подложке p-типа в изолированных от нее локальных областях n-типа, называемых карманами. Изоляция карманов от подложки может быть осуществлена несколькими способами. Идеальной является изоляция с помощью пленки двуокиси кремния (рис. 6.7, а). Однако такой способ технологически сложен. Наиболее простым является способ изоляции с помощью обратно смещенного р-п-перехода (рис. 6.7, 6), но такой способ несовершенен из-за наличия обратного тока. Основным методом изоляции в современных ИМС является метод комбинированной изоляции, сочетающий изоляцию диэлектриком и обратно смещенным р-п-переходом (рис. 6.7, в).

Транзисторы типа п-р-п

Биполярные транзисторы типа п-р-п являются основными схемными элементами полупроводниковых ИМС. Наибольшее распространение получили транзисторы, имеющие вертикальную структуру, в которой все выводы от областей транзистора расположены в одной плоскости на поверхности подложки (рис. 6.8). Такая структура называется планарной. Структура состоит из эмиттерной (1), базовой (2) и коллекторной (3) областей. Под коллекторной областью расположен скрытый п+-слой (4). От внешних воздействий структура защищена оксидным слоем SiO2 (5), в котором имеются окна (6) для присоединения металлических выводов (7) к соответствующим областям структуры. Типичные параметры слоев транзистора приведены в табл. 6.1.

Таблица 6.1. Параметры слоев транзистора

Наименование слоев N, см-3

d, мкмр, Ом-см/^ Ом

Подложка p-типа1,5-10“

Скрытый /7+-СЛОЙ10“

Коллекторный п-слой—

Базовый p-слой510“

Эмиттерный л+-слой1021

200-40010—

2,5-10-10-20

3,5-120,5-1,0—

1,5-2,5—100-300

0,5-2-2-15

Рабочей областью транзистора является область, расположенная под донной частью эмиттера. Остальные области структуры являются пассивными. Наличие их увеличивает объемные сопротивления коллекторной и базовой областей транзистора. Сопротивление базовой области Гб интегрального транзистора примерно такое же, как у дискретного транзистора (около 10-20 Ом), а сопротивление коллекторной области г' существенно больше: у дискретного транзистора оно составляет 1-2 Ом, у интегрального — 10-50 Ом. Вследствие этого выходные характеристики интегрального транзистора в режиме насыщения идут более полого, чем дискретного (рис. 6.9). Для уменьшения сопротивления г' в структуру введен скрытый п^-слой (4), не имеющий внешних выводов. Этот слой шунтирует расположенный над ним высокоомный коллекторный слой n-типа, обеспечивая низкоомный путь току от активной области к коллекторному контакту. Уменьшение вдвое сопротивлений ?б и г' достигается также за счет создания двух выводов от каждой из областей транзистора.

Вертикальная структура интегрального транзистора, изолированного от подложки р-п-переходом, по существу, является четырехслойной (рис. 6.10, а) и ее можно представить состоящей из двух транзисторов: активного транзистора VT1 типа п*-р-п и паразитного транзистора VT2 типа р-п-р (рис. 6.10, 6). Коллекторный переход паразитного транзистора всегда закрыт. Если основной транзистор работает в активном режиме, то влияние паразитного транзистора невелико, так как он находится в режиме отсечки и оба его перехода закрыты. Если же основной транзистор работает в режиме насыщения, что характерно для импульсных схем, то паразитный транзистор оказывается в активном режиме. При этом появляется

ток утечки iyr (рис. 6.10, в) и уменьшается базовый ток i'6 основного транзистора: i'6 = i6 - zyT, что ухудшает импульсные параметры основного транзистора. Для того чтобы ослабить влияние паразитного транзистора на работу основного, уменьшают коэффициент передачи тока базы 0 паразитного транзистора путем введения в его базовую область примеси золота. Атомы золота играют роль ловушек, уменьшая время жизни носителей заряда, благодаря чему уменьшается коэффициент Р

Рис. 6.10

Эквивалентная схема вертикального транзистора типа п-р-п с изоляцией обратно смещенным р-я-переходом между коллектором и подложкой, учитывающая наличие паразитных элементов, представлена на рис. 6.11.

Рис. 6.11

Помимо упомянутых сопротивлений пассивных областей и паразитного транзистора типа р-п-р она содержит распределенные емкости трех переходов. Наличие этих емкостей определяет частотные и импульсные свойства интегрального транзистора, которые несколько хуже, чем у дискретного. Практически предельная частота вертикальных транзисторов типа п-р-п лежит в пределах 600-800 МГц. Для анализа усилительных свойств транзистора может быть использована модель, аналогичная модели Эберса—Молла (рис. 6.12), учитывающая наличие основного и паразитного транзисторов. Если транзистор изолирован от подложки диэлектрической изоляцией, то паразитный транзистор типа р-п-р в эквивалентной схеме отсутствует и, соответственно, отсутствуют диод VD3, генератор тока a„z2 и генератор тока а^3. Однако паразитная емкость Ск_г, сохраняется.

Транзисторы с диодом Шотки

Транзисторы с диодом Шотки находят широкое применение в цифровых ИМС. От обычных транзисторов типа п-р-п они отличаются тем, что параллельно коллекторному переходу включается диод Шотки, представляющий собой выпрямляющий контакт металла с электронным полупроводником. Структура такого транзистора показана на рис. 6.13. Диод Шотки образуется путем продления вывода базы в сторону коллекторного n-слоя. В области контакта этого вывода с n-слоем возникает выпрямляющий контакт Шотки, включенный параллельно коллекторному переходу.

Рис. 6.13

Многоэмиттерные транзисторы

Многоэмиттерные транзисторы (МЭТ) составляют основу цифровых ИМС транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Имея общий коллектор и базу, МЭТ содержат до 8 эмиттеров. Структура МЭТ и его топология показана на рис. 6.14.

Особенность работы МЭТ состоит в том, что в любом состоянии схемы коллекторный переход всегда открыт, а эмиттерные переходы могут быть либо открытыми, либо закрытыми. При этом возможны три комбинации состояний р-п-пе- реходов. Если все эмиттерные переходы открыты, то в транзисторе существует режим насыщения и токи протекают так, как это показано на рис. 6.15, а, при этом гк существенно меньше токов гэ1 и гэ2, так как последовательно с коллекторным переходом включено сопротивление г', которое больше сопротивления г'. Если на эмиттерные переходы поданы обратные напряжения от источника управляющих сигналов, то транзистор работает в инверсном режиме (рис. 6.15, б). В этом случае возрастает ток /к, а суммарный ток всех эмиттеров в соответствии с уравнениями Эберса—Молла будет равен

(6-4)(6-4)4 = 1^-^ 1к_б_кехр

(6-4)

(6-4)

Ь2Ь2аа

Ь2

Ь2

а

а

Поскольку на открытом коллекторном переходе напряжение ик п = 0,7 В, то в этом уравнении второе (отрицательное) слагаемое оказывается существенно больше первого (положительного), поэтому в эмиттерных цепях будут протекать сравнительно большие отрицательные токи, потребляемые от источников управляющих сигналов. Чтобы уменьшить эти токи, необходимо уменьшить инверсный коэффициент передачи транзистора cq, что достигается путем искусственного увеличения сопротивления пассивной базы. Для этого внешний вывод базы соединяют с активной областью транзистора через узкий перешеек (см. рис. 6.14, а), обладающий сопротивлением 200-300 Ом. Протекая через этот перешеек, ток базы создает на нем падение напряжения, вследствие чего прямое напряжение на коллекторном переходе будет больше в области пассивной базы и меньше в области активной базы. Поэтому инжекция электронов из коллектора в базу будет происходить преимущественно в области пассивной базы (см. рис. 6.14, б). При этом возрастает длина пути, проходимого электронами через базу, в результате чего инверсный коэффициент передачи cq уменьшается до 0,005-0,05.

Если один из соседних переходов открыт, а другой закрыт (рис. 6.15, в), то сказывается влияние горизонтальной паразитной структуры типа п-р-п (см. рис. 6.14, в), образованной соседними эмиттерами и разделяющей их ^-областью. Через эту структуру протекает ток, потребляемый от источника управляющих сигналов, подключенного к закрытому переходу. Для ослабления паразитного транзисторного эффекта приходится увеличивать расстояние между соседними эмиттерами до 10-15 мкм.

Многоколлекторные транзисторы

Многоколлекторные транзисторы (МКТ) находят применение в схемах инжекционной логики. Структура такого транзистора показана на рис. 6.16. Она мало чем отличается от структуры МЭТ. Практически МКТ — это МЭТ, работающий в инверсном режиме. Общим эмиттером в этой структуре является эпитаксиальный n-слой, а коллекторами — п+-области. Такая структура не позволяет получить достаточно высокий коэффициент передачи тока эмиттера ввиду низкой эффективности эмиттера. Практически за счет приближения скрытого слоя к базовому слою и расположения ^-коллекторов как можно ближе друг к другу удается получить на всю совокупность коллекторов коэффициент передачи тока а = 0,8-0,9 или Р = 4-10, что вполне достаточно для функционирования схемы инжекционной логики.

Э К1 К2 Кз Б

Рис. 6.16

Транзисторы типа р-п-р

Транзисторы типа р-п-р в ИМС играют вспомогательную роль. Их изготовляют одновременно с транзисторами типа п-р-п, и они имеют горизонтальную структуру (рис. 6.17). В таком транзисторе эмиттерная и коллекторная области р-типа изготовляются одновременно с созданием базовой области транзистора п-р-п. Базовой областью транзистора р-п-р служит эпитаксиальный n-слой. Перенос носителей заряда в таком транзисторе происходит в горизонтальном направлении. Ввиду того что в горизонтальной структуре не удается сделать ширину базы меньше 3-4 мкм, коэффициент усиления р не превышает 50, а предельная частота составляет не более 20-40 МГц.

Транзисторы с инжекционным питанием

Транзисторы с инжекционным питанием являются основой для построения схем инжекционной логики. Структурно (рис. 6.18, а) они представляют собой интегрированную комбинацию горизонтального транзистора р-п-р и вертикального транзистора п-р-п. При этом база транзисторар-п-р одновременно является эмит-

тером транзистора п-р-п, а коллектор транзистора р-п-р является базой транзистора п-р-п. Эмиттер транзистора р-п-р называется инжектором. На инжектор через резистор подается прямое напряжение (рис. 6.18, б), в результате чего эмиттерный переход транзистора р-п-р открывается, и происходит инжекция дырок в его базу. Диффундируя через базу, дырки попадают в коллектор транзистора р-п-р, являющийся одновременно базой транзистора п-р-п. Если базовый вывод транзистора п-р-п соединен с подложкой, то дырки в его базе не накапливаются, и оба перехода транзистора находятся в закрытом состоянии. Если же вывод базы не соединен с подложкой, то происходит накопление дырок в базовой области п-р-п транзистора, то есть имеет место инжекция носителей заряда, отсюда и название «инжекционное питание». В результате инжекции происходит компенсация отрицательных зарядов акцепторов в эмиттерном и коллекторном переходах п-р-п-транзистора, в результате чего оба перехода открываются, и он переходит в режим насыщения. Таким образом, вертикальный транзистор п-р-п выполняет функции электронного ключа.

Рис. 6.18

В схеме инжекционной логики транзистор р-п-р делают многоколлекторным, что позволяет питать от одного горизонтального р-п-р-транзистора несколько вертикальных п-р-п-транзисторов. Вертикальный транзистор п-р-п также делают многоколлекторным, что позволяет одновременно замыкать и размыкать несколько электрических цепей.

Диодное включение биполярных транзисторов

В полупроводниковых ИМС в качестве диода используют один из переходов вертикального транзистора типа п-р-п. Получение диодов таким путем значительно проще, чем формирование специальных диодных структур. Существуют пять вариантов диодного включения транзистора п-р-п (рис. 6.19, а). Каждому варианту соответствует своя эквивалентная схема (рис. 6.19, б), и каждый из вариантов характеризуется различным быстродействием, определяемым величиной накапливаемых в базе и коллекторе избыточных зарядов (рис. 6.19, в).

Рис. 6.19

Типовые параметры вариантов приведены в табл. 6.2.

Прямое напряжение на диоде Unp определяется суммой падений напряжения непосредственно на переходе и на объемном сопротивлении, включенном последовательно с ним; величина этого сопротивления зависит от схемы включения;

Таблица 6.2. Параметры типовых схем диодного включения биполярных транзисторов

Параметры

Схема включения

Л = о

<4-, = 0

<4-6 = 0

4 = 0

Ц^3 = 0

Напряжения пробоя U^ В

5-7

5-7

35-55

35-55

5-7

Прямое напряжение U^ В

0,85

0,96

0,94

0,95

0,92

Обратный ток 1^, нА

5

5

20

20

25

Емкость диода Сд, пФ

0,5

0,5

0,7

0,7

1,2

Паразитная емкость Сп, пФ

3

1,2

3

3

3

Время восстановления обратного

9

56

53

85

100

сопротивления Z^, нс

Обратное напряжение на диоде U^ определяется возможностью пробоя диода. Напряжение пробоя эмиттерного перехода мало вследствие малой ширины и-р-перехода. Напряжение пробоя коллекторного перехода значительно больше, так как этот переход шире эмиттерного.

Обратный ток 1^ в кремниевых диодах определяется током термогенерации. Так как коллекторный переход шире эмиттерного, то ток термогенерации коллекторного перехода ir к больше тока термогенерации эмиттерного перехода ir э. В среднем, ir э = 0,5-1,0 мА, ;г к = 15-30 мА.

Емкость диода Сд определяется емкостью соответствующегор-и-перехода. В среднем С6_э = 0,5 пФ, Ск_6 = 0,7 пФ.

Паразитная емкость на подложку Сп, как правило, равна емкости Ск_п = 3 пФ, лишь во втором варианте (гк = 0) она определяется последовательно включенными емкостями Ск_„ и Ск_6. Время восстановления обратного сопротивления твос, характеризующее быстродействие диода, зависит от величины накапливаемых в базе и коллекторе избыточных зарядов (рис. 6.19, в). Среди пяти схем диодного включения только в первой (ык_6 = 0) через коллекторный переход не происходит инжекции носителей заряда. В этой схеме накопление заряда в базе происходит только за счет инжекции со стороны эмиттера, поэтому она обладает наиболее высоким быстродействием. В остальных схемах коллекторный переход открыт, поэтому происходит дополнительная инжекция электронов в базу со стороны коллектора и инжекция дырок в коллектор со стороны базы.

Сравнивая различные варианты включения транзистора в качестве диода, нетрудно придти к выводу, что оптимальным является первый вариант, когда ык_6 = 0.

Пассивные элементы ПП ИМС

В полупроводниковых ИМС пассивные элементы обычно формируются на основе типовой структуры вертикального транзистора типа п-р-п.

Полупроводниковые резисторы

В качестве резисторов используют объемные сопротивления эмиттерной, базовой или коллекторной областей транзистора (рис. 6.20).

SiO2SiO2Эмиттерный БазовыйЭмиттерный БазовыйКоллекторныйКоллекторныйРис. 6.20Рис. 6.20КоллекторныйКоллекторныйБазовыйБазовыйПинч-резисторыПинч-резисторы

SiO2

SiO2

Эмиттерный Базовый

Эмиттерный Базовый

Коллекторный

Коллекторный

Рис. 6.20

Рис. 6.20

Коллекторный

Коллекторный

Базовый

Базовый

Пинч-резисторы

Пинч-резисторы

Сопротивление резистора определяется геометрическими размерами резистивной области и ее удельным поверхностным сопротивлением. Типичные характеристики интегральных резисторов приведены в табл. 6.3. Типичные значения сопротивлений резисторов, которые можно получить при данной величине р5, лежат в пределах 0,25ps < R < 104 ps.

Таблица 6.3. Типичные характеристики интегральных резисторов

Тип резистора

Ps,Om

АД %

ТКС, 1/°С

Эмиттерный

2-5

20

(1-5)10-*

Базовый

100-300

5-20

(1,5-3)-10"3

Коллекторный

(1-5)103

15-25

(2-4)10-3

Базовый пинч-резистор

(5-10)-103

50

(1,5-3)-IO"3

Коллекторный пинч-резистор

(4-8)-103

50

(3-4)10'3

Нижний предел ограничивается сопротивлениями контактных областей, верхний — допустимой площадью, отводимой под резистор.

Наиболее часто в полупроводниковых ИМС применяются резисторы, выполненные на основе базовой области. Для создания высокоомных резисторов (более 60 кОм) используют пинч-резисторы (сжатые резисторы). Пинч-резисторы имеют большой разброс номиналов (до 50 %) из-за трудностей получения точных значений толщины резистивного р-слоя.

Характерной особенностью любого интегрального резистора является наличие у них паразитных емкостей и транзисторов. Рассмотрим более детально структуру и эквивалентную схему базового резистора (рис. 6.21, а). Такая структура образует распределенный вдоль резистора паразитный транзистор типа р-п-р с распределенными емкостями Ск_6и Ск_п (рис. 6.21, б). В плане обеспечения изоляции резистора от подложки необходимо позаботиться о том, чтобы паразитный транзистор находился в режиме отсечки. С этой целью в структуре предусмотрен вывод К от «-области, на который подается положительное напряжение, запирающее эмиттерный переход транзистора типа р-п-р. В этом случае эквивалентная схема принимает вид, показанный на рис. 6.21, в. Наличие паразитной емкости

'■'лар р , р

делает сопротивление резистора частотно-зависимым. Граничная частота резистора определяется постоянной времени Тд = RCTOy Поскольку

Я = р5 —

(здесь I—длина резистора, W — ширина резистора), а Спар = CJ W(здесь Со — удельная паразитная емкость), то тд = RCnap = psC6P. Следовательно, граничная частота /ф = 0,5лтд уменьшается пропорционально квадрату длины резистора. В среднем /ф лежит в пределах от 10 до 100 МГц.

Кроме резисторов, формируемых на основе типовой структуры вертикального транзистора п-р-п, в современных ИМС в качестве резисторов используются тонкие резистивные пленки, создаваемые методом ионного легирования, когда примеси внедряются в подложку путем бомбардировки ее поверхности потоком ионов. В этом случае удается получить резистивные пленки толщиной 0,1...0,3 мкм с удельным поверхностным сопротивлением до 20 кОм. Абсолютное значение удельного поверхностного сопротивления может выдерживаться с точностью ±6 %. Температурный коэффициент сопротивления лежит в пределах ±(1-2)-10'3.

Ввиду малой толщины резистивных пленок, с ними трудно осуществить омические контакты. Поэтому по краям резистивного слоя создают диффузионные p-слои (рис. 6.22), с которыми обычным способом осуществляются омические контакты.

В некоторых полупроводниковых ИМС применяют тонкопленочные резисторы, напыляемые на поверхность диоксида кремния. Такие резисторы обладают улучшенными характеристиками: более высокой точностью изготовления, низким температурным коэффициентом сопротивления, большой граничной частотой.

Полупроводниковые конденсаторы

В полупроводниковых ИМС используют два типа конденсаторов: конденсаторы на основе обратносмещенных р-и-переходов (диффузионные конденсаторы) и конденсаторы со структурой металл—диэлектрик—подложка (МДП-конден- саторы).

Для формирования диффузионных конденсаторов может быть использован любой из р-п-переходов типовой четырехслойной структуры (рис. 6.23). Особенностью таких конденсаторов является то, что их емкость зависит от величины приложенного обратного напряжения (табл. 6.4).

Рис. 6.23

Таблица 6.4. Зависимость емкости от значения обратного напряжения

Переход

^В

С^ пФ/мм

Примечания

Коллектор—база

0

320

N„ = 2,6-10 см

-5

144

гп = 5 Омсм

-10

96

Эмиттер—база

0

1400

Nw = 1,2-10 см

-2

1000

pt = 0,5 Омсм

-5

640

ри = 200 Ом

Коллектор—подложка

0

256

-5

80

-10

56

Наибольшую удельную барьерную емкость Со имеет переход эмиттер—база, однако низкое пробивное напряжение этого перехода (менее 10 В) ограничивает возможности его практического применения. Более широко применяются конденсаторы на основе перехода коллектор—база, так как эти переходы имеют более высокое пробивное напряжение (около 50 В). Конденсаторы, формируемые на переходе коллектор—подложка, имеют ограниченное применение, так как вывод подложки является общим для остальной части схемы. Практическое использование конденсаторов на основе р-и-переходов требует учета паразитных элементов структуры. На рис. 6.24 представлена эквивалентная схема конденсатора, выполненного на основе перехода коллектор—база, учитывающая то, что паразитный транзистор типа р-п-р находится в режиме отсечки, поэтому его переходы заменены диодами К—Б и К—П. В этой схеме рабочим конденсатором является Ск_6, а паразитным — Ск_п. Эти два конденсатора образуют емкостный делитель напряжения, коэффициент передачи которого определяется отношением емкостей Ск_б/Ск_п и зависит от приложенных к конденсаторам обратных напряжений (рис. 6.25); чем больше отношение Ск_6/Ск_п, тем больше коэффициент передачи К = UBUX/UBX.

Формируя конденсаторы на основе р-п-переходов, трудно получить большие значения емкости, так как для этого требуются большие площади. Практически емкость таких конденсаторов не превышает 300 пФ с допуском ±20 %. Добротность из-за наличия сопротивления г'(порядка 10-50 Ом) не превышает 10.

МДП-конденсатпоры (рис. 6.26) отличаются лучшими электрическими характеристиками. В этих конденсаторах нижней обкладкой служит эмиттерный п+-слой, верхней — пленка алюминия, диэлектриком — слой SiO2 толщиной 0,05-0,1 мкм. Емкость такого конденсатора не зависит от полярности и величины приложенного напряжения. Практически удельная емкость составляет от 400 до 650 пФ/мм при допуске ±20 %.

Рис. 6.26

Эквивалентная схема МДП-структуры показана на рис. 6.27. Она содержит рабочую емкость С, паразитную емкость Ск_п, паразитное сопротивление эмиттерной области г' и паразитный диод (эквивалент перехода коллектор-подложка). Конденсаторы С и Ск_п образуют емкостный делитель напряжения, коэффициент передачи которого определяется отношением С/Ск_п, зависящим от напряжения мк_„ (рис. 6.28). Для повышения отношения С/Ск_п необходимо подавать на и+-слой сравнительно высокое положительное напряжение. Добротность конденсатора определяется сопротивлением г', которое сравнительно невелико, поэтому значение Q лежит в пределах от 10 до 100.

В ряде случаев в полупроводниковых ИМС на поверхности SiO2 формируют тонкопленочные конденсаторы, аналогичные по своей структуре конденсаторам ГИМС. В таких конденсаторах в качестве обкладок используют алюминий или тантал, а в качестве диэлектрика — А12О3 или Та2О5.

МДП-транзисторы ПП ИМС

Микросхемы на МДП-транзисторах имеют относительно простую структуру. В этих ИМС наиболее широко применяют МДП-транзисторы с индуцированным каналом и-типа. Транзисторы с каналами p-типа и со встроенными каналами используются реже, в основном как пассивные элементы. МДП-транзисторы имеют меньшие по сравнению с биполярными транзисторами размеры, что позволяет значительно повысить степень интеграции.

МДП-транзисторы с поликремниевым затвором

В современных полупроводниковых ИМС помимо транзисторов с алюминиевым затвором все более широкое применение находят МДП-транзисторы с поликремниевым. затвором. Использование поликремния в качестве материала затвора дало ряд существенных конструктивно-технологических преимуществ и значительно улучшило электрические параметры МДП-транзисторов. В первую очередь следует отметить уменьшение порогового напряжения, что позволило снизить напряжение питания до 5 В. Уменьшение толщины подзатворного диэлектрика позволило резко повысить крутизну транзистора. Совместимость материала затвора с материалом защитного слоя позволила значительно сблизить контакты истока и стока и уменьшить размеры этих областей и всей структуры в целом. Применение поликремния позволило уменьшить перекрытие кремниевого затвора с областями истока и стока, что существенно уменьшило паразитные емкости. В транзисторах с поликремниевым затвором уменьшена глубина залегания областей истока и стока. Структура и топологический чертеж МДП-транзистора показаны на рис. 6.29. Транзисторы формируют на кремниевой подложке p-типа с удельным сопротивлением 1-10 Ом см и ориентацией (100). Соседние транзисторы разделяются слоем толстого углубленного оксида, под которым расположены сильнолегированные противоканальные слои //-типа. Такие слои необходимы для исключения возможности появления паразитных «-каналов, соединяющих //-области соседних транзисторных структур. Чем толще слой диэлектрика и чем выше концентрация примесей в ^-области, тем труднее индуцировать инверсный канал. Выводы от истока и стока осуществляются обычным способом через окна в пленке SiO2. Вывод от поликристаллического кремния делается за пределами МДП-структуры.

В МДП-структурах с короткими каналами для повышения напряжения пробоя у границ истока и стока формируют области 1 (рис. 6.30) с невысокой концентрацией доноров (1017 см-3). Они имеют толщину 0,2 мкм и длину 0,1-0,3 мкм.

Комплементарные МДП-структуры

Комплементарные структуры представляют собой сочетание транзисторов с каналами п- ир-типа, соединенных последовательно. На рис. 6.31 представлена схема и устройство такой структуры с алюминиевыми затворами. В этой структуре транзистор с «-каналом формируется непосредственно на кремниевой подложке p-типа, а транзистор с р-каналом — в специальном кармане «-типа толщиной 3-4 мкм. Площадь, приходящаяся на один транзистор, в комлементарной структуре больше, чем в структуре на однотипных «-канальных транзисторах, что обусловлено необходимостью увеличивать расстояние между ^-«-переходом карман- подложка и р-и-переходом ближайшего «-канального транзистора; оно должно быть больше суммы значений толщины обедненных слоев этих переходов, чтобы не было замыкания «+-областей с «-карманами. При концентрации примесей в р-подложке 1015 см-3 и напряжении на переходах около 5 В толщина обедненной области составляет примерно 3 мкм.

Рис. 6.31

Структуры «кремний на диэлектрике»

Структуры «кремний на диэлектрике» (КНД) создаются в тонком эпитаксиальном слое монокристаллического кремния толщиной около 1 мкм, выращенном на диэлектрической подложке (сапфир или шпинель), имеющей кристаллическую

решетку, близкую к кремнию. Локальным окислением в этом слое формируются островки кремния, изолированные друг от друга боковыми слоями SiO2. В каждом из островков формируются МДП-структуры. На рис. 6.32 представлена структура КНД, в которой имеется транзистор с каналом и-типа и каналом p-типа. В такой структуре паразитные емкости вертикальных р-и-переходов очень малы, что существенно повышает быстродействие микросхем. Достоинством таких структур является также то, что отдельные транзисторы располагаются на минимальном расстоянии друг от друга, так как в них отсутствуют карманы и выводы от подложки, что повышает степень интеграции.

Вертикальные структуры

В рассмотренных МДП-структурах каналы проходят параллельно поверхности кристалла. Размеры этих структур практически достигли предельных значений, ограничиваемых технологическими возможностями.

Дальнейшего повышения степени интеграции можно достичь, переходя к более компактным вертикальным структурам, в которых области истока и стока расположены друг над другом. Одной из разновидностей таких структур является V-МДП-транзистор (рис. 6.33). Структура создается на кремниевой подложке р'-типа, на поверхности которой имеются четыре тонких чередующихся слоя: и+-типа, p-типа, «"-типа, и+-типа.

Рис. 6.33

Методом анизотропного травления вытравливается конусообразная ямка, достигающая своей вершиной нижнего и+-слоя. Затем стенки V-образной ямки окисляются, и на них наносится металлическая или поликремниевая пленка (затвор). Канал индуцируется вдоль боковых стенок V-образной ямки в тонком p-слое. Нижний «+-слой является общим для всех транзисторных структур, формируемых на подложке, он выполняет функции истока. Верхний «+-слой выполняет функции стока. Промежуточный «“-слой предназначен для увеличения пробивного напряжения.

Многослойные структуры

Повышение степени интеграции может быть достигнуто путем расположения транзисторных структур в несколько «этажей». Технологически это очень сложная задача. В настоящее время разработаны опытные образцы двухслойных КМДП- структур (рис. 6.34). В такой структуре на подложке p-типа формируют транзистор с «-каналом и поликремниевым затвором. На поверхности пленки SiO2 создают «-слой отожженного поликремния, обладающего свойствами монокристалла. В этом слое формируется транзистор с p-каналом. Оба транзистора имеют общий поликремниевый затвор. Такая структура позволяет в 3-4 раза повысить степень интеграции по сравнению с однослойной КМДП-структурой.

Базовые технологические операции

Производство интегральных микросхем состоит из определенного ряда операций, выполняя которые, постепенно из исходных материалов получают готовые изделия. В зависимости от структуры ИМС общее количество операций технологического процесса может достигать 200.

Эпитаксия

Эпитаксией называют ориентированное наращивание слоев, кристаллическая решетка которых повторяет структуру подложки. Как правило, материалы наращиваемой пленки и подложки одинаковы, но могут применяться и разные материалы

с близкой кристаллической структурой, например пленка кремния на сапфировой подложке. Эпитаксиальный слой создается на всей поверхности подложки, в него могут вводиться примеси. На границе раздела эпитаксиального слоя с подложкой можно сформировать электронно-дырочный переход.

Для получения эпитаксиальных слоев наиболее широко применяется хлоридный метод (рис. 6.35). Отшлифованные и тщательно очищенные пластины кремния 1 закрепляют на графитовом держателе 2 и помещают в кварцевую трубу 3 с высокочастотным нагревом 4. В трубе поддерживается температура около 1200±3 °C. Затем камеру продувают водородом и заполняют смесью НС1 и Н2, в результате чего происходит дополнительная очистка поверхности кремниевых пластин.

H2+SiCI4

►

Рис. 6.35

После очистки пластин в трубу подается смесь газов тетрахлорида кремния (SiCl4) и водорода (Н2). При этом на поверхности пластин происходит реакция восстановления SiCl4 с Н2:

SiCl4 + 2Н2 -> Si-i + 4НС1Т.

Атомы кремния, перемещаясь по поверхности, занимают места в узлах кристаллической решетки, из-за чего растущая пленка продолжает кристаллическую структуру подложки. При необходимости вырастить эпитаксиальный слой и-типа в смесь газов добавляют фосфин РН3, а для создания пленок р-типа — диборан В2Н6. Скорость роста пленки составляет 0,1-1,0 мкм/мин; она зависит от температуры, скорости потока газов и кристаллической ориентации поверхности кристалла. Из-за высокой температуры процесса атомы диффундируют из пленки в подложку и обратно, что затрудняет получение очень тонких эпитаксиальных пленок. Толщина пленок лежит в пределах от 1 до 15 мкм. Более тонкие пленки (0,1-0,2 мкм) можно получить на основе реакции пиролитического разложения силана SiH4 при температуре 1000 °C:

SiH4 SiX + 2Н2Т.

Легирование

Легированием называют операцию введения примесей в подложку. Существуют два основных метода легирования — диффузия примесей и ионное внедрение.

Диффузия представляет собой обусловленное тепловым движением перемещение частиц в направлении убывания их концентрации. Основной механизм проникнойения примесного атома в кристаллическую решетку состоит в по-

следовательном перемещении по вакансиям (пустым узлам) решетки. Число атомов вещества Цх\ переносимых в единицу времени через единичную площадь в направлении х, перпендикулярном поверхности подложки, характеризуется первым законом Фика1.

I(x) = -D — , ox

где D — коэффициент диффузии примеси;

dN/dx — градиент концентрации примеси.

Скорость накопления примеси в любой плоскости, перпендикулярной направлению диффузии, характеризуется вторым законом Фика;

dNd2N

dtдх2

Закон распределения примеси как функция координаты х и времени t может быть получен путем решения второго уравнения Фика при определенных условиях проведения процесса.

Если диффузия осуществляется из неограниченного источника примесей, когда концентрация примеси на поверхности полупроводника сохраняется постоянной, решение второго уравнения Фика имеет вид

(6.5)(6.5)N(x, t) = Nserfc—^=.

(6.5)

(6.5)

Здесь erfc — символ, обозначающий дополнение функции ошибок до единицы. Формула (6.5) описывает распределение концентрации примесей в зависимости от глубины х и времени t (рис. 6.36, а).

N^kN^kааРис. 6.36Рис. 6.36

N^k

N^k

а

а

Рис. 6.36

Рис. 6.36

Если диффузия осуществляется из ограниченного источника примеси, когда общее количество диффундирующих атомов сохраняется постоянным, решение второго уравнения Фика имеет вид

/\2"

N(x, t) = expxlnDtN(x, t) = expxlnDt(6.6)(6.6)-I х I

N(x, t) = expxlnDt

N(x, t) = expxlnDt

(6.6)

(6.6)

I 2V5F J

Здесь Q — общее количество примеси, не изменяющееся с течением времени.

Уравнение (6.6) представляет собой функцию распределения Гаусса, оно позволяет определить распределение N(x) в различные моменты времени (рис. 6.36, б). В этом случае с течением времени концентрация примеси на поверхности уменьшается, а площади под графиками N(x) остаются неизменными. Диффузия примеси осуществляется в кварцевых печах при температуре 1100-1200 °C, поддерживаемой с точностью 0,5 °C. Через печь пропускают нейтральный газ-носитель (N2 или Аг), который переносит частицы диффузанта (В2О3 или Р2О5) к поверхности кремниевых подложек, где в результате химических реакций выделяются атомы примеси (В или Р). Диффундируя вглубь кристалла, они создают соответствующее распределение примесей (рис. 6.36, а).

Для получения распределения, соответствующего рис. 6.36, б, предварительно на поверхности кремния создают слой источника примесей. Эта операция называется загонкой примеси. После этого пластины кремния загружают в кварцевую печь, где происходит диффузия примеси в подложку. Эта операция называется разгонкой примеси.

Ионное внедрение примеси (ионная имплантация) происходит в результате бомбардировки поверхности подложки сфокусированным потоком ионов, обладающим энергией от 10 до 300 кэВ. Плотность тока ионного пучка обычно составляет от 0,1 до 100 мкА/см2. Система сканирования обеспечивает перемещение электронного луча по поверхности кремниевой подложки. Внедряясь в кристаллическую решетку и сталкиваясь с атомами, ионы передают свою энергию атомам подложки, которые смещаются и покидают узлы решетки, в результате чего нарушается структура решетки (образуются вакансии и атомы между узлами решетки). Поскольку пороговая энергия смещения составляет около 14 эВ, каждый ион с энергией в несколько десятков килоэлектронвольт может создать на своем пути несколько тысяч подобных дефектов. Израсходовав всю свою энергию, внедренный атом может оказаться либо в узле кристаллической решетки, либо между узлами. Длина пробега ионов является случайной величиной, распределенной по нормальному закону

N^ =N^ =—ехр СТу2л—ехр СТу2л2ст2ст(6.7)(6.7)

N^ =

N^ =

—ехр СТу2л

—ехр СТу2л

2ст

2ст

(6.7)

(6.7)

Здесь Q — доза легирования, выраженная в единицах поверхностной плотности внедряемых ионов.

Средняя длина пробега ионов / и среднеквадратичное отклонение длин пробегов ст увеличиваются с ростом энергии ионов ЕИ. Профили распределения примеси, получаемые при различной энергии и одинаковой дозе легирования, показаны на рис. 6.36, в. В отличие от диффузии, максимум распределения примеси расположен не на поверхности подложки, а на расстоянии, равном среднему нормальному пробегу ионов, что позволяет получать скрытые заглубленные слои с необходимым типом проводимости. Обычно значение / не превышает 0,5-0,7 мкм.

В результате ионного внедрения нарушается кристаллическая структура решетки; для ее восстановления необходим отжиг подложек при температуре 600-900 °C. При отжиге смещенные атомы кремния возвращаются на свои нормальные места в узлах кристаллической решетки, а примесные атомы занимают вакансии в ее узлах.

Формирование диэлектрических пленок

В полупроводниковых ИМС в основном применяются пленки оксида SiO2 и нитрида кремния Si3N4. Существует несколько методов получения таких пленок. Рассмотрим кратко основные.

Термическое окисление основано на высокотемпературных реакциях кремния с кислородом или кислородосодержащими веществами, окисление происходит в кварцевых печах при температуре 800-1200 °C, поддерживаемой с точностью ±1 °C. При окислении в атмосфере сухого кислорода на поверхности кремния идет реакция

Si + О2 —> SiO2.

Этот процесс протекает сравнительно медленно: при температуре 1200 °C пленка толщиной 0,5 мкм выращивается в течение 5 часов. При окислении в парах воды этот процесс протекает значительно быстрее. При этом происходит реакция

Si + 2Н2О -> SiO2^ 2Н2Т.

На образование пленки расходуются атомы кремния, поэтому исходная поверхность подложки в процессе окисления уходит в толщу оксида (рис. 6.37). Рост пленки подчиняется параболическому закону А2 = kt. Толщина оксида не превышает 1,5 мкм.

"-0,4/7SiO2

Рис. 6.37

Химическое осаждение пленок из парогазовой фазы осуществляется в эпитаксиальных установках при более низких температурах и позволяет получать более толстые пленки практически из любого материала. Для осаждения диоксида кремния используют реакцию окисления силана

SiH4+2O2 —>SiO2 + 2H2O.

Нитрид кремния получают в результате химических реакций взаимодействия между силаном и амиаком

3SiH4 + 4NH3 —^^^ > Si3N4 + 12Н2.

Пленки поликристаллического кремния на поверхности SiO2 образуются в результате пиролитического разложения моносилана

SiH4 —^^ - > Si + 2Н2.

Аналогичным образом осуществляется осаждение оксида алюминия, окислов титана, тантала и ниобия, а также ряда металлов, например вольфрама.

Химическое осаждение пленок из водных растворов осуществляется в специальных электролитических ваннах, где анодом является проводящая подложка. При прохождении электрического тока через электролит выделяющиеся у анода атомы кислорода вступают в реакцию с материалом анода, образуя плотно сцепленную с ним оксидную пленку. Таким способом получают пленки оксида тантала. В этом случае тантал вступает в реакцию с ионами гидрооксида из раствора:

2Та+10 (ОН") -> Та2О5+5Н2О + 10е.

В результате этой реакции образуется оксидная пленка. Точно так же получают пленки оксид алюминия.

Формирование проводящих пленок

Проводящие пленки широко используются для осуществления соединений между элементами ИМС, создания обкладок конденсаторов, резисторов и т. д. Существует несколько способов получения пленок.

Термическое вакуумное напыление заключается в создании направленного потока паров напыляемого материала и последующей конденсации их на поверхности подложки. Процесс происходит в вакуумных камерах, где происходит нагрев испаряемого вещества. Испарившиеся частицы, диффундируя, перемещаются к подложке и оседают на ее поверхности. Глубокий вакуум необходим для того, чтобы исключить столкновение частиц напыляемого вещества с молекулами газа и обеспечить получение пленок с равномерной толщиной.

Катодное распыление основано на явлении разрушения катода при бомбардировке его ионами разреженного газа. Процесс происходит в заполненной инертным газом вакуумной камере, в нижней части которой расположен катод-мишень, являющийся источником напыляемого вещества, а в верхней части — металлический анод, на котором располагают подложки. Анод заземляют, а на катод подают отрицательное напряжение (2-5 кВ), в результате чего возникает газовый тлеющий разряд. Положительные ионы, образующиеся вследствие ионизации газа электронами, ускоряясь в сильном электрическом поле, выбивают из катода электроны, необходимые для поддержания разряда, а также атомы, которые диффундируют к аноду и оседают на подложке. Таким способом можно также напылять диэлектрические материалы. В этом случае напыление ведется при подаче на катод переменного напряжения с частотой 13,56 МГц: в отрицательный полупериод происходит распыление материала и накопление на катоде положительного заряда, в положительный полупериод — нейтрализация накопленного заряда электронами. Недостатком катодного распыления в сравнении с термическим напылением является низкая скорость нанесения покрытий.

Ионно-плазменное напыление, являясь разновидностью катодного распыления, происходит при более низком давлении в плазме несамостоятельного дугового разряда, что позволяет повысить скорость напыления пленок и получить более

чистые пленки. Напыление осуществляется в вакуумной камере 1 (рис. 6.38), в нижней части которой расположен вольфрамовый катод 2, а в верхней — анод 3, на который подается положительное напряжение около 100 В, вследствие чего между катодом и анодом возникает дуговой разряд. Мишень 4 является источником напыляемого материала; на нее подается отрицательный потенциал (порядка 1-3 кВ), вследствие чего из плазмы дугового разряда вытягиваются положительные ионы, которые обладают энергией, достаточной для распыления атомов материала мишени. Выбитые из мишени атомы движутся преимущественно в направлении, перпендикулярном ее поверхности, и осаждаются на поверхности подложки 5, закрепленной на подложкодержателе 6.

Осаждение пленок материалов из водных растворов применяют для получения сравнительно толстых проводящих пленок (20 мкм и более). Существует несколько разновидностей такого способа получения проводящих пленок, в основе которых лежат реакции, протекающие в водных растворах солей металлов.

Наиболее часто применяется электролитическое осаждение, которое происходит в специальных электролитических ваннах, заполненных электролитом и содержащих два электрода: катод и анод. Катодом является подложка с предварительно созданной на ней тонкой проводящей пленкой. Анод обычно изготовляют из того же материала, из которого осаждается пленка. Таким способом создают пленки из меди. В этом случае используется водный раствор медного купороса. При приложении к электродам напряжения происходит разложение электролита на ионы. Положительный ион меди движется к катоду, отбирает недостающие два электрона, превращается в нейтральный атом и оседает на поверхности катода:

Cu++ + SO4' + 2е = Си0 4- + SO4 .

Одновременно с этим на аноде атом меди отдает два электрона и переходит в раствор в виде положительного иона:

Cu° + SO4- = Си++ + SO4- + 2е.

Так происходит перемещение атомов меди с поверхности анода на поверхность катода.

Травление

Травлением называют операцию удаления поверхностного слоя подложки. Травление применяется для очистки поверхности подложек от различного рода загрязнений, удаления слоя SiO2, а также для создания на поверхности подложки канавок и углублений. Различают жидкостное и сухое травление.

Жидкостное травление кремния происходит на границе твердой и жидкой сред. В его основе лежит химическая реакция жидкого травителя и твердого тела, в результате которой образуется растворимое соединение. В качестве травителей используют либо кислоты, либо щелочи. Кислотное травление применяют при подготовке пластин кремния к изготовлению структур микросхем с целью получения зеркально гладкой поверхности пластин. Для этой цели обычно используют смесь азотной и фтористо-водородной кислот, при воздействии которых на кремний происходит суммарная реакция

Si + 2HNO3 + 6HF = H2SiF6 + 2HNO2 + 2H2O.

Для удаления слоя SiO2 используют плавиковую кислоту, которая переводит оксид кремния в тетрафторид кремния:

SiO2 + 4HF = SiF4 ? + 2Н2О.

Для создания на поверхности кремния канавок и углублений применяют щелочное травление, используя для этой цели водные растворы гидрооксида калия или натрия. Суммарная реакция щелочного травления кремния имеет вид

Si + 2КОН + Н2О -> KSiO3 + 2НГ

Локальное травление, применяемое для получения отверстий в пленке SiO2 и углублений в подложке, осуществляют через маску. Оно может быть изотропным и анизотропным. Изотропное травление идет с одинаковой скоростью как вглубь кристалла, так и под маску (рис. 6.39, а), в результате чего размер вытравленного отверстия оказывается больше, чем размер отверстия в маске. Анизотропное травление происходит с разными скоростями в различных направлениях: в направлении [111] она минимальна, так как в этом направлении максимальна плотность атомов, а в направлении [100] скорость травления в 10-15 раз больше. При анизотропном травлении в зависимости от поверхностной кристаллографической ориентации можно формировать канавки прямоугольной или V-образной формы (рис. 6.39, б и в).

Рис. 6.39

Сухое травление производят в вакуумных установках в плазме газового разряда. При ионном травлении поверхность кремния бомбардируется потоком ионов инертного газа (аргона), в результате чего происходит распыление кремния. Эффективность распыления оценивается коэффициентом распыления, который численно равен количеству атомов вещества, распыленных одним бомбардирующим ионом. Более прогрессивным является плазмохимическое травление, основанное на использовании химически активных частиц, получаемых в плазме газового разряда, которые, взаимодействуя с поверхностным слоем пластины, способны образовывать летучие соединения, удаляемые путем откачки. Наиболее часто для удаления SiO2 применяют газообразный четырехфтористый углерод СР4, который в плазме распадается на химически активные частицы — возбужденный атом фтора F* и положительно заряженный радикал CF3:

CF4 + е —» CF3+ + F* + 2е.

Фтор взаимодействует с SiO2, в результате чего образуется SiF4:

SiO2 + 4F' -> SiF4 Т + О2 Т.

Ионно-химическое травление сочетает достоинства ионного и плазмохимического травления. При этом способе травления физическое распыление интенсифицирует химические реакции, а химические реакции, ослабляя межатомные связи на поверхности подложки, увеличивают скорость распыления.

Литография

Литографией называют процесс формирования требуемой конфигурации элементов интегральных схем. Существует несколько разновидностей этого процесса.

Фотолитография основывается на использовании светочувствительных материалов — фоторезистов, которые могут быть негативными и позитивными. Негативные фоторезисты под действием света полимеризуются и становятся устойчивыми к травителям. В позитивных фоторезистах свет, наоборот, разрушает полимерные цепочки.

При производстве ИМС пленку фоторезиста наносят на поверхность маски, которой может быть пленка SiO2, металлическая пленка или металлическая пластина. Необходимый рисунок элементов ИМС получают путем облучения фоторезиста светом через фотошаблон (рис. 6.40, а), представляющий собой прозрачную пластинку, на одной из сторон которой имеется позитивный или негативный рисунок элементов ИМС в масштабе 1:1. После облучения светом неполимери- зованные участки фоторезиста удаляются, в результате чего образуется фото- резистивная маска с отверстиями (рис. 6.40, б), через которые осуществляется локальное воздействие на полупроводниковый кристалл или диэлектрическую подложку ГИМС. Таким воздействием может быть внедрение примеси, травление, напыление и т. д. Поскольку элементы ИМС формируются в определенной последовательности, то процесс фотолитографии повторяется многократно с использованием нескольких фотошаблонов. При этом рисунок каждого последующего фотошаблона должен быть точно совмещен с ранее созданным рисунком

элементов микросхемы. Для этого на каждом фотошаблоне имеются специальные знаки в виде квадратов, треугольников и т. д.

СветСвет

Свет

Свет

Созданию фотошаблонов предшествует топологическое проектирование микросхемы, результатом которого является создание в увеличенном масштабе (100:1; 200:1; 500:1 или 1000:1) послойных топологических чертежей — фотооригиналов, вычерчиваемых с помощью специальных устройств — координатографов, работающих в автоматическом режиме в соответствии с программой ЭВМ.

Следующим этапом является фотографирование оригинала с уменьшением в 20-50 раз. В результате получают промежуточный фотошаблон. После этого осуществляют фотографирование с уменьшением и мультипликацией рисунка, получая в итоге эталонный фотошаблон с матрицей одинаковых рисунков в масштабе 1:1. С эталонного шаблона методом контактной печати изготавливают рабочие фотошаблоны.

Важнейшим параметром фотолитографии является разрешающая способность, которая оценивается максимальным числом раздельно воспроизводимых параллельных линий в пределах 1 мм. Минимальная ширина линии Д определяет минимальные размеры областей в кристалле или на его поверхности. Величина Д ограничивается дифракцией света, не позволяющей получить Д меньше длины волны (для видимого света X = 0,5 мкм). На практике облучение фоторезиста проводят ультрафиолетовыми лучами, имеющими X = 0,310-0,450 мкм.

Повысить разрешающую способность литографии можно, применяя излучения с более короткой длиной волны, например, рентгеновские лучи с длиной волны 0,4-5 нм. Таким способом получают Д « 0,1 мкм.

Электронно-лучевая литография базируется на облучении электронорезиста потоком электронов. Она может быть проекционной и сканирующей.

В проекционной литографии на пути потока электронов ставится маска с отверстиями, выполненными в увеличенном масштабе (10:1). Посредством фокусирующей системы уменьшенное электронно-оптическое изображение маски проецируется на подложку, на поверхность которой нанесен слой электронорезиста. При этом удается получить размер элементов до 0,25 мкм.

В сканирующей литографии по поверхности электронорезиста перемещается ос- тросфокусированный электронный луч, включающийся и выключающийся по заданной программе. Минимальный размер элемента составляет 0,1-0,2 мкм, он ограничен минимальным диаметром луча.

В ионно-лучевой литографии используется облучение резиста потоком ионов. Она может быть проекционной и сканирующей. При этом удается уменьшить размер элементов до 0,01-0,03 мкм. Ионно-лучевая литография позволяет наряду с экспонированием осуществлять очистку поверхности, травление, нанесение пленок. Она совместима с ионным легированием.

Технология изготовления ИМС

Технологический процесс изготовления ИМС представляет собой последовательный ряд базовых технологических операций. Особенностью этого процесса является интегрально-групповой метод производства, при котором на общей подложке одновременно создается большое количество одинаковых интегральных микросхем. При этом технологической обработке подвергается сразу несколько подложек.

После того как процесс формирования микросхем на общей подложке завершен, производят проверку работоспособности каждой ИМС. Контроль осуществляется с помощью механических зондов — тонких игл, которые контактируют с контактными площадками микросхем. Негодные ИМС отбраковываются.

После контроля общую подложку разрезают на отдельные части, каждая из которых содержит одну микросхему. В полупроводниковой технологии эти части называют кристаллами, а в гибридной — платами. Кристаллы (или платы) устанавливают в корпус, периферийные контакты кристалла (платы) соединяют с внешними выводами корпуса, корпус герметизируют, маркируют и упаковывают в тару. Для каждого конструктивно-технологического типа ИМС разрабатывается свой технологический процесс.

Изготовление тонкопленочных гибридных ИМС

Типовые процессы тонкопленочной технологии основаны на вакуумных методах нанесения пленок и формирования конфигурации проводящих, резистивных и диэлектрических слоев с помощью масок и фотолитографии.

Масочный метод заключается в нанесении каждого слоя тонкопленочной структуры через специальные трафареты (маски). Пленка из напыляемого материала осаждается на подложке в местах, соответствующих расположению окон в маске. Маски изготавливают из бериллиевой бронзы толщиной 0,1-0,2 мм, покрытой слоем никеля толщиной 10 мкм.

Рисунок 6.41 иллюстрирует последовательность формирования ДС-схемы:

Напыление резисторного слоя 1 (рис. 6.41, а).

Напыление проводников и контактных площадок 2 (рис. 6.41, б).

Напыление нижних обкладок конденсатора 3 (рис. 6.41, в).

Напыление диэлектрика 4 (рис. 6.41, г).

Напыление верхней обкладки конденсатора 5 (рис. 6.41, д).

Напыление защитной пленки 6 (рис. 6.41, е).

Метод фотолитографии основан на нанесении нескольких пленок различных материалов в виде сплошных покрытий и последующем получении конфигурации каждого слоя посредством фотолитографии. На рис. 6.42 показана последовательность формирования участка, содержащего резистор и контактные площадки:

На поверхность подложки напыляют резистивный слой 1, затем слой хрома 2 и слой золота 3 (или меди), после чего на эти слои наносят фоторезист 4 (рис. 6.42, я).

С помощью первой фотолитографии осуществляют локальное травление золота (или меди) (рис. 6.42, б), затем локальные травления хрома (рис. 6.42, в).

С помощью второй фотолитографии проводят локальное травление резистивной пленки (рис. 6.42, г).

Рис. 6.42

Изготовление толстопленочных гибридных ИМС

Изготовление толстопленочных ГИМС основано на нанесении различных по составу паст через сетчатый трафарет с последующим вжиганием пасты в подложку.

Паста представляет собой композицию тончайшего порошка стекла (фритты), порошка резистивного, проводящего или диэлектрического материала с органическими растворителями, придающими пасте необходимую вязкость.

Нанесение пасты проводится на установке трафаретной печати через трафарет, представляющий собой алюминиевую рамку с натянутой сеткой из нейлона или нержавеющей стали (рис. 6.43). На сетке методом фотолитографии создается рисунок элементов микросхемы. Продавливание пасты сквозь отверстия сетки осуществляется с помощью специальной лопаточки — ракеля.

После нанесения пасты проводится сушка в инфракрасных лучах при температуре 120-200 °C, в ходе которой улетучиваются органические растворители. Затем подложки загружают в конвейерную печь, где происходит их постепенное перемещение из зоны с низкой температурой в зоны с высокой температурой. Пока температура плавно повышается от 200 до 800 °C, происходит выжигание органических составляющих. После того как подложки окажутся в зоне с температурой 800-900 °C, происходит расплавление фритты и образование суспензии с частицами проводящего, резистивного или диэлектрического материала. Расплавленная фритта вместе с компонентами пасты вступает в сложное физико-химическое взаимодействие с материалом подложки, и происходит спекание пасты с подложкой. После спекания подложки плавно охлаждаются. В итоге на поверхности подложки образуется пленка толщиной 20-40 мкм.

Эпитаксиально-планарная технология

Эпитаксиально-планарная технология используется для изготовления полупроводниковых ИМС малой и средней степени интеграции. Технологический процесс состоит из ряда операций:

Пластину кремния p-типа диаметром 60-100 мм толщиной 0,2-0,4 мм с удельным сопротивлением 1-10 Ом-см подвергают очистке и окислению.

Проводят первую фотолитографию, в результате в слое SiO2 образуются окна, через которые методом диффузии вводят примесь сурьмы на глубину 1-2 мкм, вследствие чего образуется п+-слой с поверхностным сопротивлением 15-50 Ом (рис. 6.44, а).

Удаляют слой SiO2, производят очистку пластин и эпитаксиальное наращивание и-слоя толщиной около 10 мкм с удельным сопротивлением 0,1—1,0 Ом-см,

повторным окислением создают слой SiO2 и второй фотолитографией формируют окна, через которые вводят примесь бора, в результате чего образуются островки n-типа (рис. 6.44, б).

После третьего окисления и третьей фотолитографии вводят примесь бора на глубину около 3 мкм, в результате создается базовый р-слой с р5= 150 - 300 Ом (рис. 6.44, в).

После четвертой фотолитографии проводят диффузию фосфора на глубину около 2 мкм, в результате получаются высоколегированные п+-области с ps = 5-20 Ом (рис. 6.44, г).

Проводят пятую фотолитографию, в результате которой образуются окна в пленке SiO2 под контакты ко всем областям транзистора.

На всю поверхность пластины наносят алюминиевую пленку толщиной около 1 мкм, при этом в окнах, вскрытых в защитном, оксида, алюминий образует невыпрямляющие электрические контакты с кремнием.

Проводят шестую фотолитографию по алюминик) для формирования пленочных соединений и внешних контактных площадок. В итоге получается структура, показанная ранее на рис. 6.8.

Вся поверхность пластины покрывается слоем SiO2. Проводят седьмую фотолитографию по пленке SiO2 для вскрытия окон к внешним контактным площадкам микросхемы.

После зондового контроля пластину разрезают на кристаллы.

Рис. 6.44

Всего при изготовлении ИМС по эпитаксиально-планарной технологии насчитывается более ста операций.

ЕР1С-технология

Рассмотренному ранее варианту эпитаксиально-планарной технологии присущи два существенных недостатка — плохая изоляция элементов от подложки и большая площадь изолирующего р-п-перехода. Диэлектрическая изоляция элементов, получаемая в результате EPIC-технологии, устраняет эти недостатки. Сокращенное название этого процесса происходит от английского выражения Epitaxial Passivated Integrated Circuits.

Рассмотрим один из вариантов ЕР1С-процесса:

В исходную пластину кремния n-типа проводят диффузию сурьмы или мышьяка на глубину 1-2 мкм для формирования скрытого и+-слоя, затем создают слой SiO2, после чего методом фотолитографии создают окна для травления кремния. В результате получается структура, показанная на рис. 6.45, а.

Травлением получают V-образные канавки глубиной около 10 мкм и шириной около 50 мкм.

На всю поверхность пластины наносят слой SiO2. В результате получается структура, показанная на рис. 6.45, б.

На верхней стороне кремниевой пластины поверх SiO2 наращивают слой высокоомного поликристаллического кремния толщиной около 200 мкм.

С нижней стороны кремниевой пластины путем шлифовки удаляют слой монокристаллического кремния n-типа до дна вытравленных ранее канавок. Затем в образовавшихся карманах n-типа формируют биполярные транзисторы. В результате получается структура, показанная на рис. 6.45, в.

Основная сложность EPIC-процессазаключается в необходимости прецизионной механической обработки.

Изопланарная технология

Изопланарная технология обеспечивает повышение плотности размещения элементов микросхемы. При изготовлении транзисторов по этой технологии выполняют следующие операции:

На подложке /г-типа формируют скрытый и+-слой.

Наращивают эпитаксиальный слой n-типа толщиной 1-3 мкм.

Наносят слой нитрида кремния. В результате получается структура, показанная на рис. 6.46, а. Нитрид кремния Si3N4 имеет более высокую плотность и термостойкость по сравнению с SiO2, поэтому он обладает лучшими маскирующими и защитными свойствами. Это обстоятельство препятствует превращению кремния в SiO2B местах, где Si3N4 служит в качестве защитного слоя при проведении высокотемпературных операций окисления.

Путем фотолитографии в пленке Si3N4 создают окна, через которые проводят травление эпитаксиального слоя на глубину 0,5 мкм.

Ионным легированием бора создают противоканальные области р+-типа, исключающие возникновение паразитных каналов, соединяющих n-области соседних транзисторных структур.

Через отверстия в пленке Si3N4 проводят селективное окисление вытравленных канавок, в результате чего образуются карманы п-п+-типа, изолированные с боковых сторон толстым слоем SiO2, а снизу — р-п-переходом (рис. 6.46, б).

Удаляют пленку, создают вместо нее пленку SiO2 и через окна в этой пленке вводят примесь бора, в результате формируется базовый слой р-типа.

Формируют эмиттерную и контактную области и+-типа.

Создают эмиттерный, базовый и коллекторный электроды, в результате получается структура, показанная на рис. 6.46, в.

Изопланарная технология позволяет существенно уменьшить площадь транзистора (5 = 800 мкм2) и соответственно уменьшить емкости переходов коллектор- база и коллектор—подложка, благодаря чему граничная частота таких структур достигает 7-8 ГГц. Достоинством изопланарной технологии является также то, что ширина разделительных областей составляет около 7 мкм. Путем жидкостного анизотропного травления и создания V-образных канавок ее можно уменьшить до 5 мкм. Дальнейшее уменьшение ширины изолирующих областей до 3 мкм достигается при создании посредством сухого анизотропного травления U-образных канавок.

бб

б

б

Технология изготовления МДП-транзисторов

Технология изготовления МДП-транзисторов во многом схожа с технологией биполярных ИМС и отличается меньшим количеством технологических операций. Наиболее ответственным этапом изготовления МДП-ИМС является создание диэлектрического слоя SiO2 под затвором. Этот слой имеет довольно большой положительный объемный заряд, который необходимо стабилизировать в процессе изготовления и учитывать при проектировании.

Существует много разновидностей технологического процесса изготовления МДП- транзисторов. Наиболее прогрессивной является изопланарная технология формирования МДП-транзисторов с поликремниевым затвором.

На подложке p-типа формируют маску из нитрида кремния и ионным внедрением бора создают противоканальные области р+-типа (рис. 6.47, а).

Окислением через маску создают разделительные слои SiO2 (рис. 6.47, б).

Удаляют слой Si3N4 и создают тонкий подзатворный слой SiO2 толщиной 0,1 мкм (рис. 6.47, в).

Наносят слой поликремния толщиной 0,5 мкм и с помощью фотолитографии формируют рисунок затвора и поликремниевых проводников.

Ионным легированием мышьяка формируют п+-области истока и стока (рис. 6.47, г).

аа188888888]188888888]S13N4S13N4бб]]дд

а

а

188888888]

188888888]

S13N4

S13N4

б

б

]

]

д

д

Химическим паровым осаждением наносят на всю поверхность слой SiO2.

С помощью фотолитографии в слое SiO2 создают контактные окна.

Вакуумным испарением наносят сплошную алюминиевую пленку.

С помощью последней фотолитографии получают необходимый рисунок металлической разводки.

В результате всех этих операций получают структуру, показанную на рис. 6.47, д.

Топология структуры была показана ранее на рис. 6.29.

Контрольные вопросы

По каким признакам классифицируют интегральные схемы?

Чем определяется сопротивление пленочного резистора?

От чего зависит площадь, занимаемая пленочным конденсатором на подложке гибридной интегральной схемы?

Контрольные вопросы 361

Чем отличаются биполярные транзисторы интегральных схем от дискретных транзисторов?

Каким образом реализуются диоды в полупроводниковых интегральных схемах?

Каким образом реализуются резисторы в полупроводниковых интегральных схемах?

Каким образом реализуются конденсаторы в полупроводниковых интегральных схемах?

Каковы особенности МДП-транзисторов интегральных схем?

Какими методами создаются тонкие пленки интегральных схем?

Как осуществляется легирование примесей в полупроводник?

В чем состоит сущность литографии?

Какие существуют разновидности технологии изготовления полупроводниковых интегральных схем?

Глава 7 Аналоговые интегральные микросхемы

Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для преобразования электрических сигналов, изменяющихся по закону непрерывной функции. В самом общем смысле под сигналом понимают некоторое физическое явление, несущее информацию о каком-либо событии. В радиоэлектронике сигналы, как правило, представлены в виде электрических колебаний, параметры которых (амплитуда, частота, фаза тока или напряжения) однозначно связаны с каким-либо параметром конкретного физического процесса (громкостью речи или музыки, яркостью отдельных точек изображения и т. д.).

К числу наиболее часто применяемых функциональных преобразований аналоговых сигналов относится усиление электрических колебаний, в результате которого на выходе устройства, называемого усилителем, получают колебания, мощность которых превышает мощность, подводимую к входу усилителя. Усиление происходит за счет того, что схема усилителя содержит источник энергии, обычно называемый источником питания, и активный усилительный элемент, обычно транзистор, с помощью которого энергия источника питания преобразуется в энергию электрических колебаний необходимой мощности. Помимо усиления электрических колебаний аналоговые интегральные микросхемы применяют для перемножения аналоговых сигналов, изменения их спектрального состава и т. д. Схемотехника аналоговых интегральных микросхем характеризуется рядом особенностей:

для повышения коэффициента усиления напряжения широко применяют каскады с динамической нагрузкой и составные транзисторы;

для стабилизации режима работы широко применяют обратные связи и генераторы стабильного тока;

в аналоговых интегральных микросхемах избегают применения разделительных конденсаторов и катушек индуктивности; при необходимости используют дополнительные внешние дискретные компоненты;

для обеспечения необходимого режима работы по постоянному току применяют схемы сдвига потенциала;

во многих случаях аналоговые интегральные микросхемы питаются от двухполярных источников питания с заземленной средней точкой.

В отличие от дискретных схем аналоговые интегральные микросхемы позволяют добиться более точной обработки аналоговых сигналов, так как все элементы создаются в едином технологическом процессе, и появляется возможность осуществить схемотехнические решения, которые трудно реализуемы на дискретных компонентах. Аналоговые интегральные микросхемы обладают схемотехнической избыточностью, делающей их универсальными.

Каскады с динамической нагрузкой

Известно, что коэффициент усиления напряжения каскада на биполярном транзисторе пропорционален сопротивлению нагрузки Ru:

Ки = - (Агь/киз)^- '

Однако увеличение 7?н изменяет режим работы транзистора по постоянному току, поэтому возможности увеличения сопротивления весьма ограничены. Обычно величину RH выбирают так, чтобы постоянное напряжение Г/к_э0 было равно половине напряжения источника питания Еи „. При этом выполняется условие

Ян (£„.п^к—эо)/АсО*

Здесь 7к0 = algo — постоянная составляющая тока коллектора. Учитывая, что постоянная составляющая тока эмиттера определяется соотношением 1^ = щ/г3, где гэ — сопротивление эмиттерного перехода, получаем:

^„ = ^И.П^э/^СШт.

Принимая во внимание, что Ки = -аР„ /гэ, получаем:

—^и.п/^т-

При £н п = 10 В и ит = 0,026 В получаем Ки = 200.

Повысить коэффициент усиления каскада можно, включив в цепь коллектора элемент, который обладал бы малым сопротивлением постоянному току и большим переменному току. Таким свойством обладает транзистор, сопротивление которого постоянному току в активном режиме работы равно R^ = £/к_эОД<о> а сопротивление переменному току — RK_ = AuK_3/AzK. Схема усилительного каскада, в котором в цепь коллектора включен нагрузочный транзистор типа р-п-р, показана на рис. 7.1, а. Режим работы основного транзистора по постоянному току определяется путем построения на поле выходных характеристик активного транзистора выходной характеристики нагрузочного транзистора (рис. 7.1, б), пересечение которой с выходной характеристикой, соответствующей току 1$, определяет значения постоянного тока /^ и постоянного напряжения [/^ •

Коэффициент усиления в этом случае равен

В целом, применение динамической нагрузки позволяет увеличить коэффициент усиления напряжения примерно на порядок.

Составные транзисторы

Составным транзистором называют комбинацию из двух транзисторов, которую можно рассматривать как единый элемент. Наибольшее распространение среди составных транзисторов получила схема Дарлингтона (рис. 7.2, а).

Главной особенностью схемы является большая величина коэффициента усиления тока базы. Из рис. 7.2, а следует, что при пренебрежении тепловыми токами ток коллектора iK = iK1 + iK2, где iK) = Pii61 и iK2 = p2i62 = P2i31.

Учтем, что z3) = (₽i+l)i6) = (₽t+1 )г6, тогда iK = Р^б+О^ 1 )P2Z6 = (Pi + Р1Р2 + Рг)^ = = PiP24> to есть коэффициент усиления тока базы составного транзистора равен произведению коэффициентов усиления каждого из транзисторов.

В рассматриваемой схеме транзисторы работают с разными токами базы (i62 > г61), поэтому Р, * Р2. Транзистор VTt работает в микрорежиме, поэтому значение Pj невелико. На практике для увеличения тока г61 и уменьшения тока г62 между базой и эмиттером транзистора VT2 включают токоотводящий резистор, сопротивление которого Кй меньше входного сопротивления Квх транзистора VT2, в результате чего возрастает рР В этом случае результирующий коэффициент усиления тока базы оказывается больше, чем при отсутствии резистора Кб.

У составного транзистора входное сопротивление становится равным

д„=№+1№-

Помимо рассмотренной схемы находят применение составные транзисторы, содержащие транзисторы типа п-р-п и р-п-р (рис. 7.2, б).

В этой схеме гк = гз2 = (Р2 + l)zK1 = (Р2 + l)₽iZ6 = Р1Р24- то есть результирующий коэффициент усиления тока базы также равен произведению коэффициентов усиления отдельных транзисторов. При этом следует иметь в виду, что Р( меньше Р2, так как VT( является транзистором типа р-п-р.

Генераторы стабильного тока

Генераторы стабильного тока (ГСТ) применяют для питания усилительных каскадов стабильным током, не зависящим от изменений температуры и нагрузки. Простейший генератор стабильного тока состоит из источника питания ЕВП с последовательно включенным резистором К, сопротивление которого во много раз превышает сопротивление нагрузки К„ (рис. 7.3, а).

В такой схеме протекает ток

i„ = £„,/№ + R) = E„,n/R.(7.1)

Дифференцируя (7.1), получаем:

MJi^kRJR.(7.2)

Следовательно, увеличивая R, можно уменьшить изменения тока нагрузки Дг„ до требуемой величины. Однако применение подобной схемы нецелесообразно, так как большая часть мощности, потребляемой от источника питания, бесполезно расходуется на нагрев токозадающего резистора R.

Более рациональным является использование вместо токозадающего резистора R токозадающего транзистора (рис. 7.3, б). В этом случае ток нагрузки i„ определяется пересечением нагрузочной линии с выходной характеристикой транзистора (рис. 7.3, в). Если сопротивление нагрузки равно R,', to ток нагрузки определяется точкой А; если сопротивление нагрузки увеличилось до значения R", то ток нагрузки определяется точкой В. Относительное изменение тока в этом случае будет равно

А^и/^и — АДн^22э*

Наиболее широкое распространение получил ГСТ, называемый «отражателем», или «зеркалом», тока (рис. 7.4). В этой схеме нагрузка включается в цепь коллектора токозадающего транзистора VT2, режим работы которого задается нелинейным делителем напряжения, состоящим из транзистора VTb работающего в диодном режиме, и резисторов /?о и Rv Пренебрегая током базы, можно считать, что гэ1 = i, и гэ2 = г2-

Базы транзисторов соединены вместе и имеют одинаковый потенциал, равный Eq- Для левой ветви Ей = ixRx + ub для правой Ей = i2/?2 + и2. Следовательно, ixRx + u[ = i2R2 + u2.

Здесь ы(* и u2 — прямые напряжения на эмиттерных переходах транзисторов VT( и VT2. Транзисторы VT, и VT2 создаются в едином технологическом процессе, поэтому их = и2. Следовательно,

iiRt = iiRi-

(7.3)(7.3)Откуда получаем

(7.3)

(7.3)

и = i.—.

Таким образом, ток г2 пропорционален току iv Иначе говоря, ток г2 зеркально отражает ток iv Если R2 = Rx, то i2 = iv если Rt > R2, то ток i2 > ib и наоборот. Следовательно, изменяя Rx и R2, можно устанавливать желаемую величину стабильного тока. При Rx « Ro ток в левой ветви г\ = (Еип/До). Этот ток слабо зависит от температуры. Следовательно, ток г2, питающий нагрузку, которой является усилительный каскад, практически не зависит от температуры.

Схемы сдвига потенциала

В аналоговых интегральных микросхемах напряжение с выхода предыдущего каскада передается на вход последующего без разделительных конденсаторов. При этом на вход последующего каскада поступает как переменное, так и постоянное напряжение. Для того чтобы получить необходимый режим работы последующего каскада по постоянному току, требуется, как правило, понизить постоянное напряжение, что достигается с помощью схемы сдвига потенциала. При этом величина переменного напряжения не должна существенно уменьшаться. На рис. 7.5, а представлена схема сдвига потенциала, широко применяемая в аналоговых интегральных микросхемах. Она состоит из транзистора, генератора стабильного тока 10 и резистора R^ На входе схемы действует напряжение ивх = UBXO + UBX m sin cot, на выходе — ивых = UBMXO + UBb„ m sin cot; постоянное напряжение на выходе схемы определяется соотношением

UBux.o — UBX0 IqRq-

Изменяя Кд, можно получить требуемое постоянное напряжение UBMXO, определяющее режим работы последующего каскада. Переменное напряжение на выходе схемы равно

R»R»U =U — вых.т вх.т D д +

R»

R»

Здесь UBX.m и UBbtxm — амплит'уды входного и выходного напряжений соответственно;

Rt — внутреннее сопротивление ГСТ переменному току.

Поскольку Ri» Ry, напряжение UBMX m = UBX m.

Кроме рассмотренной схемы в аналоговых интегральных микросхемах для сдвига потенциала находит применение схема, представленная на рис. 7.5, б. Она содержит стабилитрон с низким дифференциальным сопротивлением и резистор Ro- Для этой схемы справедливы следующие соотношения:

^вых ” ^вх — ^стаб*

(7.4)(7.4)Ri + ДоRi + До^вых.т ^вхт

(7.4)

(7.4)

Ri + До

Ri + До

При Ri« Rq выполняется условие 1/выхт = 1/вхт.

Каскодные схемы

Каскодные схемы отличаются от обычных усилительных схем тем, что усилительные каскады в них включены последовательно по постоянному току. Наибольшее распространение имеет комбинация, в которой первый каскад включен по схеме с ОЭ, а второй — по схеме с ОБ (рис. 7.6).

Рис. 7.6

Нагрузкой первого каскада является входное сопротивление второго, равное А116, поэтому

^21з^213+1^21з^213+1<1.<1.у(П ^1э 1....^1э^11э

^21з^213+1

^21з^213+1

<1.

<1.

Аи ” ~7"116- 77~7

^11э^11э ^21э +

То есть первый каскад не дает усиления напряжения, поэтому входная емкость рассматриваемой каскодной схемы, определяемая соотношением Свхэкв = Свх+ + (Кц+1) Спрох, возрастает незначительно.

Второй каскад, включенный по схеме ОБ, дает усиление

Х(2) =^16^ =UгКАнеХ(2) =^16^ =UгКАне^213^21з + 1^11э^21з +1^213^21з + 1^11э^21з +1Rk^^Rk.^113Rk^^Rk.^113

Х(2) =^16^ =

UгК

Ане

Х(2) =^16^ =

UгК

Ане

^213

^21з + 1

^11э

^21з +1

^213

^21з + 1

^11э

^21з +1

Rk^^Rk.^113

Rk^^Rk.^113

Результирующий коэффициент усиления

(7-5)(7-5)

(7-5)

(7-5)

Таким образом, рассматриваемая каскодная схема дает такое же усиление, как и обычный каскад по схеме ОЭ, но при этом входная емкость каскада не возрастает. Аналогичным образом создаются каскодные схемы ОИ-ОЗ на полевых транзисторах. Применяются также комбинации ОК—ОБ, обладающие высоким входным сопротивлением.

Выходные каскады

Выходные каскады, как правило, работают на низкоомную нагрузку. Поэтому в качестве выходных каскадов обычно применяют эмиттерные повторители (схема с ОК), обладающие низким выходным сопротивлением. Выходные каскады, обеспечивающие необходимую мощность во внешней нагрузке, должны обладать высоким КПД, что достигается путем применения двухтактных схем (рис. 7.7, а). В этом случае через транзистор VT2 протекает ток в положительные полупериоды входного напряжения, а через транзистор VT, — в отрицательные. Вследствие того, что заметный ток транзистора появляется при ивх > 0,7 В, ток через нагрузку в течение некоторых промежутков времени не протекает, поэтому выходное напряжение при прохождении через нуль имеет ступеньки (рис. 7.7, б), то есть выходное напряжение не повторяет форму входного. Этот недостаток устраняется путем включения между базами транзисторов смещающих диодов (рис. 7.8, а), сдвигающих управляющие характеристики транзисторов на 0,7 В, в результате чего зависимость гвых = f (uBX) получается линейной (рис. 7.8, б).4

Повышение КПД двухтактной схемы обусловлено тем, что при ивх = 0 ток от источника питания не потребляется. Если же на базу транзистора подано синусоидальное

напряжение, то ток через транзистор протекает только р течение половины периода. При этом импульсы тока высотой 1ат можно разложить в ряд Фурье. Полагая, что ^вых.т = ^и.п> можно рассчитать мощность, выделяемую в нагрузке:

11

Р =-U I =-Е I вых л ивых.тэт л и.п эт *

Разложение импульсов тока в ряд фурье жадв^дяетрпределить, достоянную составляющую тока, йЬтребляемого от й'стдчййй: ’

Поскольку в схеме работают два транзистора, потребляемый ток необходимо удвоить. Следовательно, от источника потребляется мощность

9

Р == — I Е

Таким образом, КПД двухтактной схемы оказывается равным

т ^вых _ ”

то есть 78 %.

Транзисторы типов п-р-п и р-п-р, входящие в двухтактную схему, должны обладать одинаковыми параметрами. Вместе с тем, известно, что транзисторы р-п-р имеют более низкий коэффициент передачи тока Р по сравнению с транзисторами п-р-п. Поэтому в некоторых случаях вместо транзистора VT2 типа р-п-р используют составной транзистор типа р-п-р с токоотводящим резистором.

В некоторых схемах применяется защита двухтактного выходного каскада от перегрузок. С этой целью в базовые цепи выходных транзисторов включают токозащитные транзисторы (рис. 7.9). Если ток, потребляемый нагрузкой, превышает допустимое значение, то возрастают напряжения на резисторах Rt и Н2 и отпираются транзисторы VT3 и VT4, что ведет к уменьшению токов базы транзисторов VTi и VT2 и, как следствие, к уменьшению тока, отдаваемого в нагрузку.

Дифференциальные каскады

Дифференциальный каскад (ДК) представляет собой мостовую схему, в плечах которой включены идентичные элементы (рис. 7.10).

В аналоговых интегральных микросхемах вследствие того, что все элементы создаются в едином технологическом процессе, практически обеспечивается идентичность резисторов и транзисторов. ДК питается от двухполярного источника питания ЕИ11 с заземленной средней точкой, что позволяет подавать сигналы непосредственно на базы транзисторов. Если входы транзисторов заземлены, то токи транзисторов одинаковы, и вследствие идентичности резисторов /?к1 и Нк2 напряженйе на дифференциальном выходе Пвыхд между коллекторами будет равно нулю. Если на входы схемы поданы сигналы одинаковые по величине и фазе, называемые синфазными, то токи обоих транзисторов будут изменяться на одинаковую величину, соответственно будут изменяться напряжения [/вых1 и UBMx2, а напряжение ивыхд по-прежнему будет сохраняться равным нулю. Если на входы схемы поданы одинаковые по величине, но сдвинутые по фазе на 180° сигналы, называемые дифференциальными, то возрастание тока в одном плече будет сопровождаться уменьшением тока в противоположном, вследствие чего появится напряжение на дифференциальном выходе. Таким образом, схема в идеальном случае реагирует на дифференциальный сигнал и не реагирует на синфазный. Изменение температуры, паразитные наводки, старение элементов, флуктуации параметров транзисторов можно рассматривать как синфазные входные воздействия. Следовательно, ДК обладает очень высокой устойчивостью работы и малочувствителен к помехам.

Проанализируем работу схемы, заменив транзисторы их эквивалентными схемами и включив на вход источники противофазных сигналов UBxX и UBx2, а также источник синфазного сигнала Uc (рис. 7.11). На схеме показаны направления токов при подаче на вход дифференциального сигнала.

Рассмотрим несколько частных случаев.

Пусть Uc = 0; UBx2 = 0; UBxX * 0. В этом случае схема работает как обычный усилитель, транзистор VT2 в работе не участвует, поэтому

1Z _ ^„ых! и! у ивх11Z _ ^„ых! и! у ивх1(l-a,)/^,+7э)(гэ)+Д)- ‘V(l-a,)/^,+7э)(гэ)+Д)- ‘V(7.6)(7.6)

1Z _ ^„ых! и! у ивх1

1Z _ ^„ых! и! у ивх1

(l-a,)/^,+7э)(гэ)+Д)- ‘V

(l-a,)/^,+7э)(гэ)+Д)- ‘V

(7.6)

(7.6)

Пусть Uc = 0; UBX1 = 0; UBti * 0. В этом случае работает транзистор VT2, поэтому

К = ^вых2 = -а2^э2^к25 _а ^к2/у уч

02 ивх1 (1-а2)/з2/62+/з2(гз2 + /гз) 2^‘

Пусть Uc * 0; 11ю1 = 0; Um2 = 0. В этом случае синфазно работают оба транзистора. При этом

К == -а 1(7 8)

с*Uc(l-aJ/31r;i+/3/31+(Z31+^*2^’

yz _ ^111.1x2 ^2^э25<2 ~ _а ^к2(7 9)

с2ис(1-а2)/з2^+/^+(7,^^

При полной симметрии схемы Кс1 = К^ и напряжение на дифференциальном выходе равно нулю, то есть при снятии сигнала с дифференциального выхода и подаче на вход синфазного сигнала коэффициент усиления синфазного сигнала равен Кдс=^Н = 0.(7.10)

В реальных схемах всегда существует некоторое различие в значениях сопротивлений и коэффициентов передачи токов, поэтому

a, = a + Да, а2 = а - Да, RK1 = RK + kRK, Rk2 = Rk- kRK.

Здесь а и R* — усредненные значения коэффициентов передачи тока эмиттера и сопротивлений резисторов, а Да и Д/^ — отклонения истинных значений коэффициентов передачи тока и сопротивлений от усредненных значений. В этом случае .Кс1 * Кс2, поэтому

Кд с == КС1 - Кй = - (а + Да)^^^ + (а - Да) =

д.с и^=2 V /2/^ V /2^

= А(2аАДк+2аД7?к) = -а^= А(2аАДк+2аД7?к) = -а^' А^ Да'Л + а.' А^ Да'Л + а.(7.11)(7.11)

= А(2аАДк+2аД7?к) = -а^

= А(2аАДк+2аД7?к) = -а^

' А^ Да'Л + а.

' А^ Да'Л + а.

(7.11)

(7.11)

Здесь AR^R* — относительное отклонение сопротивления резистора от номинального значения;

Да/а — относительное отклонение коэффициента передачи тока эмиттера от номинального значения.

При выполнении схемы ДК на дискретных компонентах трудно получить малые значения Да/а и ДД^^. В интегральном исполнении погрешности Да/а и kRJRK незначительны.

Введем коэффициент асимметрии схемы 8, определив его следующим образом:

g _ ДД, f Да

Тогда

(7.12)

Пусть Uc = 0; UBX1 * 0; UBx2 * 0. Это основной режим работы ДК, при котором напряжения ивх1 и мвх2 находятся в противофазе. В этом случае

к == _ “1Л1 ,— = -а^;(7.13)

UBX1 (1-а1)7э/61+7э1гз1+(7э1-7з2)7?э гз1

К^ =К^ =^вых2 _ _^вых2 _ _uBXVuBXV(1 а2 ^^г^ + 1в2гв2 + (7э1 - I32)R3(1 а2 ^^г^ + 1в2гв2 + (7э1 - I32)R3(7.14)(7.14)э2э2

К^ =

К^ =

^вых2 _ _

^вых2 _ _

uBXV

uBXV

(1 а2 ^^г^ + 1в2гв2 + (7э1 - I32)R3

(1 а2 ^^г^ + 1в2гв2 + (7э1 - I32)R3

(7.14)

(7.14)

э2

э2

^вых! ^вых2 _. —q 7^UBX\ ~ ^вх2 Гв^вых! ^вых2 _. —q 7^UBX\ ~ ^вх2 Гв(7.15)(7.15)U 1Z „ выхд

^вых! ^вых2 _. —q 7^

UBX\ ~ ^вх2 Гв

^вых! ^вых2 _. —q 7^

UBX\ ~ ^вх2 Гв

(7.15)

(7.15)

ВХ.Д

Коэффициент усиления дифференциального сигнала Кд д во много раз превышает коэффициент усиления синфазного сигнала. Отношение Кдд к Кд с, выраженное в децибелах, называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала;

(7.16)(7.16)K_c».=201g^ = 201g-^.

(7.16)

(7.16)

Яд. с5г3

Из соотношения следует, что для того чтобы увеличить коэффициент ослабления синфазного сигнала, необходимо увеличить сопротивление резистора гэ, включенного в эмиттерную цепь. Однако при этом возрастает падение напряжения на этом резисторе, создаваемое постоянным током дифференциального каскада, что ведет к необходимости увеличивать напряжение источника питания ЕИП. Поэтому в реальных схемах вместо резистора гэ включают генератор стабильного тока, обладающий большим сопротивлением г, переменному току и малым сопротивлением г0 постоянному току. В этом случае Аосдсф достигает 80-100 дБ. Типовая схема ДК с генератором стабильного тока представлена на рис. 7.12.

Помимо рассмотренного режима работы с симметричным входом на практике широко применяется режим работы, когда сигнал поступает на один из входов, а второй вход заземляется. Если сигнал подается на первый вход, то левое плечо ДК работает как усилительный каскад, в котором резистор R, зашунти- рован входным сопротивлением правого плеча. Правое плечо работает как каскад, включенный по схеме с ОБ, входным напряжением которого является напряжение на эмиттере. Пользуясь эквивалентной схемой (см. рис. 7.11), в которой точка Б2 заземлена, нетрудно установить, что

^вх1 “ W — ®1)7б1 "*" Г31 + Т?вх2] = 1э1Г31,

^х2 = Гэ2+ (I" «1)762 = Гэ2-

Следовательно,

^7вх1^э1(7э17*32)-

Если гз1 - гз2 = г3, то [/ю1 = 2/31г3. В этом случае коэффициент усиления левого плеча равен

^з _ Д1^кх2 _ J.

^,Х12/31г32 •

Коэффициент усиления правого плеча равен

Л „3 ===.

^«2«х2

Напряжение на первом выходе равно п

ивых1 ^ul^BXl ^1 9 ^вхГ 2Гэ1

Напряжение на втором выходе равно

^Ых2=^Ли2^вх2=«2^-^х1-

2'э2

При симметрии схемы cq = а2 = а, Дк1 = Rk2 = R, гэ1 = гэ2 = г. При этом напряжение на дифференциальном выходе будет равно

вых.д ~ ^вых! — ^вых2 ~ ~^нх1 •

Результирующий коэффициент усиления равен

^л=-~^ = ^.(7.17)

Ubx1'э

Отсюда следует вывод, что коэффициент усиления Каа не зависит от того, имеет ли ДК симметричный или несимметричный вход.

Во многих случаях усиленный сигнал снимают не между коллекторами, а с одного из коллекторов. Этот режим называют режимом работы с несимметричным выходом. При этом вход может быть симметричным или несимметричным. Если вход несимметричный, то при снятии сигнала со второго выхода коэффициент усиления ДК равен

КвКв^вых2 _ п 5с_Urol 2ГЭ 1^вых2 _ п 5с_Urol 2ГЭ 1

Кв

Кв

^вых2 _ п 5с_

Urol 2ГЭ 1

^вых2 _ п 5с_

Urol 2ГЭ 1

При снятии сигнала с первого выхода коэффициент усиления ДК равен

к,, =4^ = ^^.к,, =4^ = ^^.2гэ2гэ

к,, =4^ = ^^.

к,, =4^ = ^^.

2гэ

2гэ

В первом случае усиленный сигнал оказывается в фазе с сигналом, поданным на вход, а во втором — в противофазе.

Если вход симметричный, то при несимметричном выходе должен ослабляться синфазный сигнал, что достигается некоторым усложнением схемы. На рис. 7.13 представлена схема ДК с динамической нагрузкой (транзисторы VT3 и VT4), генератором стабильного тока /0 и несимметричным выходом. Транзистор VT5 работает в режиме эмиттерного повторителя, на базу которого поступает сигнал с коллектора VTj. Этот сигнал передается на базу транзистора VT4, который

по отношению к нему включен по схеме с ОЭ с динамической нагрузкой VT2. В результате на выходе схемы происходит суммирование усиленных противофазных сигналов, поданных на базы VT, и VT2, и вычитание синфазных, то есть в схеме осуществляется подавление синфазного сигнала. Сплошными стрелками на схеме условно показаны фазы усиливаемого дифференциального сигнала, а пунктирными стрелками — синфазного.

Широкое применение в ДК находят схемы с зеркалом тока (рис. 7.14). В такой схеме транзисторы VT3 и VT4, являющиеся динамическими нагрузками транзисторов VT, и VT2, образуют зеркальную пару, в которой изменения тока в левом плече зеркально отражаются в правом. Так, например, увеличение тока через транзистор VT3 автоматически ведет к возрастанию тока через транзистор VT4, нагрузкой которого является транзистор VT2, в результате чего напряжение на выходе увеличивается. Ток транзистора VT2 находится в противофазе с током транзистора VTb поэтому при увеличении тока VT, уменьшается ток VT2, что также ведет к возрастанию напряжения на выходе. В результате происходит сложение дифференциальных сигналов и вычитание синфазных.

Рис. 7.14

Операционные усилители

Операционными усилителями (ОУ) называют усилители постоянного тока, предназначенные для выполнения различного рода операций над аналоговыми сигналами при работе в схемах с отрицательной обратной связью. Они обладают очень большим коэффициентом усиления напряжения, имеют дифференциальный вход с высоким входным сопротивлением и несимметричный выход с низким выходным сопротивлением. Условное обозначение ОУ приведено на рис. 7.15, а. Общую информационную шину (корпус) и цепи питания на схемах обычно не показывают. Один из входов ОУ, отмеченный знаком «+», называется неинвентирующим. При подаче сигнала на этот вход и соединении второго входа с корпусом выходное напряжение находится в фазе с входным. Второй вход ОУ, отмеченный знаком «-» (иногда его обозначают знаком инверсии «о»), называется инвертирующим. При подаче сигнала на этот вход и соединении другого входа с корпусом напряжение на выходе ОУ находится в противофазе со входным. Во многих случаях источник сигнала включается между обоими входами. Помимо трех сигнальных контактов (двух входных и одного выходного) ОУ содержит дополнительные контакты (число контактов обычно составляет 14 или 16). Для облегчения понимания назначения контактных выводов применяется более полное условное обозначение ОУ (рис. 7.15, б). Символами NC обозначают выводы балансировки, символами FC — выводы частотной коррекции. Существуют и другие вспомогательные выводы.

Вх.1Вх.1Вх.2Вх.2

Вх.1

Вх.1

Вх.2

Вх.2

аб

Рис. 7.15

Параметры ОУ

Параметры ОУ характеризуют эксплуатационные возможности операционного усилителя. Основные параметры перечислены ниже.

Коэффициент усиления напряжения без обратной связи Кц, показывающий, во сколько раз напряжение на выходе ОУ превышает напряжение сигнала, поданного на дифференциальный вход. Практически Кц = 105-106.

Коэффициент ослабления синфазного сигнала А"^^, показывающий, во сколько раз дифференциальный сигнал сильнее синфазного. Практически определяется свойствами входного дифференциального каскада и составляет от 80 до 100 дБ.

Напряжение смещения нуля Псм, представляющее собой постоянное напряжение определенной полярности, которое необходимо подать на вход ОУ при отсутствии входного сигнала для того, чтобы напряжение на выходе стало равным нулю. Отклонение выходного напряжения от нуля обусловлено хотя и очень малым, но неизбежно существующим дисбалансом плеч дифференциального каскада. Типовое значение Псм = (5-20) мВ.

Температурный дрейф напряжения смещения

TKUCM = ^^ см дт

характеризует изменение напряжения UCM при изменении температуры и составляет от 1 до 30 мкВ/°С.

Входные сопротивления для дифференциального Евхдиф и синфазного 7?вхсф сигналов. Сопротивление Ках.№ф измеряется со стороны любого входа в то время, когда другой вход соединен с общим выводом. Значения его лежат в пределах от сотен килоом до единиц мегаом. Сопротивление Евхсф измеряется между соединенными вместе входными контактами ОУ и корпусом. Это сопротивление на несколько порядков выше сопротивления для дифференциального сигнала.

Выходное сопротивление 7?зых. По отношению к внешней нагрузке ОУ ведет себя как генератор напряжения, обладающий внутренним сопротивлением, являющимся выходным сопротивлением ОУ. Величина этого сопротивления составляет десятки-сотни ом.

Входные токи. Это токи, протекающие во входных выводах при присоединении последних к корпусу. Если входной дифференциальный каскад выполнен на биполярных транзисторах, то эти токи являются токами баз, их величина составляет от 10 до 100 мкА. Если входной дифференциальный каскад выполнен на полевых транзисторах, то эти токи существенно меньше, их величина составляет от 10 до 100 нА. Из-за асимметрии плеч дифференциального каскада эти токи различаются. В справочниках приводится среднее значение входного тока:

т _ /1х1_^/вх2.

вх.ср2

Разность входных токов Ывх = Imi - /вх2 характеризует степень дисбаланса ОУ. При больших сопротивлениях резисторов, включенных на входах ОУ, за счет разности входных токов может появиться паразитный дифференциальный сигнал.

Частота единичного усиления/! характеризует частотные свойства ОУ в режиме усиления малых сигналов. Это та частота, на которой коэффициент усиления напряжения становится равным единице. В ОУ предусмотрено включение корректирующих цепочек с тем, чтобы устранить самовозбуждение на высоких частотах, неизбежно возникающее при больших коэффициентах усиления и охвате ОУ обратной связью. Поэтому частотная характеристика ОУ имеет

специфичный вид (рис. 7.16). Если рассматривать зависимость логарифма коэффициента усиления как функцию логарифма частоты, то, начиная с некоторой частоты /0, наблюдается линейное уменьшение 1g К вплоть до частоты fb на которой К = 1, a 1g К = 0. Практически /0 = 10-20 Гц, fx = 0,5-5 МГц.

Скорость нарастания выходного напряжения ув характеризует быстродействие ОУ в режиме большого сигнала. Это скорость изменения выходного напряжения при подаче на вход ОУ ступенчатого напряжения. У обычных ОУ она составляет от 0,5 до 5 В/мкс, у быстродействующих достигает 50 В/мкс.

Кроме указанных параметров в справочниках приводятся максимальные значения входного ±I/Bxmax и выходного Пвыхтах напряжений, а также напряжение источника питания ±ЕИП, характеризующие амплитудные свойства ОУ (рис. 7.17). В справочниках также приводится величина потребляемого тока /пи ряд других параметров.

Схемотехника ОУ ,.

В состав .ОУ входит несколько каскадов. Наиболее простое схемное решение имеет ОУ К14ОУД1 (рис. 7.18), изготовленный на кремневой пластине размером 1,1 х 1,1 мм и содержащий 9 транзисторов. Входной дифференциальный каскад

выполнен на транзисторах VT, и VT2, он питается от генератора стабильного тока на транзисторах УТ3и VT4. Второй дифференциальный каскад выполнен надзан- зисторах VT5 и VT6. Схема сдвига потенциала образована транзистором УТ7, резистором Rg и генератором стабильного тока VT8. Выходной каскадов транзисторе VTg представляет собой эмиттерный повторитель, охваченный неглубокой положительной обратной связью, компенсирующей ослаблёние сигнала схемой сдвига потенциала. Обратная связь осуществляется путем подачи части выходного сигнала на эмиттер VT8, который включен для этого сигнала по схеме с ОБ, и затем на базу эмиттерного повторителя VTg. Схема обеспечивает сравнительно невысокий коэффициент усиления Ки = 2 х 103, дает ослабление синфазного сигнала Кос,Сф = 60 дБ и имеет невысокое входное сопротивление RBX = 4 кОм.

Последующие разработки позволили улучшить параметры ОУ ценой усложнения схемы. Так, например, применение входного дифференциального каскада по каскодной схеме ОК—ОБ в ОУ К140УД7 позволило повысить входное сопротивление до 400 кОм при входном токе 200 нА, довести коэффициент усиления входного каскада до 300, повысить коэффициент ослабления синфазного сигнала до 70 дБ. Второй каскад выполнен на составных транзисторах с динамической

нагрузкой и обеспечивает коэффициент усиления К„» 200. Выходной каскад выполнен по двухтактной схеме с защитой от перегрузки. В схеме К140УД8 во входном дифференциальном каскаде применены полевые транзисторы, что позволило снизить входной ток до 0,2 нА и получить Косдсф = 70 дБ.

Большинство современных ОУ строится по двухкаскадной схеме. Упрощенная схема такого ОУ показана на рис. 7.19. Первый усилительный каскад выполняется на транзисторах VT, и VT2, питающихся от генератора стабильного тока /01. Как правило, транзисторы в плечах ДК включаются по каскодной схеме ОК—ОБ или ОИ-ОЗ с динамической нагрузкой, обеспечивающей получение однофазного (несимметричного) выхода. Обычно на выходе ДК ставится эммитерный повторитель, обеспечивающий передачу сигнала на вход второго каскада. В общей сложности число транзисторов, образующих первый ДК, достигает 13 (схема К140УД8) и более. Во многих случаях в первом каскаде предусматривается балансировка нуля выходного напряжения.

Второй усилительный каскад выполнен на транзисторе VT3 с динамической нагрузкой в виде генератора тока /02. В каскаде предусматривается включение корректирующего конденсатора между коллектором и базой транзистора, благодаря чему возрастает входная емкость каскада и уменьшается усиление на высоких частотах, что исключает возможность возникновения самовозбуждения при охвате ОУ отрицательной обратной связью. В коллекторную цепь включены диоды смещения VD, и VD2, обеспечивающие нормальный режим работы выходного каскада, выполненного по двухтактной схеме с защитой от перегрузок.

Промышленностью выпускается большое разнообразие ОУ, которые делятся на две группы: общего применения и частного применения. ОУ частного применения подразделяются на быстродействующие (обладают Vu = 50-75 В/мкс), прецизионные (обладают высоким Кц = 106, высоким = 120 дБ и малым UCM = 1 мВ),

микромощные (питаются от источников питания Еип = ±3 В или ±6 В и потребляют ток менее 1 мА), мощные (обеспечивают выходной ток до 1 А) и высоковольтные.

Применение ОУ

ОУ применяют в схемах с глубокой отрицательной обратной связью. Вид выполняемых ОУ операций определяется внешними по отношению к ОУ элементами. От параметров самого ОУ зависит только точность выполняемых операций. Рассмотрим наиболее распространенные устройства на основе ОУ.

Инвертирующий усилитель осуществляет усиление аналоговых сигналов с поворотом фазы на 180°. На рис. 7.20 представлена схема такого усилителя, а на рис. 7.21 — эквивалентная схема, на которой показано входное сопротивление ОУ RBX, а усилительные свойства ОУ отражены генератором напряжения KUUBX с внутренним сопротивлением RBHX.

Рис. 7.20Рис. 7.20Рис. 7.21Рис. 7.21

Рис. 7.20

Рис. 7.20

Рис. 7.21

Рис. 7.21

(7.18)(7.18)Во входной цепи протекает переменный ток, действующее значение которого равно

(7.18)

(7.18)

Этот ток разветвляется на две ветви, то есть

А = А + 1Вх ” ^г-

Ток /2 определяется входным и выходным напряжениями:

/2 = ^•(7.19)

Поскольку Ц ~ 12, то

Ri R2 '

Следовательно, коэффициент усиления схемы равен

Х=^«-^-(7.20)

u UT R,

Отсюда следует, что Кц определяется внешними резисторами Rx и R2. Точность зависит от RBX и Ки. Значения RBX и Ка в современных ОУ достаточно велики, поэтому расчет по формуле (7.20) обеспечивает достаточно высокую практическую точность. Неинвертируюгций усилитель осуществляет усиление электрических сигналов без поворота фазы. В схеме этого усилителя, показанной на рис. 7.22, а, сигнал подается на неинвертирующий вход, а напряжение обратной связи — на инвертирующий. Величина напряжения обратной связи равна

U =U ———

ас ВЫХ.К1+Я2'

Напряжение на дифференциальном входе равно

иВХЛ =ивх -иас.

Влv

Принимая во внимание, что собственный коэффициент усиления ОУ достаточно высок, можно считать, что UBxa = 0. Следовательно, Um^ Uoc. Тогда

К =^. = 1 + ^-.(7.21)

UBX R.

Если R2 = 0, то Кц = 1, то есть схема превращается в повторитель напряжения с высоким входным и низким выходным сопротивлениями.

Логарифмирующий усилитель получается в том случае, когда вместо резистора R2 в цепь обратной связи включают полупроводниковый диод (рис. 7.22,бу При этом постоянный ток во входной цепи равен

Постоянный ток через диод равен г'

Ъ = /оехр —.

Принимая во внимание, что it = i2, получаемПринимая во внимание, что it = i2, получаем“г т-^ = 10ехр -“г т-^ = 10ехр -

Принимая во внимание, что it = i2, получаем

Принимая во внимание, что it = i2, получаем

“г т

-^ = 10ехр -

“г т

-^ = 10ехр -

(7.22)(7.22)Отсюда

(7.22)

(7.22)

“вых =

вых RI0

То есть выходное постоянное напряжение пропорционально логарифму входного постоянного напряжения.

Интегрирующий усилитель получается в том случае, когда вместо резистора R2 в цепь обратной связи включен конденсатор (рис. 7.23, а). При этом

_ “вх(О

: _ л ^“вых (О

dt ’

Так как гх = i2, получаем

RR“вх(О _ Л ^“вых (О dt ■

R

R

Отсюда

Дифференцирующий усилитель получается в том случае, когда конденсатор включен вместо резистора Rx (рис. 7.23, б).

При этом

: _ р (О

* dt ’

_ “.ых(О

Так как гх = г2, получаем

с^Х0 = «вых (О

dt 1^

Отсюда

(7.24)(7.24)и_(0 = -кс^1

(7.24)

(7.24)

Активные фильтры получаются в том случае, когда вместо резисторов Rx и R2 включаются частотно-зависимые 7?С-элементы. Если вместо R2 включены параллельно резистор R2 и конденсатор С2, то образуется фильтр нижних частот с граничной частотой

/ =—"—•

ф 2kC2R2

Если вместо Rx последовательно включены резистор Rx и конденсатор Cv то образуется фильтр верхних частот с граничной частотой

/ =—.

р 2кСЛ

Если RC-цепи включены одновременно вместо Rx и R2, то образуется полосовой фильтр.

Разновидности АИМС

Номенклатура аналоговых ИМС, выпускаемых промышленностью, позволяет реализовать самые разнообразные функциональные преобразования аналоговых сигналов. По характеру выполняемых преобразований аналоговые ИМС можно подразделить на несколько основных групп:

усилители;

перемножители;,

компараторы;

стабилизаторы напряжения;

аналоговые коммутаторы;

аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи;

специализированные ИМС,

Усилители предназначены для усиления сигналов. К ним относятся усилители низких, промежуточных и высоких частот, видеоусилители, усилители импульсных сигналов и др. Наиболее распространенным видом аналоговых ИС являются операционные усилители, выполняющие функции базового элемента для построения многих аналоговых узлов.'

Перемножители предназначены для перемножения двух аналоговых сигналов. С их помощью осуществляются различного рода преобразования сигналов — модуляция и демодуляция, умножение и деление частоты и т. д. Функцию перемножения можно представить в виде у = kxtx2, гдех, и^ — перемножаемые сигналы, к — масштабный коэффициент. Простейшая схема перемножителя может быть реализована на основе дифференциального каскада, напряжение на выходе которого у = к;схх2, где

, R R ^ = -а-^ = -а-^/0.

гэ иТ

Здесь /0 — ток, питающий дифференциальный каскад. Если сигнал х2 подать на базу транзистора генератора тока, то этот ток будет пропорционален х2, то есть /0 = ktx2. Следовательно,

у = -а—к^Хг = кх.х2.

Такая простейшая схема перемножителя обладает небольшим динамическим диапазоном, дрейфом токов и погрешностью масштабного коэффициента. Поэтому на практике применяют более сложные схемы, свободные от этих недостатков. Примером может служить интегральная схема К140МА1.

Пусть на входы перемножителя поданы сигналы.

.г, = Uml sin (0,1;

^2 = Um2 sin

Тогда на выходе схемы будет получен сигнал

у = kxtx2у = kxtx2^-^U^U^cos^ -^-^U^U^cos^ -®J? + cos(t02 + to1)tj.®J? + cos(t02 + to1)tj.

у = kxtx2

у = kxtx2

^-^U^U^cos^ -

^-^U^U^cos^ -

®J? + cos(t02 + to1)tj.

®J? + cos(t02 + to1)tj.

Таким образом реализуется схема балансного модулятора. Пусть на входы перемножителя поданы сигналы

Xt = Uml C0S ю/;

^2 = ^m2[l + т C0S ^L

Тогда на выходе схемы будет получен сигнал

у = AI/mlI/m2cos <0^ + 1 bit/mlt/m2 [cos (со, - со2) t + cos ^ + to,) t].

Таким образом реализуется схема амплитудного модулятора.

Применение двух перемножителей, перемножающих сигналы, сдвинутые по фазе на 90°, с последующим их суммированием позволяет осуществить схему однополосного модулятора.

Для осуществления амплитудного детектирования на один из входов перемножителя подают амплитудно-модулированный сигнал хх = [/ml(t)cos cot, где Umt(t) — амплитуда высокочастотного сигнала, изменяющаяся во времени с низкой частотой, а на второй вход — сигнал с постоянной амплитудой х2 = U2 cos cot, полученный путем глубокого ограничения сигнала xv В результате перемножения на выходе перемножителя получается сигнал

У = ^Umt (^^ [1 + cos 2cot].

После фильтрации этого сигнала получаем:

y = ^t/ml(t)t/2.

Этот сигнал повторяет форму огибающей высокочастотного сигнала.

Помимо модуляции и демодуляции сигналов перемножители позволяют осуществить удвоение частоты, квадратичное детектирование, а также деление двух сигналов, извлечение квадратного корня, выделение тригонометрических функций и др.

Компараторы предназначены для сравнения аналоговых сигналов с опорным напряжением. Их основу составляют операционные усилители. На один вход ком-

паратора подается аналоговый сигнал, на другой — опорное напряжение. Если мгновенное значение напряжения аналогового сигнала меньше опорного, то на выходе компаратора формируется высокий уровень потенциала. Если мгновенное значение напряжения аналогового сигнала превышает опорное, то на выходе формируется низкий уровень потенциала. Величины выходных напряжений компаратора соответствуют уровням напряжений цифровых ИС, то есть компаратор осуществляет преобразование пороговых сигналов в цифровую форму. Компараторы находят применение в качестве пороговых устройств в автоматике, аналого-цифровых преобразователях, дискриминаторах амплитуды импульсов, а также в качестве усилителей считывания сигналов магнитной и полупроводниковой памяти.

Стабилизаторы напряжения предназначены для получения стабильных напряжений, питающих интегральные схемы. Структурно стабилизатор напряжения состоит из управляющего элемента, представляющего собой составной транзистор, включенный между входом и выходом схемы, и дифференциального каскада, вырабатывающего сигнал ошибки, подаваемый на базу составного транзистора. На один из входов дифференциального каскада поступает высокостабильное опорное напряжение, на второй — часть напряжения с выхода схемы. Сигнал ошибки пропорционален разности напряжений, действующих на входе дифференциального кас.када. Когда напряжение на выходе схемы возрастает за счет некоторых дестабилизирующих факторов, сигнал ошибки частично запирает составной транзистор и падение напряжения на нем увеличивается, что ведет к уменьшению выходного напряжения, благодаря чему возрастает стабильность выходного напряжения.

Аналоговые коммутаторы предназначены для распределения во времени сигналов, поступающих на обработку от нескольких источников. В основе построения этих ИС лежит схема электронного ключа на базе биполярного или полевого транзистора. Широкое распространение получили коммутаторы на базе МДП-транзисторов, включаемых последовательно между источником сигнала и потребителем и работающих в линейном режиме. Для того чтобы пропускать положительную и отрицательную полуволны, коммутатор состоит из двух МДП- транзисторов, один из которых имеет встроенный электронный канал, а другой — встроенный дырочный.

Аналого-цифровые (АЦП) и цифроаналоговые (ЦАП) преобразователи предназначены для преобразования, соответственно, аналоговых сигналов в цифровые и цифровых сигналов в аналоговые. Эти преобразователи выполняют в виде больших интегральных схем (БИС), содержащих несколько тысяч элементов, из которых образуются аналоговые и цифровые узлы, обеспечивающие генерирование эталонных напряжений, коммутацию аналоговых сигналов, сравнение аналоговых сигналов с эталонными напряжениями, усиление и преобразование сигналов, масштабирование, запоминание и целый ряд других операций. Все это осуществляется с высокой точностью и высоким быстродействием.

Специализированные ИМС предназначены для использования в бытовой радиоэлектронной аппаратуре. К таким ИМС относятся генераторы электрических колебаний различной формы, детекторы амплитудно-модулированных и частот- но-модулированных колебаний, усилители и преобразователи частоты. Созданы

ИМС, предназначенные для построения однокристальных супергетеродинных радиоприемников. Большое количество ИИС выпускается для применения в телевизионных приемниках. На базе этих ИМС разрабатываются селекторы каналов, тракты изображения, блоки строчной и кадровой развертки, блоки цветности и т. д.

В последнее время появились такие многоцелевые аналоговые БИС, как программируемые ОУ и таймеры. Программируемые ОУ состоят из одного или нескольких ОУ, перестраиваемых на два и более режимов работы. Таймеры, настраиваемые внешней коммутацией обратной связи, реализуют различные специальные аналоговые функции, характерные для импульсной техники.

Номенклатура аналоговых ИМС постоянно расширяется. Состав серий аналоговых ИМС не разрабатывается на базе основного функционального элемента, а включает в себя широкий класс микросхем различного схемотехнического исполнения, которые в совокупности позволяют реализовать отдельные группы устройств аналогового типа в микроэлектронном исполнении.

Контрольные вопросы

С какой целью в аналоговых интегральных схемах применяют каскады с динамической нагрузкой и составные транзисторы?

Для чего применяется схема сдвига потенциала?

Что такое генератор стабильного тока и для чего он служит?

Что представляет собой дифференциальный каскад?

Как реагирует дифференциальный каскад на синфазный и дифференциальный сигналы?

Что такое коэффициент ослабления синфазного сигнала?

В чем заключаются особенности выходных каскадов аналоговых интегральных схем?

Какова структура электрической схемы операционного усилителя?

Почему усиление операционного усилителя зависит от внешних элементов?

Глава 8 Цифровые интегральные микросхемы

Цифровые интегральные микросхемы (ИМС) предназначены для преобразования сигналов, изменяющихся по закону дискретной функции. Такие сигналы имеют только два значения, U0 и Z71, называемые логическим нулем и логической единицей соответственно (рис. 8.1). Разность напряжений, соответствующих логическому нулю и логической единице, называется логическим перепадом: Un=Ul - U°.

U1

Vе

>

t

Рис. 8.1

В основе построения цифровых ИМС лежат электронные ключи, характеризующиеся двумя состояниями: разомкнутым и замкнутым. Соединяя определенным образом электронные ключи между собой, можно создать электронные схемы, позволяющие осуществлять логические операции с цифровыми сигналами, их хранение, задержку во времени и т. д. Цифровые ИМС являются основой для создания сложных устройств вычислительной техники.

Электронные ключи на биполярных транзисторах

Простейшая схема ключа на биполярном транзисторе приведена на рис. 8.2, а. На входе схемы включен источник управляющих сигналов ит с внутренним сопротивлением R6, питающий базовую цепь транзистора током z6 = uJRb.

Рис. 8.2

Будем считать, что напряжение иг может принимать только два значения, U0 и U1, соответственно, ток базы г6 также принимает два значения: II = 0 и Р6 = UVRb- Если z6 = 1%, то режим работы ключа определяется точкой А (рис. 8.2, б), если г6 = Р6, — точкой В. Точка В располагается в области режима насыщения транзистора. Степень насыщения транзистора оценивается коэффициентом насыщения Ктас = IVI6 нас, где /6 нас — минимальная величина тока базы, при котором транзистор переходит в режим насыщения при заданной величине сопротивления RH.

Влияние внешней нагрузки на работу ключа

Подключение к электронному ключу внешней нагрузки влияет на его работу. Если нагрузкой является активное сопротивление RH (рис. 8.3, а), то режим работы в открытом и закрытом состояниях определяется так, как это показано на рис. 8.3, б. На поле выходных характеристик транзистора необходимо построить ВАХ нагрузки zH = /(zzK_3) и результирующие характеристики г = гк + г„ = /(zzK_3) для закрытого и открытого состояний ключа. После этого обычным путем надо провести линию нагрузки г = (Ен „ - ггк_э)/7?к. Точки ее пересечения с результирующими характеристиками будут характеризовать режим работы ключа в открытом и закрытом состояниях. Из приведенных построений следует, что наиболее существенно изменяется положение точки А, определяющее уровень [/*ых. Влияние нагрузки на выходное напряжение ключа оценивают выходной характеристикой

“вых= /(О- В общем случае таких характеристик может быть две: одна для низкого уровня выходного напряжения, другая для высокого.

Рис. 8.3

Если нагрузкой ключа является входное сопротивление следующего ключа (рис. 8.4, а), то на поле выходных характеристик транзистора VTt необходимо построить входную характеристику транзистора VT2 ito = /(ык-э)> как показано на рис. 8.4, б.

Рис. 8.4

Как следует из построений, в этом случае резко уменьшается напряжение [7*ых, определяемое точкой А', оно равно напряжению на открытом эмиттерном переходе транзистора VT2 и составляет примерно 0,7 В. В результате уменьшается

размах сигнала UB = U^ - (/^ых. Чтобы ослабить влияние нагрузки на работу ключей, в цепь базы транзистора VT2 последовательно включают резистор R62, тогда характеристика 4г =/(ик-э) пойдет более полого, точка А' сместится в положение А". Во многих случаях к выходу ключа подключается несколько нагрузок. Чем их больше, тем меньше уровень 1/вых. Наибольшее количество ключей, аналогичных рассматриваемому, которые одновременно можно подключить к его выходу, оценивают коэффициентом разветвления по выходу и выражают целым положительным числом Краз,. Чем выше коэффициент К^, тем шире возможности использования ключа в конкретных схемах. В некоторых цифровых ИМС электронные ключи имеют общую нагрузку в коллекторной цепи. Встречаются также схемы, в которых на базу транзистора подаются управляющие сигналы от нескольких источников. Вполне понятно, что в этих случаях режим работы транзистора в открытом состоянии будет зависеть от количества одновременно поданных управляющих сигналов I?. Наибольшее количество одновременно подаваемых на вход ключа управляющих сигналов оценивают параметром, называемым коэффициентом объединения по входу, который выражается целым положительным числом К^. Увеличение числа входов ведет, как правило, к снижению быстродействия ключа. Практически величина К^ для различных ИМС лежит в пределах от 2 до 6.

Передаточная характеристика

Основной статической характеристикой ключа является передаточная характеристика, представляющая собой зависимость выходного напряжения ывых = ик_э от входного напряжения ывх = и6_3. Ее можно построить, совместив выходные и входные характеристики, как это показано на рис. 8.5 для случая RH = =. Затем в системе координат гк = /(ык-э) следует провести нагрузочную линию и точки ее пересечения (А, В, С, D) с выходными характеристиками перенести в систему координат гк = /(г"б), построив таким образом управляющую характеристику. После этого надо точки А', В', С', D' перенести на входную характеристику, получив точки А", В", С", D". И наконец, в системе координат ивых =/(и6_э) построить передаточную характеристику по точкам А"', В"', С"', D"'. Аналогичным образом строится передаточная характеристика при наличии внешней нагрузки.

Рис. 8.5

При последовательном включении ключей, когда выходное напряжение предыдущего ключа является входным для последующего, уровни логического нуля и логической единицы определяют путем совмещения передаточных характеристик, как это показано на рис. 8.6. Здесь передаточная характеристика последующего ключа 2 отложена в зеркальном отображении и повернута на 90° относительно передаточной характеристики предыдущего ключа 1. Точки пересечения характеристик А и В характеризуют режим работы ключей в открытом и закрытом состояниях.

Помехоустойчивость ключа

Помимо управляющего сигнала на входе ключа может появиться напряжение помехи, которое либо повышает, либо понижает входное напряжение. Если на входе действует напряжение U°, то опасны помехи, имеющие положительную полярность. Если на входе действует напряжение IIх, то опасны помехи, имеющие отрицательную полярность. Помехоустойчивость принято оценивать максимально допустимыми величинами напряжений отпирающей и запирающей помех ^ = ^ор _ U° и Щ = Ul - Uxnap. Эти напряжения указаны на рис. 8.7.

Пороговые напряжения UBop и [7^ определяются точками С и D, в которых выполняется условие duBba/dum = 1. Эти точки называются точками единичного усиления.

Для оценки помехоустойчивости может быть использован так называемый коэффициент помехоустойчивости К® = UVUn иК^= UVU„ гДе 17л = и1 - U0. Для повышения помехоустойчивости необходимо уменьшать ширину области переключения, равную разности Z7‘op и t/^, и увеличивать размах сигнала U„. В идеальном случае выполняются условия и®^ = U}^, U° = О, U1 = Еип, тогда К” = К* = 0,5.

Быстродействие ключа

Быстродействие ключей на биполярных транзисторах определяется инерционностью процессов, связанных с накоплением и рассасыванием избыточных зарядов, вследствие чего невозможен мгновенный переход транзистора из одного состояния в другое. Временные диаграммы, иллюстрирующие переходные процессы в транзисторном ключе при его включении и выключении, представлены на рис. 8.8. В этом случае быстродействие электронных ключей оценивают средним временем задержки распространения сигнала tM рср = (t°pp + t^ )/2 где t^p — время задержки распространения при переходе выходного напряжения от ивых = U° к ивых = U1; t^°p — время задержки распространения при переходе выходного напряжения от нвых — U к ивых — LP.

Задержки £°рр и t^°p отсчитывают по уровню, соответствующему половине перепада ил = (Vх + 1Р)/2.

Повышение быстродействия электронных ключей достигается путем уменьшения времени жизни неравновесных носителей заряда, что происходит при введении в базу транзистора примеси золота. Более эффективным методом повышения быстродействия является шунтирование коллекторного перехода диодом Шотки.

Электронные ключи на полевых транзисторах

В качестве электронных ключей в ИМС обычно используют МДП-транзисторы с индуцированным каналом, в которых при отсутствии напряжения на затворе (и3_и = 0) ключ находится в разомкнутом состоянии, а при подаче на затвор на-

пряжения, превышающего пороговое значение (и3_и = илор), ключ находится в замкнутом состоянии.

Ключ с резистивной нагрузкой

Схема ключа с резистивной нагрузкой приведена на рис. 8.9, а на рис. 8.10 показано построение передаточных характеристик. Если 173_и = 0, то режим работы ключа определяется точкой А, при этом квых = Еи „. Если ы3_и = U1, то рабочая точка перемещается на восходящий участок выходной характеристики (точка В). При этом на транзисторе устанавливается остаточное напряжение U^, величина которого тем меньше, чем больше Rc и и3_и. Переходные процессы, определяющие быстродействие ключа, рассмотрены в разделе «Импульсный режим полевых транзисторов» главы 5. Время включения ключа, определяемое разрядом паразитной емкости Со через открытый канал транзистора R^, ориентировочно определяется соотношением (вкл = 2,37?^^. Время выключения определяется зарядом емкости Со через резистор Rc и рассчитывается по формуле (вЫКЛ = 2,37?сС0.

+^и.п

о—«вхо—о—«вхо—RcRc:= Со ивых:= Со ивых■оРис. 8.9■оРис. 8.9Рис. 8.10Рис. 8.10

о—

«вх

о—

о—

«вх

о—

Rc

Rc

:= Со ивых

:= Со ивых

■о

Рис. 8.9

■о

Рис. 8.9

Рис. 8.10

Рис. 8.10

Быстродействие ключа в основном определяется временем выключения, поскольку сопротивление открытого канала, через который проходит разряд Со, меньше сопротивления Rc.

Ключи с динамической нагрузкой

В таких ключах вместо резистора Rc в цепь стока включают нагрузочный транзистор. На практике применяют три варианта включения нагрузочного транзистора (рис. 8.11).

В схеме, показанной на рис. 8.11, а, в качестве нагрузочного транзистора VT2 применен транзистор с индуцированным каналом при соединении затвора со стоком. В этом случае выполняется условие и3_н2 = ис_и2.

На рис. 8.12 приведены выходные характеристики транзистора VT2, на поле которых проведены линия 1, соответствующая условию гс2 = /(ис_и2) при ис_и2 = мнас2. Она соединяет точки перехода от линейного режима к режиму насыщения.

Линия 2 соответствует условию гс2 = /(ис_и2) при ис_и2 = инас2 - ипор2 = ы3_и2, то есть является вольт-амперной характеристикой транзистора VT2. При условии и3_и2 = = ис_и2 она сдвинута относительно начала координат на величину порогового напряжения Unop2 нагрузочного транзистора. Для определения уровней логического нуля и логической единицы необходимо на поле выходных характеристик VTt построить вольт-амперную характеристику транзистора VT2 (рис. 8.13), точки пересечения которой с выходными характеристиками транзистора VTt определяют уровни логического нуля и единицы на выходе ключа. Для уменьшения остаточного напряжения 1/”ых применяют нагрузочный транзистор VT2 с меньшей крутизной, чем у активного транзистора VTp В этом случае нагрузочная линия идет более полого и точка В', определяющая величину остаточного напряжения, сдвигается влево.

Рис. 8.13

В схеме, показанной на рис. 8.11, б, в качестве нагрузочного транзистора VT2 применен транзистор со встроенным каналом при соединении затвора с истоком (u3_„2 = 0). В этом случае для определения режима работы VTt необходимо на поле его выходных характеристик построить выходную характеристику VT2 при и3_и2 = 0 (рис. 8.14).

В схеме, показанной на рис. 8.11, в, в качестве нагрузочного применен транзистор с каналом, тип электропроводности которого противоположен типу проводимости активного транзистора. Такая пара транзисторов называется комплементарной. В этой схеме входное напряжение управляет как активным транзистором, так и нагрузочным. Если ивх = U^, то транзистор VT, закрыт, a VT2 открыт, при этом на выходе схемы устанавливается высокий уровень напряжения. Если ивх = 1/*х, то открывается транзистор VTb а транзистор VT2 закрывается, при этом на выходе схемы устанавливается низкий уровень напряжения. В том и другом случаях практически отсутствует потребление тока от источника питания. Лишь при переходе схемы из одного состояния в другое, когда один из транзисторов еще не полностью открылся, а второй не полностью закрылся, существует цепь для протекания тока.

Для определения режима работы такой схемы необходимо на поле выходных характеристик транзистора VTt построить две нагрузочные линии: одну для открытого состояния VT2, другую для закрытого (рис. 8.15). На том же рисунке представлен график зависимости потребляемого тока от входного напряжения гс1 = /(ывх), из которого следует, что потребление тока происходит в основном при переключении ключа из одного состояния в другое, то есть такие ключи отличаются высокой экономичностью. Достоинством ключей на комплементарных транзисторах является также то, что они обладают более высоким быстродействием, так как в них заряд и разряд паразитной емкости Со протекают в одинаковых условиях, поэтому Гвкл = СВЬ|КЛ.

Логические элементы интегральных микросхем

Логическими элементами (ЛЭ) называют электронные схемы, выполняющие логические операции с цифровыми сигналами, имеющими два значения: У0 (логический нуль) и U1 (логическая единица). Основными логическими операциями являются:

логическое отрицание (инверсия, операция НЕ), логическое сложение (дизъюнкция, операция ИЛИ) и логическое умножение (конъюнкция, операция И). Комбинация логических операций НЕ и ИЛИ позволяет осуществить более сложную операцию ИЛИ—НЕ. Сочетание операций НЕ и И приводит к логической операции И—НЕ. Логическую операцию НЕ осуществляет рассмотренный ранее электронный ключ. Логический элемент, выполняющий эту операцию, называют инвертором. Условные графические обозначения ЛЭ показаны на рис. 8.16.

И—НЕ

Рис. 8.16

Базовыми для построения ЛЭ являются электронные ключи. Основной характеристикой ЛЭ является рассмотренная ранее передаточная характеристика с той лишь разницей, чтр она представляет зависимость выходного напряжения От напряжения на одном из входов при постоянных напряжениях на остальных входах. Параметрами ЛЭ являются:

коэффициент объединения по входу К^;

коэффициент разветвления по выходу Kp^,;

среднее время задержки распространения сигнала twq>;

логический перепад U„ = UX - U°;

пороговые напряжения U°nop и Z7‘op;

статическая помехоустойчивость U^ и Z7‘;

потребляемая мощность Рпотср = (Л°от + -Р5ют)/2, где Р®от и Р‘от — мощности, потребляемые при подаче на вход напряжений U® и U1;

работа переключения Лпер = Рпотср (зд.рср..

Помимо электрических параметров ЛЭ характеризуются конструктивно-технологическими, к которым относятся:

относительная площадь, выражаемая числом литографических квадратов со стороной Д, где Д — минимальный топологический размер, определяемый уровнем технологии;

количество основных технологических операций, используемых при изготовлении микросхемы.

Простейшим логическим элементом является схема транзисторной логики с непосредственными связями (ТЛНС), основанная на параллельном соединении транзисторных ключей с общей коллекторной нагрузкой (рис. 8.17). Управляющие сигналы х, и х2 подаются на базы транзисторов УТ, и VT2 с коллекторов предыдущих ЛЭ. Если на входы ^ и х2 поданы сигналы U^, то транзисторы VT,

и VT2 заперты, ток от источника Еи п течет через резистор RK в базовую цепь транзистора VT3 и на выходе ЛЭ устанавливается напряжение 1/*ых = 0,7 В. Если на одном из входов действует высокий уровень U^, то соответствующий транзистор открывается и на выходе ЛЭ устанавливается напряжение 1^ых, недостаточное для отпирания транзистора VT3. Такой же уровень получается при отпирании обоих транзисторов. Следовательно, ЛЭ выполняет операцию ИЛИ—НЕ.

Диодно-транзисторная логика

Более совершенным по сравнению с логическим элементом ТЛНС является логический элемент диодно-транзисторной логики (ДТЛ), схема которого показана на рис. 8.18.

В этой схеме можно выделить две последовательно включенные функциональные части: в первой входные сигналы xt и х2 подаются на диодный элемент (диоды VD, и VD2 и резистор R^, выполняющий операцию И; вторая часть, выполнен-

ная на транзисторе VTb представляет собой инвертор. Таким образом, в схеме раздельно выполняются логические операции И и НЕ, следовательно, схема реализует логическую операцию 2И—НЕ (число 2 означает количество входов ЛЭ). Диоды VD3 и VD4 играют роль элемента связи между двумя частями схемы и повышают ее помехоустойчивость.

Если на один из входов х, или х2 подан сигнал U^x = 0, то один из диодов открыт и в схеме течет ток от источника Еи „ через резистор Rv и открытый диод. При этом в точке А установится потенциал U* = 0,7 В, недостаточный для отпирания двух последовательно включенных диодов VD3 и VD4. В результате транзистор VT, будет закрыт и на выходе схемы установится напряжение 1/*ых = Еи „, соответствующее логической единице. В таком состоянии схема будет оставаться до тех пор, пока на оба входа, xt и х2, не будет подан высокий уровень сигнала С*х (логическая единица). В этом случае диоды VD( и VD2 закрываются, потенциал точки А увеличивается, став достаточным для открывания диодов VD3 и VD4, и в цепи течет ток от источника Ем „ через резистор Rb диоды VD3 и VD4 в базу транзистора VTt. В результате транзистор VT( открывается, и на выходе схемы устанавливается низкий уровень напряжения Щых = U^ = 0,1 В (логический нуль), следовательно, в схеме ДТЛ выполняется операция И—НЕ. Резистор /?3 служит в данной схеме для того, чтобы создать цепь рассасывания накопленного в базе транзистора VTt заряда (при переключении VTt из открытого состояния в закрытое). В некоторых случаях резистор R3 соединяют не с землей, а с источником отрицательного напряжения Е » -2 В, чтобы обеспечить более быстрое рассасывание базового заряда и уменьшить время задержки сигнала.

Логические элементы ДТЛ обладают высоким быстродействием и большим логическим перепадом Un = Щых - U^x ” Еи „. Чаще всего они реализуются в виде гибридных ИМС. Что касается полупроводниковых ИМС, то схема ДТЛ обладает существенным недостатком — большим количеством диодов, а каждый диод—это, в сущности, транзистор в диодном включении. Каждый такой транзистор нуждается в изолирующем кармане, и поэтому площадь, занимаемая схемой на подложке, оказывается очень большой. Отсюда появилась идея заменить совокупность логических диодов (VDt и VD2) и диодов VD3 и VD4 одним многоэмиттерным транзистором, выполненным в одном изолирующем кармане. Таким образом был осуществлен переход к одному из самых распространенных семейств логических ИМС — схемам транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ).

Транзисторно-транзисторная логика

В базовом элементе ТТЛ (рис. 8.19) функции диодов VD, и VD2 выполняют эмиттеры многоэмиттерного транзистора, а роль диодов VD3 и VD4 — его коллекторный переход. Следовательно, схема ТТЛ выполняет ту же логическую операцию, что и схема ДТЛ, то есть И—НЕ. Действительно, если на входе xt или х2 действует сигнал низкого уровня ывх = 0 (логический нуль), то в цепи протекает ток

от источника питания Е„ „ через резистор Rx и соответствующий открытый эмиттерный переход. Потенциал базы транзистора VT, становится равным примерно 0,7 В. Этот потенциал распределяется примерно поровну между коллекторным переходом транзистора VT, и эмиттерным переходом транзистора VT2. Поэтому напряжение и6_э2 недостаточно для отпирания транзистора VT2, и на выходе схемы устанавливается высокий уровень напряжения 1/*ых = Еи п (логическая единица). Если на входах xt и хг действует высокий уровень сигнала Uax (логическая единица), то эмиттерные переходы транзистора VT( заперты, ток течет от источника Еип через резистор Rv коллекторный переход VT, и эмиттерный переход VT2. Потенциал базы транзистора VT2 становится равным ы6_э2 = 0,7 В, а потенциал Ua = 1,4 В. Транзистор VT2 отпирается, и на выходе схемы устанавливается низкий уровень напряжения П®ых = 0,1 В.

Схема ТТЛ, сохраняя все достоинства схемы ДТЛ, имеет существенный выигрыш по площади. Поэтому эта схема в настоящее время практически вытеснила схемы ДТЛ и получила очень широкое распространение. Однако в рассмотренном варианте схема ТТЛ несмотря на простую технологию из-за малой нагрузочной способности и низкого быстродействия почти не применяется. Действительно, при подключении к выходу схемы нескольких нагрузок в виде аналогичных схем вырастает нагрузочная емкость Си, а так как резистор Д2 имеет достаточно большую величину, то вырастает постоянная времени заряда емкости и быстродействие схемы падает. Для устранения этого недостатка в схемах ТТЛ вместо простого инвертора используют сложный инвертор (рис. 8.20).

Транзистор VT2 в этой схеме выполняет функцию «фазорасщепителя». Рассмотрим работу инвертора. Пусть на входе инвертора (на базе транзистора VT2) действует низкий уровень напряжения 17° (логический нуль). Транзистор VT2 закрыт, потенциал точки А высокий, а точки В — низкий, следовательно, транзистор VT3 закрыт, a VT4 открыт. Нагрузочная емкость Сн быстро заряжается от источника Е„ п через резистор Д2, открытый эмиттерный переход транзистора VT4 и диод УОЬ На выходе схемы устанавливается высокий уровень напряжения

^Lx - ^и. п ~ “б-э - ud = 5 - 0,7 - 0,7 = 3,6 В (логическая единица). Резистор R4 предназначен для ограничения тока в последовательной цепочке VT^VD^VT^ Дело в том, что в моменты переключения схемы из одного состояния в другое оба транзистора, VT3 и VT4, открыты (один из них открывается, а другой не успевает закрыться), и чтобы предотвратить замыкание источника Еи п на «землю», ставится ограничительный резистор R4.

Если на входе инвертора устанавливается высокий уровень напряжения U1 (логическая единица), то транзистор VT2 открыт, VT4 закрыт и VT3 открыт. Емкость Сн разряжается через открытый транзистор VT3, и на выходе схемы устанавливается низкий уровень напряжения и®ых = 0,1 В (логический нуль). Диод VDi обеспечивает надежное запирание транзистора VT4 при открытом транзисторе VT3. Благодаря тому что заряд и разряд паразитной емкости Сн проходит через транзисторы VT3 и VT4 с низким сопротивлением в открытом состоянии, схема ТТЛ со сложным инвертором обладает высоким быстродействием. Среднее время задержки распространения сигнала в этой схеме составляет около 10 нс. Более высоким быстродействием обладает схема ТТЛШ, в которой вместо обычных биполярных транзисторов применены транзисторы с барьером Шотки. В этом случае tM.pcp = 3 нс.

Для расширения функциональных возможностей ТТЛ-логики промышленность выпускает логические элементы, выполняющие три функции: И/ИЛИ—НЕ. Схема такого комбинированного логического элемента представлена на рис. 8.21, а, а на рис. 8.21, б — его функциональная блок-схема, которая содержит два двухвходовых элемента И на транзисторах VTt и VT4, а также двухвходовый элемент ИЛИ—НЕ на транзисторах VT2 и VT3, выходной каскад на транзисторах VT5 и VT6 аналогичен рассмотренному выше. На рис. 8.21, в приведено схематическое изображение таких элементов, приводимых в справочниках.

VTi

б

Эмиттерно-связанная логика

Работа схемы ТТЛ основана на использовании режима глубокого насыщения транзистора, который характеризуется накоплением зарядов в базовой и коллекторной областях транзистора. Для рассасывания этих зарядов при переходе в закрытое состояние требуется некоторое время, что ограничивает быстродействие схемы. В схеме эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ) транзисторы не переходят в режим глубокого насыщения, благодаря чему повышается быстродействие (tMpcp = 2 нс). Основу схемы ЭСЛ составляет переключатель тока (рис. 8.22, а). Схема напоминает дифференциальный каскад, у которого ко второму входу подключен источник постоянного напряжения Ео, называемого опорным. Источник стабильного тока обеспечивает ток /0, соответствующий нормальному активному режиму.

Если ивх = Ей, то оба транзистора открыты и через каждый протекает ток 4 = гк1 = iti = = 1й/1. Напряжение на эмиттерах ua = Ео - U*. Известно, что в активном режиме ток коллектора очень сильно зависит от напряжения и6_э:

k = o70exp(u6_3/^).

Рис. 8.22

Согласно этой формуле изменение м6_3 на величину Зи = 2,3Z7T (60 мВ при Т = 25 ° С) приводит к изменению коллекторного тока на порядок. Поэтому, если напряжение на входе станет меньше Ео на величину Зи, то напряжение и6_э1 = ивх - и3 тоже уменьшится, что приведет к резкому уменьшению тока гк1 (рис. 8.22,6), а так как суммарный ток транзисторов задан генератором тока /0, то ток гк2 возрастает, то есть произойдет переключение тока в правое плечо схемы. Транзистор VT, будет закрыт, и на первом выходе установится напряжение высокого уровня 1/вых1; транзистор VT2 будет открыт, и на втором выходе установится напряжение низкого уровня Увых2. Однако транзистор VT2 не перейдет в режим насыщения, так как его ток задается генератором тока /0, величина которого меньше тока насыщения транзистора. Если напряжение на входе увеличить относительно величины Eq на Зи, то произойдет переключение тока в левое плечо схемы. Таким образом, для переключения тока /0 из одного плеча в другое достаточно изменить входное напряжение на величину 23и > 0,12 В относительно уровня Ео.

Схема базового элемента ЭСЛ отличается от рассмотренной схемы переключателя тока тем, что она содержит в левом плече не один, а несколько транзисторов, работающих на общую нагрузку в цепи коллектора. При подаче на любой из входов сигнала ию = U^ > (Ео + Зи) происходит переключение тока в левое плечо, а при наличии на всех входах сигналов ивх = U®x < (Ео - Зи) ток переключается в правое плечо. Следовательно, при снятии выходного напряжения с левого плеча схема выполняет операцию ИЛИ—НЕ, а при снятии сигнала с правого плеча — операцию ИЛИ. Принципиальная схема двухвходового элемента ЭСЛ представлена на рис. 8.23, а. Особенностью схемы ЭСЛ является питание от источника с заземленным плюсом. Такое включение позволяет повысить помехоустойчивость схемы, так как в этом случае сечение коллекторных шин питания делается большим, что уменьшает их сопротивление. Тогда на коллекторной шине питания броски тока не создают значительного паразитного падения напряжения, которое воспринимается последующим логическим элементом как помеха. Опорное напряжение Ей подается на базу VT2 с цепочки R2, VD„ VD2, R3.

При цепочечном включении логических элементов выходное напряжение предыдущего элемента является входным для последующего. При этом последующий элемент не должен переходить в режим насыщения при подаче на его вход логи-

ческой единицы. С этой целью схема ЭСЛ содержит разделительные эмиттерные повторители VT3 и VT4, благодаря которым выходные потенциалы схемы ЭСЛ снижаются на 0,7 В относительно потенциалов коллекторов VT, и VT2. Поскольку эмиттерные повторители обладают низким выходным сопротивлением, то подключение к выходу схемы внешних нагрузок слабо влияет на ее работу. Поэтому коэффициент разветвления для элемента ЭСЛ достигает 25. Схематическое изображение элементов ЭСЛ показано на рис. 8.23, б. Наличие двух заземляемых выводов (одного непосредственно от логического элемента, другого от коллекторной шины эммитерных повторителей) способствует повышению помехоустойчивости схемы. Временная диаграмма работы схемы ЭСЛ представлена на рис. 8.23, в.

Ub„ = 1,2BUb„ = 1,2BU, = 0,9 ВU, = 0,9 В

Ub„ = 1,2B

Ub„ = 1,2B

U, = 0,9 В

U, = 0,9 В

Рис. 8.23

Логические элементы с инжекционным питанием

В логических элементах с инжекционным питанием (И2Л) применяют транзисторы с инжекционным питанием, принцип действия которых был рассмотрен в главе 6. В основу построения схемы И2Л положена схема ТЛНС (см. рис. 8.17),

в которой резистор RK заменен р-и-р-транзистором VT0, включенным по схеме с общей базой (рис. 8.24, а). Этот транзистор выполняет функции источника тока, который питает коллекторные цепи транзисторов VTt и VT2, когда они находятся в открытом состоянии. Если же VTt и VT2 закрыты, то источник тока питает базовую цепь последующего логического элемента. Базы транзисторов VT, и VT2 подключены к коллекторам предыдущих ЛЭ и питаются также от своих источников тока /0. На принципиальных схемах генераторы тока /0 показывают в каждой базовой цепи (рис. 8.24, б).

Рассмотрим, как работает схема И2Л. Когда на входы схемы поступают логические нули от предыдущих ЛЭ, то генераторы 70i и ^ю питают коллекторные цепи предыдущих элементов. Транзисторы VTt и VT2 закрыты, и генератор /03 питает базовую цепь последующего ЛЭ. Если на вход х, поступает напряжение U1, то транзистор VT, открывается и его базовая цепь питается от генератора /01, а коллекторная цепь — от генератора /03. Транзистор переходит в режим насыщения и на выходе ЛЭ устанавливается напряжение, соответствующее логическому нулю. То же происходит при подаче U1 на вход х2. То есть схема выполняет логическую операцию ИЛИ—НЕ.

Включать в каждую базовую цепь транзистор р-п-р, выполняющий функции источника тока /0, нецелесообразно. Учитывая, что базы всех транзисторов р-п-р заземлены, а эмиттеры, называемые инжекторами, подключены к источнику питания через резисторы, обеспечивающие стабильность тока инжекторов, в интегральных схемах вместо большого числа индивидуальных источников тока используют один многоколлекторный транзистор типа р-п-р, каждый коллектор которого подключен только к одной базе соответствующего транзистора. Этот принцип иллюстрирует рис. 8.25, а, где представлена топология двухвходового логического элемента, который является частью большой интегральной схемы. В этой структуре инжектор представляет собой узкую полоску с дырочной электропроводностью, созданную в полупроводнике с электронной электропроводностью, справа и слева от инжектора расположены карманы с дырочной электропроводностью. Вертикальный разрез структуры, проходящий через один из карманов, показан

на рис. 8.25, б. Нетрудно убедиться, что такая структура содержит два транзистора с инжекционным питанием (ср. с рис. 6.18). Шины xt и х2 подключены к коллекторам соседних предыдущих вертикальных структур (на схеме не показаны). Если на этих шинах напряжение равно 1/°, то дырки проходят путь от инжектора через базы транзисторов VTb VT2 и попадают в коллекторы транзисторов предыдущих логических элементов. Если на одной из этих шин напряжение равно U1, то дырки накапливаются в базе вертикального и-р-и-транзистора и он переходит в режим насыщения. При этом его коллекторная цепь питается от общего инжектора через шину У, соединенную с базой последующего логического элемента (на схеме не показан), в которую поступают дырки от общего инжектора.

бб

б

б

Обычно к выходу ЛЭ подключают параллельно несколько последующих ЛЭ, поэтому вертикальные и-р-и-транзисторы делают многоколлекторными. Количество коллекторов равно количеству последующих ЛЭ, подключаемых к выходу предыдущего ЛЭ.

Рассмотренные схемы и структуры реализуют операцию ИЛИ—НЕ. Для реализации операции И применяют схему, показанную на рис. 8.26. Если на входах

х, = х2 = U0, то транзисторы VT, и VT3 закрыты, а транзисторы VT2 и VT4 открыты и на выходе Y = U°. Если на одном из входов (х, или х2) действует сигнал U1, а на другом — U0, то состояние схемы не меняется. Если жех1 =х2 = U1, то транзисторы VT, и VT3 открыты, a VT2 и VT4 закрыты и Y = IP. Для выполнения операции И—НЕ к выходу схемы подключают дополнительный инвертор.

В силу целого ряда достоинств логические элементы И2Л нашли применение в больших интегральных схемах. Они занимают небольшую площадь, что связано с отсутствием изолирующих карманов между транзисторами (эмиттеры всех транзисторов заземлены). Они потребляют небольшую мощность, так как транзисторы работают в режиме микротоков, а для того чтобы открыть инжекторный переход, достаточно напряжения около 1 В. Кроме того, они обладают достаточно высоким быстродействием.

Логические элементы на МДП-транзисторах

Логические элементы на МДП-транзисторах строятся на основе ключей с динамической нагрузкой, рассмотренных ранее, и состоят либо из однотипных, либо из комплементарных МДП-транзисторов.

Логические элементы на однотипных МДП-транзисторах

В настоящее время предпочтение отдается МДП-транзисторам с индуцированным каналом n-типа, которые обеспечивают более высокое быстродействие логического элемента. Анализ ЛЭ на МДП-транзисторах проще, чем ЛЭ на биполярных транзисторах, потому что во входных цепях практически отсутствует ток

(напомним, что полевые транзисторы обладают большим входным сопротивлением и поэтому работают в режиме управления напряжением). Следовательно, при работе в цепочке отдельные ЛЭ функционируют независимо друг от друга и каждый из них можно анализировать без учета влияния предыдущего и последующего ЛЭ. В частности уровни U° и IP не зависят от нагрузки и остаются такими же, как и в режиме холостого хода. Влияние последующего ЛЭ сводится к увеличению выходной емкости данного ЛЭ.

На рис. 8.27, а приведена схема ЛЭ, реализующего логическую функцию ИЛИ—НЕ.

При подаче на оба входа, хг и х2, или на любой из них высокого уровня напряжения IP оба транзистора, VT, и VT2, или один из них открыты, и на выходе устанавливается низкий уровень напряжения 77° (логический нуль). Если на обоих входах, xv и х2, действует напряжение низкого уровня 77°, то транзисторы VTt и VT3 закрыты, и на выходе устанавливается высокий уровень напряжения IP ~ Еи п. Таким образом, логический перепад составляет U„ = IP - U° ~ Еи

Логический элемент, схема которого показана на рис. 8.27, б, реализует функцию И—НЕ. Если хотя бы один из управляющих транзисторов закрыт (VTt или VT2), то есть на одном из входов действует низкий уровень напряжения 77°, то на выходе схемы будет высокий уровень напряжения 77* = Е„ п. Схема переключается в другое состояние (низкий уровень напряжения на выходе), только когда на всех входах действуют высокие уровни напряжения 771 (транзисторы VT, и VT2 открыты). Быстродействие ЛЭ на однотипных МДП-транзисторах, как и аналогичных ключей, ограничивается скоростью перезаряда емкости нагрузки Си, величина которой пропорциональна количеству нагрузочных ЛЭ.

Логические элементы на комплементарных МДП-транзисторах

Двухвходовая схема ЛЭ на комплементарных МДП-транзисторах (КМДП), реализующая функцию ИЛИ—НЕ, приведена на рис. 8.28, а.

Рис. 8.28

Действие на входах транзисторов VT, и VT2 уровня логического нуля 77° обусловливает их закрытое состояние, при этом последовательно соединенные нагрузочные транзисторы VT2 и VT4 открыты, и на выходе схемы устанавливается напряжение 77*. Если хотя бы на один из входов поступает сигнал логической единицы U1, то открывается соответствующий управляющий транзистор (VT( или VT2), а связанный с ним нагрузочный транзистор (VT3 или VT4) закрывается. На выходе схемы устанавливается напряжение 77°.

В схеме И—НЕ (рис. 8.28, б) при действии уровня логического нуля 17° на входах схемы оба управляющих транзистора, VT, и VT2, закрыты, а нагрузочные транзисторы VT3 и VT4 открыты, поэтому на выходе схемы будет высокий уровень напряжения U1» Еи „. Состояние схемы не изменится, если напряжение 77° поступит только на один из входов, так как один из последовательно включенных управляющих транзисторов остается закрытым. При подаче на оба входа высокого уровня напряжения 77* управляющие транзисторы VT, и VT2 открыты, а нагрузочные VT3 и VT4 закрыты, и на выходе схемы устанавливается низкий уровень напряжения 77°.

Функциональные логические узлы

Функциональные логические узлы состоят из простых логических элементов типа И—НЕ или ИЛИ—НЕ и выполняют более сложные логические операции.

Шифраторы

Шифратор — это комбинационная логическая схема, преобразующая числа, символы и команды в комбинацию логических нулей и единиц. В большинстве современных ЭВМ каждому символу (числу или команде) соответствует комбинация из восьми нулей и единиц, называемая байтом (byte). Такой способ кодирования

позволяет закодировать 256 различных символов. Принцип работы шифратора иллюстрирует рис. 8.29, а, где представлена структура шифратора, позволяющая получить 3-разрядный параллельный код, то есть закодировать 8 символов. Логику работы схемы поясняет табл. 8.1. В зависимости от того, на какой вход подан сигнал, на выходе получается вполне определенная кодовая комбинация нулей и единиц. Условное схемное обозначение шифраторов показано на рис. 8.29, б.

Х2 X* ХвХ2 X* ХвУзУ2У1УзУ2У1

Х2 X* Хв

Х2 X* Хв

Уз

У2

У1

Уз

У2

У1

aб

Рис. 8.29

Таблица 8.1. Логика работы шифратора

Сигнал

0

0

0

1

0

0

0

1

0

1

1

0

0

0

1

1

0

1

х.

0

1

1

1

1

1

Дешифраторы

Дешифраторы выполняют операцию, противоположную той, которую делают шифраторы, то есть преобразуют двоичный код в сигнал на одном из выходов. Структурная схема трехвходового дешифратора показана на рис. 8.30, а, а на рис. 8.30, б — его условное схемное обозначение. Допустим, на входы поступает

кодовая комбинация 101, соответствующая десятичному числу 5. Эти сигналы поступают на восемь трехвходовых элементов И, на которые также поступают инвертированные сигналы. Схема построена так, что при любой комбинации нулей и единиц на входе дешифратора лишь только на один элемент И поступают три логические единицы, а на входах остальных будет хотя бы один логический нуль. Поэтому только на пятом выходе появится логическая единица, а на всех остальных будут логические нули.

бб

б

б

Сумматоры

Сумматоры предназначены для суммирования многоразрядных двоичных чисел. Операция суммирования осуществляется поразрядно с использованием одноразрядных суммирующих схем. В каждом разряде суммирование происходит по правилам: 0 + 0 = 0,0+1 = 1,1+0=1,1 + 1=0. В последнем случае суммирование двух единиц дает выходное число 10. Появляющаяся при этом единица называется единицей переноса в старший разряд.

Схема, осуществляющая суммирование по этим правилам, называется полусумматором (рис. 8.31, а). Логику ее работы иллюстрирует табл. 8.2.

Таблица 8.2. Логика работы полусумматора

х(

*.

a

ь

с

d

S,

0

0

1

1

0

0

0

0

0

1

0

1

0

1

1

0

1

0

1

0

1

0

1

0

1

1

0

0

0

0

0

1

Таблица 8.3. Логика работы сумматора

р.X,У,S,

ООО 0 0 0 1 1 0 10 1 0 11 0 10 0 1 10 1 0 110 0 111 1

0 0

0

1 0

1

1

1

Полные сумматоры многоразрядных чисел составляются из одноразрядных сумматоров. Результаты суммирования трехразрядных чисел иллюстрируют следующие примеры:

ое1(1)+010(2)ое1(1)+010(2)001(1)010(2)

ое1(1)

+

010(2)

ое1(1)

+

010(2)

++

011(3)011(3)100(4)101(5)100(4)101(5)011(3)011(3)

011(3)

011(3)

100(4)101(5)

100(4)101(5)

Аналогичным образом осуществляется суммирование 8- и 16-разрядных слов.

Триггеры

Триггеры наряду с логическими элементами являются основными элементами цифровых ИМС. Каждый триггер предназначен для хранения одной единицы информации — бита. Основу триггера составляет кольцо из двух инверторов (рис. 8.33, а), которое принято обозначать в виде электронной защелки (рис. 8.33, б).

Выход Q называют прямым, а выход Q — инвертирующим. Электронная защелка может находиться в одном из двух устойчивых состояний: либо Q = О, Q = 1, либо Q = 1, Q = 0. Перевод триггерной защелки из одного состояния в другое осуществляется путем воздействия на нее управляющих (информационных) импульсов напряжения, выполняющих функции спускового крючка (курка), откуда и

произошел термин «триггер» {trigger — курок). В зависимости от способа управления электронной защелкой различают несколько разновидностей триггеров.

RS-триггер

В RS-триггере вместо простых инверторов применены двухвходовые логические элементы типа ИЛИ—НЕ или И—НЕ. На рис. 8.34, а представлена структура, на рис. 8.34, б —условное графическое изображение, а на рис. 8.34, в — временная диаграмма работы RS-триггера, выполненного на элементах ИЛИ—НЕ. В этой схеме вход R служит для установки на выходе Q логического нуля, а на выходе Q — логической единицы. Обозначение R происходит от английского слова reset — сброс. Вход 5 служит для установки на выходе Q логической единицы, а на выходе Q — логического нуля. Обозначение S происходит от английского слова set — установка. Поскольку триггер имеет два управляющих входа, обозначаемых R и S, то отсюда произошло название RS-триггер. RS-триггер на элементах ИЛИ—НЕ управляется положительными перепадами управляющих импульсов. В момент времени tx на выходе Q устанавливается логический нуль (на диаграмме не учтено время задержки переключения триггера). В момент t2 действие положительного импульса прекращается, однако триггер сохраняет свое состояние до тех пор, пока на вход S не поступит положительный импульс (момент Г3), в результате чего на выходе Q установится логическая единица. После прекращения действия этого импульса (момент Г4) схема сохраняет свое состояние.

При одновременной подаче на входы R и S положительных импульсов на обоих выходах триггера устанавливаются логические нули. После прекращения действия управляющих импульсов триггер перейдет в одно из двух устойчивых состояний, предугадать которое невозможно. Поэтому комбинация управляющих сигналов 5 = R = 1 является запрещенной.

RS-триггер на элементах И—НЕ (рис. 8.35, а и б) реагирует на отрицательные перепады управляющих импульсов (рис. 8.35, в), которые^обозначаются R и S . Для таких триггеров запрещенной является комбинация R = S = 0.

RST-триггер

RST-триггер отличается от RS-триггера тем, что он имеет тактовый вход С (от английского слова clock — время) и его состояние изменяется только при наличии напряжения на этом входе.

На рис. 8.36, а показана схема RST-триггера, на рис. 8.36, б — его графическое обозначение, на рис. 8.36, в — временная диаграмма работы. Переключение триггера из одного состояния в другое происходит в моменты подачи тактовых С-импуль- сов и при наличии R- или 5-импульса.

D-триггер

D-триггер является триггером задержки. Его название происходит от английского слова delay — задержка. Особенностью триггера является наличие только одного информационного входа D. Сигнал, поданный на вход D, появляется на выходе триггера Q с задержкой t3, определяемой моментом подачи тактового импульса С. Схема D-триггера показана на рис. 8.37, а, условное графическое изображение D-триггера — на рис. 8.37, б, временная диаграмма его работы — на рис. 8.37, в. Схема содержит 4 элемента (DD1...DD4), выполняющих функции RST-триггера, и один инвертор (DD5).

вв

в

в

Рис. 8.37

Двухступенчатый RST-триггер

Двухступенчатый RST-триггер состоит из двух RST-триггеров, управляемых разными фазами тактового сигнала (рис. 8.38, а). Двухступенчатая структура триггера в условном графическом изображении обозначается двумя буквами ТТ (рис. 8.38, б).

Диаграмма работы двухступенчатого триггера показана на рис. 8.38, в. При С = 1 происходит запись информации в первый триггер. В это время второй триггер заблокирован нулевым уровнем сигнала. При С = О блокируется первый триггер, и информация из первого триггера переносится во второй.

Рассмотренный принцип построения триггеров обеспечивает высокую надежность работы, так как запись и хранение информации разделены: сначала информация записывается в первую триггерную ячейку при отключенной второй, затем хранится во второй ячейке при отключенной первой.

Рис. 8.38

Т-триггер

Т-триггер изменяет свое состояние каждый раз, когда на его вход поступает управляющий сигнал. Название триггера происходит от английского слова tumble — переключать, кувыркаться. Структурная схема Т-триггера показана на рис. 8.39, а, условное графическое изображение — на рис. 8.39, б.

Рис. 8.39

В интервале между входными импульсами состояния первого (назовем его TJ и второго (Т2) триггеров в соответствии с принципом работы двухступенчатого триггера одинаковые. При поступлении управляющего импульса информация

с выходов Т2 записывается в Tv в результате получается Q' = Q и (У = Q. По окончании управляющего импульса информация из Т, записывается в Т2, и состояние обоих триггеров становится одинаковым. Таким образом, в результате действия каждого управляющего импульса триггер переключается в противоположное состояние с задержкой, равной длительности управляющего импульса.

JK-триггер

Название JK-триггера происходит от английских слов jump — прыгать и keep — держать. Структурная схема JK-триггера показана на рис. 8.40, а, а его условное графическое изображение показано на рис. 8.40, б. Это — синхронный двухступенчатый RS-триггер с перекрестными обратными связями и входной логикой, что позволяет устранить присущее RS-триггеру состояние неопределенности при одновременной подаче на оба информационных входа логических единиц. JK-триггер является универсальным. На его основе с помощью несложных коммутационных изменений можно получить RS-, Т- и D-триггеры.

бб

б

б

При подаче тактовых сигналов на С-вход и попеременной подаче информационных сигналов на J- и К-входы триггер работает как двухступенчатый Т-триггер. При подаче информационного сигнала на /-вход и одновременно через инвертор на /С-вход триггер превращается в D-триггер.

Запоминающие устройства

Запоминающие устройства предназначены для записи, хранения и считывания двоичной информации. В состав запоминающего устройства (ЗУ) входят: матрица-накопитель и функциональные узлы, необходимые для управления матрицей- накопителем, усиления сигналов при записи и считывании, обеспечения режима синхронизации. Все эти элементы расположены на одном полупроводниковом кристалле.

На рис. 8.41 показана структура ЗУ, в которой матрица-накопитель состоит из 16 элементов памяти (ЭП), объединенных в 4 строки и 4 столбца. ЭП, расположенные в одной строке, образуют ячейку памяти (ЯП), способную запомнить четырехразрядное машинное слово, то есть 4 бита информации. Эти ЭП объединены адресными шинами Хо„ JC3. Элементы, расположенные в одном столбце, объединены разрядными шинами У0...У3. В режиме записи информации разрядные шины подключаются к усилителям записи, и на них подается комбинация нулей и единиц, а на одну из адресных шин от дешифратора адреса поступает управляющий сигнал, в результате входная комбинация нулей и единиц оказывается записанной в 4 элемента памяти. В режиме хранения разрядные шины отключаются от усилителей. В режиме считывания разрядные шины подключаются к усилителям считывания, и происходит считывание ранее записанной информации.

Запоминающие устройства делятся на две группы: постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) и оперативные запоминающие устройства (ОЗУ).

ПЗУ (по-английски ROM — Read Only Memory, что переводится как «память только для считывания») используются только для считывания ранее записанной информации. В ПЗУ обычно хранятся стандартные программы, необходимые для выполнения арифметических или логических операций. Важным свойством ПЗУ является сохраняемость информации при выключении питания. По способу записи информации ПЗУ подразделяются на масочные (ПЗУМ), программируемые (ППЗУ) и репрограммируемые (РПЗУ).

ОЗУ (по-английски RAM — Random Access Memory, что переводится как «память с произвольной выборкой») предназначены для быстрого попеременного ввода и вывода информации. В ОЗУ обычно хранятся промежуточные данные в процессе выполнения арифметических или логических операций.

Элементы памяти ОЗУ подразделяются на статические и динамические. ЭП статического типа хранят информацию сколь угодно долго, пока включен источник питания. В ЭП динамического типа информация хранится ограниченное время; в этих элементах предусматривается восстановление (регенерация) информации.

Масочные ПЗУ

В качестве элементов памяти масочных ПЗУ используются диодные или транзисторные структуры, включаемые на пересечениях адресных и разрядных шин. На рис. 8.42 представлена схема ПЗУМ, содержащая в качестве элементов памяти полупроводниковые диоды. В процессе изготовления таких ИМС формируется матрица размером 4x4, содержащая 16 диодов (в реальных схемах их число составляет 64,128,256,512 и т. д.). На заключительном этапе изготовления ИМС с помощью маски, изготовленной методом фотолитографии, осуществляется подключение диодов к адресным и разрядным шинам. Наличие диода между адресной и разрядной шиной соответствует логической единице, отсутствие — логическому нулю. При подаче на какую-либо адресную шину X положительного напряжения шина X через диод соединяется с соответствующей разрядной шиной. Например, при подаче напряжения на шину Х4 считывается четырехразрядное число 0001, а при подаче напряжения на шину X — число ООП. Напряжение на адресные шины поступает от дешифратора адреса.

Программируемые ПЗУ

Отличие программируемых ПЗУ от масочных состоит в том, что программирование осуществляется не производителем в процессе изготовления ИМС, а пользователем перед началом эксплуатации. В программируемых ПЗУ диоды (или биполярные транзисторы) подключаются к разрядным шинам через плавкие перемычки. При программировании эти перемычки пережигают путем пропускания импульсов тока. В результате образуется структура, аналогичная масочному ПЗУ.

Репрограммируемые ПЗУ

Репрограммируемые ПЗУ допускают многократное перепрограммирование, то есть многократное стирание ранее записанной информации и многократную запись новой. В качестве элемента памяти в РПЗУ используют МДП-транзистор с плавающим затвором, эквивалентная схема которого показана на рис. 8.43, а. Такие транзисторы помимо обычного управляющего затвора, соединенного с адресной шиной, содержат второй затвор, размещенный между управляющим затвором и подложкой (рис. 8.43, б). Этот дополнительный затвор не имеет внешних выводов и поэтому называется плавающим. Оба затвора выполнены из сильнолегированного поликремния и отделены один от другого слоем SiO2 толщиной 0,02-0,04 мкм.

ааРис. 8.43Рис. 8.43

а

а

Рис. 8.43

Рис. 8.43

Толщина оксидного слоя между плавающим затвором и подложкой имеет такую же величину. Длина канала составляет 1 -2 мкм. Площадь, занимаемая элементом на подложке, составляет 6-10 литографических квадратов, что позволяет создавать накопители информации с емкостью более 1 Мбит.

В режиме программирования логической единицы на разрядную шину подается высокий потенциал U1 (около 10 В), а на адресную шину — потенциал Ux > UV При этих условиях между истоком и стоком существует канал, в котором электроны разгоняются до скоростей, при которых становится возможным лавинное размножение электронов, в результате чего появляются высокоэнергетические (горячие) электроны, способные преодолеть потенциальный барьер на границе раздела кремний-оксид кремния. Поскольку потенциал затвора выше потенциала канала, то существует поперечное (вертикальное) электрическое поле, в котором элек-

троны, попавшие в слой оксида кремния, перемещаются в сторону плавающего затвора, в результате плавающий затвор приобретает отрицательный заряд.

В режиме программирования логического нуля на разрядную шину подается низкий потенциал U°. В этом случае продольное (горизонтальное) электрическое поле в канале отсутствует, и накопления заряда в плавающем затворе не происходит. В режиме хранения логической единицы плавающий затвор имеет отрицательный заряд, а в режиме хранения логического нуля заряд равен нулю. Поскольку плавающий затвор со всех сторон окружен диэлектриком, то заряд затвора сохраняется длительное время (несколько лет). Наличие или отсутствие заряда затвора влияет на величину порогового напряжения МДП-транзистора. Если отрицательный заряд отсутствует, то пороговое напряжение [7®юр невелико (порядка 1-2 В). Если же заряд существует, то пороговое напряжение Щор возрастает (порядка 8 В).

В режиме считывания разрядная шина У подключается к усилителю считывания, а на шину X подается напряжение U„ лежащее в пределе между 1/®ор и [7*ор (обычно 5 В). Если в ЭП хранится логическая единица, то канал в МДП-транзисторе не индуцируется, и шина У оказывается изолированной от подложки. Если в ЭП хранится логический ноль, то канал индуцируется, и шина У соединяется с подложкой. Стирание (удаление электронов из плавающего затвора) осуществляется путем облучения кристалла ультрафиолетовыми лучами, под действием которых электроны приобретают энергию, достаточную для преодоления потенциального барьера на границе между кремнием и оксидом кремния. Далее они дрейфуют в подложку, потенциал которой должен быть выше потенциала управляющего затвора. Корпуса ИМС, содержащие ЭП рассмотренного типа, имеют специальное окно со вставленным кварцевым стеклом. В каждом цикле перепрограммирования происходят некоторые изменения в структуре кристаллической решетки полупроводника, образуются дополнительные поверхностные заряды, происходит захват электронов ловушками в слое оксида кремния и т. д. Все это приводит к изменению пороговых напряжений. Поэтому максимально допустимое число циклов перепрограммирования обычно не превышает 103.

Рассмотренный способ хранения информации нельзя признать совершенным. Процесс записи протекает сравнительно медленно (около 1 мс) и связан с большими энергетическими затратами по преодолению потенциального барьера между кремнием и оксидом кремния. Более совершенным является способ проникновения электронов в плавающий затвор путем туннелирования из подложки через диэлектрик. На рис. 8.44 приведена энергетическая диаграмма системы подложка—диэлектрик—плавающий затвор, иллюстрирующая механизм туннельных переходов. При ширине запрещенной зоны кремния, равной 1,1 эВ, и ширине запрещенной зоны оксида кремния, равной примерно 9 эВ, на границе Si—SiO2 возникает энергетический барьер высотой около 4 эВ. Преодолеть такой барьер может незначительная часть «горячих» электронов. Если же уменьшить толщину диэлектрика до 0,01 мкм и довести величину напряженности электрического поля в нем до 106—107 В/см, то электроны смогут совершить туннельные переходы из зоны проводимости подложки в зону проводимости диэлектрика и оттуда в зону проводимости поли- кремниевого затвора. Поскольку плавающий затвор со всех сторон изолирован, то в нем произойдет накопление отрицательного заряда. Туннелирование элект-

ронов через диэлектрик — процесс двухсторонний, его можно использовать как для заряда, так и для разряда плавающего затвора.

подложка —ыподложка —ыдиэлектрикдиэлектрикРис. 8.44Рис. 8.44

подложка —ы

подложка —ы

диэлектрик

диэлектрик

Рис. 8.44

Рис. 8.44

Структура ЭП, программируемого с помощью туннельного эффекта, представлена на рис. 8.45, а, эквивалентная схема — на рис. 8.45, 6. Левая часть структуры образует бистабильный МДП-транзистор с плавающим затвором, перекрывающим область стока со слоем туннельйо-тонкого диоксида толщиной порядка 10 нм, в котором происходит туннелирование электронов. Правая часть структуры представляет собой обычный МДП-транзистор, предназначенный для подключения стока бистабильного транзистора к разрядной шине.

Рис. 8.45Рис. 8.4566

Рис. 8.45

Рис. 8.45

6

6

В режиме программирования на программирующую шину Хпрогр подается напряжение порядка 20 В, а на адресную шину — напряжение, превышающее пороговое, в результате чего разрядная шина через транзистор VT2 подключается к стоку транзистора VTb При программировании логической единицы на разрядной шине устанавливается нулевой потенциал. В этом случае в туннельно-тонком диоксиде происходит туннелирование электронов в плавающий затвор. При программировании логического нуля на разрядной шине устанавливается высокий потенциал, и туннелирования не происходит. В итоге, как и в предыдущем случае, при программировании логической единицы плавающий затвор приобрета-

ет отрицательный заряд, а при программировании логического нуля заряд затвора равен нулю.

При считывании информации подается отпирающее напряжение на шину X, и транзистор УТ, подключается к разрядной шине через транзистор УТ2. Для стирания информации шину Хпрогр соединяют с подложкой, а на сток транзистора VT, подают высокое напряжение, при этом происходит туннелирование электронов из плавающего затвора в сток.

Рассмотренный ЭП обладает рядом достоинств по сравнению с элементами, в которых происходит накопление «горячих» электронов, например, имеется возможность поэлементного быстрого электрического стирания информации, кроме того, число циклов перепрограммирования достигает 105. Однако ЭП с программированием с помощью туннельного эффекта занимают сравнительно большую площадь (порядка 30-90 литографических квадратов).

Элементы памяти ОЗУ статического типа

В качестве элементов памяти ОЗУ статического типа используются триггеры. На рис. 8.46 представлена схема элемента памяти на МДП-транзисторах, состоящая из триггера (УТ1...УТ4) и управляющих транзисторов УТ5 и УТ6. В режиме записи на одну из разрядных шин подается напряжение IP, на другую — U\ а на адресную шину подается положительный импульс напряжения, отпирающий транзисторы VT5 и УТ6, что приводит к подключению триггера к разрядным шинам. Если Uy = 17°, а Uy = Ux, то отпирается УТ, и запирается УТ2; если Uy= U\ aUy = U°, то отпирается УТ2 и запирается УТ,. В режиме хранения напряжение на шине X близко к нулю, транзисторы УТ5 и УТ6 заперты, триггер отключен от разрядных шин и хранит ранее записанную информацию. В режиме считывания шины У' и У" подключаются к усилителю считывания, а на адресную шину X подается положительный импульс напряжения, вследствие чего триггер оказывается подключенным к разрядным шинам. Площадь, занимаемая таким элементом памяти на подложке, составляет примерно 150 литографических квадратов. Информационная емкость матрицы достигает 10-25 Кбит, она ограничена допустимым разогревом кристалла. Элемент памяти может быть выполнен на комплементарных транзисторах. В этом случае в режиме хранения информации потребляется ничтожно малая мощность (десятки пиковатт), что позволяет повысить информационную емкость до 256 Кбит.

-► VT3 VT4 «-

Элементы памяти динамического типа

Принцип действия элементов памяти динамического типа основан на хранении информации в виде накопленных на паразитных емкостях диодов или транзисторов электрических зарядов. Обычно для этой цели используются МДП-тран- зисторы. На рис. 8.47, а представлена схема однотранзисторного ЭП. В этой схеме электрический заряд хранится в запоминающем конденсаторе С3, включенном между истоком и подложкой МДП-транзистора. В режиме записи на шину X подается положительный импульс напряжения, в результате в транзисторе индуцируется канал, и конденсатор С3 оказывается подключенным к разрядной шине Y. Если на разрядной шине имеется высокий потенциал [/*, то конденсатор С3 заряжается до напряжения U1. Если же потенциал разрядной шины равен Vй = 0, то заряда конденсатора не происходит. В режиме хранения информации Ux = 0, и конденсатор С3 оказывается отключенным от шины Y. В режиме считывания Ux > О, и конденсатор С3 подключается к шине У, которая в свою очередь подключается к усилителю считывания. При записи на конденсаторе накапливается электрический заряд Q = C3UY. При считывании на разрядной шине устанавливается напряжение UC4m = Q/(C3 + Су), где Су— паразитная емкость разрядной шины. Для повышения размаха считываемого сигнала 8ПСЧИТ = 1ДЧИТ - 1/®чит необходимо увеличивать отношение CJCY.

Рис. 8.47

В режиме хранения информации конденсатор С3 постепенно разряжается вследствие существования токов утечки. Поэтому необходимо периодическое восстановление заряда конденсатора. С этой целью через каждые несколько миллисекунд происходит считывание информации с элемента памяти, преобразование ее в напряжение U1 или U0 и последующая запись этого напряжения в элемент памяти. На рис. 8.47, б представлена простейшая структура однотранзисторного ЭП, в которой область 1 является истоком, область 2 — стоком, а поликремниевый слой 3 представляет собой затвор транзистора, являющийся одновременно шиной строки X, проходящей перпендикулярно к рисунку. Сток 2 соединен с алюминиевой шиной, напыленной на поверхность слоя SiO2. Поликремниевый слой 4, проходящий параллельно слою 3, образует конденсаторную шину Y, соединенную с подложкой. Емкость запоминающего конденсатора С3 складывается из емкости между истоком 1 и конденсаторной шиной 4 и емкости р-и-перехода между истоком 1 и подложкой. Паразитная емкость Су является суммой емкостей р-п-пере-

хода между стоком 2 и подложкой и между шиной Y и подложкой. Отношение CJCY пропорционально площади запоминающего конденсатора. При площади всего элемента около 30 литографических квадратов CJCy = 5-10.

Контрольные вопросы

В чем заключается основная особенность цифровых интегральных схем?

Что такое быстродействие электронного ключа и от чего оно зависит?

Какими параметрами оценивается быстродействие цифровых интегральных схем?

От чего зависит помехоустойчивость логических элементов?

Какими способами достигается повышение помехоустойчивости?

В чем состоят преимущества логических элементов на КМДП-структурах?

Как работает схема транзисторно-транзисторной логики?

Как работает схема эмиттерно-связанной логики?

Как работает схема инжекционной логики?

Как выполняются логические операции на МДП-транзисторах?

И. Нарисуйте схему и объясните работу триггера.

Какие разновидности триггеров вам известны?

Как реализуются запоминающие устройства?

Чем отличаются элементы памяти динамического типа от элементов памяти статического типа?

Глава 9 Основы

функциональной электроники

Основной тенденцией развития микроэлектроники является повышение степени интеграции, оцениваемой логарифмом числа элементов и компонентов на кристалле. Если первые интегральные микросхемы содержали несколько десятков элементов на кристалле, то в современных сверхбольших интегральных микросхемах (СБИС) степень интеграции достигает 7. Разработаны интегральные микросхемы ультрабольшой степени интеграции (УБИС), в которых степень интеграции более 7.

Проблемы повышения степени интеграции ИМС

При создании СБИС и УБИС приходилось и приходится решать целый ряд конструкторско-технологических проблем.

Проблема дефектов подложки. Чем больше площадь кристалла, тем выше вероятность того, что дефект кристаллической структуры приведет к выходу из строя какого-либо элемента интегральной микросхемы. Эта проблема решается совершенствованием технологии изготовления полупроводниковых подложек.

Проблема уменьшения размеров элементов ИС. Известно, что размеры элементов определяются литографией. Разрешающая способность фотолитографии ограничена длиной волны света (около 1 мкм). Современная субмикронная литография использует излучения со значительно меньшей длиной волны (электронные, ионные и рентгеновские лучи), позволяющие получить размер элементов менее 1 мкм (до 0,1 мкм).

Проблема теплоотвода. Уменьшение размера элементов и расстояния между ними ведет к увеличению удельной мощности, рассеиваемой единицей поверхности подложки. Практически величина этой мощности не превышает 5 Вт/см2. Эта проблема решается применением микрорежимов работы логи-

ческих элементов. При этом предпочтительнее схемы КМДП и И2Л, потребляющие мощность менее 0,1 мВт на логический элемент.

Проблема межсоединений. Огромное количество элементов, созданных на подложке, должно быть соединено между собой таким образом, чтобы обеспечить выполнение определенных функциональных преобразований сигналов. Достигается это многоуровневой разводкой. На первом уровне формируют простые логические элементы, на втором уровне формируют отдельные узлы (триггеры, сумматоры и т. д.), на третьем уровне формируют блоки (регистры, дешифраторы и т. д.).

Разводка может быть фиксированной и программируемой. Фиксированная разводка применяется при условии 100-процентной годности элементов. В этом случае заранее разрабатывается топология соединений. Наличие хотя бы одного дефектного элемента приводит к выходу из строя всей микросхемы. В случае программируемой разводки на кристалле создается избыточное число элементов, осуществляется контроль их работоспособности и составляется карта годности элементов. Затем с помощью ЭВМ разрабатывается топология соединений. Однако этот метод требует дополнительных технологических операций.

Решение проблемы повышения степени интеграции СБИС и УБИС состоит в применении новых конструкторско-технологических решений, качественно отличающихся от применяемых при разработке микросхем средней степени интеграции. Большое значение имеет разработка новых конструкций элементов, позволяющих добиться повышения степени интеграции при существующей разрешающей способности литографии. В СБИС широко применяют функционально-интегрированные элементы, когда одна и та же полупроводниковая область совмещает функции нескольких простейших элементов. Примером может служить структура И2Л, в которой совмещены база горизонтального транзистора типа р-п-р с эмиттером вертикального транзистора типа п-р-п, а коллектор транзистора р-п-р одновременно является базой транзистора п-р-п. Широко применяется совмещение коллекторной нагрузки с коллектором и ряд других конструктивных решений, позволяющих сократить количество боксов, в которых размещаются элементы ИС, и тем самым повысить степень интеграции. Для получения субмикронных размеров некоторых областей при разрешающей способности фотолитографии около 1 мкм в СБИС широко используют метод самосов- мещения, в основе которого лежит использование ранее созданных слоев в качестве масок для получения последующих элементов.

Одним из способов повышения степени интеграции является «трехмерная» интеграция. В трехмерных структурах элементы формируют в разных слоях, чередующихся в вертикальном направлении. Примером может служить вертикальная структура полевого транзистора, в которой исток и сток расположены друг над другом, а канал проходит в вертикальном направлении. Другим примером может служить создание двухслойных КМДП-структур. В этих структурах имеется общий затвор, под которым расположен n-канал, а над затвором — p-канал. Такая комплементарная пара вместе с соединениями занимает такую же площадь, как один транзистор с каналом и-типа. По сравнению с обычной КМДП-структурой, в которой транзисторы с n-каналом и р-каналом расположены в одной плоскости, двухслойная КМДП-структура позволяет повысить степень интеграции примерно в 3-4 раза.

В УБИС большую роль играет взаимодействие ее элементов. В БИС с невысокой степенью интеграции каждый отдельный транзистор ведет себя одинаково как в «изолированном» состоянии, так и в составе интегральной структуры. В УБИС с субмикронными размерами изоляция одного транзистора от другого труднодостижима. Возможные механизмы взаимодействия транзисторов друг с другом многочисленны и включают в себя такие эффекты, как емкостная связь, туннелирование и перетекание зарядов.

Повышение степени интеграции резко сужает сферу применения БИС, так как они становятся специализированными и вследствие этого изготавливаются ограниченными партиями. Сужение сферы применения конкретного типа микросхем приводит к необходимости разработки большой номенклатуры БИС и, следовательно, больших затрат времени и средств на их проектирование, подготовку производства и изготовление.

Широкая номенклатура специализированных БИС при приемлемых затратах на проектирование и производство достигается путем использования базовых матричных кристаллов (БМК). Базовый матричный кристалл представляет собой полупроводниковый кристалл, на котором в определенном порядке размещены на постоянных местах нескоммутированные активные и пассивные элементы (транзисторы, диоды, резисторы и т. п.). Определенное число активных и пассивных элементов сгруппировано в топологические ячейки (ТЯ), которые размещаются на БМК регулярно, образуя матрицу одинаковых повторяющихся ячеек. В одной топологической ячейке БМК последующим объединением элементов металлизированными соединениями можно создать несколько логических или запоминающих элементов. Компоненты в ТЯ подбираются таким образом, чтобы из них можно было построить разнообразные элементы, перечень которых образует некоторый функциональный набор — библиотеку элементов. Чем разнообразнее элементы в библиотеке, тем эффективнее построение функциональных схем матричных БИС. Особенностью матричных БИС является то, что БМК представляет собой единую основу для создания широкого набора функциональных схем, все разнообразие которых определяется межсоединениями, которые формируются на последних этапах технологического процесса. Иначе говоря, комплект фотошаблонов для изготовления БМК является постоянным, а фотошаблоны для формирования конкретных матричных БИС — переменными. Таким образом, на основе одного БМК сменой фотошаблонов металлизации можно разработать большое число модификаций матричных БИС, отличающихся своими функциональными схемами. БМК выполняются как на основе биполярных транзисторов, так и на основе МДП-структур. Количество элементов в базовом кристалле определяется уровнем технологии и достигает 106.

Функциональная электроника

Повышение степени интеграции интегральных схем и связанное с этим уменьшение размеров элементов имеет определенные пределы. Вместе с тем современные методы обработки информации непрерывно усложняются и не могут быть реализованы в рамках существующих микроэлектронных систем. Проблема может

быть решена путем применения приборов функциональной электроники. Отличительной чертой приборов функциональной электроники являются несхематические принципы их построения. Функции схемотехники выполняют непосредственно те или иные физические процессы в твердом теле. Примером устройства функциональной электроники может служить выпрямитель напряжения, принцип действия которого основан на термоэлектрическом эффекте (рис. 9.1).

Функциональный преобразователь содержит резистивную область 1, в которой при прохождении переменного тока выделяется тепловая энергия. Теплота распространяется через изолирующий слой 2 в термоэлектрическую область 3, в которой в вертикальном направлении устанавливается некоторое стационарное распределение температуры, в результате чего возникает термо-ЭДС. Структура обладает достаточной теплоемкостью и, следовательно, инерционностью, поэтому распределение температуры в термической области не изменяется в течение периода переменного напряжения, в результате чего постоянное напряжение на выходе преобразователя практически не содержит пульсаций. В такой структуре невозможно выделить участки, равноценные дискретным элементам обычной схемы выпрямителя.

Существует ряд направлений функциональной электроники. Рассмотрим некоторые устройства функциональной электроники, получившие достаточно широкое распространение.

Акустоэлектронные устройства

В акустоэлектронных устройствах используются явления, обусловленные механическими колебаниями твердого тела. В этих устройствах электрические сигналы преобразуются в (механические) акустические путем использования обратного пьезоэффекта, суть которого состоит в изменении размеров твердого тела при приложении к нему электрического поля. Если электрическое поле изменяется с частотой /, то в твердом теле возникают акустические колебания, скорость распространения которых равна уак = 105 см/с. Для преобразования акустических колебаний в электрические используется прямой пьезоэффект, при котором под

воздействием механических колебаний на поверхности твердого тела образуются электрические заряды с противоположными знаками, то есть возникают электрические колебания.

На этом принципе основано действие ультразвуковой линии задержки (рис. 9.2), представляющей собой стержень твердого тела 1 длиной /, на торцах которого расположены пьезоэлектрические преобразователи 2 и 3. При подаче на вход радиоимпульса с частотой / в стержне возникает акустическая волна, которая через время т = //о^ достигает выходного преобразователя, преобразующего акустический сигнал в электрический. Изменяя длину стержня, можно регулировать длительность задержки радиоимпульса.

Если в стержне создать продольное электрическое поле (рис. 9.3), то, используя взаимодействие акустических волн с электронами, можно осуществить усиление электрических колебаний посредством увеличения амплитуды бегущей волны. Под действием внешнего поля в кристалле создается дрейф электронов в направлении распространения акустических волн. Если скорость дрейфа меньше скорости волны, то энергия волны поглощается электронами и волна затухает. Если скорость дрейфа больше скорости волны, то электроны отдают ей свою энергию, амплитуда волны возрастает, вследствие чего возрастает напряжение на выходе выходного пьезоэлектрического преобразователя. 1

Новым этапом в развитии акустоэлектроники является использование поверхностных акустических волн (ПАВ), которые распространяются в поверхностном слое пьезокристалла толщиной порядка длины волны, которая равна

Уак •

В таких устройствах (рис. 9.4) преобразование электрических сигналов в акустические и наоборот осуществляется посредством штыревых металлических электродов, расположенных на поверхности звукопровода 4. Преобразователь 1 возбуждает ПАВ, направленные в противоположные стороны. Для создания бегущей волны на концы звукопровода нанесены поглощающие покрытия 3.

Преобразователь является частотно-избирательным элементом. Его амплитудно- частотная характеристика имеет максимум на частоте акустического синхронизма:

_ Уак

где h — пространственный шаг штырей.

На этой частоте шаг совпадает с длиной акустической волны, и электрический сигнал преобразуется в ПАВ наиболее эффективно. Объясняется это тем, что ПАВ усиливается по мере прохождения под преобразователем. Чем больше число штырей, тем больше усиление ПАВ. Если подводимый электрический сигнал имеет частоту, отличную от/0, то амплитуда ПАВ будет меньше. Для некоторых частот возбуждение ПАВ вообще невозможно. Например, при / = 2/0 время движения фазового фронта между соседними зазорами равно периоду электрических колебаний Т, поэтому через время Т после подачи входного сигнала в зазорах установятся электрические поля, фаза которых противоположна фазе ПАВ, что приведет к уничтожению первоначально возникших упругих возмущений. Изменяя количество штырей, можно изменять полосу пропускания фильтра А/„, определяемую соотношением

где N — число пар штырей.

Созданная посредством входного преобразователя 1 поверхностная акустическая волна, распространяясь вдоль кристалла, достигает выходного преобразователя 2, в котором акустические колебания преобразуются в электрические.

Из изложенного принципа действия следует, что фильтры на ПАВ по природе функционирования являются полосовыми со средней частотой, зависящей от размера поверхностных штырей. Такие фильтры находят применение в широкополосных схемах и схемах СВЧ.

К акустоэлектронным приборам следует отнести кварцевые резонаторы, представляющие собой своеобразные конденсаторы. Между обкладками такого конденсатора расположена кварцевая пластина. При подаче на обкладки конденсатора переменного напряжения в кварцевой пластине возбуждаются объемные акустические волны, которые вызывают ее попеременное сжатие и расширение с некоторой частотой, определяемой размерами кварца, и возникает механический резонанс, при котором резко возрастает амплитуда механических колебаний, что ведет к уменьшению электрического сопротивления резонатора, то есть резонатор ведет себя как колебательный контур, состоящий из индуктивности и емкости, несмотря на то что в объеме кварцевой пластины невозможно выделить какие-либо локальные области, соответствующие индуктивности и емкости. В отличие от обычных колебательных контуров, кварцевые резонаторы обладают высокой добротностью, которая достигает значений (30-50)-103. Кроме того, такие резонаторы очень компактны и менее чувствительны к изменениям температурного режима.

Магнитоэлектронные устройства

В магнитоэлектронных устройствах используются электромагнитные процессы на доменном уровне. Для создания доменов применяют тонкие магнитные пленки толщиной до 10 мкм, напыляемые на подложку из немагнитного материала. При отсутствии внешнего магнитного поля в пленке существуют полосовые домены произвольной формы, разделенные доменными стенками (рис. 9.5, а); суммарные площади противоположно намагниченных доменов равны. Если подложку поместить во внешнее магнитное поле, направленное перпендикулярно ее поверхности, то произойдет смещение доменных стенок. Полосовые домены, в которых вектор их намагниченности совпадает с направлением внешнего поля, расширяются, а домены с противоположной намагниченностью — сужаются. При некоторой граничной напряженности магнитного поля Ят!п происходит разрыв полосовых доменов и образование доменов цилиндрической формы (рис. 9.5, б) диаметром около 5 мкм. При дальнейшем росте напряженности поля диаметр цилиндрических магнитных доменов (ЦМД) уменьшается, и при некотором значении напряженности поля Ятах происходит исчезновение доменов; пленка становится однородно намагниченной вдоль направления внешнего поля.

Домены можно использовать в качестве элементов памяти запоминающих устройств, если создать их организованную структуру, что достигается с помощью генератора доменов, представляющего собой петлю из металлической пленки, по которой пропускается ток (рис. 9.6). Токовую петлю 1 напыляют на изолирующую пленку 2, расположенную на ферритовой пленке 3, которая, в свою очередь, создана на поверхности подложки 4. Генерация домена происходит в том случае,

если импульсом тока будет создано локальное размагничивающее поле Япет, направленное противоположно внешнему полю Нвн. При этом образуется ЦМД с противоположной по отношению к Нви намагниченностью. Зарождение домена соответствует записи логической единицы. Если ток через петлю не пропускается, то ЦМД не формируется. Отсутствие домена соответствует записи логического нуля. В запоминающих устройствах на магнитной пленке создается 8 или 16 близко расположенных генераторов доменов, образующих регистр для записи 8- или 16-разрядных чисел. После того как информация записана в накопитель на ЦМД, она может храниться там сколь угодно долго. Вследствие малого диаметра ЦМД плотность записи информации достигает 104—105 бит/мм.

Для перемещения ЦМД на поверхность магнитной пленки наносятся пленочные аппликации определенной формы из пермаллоя. В области под магнитной аппликацией из-за ее экранирующего действия имеет место ослабление внешнего магнитного поля. Перемещение доменов происходит под действием вращающегося магнитного поля, создаваемого двумя взаимно перпендикулярными катушками, токи которых сдвинуты по фазе на 90°. Поле Яупр, создаваемое этими катушками, вращается в плоскости аппликаций и перпендикулярно внешнему полю. Поле Яупр намагничивает аппликации. Рассмотрим, как происходит перемещение одного из созданных доменов.

На рис. 9.7 показано расположение домена через каждые четверть периода вращающегося поля. Предположим, что в момент t = 0 поле Яупр направлено против оси у. При этом полюсы аппликаций S и N расположены так, как это показано на (рис. 9.7, а), и домен находится под северным полюсом аппликации, так как его южный полюс притягивается к северному полюсу аппликации.

Рис. 9.7

Через четверть периода (рис. 9.7, б) поле Н№ направлено вдоль оси х. Новое расположение полюсов аппликации вызовет смещение ЦМД вправо по оси х. В момент

t = 7/2 (рис. 9.7, в) ЦМД перейдет под полюс N аппликации 2, а в момент t = 37/4 домен окажется под северным полюсом аппликации 3 (рис. 9.7, г). Еще через четверть периода (рис. 9.7, д) ЦМД, оставаясь под аппликацией 3, сместится вправо, заняв положение, аналогичное исходному. В запоминающих устройствах происходит одновременное перемещение всей совокупности доменов, образующих регистр. Для считывания информации применяют устройство, основанное на магниторезистивном эффекте, который заключается в изменении сопротивления пленки при изменении магнитного поля. Если на поверхность магнитной пленки нанести полупроводниковую петлю, обладающую магниторезистивным эффектом, через которую пропускается постоянный ток, то при прохождении ЦМД под петлей изменяется магнитное поле в петле и сопротивление петли. При этом изменяется ток в петле, что соответствует логической единице.

Запоминающие устройства с ЦМД значительно превышают показатели электромеханических устройств (магнитных лент, дисков, барабанов) по надежности, быстродействию, объемам запоминаемой информации, отличаясь малой массой и габаритами и потребляя значительно меньше энергии. С помощью приборов на ЦМД можно создать полный набор логических элементов, из которых строятся сложные логические устройства.

Оптоэлектронные устройства

Работа оптоэлектронных приборов основана на электронно-фотонных процессах получения, передачи и хранения информации. Простейшим оптоэлектронным прибором является оптопара, состоящая из источника света, управляемого входным электрическим сигналом, световода и фотоприемника, преобразующего оптический сигнал в электрический. В качестве источника света используются излучающие диоды, а в качестве приемника — фотодиоды, фототранзисторы и фототиристоры. На рис. 9.8 показана структура такой оптопары с фотодиодом, созданным на кремниевой подложке 1, отделенной от источника света 3 световодом 2. Источником света 3 является излучающий диод, созданный на основе арсенида галлия. Существенной особенностью оптопары является то, что источник и приемник света оптически связаны между собой, а электрически изолированы друг от друга, что позволяет обеспечить практически идеальную развязку входной и выходной цепей.

Помимо оптопар, управляемых электрическими сигналами, существуют оптопары, управляемые оптическими сигналами, которые воздействуют на фотоприемник, преобразующий их в электрические сигналы. Эти электрические сигналы усиливаются и воздействуют на излучатель света, частота излучения которого может отличаться от частоты входного оптического сигнала. На базе оптопар создаются оптоэлектронные переключатели, ключи и коммутаторы сигналов. Принцип преобразования оптических сигналов в электрические сигналы нашел свое развитие в интегральной оптоэлектронике. Рассмотрим некоторые разновидности интегральных схем.

Среди полупроводниковых интегральных схем наибольшее распространение получили многоэлементные фотоприемники, содержащие множество фоточувстви- тельных элементов, расположенных на кремниевой подложке в виде матрицы, состоящей из строк и столбцов. На рис. 9.9, а показана структура, а на рис. 9.9, б — эквивалентная схема одной из ячеек.

Структура представляет собой МДП-транзистор с каналом p-типа и увеличенной областью истока 1; электронно-дырочный переход между истоком и подложкой выполняет функцию фотодиода. Затвор транзистора соединен с шиной строки X, а сток 2 — с шиной столбца Y. При подаче на все шины X импульса, отпирающего транзисторы, а на все шины Y — отрицательного напряжения индуцируются каналы во всех транзисторах матрицы, фотодиоды подключаются к шинам Y, и на всех диодах устанавливаются одинаковые обратные напряжения. Этот этап называется стиранием информации. После окончания импульса и запирания транзисторов на диодах поддерживаются одинаковые напряжения за счет емкостей р-п-переходов. Далее следует этап экспонирования, в процессе которого на матрицу проецируется кадр изображения, и через диоды протекают фототоки, пропорциональные освещенности. Эти токи разряжают емкости р-п-переходов, и на диодах устанавливаются напряжения, пропорциональные освещенности, то есть происходит запись информации. При поочередной подаче импульсов на шины X транзисторы соответствующей строки отпираются, и напряжение с диодов поступает на шины Y. Так осуществляется считывание информации. В данном случае полезный сигнал, выделяемый на шине У, очень мал, кроме того, считывание является разрушаю-

щим. Поэтому реальные фотоячейки делают более сложными, позволяющими производить многократное считывание без изменения напряжения на диодах.

К числу многоэлементных фотоприемных приборов относятся также фотоприемные приборы с зарядовой связью. В таких приборах МДП-структуры образуют матрицу, состоящую из строк и столбцов. При проецировании на матрицу изображения в потенциальных ямах под затворами возникают заряды, пропорциональные освещенности. После экспонирования осуществляется последовательный построчный вывод информации путем перемещения зарядов вдоль строк, в результате чего оптическое изображение преобразуется в последовательность импульсов, амплитуды которых пропорциональны освещенности отдельных фоточувствительных элементов.

В связи с развитием волоконно-оптических систем передачи информации разработаны передающие интегральные схемы, преобразующие электрические сигналы в оптические, передаваемые по волоконно-оптическим линиям связи (ВОЛ С), и приемные интегральные схемы, преобразующие оптические сигналы, поступающие с ВОЛС, в электрические. В цифровых системах и ЭВМ находят применения ВОЛС для связи между блоками, печатными платами, а также между БИС и СБИС, расположенными на одной плате, что позволяет значительно повысить быстродействие и помехоустойчивость.

Перспективными в оптоэлектронике являются приборы на основе жидких кристаллов, которые находят применение в качестве световых индикаторов и устройств оптической памяти. Жидкие кристаллы представляют собой органические жидкости с упорядоченным расположением молекул. Они прозрачны для световых лучей, но под действием электрических, магнитных или акустических полей структура их нарушается, в результате чего молекулы располагаются беспорядочно, и жидкость становится непрозрачной. Индикаторы могут иметь различные конструкции. Рассмотрим устройство индикатора, применяемого в микрокалькуляторах и наручных часах. Устройство такого индикатора показано на рис. 9.10.

Между двумя стеклянными пластинами 1 и 3, склеенными с помощью полимерной смолы 2, находится слой жидкого кристалла 4 толщиной 10-20 мкм. На пластину 3 нанесен сплошной проводящий слой 5 с зеркальной поверхностью. На пластину 1 нанесены прозрачные слои А, Б, В, имеющие форму сегментов для создания различных знаков. Между верхними сегментами, формирующими определенный

знак, и нижним общим электродом подается управляющее напряжение. Если на сегментах напряжение отсутствует, то кристалл прозрачен, световые лучи внешнего освещения проходят через него, отражаются от общего электрода 5 и выходят обратно. Если на какой-то сегмент подано напряжение, то жидкий кристалл под ним становится непрозрачным, лучи света не проходят через эту часть жидкости, на светлом фоне появляется темный знак.

Оптоэлектронные приборы получили широкое распространение в различных областях науки и техники благодаря своим уникальным свойствам. В микроэлектронике используются, как правило, только те функциональные элементы, технология изготовления которых совместима с технологией изготовления интегральных микросхем.

Устройства на основе эффекта Ганна

В 1963 году американский ученый Д. Ганн обнаружил, что кристалл арсенида галлия с электронной электропроводностью под действием сильного электрического поля способен генерировать СВЧ-колебания. Это явление получило название эффекта Ганна, а созданные на его основе приборы — диодов Ганна. Строго говоря, эти приборы не являются диодами, поскольку в них отсутствует выпрямляющий электронно-дырочный переход. В зарубежной литературе чаще используется сокращенное название TED (Transferred Electron Devices). Приборы на основе эффекта Ганна правильнее отнести к приборам функциональной электроники, так как в них преобразование энергии постоянного тока в энергию СВЧ-колебаний происходит за счет сложных физических процессов в кристалле арсенида галлия. Чтобы понять эти процессы, необходимо внести некоторые уточнения в зонную модель полупроводника, которой мы до сих пор пользовались для объяснения процессов в полупроводниковых диодах и транзисторах.

Известно, что энергия свободного электрона равна

(m0o)2 Р2

£ ===,

2/7202/72o

где Р = myo — импульс электрона.

Согласно формуле Луи де Бройля,

Р = - == hk,

X Х/2л

где X — длина электронной волны;

к = 2л/Х — волновой вектор электрона, по направлению совпадающий с направлением распространения электронной волны.

Следовательно, энергию свободного электрона можно выразить через волновой вектор к;

Е = — к2.

2то

Отсюда следует, что зависимость энергии свободного электрона от его волнового вектора имеет квадратичный характер.

В твердом теле на электрон действует периодическое потенциальное поле кристаллической решетки. Чтобы описать сложные законы движения электрона в кристалле с помощью соотношений классической механики, влияние внутренних сил на электрон учитывают, заменив массу свободного электрона т0 эффективной массой тп. Импульс Р = т*и называется квазиимпульсом электрона. Тогда диаграмму энергетических зон полупроводника в £-пространстве можно представить так, как это показано на рис. 9.11, а.

Ось 100Ось 100Ось 100Ось 100Рис. 9.11Рис. 9.11

Ось 100Ось 100

Ось 100Ось 100

Рис. 9.11

Рис. 9.11

При упрощенном рассмотрении энергетической диаграммы вместо истинных кривых, ограничивающих валентную зону и зону проводимости, проводят две параллельные прямые: одну — касательную к дну зоны проводимости, вторую — касательную к вершине валентной зоны. Первую прямую принимают за нижнюю границу зоны проводимости Ес, вторую — за верхнюю границу валентной зоны Е„. Расстояние между ними равно ширине запрещенной зоны ЛЕ3.

Зона проводимости полупроводника может быть образована из нескольких перекрывающихся между собой разрешенных энергетических зон. В этом случае энергетическая диаграмма зоны проводимости в ^-пространстве может иметь минимум, смещенный относительно точки £ = 0 (рис. 9.11, б), что имеет место в кремнии. В кристалле арсенида галлия имеются два минимума (рис. 9.11, в) в кристаллографическом направлении (100), которые называются энергетическими долинами. Полупроводник в этом случае называется двухдолинным. Минимальная энергия электронов, имеющая место при к = 0, соответствует нижней границе зоны проводимости. Верхняя долина отделена от нижней долины энергетическим зазором ЛЕ = 0,36 эВ.

Эффективные массы электронов, находящихся в нижней и верхней долинах, различаются по значению. В нижней долине т^ = 0,072»^, в верхней — щ = 1,2/и0. Подвижность электронов равна

ц = qtjm,

где тс — среднее время между столкновениями с решеткой. Подвижность электронов различна для нижней и верхней долин: р( = 8-Ю3 см/В-с, р2 = Ю2 см/В-с. Следовательно, скорость дрейфа «легких» электронов нижней долины, пропорциональная напряженности внешнего поля %, почти на два порядка больше скорости дрейфа «тяжелых» электронов верхней долины.

При комнатной температуре практически все электроны проводимости находятся в нижней долине. При увеличении температуры все большее число электронов приобретает энергию, достаточную для перехода в верхнюю долину. В результате нижняя долина опустошается, а верхняя — заполняется. Этот процесс называется междолинным переходом.

Увеличение энергии электронов можно осуществить не только повышением температуры кристалла, но и с помощью внешнего электрического поля, изменяя напряженность которого, можно управлять междолинным переходом электронов. Величина напряженности поля, при которой начинается интенсивный междолинный переход, называется пороговой и обозначается £п. Для арсенида галлия она равна примерно 3,2 кВ/см.

Найдем плотность дрейфового тока, протекающего через идеальный кристалл n-типа, в котором обеспечена абсолютная однородность электрического поля, создаваемого в нем приложенным к контактам внешним напряжением. Учтем, что ток создается как «легкими», так и «тяжелыми» электронами, суммарная концентрация которых, равная и0 = и, + п2, не зависит от напряженности поля, так как определяется только концентрацией доноров. Следовательно, плотность тока равна j = q("t^ + п2р2)&

Умножив и разделив правую часть на /z0, получим

Здесь ц = ——1—- — усредненная по двум долинам подвижность.

Учитывая, что дрейфовая скорость электронов равна удр = цср$, получим

7 = WW

То есть плотность дрейфового тока пропорциональна скорости дрейфа удр.

В слабых полях пх = п0, п2 = 0, цср = pb j = qnxpx £ По мере роста ^, начиная с некоторой величины 8Х, электроны переходят из нижней долины в верхнюю, поэтому пх уменьшается, п2 увеличивается (рис. 9.12, а), цср уменьшается (рис. 9.12, б), а рост удр замедляется (рис. 9.12, в).

Начиная с величины 8п, интенсивность междолинных переходов возрастает настолько, что цср резко уменьшается, вследствие чего уменьшается удр. При ^ = ^2 междолинные переходы завершаются, нижняя долина оказывается почти полностью опустошенной (пх = 0), а верхняя — заполненной (п2 = п^). При этих условиях j = qn2p2&

Если ^2 = 8 кВ/см, то наступает насыщение дрейфовой скорости, поэтому при ^ > ^2 скорость остается постоянной.

Принимая во внимание, что плотность тока пропорциональна удр, величина тока связана с плотностью тока соотношением г =jS, где 5 — площадь поперечного сечения кристалла, а напряженность поля $ = u/L, где и — напряжение, приложенное к кристаллу, L — длина кристалла, можно записать уравнение вольт-амперной характеристики кристалла:

г - ^5^ - .

Из этого уравнения следует, что зависимость тока от напряжения аналогична зависимости дрейфовой скорости от напряженности поля, то есть она содержит участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 9.13). Существование отрицательного дифференциального сопротивления обусловлено уменьшением дрейфовой скорости при увеличении напряженности поля. При напряжении и, соответствующем критической напряженности поля, равной примерно 8 кВ/см, дрейфовая скорость становится постоянной и рост тока прекращается.

Наличие отрицательного дифференциального сопротивления может компенсировать потери в присоединенной к кристаллу пассивной цепи, что позволяет использовать его для генерации и усиления электрических колебаний. Это обстоятельство нашло применение в СВЧ-устройствах, работающих на частотах, измеряемых единицами и десятками гигагерц. Рассмотрим принцип генерирования СВЧ-колебаний, основанный на использовании эффекта Ганна.

Рис. 9.13

В кристалле арсенида галлия имеются неоднородности, обусловленные неравномерностью распределения легирующей примеси и дефектами кристаллической структуры, в результате чего в нем возникают локальные напряженности поля, превышающие среднюю напряженность. Как правило, эти неоднородности существуют вблизи торцов кристалла, на которые напылены внешние металлические электроды катода и анода (рис. 9.14, а). Основную роль играют неоднородности у катодного вывода. Пусть в момент включения внешнего напряжения в кристалле возникает электрическое поле со средней напряженностью поля So, которая несколько меньше пороговой напряженности $п. Из-за наличия неоднородностей напряженность поля в околокатодной области оказывается выше пороговой (рис. 9.14, б). Вследствие этого левее сечения х( появляются «тяжелые» электроны, движущиеся со скоростью vv а правее х, находятся «легкие» электроны, движущиеся со скоростью у2. По мере продвижения «тяжелых» и «легких» электронов к аноду формируется зарядовый пакет, называемый доменом. Он состоит из двух слоев (рис. 9.14, в): слой со стороны катода из-за избытка «тяжелых» электронов имеет отрицательный заряд, слой со стороны анода из-за недостатка «легких» электронов имеет положительный заряд. Наличие этих зарядов ведет к образованию электрического поля домена, направленного в ту же сторону, что и внешнее поле (рис. 9.14, г). По мере формирования домена поле в нем растет, а за пределами домена—уменьшается. Поэтому скорость движения «тяжелых» электронов внутри домена возрастает, а скорость движения «легких» электронов за пределами домена уменьшается. В некоторый момент времени tx скорости движения «легких» и «тяжелых» электронов становятся одинаковыми, и формирование домена завершается. Сформированный домен продолжает двигаться к аноду со скоростью удр = р^ = ц2&2. Достигнув анода, домен рассасывается, в структуре устанавливается исходное распределение напряженности поля (рис. 9.14, б) и начинается формирование нового домена.

Зная закономерности изменения скоростей «тяжелых» и «легких» электронов, нетрудно объяснить характер изменения тока во внешней цепи. В момент включения t0 в кристалле все электроны являются «легкими», и плотность тока через кристалл имеет максимальное значение:

Утах ^^оР-1^0-

По мере формирования домена возрастает напряженность поля внутри домена и уменьшается вне его пределов, при этом снижается дрейфовая скорость и, соответственно, ток. После образования домена (момент i() в кристалле установится минимальный ток

У min ?И0Ц1^1.

В момент t2 домен достигает анода и рассасывается в интервале тр = t3 - t2, при этом ток возрастает. Изменение тока во времени иллюстрирует рис. 9.15. Частота следования импульсов определяется дрейфовой скоростью домена удр и длиной кристалла L;

f = Удр

J L ‘

При L = 10 мкм и »др = 107 см/с частота колебаний составляет 10 ГГц.

На основе эффекта Ганна выполняют также СВЧ-усилители, рабочая точка которых находится на падающем участке вольт-амперной характеристики. Усиление мощности такого усилителя на частоте 25-30 ГГц достигает 60-70. На основе эффекта Ганна могут также выполняться элементы логических схем, быстродействие которых достигает 10_,0-10*” с. Кроме того, на основе эффекта Ганна выполняют импульсные усилители, работающие в триггерном режиме. На основе эффекта Ганна могут быть созданы элементы памяти, аналого-цифровые преобразователи и ряд других устройств.

Контрольные вопросы

Какие существуют проблемы повышения степени интеграции?

В чем состоят основные особенности больших интегральных схем?

Что такое акустоэлектронные устройства и как они работают?

Что такое магнитоэлектронные устройства и как они работают?

Что такое оптоэлектронные устройства и как они работают?

В чем состоит сущность эффекта Ганна?

Глава 10 Вакуумная электроника

В вакуумной электронике используется движение носителей заряда в вакууме или разреженном газе. Электронные приборы, в которых движение носителей заряда происходит в вакууме, называются электровакуумными, а электронные приборы, в которых движение носителей заряда происходит в разреженном газе, называются газоразрядными. Любой электровакуумный или газоразрядный прибор состоит из системы электродов, смонтированных внутри стеклянного, металлического или металлокерамического баллона, из которого откачан воздух. В газоразрядных приборах баллон наполнен газом при сравнительно невысоком давлении. Один из электродов, являющийся источником электронов, называется катодом. Вторым электродом, предназначенным для собирания электронов, является анод. Кроме того, в электронных приборах может находиться несколько электродов, называемых сетками, которые располагаются между катодом и анодом.

К электровакуумным приборам относятся электронные лампы, электронно-лучевые трубки и фотоэлектронные приборы. Электронные лампы, так же как и полупроводниковые приборы, предназначены для различного рода преобразований электрических сигналов. В настоящее время их применяют главным образом на сверхвысоких частотах и в мощных усилителях и генераторах. В электроннолучевых трубках (ЭЛТ) движение электронов происходит в виде узкого луча, что позволяет преобразовывать электрические сигналы в видимые изображения (кинескопы в телевидении, ЭЛТ в осциллографах) или, наоборот, видимые изображения преобразовывать в электрические сигналы (передающие телевизионные трубки). В фотоэлектронных приборах (ФЭП) осуществляется преобразование электромагнитного излучения в электрические сигналы. Принцип работы ФЭП основан на фотоэлектронной эмиссии.

В газоразрядных приборах может происходить дуговой или тлеющий разряд. Дуговой разряд используется в газотронах (двухэлектродных приборах), применяемых в мощных выпрямителях. Тлеющий разряд используется в стабилитронах, применяемых в схемах стабилизации напряжения, и световых индикаторах.

Вакуумные диоды

Вакуумный диод содержит два электрода — катод и анод. Катод представляет собой никелевый цилиндр, на поверхность которого нанесен оксидный слой; а внутри расположен вольфрамовый подогреватель, нагреваемый до высокой температуры протекающим по нему электрическим током. При нагреве катода до температуры 1000-2000 К возникает термоэлектронная эмиссия. Анод также имеет цилиндрическую форму. Если потенциал анода положителен относительно катода, то электроны, покинувшие катод, перемещаются к аноду и создают в анодной цепи ток, называемый анодным. При отрицательном потенциале анода электрическое поле препятствует движению электронов и возвращает их на катод.

Электрическое поле в диоде

Рассмотрим плоскую конструкцию диода, в которой между плоскими анодом и катодом действует анодное напряжение ыа = фа - фк. Если принять фк = 0, то анодное напряжение численно равно потенциалу анода, то есть ыа = фа. При подведении к диоду напряжения ыа на аноде и катоде возникают заряды qa и qw создающие внешнее электрическое поле. Заряд qa определяется соотношением qa = Ск_а(фа - фк) = CK_aua, где Ск_а — емкость между катодом и анодом. Заряд qK определяется соотношением qK = Ск_а((рк - <ра) = -CK_aua. Заряды qK и qa создают между плоскими анодом и катодом однородное электрическое поле, которое можно охарактеризовать потенциальной диаграммой, имеющей вид прямой линии (график 1 на рис. 10.1).

Электроны, заполняющие пространство между катодом и анодом, создают поле пространственного заряда. При этом следует иметь в виду, что отрицательные заряды электронов наводят на электродах заряды противоположного знака. Поэтому поле пространственного заряда создается не только пространственным зарядом электронов, но и наведенными на электродах положительными зарядами. Величина потенциала поля определяется результирующим действием как пространственных, так и наведенных зарядов. В разрядном промежутке между

катодом и анодом электроны движутся равномерно ускоренно, поэтому плотность объемного заряда электронов убывает в направлении от катода к аноду. Вследствие этого распределение потенциала поля пространственного заряда в разрядном промежутке принимает вид, показанный графиком 2 на рис. 10.1. По мере удаления от катода усиливается влияние объемного отрицательного заряда, поэтому потенциал <р(х) становится более отрицательным. Если бы распределение объемного заряда было равномерным, то точка минимального потенциала располагалась бы посередине разрядного промежутка. Однако поскольку плотность объемного заряда у катода больше, чем у анода, точка минимального потенциала оказывается смещенной в сторону катода. По мере приближения к аноду возрастает влияние наведенного положительного заряда на аноде, поэтому потенциал поля пространственного заряда возрастает. Результирующее электрическое поле определяется путем суммирования потенциалов внешнего поля и поля пространственного заряда (график 3 на рис. 10.1). Это поле на расстоянии гктот катода имеет минимум потенциала, абсолютное значение которого равно |cpj. Величина потенциального минимума зависит от температуры катода и напряжения анода.

Околокатодный процесс

Околокатодный процесс определяет количество электронов, эмитированных катодом, спосрбных преодолеть потенциальный барьер |<рт|. Обозначим через Ne количество электронов, эмитируемых в 1 с с 1 см1 поверхности катода. Эти электроны создают ток эмиссии, плотность которого определяется уравнением

-(Е6-ЕЛ

je = АТ2ехр(10.1)

где А — константа, зависящая от материала катода;

(Ео - Ер) — работа выхода электрона;

А — постоянная Больцмана;

Т — абсолютная температура.

Электроны, эмитированные катодом, имеют различные начальные скорости. Распределение электронов по начальным скоростям характеризуется экспоненциальной зависимостью

Nu=Ncexp — ,(10.2)

ыт

где и — скорость электрона, В;

Nu — количество электронов, начальная скорость которых превышает величину и. Количество электронов, способных преодолеть потенциальный барьер высотой |<рт|, можно определить, приняв и = |<рт|. Тогда плотность катодного тока будет равна

А = qNK = qNeexp ^ = ;еехр ^.(10.3)

Наглядное представление об околокатодном процессе дает рис. 10.2, где показаны зависимости N^u) и ф(х). При изменении температуры катода и анодного напряжения изменяется величина |фт|, а следовательно, величина катодного тока. В вакуумном диоде все электроны, преодолевшие потенциальный барьер |фт|, попадают на анод. Следовательно, анодный ток равен катодному току, то есть za = zK.

Анодные характеристики

Анодные характеристики диода характеризуют зависимость анодного тока za от анодного напряжения иа при постоянном напряжении накала ин. На рис. 10.3 показаны потенциальные диаграммы для различных значений напряжения иа. Если иа < 0, то попасть на анод могут только те электроны, начальная скорость которых превышает величину zza. Такой режим называют режимом тока вылета. Если и, = 0, то существует некоторый начальный ток, создаваемый электронами, преодолевшими потенциальный барьер. Если zza > 0, то существует режим пространственного заряда. В этом режиме по мере роста иа снижается потенциальный барьер |фт| и возрастает ток z'a. Это основной режим работы диода. В этом режиме рост тока примерно подчиняется закону степени трех вторых:

ч = @е.(10.4)

Здесь g — коэффициент пропорциональности, зависящий от конструкции диода.

Рис. 10.3

Для цилиндрического диода,

g = 2,33-10"642-(Ю-5)

' raP

Здесь 5а — площадь поверхности анода;.

Р2 — коэффициент, зависящий от отношения радиуса анода га к радиусу катода гк (чем меньше это отношение, тем больше коэффициент g).

При достаточно больших значениях ыа потенциальный барьер |<рт| исчезает. В этом случае все электроны, эмитированные катодом, попадают на анод, то есть za = ze. Такой режим работы называется режимом насыщения.

На рис. 10.4 показаны анодные характеристики для двух различных напряжений накала ин. Чем больше ин, тем больше эмитируется электронов, тем выше потенциальный барьер [cpj и тем выше напряжение иа, при котором наступает режим насыщения. Практически все электронные лампы работают в режиме пространственного заряда, в котором анодный ток слабо зависит от напряжения накала.

Вакуумные триоды

Вакуумный триод помимо катода и анода содержит сетку, выполненную в виде проволочной спирали и расположенную в непосредственной близости от катода. Основное назначение сетки — воздействовать на тормозящий потенциал и управлять электронным потоком. Поэтому ее называют управляющей. Обычно на сетку подают отрицательный потенциал относительно катода, поэтому электроны на нее практически не попадают. Изменяя потенциал сетки, можно управлять количеством электронов, преодолевающих тормозящий потенциал |фт| и перемещающихся через просветы между витками сетки к аноду.

Электрическое поле в триоде

Внешнее электрическое поле, так же как и в диоде, создается зарядами на электродах, появляющимися при подаче на электроды внешних напряжений, а поле

пространственного заряда создается объемным отрицательным зарядом и наведенными положительными зарядами. Величина зарядов, создающих внешнее поле, определяется уравнениями

9а = Ск_а (фа - фк) + Сс_а (фа - фс);

(10.6)

9с = Ск_с (фс - фк) + Сс_а (фс - фа);

(Ю.7)

9к = Ск-а (Фк - Фа) + С-с (фк “ Фс)-

(10.8)

Если фк = 0, то фа = ма, фс = ис, тогда

^а — (^к—а^с—а)^а — ^с—а^с?

(10.9)

^с " (G-с^с—а)^с^с—а^а'

(10.10)

<?к" —^*к—а^а ” ^к—с^с*

(10.11)

Рассмотрим плоскую модель триода (рис. 10.5, а), полагая, что заряды qa, qc и qK равномерно распределены по поверхностям электродов. Учтем, что потенциал любой точки разрядного промежутка определяется суммарным влиянием зарядов qy qc и qK. Если qc = 0, то распределение потенциала внешнего электрического поля аналогично распределению потенциала в диоде. Для того чтобы получить qc = 0, на сетку надо подать напряжение ыОз, которое называется напряжением нулевого заряда. Величина этого напряжения может быть найдена из (10.10) путем подстановки в него qt = 0:

^т^-^т-На- (10.12)

Если заряд сетки qc * 0, то потенциал точек в околосеточном пространстве изменится, и поле окажется неоднородным. При qt < 0 потенциал просвета между проволоками сетки окажется выше потенциала проволок сетки, а при qc > 0 — ниже. Эквипотенциальные линии, соединяющие точки одинакового потенциала, при qt = 0 проходят параллельно плоскости катода, при qt < 0 они прогибаются вниз, а при qc > 0 — вверх. При наличии объемного заряда снижается потенциал всех точек разрядного промежутка, и около катода образуется потенциальный минимум |фт|. На рис. 10.5, б показаны потенциальные диаграммы для различных напряжений на сетке с учетом объемного заряда. Если ис = иОз, то потенциальная диаграмма, характеризующая распределение потенциала по линии, проходящей через середину просвета, проходит выше точки иОз. Если ис > иОз, то заряд сетки положителен, и потенциальная диаграмма по просвету проходит выше точки ис > «оз- Если ис < иОз, то заряд сетки отрицателен, и потенциальная диаграмма проходит ниже точки ис < иОз. На рис. 10.5, б представлены также потенциальные диаграммы при ыс = 0 и мс < 0. Из приведенных диаграмм следует, что изменение напряжения ис изменяет величину тормозящего потенциала |фт| и катодного тока гк. На распределение потенциала влияет также анодное напряжение, но это влияние более слабое.

Действующее напряжение

Для сравнительной оценки воздействия полей анода и сетки на потенциальный барьер |фт| поле в околокатодной области можно рассматривать как поле, созданное некоторым сплошным электродом, расположенным в плоскости сетки. Иначе говоря, триод можно заменить эквивалентным диодом. Напряжение, приложенное к аноду эквивалентного диода, при котором поле в околокатодной области будет таким же, как и в триоде, называется действующим напряжением.

Эквивалентность полей эквивалентного диода и триода определяется при равенстве зарядов, индуцированных на поверхностях катодов диода и триода.

Заряд катода триода равен

^т " ~^с—к^с ~ ^к—а^а>(10.13)

где Сс_к — емкость сетка—катод;

Сак — емкость анод—катод.

Заряд катода диода равен

q^-CuM(10.14)

где С * Сс_к + Ск_а — емкость анод—катод эквивалентного диода.

Из равенства зарядов ^т и q^ следует:

и

Введем обозначение:

Тогда

Мл=^(“=+О“а)‘

(10.15)

(10.16)

(10.17)

Величина D называется проницаемостью сетки. Она характеризует проникновение поля анода в околокатодную область, то есть учитывает ослабление действия этого поля на потенциальный барьер у катода по сравнению с действием поля сетки. Чем гуще сетка, тем меньше проницаемость. Как правило, D « 1, поэтому:

и» = ис + Dua.

(10.18)

Введение понятия о действующем напряжении позволяет применить закон степени трех вторых для расчета катодного тока триода:

i^G^+^f.

(10.19)

Пользуясь соотношением (10.19), можно определить величину напряжения запирания, при котором катодный ток становится равным нулю:

ию= -Dua.

(10.20)

Таким образом, чем выше анодное напряжение, тем больше отрицательное напряжение запирания.

Токораспределение в триоде

Токораспределением называется процесс распределения электронного потока между электродами триода. При ис < 0 практически все электроны, покинувшие катод, попадают на анод, и ток анода можно считать равным катодному току, а ток сетки равным нулю. При ис > 0 некоторая часть электронов попадает на сетку, поэтому анодный ток оказывается меньше катодного:

4^к-

(10.21)

Здесь а — коэффициент передачи катодного тока, показывающий, какая часть электронов, покинувших катод, попадает на анод.

Ток сетки также составляет часть катодного тока. Он равен

ic = (1 - а)гк.

(10.22)

Количество электронов, попадающих на тот или иной электрод, определяется траекториями их движения. При изменении напряжений на электродах изменяются траектории движения электронов Hi следовательно, коэффициент а.

На рис. 10.6 показаны траектории движения электронов для различных напряжений на сетке. Если ис = иОэ, то заряд сетки qt = 0 и эквипотенциальные линии параллельны плоскости катода, а траектории движения электронов перпендикулярны ей (рис. 10.6, а). В этом случае электроны, выходящие из катода под проволоками сетки, попадают на сетку, а электроны, выходящие с участков катода, расположенных под просветами сетки, попадают на анод. Траектории электронов, разделяющие электронный поток на две части, называются граничными. В данном случае они касаются проволок сетки. Коэффициент а определяется соотношением а = b/р, где р — шаг сетки, b — ширина участка, с которого электроны попадают на анод.

Если ис < «а,, то заряд сетки оказывается отрицательным, и эквипотенциальные линии прогибаются вниз (рис. 10.6, б). Силы поля, направленные перпендикулярно эквипотенциальным линиям, прижимают электроны к середине просвета, и траектории электронов искривляются так, что ширина участка b увеличивается и коэффициент а возрастает.

Если ис > иОз, то заряд сетки становится положительным, и эквипотенциальные линии прогибаются вверх (рис. 10.6, в), траектории электронов искривляются так, что ширина участка b уменьшается, и коэффициент а становится меньше. Если ис > иа, то на участке сетка—анод существует тормозящее электрическое поле (рис. 10.6, г). В это поле электроны влетают под разными углами Р со скорость ис, которую можно разложить на нормальную у„ И тангенциальную ут составляющие. На анод могут попасть только те электроны, кинетическая энергия которых то^/2 больше (или равна) энергии тормозящего поля q(uc - ua). В этом случае часть электронов, влетевших в промежуток сетка—анод под углами Р > Ркр, возвращается назад, не достигнув анода. Часть возвращающихся электронов попадает на проволоки сетки, а другая часть попадает в околокатодную область, в результате чего возрастает потенциальный барьер |ф„|.

Режим работы, когда электроны попадают на сетку только в результате прямого перехвата их проволоками сетки, называется режимом перехвата. В этом режиме граничные траектории электронов касаются проволок сетки, и коэффициент а изменяется сравнительно слабо. Режим работы, когда некоторая часть электронов, прошедших через просветы между проволоками сетки, возвращается назад, называется режимом возврата. В этом режиме граничные траектории касаются поверхности анода, и коэффициент а сильно изменяется при изменении ис или иа. В режиме возврата торможение электронов в промежутке сетка—анод ведет к увеличению объемной плотности заряда, в результате чего в этом промежутке может возникнуть второй потенциальный барьер. Граница раздела между режимами возврата и перехвата определяется геометрическими размерами электродов и плотностью объемного заряда. '

Статические характеристики

Статические характеристики характеризуют зависимость токов от напряжений на электродах. Рассмотрим зависимость токов от напряжения на сетке при постоянном анодном напряжении (рис. 10.7, а). В области отрицательных напряжений все электроны, покинувшие катод, через просветы между проволоками сетки попадают на анод, то есть га = гк. В этой области увеличение напряжения ut снижает потенциальный барьер у катода, поэтому катодный ток растет. В области положительных напряжений часть электронов попадает на проволоки сетки. В этой области увеличение напряжения ис сопровождается уменьшением коэффициента передачи катодного тока. При больших положительных напряжениях наступает режим возврата электронов, повышается потенциальный барьер за счет возвращающихся в околокатодную область электронов, поэтому рост катодного тока замедляется, ток сетки резко увеличивается, а ток анода может уменьшаться. При положительных напряжениях на сетке обычно работают мощные триоды.

Рассмотрим зависимости токов от анодного напряжения при постоянном сеточном напряжении (рис. 10.7, б). Как следует из закона степени трех вторых, катодный ток при положительном напряжении на сетке возникает в области отрица-

тельных напряжений на аноде. Однако в этой области триоды не работают. Если и, = 0, то существует катодный ток, равный сеточному, а анодный ток равен нулю. По мере роста и, катодный ток увеличивается за счет уменьшения возвращающихся в околокатодную область электронов (режим возврата). При этом анодный ток резко возрастает за счет увеличения коэффициента а, а сеточный резко падает. При наступлении режима перехвата рост токов zK и г, замедляется (эти токи растут за счет снижения потенциального барьера |фт|), а сеточный ток незначительно уменьшается (за счет увеличения коэффициента а). При отрицательном напряжении на сетке а = 1, и анодный ток появляется при положительном анодном напряжении. Чем больше отрицательное напряжение сетки, тем больше анодное напряжение, при котором возникает анодный ток.

Семейства анодно-сеточных za = Jtu^ и сеточных zc = /(мс) характеристик при ис = = const представлены на рис. 10.8, а, а на рис. 10.8, б представлены семейства анодных г, = /(ма) и сеточно-анодных zc = f{u^) характеристик при uc = const. Из этих характеристик следует, что увеличение анодного напряжения сдвигает анодносеточные характеристики влево и уменьшает сеточный ток, а увеличение отрицательного сеточного напряжения сдвигает анодные характеристики вправо.

Вакуумные тетроды и пентоды

Основным недостатком вакуумного триода является большая величина емкости между сеткой и анодом. Для устранения этого недостатка в тетроде между управляющей сеткой и анодом имеется вторая сетка (экранирующая). На эту сетку подается положительное напряжение, снйжающее потенциальный барьер |ф„|, а управление потоком электронов осуществляется путем изменения напряжения на первой (управляющей) сетке. Электроны, преодолевшие потенциальный барьер |ф„|, через просветы между проволоками второй сетки попадают на анод. В тетроде анод и вторая сетка находятся под высокими положительными потенциалами. Электроны попадают на эти электроды с высокими скоростями и выбивают из них вторичные электроны. Если мс2 > ма, то вторичные электроны, выбитые из анода, перемещаются на вторую сетку. Если ua > ис2, то вторичные электроны, выбитые из проволок экранирующей сетки, перемещаются на анод. Это явление называется динатронным эффектом. Для его устранения между второй сеткой и анодом должно быть создано тормозящее поле для вторичных электронов. Это поле можно создать двумя способами. Первый состоит в увеличении плотности объемного отрицательного заряда в пространстве между экранирующей сеткой и анодом, что достигается намоткой первой и второй сеток с одинаковый шагом и расположением проволок сеток друг за другом. Такие тетроды называются лучевыми. Второй способ заключается во введении третьей сетки, называемой антидинат- ронной. Эта сетка обычно соединяется с катодом и имеет нулевой потенциал, что и обусловливает снижение потенциала в пространстве между экранирующей сеткой и анодом, то есть возникновение потенциального барьера, который легко преодолевают электроны, летящие с большой скоростью к аноду, и не способны преодолеть вторичные электроны, выбитые из анода, скорость которых невелика. Этот способ реализован в пентоде, имеющем пять электродов.

В тетродах и пентодах величина катодного тока определяется действующим напряжением, учитывающим влияние всех сеток и анода. Для пентода оно равно

и^ = ucl + DiUc2+ DtD2ucl + DtD2D3ua.(10.23)

Обычно проницаемость сеток много меньше единицы. Поэтому можно считать, что иД = ис1 + D^.(10.24)

То есть действующее напряжение определяется первой и второй сетками, а третья сетка и анод не влияют на околокатодный процесс. Лишь в режиме возврата, когда некоторая часть электронов возвращается в околокатодную область, сказывается влияние напряжения иа на катодный ток.

Величина катодного тока определяется законом степени трех вторых

4 = g(uct + D,u^.(10.25)

Токи экранирующей сетки и анода определяются коэффициентом передачи тока катода:

Ч = аг'к,(10.26)

tc2 = (l - а)гк.(10.27)

Токи первой и третьей сеток практически отсутствуют, так как на первую сетку подается отрицательное напряжение, а третья сетка имеет нулевой потенциал. Типичное семейство управляющих характеристик пентода (и тетрода) показано на рис. 10.9, а. Оно похоже на семейство характеристик триода, но в отличие от последнего напряжение запирания зависит не от анодного напряжения, а от напряжения на экранирующей сетке, то есть

ucl0 = -Duc2.(10.28)

Типичное семейство выходных характеристик пентода показано на рис. 10.9, б. На этом же рисунке показана зависимость токов гк и гс от иа при ис1 = 0. В области малых напряжений иа существует режим возврата, в котором значение тока гк меньше значения тока, рассчитанного по закону степени трех вторых из-за возврата электронов в околокатодную область и повышения потенциального барьера |ф„|. При иа = 0 ток гк = ic2, а ток га = 0. По мере роста иг уменьшается число электронов, возвращающихся в околокатодную область, поэтому увеличивается ток гк и резко возрастает ток га, одновременно резко уменьшается ток гс2. В области режима перехвата ток гк постоянен, ток га несколько возрастает за счет роста коэффициента а, а ток гс2 незначительно уменьшается. В тетродах за счет динатронного эффекта в области режима перехвата на выходных характеристиках появляются впадины, а на характеристиках тока ic2 — горбы. В лучевых тетродах горбы и впадины на выходных характеристиках отсутствуют, и переход от режима возврата к режиму перехвата наступает при более низком напряжении иа, чем в пентоде.

Дифференциальные параметры

(10.29)(10.29)В электровакуумных приборах га, гс1 = /(ua, ис1), поэтому приращения токов и напряжений определяются соотношениями

(10.29)

(10.29)

^с1 = y\\ducX + yudu„ di* = yitducl + z/22</ua.

Дифференциальными параметрами являются:

di

Уи = —~ = Sc — крутизна сеточной характеристики; ducl

di

w12 = —— = 5 — крутизна сеточно-анодной характеристики; оиа

di

у21 = —— = 5 — крутизна анодно-сеточной характеристики;

di

Угг ~ —~ - Gt — выходная проводимость, которая является величиной, обрат- ducl

ной внутреннему сопротивлению лампы Rt.

Для сравнения влияния первой сетки и анода на анодный ток используется дополнительный параметр ц — статический коэффициент усиления, получаемый из (10.30) при dia = 0:

Sduc, + — du = 0. •

Откуда

^ = SRt.(10.31)

Введем обозначение:

(10.32)

Используя это обозначение, получаем:

ц = SR,(10.33)

Знак «-» в соотношении (10.32) учитывает то обстоятельство, что для обеспечения постоянства тока ia необходимо при увеличении ис1 уменьшать иа. Крутизна анодно-сеточной характеристики S лежит в пределах от единиц до 20 мА/В. Коэффициент усиления ц для триодов составляет несколько десятков, для пентодов — несколько тысяч, а для тетродов — несколько сотен. Внутреннее сопротивление R; составляет для триодов несколько единиц или десятков килоом, для тетродов — сотни килоом, а для пентодов — несколько мегаом.

Применение электронных ламп

Триоды, тетроды и пентоды, так же как транзисторы, находят применение для различных преобразований электрических сигналов, в частности для усиления электрических сигналов. Типичная схема усилителя напряжения на пентоде

показана на рис. 10.10. Постоянные йапряжения на анод и экранирующую сетку подаются от источника питания £и п через резисторы R^ и Rc2 соответственно. Между управляющей сеткой и катодом действует отрицательное напряжение, называемое напряжением смещения. Оно получается за счет падения напряжения на резисторе RK, создаваемого протекающим по нему постоянным катодным током. В этом случае катод приобретает положительный потенциал относительно корпуса, а сетка при пренебрежении падением напряжения на резисторе £с1, создаваемым током первой сетки, имеет нулевой потенциал. В результате сетка приобретает отрицательный потенциал относительно катода.

Переменное входное напряжение подается на управляющую сетку через конденсатор Сс1, за счет чего изменяется катодный ток, а также токи ic2 и га. Переменное напряжение, получаемое на резисторе 7^, оказывается во много раз больше напряжения, подаваемого на управляющую сетку. Для того чтобы при изменении тока гс2 не менялось напряжение на экранирующей сетке, она заблокирована конденсатором Сс2, а для того чтобы не менялся потенциал катода, резистор RK зашунтиро- ван конденсатором Ск.

Расчет усилительных свойств схемы ведется так же, как и транзисторного усилителя, то есть определяются положение исходной рабочей точки на семействе выходных характеристик и амплитуды токов и напряжений. При аналитическом расчете используют соотношения (10.29) и (10.30), в которых приращения токов и напряжений заменяют соответствующими амплитудами. Довольно часто для расчета усилительных свойств применяют эквивалентные схемы электронных приборов, в частности, на рис. 10.11 показана эквивалентная схема пентода, где

RBX = 1/5S — входное сопротивление;

Сю = Сс1к + Сс1с2 + Сс1с3 — входная емкость; ■

Спрох = Сс1а — проходная емкость;

R, — выходное сопротивление;

СВЫх= Сак + Ca..^ + Са_с2 — выходная емкость;

SUBX — генератор тока, учитывающий влияние входного напряжения на выходной ток;

SC_BUBHX — генератор тока, учитывающий влияние выходного напряжения на входной ток.

Особенности мощных электронных ламп

В настоящее время электронные лампы применяют только для усиления и генерирования электрических колебаний большой мощности, достигающей сотен киловатт, поэтому они работают при высоких анодных напряжениях (до 10 кВ) и больших анодных токах (до сотен ампер).

По назначению мощные лампы делят на генераторные и модуляторные. Генераторные лампы предназначены для усиления и генерирования колебаний высокой частоты. Нагрузкой генераторных ламп является колебательный контур, синусоидальное напряжение на котором определяется первой гармоникой импульса анодного тока и резонансным сопротивлением колебательного контура. Как правило, такие лампы имеют анодно-сеточные характеристики, сдвинутые в область положительных напряжений на управляющей сетке, то есть работают с большими сеточными токами с заходом в область режима возврата электронов. Модуляторные лампы предназначены для усиления низкочастотных колебаний, модулирующих колебания высокой частоты. Они должны обеспечивать неискаженное усиление сигналов, поэтому работают в области отрицательных напряжений на сетке. По сравнению с генераторными лампами модуляторные лампы имеют редкую управляющую сетку.

Работа мощных ламп связана с разогревом электродов этих ламп и необходимостью их принудительного охлаждения. В зависимости от способа отвода тепла различают воздушное, водяное и испарительное охлаждение.

Воздушное охлаждение применяют в лампах мощностью до 100 кВт. В таких лампах анод выполняется из меди и конструктивно объединяется со стеклянным или керамическим баллоном. Для увеличения теплоотвода наружную поверхность анода делают ребристой. Лампу помещают в герметизированный объем, через который с помощью вентилятора принудительно прогоняют очищенный воздух.

Расход воздуха составляет от 0,8 до 2,7 м3/мин в зависимости от величины отводной мощности. Воздушное охлаждение позволяет снизить температуру анода до 250 °C. Водяное и испарительное охлаждение применяют в лампах мощностью свыше 100 кВт. Такие лампы имеют медный анод, спаянный со стеклянным баллоном. Лампу помещают в специальный бак, через который пропускают воду. Расход воды составляет от 2 до 4 л/мин на 1 кВт мощности. В лампах с испарительным охлаждением на внешней поверхности анода имеются конические зубцы. Во впадинах между зубцами температура наибольшая, поэтому попадающая туда вода превращается в пузырьки пара, которые затем выбрасываются из углублений, в результате увеличивается отбор тепла от анода и повышается экономичность, то есть уменьшается расход воды, который составляет около 0,05 л/мин на 1 кВт мощности. Водяное охлаждение позволяет понизить температуру анода до 120 °C. В некоторых лампах для уменьшения тока управляющей сетки применяют бипотенциальные катоды. Поверхность таких катодов состоит из чередующихся эмитирующих и неэмитирующих участков. Проволоки сетки располагают над неэмитирующими участками. Между эмитирующими и неэмитирующими участками существует контактная разность потенциалов, благодаря чему формируются пучки электронов, перемещающиеся через просветы между проволоками сетки. Для уменьшения тока экранирующей сетки ее проволоки размещают за проволоками управляющей сетки.

Для работы в диапазоне УКВ и ДЦВ разработаны мощные лампы с дисковыми коаксиальными выводами, обладающими минимальной собственной индуктивностью. Дисковые выводы позволяют легко соединять лампу с элементами объемных резонаторов. В мощных радиопередатчиках находят применение разборные лампы, позволяющие заменять отдельные детали и тем самым увеличивать срок службы дорогостоящих мощных ламп. Работа происходит при непрерывной откачке воздуха из баллона.

Особенности работы ламп на СВЧ

На СВЧ время пролета электронов соизмеримо с периодом электрических колебаний, управляющих электронным потоком. Поэтому пролет электронов происходит в условиях изменяющегося электрического поля. Такой режим работы называют динамическим. Для учета влияния времени пролета электронов на токи электродов применяют понятие наведенного тока.

Рассмотрим систему из двух плоских электродов, между которыми перемещается со скоростью у тонкий электронный слой с общим зарядом -q (рис. 10.12).

Вследствие явления электростатической индукции на электродах наводятся положительные заряды qx и q2, сумма которых равна отрицательному заряду электронов в электронном слое:

?i + ^2 = q.?i + ^2 = q.(10.34)

?i + ^2 = q.

?i + ^2 = q.

Рис. 10.12Рис. 10.12

Рис. 10.12

Рис. 10.12

Величина наведенного заряда зависит от расстояния между электронным слоем и электродом:

qq_ qx 2~ d_ qx 2~ d(10.35)(10.35)

q

q

_ qx 2~ d

_ qx 2~ d

(10.35)

(10.35)

Ч\= q\ 1-3 I a

Перемещение электронного слоя сопровождается изменением величины наведенных зарядов, что ведет к возникновению во внешней цепи, соединяющей электроды, наведенного тока:

1нав1навdq^ _ dq^dt ""dtdq^ _ dq^dt ""dt(10.36)(10.36)

1нав

1нав

dq^ _ dq^dt ""dt

dq^ _ dq^dt ""dt

(10.36)

(10.36)

Учитывая (10.35), получаем

(10.37) а

Наведенный ток возникает, как только электронный слой появляется ^промежутке между электродами, и исчезает, когда электронный слой достигает второго электрода. Длительность импульса наведенного тока равна времени пролета электронов. Если скорость движения электронов постоянна, то импульс тока прямоугольный; при линейной зависимости скорости от времени он будет треугольным.

В реальных условиях в пространстве между электродами существует некоторое произвольное распределение плотности зарядов р(х, t), изменяющееся во времени. В этом случае наведенный ток, создаваемый электронным слоем с зарядом dq, будет равен

(10.38)(10.38), v(x, ,di^t) =’ dq .

(10.38)

(10.38)

a

Учтем, что dq = 5р(х, t^dx, тогда

Sp(x, tAv(x,„

di^ =^ -(10-39)

a■

где S — площадь электродов.

Создаваемый всеми электронными слоями наведенный ток может быть найден путем интегрирования по всему промежутку между электродами:

йХО = 4 f Р(^> t^X, t)dx.(10.40)

й о

Подынтегральное выражение есть значение тока проводимости в сечении х в момент времени t. Этот ток обусловлен переносом (конвекцией) электронов. Поэтому его называют конвекционным током-.

1кон,(^0 = ^Р(^<№0.(10.41)

Подставив (10.41) в (10.40), получим

(10.42)

Наведенный ток в момент времени t равен усредненному по длине промежутка значению конвекционного тока в этот же момент времени. В частном случае, когда время пролета электронов много меньше периода переменного напряжения, можно считать, что iKOHB(x> О практически не зависит от координаты, и его можно вынести за знак интеграла. Тогда гиав(0 = iKOHB(*, 0, то есть наведенный ток равен конвекционному, что справедливо для области низких частот. На СВЧ наведенный ток не равен конвекционному току.

Чтобы лучше представить себе возникновение наведенного тока, рассмотрим случай, когда на анод диода подается импульс напряжения прямоугольной формы, длительность которого соизмерима со временем пролета (рис. 10.13). В момент времени tx электроны начинают двигаться от катода, и возникает наведенный ток. Двигаясь в ускоряющем поле, они с течением времени заполняют разрядный промежуток. Благодаря этому наведенный ток, определяемый соотношением (10.40), становится больше и скорость его нарастания увеличивается. В момент времени Г2 электроны достигают анода, и все пространство между катодом и анодом оказывается заполненным электронами. Наведенный ток становится максимальным. В момент времени t3 анодное напряжение становится равным нулю, поступление новых электронов от катода прекращается, а электроны, заполняющие разрядный промежуток, продолжают двигаться по инерции к аноду. С течением времени число электронов в разрядном промежутке уменьшается и соответственно уменьшается анодный ток. В момент времени ^ в разрядном промежутке не остается электронов и наведенный ток становится равным нулю.

Из рассмотренного следует, что импульс наведенного тока оказывается растянутым во времени по сравнению с импульсом напряжения и отстает от него. Если в момент t3 подать на анод отрицательное напряжение, то некоторая часть электронов по инерции долетит до анода, а другая часть затормозится настолько, что остановится и станет возвращаться на катод. Аналогичные явления происходят при

подаче на анод синусоидального напряжения, но при этом интервал между tt и t2 увеличивается, так как электроны перемещаются в изменяющемся электрическом поле, на что требуется больше времени для достижения анода, в результате этого максимум тока наступает несколько позже. После достижения максимума напряжения ток начнет уменьшаться.

Рис. 10.13

Похожие явления имеют место при перемещении электронов в триоде (рис. 10.14). Пусть на сетку подано напряжение запирания и положительные прямоугольные импульсы. При этом напряжение на сетке остается все время отрицательным, то есть электроны на сетку не попадают. В момент tt лампа отпирается, электроны начинают заполнять промежуток между катодом и сеткой, и в цепи сетки появляется наведенный ток iv Такой же ток, но противоположного направления, возникает и в цепи катода.

В момент времени t2 промежуток катод—сетка полностью заполнен электронами, рост тока it прекращается. Электроны на сетку не попадают, пролетают через просветы сетки и оказываются в промежутке между сеткой и анодом. Удаляющийся от сетки поток электронов создает в цепи сетки наведенный ток г2, противоположный по направлению току 1Ь Одновременно индуцируется ток в цепи анода. В момент t3 электроны достигают анода. В интервале между t3 и t4 токи it и i2 постоянны и противоположно направлены, поэтому ток сетки равен нулю. В момент t4 лампа запирается, и электроны перестают уходить от катода, но электроны, заполнившие междуэлектродные промежутки, продолжают по инерции движение. В момент t5 промежуток между катодом и сеткой очищается от электронов и ток it становится равным нулю. В интервале между t5 и t6 очищается от электронов промежуток Между сеткой и анодом, и в момент t6 ток ^ становится равным нулю. Таким образом, в цепи сетки возникают два импульса наведенного тока, противоположные по направлению. Результирующий ток сетки определяется суммированием этих импульсов. При этом следует иметь в виду, что электроны на сетку не попадают. При подаче на сетку синусоидального напряжения происходят аналогичные процессы с той лишь разницей, что нарастание и спад наведенных токов происходят более медленно, а импульсы токов ц и i2 оказываются более длительными.

При работе на СВЧ за время пролета изменяется фазовый угол переменного напряжения. Изменение фазового угла за время пролета называется углом пролета-.

(10.43)(10.43)а„Р = о Г,

(10.43)

(10.43)

где со — угловая частота переменного напряжения.

Чем выше частота со, тем больше фазовый угол апр, тем меньше амплитуда наведенного анодного тока и тем больше амплитуда наведенного сеточного тока. Следовательно, с ростом частоты уменьшается коэффициент усиления мощности.

Пролетные клистроны

На СВЧ эффективность электронных ламп снижается вследствие конечного времени пролета разрядного промежутка. В клистронах значительное время пролета не только не вредно, но и необходимо для нормальной работы прибора. Схема устройства и включения пролетного клистрона приведена на рис. 10.15, а.

Пролетный клистрон состоит из катода, объемного входного резонатора Рь в который с помощью петли связи вводится входной сигнал Рвх, и расположенного на расстоянии d от него выходного резонатора Р2. Оба резонатора соединены с коллектором и заземлены. На катод подается отрицательное напряжение. Под действием электрического поля между катодом и анодом электроны, покинувшие катод, ускоряются и влетают во входной резонатор с большой скоростью и0. Между сетками резонатора Pt существует переменное электрическое поле, изменяющее скорость электронов. В положительный полупериод переменного напряжения

электроны ускоряются, в отрицательный полупериод замедляются. Модулированные по скорости электроны влетают в пространство дрейфа между резонаторами Pt и Р2, в котором отсутствует электрическое поле. В этом пространстве электроны летят по инерции с постоянной скоростью. Электроны, движущиеся с более высокой скоростью, догоняют электроны, скорость которых меньше. В результате образуются электронные сгустки, что отражено на рис. 10.15, б.

Электронные сгустки поступают в резонатор Р2, настроенный на частоту их следования, создают в нем импульсы наведенного тока и возбуждают колебания с амплитудой, которая больше амплитуды колебаний во входном резонаторе Ръ то есть в клистроне происходит усиление мощности электрических колебаний. Пролетевшие через резонатор электроны попадают на коллектор и разогревают его. Двухрезонаторный клистрон может усиливать мощность в десятки раз. Однако его КПД, представляющий собой отношение колебательной мощности в резонаторе Р2 к мощности постоянного тока источника питания, не превышает 20 %, хотя предельное теоретическое значение составляет 58 %. Это объясняется следующими причинами. Во-первых, электроны вылетают из катода с различной начальной скоростью и, пролетая через модулятор в один и тот же момент времени, имеют неодинаковую скорость, вследствие чего они группируются недостаточно плотно. Во-вторых, между электронами действуют силы взаимного отталкивания, из-за чего при пролете через пространство дрейфа плотность электронного сгустка дополнительно уменьшается. Кроме того, некоторая часть электронов вообще не группируется в сгустки, то есть не участвует в полезной работе, а некоторые из электронов оседают на сетках резонаторов.

В настоящее время двухрезонаторные клистроны имеют ограниченное применение. Введение дополнительных промежуточных резонаторов между входным и выходным резонаторами позволило повысить коэффициент усиления мощности

и КПД. Современные мощные клистроны содержат от 3 до 7 резонаторов. Принцип устройства четырехрезонаторного клистрона показан на рис. 10.16.

Рис. 10.16

В первом резонаторе происходит модуляция электронов по скорости. Электронный поток, влетающий во второй резонатор, возбуждает в нем высокочастотное напряжение, под действием которого скорость электронов на выходе из зазора первого промежуточного резонатора будет иметь более высокую переменную составляющую, чем на входе в зазор, и группирование в пространстве дрейфа между вторым и третьим резонаторами будет проходить более интенсивно. Такова же роль последующих резонаторов. В результате в выходной резонатор влетают сгустки электронов с более высокой плотностью, благодаря чему повышается КПД, который для многорезонаторных пролетных клистронов достигает 50 %, а коэффициент усиления мощности — 90 дБ при мощности, доходящей до 100 кВт в режиме непрерывных колебаний и до 50 МВт в импульсном режиме. Достижение таких показателей обеспечивается не только введением промежуточных резонаторов, но и рядом усовершенствований, внесенных в конструкцию клистрона.

Зазоры резонаторов мощных клистронов не имеют сеток. Это в некоторой степени ухудшает взаимодействие электронного потока с электромагнитным полем в зазорах, но зато практически исключается оседание электронов и нагрев сеток. Чтобы повысить взаимодействие потока электронов с полем в зазоре, увеличивают ускоряющее постоянное напряжение и постоянный ток луча.

В многорезонаторных клистронах промежуточные резонаторы расстроены относительно частоты сигнала, благодаря чему формирование сгустка электронов происходит так, что в нем участвуют «бесполезные» ранее электроны, дающие рост КПД. Одновременно расстройка промежуточных резонаторов позволяет расширить полосу пропускания.

В мощных клистронах электронные потоки необходимо фокусировать, чтобы диаметр потока не увеличивался вследствие расталкивания электронов. С этой целью обычно используется магнитная фокусировка при помощи отдельных катушек индуктивности, помещаемых в промежутках между резонаторами. Поле, создаваемое этими катушками, препятствует движению электронов перпендикулярно оси клистрона, закручивая их, и электроны движутся по направлению к аноду по спиральным траекториям.

Отражательные клистроны

Отражательные клистроны применяют для генерирования СВЧ-колебаний. Они содержат только один объемный резонатор (рис. 10.17, а\ Ускоренные на участке между катодом и первой сеткой Ct электроны влетают в резонатор и возбуждают в нем импульс наведенного тока. В резонаторе возникают колебания, создающие между его сетками переменное электрическое поле. Это поле модулирует электронный поток по скорости, и электроны влетают в тормозящее поле между второй сеткой С2 и отражателем О с различной скоростью. Электроны в этом поле тормозятся, останавливаются и ускоренно возвращаются к резонатору. Чем больше скорость электрона, тем дальше углубляется он в тормозящее поле и больше времени находится в этом поле. В результате электроны, пролетевшие через резонатор в положительные полупериоды переменного электрического поля, могут вернуться обратно одновременно с электронами, пролетевшими через резонатор позднее, во время отрицательного полупериода, что наглядно показано на рис. 10.17, б. Электроны, пролетевшие через резонатор в интервале времени от tx до ^з, возвращаются назад в момент ig.

Электронный сгусток может вернуться в резонатор в различные моменты времени в зависимости от напряжений Et и Е2. При возвращении в резонатор электронные сгустки отдают ему энергию только тогда, когда они попадают в тормозящее поле. Наибольшую энергию они отдают в том случае, если возвращаются в момент, когда напряженность тормозящего поля в резонаторе максимальна. Возвращение энергии в резонатор поддерживает существующие в нем колебания. Чем больше величина возвращаемой энергии, тем больше мощность колебаний в резонаторе. Если же отдаваемая электронами энергия слишком мала, то колебания не будут поддерживаться и затухнут.

Время пролета электронов в пространстве дрейфа отсчитывается от момента t2, в который в пространство дрейфа влетает электрон с группирующимися вокруг него остальными электронами, до момента времени возвращение сгустка элект-

ронов в резонатор. На рис. 10.17, б это время равно (1+3/4)Т. Изменяя отрицательное напряжение на отражателе, можно изменять время пролета, но при этом возвращение электронов должно происходить в тормозящие полупериоды колебаний в резонаторе. Соответственно, существует несколько зон генерации. Если отрицательное напряжение на отражателе очень большое, то электроны, проходящие через резонатор в интервале tt-t3, вернутся назад в интервале t4-t6 (нулевая зона генерации), причем наибольшую энергию они вернут в резонатор при возвращении в момент t5. При снижении отрицательного напряжения на отражателе электроны возвращаются назад позже. Если возвращение происходит в интервале Г6-£8, то колебания вообще не возникают. При возвращении в интервале t8-f10 колебания вновь возникают (первая зона генерации), мощность этих колебаний достигает максимума при возвращении в момент Г9. Чем меньше по абсолютной величине отрицательное напряжение на отражателе, тем больше время пролета электронов и, соответственно, выше номер зоны генерации. Наибольшая мощность колебаний получается в нулевой зоне.

Меняя напряжение на отражателе, можно изменять частоту генерируемых колебаний. При увеличении по абсолютному значению отрицательного напряжения на отражателе электронные сгустки возвращаются в резонатор несколько быстрее, и частота колебаний возрастает. При уменьшении этого напряжения по абсолютной величине электронные сгустки возвращаются в резонатор с запаздыванием, и частота колебаний уменьшается. При изменении частоты колебаний уменьшается мощность генерируемых колебаний (рис. 10.18). Поэтому такую расстройку принято ограничивать условием снижения мощности не более чем на 50 %.

У отражательных клистронов КПД не превышает 5 %, вследствие чего они не используются для получения больших мощностей, а применяются в качестве гетеродинов СВЧ-приемников, в измерительной аппаратуре, радиорелейной, радионавигационной и телевизионной аппаратуре. Полезная мощность не превышает сотых и десятых долей ватта. В последние годы отражательные клистроны вытесняются полупроводниковыми генераторами СВЧ.

Лампы бегущей волны

Основным недостатком клистронов является сравнительно узкая полоса пропускания для усилителей и малый диапазон перестройки частоты для генераторов, что обусловлено необходимостью применять высокодобротные резонаторы для эффективного торможения электронных сгустков при кратковременном взаимодействии электронного потока с СВЧ-полем в пространстве между сетками резонатора. В лампах бегущей волны (ЛБВ) взаимодействие электронного потока с СВЧ-полем происходит на большом участке пути, то есть носит длительный характер, благодаря чему повышается эффективность усиления колебаний. При длительном взаимодействии электронного потока с СВЧ-полем отпадает необходимость в высокодобротных резонаторах, поэтому полоса усиливаемых частот получается широкой. Коэффициент перекрытия по частоте составляет 2-4.

Для обеспечения длительного взаимодействия электронного потока с СВЧ-полем необходимо, чтобы скорость электронного потока была соизмерима со скоростью распространения электромагнитной волны. Поскольку увеличить скорость потока электронов до величины скорости света не представляется возможным, прибегают к замедляющим системам, снижающим скорость распространения электромагнитной волны.

Устройство ЛБВ со спиральной замедляющей системой показано на рис. 10.19.

Рис. 10.19

Электронная пушка 1 формирует тонкий пучок электронов, который влетает в замедляющую систему, выполненную в виде проволочной спирали. Эта спираль является внутренним проводом коаксиальной линии. Наружным проводом является трубка 3. С помощью фокусирующей катушки 4 обеспечивается необхо-

димое поперечное сечение электронного луча на всем пути вдоль замедляющей системы. Пройдя вдоль замедляющей системы, электроны попадают на коллектор 5. Усиливаемые колебания подводят к ЛБВ с помощью входного волновода 6, в котором находится приемный штырь спирали 7. На другом конце спирали имеется штырь 8, возбуждающий колебания в выходном волноводе 9. Плунжеры 10 служат для согласования волноводов со спиралью, то есть получения в спирали бегущей волны. Спираль содержит десятки или сотни витков и обеспечивает получение фазовой скорости электромагнитной волны оф порядка 30 000 км/с, что составляет 0,1 от скорости света. В сантиметровом диапазоне волн длина спирали составляет 10-30 см, а ее диаметр — несколько миллиметров. На рис. 10.20, я показана картина электрического поля внутри спирали в некоторый конкретный момент времени, а на рис. 10.20, б — распределение потенциала вдоль спирали. Сама спираль показана в разрезе, а знаками «+» и «-» показан знак потенциала. Силовые линии, начинаясь на витках с более высоким потенциалом, заканчиваются на витках с более низким потенциалом.

Вдоль спирали чередуются участки ускоряющего и тормозящего поля. Так как электромагнитная волна бежит вдоль спирали, то поле вращается вокруг ее оси и перемещается вдоль оси с фазовой скоростью оф. Электроны влетают в замедляющую систему со скоростью о0, которая больше скорости оф. В результате взаимодействия электронного луча с электрическим полем бегущей волны происходит модуляция электронов по скорости и группирование их в сгустки. Если электроны влетают в замедляющую систему в момент, когда поле является тормозящим, то они тормозятся и далее продолжают двигаться в пределах того же участка к концу спирали, группируясь в более плотные сгустки. Постепенно уменьшая скорость, они все время отдают энергию полю, усиливая бегущую волну. Нарастание амплитуды СВЧ-поля вдоль оси замедляющей системы происходит по экспоненциальному закону. Если электроны влетают

в замедляющую систему в момент, когда поле является ускоряющим, то они увеличивают свою скорость и, обгоняя поле, постепенно переходят в участок тормозящего поля. В результате этих процессов в выходном волноводе возбуждаются колебания, мощность которых многократно превышает мощность, поступающую от входного волновода. При этом энергия, потребляемая от источника питания, затрачивается на ускорение электронов электронной пушкой, а затем при торможении электронов в замедляющей системе эта энергия отдается бегущей волне электромагнитного поля.

КПД ЛБВ без принятия специальных мер не превышает 20 %. Существует несколько способов повышения КПД. Наиболее простым является применение спирали с переменным шагом, что обеспечивает постепенное снижение фазовой скорости бегущей электромагнитной волны, это позволяет выдержать условие о > оф на большей длине спирали. Дело в том, что по мере продвижения вдоль оси системы скорость электронов о снижается, скорости электронов и волны выравниваются, электроны начинают переходить из тормозящего полупериода бегущей волны в ускоряющий и отбор энергии от электронов прекращается. Если же фазовая скорость волны вдоль системы снижается, то возрастает длительность взаимодействия сгустков электронов с электрическим полем, что и обусловливает повышение КПД.

Второй способ повышения КПД основан на отборе энергии от сгустка непосредственно перед его попаданием на коллектор. С этой целью напряжение на коллекторе снижают по сравнению с ускоряющим напряжением. Благодаря этому между замедляющей системой и коллектором создается электростатическое тормозящее поле, попадая в которое, электроны замедляются, отдавая часть своей энергии источнику коллекторного напряжения, и лишь оставшаяся часть энергии выделяется в виде теплоты при ударе о коллектор. Применение этих мер позволяет повысить КПД ЛБВ до 50 %.

ЛБВ нашли широкое применение в радиолокационных системах, системах космической и тропосферной связи, работающих на частотах, измеряемых десятками гигагерц с полезной мощностью до сотен киловатт. Многие ЛБВ способны отдавать в импульсе мощность более 10 МВт.

Принцип работы ЛБВ послужил основой для разработки ламп обратной волны (ЛОВ), особенностью которых является то, что направление движения электронов противоположно движению волны в замедляющей системе. Ввод сигнала в ЛОВ осуществляется у коллекторного конца замедляющей системы, а вывод — около катода. Усиление в такой лампе получается лишь в узкой полосе частоты, причем положение этой полосы в диапазоне частот зависит от ускоряющего постоянного напряжения. Значительно чаще ЛОВ применяют для генерирования колебаний СВЧ. Такие генераторы применяют в качестве гетеродинов радиолокационных и связных радиоприемников, в задающих генераторах передатчиков РЛС с быстрой перестройкой частоты и широкополосных ЧМ-системах передачи данных. В настоящее время ЛОВ в диапазоне частот до 10-12 ГГц заменяются полупроводниковыми генераторами СВЧ, а разработка новых ЛОВ ведется только для субмиллиметрового диапазона.

Электронно-лучевые приборы

Электронно-лучевыми приборами (ЭЛП) называют электровакуумные приборы, в которых используется поток электронов, сфокусированный в узкий электронный луч. По назначению ЭЛП делят на четыре основные группы:

приборы, преобразующие электрический сигнал в видимое изображение (осциллографические трубки, кинескопы, трубки дисплеев, выводящие информацию из ЭВМ, трубки индикаторных устройств);

приборы, преобразующие оптические изображения в электрический сигнал (передающие телевизионные трубки);

приборы для записи, считывания и хранения электрических сигналов (запоминающие трубки);

приборы, преобразующие невидимые изображения в видимые (электронные микроскопы).

Электронно-лучевые приборы, имеющие форму трубки, вытянутой в направлении луча, называются электронно-лучевыми трубками (ЭЛТ). Трубка представляет собой стеклянный баллон специальной формы, в котором создан высокий вакуум и расположены электроды, формирующие электронный луч и управляющие этим лучом. Формирование и управление лучом осуществляется посредством электрических или магнитных полей. В трубках с электростатическим фокусированием и отклонением луча (рис. 10.21, а) внутри баллона расположены электронная пушка 1 и отклоняющие пластины 2, направляющие луч в нужную точку экрана 3. Экран бомбардируется потоком электронов, что вызывает его свечение. Выбиваемые из экрана вторичные электроны перемещаются на графитовое покрытие 4, называемое аквадагом. Это покрытие соединено с электронной пушкой. В трубках с магнитной фокусировкой и отклонением луча (рис. 10.21, б) внутри баллона также имеется электронная йушка. Фокусировка луча осуществляется фокусирующей катушкой, а отклонение луча — двумя отклоняющими катушками, расположенными на горловине трубки.

ФК

aб

Рис. 10.21

Электростатическая фокусировка луча

Электростатическая фокусировка луча осуществляется электронной пушкой, состоящей из ряда никелевых цилиндров, расположенных соосно (рис. 10.22).

Катод К представляет собой цилиндр, на торцевую поверхность которого нанесен оксидный слой, являющийся источником электронов при нагреве цилиндра за счет протекания тока по вольфрамовой нити подогревателя П. Модулятор М представляет собой цилиндр, дно которого имеет отверстие, через которое проходят электроны. Модулятор выполняет функции, аналогичные функции управляющей сетки в электронной лампе. На него подается отрицательное напряжение относительно катода, изменяя которое, можно изменять высоту потенциального барьера вблизи поверхности катода и тем самым управлять силой тока луча. Первый анод А, и второй анод А2 представляют собой цилиндры с перегородками, имеющими отверстия. На первый анод относительно катода подается положительное напряжение UaV на второй анод — напряжение U^ > UaV Структура, содержащая катод, модулятор и два анода, аналогична структуре тетрода. Поэтому такую пушку называют тетрадной. В этой структуре из-за различия потенциалов электродов возникают неоднородные электрические поля между модулятором и первым анодом, а также между первым и вторым анодами. На рис. 10.22 пунктиром показаны эквипотенциальные линии этих полей. Неоднородные электрические поля называют электронными линзами. Таким образом, электронная пушка представляет собой электронно-оптическую систему, состоящую из электростатических линз Л, и Л2, преломляющих траектории движения электронов подобно тому, как оптические линзы преломляют световой поток.

Электроны, покинувшие катод с разных точек его поверхности, влетают в поле первой линзы под разными углами. На участке левее сечения а на электроны действуют силы, прижимающие их к оси пушки. Чем дальше расположена точка, из которой вышел электрон, от центра катода, тем больше сила, прижимающая этот электрон к оси пушки. На участке правее сечения а на электроны действуют силы, отталкивающие их от оси пушки. Может показаться, что эти воздействия компенсируют друг друга, но это не так. Преломляющее воздействие собирающей части линзы преобладает над воздействием рассеивающей части линзы, так как электроны пролетают через линзу с возрастающей скоростью, поэтому в фокусирующей части линзы они находятся большее время, чем в расфокусирующей. В результате электроны покидают поле первый линзы со скоростями, направленными к оси пушки, и пересекают ее в точке Ft.

Пройдя точку Fb электроны влетают в поле второй линзы в виде расходящегося пучка. На участке левее сечения Ь на них действуют силы, прижимающие электроны к оси пушки, а на участке правее сечения b — отталкивающие. При этом из-за того, что электроны движутся с возрастающей скоростью, фокусирующее действие линзы Л2 преобладает над расфокусирующим, и пучок электронов фокусируется в точке F2, которая располагается на экране трубки. Изменением напряжения на первом аноде, которое составляет сотни вольт, можно изменять положение точек F, и F2. Поэтому первый анод называется фокусирующим. На второй анод относительно катода подается постоянный высокий потенциал порядка нескольких киловольт, благодаря чему на участке от катода до второго анода существует ускоряющее поле, направленное вдоль оси трубки. Поэтому второй анод называют ускоряющим.

На электроды пушки подаются напряжения от одного источника ЕИ „. Величина этих напряжений устанавливается с помощью делителя напряжения. Такой способ обладает существенным недостатком. Если менять L/ab то изменяется высота потенциального барьера около катода, а следовательно, ток луча. Если менять UM, то изменяется положение точки Fb а следойательно, положение точки F2. Чтобы избавиться от этого недостатка, в ЭЛП вводят ускоряющий электрод УЭ, располагая его между модулятором и первым анодом и соединяя со вторым анодом (рис. 10.23). '

М п^-М п^-— Г + —О £и.п О—— Г + —О £и.п О—Рис. 10.23Рис. 10.23

М п^-

М п^-

— Г + —О £и.п О—

— Г + —О £и.п О—

Рис. 10.23

Рис. 10.23

УЭ экранирует катод от первого анода, ослабляя его действие на потенциальный барьер у катода. Такая пушка называется пентодной.

Электростатическое отклонение луча

Электростатическое отклонение луча осуществляется двумя парами отклоняющих пластин. Одна пара отклоняет луч по горизонтали, вторая — по вертикали. Каждая пара состоит из двух параллельных пластин, находящихся под потенциалом второго анода и расположенных симметрично относительно оси трубки.

На рис. 10.24 показаны пластины, отклоняющие луч по вертикали. Если к пластинам подвести отклоняющее напряжение L/y так, чтобы потенциал одной плас-

тины был выше потенциала второй пластины на величину А (7, а другой ниже на величину АТ/, то между пластинами возникнет однородное электрическое поле, перпендикулярное оси трубки. В этом случае на электрон, движущийся вдоль оси трубки со скоростью

[7 иа2 ,

т

действует сила Fv = qUy/d.

Одновременно электрон продолжает двигаться с постоянной скоростью вдоль оси z. В результате траекторией движения электрона оказывается парабола. Покинув поле пластин, электрон движется к экрану прямолинейно под углом а к оси г и попадает на экран, отклонившись от оси z на расстояние йэ. В поле пластин электрон находится в течение времени t = l\/vr За это время он приобретает в вертикальном направлении скорость cy = ajt = qU^^/dmo» отклоняется от оси z на расстояние h = а/2/2 = = U^/^dU^ и покидает поле пластин под углом а = оу/ог = U^J^dU^. Величина отклонения на экране равна h3 = h + /2 tg а = (L/y/i/2<7Z7a2)(/i/2 + /2). Способность отклоняющих пластин отклонять луч оценивают параметром, который называется чувствительностью к отклонению. Ее величина равна й' = hy/Uy. Аналогично оценивается чувствительность к отклонению по горизонтали, которая равна К = hx/Ux- В среднем величина чувствительности составляет 0,1-0,5 мм/В.

Магнитная фокусировка луча

Магнитная фокусировка луча осуществляется магнитным полем, которое создается короткой магнитной катушкой, надеваемой на горловину трубки. В это поле влетает расходящийся пучок электронов, создаваемый электронной пушкой, состоящей из катода, модулятора и анода (рис. 10.25, а).

В каждой точке пространства вектор магнитной индукции В и скорость электрона о можно разложить на две составляющих: осевые В2, у, и радиальные ВТ, vt. Предположим, что электрон находится в точке А, тогда соотношение составляю-

щих векторов примет вид, показанный на рис. 10.25, б. В результате взаимодействия составляющей скорости ог с составляющей магнитного поля В, на электрон действует сила Лоренца Fx = -д[»/Вг], направленная перпендикулярно плоскости рисунка (рис. 10.25, в). Под действием этой силы появится азимутальная составляющая скорости оь Эта составляющая взаимодействует с составляющей магнитной индукции Bz, в результате чего возникает сила Лоренца Г2 = -^[о^В,], направленная к оси трубки (рис. 10.25, г), и электрон приобретает радиальную составляющую скорости ог. При совместном действии азимутальной и радиальной составляющих силы Лоренца электрон движется по спирали с непрерывно уменьшающимся радиусом витка. Существенно то, что чем сильнее отклонился электрон от оси трубки, тем больше сила Г2, прижимающая его к оси. Благодаря этому электроны, влетевшие в неоднородное магнитное поле под разными углами, описав сложные траектории, пересекают ось г на одном и том же расстоянии от катушки. Изменяя величину тока, протекающего через фокусирующую катушку, можно добиться того, чтобы траектории всех электронов пересекались в плоскости экрана.

Магнитное отклонение луча

Магнитное отклонение луча осуществляется двумя парами отклоняющих катушек, расположенных на горловине трубки и создающих однородные магнитные поля во взаимно перпендикулярных направлениях. На рис. 10.26 показано магнитное поле катушки, отклоняющей электрон в вертикальном направлении. В этом случае силовые линии поля с индукцией Вх перпендикулярны плоскости рисунка и направлены к наблюдателю. .

В магнитное поле влетают электроны со скоростью о2, определяемой потенциалом второго (ускоряющего) анода. Под действием силы Лоренца Fy = -q[cz-Bx] электрон движется по дуге окружности с радиусом R = mvjqB^ Покинув поле отклоняющих катушек, электрон движется к экрану по касательной к окружности и отклоняется от центра экрана на расстоянии hy = ltg а. При небольших углах отклонения tg а = IJR. Тогда

кг

N q

Учитывая, что индукция Вх пропорциональна числу ампер-витков IW отклоняющей катушки, получаем

, kIW llt = ,.

Чувствительность к магнитному отклонению равна отношению величины отклонения hv к току I, протекающему через отклоняющие катушки:

„ к kWIL

1 КГ'

N q 32

Чувствительность показывает, на сколько миллиметров отклоняется луч на экране при токе I = 1 А, и измеряется в миллиметрах на ампер.

Преимущество магнитного отклонения по сравнению с электростатическим заключается в меньшей зависимости чувствительности от ускоряющего напряжения и возможности получения больших углов отклонения, что позволяет уменьшить длину трубки. Существенным недостатком магнитного отклонения является большая потребляемая мощность для получения требуемых токов отклонения и большая инерционность из-за значительных собственной емкости и индуктивности. Магнитные отклоняющие системы могут работать на частотах до нескольких

десятков килогерц, а электростатические системы отклонения способны работать на частотах до нескольких сотен мегагерц.

Экраны ЭЛП

В большинстве ЭЛП экран представляет собой тонкий непроводящий слой люминофора, нанесенного на дно стеклянной колбы. Экран бомбардируется потоком электронов, которые передают часть своей энергии атомам люминофора, вследствие чего валентные электроны переходят на более высокие энергетические уровни в зоне проводимости. При последующем возвращении этих электронов на более низкие энергетические уровни выделяются кванты света, определяющие цвет свечения экрана. Часть электронов, оказавшихся на верхних энергетических уровнях, способна покинуть люминофор. Это явление называется вторичной электронной эмиссией. Выбитые из экрана вторичные электроны переходят на аквадаг, имеющий потенциал второго анода. При этом между экраном и вторым анодом устанавливается равновесная разность потенциалов, при которой число приходящих на экран электронов равно числу электронов, покидающих его поверхность.

Яркость свечения экрана зависит от скорости, с которой электроны бомбардируют экран, а эта скорость зависит от потенциала экрана L/3, величина которого, в свою очередь, определяется количеством электронов, переходящих с экрана на аквадаг. На рис. 10.27, а показана зависимость коэффициента вторичной электронной эмиссии ст, равного отношению числа выбитых вторичных электронов к числу первичных электронов, бомбардирующих экран, от потенциала экрана U3. При увеличении U3 растет скорость электронов, бомбардирующих экран, и количество выбитых вторичных электронов, то есть ст, растет. При некоторой величине U3 коэффициент вторичной электронной эмиссии достигает максимума, затем начинает уменьшаться. Объясняется это тем, что при больших значениях потенциала U3 первичные электроны более глубоко проникают в люминофор, вследствие чего затрудняется выход из него вторичных электронов. На графике зависимости ст от U3 имеются две точки, в которых ст = 1. Эти точки соответствуют первому (t/Kpl) и второму (t/Kp2) критическим потенциалам. На рис. 10.27, б показана зависимость потенциала экрана от потенциала второго анода.

Если U32 < С4Р1» то ст < 1. При бомбардировке экрана электронами на нем будет накапливаться отрицательный заряд, и его потенциал снизится до нуля. В этом случае исчезнет ускоряющее поле между катодом и экраном и экран перестанет светиться. При Ua2 = L/Kpl коэффициент ст = 1, потенциал экрана становится равным UKpl и возникает свечение экрана.

Если U^ > б^кр!* то ст > 1. При этом происходит накопление положительного заряда на экране, которое вызывает повышение потенциала экрана. Этот процесс продолжается до тех пор, пока потенциал экрана не станет чуть больше потенциала второго анода. В этом случае число электронов, уходящих с экрана, будет равно числу первичных электронов.

Если 67^ > L/^, то ст < 1. При этом на экране накапливается отрицательный заряд и его потенциал снижается до величины J7Kp2. Отсюда следует, что не имеет смысла устанавливать U32 > UKp2, так как скорость электронов, бомбардирующих экран,

определяется величиной U3, а не U^- Поэтому увеличение U^ сверх значения U^ не приведет к повышению яркости свечения экрана.

Для того чтобы повысить яркость свечения экрана, поверхность люминофора со стороны луча покрывают алюминиевой пленкой толщиной около 1 мкм и соединяют ее с графитовым покрытием, нанесенным на внутреннюю поверхность колбы. В этом случае потенциал экрана принудительно поддерживается равным потенциалу второго анода, и накопления заряда на экране не происходит.

Основными параметрами экрана являются яркость свечения, светоотдача, длительность послесвечения и разрешающая способность.

Яркость свечения определяется силой света, излучаемого в направлении, перпендикулярном светящейся поверхности площадью в один квадратный метр. Измеряется она в канделах на квадратный метр [Кд/м2] и зависит от плотности тока электронного луча j, которая может изменяться путем изменения напряжения на модуляторе электронной пушки. Кроме того, она зависит от потенциала экрана Uy Яркость свечения определяется соотношением

B = AKU3-Uor.

Здесь А, т — коэффициенты, определяемые типом люминофора;

Uo — минимальный потенциал экрана, при котором возникает свечение люминофора.

Яркость современных кинескопов составляет 120-150 Кд/м2.

Светоотдача определяет силу света в канделах, излучаемую люминофором перпендикулярно поверхности экрана, при мощности луча Р№ равной 1 Вт. Она зависит от типа люминофора, его толщины, ускоряющего напряжения, плот-

ности тока и других факторов. Светоотдача характеризует КПД люминофора. Не вся кинетическая энергия первичных электронов превращается в энергию видимого излучения, часть ее расходуется на нагрев экрана, вторичную электронную эмиссию электронов, излучение в инфракрасном и ультрафиолетовом диапазонах спектра. Величина светоотдачи лежит в пределах от 0,1 до 15 Кд/Вт.

Длительность послесвечения — интервал времени, в течение которого наблюдается свечение экрана после прекращения возбуждения экрана. Все экраны подразделяются на экраны с очень коротким (менее 10 5 с), коротким (10 5-10 2 с), средним (10 2—10 ‘ с), длительным (10-1—16 с) и очень длительным (более 16 с) послесвечением. В осциллографических трубках применяют экраны с коротким и очень коротким послесвечением, в кинескопах применяют экраны со средним послесвечением, в радиолокационных индикаторах применяют экраны с длительным послесвечением. Длительность послесвечения определяется типом люминофора. Разрешаюгцая способность оценивается числом отдельно различимых светящихся точек, приходящихся на 1см2 поверхности экрана, или линий, приходящихся на 1 см высоты экрана. Она определяется диаметром луча. Разрешающая способность тем выше, чем меньше ток луча и больше ускоряющее напряжение.

Основные типы электронно-лучевых трубок

Электронно-лучевые приборы широко применяют для визуального наблюдения электрических сигналов, передачи и приема телевизионных изображений, записи и хранения электрических сигналов и во многих других областях.

Осциллографические трубки предназначены для наблюдения электрических сигналов. Для этой цели используются трубки с электростатической фокусировкой и электростатическим отклонением луча. В таких трубках на горизонтально отклоняющие пластины подается пилообразное напряжение развертки, частота которого в п раз меньше частоты исследуемого сигнала (и = 1,2,3 и т. д.), а на вертикально отклоняющие пластины — исследуемый сигнал. В результате на экране трубки получается осциллограмма исследуемого сигнала. Для исследования быстро протекающих процессов применяют трубки с послеускорением. В таких трубках имеются дополнительные аноды, выполненные в виде графитовых колец, нанесенных на внутреннюю поверхность колбы и расположенных между отклоняющими пластинами и экраном. Потенциал этих анодов возрастает в направлении от катода к экрану, благодаря чему удается существенно повысить яркость без снижения чувствительности. Для наблюдения двух сигналов используются трубки с двумя лучами. Для наблюдения СВЧ-сигналов применяют трубки, имеющие отклоняющую систему типа бегущей волны, в которой ряд коротких пластин укреплен на витках спирали. Изменение потенциала пластин и движение электронного луча синхронизированы.

Кинескопы предназначены для получения на экране телевизионного изображения. В современных кинескопах используется, как правило, электростатическая фокусировка и магнитная отклоняющая система. Электронная пушка в кинескопах формирует луч, имеющий диаметр в плоскости экрана не более 0,5 мм. В настоящее время кинескопы имеют экраны с диагональю до 71 см и угол откло-

нения луча 110°. Для получения телевизионного изображения используется растровая развертка, получаемая путем пропускания через отклоняющие катушки токов пилообразной формы. Катушки, отклоняющие луч по вертикали, обеспечивают кадровую развертку, а катушки, отклоняющие луч по горизонтали, — строчную. В результате за период кадровой развертки на экране образуется растр из горизонтальных строк. Телевизионный сигнал подается на модулятор трубки. При этом изменяется плотность тока луча и, соответственно, яркость свечения тех точек экрана, на которые попадает электронный луч.

Для получения цветных изображений применяют кинескопы, экран которых содержит большое количество миниатюрных крупинок люминофоров, расположенных в строго определенном порядке и дающих синее, красное и зеленое свечение. Люминофоры возбуждаются тремя электронными лучами, создаваемыми тремя электронными пушками, которые расположены так, что их электронные лучи попадают один на красный, другой на синий, третий на зеленый люминофор. В зависимости от соотношения между токами лучей, определяемыми напряжениями на модуляторах пушек, получается свечение определенного цвета.

Радиолокационные трубки позволяют получить на экране изображение импульса радиосигнала, отраженного от какого-либо объекта, в соответствии с положением объекта в пространстве, то есть положение импульса на экране должно быть адекватно положению объекта в пространстве. Для этого применяется радиально-азимутальная развертка, позволяющая получить сигнал на экране в полярных координатах. С этой целью используют магнитную отклоняющую систему, состоящую из двух катушек, через которые пропускается линейный пилообразный ток, создающий линейно меняющееся во времени магнитное поле, которое отклоняет луч по радиусу от центра экрана к периферии. Отклоняющая система, надетая на горловину трубки, медленно вращается синхронно с вращением антенны радиолокационной станции, и на экране прочерчиваются радиальные линии, медленно смещаемые по азимуту. На модулятор трубки подается запирающее напряжение, вследствие чего радиальное смещение луча на экране трубки становится незаметным. В момент приема антенной отраженного радиоимпульса на модулятор поступает импульс, отпирающий трубку, и на экране появляется светящееся пятно, удаление которого от центра экрана пропорционально расстоянию до объекта, а угол поворота радиус-вектора, соединяющего центр экрана с пятном, соответствует азимуту объекта.

Запоминаюгцие трубки предназначены для записи, хранения и считывания электрических сигналов. Принцип действия этих приборов основан на зависимости потенциала диэлектрика от энергии бомбардирующих его электронов, что позволяет получать на поверхности диэлектрика потенциальный рельеф. Существует много методов получения потенциального рельефа. Рассмотрим один из наиболее распространенных методов, реализуемый в запоминающей трубке с барьерной сеткой (рис. 10.28).

В такой трубке имеется обычная электронная пушка и отклоняющие пластины. Вместо обычного экрана в ней имеется мишень, состоящая из диэлектрической пластины 1, покрытой с одной стороны металлическим слоем 2 (сигнальная пластина). Вблизи поверхности диэлектрической пластины, обращенной в сторону

электронной пушки, на расстоянии 0,1 мм расположена тонкая металлическая сетка 3, называемая барьерной. Рядом с мишенью имеется кольцевой электрод 4 — это коллектор, имеющий высокий потенциал.

ВыходВыход

Выход

Выход

При облучении мишени потоком электронов и потенциале сигнальной пластины Uc = 0 с поверхности мишени возникает вторичная электронная эмиссия, и потенциал мишени приобретает равновесное значение, близкое к потенциалу коллектора. Если подать на сигнальную пластину положительное напряжение, то потенциал барьерной сетки относительно мишени становится отрицательным, что будет препятствовать уходу вторичных электронов, выбитых из диэлектрика, на коллектор. Поэтому потенциал диэлектрика понизится на величину Uc. Если напряжение Uc изменяется во времени и электронный луч перемещается по поверхности мишени, то в соответствии с изменениями мгновенных значений сигнала будет изменяться потенциал точек, на которые в данный момент падает электронный луч. В результате на поверхности мишени образуется потенциальный рельеф, соответствующий мгновенным значениям сигнала. Одновременно с записью происходит повторение сигнала на выходе за счет того, что в цепи коллектора возникает ток, создаваемый вторичными электронами. Этот ток создает падение напряжения на резисторе RH. Потенциальный рельеф на поверхности мишени может храниться очень долго. Считывание сигнала осуществляется при повторной развертке и отсутствии сигнала на входе.

В радиолокации и телевидении используются трубки с двумя лучами — графеко- ны. Один луч служит для записи сигнала, он модулируется сигналом, подаваемым на модулятор, второй луч служит для считывания сигнала. Такой способ позволяет считывать записанный сигнал многократно (до нескольких сотен раз).

Трубки со знаковой индикацией на пути потока электронов содержат матрицу, представляющую собой металлическую пластину с отверстиями в форме тех или иных знаков. Размер отверстий несколько меньше диаметра луча и не превышает десятых долей миллиметра. Электронный луч посредством двух пар выбирающих пластин направляется в соответствующее отверстие матрицы и приобретает в сечении форму соответствующего знака. Далее пучок проходит через фокусиру-

ющую катушку и компенсирующие пластины, которые направляют его по оси трубки. После этого адресная магнитная система направляет луч в любую точку экрана или мишени.

Газоразрядные приборы

Газоразрядными называют электровакуумные приборы с электрическим разрядом в газе или парах. Конструктивно газоразрядные приборы представляют систему электродов, помещенных в баллон, заполненный инертным газом (аргон, неон, криптон), водородом или парами ртути. Давление газа в баллоне составляет от 10*до 103 Па.

Электрический разряд в газе

Рассмотрим гипотетическую модель, состоящую из двух параллельных пластин, расположенных в баллоне, наполненном инертным газом. К этим пластинам через резистор Ra с большим сопротивлением подводится напряжение от источника питания £UII (рис. 10.29, а). Одну из пластин, к которой подключен отрицательный полюс источника питания, условно назовем катодом, другую — анодом. Повышая напряжение источника питания Ец п, будем наблюдать, как изменяется ток га и напряжение между электродами иа.

Рис. 10.29

Если £ц п = 0, то в разрядном промежутке между катодом и анодом существует небольшое число свободных электронов и ионов, возникших в результате внешней

ионизации газа световым потоком, космическим излучением и другими воздействиями. Электроны и положительные ионы совершают беспорядочное (тепловое) движение и, приближаясь друг к другу, могут соединяться, образуя нейтральные атомы. Этот процесс называется рекомбинацией. Процессы ионизации и рекомбинации находятся в динамическом равновесии, поэтому число электронов и ионов сохраняется неизменным.

При увеличении напряжения £ип между электродами возникнет электрическое поле, под действием которого положительные ионы начнут перемещаться к катоду, а свободные электроны — к аноду, то есть в разрядном промежутке, а следовательно, и во внешней цепи возникнет незначительный электрический ток. Пока напряжение £и п невелико, этот ток мал и не создает значительного падения напряжения на резисторе Ry поэтому можно считать, что ua = £u n. Зависимость тока от напряжения показана на рис. 10.29, б.

При малых значениях иа ток обусловлен носителями заряда, возникшими в результате внешней ионизации, и практически сохраняется неизменным (участок А на рис. 10.29, б).

По мере увеличения напряжения £ип возрастает скорость движения электронов и ионов, соответственно увеличивается их кинетическая энергия. При движении электронов к аноду они сталкиваются с атомами газа. При небольшой скорости эти столкновения являются упругими, и величина энергии сталкивающихся частиц не изменяется. При определенной скорости соударения становятся неупругими. В результате таких столкновений электроны атома могут перейти на более высокие энергетические уровни, то есть происходит возбуждение атома. Возбужденное состояние атома длится от 10-7 до 10"9 с, после чего электрон возвращается на исходный энергетический уровень, испуская квант энергии излучения. При незначительном числе столкновений свечение газа незаметно. При достаточно большой скорости электронов происходит отделение электронов от атомов, в результате чего образуются новые свободные электроны и положительные ионы. Образовавшиеся электроны, двигаясь к аноду, совершают новые ионизации, а ионы перемещаются к катоду и выбивают из него вторичные электроны, которые, двигаясь к аноду, также совершают новые ионизации и т. д. Вследствие этого происходит размножение носителей заряда и увеличение тока (участок АВ на рис. 10.29, б).

Процесс образования новых электронов и ионов в результате столкновений с атомами газа называется объемной ионизацией газа и оценивается коэффициентом объемной ионизации а, который показывает, какое количество ионизаций совершает один электрон на пути длиной в 1 см. Количество выбиваемых из катода электронов оценивается коэффициентом вторичной электронной эмиссии. Каждый электрон, проходя от катода до анода путь длиной гк_а, совершает агк_а ионизаций, а количество электронов, попадающих на анод при выходе из катода одного электрона, оказывается равным ехр(агк_а). Если из катода в единицу времени выходит No электронов, созданных внешней ионизацией, то на анод в результате размножения попадает JVoexp(arK_a) электронов. Число ионов, образующихся при объемной ионизации, равно JV0[exp(arK_a)-l], а число выбиваемых из катода электронов — о^[ехр(агк_а)-1], где о — коэффициент вторичной электронной эмиссии. Пока количество вторичных электронов, выбиваемых из катода, меньше количе-

ства электронов, созданных внешней ионизацией, разряд является несамостоятельным, то есть зависящим от внешней ионизации. При прекращении внешней ионизации разряд прекращается. При некоторой величине U3, называемой напряжением зажигания, каждый электрон, выбитый из катода, создает на своем пути к аноду столько электронов, сколько необходимо для выбивания нового электрона. В этом случае разряд становится самостоятельным, то есть он может существовать независимо от внешнего источника ионизации. После наступления самостоятельного разряда (точка В) наступает лавинообразное увеличение числа носителей заряда, и ток резко возрастает. Однако рост тока ограничивается резистором R, на котором по мере роста тока возрастает падение напряжения и, соответственно, снижается напряжение Ua. Величина этого напряжения самопроизвольно устанавливается такой, чтобы в процессе ионизации создавалось требуемое для получения заданного тока количество носителей заряда, то есть разность потенциалов между электродами ионного прибора зависит от состояния ионизированного газа. В связи с этим целесообразно рассмотреть зависимость напряжения от тока (рис. 10.29, в).

Область ВС на рис. 10.29, в называется областью темного самостоятельного разряда. Электрическое поле в этой области создается в основном зарядами на электродах, пространственный заряд пренебрежимо мал и распределение потенциала между катодом и анодом близко к линейному. По мере роста тока возрастает объемный заряд и поле искажается. У катода скапливается большое число ионов, поэтому можно считать, что практически все приложенное напряжение падает в узкой области вблизи катода, называемой областью катодного падения напряжения (рис. 10.30).

Область разряда с почти неизменным потенциалом носит название положительного столба. Электроны ускоряются в области катодного падения напряжения, поэтому там и происходит основная ионизация. Интенсивность ионизации в этой области больше первоначальной, поэтому напряжение, при котором поддерживается разряд, с ростом тока снижается. В точке С наступает тлеюгций разряд, отличительной особенностью которого является свечение газа, напоминающее свечение тлеющих углей. Этот разряд бывает трех видов: поднормальный, нормальный и аномальный.

Поднормальный тлеющий разряд (участок CD на рис. 10.29, в) характеризуется уменьшением напряжения, при котором поддерживается разряд при увеличении тока, и шнурованием (стягиванием) разряда. Шнурование обусловлено тем, что с ростом тока сужается область катодного падения напряжения. Она становится столь узкой, что начинают сказываться шероховатости поверхности катода, в результате чего появляются локальные участки, в пределах которых напряженность поля оказывается более высокой. Поэтому на этих участках ионизация возрастает, что приводит, как отмечено ранее, к снижению напряжения, в результате чего на тех участках, где напряженность поля более низкая, разряд прекращается. Чем больше ток, тем меньше область, охваченная ионизацией.

Процесс шнурования происходит до тех пор, пока область катодного падения напряжения не станет столь узкой, что электроны окажутся неспособными создать требуемое количество ионов, необходимое для выбивания новых электронов на смену ушедшим. Поэтому дальнейший рост тока становится возможным лишь при увеличении поверхности катода, охваченной ионизацией. Наступает область нормального тлеющего разряда (участок DE на рис. 10.29, в). После того как вся поверхность катода окажется охваченной ионизацией, для увеличения тока потребуются дополнительные носители заряда, возникновение которых возможно при увеличении напряжения. Такой разряд (область EF на рис. 10.29, в) называется аномальным тлеющим разрядом.

Увеличение напряжения на ионном приборе, работающем в режиме аномального тлеющего разряда, ведет к увеличению интенсивности бомбардировки катода ионами, в результате чего на поверхности катода возникает термоэлектронная эмиссия. Кроме того, ионы, находясь очень близко к поверхности катода, создают сильное электрическое поле, вызывающее электростатическую эмиссию. Поэтому число электронов в приборе резко увеличивается, их объемный заряд компенсирует положительный объемный заряд ионов и напряжение на приборе уменьшается (участок FG на рис. 10.29, в), наступает дуговой разряд. Уменьшение напряжения сопровождается шнурованием разряда и образованием ярко светящегося катодного пятна. Шнурование продолжается до тех пор, пока напряжение не достигнет величины, равной 10-20 В, необходимой для поддержания эмиссии электронов. Дальнейшее увеличение тока (участок GH) происходит за счет расширения области, охваченной электронной эмиссией.

Типы газоразрядных приборов

В настоящее время газоразрядные приборы имеют ограниченное применение. Поэтому рассмотрим весьма кратко их особенности и области применения. Предварительно обратим внимание на то, что, рассматривая электрический разряд в газе, мы имели в виду гипотетическую модель. Реально в конкретном газоразрядном приборе используется какой-либо один вид электрического разряда.

Простейшим газоразрядным прибором является неоновая лампа — двухэлектродный прибор, работающий в режиме аномального тлеющего разряда. Неоновая лампа служит для индикации наличия напряжения или электромагнитного поля. При переменном напряжении низкой частоты анод и катод неоновой лампы по-

переменно меняют свои функции. При высокочастотном напряжении в неоновой лампе возникает высокочастотный разряд. Особенность этого разряда состоит в том, что электроны, возникшие в результате внешней ионизации, совершая колебательные движения при быстрой перемене знаков потенциала на электродах, ионизируют газ, который начинает светиться, а образовавшиеся малоподвижные ионы не успевают менять направление своего движения и образуют объемный положительный заряд. При этом эмиссия с поверхности электродов отсутствует. Стабилитроны тлеющего разряда служат для стабилизации напряжения. Они работают в режиме нормального тлеющего разряда, в котором величина напряжения на стабилитроне слабо зависит от величины тока. Катод стабилитрона выполнен в виде цилиндра, внутренняя поверхность которого специальным образом обработана, чтобы повысить коэффициент вторичной электронной эмиссии. Для облегчения зажигания тлеющего разряда на внутренней поверхности цилиндра имеется выступ, вокруг которого происходит шнурование разряда. Анодом стабилитрона является никелевый стержень, расположенный вдоль оси симметрии анода. Напряжение стабилизации определяется материалом катода, типом и давлением газа. Практически оно составляет порядка 100-200 В.

Тиратроны тлеющего разряда помимо катода и анода содержат сетку, которая служит для управления напряжением зажигания. На сетку подается небольшое положительное напряжение, под воздействием которого возникает вспомогательный темный разряд. При увеличении анодного напряжения возникает тлеющий разряд между катодом и анодом. Чем больше величина тока вспомогательного разряда, тем меньше величина напряжения возникновения разряда в анодной цепи. Объясняется это тем, что с ростом тока сетки в промежутке между катодом и сеткой увеличивается количество ионов и электронов, благодаря чему облегчается возникновение основного разряда. Зависимость напряжения зажигания основного разряда от тока сетки называется пусковой характеристикой. После зажигания основного разряда сетка теряет свои управляющие свойства, то есть изменение потенциала сетки не влияет на анодный ток и анодное напряжение. Это объясняется тем, что положительно заряженная сетка притягивает к себе электроны, которые образуют около поверхности сетки отрицательно заряженный слой, нейтрализующий действие положительного заряда сетки. При увеличении или уменьшении положительного потенциала сетки увеличивается или уменьшается количество электронов, притягиваемых сеткой, и по-прежнему действие ее заряда будет нейтрализоваться соответственно изменяющимся зарядом электронной оболочки. Если же на сетку подать отрицательное напряжение, то она притянет положительные ионы, которые создают вокруг нее положительно заряженный слой, нейтрализующий действие отрицательного заряда сетки. Помимо односеточных тиратронов существуют двухсеточные. В таких тиратронах управляющей является вторая сетка, более удаленная от катода. На первую сетку подается постоянное положительное напряжение, и в цепи этой сетки все время существует небольшой ток подготовительного разряда. На второй сетке напряжение ниже, чем на первой. Поэтому тормозящее поле между сетками не позволяет электронам проникнуть к аноду. Если же на вторую сетку подать импульс положительного напряжения, то электроны проникнут сквозь вторую сетку к аноду и возникнет тлеющий разряд. Из изложенного следует, что тиратроны обладают двумя

устойчивыми состояниями: проводящим и непроводящим. Поэтому он находит применение в импульсных схемах электронной автоматики. При этом свечение газа обеспечивает индикацию состояния схемы.

Для визуальной цифровой (или буквенной) индикации электрических сигналов применяются знаковые индикаторы тлеющего разряда. Такие индикаторы содержат несколько катодов, изготовленных из проволоки, выгнутой в виде цифр или других знаков, и расположенных один за другим. Анод сделан из проволочной сетки. При подаче напряжения между анодом и одним из катодов около катода возникает свечение газа, то есть становится видимым светящийся знак.

Для счета импульсов в десятичной системе с одновременной индикацией показаний предназначены декатроны. Они содержат один цилиндрический анод, вокруг которого в виде кольца расположены штыри-катоды. При поочередной подаче на катоды отрицательных импульсов напряжения тлеющий разряд переносится от одного катода к другому. При этом через купол баллона наблюдается перемещение по окружности светящейся точки. После каждых десяти импульсов схема управления выдает импульс на управляющую 'схему второго декатрона, который, в свою очередь, после десяти входных импульсов выдает запускающий импульс на следующий декатрон и т. д. При этом первый декатрон считает число единиц, второй — число десятков и т. д.

Для получения сложных изображений разработаны газоразрядные панели (ГРП). Они имеют много конструктивных разновидностей. Однако общим конструктивным признаком для большинства из них является наличие двух ортогональных прозрачных полосковых систем электродов (катодных и анодных), расположенных на стеклянных пластинах, отделенных друг от друга диэлектрической маской с системой отверстий, шаг которых равен шагу полосковых электродов, то есть ГРП представляет собой совокупность большого числа двухэлектродных газоразрядных приборов, работающих независимо друг от друга. При подаче напряжения между каким-либо полосковым катодом и полосковым анодом через отверстие в диэлектрический маске возникает тлеющий разряд, наблюдаемый в виде светящейся точки. При подаче по определенному закону напряжения на несколько катодов и анодов можно посредством точечного растра воспроизвести любую фигуру. ГРП могут давать и многоцветные изображения. Для этого надо на боковые или торцевые стенки ячеек нанести покрытия из люминофоров, дающие свечение определенного цвета. Располагая рядом ячейки с покрытиями из люминофоров, дающих основные цвета (синий, зеленый, красный), можно получить цветное изображение.

Для защиты линий связи, обмоток выходных трансформаторов и других элементов электрических цепей от перенапряжений применяются разрядники. Их действие основано на резком увеличении проводимости прибора вследствие возникновения тлеющего или дугового разряда между электродами. После снятия перегрузок разрядники вновь восстанавливают исходное высокое сопротивление. Для защиты входа приемника радиолокационной станции от перегрузки при излучении передатчиком мощного импульса применяют резонансные разрядники СВЧ. Такие разрядники являются частью объемного резонатора, настроенного на частоту излучения передатчика, и включаются в высокочастотную линию, идущую от антенного фидера к входу приемника, на расстоянии от начала линии,

кратном нечетному числу четвертей длины волны. При излучении передатчиком мощного радиоимпульса в резонаторе возбуждаются мощные колебания. На емкости, которую образуют электроды разрядника, развивается большое напряжение, в результате чего возникает высокочастотный разряд, сопротивление разрядника резко уменьшается и он практически закорачивает резонатор, вследствие чего излучаемый импульс передатчика не попадает на вход приемника. Принимаемый отраженный импульс не в состоянии зажечь разряд и проходит на вход приемника. Среди приборов дугового разряда следует отметить газотроны и тиратроны, длительное время применявшиеся для выпрямления высоких напряжений и больших токов. Газотрон представляет собой мощный диод с термоэлектрическим катодом, наполненный инертным газом или парами ртути. В отличие от вакуумного диода у газотрона отсутствует отрицательный объемный заряд около катода. Он компенсируется положительными ионами. Поэтому в газотронах можно получить значительный анодный ток при небольшом анодном напряжении. В этом заключается основное преимущество газотрона перед вакуумным диодом. Тиратроны дугового разряда отличаются от газотронов наличием сетки, предназначенной для управления напряжением зажигания. Вместе с тем следует иметь в виду, что в настоящее время вакуумные диоды, газотроны и тиратроны практически полностью вытеснены более долговечными, надежными и удобными в эксплуатации полупроводниковыми выпрямителями.

Контрольные вопросы

Какие разновидности электронных ламп вам известны?

qTO такое околокатодный процесс?

Что такое процесс токораспределения?

Что такое динатронный эффект?

Что такое наведенный ток?

Нарисуйте и сравните выходные характеристики триода и пентода.

Какими параметрами характеризуются электронные лампы и как они определяются по характеристикам?

Как устроен и работает клистрон?

Как работает лампа бегущей волны?

Расскажите об устройстве и работе электронно-лучевых трубок.

Какие физические процессы протекают в газоразрядных приборах?

Какие разновидности газоразрядных приборов существуют и какова область их применения?

Глава 11 Введение в квантовую электронику

Квантовая электроника — это область науки и техники, занимающаяся исследованием принципов действия, конструированием и применением генераторов, усилителей, преобразователей частоты электромагнитного излучения, действие которых основано на вынужденном излучении фотонов атомами, ионами и молекулами. Еще в 1900 году М. Планк показал, что свет излучается не непрерывно, а отдельными порциями, которые он назвал квантами, впоследствии они получили название фотонов.

Известно, что под воздействием света или в результате нагрева, а также при столкновении внешнего электрона с атомом происходит возбуждение атомов, то есть переход электронов на более высокие энергетические уровни, на которых они находятся примерно 10~8 с, после чего возвращаются на исходный уровень, излучая фотоны, энергия которых равна разности энергетических уровней. Такие переходы обычно происходят случайно (спонтанно). В квантовых приборах создаются такие условия, при которых возврат электронов на исходные уровни происходит синхронно и синфазно. При этом возникает вынужденное (когерентное) излучение света.

В 50-х годах XX века были созданы устройства, которые позволили усиливать электромагнитные волны сантиметрового диапазона на основе такого вынужденного излучения. Эти устройства получили название мазеров. Слово «мазер» происходит от первых букв английского названия Microwave Amplification by Stimulated Emission of Radiation — усиление микроволн за счет вынужденного излучения. За работы по созданию мазеров советским ученым Н. Г. Басову и А. М. Прохорову, а также американскому ученому Ч. X. Таунсу в 1964 году была присуждена Нобелевская премия. В 1960 году американским физиком Т. Г. Мейманом был создан квантовый прибор, работающий в оптическом диапазоне, — лазер {Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation — усиление света за счет вынужденного излучения). Лазеры также называют оптическими квантовыми генераторами (О КГ).

Лазерное усиление

Процесс лазерного усиления упрощенно состоит в следующем. Под воздействием внешнего фотона на атом, находящийся в возбужденном состоянии, происходит переход возбужденного атома в другое энергетическое состояние; этот переход сопровождается испусканием нового фотона, энергия которого равна энергии внешнего фотона. Если создать систему возбужденных атомов и пропускать через нее оптическое излучение, то возможно усиление излучения, которое называется лазерным усилением.

Е2 ~ Е, v = —LЕ2 ~ Е, v = —LРассмотрим процесс возникновения лазерного усиления подробнее, считая, что за счет энергии внешнего воздействия (так называемой энергии накачки) Ен часть электронов с нижних равновесных уровней Ех перешла на более высокие уровни Е3, а затем оказалась на уровне возбуждения Е2 (рис. 11.1). Возвращение этих электронов с уровня Е2 на уровень Ех сопровождается испусканием фотонов с частотой

Е2 ~ Е, v = —L

Е2 ~ Е, v = —L

(ИЛ)

Такой переход электронов не связан с вынуждающими фотонами и приводит к возникновению спонтанного (некогерентного) излучения (переходы 1-3 на рисунке), при котором момент испускания и направление вектора поляризации каждого фотона случайны, а результирующий поток излучения описывается среднестатистическими параметрами.

Переходы без излученияПереходы без излучения777777Л7777777Энергия накачки ЕнРис. 11.1777777Л7777777Энергия накачки ЕнРис. 11.1

Переходы без излучения

Переходы без излучения

777777Л7777777

Энергия накачки Ен

Рис. 11.1

777777Л7777777

Энергия накачки Ен

Рис. 11.1

Одновременно со спонтанными переходами существует вероятность вынужденных переходов из энергетического состояния Е2 в Ех (переходы 4 и 5 на рис. 11.1). Такие переходы называют лазерными. Они связаны с действием вынуждающих фотонов, при этом все активные атомы излучают практически одновременно и так, что испускаемые фотоны неотличимы от тех, которые их вызвали, то есть происходит когерентное (вынужденное) излучение, совпадающее по направлению, частоте, фазе и поляризации с вынуждающим излучением.

Вынужденные переходы возникают под действием внешнего электромагнитного поля, частота которого совпадает или близка к частоте перехода, определяемой формулой (9.11). Следует заметить, что на вынужденный переход не затрачивает-

ся энергия внешнего поля, которая является лишь стимулятором процесса. Вынужденные переходы (как и спонтанные) носят статистический характер.

Помимо спонтанных и вынужденных переходов существуют переходы из £, в более высокие энергетические состояния, сопровождающиеся поглощением энергии (переход 6 на рисунке). Лазерное усиление возможно лишь в том случае, если число вынужденных переходов больше числа спонтанных переходов и переходов, связанных с поглощением вынуждающего излучения. Определим условия, при которых возможно лазерное усиление.

Количество вынужденных переходов за время At приближенно можно выразить в виде

илаз = 52iQbhh ^2^>(11-2)

где В21 — вероятность вынужденного перехода;

Овын ~ энергия вынуждающего излучения;

N2 — концентрация атомов в энергетическом состоянии Е2.

Количество спонтанных переходов от вынуждающего излучения не зависит и приближенно равно

испон = —А21 N2M,-( 11.3)

где -Л21 — вероятность спонтанного перехода.

Квантовые переходы с уровня Ех на уровень Е3 сопровождаются поглощением энергии вынуждающего излучения. Их количество равно

«погл = -512 Олын NiAt,(11.4)

где S12 — вероятность квантового перехода с поглощением энергии;

Nx — концентрация атомов в энергетическом состоянии Ех.

Полагая в первом приближении равенство вероятностей ВХ=В2 = В, получим условие лазерного усиления в виде

В(АГ2-М)0вын-Л21АГ2>0.(11.5)

При малом уровне спонтанного излучения условие лазерного усиления принимает вид

N2-Nt>0.(11.6)

В равновесном состоянии распределение атомов по различным энергетическим состояниям подчиняется статистике Максвелла—Больцмана

N2 = Ntexp-™ ь^"(11.7)

При этом ЛГ2 - АГ] < 0, и лазерное усиление невозможно. Для того чтобы выполнялось условие (11.6), необходимо осуществить предварительное внешнее воздействие (накачку), приводящее к увеличению N2.

Для количественной оценки лазерного усиления вводят понятие населенности уровня энергии, под которым понимают число атомов в единице объема, имеющих одинаковое энергетическое состояние. В состоянии термодинамического равно-

весия населенность верхнего уровня меньше, чем нижнего (N2 < М). Для того что* бы получить усиление, необходимо выполнить условие N2 > Nv Такое состояние называют состоянием с инверсией населенностей уровней. Формально это состояние возможно при отрицательной температуре (Г < 0). Среда, в которой осуществлена инверсия населенностей, называется активной средой.

Таким образом, для усиления вынужденного излучения необходимо, во-первых, осуществить инверсию населенностей и, во-вторых, подавить спонтанное излучение. Наименьший уровень энергии накачки, при котором выполняется условие инверсии, называется порогом инверсии.

Принцип лазерного усиления в рубиновом стержне схематически показан на рис. 11.2. Возбужденный внешним воздействием атом излучает фотон, который, достигнув другого возбужденного атома, вызывает появление нового фотона. Затем два фотона превращаются в четыре и т. д. В результате вдоль оси стержня возникает лавина фотонов, в которой все фотоны «шагают в ногу» с одинаковой частотой и фазой. Лавина катится вдоль стержня, становясь все мощнее за счет новых фотонов, захваченных по пути, и, достигнув торца стержня, излучается в виде очень тонкого светового луча с расходимостью около 0,003°.

Рис. 11.2

Генерация излучения

Чтобы рассмотренный лазерный усилитель превратить в лазер — генератор излучения, необходимо ввести положительную обратную связь (ПОС). Параметры звена обратной связи выбираются так, чтобы энергия излучения, которая передается с выхода лазерного усилителя на его вход, была достаточной для компенсации потерь в замкнутой цепи обратной связи. В лазере в качестве звена ПОС используют оптические резонаторы, которые в простейшем случае состоят из двух зеркал, расположенных на торцах стержня (рис. 11.3). Для вывода излучения одно из зеркал делают полупрозрачным. Фотоны, направление движения которых образует малые углы с осью стержня, после многократных отражений от зеркал приобретают энергию достаточную для того, чтобы через полупрозрачное зеркало покинуть стержень в виде узкого луча. Фотоны, направление движения которых не совпадает с осью стержня, выходят из него через боковые поверхности.

Излучение лазеров имеет ряд замечательных особенностей. Во-первых, энергия излучается в виде узкого пучка, который легко фокусируется на площадку размером Хлаз (Хлаз ^- длина волны лазерного излучения). Например, если лазер излучает импульс энергии 1 Дж в течение 1 мс с длиной волны порядка 0,7 мкм, то есть имеет мощность около 1 кВт, то интенсивность сфокусированного лазерного пуч-

ка достигает значения порядка 10й Вт/см2. Практически достижимая интенсивность сфокусированного лазерного пучка может достигать 1020 Вт/см2. Огромная мощность лазерного излучения приводит к тому, что материалы, освещенные лазером, могут нагреваться. Благодаря этому лазеры нашли применение в промышленности, науке и технике. Лучом лазера можно выполнять точную обработку деталей, прожигать в материале отверстия с точностью до долей микрометра, осуществлять точечную сварку, испарять часть поверхностного слоя или часть пленки, что широко используется в микроэлектронике. Те же свойства лазерного луча нашли применение в хирургии. Мощные лазеры используются для бурения нефтяных скважин и в военной технике. Концентрация энергии современных лазеров достаточна для того, чтобы на расстоянии сотен километров прожигать броню танков, корпуса ракет, фюзеляжи самолетов.

Рис. 11.3

Второй особенностью лазерного излучения является высокая монохроматичность, то есть практически лазер излучает одну-единственную частоту и соответствующую ей одну-единственную длину волны. Это объясняется тем, что у всех фотонов в лазерном пучке одинаковая энергия. Поэтому лазер можно использовать в качестве стандарта частоты, отклонение которой от номинала не превышает ±10~3 Гц. Монохроматичность и когерентность лазерных излучений сделали их незаменимым средством для точного измерения времени и частот, а высокая концентрированность и направленность лазерного луча обеспечивают возможность измерения расстояний, перемещений и размеров.

Исключительно важной областью применения лазерного излучения является связь. На земле связь осуществляется по световодам, которые представляют собой кабели из специального стекла или прозрачной пластмассы. Эти вещества обладают высокой прозрачностью и вызывают очень малое затухание лазерного луча. Кроме устройств связи лазерное излучение используют в локаторах, имеющих более высокую точность, нежели радиолокаторы, и для осуществления связи с космическими объектами.

На применении лазерного излучения основана голография — область науки и техники, занимающаяся получением объемных изображений, а также оптической обработкой и хранением информации. Лазерные методы используются также для высококачественной звукозаписи и видеозаписи. Ведется разработка систем голографического телевидения.

Основные разновидности лазеров

Существует множество лазеров разного типа, различающихся активной средой и способом накачки. В качестве активной среды применяют твердые, жидкие и газообразные вещества, а из многих способов накачки чаще всего используется оптическая накачка, а также накачка электрическим разрядом в самой активной среде. Накачка может быть непрерывной и импульсной. Рассмотрим основные типы лазеров.

Твердотельные лазеры

Твердотельными называют лазеры, в которых активной средой являются кристаллические или аморфные диэлектрики (стекла), легированные ионами хрома или редкоземельных элементов. В первом твердотельном лазере (1960 г.) использовался кристалл рубина.

Рубин — это твердое кристаллическое вещество. Основой его является корунд — диэлектрический кристалл оксида алюминия ( А12О3). Рубином он становится тогда, когда небольшую часть атомов алюминия в этом кристалле заменяют ионы хрома. С введением ионов хрома кристалл принимает характерный для рубина красный цвет. Энергетическая диаграмма, характеризующая структуру разрешенных уровней хрома, показана на рис. 11.4. Она содержит основной энергетический уровень Ех, два узких уровня Е^ и £2б и две сравнительно широких полосы энергий Е3 и Е4, которые представляют собой совокупность большого числа близко расположенных разрешенных уровней.

Если атом хрома возбудить, то он сначала перейдет из основного состояния в полосу Е3 или Е4, а спустя очень короткое время (10"8 с) — на уровень Е2а или Е^. При переходе на уровни Е2 атом хрома не излучает. Его энергия тратится на возбуждение колебаний кристаллической решетки рубина. Возможность возвращения атома с полос Е3 и Е4 снова на уровень Ех хотя и существует, но скорость этого

процесса пренебрежимо мала по сравнению со скоростью перехода на уровни Е2. На уровнях Е2 атом находится около 10-3 с. Такое длительное время (по сравнению с 10~8 с) позволяет накапливать атомы хрома на уровнях Е2. Если достаточно быстро переводить атомы хрома с уровня Ех в полосы Е3 и Еъ то на уровнях Е2 можно накопить более половины атомов хрома. В этом случае уровни Ег окажутся более заселенными, чем уровень Ех, то есть возникнет инверсия населенностей.

Накачка -,—Накачка -,—0,56 мкм0,56 мкмГенерация 0,69 мкмГенерация 0,69 мкм

Накачка -,—

Накачка -,—

0,56 мкм

0,56 мкм

Генерация 0,69 мкм

Генерация 0,69 мкм

Рис. 11.4

Для перевода атомов хрома с уровня Ех на уровни Е3 и Е4 (накачка) используют мощные лампы-вспышки. Перевести атомы хрома непосредственно с уровня Ех на уровни Е2 нельзя. Объясняется это тем, что свет вызывает в кристалле два процесса: поглощение света невозбужденными атомами и вынужденное испускание его возбужденными атомами. Если оба процесса происходят между двумя уровнями, то они протекают с одинаковой скоростью. Поэтому максимум того, что можно получить при накачке, — уровнять населенности. Для получения инверсии населенностей необходим третий уровень как своеобразный «перевалочный пункт».

Лампа-вспышка испускает импульс света длительностью около 10-3с, близкий к белому, то есть с широким спектром частот. Для переброса ионов хрома на уровни Е3 и Е4 затрачивается только часть спектрального состава и, соответственно, энергии светового потока (около 15 %). Для перевода иона хрома с уровня Ех в полосу Е3 используется излучение с длиной волны 0,56 мкм, а переброс в полосу Е4 происходит при излучении с длиной волны около 0,41 мкм.

Наличие широких энергетических полос в спектре ионов хрома является благоприятным обстоятельством для создания лазера. Чем шире эти полосы, тем больше ионов может в них разместиться. Переход ионов хрома из широких полос на уровни Е2 позволяет концентрировать атомы хрома в небольшом энергетическом интервале, что позволяет получить высокую монохроматичность излучения при переходе атомов хрома с уровней Е2 на основной уровень Ех. При переходе с уровня Е2а на уровень Ех излучение происходит с длиной волны 0,6943 мкм, при пере-

ходе с уровня £% — с длиной волны 0,6929 мкм. Наиболее благоприятны условия для генерации света с длиной волны 0,6943 мкм.

Устройство рубинового лазера иллюстрирует рис. 11.5. В стеклянной трубке расположен рубиновый стержень, на торцах которого имеются отражающие зеркала. Стержень возбуждается импульсной лампой и охлаждается проточной водой или жидким азотом.

Рис. 11.5

Кроме рубина в твердотельных лазерах применяют стекла, актированные неодимом. Благодаря хорошей технологичности и низкой стоимости стеклянных лазерных стержней, а также возможности изготовления длинных стержней лазеры на стекле обладают преимуществом по сравнению с рубиновыми лазерами. Однако стекло имеет значительно меньшую, чем рубин, теплопроводность, что вызывает необходимость применения более эффективных систем охлаждения. Длина волны излучения стеклянного лазера составляет 1,06 мкм.

В оптических системах связи находит применение лазер на иттрий-алюминиевом гранате (сокращенно YAG), легированный активными ионами неодима. Иттрийалюминиевый гранат с примесью неодима (сокращенно YAG-Nd) является.уни- кальным материалом, обладающим хорошей теплопроводностью, большой твердостью и удовлетворительными оптическими свойствами. Такой лазер излучает колебания с длиной волны 1,064 мкм. Конструкция YAG-Nd-лазера очень компактна. Лазер содержит стержень длиной 5 мм и толщиной 0,5 мм, который накачивается с торца GaAlAs-светодиодом. Более компактную конструкцию имеет YAG-лазер, легированный неодим-пентафосфатом NdP3O14. Накачка такого лазера осуществляется светодиодом с длиной волны 0,5 мкм. Этот лазер имеет очень низкий порог накачки (примерно 1 мВт), что позволяет назвать его микролазером.

Газовые лазеры

Газовыми лазерами называют оптические квантовые генераторы, в которых активной средой является газ, смесь нескольких газов или смесь газа с парами металла. В зависимости от того, состояние каких частиц используется для получения инверсии населенностей, различают атомные, ионные и молекулярные лазеры.

Газовые лазеры являются наиболее распространенным типом лазеров. Они излучают на волнах от ультрафиолетового до инфракрасного диапазона (0,15- 699,5 мкм) и обладают самой высокой степенью когерентности по сравнению со всеми остальными источниками света. Газовая среда имеет хорошую оптическую однородность, поэтому позволяет получить наименьший угол расхождения пучка (около 1°).

Гелий-неоновый атомный лазер

Активной средой гелий-неонового атомного лазера является смесь двух газов — гелия (Не) и неона (Ne), а лазерными уровнями — энергетические уровни возбужденных атомов неона. Для создания инверсии населенностей используют электрическую накачку путем создания тлеющего разряда в газоразрядной трубке. Схема лазера с возбуждением постоянным током показана на рис. 11.6. Диаграмма энергетических уровней гелия и неона приведена на рис. 11.7. Основные состояния атомов обозначены римской цифрой I.

НепрозрачноеПолупрозрачное

В соответствии с распределением Больцмана при Д£ » кТ (оптический диапазон) уровни возбуждения атомов гелия и неона свободны. При разряде вследствие неупругих соударений со свободными электронами происходит возбуждение атомов гелия, которые могут переходить на метастабильные уровни II и III. Энергия

возбужденных атомов гелия передается далее атомам неона. Энергетические уровни гелия II и III очень близки к уровням 2s и 3s неона. Поэтому при неупругих соударениях возбужденных аТомов гелия с невозбужденными атомами неона происходит эффективная передача избыточной энергии аТомОв гелия атомам неона. Атомы неона переходят в возбужденное состояние 2s или 3s, а атомы гелия — в основное состояние I.

Кроме того, атомы неона переходят на уровни 2s или 3s вследствие соударений с быстрыми электронами. Так образуются два «канала», по которым заселяются верхние уровни атомов неона, в то время как нижние уровни атомов неона заселяются только при соударении невозбужденных атомов с электронами. Подбирая соотношение концентраций атомов гелия и неона и значение тока разряда, можно добиться преобладания скорости заселения верхних уровней неона над скоростью заселения нижних уровней, то есть добиться инверсии населенностей уровней.

Атомы гелия являются посредниками при передаче энергии от быстрых электронов к атомам неона. Поэтому гелий можно назвать вспомогательным, а неон — основным, или рабочим, газом. Обычно диапазон отношения концентрации гелия и неона составляет от 5 до 15. Эффективность передачи энергии оказывается высокой также потому, что время жизни гелия на уровнях II и III продолжительное (10“3 с). Эти уровни являются метастабильными: для них запрещены переходы в основное состояние.

Рабочий переход 3s —> Зр соответствует длине волны излучения 3,39 мкм. Это наиболее эффективный переход, усиление на нем достигает 20 дБ/м. Вынужденное излучение осуществляется на переходе 2s -> 2р с длиной волны 1,1525 мкм, а на 3s —> 2р — с длиной волны 0,6328 мкм. Так как инверсия для всех трех переходов достигается примерно в одинаковых условиях разряда, то для выделения излучения одной длины волны нужно применять специальные меры, например вводить в резонатор селективный поглотитель.

Частицы уровня 2р возвращаются на основной уровень в два этапа. Сначала происходит спонтанный переход 2р —> 1s, а затем с метастабильного уровня 1s частицы удаляются из-за диффузии на стенки газоразрядной трубки, которым они отдают избыток своей энергии. Чтобы облегчить диффузию, надо уменьшить диаметр газоразрядной трубки. Обычно диаметр трубки не превышает 10 мм.

Выходная мощность лазера зависит от тока разряда, общего давления в газовой смеси, соотношения парциальных давлений гелия и неона, диаметра разрядной трубки. При малом токе (но больше пускового) мощность генерации возрастает с ростом тока, так как увеличивается количество электронов в плазме газового разряда. При этом убыстряются процессы заселения верхних энергетических уровней гелия и неона, что приводит к увеличению разности населенностей рабочих уровней. Однако после достижения определенной концентрации электронов в плазме существенную роль начинает играть процесс ступенчатого возбуждения нижних рабочих уровней неона 2р и Зр с метастабильных уровней 1s. Это приводит к снижению инверсии населенности рабочих уровней и, следовательно, к уменьшению мощности генерации.

С ростом общего давления увеличиваются концентрации атомов гелия и неона, растут населенность возбужденных уровней и выходная мощность. Однако при высоком давлении, когда концентрация частиц в разряде становится большой, уменьшается длина свободного пробега электрона и соответственно уменьшается энергия, приобретаемая электроном на этом пути в электрическом поле, что приводит к уменьшению энергии, передаваемой атомам гелия, и к снижению мощности излучения. Оптимальное давление составляет примерно 100 Па.

Ионный лазер

В ионных лазерах применяют ионы инертных газов, а также ионизированные пары различных химических элементов. В этих лазерах используются энергетические переходы между уровнями возбужденных ионов. Для получения большой мощности необходима высокая концентрация ионов в разряде. Поэтому применяется дуговой разряд с высокой плотностью тока.

Наиболее распространенным из ионных лазеров является аргоновый лазер, работающий на квантовых переходах между возбужденными состояниями иона Аг2+ в видимой части спектра (Л = 0,45-0,51 мкм). Для повышения плотности разряда в ионных лазерах применяют продольное магнитное поле, которое удерживает заряженные частицы вблизи оси трубки. Мощность излучения ионных лазеров выше, чем лазеров, работающих на атомных переходах. В непрерывном режиме выходная мощность составляет десятки ватт, а в импульсном — десятки киловатт. Однако КПД ионных лазеров очень низкий (0,01-0,3 %).

Молекулярный лазер

Недостатком атомных и ионных лазеров является их низкий КПД. Это объясняется, в частности, тем, что для перевода одного атома рабочего газа на верхний энергетический уровень необходима энергия около 20 эВ, а в получаемом при генерации излучении энергия кванта составляет около 2 эВ. То есть эффективность преобразования энергии электрона, возбудившего атом рабочего или буферного газа, составляет всего 0,1. Кроме того, лишь небольшая доля электронов, участвующих в газовом разряде, расходует свою энергию на создание инверсии. В молекулярных лазерах соотношение между энергией излученного кванта и энергией возбуждения существенно выше (порядка 0,5).

Наиболее распространенным молекулярным лазером является лазер на смеси углекислого газа СО2 с азотом N2, в которую добавлен гелий. Упрощенная схема энергетических уровней углекислого газа и азота приведена на рис. 11.8. В газоразрядной плазме при неупругих столкновениях с электронами возбуждаются молекулы СО2, при этом происходит заселение уровней Г и 4. Кроме того, происходит передача энергии от молекул азота к молекулам СО2. Это также приводит к возбуждению уровня 4. Эффективность возбуждения велика, так как уровень Г расположен по энергии близко к уровню 4. Эти уровни имеют продолжительное время жизни. Излучательными переходами являются переходы 4 —> 3 и 4 —> 2, создающие вынужденное излучение на длинах волн 10,6 и 9,6 мкм. Наиболее интенсивным является переход с длиной волны 10,6 Мкм, при этом генерация на других переходах специально подавляется.

Газодинамический лазер

В 1966 году В. К. Конюховым и А. М. Прохоровым был предложен, а в 1970 году создан инфракрасный лазер на углекислом газе в смеси с азотом с охлаждением в сверхзвуковом сопле, получивший название газодинамического лазера. Инверсия населенностей уровней в газодинамическом лазере происходит при быстром (сверхзвуковом) расширении предварительно нагретой газовой смеси.

Схема газодинамического лазера приведена на рис. 11.9. При сжигании топлива в камере сгорания получается углекислый газ, который здесь же смешивается в определенной пропорции с азотом и водяным паром, образуя высокотемпературную плазму. Газовая смесь под давлением 1700 Па со сверхзвуковой скоростью проходит через сопло и за ним расширяется и охлаждается. Вследствие относительно большого времени жизни верхнего уровня молекулы СО2 и малого времени прохождения газа через сопло населенность возбужденного при нагреве газа верхнего уровня сохраняется за время движения молекул от камеры сгорания до оптического резонатора. Значительно меньшее время жизни частицы на нижнем уровне приводит к тому, что населенность нижнего уровня оказывается много меньше населенности верхнего уровня уже на расстоянии нескольких сантиметров от сопла. Таким способом создается инверсия населенностей уровней, и газ поступает в резонатор, состоящий из двух зеркал, параллельных потоку.

Рис. 11.9

Полупроводниковые лазеры

Для того чтобы заставить полупроводник усиливать падающий на него свет, необходимо, как и в любом другом лазере, создать в нем инверсию населенностей, с тем чтобы концентрация электронов в области, примыкающей ко дну зоны проводимости, была выше концентрации электронов в области, примыкающей к потолку валентной зоны. На рис. 11.10 показана энергетическая диаграмма идеального состояния полупроводника, когда узкая полоса разрешенных энергетических уровней вблизи дна зоны проводимости заполнена электронами, а узкая полоса энергетических уровней у потолка валентной зоны не содержит электронов, то есть заполнена дырками. Если в такой идеальный полупроводник попадают фотоны с энергией Нм, большей ширины запрещенной зоны ДЕ3_0, но меньшей ДЕ3, то возникают вынужденные переходы электронов из зоны проводимости в валентную зону с испусканием новых фотонов, точно совпадающих по своим свойствам с первичными фотонами. Если полупроводник поместить между отражающими зеркалами, заставляющими родившиеся фотоны снова и снова проходить через кристалл, создавая каждый раз новые лавины фотонов, то можно осуществить генерацию монохроматического света.

В полупроводниках возможны следующие методы получения инверсии населенностей: инжекция носителей заряда через /?-п-переход (инжекционные лазеры), электронная накачка и оптическая накачка. Наибольшее распространение получил метод инжекции носителей заряда.

- Инжекционный лазер .

В инжекционных лазерах используется р-п-переход, образованный вырожденными полупроводниками с разным типом электропроводности. Если к такому р-п-переходу приложить прямое напряжение, то уровни Ферми EFn и EFp разойдутся на величину приложенного напряжения (рис. 11.11). При этом в некоторой области перехода с шириной б одновременно будет велико число электронов в полосе ДЕС и дырок (свободных уровней) в энергетической полосе AEV, то есть распределение носителей заряда оказывается подобным распределению, показанному на рис. 11.10, что свидетельствует об инверсии населенностей. В этой области происходит наиболее интенсивная рекомбинация электронов и дырок, сопровож-

дающаяся спонтанным излучением с энергией, большей ширины запрещенной зоны. Чем больше внешнее напряжение, тем больше концентрация электронов и дырок в области 5, тем сильнее выражена инверсия населенностей. При некотором пороговом напряжении (пороговом токе), когда вынужденное излучение, вызванное спонтанным излучением, достаточно для компенсации потерь света в материале полупроводника и в отражающих поверхностях, наступает генерация. Таким образом, р-п-переход при малых токах является источником спонтанного излучения, что имеет место в светоизлучающих диодах, а при токах больше порогового — источником когерентного излучения, что имеет место в лазерах.

Рис. 11.11

Первые инжекционные лазеры были созданы на арсениде галлия. Типичный лазер изготовляется в форме прямоугольного параллелепипеда с длинами сторон от долей миллиметра до одного миллиметра (рис. 11.12). Две грани полупроводника перпендикулярны плоскости ^-«-перехода и образуют после шлифовки зеркала резонатора. Две другие грани наклонены к плоскостир-п-перехода, чтобы не создать в этом направлении условий для самовозбуждения. Излучение выходит из узкой области р-«-перехода перпендикулярно параллельным граням полупроводника. .

Пороговый ток лазера в значительной степени зависит от температуры и концентрации примесей. Понижение температуры облегчает вырождение полупроводников и, следовательно, уменьшает пороговый ток. Лазеры на арсениде галлия работают при температуре жидкого гелия 4,2 К или жидкого азота 77 К. В настоящее время разработаны инжекционные лазеры, работающие в импульсном режиме

при комнатной температуре. Если при температуре жидкого гелия пороговый ток составляет 100 А/см2, то при комнатной температуре он достигает 105 А/см2.

Инжекционные лазёры, обладая рядом недостатков (большая расходимость луча, широкая линия излучения), имеют ряд важных преимуществ перед другими лазерами. Они обладают высоким КПД, малыми размерами, простотой конструкции, большой мощностью, снимаемой с 1 см2 излучающей поверхности, возможностью работы в импульсном режиме при комнатной температуре. Преимущества полупроводниковых лазеров заключаются также в простоте модуляции излучения, осуществляемой изменением тока накачки. Все эти достоинства открывают широкие возможности практического применения таких лазеров.

Гетеролазер

Энергетические диаграммы гетеропереходов (см. главу 1) характеризуются различными потенциальными барьерами для встречных потоков электронов и дырок, что вызывает одностороннюю инжекцию носителей заряда из широкозонного эмиттера в узкозонную базу. При этом концентрация инжектированных в базу носителей заряда может на несколько порядков превышать свое равновесное значение в эмиттерной области.

Лазеры на основе гетеропереходов (гетеролазеры) были предложены Ж. И. Алферовым. В гетеролазере нет необходимости легировать полупроводник до вырождения, так как условие инверсии населенностей энергетических уровней выполняется за счет разницы в ширине запрещенных зон. Структура гетеролазера представлена на рис. 11.13. Она состоит из области GaAs и-типа, узкой области GaAs /лтипа и области тройного соединения AlGaAs /лтипа. Активной является средняя область, в которой создается инверсия населенностей. На границе средней и правой областей образуется потенциальный барьер, который ограничивает длину свободного пробега электронов, инжектированных из левой области, и тем самым повышает эффективность образования вынужденного излучения. Кроме того, из-за различия в коэффициентах преломления в средней и правой областях на их границе наблюдается внутреннее отражение света (волноводный эффект), что уменьшает поглощение света в правой неактивной области.

Рис. 11.13

В нашей стране были разработаны также гетеролазеры с полным внутренним отражением света с обеих сторон от активного слоя, названные лазерами с двойной гетероструктурой, или ДГС-лазерами. В этих лазерах удалось существенно

снизить плотность порогового тока и получить большой КПД, что позволило при комнатной температуре осуществить режим непрерывного излучения, который ранее был возможен только при температуре жидкого азота. В ДГС-лазерах на основе соединений GaAs—GaAlAs при комнатной температуре плотность порогового тока составляет менее 1 кА/см2.

Отличительными особенностями гетеролазеров являются высокий КПД, удобство возбуждения, малые габариты. Путем изменения концентрации примесного алюминия от 0 до 30 % в Al^Gaj^As можно изготовлять лазеры с различной длиной волны излучения в пределах от 0,68 до 0,9 мкм.

За разработку полупроводниковых приборов на основе гетеропереходов Ж. И. Алферов в 2001 году был удостоен Нобелевской премии.