Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
THE INFRARED HANDBOOK revised edition
Editors
William L. Wolfe
Professor of Optical Sciences, University of Arizona.
Consultant, Infrared Information Analysis (IRIA) Center, Environmental Research Institute of Michigan.
George J. Zissis
Director Emeritus, Infrared Information Analysis (IRIA) Center, Environmental Research Institute of Michigan.
Prepared by
The Infrared Information Analysis (IRIA) Center, Environmental Research Institute of Michigan
for the
Office of Naval Research, Department of the Navy, Washington, DC
—- -—- -
—- -
—- -
СПРАВОЧНИК
по инфракрасной технике
Ред. У. Волф, Г. Цисис
В 4-х томах
Том
Е!
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИНФРАКРАСНЫХ СИСТЕМ
Перевод с английского под редакцией
Н. В. Васильченко, В. А. Есакова, М. М. Мирошникова
Москва «Мир» 1999
УДК 621.384.3
ББК 22.342
С74
wOHЭAЧXAqф^
Г*
Авторы: Л. Биберман, У. Волф, Г. Гереон, Дж. Джемисон, К. Кук, Э. Ла Рокка, Дж. Ливизе, Л. Лоре, К. Мюллер, Э. Рабин, А. Рю, Дж. Сенье, Г. Цисис
Переводчики: Брагин В. Н. (гл. 18), Грамматчиков С. В. (гл. 19, 22), Кин С. Г. (гл. 19, 20), Киселева Н. Л. (гл. 21, 23, 24)
С74 Справочник по инфракрасной технике./Ред. У. Волф, Г. Цисис. В 4-х тт. Т. 4. Проектирование инфракрасных систем: Пер. с англ.-М.:- Мир, 1999.-472 с., ил.
ISBN 5-03-002927-3
Фундаментальный справочник по ИК-техникс, составленный по заказу правительства США и охватывающий на современном уровне широкий круг вопросов физики и техники ИК-излучения.
В т. 4 содержится обширная информация по ИК-системам поиска, обнаружения н слежения, тепловидению, радиометрии, системам оптической локации, дально- мегрии и связи.
Для научных работников, инженеров и исследователей, разрабатывающих и применяющих приборы и системы ИК-техники.
ББК 22.342
РС^И
Издание осуществлено при поддержке Российского фонда фундаментальныхисследований по проекту № 99-02-30040
ISBN 5-O3-OO2927-3 (русск.)ISBN 5-03-002923-0ISBN 0-9603590-1-Х (англ.)ISBN 5-O3-OO2927-3 (русск.)ISBN 5-03-002923-0ISBN 0-9603590-1-Х (англ.)Редакция литературы по информатике и новой технике
ISBN 5-O3-OO2927-3 (русск.)
ISBN 5-03-002923-0
ISBN 0-9603590-1-Х (англ.)
ISBN 5-O3-OO2927-3 (русск.)
ISBN 5-03-002923-0
ISBN 0-9603590-1-Х (англ.)
© ERIM, 1993
© перевод на русский язык, оформление, «Мир», 1999
Дисплеи
Л. Биберман 1)
ВВЕДЕНИЕ
Выбор основных рабочих характеристик дисплеев 2\ являющихся видеотерминалами приемных устройств, в принципе не отличается от соответствующего выбора для приемников излучения, усилителей или устройств обработки данных. Разработчик должен установить требования к выходу всей системы в целом и гарантировать достаточные усиление и ширину полосы пропускания, чтобы дисплей мог обеспечить отображение данных во всем рабочем диапазоне системы. Разработчик должен быть уверен, что неизбежное внесение шума в подсистему не понизит качество системы до уровня ниже конструктивных требований. И наконец, важная критическая проблема-стыковка приемной системы с наблюдателем-должна быть отработана с большей, чем обычно, тщательностью, так как этот последний интерфейс может ухудшить - и часто действительно ухудшает- качество реальной системы гораздо сильнее, чем неудачные конструктивные решения по большинству других частей системы. Коль скоро разработчиком учтены эти первоочередные соображения, он может перейти к рассмотрению и выбору устройств, удовлетворяющих всем параметрам, которые диктуются требованиями к системе в целом. При этом значительное внимание должно быть уделено специальным проблемам, вызванным введением в систему человека, играющего важную роль в процессе обработки данных.
В этой главе дается обзор факторов, регулирующих ввод информации через интерфейс дисплей-наблюдатель (разд. 18.2), и рассматриваются технологии производства дисплеев (разд. 18.3). В разд. 18.4 и 18.5 обсуждаются вопросы измерения параметров, калибровки и выбора дисплеев.
Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначения, наименования и единицы измерения величин, использованные в этой главе, приведены в табл. 18.1.
n Lucien М. Biberman, Institute For Defense Analyses.
21 В соответствии с принятой в русской литературе терминологией здесь термины «дисплеи» и «индикаторные устройства» применяются как равнозначные (дисплей-запись на русском транскрипции английского термина).- Прим. ред.
Таблица 18.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначение
НаименованиеЕдиница
измерения
А а
В
Dv Юн
Суммарная площадь дисплеям2
Площадь изображения на дисплеем2
Яркостьфут-Лб
Отношение расстояния от наблюдателя до дисплея — к высоте крепления дисплея
SNR0 SNRor
Отношение сигнал-шум на дисплее—
Пороговое отношение сигнал-шум в изображении на — дисплее (для 50%-ной вероятности обнаружения)
SNR,
Воспринимаемое отношение сигнал-шум в изображе- — НИИ
SNRV te a
Отношение сигнал-шум в видеосигнале—
Постоянная времени глазас
Отношение ширины к высоте-формат ТВ-изображе- — ния на дисплее
А/
Дх, Дз’ E,
Ширина полосы видеочастотГц
Размеры прямоугольного изображениям
Освещенностьфут • кд
Световые величины выражены в британских единицах: яркость-в фут-ламбертах (фут-Лб), освещенность в фут-канделах (фут-кд). 1 фут-ламберт = 3,426 кд/м2. I фут-кандела = 10,76 лк. Следует иметь в виду, что фут-ламберт как единица яркости применима только для поверхностей, излучение которых (собственное или отраженное) подчиняется закону Ламберта и количественно соответствует яркости идеально белой равномерно-диффузно отражающей поверхности при освещенности 1 фут-кандела.-- Прим. ред.
ТРЕБОВАНИЯ К ХАРАКТЕРИСТИКАМ ДИСПЛЕЯ
Общие требования
Требования к характеристикам дисплея определяются прежде всего характеристиками человека-оператора и задачами визуального наблюдения, для которых предназначен дисплей.
Окружающая обстановка серьезно влияет на способность наблюдателя выполнять даже простые задания. Это понятно каждому, кто сталкивался с потерей информации в сообщении, содержащемся на микрофише, в процессе проецирования ее на читательский аппарат. Несмотря на эти потери, наблюдатель может понять содержание сообщения на микрофише, используя такой проектор или читательский аппарат, хотя микрофиша содержит более четкий сигнал и меньше шума, чем ее плохая проекция на зернистом экране. Однако размер микрофиши плохо согласуется с возможностями глаза. Эта ситуация аналогична случаям неудачного отображения информации на дисплее во многих оптико-электронных системах. Хотя сигнал в системе может быть хорош, он в конечном представлении на дисплее может оказаться почти никуда не годным из-за формы его представления, а не из-за содержания. Причина, по которой превосходные дисплеи оказываются
почти неприемлемыми в системе, часто заключается в их слишком малых или слишком больших размерах. В последнем случае требуется слишком много времени для визуального осмотра дисплея. Компромиссы в выборе размера дисплея являются очень важными, поскольку размер дисплея может сильно влиять на пригодность приемных систем, хороших во всех других отношениях.
Дисплей и наблюдатель [1]
Было проведено полное исследование порога разрешения глаза, т. е. остроты зрения. Острота зрения определялась по различным критериям, таким, как порог обнаружения, порог различения, различение штрихов на нониусе и т. п. Порог различения для определения остроты зрения важен в случае распознавания формы изображения, когда оператор должен разглядеть близко расположенные друг к другу элементы изображения. Порог различения, как известно, меняется в зависимости от уровня адаптации глаза, яркости изображения, контраста, времени наблюдения, движения изображения, вибрации, спектральных характеристик, углового положения рассматриваемой цели относительно линии зрения (направления взгляда) и т. д. Острота зрения обычно определяется по тест-объектам периодической структуры с резкими краями чередующихся штрихов и промежутков, хотя некоторые исследования проводились по тест-объектам с синусоидальным распределением яркости.
Распознавание изображенного элемента отличается от измерений остроты зрения, в которых требуется обнаружить прерывистую структуру, характеризующуюся диффузными краями и неравномерным распределением яркости. Опубликованные данные об остроте зрения представляют статистически определенные характерные уровни (обычно для 50%-ной вероятности обнаружения). Таким образом, они дают информацию скорее в вероятностном, а не в детерминистическом смысле. Поэтому в некоторых специфичных примерах характеристика зрения может сильно отличаться в обе стороны от оценок, основанных на опубликованных данных. Обычно данные об остроте зрения, полученные в стандартных условиях, необходимо скорректировать на базе факторов, учитывающих особенности картины на экране дисплея, чтобы получить реальную оценку возможностей оператора выполнять свои задачи в рабочих условиях. Стандартные данные без коррекции могут быть использованы, чтобы установить средний ожидаемый предел характеристики в идеальных условиях.
Кривая зависимости минимального порогового контраста (глубины модуляции) от остроты зрения оператора построена на рис, 18.1. Эти данные получены для тест-объекта с синусоидальным распределением яркости при средней яркости 100 фут Лб, или 342,6 кд/м2, наблюдаемого с расстояния 25 дюймов (63,5 см). Кривая построена без учета таких факторов, как движение изображения, время наблюдения, длина
Рис. 18.1. Пороговая глубина модуляции для зрительного аппарата оператора. Яркость дисплея 100 фут Лб, дистанция наблюдения 25 дюймов (63 см) [2].Кривая устанавливает нижний пределРис. 18.1. Пороговая глубина модуляции для зрительного аппарата оператора. Яркость дисплея 100 фут Лб, дистанция наблюдения 25 дюймов (63 см) [2].Кривая устанавливает нижний предела ».у »12Х 'ГЛ
Рис. 18.1. Пороговая глубина модуляции для зрительного аппарата оператора. Яркость дисплея 100 фут Лб, дистанция наблюдения 25 дюймов (63 см) [2].
Кривая устанавливает нижний предел
Рис. 18.1. Пороговая глубина модуляции для зрительного аппарата оператора. Яркость дисплея 100 фут Лб, дистанция наблюдения 25 дюймов (63 см) [2].
Кривая устанавливает нижний предел
волны и влияние вибрации.
контраста, который можно использовать в системе. Чтобы быть визуально различимой, изображенная деталь должна превосходить по контрасту (глубине модуляции) порог на рис. 18.1. Максимальное разрешение, которое можно использовать в системе с дисплеем на выходе, при номинальной дистанции, с которой рассматривается экран дисплея, определяется точкой пересечения МПФ (модуляционной передаточной функции) системы с кривой «пороговый контраст-острота зрения».
Яркость, контраст и шкала уровней серого
Контраст на экране дисплея должен быть достаточно высоким, чтобы обеспечить ясно видимое изображение даже при столь значительном уровне окружающей освещенности, как 104 фут-кд (105 лк). С точки зрения разработчика дисплеев наиболее жестким условием освещения является попадание на дисплей, например на люминофор экрана электронно-лучевой трубки (ЭЛТ), прямого солнечного света. В этом случае для обеспечения ясной видимости изображения нужно иметь яркость, во много раз большую, чем яркость постороннего света, отраженного от люминофора.
На рис. 18.2 показана зависимость коэффициента контрастности дисплея от окружающего фонового освещения и яркости наиболее ярких участков экрана ЭЛТ. Зависимости построены для случая расположения перед дисплеем 10%-ного нейтрального фильтра (что считается близким к оптимуму) и в предположении, что коэффициент отражения люминофора экрана составляет 70%.
Требуемый для глаза уровень контрастности при условии различения заданного числа градаций серого, когда наблюдатель просматривает взглядом экран дисплея, показан на рис. 18.3. Число различаемых при заданном коэффициенте контрастности градаций сильно зависит как от размера изображения, так и от яркости. Даны кривые для трех различ-
Окружающая освещенность, фут- кдОкружающая освещенность, фут- кдРис. 18.2. Зависимость контраста от окружающей освещенности и яркости дисплея.
Окружающая освещенность, фут- кд
Окружающая освещенность, фут- кд
Цифры на кривых яркость наиболее светлых участков изображения в фут-ламбертах. Коэффициент отражения люминофора 70%. Нейтральный фильтр 10% ()].
ных угловых размеров объекта: 3, 8 и 60 минут. Эти кривые основаны на данных Блэкуэлла и построены с учетом «полевого» фактора, позволяющего перевести лабораторные пороговые данные в форму, более соответствующую применению дисплея в условиях реальной работы.
Используя кривые на рис. 18.2 и 18.3, можно рассчитать уровень яркости, требуемой для различения заданного числа последовательных градаций серого в различных условиях. Максимальная яркость, которую можно получить в индикаторных системах (дисплеях) высокого разрешения, обычно составляет от 500 до 2000 фут -Лб. Если яркость фона от окружающей засветки составляет 2000 фут • Лб, а яркость наиболее светлых участков на экране ЭЛТ равна 500 фут • Лб, то коэффициент контрастности при 10%-ном нейтральном фильтре перед ЭЛТ составит
Рис. 18.3. Контраст в зависимости от числа градаций серой шкалы.
Число ГРАЦАции СЕРО» ШКАЛЫЧисло ГРАЦАции СЕРО» ШКАЛЫШтриховые линии - яркость дисплея и окружающая яркость сильно отличаются друг от друга (соотношение 50:1), сплошные - яркость дисплея и окружающая яркость одинаковы. Дистанция наблюдения 24 дюйма (60 см). Цифры на кривых - размер изображения в угловых минутах [I].
Число ГРАЦАции СЕРО» ШКАЛЫ
Число ГРАЦАции СЕРО» ШКАЛЫ
максимум от 4,5 до 1. Если угловой размер изображения на дисплее для глаза наблюдателя - 8 угловых минут, он сможет различить около пяти градаций серого. При тех же условиях и яркости наиболее светлых участков на дисплее 1000 фут-Лб можно различить около семи градаций серого. Чтобы облегчить распознавание объекта, желательно обеспечить различение наблюдателем по меньшей мере семи градаций11.
Окружающие условия сильно влияют на выбор параметров дисплея. Ясно, что намного труднее читать газету в автобусе, движущемся по булыжной мостовой, чем в том же автобусе, едущем по автостраде. Влияние таких относительных вибраций можно существенно уменьшить, если расположить более крупный по размеру дисплей на соответственно большей дистанции наблюдения. Та же амплитуда вибраций будет теперь малой по сравнению с размером изображения на дисплее, а угловое разрешение останется более или менее неизменным. Если уровень вибраций становится чересчур высоким или велико влияние ускорений, то существенные дополнительные физиологические эффекты приводят к дальнейшему ухудшению возможностей наблюдения. Эти явления были объектами множества различных испытаний, для их объяснения предлагались и проверялись различные модели. Наиболее информативные исследования проведены Розеллом и Уилсоном 2), которые показали в серии летных испытаний с тщательно контролируемым предъявлением изображений ряду наблюдателей, как возрастают требования к отношению сигнал-шум на дисплее (SNRO) при возрастании связанной с ускорением перегрузки, чтобы возможности наблюдения оставались на заданном уровне. Краткое изложение этих материалов приведено в следующем разделе после очерка теоретических основ.
Отношение сигнал-шум в изображении на дисплее и влияние условий полета на это отношение
Концепцию отношения сигнал-шум в изображении на дисплее нельзя считать широко известной, и в то же время эта концепция является основной, очень важной и необходимой при разработке, описании и оценке систем индикации. Наиболее полно она развита Розеллом в гл. 4, 5, 6 работы [3].
Исторический обзор. В ранних психофизических экспериментах, проводившихся Розеллом и Уилсоном, использовались изображения про-
“ НЛ/№ рис" 181-183 и в расчетной оценке приведенных примеров ^В^н“ британские единицы освещенности и яркости. Напомним, что a^Y-Прим „ере™' " ФП' = “ КД/М <=’°'76 <<ЛЮКС на белом>> или новление^бп»^™- пР°аодились ° рамках программы, направленной на уста- г^/ отношению «гнал- шум в электронно-оптических и опти- и«^Хи™ приХХ в~Т И30бРажгаи= ^ Обзор по более ранним
стых прямоугольных тест-объектов на равномерном фоне. Эти изображения формировались средствами электроники, смешивались с аддитивным белым шумом и отображались на телевизионном мониторе. Как к изображению прямоугольника, так и к изображению фона прибавлялось одинаковое количество шума. Целью экспериментов было определение вероятности обнаружения изображения на дисплее наблюдателем в зависимости от отношения сигнал-шум в изображении (SNR). Проводившиеся в течение ряда лет эксперименты давали повторяющиеся, хорошо согласующиеся между собой результаты.
Размер изображения Розелл и Уилсон выражали числом строк развертки, так что площадь изображения прямоугольника составляла
_ а
ДлДу = (490)2а—,(18.1)
А
где 490- число активных строк на экране обычной телевизионной трубки с числом строк 525; а - отношение ширины к высоте полной эффективной картины на экране ЭЛТ; а- площадь изображения; Л-полная площадь картины на экране.
Величину SNR в видеосигнале (SNRy) можно измерить непосредственно. Величина SNR в изображении хотя и связана с величиной SNR в видеосигнале, но это не одно и то же. В частном случае, когда шум белый, а изображение достаточно велико, так что МПФ приемной системы можно не учитывать, отношение сигнал-шум на дисплее SNRD
равно
SNRd =SNRd =al1/2 24/1"A Jal1/2 24/1"A JSNR и,SNR и,(18.2)(18.2)
SNRd =
SNRd =
al1/2 24/1"
A J
al1/2 24/1"
A J
SNR и,
SNR и,
(18.2)
(18.2)
где Д/-ширина полосы видеочастот, Гц; te- постоянная времени глаза; SNRK-отношение сигнал-шум в видеосигнале по результатам измерения в видеоканале. Нижний индекс D подчеркивает отличие SNRD от SNRp-отношения сигнал-шум, воспринимаемого наблюдателем. Для изображений на экране дисплея, которые достаточно ярки и по размерам не являются ни слишком большими, ни слишком малыми, величина SNRO очень близка к SNRp.
Рис. 18.4. Вероятность обнаружения в зависимости от отношения сигнал-шум [^ =/(SNRK)] при разных размерах изображения в числе строк. Частота кадров 30 Гн, отношение дистанции наблюдения к высоте дисплея DV!DU =3.5.
1.0 0.9 0.80.7 0.6 0.5 0.40.30.2 0.1о1.0 0.9 0.80.7 0.6 0.5 0.40.30.2 0.1ооо/д/о °//д/о °/оо01234SNRr01234SNRrU 4 4 4U 4 4 4Д оД ох 4 х БАх 128 * 180х 4 х БАх 128 * 180Рис. 18.5. Скорректированная зависимость вероятности обнаружения от отношения сигнал- шум на дисплее (SNRD), требуемого для прямоугольных изображений при разных размерах изображения в числе строк. Частота кадров 30 Гц, число строк 525, DV/DH = 3,5.Рис. 18.5. Скорректированная зависимость вероятности обнаружения от отношения сигнал- шум на дисплее (SNRD), требуемого для прямоугольных изображений при разных размерах изображения в числе строк. Частота кадров 30 Гц, число строк 525, DV/DH = 3,5.
1.0 0.9 0.8
0.7 0.6 0.5 0.4
0.3
0.2 0.1
о
1.0 0.9 0.8
0.7 0.6 0.5 0.4
0.3
0.2 0.1
о
о
о
/д
/о °/
/д
/о °/
о
о
01234
SNRr
01234
SNRr
U 4 4 4
U 4 4 4
Д о
Д о
х 4 х БА
х 128 * 180
х 4 х БА
х 128 * 180
Рис. 18.5. Скорректированная зависимость вероятности обнаружения от отношения сигнал- шум на дисплее (SNRD), требуемого для прямоугольных изображений при разных размерах изображения в числе строк. Частота кадров 30 Гц, число строк 525, DV/DH = 3,5.
Рис. 18.5. Скорректированная зависимость вероятности обнаружения от отношения сигнал- шум на дисплее (SNRD), требуемого для прямоугольных изображений при разных размерах изображения в числе строк. Частота кадров 30 Гц, число строк 525, DV/DH = 3,5.
На рис. 18.4 показана вероятность обнаружения в функции SNRK. Форма и величина изображения меняются от квадрата 4x4 строки до сильно вытянутого прямоугольника 4 х 180 строк. Отношение расстояния до экрана Dv к его высоте DH составляло DVIDH = 3,5. Для обнаружения маленького квадрата требовалось большое SNI^K, в то время как длинный узкий прямоугольник обнаруживался уже при очень небольших SNRK .
Используя графики рис. 18.4 и уравнения (18.1) и (18.2), можно рассчитать SNRD и построить кривую вероятности обнаружения в функции SNRd , как показано на рис. 18.5. Отметим, что четыре кривые дают теперь одну кривую. Угловые размеры прямоугольников для глаза наблюдателя составляют от 0,13 х 0,13° до 0,13 х 6,2°.
На рис. 18.6 показаны результаты экспериментов, в которых наблюдались квадраты. В пределах ошибки измерений отношение SNRO, требующееся для обнаружения квадратов размером 4 х 4 и 8 х 8 строк, одинаково. Однако для обнаружения квадрата размером 16 х 16 строк (угловой размер для глаза наблюдателя 0,5°) требуется уже небольшое увеличение отношения сигнал-шум, которое в статистическом отношении заметно. Существенное увеличение требуется для обнаружения квадратов 32 х 32 и 64 х 64 строки.
snrDsnrDдаспз!се6(5\ГГп^В зависимос™ от отношения сигнал- шум надисплее (bNR^) для квадратов различных размеров, DV(DH = 3,5 [7].даспз!се6(5\ГГп^В зависимос™ от отношения сигнал- шум надисплее (bNR^) для квадратов различных размеров, DV(DH = 3,5 [7].
snrD
snrD
даспз!се6(5\ГГп^В зависимос™ от отношения сигнал- шум на
дисплее (bNR^) для квадратов различных размеров, DV(DH = 3,5 [7].
даспз!се6(5\ГГп^В зависимос™ от отношения сигнал- шум на
дисплее (bNR^) для квадратов различных размеров, DV(DH = 3,5 [7].
Угловой РАЗМЕР ДЛЯ ГААЗАУгловой РАЗМЕР ДЛЯ ГААЗАКА6АЮДАТЕАЯ, МрАДКА6АЮДАТЕАЯ, МрАД2 А 8163264Сторона квадрата в числе строк2 А 8163264Сторона квадрата в числе строкРис. 18.7. Пороговое отношение сигнал-шум в зависимости от размера квадратного изображения при DV/DH = 3.5 [7].
Угловой РАЗМЕР ДЛЯ ГААЗА
Угловой РАЗМЕР ДЛЯ ГААЗА
КА6АЮДАТЕАЯ, МрАД
КА6АЮДАТЕАЯ, МрАД
2 А 8163264
Сторона квадрата в числе строк
2 А 8163264
Сторона квадрата в числе строк
В некотором диапазоне размеров отношение SNRD постоянно и начинает быстро расти, когда размеры становятся много больше или много меньше (см. график порогового значения SNRDT , построенный на рис. 18.7). Изображения меньших размеров «смазываются» или расплываются из-за влияния МПФ глаза, и в результате уменьшения контраста изображения требуется большее значение SNRD . Для больших изображений начинают играть роль ограничения способности глаза выполнять функцию пространственного накопителя. В результате вновь требуется компенсация в форме увеличения SNRD . Более подробно эти эффекты обсуждаются в [8-12].
На рис. 18.8 показан угловой размер квадрата 2x2 строки для глаза наблюдателя в зависимости от размера экрана дисплея по диагонали. На рис. 18.7 представлен график пороговых значений SNRDT, которые по определению соответствуют 50%-ной вероятности обнаружения. Заметим, что для квадрата 2x2 строки требуется увеличение SNR DT. Угловой размер для глаза соответствует 1 мрад. Таким образом, способность наблюдателя обнаруживать изображения размером менее
ДИСТАНЦИЯ НАбАЮДЕШ, ДЮйШДИСТАНЦИЯ НАбАЮДЕШ, ДЮйШРис. 18.8. Угловой размер квадрата 2x2 строки для глаза наблюдателя в зависимости от дистанции наблюдения для дисплеев с различными размерами по диагонали (в дюймах указаны на кривых) [7].
ДИСТАНЦИЯ НАбАЮДЕШ, ДЮйШ
ДИСТАНЦИЯ НАбАЮДЕШ, ДЮйШ
1 мрад будет ограничиваться МПФ глаза. В табл. 18.2 указаны тре
буемые значения SNRD7- Для квадратов различных размеров при указанных отношениях дистанции наблюдения к высоте экрана дисплея.
Таблица 18.2. Пороговое отношение сигнал-шум SNRDr в зависимости от размера квадратного изображения для двух значений отношения расстояния наблюдения Dv к высоте крепления дисплея DH [7]
Размер изоб- SNRor SNRDT ражения DV!DH = 3,5 DV]DH = 7,0 (в числе строк)
2x2
4x4
3,7
2,8
3,7
8x8
2,8
2,8
16 х 16
3,3
2,8
32 х 32
4,0
3,3
64 х 64
7,5
4,0
При использовании одного и того же дисплея и удвоении дистанции требовавшееся ранее для квадрата 2x2 строки пороговое отношение сигнал-шум будет необходимо, как и следовало ожидать, уже для квадрата 4x4 строки (см. табл. 18.2), Удвоение дистанции приводит к тому, что квадрат 4x4 при DV1DH = 7 виден под тем же углом, что и квадрат 2x2 строки при Dv [Du = 3,5, и пороговое отношение сигнал-шум SNRDT в обоих случаях одинаково и равно 3,7.
Анализ результатов эксперимента. В четырех полетах, выполненных в 1975 г., было получено 1928 экспериментальных точек. На рис. 18.9 показано расположение наблюдателей относительно дисплеев. В табл. 18.3 дается общее число точек, полученных четырьмя наблюдателями в различных условиях полета. На рис. 18.10 и 18.11 представлены данные, полученные в четырех полетах и в лабораторных испытаниях. Данные, полученные в полете № 1 по прямой на одной высоте,
Рис. 18.9. Схема расположения наблюдателей. Размеры указаны в дюймах [7].
Размер квадрата в числе строкРазмер квадрата в числе строкРис. 18.10. Зависимости порогового отношения сигнал-шум SNRDT от размеров квадратного изображения, полученные в четырех полетах и в лабораторных испытаниях.
Размер квадрата в числе строк
Размер квадрата в числе строк
• лабораторные результаты; О горизонтальный полет по прямой № 1; • горизонтальный полет по прямой № 2; Й полет в турбулентной атмосфере 3; V полет в турбулентной атмосфере № 4 [7].
Рис. 18.11. Усредненные зависимости порогового отношения сигнал-шум SNROT для опознавания штрихового теста от пространственной частоты в числе ТВ-строк (TVL) на высоту растра РН [7].
• полет в турбулентной атмосфере: ♦ перегрузка 2,5g: О горизонтальный полет по прямой: □ на земле; О лабораторные данные.
Таблица 18.3. Число экспериментальных точек, взятых в каждом полете при различных условиях
Номер полета
Условия
Полет по прямой
Бурная атмосфера
Перегрузка 2.5 g
Перегрузка 1.5 g
1
400
40
32
20
2
324
28
48
—
3
60
400
56
—
4
60
400
60
—
были усреднены с лабораторными данными и представлены сплошной кривой. Данные, полученные в полетах с разворотами и перегрузками (для обоих случаев-условий), также усреднялись; результаты представлены на графиках пунктирными кривыми. На рис. 18.10 представлена зависимость от размера изображения, а на рис. 18.11-зависимость от пространственной частоты как отношения числа телевизионных строк TVL к высоте растра РН.
Накопительные свойства дисплея и другие требования
Требования к накопительным свойствам, или характеристикам инерционности. люминофора индикаторных систем или трубок-дисплеев меняются в зависимости от типа дисплея. Для дисплеев TV-типа, где информация обновляется со скоростью 60 полукадров в секунду, время сохранения изображения не должно превышать 1/60 с, в дисплеях систем с «развертываемой памятью»-нескольких минут. Такие накопительные
характеристики могут предопределяться инерционными свойствами люминофора, являться программируемыми накопительными характеристиками подсистемы индикаторного устройства или находиться в полной мере под контролем оператора, который по желанию может (самораживать» изображение.
Память может быть введена в систему при ее разработке самыми различными способами: применением инерционной трубки прямого видения, трубки-преобразователя со сканированием различного вида или просто устройством памяти с соответствующим носителем данных-лентой, диском, устройством типа МОП или другим твердотельным носителем.
Простые средства памяти, такие, как трубки прямого видения, позволяют сравнительно легко решить проблему накопления ценой умеренного ухудшения параметров системы, как в части разрешающей способности, так и в части динамического диапазона. Решение заключается или в непосредственном использовании ЭЛТ, или в использовании более совершенного накопительного устройства с ЭЛТ на выходе. Применение более сложных систем памяти позволяет варьировать по выбору способы записи. Это дает возможность постоянно записывать данные в банк памяти, используя для записи текущих данных периодически стираемое пространство памяти. Программируемая техника считывания позволяет при этом считывать новые данные, следующие за старыми, отображая их на экране ЭЛТ таким образом, что новые данные появляются в виде верхней строки, в то время как нижняя строка исчезает.
В большинстве индикаторных устройств оптико-электронных приемных систем требуется воспроизводить на экране определенные символы, маркировку целей, искусственный горизонт и символику
управления или курсоры для обозначения целей. Желательно, чтобы эти символы вносили минимум помех в изображение при их расположении и движении на экране.
Способы получения изображения, отношение сигнал-шум и передача информации
Имеется много отличных описаний, характеризующих информацию, содержащуюся в изображении, в частности хороший, хотя и старый обзор Линфута. В нашем коротком обзоре мы лишь подчеркнем, что информация на дисплее определяется произведением числа элементов картины в кадре на число различаемых уровней яркости (число градаций серой шкалы) в каждом элементе. Поток информации представляет, таким образом, произведение трех сомножителей: числа элементов картины на кадр, числа уровней на элемент и числа кадров в секунду. Этим произведением определяются требования к ширине полосы системы.
Как указывалось в разд. 18.2.4, посвященном отношению сигнал- шум в изображении на дисплее, соответствующему упомянутым «уровням», отношение сигнал-шум, обеспечиваемое апдаратурой. и отношение сигнал-шум, требуемое для глаза в изображении, изменяются в зависимости от пространственной частоты. Обычно с ростом частоты отношение сигнал-шум, даваемое аппаратурой, уменьшается, в то время как требуемое для глаза отношение сигнал-шум. должно, быть увеличено. Часто применяют ту или иную форму «апертурной компенсации», чтобы снять возникающую проблему или хотя бы ослабить ее остроту. Шэннон [13] определял поток информации через «канал» системы как произведение отношения сигнал-шум на ширину полосы пропускания канала. Поскольку отношение сигнал-шум в изображении является функцией пространственной частоты, поток информации представляет интеграл от отношения сигнал-шум на каждой частоте по всему диапазону пространственных частот дисплея. Соответствующая оценка электрического сигнала включает временной эквивалент упомянутых выше пространственных частот.
В полутоновом или яркостном представлении число уровней, или градаций, серого на элемент картины имеет тенденцию составлять 6. 8 и даже 10, 12, хотя последние два значения относятся, пожалуй, к исключительным случаям. Для многих видов передачи информации требуются только два уровня: «включено» (белое) и «выключено» (черное). Поэтому проблема дисплеев для таких двухуровневых символических данных намного проще, чем отображение картины, характеризующейся небольшими изменениями уровня от элемента к элементу.
В дискретных цифровых системах такие элементы часто относят к категориям ячеек-«пикселов» (или элементов картины) и уровней (или градации) серого. Обычно аналоговые системы с позиций таких кон-
цепций описывать плохо, потому что определенное количество отдельных или разрешаемых элементов является прямым следствием зависимости отношения сигнал шум от частоты. Если уровень отношения сигнал- шум низок, вариации между соседними элементами могут оказаться ниже уровня случайных вариаций и эти элементы нельзя будет отличить друг от друга или, применяя более общую терминологию, они не будут «разрешаться». Именно поэтому как полоса частот, так и динамический диапазон (и, следовательно, отношение сигнал- шум) должны быть много выше при представлении информации на дисплее в виде изображения, чем в индикаторных устройствах, представляющих информацию в форме алфавитно-цифровых символов.
ТЕХНОЛОГИЯ ИНДИКАТОРНЫХ УСТРОЙСТВ
В этом разделе даны обзор и сравнительный анализ некоторых наиболее полно развитых технологий, которые затем вкратце рассматриваются по отдельности. Для получения более подробных сведений читатель может обратиться к библиографии, приведенной в конце книги.
Индикация с помощью электронно-лучевых трубок (ЭЛТ) развита настолько хорошо, что сведения о достоинствах и недостатках этой технологии удалось просто свести в таблицу, а основное внимание уделить менее известным системам, таким, как Digisplay® и Multi-Mode Tonotron® (торговые марки фирм Northrup Corporation и Hughes Aircraft Company соответственно), а также преобразователям ввода изображения и трубкам с памятью.
В таблице 18.4 обобщены данные о требуемых параметрах ЭЛТ и степени их достижения [8]. При множестве положительных качеств ЭЛТ ясно видны два их серьезных недостатка. Во-первых, ЭЛТ-это вакуумный баллон значительных размеров, который может занимать и часто действительно занимает много места при размещении его в аппаратуре. .Во-вторых, в ряде специфических задач с высокой скоростью перемещения луча требуется значительная мощность отклоняющих схем. С другой стороны, технология ЭЛТ настолько развита, а соответствующие управляющие схемы доведены до такой степени совершенства, что это дало повод Андерсону в прекрасной статье [14] задать риторический вопрос: «Зачем искать что-то другое?».
Зачем в самом деле? Для невысоких или в каком-то другом отношении ограниченных требований дисплеи как на светодиодах, так и на жидких кристаллах (ЖК) представляются более дешевыми и компактными индикаторными устройствами. С увеличением размеров примерно по экспоненте возрастает и сложность. Проблемы от собственно дисплея смещаются к электрическим соединениям и управляющим схемам, которые теперь становятся главными объектами изобретений в микро- vvJCKTpOHUKC.
Уместно привести следующее сравнение. Обычное домашнее теле-
Таблица 18.4. Сводная таблица характеристик ЭЛТ [8]
Параметр
ТребованияМогут ли быть выполнены
требования?
Яркость
В среднем-минимум 50 ф-Лб Да. с большим запасом Максимум 3000 ф-ЛбТо же
Контрастность
Видимость в условиях затеке- Да ния для стационарных дисплеев
Видимость при прямом солнеч- Только для запоминающих ном освещениитрубок прямого видения
Полутона
Для РЛС: два (черный-белый) Да
Для ТВ: пять и более—» —
Разрешение
Минимальный размер, согла- —» — сующийся с остротой зрения
Постоянный размер независи- Нет, но для большинства прямо от уровня яркости и поло- менениц может быть приемле- жения в поле зрения мым
Мерцание
Не должно присутствоватьДля большинства примене
ний - да
Искажения
Постоянный размер независи- Так же, как для разрешения мо от уровня яркости и поло- (см. выше) жения в поле зрения
Точность
Линейная зависимость от вход- Обычно ограничивается не ного напряжениядисплеем, а всей системой
Пятна на экране
РЛС: минимальная потеря чж- Потеря в числе элементов ла разрешаемых элементов0.005 0,01%
ТВ: не должна ощущатьсяПлощадь, покрытая пятнами
потеря деталей изображения до 0,04%
Габариты по отношению к полезной площади экрана
Должны быть малымиПо этому параметру устройст
во плохое-размеры и форма дисплея могут диктовать требования по размерам и форме ко всей аппаратуре в целом
Потребляемая мощность
Должна быть пренебрежимо Да, для ТВ
мала по сравнению с суммар- Нет, при произвольном досту- ной мощностью, потребляемой пе к информации аппаратурой в целом
видение характеризуется тремя схемами: первая управляет яркостью луча, обеспечивая нужный для каждого элемента изображения уровень яркости, а две другие обеспечивают отклонение луча по координатам X и Y. Первая из трех схем, управляющая видеосигналом - на первом месте, потому что отклонение по координате X происходит на верхнем пределе звуковых частот, а отклонение по координате Y на частоте 60 Гц. Самым большим дисплеем не на ЭЛТ, совместимым с дисплеями на видеочастотах, в конце 70-х гг. был дисплей на ЖК с числом элементов 100 х 100.
шиид РЯДАшиид РЯДАШИНА K0J10HKUШИНА K0J10HKUРис. 18.12. Модульная конструкция ЖК-устройства. Полевой МОП-транзистор является коммутирующим элементом, а емкость-накопительным [15].Рис. 18.12. Модульная конструкция ЖК-устройства. Полевой МОП-транзистор является коммутирующим элементом, а емкость-накопительным [15].Рис. 18.13. Ранний вариант дисплея 100 х 100 элементов. Жидкокристаллические элементы и непосредственно связанная с ними электроника образуют квадрат 25 х 25 мм. Выводы к внешним управляющим схемам лучами расходятся к расположенным по периферии двум сотням контактных площадок [15].Рис. 18.13. Ранний вариант дисплея 100 х 100 элементов. Жидкокристаллические элементы и непосредственно связанная с ними электроника образуют квадрат 25 х 25 мм. Выводы к внешним управляющим схемам лучами расходятся к расположенным по периферии двум сотням контактных площадок [15].Рис. 18.14. Увеличенная копия изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов с дефектами картины [15].Рис. 18.14. Увеличенная копия изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов с дефектами картины [15].Рис. 18.15. Увеличенная копия свободного от искажений изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов [15].Рис. 18.15. Увеличенная копия свободного от искажений изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов [15].
шиид РЯДА
шиид РЯДА
ШИНА K0J10HKU
ШИНА K0J10HKU
Рис. 18.12. Модульная конструкция ЖК-устройства. Полевой МОП-транзистор является коммутирующим элементом, а емкость-накопительным [15].
Рис. 18.12. Модульная конструкция ЖК-устройства. Полевой МОП-транзистор является коммутирующим элементом, а емкость-накопительным [15].
Рис. 18.13. Ранний вариант дисплея 100 х 100 элементов. Жидкокристаллические элементы и непосредственно связанная с ними электроника образуют квадрат 25 х 25 мм. Выводы к внешним управляющим схемам лучами расходятся к расположенным по периферии двум сотням контактных площадок [15].
Рис. 18.13. Ранний вариант дисплея 100 х 100 элементов. Жидкокристаллические элементы и непосредственно связанная с ними электроника образуют квадрат 25 х 25 мм. Выводы к внешним управляющим схемам лучами расходятся к расположенным по периферии двум сотням контактных площадок [15].
Рис. 18.14. Увеличенная копия изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов с дефектами картины [15].
Рис. 18.14. Увеличенная копия изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов с дефектами картины [15].
Рис. 18.15. Увеличенная копия свободного от искажений изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов [15].
Рис. 18.15. Увеличенная копия свободного от искажений изображения на ЖК-устройстве 100 х 100 элементов [15].
На рис 18.12 и 18.13 показаны управляющие схемы для каждой оси и детали схем, связанных с каждым элементом кристалла. Таким образом, имеются две стоэлементные труппы входов по X и по У, а внутри матрицы-отдельный конденсатор и отдельная ячейка кристалла для каждого элемента картины.
Итого имеются две группы управления с сотней выводов каждая и 10000 активных транзисторных схем внутри матрицы. Результаты проводившихся усовершенствований такой матрицы иллюстрирует рис. 18.14. На рис. 18.15 показано изображение на бездефектной матрице. Затраты денег и времени, чтобы пройти путь от идеи до прибора, могут оказаться непомерно большими в сравнении с отработанной ЭЛТ- технологией, но использование уже отработанных в массовом производстве элементов может удешевить процесс. Это подтверждает пример использования жидких кристаллов в мини-калькуляторах.
Можно надеяться, что и матрица 100 х 100 на жидких кристаллах окажется выгодной в массовом производстве, однако для достижения такого результата могут потребоваться многолетние и дорогостоящие исследовательские разработки. К настоящему времени индикаторные устройства на жидких кристаллах дают примерно 25% информации, получаемой на обычном экране домашнего телевизора, и для достижения 100%-ного качества, возможно, потребуется соединение четырех кристаллов. С другой стороны, разработка нового дисплея на ЭЛТ, включая разработку новой трубки,- дело нескольких недель для инженера-электронщика, слесаря-механика и стеклодува.
Это проведенное для примера сравнение показывает, что, хотя но-
вая технология дисплеев может для ряда задач с успехом заменить ЭЛТ-технологию, стоимость в массовом производстве может в равной мере оказаться достаточно низкой и для новых разработок с исполь- зованнем ЭЛТ, и для плоских панелей.
Краткое изложение традиционной техники индикаторных устройств на ЭЛТ [1]
Хотя полное рассмотрение всех имеющихся типов ЭЛТ выходит за рамки этой главы, некоторые типы представляют собой интерес для дисплеев. К ним относятся ЭЛТ высокой яркости с преобразователями, миниатюрные (один дюйм в диаметре), которые благодаря их малому размеру могут монтироваться на шлеме пилота, и ЭЛТ с длительным
послесвечением.
ЭЛТ с коротким послесвечением. ЭЛТ, люминофор экрана которых характеризуется коротким послесвечением и высокой яркостью, идеально подходят для получения телевизионного изображения. Если ЭЛТ с коротким послесвечением должна использоваться в дисплее малокадровой системы, то для получения изображения можно применить преобразователь для промежуточного накопления и последующего электрического считывания изображения с ТВ-скоростью, после чего изображение подается на экран ЭЛТ-дисплея. В настоящее время имеется ряд ЭЛТ, которые могут обеспечить уровни яркости от 800 до 2000 фут • Лб (3000- 7000 кд/м2) при разрешении 150 ТВ50-строк на дюйм или выше. (Об обозначениях параметров разрешения см. ниже рис. 18.20 и табл. 18.15.)
ЭЛТ с длительным послесвечением. В течение многих лет для дисплеев радиолокационных систем воздух- воздух и воздух-поверхность и инфракрасных систем применялись ЭЛТ с люминофорами длительного послесвечения типа Р-7, а также Р-14. Применение трубок такого типа имеет ряд недостатков:
низкая яркость;
определенное фиксированное послесвечение с нелинейной характеристикой:
невозможность селективного стирания.
такого КтипЯ„РК°САЬ ДеЛаеТ-' напРимеР- "возможным применение дисплея ™КабИНС самолета без специальных средств
в этом случае опеТеГ° Г™ ” ВИДС к03ыРька или кожуха. И даже уровня внешнего ЛпТ°Р 'ДСТ вьшужден быстро переключаться от костью кТк з Гкд^ ’ ^Р^Р^-ошегося столь высокой яр- тельным посл^чением ™ ЯРК°СТ" ЛЮМИНОФ°РД = ^1" а стоимость не я^ается0.™^ 0СВСщения можно управлять, НИМ погоесве^н^^жХ^ "а ба3е ЭЛТ с дл”теЛЬ- приемных систем с низкимвполне приемлемые дисплеи для
истем с низким разрешением. Поскольку люминофоры типов
Таблица 18.5. Типичные характеристики запоминающих ЭЛТ с быстрым стиранием [I]
НаименованиеЗначение
Разрешение по сжатому растру
100 запоминаемых строк на дюйм (4 строки/мм)
Яркость
800 фут-Лб (2740 кд/м2). При макси-
Скорость записи Время запоминания Число градаций серого
мальном разрешении, если можно поступиться разрешением и допустить потерю четкости, яркость может быть больше
105 дюйм/с (2,5-I03 м/с)
10 с
6
Р-7 и Р-14 имеют и короткую, и длительную компоненты разного цвета, можно отфильтровать длительную компоненту и иметь возможность получать ТВ-изображение с высокой скоростью развертки (см. табл. 18.5 и 18.6). Что касается техники накопления, применяемой, например, в трубках прямого видения с накоплением, то может быть использована и компонента длительного послесвечения.
В трубках прямого видения с быстрым стиранием и обычных непрерывно по всей площади экрана дисплея происходит стирание за счет затухания изображения (аналогично тому, как затухает яркость люминофора). Стирание за счет затухания приводит к потерям в разрешении и контрастности, а также к помехам от кадра к кадру. Символика, представляемая на экранах трубок с быстрым стиранием и обычных, смазывается в случае ее перемещения по экрану. Возможные варианты использования трубок прямого видения для дисплеев различных упоминавшихся ранее систем показаны на рис. 18.16.
Таблица 18.6. Типичные характеристики трубки Mulli-Mode Tonotron^ (ММТ) [1]
Наименование
Значение
Разрешение по сжатому растру:
запоминающая записывающая электрон
ная пушка
ТВ-пушка
пушка символики
стирающая пушка
Яркость
Скорость записи
Скорость стирания
Время запоминания
Число градаций серого
Отклонение
120 строк/дюйм
150 строк/дюйм
100 строк/дюйм
70 строк/дюйм
1000 фут-Лб (3426 кд/м2)
60-103 дюйм/с
10-103 дюйм/с
2 мин
7
Электростатическая система (3 фокусирующие пушки)
■и
индикатор с мгновенной вспышкой
Рис. 18.16. Индикаторное устройство с трубкой прямого видения, работающее с несколькими приемными системами.
<
Индикатор В-типа-индикатор дальности и азимута с прямоугольной растровой разверткой. Оптико-электронная система; ТВ-наведение ракет, низкоуровневое ТВ. ИК-система переднего обзора (FLIR); РЛС: РЛС воздух воздух, РЛС-картографирование земной поверхности; строчный сканер: РЛС бокового обзора со строчным сканированием.
Люминофоры для ЭЛТ. Существующие многочисленные и разнообразные люминесцентные экраны для ЭЛТ обеспечили развитие целого ряда технологий, использующих цвет и эффекты накопления в трубках индикаторных устройств. При различных скоростях электроны луча проникают на разную глубину. Это можно использовать для получения многоцветных дисплеев, управляя лучом соответствующим образом. Факторы, влияющие на глубину проникновения электронов и светоотдачу таких люминофоров, описаны в литературе [17-28]. В табл. 18.7 приведены значения светоотдачи катодолюминофоров. Состав и обозначение многих обычных люминофоров .приведены в табл. 18.8. Сравнение ряда обычных технологий дисплеев проведено в табл. 18.9- 18.13.
Таблица 18.7. Светоотдача различных катодолюминофоров
для ЭЛТ [16]
Люминофор
Светоотдача,
%Люминофор
Светоотдача, %
Zn2SiO4: Мп ZnS: Си (Zn, Cd) S: Ag (Zn. Cd)S:Cu Zn3(PO4)2:Mn CaW04:Pb MgWO4 Zn2SiO4: Mn
4.7 12,4 18,7
9,7
3.1
3.4
2.9
6,8
Y2O3:Eu
Gd2O3: Eu Y2O3S:Eu La,O,S:Eu Gd2O,S:Eu YOCl:Eu La2O,S:Tb
6,5
9,6-11,7
13,1
10,6
10,2
12,9
11,8
Таблица 18.8. Состав ряда распространенных катодолюминофоров и их обозначения
Обозначение
МатериалОбозначе-Материал
ние
PI
Р2
РЗ
Силикат цинка: марганецР23Аналогичен Р4
Сульфид циика:медьР24Оксид цинка
Цинкбериллийсиликат:Р25Силикат кальция: свинец:
марганецмарганец
Р4
Сульфид цинка:серебро иР26Такой же, как PI9
цинккадмийсульфид: сереброР27Фосфат циика: марганец
Р5
Р6
Р7
Вольфрамат кальцияР28Цинккадмийсульфид: медь
Аналогичен Р4Р29Аналогичен Р2 и Р25
Сульфид цинка: сереброРЗОБольше нс производится
и цинккадмийсульфид: медь РЗ 1Сульфид цинка: медь
Р8
Р9 РЮ
Информации нетР32Кальциймагнийсиликат:
Пирофосфат кальциятитанцинккадмийсульфид;
Хлорид калия (темныйнелю-медь
минесцирующий след,мате-РЗЗФторид магния: марганец
риал называют «скотофор»)Р34Сульфид цинка:свинец:медь
РН
Р12
Р13
Р14
Р15
Р16
Сульфид цинка : сереброР35Сульфидоселенид цинка: се-
Цинкмагнийфторид: марганецребро
Силикат магния : марганецР36Цинккадмийсульфид сереб-
Аналогичен Р7ро: никель
Оксид цинкаР37Сульфид цинка: серебро:
Кальциймагний силикат:никель
PI7
церийР38Цннкмагнийфторид: мар-
Оксид цинка н цинккадмий-гаиец
сульфид: медьР39Силикат цинка: марганец:
Р18
Кальциймагнийсиликат:мышьяк
титан и кальцийбериллий-Р40Сульфид цинка серебро-
силикат : марганеццинккадмийсульфид: медь
PI9
Кальциймагнийфторид:Р41Цинкмагнийфторид: марга-
марганецнсцкальциймагнийсиликат:
Р20
Цинккадмийсульфид:церий
сереброР42Сульфид циика: медь,
Р21
Р22
Фторид магния:марганецсиликат цинка:марганец:
Сульфид цинка серебро,мышьяк
силикат цинка : марганец,Р43Оксисульфид гадолиния:
фосфат циика: марганецтербий
Сульфид цинка:серебро-Р44Оксисульфид лантана:
цинккадмийсульфид:тербий
серебро, цинккадмий-Р45Оксисульфид иттрия: тербий
сульфид сереброР46Алюминат иттрия:церий
Сульфид цинка: серебро,Р47Силикат иттрия: церий
цинккадмийсульфид:Р48Смесь Р46 и Р47 в отноше-
серебро, оксисульфидник 70:30
иттрия:европий
Сульфид цинка: серебро, цинккадмийсульфид : медь, оксид итгрия:европий
Сульфид цинка сереброциик- кадмийсульфид: медь, оксисульфид иттрия:европий
Таблица 18.9. Сравнение индикаторных устройств, построенных на различных принципах [8, 9. 29]
Описание характеристик и особенностей
ЭЛТ
Отработанная технология, высокая воспроизводимость, широкая область применения для получения черно-белого и цветного изображении. Хорошо сопрягается с готовыми аппаратными и схемотехническими средствами. Для получения яркого изображения требуется высокое напряжение умеренного уровня. Требуется значительное свободное пространство за экраном при размещении дисплея
Управляемые видеосигналом устройства воспроизведения сюжетных изображений и символики
В основном это воспроизведение сюжетов, аналогичных 1 В-изображениям. которые могут быть полутоновыми или только двухступенчатыми (черным и белым). Обычная кадровая частота-30 Гц (60 полукадров в секунду)
Электронно-лучевой формирователь буквенно-цифровой символики
Типы воспроизводимых символов могут быть ограничены данной конструкцией трубки или быть любыми, если формируются в трубке путем наложения элементов. При работе требуется обновление изображений
Устройство формирования символов путем управления ходом луча
Управление ходом и яркостью либо бланкированием луча осуществляется по программе. Для поддержания яркости дисплея требуется постоянно повторяющееся программирование
Запоминающие трубки
Существует много методов получения запоминаемой информации в зависимости от конкретных задач. Запоминание достигается за счет накопления электрических зарядов на диэлектрической поверхности внутри трубки и пространственной модуляции пучка электронов, движущихся к экрану
Плоская ЭЛТ с цифровой адресацией
ЭЛТ толщиной всего два дюйма (5 см) с плоскими катодной и динодной пластинами большой площади. Формируется множество электронных пучков, свой для каждого элемента разрешения. Выбор пучка осуществляется путем приложения соответствующих напряжений к каждой пластине по схеме двумерной адресации. С последней пластины пучок попадает на экран, как в обычной ЭЛТ. Достигнуто разрешение до 80 строк на дюйм (30 строк/см). Плошадь полезного изображения-7 х 7 дюймов (17 х 17 см)
Плазменные панели
Прозрачные панели, содержащие большую матрицу электродов разряда в атмосфере обычного газа. Существует два типа панелей, работающих на постоянном и переменном токе. Эта технология разрабатывается для разнообразных применений и различных размеров панелей. Среди больших дисплеев машинной графики плазменные панели - единственный серьезный конкурент Э-ПТ
Плазменные панели постоянного тока
В одном из типов имеются два взаимно перпендикулярных набора пар параллельных пластин в^атмосфере газа. Разряды поддерживаются апертурной пластиной, расположенной между набором электродов. Соответствующая адресация управляющих напряжений вызывает электрический разряд и возникновение свечения на
Описание характеристик и особенностей
пересечения электродов; адресное напряжение только на одной паре электродов слишком мало. чтобы инициировать разряд. Это матричное устройство, которое, кстати, достаточно нелинейно, действует как логическая схема «И» с двумя входами. В устройстве обычно одновременно работает один ряд (или колонка), а сигнал на противолежащих электродах определяет, какая ячейка в ряду (или колонке) будет включена. Поскольку с ростом размеров устройства коэффициент заполнения для последовательности импульсов уменьшается, возможные размеры матрицы ограничиваются максимальным пиковым значением токов
Плазменные панели переменного тока
Здесь так же. как и в панелях постоянного тока, имеются два взаимно перпендикулярных набора пар параллельных пластин в атмосфере газа. Однако в каждом месте возникновения разряда имеются диэлектрические поверхности, изолирующие электроды от газа и образующие два конденсатора, составляющие последовательную с разрядом цепь. Переменное напряжение, приложенное к паре пластин, само по себе слишком мало, чтобы инициировать разряд. Однако пара записывающих напряжений, приложенных к выбранным электродам, инициирует импульсный разряд, который гасится, когда ионы и электроны текут к поверхностям диэлектрика и заряжают конденсаторы. Этот заряд дает добавку к приложенному напряжению в течение следующего полупериода и инициирует второй разряд, который затем заряжает конденсаторы, подготавливая их к третьему разряду. Эта последовательность импульсных разрядов, характеризующая включенное состояние ячейки, прекращается, когда на пересекающиеся в ячейке электроды подается стирающий сигнал и возникающий управляемый разряд снижает заряд на последовательно включенных емкостях ниже минимума, требуемого для зажигания
Электролюминесцентные (ЭЛ) намели
ЭЛ-дисллей состоит из ЭЛ-порошка или напыленной испарением ЭЛ-пленки между двумя электродами, один из которых прозрачен. Дисплеи могут быть сделаны многоцветными, но в большинстве делаются одноцветными, обычно зелеными или оранжевыми, поскольку в этих цветах при использовании в качестве активирующих легирующих примесей меди и марганца достигается наибольшая светоотдача. При приложении к ЭЛ-материалу потенциала излучается видимый свет. В зависимости от конструкции потенциал может быть постоянным или переменным, но большинство устройств обычно работает на переменном токе. Разрешение определяется конструкцией электродов. Типичная яркость от 5 до ЗОфут-Лб (103 кд/м2), хотя, как было успешно продемонстрировано, яркость может быть и существенно выше, достигая тысяч фут-ламберт
Жидкие кристаллы (ЖК)
а не сам кристалла не сам кристаллТонкий слой холестерического материала располагается между прозрачными электропроводящими покрытиями, при приложении электрического поля возникает рассеянное свечение. Построенное в виде двумерной матрицы устройство позволяет получить дисплей с цифровой адресацией. Дисплеи этого типа могут иметь небольшие размеры и вес при сравнительно низкой стоимости. Для больших дисплеев наиболее дорогой частью является управляющая, электроника,
а не сам кристалл
а не сам кристалл
Светоизлучающие диоды (СИД)
Дисплеи на СИД хорошо отработаны для индикаторов малой плошали, например в карманных калькуляторах. Использование их для больших площадей
Описание характеристик и особенностей
'в условиях высокой окружающей яркости требует повышения светоотдачи и снижения рассеиваемой мощности в управляющих схемах, поэтому в этих случаях предпочитают использовать другие технологии
Проекционные дисплеи
Применяются как ЭЛТ высокой яркости и как устройства с использованием световых затворов и масляных пленок. Первые-для проекционных дисплеев с небольшим экраном, а вторые-для получения как в черно-белом варианте, так и в цвете изображения на экране, который может быть достаточно большим. Типичное устройство-эйдофор (Eidophor). Проекционные ЭЛТ-дисплеи применяются в системах с размером стороны экрана 1-2 м. Современные трубки со светосильной оптикой F/0,9 могут обеспечить с учетом всех потерь выходной поток 200-300 лм. На пятидюймовой проекционной ЭЛТ-системе может быть достигнуто разрешение 1000 ТВ-строк. Для расширения возможностей применения проекционных ЭЛТ-дисплеев требуется повышать их срок службы и разрабатывать фосфоры с большей светоотдачей. Устройства с использованием световых затворов и масляной пленки применяются в настоящее время для стационарных установок. Эти устройства обеспечивают в типичных случаях разрешение 525 ТВ-строк и световой выход порядка 5000 лм. Это, как правило большие, сложные и дорогие устройства. Имеются и небольшие устройства
Н0 С8етовой в^од и разрешение в них ограничиваются требованиями к источнику света и его охлаждению Р
TCD.,„W 18.10. Возможности дисплеев, построенных на различных принципах
Функция дисплея
1”П ДИС1Ъ1СяВозможности применения
Вывод в цифровой форме
лазменныйГоден. Оранжево-красное свечение, уме-
Р6111106 напряжение, малый ток
Годен. Красное или зеленое свечение, ЭЛ ЖКнизкое напряжение, большой ток
Применяются, но не так часто, как плаз- venTr° ™Па И СИД- ВеДУТСЯ ОКР по усовершенствованию
торы тлеющего3 житиями” ” заменяются Другими техно-
Информация на дисплеях панельного типа (до нескольких сотен символов и до 8 Дюймов в диаметре) Буквенно-цифровая символика и век- торно-графическая
Разряда
ПлазменныйГоден
ЭЛТ-»_
Цифровой^адреса- нХХеХ™ Продемо,,стРированы> циейчинает применяться
элтг-
Плазменный
Плоская ЭЛТ с — »_
Функция дисплея
Тип дисплея
Возможности применения
информация, малый
цифровой адреса-
размер (до 4 дюй-
цией
Технически осуществимо, но требуется
мов)
СИД, ЭЛ. ЖК
инженерная доработка
Буквенно-цифровая
ЭЛТ
Годен
символика и век-
Плазменный
— » —
торно-графическая информация, сред-
Плоская ЭЛТ с цифровой адреса-
Годен при размере до 9 дюймов
ний размер (5-10
цией
Технически осуществимо, но требуется
дюймов)
СИД. ЭЛ. ЖК
инженерная доработка
Буквенно-цифровая
ЭЛТ
Годен
символика и векторно-графическая информация, боль-
Плазменный
Продемонстрированы размеры 17x17 дюймов (42 х 42 см), в разработке-увеличение до 4 х 4 фута (1,2 х 1.2 м)
шой размер (больше 10 дюймов)
Проекционный
Годен
Видеоизображение
ЭЛТ
Плазменный
ЖК
— »—
Продемонстрированы в лаборатории То же
Цветное изображе-
ЭЛТ
Весь диапазон спектра
ние
Плазменный, сид
Возможны три цвета
Дисплеи для тактических применений (прочные и рабо-
ЭЛТ
Требуются фильтры или экранирование, хорошее решение-фосфоры с узкой полосой излучения
тающие при ярком окружающем осве-
ЖК
Потенциально очень хороши, но требуется инженерная доработка
щенки)
ЭЛ
Потенциально хороши, но требуется инженерная доработка
Картографи рование с наложением сосед-
ЭЛТ
Применение возможно, но нежелательно: дорого и ограничено по размерам
них полос
Проекционный
Плазменный сид
Осуществимо, но требуется инженерная доработка
Годен до 8,5 дюймов (21 см), осуществимо для больших размеров
Технически осуществимо, с точки зрения стоимости - спорно
Дисплей с цифровой адресацией на плоской ЭЛТ
Фирма Northrup Corporation скомбинировала способы построения усилителей на микросхемах с известными принципами построения ЭЛТ для получения относительно плоской ЭЛТ с высокой яркостью. Эга трубка получила фирменное обозначение Digisplay®. В [30] она описана следующим образом: «В индикаторном устройстве Digisplay используется плоский распределенный источник электронов (катод), за которым следует ряд плоских, определяющих апертуру пластин. Пластины
Таблица 18.11. Плазменные панели [8]
Особенности иСовременное состояние
преимущества
Панели переменного тока
Плоский формат, запоминание, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение (несколько сотен вольт), непосредственная совместимость с цифровым компьютером, матричная адресация; прозрачность панели позволяет добавлять фиксированную информацию; скорость переключений- в микро- секундном диапазоне; селективная запись и стираниеПлоский формат, запоминание, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение (несколько сотен вольт), непосредственная совместимость с цифровым компьютером, матричная адресация; прозрачность панели позволяет добавлять фиксированную информацию; скорость переключений- в микро- секундном диапазоне; селективная запись и стираниеПлоский формат, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение, непосредственное цифровое сопряжение. Хорошее воспроизведение серой шкалы. Для группового наблюдения непригодныПлоский формат, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение, непосредственное цифровое сопряжение. Хорошее воспроизведение серой шкалы. Для группового наблюдения непригодныИзлучение-красно-оранжевое. 512 х х 512 эл., 8.5 х 8,5 дюймов, разрешение 60 эл./дюйм; измеренная средняя яркость 50ф-Л6; срок службы более 10000 ч. Отвечает военным требованиям. Изображение в цвете удовлетворительно при пониженной яркости на панелях 17 х 17 дюймов. При использовании капиллярных трубок изготовлены панели 2 х 4,25 дюйма с разрешением 10 эл./дюйм. Возможны несколько уровней интенсивности на одной панели. Полного соответствия военным ТУ пока нет
Плоский формат, запоминание, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение (несколько сотен вольт), непосредственная совместимость с цифровым компьютером, матричная адресация; прозрачность панели позволяет добавлять фиксированную информацию; скорость переключений- в микро- секундном диапазоне; селективная запись и стирание
Плоский формат, запоминание, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение (несколько сотен вольт), непосредственная совместимость с цифровым компьютером, матричная адресация; прозрачность панели позволяет добавлять фиксированную информацию; скорость переключений- в микро- секундном диапазоне; селективная запись и стирание
Плоский формат, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение, непосредственное цифровое сопряжение. Хорошее воспроизведение серой шкалы. Для группового наблюдения непригодны
Плоский формат, низкое по сравнению с ЭЛТ напряжение, непосредственное цифровое сопряжение. Хорошее воспроизведение серой шкалы. Для группового наблюдения непригодны
ОграниченияОграниченияНеобходимость переменного напряжения в несколько сотен вольт для адресации затрудняет интеграцию адресной схемотехники. Ограничения в воспроизведении серой шкалыНеобходимость переменного напряжения в несколько сотен вольт для адресации затрудняет интеграцию адресной схемотехники. Ограничения в воспроизведении серой шкалыПанели постоянного тока
Ограничения
Ограничения
Необходимость переменного напряжения в несколько сотен вольт для адресации затрудняет интеграцию адресной схемотехники. Ограничения в воспроизведении серой шкалы
Необходимость переменного напряжения в несколько сотен вольт для адресации затрудняет интеграцию адресной схемотехники. Ограничения в воспроизведении серой шкалы
Характерное неоновое свечение. Разрешение 33 строки/дюйм. 256 символов на панели. Показана возможность необходимого преобразования (уменьшения) размера ТВ-кадра
Яркость зависит от числа символов. Перед показом необходимо предварительное преобразование формата. Ограниченное разрешениеЯркость зависит от числа символов. Перед показом необходимо предварительное преобразование формата. Ограниченное разрешениеотъюстированы так, чтобы при совместном их действии генерировалась целая группа сканирующих электронных пучков. Положение групп пучхов определяется сигналами цифровой адресации, приложенными к декодирующим электродам, нанесенным на управляющие пластины. 1
Яркость зависит от числа символов. Перед показом необходимо предварительное преобразование формата. Ограниченное разрешение
Яркость зависит от числа символов. Перед показом необходимо предварительное преобразование формата. Ограниченное разрешение
Баллон трубки дисплея состоит из двух стандартных прямоугольных торцевых пластин, скрепленных с установочной стеклянной пластиной-держателем. Катод прикреплен к одной стороне держателя, а сплавленный набор из шести управляющих пластин-к другой стороне. Проводники-выводы для адресации нанесены на пластину-держатель и выходят наружу через запаянное в стекло уплотнение между лицевой торцевой пластиной и пластиной-держателем. Внешние размеры трубки 4 х 5 х 1,5 дюйма. Люминофор наносится на переднюю поверхность g
Таблица 18.12. Светоизлучающие диоды (СИД) [8]
Особенности и преимущества Современное состояниеОграничения
Твердотельные устройства. совместимые с интегральными схемами; большой срок службы (много лет); прочность, малый вес. компактность, совместимость с уровнями цифровых управляющих напряжений (5 В). Возможна модуляция в мегагерцевом диапазонеТвердотельные устройства. совместимые с интегральными схемами; большой срок службы (много лет); прочность, малый вес. компактность, совместимость с уровнями цифровых управляющих напряжений (5 В). Возможна модуляция в мегагерцевом диапазонеИмеются красные, желтые и зеленые СИД (GaAsP, GaAlAs, GaPk имеются цифровые индикаторы с размером символов от 0.1 до 0,5 дюйма (как с адресной схемотехникой, так и без нее); отдельные диоды имеют яркость 300 ф Лб при постоянном токе 5 мА. Неполное соответствие военным ТУ - требуются дополнительные испытанияИмеются красные, желтые и зеленые СИД (GaAsP, GaAlAs, GaPk имеются цифровые индикаторы с размером символов от 0.1 до 0,5 дюйма (как с адресной схемотехникой, так и без нее); отдельные диоды имеют яркость 300 ф Лб при постоянном токе 5 мА. Неполное соответствие военным ТУ - требуются дополнительные испытанияДискретная излучающая площадь диодов-квадрат со стороной 0.010,02 5 дюйма (0.25-0,6 мм). Линза дня увеличения видимой площади уменьшает угол наблюдения. Энергетическая эффективность для разных цветов различна, но световая эффективность одинакова. Возможности многоцветного воспроизведения ограничены. Изготовление больших светящихся поверхностей дорого и затруднительно. Монолитные устройства, объединяющие СИД и схемы адресации, отсутствуютДискретная излучающая площадь диодов-квадрат со стороной 0.010,02 5 дюйма (0.25-0,6 мм). Линза дня увеличения видимой площади уменьшает угол наблюдения. Энергетическая эффективность для разных цветов различна, но световая эффективность одинакова. Возможности многоцветного воспроизведения ограничены. Изготовление больших светящихся поверхностей дорого и затруднительно. Монолитные устройства, объединяющие СИД и схемы адресации, отсутствуют
Твердотельные устройства. совместимые с интегральными схемами; большой срок службы (много лет); прочность, малый вес. компактность, совместимость с уровнями цифровых управляющих напряжений (5 В). Возможна модуляция в мегагерцевом диапазоне
Твердотельные устройства. совместимые с интегральными схемами; большой срок службы (много лет); прочность, малый вес. компактность, совместимость с уровнями цифровых управляющих напряжений (5 В). Возможна модуляция в мегагерцевом диапазоне
Имеются красные, желтые и зеленые СИД (GaAsP, GaAlAs, GaPk имеются цифровые индикаторы с размером символов от 0.1 до 0,5 дюйма (как с адресной схемотехникой, так и без нее); отдельные диоды имеют яркость 300 ф Лб при постоянном токе 5 мА. Неполное соответствие военным ТУ - требуются дополнительные испытания
Имеются красные, желтые и зеленые СИД (GaAsP, GaAlAs, GaPk имеются цифровые индикаторы с размером символов от 0.1 до 0,5 дюйма (как с адресной схемотехникой, так и без нее); отдельные диоды имеют яркость 300 ф Лб при постоянном токе 5 мА. Неполное соответствие военным ТУ - требуются дополнительные испытания
Дискретная излучающая площадь диодов-квадрат со стороной 0.010,02 5 дюйма (0.25-0,6 мм). Линза дня увеличения видимой площади уменьшает угол наблюдения. Энергетическая эффективность для разных цветов различна, но световая эффективность одинакова. Возможности многоцветного воспроизведения ограничены. Изготовление больших светящихся поверхностей дорого и затруднительно. Монолитные устройства, объединяющие СИД и схемы адресации, отсутствуют
Дискретная излучающая площадь диодов-квадрат со стороной 0.010,02 5 дюйма (0.25-0,6 мм). Линза дня увеличения видимой площади уменьшает угол наблюдения. Энергетическая эффективность для разных цветов различна, но световая эффективность одинакова. Возможности многоцветного воспроизведения ограничены. Изготовление больших светящихся поверхностей дорого и затруднительно. Монолитные устройства, объединяющие СИД и схемы адресации, отсутствуют
Таблица 18.13. Плоские ЭЛТ с цифровой адресацией [8]
Особенности и преимущества Современное состояниеОграничения
—■ '■— - —^
Цифровая адресация; возможна работа в режиме запоминания; фиксированная линейность, способность воспроизведения буквенно-цифровой символики, графической информации и информации в формате телевизионного растра. Возможно сканирование одним электронным пучком и множеством пучков. Схемы выбора пучков уменьшают число требуемых схем адресации. Возможно воспроизведение изображения в цветеЦифровая адресация; возможна работа в режиме запоминания; фиксированная линейность, способность воспроизведения буквенно-цифровой символики, графической информации и информации в формате телевизионного растра. Возможно сканирование одним электронным пучком и множеством пучков. Схемы выбора пучков уменьшают число требуемых схем адресации. Возможно воспроизведение изображения в цвете512 х 512 эл.. 80 строк/ дюйм; продемонстрированы коммутационные пластины площадью 7x7 дюймов (17 х 17 см). Изготовлены малогабаритные (активная площадь 3 х 5 дюймов) устройства с низким разрешением (10 строк/ дюйм). Изготовлены дисплеи на 512 символов.40 точек/дюйм. Изготовлены дисплеи с активной площадью наблюдения 9x9 дюймов (22 х 22 см) с числом элементов 512 х 512512 х 512 эл.. 80 строк/ дюйм; продемонстрированы коммутационные пластины площадью 7x7 дюймов (17 х 17 см). Изготовлены малогабаритные (активная площадь 3 х 5 дюймов) устройства с низким разрешением (10 строк/ дюйм). Изготовлены дисплеи на 512 символов.40 точек/дюйм. Изготовлены дисплеи с активной площадью наблюдения 9x9 дюймов (22 х 22 см) с числом элементов 512 х 512Состояние отработки устройств не позволяет указать принципиальные ограничения, которые верно бы очерчивали перспективу. В части воздействия вибраций и других внешних воздействий имеющиеся данные представляются благоприятными. Активные площади со стороной более 9 дюймов (22 см) требуют решения проблем, связанных с размером вакуумных сосудов и катодных пластинСостояние отработки устройств не позволяет указать принципиальные ограничения, которые верно бы очерчивали перспективу. В части воздействия вибраций и других внешних воздействий имеющиеся данные представляются благоприятными. Активные площади со стороной более 9 дюймов (22 см) требуют решения проблем, связанных с размером вакуумных сосудов и катодных пластин
Цифровая адресация; возможна работа в режиме запоминания; фиксированная линейность, способность воспроизведения буквенно-цифровой символики, графической информации и информации в формате телевизионного растра. Возможно сканирование одним электронным пучком и множеством пучков. Схемы выбора пучков уменьшают число требуемых схем адресации. Возможно воспроизведение изображения в цвете
Цифровая адресация; возможна работа в режиме запоминания; фиксированная линейность, способность воспроизведения буквенно-цифровой символики, графической информации и информации в формате телевизионного растра. Возможно сканирование одним электронным пучком и множеством пучков. Схемы выбора пучков уменьшают число требуемых схем адресации. Возможно воспроизведение изображения в цвете
512 х 512 эл.. 80 строк/ дюйм; продемонстрированы коммутационные пластины площадью 7x7 дюймов (17 х 17 см). Изготовлены малогабаритные (активная площадь 3 х 5 дюймов) устройства с низким разрешением (10 строк/ дюйм). Изготовлены дисплеи на 512 символов.
40 точек/дюйм. Изготовлены дисплеи с активной площадью наблюдения 9x9 дюймов (22 х 22 см) с числом элементов 512 х 512
512 х 512 эл.. 80 строк/ дюйм; продемонстрированы коммутационные пластины площадью 7x7 дюймов (17 х 17 см). Изготовлены малогабаритные (активная площадь 3 х 5 дюймов) устройства с низким разрешением (10 строк/ дюйм). Изготовлены дисплеи на 512 символов.
40 точек/дюйм. Изготовлены дисплеи с активной площадью наблюдения 9x9 дюймов (22 х 22 см) с числом элементов 512 х 512
Состояние отработки устройств не позволяет указать принципиальные ограничения, которые верно бы очерчивали перспективу. В части воздействия вибраций и других внешних воздействий имеющиеся данные представляются благоприятными. Активные площади со стороной более 9 дюймов (22 см) требуют решения проблем, связанных с размером вакуумных сосудов и катодных пластин
Состояние отработки устройств не позволяет указать принципиальные ограничения, которые верно бы очерчивали перспективу. В части воздействия вибраций и других внешних воздействий имеющиеся данные представляются благоприятными. Активные площади со стороной более 9 дюймов (22 см) требуют решения проблем, связанных с размером вакуумных сосудов и катодных пластин
пластины чтобы исключить опасность пробоя между находящимся под в"м напряжением люминофором и остальными частями трубки, работающими при сравнительно низком напряжении».
На рис. 18.17 трубка показана в «разобранном» виде. Дисплеи имеет 150 х 150 элементов разрешения на площади 2,7 х 2,7 дюйм . Шесть апертурных пластин, составляющих «сердце» прибора, имеют следующие функции:
Первая пластина формирует эмитируемые катодом электроны в 150 х 150 пучков.
Вторая пластина уменьшает число пучков до 10 по высоте и 150 по ширине.
Третья пластина уменьшает число пучков до величины 10 х 10.
Четвертая пластина уменьшает число пучков до 10 коллинеарных
пучков.
Пятая пластина модулирует 10 пучков, каждый по отдельности.
Шестая пластина управляет пучком и фокусирует его по пути к поверхности люминофора.
Шесть пластин сплавляются вместе до монтажа всей трубки, чтобы обеспечить устойчивую юстировку и выравнивание отверстий и увеличить жесткость системы.
В трубке используется люминесцентный экран типа Р-44. График зависимости яркости пятна от напряжения на люминофоре дан на рис. 18.18. Максимальная измеренная яркость составила 6000 фут Лб (около 20000 кд/м2) при потенциале люминофора 19 кВ. При максимальной яркости общая потребляемая мощность на входе трубки составляет около 10 Вт.
Рис. 18.17. Вид устройства DIGISPLAY 150 х 150 элементов в деталировке [30]. / катод большой площади; 2-задняя стенка баллона; 3- монтажная плата; 4-пластина формирования пучков (один вывод); 5 селектор ряда (15 выводов); 6 селектор колонки (15 выводов); 7 секционированный селектор ряда (10 выводов); 8 пластина модулятора пучка (10 выводов); 9 фокусирующая пластина; 10 передняя пластина.
НАПРЯЖЕНИЕМ ЛЮМИНОФОРЕ,*8НАПРЯЖЕНИЕМ ЛЮМИНОФОРЕ,*8Рис. 18.18. Зависимость яркости пятна от напряжения на люминофоре Р-44 [30].
НАПРЯЖЕНИЕМ ЛЮМИНОФОРЕ,*8
НАПРЯЖЕНИЕМ ЛЮМИНОФОРЕ,*8
Электрические и визуальные выходные характеристики ЭЛТ с «памятью»
Часто требуется с помощью одного и того же дисплея получить данные от разных источников на входе. Такие системы, как низкоуровневое телевидение или тепловизионные устройства, работающие в реальном масштабе времени (FL1R), выдают данные со скоростью многих мегабит в секунду. Другие системы, например работающие на боковом лепестке радиолокаторы, дают тот же объем информации, но за период, составляющий небольшую долю часа. Таким образом, скорость поступления данных и параметры памяти для таких систем могут соотноситься как 1000: 1.
Запоминающие ЭЛТ позволяют осуществить буферизацию поступающей с низкой скоростью информации для представления ее затем в обычном для телевизионных (ТВ) систем темпе. В альтернативном случае, когда информация от приемного устройства идет уже в ТВ-темпе, видеоданные в обход буфера запоминающей трубки могут поступать непосредственно на ЭЛТ.
Запоминающие ЭЛТ иногда используются для хранения более сложных данных на дисплее. Эти данные с помощью микшера видеосигналов подаются затем на монитор вместе с другой информацией, например с накладываемыми незапоминаемыми буквенно-цифровыми символами. При таком представлении информации достигается качественное, экономически выгодное и с желаемыми характеристиками взаимодействие оператора с аппаратурой.
Из-за более низкой стоимости твердотельных запоминающих устройств (ЗУ), а также поскольку информация большей частью представляется в цифровой форме, ЗУ с цифровыми преобразователями стандарта развертки получили преимущественное развитие. При использовании таких устройств информация в аналоговой форме сначала преобразуется в цифровой вид с помощью аналого-цифрового преоб-
разователя. После запоминания в цифровом ЗУ информация вновь переводится в аналоговую форму и подается на дисплей. Эта техника находит применение главным образом при низкой плотности информации на дисплее и когда взаимодействие между оператором и аппаратурой в реальном времени затруднено, а фактор стоимости играет вторичную роль.
Для широкого класса систем с высокой плотностью информации и высоким разрешением для множества применений более выгодными и экономически, и по техническим характеристикам оказываются аналоговые преобразователи стандарта развертки.
В некоторых запоминающих ЭЛТ запоминание осуществляется непосредственно на видимой поверхности экрана. Цветное или черно-белое изображение рассматривается в проходящем или отраженном свете. Подложка экранов этих трубок с диаметром от 12 до 16 дюймов подсвечивается для наблюдения в зеленом свете. Скорость записи составляет порядка 10 тыс. дюймов в секунду (250 м/с); стирание производится внутренним нагревателем, который повышает температуру подложки на 5-10 С. Можно получить дисплеи с высоким разрешением и хорошей передачей серой шкалы.
В других приборах, например в терминалах компьютерной графики, запоминание осуществляется излучающим люминофором [36J. Дисплей работает в одном из двух состояний без полутонов. Пишущий электронный луч создает на люминофоре зарядовый рельеф высокого разреше- “^ п^°РЫИ Затем мод>лиРУег ПУ™Х медленных электронов, обегаю- ^внТнеобх^7^ поверхность. Яркость поддерживается на дюймов ?сл,у*ебных помещений. Скорость записи 5000
(4 см-1) УШУ 1125 м/с). число символов-порядка 10 дюйм-1 передача ^й'пж,Япкб6ЛЬШаЯк ЯРК°СТЬ 11 более Дифференцированная технику [371 в котппп"8 ТрУбках пРям°го видения применяют другую наблюдательного ХаТ^Т’6 Oc”™ близ поверхности вольтный элитро”^ Г™ ""“ “3У-« ™ электрик поддерживается металлической ^оТ" “ ДИЗЛектрик' Дн’ стоянии несколькихК°И се1кои> расположенной на рас-
Дящегося подТсок ™ряж^ем"~^™-о -хо- ветствующий подлежащей классификацииР°с1а™ческнй заряд, соот- электрик сфокусированным пучком бьютпых1РэТИНе’ НаЛ0СИТСЯ на ди" локализованный на отдельных QTpblx электронов. Этот заряд, пучок медленных электроновСеТКИ’ м°ДУ™РУет затем
верхности. Более поло^т^считывание всей по-
считывающим электронам пройти чеп^еННЫС участки сетки позволяют затем ускоряются и бомбардируют аданТб™ СеТ-И' Э™ злектР0НЫ положительно заряженные участки ЛР Ы С болыуеи энергией. Менее И яркость против ЭТИХ участковЧИСЛ0 электронов,
• шкая конструкция приводит
к передаточной характеристике, смягчающей восприятие серой шкалы в зависимости от зарядовой картины.
Интегрирующие характеристики запоминающих ЭЛТ особенно важны для выделения сигнала на фоне шумов. Для этого следующие друг за другом строки или кадры можно последовательно суммировать. Сигнал в пространстве повторяется, а случайный шум-нет, таким образом, отношение сигнал-шум возрастает и картина становится яснее. Для стирания или возврата зарядового рельефа к незаписанному или более отрицательному состоянию нужно обеспечить осаждение считывающих электронов при небольшой скорости. Это осуществляется путем подачи на сетку положительного потенциала. При этом считывающие электроны попадают на диэлектрик и заряжают его более отрицательно, что в конечном счете приводит к прекращению осаждения. Когда металлическая сетка возвращается к своему нормальному потенциалу, более отрицательный заряд вызывает условия появления черного, т. е. стирания.
Для целей проекции разработана специальная ЭЛТ-трубка Топо- iron®, которая обеспечивает изображение диаметром 4 дюйма (100 мм) и яркость 10 000 фут-Лб (34 000 кд/м2). Высокая выходная яркость этой трубки-это прежде всего результат непрерывного возбуждения люминофора, в то время как в обычных проекционных ЭЛТ возбуждение интенсивное, но периодически повторяющееся в течение коротких промежутков времени. С этим же связано такое преимущество трубки Tono Iron®, как более продолжительный, чем у обычных ЭЛТ, срок службы.
Преимуществом запоминающих трубок прямого видения является также большая гибкость их применения. Примером может служить многомодовая трубка Multi-Mode Tonotron® [31], запись и стирание на наблюдательной поверхности которой может осуществляться двумя различными механизмами. Это достигается за счет электронных пушек, работающих при разных энергиях электронных пучков.
В качестве связующего звена в системе дисплея могут использоваться аналоговые преобразователи стандарта развертки с высокими техническими и экономическими характеристиками. Запоминающие трубки, имеющие электрический выход и являющиеся преобразователями стандарта развертки [32], используются в видеотерминалах в качестве буферных накопительных элементов и для видеозапоминания, преобразования стандарта развертки и интеграции. Дисплей какого-либо формата часто преобразуется к стандарту скорости телевизионной развертки, поскольку мониторы на такой стандарт имеются во многих конструктивных модификациях и преобразованный таким образом сигнал легко передать к одному или многим индикаторным устройствам.
В двусторонних запоминающих трубках накопительная мишень находится в центре, а записывающая и считывающая пушки на концах. Такое устройство позволяет осуществить запись и считывание одно-
временно. Имеется несколько типов накопительных запоминающих ““Т Мишень модуляционного типа с сеткой, подобная описанным выше устройствам в трубках прямого видения. В мишени этого типа считывающий пучок электронов модулируется при развертке и прохождении через сетку. Поскольку и записывающим, и считывающий ПУЧКИ бомбардируют выходную сигнальную сетку, применяются высокочастотная модуляция интенсивности считывающего пучка и последующая демодуляция на выходном электроде трубки для того, чтобы разделить токи, приходящие от записывающего и считывающего пучков.
Мишень с проводимостью, наведенной электронной бомбардировкой (EBIC-Electron Bombardment Induced Conductivity). В мишени этого типа записывающий пучок электронов имеет достаточно высокую энергию, чтобы осуществить запись на тонкой диэлектрической пластине с металлическим покрытием.
В мишени-преобразователе стандарта развертки мембранного типа [33] используется тонкая мембрана, так что заряд, наносимый на «записывающую» сторону мишени, переносится на «считывающую» сторону. Энергия электронов записывающего пучка низкая, в результате чего записывающие электроны не попадают в считывающий выход и специальные методы для разделения сигналов не требуются. Предельное разрешение составляет 2000 ТВ-строк на диаметр мишени, скорость записи-до 8 мкс па диаметр мишени.
В двусторонних преобразователях развертки в качестве выходного электрода используется считывающий коллектор. Передаточные характеристики приведены в [33]. Селективное стирание может быть осуществлено за счет регулировки энергии пучка одной из пушек, благодаря чему трубки могут работать в режиме, аналогичном режиму мульти- модовой трубки Tonotron®, и обеспечивать постепенное снижение яркости индикатора. Обычно эти трубки используются для считывания без разрушения, когда процесс считывания не уничтожает записанную информацию. Для некоторых применений желательно, чтобы считывание удаляло записанный заряд; такое считывание называют разрушающим.
В друюм двустороннем преобразователе стандарта развертки с разрушающим считыванием используется мишень из матрицы кремниевых диодов [34]. Этот преобразователь аналогичен мишени чувствительной грубки ТВ-камеры; мишень обеспечивает электронное уси- скорость записи около 1,3 нс на диаметр мишени, осуще(7влять запись сигналов в полосе до 1 ГГц. Мишень ваниеИнформацию 0 сигнале на время до 100 мс. Считы-
и обработкой i”™^ ТВ-растРУ с попеременной записью
н ь. ^то трубка, имеющая только одну
пушку, которая попеременно используется для получения информации для записи и выдачи ее в процессе считывания. Обычно используют твердотельную мишень с островками-участками из диэлектрика. Записанное зарядовое изображение определяет, в какой пропорции электроны считывающего пучка осаждаются на соседние проводящие участки; эти электроны и составляют затем сигнальный ток. В продаже имеются полностью укомплектованные устройства памяти с такими трубками, обеспечивающие разрешение 2000 ТВ-строк.
Очень высокое разрешение обеспечивают запоминающие ЭЛТ на основе 4,5-дюймового видикона с отраженным пучком фирмы RCA (было изготовлено небольшое количество таких трубок). Мишень этих трубок такая же, как в других запоминающих трубках с кремниевой мишенью, с тем отличием, что на мишени размером 2x2 дюйма содержится 7000 полосок из двуокиси кремния. Предельное разрешение этой запоминающей трубки примерно в четыре раза выше, чем у более широко распространенных кремниевых запоминающих трубок, что обеспечивает примерно 16-кратное увеличение информационной емкости. Можно запомнить от 50 до 100 страниц печатного текста.
При выборе устройства видеопамяти разрешение, компенсация черного пятна, серая шкала, время записи и стирания, воспроизводимость, линейность и время хранения данных являются взаимозависимыми параметрами (можно улучшить один ценой ухудшения другого).
Плазменные индикаторные панели
Введение. Индикаторы с газоразрядными трубками в виде набора неоновых или аргоновых индикаторных ламп используются уже давно. Главная проблема их широкого применения в индикаторных устройствах связана с изготовлением и монтажом ламп и управлением ими. Плазменные панели появились в результате стремления достичь функциональных характеристик, присущих большому набору ламп, без обычных трудностей. Плазменные панели можно разделить на два основных вида: переменного тока (типичная реализация-панель Digivue® фирмы Owens-Illinois) и постоянного тока (пример-самосканируюшая панель Self Scan® фирмы Burroughs Corp.).
Сначала кратко опишем оба вида, а затем рассмотрим каждый подробнее. Следуя работе [35], сравнение двух видов панелей можно провести следующим образом.
Термин «плазменная индикаторная панель» был впервые применен для описания газоразрядного устройства, в котором разряд был изолирован от возбуждающих электродов поверхностями диэлектрика. Хотя эти поверхности препятствовали развитию непрерывного разряда, последовательность импульсных разрядов на переменном токе в ответ на прилагаемое переменное напряжение такая структура обеспечивала. В последние годы термин «плазменные индикаторные устройства»
применяется и для описания приборов, в которых электроды находятся в атмосфере газа. В такой структуре может поддерживаться как непрерывный, так и импульсный разряд, однако в большинстве применений разряды однонаправленны. Первый вариант структуры мы будем называть плазменными панелями переменного тока, а второй-плазменными панелями постоянного тока. Поскольку вторые в принципе проще, начнем с них.
Плазменные панели постоянного тока. В этой структуре имеются два набора параллельных пластин-электродов, расположенных в газовой среде друг против друга и взаимно перпендикулярных. Апертурная пластина, помещенная между наборами электродов, удерживает разряд. Соответствующие напряжения адресации на двух пересекающихся электродах вызывают электрический пробой и испускание света на пересечении. Присутствия адресационного напряжения только на одном электроде недостаточно, чтобы инициировать разряд. В этом матричном устройстве газоразрядная ячейка, достаточно нелинейная, действует как логическая схема «И» с двумя входами. В устройстве обычно работает в данное время один ряд (или колонка), а сигналы на противолежащих электродах определяют, какая ячейка в этом ряду (или колонке) будет включена. Поскольку коэффициент заполнения с ростом размеров устройства снижается, размер матрицы ограничивается максимальным значением тока.
Сегментные газоразрядные дисплеи, за исключением разницы в геометрии, работают аналогичным образом. Соответствующие сегменты соединяются вместе, образуя ряд, в то время как противолежащие сегментированные электроды определяют колонку лво»™^0”00 ™формации в такой структуре может осуществляться Лв по н^пя °ДИН МеТ0Д заключается В подаче на панель импуль- кооотких ™Л ДОСТаточных Д™ возбуждения разряда, но слишком сохраняю Л ппом^Р*31'™' ЯЧСЙКИ' К°Т°РЫе УЖе в^^чены, достаточные чтобь УТКе МвЖДУ импУльсами последствия ионизации, Хд? поТ«^^"РИ Сде”ем импульсе. Во втором
ограничивающее ток тп ждои ячейкой должно быть включено зоразряднЛ^я'йкн сЛеЛсопротивления и га-
состояниями-бистабильный этемЛ-Л” ЭЛемент с ДВУМЯ устойчивыми мало, чтобы инициировать пачпя ’ В котором напряжение слишком кивать уже суЛестВ^~~ чтобы под-
с ооъемом разряда.Р Р Д. В обоих методах память связана
чений к панелГжХ^^требуемое число подклю-
поминающей разрядной структуое С0Кращение этог<> числа. В неза- рованием (Self Scan® Panel) тгл п ‘ постоянн°м токе с самоскани- В этом устройстве наборусложнения панели,
наблюдателем, управляется многофазным^р0”' Т°ЛЬК° СДВа видимых р зным (обычно трехфазным) регу-
лятором. Для возникновения нормального разряда требуются как соответствующее напряжение, так и «затравка» объема от предшествующего разряда. Отдельный набор электродов переносит разряды на фронтальную поверхность панели в соответствии с содержанием информации. В этом устройстве нет внутренней памяти.
Поскольку интенсивность свечения этих незапоминающих панелей может регулироваться величиной тока или шириной импульса, воспроизведение серой шкалы не составляет труда, и рассматривается возможность использования таких устройств в качестве нового типа телевизионных дисплеев. Цветное изображение, важное для телевизионных применений, а также для некоторых других применений информационных дисплеев, можно обеспечить, применяя люминофоры, возбуждаемые ультрафиолетовым излучением разряда.
Плазменные панели переменного тока. В этих панелях так же, как и в панелях постоянного тока, имеются два взаимно перпендикулярных набора параллельных пластин-электродов. Однако в каждом месте возникновения разряда имеются диэлектрические поверхности, изолирующие электроды от газа и образующие два конденсатора, включенные последовательно в цепь разряда. Переменное напряжение, постоянно приложенное к двум наборам электродов, слишком мало, чтобы инициировать разряд. Если же подать пару записывающих напряжений на два выбранных электрода, возбуждается импульсный разряд, который затухает, когда ионы и электроны текут к диэлектрическим поверхно-- стям и заряжают конденсаторы. Это заряжание увеличивает приложенное напряжение на следующий полупериод и инициирует второй разряд, который затем заряжает конденсаторы, подготавливая их к третьему разряду. Эта последовательность импульсных разрядов, которая характеризует положение ячейки «включено», заканчивается, когда на два пересекающихся электрода подается стирающий сигнал. В результате возникает управляемый разряд, который уменьшает заряд на последовательно включенном конденсаторе ниже минимума, требуемого для зажигания.
В варианте устройства Digivue® не требуется наличия в газе апертурной пластины. Разряд удерживается не пластиной, а электрическим полем и давлением газа. Это самозаписывающая панель; разряды наблюдаются на пересечении электродов. Простота структуры позволила построить промышленные образцы с числом центров разряда, превышающим 250 000 при их плотности 3600 на квадратный дюйм (600 см-2). В экспериментальных образцах достигнуто число ячеек свыше миллиона при плотности более Ю3 см-2.
Базовая структура панелей на переменном токе реализована также в секционной форме для цифровых дисплеев, но в этом случае устройство возбуждается за пределами диапазона бистабильности, и, чтобы препятствовать паразитным эффектам от наполовину выбранных сигналов, используется память с записью на поверхности.
Плазменные панели на переменном токе также являются матрич- ними устройствами, но здесь каждая разрядная ячейка действует не только как логическая схема «И» с двумя входами, но также и как бистабильный элемент памяти. Память зависит в этом случае от накопления электрического заряда на диэлектрических поверхностях. Присутствуют, однако, и эффекты объемной памяти, и это используется для развития метода. В одном из вариантов предусматриваются дополнительные электроды, расположенные между обычными электродами, обеспечивающими разряд. В результате трехфазного управления изображение сдвигается. Условиями возникновения нового разряда в ячейке являются приложение соответствующего напряжения и присутствие разряда по соседству. При однофазном управлении изображение остается стационарным. Выгода-в упрощении схемотехники ценой некоторого усложнения панели и уменьшения возможности произвольного доступа. Объемные эффекты используются и в многоцелевых панелях, где пары электродов соединяются с целью обеспечения логики с высокими логическими уровнями в панелях с произвольным доступом, а также в технике светозаписи. Рассматривается возможность применения плазменных панелей на переменном токе в телевидении. Здесь также можеТ быть обеспечено цветное изображение на счет использования люминофоров.
напоавлениях ™°™Я "венных дисплеев развиваются во многих дисплеевепинстТ раЗЛИЧНЫХ применений. Для больших графических дисплеев единственная серьезная альтернатива ЭЛТ.
Жидкие кристаллы (ЖК)
интереса HBnwrcTxc^Tenw^ присгального исследовательского няется кристаллоподобными свой^™™460™6 материалы> чт0 объяс- мия и характеристики ЖК ппп а ВЗМИ Э™Х жидких материалов. Хи- Для решения ряда проблем "Р°п “° °ПИСаНЫ В ^ °"“ применяются результатов. Р ЛСМ С ПОЛЬЗОИ- «° без особо впечатляющих
В конце 60-х гг. в Г291 и Г4П
подробностями, что при электпичУк Л0 ?оказано с достаточными Управляемое свечение, которое де^М°ЖН° получить
жающий материал. Со времени этиУ™ К ЯрЧе 11ЛИ темнее, чем окру- и внедрено множество различных Р^ННИХ Рцбот было разработано часов и микрокалькуляторов до дис^» СТВ ' °Т ИНДИК аторов наручных в телевидении и в проекционных сисТ^мах РИГ0ДНЫХ для использования
В качестве примера, иллюстпипУ
для Обработки одного классаУУуСГ0 применение одного класса Указать работу Кобаяси [42] ПоиВ °ДН0М режиме, можно
д^й^"™^УЧИТЫВаТЬ ™ие паРа"
ческии диапазон, вид коистя п ФФективиость, цвет, требуемый
Д Крисгалличсского материала и способ
возбуждения. В [42] рассмотрено рассеяние как результат турбулентности при прохождении тока через ЖК, а в работе [43] - прибор, использующий крученый нематический ЖК. Наблюдаемые результаты отличались по поляризации.
Хотя эти работы демонстрировали несомненный прогресс, низкая чувствительность позволяла использовать ЖК только в индикаторных устройствах с низкой скоростью поступления информации. В обзоре [44] подчеркивается, что для применений, где требуется передача информации с высокой скоростью, например в телевидении или других устройствах, связанных с наблюдением движущихся изображений, необходимо преодолеть затруднения, вызванные перекрестными связями между элементами, а также большой инерционностью. Следует упомянуть также обзорную работу [45].
В работе [46] было продемонстрировано телевизионное изображение на жидкокристаллическом дисплее при непосредственной передаче с места действия. В дисплее использовался транзисторный ключ в каждой точке матрицы, чтобы решить традиционные для ЖК проблемы перекрестных связей между элементами, инерционности и ограниченной коммутирующей способности. Использование транзистора в каждой точке матрицы-наиболее общий подход к решению этих проблем. При сочетании с подходящим конденсатором такая комбинация действует как выборка и позволяет быстро адресоваться к выбранному элементу. Были продемонстрированы возможности такой схемы обеспечить работу в необходимом для ТВ темпе с дисплеем на ЖК. В [46] дано дальнейшее развитие такого подхода-была изготовлена монолитная транзисторная матрица размером 1 х 1 дюйм (2,5 х 2,5 см) с 10000 элементов на базе кремниевой технологии. С ее использованием получены следующие характеристики ТВ-изображения:
Контрастность (максимальный диапазон) Временные характеристики: нарастание до 90% затухание** до 10%Хорошая работа при высоком уровне окружающего освещенияЧисло градаций серогоКонтрастность (максимальный диапазон) Временные характеристики: нарастание до 90% затухание** до 10%Хорошая работа при высоком уровне окружающего освещенияЧисло градаций серого18:1100 мс160 мсЗамирание отсутствует до уровня яркости 104фут-Лб (3,4-104 кд/м2). Контрастность такая же. как при 100 фут-Лб (340 кд/м2)Примерно 618:1100 мс160 мсЗамирание отсутствует до уровня яркости 104фут-Лб (3,4-104 кд/м2). Контрастность такая же. как при 100 фут-Лб (340 кд/м2)Примерно 6
Контрастность (максимальный диапазон) Временные характеристики: нарастание до 90% затухание** до 10%
Хорошая работа при высоком уровне окружающего освещения
Число градаций серого
Контрастность (максимальный диапазон) Временные характеристики: нарастание до 90% затухание** до 10%
Хорошая работа при высоком уровне окружающего освещения
Число градаций серого
18:1
100 мс
160 мс
Замирание отсутствует до уровня яркости 104фут-Лб (3,4-104 кд/м2). Контрастность такая же. как при 100 фут-Лб (340 кд/м2)
Примерно 6
18:1
100 мс
160 мс
Замирание отсутствует до уровня яркости 104фут-Лб (3,4-104 кд/м2). Контрастность такая же. как при 100 фут-Лб (340 кд/м2)
Примерно 6
*’ Для специальных условий с сокращенной серой шкалой время затухания может быть уменьшено до 40 мс.
На рис. 18.14 и 18.15 показано устранение дефектов при совершенствовании техники получения изображения. Описанная технология успешно совершенствуется (см. [48-50]); ею занимается фирма Hughes Aircraft Со. [51].
Светоизлучающие диоды (СИД)
По поводу применения электролюминесцентных материалов в форм СИД см. в конце книги в разд. «Литература», подраздел «Цитируемая литература к гл. 18», ссылки на обзоры Nuese et al (1972) и Loebner (1973). В последней работе особое внимание уделено получению цвет ного изображения с использованием различных материалов.
Сравнение характеристик дисплеев на СИД и иа ЖК
Перспективность обеих технологий при проектировании индикатор* ных устройств делает актуальным их сравнение применительно к этой задаче. Такой анализ выполнен в работе [47]. Этот анализ проводился с использованием ряда литературных источников, ссылки на которые приведены в разд. «Литература» [48-69]. Результаты сравнительного анализа приведены в табл. 18.14.
СИДСИДЖКДЖКДТаблица 18.14. Сравнение характеристик СИД и ЖКД [47]
СИД
СИД
ЖКД
ЖКД
Свойства, пара-метры. характери-стики
Зрительное впечатление и условия наблюденияЗрительное впечатление и условия наблюденияРассеиваемая мощность Постоянная времени Зависимость от температуры Совместимость со схемотехникойРассеиваемая мощность Постоянная времени Зависимость от температуры Совместимость со схемотехникойКомпоновкаКомпоновкаСрок службы Экономические факторыСрок службы Экономические факторыУгол наблюдения - от среднего до широкого. Хорошо виден в условиях затемнения и не виден прн ярком освещении. Доступны все цвета, за исключением синего0,1-10 Вт/см2 при 2 В10-1000 нсНе существенна. Рабочий диапазон - 40... + 100°C Низковольтные приборы с большими токами. Обычно требуются биполярные транзисторы. Для возбуждения годится униполярная волна. Легко мультиплексируется (более 20 строк)Полупроводниковая технология. Применяются различные конструкции, направленные на максимизацию светового выхо- мин™альном расходеС ИД-материала Более 50000 чСтоимость в последние годы резко падает и зависит от величины светящейся площадиУгол наблюдения - от среднего до широкого. Хорошо виден в условиях затемнения и не виден прн ярком освещении. Доступны все цвета, за исключением синего0,1-10 Вт/см2 при 2 В10-1000 нсНе существенна. Рабочий диапазон - 40... + 100°C Низковольтные приборы с большими токами. Обычно требуются биполярные транзисторы. Для возбуждения годится униполярная волна. Легко мультиплексируется (более 20 строк)Полупроводниковая технология. Применяются различные конструкции, направленные на максимизацию светового выхо- мин™альном расходеС ИД-материала Более 50000 чСтоимость в последние годы резко падает и зависит от величины светящейся площадиУгол наблюдения - средний. Видимость не зависит от окру жающего освещения. Доступны все цвета5-1,0 мкВт/см2 в диапазоне 3-15 В10—500 мсЗначительная. Рабочий диапазон примерно 0... + 70 °C Слаботочные приборы с напря жением от низкого до средне го.^ Совместимы с интеграль ной КМОП-структурой. Необ ходима биполярная форма волны. Мультиплексирование ограничено (4-8 строк) Технологии обращения со стек лом и с органическими жидко стями. Требуется герметичность. Податлив в части изме нения размера10 000-20 000 чНовая, еще неогработанная технология. Сравнительно низ кая стоимость исходных мате риаловУгол наблюдения - средний. Видимость не зависит от окру жающего освещения. Доступны все цвета5-1,0 мкВт/см2 в диапазоне 3-15 В10—500 мсЗначительная. Рабочий диапазон примерно 0... + 70 °C Слаботочные приборы с напря жением от низкого до средне го.^ Совместимы с интеграль ной КМОП-структурой. Необ ходима биполярная форма волны. Мультиплексирование ограничено (4-8 строк) Технологии обращения со стек лом и с органическими жидко стями. Требуется герметичность. Податлив в части изме нения размера10 000-20 000 чНовая, еще неогработанная технология. Сравнительно низ кая стоимость исходных мате риалов
Зрительное впечатление и условия наблюдения
Зрительное впечатление и условия наблюдения
Рассеиваемая мощность Постоянная времени Зависимость от температуры Совместимость со схемотехникой
Рассеиваемая мощность Постоянная времени Зависимость от температуры Совместимость со схемотехникой
Компоновка
Компоновка
Срок службы Экономические факторы
Срок службы Экономические факторы
Угол наблюдения - от среднего до широкого. Хорошо виден в условиях затемнения и не виден прн ярком освещении. Доступны все цвета, за исключением синего
0,1-10 Вт/см2 при 2 В
10-1000 нс
Не существенна. Рабочий диапазон - 40... + 100°C Низковольтные приборы с большими токами. Обычно требуются биполярные транзисторы. Для возбуждения годится униполярная волна. Легко мультиплексируется (более 20 строк)
Полупроводниковая технология. Применяются различные конструкции, направленные на максимизацию светового выхо- мин™альном расходе
С ИД-материала Более 50000 ч
Стоимость в последние годы резко падает и зависит от величины светящейся площади
Угол наблюдения - от среднего до широкого. Хорошо виден в условиях затемнения и не виден прн ярком освещении. Доступны все цвета, за исключением синего
0,1-10 Вт/см2 при 2 В
10-1000 нс
Не существенна. Рабочий диапазон - 40... + 100°C Низковольтные приборы с большими токами. Обычно требуются биполярные транзисторы. Для возбуждения годится униполярная волна. Легко мультиплексируется (более 20 строк)
Полупроводниковая технология. Применяются различные конструкции, направленные на максимизацию светового выхо- мин™альном расходе
С ИД-материала Более 50000 ч
Стоимость в последние годы резко падает и зависит от величины светящейся площади
Угол наблюдения - средний. Видимость не зависит от окру жающего освещения. Доступны все цвета
5-1,0 мкВт/см2 в диапазоне 3-15 В
10—500 мс
Значительная. Рабочий диапазон примерно 0... + 70 °C Слаботочные приборы с напря жением от низкого до средне го.^ Совместимы с интеграль ной КМОП-структурой. Необ ходима биполярная форма волны. Мультиплексирование ограничено (4-8 строк) Технологии обращения со стек лом и с органическими жидко стями. Требуется герметичность. Податлив в части изме нения размера
10 000-20 000 ч
Новая, еще неогработанная технология. Сравнительно низ кая стоимость исходных мате риалов
Угол наблюдения - средний. Видимость не зависит от окру жающего освещения. Доступны все цвета
5-1,0 мкВт/см2 в диапазоне 3-15 В
10—500 мс
Значительная. Рабочий диапазон примерно 0... + 70 °C Слаботочные приборы с напря жением от низкого до средне го.^ Совместимы с интеграль ной КМОП-структурой. Необ ходима биполярная форма волны. Мультиплексирование ограничено (4-8 строк) Технологии обращения со стек лом и с органическими жидко стями. Требуется герметичность. Податлив в части изме нения размера
10 000-20 000 ч
Новая, еще неогработанная технология. Сравнительно низ кая стоимость исходных мате риалов
Цветное проекционное индикаторное устройство с одной пушкой
Потребность в стационарном дисплее, способном отобразить цветную картину, полученную в результате интенсивной и достаточно сложной обработки данных, может быть удовлетворена на основе оригинальной техники, предложенной в [70]. В цветном ТВ-проекторе с одной пушкой и световым клапаном, описанном в [71], использовались отдельный источник света в виде ксеноновой лампы, жидкостный управляющий слой и проекционный объектив. В оптическом смысле это устройство аналогично кино- или диапроектору. На деформируемой поверхности возникают миниатюрные канавки от зарядов, наносимых сканирующим электронным пучком, который модулируется видеоинформацией. Эта рельефная картина становится видимой при наблюдении по методу темного поля, или шлирен-методу, с помощью оптической системы, состоящей из набора прорезей на входе и полос на выходе. Результирующее телевизионное изображение фокусируется на экране проекционным объективом (рис, 18.19).
Зеленый свет проходит через горизонтальные прорези и регулируется модуляцией ширины строк самого растра. Это происходит с помощью высокочастотной несущей, напряжение которой приложено к вертикальным отклоняющим пластинам. Модуляция осуществляется зеленым видеосигналом. Красный и голубой свет проходит через вертикальные прорези и модулируется дифракционными решетками, направление
Белый^ЕЛимм Синий , hpachhu
Рис. 18.19. Схематическое изображение системы цветного ТВ с одной пушкой и световым затвором фирмы GE [70].
/-лампа; 2 электронная пушка; 3 цилиндрическая линза; 4 световой клапан; 5 проекционный объектив, использующий шлирен-метод; б экран; 7 сечение световою пучка; 8 пластина с цветными фильтрами; 9 прорези на входе; 10 жидкость; // отклоняющие пластины; 12 контроль плоскости растра; 13 диск; 14 полосы на выходе.
штрихов которых перпендикулярно строкам растра. Пучок электронов модулируется в горизонтальном направлении. Это осуществляется за счет приложения кГоризонтальным отклоняющим пластинам напря- ження несущей частоты 16 МГц для красного и 12 МГц для голубого света Эти' несущие модулируются соответственно красным и голубым видеосигналами. Расстояния между возникающими канавками таковы, что при 16 МГц на прорезях дифрагирует красный сигнал, а голубой блокируется. При 12 МГц, наоборот, проходит голубой сигнал, а красный блокируется. Таким образом, три наложенных друг иа друга первичных цветных изображения синхронно записываются одним пучком электронов и проецируются на экран в виде результирующей цветной картины.
Разрешение, или резкость, спроецированного изображения зависит от качества проекционной оптики, дифракционного предела прорезей и от характеристик первичной картины, возникающей на поверхности жидкости. В работе [72] метод совершенствовался иа базе рассмотрения в частотной плоскости фильтрующего действия прорезей и полос на боковые частоты, которые возникают в первом и втором порядках оптических спектров при видеомодуляции. Используя описанные методы и оптику с улучшенными характеристиками, авторам [72] удалось увеличить разрешение по горизонтали в зеленом свете до 900 ТВ-строк. Разрешение по горизонтали для красного и голубого изображений удалось поднять до 500 ТВ-строк, при этом ограничения определялись главным образом дифракционным пределом прорезей на выходе. Разрешение по горизонтали для белой картины больше, чем среднее из этих величин, и может достигать 800 ТВ-строк благодаря большому вкладу зеленой составляющей. Эти усовершенствования особенно полезны для воспроизведения цветных ТВ-изображений, изображений с экрана компьютера, машинной графики, буквенно-цифровой символики. При вещательной передаче без выхода в эфир качество несколько лучше, но в этом случае полоса ограничивается до 270-280 ТВ-строк кодирующими и декодирующими устройствами Национального комитета по телевизионным системам (NTSC) США.
Световой выход описанного проектора более чем вдвое превышает аналогичный показатель обычного цветного проектора за счет использования более мощной лампы 650 Вт вместо 500 Вт, улучшенного чяпиги1ЛСНиЯ оптических поверхностей и высокой эффективности тот « ПОВсрхиости жидкого слоя. Световой выход цветного проек- пп отк-пк^л, СВС1е порядка 300 ЛМ1 что соответствует примерно 800 лм витель^ыше^ 8 Реж»ме диапроекции. Этот показатель дейст- Соответствуюшие М У ольшинства проекторов для 35-мм слайдов. !8<Ю лмДЛЯ чеР«о-белой проекции- 1000 и
экране ра^™ со^ствует освещенности около 140 лк на 100 кд/м2’ М’ ЧТ° обеспечивает яркость экрана порядка .
Проводится дальнейшее усовершенствование проекторов описанного типа с использованием современной элементной базы электронной схемотехники (PJ 5000). Перспективы применения проекторов описанного типа с оптическим затвором весьма широки благодаря высокому световому выходу и стабильности изображения на поверхности жидкого слоя даже в условиях воздействия значительных ускорений на платформу-носитель. Изображения могут додаваться как с экрана компьютера, так и с ТВ-камеры или видеомагнитофона. Типичные размеры экранов 1,5-3 м, они обычно используются в режиме рирпроекции. При использовании стандартного анаморфотного объектива возможен широкоэкранный показ с увеличением ширины картины вдвое.
СПЕЦИФИКАЦИЯ И КАЛИБРОВКА ИНДИКАТОРНЫХ УСТРОЙСТВ
Для измерения и спецификации характеристик дисплеев существуют различные методики, и в них большей частью под важнейшей характеристикой понимается разрешение. Различные методики могут дать и существенно различающиеся численные значения разрешения для одного и того же прибора. Включение нескольких устройств последовательно, например трубки-преобразователя стандарта развертки, видеоусилителя и ЭЛТ, создает дополнительные сложности в спецификации или оценке разрешения системы в целом, особенно если разрешение отдельных устройств определяется по-разному. Поэтому полезно иметь для сравнения разрешения разных устройств некий эталон. Такой эталон разрешения может быть выбран произвольно, но он должен соответствовать задаче оценки дисплеев и обеспечивать удобство и постоянство при измерениях.
Это не «официальный» эталон для определения характеристик дисплеев-индикаторов. Правда, исследования, направленные на то, чтобы узаконить такой эталон применительно к ТУ для военных применений, Ассоциацией электронной промышленности США ведутся. Определения и методы стандартизуются при этом на уровне электрических сигналов, потому что оценки по оптическому выходу считаются слишком сложными (см. работу Ehrlich el al, ссылка на которую приведена в разд. 18.6.2).
Наиболее часто используемые при определении разрешения индикаторных устройств параметры - это предельное разрешение при сжатии растра, предельная телевизионная чувствительность и пространственно-частотная характеристика МПФ. Вообще говоря, все они, за исключением последней, не дают возможности оценить, как оператор будет видеть экран.
Предельное разрешение при сжатии растра. Оценка разрешения по этому критерию производится путем проекции на экран растра с равно-
отстоящими друг от друга строками и сжатия его размеров до тех пор пока строки не перестанут различаться по отдельности. Опытный наблюдатель в нормальных условиях воспринимает картину как равномерное поле при перепаде яркостей от 2 до 5%. Поскольку распределение энергии в пятне на экране ЭЛТ весьма близко к гауссову, ровное по яркости поле наблюдается при расстоянии между строками примерно 2о, где о-радиус пятна на уровне 60% от максимума.
Телевизионное разрешение (предельная ТВ-чувствительность). По клину ТВ-таблицы размер пятна оценивается на уровне, где штрихи клина опознаются на пределе разрешения. Число ТВ-строк на единицу длины представляет тогда число черных и белых штрихов в точке предельного разрешения. Клин таблицы эквивалентен модуляционной функции по прямоугольной волне, поэтому ТВ-разрешение часто называют предельной реакцией на прямоугольную волну. (Следует помнить. что в телевизионной терминологии один период прямоугольной волны, образующий черный и белый интервалы, соответствует двум ТВ-строкам.) Принимая распределение в пятне гауссовым, получим, что предельная реакция на прямоугольную волну наблюдается при расстоянии между ТВ-строками 1,18а. Таким образом, предельное число ТВ-строк на единицу длины примерно в 1,7 раза больше, чем число строк сжатого растра при одинаковом размере пятна на дисплее.
стандарта разверткистандарта развертки10D10D® . 6<5 б® . 6<5 б5.50 «< о55.50 «< о5= 25= 250L 00L 0и,о и.о1,01,2660666tПРШРАШ8ШАЯ ЧАСТОТА.N(и,о и.о1,01,2660666tПРШРАШ8ШАЯ ЧАСТОТА.N(О 200 400 600 800 1000 1200 ?хщшощ для 6 = 0,001 дяймкО 200 400 600 800 1000 1200 ?хщшощ для 6 = 0,001 дяймкМодуляционная передаточная функция (МПФ). О. Н. Schade (см. ссылку в разд. «Литература») использовал при анализе не прямоугольную волну, обычно применяемую в ТВ-тестах, фотографии и оптике, а тест с синусоидальным распределением яркости. Реакция на такой тест называется модуляционной передаточной функцией (МПФ). Вид этой функции показан на рис. 18.20. Когда последовательно работают несколько устройств, например преобразователь
стандарта развертки
стандарта развертки
10D
10D
® . 6<5 б
® . 6<5 б
5.50 «< о
5
5.50 «< о
5
= 25
= 25
0L 0
0L 0
и,о и.о1,01,2
660666
tПРШРАШ8ШАЯ ЧАСТОТА.N(
и,о и.о1,01,2
660666
tПРШРАШ8ШАЯ ЧАСТОТА.N(
О 200 400 600 800 1000 1200 ?хщшощ для 6 = 0,001 дяймк
О 200 400 600 800 1000 1200 ?хщшощ для 6 = 0,001 дяймк
Сжатым растрСжатым растртВ-пр[д1лтВ-пр[д1л*
Сжатым растр
Сжатым растр
тВ-пр[д1л
тВ-пр[д1л
Рис. 18.20. Модуляционная передаточная функция (МПФ) в относительных единицах [1].
Примечания. I) Пространственная частота А равна числу полупериодов на единицу длины. 2) Разрешение равно числу ТВ-строк на дюйм.
и ЭЛТ, МПФ отдельных устройств перемножаются, определяя МПФ системы в целом. Это мультипликативное свойство - важнейшее преимущество использования МПФ при измерении разрешения. Другим преимуществом метода МПФ является возможность графического представления этой функции, что позволяет определить предел визуальной видимости для данной индикаторной системы. Характеристика МПФ может быть связана с другими критериями разрешения-с пределом по сжатому растру и с ТВ-разрешением, если предположить, что форма распределения энергии в пятне - гауссова. Например, если сигнал по тесту с синусоидальной волной виден на экране дисплея на пределе при полупериоде, соответствующем пределу разрешения строк сжатого растра, модуляция составит примерно 29%. Переход от одного критерия разрешения к другому можно осуществить по табл. 18.15.
Разрешение по чувствительности. Этот критерий обычно определяется по уровню чувствительности 3 дБ (1,67а), что эквивалентно разрешению ТВ50 и превышает разрешение по сжатому растру (см. рис. 18-20 и табл. 18.15).
Несомненно, что описанные выше критерии носят количественный характер и они представлены в большинстве спецификаций при серьезном и ответственном уровне разработки и изготовления. Однако фактически, как показано в [3], описанные характеристики не обладают временной инвариантностью. Там же подчеркнуто, что оценки, сделанные по уровню половинной мощности, верны лишь при гауссовой форме пучка.
Для первого приближения разработчик вполне может использовать описанные характеристики и критерии. Однако разрешение часто ха-
Табдица 18.15. Таблица перехода от одних критериев разрешения к другим [1]
Переход к -* от
1
V X
X О Т
S S о.
О
со Н
е
ОС л 3
О
о
СО Н
а.
«
« 3
И и
- -^'-, ■
IS ос
X
о >.
*
3 а
Г
1
‘g
2г &
§ б 1
ТВ-ограничение
1.18а
0,80
0.71
0.59
0.50
0,44 0.42
0,33
10%-ная МПФ
1,47 а 1,25
—
0.88
0,74
0,62
0,55 0,52
0,42
ТВ50 (3 дБ)
1,67а1.4
1.14
—
0,84
0,71
0,63 0,59
0,47
Сжатый растр
2.00а1.7
1,36
1.2
—
0,85
0,75 0,71
0.56
50%-ная амплитуда
2,35а2,0
1.6
1.4
1,17
-—
0,88 0,83
0,66
50%-ная МПФ
2,67а2,26
1.8
1.6
1,33
1,14
—0.94
0.75
Оптический критерий (1/е)
2.83а2,4
1,9
1,7
1,4
1.2
1.06—
0.80
Эквивалентная полоса (W,)
3,54а3,0
2.4
2,1
1,77
1.5
1,33 1,25
рактеризуют размером пятна (или диаметром сечения пучка) при минимальном значении тока пучка, в то время как максимальная яркость паспортизуется для существенно более высокого значения тока пучу и обычно безотносительно к размеру сечения пучка или распределению энергии в нем.
Следует выбирать сравнительно большом диаметр пучка, чтобы не было темных полос между строками, которые могли бы создать серьезные помехи при наблюдении на экране дисплея. Нужно также быть уверенным, что размер пятна постоянен по всей площади дисплея или уменьшается на периферии в приемлемой степени. Хотелось бы также иметь в виде графика зависимость отношения сигнал-шум на экране дисплея от отношения сигнал-шум на входе дисплея во всем диапазоне изменения отношения сигнал-шум и для различных пространственных частот.
В работе [6] эксперименты проводились при низких частотах и с определением МПФ особых трудностей не возникало; вместе с тем в работе [3, гл. 3] отмечается, что даже при сравнительно коротких экспериментах после длительного прогрева приходилось преодолевать большие трудности для поддержания калибровки. Методы измерения размеров пятна как критерия разрешения на экране дисплея описаны в [74- 78].
Стандартизация буквенно-цифровых символов требует учета человеческих факторов. Такие исследования проводились в [73]. В этой работе предложен ряд заглавных букв и цифр, которые могли бы служить эталонами для оценки качества изображения символов на дисплее (рис. 18.21). Особое внимание уделялось устранению возможности перепутать символы.
КОМПРОМИССЫ ПРИ ВЫБОРЕ И РАЗРАБОТКЕ ИНДИКАТОРНЫХ УСТРОЙСТВ
Некоторые из факторов, влияющие на выбор индикаторных устройств приемной части чувствительных систем, могут быть оценены количественно, но многие факторы поддаются только субъективной оценке. Сравним дисплеи Multi-Mode Tonotron® (ММТ) двух размеров
Рис 18 21. РекомендуемыеРис 18 21. Рекомендуемыестандарт,,ь,е буквы „ ,1ифры [73]стандарт,,ь,е буквы „ ,1ифры [73]
Рис 18 21. Рекомендуемые
Рис 18 21. Рекомендуемые
стандарт,,ь,е буквы „ ,1ифры [73]
стандарт,,ь,е буквы „ ,1ифры [73]
Н)НШ1Ш дисплея (число строк)Н)НШ1Ш дисплея (число строк)Рис. 18.22. Характеристики дисплеев.
Н)НШ1Ш дисплея (число строк)
Н)НШ1Ш дисплея (число строк)
1 ММТ 5 дюймов (изображение 3x3 дюйма); 2 ММТ 7 дюймов (изображение 4.5 х 4.5 дюйма) и Т-П/ЭЛТ 8 дюймов (растр 6,5 х 4.5 дюйма); 3 Т-П/ЭЛТ 11 дюймов (растр 8 х 6.5 дюйма); 4 труб- ка-преобразоватсль стандарта развертки [I].
(5 и 7 дюймов) и трубки-преобразователи стандарта развертки мембранного типа SCT (Т-П/ЭЛТ) двух размеров (8 и 11 дюймов), скомбинированные с ЭЛТ, предназначенной для системы, работающей в реальном времени с высоким разрешением в приемной системе со строчной разверткой. Для этой системы требуется запоминание изображения.
Модуляционные передаточные функции (МПФ) этих четырех индикаторных систем и отдельно взятой трубки-преобразователя стандарта развертки показаны на рис. 18.22. ММТ размером 7 дюймов и Т-П/ЭЛТ размером 8 дюймов имеют идентичные МПФ. Результирующая МПФ приемной системы с различными индикаторными устройствами показана на рис. 18.23, здесь же нанесена МПФ одной приемной системы со строчной разверткой.
На рис. 18.24 на графики МПФ дополнительно нанесены кривые остроты зрения для каждого индикаторного устройства. Пересечения этих двух групп кривых дают максимальные возможные значения разрешения, они отмечены на графике кружками. Любой сигнал левее пересечения имеет достаточно хорошие характеристики, чтобы быть видимым на экране дисплея оператором. Напротив, реакция на экране дисплея на сигналы, находящиеся правее пересечения, недостаточна дтя
Рис. 18.23. Характеристики приемной системы вместе с дисплеем.
I приемная система и ММТ 5 дюймов; 2 приемная система и ММТ 7 дюймов; 3 Т-П/ЭЛТ 8 дюймов с приемной системой; 4 Т-П/ЭЛТ 11 дюймов с приемной системой; 5 только приемная система (строчный сканер) [1].
Pfc)РЕttlEHUt системы (число строк)Pfc)РЕttlEHUt системы (число строк)ММТ 5 дюймовММТ 5 дюймовММТ 7 дюймовММТ 7 дюймов3,0X3,05054,5х4.57256,5х4,57958.0х6,58853,0X3,05054,5х4.57256,5х4,57958.0х6,5885
Pfc)РЕttlEHUt системы (число строк)
Pfc)РЕttlEHUt системы (число строк)
ММТ 5 дюймов
ММТ 5 дюймов
ММТ 7 дюймов
ММТ 7 дюймов
3,0X3,0505
4,5х4.5725
6,5х4,5795
8.0х6,5885
3,0X3,0505
4,5х4.5725
6,5х4,5795
8.0х6,5885
Рис. 18.24. Характеристики индикаторных систем и острота зрения для четырех различных систем.
Характеристики индикаторных систем для: ММТ 5 дюймов (/). Т-П/ЭЛТ 11 дюймов (2). Т-П/ЭЛТ 8 дюймов и ММТ 7 дюймов (3). Острота зрения для: ММТ 5 дюймов (■/), ММТ 7 дюймов (5). ЭЛТ 8 дюймов (<5) и ЭЛТ 11 дюймов (7) [1].
их видимости. Значения предельного максимального разрешения для каждого индикаторного устройства сведены в табл. 18.16.
Из табл. 18.16 видно, что комбинация преобразователя стандарта развертки с 11-дюймовой ЭЛТ обеспечивает наилучшие характеристики системы. Поскольку существенная часть максимального разрешения определяется суммарным числом элементов разрешения на дисплее, размер изображения на дисплее также очень важен. Предположим, например, что число элементов разрешения ММТ размером 5 дюймов нужно увеличить так, чтобы результирующее разрешение системы было таким же, как в системе Т-П/ЭЛТ диаметром 11 дюймов. Для этих условий, как можно видеть на рис. 18.24, предельное разрешение увеличивается от 505 до 560 ТВ-строк, хотя разрешение индикаторного устройства возрастает от 550 до 900 ТВ-строк. Небольшое увеличение разрешения в системе происходит из-за малого размера изображения на дисплее ММТ (3 х 3 дюйма). Такой размер недостаточен, чтобы обеспечить высокое разрешение для оператора.
Таблица 18.16. Максимальное полезное разрешение индикаторных систем [1]
Размер изображе- Максимальное полезное ния (дюймы) разрешение (предельное число ТВ-строк)
Преобразователь стандарта развертки плюс ЭЛТ (8 дюймов)
Преобразователь стандарта развертки плюс ЭЛТ (11 дюймов)
Резюме по характеристикам индикаторных устройств. Характеристики различных индикаторных устройств оценены в сводной табл. 18.17 применительно к различным областям использования. Нельзя, конечно, назвать одно определенное устройство, которое было бы оптимальным или хотя бы лучшим для всех тактических применений в самолетных системах. Можно, однако, высказать некоторые общие положения, позволяющие свести к минимуму число наиболее подходящих для данного применения типов систем. Ниже перечислены основные факторы оптимальности применения некоторых существующих систем.
ЭЛТ с длительным послесвечениел1
На дисплей не попадает посторонняя засветка
Единственными приемными системами являются РЛС- или Р!К-сис- темы воздух-воздух
На оператора мало воздействует фактор времени, и у него нет конкурирующих задач
Стоимость не имеет большого значения
Запоминающая трубка с быстрым стиранием
Радиолокационное картографирование земной поверхности осуществляется с небольшим разрешением
Одновременно с запоминаемым изображением не требуется отображать незапоминаемую символику
В задачу оператора не входит опознавание объектов (затемнение изображения, потеря четкости изображения и точность передачи серой шкалы не очень важны)
Более важным, чем разрешение или воспроизведение серой шкалы, является яркость ТВ-изображения
Не требуется непрерывного картографирования примыкающими друг к другу полосами или работы в режиме системы переднего обзора (FLIR)
Устройством МТ (Multi-Mode Tonotron®)
Требуется высококачественное радиолокационное картографирование земной поверхности
Требуется одновременно наблюдать запоминаемое изображение и незапоминаемую символику
Оператор не может непрерывно отслеживать изображение на дисплее • Оператор должен опознавать объекты (затемнение и потеря четкости изображения, а также точность передачи серой шкалы-важные факторы)
ТВ-изображение наблюдается при невысоком уровне внешнего освещения
Не требуется непрерывного картографирования примыкающими друг к другу полосами
Таблица 18.17. Применение дисплеев в системах [1]
Система, с которойработает дисплейСистема, с которойработает дисплейЭЛ7 с длительнымпослесвечениемЭЛ7 с длительнымпослесвечениемЗапоминающаятрубка с быстрымстиран иемЗапоминающаятрубка с быстрымстиран иемММТММТEBIC + преобразова-тель стандарта раз-вертки с пропускаю-щей сеткой 4- ЭЛТEBIC + преобразова-тель стандарта раз-вертки с пропускаю-щей сеткой 4- ЭЛТП реобразовательстандарта разверткимембранноготипа 4- ЭЛТП реобразовательстандарта разверткимембранноготипа 4- ЭЛТ
Система, с которойработает дисплей
Система, с которойработает дисплей
ЭЛ7 с длительнымпослесвечением
ЭЛ7 с длительнымпослесвечением
Запоминающаятрубка с быстрымстиран ием
Запоминающаятрубка с быстрымстиран ием
ММТ
ММТ
EBIC + преобразова-тель стандарта раз-вертки с пропускаю-щей сеткой 4- ЭЛТ
EBIC + преобразова-тель стандарта раз-вертки с пропускаю-щей сеткой 4- ЭЛТ
П реобразовательстандарта разверткимембранноготипа 4- ЭЛТ
П реобразовательстандарта разверткимембранноготипа 4- ЭЛТ
Оценка дисплеев по 5-балльной системе (5 соответствует наилучшей оценке)
РЛС воздух-воздух3РЛС переднего обзо-2ра для картографирования земной поверхностиКартографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, отдельное изображениеКартографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, многократное прохождениеИК воздух-воздух3ИК переднего обзо-4ра, картографирование земной поверхностиТелевизионное наведение PC:разрешение4яркость4)*’серая шкала4/Низкоуровневое ТВ: разрешение5серая шкала5РЛС воздух-воздух3РЛС переднего обзо-2ра для картографирования земной поверхностиКартографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, отдельное изображениеКартографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, многократное прохождениеИК воздух-воздух3ИК переднего обзо-4ра, картографирование земной поверхностиТелевизионное наведение PC:разрешение4яркость4)*’серая шкала4/Низкоуровневое ТВ: разрешение5серая шкала5Не применяетсяНе применяется4141443443434355444442342355555555555555
РЛС воздух-воздух3
РЛС переднего обзо-2
ра для картографирования земной поверхности
Картографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, отдельное изображение
Картографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, многократное прохождение
ИК воздух-воздух3
ИК переднего обзо-4
ра, картографирование земной поверхности
Телевизионное на
ведение PC:
разрешение4
яркость4)*’
серая шкала4/
Низкоуровневое ТВ: разрешение5
серая шкала5
РЛС воздух-воздух3
РЛС переднего обзо-2
ра для картографирования земной поверхности
Картографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, отдельное изображение
Картографирование Не применяется полосами с высоким разрешением РЛС, многократное прохождение
ИК воздух-воздух3
ИК переднего обзо-4
ра, картографирование земной поверхности
Телевизионное на
ведение PC:
разрешение4
яркость4)*’
серая шкала4/
Низкоуровневое ТВ: разрешение5
серая шкала5
Не применяется
Не применяется
4
1
4
1
4
4
3
4
4
3
4
3
4
3
5
5
4
4
4
4
4
2
3
4
2
3
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
Дополнительные факторы
Широкое разнообразиеШирокое разнообразие
Широкое разнообразие
Широкое разнообразие
Незапоминаемая символика
Стирание и потеря четкости
Существующие размеры дисплея Риск разработки Возможности усовершенствования Стоимость производства Вес и габариты Надежность и срок службы
Есть отдельная пушка
Потеря четкости символов, затемнение изображения
4 и 6 дюймов
Низкий Плохие
Низкая
Средние Достаточные
Требуются сложные схемы временного разделения
Потеря четкости символов, затемнение изображения, меняющаяся четкость
4 и 6 дюймов
Низкий Хорошие
Средняя
— » — Достаточные
Есть отдельная пушка для симво лики без потери четкости
Избирательное стирание изображения перед записью
4, 8, 10 дюймов
Низкий
Отличные
Средняя
— » —
Достаточные
Требуются сложные схемы стробирования для формирования символики без потери четкости при переменной яркости растра
Затемнение изображения, меняющаяся потеря четкости
Средний Хорошие
Средняя
— »—
Достаточные
Требуются сложные схемы стробирования для формирования символики без потери четкости при переменной яркости растра Избирательное стирание перед записью
Средний Отличные
Средняя
*— » ~—•
Достатоточные
Требуется фильтр.
EBIC, преобразователь стандарта развертки с пропускающей элект- роны сеткой и ЭЛТ
Радиолокационное картографирование земной поверхности в режиме переднего обзора ведется с невысоким качеством
В задачу оператора не входит опознавание объектов (затемнение изображения и потеря четкости не критичны)
Требуется не один, а несколько дисплеев для отображения одной и той же информации
Важными факторами являются яркость и разрешение ТВ-изображения
Требуется высокое качество изображения в ИК-системе переднего обзора
Не требуется непрерывного картографирования с примыкающими друг к"другу полосами
Требуется дисплей большого размера или нестандартного формата
Преобразователь стандарта развертки и ЭЛТ
Требуется радиолокационная система переднего обзора высокого качества
Оператор должен опознавать объекты
Требуется непрерывное картографирование в режиме примыкающих друг к другу полос
Требуется высокое качество изображения в ИК-системе переднего обзора
Важны разрешение и яркость ТВ-изображения
Требуется не один, а несколько дисплеев для отображения одной и той же информации
Требуется дисплей большого размера или нестандартного формата.
i
СИСТЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ ИЗОБРАЖЕНИЯ
У. Волф u
ВВЕДЕНИЕ
ИК-системы формирования изображения могут использоваться с целью медицинского диагноза, неразрушающего контроля авиационных деталей, ночного видения, ведения авиаразведки в реальном масштабе времени, получения изображений внеземных объектов, метеорологического картографирования. Изображение может формироваться пироэлектрическим видиконом или какой-либо иной приемной системой с большой чувствительной площадью (см. гл. 14). В таком случае расчет системы означает расчет передающей трубки и оптической системы, формирующей изображение на этой трубке. Более распространенная техника основана на использовании одноэлементных приемников или матриц (см. гл. 12 и 13) и оптико-механических сканирующих устройств (см. гл. 10).
Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначения, наименования и единицы измерения величин, используемые в данной главе, указаны в табл. 19.1.
Определения величин
Эксплуатационные параметры ИК-системы формирования изображения и их описание достаточно сложны. Терминология, используемая для описания этих параметров, также достаточно сложна (см. табл. 19.2).
АНАЛИЗ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ
Способность ИК-системы воспринимать источник излучения или изменения лучистой энергии описывается несколькими способами. К ним относятся следующие параметры: отношение сигнал-шум SNR, эквивалентная шуму мощность NEP, минимальная разрешаемая температура MRT и т.д. Их можно рассчитать для различных условий.
11 William L. Wolfe, University of Arizona.
ОбозначениеОбозначениеНаименованиеНаименованиеА, D D*Е EIFOV FAR F/* 1 1FOV L М MRT MTF NEFD NEP NETD п OTF РТЕQbА, D D*Е EIFOV FAR F/* 1 1FOV L М MRT MTF NEFD NEP NETD п OTF РТЕQbЧЧSiTF ТSiTF Т2/2/Площадь чувствительного элемента приемникаДиаметр входного зрачкаУдельная обнаружительная способностьОблученностьЭффективное мгновенное поле зренияЧастота ложных тревогВеличина, обратная относительному отверстиюСила излученияМгновенное поле зренияЯркостьЭнергетическая светимостьМинимальная разрешаемая разность температурМодуляционная передаточная функцияЭквивалентная шуму плотность потокаЭквивалентная шуму мощностьЭквивалентная шуму разность температурПоказатель преломленияОптическая передаточная функцияФазовая передаточная функцияПлотность потока фотонов, попадакудего на приемник от фонаВ индексе, обозначает фотонРасстояниеПередаточная функция сигналаТемпература(в индексе обозначает цель)Время кадраШирина полосы пропускания временных частот(временная полоса частот)Поток излученияПлощадь чувствительного элемента приемникаДиаметр входного зрачкаУдельная обнаружительная способностьОблученностьЭффективное мгновенное поле зренияЧастота ложных тревогВеличина, обратная относительному отверстиюСила излученияМгновенное поле зренияЯркостьЭнергетическая светимостьМинимальная разрешаемая разность температурМодуляционная передаточная функцияЭквивалентная шуму плотность потокаЭквивалентная шуму мощностьЭквивалентная шуму разность температурПоказатель преломленияОптическая передаточная функцияФазовая передаточная функцияПлотность потока фотонов, попадакудего на приемник от фонаВ индексе, обозначает фотонРасстояниеПередаточная функция сигналаТемпература(в индексе обозначает цель)Время кадраШирина полосы пропускания временных частот(временная полоса частот)Поток излучениям2 J м Вт^Гц^.здВт-м"2 Д рад с"1м2 J м Вт^Гц^.здВт-м"2 Д рад с"1Вт-ср"1 рад Вт м 2-ср Втм"2 КВт-ср"1 рад Вт м 2-ср Втм"2 КВтм"2Вт, Вт-Гц"1 КВтм"2Вт, Вт-Гц"1 Км"2м"2мсм-К"1Кмсм-К"1КсГцсГцВтВтII
Обозначение
Обозначение
Наименование
Наименование
А, D D*
Е EIFOV FAR F/* 1 1FOV L М MRT MTF NEFD NEP NETD п OTF РТЕ
Qb
А, D D*
Е EIFOV FAR F/* 1 1FOV L М MRT MTF NEFD NEP NETD п OTF РТЕ
Qb
Ч
Ч
SiTF Т
SiTF Т
2/
2/
Площадь чувствительного элемента приемника
Диаметр входного зрачка
Удельная обнаружительная способность
Облученность
Эффективное мгновенное поле зрения
Частота ложных тревог
Величина, обратная относительному отверстию
Сила излучения
Мгновенное поле зрения
Яркость
Энергетическая светимость
Минимальная разрешаемая разность температур
Модуляционная передаточная функция
Эквивалентная шуму плотность потока
Эквивалентная шуму мощность
Эквивалентная шуму разность температур
Показатель преломления
Оптическая передаточная функция
Фазовая передаточная функция
Плотность потока фотонов, попадакудего на приемник от фона
В индексе, обозначает фотон
Расстояние
Передаточная функция сигнала
Температура
(в индексе обозначает цель)
Время кадра
Ширина полосы пропускания временных частот
(временная полоса частот)
Поток излучения
Площадь чувствительного элемента приемника
Диаметр входного зрачка
Удельная обнаружительная способность
Облученность
Эффективное мгновенное поле зрения
Частота ложных тревог
Величина, обратная относительному отверстию
Сила излучения
Мгновенное поле зрения
Яркость
Энергетическая светимость
Минимальная разрешаемая разность температур
Модуляционная передаточная функция
Эквивалентная шуму плотность потока
Эквивалентная шуму мощность
Эквивалентная шуму разность температур
Показатель преломления
Оптическая передаточная функция
Фазовая передаточная функция
Плотность потока фотонов, попадакудего на приемник от фона
В индексе, обозначает фотон
Расстояние
Передаточная функция сигнала
Температура
(в индексе обозначает цель)
Время кадра
Ширина полосы пропускания временных частот
(временная полоса частот)
Поток излучения
м2 J м Вт^Гц^.зд
Вт-м"2 Д рад с"1
м2 J м Вт^Гц^.зд
Вт-м"2 Д рад с"1
Вт-ср"1 рад Вт м 2-ср Втм"2 К
Вт-ср"1 рад Вт м 2-ср Втм"2 К
Втм"2
Вт, Вт-Гц"1 К
Втм"2
Вт, Вт-Гц"1 К
м"2
м"2
м
см-К"1
К
м
см-К"1
К
с
Гц
с
Гц
Вт
Вт
I
I
Таблица 19.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Единицаизмерения -
ВеличинаВеличинаМЕР, удельная NEPМЕР, удельная NEPNETDNETD
Величина
Величина
МЕР, удельная NEP
МЕР, удельная NEP
NETD
NETD
Таблица 19.2. Определения величин
Определение
±тиТ?^ ШУМУ: мощность или разность мош- система °В На 8ХОДНОМ зрачке приемника или приемной на7а «^ генеРиРУет среднеквадратичную разность сиг определить реднсквадРатичной величине шума. Необходимо для котоппй У азат^ ^ФективнУю полосу пропускания шума, NEP Альтепнятч^Я ^^’ ИЛИ исподьзовать удельное значение отношение соелн^ °Предеде™е- мощность, при которой квадратичнойРп^пи йДраТИЧНОЙ величины сигнала к средне- ния ] Гц. В данной гля!иуМа равно ед“нице в полосе пропуска- ной NEP J dBe ЭТУ хаРактеристику называют удель- тур двух ^ер^ых 'тел Э^Валснтная шуму: разность темпера-, среднеквадратичное зн ччем^ ЩИХ ПОЛС зрей"* и даюи? квадратичному значению шумГ^™ СИГНалов- равн0С среД
IFOV
Мгновенное поле зрения: угловая величина, соответствующая линейному размеру приемника, рассматриваемому из входного зрачка ИК оптической системы. Эту величину можно также представлять как телесный угол, под которым видно из входного зрачка геометрическое изображение элемента приемника в плоскости объекта
EIFOV
Эффективное мгновенное поле зрения: величина, обратная пространственной частоте, при которой модуляционная передаточная функция составляет 50%
Время кадра
Отрезок времени, необходимый для приема каждой точки поля зрения
Частота кадров Коэффициент избыточности при сканировании
Число проходов при чересстрочной развертке Импульсная переходная характеристика (функция рассеяния точки, весовая функция) Функция рассеяния линии
S1TF
Величина, обратная времени кадра
Частота, с которой каждая точка стационарного сюжета принимается в одном кадре
Единица плюс количество проходов на кадр, необходимых многоэлементному приемнику, с промежутками между элементами для полного перекрытия поля
Отношение выходного сигнала системы к точечному входному сигналу, обычно наносимое на диаграмму как функция пространственных переменных в плоскости изображения
Реакция системы на линейный источник, нормализованная по отношению к выходному сигналу линейного источника
Передаточная функция сигнала: выходной сигнал яркости в системе для дневного зрения, деленный на разность температур сюжета для конкретных величин усиления, яркости, гамма- характеристики и условий восстановления
OTF
Оптическая передаточная функция: комплексное преобразование Фурье функции рассеяния точки; должна быть определена по крайней мере для двух направлений-перпендикулярного и параллельного направлению сканирования
MTF
Модуляционная передаточная функция: амплитуда (модуль) оптической передаточной функции
PTF
Фазовая передаточная функция: аргумент оптической передаточной функции
MRT
Минимальная разрешаемая температура: наименьшая разность температур двух элементов (черных тел) в стандартном штриховом тсст-объскте, при которой штрихи различимы в течение неограниченного времени наблюдения; система работает в линейном режиме с ограниченным шумом; возможно определение MRT как функции основной пространственной частоты штрихового теста
Пиксел
Элемент изображения или элемент разрешения; в переключающейся системе пиксел есть одноразовая экспозиция приемника или пространственное покрытие приемника в течение одного периода воздействия излучения на приемник (dwell time), времени выборки или времени накопления
соеди которых-форма источника излучения (точечный или протяженный) характер шума (фотонный шум или фоновые помехи), влияние на обнаружительную способность приемника его внутренних шумов; учитываются также возможности системы в целом (влияние дифракции).
Отношение сигнал-шум
Формирующее изображение ИК-устройство регистрирует сигнал, величина которого пропорциональна или почти пропорциональна мощности на приемнике (для теплового приемника) и количеству фотонов в единицу времени (для фотонного приемника). В отсутствие сигнала S считается, что система регистрирует только шум ^. Система постоянного тока будет регистрировать среднее фоновое излучение и флуктуации вокруг этой средней величины. Система переменного тока будет регистрировать лишь изменения. Таким образом, когда формирующее изображение устройство сканирует сюжет элемент за элементом, система постоянного тока регистрирует среднюю величину плюс изменения. а система переменного тока-лишь изменения. На выходе системы постоянного тока с сигналом и без него будет сигнал S + N или N соответственно. Отношение этих двух показателей (S + N)/N равно отношению сигнал-шум, если SNR » 1. Система переменного тока записывает отношение сигнал-шум непосредственно, так как регистрирует лишь изменения. Если цель оказывается больше мгновенного поля зрения IFOV, сигнал соответствует яркости цели. Если цель меньше IFOV, сигнал будет соответствовать яркости цели в частики о ля зрения, но выходной сигнал системы будет связан также с уровнем фонового излучения.
Протяженный источник, система ограничена шумами приемника, приемник является полевой диафрагмой
Отношение сигнал-шум определяется выражением
(19.1)(19.1)SNR Ч м1,2 cos е <m f (дЛ - -^^
(19.1)
(19.1)
0о
често1‘осиТп^^ Злемента приемника; 9-угол опти- угол образуемый ч™00™ приемннка' <in Дифференциальный телесный г. коэффХнт nnnJv" ВХ°ДН0Г° Зрачка на поверхности изображения; оптической системы; Lx-спектр^ КоэфФициент пропускания обнаружительная способность = 0^1) ^ ИСТ°™ИКа; - удельная териала, окружающего приемник 1 „ показатель преломления ма- телесный угол можно япппл ’ ^ длииа волны. Если проецируемый ного зрачок квадрату pac^Z"1*" °ТН~ем —^ вход- И если это расстояние павмп / ° НСГ° Д° повеРхности изображения сигнал-шум РопредТ=Тся вь^”' Р™™'°- то отношение
“■«йУ'’'"1''4“■«йУ'’'"1''4(19.2)(19.2)
“■«йУ'’'"1''4
“■«йУ'’'"1''4
(19.2)
(19.2)
где D- диаметр входного зрачка; а-отношение длины (квадратного) приемника к фокусному расстоянию; F/* - величина, обратная относительному отверстию (диафрагменное число); A f- временная частотная полоса пропускания. Для приемника с постоянной квантовой эффективностью, падающей до нуля на длине волны отсечки, это выражение можно записать как
SNRSNRлаРР^х4(F/# )(А/)1/2лаРР^х4(F/# )(А/)1/2f ToxoLxn 2 XX, 1 dX оf ToxoLxn 2 XX, 1 dX о
SNR
SNR
лаРР^х4(F/# )(А/)1/2
лаРР^х4(F/# )(А/)1/2
f ToxoLxn 2 XX, 1 dX о
f ToxoLxn 2 XX, 1 dX о
(19.3)
naDD*axch^F/#)^/?11naDD*axch^F/#)^/?11ooJ ^oLq.k«-1x;x ax, оooJ ^oLq.k«-1x;x ax, о
naDD*axch^F/#)^/?11
naDD*axch^F/#)^/?11
oo
J ^oLq.k«-1x;x ax, о
oo
J ^oLq.k«-1x;x ax, о
где D*ax-максимальная величина удельной обнаружительной способности; Lq\-спектральная яркость в числе фотонов; Хс-длина волны отсечки (или максимальная длина волны).
Протяженный источник, система ограничена шумами приемника, приемник является полевой диафрагмой, оптика ограничена дифракцией
Если оптика ограничена лишь дифракцией, энергия распределяется в соответствии с функцией J^xy.x, где J^x) есть функция Бесселя первого рода. Простое эмпирическое правило гласит, что нужно делать длину приемника равной удвоенной величине радиуса первого нуля функции J^x^/x. В этом случае около 84% излучения падает на приемник и мгновенное поле зрения приблизительно равно 2,44ХС/Р. Поэтому
SNR =SNR =л(0,84)(2,44ХД4(A/)1/2(F/#)л(0,84)(2,44ХД4(A/)1/2(F/#)J tqt0D*Lxh оJ tqt0D*Lxh о"2dX."2dX.(19-4)(19-4)
SNR =
SNR =
л(0,84)(2,44ХД
4(A/)1/2(F/#)
л(0,84)(2,44ХД
4(A/)1/2(F/#)
J tqt0D*Lxh о
J tqt0D*Lxh о
"2dX.
"2dX.
(19-4)
(19-4)
Для проведения более точного расчета необходимо вычислить величину интеграла J D*ax(x,у) Е(х,y)dAd по площади приемника Ad в любое время выборки. Если выборка в системе не производится, необходимо выполнить одномерную свертку в направлении сканирования.
Протяженный источник, система ограничена фотонными шумами, приемник является полевой диафрагмой
Этот случай аналогичен случаю, описанному в разд. 19.2.3, за исключением того, что D* определяется выражением
D* = D blip —
IQb
1/2 Л
he ’
(19.5)Л
где А-постоянная Планка; ^-спектральная плотность падающего на приемник потока фотонов фона; с-скорость света; rj- квантовая фективность. Наличие коэффициента 2"1/2 относится к случаю фото- проводников, работающих в режиме без стирания. Поэтому 1
каОкаОSNR чм^'Чг^Р-'^сьав11SNR чм^'Чг^Р-'^сьав11СОJ iaT0Lxn-2dX.оСОJ iaT0Lxn-2dX.о(19.6)(19.6)
каО
каО
SNR чм^'Чг^Р-'^сьав11
SNR чм^'Чг^Р-'^сьав11
СО
J iaT0Lxn-2dX.
о
СО
J iaT0Lxn-2dX.
о
(19.6)
(19.6)
Как показал Крузе [1], величина QB определяется выражением для винеровского спектра:
осос22QbQb= 2A J {/(OexpOcoz)}^ . о= 2A J {/(OexpOcoz)}^ . о(19.7)(19.7)
ос
ос
2
2
Qb
Qb
= 2A J {/(OexpOcoz)}^ . о
= 2A J {/(OexpOcoz)}^ . о
(19.7)
(19.7)
Если функция /(/) соответствует излучению фотона, то она представляет собой дельта-функцию Дирака:
(19.8)(19.8)ЯО = Ц1- /0)
(19.8)
(19.8)
и
(19.9)(19.9)Qb = 2/1.
(19.9)
(19.9)
Акты испускания фотонов являются независимыми случайными событиями, и величина QB равна удвоенной средней частоте поступления фотонов. Эту величину можно проинтегрировать по нужному спектральному диапазону, так что
(19.10)(19.10)Qb^'Wc 2(e* - l)-4v = 2£
(19.10)
(19.10)
Av4 '
Единица измерения QB суть фотон2-м"2-с"2-Гц-1, а численно эта величина вдвое превышает облученность, выраженную в числе фотонов.
Облученность от фона на приемнике представляет собой сочетание
Плоское■
ФонФон!!-•£*■« фок'№|ю,ее 2е ^КАйП!!-•£*■« фок'№|ю,ее 2е ^КАйП?ЬРКЛЛо
Фон
Фон
!!-•£*■« фок'№|ю,ее 2е ^КАйП
!!-•£*■« фок'№|ю,ее 2е ^КАйП
Рис. 19.1. Схема облучения приемника фоновым излучением.
Это выражение записано ж
ИТЬ На ^ ИЗ М "а'™™’ ^ко^Х^™ J^^'Г° НУЖ”°-
излучения от рассматриваемого сюжета и излучения различных частей оптической системы, взятое с учетом коэффициента пропускания соответствующих элементов. На рис. 19.1 для примера показана типичная оптическая система. Облученность на приемнике равна сумме облученности от фона в поле зрения системы, излучения атмосферы, излучения фокусирующего зеркала и излучения плоского зеркала, отклоняющего пучок. Вклад плоского зеркала в облученность на приемнике можно рассчитать, исходя из яркости L собственного излучения зеркала по формуле
ЕИ = jL*cos6dn, (19.11)
где ЕИ- облученность на приемнике от отклоняющего зеркала; 0-угол между нормалью к чувствительной поверхности приемника и линией, соединяющей приемник с любой произвольной точкой на плоском зеркале.
Если зеркало излучает изотропно, то яркость его постоянна, а облученность Еп определяется как
Еп = LjcosGi/O. (19.12)
Интеграл в правой части формулы (19.12) представляет собой проекцию полного телесного утла, которую можно обозначить Q'. Следовательно, если зеркало обладает однородной температурой и коэффициентом излучения е, то
Eff = Й^е^Х^л^Х-5^ — 1)" 1 dX, (19.13) где О'- проекция телесного угла на плоскость чувствительного элемента приемника; с,-первая постоянная излучения в формуле Планка (см. гл. 1); X-длина волны; х = с2/ХТ; с2-вторая постоянная излучения в формуле Планка; Т- темпера гура поверхности плоского зеркала; e/z(X)-спектральный коэффициент излучения поверхности плоского зеркала. Фокусирующее зеркало стягивает тот же самый телесный угол, что и плоское зеркало, внося вклад в облученность, определяемый формулой
Efm = Q,jE/m(X)p//e1K"1X-5(ex- l)"1^, (19.14) где Т- температура фокусирующего зеркала; е/т(Х)- спектральный коэффициент излучения фокусирующего зеркала; p/z(X)-спектральный коэффициент отражения плоского зеркала. Вклад линзы определяется формулой
Е, = n^Je^p^Wp^WL^TJi/A, (19.15) где е,(Х)-спектральный коэффициент излучения линзы; р/п,-коэффициент отражения фокусирующего зеркала; L88-спектральная яркость абсолютно черного тела с температурой, равной температуре линзы; Т^(однородная) температура линзы; t/z-коэффициент пропускания,
вносит плоское зеркало в пучок определяемый экранирован^ зеркалом. Качественная конст- лучеи между линзой " * ' РУ турную диафрагму в сосуде Дьюара рукния включает охлажденную^^ зеркад0 и охлажда_ приемника, размер Д11 фр * охлаждаемая емая диафрагма стягивают один и Jot же уг некоторый ^^вн" )."°я'^ от внешнего фона £м, получим для суммарной облученности на приемнике от фона.
EW = E„ + E,^E, + E,t. (19Л6) Все члены уравнения должны быть учтены при расчете плотности потока
(19.17)(19.17)фотонов, так что
(19.17)
(19.17)
Qb = Qbjj + Qajm + Qb.i + Qs.Bk •
(19.18)(19.18)В расчетах можно сделать некоторые упрощающие приближения, что приводит к ошибке 10%. Основное приближение заключается в том, что яркость каждого элемента-ламбертова, а проекция телесного угла определяется выражением к№#Г2. Далее, ^сли все элементы в системе характеризуются одним и тем же коэффициентом излучения, то для 1е элементов
(19.18)
(19.18)
4(F/#)-’
где Mq =(cjhcy ^е1 - 1) 1. Отношение сигнал-шум можно поэтому записать в виде
$ _ / n_V'2 034-1,22/ л V/21 ba4Lq,x<TsydX19.
N'Vf) L 2\2/ J [{^^(Тэ)^]1^'
Точечный источник, система ограничена шумами приемника
Если источник меньше мгновенного поля зрения, передача излучения определяется силой излучения источника I. Поток на входном зрачке площадью Ас на расстоянии d определяется формулой
ф- = ^(19.20)
Если поток теряется только из-за ослабления и экранирования в оптической системе с коэффициентом эффективного пропускания т0, то поток на приемнике составит
тотс/Лсd2
Отношение сигнал шум определяется соотношением
5 П*Фа uD2 7
(19.22)(19.22)N " VC&T М^Г1^1 * ^х1^
(19.22)
(19.22)
Линейное мгновенное поле зрения можно аппроксимировать как
V^JF, так что
5kD 7
N’^F/^M^V^1^'^
Удельную обнаружительную способность D* приемника с постоянной квантовой эффективностью можно записать в виде
D^-D*ax.(19.24)
Поэтому отношение сигнал-шум можно записать в виде
МУС^)^0*^
(19.25)
(к\(П2О*аД^ г he
AtK^r)^1^ \)HSv-Vk
Точечный источник, система ограничена шумами приемника, оптика ограничена дифракцией
Если качество оптических элементов настолько высоко, что оптику можно назвать дифракционно ограниченной, и если условия, оговоренные в разд. 19.2.5, удовлетворены, то отношение сигнал-шум определяется формулой
^.J^^f f П Y^ S^a1^
N 2^2-2,44 U /^M^dlY'1*
Фоновые эффекты (локальные помехи)
Иногда формирующая изображение система характеризуется достаточно высоким системным отношением сигнал-шум, но цель нельзя обнаружить, так как она маскируется вариациями фона. Можно разработать несколько простых критериев, определяющих, можно ли различить данную цель. В случае с протяженным источником облученность от цели на входном зрачке должна превосходить вариации облученности от фона. В качестве исключительной меры можно потребовать, чтобы сумма облученности от цели в мгновенном поле зрения и остающейся от фонового излучения облученности в этом мгновенном поле зрения превышала максимальную облученность от фонового излучения в этом
мгновенном поле зрения за вычетом минимальной облученности от фона в другом мгновенном поле зрения. Это можно записать следующим образом, если предположить, что и цель, и фон-изотропные излучатели, и учесть, что геометрические соотношения для цели и фона одинаковы:
LyAyd * ^Bmin Ayd " + i^Bmin ^ > -^Bmax ^ -Pymjn ^?
LT > LBmin 4- (LBmax)Н2Атх — 2LBmiltQd Ат ,
Ly > ^-Bmin 4- (^Bmin — 2LBmax)Q/Qy ,
где LT- яркость цели; Ат- площадь цели; QT-телесный угол цели; LBmax- максимальная яркость фона; LBmin-минимальная яркость фона; Q-мгновенное поле зрения (телесный угол); d- расстояние от системы формирования изображения до цели.
Фон обычно характеризуется некоторым статистическим распределением изменений яркости, так что яркость цели должна превышать не столько максимальное изменение фона, сколько некоторую часть этого изменения. В этом случае определенный процент целей может быть пропущен. Это тесно связано с задачами обнаружения атакующих средств и предупреждения об атаках (см. гл. 21).
Упрощенный анализ и примеры
Анализ ИК-системы, формирующей изображение, может исходить из базовой формулы отношения сигнал-шум, которое в данном случае представляет собой отношение среднеквадратичного значения сигнала к среднеквадратичному значению шума. Это отношение для отдельно взятого приемника определяется как
(19.27)(19.27)S Р*Ф,
(19.27)
(19.27)
N №
Отношение сигнал-шум для системы в целом определяется с учетом отношения потока на приемнике к потоку источника. Поток на приемнике Ф4 равен
Ф^Ф^(19.28)(19.28)т„ т„ LA d cos 9d Ао cos 9,
Ф^
Ф^
(19.28)
(19.28)
n2F2
где L-яркость; 9а-угол, который ось приемника составляет с оптической осью; Аоплощадь оптики (ее входного зрачка); 9о-угол, который составляет с оптической осью направление на цель; F-фокусное расстояние оптической системы; п-показатель преломления среды; т„- коэффициент пропускания атмосферы; т0-коэффициент пропускания оптики (включая затемнение и экранирование). Для случая, когда система работает в воздухе (л = 1 повсеместно), все телесные углы составляют как раз площадь, деленную на квадрат расстояния, и изображение
удаленного объекта находится на фокусном расстоянии. Тогда
S AM.(X)D*WLxWdX.(19.29)
N jAMJF^x
Интеграл вводится потому, что и D* (X), и Lx(X) зависят от длины волны и их произведение должно быть проинтегрировано по спектральному диапазону системы. Для приемника с квантовой эффективностью, не изменяющейся с длиной волны в диапазоне АХ, получаем
D*=r^D*ax.(19.30)
^“max
Поэтому
(,93|) N ^V&fF ch^
где Xmax-длина волны, на которой D* максимально; О*ах-максимальное значение D*; с-скорость света; А-постоянная Планка; ЕчД(Х)-спектральная яркость в числе фотонов («фотонная» яркость). Коэффициент ch вводится, поскольку
^.Х = ^-09.32)
Отношение сигнал-шум в данном контексте неявно предполагает наличие таких изменений LqX, которые вызывают изменение выходного сигнала. Некоторые системы воспринимают яркость по постоянному току и имеют дополнительный шум, но такие системы редки. Поскольку большинство систем, формирующих изображение, работают по сигналам переменного тока, лучше рассматривать изменение яркости. Поэтому, начиная отсюда, мы будем рассматривать dLqX , которое следует записать в виде
dL,.x = ^dT*^de. (19.33)
Cl Об
Изменение Lq х может быть результатом изменения температуры или изменения коэффициента излучения по мере того, как устройство, формирующее изображение, движется от пиксела к пикселу. Поскольку Lq X можно записать как
LqX = EcvX~4(ex — ХГЧсЬУЧ О9-34) то
dLqX = Цлх(ех - l)"1^ LqXdE, (19.35) Примечательной характеристикой в данной области является эквивалентная шуму разность температур NETD. Ее определяют обычно как
г обеспечивающую отношение сигнал-шум, равное разность темпера гур. отношение сигнал-шум для разности единице. Обратная ""а' ° SNR определяется выражением температур, равной одному градусу, ^cmp> н
f V»дхf V»дх^jViF2uh^jViF2uhd(S/N) D^ai т т —^dX. (19 36) SNRTcmp = (NETDr=^ = ^Afi^ ° ° dT ‘
f V»
дх
f V»
дх
^jViF2uh
^jViF2uh
Эквивалентная шуму разность коэффициентов ратная ей величина-отношение сигнал-шумЭквивалентная шуму разность коэффициентов ратная ей величина-отношение сигнал-шумизлучения (NEED) и об- SNR е определяются форизлучения (NEED) и об- SNR е определяются формулойSNR£ = (NEED)'1мулойSNR£ = (NEED)'10£0£_£^^1^гтт^,/х."Х^Д/1'^^^ "" 6г_£^^1^гтт^,/х."Х^Д/1'^^^ "" 6г(19.37)(19.37)
Эквивалентная шуму разность коэффициентов ратная ей величина-отношение сигнал-шум
Эквивалентная шуму разность коэффициентов ратная ей величина-отношение сигнал-шум
излучения (NEED) и об- SNR е определяются фор
излучения (NEED) и об- SNR е определяются фор
мулой
SNR£ = (NEED)'1
мулой
SNR£ = (NEED)'1
0£
0£
_£^^1^гтт^,/х.
"Х^Д/1'^^^ "" 6г
_£^^1^гтт^,/х.
"Х^Д/1'^^^ "" 6г
(19.37)
(19.37)
(19.38)(19.38)Общая величина отношения сигнал-шум SNRl = (NELD)"1 = SNRTemp^T+ SNR^e
(19.38)
(19.38)
не может быть сделана удельной для любого из составляющих членов. Изменение SNR при единичном изменении яркости е^ть приведенное выше отношение S/N, но оно не нормализовано. Нормализация дости
гается делением на J Lq,xdX) причем ширину полосы можно записать дх
как
(19.39)(19.39)1 _ Оуфу _ N ^ 2id " 2zz 02 “ 2/у '
(19.39)
(19.39)
Таким образом, предполагается отсутствие перекрытий, мертвых зон, времени обратного хода по строкам и кадрам и т.д. (см. гл. 10). Кроме того, предполагается, что эффективность сканирования 7], = 1; однако, поскольку это условие никогда не выполняется,
(19.40)(19.40)1 _ буфу _ N 2^ 2/у92л, ^Jj
(19.40)
(19.40)
Следовательно, также предполагается, что используется лишь одноэлементный приемник. Если же работают т элементов приемника, то время нахождения излучения на элементе (dwell time) можно увеличить в т раз, то есть
Л 1 М/ N
И^Ч.пГгГьт'<l9'41)
Простоты ради предположим, что та и то суть константы по всему интересующему нас спектральному диапазону. Это предположение является первым приближением для большинства систем. Далее необходимо принять во внимание, что
(19.42)(19.42)Ad'^ АокаО
(19.42)
(19.42)
A/1/2F2"4(F/#)(A/)V2’
где а-линейный угол мгновенного поля зрения, предполагаемого квадратным; D- диаметр оптики (ее входного зрачка); F/ #- величина, обратная относительному отверстию оптики (диафрагменное число)/ Полосу пропускания рассчитывают, исходя из динамики сканирования. Согласно теореме выборки, Д/> 1/(2д), где td есть время нахождения излучения на приемнике для пиксела. Размеры кадра составляют 67 х фу рад. Таким образом, имеются N пикселов, где
9/ф f
(19.43)(19.43)N 92 '
(19.43)
(19.43)
= / ^Vy^Y^V^V'Yг «г/# е,ф, )ат= / ^Vy^Y^V^V'Yг «г/# е,ф, )атВремя нахождения td, определяемое в единицах времени кадра, равно td = N = M/ <1944) Поэтому
= / ^Vy^Y^V^V'Yг «
г/# е,ф, )ат
= / ^Vy^Y^V^V'Yг «
г/# е,ф, )ат
(19.45)
Эти две формулы явно показывают влияние различных параметров на работу системы. Крайний правый член есть функция цели. Соседний член слева состоит из постоянных (за исключением та, которое проходит через все вычисления и которое обычно трудно оценить).
Следующий член налево имеет отношение к сканированию и включает номинальные значения поля зрения 9Z и фЛ, номинальное время кадра /z, расчетную эффективность сканирования ц5 и количество элементов приемника т. Все они входят в формулу в степени 1/2. Следующий член описывает оптику-значение Fj#, пропускание и пол? зрения в единицах телесного угла. И наконец, в уравнении присутствуют параметры приемника.
Рисунок 19.2 является графическим представлением формулы
к fдхк fдхдТдТdXdX
к f
дх
к f
дх
дТ
дТ
dX
dX
для различных значений температуры. Если все объекты сюжета характеризуются одним и тем же коэффициентом излучения, то вполне достаточно считать, что только этот член определяет контраст цели. При монохроматическом излучении
Чл Цл дТ LqX ds
xe^-VT^F-
(19.46)
6868Глава 19Глава 19Длина волны, мкмДлина волны, мкм(19.47)(19.47)^.х^.хкхкх0,01 dT + de.0,01 dT + de.(19.48)(19.48)
68
68
Глава 19
Глава 19
Длина волны, мкм
Длина волны, мкм
(19.47)
(19.47)
^.х
^.х
кх
кх
0,01 dT + de.
0,01 dT + de.
(19.48)
(19.48)
Рис. 19.2. Графики фотонного контраста. Цифры на кривых-абсолютная температура.
На длине волны, при которой контраст максимален при данной температуре, хе^е* - 1) % 6. При излучении в широком спектральном диапазоне LBB = oqT3 (см. гл. 1) и
Ц.х ' Т е •
При Т % 300 К и е % 1
Поэтому изменение коэффициента излучения на 1% примерно соответствует изменению температуры на 1 К. При этом не учитывается попадание фонового излучения на приемник. Для полной полусферы при температуре Тв оно составляет (1 - е)Цх<Гв\ Если какой-либо элемент характеризуется коэффициентом излучения, меньшим на 0,01, его коэффициент отражения оказывается больше на 0.01. Относительное изменение, учитывающее этот эффект, выражается формулой
dLq х 1 dLx—— — dTA- —Ц.х Ц.х ddLq х 1 dLx—— — dTA- —Ц.х Ц.х d1 6Ц.Х1 6Ц.Хq.Xq.XdEdEUEdE %UEdE %3^(1-^,).Т Е'3^(1-^,).Т Е'
dLq х 1 dLx
—— — dTA- —
Ц.х Ц.х d
dLq х 1 dLx
—— — dTA- —
Ц.х Ц.х d
1 6Ц.Х
1 6Ц.Х
q.X
q.X
dE
dE
UEdE %
UEdE %
3^(1-^,).
Т Е'
3^(1-^,).
Т Е'
(19.49)
Последняя аппроксимация этого выражения возможна, поскольку для большинства условий х находится между 3 и 7. Если dE положительно, то пиксел 2 излучает больше, чем пиксел 1. Если х = хв, то на любой длине волны температуры фона и пиксела одинаковы и различие в коэффициентах излучения отсутствует. Если х > хв , то фон уменьшает вклад от коэффициента излучения таким образом, что он вычитается из температурного вклада. Однако х > хв для данной длины волны означает, что Т < Тв; в этом случае фон оказывается горячее сюжета. Напротив, обычным является положение, когда х < хв , а их численные значения изменяются от 0 (сплошная низкая облачность) до 2,5 (очень
(19.50)(19.51)(19.50)(19.51)сухая, ясная, холодная ночь). В последнем случае ^=3^+0,3^.
(19.50)
(19.51)
(19.50)
(19.51)
L,.x Т Е
При Т = 300 К и е = 1
^^ = 0,03 dT + 0,3 de.
Lq.X
Влияние коэффициента излучения в этом случае примерно в 10 раз превышает влияние температуры.
Следующий член, включающий константы, оценивается следующим образом:
(19.52)(19.52)яга 3,14тд 3,14т„
(19.52)
(19.52)
4сЛ ~ 4-3-1010• 6,6-10"34 ” 4-19.8• 10"24
При проектировании ИК-системы на разработку сканирующей системы и сканирующей оптики тратится, возможно, столько же времени, сколько на все остальное. Разработка сканирующей системы очень тесно связана с перечисленными выше требованиями, с размером элементов приемника и их количеством в матрице или линейке, с широкоуголь- нрстыо оптической системы. Все эти факторы являются предметом подробной разработки и объектами технологических новшеств, но можно привести некоторые эмпирические правила и даже некоторые данные.
Эффективность сканирования-это отношение минимального времени нахождения излучения на приемнике td для рассматриваемого сканера сканирующего устройства к аналогичному временному параметру идеального сканера, т. е. к частному от деления времени кадра на общее количество пикселов. Таким образом,
П = l . - (19.53) Is W.mm ’ v 7
V
Если сканер тратит какое-то время на повторное сканирование или круговой обзор, его эффективность снижается. Если скорость сканирования не постоянна, эффективность также снижается, так как при отсутствии времени простоя tffN = zavc и zmin < zavc . В гл. 10 описываются различные схемы реализации различной геометрии сканирования с различной конфигурацией поля зрения и эффективностью.
Выбор в пользу схемы с многоэлементным приемником обычно обосновывается требованием высокой скорости обработки данных. Если типичный ТВ-кадр из 525 строк сканируется при формате кадра 4:3 за 1/30 с, то время td определяется как
td = 5252 (0,75) (1/30) = 1,5-10'6 с. (19.54)
Хотя эта величина почти соответствует типичному значению ld для
^<«ххкпв она требует очень широкой полосы пропуска- современных пр~щум. Другой крайностью яв-
ния, что уменьшает 0Т™™С6 льшого числа элементов приемника-по -чяется »"ов=ние очень б^ол^ данномпотребуются
^То^э^меэтов. Канал приемника стоит в настоящее время от 10 до 100 долл Но даже при цене один доллар за канал такая система не ^Сто^мость-не единственная помеха для применения мозаичной структуры. Для поддержания работоспособности обычной системы переменного тока необходим дроссель, и 50% энергии теряется на дрое- оелирование. Возможно, наибольшей технической сложностью мозаич- ных систем является требуемая равномерность характеристики чувствительности - от 99 до 99,9%, а иногда и еще лучше. Другим препятствием является очевидный недостаток пространства^ для реализации приемлемой топологии. Один из перспективных путей построения матричных фоточувствительных устройств (так называемых фокальных матриц)-широкое использование ПЗС-структур (см. гл. 13 и 15). В настоящее время большинство систем строится на базе линейчатых приемников со сканированием перпендикулярно линейке (параллельное сканирование) или в направлении линейки (последовательное сканирование). Например, при параллельном сканировании в качестве приемника можно взять линейку из 525 фоточувствительных элементов, время t4 для которых составит 8 -10" 4 с. Остается нерешенной проблема неоднородности между строками. Одним из решений проблемы может быть задание спектрального диапазона одним фильтром для всех приемников. Такой фильтр обеспечит одинаковую длинноволновую границу для всех элементов. Кроме того, для каждого приемника должен быть свой усилитель с индивидуальной регулировкой коэффициента усиления. Однако этот путь может оказаться слишком дорогим и представляет большие трудности для производителей твердотельной электроники.
Созданы системы последовательного сканирования, в которых каждый приемник регистрирует любую часть поля зрения. Сначала может показаться, что увеличения отношения сигнал-шум не происходит, но на самом деле сигналы от приемников подаются в линию задержки и суммируются в нужное время. Отношение сигнал-шум пропорционально т1^ (корень квадратный из числа фоточувствительных элементов в линейке), как и при параллельном сканировании, но необходимы несколько большее «мертвое» время и большая скорость сканирования, последовательно-параллельном сканере используются горизонтальные (строки) и вертикальные (столбцы) ряды приемников. Сканер сочетает и преимущества, и недостатки обоих типов сканирования. сигналы от элементов одной строки используются с линией как в ней и ° СИСТема м^ет обладать меньшим быстродействием, так как в ней имеется несколько строк.'
В основу сканирующих систем могут быть положены два принципа:
сканирование объекта и сканирование изображения. В первом случае изображение приемника (или матрицы) разворачивается по полю зрения с движением оптических осей. Для такой системы требуются большие сканирующие элементы, но оптика может работать лишь в узком поле зрения. Во втором случае все изображение формируется неподвижной оптикой и уже это изображение сканируется. Можно использовать малогабаритную сканирующую оптику, но система должна формировать качественное изображение по всему полю зрения. На рис. 19.4 (разд. 19.5.1) отражены примерные эксплуатационные характеристики ряда телескопических систем. Можно видеть, что разрешение значи-, тельно превышает 0,1 мрад по полю зрения, превышающему 150 мрад, в том случае, если сканируется пространство объекта.
ВЛИЯНИЕ ВРЕМЕННОЙ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Низкочастотная граница воздействует на работу системы, ухудшая ее параметры, а высокочастотная граница является определяющим фактором в восстановлении разрешения. Усиление и другие факторы также влияют на параметры системы, формирующей изображение.
Если низкочастотная граница системы слишком высока, то четкость «картинки» к концу строки или кромке кадра уменьшается. Этот результат определяется ограничением по полосе частот выходного сигнала от импульса или скачка яркости. Если слишком низка высокочастотная граница системы, то резкие края элементов «картинки» покажутся «пушистыми», неопределенными. Оба этих эффекта можно оценить, анализируя типичные характеристики системы.
На рис. 19.3 показаны характеристики относительно простой системы, описываемой следующей передаточной функцией:
5Т(5Т((1 + 5Т,)(1 + 5Т,)’где s- частотная переменная Лапласа;постоянная; т,-временная постоянная(1 + 5Т,)(1 + 5Т,)’где s- частотная переменная Лапласа;постоянная; т,-временная постояннаят, - низкочастотнаячувствительности.т, - низкочастотнаячувствительности.(19.55)(19.55)временнаяФункциювременнаяФункцию
5Т(
5Т(
(1 + 5Т,)(1 + 5Т,)’
где s- частотная переменная Лапласа;
постоянная; т,-временная постоянная
(1 + 5Т,)(1 + 5Т,)’
где s- частотная переменная Лапласа;
постоянная; т,-временная постоянная
т, - низкочастотнаячувствительности.
т, - низкочастотнаячувствительности.
(19.55)
(19.55)
временнаяФункцию
временнаяФункцию
Рис. 19.3. Асимптотические логарифмические амплитудные характеристики передаточной функции по напряжению.
1 фотонный, джонсоновский (тепловой) или дробовой шум: 2 нормальная чувствительность и генерационно-рекомбинационный шум; 3 характеристика схемы, обеспечивающей подъем верхних частот; 4 результирующая характеристика чувствительности.
(19.56)(19.56)IIможно представить в виде
(19.56)
(19.56)
I
I
т —1 + ^т, 1 + 5^1-1
Весовая функция, соответствующая этой передаточной функции, есть
(19.57)(19.57)TrTr— t,Lt,— t,Lt,Реакция системы на единичный скачок определяется выраже- ниемРеакция системы на единичный скачок определяется выраже- ниемт, =т,-г,-1+1 .(1 + st,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) Во временной области эта реакция имеет видт, =т,-г,-1+1 .(1 + st,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) Во временной области эта реакция имеет вид(19.58)(19.58)
(19.57)
(19.57)
Tr
Tr
— t,Lt,
— t,Lt,
Реакция системы на единичный скачок определяется выраже- нием
Реакция системы на единичный скачок определяется выраже- нием
т, =т,-г,-1+1 .
(1 + st,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) Во временной области эта реакция имеет вид
т, =т,-г,-1+1 .
(1 + st,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) (T, - T,)(l + ST,) Во временной области эта реакция имеет вид
(19.58)
(19.58)
(19.59)(19.59)
(19.59)
(19.59)
т.т.— (Tr-T, _ De-^ + e-"' — tA
т.
т.
Техника восстановления постоянной составляющей
Большинство систем, формирующих изображение, не имеют связей по постоянному току, а связаны по переменному току через конденсаторы. В соответствии с этим не может быть среднего уровня яркости сюжета в зарегистрированном изображении до тех пор, пока не использованы некоторые способы восстановления уровня сигнала постоянного тока в системе. Это можно сделать, например, введя некоторое напряжение постоянного тока после нескольких каскадов усиления сигнала. Обычно в этом случае уровень регулируется оператором. Вся радиометрическая информация при этом утрачивается. Другой способ заключается в том, чтобы вынудить приемник воспринимать излучение от внутреннего эталона. Уровень черного в изображении можно выбрать, задав нужную температуру эталона или методом проб и ошибок найдя температуру черного тела, соответствующую уровню черного. Согласно третьему способу, эталонный уровень устанавливается по видеоинформации, полученной от сюжета. Осуществить это можно также различными способами. Можно получить среднее значение по нескольким последним строкам или среднее значение по последнему кадру либо даже среднее значение по определенной части сюжета из предыдущего кадра. Любой из этих способов является вариантом автоматической регулировки усиления (АРУ). При этом используется усредняющая схема. Различие в способах состоит главным образом в использовании начального и завершающего импульсов для усреднения. Восстановление уровня постоянного сигнала весьма похоже на управление яркостью в обычном телевидении, в связи с чем необходимую информацию можно почерпнуть из трудов по телевизионной технике.
Подъем характеристики в области высоких частот
Для большинства приемников характерно падение частотной характеристики сигнала и генерационно-рекомбинационного шума на 6 дБ на октаву. Улучшить систему можно, подняв коэффициент усиления усилителя между граничной частотой и частотой, на которой генерационно-рекомбинационный шум равен шуму Джонсона или фотонному шуму. Схематически это показано на рис. 19.3. Эта процедура улучшает высокочастотную часть характеристики системы. Схема усиления верхних частот, предназначенная для выполнения этой задачи, должна иметь наклон характеристики +6 дБ на октаву от 1/т, до 1/Td и резкий наклон в области отсечки (12-18 дБ на октаву) при 1/Td. Результирующая передаточная функция будет иметь вид
(19.60)(19.60)(1 + 5Т,)(1 + STr)
(19.60)
(19.60)
(1 + STr)(l + 5Td)m ■
Можно использовать и другие аналогичные фильтры, например резонансный фильтр (фильтр Чебышева или Баттерворта). Типовой фильтр дает характеристику (1 + st,)(1 + std)~m . При т = 2 реакция на импульс будет
(19.61)
(19.62)
ТРЕБОВАНИЯ К ТЕПЛОВИЗИОННЫМ СИСТЕМАМ [2]
Требования к образцам
Приводимый ниже для примера перечень можно использовать там, где это возможно, для покупки или описания устройства, формирующего изображение, например кадрирующего устройства, картографической аппаратуры или разведывательной системы, выдающей видеоинформацию в реальном масштабе времени.
Основные эксплуатационные характеристики
Общее поле зрения
Дальность целеуказания (в центре общего поля зрения) Передаточная функция сигнала (как функция X или Т) Минимальная разрешаемая температура (как функция угловой пространственной частоты) - в центре кадра
- в четырех углах кадра и по его сторонам
в точках 0 707, расположенных на диагонали
: в точках 0,101. расположенных по азимуту и углу места 1
Динамический диапазон ~А1^
Диапазон эталонных уровней
Частота кадров
Параметр V^H (скорость на высоту)
Частота обновления информации
Тип размеры, яркость, расстояние для наблюдения, видимое усиление дисплея
Дополнительные эксплуатационные характеристики
Статическая однородность (как функция температуры изображаемой картины)
Динамическая однородность
Геометрические искажения
Стабильность изображения (для статических и динамических сюжетов)
Модуляционная передаточная функция (МПФ) системы u
Пятнистость
Оптические шумы
Характеристика сканирования
Спектр дисплея
Формат дисплея
Прочие характеристики
Габариты
Масса
Коэффициент формыm
Энергопотребление (количество, тип, возможность регулировки и т.д.)
Промежуток времени между осмотрами
Наработка на отказ (для режима хранения и активного режима)
Уровень техническою обслуживания
Проверяемые характеристики
Характеристики окружающей среды
Электромагнитная совместимость
Индикаторы, переключатели, шкалы, кнопки
Время выхода на рабочий режим
Режим резервирования
Качество приемника
плоскостьплоскостьттСрок службы устройств, помещаемых в фокальную
плоскость
плоскость
т
т
к основным хар«те^°Т ука'1а™ой 8 [2] методики отнесения «
Особые характеристики
для дисплеев на ЭЛТ, диодах и газовых индикаторах
Трубки прямого видения, преобразователи стандарта развертки и другие относящиеся к индикации приборы
Размеры дисплея, размер реального изображения
Динамический диапазон и уровень фонового сигнала
Световые отблески от экрана дисплея
Модуляционная передаточная функция дисплея
Формат и характеристика видеоинформации
Изменения яркости
Защита люминофора
Габаритная стабильность растра
Характеристики положения
Дрожание строк
Сдваивание строк
Входной видеосигнал (формат)
Защита от смены фазы переменного тока
Перечень контрольных операций
Самоконтроль
Освещение панели
Требования к энергопитанию
Нерабочий режим
Характеристики окружающей среды (температура, давление, влажность, вибрация, ударные воздействия, уровень акустической нагрузки, воздействие песка и пыли, взрывоопасные условия, соль, дождь, транспортабельность)
Эргономические характеристики
Электробезопасность
Подходящее покрытие и окраска
Рассмотрение требований
Имеются убедительные доказательства того, что операторы работают лучше (с меньшими ошибками или с обнаружением большего количества целей), если широка зона МПФЗ, находящаяся между кривой МПФ системы и кривой модуляции изображения в воздухе (МИВ) (минимальная модуляция, необходимая глазу при данном пространственном разрешении для обнаружения различия):
МФПЗ^ {[МПФ(/Х) МИВ(/ХШ/Х.(19.63)
о
(Кривую модуляции изображения в воздухе (МИВ) называют также требуемой модуляционной функцией.) Представляется, что какой-либо одной «точной» меры не существует и почти все меры зависят от общей
7676Глава 19
76
76
модуляционной передаточной функции системы. Таким образом, есть “Хни считать, что кривая минимальной разрешаемой температуры, которую можно рассматривать как МПФ, умноженную на минималь- ную разрешаемую разность температур при нулевой пространственной частоте является в настоящее время наилучшеи мерой оценки параметров ИК-изображения. Эту характеристику следует измерять в раз- нообразных условиях. Уравнения отношения сигнал-шум показывают, что минимальная разрешаемая разность температур есть функция сред- него коэффициента излучения сюжета. Большинству оптических систем свойственно наличие большего количества аберрации по краям поля, чем в его центре. Многие сканирующие системы не обеспечивают сканирования с постоянной скоростью. Все элементы в многоэлементном приемнике не совсем идентичны. Это означает, что сюжеты с различным спектральным распределением могут давать различные оценки параметров. Такое же значение могут иметь различия в температуре окружающей среды, ракурсе наблюдения и даже в спектральном распределении фона.
Четырехштриховые тест-объекты
Стандартная процедура контроля разрешения систем видимого спектра в течение многих лет включала трехштриховой тест (перемежающиеся черные и белые полоски различной ширины). Позже Биберман [2] предложил четырехштриховой тест с отношением высоты полос к ширине 7:1. Теоретически, разумеется, его нельзя рассматривать как синусоидальный тест, а скорее как прямоугольный. С помощью этого теста можно получить прямоугольную форму импульса и откорректировать ее (см. гл. 8). Она тоже имеет прямоугольную форму, хотя и закругленную. Если полоски имеют ширину и1 и период 2w, то спектр можно выразить формулой
Ваг (о) =Ваг (о) =* comb cow ■ sine т со ~ \.* comb cow ■ sine т со ~ \.(19.64)(19.64)
Ваг (о) =
Ваг (о) =
* comb cow ■ sine т со ~ \.
* comb cow ■ sine т со ~ \.
(19.64)
(19.64)
Речь идет о широкой функции sine с первым нулем в л, сочетающейся с рядом узких синусоидальных функций с первыми нулями на расстоянии кт от их центров, но повторяющихся при частотах со = 1/w- оличество строк в полосках т определяет, насколько близко эти синусоидальные функции подходят к дельта-функциям, и таким образом характеризуют качество тест-обьекта.
ХАРАКТЕРИСТИКИ ОПТИЧЕСКОЙ СИСТЕМЫ
разРаботкн оптической системы и после нее вновь на™ РВД ФактоР°в- ™ш компоновку, эффект нарцисса, виньетирование и т.д.
Компоновка оптической системы
В гл. 8 и 9 дана информация о конструкции и эксплуатационных характеристиках оптических систем. Подчас удобнее пользоваться эмпирическими правилами при начале разработки. На рис. 19.4 показан один такой примерный комплекс данных. Данные для рисунка получены из аппроксимированных уравнений и из таблиц, приведенных в конце гл. 9. Графики отражают зависимость диаметра кружка рассеяния оптической системы от половинного угла поля зрения. Горизонтальные линии, маркированные «F/1», «Г/2», и «F/4 Сферическое зеркало», отражают сферические аберрации простого зеркала любой формы. Горизонтальные линии, маркированные «F/1» и «F 1,5 для системы Максутова--Бауэрса с задним расположением мениска» (см. рис. 9.30), описывают суммарную аберрацию для системы Максутова-Бауэрса с корректирующей пластинкой, изогнутой в направлении зеркала (и подобным же образом для системы Максутова Бауэрса с передним расположением мениска с корректирующей пластинкой, изогнутой в противоположном направлении).
Четыре линии с тангенсом угла наклона, равным единице, представляют кому простых зеркал. Астигматизм показан четырьмя прямыми с тангенсом угла наклона, равным двум. Имеется в виду, что для всех этих простых зеркал апертурной диафрагмой является их оправа. И наконец, четыре линии в правой нижней части рисунка характеризуют систему Шмидта для четырех значений относительного отверстия. Вблизи 0,3 рад от оси и далее эти графики следует рассматривать с определенным скептицизмом, поскольку здесь существенную роль могут играть аберрации высших порядков.
Приведем пример, как пользоваться этой номограммой. Допустим, что в оптической системе необходимо получить изображение размером 0,1 мрад на угловом расстоянии около 6° (т. е. 0,1 рад) от оси. Зеркало с относительным отверстием 1:1 (F/I) имеет сферическую аберрацию, на два порядка превышающую требуемую величину (на расстоянии 0,1 рад от оси). Сферическое зеркало F/4 было бы подходящим, если бы речь шла только о сферической аберрации, но с добавлением комы кружок рассеяния увеличивается до 0.12+0.38 = 0.5 мрад. Астигматизм превышал бы 0,1! Система Шмидта с относительными отверстиями между 1: 1,4 (F/l,4) и 1 :2 (F/2) подошла бы наилучшим образом. Также можно было бы использовать систему Максутова- Бауэрса с передним расположением мениска при относительном отверстии 1:1,1 (F/1,1). После такой предварительной оценки можно обратиться к гл. 9 и затем переходить к соответствующей компьютерной программе.
Рис. 19.4. Номограмма на основе приближенных данных для конструирования оптической системы.
л
/-F/1, сферическое зеркало; 2 F/0,65, система Максутова-Бауэрса с передним жением мениска; 3 F/2, сферическое зеркало; 4 F/1, система Максутова- Бауэрса с зад расположением мениска; 5 F/1, система Максутова Бауэрса с передним расположен мениска; б F/4. сферическое зеркало; 7 F/1,5, система Максутова Бауэрса с задним Рас ложением мениска; 8 F/1,5, система Максутова Бауэрса с передним расположением мен с ка; 9 F8, сферическое зеркало; /0 кома F/1, сферическое или параболическое зеркал . диафрагма на зеркале; // кома F/2; 12 кома F/4,13 кома F/8; 14- астигматизм F/1, сфер ' ' ческое или параболическое зеркало, диафрагма на зеркале; /5 астигматизм F/2; 16 аСТ“ матизм F/4; 17 астигматизм F/8: 18 F/1, система Шмидта; 19 F/1A система Шмидта, 20 F/2, система Шмидта; 21 F/2.8, система Шмидта; 22 F/4, система Шмидта.
Эффект нарцисса (самообличение)
Облученность на приемнике может быть рассчитана с использованием увеличения. Облученность на приемнике от приемника
ж (2d V
£d = рМ^ —+ 1) ,(19.65)
где Md - энергетическая светимость приемника; d- расстояние от приемника до линзы; R-радиус кривизны линзы; р-коэффициент отражения поверхности линзы.
Это- постоянная величина облученности, которая попадает на приемник от самого приемника и сравнима по уровню с облученностью от окружающего фона. Этот эффект играет скорее положительную, чем отрицательную роль, потому что большинство систем являются связанными по переменному току. Эффект нарцисса создает на приемнике постоянную облученность, которая пренебрежимо мала по сравнению с излучением, прошедшим через линзу. Для того чтобы убедиться в этом, можно рассчитать излучение от линзы. Если принять, что показатель поглощения очень низок и составляет 10"4 см"1, то коэффициент поглощения (равный коэффициенту излучения) дается выражением е = 1 — e"av ^ 1 - 1 + ах = ах.(19.66)
Таким образом, для линзы толщиной 2 см коэффициент излучения составляет около 2-Ю"4. Следовательно, облученность на приемнике £=±=fL^^101^)^(19.67)
Реальные трудности с самооблучением возникают, когда отражение от приемника меняется в зависимости от поля зрения приемника. Теоретически любое отражение независимо от того, сфокусировано оно на приемнике или нет, может вызвать слабый всплеск, который является внезапным нестационарным самооблучением. Такой расчет необходимо сделать только для отражений, связанных с движущимися элементами оптической системы.
Динамические шумы (шумы сканирования)
Часто такие шумы являются наиболее трудными для анализа и измерения. Поскольку они не поддаются общему анализу, ниже дается объяснение некоторых причин и обстоятельств возникновения динамических шумов или шумов сканирования.
Паразитные отражения от приемника
Большинство приемников имеет контактный подслой из напыленного золота или другие отражающие участки, включая выводы, которые
могут быть плоскими или цилиндрическими. Сигналы от цели могут отпажчться от этих участков в направлении оптики или других поверх- ностей а затем отражаться обратно на тот же фоточувствительный элемент или соседний с ним в линейке (мозаике). Это может привести к генерации шума сканирования, если работают элементы системы сканирования: это может быть источником фотоэлектрической связи; и это может быть причиной асимметричной характеристики сканиро-
вания.
Поляризационные свойства
Почти каждый сканер в какой-то степени является чувствительным к уровню поляризации падающего излучения. В некоторых учаях части сканера поляризуют падающее излучение, которое изначально может быть, а может и не быть поляризованным. Тогда другие части сканера могут действовать как анализаторы.
Виньетирование
Как показано в гл. 10, некоторые сканеры могут иметь входной зрачок, который является функцией положения сканирующего элемента. Это вызывает регулярные и периодические изменения в характеристике чувствительности приемного устройства. Такой эффект можно назвать динамическим виньетированием.
Изменения отражения при сканировании
В некоторых сканерах даже при постоянном входном зрачке различные участки общего поля зрения просматриваются сканирующими элементами, которые не играют активной роли в процессе сканирования. Эти элементы могут отражать различное по уровню излучение от различных участков фона на приемник. Это приводит к изменению как кажущегося (регистрируемого) уровня сигнала, так и шума. Важным примером может служить шум от сканирующего диска Нипкова, когда он имеет неравномерность по температуре или по коэффициенту излучения или по тому и другому параметру вместе.
Нелинейность приемника
кпи™^ПРИеМНИКИ являются примесными кристаллами или поли- в за™»” ПЛеНКаМИ- Они МОГУТ работать различным образом напояжении >Р°ВИЯ освеЩения и тока смещения. При постоянном приемника Соплот™” Т°К меняется- если меняется сопротивление воздействия Может меняться в зависимости от воздействия на приемник фонового излучения. Все эти факторы вносят
вклад в нелинейность (в смысле непостоянства параметров) характеристики приемника. Характеристика приемника, а также уровень (и характер) шума могут меняться в зависимости от уровня облученности.
Конструкция диафрагм и бленд
Эффективность использования диафрагм зависит от условий их применения. Возможны два главных способа конструирования таких диафрагм. Оба они включают анализ результатов после использования базовых принципов подхода к проблеме, имеющих целью исключить любое прямое облучение приемника и любое облучение за счет единичных отражений. Обе методики используют компьютерные методы построения хода лучей для того, чтобы определить степень диафрагмирования внеосевых пучков: GUERAP (общая программа анализа нежелательного излучения) является методикой Монте-Карло для построения хода лучей [3, 4]; методика APART (параксиальный анализ переноса излучения, разработанный в Университете штата Аризона) использует диаграмму Y — Y для поверхностей изображения и данные о значении их BRDF (функция распределения коэффициента отражения по двум координатам, см. гл. 1) для расчета переноса. Подробная характеристика программ связана с множеством особенностей использования компьютерной техники, и ее описание выходит за рамки данного справочника. Поэтому мы ограничиваемся здесь описанием некоторых результатов, относящихся к простым примерам; это дает общее представление о порядке проведения расчетов.
Здесь рассматриваются два типа системы Кассегрена. Их характеристики: диаметр входного зрачка 10 см, поле зрения Г; диафрагмы представляют собой ламбертовские отражатели с коэффициентом отражения 0,01; зеркала имеют значение функции BRDF 0,01 для угла 1 от направления зеркального отражения со спадом О"1; коэффициент экранирования 0,33. Первая система имеет апертурную диафрагму, размещенную на главном зеркале. На рис. 19.5 изображена система этого типа с относительным отверстием 1:8 (F/8). Были проанализированы системы F/8 и F/5. На рис. 19.6 представлены характеристики коэффициента пропускания для точечного источника для двух значений относительного отверстия. Система F/8 имеет более низкие значения этой характеристики из-за большего фокусного расстояния (и соответственно меньшего телесного угла). На рисунке также показаны детали системы, которые были главным источником паразитного излучения для каждого угла. В области углов от 30 до 40° от оси эти части главного тубуса вблизи главного зеркала, как это видно по отражению от вспомогательного зеркала, создают значительное паразитное излучение в плоскости изображения.
В системе второго типа диафрагма устанавливается на вспомогательном зеркале. В этом есть смысл, так как главное зеркало имеет
больший размер, а вспомогательное-меньший. На рнс. 19.7 показано влияние смещения апертурной диафрагмы на пропускание от точечного источника в области угл^в от 30 до 40° от оси. На рис. 19.8 показаны те же характеристики для системы Грегори и системы с четырьмя зеркалами.
Рис. 19.6. Оптические системы Кассегрена (F/5 и F/8) с диафрагмой на главном зеркале.
PST- характеристикаPST- характеристика„- коэффициента про
PST- характеристика
PST- характеристика
оси, ГРкДоси, ГРкДпускания внеосевых пучков от точечного *,,утре,юяя коническая диаф- ж иммогателъном зеркале, 3 главная диафрагма.
оси, ГРкД
оси, ГРкД
Рис. 19.7. Система Кассегрена (F/8) с диафрагмой на вспомогательном зеркале.Рис. 19.7. Система Кассегрена (F/8) с диафрагмой на вспомогательном зеркале.
Рис. 19.7. Система Кассегрена (F/8) с диафрагмой на вспомогательном зеркале.
Рис. 19.7. Система Кассегрена (F/8) с диафрагмой на вспомогательном зеркале.
Существующие системы формирования изображения
Приборы для различных применений, в том числе и для военных, разработаны многими фирмами. Это приборы для обзора земной поверхности с воздуха, дистанционной регистрации и многоспектрального сканирования, для медицинской и промышленной термографии и др. Для примера в табл. 19.3-19.6 представлены характеристики некоторых приборов различных классов, иллюстрирующие их возможности.
Рис. 19.8. Характеристики PST для схемы Грегори (л) и системы из четырех зеркал (буРис. 19.8. Характеристики PST для схемы Грегори (л) и системы из четырех зеркал (бу(б) УГЯОВОС ОТКЛОНЕНИЕ ОГ ОПШЧЕСКОи ОСИ, ГРкО.(б) УГЯОВОС ОТКЛОНЕНИЕ ОГ ОПШЧЕСКОи ОСИ, ГРкО.
Рис. 19.8. Характеристики PST для схемы Грегори (л) и системы из четырех зеркал (бу
Рис. 19.8. Характеристики PST для схемы Грегори (л) и системы из четырех зеркал (бу
(б) УГЯОВОС ОТКЛОНЕНИЕ ОГ ОПШЧЕСКОи ОСИ, ГРкО.
(б) УГЯОВОС ОТКЛОНЕНИЕ ОГ ОПШЧЕСКОи ОСИ, ГРкО.
■ перегородки отсутствуют; О перегородки на главной диафрагме; • перегородки везде; □ - длинная главная диафрагма. Стрелка соответствует короткой главной диафрагме.
84
Глава 19
Системы формирования изображения
85
Таблица 19.3. Коммерческие инфракрасные сканеры
Сплело Скорость Угловое Поле вэгоЖ«1Ь сканирования сканирования°^Ра,
линии, строк/с нне, мрад i рад (циклов/мин)
Тип фокуси-рующейоптики
Фокус- Отно-ное ситель-рас- ноестоя- отверс-ние, тиесм
Эффектив
Макси
Спект
Тип
Поро
Способ
Вес,
Электри
ная пло
маль
ральный
приемника
говая
регистрации
фунты ****
ческое потреб
щадь
ное
диапазон
ДТ
ление
фокуси
значе
работы
экви
рующей
ние
каждого
валент
оптики.
V, Н
канала.
ная
см2
мкм
шуму. К
Texas 4-гранная 200
Instrument призма
RS-310*’
1,5
90
Отража
15
1:2,1
тельная
40,50.3
ФЭУ
Si-ФД
InSb 0,48
На фото- 96,5 пленку Магнитная запись не обязательна
Ge:Hg 0,20 HgCdTe
Пост ток: 28 В. 9 А Перем, ток: НО В.
400 Гц, 8 А
Daedalus *‘
Двугранное 120
2,5
120
Схема
15
1:1,2
DEI-100
45 °-ное
Ньютона
зеркало
45,00,30.35- 1,0 ФЭУ0.3
1,0-5,5 InSb0.2
0,35-1,0 ФЭУ
Магнитная 65 запись и регистрация на пленку не обязательны
Пост, ток: 28 В. 5 А
1-е и 2-е 120 зеркало(в том же самом приводе)1-е и 2-е 120 зеркало(в том же самом приводе)ОтражательнаяОтражательная101:1,5101:1,5
1-е и 2-е 120 зеркало
(в том же самом приводе)
1-е и 2-е 120 зеркало
(в том же самом приводе)
Отражательная
Отражательная
101:1,5
101:1,5
Recono
Двугранное 370
От 2
120
Схема
15
1:1,8
fax VI *>
45 -ное
до 3
или
Ньютона
зеркало140
HR В Singer 4-гранное 800
Reconofax пирами-
ХПАдальнее
Модельзеркало
13-21 *♦’
21,00,75-Ge:Hg 0,5Сканер Перем, ток:
1,1InSb 0,7типа 55 3-фазн. пита-
плюс ние, 115 В криостат с 400 Гц. замкнутым Пусковой цикломток 4 А
типа 20Рабочий
ток 1,5 А 35,01,6 От 8 HgCdTe 0,3 На пленку 13,5 вклю- Пост, ток:
рад/с до 14чая холо- 28 В, 4,3 А.
дильник Перем, ток: и стабили- 115В. зированиое 400 Гц. крепление 3-фазное питание, 400 Вт
Данные получены из центра информации и анализаДанные получены из центра информации и анализа
Данные получены из центра информации и анализа
Данные получены из центра информации и анализа
ввданные получены из центра информации и анализа в инфракрасной области спектра м‘^ятута штата Мичиган по исследованию окружающей среды, г. Анн-Арбор, штат МИЧИГаН,
в
в
**• м8*^ П°п лТ1НЫ И3 литеРатУРы- предоставленной изготовителем. 1 фунт = ОД53 кг.
Таблица 19.4. Медицинские термографы .
Фирма- изготовитель. тип прибора
Способ сканирования
Время кадра, с
Число строк в кадре
Угловое разрешение, мрад
Поле зрения
AGA
680 М
Ge-призма, вращающаяся в горизонтальной и вертикальной плоскости
1/16 (реальное время)
90
—
25 х 25
Infra- mentrics
Два зеркала, качающиеся взаимно перпендикулярно
1/30 (реальное время)
200
2,0
156 х 20 (гориз.)
30 х 30
Spectro- Два зеркала, шестигран- 2,0 therm ная вращающаяся призма с синхронным качанием
528 по вертика- 1,3 ли, 600 элемен
тов по гори
зонтали
Тип оптики
Эффективная Спектральный Тип
площадь диапазон, мкм прием- фокусирую-ника
щей оптики,
см2
Пороговая Т, эквивалентная шуму, К
Вес, К1
Электрическое потребление
Преломляющая Отражательная
81.6
3,5-5.5
InSb и HgCdTe
0,2
50
Перем, ток: ПО В
Отражательная с двумя элементами и преломляющая
1,27
8- 1.2
HgCdTe
0,2
Перем, ток: ПО В, 20 Вт Пост, ток:
12 В
Отражательная и преломляющая
31,4
8-12
HgCdTe
0,2
125
Перем, ток: 110 В, 200 Вт
Таблица 19.5. Космические сканеры
Фирма-ПТ
изготовительAerospace
Optical Division
Santa Barbara Research Center
Santa Barbara Research Center
RCA
Модель сканера Инфракрасный радиометр с высоким разрешением
Инфракрасный радиометр с умеренным разрешением
Многоспектральный сканер
Радиометр с очень высоким разрешением
Способ сканиро- Одно 45°-ное ваниязеркало
Одно 45°-ное зеркало
Зеркало на оси
45°-ное зеркало
Число строк в 0,8 секунду
0,131
13,6 скан/с, 6 строк/скан
6,67
Поле обзора,180
град
160
11,5
180
Угловое разре- 7,9 шение, мгновенное поле зрения, мрад
50
0,086
0,6
Продолжение табл. 19.5
Фирма- изготовитель
ITT Aerospace Optical Division
Santa Barbara Research Center
Santa Barbara Research Center
RCA
Тип фокусирующей оптики
Модифицированная схема Кассегрена
Схема Кассегрена для каждой спектральной полосы
Система Риччи Кретьена
Система Долла - Киркхэма
Фокусное расстояние и относительное отверстие
102 мм, 1:1
107 мм, 1:2,44
825 мм, 1:3,6
113 мм, 1 :0,89
Диаметр апертуры, мм
102
43,7
229
127
Эффективная площадь апертуры. мм2
5000
1160
32900
11400
Способ калибровки на орбите
АЧТ плюс наружный космос
АЧТ, космос. Солнце
Лампа, Солнце
АЧТ, космос. Солнце
Продолжение табл. 19.5
Фирма- изготовитель
ITT
Aerospace Optical Division
Santa Barbara Research Center
Santa Barbara Research Center
RCA
Способ регистрации (на Земле)
Фотофакси- мильная пленка, цифровая или аналоговая регистрация
Аналоговая, цифровая регистрация на карту, фото, дисплей
Компьютер, совместимый с магнитофоном
Магнитная пленка, факсимильный аппарат
Способ разделения спектральных диапазонов
Фильтры
Фильтры
Фильтры
Дихроичный кристалл
Размеры
—
—
38 х 61 х 89 см
48 х 30 х 25 см
Вес, кг
8,45
6,9
51
9,5
Мощность, Вт
4
7.5
42 (макс)
6,5
Приемник
PbSe
Болометр
ФЭУ, фотодиод S-1
HgCdTe/фото- диод S-1
Охлаждение приемника
Радиационное охлаждение (200 К)
Отсутствует
Отсутствует
Радиационное охлаждение (~ 100 К)
Рабочие спектральные диапазоны, мкм
3,4-4,2
0,2-4,0 5-30
6,4-6,9 10-11 14-16
0,2-0,4
6,5-7,0
10-11
15,4-15,5 20-23
0,5-0.6 0,6-0,7 0,7-0,8 0,8-1,0
0,6-0,7 * 1
10,5-12,5 । -
Таблица 19.6. Многоспектральные сканеры для
работы в летных условиях
Фирма-изготовитель.TexasBendix AerospaceDaedalus Enterprises, '
*InstrumentsSystems Division.спектрометрI
RS-14модульный много-Daedalus.;
спектральный ска-модуль DS-1050
. нер (M2S)
Максимальное значение V/H
0,2
0,25
0,2
Способ «анирова- 4-гранное зеркало ОдиночноеОдиночное
45 -ное зеркало45°-ное зеркало
Продолжение табл. 19.6
Фирма-изготовитель,
Texas
Bendix Aerospace
Daedalus Enterprises,
модель
Instruments
Systems Division.
спектрометр
RS-14
модульный многоспектральный сканер (M2S)
Daedalus, модуль DS-1050
Скорость сканирования, строка/с
—
100
80
Поле обзора, град
80
100
77
Угловое разрешение, мгновенное поле зрения, мрад
1-3
2,5
2,5
Тип фокусирующей
Система Долла-
Система Долла-
Параболоидная схе-
оптики
Киркхэма
Киркхэма
ма Ньютона
Фокусное расстоя-
354 мм
400 мм
152 мм
ние и относительное отверстие
1:3,7
1:4
1:2
Диаметр апертуры, мм
—
100
127
Эффективная площадь апертуры, мм2
3470
6500
4560
Компенсация смещения кадра
± 8°
± 10°
± 10°
Калибровка в полете
А ЧТ, лампа Q-1
АЧТ, лампа Q-1
Лампа Q-H
Способ разделения
Дихроичный
Дифракционная
Призма
по спектру
кристалл
решетка, дихроичный кристалл
Общий вес, кг
120
И8
54,3
Потребляемая
Пост, ток:
Пост, ток:
Пост, ток:
мощность
28 В, 154 Вт. Перем, ток: 115 В. 876 ВА
28 В. 15 А.
Перем, ток: 115 В, 400 Гц, 7 А
28 В, 132 Вт
Спектральный диа-
0,3-0,55
0.38-0,44
0,38-0.42
пазон. мкм
0,7-0,9
0,44-0,49
0,42-0.45
1.0-1,5
0,49-0,54
0,45-0.50
1,5-1,8
0,54-0,58
0,50-0,55
2.0-2,5
0.58-0,62
0,55-0,60
3,0-5,5
0.62-0.66
0,60-0,65
8,0- 14,0
0.66-0,70
0,65-0,70
Одновременно
0.70-0,74
0,70-0,80
можно работать
0,76-0,86
0.80-0,90
только в двух полосах
0.97- 1,05 8,0-12,0
0,90-1.10
20
радиометрия
Г. Цисис п
ВВЕДЕНИЕ
ч(-
Обозначения, наименования и единицы
измерения величин
Обозначения и единицы измерения величин, использованные в этой главе такие же, как и те, что были определены и использованы ранее в первых томах этой книги, особенно в гл. 1-6. Подробные сведения по терминологии см. в этих главах, а также в габл. 20.1.
Определения
Радиометрия - это измерение некоторой радиометрической (энергетической)23 величины, такой, как Е или L. Измерение - это процесс, при помощи которого делается количественное сравнение двух или более состояний физических параметров, таких, как длина, температура или спектральная энергетическая яркость. Характеристика прибора может быть определена как мера его полезности при выполнении однозначного количественного сравнения; таким образом, калибровка-это специальный измерительный процесс, при помощи которого определяются все параметры, существенно влияющие на характеристики прибора. Если последующие измерения сравниваются со стандартными величинами, такими, которые устанавливаются Национальным бюро стандартов США, то такой процесс калибровки называется абсолютной калибровкой. Калибровки выполняются, чтобы сделать результаты измерений, насколько это возможно, независимыми от применяемого измерительного прибора.
Радиометрические измерения включают определение силы излучения I или энергетической яркости L некоторого удаленного источника, который невозможно измерить с более близкого расстояния. Таким ооразом, радиометр определяют как прибор, разработанный, чтобы
й лТ 1 ^lss,s’„Environmental Research Institute of Michigan.
ННОИ теРминологии в соответствии с ГОСТ 26148-84 термин
£излучения», как раздел фотометрии, стандартизован.
Хтся Тнспге^^^В РсзУл™те радиометрических измерений. назЫ-
- разд. ™Т™^ i).-”^ С”6™™' П°ЛР°6НСС ^ Д°Л°Л
Таблица 20.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначение
Наименование
Единица измерения
А. а
Площадь
м2
Угол призмы
рад
Л(ф)
Функция Эйри
—
В
Длина основания призмы
м
с
Расстояние перемещения зеркала
м
с
Скорость света в вакууме
мс"1
D
Обнаружительная способность, а также диаметр
Вт-1 или м
Dg
Угол отклонения решетки
рад
Dp
Угол отклонения призмы
рад
DE, dl, Оф
Обнаружительная способность для радиометрических величин, обозначенных подстрочными индексами
[радиометрическая единица]"1
d
Постоянная решетки, а также эталонный промежуток
м
E
Облученность
Вт ■ м "2
Опорная облученность
Втм"2
Ek
Спектральная облученность
Вт м~2 мкм 1
F
Фокусное расстояние
м
f
Временная частота
с"1
h
Глубина ступеней в эшелоне Май- кельсона
м
I
Сила света
Вт■ср“1
°!
Константа нормализации спектральной силы излучения
Втср"1 мкм"1
Ik
Спектральная сила излучения
Вт ср 1 мкм 1
i
Текущий индекс в виде целого числа
—
ik
Ордината относительной спектральной характеристики силы излучения
к- 4
Углы входа и выхода для призмы
рад
j
—
к
Целое число
—
L
Энергетическая яркость
Вт ■ м 2 • ср 1
“L
Константа нормализации спектральной энергетической яркости
Вт-м"2ср-1мкм'1
LX
Спектральная энергетическая яркость
Вт-м -ср ‘ мкм
/ BB к
Спектральная энергетическая яркость абсолютно черного тела
Втм 2-Ср 11 мкм 1
Ik
Ордината относительной спектральной характеристики энергетической яркости
m
Текущий индекс в виде целого числа
—
N
Число штрихов, щелей или ступеней
n
Показатель преломления
•—
P
Номер порядка в центре кольцевой интерференционной картины интерферометра Фабри-Перо
Продолжение табл. 20.1
Обозначение
Наименование
Единица измерения
р
Номер порядка, целое число
D•- 1
г
R
Чувствительность
D DT
RA
Амплитудный коэффициент страже-
Re» Rl • ^<t*
НИЯ
Чувствительность для радиометрических величин, обозначенных под-
В ■ [радиометрическая единица]“1
строчными индексами
RP
R()1 Rq.Ei Rq.L > °Rb, X
Разрешающая сила
Константы нормализации чувствительности
В • [радиометрическая единица] ~1
' 1
r
Относительная чувствительность, а также радиус кривизны
—, м
rv 4
Внутренние углы отражения в
рад
призме
s
Расстояние
м
Sp
Длина грани призмы
м
s
T
Ширина Температура
м
°C, К
к 1
Th
Пропускная способность
ср-м2
Ta
Амплитудный коэффициент пропус-
—
кания
T„
Временной период зеркала Май-
с
* 8
кельсона
t
Время
с
> J
V
Выходной сигнал
В
."Я
е И
Среднеквадратичная флуктуация
^n
В
шума на выходе
IV
Ширина пучка, входящего в призму
м
Л л
И’
Ширина одного штриха решетки
м
X, Y. Z
Декартовы координаты
—
X
Линейное расстояние, а также раз-
м
ность хода
W
Спектральный диапазон в шкале
мкм
<Av)
длин волн
Спектральный диапазон в шкале
см' 1 или волновое
волновых чисел
число
8
Фазовое приращение
£
Л
Коэффициент излучения
—
V
Угол, характеризующий направление луча, обычно относительно
рад
• 1
нормали к поверхности оптического элемента
0»
Половинный угол поля зрения
рад
A,
Длина волны излучения
мкм
V
V
Частота излучения .
с*. Гн
Волновое число, v = 1Д
см 1 или волновое число
p
Коэффициент отражения
t(X)
Спектральный коэффициент про-
пускания
Поток или мощность излучения
Вт
Продолжение табл. 20.1
ОбозначениеНаименованиеЕдиница измерение
Фх
Спектральный поток или мощность Вт • мкм -1 излучения
ф ф<
V Я
(0
Угол падения, а также фазарад
Угол отклонениярад
Угол между лучами—
Поле зренияср
Угловая частота излучения,рад-с'1
го = 2кс/Х
осуществить измерение значения энергетической величины, например такой, как энергетическая яркость L или облученность Е. Выходной сигнал радиометрического прибора (после калибровки) определяется падающим излучением, которое измеряется. Целью калибровки является определение в пределах ошибки эксперимента количественного соотношения между выходным сигналом прибора и падающим излучением, которое измеряется. Входная апертура прибора помещается в заданное положение для падающего излучения, при котором падающее излучение действовало бы точно так же на любой другой прибор. Определение смысла всех возможных значений выходного сигнала прибора требует полного определения трех характеристик прибора, а именно чувствительности R. обнаружительном способности 1) и свойств опорного излучения. Наконец, должна быть получена опенка точности (случайная и систематическая ошибки) результатов калибровочных измерений для того, чтобы обеспечить основу для подобной оценки точности результатов последующих измерений. Расчет искомой энергетической величины в некоторой гонке, удаленной от прибора, путем использования значений, определенных па апертуре радиометра, требует дополнительной информации. Например, определение силы света звезды требует, помимо измерения облученности на апертуре радиометра в обсерватории, знания воздействия на результат атмосферы и расстояния до звезды.
По большей части проблема в радиометрии возникает от желания точно определить смысл всех возможных значений выходного сигнала. Радиометры измеряют значения величин в пределах некоторого участка области длина волны время-пространство-поляризация, определяемого зависимостью излучения от этих параметров. В широком смысле радиометром является любое устройство для количественного определения некоторых свойств падающего излучения. Названия радиометрических устройств обычно создаются из комбинации двух слов (или их модификаций), показывающих соответственно, что измеряется и как регистрируется, т. е. определяющих назначение и особенности конструкции прибора (см. табл. 20.2). Дополнительные определения уточняют
Таблица 20.2. Обозначение приборов—__
Префикс (дополнительное значение)
Суффикс
Форма выходных данных
Радио-, т.е. имеющий отношение к электромагнитному излучению вообще Фото-, т.е. имеющий отношение к видимой области спектра, а также к области спектральной чувствительности
метр граф
Числовая, но нс регистрируемая величина Графическая регистрация
фотоматериалов
Спектре-, т. е. имеющий разложение по
скоп
Выходной сигнал наблюдается визуально непо-
спеклру
средственно на выходе
спектральную область работы прибора, например инфракрасный радиометр, ультрафиолетовый радиометр, микроволновый радиометр. Термин «фотометр» используется вместо названия фоторадиометр, но при этом дополнительно подразумевается, что относительная спектральная характеристика чувствительности соответствует кривой относительной видности глаза 1}. С этими названиями используются дополнительные определяющие термины. Термин «двойной» относится к случаю использования какого-либо оптического элемента дважды за счет
того, что излучение дважды проходит по одному и тому же пути. Например, двойной призменный спектрометр диспергирует излучение, которое направляется через призму сначала в прямом направлении, а затем, после отражения, обратно через ту же призму, после чего
излучение, отразившись от еще одного зеркала, проходит еще раз по указанному пути в прямом и обратном направлениях. «Двойной монохроматор»-это монохроматор, составленный из двух монохроматоров, используемых последовательно. Выход первого является входом вто
рого.
Если необходимо найти величину излучения как функцию каких-либо пространственных, спектральных или временных параметров, используется прибор, который имеет чувствительность в узком диапазоне значений этих параметров, в то время как весь интересующий диапазон исследуется путем сканирования. Ширина узкого диапазона определяется заданным разрешением прибора. Характеристики прибора не являются независимыми. Нельзя, например, произвольно уменьшать одновременно Д% и Дг. Для каждого конкретного эксперимента существуют ограничения, определяемые отношением сигнал-шум.
значение Рк^-К°ппикТ,^ 1еРминУ «фотометр» придается более широкое 2=2ПриТрТ СПОСо6номУ «мерять и энергетические, и световые
РАДИОМЕТРЫ
Радиометр-это прибор для измерения излучения, имеющий равномерную спектральную характеристику чувствительности в относительно широком диапазоне длин волн. Радиометры измеряют разницу между падающим на приемник радиометра излучением источника и уровнем опорного излучения. Все радиометры и радиометрические измерительные приборы содержат по крайней мере три основных компонента (рис. 20.1):
Оптика, которая собирает излучение, прошедшее через апертуру площадью А, диспергирует или преобразует излучение с помощью спектрального фильтра и фокусирует его на полевую диафрагму площадью а.
Приемник (л), который преобразует излучение, прошедшее через полевую диафрагму, в сигнал, обычно электрическое напряжение величиной V.
Электронная схема/дисплей-регистрирующее устройство, которое обрабатывает (усиливает) сигнал и регистрирует его.
Главными радиометрическими характеристиками являются следующие:
Чувствительность R-выходной сигнал на единицу падающего излучения.
Обнаружительная способность D-величина, обратная падающему излучению, эквивалентному уровню шума, или чувствительность, деленная на напряжение шума, т. е. на среднеквадратичную флуктуацию шума на выходе.
Опорное излучение-уровень падающего излучения, соответствующий нулевому отсчету на выходной шкале прибора.
Рис. 20.1. Базовая схема радиометра.
Фокусирующая оптика образует круговую апертурную диафрагму площадью А, чувствительный элемент фотопрнемлика образует круговую полевую диафрагму плонтадью <г, 0„ половинный угол поля зрения, измеряемый в радианах; Л = — л (I — cosBJ а ли, а а/ поле зрения (телесный угол) в стерадианах, соответствующий коническому полю рели F- фокусное расстояние оптики радиометра.
Чувствительность радиометра
Из трех упомянутых характеристик чувствительность является наиболее существенной в смысле информативности, поскольку именно она всегда присутствует в формулах преобразования сигнала на выходе в соответствующую величину падающего излучения, или входного оптического сигнала. Таким образом, весьма важным является точное ее определение. В противоположность этому величину обнаружительной способности часто достаточно бывает знать грубо приближенно, если измерения проводятся в условиях очень больших сигналов, когда уровнем шума прибора можно пренебречь. Подобным же образом часто бывает достаточной грубая оценка опорного уровня, если нулевому отсчету на выходе действительно соответствует пренебрежимо малая величина излучения. Эти две последние характеристики, однако, легко упустить из виду и в тех редких случаях, когда они могут стать существенными факторами при интерпретации выходного сигнала прибора. По этой причине их всегда следует проверять.
Чувствительность приемника определяется как изменение выходного сигнала ДК деленное на изменение падающего на приемник потока излучения АФ. Для радиометра как универсальной системы полезно расширить понятие чувствительности, включив в него либо изменение выходного сигнала, деленное на изменение облученности, Д^, на выходном зрачке радиометра, либо изменение выходного сигнала, деленное на изменение энергетической яркости, AL. Таким образом, для радиометра можно рассматривать три вида чувствительности прибора:
(20.1)
(20.2)(20.2)(20.3)(20.3)R = ^
(20.2)
(20.2)
(20.3)
(20.3)
£ ДЕ’
R = ^
L ДЕ
Так же, как и в случае приемников, для которых обнаружительная способность определяется формулой D = R/Vn, где И„- это среднеквадратическая флуктуация шума на выходе приемника, обнаружительная способность радиометра выражается следующим образом:
Оф =
De =
dl =
Rф
Re V/ Rl
(20.4)
(20.5)
(20.6)
где Re =где Re =ДИДИДЕДЕ, Ео- опорная облученность., Ео- опорная облученность.
где Re =
где Re =
ДИ
ДИ
ДЕ
ДЕ
, Ео- опорная облученность.
, Ео- опорная облученность.
Рис. 20.2. Чувствительность радиометра к облученности на входном зрачке.
Выходное напряжение простого радиометра как функция Е на его входном зрачке показано на рис. 20.2. Простейший радиометр представляет собой изолированный элемент приемника, который, следовательно, одновременно является апертурной диафрагмой, полевой диафрагмой, входным зрачком, выходным зрачком, входным окном и выходным окном. Величина выходного сигнала регистрируется непосредственно прибором, измеряющим электрический ток. Обычный фотографический экспонометр является прибором такого рода. Уравнение, описывающее выходной сигнал, имеет следующий вид:
V=Re^E-E0^ К, (20.7)
Опорную облученность Ео можно определить, используя внешний калибровочный источник, который равномерно облучает прибор. Калибровочный источник подстраивают до тех пор, пока выходной сигнал прибора не будет равен нулю. Величина Е на входном зрачке радиометра в результате этой подстройки рассчитывается для того, чтобы установить величину Ео; при этом необходимо обеспечить, чтобы напряжение шума было пренебрежимо мало. Часто значения Е. которые следует измерить, являются очень большими, так что
V»Vn.V»Vn.(20.8)
V»Vn.
V»Vn.
(20.9)
Тогда выходной сигнал можно достаточно точно аппроксимировать выражением
(20.10)(20.10)V= ReE.
(20.10)
(20.10)
При подобных условиях это соотношение может быть выведено для RL
с использованием источника с равномерной энергетической яркостью. Калибровка рассмотрена более подробно в разд. 20.^.4.
Поскольку энергетическая яркость и облученность являются функциями дпины волны, местоположения, направления, поляризации и времени, чувствительность радиометра также должна быть функцией этих параметров. Пространственная зависимость определяет поле зрения^ спектральная зависимость определяет характеристику спектральной чувствительности, а зависимость от времени определяет флукт уационно* частотную характеристику или частотно-временную ширину полосы. При разработке радиометров целью является сделать эти зависимости взаимно независимыми факторами, так что чувствительность является произведением нескольких факторов относительной чувствительности и константы нормализации чувствительности Ro. Таким образом,
R = Лог1(Х)т2(/)г3(х, >)v4(9, ф)... . (20.11)
В идеальном случае для «идеального радиометра» чувствительность равна нулю за пределами геометрических границ, определяемых телесным углом Q, и является постоянной в пределах этих границ. Подобным же образом
(20.12)(20.12)rL (X) = 1 для Хх ^ X ^ Х2,
(20.12)
(20.12)
rx (X) = 0 за пределами АХ = Х2 - Хх.(20.13)
(20.14)(20.15)(20.14)(20.15)Обозначая через / временную частоту, получим г2(/)= 1 для^ ^/^/2, г 2 (Л = 0 за пределами Д/=/2 —Jx.
(20.14)
(20.15)
(20.14)
(20.15)
33Спектральная чувствительность RL (X) идеального радиометра показана на рис. 20.3. Искомая величина L в интервале длин волн между Xj и Х2 равна заштрихованной площади под кривой Lx на рис. 20.4. Выходное напряжение радиометра равно площади под произведением кривых, что показано на рис. 20.5. В аналитической форме
3
3
Рис. 20.3. Спектральная чувствительность идеального радиометра.
Рис. 20.4. Плавно изменяющаяся спектральная энергетическая яркость.
V= j RlIK)Lx dk.(20.16)
о
Так как RL (X) = Ro L (эта величина постоянна в интервале между Xt и Х2 и равна нулю за его пределами), то
х2х2
V= J Rl^Lx dk = Rq l f Lxdk.(70.17)
X[x.
Соотношения между /?ф, RE и RL могут быть получены из соотношений между Ф, Е и L. Таким образом,
ДИ
^ == Re А " = Rl № "1 >(20.18)
где Th = jcos §d£X<L4 («Th» часто называют «пропускной способностью» прибора). Множитель cos 9 возникает из определения L = д2Ф/со8 05/1 SCI. Если в указанном примере L определяется как
X,
\ Lx dk = L,(20.19)
то V — Ro L L.(20.20)
Большинство радиометров в отношении спектральной характеристики не являются идеальными. Требуется еще прямое соотношение между выходным напряжением и величиной энергетической яркости между
Рис. 20.5. Произведение спектральной энергетической яркости и спектральной чувствительности.
даинами волн. В случае реального радиометра RL (X) измеряется как характеристика радиометра и используется в процессе нормализации (см. разд. 20.2.2).
Нормализация
•I•IНа рис. 20.6 спектральная характеристика радиометра показана в виде треугольника. На рис. 20.7 показана некоторая спектральная энергетическая яркость L источника. Величина Ly в спектральном интервале между X] и Х2 меняется исключительно медленно. Величина И, которую выдал бы реальный радиометр, равна площади под кривой на рис. 20.8. которая является произведением кривых на рис. 20.6 и 20.7. Результирующая кривая не имеет строго треугольную форму, поскольку Ly не является полностью постоянной величиной. Спектральная характеристика эквивалентного идеального радиометра, которая имеет тот же максимум, что и для реального радиометра, показана на рис. 20.6 в виде пунктирного прямоугольника. Это прямоугольник высотой Ro L, который имеет такую же площадь, как и треугольник. Результирующая кривая для случая идеального радиометра показана на рис. 20.8 пунктиром. Площадь под пунктирной результирующей кривой равна величине К которую выдал бы идеальный радиометр. Отметим, что площади под этими двумя результирующими кривыми приблизительно равны и были бы точно равны, если бы Ly была действительно постоянной.
•I
•I
Рис. 20.6. Спектральная чувствительность треугольной формы. Определение эквивалентного идеального радиометра, имеющего тот же максимум спектральной характеристики, что и реальный радиометр, азывается нормализацией спектральной характеристики радиометра процессе нормализации можно использовать другие идеальные радиометры. Можно легко определить максиная шипим^п^0” характеристики идеального радиометра, спектраль- величина относитрЫ коЗорого 0ГРа»ичена длинами волн, при которых ельнои спектральной характеристики падает до уровня
Рис. 20.7. Плавно изменяющаяся спектральная энергетическая яркость.
половины от максимума, т. е.
J RL(X>dX
(20.21)(20.21)о
(20.21)
(20.21)
L ^л-1 (ДХ на половине максимума чувствительности)
Величины, которые были бы при этом установлены, соответствовали бы энергетической яркости ц пределах спектрального диапазона, ограниченного точками с относительной чувствительностью 0,5 максимума.
Нормализация для определения эквивалентной характеристики чувствительности радиометра применительно к другим параметрам, таким, как поле зрения и флуктуационно-частотная характеристика, проводится с помощью аналогичных рассуждений. Более того, симметрия характеристики чувствительности для этих параметров позволяет по этим же причинам достичь хорошей точности при линейном изменении энергетической яркости с этими параметрами.
Рис. 20.8. Произведение треугольной спектральной чувствительности и спектральной энергетической яркости.
Уровень опорного излучения
С помощью радиометра можно получить абсолютные и относительные значения инфракрасного излучения. Для абсолютных измерении требуется знание уровня опорного излучения. Для обеспечения уровня опорного излучения можно использовать сам приемник излучения или систему модуляции. Для абсолютных измерений предпочтительнее использовать систему модуляции.
Радиометры, которые измеряют различие уровней излучения от двух соседних участков пространства, дают только относительную информацию поскольку нет никакого стационарного опорного уровня излучения. Радиометры, которые используются для сравнения излучения от какого- либо элемента, являющегося частью большой площади с усредненным уровнем излучения от площади в целом, могут использоваться для абсолютных измерений; при этом средний уровень излучения известен и используется как опорный. Подобным же образом во временной области уровень мощности излучения в какой-либо момент времени можно сравнить с мощностью излучения в предыдущий момент или мощностью излучения, усредненной по результатам всех предшествующих измерений.
Характеристики трех различных типов абсолютных радиометров, включая способ использования опорного излучения, представлены в табл. 20.3.
Радиометр, который использует в качестве датчика опорного уровня сам приемник излучения, часто относят к радиометрам постоянного тока. Такая терминология в данном случае уместна, поскольку прибор измеряет изменение электрических параметров термоэлектрического или болометрического инфракрасного приемника по постоянному току. Для таких радиометров возникает проблема дрейфа нуля, поскольку уровень опорного излучения определяется температурой приемника; однако в большинстве случаев дрейф лежит в допустимых пределах.
Радиометры с модуляцией, илн радиометры переменного тока, обеспечивают переменный выходной сигнал с приемника для последующей обработки. Они особенно подходят для абсолютных измерении излучения, поскольку у них отсутствует проблема дрейфа, характерная для радиометров постоянного тока. Электрический выходной сигнал радиометров этого типа пропорционален разнице между излучением, падающим на приемник от измеряемого источника в пределах поля зрения, и излучением от зачерненных лопастей модулятора или опорного абсолютно черного тела с регулируемой температурой. В последнем случае на приемник с помощью зеркального модулятора попеременно направляется излучение от источника и от опорного абсолютно черного тела.
На рис. 20.9 показан зачерненный модулятор, где приемник попеременно «визирует» изображение источника и зачерненный модулятор уровень опорного излучения определяется температурой и коэф- 1нзлучения зерненного модулятора. На длине волны около
vcionim0^™^™ очень Сильный уровень опорного излучения при Вплоть пл 1 МОдУлятоР имеет равномерно зачерненную поверхность, ной роти темпеРатура модулятора обычно не играет существен- сп^окружающих температурах в этой области
Однако в Области ^жтмИЛИ Се^°Г° ТеЛа незначнтельН0'
ра с длинами волн более 3 мкм изменения
Таблица 20.3. Основные характеристики различных типов неселектнвных радиометров [1]
Постоям- Постоям-Уровень
ТипПриемник ная вре- мая вре-опорного
меня при- мени снс- излучения емника темы
Измерения Электриче- излучения ский сигнал
Радиометр Термо- 2 с2 сКоэффицк-
постоянного параент излуче-
токания и тем
пература термопары
Разница ЭДС от между из- компенси- лучением рованной источника термопары и излуче- постоянно- нием тер- го тока мопары
Радиометр Термис- 1 мс25 мс Коэффици-
переменноготорныйент излуче-
тока с зачер-бело-иия и темненным мо-метрпература
дуляторомзачерненно
го модулятора
Разница Сигнал пе- между из- ременного лучением тока от источника компенси- и излуче- ровапного нием зачер- термиетор- ненного ного боломодулятора метра, включенного в мостовую схему
РадиометрТермис- 1 мсРегули-Те мп ерату-
переменноготорныйруемаяра опорно-
тока с зер-боло-от 16 мсго А ЧТ
кальнымметрдо 1,6 с(коэффици-
модулято-ент излуче-
ромния = 1);
температура регулируется и поддерживается с погрешностью 0,2'С
Разница Сигнал пе- между из- ременного лучением тока от источника компенси- и излуче- ровапного нием опор- термисторного А ЧТ; ного боло- использу- метра; моются нуле- тод нулевой вон метод индикации, и абсолют- когда йене черное пользуется тело с регу- регулйру- лируемой емое А ЧТ температурой
температуры модулятора или коэффициента излучения требуют учета.
Влияние коэффициента излучения можно свести к минимуму, используя полированные лопасти модулятора. Однако уровень излучения окружающих предметов, падающего на приемник в результате отражения от полированного модулятора, должен быть управляемым. Это сделано в радиометре, показанном на рис. 20.9, где отраженное падающее излучение поддерживается на контролируемом уровне с помощью
ш?
? ЕРКАЛ О
(а)
Устройство для Н&бЛЙДЕНиЯ
»)MtMlMHU источник
Tepmuctophbiu nPULMHUK
модулирующий ПЦСХ
Рис. 20.9. Модулирующее зеркало (а) и блок-схема получения сигнала с модулятора (о).
Входящее
опорного абсолютно черного тела и зеркального модулятора.
Маленькое опорное абсолютно черное тело устанавливается таким образом, что при зеркальном отражении от модулирующего зеркала излучение от опорного абсолютно черного тела и изображение источника попеременно направляются на приемник. Это обеспечивает не только стабильный источник опорного излучения, но также возможность его подстройки, обеспечиваемой изменением температуры опорного абсолютно черного тела. Кроме того, если опорное абсолютно черное тело можно регулировать, его излучение может быть приведено в соответствие с источником энергетической яркости и приемник используется как чувствительный нуль-индикатор или инструмент для количественной оценки ошибки.
Калибровка радиометров
При рассмотрении данного вопроса предполагается, что в нашем распоряжении есть стандартный источник энергетической яркости или оолученности. такой, как опорное абсолютно черное тело, так что имеется возможность провести калибровку и точные измерения К(^У
Такие стандартные источники необходимы, чтобы обеспечить согласованную количественную оценку для одного наблюдателя в разные моменты времени или для двух различных наблюдателей. Таким образом, стандартный источник должен иметь постоянные характеристики во времени и быть легкодоступным и воспроизводимым другими исследователями. Есть два пути для того, чтобы обеспечить сличение излучения с эталоном. Один состоит в том, чтобы обеспечить эталонный источник, а другой-в том, чтобы обеспечить эталонный приемник. Очевидно, что если имеется эталонный источник, то можно откалибровать приемник и затем, используя его как вторичный эталон, откалибровать другие источники. Имея стандартный приемник, можно нормировать свойства источника и затем, используя источник как вторичный эталон, откалибровать другие приемники.
Источники для калибровки описаны в гл. 2. Подход к эталонированию для радиометрических калибровок с использованием эталонного приемника был принят учеными Национальной физической лаборатории (NPL) в Англии и недавно Национальным бюро стандартов США (NBS). Работа в Англии состояла в том, чтобы получить «черный» приемник с очень стабильными характеристиками чувствительности и использовать его, применяя электрическое нагревание, которое необходимо, чтобы сбалансировать тепло за счет входящего излучения. В результате получилась система, которую часто называют абсолютным радиометром или электрически калибруемым радиометром (ECR). Она использовалась в Национальной физической лаборатории с термопарами Молла в качестве промежуточных или рабочих эталонов. Первоначальный вариант радиометра с дрейфом нуля, разработанный Гуил- дом [2], был усовершенствован Гилхэмом [3-5] для того, чтобы достичь более высокой точности.
Работа NBS в этом направлении (за период с 1968 по 1971 г.) была описана Гейстом. Достигнутый уровень характеристик электрически калиброванного пироэлектрического радиометра (ECPR) [6, 7] был описан Карлом Кесслером, руководителем отдела оптической физики NBS, следующим образом:
«С этими устройствами (ECPR) NBS теперь имеет возможность проводить измерения мощности излучения с точностью 1 % в диапазоне от 0,1 до 100 мВт в области спектра от 250 нм до 10 мкм. Радиометр ECPR был использован для того, чтобы провести серию измерений с целью сравнения характеристик калориметра С-серии, использовавшегося для лазерных измерений в лаборатории Боулдера в NBS, электрически калиброванного радиометра на основе термопары в Национальной лаборатории стандартов (РТВ) в Германии и электрически калиброванного солнечного радиометра во Всемирном радиационном центре в Давосе, Швейцария. Во всех случаях фактически независимые измерительные организации, представлявшие эти приборы, получили результаты, находящиеся в хорошем соответствии... Радиометры ECPR
106
Глава 20
Рис. 20.10. Схема измерения удаленного источника малых размеров.
Изображение источника целиком находится в пределах полевой диафрагмы и ^£ = = У/Е= VS2jl. 9„ половинный угол поля зрения.
теперь могут поставляться...» [8]. Дальнейшие подробности даны в работах [38, 39].
Калибровки подразделяются на две группы: те, при которых полевая диафрагма радиометра только частично заполнена изображением калибровочного источника; и те, при которых полевая диафрагма целиком заполнена равномерным калибровочным излучением. В пер
вом случае результат достигается путем использования удаленного точечного (малых размеров) источника (рис. 20.10) или с помощью
коллиматора с соответствующим увеличением и маленького источника (рис. 20.11). Второй случай может быть реализован с помощью так называемого протяженного источника, либо удаленного (рис. 20.12), либо расположенного вблизи (в пределах входной апертуры, рис. 20.13), при использовании коллиматора (с различными увеличениями) или приколлиматора с соответствующим увеличением и маленького источника (рис. 20.11). Второй случай может быть реализован с помощью так называемого протяженного источника, либо удаленного (рис. 20.12), либо расположенного вблизи (в пределах входной апертуры, рис. 20.13), при использовании коллиматора (с различными увеличениями) или приОптически ОСЬ КтОМПтОптически ОСЬ КтОМПтРис. 20.11. Схема построения поля зрения при использовании коллиматора. каютс^в^о^ке^0 ^угол междУ оптическими осями, которые пересе-которым в точке 0 видно изобоаж^ммИНИМИ лУчами в коллимированном пучке и угол, под чены для того, чтобы лучшеисто.чилка- V « 6О (относительные размеры преувели-зрачок радиометра; 3-выходной зля™^ " полсвая диафрагма радиометра; 2 входной тора.’^ зрачок коллиматора; 4- полевая диафрагма коллима-Рис. 20.11. Схема построения поля зрения при использовании коллиматора. каютс^в^о^ке^0 ^угол междУ оптическими осями, которые пересе-которым в точке 0 видно изобоаж^ммИНИМИ лУчами в коллимированном пучке и угол, под чены для того, чтобы лучшеисто.чилка- V « 6О (относительные размеры преувели-зрачок радиометра; 3-выходной зля™^ " полсвая диафрагма радиометра; 2 входной тора.’^ зрачок коллиматора; 4- полевая диафрагма коллима-
коллиматора с соответствующим увеличением и маленького источника (рис. 20.11). Второй случай может быть реализован с помощью так называемого протяженного источника, либо удаленного (рис. 20.12), либо расположенного вблизи (в пределах входной апертуры, рис. 20.13), при использовании коллиматора (с различными увеличениями) или при
коллиматора с соответствующим увеличением и маленького источника (рис. 20.11). Второй случай может быть реализован с помощью так называемого протяженного источника, либо удаленного (рис. 20.12), либо расположенного вблизи (в пределах входной апертуры, рис. 20.13), при использовании коллиматора (с различными увеличениями) или при
Оптически ОСЬ КтОМПт
Оптически ОСЬ КтОМПт
Рис. 20.11. Схема построения поля зрения при использовании коллиматора. каютс^в^о^ке^0 ^угол междУ оптическими осями, которые пересе-
которым в точке 0 видно изобоаж^ммИНИМИ лУчами в коллимированном пучке и угол, под чены для того, чтобы лучшеисто.чилка- V « 6О (относительные размеры преувели-
зрачок радиометра; 3-выходной зля™^ " полсвая диафрагма радиометра; 2 входной тора.’^ зрачок коллиматора; 4- полевая диафрагма коллима-
Рис. 20.11. Схема построения поля зрения при использовании коллиматора. каютс^в^о^ке^0 ^угол междУ оптическими осями, которые пересе-
которым в точке 0 видно изобоаж^ммИНИМИ лУчами в коллимированном пучке и угол, под чены для того, чтобы лучшеисто.чилка- V « 6О (относительные размеры преувели-
зрачок радиометра; 3-выходной зля™^ " полсвая диафрагма радиометра; 2 входной тора.’^ зрачок коллиматора; 4- полевая диафрагма коллима-
Рис. 20.12. Схема измерения излученияРис. 20.12. Схема измерения излученияпротяженного источника с большогопротяженного источника с большогорасстояния.расстояния.Изображение источника целиком90 половинный угол поля зрения.Изображение источника целиком90 половинный угол поля зрения.заполняет круглую полевую диафрагму и 3tL = VjL.заполняет круглую полевую диафрагму и 3tL = VjL.Рис. 20.13. Схема измерения излучения протяженного источника с близкого расстояния.Рис. 20.13. Схема измерения излучения протяженного источника с близкого расстояния.
Рис. 20.12. Схема измерения излучения
Рис. 20.12. Схема измерения излучения
протяженного источника с большого
протяженного источника с большого
расстояния.
расстояния.
Изображение источника целиком90 половинный угол поля зрения.
Изображение источника целиком90 половинный угол поля зрения.
заполняет круглую полевую диафрагму и 3tL = VjL.
заполняет круглую полевую диафрагму и 3tL = VjL.
Рис. 20.13. Схема измерения излучения протяженного источника с близкого расстояния.
Рис. 20.13. Схема измерения излучения протяженного источника с близкого расстояния.
Источник целиком заполняет как апертуру, так и поле зрения, но изображение источника не находится в плоскости полевой диафрагмы. Лучи, которые сходятся на полевой диафрагме, не параллельны, когда они выходят из источника, 91 L = VjL. 90 половинный угол поля зрения, / линза и апертурная диафрагма; 2- круглая полевая диафрагма.
Рис. 20.14. Калибровка с близкого расстояния при помощи источника малых размеров (метод Джонса).Рис. 20.14. Калибровка с близкого расстояния при помощи источника малых размеров (метод Джонса).
Рис. 20.14. Калибровка с близкого расстояния при помощи источника малых размеров (метод Джонса).
Рис. 20.14. Калибровка с близкого расстояния при помощи источника малых размеров (метод Джонса).
Источник, имеющий площадь Л( и энергетическую яркость L,, полностью находится в области, ограниченной полуосями XZ и YZ, каждая из которых составляет с оптической осью угол 0д, где 9О половинный угол поля зрения. # любая произвольная точка источника, лучи от которой внутри конуса, ограниченного углом 9О, равномерно облучают круглую полевую диафрагму, как это показано на рисунке. I- линза и апертурная диафрагма; 2- полевая диафрагма (в фокальной плоскости).
соответствующем размещении точечного источника очень близко к входной апертуре (так называемый калибровочный метод Джонса, показанный на рис. 20.14).
Хорошим Общим правилом является стремление всегда проводить калибровку при тех условиях, которые максимально точно воспроиз^ водят ситуацию, имеющую место во время измерении, если измерения основываются на этой калибровке. С другой стороны, для максимальной гибкости и как проверку постоянства важно провести дополнительные калибровки, охватывающие широкий диапазон изменений возможно большего числа параметров. Таким образом, калибровку следует проводить в единицах облученности Е, если с помощью радиометра проводятся измерения Е. Используя метод удаленного точечного источника, получаем для идеального радиометра
ДУ$2AZДУ$2AZ— = Re, В Вт 1 -см2, ЬЕ Е— = Re, В Вт 1 -см2, ЬЕ Е(20.22)(20.22)
ДУ$2AZ
ДУ$2AZ
— = Re, В Вт 1 -см2, ЬЕ Е
— = Re, В Вт 1 -см2, ЬЕ Е
(20.22)
(20.22)
ДИ ThAL LTДИ ThAL LTгде Th-пропускная способность выражениемTh = j J cos 9 dA dQ.А Огде Th-пропускная способность выражениемTh = j J cos 9 dA dQ.А Орадиометра, которая определяется(20.24)радиометра, которая определяется(20.24)
ДИ Th
AL LT
ДИ Th
AL LT
где Th-пропускная способность выражением
Th = j J cos 9 dA dQ.
А О
где Th-пропускная способность выражением
Th = j J cos 9 dA dQ.
А О
радиометра, которая определяется
(20.24)
радиометра, которая определяется
(20.24)
где 5- расстояние от источника до апертуры А радиометра. Потерями в атмосфере пренебрегаем, т.е. допускаем, что т = 1, однако это допущение не всегда обоснованно (см. рис. 20.15).
Подобным же образом для удаленного протяженного источника с энергетической яркостью L имеем
-1
= Л£ = Я£ [fcosO JQ], В Вт"1 см2, (20.23)
^ьнопеь^ьнопеь
^ьнопеь
^ьнопеь
Здесь помимо учета пропускания атмосферы необходимо определить О, угловое поле зрения идеального радиометра. Протяженный источник ^?еДСТВеНН° обеспечивает калибровку по энергетической яркости, стоойка источник помещен в апертуру радиометра, под-
площадью ACl имеющий энер-площадью ACl имеющий энер-М™ийЧСТа ПР°пускания атмосферы является минимальной. Маленький калибровочный источник
площадью ACl имеющий энер-
площадью ACl имеющий энер-
Рис. 20.15. Калибровка радиометров.
^калибровочный источник площадью A,; S- расстояние от источника до радиометра.
Таблица 20.4. Систематика калибровки-измерения
КалибровкаКалибровкаСлучай IСлучай 2Случай IСлучай 2Измерение
Калибровка
Калибровка
Случай IСлучай 2
Случай IСлучай 2
Удаленный точечный источник
3. гЕ(Х) и °RE таковы, что RAX) = aRErE(X)3. гЕ(Х) и °RE таковы, что RAX) = aRErE(X)4. /\(Х), относительная спектральная сила излучения измеря-, емого источника4. /\(Х), относительная спектральная сила излучения измеря-, емого источника
3. гЕ(Х) и °RE таковы, что RAX) = aRErE(X)
3. гЕ(Х) и °RE таковы, что RAX) = aRErE(X)
4. /\(Х), относительная спектральная сила излучения измеря-, емого источника
4. /\(Х), относительная спектральная сила излучения измеря-, емого источника
Дано
т(Х), коэффициент пропускания среды
S. расстояние от источника до апертуры радиометра
гЕ1Х\ относительная спектральная чувствительность к облученности
еДХ). спектральный коэффициент излучения калибровочного источника с
т(Х)1. Т(Х)
S2. S
гЕ^ и °RE таковы, что ЯЕ(Х)= = °^ЕГЕ (X)
А(, площадь калибровочного источника; Лс < < проекции мгновенного поля зрения
Т,, температура калибровочного источника
Получить значение выходного сигнала
К
V
Рассчитать
Лс5’2 J r£(X)T(X)£,(X)L”B(X,TJdXв« кЛ
где L™ (X, Ту функция_
п1. .С — К/ Ад
Планка для Тс(на апертуре ра
диометра) и
°/
°RES"2 f rE(X)T(X)r(X)dX
Все А
И
2. Г = ES2 (кажущаяся сила света)
lxW = aIix(X)
Удаленный протяженный источник
Данот(Х). коэффициент пропускания средыS. расстояние от источника до апертуры радиометраrL (X), относительная спектральная чувствительность к энергетической яркостиег(Х), спектральный коэффициент излучения калибровочного источникаАс, площадь калибровочного источника; Лс ^ ^ проекции мгновенного поля зренияТс, температура калибровочного источникаДанот(Х). коэффициент пропускания средыS. расстояние от источника до апертуры радиометраrL (X), относительная спектральная чувствительность к энергетической яркостиег(Х), спектральный коэффициент излучения калибровочного источникаАс, площадь калибровочного источника; Лс ^ ^ проекции мгновенного поля зренияТс, температура калибровочного источника1. т(Х)1. т(Х)2. S2. SrL (X) и °Rl таковы, что RL^ = °RLrLWrL (X) и °Rl таковы, что RL^ = °RLrLWI. г(МI. г(М2. S2. SrL (X) и °RL таковы, что RLM = °RLrL^rL (X) и °RL таковы, что RLM = °RLrL^\(Х), относительная спектральная энергетическая яркость измеряемого источника\(Х), относительная спектральная энергетическая яркость измеряемого источникаUU
Дано
т(Х). коэффициент пропускания среды
S. расстояние от источника до апертуры радиометра
rL (X), относительная спектральная чувствительность к энергетической яркости
ег(Х), спектральный коэффициент излучения калибровочного источника
Ас, площадь калибровочного источника; Лс ^ ^ проекции мгновенного поля зрения
Тс, температура калибровочного источника
Дано
т(Х). коэффициент пропускания среды
S. расстояние от источника до апертуры радиометра
rL (X), относительная спектральная чувствительность к энергетической яркости
ег(Х), спектральный коэффициент излучения калибровочного источника
Ас, площадь калибровочного источника; Лс ^ ^ проекции мгновенного поля зрения
Тс, температура калибровочного источника
1. т(Х)
1. т(Х)
2. S
2. S
rL (X) и °Rl таковы, что RL^ = °RLrLW
rL (X) и °Rl таковы, что RL^ = °RLrLW
I. г(М
I. г(М
2. S
2. S
rL (X) и °RL таковы, что RLM = °RLrL^
rL (X) и °RL таковы, что RLM = °RLrL^
\(Х), относительная спектральная энергетическая яркость измеряемого источника
\(Х), относительная спектральная энергетическая яркость измеряемого источника
U
U
Получить значение (меру) выходного сигнала
Кv
V
Рассчитать
V
J 'JX)T(X)E^X)LBB(X,7;)dX Все аК
V
"Rl
X f rL
(кажущаяся энер- иB“*
гетическая яр-
кость)Ьх(Х) = aUx^
XK^XM^dk
при помощи соотношения °ЖеГ бЫТЬ использован Для определения RL
Rt=^
(20.25)(20.25)Ас ЬС
(20.25)
(20.25)
"^XXZ™ В Табл' 20А В табл- 20 5 метров и спектрорадиометров некоторых коммерческих радио-
Таблица 20.5. Радиометры*’
Тип
Характеристики
1. Barnes Engineering, 30 Commerce Rd., Stamford, шт
12-550
Спектральный диапазон 1-20 мкм
Фотоприемники: термисторный болометр InAs, InSb, HgCdTe, PbS, PbSnTe, PbSe.
Входная оптика: телескоп Кассегрена (/"=21,59 см), поле зрения 2,5- 17,5 мрад, диапазон расстояний фокусировки от 91 см до со
Термометры
IT-4B
Спектральный диапазон работы 8,4-12,6 мкм. Поле зрения 35 и 350 мрад
IT-4C
Спектральный диапазон 3,3-3,5 мкм. Поле зрения 35 и 350 мрад
IT-4D
Спектральный диапазон 7,4- 8,4 мкм. Поле зрения 35 и 350 мрад
IT-7A
Спектральный диапазон 0,7-1,0 мкм. Поле зрения 12,2 и 6,3 мрад
PRT-11
Спектральный диапазон 6,5-20 мкм.
Поле зрения 489 мрад; предназначен для измерения с близкого расстояния
2. EG&G Electro-Optics Division, 35 Congress St., Salem, шт. Массачусетс, 01970
450
Спектральный диапазон 0,4-1,1 мкм.
Фотоприемник: Si-фотодиод.
Поле зрения 140 мрад
Лазерный радиометр 581
Спектральный диапазон 0,35-1,1 мкм. Фотоприемник: Si-фотодиод.
Поле зрения 15,6 мрад
3. Electro-Optical Industries, Inc., P. O. Box 3770, Santa Barbara, шт. Калифорния. 93105
454
Спектральный диапазон 2,0-2,6 мкм.
Фотоприемник: PbS.
Входная оптика: телескоп Кассегрена (f/2,5)
464
Спектральный диапазон 1,0-20 мкм.
Фотоприемник: термисторный болометр.
Входная оптика: телескоп Кассегрена (F/2,5), поле зрения 1,5 мрад, диапазон расстояний фокусировки от 304,8 см до со
470
Спектральный диапазон 2,5-5,1 мкм.
Фотоприемник: InSb.
Входная оптика: телескоп Кассегрена, поле зрения 3, 6, 12 мрад
470А
Спектральный диапазон 8- 14 мкм.
Фотоприемник: HgCdTe.
Входная оптика: телескоп Кассегрена, поле зрения 3, 6, 12 мрад, диапазон расстояний фокусировки от 91,44 см
ДО ОО
Продолжение табл. 20.5.
Характеристики
Тип
Термометр 4104
Измеритель лазерных импульсов 431
Спектральный диапазон 9.5- 11,5 мкм.
Фотоприемник: болометр.
Поле зрения: 35 мрад, диапазон расстояний фокусиооиги от 30,48 см до 00н И
Спектральный диапазон 0,4-1J мкм
4. Molcctron 177.
PR2O0
, N. Wolfe Rd, Sunnyvale, шт. Калифорния, 94086 Приемм^кристалла тан-
талата лития.
Входная оптика: телескоп Кассегрена (J = 5,6 см), поле зрения 316 мрад
Oriel Corp, of America, 15 Market St, Stamford, шт. Коннектикут, 06902
Инфракрасный Спектральный диапазон: 0,4-1000 мкм
приемник Голея
Sensors, Inc., P.O. Box 1383, Ann Arbor, шт. Мичиган, 48106
1150Н
Спектральный диапазон 0,6-40 мкм.
Фотоприемник: термопара.
Входная оценка по схеме Ньютона, поле зрения 105 мрад, диапазон расстояний фокусировки от 0 до со
•' В США существует множество фирм, выпускающих большое количество радиометров различных типов. В обзоре, выполненном в Мичиганском институте исследования окружающей среды, указаны характеристики более чем 180 радиометров, производимых 24 фирмами. В табл. 20.5 в качестве примера приведены характеристики лишь некоторых радиометров, упомянутых в этом обзоре. Аналогичные примеры для спектрорадиометров и интерферометров на базе упомянутого обзора приведены ниже в табл. 20.6.
20.3. СПЕКТРОРАДИОМЕТРЫ
излучения ^о^ли^ "РИборЫ’ опРеДеляк>щие распределение компонентыВ0ЛН' Разложение излучения на спектральные
элементов, обладающих^зм^Пр” помощи оптических
длины волны. Для осушегтй Н0И ФУнкциональной зависимостью ОТ элементов могут использоватьс^ппиСПСрСИИ "° спектРУ среди прочих ?
Наиболее важными элемента р змы и Дифракционные решетки. ? Дифракционными решетками ми спектР°РаДиометров с призмами или • любой радиометр, являются-’ 0МИМ0 тех* кот°рыми должен обладать Для^входной фокусирующейЯоптики ° ^^ роль полевой диафрагмы И в Фокусе которого^аходатс,0^ бЫТЬ линз°вым или зеркальным входная щель.
Приборы серии42004210Приборы серии4200421042204220
Приборы серии
4200
4210
Приборы серии
4200
4210
4220
4220
Таблица 20.6. Спектрорадиометры
Модель
Характеристики
1. Baush and Lomb, 61-24-04 Linden Ave., Rochester, шт. Нью-Йорк, 14625
IR * 1
Монохроматор с дифракционной решеткой, спектральный диапазон 0,7-1,6 мкм
1R * 2
Монохроматор с дифракционной решеткой, спектральный диапазон 1.4-3,2
2. Beckman Instruments, Inc., 25511 Southfield Rd., Southfield, шт. Мичиган. 48075
Спектральный диапазон 2,5-16,6 мкм; дифракционная решетка с фильтром (одинарный монохроматор); разрешение Зсм-1 в области 3000 см и 1,5см'1 в области 900 см'1; скорость сканирования 750-5 см-1 в мин, суммарная точность измерений 1%
Спектральный диапазон 2,5-40,0 мкм; дифракционная решетка с фильтром (одинарным монохроматор); разрешение 3 см 1 в области 3000 см "f и 1,5см'1 в области 900 см"1; скорость сканирования 750-5.см"1 в мин, суммарная точность измерений ± 1%
3. Cary Instrument (Varian Subsidiary). 611 Hansen Way, Pato Alto, шт. Калифорния,
94303
14
Спектральный диапазон 0,186-2,65 мкм.
ДвойнойРмонохро(матор: двухлучевой с водяным охлаждением; Ярость сканирования 0.05-50 нм с (8 скоростей .
Воспроизводимость по шкале длин волн бq 25 нм-
областях спектра 0.05 нм. в ближнеи ИК-области 0,23 нм, точность по длине волны ± 0,4 нм
4. Electro Optical Industries, P.O. Box 3770, Santa Barbara, шт. Калифорния, 93105
474S
^“к^пр^о^с дифракционной решеткой (1:3,5)
, _„. . ■ „ -г rca 173 Fssex Ave, Metuchen, шт. Нью-Йорк
5. J-Y Optical Systems Division of ISA, Itssex avc.,
08840
Н-20 IR
Спектральный диапазон 0 8- 3,2 мкм;
ЙрРеш^~16 нм-мм". Фокусное расстояние
20.0 см
6. Optronic Laboratories, Inc., 7676 Fenton St., Silver Spring, шт. Мэриленд, 20910
740А
^^^^монохроматор (. :4)
114
Глава 20
Продолжение табл. 20.6
Модель
7401КСпектральная область 0,4-12 мкм,t
дифракционная решетка (1:4).
Разрешение 0,25 нм • мм1
Oriel Corp, of America, 15 Market St,, Stamford, шт. Коннектикут, 06902 I
7240Спектральный диапазон 0,19-24 мкм;I
дифракционная решетка (1:3.7), дисперсия 3,2-6.4 нм мм"1; фокусное расстояние 12,5 см
Perkin-Elmer, Main Ave., Norwolk, шт. Коннектикут, 06856
281Спектральный диапазон 2,5-16,6 мкм (4000-600 см"*); диф
ракционная решетка с фильтром (1:5); двухлучевой с оптическим нулем; разрешение Зсм"1 в области 4000-200 см"1 и 115 см"1 в области 2000-600 см"1.
Время сканирования от 3 мин до 10 ч; воспроизводимость по шкале длин волн 1,5-0,8 см"1
283Спектральный диапазон 2,5-50,0 мкм (4000-200 см"1); диф
ракционная решетка с фильтром (1:5); двухлучевой с оптическим нулем; разрешение Зсм"1 в области 4000-2000 см-1 и 1.5 см 1 в области 2000-200 см"1.
Время сканирования от 3 мин до 10 ч; воспроизводимость по шкале длин волн 1,5-0,8 см"1
9. Schoeffel Instrument Corp., 24 Rocker St., West Wood, шт. Нью-Йорк, 07765
«I
GM250
QPM30S
Спектральный диапазон 0,18-3,0 мкм.
пИНХМЯ еХ<еМа ЭбеР}а с Дифракционной решеткой (1:3,6);
Дисперсия 8,5 нм мм 1; фокусное расстояние 25,0 см
диапазон 0.185-2,5 мкм, кварцевая призма
. /,о). фокусное расстояние 10 см
Ю. Block Engineering Inc., Blackstone St., Cambrige,
Спектрометр
шт. Массачусетс, 02139
Спектральный диапазон 1,3-5 0 мкм
интерферометр, Майкелмона
шение 4 см *; скорость сканирования 64- 16 скан с'1
*' Burleigh Instruments, Inc., P.O. Box 388,
RCI0
Интерферометр Фабри - Перо
East Rachester, шт. Нью-Йорк, 14445
э
о
Диспергирующий элемент-либо призма, либо дифракционная решетка.
Фокусирующий элемент, который создает изображения входной щели уз параллельных пучков различных длин волн, так что эти изображения смещаются в соответствии с дисперсией и образуют обычный спектр.
Одна или более выходных щелей, которые выделяют излучение в нужной области спектра и пропускают излучение на приемник.
Можно сказать, что спектрорадиометр- это радиометр с монохроматором, расположенным между входной фокусирующей оптикой и приемником. На рис. 20.16 показана схема простого спектрорадиометра с призмой или дифракционной решеткой.
Радиометры, в основе работы которых лежит быстрая смена ряда узкополосных фильтров, также можно отнести к спектрорадиометрам. Смена фильтров часто осуществляется путем вращения диска с фильтрами. Если скорость вращения достаточно высокая, время действия одного фильтра может приближаться к постоянной времени радиометра без фильтров. В этих случаях постоянную времени следует определять скорее из динамических, чем из статических условий.
Призмы
В призменных спектрометрах используется зависимость показателя преломления от длины волны. Этот оптический элемент диспергирует параллельные лучи или коллимированный пучок под различными
Рис. 20.16. Базовая схема спектрорадиометра.
С, - входная фокусирующая (собирающая) оптика; S, входная щель монохроматораодновременно действующая как полевая диафрагма; С2 коды иматорна яi оптика, Д д Р рующий элемент (призма или дифракционная решетка); F выходная фокусирующая опти а.
S2- выходная щель монохроматора; D-элемент фотоприемника.
Рис. 20.17. Элементарная схема призменного спектрометра.
W- ширина входного пучка; S,-длина грани призмы; В длина основания призмы.
углами на выходе из призмы в зависимости от длины волны. Дисторсия изображения входной щели минимальна при использовании освещения с плоским волновым фронтом. Но даже при таком освещении изображение щели искривляется из-за того, что не все лучи от входной щели могут проходить через призму в ее главной плоскости. На рис. 20.17 показана призма в положении минимального отклонения для входящих лучей. При положении минимального отклонения через призму проходит максимальная энергия.
Для призмы в положении минимального отклонения
Л
- г2 - у(20.26)
и
1 ” 2 ’(20.27)
где Dp-угол отклонения, Лр-угол при вершине призмы, ^i й внутренние углы преломления, /\ и 12-углы входа и выхода излуче ■
Угол отклонения Dp меняется в зависимости от длины вол Результирующая угловая дисперсия определяется как dDp/dk> а линеи
дисперсия-как dxjdX = F • dDp[dX, где F-фокусное расстояние выходного объектива, а х-расстояние в плоскости изображения. Можно показать, что
dD^^dn^dD^dn
dX W dX dn dX ’(20‘28)
где В- длина основания призмы, IV-ширина пучка, освещающего призму, п- показатель преломления, тогда как
^ = F^^.(20.29)
dX W dX
Можно определить разрешающую силу прибора RP как среднюю длину волны рассматриваемого диапазона, деленную на минимальную разрешаемую в соответствии с критерием Релея (гл. 8) разность длин волн. Таким образом,
rp = 2l = JL^ = 21_JL^.(20.30)
АХ dDp dX dDp w dX7
Предельное разрешение определяется дифракцией вследствие конечной ширины пучка или эффективной апертурой призмы, которая имеет прямоугольную форму. Таким образом,
RP = 2^5_^L(20.31)
X/W W dX*
или
RP = В — . (20.32) dX
Если передняя грань призмы освещается неполностью, то для В берется длина основания, соответствующая только освещенной части передней границы.
Дифракционные решетки
Дифракционная решетка-это л-щелевая система, в которой используется дифракция Фраунгофера при интерференции, возникающей в результате деления падающего плоского волнового фронта:
рХ = J(sin ф + sin 9), р = 0, 1,2...,(20.33)
где р- порядковый номер максимума, d- постоянная решетки или интервал (расстояние между соседними штрихами), ф - угол падения, 9-угол дифракции, и-ширина щели.
В наиболее общем случае ф = 0, так что
pA. = dsin0(20.34)
и распределение облученности
Е — Eq
пн' sin 9 sinT.
2
/Vnt/sin9\ V . Tu/sinOV]2sinj / ys,n ) *
(20.35)
~ Чаше это уравнение записывается в виде где N-число щелей. Чаще эти
sin2p siir/VY(20.36)
Е= Ео siniY
что более четко выявляет его структуру:
(20.37)(20.37)Е = (Константа) • (Функция дифракции на одной щели) х х (Функция интерференции от N щелей).
(20.37)
(20.37)
Эти соотношения относятся к решеткам без блеска. Угловая дисперсия дифракционной решетки (при постоянном угле ф) дается выражением
(20.38)
dX dX dcosO
Разрешающая способность записывается в виде
RP, = pN,(20.39)
где N- общее число щелей.
Ниже дается несколько примеров специализированных призменных систем и спектрометров.
Призменные системы и приборы [9]
Одна из старейших конфигураций спектрометра показана на рис. 20.18. На рис. 20.19, 20.20 и 20.21 изображены призменные системы, где используется отражение излучения от оптических элементов. Дисперсия без отклонения центрального луча пучка показана на рис. 20.22 и 20.23, а система с полупризмами-на рис. 20.24.
Оптические схемы приборов приведены на рис. 20.25, 20.26 и 20.27. Призменные системы с однократным и двукратным прохождением пучка показаны на рис. 20.28 и 20.29.
Еще одним примером однолучевого инфракрасного спектрометра с двукратным прохождением пучка является спектрометр фирмы Перкин-Элмер, модель 112, показанный на рис. 20.30. Инфракрасное излучение от источника фокусируется зеркалами М. и М2 на входную щель Sj монохроматора. Излучение от $1Э пройдя по направлению 1, с помощью внеосевого параболоида М3 коллимируется и в виде парал- пое1ом^гарии^ЧКп проходит чеРез призму, где осуществляется первое преломление. Пучок, отраженный зеркалом Литтрова М4, вторично
Рис. 20.18. Спектрометр Бунзена-Кирхгофа. Освещенная ткала отражается от грани призмы в телескоп.
Рис. 20.19. Зеркально-призменная система Водсворта с постоянным отклонением.
Луч входит в призму при минимальном отклонении и выходит со смещением, но не отклоняется от первоначального направления [9].
с
Рис. 20.20. Призма Амичи.
Центральный луч D входит в призму и покидает ее параллельно основанию. Лучи С и F отклоняются и диспергируются [9].
Рис. 20.21. Призма Пеллина- Брока. Эта призма эквивалентна двум 30-ным призмам, АВС и BED, и одной 45“-ной призме, сложенным вместе. Показанный на рисунке пучок входит при минимальном отклонении и выходит с отклонением на 90" по отношению к первоначальному направлению [9].
120
Глава 20
121
Рис. 20.22. Призма Зенгера.
Центральный луч D проходит призму без отклонения Лучи С и F отклоняются и диспергируются [9].
Рис. 20.23. Призма Вернике.
Эта схема эквивалентна двум призмам Зенгера, состыкованным тыльными сторонами [9].
Радиометрия
Рис. 20.27. Зеркальная система Пфунда. Для устранения астигматизма
при использовании параболоидного зеркала применяется плоское зеркало rm
Рис. 20.24. Полупризмы Янга-Тол- лона. Показано прохождение пучка при минимальном отклонении [9].
Рис. 20.26. Зеркальный спектрометр с двумя вариантами размещения изображения. Схема (о) имеет меньшие аберрации, чем схема (а), и использована в установке Черни-Тернера [9].
Рис. 20.28. Монохроматор с однократным прохождением пучка [10].
призмой из каменной соли [9]^°^^’ настроенный по схеме Литтрова с
1 внеосевое параболоидное зеркало;
2 призма; 3 плоское зеркало; 4 фокальная плоскость внеосевого зеркала; 5 выходн^- щель 6 приемник 7 входная щель
Рис. 20.29. Монохроматор с двукратным прохождением кин-Элмер, модель 99 [11].
^ приемник; 2 выходная щель; 3 входная щель; /0РКприз модулятор; 8 уголковое зеркало; 9
пучка фирмы Пер-
4 зеркало Литтрова; 5, 6 плоскоевнеосевое параболоидное зеркало;
Рис. 20.30. Однолучевой инфракрасный спектрометр с двукратным прохождением пучка фирмы Перкин Элмер, модель 112.
MS механизм раскрытия щелей; MW механизм изменения длины волны; СН модулятор; ТС термопара; С - зона размещения образца.
проходит через призму, где еще раз преломляется, а затем, проходя по 1 направлению 2, фокусируется параболоидом на уголковом зеркале М6. Излучение возвращается по направлению 3, снова проходит через призму и возвращается назад по направлению 4, отразившись от зеркала М7 на выходную щель S2. В результате этой двойной дисперсии излучение разлагается в спектр в плоскости выходной щели S2. Часть излучения в интервале частот, определяемом шириной щели S2, фокусируется с помощью зеркал М8 и М9 на термопару ТС. Пучок прерывается модулятором СН, расположенным вблизи зеркала , для “^ П°ЛуЧИТЬ переменное напряжение (с выхода термопары), пучкй РопоРииоиально мощности излучения или интенсивности потенииомргплПРЯлеНИС Увивается и регистрируется электронным помощью двигателя РПп ° Литтрова М4 приводится во вращение с S. давая возможнлгт РИ ЭТ°М Спектр пР°х°Дит через выходную щель
В спектромет^фи^ы” Пепх^ГТ*™”^^ прибоРах" напРимеР (рис. 20.31). В быстпоп™ Р Элмер с быстрым сканированием тема двукратного лрохо^ениТп^использована сис-
пучка физически разделяются Э«™ ’ ДС первое и вт<>рое направления РУется на входной щеТ м^
оптики, представляющей собой моп^^ ° помощью собирающей му Литтрова. Коллимированный ^“цироваНнУю Двухходовую систе- болическим зеркалом на hohimv п направляется внеосевым пара- попадает иа качающееся зеокя °СЛе пРеломления в призме пучок (где исключается вертикальная ^о^Т”™ °Т НСГ° На зеРкал°-кРышу < вляющая движения светового
Рис. 20.31. Быстросканирующий инфракрасный спектрометр фирмы Перкин- Элмер.
Фокусирующая оптика имеет апертуру 8 дюймов (~ 20 см) и эффективное фокусное расстояние 40 дюймов (101,5 см). / зеркало-крыша, 2 диагональное зеркало; 3 уголковое кубическое зеркало; 4 фотоумножитель; 5 приемник из сульфида свинца: б термистор; 7 внеосевое параболоидное зеркало; 8 призма; 9 качающееся зеркало.
пучка) и затем проходит обратно через призменную систему. Возвращенный пучок фокусируется параболоидным зеркалом на уголковое зеркало, выполненное в виде кубика, которое может смещаться вверх, в сторону и назад к параболоидному зеркалу. Затем пучок вторично проходит через монохроматор. Пучок при втором прохождении располагается на 2,5 см выше, чем при первом прохождении, и с помощью диагонального зеркала направляется на выходную щель, где и фокусируется.
Системы с дифракционными решетками [12]
Решетки могут быть либо пропускающими, либо отражающими. Более интересные варианты получаются, когда используются плоские или вргнутые отражающие решетки. Последние были подробно исследованы Роуландом, который добился полезного сочетания фокусирующих и диспергирующих свойств решетки. Он показал, что радиус кривизны поверхности решетки можно рассматривать как диаметр окружности (называемой окружностью Роуланда). Излучение любого источника, размещенного на этой окружности, будет диспергировано,
Рис. 20.32. Схема Роуланда с конической дифракционной решеткой.
Стержень, на концах которого закрепляются дифракционная решетка и фотопластина, перемешается таким образом, что решетка и фотопластина перемешаются по двум взаимно перпендикулярным направлениям, занимая позиции GP и G’P'. Щель S1 и источник S остаются неподвижными [9].
и монохроматические изображения источника будут находиться на той же окружности. Астигматизм проявляется таким образом, что точечный источник на окружности Роуланда изображается как вертикальная линия, перпендикулярная плоскости окружности. Роуланд изобрел и сконструировал первую схему прибора с вогнутой решеткой, показанную на рис. 20.32.
Если дисперсия достаточно велика, может иметь место перекрытие линии спектров соседних порядков. В результате ошибок и неточностей при нарезке штрихов могут создаваться ложные изображения, называемые «духами». Кроме того, канавки в решетке могут иметь такую форму, что они будут посылать больше излучения в заданном направлении, соответствующем какому-либо порядку, отличному от нулевого. Такне решетки называют решетками с блеском в этом порядке.
Рис. 20.33. Схема гнутой решеткой.
Пашена-Рунге с во-Пашена-Рунге с во-решетка;решетка;S1 щель; G дифракционная а- источник света [9].
Пашена-Рунге с во-
Пашена-Рунге с во-
решетка;
решетка;
Рис. 20.34. Схема И гл я с вогнутой решеткой.
Sl-щель; G решетка; S источник света;
Р - держатель фотопластинки [9].
Схема Пашена-Рунге, показанная на рис. 20.33. При такой схеме одна или больше щелей располагаются таким образом, чтобы обеспечить угол падения излучения, подходящий для пользования прибором. Спектры сфокусированы вдоль окружности Роуланда РР, а фотопластинки или другие приемники излучения располагаются вдоль большей части этой окружности.
решетка монтируется на другом конце.решетка монтируется на другом конце.3. Схема Водсворта, показанная ность Роуланда не используется и пучок света.3. Схема Водсворта, показанная ность Роуланда не используется и пучок света.на рис. 20.35. В этой схеме окруж- на решетку падает параллельныйна рис. 20.35. В этой схеме окруж- на решетку падает параллельныйРис. 20.35. Схема Водсворта с конической дифракционной решеткой.S1 - входная щель; G вогнутая решетка; М вогнутое зеркало: Р держатель фото- пластинки; АВ рельс для перемещения Держателя. Для того чтобы свести к минимуму аберрации, необходимо размещать Щель позади решетки как можно ближе к ней [9].Рис. 20.35. Схема Водсворта с конической дифракционной решеткой.S1 - входная щель; G вогнутая решетка; М вогнутое зеркало: Р держатель фото- пластинки; АВ рельс для перемещения Держателя. Для того чтобы свести к минимуму аберрации, необходимо размещать Щель позади решетки как можно ближе к ней [9].Схема Игля, показанная на рис. 20.34. Она подобна призменному спектрографу Литтрова. Щель и кассета с пластинкой устанавливаются близко друг к другу на одном конце жесткого стержня, а вогнутая
решетка монтируется на другом конце.
решетка монтируется на другом конце.
3. Схема Водсворта, показанная ность Роуланда не используется и пучок света.
3. Схема Водсворта, показанная ность Роуланда не используется и пучок света.
на рис. 20.35. В этой схеме окруж- на решетку падает параллельный
на рис. 20.35. В этой схеме окруж- на решетку падает параллельный
Рис. 20.35. Схема Водсворта с конической дифракционной решеткой.
S1 - входная щель; G вогнутая решетка; М вогнутое зеркало: Р держатель фото- пластинки; АВ рельс для перемещения Держателя. Для того чтобы свести к минимуму аберрации, необходимо размещать Щель позади решетки как можно ближе к ней [9].
Рис. 20.35. Схема Водсворта с конической дифракционной решеткой.
S1 - входная щель; G вогнутая решетка; М вогнутое зеркало: Р держатель фото- пластинки; АВ рельс для перемещения Держателя. Для того чтобы свести к минимуму аберрации, необходимо размещать Щель позади решетки как можно ближе к ней [9].
Рис. 20.36. Схема Эберта с плоской решеткой, сконструированная Фасти.
S1 входная щель; G решетка; М - вогнутое зеркало; Р фотопластинка. В верхней части рисунка показано горизонтальное сечение прибора, в нижней- вертикальное сечение [9].
4 Схема Эберта-Фасти, показанная на рис. 20.36. Характерной особенностью этой схемы являются единственное сферическое коллимирующее зеркало и решетка, симметрично расположенная между двумя щелями. Основным преимуществом системы Эберта является то, что в ней осуществляется самокоррекция сферической аберрации. При использовании искривленных щелей можно почти полностью исключить
астигматизм.
схеме Пфунд^П?]0^3^ С ди^Ракционной решеткой, построенный по осевой /^привод поворота реШСТ1и; 2 р.^. 3 модултр. ^ коллимирующая $ прн.схеме Пфунд^П?]0^3^ С ди^Ракционной решеткой, построенный по осевой /^привод поворота реШСТ1и; 2 р.^. 3 модултр. ^ коллимирующая $ прн.Схема Литтрова, ранее показанная на рис. 20.25. В схеме Литтрова щели расположены по одну сторону от дифракционной решетки для того, чтобы свести к минимуму астигматизм. Преимуществом схемы Литтрова, следовательно, является возможность использовать прямолинейные щели. В самом деле, прямолинейные щели могут быть использованы даже в случае сферического коллимирующего зеркала, если апертура не слишком велика. Самый большой недостаток данной схемы в том, что здесь не корректируется сферическая аберрация, что, однако, не является серьезным дефектом для длиннофокусных приборов с малой апертурой. Если в качестве коллиматора используется внеосевое параболическое зеркало, аберрации могут быть значительно снижены.
схеме Пфунд^П?]0^3^ С ди^Ракционной решеткой, построенный по осевой /^привод поворота реШСТ1и; 2 р.^. 3 модултр. ^ коллимирующая $ прн.
схеме Пфунд^П?]0^3^ С ди^Ракционной решеткой, построенный по осевой /^привод поворота реШСТ1и; 2 р.^. 3 модултр. ^ коллимирующая $ прн.
Рис. 20.38. Спектрограф с дифракционной решеткой, построенный по внеосевой схеме с двукратным прохождением пучка [12].
1 решетка; 2 входная щель; J выходная щель; 4 - приемник.
Решетки также могут быть использованы в схемах с однократным и двукратным прохождением пучка. На рис. 20.37 показан прибор с дифракционной решеткой, построенной по осевой схеме Пфунда. Падающее инфракрасное излучение, сфокусированное коллиматорной линзой на входной щели и промодулированное с помощью модулятора, проходит через центральное отверстие в плоском зеркале М,. Отраженное от параболоидного зеркала Рх излучение в виде параллельного пучка отражается плоским зеркалом Мх на дифракционную решетку. Решетка точно укреплена на поворотном столе, который может вращаться, чтобы производить сканирование спектра. Дифрагированный решеткой пучок, отраженный зеркалом М2, с помощью второго параболоида Р2 фокусируется через центральное отверстие зеркала М2 на выходной щели. Затем выходящий пучок с помощью эллипсоидного зеркала М3 фокусируется на приемнике. Спектрограф с дифракционной решеткой, построенный по внеосевой схеме, изображен на рис. 20.38.
20.3.5. Комбинации призма-решетка
Комбинации из призм и решеток не являются чем-то необычным. Спектрометр фирмы Unicam Instruments, Ltd, построенный на основе двойного монохроматора с использованием призм и решеток, показан на рис. 20.39. Призменный монохроматор имеет четыре взаимозаменяемые призмы, а монохроматор с дифракционными решетками имеет две взаимозаменяемые решетки. Эти два монохроматора, объединенные с помощью кулачков, которые обеспечивают линейность измерений в шкале волновых чисел, приводятся в движение посредством общего вала. Прибор может использоваться либо как двойной монохроматор с применением призмы и решетки, либо как призменный спектрометр путем блокирования монохроматора с дифракционной решеткой. Решетки, призмы и кулачки могут автоматически взаимозаменяться при помощи кнопок. Раскрытие щелей, управляемых магнитным способом, запрограммировано так, чтобы обеспечить постоянный энергетический фон. В двухлучевом фотометре предусмотрен дисковый аттенюатор, работающий в режиме разделения сигналов во времени.
Рис. 20.39. Спектрометр Unicam с двойным монохроматором на основе призм и решеток [II].
/ приемник Голея; 2 конденсатор по схеме Пфунда; 3 зеркало Литтрова; 4 магнитные шели; 5 зеркальный стеклянный диск с секторными прорезями; б-диск-фильтр № 1 (измерение козффицнента пропускания); 7-контрольная ячейка; 8 источник; 9-ячейка с образном; 10 диск-фильтр № 2 (выравнивание).
ИНТЕРФЕРОМЕТРЫ ДВУХЛУЧЕВЫЕ
Спектральная информация может быть получена с помощью интерферометров. В классическом случае считается, что интерференция возникает в приборах при разделении волнового фронта самого по себе (как в дифракционных решетках) и при разделении амплитуды, связанной с волновым фронтом. Интерферометры с разделением амплитуды являются особенно полезными приборами, и в этом разделе им уделяется особое внимание.
Интерферометр Майкельсона
Интерферометр Майкельсона, показанный на рис. 20.40, состоит из двух плоских зеркал Mv и М2, одно из которых является регулируемым, и двух плоскопараллельных пластинок G, и G2. Излучение от протяженного источника падает на пластинку Gt (частично посеребренную с обратной стороны) под углом 45 и делится на отраженный (путь А) и проходящий (путь В) пучки, имеющие равную интенсивность. Излучение, отраженное от зеркала М,, проходит через пластинку Gx в третий
Рис. 20.40. Интерферометр Майксльсона.
или приемника. Излучение.или приемника. Излучение.раз. прежде чем оно достигнет глаза
или приемника. Излучение.
или приемника. Излучение.
отраженное от зеркала М2, проходит через пластинку Сг в обратном направлении второй раз и отражается от поверхности пластинки G, на приемник. Два пучка имеют фазовые различия, определяемые разностью хода в каждой из ветвей интерферометра.
Компенсирующая пластинка G2 компенсирует изменение фазы, вызванное прохождением излучения через пластинку по пути А. Ее использование не существенно для образования интерференционных полос в монохроматическом свете, но является необходимым в случае белого света. Излучение от каждой точки протяженного источника интерферирует с самим собой в соответствии с расстоянием между зеркалами или в соответствии с разностью в длинах ветвей А и В.
Интерференция будет иметь место, когда
2а cos9 = рХ,(20.40)
где х-разность хода, 0-угол к элементу источника, изображаемого с помощью М, или Мг. X-длина волны, р- порядковый номер, целое число = 0,1,2
Е = Е0Е = Е04лх\1 + cos I,4лх\1 + cos I,(20.41)(20.41)Установка Мх перпендикулярно М2 дает кольцевые интерференционные полосы, в то время как небольшое отклонение от этого условия приводит к появлению прямолинейных интерференционных полос. Форма или профиль полос дается выражением
Е = Е0
Е = Е0
4лх\
1 + cos I,
4лх\
1 + cos I,
(20.41)
(20.41)
(20.42)(20.42)или
(20.42)
(20.42)
£ = 2£0cos2 ^ ,
где Е- это облученность на приемнике, а х, X обозначения в соответ ствии с уравнением (20.40).
13D20
Так как £„ = максимальное значение Е, находим, что
(20.43)(20.43)2ях
(20.43)
(20.43)
Минимальное значение соответствует £ = 0, где
112их2их(20.44)(20.44)2.2.
1
1
2их
2их
(20.44)
(20.44)
2.
2.
Майкельсон использовал «видимость» интерференционных полос для того, чтобы определять небольшие различия по длине волны, например при разрешении натриевого дублета. Он дал количественное определение «видимости»:
(20.45)(20.45)... Lmax '-'min
(20.45)
(20.45)
'-'max I ^min
Если зеркало Мх движется с постоянной скоростью, так что dx/dt является константой, мы имеем пилообразную картину, повторяющуюся с интервалом
4444(20.46)(20.46)
4
4
4
4
(20.46)
(20.46)
в интервале времени Тт. Тогда
(20.47)(20.47)х(/) =
(20.47)
(20.47)
2Т„
и
£=£0£=£0.2 л С_ tv1 + cos—.2 л С_ tv1 + cos—(20.48)(20.48)
£=£0
£=£0
.2 л С_ tv
1 + cos—
.2 л С_ tv
1 + cos—
(20.48)
(20.48)
Таким образом, частота модуляции / зависит от волнового числа излучения, так что
7171(20.49)
71
71
и
£ = £0(l+cos2rr/,).(2050)
метриГмХ^^^интерферо-
Пионером в практическом
Первоначальная конАигупя пл°Щении этой концепции был М. Блок, ring показана на рис. 20 4^Я “Hrep^eP0MeTPa фирмы Block Enginee- ферометр и образует каптииу Од”щее излучение попадает в интер- разует картину интерференционных полос. Когда зеркала
Рис. 20.41. Интерферометрический спектрометр фирмы Block Associates.
/ - интерферометрическая секция: 2 неподвижное зеркало; 3 входная апертура, определяемая размером зеркала; 4-привод зеркала: 5 ИК- приемник; 6 светоделитель.
в интерферометре движутся взад и вперед с постоянной скоростью, это движение наглядно выражается в попеременном освещении и затемнении центральной полосы.
Приемник инфракрасного излучения, помещенный в центральной полосе, преобразует эти циклические изменения в электрический сигнал переменного тока. Если скорость движения зеркала поддерживается постоянной на заранее заданном уровне, частота сигнала приемника непосредственно связана с длиной волны падающего излучения при допущении, что падающее излучение содержит одну длину волны (т. е. является монохроматическим).
Если будет использовано излучение на другой длине волны, вдвое длиннее первой (или, что то же, вдвое меньшей частоты), то выходной сигнал приемника будет иметь частоту, вдвое меньшую, чем в первом случае. Амплитуды обоих сигналов будут одинаковыми, если одинаковы максимальные яркости этих двух источников.
Если на систему воздействует падающее излучение, содержащее набор длин волн, то выходной сигнал приемника будет результатом сложения сигналов, каждый из которых соответствует своей длине волны в излучении источника.
Выходной сигнал интерферометрической системы регистрируется на магнитофоне, а затем воспроизводится на звуковом анализаторе спектра для того, чтобы восстановить инфракрасный спектр источника.
Привод системы сканирования должен иметь линейную и стабильную характеристику, а влияние изменений интенсивности излучения источника должно быть незначительно. В противном случае в выходном сигнале могут появиться отчетливые «паразитные» спектральные максимумы.
Интерферометр-спектрометр фирмы Block Engineering имеет большую пропускную способность, чем обычный спектрометр, поскольку интерферометр имеет большую входную апертуру, определяемую размером зеркала. Это дает возможность с помощью данного прибора захватывать больший поток излучения от источника, чем в случае приборов с призмами или дифракционными решетками, в которых входная апертура ограничена узкими щелями.
Выигрыш В чувствительности получается потому, что в приборе кчжда длина волны исследуется в течение полного периода каждого сканирования т.е. имеет место многократный выигрыш. В обычном приборе каждая длина волны исследуется только в течение очень короткого промежутка из общего времени сканирования (1/л-я времени сканирования, если число разрешаемых элементов равно и); за тот же промежуток времени сканирования интерферометр имеет выигрыш в /п раз Для типичных приборов выигрыш составляет порядка 50 раз. Этот выигрыш реализуется, когда исследуются точечные источники, где выигрыш в пропускной способности не очень велик.
Область применения фурье-спектроскопии для инфракрасной области спектра рассмотрена в обзоре Бейтса [13]. Обсуждение преимуществ мультиплексирования и оценка выигрыша в пропускной способности проведены с привлечением соответствующих ссылок на его исследования, касающиеся интерферометров Майкельсона с медленным сканированием (включая ступенчатое сканирование) и с быстрым сканированием. В известной статье французских астрономов [14] рассмотрен интерферометр со ступенчатым сканированием-прибор, который авторы успешно использовали главным образом в планетарной спектроскопии. В 1976 г. был разработан фурье-спектрометр на основе интерферометра Майкельсона для работы в дальней ИК-области (от 50 до 100 мкм) и сообщалось о том, что этот прибор имеет теоретическое разрешение 0.007 см-1 [15]. Прибор использовался при исследованиях поглощения, причем было достигнуто разрешение 0,05 см-1 в области 200 см 1 с использованием 1000 точек выборки и разрешение 0,04 см-1 в области 100 см ’. Оптическая схема прибора показана на рис. 20.42.
М,иМ2 зеркала М^льс^^НЯ основе интерферометра.
С. и С2 модуляторы; S -"'^
Точечный МШХРОМХТП- ческмй источникТочечный МШХРОМХТП- ческмй источник
Точечный МШХРОМХТП- ческмй источник
Точечный МШХРОМХТП- ческмй источник
Рис. 20.43. Интерферометр Тваймана- Грина [16].
Интерферометр Тваймана-Грина
В интерферометре Тваймана-Грина интерферометр Майкельсона освещается параллельным монохроматическим излучением от точечного источника, находящегося в главном фокусе хорошо скорректированного линзового объектива [16]. Как показано на рис. 20.43, излучение выходит из точечного отверстия Р, находящегося в главном фокусе линзы Lx. Вторая линза L2 фокусирует излучение на приемнике. Благодаря использованию коллимированного излучения интерференционные полосы, локализованные в бесконечности, могут быть видны на конечном расстоянии (например, таком, которое соответствует положению одной из граней призмы) в результате сильно увеличенной глубины резкости.
Рис 20.44. Интерферометр Вильямса
Кпомс того предусмотрено, чтобы излучение пересекало испытуемые опт еские детали (призму на рис. 20.43) и результат проверки был наглядно виден. Использование интерферометров для проверки оптики более подробно рассмотрено в гл. 9.
Модификации схемы Тваймана-Грина были описаны Франконом 171, например интерферометр Мартина-Уатта- Вейнштейна, и Стилом Ч8: например интерферометр Вильямса, показанный на рис. 20.44.
Интерферометр Маха-Зендера
Другим двухлучевым интерферометром с амплитудным делением является интерферометр Маха-Зендера, показанный на рис. 20.45. Он имеет два светоделителя, или полупрозрачных отражателя, L^ и Г2 и два зеркала Mv и М2. Развитием этой конфигурации является интерферометр Жамена (рис. 20.46), в котором используются две плоскопараллельные пластинки Lt и L2 с отражающими покрытиями Л1 и Аг.
Рис. 20.45. Интерферометр Маха- Зендера [17].
Другие интересные модификации схемы Маха-Зендера описаны Стилом [18]. Они включают использование дифракционных решеток как светоделителей и используют схемы хода лучей в различных вариантах, как это сделано Джонсоном и Шолесом.
мена М." Hht*P0^tP Жа-мена М." Hht*P0^tP Жа-
мена М." Hht*P0^tP Жа-
мена М." Hht*P0^tP Жа-
20.4Л Кольцевой интерферометр (интерферометр Саньяка) яибоТ^^ Хо^оЛ*"-6™ Реа-™зован либо с четным, показаны на рис. 20.47. 0ТРаАении в каждом пучке. Обе схемы
Рис. 20.47. Кольцевой интерферометр [18].
МНОГОЛУЧЕВЫЕ ИНТЕРФЕРОМЕТРЫ
Интерферометр Фабри-Перо
Две оптические пластинки со специальным покрытием для получения высокого коэффициента отражения, разделенные точно откалиброванным промежутком, называются интерферометром (или эталоном) Фабри-Перо. Материал и толщина пластинок в данном обсуждении значения не имеют. Из рис. 20.48 можно получить уравнение для формы результирующих интерференционных полос. Необходимо добавить амплитуды пропускаемых волн для функции Эйри:
^(Ф)- Е тртехр{у(ы' - т2кр^ , (20.51) т = О
где ф-фаза последовательных пучков, т-коэффициент пропускания покрытий, р-коэффициент отражения покрытий, со = 2л v = 2ясД, /- время, р-порядковый номер, 0, 1, 2, ... , т-текущий показатель при суммировании, 0, 1, 2, ... .
Если временную зависимость и т вынести за знак суммы, то уравнение (20.51) можно написать в виде
А (ф) = те/йЯА (ф) = те/йЯ(20.52)
А (ф) = те/йЯ
А (ф) = те/йЯ
поскольку (а — Ьх) 1 = (1/й)(1 + bx/а + Ь^/а1 + ...) для Ь1х“<аг. Результирующая облученность может быть рассчитана по формуле
1(1 _ ре'^Д! - ре^Р U + Р - 2рсо8(2яр))
(20.53)
С учетом
cos (2яр) = 1-2 sin2 (яр)(20Я)
Е =Е =т2т2L(i - P)2JL(i - P)2J—- sin2 (яр) , (1 - р)2 J—- sin2 (яр) , (1 - р)2 J(20.55)(20.55)получим
Е =
Е =
т2
т2
L(i - P)2J
L(i - P)2J
—- sin2 (яр) , (1 - р)2 J
—- sin2 (яр) , (1 - р)2 J
(20.55)
(20.55)
Эталонный пром1ж^текЭталонный пром1ж^текРис. 20.48. Схема интерферометра Фабри-Перо.Рис. 20.48. Схема интерферометра Фабри-Перо.Тл - амплитудный коэффициент пропускания; т-коэффициент пропускания; Ях - амплитудный коэффициент отражения; р- коэффициент отражения; р = 0, 1, 2... (порядковый номер); m = 0, 1, 2... (текущий индекс); 6 = фазовое приращение = 2лр.
Эталонный пром1ж^тек
Эталонный пром1ж^тек
Рис. 20.48. Схема интерферометра Фабри-Перо.
Рис. 20.48. Схема интерферометра Фабри-Перо.
(20.56)(20.56)Е т2
(20.56)
(20.56)
Е -12min " (Г 4- р)2» Р” целое число 4- 1/2,Е -12min " (Г 4- р)2» Р” целое число 4- 1/2,(20.57)(20.57)Е = ЕтахЕ = ЕтахL 1 + 4psin2(Kp)/(l - р)2_ 'L 1 + 4psin2(Kp)/(l - р)2_ '(20.58)(20.58)5с5с^ ~ (f _ р)2 ’ Целое число,
Е -12
min " (Г 4- р)2» Р” целое число 4- 1/2,
Е -12
min " (Г 4- р)2» Р” целое число 4- 1/2,
(20.57)
(20.57)
Е = Етах
Е = Етах
L 1 + 4psin2(Kp)/(l - р)2_ '
L 1 + 4psin2(Kp)/(l - р)2_ '
(20.58)
(20.58)
5
с
5
с
Разрешающая сила ЯРфП может быть получена, исходя из услови , чтобы при наложении кривых облученности для двух хорошо Ра3 решенных линий равной интенсивности результирующая кривая минимум между двумя максимумами на уровне 0,8 максимума (Для дифракционных решеток критерий Релея для этого соотношения
дает величину 0.8106.)
-^^фп —-^^фп —XкГрXкГр(20.59)(20.59)
-^^фп —
-^^фп —
X
кГр
X
кГр
(20.59)
(20.59)
При сравнении с разрешающей силой в уравнении дифракционной решетки разрешающую силу интерферометра Фабри-Перо можно записать в виде
(20.60)(20.60)^^ФП = Р^эфф-
(20.60)
(20.60)
Если для получения кольцевых интерференционных полос в интерферометре Фабри-Перо использована линза с фокусным расстоянием F, то
(20.61)(20.61)рХ = Id cos ф = 2d\ 1 - —у , or
(20.61)
(20.61)
где D-диаметр светлой полосы порядка р, d- промежуток между пластинами.
Угловая дисперсия
(20.62)(20.62)^ = (Xtgф) 1.
(20.62)
(20.62)
Спектральный диапазон -это разница между двумя длинами волн, которая достаточна для того, чтобы порядковые номера между соседними полосами различались на единицу. Таким образом,
PAv = Рг^г = (Pi + 0^2.(20.63)
Iх. "^1 = Х(20.64)
ДХ = - = —.(20.65)
р 2d
Часто это записывается в виде
I2
(ДХ> = -(20.66)
или, в волновых числах,
<Av> = —.(20.67)
2d
Таким образом, можно оценить условия наложения порядков. Центру картины (рис. 20.49) соответствует порядковый номер Л который является целым числом плюс дробь, меньшая единицы. Первая светлая полоса или крльцо имеет порядковый номер рй.
Глава 20Глава 20138138.•<1П
Глава 20
Глава 20
138
138
Рис. 20.49. Интерференционная картина от двух близко расположенных линий [19].
Центр 1-е кольцо 2-е кольцо 3-е кольцо ... р > Ро > Рх > Рг >
А = 2^{1-Д[ ^d_^_Di
В центре, поскольку ф = 0 (или D = 0),
P=pQ + Е = v2d = рк + к + с,
£ = Р - Рк-к = v2d - Рк-к.
Вычитая рк из Pi, получаем vd
Pi~Рк = J^ W - О?} = (р0- 0-(р- к) = к- I.
(к + 1 )-е кольцо ...Рк>..(20.68)(20.69)(20.70)(20.71)(к + 1 )-е кольцо ...Рк>..(20.68)(20.69)(20.70)(20.71)им образом, разница между квадратами диаметров колец составляет
(к + 1 )-е кольцо ...Рк>..
(20.68)
(20.69)
(20.70)
(20.71)
(к + 1 )-е кольцо ...Рк>..
(20.68)
(20.69)
(20.70)
(20.71)
ad2.5L^L^
к - i vd(20.72)
и
Dt
£ = _ If
AD2 ■
Для первого кольца
ДР2’
следовательно, Dk=D^ + kAD2.
(20.73)
(20.74)
С
^о и Др2
Рассматриваются
(20.75)
Зелень. 7а^К°Т°РЫС fl™' ^
’ I сумма квадратов отклонений была
минимальной. Потом эти значения используются для расчета е:
(20.76)
Метод наименьших квадратов применяется следующим образом. Измеряют п колец, находящихся в центре картины; в результате имеют
(20.77)(20.77)Dp ' ^1 ’ ^2 ’ • • • > ^* ♦ 1 • 1 » ^n - 1 ?
(20.77)
(20.77)
£ п + 1 - 2/ D2_ ! - D?_
(20.78)
D^ = D£-kAD2,
(20.79)
где к -среднее значение ряда чисел 0, 1, 2, ... , п - 1. Процесс абсолютного измерения длины волны начинают с определения d, используя стандартную длину волны Х$ или vs.
fo + es) = vs2d.
(20.80)
Для того чтобы найти рх, начинают с приблизительных значений неизвестного волнового числа v, и на этот момент известной величины d. Если значения v, малые, необходимо начинать и с малых значений d.
tPx + ех) = vx2d.
(20.81)
Это также помогает избежать неприятностей, связанных с наложением порядков; для облегчения решения проблемы можно применять различные номографические методы. Один из методов, подробно описанный в работе [20], связан с аппроксимацией путем дифференцирования выражения
Р = р0 + £ = v2d для того, чтобы получить ДР = de = (2d) ^.
(20.82)
(20.83)
График зависимости d от d, для имеющихся значений Л будет полезной ^Интерферометр Фабри- Перо с вел«^^
ствует р = 4,82-10«. ™тин^получить
циент отражения около 81 /о, этот инн
разрешающую силу 7-IO1.пазоешающей силы, иссле-
Работая с такими большими значен Р терферОметру Фабри- дователи часто обращаются к сфериче . У
Рис. 20.50. Сферический интерферометр Фабри-Перо [22].
Перо, который является более эффективной схемой в случаях, когда требуется высокое разрешение, особенно при слабых источниках. Одна из таких конструкций, показанная на рис. 20.50, состоит из двух сферических зеркал, расстояние между которыми равно радиусу кривизны г, так что параксиальные фокусные расстояния совпадают и прибор представляет собой афокальную систему. Одна половина поверхности зеркал является полупрозрачной, а другая-полностью зеркальной. Любой падающий луч приводит к увеличению до бесконечности числа выходящих лучей, которые являются совпадающими, а не только параллельными, как это имеет место в приборе Фабри- Перо с плоскими оптическими элементами. Без учета аберраций их разность хода составляет 4г и является постоянной. Для этого требуется, чтобы на оба зеркала были установлены круглые диафрагмы диаметром D. Можно показать, что Ь увеличивается с увеличением г и что светосила пропорциональна г (и, таким образом, теоретической разрешающей силе RP. вместо того, чтобы быть обратно пропорциональной RP). Для применяемых на практике величин г (несколько сантиметров) D всегда остается малым (несколько миллиметров).
Использование двух последовательно соединенных интерферометров Фабри- Перо было введено для решения проблемы наложения порядков, с которой столкнулись при изучении сложных спектров [23]. Получившийся в результате «составной интерферометр» имеет разрешающую силу больше, чем каждый из интерферометров в отдельности. Мак и его сотрудники исследовали этот принцип и развили его [24], что привело к созданию спектрометра PEPSIOS [24-26]. На экспериментальной модели спектрометра PEPSIOS, где использованы три эталона, удалось достигнуть разрешающей силы, превышающей 4-105.
В работе [17] проведено сравнение интерферометров трех типов- изучен!™*16 а~РИ ^ер°’ PEPSIOS и S1SAM °-для использования при DR?™™ В видимом диапазоне в спектрах туманностей. В работе метл одиночный интерферометр Фабри-Перо и спектро- _ Р дифракционной решеткой при измерении смещения спектральной решетки с ид^тачным^к^™^ ЛВС отРажатсльные дифракционные В обычном интерферометре Майкммон^™^' которыс вменяют два зеркала
Рис. 20.51. Оптическая схема интерферометра SPIFI с указанием расположения всех элементов [19].
7 видикон; 2 линза камеры; 3 выходная апертура; 4 зеркало фотоумножителя: 5 линза, создающая изображение на выходе прибора; 6 измерительный фотоумножитель; 7 фильтр; 8 интерферометр Фабри Перо: 9 коллимирующая линза; 10 контрольный фотоумножитель; 11 фильтр; 12 окуляр; 13 входная апертура; 14 линза, создающая изображение; 75 полевая линза; 16 окуляр.
линии, много меньшего, чем ее ширина. Сделано заключение, что интерферометр Фабри- Перо имеет преимущество. Это экспериментально подтверждается тем, что достигнут лучший предел при измерении смещения, составляющего 1/1000 ширины линии.
Одиночный эталон Фабри - Перо с подавляющими фильтрами был использован совместно с видиконом SEC для исследований в наблюдательной астрономии [29]. Схема, получившая название SP1FI (интерферометр Фабри-Перо со спектроскопическим фотоэлектрическим изображением), показана на рис. 20.51. В интерферометре осуществляется ступенчатое сканирование путем изменения промежутка между пластинами с помощью пьезоэлектрических элементов.
Эшелон Майкельсона
Этот прибор состоит из стопки плоских оптических пластинок, плотно сжатых вместе, так что образуется ступенчатая структура, где каждая ступенька имеет ширину 5 и глубину h (рис. 20.52). В проходящем свете, как это реализовано Майкельсоном, для углов падения, близких к нормали, и малых углов дифракции
рХ = (п - 1)Л + дф,»(20.84)
где р-порядковый номер, «-показатель преломления, ф^-угол отклонения.
В отраженном свете, как это было сделано Вильямсом [18], рХ = (2/? + »ф^).(20.85)
Дисперсия
^ = ^ = ^(20.86)
dX s Xs’
спектральный диапазон<Av>=lи разрешающая силаспектральный диапазон<Av>=lи разрешающая сила(20.87)(20.87)(20.88)(20.88)
спектральный диапазон
<Av>=l
и разрешающая сила
спектральный диапазон
<Av>=l
и разрешающая сила
(20.87)
(20.87)
(20.88)
(20.88)
Рис. 20.52. Отражательный эшелон Майкельсона.
где N- число ступенек (часто от 25 до 40).
Пластинка Люммера-Герке [18]
Пластинка Люммера-Герке (рис. 20.53) использует интерференцию
между последовательными отражениями в тонкой плоской пластинке. Излучение вводится в пластинку от линзы L: с помощью призмы
полного внутреннего отражения. Затем оно испытывает многократные отражения в условиях, близких к критическому углу полного внутреннего отражения. Лучи, выходящие под скользящим углом, интерферируют, будучи сфокусированными второй линзой Ьг. Таким образом, при использовании непосеребренных поверхностей достигаются высокий коэффициент отражения и большая разрешающая сила.
L,
Рис. 20.53. Плоский интерферометр Люммера-Герке.
ПРИБОРЫПРИБОРЫДРУГИЕ СПЕКТРОСКОПИЧЕСКИЕ И МЕТОДИКИ
ПРИБОРЫ
ПРИБОРЫ
тр,,™^^ спектроскопические Приборы И методики появились относи- магог trrn ппа« ^ И3 методик включает применение кодирующих ’ впервые было продемонстрировано Голеем [30]. Он показал,
что инфракрасные спектры, полученные с использованием диспергирующей системы (т.е. в спектрометре с дифракционной решеткой или с призмой), могут быть обработаны с помощью модулирующих масок, размещенных либо во входной, либо в выходной апертуре. Результирующий модулированный пучок позволяет получать спектры с гораздо большими скоростями или же с увеличенным отношением сигнал- шум. Другие исследователи работали в этом направлении, чтобы достичь мультиплексирования при использовании бинарных оптических кодирующих масок. Как сообщалось Свифтом и его сотрудниками [31], в конце 60-х годов был выполнен ряд разработок спектрометров, работающих на основе преобразования Адамара. В частности. Свифтом и его сотрудниками в их спектрометре на основе преобразования изображения по методу Адамара была реализована комбинация двумерного пространственного кодирования с одномерным спектральным кодированием. Особенности конструкции представлены в табл. 20.7. Поскольку вопросы методики такого кодирования затрагивались в гл. 11, здесь оии подробно не рассматриваются.
Таблица 20.7. Характеристики конструкции спектрометра, работающего иа основе преобразования изображения по принципу Адамара [31]
Диапазон длин воли
Спектральная разрешающая сила Число спектральных каналов Поле зрения
Пространственное разрешение
Число пространственных элементов разрешения
Фотоприемники
2-5 мкм и 8-14 мкм
- 60
63
8.88° х 9,45°
0,005 рад
1023 (31 х 33)
PbSe (только для области 2-5 мкм)
Пироэлектрический приемник
PbSe
Пироэлектрик
Скорость сканирующего привода
Время пространственного кадра
Время пространствен и ого спектрального кадра
720 об/мин
25 мс
2,6 с
20 об/мин
1 с
95 с
Появление лазерной технологии сделало возможной разработку ряда новых методик. Речь идет, например, о перестраиваемой лазерной спектроскопии [32] или вообще о лазерной спектроскопии. В обзоре Летохова [33] указывается, что при помощи лазерной спектроскопии достигается новый уровень чувствительности и разрешения, спектрального, пространственного и временного. Также возможно проведение спектрального анализа в малых объемах, порядка куба длины волны. Достижима разрешающая сила вплоть до 10й.
В паботе Г34] сообщалось о спектрометре, работающем на частоте биений в диапазоне 2.2-4.2 мкм. В спектрометре используется принцип смещения излучения ио.шо-артонового лазера с излучением перестраиваемого лазера на красителях в нелинейном оптическом кристалле LiNbO, Методики компенсации дрейфа и спектральнои калибровки позволили получить спектр метана при высоком разрешении с точ- ностью и воспроизводимостью 5 • 10 см
Работа NBS по исследованию насыщенного поглощения в нейтраль
ных молекулах для стабилизации длины волны излучения газовых лазеров привела к созданию систем, превосходящих на несколько порядков величины по стабильности и воспроизводимости стандарт Кг [35]. Таким образом, можно ожидать, что будут сделаны абсолютные измерения длины волны с точностью, превосходящей ту, что имеет место в настоящее время при использовании международного эталона длины.
Для того чтобы выполнить абсолютные измерения плотности натриевых паров, была использована лазерная резонансная флуоресценция. При использовании лазера непрерывного действия на красителях оказалось возможным измерить значения плотности от Ю2 атом/см3 при —28 °C до 1011 атом/см3 при 144 С [36].
Инфракрасная гетеродинная спектроскопия может быть осуществлена путем смешения инфракрасного излучения от источника, который нужно измерить, и излучения от более мощного гетеродина (лазера). Сигнал обнаруживается по разности частот" Когда мощность гетеро- дииа достаточно велика, его тепловой шум доминирует над всеми другими видами шумов приемника, и минимальная обнаруживаемая мощность при этой разности частот может иметь величину порядка Av Ду при допущении, что квантовая эффективность приемника равна единице. Аббас и его сотрудники проанализировали влияние факторов, ухудшающих характеристики по сравнению с идеальным прибором, и пришли к выводу, что на практике астрономический гетеродинный спектрометр будет отличаться от идеального по указанному параметру только в 30 раз [ ]. Эта методика является мощным радиометрическим средством, особенно для астрономических наблюдений, таких, как определение профиля линий в звездных источниках.
21
СИСТЕМЫ ОБНАРУЖЕНИЯ
И ОПОВЕЩЕНИЯ ОБ ОПАСНОСТИ
Дж. Джемисон °
21 Л. ВВЕДЕНИЕ
Класс систем оповещения об опасности охватывает множество поисковых систем кругового обзора. Приемная часть таких систем имеет много общего с приемной частью тепловизионной и радиометрической аппаратуры, а также систем слежения (но не наведения). Отличительной особенностью систем обнаружения и оповещения об опасности является получение конечного результата в виде статистического решения [1. 2] о существовании или состоянии цели. Критериями качества системы являются вероятность правильного обнаружения и частота ложных тревог. Для облегчения принятия решения [3, 4] осуществляется предварительная обработка сигналов, приводящая к значительной нелинейности их формы. Обработка, как правило, включает хотя бы одну нелинейную операцию.
Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Используемые в этой главе обозначения, наименования и единицы измерения величин приведены в табл. 21.1.
Определение
Инфракрасная (ИК) система оповещения об опасности-это комплекс, который автоматически выдает решения о наблюдаемых явлениях иа основе полученных от приемника ИК-излучения данных с помощью определенных заранее алгоритмов решения.
Примеры применения ИК-систем обнаружения и оповещения об опасности включают: 1) обнаружение и распознавание пусков межконтинентальных баллистических ракет (МБР) или БР наземного или космического базирования [5]; 2) обнаружение отравляющих газов [5], 3) обнаружение ядерных взрывов; 4) предупреждение военных самолетов об опасности зенитного огня, атаки противосамолетных ракет или самолетов-истребителей; 5) предотвращение столкновений с препят-
11 John A. Jamieson, Jamieson Consultants, Inc.
146
Гдава 2/
Таблица 21.1. Обозначения, наименования и единицы измерен^—
Обозначение
Наименование
Единица измерения
Ла
Ло
А, А. В=ВХ,
Вг
С
со, С,
Do
D^m
D* d
Е. е F
Площадь входного зрачка (собирающей апертуры)
Площадь приемном оптики
Площадь передающей оптики~
Диапазон измерения автокорреляционном функции
Цена решения
Шунтирующая емкость
Ковариационные матрицы для двух гауссовых
распределений
Диаметр входного зрачка
Правило принятия решения (принятие решения у при наличии данных У)
Удельная обнаружительная способность приемника
Диаметр ФЧЭ приемника
Энергия лазерного импульса
смсм
СМ- см2 км2, морская миля2 Изменяется Ф
см
Г(И$)
r,(HS)
Г/*
h
МО
1
К8
к L Eg
I, т. л М
mt> т0
т1, т2
Заряд электрона
Коэффициент, характеризующий повышенный шум в приемнике, обусловленный
усилением
Условная вероятность наблюдения чии сигнала S в n-й выборке
Условная вероятность наблюдения
внутренним
V при нали-
V в п-й вы-
борке последовательности наблюдений при наличии сигнала S в п-й выборке
Величина, обратная относительному отверстию
оптики
Частота
Доплеровский сдвиг частоты
Крутизна (полевого транзистора)
Матричная передаточная функция
Постоянная Планка
Временная характеристика фильтра
Интенсивность излучения цели
Модифицированная функций Бесселя первого рода
Дисперсия шумового тока
Порог принятия решения
Коэффициент рассогласования Бхаттахария
Постоянная Больцмана
Энергетическая яркость источника Оптическое усиление лазерного передатчика Целые числа
Внутренний коэффициент усиления, фотоумножителя
например.
Ряды средних значений выборок распределения Пространственная частота
гауссова
Вт^см-Гц1'2 см
Дж
Кл
Гц
Гц
Вт • с2
Вт-ср"1
А2
Изменяется (обычно В) (Расстояние
Бхаттахария)
ВтсК'1
Вт • см "2 • ср
км *, цикл/ морская миля
Продолжение табл. 21.1.
Обозначение
Наименование
Единица измерения
N
Ряд шумовых выборок
NEP
Эквивалентная шуму мощность
Вт
<nh
Дисперсия шума в i-м элементе пространства
——
Р
сигнала
Максимальная амплитуда синусоиды
Ро
Априорная вероятность
•
R
Наклонная дальность
км. морская
a
Чувствительность
миля
В-ВГ1
Rl
Сопротивление нагрузочного резистора
Ом
R^
Двумерная автокорреляционная функция
(Вт см"2 ср"1)2
S
Ряд сигнальных выборок
-*■ -
s,
S (r. £. p, 6)
Сигнал в i-м элементе пространства сигнала
——W
Сигнал как функция времени, фазы, относитель-
-— •
T
ной амплитуды и других параметров Температура
к
T,
Длительность сигнала излучения цели
с
t
Текущее время
С
V
Ряд измеренных значений напряжения
в
Vt
Ряд значений напряжения выше пороговой
в
величины
Напряжение на нулевой частоте
в
Напряжение сигнала шума, обусловленное по-
В
Ki
мехами
Напряжение сигнала шума, обусловленное на-
в
k„
грузочным резистором
Напряжение сигнала шума, обусловленное
в
K,0
генерацией и рекомбинацией носителей Напряжение сигнала шума, обусловленное
В
w к
предусилителем
Дисперсия напряжения сигнала шума Напряжение сигнала
в2 в
I?
Скорость
см с
(Вт см"2 ср" “)2
w
Спектр Винера
w
Плотность вероятности шума
(цикл морск. миля"1)"'
X = x„ .V2
Вектор расстояния
см
X. p
Координаты
Разные
J
Выходная переменная (сигнал + шум)
в
У.
Реакция приемного устройства системы на Лй
В или А
a
элемент пространства сигнала
Угловая координата; вероятность ложной
рад; —
p
тревоги
Угловая координата; вероятность пропу-
рад; —
Y
щенного сигнала тревоги
Переменная решения; эффективность
Разные; —
А/ €
гетеродина
Ширина полосы частот Фаза сигнала
Гц рад
n
Квантовая эффективность (квантовый выход)
■
приемника
пКоэффициент временной фильтрации6лПараметр сигнала; уголОтношение правдоподобия (из п выборок)XVДлина волныЧастота (оптическая) в ИК-диапазоне5 = ^2 рАвтокорреляционный сдвигОтношение среднеквадратичного сигналанапряжения к шумуаЭффективная поверхность рассеяния целитВременная координататаПрозрачность атмосферыТоКоэЙиЦиент пропускания оптической системы^LOМощность (поток) сигнала с гетеродинафт1пМинимальный излучаемый лучистый поток (мощность излучения)Ф,Принимаемый лучистый поток (мощность излучения)ФхСпектральная мощность излучения (поток)VДисперсия огибающей шумаОУгловое поле зренияшУгловая частотапКоэффициент временной фильтрации6лПараметр сигнала; уголОтношение правдоподобия (из п выборок)XVДлина волныЧастота (оптическая) в ИК-диапазоне5 = ^2 рАвтокорреляционный сдвигОтношение среднеквадратичного сигналанапряжения к шумуаЭффективная поверхность рассеяния целитВременная координататаПрозрачность атмосферыТоКоэЙиЦиент пропускания оптической системы^LOМощность (поток) сигнала с гетеродинафт1пМинимальный излучаемый лучистый поток (мощность излучения)Ф,Принимаемый лучистый поток (мощность излучения)ФхСпектральная мощность излучения (поток)VДисперсия огибающей шумаОУгловое поле зренияшУгловая частотаВт - мкмВ2 или А2СР -1 рад с *Вт - мкмВ2 или А2СР -1 рад с *Продолжение табл. 21.1.
п
Коэффициент временной фильтрации
6
л
Параметр сигнала; угол
Отношение правдоподобия (из п выборок)
X
V
Длина волны
Частота (оптическая) в ИК-диапазоне
5 = ^2 р
Автокорреляционный сдвиг
Отношение среднеквадратичного сигнала
напряжения к шуму
а
Эффективная поверхность рассеяния цели
т
Временная координата
та
Прозрачность атмосферы
То
КоэЙиЦиент пропускания оптической системы
^LO
Мощность (поток) сигнала с гетеродина
фт1п
Минимальный излучаемый лучистый поток (мощность излучения)
Ф,
Принимаемый лучистый поток (мощность излучения)
Фх
Спектральная мощность излучения (поток)
V
Дисперсия огибающей шума
О
Угловое поле зрения
ш
Угловая частота
п
Коэффициент временной фильтрации
6
л
Параметр сигнала; угол
Отношение правдоподобия (из п выборок)
X
V
Длина волны
Частота (оптическая) в ИК-диапазоне
5 = ^2 р
Автокорреляционный сдвиг
Отношение среднеквадратичного сигнала
напряжения к шуму
а
Эффективная поверхность рассеяния цели
т
Временная координата
та
Прозрачность атмосферы
То
КоэЙиЦиент пропускания оптической системы
^LO
Мощность (поток) сигнала с гетеродина
фт1п
Минимальный излучаемый лучистый поток (мощность излучения)
Ф,
Принимаемый лучистый поток (мощность излучения)
Фх
Спектральная мощность излучения (поток)
V
Дисперсия огибающей шума
О
Угловое поле зрения
ш
Угловая частота
Вт - мкм
В2 или А2
СР -1 рад с *
Вт - мкм
В2 или А2
СР -1 рад с *
Обозначение
НаименованиеЕдиница "™стаы
ствиями на местности; 6) предупреждение об опасности подрыва на минах; 7) обнаружение опасных уровней загрязнения воздуха или присутствия в атмосфере инородных газов; 8) обнаружение нарушения воздушного пространства и'предупреждение об опасности нападения; 9) предупреждение о возгорании баков с горючим [7].
21.2. ОБЩИЕ ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
характерахарактераИз-за стохастического (случайного, непредсказуемого)
характера
характера
процессов в приемной части системы или в падающем потоке излучения вполне исправная система обнаружения может иногда принять ошибочные решения;
Ложная тревога (ошибка типа I)-сигнал тревоги, когда на самом деле состояния тревоги нет.
Пропуск (ошибка типа II)-необнаружение системой существующего на самом деле состояния тревоги.
Для повышения достоверности принятия решения отношение сигнал - шум нужно сделать как можно большим за счет максимального ^жрЧСИИ^ входной апеРтУРЫ и времени накопления информации, а РЗТЬ приемник, обеспечивающий наибольший контраст ные т ~ суще5гвова«ия ue™ и ее отсутствием. Все перечислен- ф‘ РЫ должны быть максимизированы в той степени, насколько
это позволяют сделать экономические и конструктивные ограничения [8]. Максимизация отношения сигнал-шум позволяет свести к минимуму ошибки обоих типов. Тогда можно выбрать алгоритм решения таким образом, чтобы приблизиться к минимальному уровню ошибок при правильно определенном удельном соотношении ошибок обоих типов по критерию сведения к минимуму нежелательных последствий ошибок.
Имеются весьма основательно проработанные теоретические основы построения систем связи [3] и радиолокационных систем [9-12], менее проработанными в этом смысле выглядят вопросы создания инфракрасных систем обнаружения. Упомянутые проработки используют теорию статистических решений. Они основываются на определенной модели системы, предположениях о статистических характеристиках сигнала и шума и на соответствующих критериях оптимальности решения. Надежность получаемых результатов зависит как от правильного учета структуры и особенностей работы системы (которая обычно нелинейна и относительно сложна), так и от соотношений между степенью ошибок и качеством используемых входных данных.
Теория полезна как общее; руководство при проектировании и оценке предельных характеристик по сравнению с реализуемыми и, в частности, позволяет показать, какой ценой достаются те или другие усовершенствования в ходе разработки. Очень часто не удается построить полностью адекватную модель ИК-системы из-за влияния таких факторов: I) статистические характеристики шума нестационарны и в рамках используемой теории полностью не могут быть учтены; 2) данные о распределениях сигналов и шумов неполны: 3) явления, которые обычно не рассматриваются как шум (например, исключаемая из рассмотрения телеметрия, завершающая систему), могут оказаться доминирующей причиной остаточных ошибок или ошибок I или II типа; 4) описание системы, позволяющее ее оптимизировать, может оказаться настолько сложным, что для разумного использования его неизбежны упрощения.
В частности, теория требует учета всей доступной информации перед принятием единственно правильного критерия оценки.
Во многих ИК-системах количество необработанных и непроверенных данных очень велико. Необходимость учета стоимости телеметрии и объема памяти процессоров часто делает целесообразным разделить обработку данных на два этапа. На первом этапе оцениваются необработанные данные, которые сравниваются с предварительными значениями порогов, а на втором - происходят дальнейшие испытания данных, которые согласовываются с первыми испытаниями.
Выбор основных параметров приемного уст ройства
Если разбить четырехмерное пространство (две угловые координаты. длинГволны н время) на некоторое число ячеек занумерованных 12 3
., /V. то отклик на сигнал по числу фотонов для каждой нй
(21.1)(21.1)ячейки определяется выражением а + Да Р + ДР Х + ДХ г+Дг
(21.1)
(21.1)
s, = fJff StM’A ^dxdydkdt,
аP^'
a шум. связанный с наблюдением сигнала в /-Й ячейке- аддитивный (но не обязательно гауссов, стационарный или изотропный), обладает дисперсией <л^У Тогда отношение сигнал—шум равно
(21.2)
Это основная переменная величина при анализе рабочей характеристики. Затем величину р следует максимизировать [8J и рассчитать оптимальную рабочую характеристику, описывая ее при помощи выбора такого параметра, как чувствительность системы в ьм элементе пространства сигнала у,, определяемая уравнением
У. = SjJ<nF>. (21.3)
Эта чувствительность приемной системы дает отношение сигнал - шум, определяемое выражением
(21.4)
Из данного алгоритма вытекает следующее:
1. Степени свободы подсистемы приема излучения по оптическому пропусканию, спектральному разрешению и времени следует сделать МИ ДЛЯ ТОГ°’ ЧТОбы при пренебрежимо малых флуктуациях пялу ирлМм0 Т0ЧН0 ^остановить огибающую, описывающую цель, по ряду независимых наблюдений.
коДф^ие^тамя ^^ ^"^ СВ°боды следУет оценить с весовыми
(21.5)на основе всех соответст-1, с дополнением весовых(21.5)на основе всех соответст-1, с дополнением весовыхsjVW
(21.5)
на основе всех соответст-
1, с дополнением весовых
(21.5)
на основе всех соответст-
1, с дополнением весовых
Любое решение следует поиниматк ~ СТеПеНеЙ CB°6°№' "денных в п коэффициентов, определенных в п. 2.
Процесс обработки сигналов с точки зрения теории статистических решений
Статистическим решением считается обнаружение признака состояния опасности по данным ИК-датчика. В данной главе кратко излагаются бинарные исследования гипотезы Нх. Она заключается в том. что имеется любой вид состояний предупреждения об опасности по сравнению с нулевым альтернативным случаем гипотезы Но> заключающейся в том. что выходной сигнал представляет только случайную флуктуацию (шум). В данном кратком изложении рассматриваются такие исследования, основанные на ограниченном количестве данных. Это применение анализа, разработанного для радиолокационных систем и систем связи, адаптированное к ИК-системам. Теорию можно распространить на многие другие гипотезы и произвольное количество данных [3].
Предполагается, что один приемный канал системы реагирует на падающий инфракрасный поток излучения, причем реакция представлена п последовательными выборками
И=(ИН К,..., И,)-(2L6)
В каждой выборке обычно содержатся шум
N = kNx,N1,...1Nn^(21.7)
и полезный сигнал, получаемый в результате падающего излучения, $ = ($,,$„...,$„).(21.8)
Эти выборки можно считать, например, величинами напряжения в последовательные моменты времени с достаточно небольшим интервалом, так что можно точно воспроизвести соответствующие формы сигнала. В случае гетеродинных систем этот интервал, возможно, должен быть уже, чем период оптической частоты; для некогерентных и пассивных систем обычно будет достаточно доли постоянной времени обнаружения. (Инфракрасные фотонные приемники дают сигнал, пропорциональный квадрату электрического поля падающего излучения, усредненного по времени обработки, причем время обработки величина, на много порядков превышающая один период оптической частоты. Для анализа некоторых явлений, таких, как фотонный дробовой шум и реакция в гетеродинном режиме, целесообразно исследовать этот процесс, но возведение в квадрат и усреднение остаются неизбежными операциями при обработке сигнала пассивных инфракрасных систем.)
Во многих ИК-системах применяются линейки или матрицы многоэлементных приемников для параллельного (или последовательного) анализа изображения в пространстве целей путем сканирования или разных видов модуляции. Общее количество данных, применяемых для принятия решения о предупреждении об опасности, обычно получается
от нескольких чувствительных элементов приемника на основе несколь- ,"ловат^льных наблюдений поверхности изображения. Напри- мео в системе оповещения о ракетной опасности весь процесс сбора данных может потребовать сотни секунд и состоять из наблюдений тесятков элементов приемника, причем каждый элемент производит несколько наблюдений в течение времени воздействия на него излучения порядка миллисекунд с интервалом в секунды. Комбинация данных по таким многократным наблюдениям исследуется с помощью многомерного анализа в следующем разделе.
Каждую из величин S, N и V можно считать л-мерным вектором, который'определяет некоторую точку в абстрактном пространстве сигналов. Векторы сигналов имеют место с априорной вероятностью p0 = p^S)dS, а шумы-с плотностью вероятности h-(N). Наблюдается только переменная К содержащая в общем случае и шум, и сигнал. Ее условная плотность вероятности при условии наличия сигнала S есть FJI^S). Конструирование метода обработки сигналов сводится к выбору правила принятия решения D (у | К) для использования необработанных данных К чтобы принять решение у о состоянии исследуемого явления, требующего оповещения. Для двоичного выбора, где у может иметь либо значение у„, соответствующее принятию гипотезы Но, либо У!, соответствующее Нх, можно определить четыре «цены» С правильного и неправильного решений (см. табл. 21.2). Вероятность ошибки выражается следующими уравнениями:
(21-9)(21.10)(21-9)(21.10)сигнал ложной тревоги а = J Fп (V10) D (у t| У) dV, пропущенный сигнал тревоги р = f <F„(V|S)>D(y0| V^dV.
(21-9)
(21.10)
(21-9)
(21.10)
Интегралы берутся по всему пространству сигналов. Угловые скобки обозначают среднее значение Fn по возможным состояниям сигналов.
t^oC^-Hl-PoX?,.,,.t^oC^-Hl-PoX?,.,,.(21.11)(21.11)Ожидаемая цена, связанная с правилом принятия решения, имеет вид <С> = Рор(Ср-С1_е) + (1-Ро)а(са-С1_а) +
t^oC^-Hl-PoX?,.,,.
t^oC^-Hl-PoX?,.,,.
(21.11)
(21.11)
Таблица 21.2. Цена С правильных и неправильных двоичных решений
Решение
V.
Принятая гипотеза Истинное состояние оповещения
Н, Отсутствие состояний, требующих оповещения
Нг Наличие состояния, требующего оповещения
Отсутствие состояний, требующих оповещения Наличие состояния, требующего оповещения
^-а
9
■ I- l, i*i —-1 —.
CQ С.-р
Решения, которые являются оптимальными с точки зрения снижения до минимума ожидаемой, цены, можно указать через отношение правдоподобия
д Po<Fn(V\S)>$
'-(Y-Po)Fn(V\oy(21|2>
где Ро и 1 — Ро- априорные вероятности наличия или отсутствия состояния, требующего оповещения об опасности. Условную вероятность Ро получения определенного количества данных ^необходимо усреднить по всем состояниям сигнала S, соответствующим состояниям, требующим оповещения.
Правило принятия решения обычно определяется как сравнение логарифма Л„ с логарифмом К порогового значения:
D(Y0| И = L когда lgA„ < IgK;(21.13)
Wil П = 1, когда IgA^lgK;(21.14)
(21.15)
Эти правила сводятся к разделению пространства наблюдаемых переменных значений V поверхностью АДЕ) = К.
Уравнения (21.9), (21.13) и (21.14) определяют схему обработки сигналов. Схема является оптимальной, если при выборе пороговой величины К применяются соответствующие критерии. Если пороговая величина К выбирается из условия снижения до минимума ожидаемой цены [уравнение (21.11)], статистики называют эти правила правилами Байеса. Особенно широко применяемые правила оптимального выбора решения известны как критерий Неймана-Пирсона, по которому фиксируется вероятность ложной тревоги а или вероятность обнаружения 1 — р и устанавливается пороговая величина К, снижающая до минимума р или а. При использовании этого критерия задача проектирования заключается в том, что процессор должен вычислить отношение правдоподобия и сравнить его с пороговой величиной, которая является функцией сигнала и допустимой вероятности ложных тревог. Пороговые величины смещаются на логарифм отношения априорных вероятностей Ро и I — ро. Поскольку форма отношения правдоподобия обычно является сложной и большой интерес представляет оптимизация для небольших по величине сигналов, анализ можно продолжать, разлагая логарифм А„ в ряд Тейлора по 5 и оставляя только первые два члена разложения [3]. Было установлено, что между когерентными и некогерентными сигналами наблюдается существенное различие. Обычно сигнал, соответствующий состоянию, требующему оповещения, можно записать в виде зависимости
^0, е, р, 0),(21-16)
где (-время. е-фаза сигнала на оптической частоте, р-отношение мощности сигнала к среднеквадратичной мощности шума датчика, в-общее описание других отличительных признаков.
Если фаза оптической частоты фиксирована, то сигнал является когерентным Это может быть справедливо для активной инфракрасной системы оповещения, целью для которой служит зеркальный рефлектор, например одна плоская пластина или уголковый отражатель. В этом случае среднее значение членов при $ в первой степени, следующее из lg<E,(l'|S)>. не стремится к нулевому значению. Главным в обработке данных будет поиск линейной взаимной корреляции известной формы сигнала с полученными данными. Этот случай можно реализовать с помощью гетеродинного приемника, за которым следуют линейный фильтр, детектор огибающей и пороговое устройство; получается исключительно высококачественная система, зависящая в пределе от отношения амплитуд сигнала и шума.
Обычно сигнал, соответствующий состоянию, требующему оповещения. состоит из многих компонент, имеющих сравнимые амплитуды и случайные и переменные фазы. Этот случай соответствует применению активного датчика при работе с целью, имеющей шероховатую поверхность и несколько центров рассеяния, или пассивного датчика, принимающего выборки теплового шумового сигнала. В этих случаях член при 5 в первой степени будет стремиться к нулю при усреднении по фазе е, поэтому на конструкцию результирующего некогерентного приемника будут влиять члены при S2 и более высоких степенях. Характеристика обнаружения для системы оповещения об опасности часто приводится в виде графиков вероятности обнаружения (1 — р), определяемой по (21.10), в зависимости от отношения сигнал- шум с вероятностью сигнала ложной тревоги, определяемой по (21.9), в качестве параметра.
Фундаментальные работу по анализу вероятности обнаружения, частоты ложных тревог, порогового значения и отношения сигнал- шум выполнены Маркумом в 1947 г. [10] и Сверлингом в 1954 г. [11] для радиолокационных систем. Предполагалось, что гауссов шум y.i руется с синусоидальным сигналом на радиочастоте, причем иентпа п!е^аеТСЯ Чере3 Фильтр с шириной полосы, гораздо меньшей огибаюшаяИп^мГ°ТЫ частотного спектра шума. Результирующая огиоающая шума имеет распределение
(21.17)(21.17)dP = и- (N) dN = ^[^ exp (- /V 2/ЭД dN,
(21.17)
(21.17)
где ц/ флуктуация распределения, а огибающая сигнала вместе с шумом имеет вид
с /1 о \ ^*( (N + Р*/ N р\
(21Л8)
где /0~ модифицированная функция Бесселя первого рода. Предполага-
ется. что значения огибающей выделяются квадратичным дискриминатором и фильтром нижних частот до их сопоставления с пороговым значением. Маркум предположил, что мощность, отраженная обратно на приемник РЛС, является постоянной. Свсрлинг [11] распространил анализ на цели, эффективная поверхность рассеяния которых сама является случайной переменной, потому что реальные цели обычно состоят из ряда рассеивающих центров сравнимых величин. Размеры этих центров определяют независимые отраженные сигналы, которые, в свою очередь, суммируются в приемнике. Число, интенсивность и радиочастотная фаза этих компонент изменяются, поскольку геометрия цели и РЛС изменяются от развертки к развертке и иногда от импульса к импульсу. Помимо этого Сверлинг [12] применил эти результаты при анализе более обширного ряда распределения для эффективных поверхностей рассеяния.
Эти результаты можно использовать для активных инфракрасных систем обнаружения [13] и с осторожностью-для оценки пороговых пределов и характеристики пассивных систем обнаружения. Случаи, которые обычно чаще всего имеют место, относятся к наблюдению при единичном воздействии на приемник в течение одного периода нахождения на нем излучения. Эти результаты приведены в виде графиков на рис. 21.1-21.3. (По оси абсцисс указаны среднеквадратические отношения сигнал-шум на выходе приемника, а не отношения дальности, как в [11, 12], вследствие сильного влияния атмосферного поглощения и рассеяния на многие инфракрасные системы.) В табл. 21.3 приведены значения вероятности обнаружения для эффективного диапазона среднеквадратического отношения сигнал-шум в соответствии с рис. 21.1. На
Рис. 21.1. Вероятность обнаружения как функция срелнеквадратического отношения сигнал-шум по напряжению р (обнаружение огибающей постоянной синусоиды в гауссовом шуме) при различных значениях вероятности ложной тревоги а [4, 10, II].
y-V*/?y-V*/?бмЕЦП^ ХНДРКТйЧНОГО ПРДЕМЯМККбмЕЦП^ ХНДРКТйЧНОГО ПРДЕМЯМККРис. 21.2. Пороговые величины для ожидаемой вероятности ложной тревоги а от огибающей узкополосного шума [9-11].
y-V*/?
y-V*/?
бмЕЦП^ ХНДРКТйЧНОГО ПРДЕМЯМКК
бмЕЦП^ ХНДРКТйЧНОГО ПРДЕМЯМКК
-— О'
рис. 21.2 приведены значения порогового напряжения, которые следует установить, чтобы ограничить действие системы заданным уровнем частоты ложных тревог. На правой шкале дано пороговое напряжение после диода в единицах среднеквадр^тического шума, которое ц^ывает- ся величиной смещения. На левой шкале дано отношение сигнал-шум в децибелах на входе диода. Величина смещения не зависит от харак
теристики диода.
В табл. 21.4 приведено несколько случаев распределения сигнала и шума, относящихся к инфракрасным системам обнаружения. Во всех случаях-более вероятно, что результаты фотонного квантования влияют на статистическое распределение на инфракрасных длинах волн значительно сильнее, ^ем на радиоволнах. В частности, минимальная i^oui- ность шума для активной системы (лазерного локатора) определяется
Рис. 21.3. Зависимости вероятности обнаружения от р для некогерентных явлении (обнаружение огибающей цеце пей^^и066” КаК ряд отдсльных целей сравнимой интенсивности) пли различных значениях вероятней ложной тревоги а [4, 10, 11]
Таблица 21.3. Вероятность обнаружения как функция отношения среднеквадратическое напряжение сигнала/среднеквадратическое напряжение шума для четырех значений вероятности ложной тревоги*1
Вероятность ложной тревоги, а
Ю"4
I0'6
КГ8
ю-'°
Отношение среднеквадратическое напряжение сигнала/среднеквадратическое напряжение шума
Вероятность обнаружения
2.0
0.1127Е + 00
0.1488Е-01
0.1423Е —02
0.8378Е - 04
2.2
0.1749Е + 00
0,2911Е-01
0,3437Е - 02
0.2992Е - 03
2,4
0.2554Е + 00
0.5312Е — 01
0,7705Е - 02
0,8469Е - 03
2,6
О.3523Е + 00
0.9076Е -01
0.1609Е-01
0,2154Е- 02
2,8
0,4600 Е + 00
0.1454Е + 00
0,3132Е —01
О.5О5ОЕ - 02
3,0
0.5709Е + 00
0.2188Е + 00
0.5695Е-01
0.1099Е -01
3.2
0.6766Е + 00
0,3100Е + 00
0,9681 Е —01
0.2227Е -01
3.4
0.7697Е + 00
0,4148 Е 4- 00
0.1542Е + 00
0.4208 Е - 01
3,6
0.8456Е + 00
0,5262Е + 00
0.2305Е + 00
0.7421 Е -01
3,8
0.9029Е + 00
0.6356Е + 00
0,3243Е + 00
0.I224E + 00
4.0
0,9427Е + 00
0.7350Е + 00
0.4310Е + 00
0.1892Е +00
4,2
0.9684Е + 00
0.8184Е + 00
0.5430Е + 00
0,2747 Е + 00
4,4
0.9837Е + 00
0,8831 Е + 00
0,6517Е + 00
0.3760Е + 00
4.6
0,9921 Е + 00
0,9295Е 4- 00
0,7493Е + 00
0.4866Е + 00
4,8
0.9964Е + 00
0,9602Е 4- 00
О,83ООЕ + 00
0.5984Е + 00
5,0
0,9984 Е + 00
0.9790Е 4- 00
0.8919Е + 00
0,7026 Е + 00
5,2
0,9992 Е + 00
0,9897 Е 4- 00
0,9356Е + 00
0.7924Е + 00
5.4
0.9995Е + 00
0.9952Е 4- 00
0,9641 Е + 00
0,8638Е + 00
5,6
—
0,9979 Е 4- 00
0,9814Е + 00
0.9163Е + 00
5,8
—
0,9991 Е + 00
0.9910Е + 00
0,9519Е + 00
6,0
0.9996Е + 00
0,9959Е + 00
0,9 742 Е + 00
** Данная таблица рассчитана по уравнениям (21.17) и (21.18). Предполагается наличие синусоидального сигнала в смеси с гауссовым шумом, выделяемого квадратичным детектором и пороговым устройством, за которым следует узкополосный электронный фильтр.
(21.19)(21.19)условием
(21.19)
(21.19)
Л^ДТ/П,
где и - квантовая эффективность, Д/- эффективная полоса пропускания нд оптической частоте. Время корреляции для ИК-излучения составляет величину порядка Д/ ~ \/4п&/. В некоторых определенных случаях этот предел может быть обусловлен молекулярным поглощением или процессами излучения в источнике или в атмосфере. Для длинных волн или
Таалици 21.4. Статистика сигналов и шумов для ИК-систем обнаружения
Применение
Основная статистика шумов
Статистика сигналов
Предложенная оценка характеристики и ссылки на литературу
Активные системы
Зеркальная цель
Гауссова
fsin(2n:v/ + е) (Р и е неизвестны, но фиксированы)
Рис. 21.8 [Ю,13]
Цель с шероховатой поверхностью
Гауссова
£ р5$1п(2яу/ + eJ
(Р; и е,-случайные переменные)
Рис. 21.9
[22, 12, 13]
Фотонный счет
Пуассона/Гаус- сова
Пуассона
[14]
t:
Пассивные системы
Система, ограниченная фотонным шумом, шумом предусилителя или шумом Найквиста
Гауссова
С для tx < t < tx + + та (С- постоянная для времени задержки т4; t- неизвестна)
Рис. 21.1 [4, 10, 11]
Система, ограниченная шумом фоновых помех
Пуассона, Релея или смешанная
То же
—
(21.20)(21.20)тепловых источников, когда hv/kT< 5.
(21.20)
(21.20)
может наблюдаться фотонная корреляция или «группирование» как следствие основных положений статистики Бозе-Эйнштейна.
При длинах волн порядка 1 мкм или менее и для слабых фонов число фотонов за наблюдение может быть достаточно небольшим, и тогда распределение шума является распределением Пуассона. Если в дополнение к этому сигнал исходит от нескольких рассеивателей сравнимой величины, то тогда статистика сигнал плюс шум может быть также статистикой Пуассона [14]. На длинах волн 3-5 мкм число фоновых фотонов в пассивных системах составляет часто величину порядка 106 за наблюдение, а число фотонов от цели-порядка 104. Даже если фотонный шум доминирует, распределение можно соответствующим образом аппроксимировать как гауссово. На более длинных волнах, таких, как мкм, число фотонов может быть меньше либо вследствие коротких ПИ^°^°В ни^рироваин51 (в системах с высокой светимостью фона), 470 фотонная энергетическая яркость внешнего фона охлаждение £ИМер' в космосс) и оптическая система имеет криогенное м на“™^^ ЧИСЛ° Ф°иОВЬ,х Фото«°» обычно превышает Ю*
Если активные системы, в которых применяется гетеродинный режим работы, используются против целей с преобладанием одиночного стабильного зеркального отражателя, сигналом обнаружения будет синусоида, и тогда условия Маркума имеют силу. Если цель имеет вид беспорядочно двигающейся плоской пластины, сигналы будут флуктуировать. так что в этом случае будут иметь место условия, аналогичные условию Сверлинга (1970, см. ссылку в разд. 21.4.2). Если цель имеет ряд рассеивающих центров, то представлять приемлемую модель могут условия, сформулированные в более ранней работе Сверлинга (1954, см. ссылку в разд. 21.4.2).
Для пассивных систем целью обычно является тепловой излучатель. В ИК-области число фотонов обычно велико, так что статистику фотонов от цели можно считать гауссовой. Однако фактически на дисперсию суммы сигнала и шума влияют главным образом флуктуации фотонов фона или шум усилителя или резистора. Поэтому требуется проверка гипотезы выбора между одним гауссовым распределением с одной средней величиной (признак обнаружения отсутствует) и вторым распределением с несколько большей средней величиной. Приемник может сканировать поле, задерживаясь на короткое время на каждом элементе разрешения, может задерживаться на более длительное время; поле можно модулировать пространственным растром или спектральным интерферометром и т. д. В любом случае излучение на оптической частоте проходит через квадратичный приемник, который разрушает информацию об оптической фазе, а затем посредством фильтра приблизительно согласуется с ожидаемой низкочастотной модуляцией в области звуковых частот [4]. Затем гипотезу проверяют по огибающей одиночного импульса на выходе фильтра. Тщательный анализ этой проблемы, по-видимому, не опубликован, но анализ Маркума для одиночных импульсов может служить полезным руководством.
Пассивные сканирующие системы часто ограничиваются шумом, являющимся результатом пространственных неоднородностей яркости фона. Этот шум может проявлять очень сильные местные корреляционные связи (например, если датчик сканирует по группе облаков, вызванных пассатным ветром). Есть сведения [16], что пространственные помехи могут стремиться к распределению Пуассона в ближней ИК-области (где преобладают местные сильные рассеивающие центры солнечного излучения) и к распределению Гаусса (или Релея) на длинных волнах. Для очень высокой пространственной разрешающей способности в среднем ИК-диапазоне замечено очевидное равномерное распределение (в диапазоне представляющих интерес яркостей).
160
Многомерная обработка данных
Приемная часть инфракрасной системы обнаружения может часто выполнять несколько наблюдений состояния, требующего оповещения, ^поятность обнаружения и вероятность ложной тревоги на основании кшеннй которые учитывают все объединенные наблюдения, могут быть вполне приемлемыми, даже если характеристика после обработки сигналов по каждому «примитивному» наблюдению является очень плохой Примерами могут служить: обнаружение ракет или ЛА на фоне локальных помех, где единичные примитивные наблюдения очень неопределенны вследствие изменчивости статистики помех (разд. 21.3.2); автоматическое обнаружение военных машин в реальном масштабе времени с помощью ИК-систем формирования изображения при наличии локальных помех; обнаружение температурных изменений в космическом аппарате посредством мультиспектральных наблюдений (см. пример в разд. 21.3.2); обнаружение проволочного заграждения в системе обхода препятствий (разд. 21.3.5).
Если вероятность пропуска превышения пороговой величины при ьй возможности есть р,, а вероятность сигнала ложной тревоги есть а,- и имеются N статистически независимых возможностей наблюдения цели, то часто применяется следующее правило выбора решения:
(21.21)(21.22)(21.21)(21.22)OtyJ Ит) = L Ут ^ т ; DWKt)=L VT<m,
(21.21)
(21.22)
(21.21)
(21.22)
где VT- число наблюдаемых в результате обработки сигналов пороговых превышении.
Вероятность обнаружения выражается уравнением
(21.23)(21.23)i-p = i i-.c, п р, f = m Li — 1
(21.23)
(21.23)
ГДе "^ „ ',^№ " /)!/!]-число способов пропускания точно (п — [) превышений в п попытках, а вероятность сигнала ложной тревоги - уравне-
(21.24)(21.24)а- I «С, П а,. 1 = т;= J
(21.24)
(21.24)
индекса / пп И ^ обычно вменяются систематически с изменением будет изменяткса^ причинам" Например, интенсивность сигнала от ЛА будет изменяткгя а измснением Дальности и ракурса; сигнал от ракеты ракурс рассеиваю. Т^аЗЫ разгзда (старта) до фазы маршевого полета;
ЫемЦСЛИ Также будет изменяться.
говых превышений не^буду-?™ ПОСледовательных примитивных поро- наблюдать в X спектр Не3аТимыми. Например, цель можно двух спектральных областях, что позволит определить
изменение ее температуры. Помимо этого, неподвижную устойчивую цель можно заметить при слежении по определенной траектории в пространстве объектов. В этом случае примитивный порог решения можно снизить для части последовательных обзоров вдоль этой траектории. Примеры этих устройств описываются в разд. 21.3.2 и 21.3.5.
Если статистические закономерности превышения грубого (примитивного) порога не являются независимыми, то в точном расчете следует учитывать корреляцию в соответствии с обстоятельствами данного конкретного случая. Для многомерной гауссовой статистики с недиагональными ковариационными матрицами можно применить расстояние Бхаттахария [17] для построения графика вероятности. Это расстояние определяется как
Кв =Кв =■ (m, - m0V [(Ci + Со)/2] 1 (mt - m0) + 4/л■ (m, - m0V [(Ci + Со)/2] 1 (mt - m0) + 4/лdet (С, + Co)/2 1/2det (С, + Co)/2 1/2Vd^CrWCj)Vd^CrWCj)
Кв =
Кв =
■ (m, - m0V [(Ci + Со)/2] 1 (mt - m0) + 4/л
■ (m, - m0V [(Ci + Со)/2] 1 (mt - m0) + 4/л
det (С, + Co)/2 1/2
det (С, + Co)/2 1/2
Vd^CrWCj)
Vd^CrWCj)
РАССТОЯНИЕ 6ХАТТДХАРИЯ , К^РАССТОЯНИЕ 6ХАТТДХАРИЯ , К^
РАССТОЯНИЕ 6ХАТТДХАРИЯ , К^
РАССТОЯНИЕ 6ХАТТДХАРИЯ , К^
(21.25)
где mlt m0-группа средних значений, соответствующих наличию и отсутствию признака, требующего оповещения, соответственно; Сп Со-соответствующие ковариационные матрицы: Г-операция транспонирования матриц; — 1-операция обращения матриц; det-определитель матриц. На рис. 21.4 показаны кривые вероятности обнаружения для данного случая, приведенные Эвансом [18].
В некоторых случаях применены методы распознавания образов. Например, в работе [19] разработан автоматический классификатор,
Рис. 21.4. Вероятности обнаружения признака, требующего оповещения об опасности, с коррелированными гауссовыми многомерными распределениями при различных значениях вероятности ложной тревоги а [18].
лействуюший в реальном масштабе времен... Он предупреждает опера- ДС } паяных (в выходном сигнале ИК-систем переднего обзора)"которые соответствуют изображению военных машин. В этих методах учитываются сильные пространственные корреляционные связи в грубо обработанных данных. Элементарное наблюдение может содержать положительные и отрицательные отклонения от порога, а также интервалы (т е. число элементов разрешения, отделяющих положительное отклонение от предыдущего отрицательного отклонения). Комбинации длительностей интервала в соседних частях поля применяются для оценки характерных особенностей определенного изображения, как, например, отношения длины к ширине, прямолинейности сторон и площади. В этом случае строится вектор, компоненты которого представляют численные значения величин этих особенностей. Затем формируется решение для инструктирования оператора путем разделения пространства признаков.
21.3. ТИПЫ СИСТЕМ ОБНАРУЖЕНИЯ И ОПОВЕЩЕНИЯ ОБ ОПАСНОСТИ
Классификация систем
В данной главе системы обнаружения и оповещения классифицируются по типу применяемой приемной части систем. Во-первых, системы подразделяются на активные, которые как передают, так и принимают излучение, и на пассивные, которые только принимают излучение. Во-вторых, они подразделяются на когерентные, которые используют свойства пространственной или временной когерентности амплитуды падающего излучения для его обнаружения [20, 21], и некогерентные, которые воспринимают падающее излучение методом прямого детектирования как квадрат абсолютной величины амплитуды. Анализ различающихся по указанным особенностям систем весьма различен.
Системы обнаружения пассивного типа, принимающие некогерентное излучение
21е-ЗЮБ21е-ЗЮБК этому классу относятся многие системы обнаружения и оповещения об опасности. Два важных подкласса - это приемные устройства для о наружения целей на теплом фоне (обычно это фон, имеющий тем- °КР^а^ей среды) и космические приемные системы, осу- HORH^mvM^ °а3°Р пР°стРанства при низком уровне фотонных фо- в тпупнмх ппаРатУРа первого подкласса часто должна работать ограничиваются^Местных Ф0н0вых помех, и ее возможности обычно паратуоазличяыми вилами шумов, связанных с фоном. Ал-
21е-ЗЮБ
21е-ЗЮБ
охлаждается не^бычно характеризуется тем, что криогенно
ко приемник излучения, но и оптика, уровень фона
очень низкий и возможности систем этого подкласса ограничиваются шумами предусилителя.
Исходным соотношением при проектировании систем обоих подклассов является выражение для отношения сигнал-шум р после обработки сигнала с приемного устройства. Общая формула для р (в единицах напряжения или тока) для выходного напряжения одною приемника после линейной обработки имеет вид
_ JJ Фх (X, О т, (X) ц, (/) ^(X, /) dk di
Р ” [^ + V^ + V;pn + ^г]1'2 ' (2L26)
Числитель этой формулы указывает, что напряжение сигнала пропорционально произведению падающего на входной зрачок зависящего от времени потока (его спектральной плотности ФДХ, /)), коэффициента пропускания онтики то (X), коэффициента цД0, учитывающего фактор временной фильтрации и непосредственно связывающего эффективность фильтрации со сканированием (см. гл. 7 и 10), и спектральной чувствительности .^(Х, t) комбинации приемник- предусилитель. Поскольку все эти величины зависят как от времени, так и от длины волны, то их произведение необходимо проинтегрировать по этим двум переменным.
Знаменатель показывает, что па пряжение шума содержит следующие составляющие: 1) дискретную квантованную природу падающего фотонного потока и процессов генерации и рекомбинации носителей заряда в приемнике; 2) тепловые флуктуации в нагрузочном сопротивлении; 3) различные механизмы шума в предусилителе и 4) различные механизмы, местных шумовых помех в фоне. Приведенная формула предполагает, что речь идет не о тепловом, а о фотонном приемнике излучения. В военных системах обнаружения и оповещения об опасности используются обычно фотонные приемники в связи с тем, что они обладают большей обнаружительной способностью и быстродействием. Для систем обнаружения и оповещения с тепловыми приемниками общая формула должна быть изменена в соответствии с результатами анализа тепловых приемников, проведенного в гл. 11.
Вышеприведенная формула (21.26) предполагает, что результирующий сигнал в рабочей точке, в которой определяется р, линейно связан с падающим потоком, что весь поток Ф(Х,/)т„(Х) попадает на чувствительный элемент приемника, а член .^(Х,/) учитывает возможное влияние неравномерности чувствительности по поверхности элемента приемника, так что дополнительного учета неравномерности не требуется. Сохранение линейности отклика на энергетическую яркость является критическим, если имеют значение местные помехи. Более вероятно, что линейность соблюдается, если приемник связан со схемой обработки сигнала по переменному току, так что среднее значение любого фона на выходе отсутствует, а также если динамический диапазон падающего излучения не является слишком большим и если р вычисляется до любого аналого-цифрового преобразования или другой нелинейной
обработки Влияние нелинейностей заключается в создании перекрест- них произведений между сигналом и шумом и между составляющими шума Так как зти перекрестные произведения всегда увеличивают дисперсию шума, отношение сигнал-шум и результирующие потенциально высокие характеристики улучшаются до максимума, если вся спектральная пространственная н временная линейная фильтрация осуществляется до любой нелинейной обработки. Если характеристика линейности является самым важным критерием, то линейная часть системы должна быть согласована с контрастностью цели, как указано в разд. 21.2.1.
Чтобы записать уравнение (21.26) в приемлемой форме, необходимо разложить член Фх(Х,/) и все члены знаменателя, что лучше всего выполнять отдельно для каждого из подклассов системы.
Космические системы предупреждения. Система, которая чувствительна к целям на низком фоновом уровне космического пространства, имеет сравнительно низкий падающий поток фоновых фотонов. Если оптическая система также охлаждается до достаточно низкой температуры (примерно 20-70 К в зависимости от диапазона длин волн) и, кроме того, охлаждаются полость корпуса приемника и интерференционный фильтр (до 2-15 К), то «внутренний» поток фотонов от частей аппаратуры также сравнительно низок. При этих условиях имеют значение только члены К» и Упро в знаменателе (21.26). Более того, если приемная система и цель находятся почти за пределами атмосферы, то в члене Ф^ обычно не учитывается коэффициент прозрачности (пропускания) атмосферы.
В качестве примера рассмотрим гипотетическое применение, когда система обнаружения на одном спутнике должна дистанционно воспринимать излучаемый сигнал от другого тела в пространстве, например астероида, спутника, который вышел из строя, или находящихся в космическом пространстве обломков. В таком случае уравнение (21.26) Может принять вид
р = Шр = ШЛ0£(Х,/,х)R2Л0£(Х,/,х)R2^^R^t^dkdtdx/^^R^t^dkdtdx/- + ^+±21. ^Rl "-<° 39„ 9* Rs 1 + и2 R2 сК,- + ^+±21. ^Rl "-<° 39„ 9* Rs 1 + и2 R2 сК,1/2[АЛ1/2,1/2[АЛ1/2,(21.27)(21.27)
р = Ш
р = Ш
Л0£(Х,/,х)R2
Л0£(Х,/,х)R2
^^R^t^dkdtdx/
^^R^t^dkdtdx/
- + ^+±21. ^Rl "
-<° 39„ 9* Rs 1 + и2 R2 сК,
- + ^+±21. ^Rl "
-<° 39„ 9* Rs 1 + и2 R2 сК,
1/2
[АЛ1/2,
1/2
[АЛ1/2,
(21.27)
(21.27)
исслелуемогп ВХ0Д?0Г0 зрачка, ЦХ,/,х)-энергетическая яркость менателе обозначав п” расстояш[е’ ^" Г1остоянная. Слагаемые в зна- канала 3) тепловой1 «н^Рс111™ частотный шум», 2) тепловой шум П№усилиТе™^ резистора-все в первом каскаде полевого з^о^^ и 4) тепловой шум в ре-
резонансное сопротивление пп^ емкостью с*- Предполагается, что сопротивления Дистора нагоуз^ Т"амного больше резонансного р грузки. Это выражение можно применять
в разных формах в зависимости от предполагаемых расчетов. Будет показано, что для рассматриваемого случая обнаружительная способность D * приемника является искусственным понятием. Здесь оказывается. что обнаружительная способность приемника зависит от площади приемника, а не от квадратного корня из площади; кроме того, на иее сильно влияют электронные эффекты, особенно свойства предусилителя и паразитная емкость. Оказывается, что отношение сигнал - шум пропорционально площади входного зрачка. На член то(Х) часто влияют в спектральном отношении интерференционные фильтры, а на его величину-виньетирование, так как оптическая система является обычно отражательной и с изломом лучей.
Если характеристикой обнаруженного объекта является температура цели (например, как признак того, что вышел из строя привод солнечной батареи электропитания), то спектральный диапазон можно разделить на две части, определяемые двумя отдельно фильтрованными многоэлементными приемниками. Например, линейку приемников с фильтром в одном диапазоне, Хи—Х12, можно разместить на фокальной поверхности, нормальной направлению сканирования по объекту. Вторая линейка приемников с фильтром на длинах волн Х21 — Х22 следует за первой (рис. 21.5, а\
Выбираются два спектральных диапазона (рис. 21.5, б), которые соотносятся по-разному в зависимости от того, является ли температура высокой или низкой. На рис. 21.5, в показана результирующая функция разделения (распределения). На этой схеме две оси представляют реакции двух линейчатых приемников (с внешкальными нулями и разными
Рис 21.5. Система обнаружения изменения температуры космического объекта, (а) Расположение фотоприемников в фокальной плоскости. (6) Спектральные характеристики. (в) Результирующая диаграмма разделения (распределения).
шкчлами) Заштрихованная площадь А соответствует расположению " и шума при отсутствии признака обнаружения, а заштрихован- ная площадь В при наличии этого признака. Линии .г, у и z обозначают тпн алгоритма альтернативных решений, которые можно выбрать в зависимости от того, являются ли ошибки типа I более или менее важными, чем ошибки типа II.
На практике при проектировании используются более сложные соображения: различение на фоне небесных тел; обнаружение правильного объекта; флуктуации в сигнале от цели; желательность порядка наблюдений, чтобы избежать возможных ошибок, обусловленных шумами; прецизионная юстировка двух линейчатых приемников и вектора сканирования; наличие соответствующего наложения между положениями элементов приемников для обеспечения, изображения всего поля без пропусков и т.д. В первом приближении шумовые источники можно считать аддитивными, гауссовыми и стационарными, а сигналы - изменяющимися по двум средним уровням минимального разделения функций плотности вероятности. В таком случае две ошибки можно интегри
ровать просто по известным двумерным гауссовым распределениям.
Системы, ограничиваемые фоном. Система, работающая в атмосфере, обычно ограничивается генерационно-рекомбинационным шумом. Поэтому в уравнении (21.26) член Упдг доминирует над всеми другими составляющими шума. Примерами являются: бортовые системы для обнаружения мин, приборы обнаружения вспышек от выстрела, орудий и системы сигнализации о вторжении. В таких случаях отношение сигнал-шум при наблюдении можно записать через удельную обнаружительную способность D* как
(21.28)(21.28)ПФНМ^^ (^Д/)12
(21.28)
(21.28)
где Ла-площадь приемника (его фоточувствительного элемента) [4]. В этом случае отношение сигнал - шум пропорционально диаметру, а не площади входного зрачка. Поскольку интенсивность фоновых фотонов велика, выгода от охлаждаемой оптики небольшая, и для получения широкого поля зрения можно применить преломляющую оптику.
качестве примера рассмотрим гипотетический обнаружитель вспышек от выстрела орудий, для которого цель является удаленной, еразрешаемой и кратковременной и для которого время ее появления ^чрк^еСТН°~ Редположим’ что в приемной системе используется много- поле ° ^лом элементов т, охватывающих полное ную Улечкин ЭТ°М каждый элемент имеет практически постоян- соответствуюпш* наРужительную способность на частотах модуляции, на элементах пои^^ни Н3 сигнал' В этом случае напряжение сигнала на элементах приемника определяется зависимостью
40 ^'^40 ^'^1ДХа)тДХ)тДХ^М</Х.1ДХа)тДХ)тДХ^М</Х.(21.29)(21.29)
40 ^'^
40 ^'^
1ДХа)тДХ)тДХ^М</Х.
1ДХа)тДХ)тДХ^М</Х.
(21.29)
(21.29)
Чтобы оптимизировать характеристику, необходимо отфильтровать этот сигнал и аддитивный гауссов белый шум для максимального отношения амплитуды сигнала к среднеквадратическому значению шума, формируя импульсную характеристику электронного тракта, соответствующую выражению
(21.30)(21.30)hW = К(-О
(21.30)
(21.30)
точно или с приемлемой на практике аппроксимацией [4]. Результирующее отношение пиковый сигнал-шум будет описываться приближеннойточно или с приемлемой на практике аппроксимацией [4]. Результирующее отношение пиковый сигнал-шум будет описываться приближеннойформулойформулойРРл Do 1л Do 1"m/,1l/^"m/,1l/^4 F/* R2 L^_4 F/* R2 L^_pa ToD*kdX,pa ToD*kdX,(21.31)(21.31)
точно или с приемлемой на практике аппроксимацией [4]. Результирующее отношение пиковый сигнал-шум будет описываться приближенной
точно или с приемлемой на практике аппроксимацией [4]. Результирующее отношение пиковый сигнал-шум будет описываться приближенной
формулой
формулой
Р
Р
л Do 1
л Do 1
"m/,1l/^
"m/,1l/^
4 F/* R2 L^_
4 F/* R2 L^_
pa ToD*kdX,
pa ToD*kdX,
(21.31)
(21.31)
где F/*-величина, обратная относительному отверстию оптики; /„- эквивалентная длительность излучения цели.
Отфильтрованные напряжения сравниваются с пороговыми уровнями напряжения; случаи их превышения указывают на обнаружение. Если имеются т элементов приемника, каждый из которых имеет пороговое устройство и каждый «смотрит» в определенный участок поля, то с помощью обрабатывающей схемы можно получить информацию о направлении сигнала тревоги. Чтобы оценить характеристику, требуемую от приемной системы, предположим, что условия близки к условиям Маркума (т.е. имеем аддитивный гауссов шум. синусоидальный сигнал, детектирование огибающей). Если бы система имела постоянную времени 1 мс и частота ложных тревог порядка 1 за 14 ч на приемник была допустимой (т.е. 1 за 5 мин для 165 приемников), то можно использовать кривую на рис. 21.1, соответствующую частоте ложных тревог 10'8. При вероятности обнаружения 0,99 потребовалось бы отношение среднеквадратичных значений сигнала и шума, равное примерно 5,7; при вероятности обнаружения 0,8 было бы достаточно иметь это отношение около ~ 4,7. Разность между этими двумя характеристиками почти соответствует коэффициенту 1,5 по площади входного зрачка.
Для точного расчета электронного фильтра сигнал как функция времени должен быть постоянным и известным. Однако на практике сигнал может быть переменным, поскольку он может возникать от различных систем оружия на разных стадиях их применения. Так как спектральная характеристика может изменяться в зависимости от погодных условий, особенно от влажности, величину т0 (X) нельзя выбрать для увеличения до максимума величины РД/) для всех случаев. Такие проблемы обычно решаются путем расчета для сложного возможного случая, но не наихудшего, и исходя из предположения, что согласование не является критическим при лучших условиях.
Системы ограничиваемые местными помехами. Фон облаков или местности который рассеивает солнечное излучение, имеет картину энергетической освещенности (облученности), изменяющейся от точки к точке Аналогично этому и структурированный фон, излучающий в длинноволновой ИК-области спектра, является переменным. Приемная система, сканирующая по такому структурированному фону, генерирует выходной сигнал, который не относится к цели и обычно мешает обнаружению цели. Этот выходной сш нал следует рассматривать стохастически в том смысле, что его нельзя предсказать, даже если он может содержать высокую степень внутреннего порядка. Для многих систем, таких, как системы для обнаружения, ji оповещения о ракетной опасности, для корректировки огня артиллерии или обнаружения противосамолетных ракет, этот тип источника шума часто может быть
ограничивающим.
Местные фоновые помехи создают жесткие ограничения, поскольку средняя яркость фона отображается линейно и обычно интегрируется во времени так же, как и искомая цель (хотя, если цель движется относительно фона, следящие системы могут использовать это обстоятельство для ее обнаружения). Динамический диапазон изменения фоновых помех во времени обычно намного шире, чем для определенной данной картины. Например, по результатам исследований корреляционных связей для земных фонов, проводившихся в интересах навигационных задач, потребный для охвата временных процессов динамический диапазон оказался равным 212 по сравнению с 24 при рассмотрении определенной фиксированной во времени картины. Динамический диапазон рассеянного от облаков солнечного света в спектральной области от 2 до 3 мкм может охватывать четыре порядка величины при изменении углов рассеяния от 0 до 360° (см. гл. 3).
Статистическое описание фоновых помех рассматриваемого вида представляет трудную задачу, поскольку этот случайный процесс не обладает ни эргодичностью, ни стационарностью. Обычно считают, что процесс положительно определенный и в рамках условий, представляю- главныи интерес’ среднеквадратическое отклонение того же поряд* и°еличина> ПРИ рассмотрении систем обнаружения
плХо™опасности особую роль играют хвосты функций
на вепоятностк Н0СТИ’ так как они оказывают очень большое влияние Поскольку (Ьоной^рВИЛЬК01 ° обнаРуже«ия и частоту ложных тревог, собственноговозникающие в результате рассеяния или
факторов, нет никакой v М°ГУТ оказаться следствием небольшого числа ментальные данные неХ^”00™’ 470 °НИ будут гаУсс°выми. Эксперислучаями.гочисленны и часто ограничены частными
является уменьшение ^гновеГ” КОНТрастного отлична цели от помехи Цельк, и™ова"^зрения при сканировании =
ущества пространственной корреляции. В
частности, контраст неразрешаемой оптически цели, которая ярче, чем фон (например, при наблюдении ракеты), или тусклее фона (например, при наблюдении самолета), может быть увеличен за счет уменьшения мгновенного поля зрения. В результате уменьшается член V^c в формуле (21.26). Однако если при этом происходит переход за дифракционный предел оптики, члены V^ и У„ра остаются постоянными, в то время как т,, V^gr и Ki уменьшаются.
Прослеживается аналогия между пространственной фильтрацией фоновых помех и фильтрацией электрических шумов [4]. Для облученностей на произвольных расстояниях ^ = ^, ^2 двумерная автокорреляционная функция R^,) определяется обычным путем, а спектр Винера находится как двумерное фурье-преобразование от R^Y На практике выполняют измерения по конечному ансамблю реализаций, чтобы найти
R'^ =R'^ =limВ -* СОlimВ -* СО11*Lt(x)L2(x + ^dx.в*Lt(x)L2(x + ^dx.в(21-32)(21-32)
R'^ =
R'^ =
lim
В -* СО
lim
В -* СО
1
1
*
Lt(x)L2(x + ^dx.
в
*
Lt(x)L2(x + ^dx.
в
(21-32)
(21-32)
2dm 22dm 2Соответствующие функции Винера в области, представляющей интерес, круто спадают (рис. 21.6). Для приемного устройства, линейно сканирующего пространство со скоростью и, спектр Винера (с учетом усреднения фоновых помех для измерения спектра), как было установлено, имеет вид
2
dm 2
2
dm 2
(21.33)
Для нахождения дисперсии шумов следует проинтегрировать произведение этого спектра мощности на квадрат модуля амплитудно-фазовой функции электронной схемы.
Однако, поскольку нет уверенности, что процесс гауссов, описания в категориях второго момента недостаточно, особенно для учета редких событий, а поскольку процесс и не стационарен, даже описание второ! о порядка-эмпирическое. Можно провести анализ для получения представления о форме и размерах диафрагмы поля зрения и, в частности, насколько малым должно быть мгновенное поле зрения и насколько
удовлетворительную характеристику, часть системы, выполняющую обработку Данных, необходимо сделать достаточно мощной, чтобы скомпенсировать неопределенности в обработке сигнала.
Ниже рассмотрена в качестве примера система для обнаружения из космоса самолета, летящего на большой высоте. Приемное устройство, работающее в спектральном диапазоне от 3 до 5 мкм, сканирует площадь в несколько сотен квадратных миль (т. е. более тысячи квадратных километров), образуя растр. Ночью факел выхлопных газов и нагретые части двигателя с температурой порядка 600 К обеспечивают сигнал, достаточно большой по сравнению с заполняющей мгновенное поле зрения приемника площадью фона размером порядка 103 м2 и температурой около 270 К. Однако днем рассеянные солнечные блики от облаков дают на выходе пики помех, превышающие полезный сигнал. Далее, разработчик обычно не располагает адекватными данными для статистического описания достаточного числа примеров фоновых сюжетов, чтобы спроектировать пороговую систему. Он также обнаруживает, что изменчивость сюжетов столь велика, что нельзя получить простого и удовлетворительного конструктивного решения, обеспечивающего нужную степень вероятности правильного обнаружения при достаточно низкой частоте ложных тревог в наиболее неблагоприятных условиях фоновых помех. (Затруднение в том, что постоянно наблюдаются сигналы, похожие на сигналы от цели, но идущие на самом деле от облаков, находящихся между приемной системой и самолетом.)
Положительным моментом является то, что самолет длительное время (порядка часа) находится в поле зрения системы и вероятная траектория полета практически не может оказаться случайной составляющей фонового процесса. Поэтому приемное устройство осуществляет серию наблюдений продолжительностью по 30 с с 30-секундными интервалами. Каждое наблюдение оценивается по своему пороговому уровню, согласованному со средним уровнем фона в течение данных 30 с. Сигналы, превышающие порог, запоминаются в ассоциативном запоминающем устройстве, структурированном аналогично полю зрения и времени наблюдения. Компьютер, работающий в реальном масштаое времени, проверяет накопленные превышающие порог значения каждые пять минут, строя отрезки вероятной траектории самолета, правило выоора решения требует, чтобы серия превышающих порог нтыметпНкК0Т0^Ые приняты как вероятная траектория, отвечала следующим требованиям:
о6т^ЛЖНЫ бЫТЬ упоРядоченк1 в одном направлении; вероятно мп^тНЗ серии не Должна превышать расстояния, которое, вероятно, может пролететь самолет с начала траектории;
траектория должна в конечном счете проходить через все поле зрения;
траектория должна в итоге содержать по меньшей мере 30 расположенных в порядке возрастания значений.
Результирующее правило выбора решения представляет собой высокоструктурированный многомерный алгоритм, который может допустить широкий диапазон отношений сигнал-шум датчика при каждом отдельном наблюдении и дать надлежащую характеристику системы, даже если отдельные наблюдения имеют плохое качество. Даже если вероятность обнаружения составляет 0,4 (в результате отдельного наблюдения) и частота ложных тревог при каждом наблюдении равна К)"2, то вероятность обнаружения траектории составляет порядка 99,95, а частота ложных тревог-порядка 10"30 на канал.
Системы предупреждения с пассивными датчиками когерентного обнаружения излучения
Пассивные приемные системы можно изготовить так, что они будут использовать гетеродинное обнаружение [24]. На рис. 21.7 дана схема гетеродинной приемной системы, иллюстрирующая принцип ее действия. Падающее излучение от поверхности объекта складывается с лазерным излучением гетеродина. Приемник реагирует на квадрат падающего электромагнитного поля, которое будет содержать перекрестные произведения компонент от поверхности объекта и поля гетеродина, а также многие другие [25]. Для падающих компонент на частотах со,, близких к частоте лазерного гетеродина со,, образуется разностная частота co,z (£)if = №; — №;, (21.34)
на которую может реагировать приемник. Такие разностные частоты могут иметь значения порядка сотен мегагерц (см. разд. 21.3.5). Ограниченная частотная характеристика приемника заставляет его усреднять более быстрые компоненты на инфракрасных частотах (от ~ 1012 до 1014 Гц), обеспечивая чувствительность по постоянному току. Коэффи-
Рис. 21.7. Принцип действия гетеродинного приемника.
/ сигнал и фоновое излучение от поверхности объекта; 2 интерференционный фильтр; 3 активная поверхность приемника; 4 колебания промежуточной частоты; 5 излучение гетеродина.
(21.35)(21.35)инент передачи преобразователя для промежуточных частот на ширине поюсь"приемника является очень большим. Если амплитуда лазерного Продина достаточно велика, то шум от предусилителей и резисторов "агрузки будет небольшим по сравнению с дробовым шумом на гетеродине Можно получить эквивалентную шуму мощность, NEP.
(21.35)
(21.35)
NEP = 2AvV/n*
применяя фотопроводящие приемники, для которых ДГ- ширина полосы по промежуточной частоте.
На первый взгляд эти низкие, эквивалентные шуму мощности очень заманчивы. Однако гетеродинный приемник существенно ограничен дифракцией, поэтому максимальный КПД каждого приемника равен (A^m„ = >-2-t2L36»
Спектральная характеристика также ограничивается шириной полосы по промежуточной частоте приемника, которая равна величине, обратной его постоянной времени. Один приемник с одним лазерным гетеродином может иметь доступ только к очень ограниченному диапазону сигнального пространства. Сигмен [26] считает, что «оптический гетеродинный прием... очень нечувствителен к некогерентному тепловому излучению, испускаемому чисто тепловым источником. Оптический гетеродин не может обнаруживать менее примерно одного фотона за время разрешения в одной пространственной моде. Тепловые источники при обычных температурах излучают гораздо меньше этого... на оптических частотах».
Пассивные оптические гетеродинные приемники применяются в случаях, когда требуется очень высокая спектральная разрешающая способность (например, для обнаружения определенных смещенных спектральных линий). Таким образом, они могут применяться для предупреждения о наличии ядовитых газов и для обнаружения загрязняющих веществ [24].
Пассивные гетеродинные системы могут также применяться в случаях, когда целью является лазер. Например, Сепп [27] описывает систему точного контроля ориентации геосинхронных спутников путем наолюдения лазерного маяка на Земле. Он указывает, что гетеродинный прием был бы значительно лучше для данного применения на длине волны 10,6 мкм, однако его техническая сложность слишком велика делает ею неприемлемым для этих спутников.
Активные системы
ей от^Тязрп^ аТ°Р и“ФракРасного диапазона) облучает цель энерги-
"помощью™не6™ьшую часть рассеянной энергии
жения сканирует сцену°™им ЛаЗСрная система формирования изобра- РУ сц ну узким мощным лучом и индуцирует усиленные
рассеянные отраженные сигналы в виде карты распределенного рассеяния. Уравнение оптического локатора для некогерентного обнаружения имеет вид
ц A, A, Et LG о
где А, и Л,-площади передающей и приемной апертур, р- квантовая эффективность приемника, Я-расстояние. Е,- энергия передаваемого импульса, Lg- угловой коэффициент усиления передатчика, о-эффективная поверхность рассеяния цели. Это уравнение применяется при условии, что число фотонов, принятых за время интегрирования приемником, является большим. При оценке возможности создания оптического локатора сначала следует рассчитать число принимаемых фотонов. Эффективные поверхности рассеяния типичных военных целей зачастую составляют величину порядка 1-0,1% их геометрических площадей, и сферические коэффициенты расхождения (ЛГЛГ/./?4) часто являются очень большими; следовательно, число фотонов, передаваемое в импульсе (EJhv\ и направленность передатчика должны быть большими, если необходимо получить отношение сигнал-шум больше 1.
В отличие от пассивных систем в этих системах применяются узкие инфракрасные полосы излучения, определяемые лазерными передатчиками. В некоторых случаях ширина полос сравнима с одной смешенной спектральной линией, выбранной точно настроенным резонатором. Оптические локаторы с лазерами на аргоне или на алюминий-иттриевом гранате и фотоумножители или кремниевые фотодиодные приемники широко применяются на длине волны 1 мкм. Наибольший интерес в инфракрасной области представляют более длинноволновые системы на 10,6 мкм с использованием мощных лазеров на СО, и фотоэлектрических приемников или приемников на фотосопротивлениях (типа HgCdTe, PbSnTe и Ge:Си, а также с примесными добавками кремния) [28]. Увеличение длины волны обеспечивает лучшее прохождение в ухудшенных погодных условиях (особенно через дымку и легкий туман) [28], более простую юстировку для заданного размера оптики и большее число фотонов для заданной передаваемой энергии. Значительно более длинные волны, например длины, волн 496 мкм (с применением лазера на фтористом метиле [29]), и точечные контактные приемники представляются перспективными.
Сканирование в активных оптических системах связано с трудностями, обусловленными высоким угловым разрешением, высокими скоростями, которые необходимы для обзора значительных по размеру полезных полей в заданное, обычно очень небольшое время, и сравнительно громоздкой питающей аппаратурой. В настоящее время применяются механические сканеры с быстро вращающимися или вибрирующими многогранными зеркалами. Разрабатываются методь! сканирования [36], аналогичные методам, использующим принцип фазиро-
ванной антенной решетки. Для применений в атмосфере возникают дополнительные трудности из-за изменении показателя преломления воздуха (см гл. 6). Если применяются очень большие мощности, которые могут быть необходимы для бортовой аппаратуры, осуществляющей обзор на большие расстояния, то энергия пучка излучения может оказаться достаточной для изменения оптических свойств атмосферы на трассе. В результате возникают эффекты, известные как расплывание (см. гл. 6).
Поскольку передаваемый сигнал определяется системой обнаружения, конструктор может сделать выбор между обнаружением в режиме прямого детектирования отраженных сигналов и гетеродинным когерентным обнаружением [25]. Эти случаи будут рассмотрены отдельно в следующих двух разделах, здесь же проведем краткое сравнение.
Квантовый предел чувствительности оптической системы обнаружения определяется выражением
(21.38)(21.38)NEP = AvA/q,
(21.38)
(21.38)
где Д/-ширина полосы пропускания оптической части системы. При использовании гетеродинного обнаружения мощность от гетеродина излучается когерентно, в том же направлении и с тем же состоянием поляризации, что и отраженный сигнал. В этом случае
Ф = р2дУ— F + (—V1f^ + ^ + ^ М2гУ (2139) m,n 7 In W OloM2uV 21 J
где М- внутренний коэффициент усиления, Д/-ширина полосы по промежуточной частоте. Г-коэффициент, учитывающий повышенный шум, обусловленный внутренним коэффициентом усиления, &, iL ingr~ среднеквадратичные значения шумовых токов на единичную ширину полосы, обусловленных нагрузками приемника, предусилителями и генерационно-рекомбинационным шумом. Если мощность гетеродина to значительно увеличить, то второй член можно сделать незначительным по сравнению с первым. (В физическом отношении единственным существенным шумовым фактором на усилителе промежуточной часто-
является Фотонный дробовой шум биений сигнала при сложении отраженного сигнала с сигналом гетеродина.) В этом случае
^нГХн”^” ^м^ТнТ™* Приемш,ков Р5Г пРиме№ ^ ™а являетТд^^ ^ NEP = TVf- (21.41)
Однако для слабых отраженных сигналов чувствительность обычно ограничивается шумом усилителя или резистора нагрузки. В этом случае Фт.п = ^ Р VM х№^^ • (21.42)
Инфракрасная гетеродинная система часто может быть на несколько порядков величины более чувствительной, чем система обнаружения при прямом детектировании. Однако, чтобы достичь этого преимущества, гетеродин необходимо ориентировать в направлении, совпадающем с отраженными сигналами, причем допустимая ошибка должна быть меньше, чем угол дифракции Xjd на приемнике; максимальный КПД должен быть равен X2, а ширина полосы обнаружения (включая нескорректированные доплеровские сдвиги частот) должна быть приведена в соответствие с приемником.
Гудман [13] считает, что характеристика гетеродинных систем гораздо менее надежна для малых частот ложных тревог и для целей с шероховатой поверхностью (имеющих несколько центров рассеяния), чем для целей с зеркальной поверхностью (согласно прогнозам общей теории для когерентных и некогерентных систем). Он также считает, что системы обнаружения по энергии оказываются лучше гетеродинных систем, когда ожидаемое число фоновых фотонов при элементарном
Рис. 21.8. Вероятности обнаружения целей с зеркальной поверхностью (Л) или с хорошо разрешаемой шероховатой поверхностью (5) при вероятности ложной тревоги 10" 6 для активных систем.
Сплошные кривые обнаружение по энергии (режим прямого детектирования), штриховые-гетеродинное обнаружение [10, 13].
Рис. 21.9. Вероятности обнаружения целей с шероховатой поверхностью при вероятности ложной тревоги 10 для активных систем.
Сплошные кривые обнаружение по энергии (режим прямого детектирования) штриховая-гетеродинное обнаружение LIU, UJ-
наблюдении невелико. Последнее условие является важным для корот- кнх длин"волн в ближней инфракрасной зоне. На рис. 21.8 и 21.9 показана вероятность обнаружения в зависимости от отношения сигнал- шум при вероятности ложной тревоги 10 для случая, когда шум полностью определяется генерацией фотоэлектронов. Сплошные линии- кривые обнаружения по энергии, т.е. в режиме прямого детектирования со средним числом фоновых фотонов в качестве параметра. (Гетеродинные кривые (штриховые линии), заимствованы у Маркума [10] и аналогичны кривым, показанным на рис. 21.1.)
В активных системах могут проявляться сильные флуктуации в результате мерцания цели (вследствие разности между почти зеркальным отражением при определенных узких пространственных углах и диффузным рассеянием при большинстве углов) и поглощения за счет рассеяния и преломления в применяемых узких спектральных диапазонах.
Активная система когерентного обнаружения
В когерентной гетеродинной системе энергия излучается лазером, отражается целью и воспринимается приемником с сохранением пространственной когерентности по отношению к сигналу гетеродина и с такой же поляризацией. Гетеродином может служить тот же лазер или лазер, синхронизированный по фазе с ним или с принимаемым сигналом
Для достаточно мощного гетеродина отношение сигнал-шум по квадратичному напряжению огибающей на промежуточной частоте имеет вид
р2 =р2 =Т]ФГТ]ФГ2hv^f2hv^f(21.43)(21.43)
р2 =
р2 =
Т]ФГ
Т]ФГ
2hv^f
2hv^f
(21.43)
(21.43)
где р-квантовая эффективность приемника, Фг-принимаемая мощность, Д/- ширина полосы по промежуточной частоте. Следует заметить, что здесь пропорциональна принимаемой мощности величина р2 в °Т датчиков с некогерентной обработкой, в которых пропор- н^ьна принимаемом мощности Ф, величина р. Этот режим типичен являе-гг^н^10™ приемника' ^Я которого предпочитаемой структурой на ампчити^^^06 произведение принимаемого электрического поля тамаемогоп™^^4^0™ П°ЛЯ гетеРодина> а не произведение при- место для (Ьотппра Самого “б** Коэффициент 2 в знаменателе имеет ген7рацХй та!П0Т°Му ЧТ0 в них ШУМ обусловлен как
фотодиода без утечки омбинацией носителей. Для обратно смещенного двойка в знаменателе ФотопРиемника с внешним фотоэффектом большую. ЗНЗМеНателе отсутствует и р* имеет величину в два раза
Л достижения когерентности по поверхности приемника требуется,
чтобы система была дифракционно ограниченной на каждом приемнике, и, таким образом, КПД (произведение площади на пространственное угловое поле зрения) ограничивается на каждом приемнике величиной, равной X2 [26]. Следовательно, гетеродин необходимо согласовывать по направлению с принимаемой волной в пределах угла X/d, где d- размер приемника по диагонали. Помимо этого, распределение излучения гетеродина по полю следует согласовать с распределением по полю приемника принимаемого излучения. Исследование, проведенное Финком. [30] относительно влияния размера и формы приемника, показало, что упомянутое согласование распределений необходимо и что любое отклонение размера и формы приемника от идеальной должно учитываться коэффициентом эффективности гетеродина у следующим образом:
(21.44)(21.44)2 ^^
(21.44)
(21.44)
Р 2 AvA/’
Многие авторы включают эффективность гетеродина в квантовую эффективность приемника ту На рис. 21.10 показано влияние неоптимального размера для одного случая. Дегнан и Клейн рассмотрели влияние центрального затемнения, распределения излучения гетеродина по полю и размера приемника на эффективность гетеродина.
Если цель имеет радиальную скорость относительно оси системы, рассеянное излучение будет приниматься на частоте с доплеровским сдвигом от передаваемой частоты. Если доплеровский сдвиг неизвестен, промежуточная частота будет неопределенной. Относительно высокие скорости военных целей часто приводят к значительным доплеровским сдвигам частот, особенно в космических применениях. Например, если лазер с длиной волны 10,6 мкм установить на спутнике, летящем со скоростью 9 км/с относительно Земли, и измерения вести под yi лом 45 , то получится доплеровский сдвиг
/. = у cos 9 « 600 М Гц. <21 45>
Рис. 21.10. Влияние неоптимального размера приемника на эффективность гетеродина [29].
Если одна и та же приемная система, движущаяся относительно цели, должна осуществлять сканирование в целом диапазоне углов, то промежуточные частоты могут охватывать диапазон свыше 109 Гц. Однако существующие приемные системы с длиной волны 10,6 мкм ограничены полосой от 1 до 5 ■ 109 I u [32]. Большая ширина полосы по промежуточной частоте, которая может потребоваться, даст в результате низкое отношение сигнал-шум; альтернативным решением может
быть применение гетеродина со сканированием по частоте.
Стабильный настраиваемый гетеродин в инфракрасной области спектра-это проблема. Одно решение этой проблемы было предложено Тейхом и Йеном [33]. Лазерный передатчик применялся для передачи двух сигналов, отличающихся по частоте на величину Av, которая являлась фиксированной, известной и была гораздо меньше частоты сигнала v, или v, + Av. Отраженные сигналы и сигнал гетеродина одинаковой поляризации подавались на ИК-приемник. Отраженные сигналы сначала фильтровались полосовым фильтром, ширина полосы которого устанавливалась в соответствии с максимальной доплеровской частотой, и затем подавались на квадратичное устройство. Возведение в квадрат давало несколько перекрестных произведений сигнала и шума, включая члены при + Av. Затем сигналы подавались на полосовой фильтр с шириной полосы А/, которая уже максимальной доплеровской ширины /„, но достаточно широка, чтобы включить полосу частот информационного канала РЛС. Выходное отношение сигнал-шум (по квадратичному напряжению) р2 второго полосового фильтра удовлетворяет неравенству
^f 1 + 2рр Р2 2А/ 1 + 2рГ(2L46)
где pi = рФ^у^]-1, так что данный метод может улучшить отношение сигнал-шум или величина этого отношения по сравнению с результатом для идеального гетеродина при отсутствии неизвестного доплеровского сдвига будет хуже не более чем в 6 раз. Однако это усовершенствование связано с дополнительными значительными усложнениями.
В качестве примера активной когерентной инфракрасной системы обнаружения рассмотрим систему обхода препятствий для вертолета, аналогичную экспериментальной системе, описанной Бучеком [34]. Эта система предупреждает летчиков вертолетов или низко летящих самолетов о наличии препятствий, особенно проводов, на их трассах. Установлено, что легкое компактное устройство с входным зрачком см, передающее мощность ~ 10 Вт, может обнаруживать, определять местоположение и измерять относительную скорость объекта (определяя доплеровский сдвиг) на дальностях от 30 до 1200 м На столь расстояниях ослабление туманом, дымкой и дождем не явля- "асгот^~с-вероятностью 0,98 при
Рис. 21.11. Блок-схема активной когерентной системы обхода препятствий [34].Рис. 21.11. Блок-схема активной когерентной системы обхода препятствий [34].
Рис. 21.11. Блок-схема активной когерентной системы обхода препятствий [34].
Рис. 21.11. Блок-схема активной когерентной системы обхода препятствий [34].
На рис. 21.11 показана принципиальная блок-схема системы. Лазер на СО2 с дифракционной решеткой (или призмами) образует стабиль
ный по частоте передатчик с высокой частотой повторения импульсов. Доплеровский сдвиг частоты для путевой скорости 100 миль в час (~ 160 км/ч) составляет около 10 МГц. Гетеродин смешен от передатчика на эту величину, соответственно выбрана промежуточная частота. При измерении отраженных сигналов от наземных объектов по доплеровскому сдвигу частота стабильной работы составила около 2 МГц. Длительность передаваемого импульса, выбранная в соответст
вии с этой шириной полосы, обеспечивает соответствующую разрешающую способность по дальности. Широкое поле зрения впереди летательного аппарата обеспечивается механическим сканированием общего передающего/принимающего телескопа, Растровое изображение, в частности интервал между линиями развертки, выбирается как наилучший компромисс между высокой мощностью передатчика для обнаружения по перехвату и высокой частотой повторения импульсов, требуемой для обеспечения многократных перехватов. (В данной конструкции «платой» за высокую вероятность обнаружения и низкую частоту ложных тревог является большая мощность источника питания.) Рассеянные отраженные сигналы модулируются гетеродином приемника на HgCdTe, который охлаждается жидким азотом и имеет квантовую эффективность 0,4. Сигналы приемника обрабатываются и индицируются на контрольном осциллографе и дисплеях формирования
г А ми-хк-пй разрешающей способностью. Для улучшения формирования изображения применяется стробирование по дальности. Решения по обходу препятствий принимаются летчиком (или наблюда-
телем), наблюдающим дисплеи.
Активная система обнаружения в режиме прямого детектирования
Активные системы этого типа аналогичны пассивным системам, за исключением того, что априори известно-энергия сигнала концентрируется в узком спектральном диапазоне лазерного передатчика, причем для импульсных систем может быть преимуществом также знание частоты повторения импульса. Часто можно устанавливать строб- импульс, игнорируя входные сигналы, которые принимаются слишком рано или слишком поздно относительно переданного импульса. В отличие от гетеродинных систем спектральный диапазон в данной системе должен определяться в приемнике интерференционным фильтром или некоторой другой формой спектральной селекции, которая должна быть очень узкой и стабильной к изменению температуры.
Если доминирующий шум является генерационно-рекомбинационным шумом, так что приемник можно описать нормированной пороговой чувствительностью к обнаружению D*, то
(21.47)
В более общем случае, если дисперсия шума пропорциональна ширине полосы Д/ ~ 1/Д?, то
где Ф, - принимаемая мощность, Ф„-мощность шума на единичную ширину полосы, Д/- время интегрирования. Для импульсной системы не достигается никакого преимущества по интегрированию вне длительности импульса (плюс неопределенность строб-импульса), поэтому отношение сигнал-шум улучшается путем укорачивания импульса и увеличения максимальной мощности.
Системы обнаружения, работающие в режиме прямого детектирования, проще гетеродинных систем, не требуют такой точной юстировки и обычно не имеют проблем, возникающих из-за доплеровских сдвигов частоты. Для них отношение сигнал-шум по напряжению пропорционально отраженной мощности.
Пример лазерного локатора, принимающего излучение в режиме рямого детектирования, приводится Хоуджем Г351 Лидар на рубиновом лазере дополняет РЛС при работе в СВЧ-диапазоне применяе-
Системы обнаружения и оповещения об опасности 181 мую в геодезии, следя за спутниками и измеряя расстояния до них. В данном лидаре применяется отдельная передающая и приемная оптика, монтируемая с использованием отверстий в зеркале антенны РЛС. работающей в комплексе с лидаром. Передатчик излучает импульсы с энергией в один джоуль, длительностью 30 нс и частотой 1 импульс в секунду в луче с расходимостью 0,5 мрад. В приемной системе используется имеющийся визирный телескоп РЛС с входным зрачком 20 см. 30%-ный светоделитель отклоняет часть рассеянных отраженных сигналов на фотоумножитель через интерференционный фильтр с полосой пропускания 1 нм.
При работе РЛС приблизительно определяет положение спутника на основании его эфемериды. Лазерный передатчик срабатывает в ответ на синхронизирующий импульс от схемы обработки РЛС. Фотодиод, принимающий рассеянный отраженный сигнал от объектива, запускает счетчик точно на время передаваемого импульса. Приемник стробируется по дальности на 50 мкс, примерно на номинальную дальность для обнаружения. Алгоритм выбора решения требует шести последовательных отраженных сигналов в стробе дальности, чтобы показать обнаружение.
После обнаружения система переключается на автоматический режим, выполняя основную функцию слежения и измерения расстояния до спутника, калибруя сеть РЛС.
СЛЕДЯЩИЕ СИСТЕМЫ
Г. Гереон °, А. Рю1^
ВВЕДЕНИЕ
Следящие системы (СС) предназначены для автоматического сопровождения углового положения пространственно расположенного объекта (цели) по его электромагнитному излучению и включают в себя следующие основные функциональные блоки:
Измерительная (приемная) часть системы, воспринимающая излучение от цели и преобразующая его в электрический сигнал; 2) электронная часть системы, обрабатывающая выходные сигналы приемника и генерирующая сигнал рассогласования (ошибки) слежения, соответствующий отклонению положения цели относительно измерительной оси приемника; 3) подвижная платформа, на которой располагается приемная часть системы, позволяющая осуществлять слежение за перемещением цели и предоставлякицая возможность компенсировать возмущающие воздействия, действующие на следящую систему; 4) исполнительная часть системы (блок приводов), осуществляющая как требуемое движение платформы, так и стабилизацию ее положения. На рис. 22.1 схематически показана компоновка типовой следящей системы. Различают активные и полуактивные следящие системы. Первые имеют в своем составе источник излучения, который облучает цель, а отраженное от нее излучение попадает на приемник системы. Полуактивные следящие системы используют источник излучения, находящийся вие следящей системы3’.
Оптические следящие системы широко используются в современной военной технике в качестве головок самонаведения баллистических ракет, управляемых снарядов и авиабомб. Так, с помощью пассивных ИК-систем, работающих в спектральном диапазоне излучения 2-5 мкм, наводятся на цель некоторые управляемые ракеты классов «воздух- воздух» и «поверхность-воздух». Системы, использующие излучение в видимои И средневолновой (8-10 мкм) инфракрасной областях спектра, применяются для наведения управляемых ракет класса «воздух- поверхность» и управляемых авиационных бомб. В боевых ракетах с комзнднон системой теленаведения используется ИК-маяк, положение рого ^контролируется следящей системой пункта управления. На
Anht^Ru^(Ра,д- 22 1. 22.5-22.7, 22.9).
з» Кпамр ’ ^bes Aircraft Company (разд. 22.2-22 4).
в которых приемник rcno^JivT3^ СЩе И КЛасс пассивных следящих систем. Р приемник использует естественное излучение цели.- Прим. ред.
Рис. 22.1. Принципиальная схема типовой оптической следящей системы.
/ цель; 2 телескоп; 3- подвижная платформа: 4 приемник и усилитель- преобразователь (детектор); 5 выходной сигнал приемной части системы; 6 электронный блок СС; 7 сигнал рассогласования СС; 8 блок сервоприводов устройства наведения и стабилизации платформы; 9 механическая передача.
основании получаемой информации формируются команды управления, передаваемые на борт ракеты.
Помимо этого пассивные ИК-системы используются в некоторых авиационных системах управления огнем для первоначального обнаружения цели и в качестве источника опорного сигнала целеуказания, которому должны следовать ракеты, наводимые по ИК-излучению. В системах управления полетом космических аппаратов применяются датчики горизонта, построители ИК-вертикали н астродатчики. Полу- активные следящие системы на базе импульсных лазеров могут применяться в системах наведения для оружия всех упомянутых классов. В оптических системах связи также используются полуактивные следящие системы, обеспечивающие наилучшее согласование между приемной и передающей сторонами. О других применениях оптических следящих систем подробно изложено в [1].
Обозначения, наименования н единицы измерения величин
Список принятых обозначений для физических параметров, используемых в данной главе, с указанием их наименований и единиц измерения представлен в табл. 22.1.
Таблица 22.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
ОбозначениеНаименование Единица измерения
АА»А,Ar. A., AdАА»А,Ar. A., AdАТАТ8п. ве, Вк8п. ве, ВкКоэффициент усиления Площадь чувствительной поверхности приемника^ Площадь собирающей апертуры Моменты инерции тела А прн~ перемещении относительно осей г, е и dОбщее поле слеженияМоменты инерции тела В при ~ перемещении относительно осей п, е и кПроизвольная постояннаяКоэффициент усиления Площадь чувствительной поверхности приемника^ Площадь собирающей апертуры Моменты инерции тела А прн~ перемещении относительно осей г, е и dОбщее поле слеженияМоменты инерции тела В при ~ перемещении относительно осей п, е и кПроизвольная постояннаямкгс2(дюйм фунт с2)ср 2м-кг-с^ v(дюйм фунт С")мкгс2(дюйм фунт с2)ср 2м-кг-с^ v(дюйм фунт С")
А
А»
А,
Ar. A., Ad
А
А»
А,
Ar. A., Ad
АТ
АТ
8п. ве, Вк
8п. ве, Вк
Коэффициент усиления Площадь чувствительной поверхности приемника^ Площадь собирающей апертуры Моменты инерции тела А прн~ перемещении относительно осей г, е и d
Общее поле слежения
Моменты инерции тела В при ~ перемещении относительно осей п, е и к
Произвольная постоянная
Коэффициент усиления Площадь чувствительной поверхности приемника^ Площадь собирающей апертуры Моменты инерции тела А прн~ перемещении относительно осей г, е и d
Общее поле слежения
Моменты инерции тела В при ~ перемещении относительно осей п, е и к
Произвольная постоянная
мкгс2
(дюйм фунт с2)
ср 2
м-кг-с^ v
(дюйм фунт С")
мкгс2
(дюйм фунт с2)
ср 2
м-кг-с^ v
(дюйм фунт С")
Продолжение табл. 22.1.
Обозначение
НаименованиеЕдиница измерения
D
Конструктивный параметрм3рад 1
гидропривода(дюйм • рад )
D.
Диаметр собирающей апертуры см оптической системы
D.
D*
Максимальный размер целим
Удельная чувствительностьсм1 Гц ' Вт
(обнаружительная способность) приемника
DV
Видеосигнал, представленный в В цифровой форме
Е
Облученность (интенсивностьВт см 2
излучения)
Ей
Облученность (интенсивностьВт-см 2
излучения) от помехи I в диапа-,Л .
зоне i
ЕТР
Установившееся состояние еле- — дящей системы” •
Еп
Облученность (интенсивность Вт см""2
ОД
излучения) от цели Г в диапазоне i
Математическое ожидание пе- Единица х ременной х
е е
Заряд электронаКл
Величина рассогласования в еле- По величине дящей системе
*9
Выходной сигнал электронного В
F
преобразователя
Эффективное фокусное расстоя- см
Ее
нне
Момент кулонова трениям ■ кг
FOV F/*
(дюйм ■ фунт)
Угловой диаметр поля зрения рад Величина, обратная относитель- —
J
/о
ному отверстию
Частотарц
Частота среза разомкнутогоГц
Ем л л н
контура сервопривода
Частота нутацииГц
частота сканирования розетки Гц
Частота вращения растраГц
Кинетический моментм • кг с
Н^ h(x.y)
Платочная функция фильтра ^'“ ^ С)
Относительная чувствитель- в
I
1,
ность приемника6
Постоянный ТОКдi
Фоновая составляющая токаА
Id i ‘•j
L
приемника
Темновой ток приемникаа
Переменный ток7
Индексы суммирования,
I ок шумад
Продолжение табл. 22.1.
Обозначение
Наименование
Единица измерения
/г
Ток моментного датчика инте-
А
грирующего гироскопа
Максимальный ток от изобра-
А
жен и я цели
J
Момент инерции вращающегося
м•кг■с2
тела
(дюйм-фунт с2)
Кг
Передаточный коэффициент по
радс^А-1
управляющему моменту интегрирующего гироскопа
к,
Коэффициент усиления обратной связи по току
В В"1
KL
Коэффициент перетечки жид-
м5-кг“1*с“|
кости
(дюйм5-фунт ^с *)
к?
Коэффициент усиления обрат-
м’-В^с"1
ной связи по расходу
(дюйм3 В 1-с *)
Км
Коэффициент передачи по вращающему моменту двигателя
м-кг-А 1
(дюйм фунт А-1)
к.
Коэффициент передачи по скорости интегрирующего гироско-
В-рад *с
па
К..
Коэффициент противоЭДС
Врад’1 -с
двигателя
к
Произвольная постоянная
—
кв
Постоянная Больцмана
ДжК-1
L
Индуктивность обмотки двига-
Гн
теля
LB
Интенсивность излучения (энергетическая яркость) фона
Вт м ср
LOS
Линия визирования
—
М. N
Целочисленные переменные
NA
Числовая апертура оптической
—-
системы
NEFD
Эквивалентная шуму плотность потока электромагнитного излучения
Вт-см
В или А
"(0
Сигнал шума
ЛО)
Вероятность обнаружения
Ql
Энергия источника лазерного
Дж
R
излучения
Активное сопротивление обмот-
Ом
ки двигателя
м
R
Дальность
Я
Чувствительность ФЧЭ прием-
А - Вт
Ro
НИКИ
Угловой радиус матрицы ФЧЭ
рад
приемников
Ом
Rl
Сопротивление нагрузки
Rn RW
Радиус иутации
Автокорреляционная функция
рад
По измеряемой величине
r. 9
^
Полярные координаты
Параметр преобразования
м, рад
рад1 с'1 (комплексн.)
Лапласа
Продолжение табл. 22.1.
Обозначение
Наименование
Единица измерения
SNR
Отношение сигнал - шум
—
S(co)
Преобразование Фурье функции 5(f)
Т
Абсолютная температура
к
Тп
Вращающий момент двигателя
м ■ кг (дюйм ■ фунт)
L
Возмущающий вращающий
м кг (дюйм ■ фунт)
момент
Т.
Коэффициент пропускания оптического элемента
—
т^
Время подлета к цели
с
I
Время
с
и
Интервал времени
с
V
Напряжение постоянного тока
В
V
Скорость
мс 1
Var(.v)
Дисперсия .V
Единица х2
V.
Общий замкнутый объем
м3 (дюйм3)
V,
Напряжение входного сигнала
В
vt
Сигнал ошибки следящей систе-
В
мы
V
Выходной сигнал
В
V
Скорость
м-с"1
^т
Пороговое значение сигнала
В
^(ю)
Функция спектральной плотное-
—А
ти фонового излучения
ч*
И"
Ширина петли розетки
—
■V. у
Прямоугольные координаты
—
р
Коэффициент частотной моду-
—
ляции
р
Модуль объемной деформации
кг-м"2 (фунт-дюйм"2)
м
^
Полоса пропускания приемника
Гц
Полоса пропускания видеосиг-
Гц
м.
нала
Полоса пропускания серво-
Гц
привода по возмущению
8
Величина разрешения
рад
Е
Ошибка следящей системы
рад
£
€. П
Коэффициент излучения
Угловые скорости внутренней и
—'АН
рад-с"1
внешней рамок кардана
Телесный угол цели; угол между нормалью к поверхности цели и линией визирования следящей
рад
системы
9Г
Угловая скорость корпуса ис-
рад с"1
полнительного механизма
Угловая частота выходного сигнала
рад-с"1
Л
X
5
Показатель вероятности (отношение правдоподобия) Длина волны
—
Коэффициент демпфирования
м
скоростного (дифференцирующего) гироскопа
1
Продолжение табл. 22.1.
Обозначение
Наименование
Единица измерения
р
Дифференциальная отражатель-
на я способность цели
о
Угол между направлением линии визирования на цель и на-
рад
правлением одной из осей опорной инерциальной системы ко-
ординат
о2
Дисперсия х
Единица х2
т.
Коэффициент пропускания оп-
—
тики
г
Постоянная времени, интервал времени
с
Ф(0
Фазовый угол нутации
—
т
Интегральная плотность потока
Дж-м 2
W
Угол между направлением оптической оси приемника и направлением опорной оси
рад
(0
Угловой диаметр
рад
О)
Мновенное поле зрения прием-
ср
ника
(0
Частота колебаний
рад с J
Мд,, <%» ^
Угловые скорости вращения
раде
внутренней рамки кардана вокруг осей г. е, d в инерциальном
пространстве
tog 1 ®В 1 ®Hfc
Угловые скорости вращения
рад-с 1
внешней рамки кардана вокруг осей п, е, к в инерциальном
пространстве
®с
Частота среза разомкнутого контура с единичной обратной
рад с
связью
to,л
Угловая скорость на входе
рад с 1
to,,
Собственная частота скорост-
рад с 1
ного гироскопа
- 2
®ол
Угловое ускорение на выходе
рад с
topb topj, topk
Угловая скорость платформы
рад с
при перемещении относительно осей г j. к в инерциальном
sq/sp
пространстве
Коэффициент усиления по давлению золотника
М КГ С (дюйм5 фунт ‘ с )
•
Точка над буквой для производной по времени
♦
Верхний индекс для обозначения комплексно-сопряженных функций
л
Верхний индекс для оценочного
значения
Индекс «прим» для производной
—
Упрощенная модель следящей системы
Следящие системы относятся к системам управления первого типа '*, передаточные функции которых в разомкнутом состоянии, по определению. содержат одно интегрирующее звено. Динамические характеристики следящих систем можно оценить исходя из упрощенной одномерной модели системы первого типа, показанной на рис. 22.2. Входной сигнал о соответствует углу между направлением одной из осей опорной системы координат и линией визирования на цель, а сигнал обратной связи у соответствует углу между направлением оптической оси приемника и той же опорной осью, принятой за начало отсчета. Угловая' ошибка следящей системы е представляет собой разнрсть углов о и у. Характеристика ошибки слежения определяет работу приемной и электронной частей системы по измерению положения цели относительно оптической оси приемника. Интегратор в цепи обратной связи отображает движение платформы с закрепленным на ней фотоприемником целеуказателя.
При определении динамических характеристик следящей системы доминирующим фактором является характеристика ее ошибки, т. е. соответствие сигнала ошибки слежения реальной ошибке системы. Рассмотрим характеристику ошибки, показанную на рис. 22.2 и являющуюся типичной для многих следящих систем. Система является линейной при |s|<61. При 01^|е|<92 система становится нелинейной и скорость нарастания сигнала в следящей системе К6г [рад-с"1] максимальна. Поле зрения следящей системы составляет величину 1£1 ^@2- Система будет обнаруживать неподвижную цель, смещенную на угол, не превышающий значения 92 от оптической оси приемника. Если угловое отклонение отслеживаемой цели превышает величину 62, то система теряет цель, так как цель уходит из поля зрения приемника.
В линейном диапазоне характеристики ошибки при |е| ^ 9t измери-
Рис. 22.2. Упрощенная модель одномерной следящей системы первого типа.
К крутизна линейного участка характеристики ошибки; (Т) направление линии визирования;^) направление оптической оси приемника; (3) направление одной из осей опорной системы координат.
- °™~У=^^^"ори-
тельная часть системы может быть представлена безынерционным звеном с коэффициентом усиления К, и тогда передаточная функция системы (рис. 22.2) по ошибке имеет вид
(22.1)(22.1)еМ = 5
(22.1)
(22.1)
сф') 5 + К
В табл. 22.2 приведены аналитические выражения для ошибки линейной системы и установившиеся значения ошибки системы при действии на систему типовых входных воздействий в виде ступенчатой, линейно нарастающей и параболической функций. Система "первого типа отслеживает постоянный по величине входной сигнал с нулевой ошибкой в установившемся состоянии (статическая ошибка отсутствует) и отслеживает с постоянной скоростной ошибкой линейно нарастающий входной сигнал при постоянной скорости вращения линии визирования не более К0! рад • с-1. При воздействии параболического входного сигнала, соответствующего постоянному ускорению вращения линии визирования, величина ошибки, как видно из табл. 22.2, все время возрастает. При достижении ошибкой величины 9, линейная зависимость нарушается, и далее скорость вращения оптической оси приемника у ограничивается величиной ± К^ рад-с"1. Так как скорость вращения линии визирования не ограничена, то величина ошибки возрастает быстрее, чем указано в табл. 22.2, и цель теряется. Из этого примера следует, что характеристика ошибки очень важна для оценки динамических свойств следящих систем.
jim е (/)! -* ООjim е (/)! -* ООе(/)е(/)Таблица 22.2. Выражения для ошибки линейной системы первого типа при различных входных воздействиях
jim е (/)! -* ОО
jim е (/)! -* ОО
е(/)
е(/)
Линейно нарастающаяо
/ 1- Kl
а
функция 6/
К
Параболическая функция
1-—(1 -е"*')
со
V
_ К К2
Входное воздействие сг(/), / ^ О
Ступенчатая функция До Дое к‘
О
В остальных разделах данной главы речь идет о конструктивных особенностях и эксплуатационных характеристиках оптических следя щих систем различного рода. В разд. 22.2 кратко рассматриваются
следящие системы с карданным подвесом и описываются принципы стабилизации подвижной платформы. В разд. 22.3, 22.4 приводятся конструктивные особенности следящих систем и излагаются методы анализа их качественных показателей. В разд. 22.5-22.8 описываются различные подходы к проектированию и реализации характеристик ошибки следящей системы, а в разд. 22.9 обсуждаются некоторые специальные проблемы, часто встречающиеся при проектировании следящих систем.
ПРИНЦИПЫ СТАБИЛИЗАЦИИ ПРИЕМНОЙ ЧАСТИ СИСТЕМЫ
Введение
Следящие системы, установленные на движущихся объектах, подвергаются действию возмущающих воздействий в виде угловых перемещений линии визирования, являющихся следствием особенностей собственного движения объекта. Эти возмущения линии визирования являются нежелательными входными сигналами следящей системы и требуют подавления различными способами. В тех случаях, когда величина возмущений, вносимых движением объекта, чрезмерно велика, для развязывания применяются различные устройства стабилизации. Как правило, такие устройства реализуют в виде карданного подвеса того или иного типа с соответствующими элементами привода и инерциального датчика.
В зависимости от сферы применения и используемого вида приемной части системы требования к устройствам стабилизации варьируются от простой стабилизации направления линии визирования платформы до управления ориентацией поля зрения приемной части системы относительно линии визирования наряду со стабилизацией направления линии визирования. Для стабилизации направления линии визирования в пространстве требуется не менее двух степеней свободы углового перемещения в направлении, перпендикулярном линии визирования. Для управления движением относительно линии визирования нужна уже третья степень свободы углового перемещения-вокруг линии визирования.
Стабилизация с использованием карданного подвеса
Существует множество разнообразных устройств с использованием карданного подвеса, которые обеспечивают необходимую стабилизацию приемном части системы с возможностью управления ее ориентацией.
подавляющем большинстве случаев вся приемная часть системы устанавливается в карданном подвесе. В некоторых же случаях появля- ходимость установки в карданном подвесе только оптики, в то ремя как остальные элементы приемной части системы могут находить-
LOS
(6)(г)
Рис. 22.3. Возможные способы установки оптики в карданном подвесе: целостат W» целоскоп (б), гелиостат (в) и телескоп с независимым подвесом (г).
AZ азимут (угловые перемещения в горизонтальной плоскости); EL угол места (угловые перемещения в вертикальной плоскости): LOS направление линии визирования.
ся вне карданного подвеса. На рис. 22.3 схематически представлены некоторые возможные способы установки оптики в карданном подвесе, причем внешняя рамка кардана обеспечивает стабилизацию в горизонтальной плоскости (по азимуту), а внутренняя рамка-в вертикальном плоскости (по углу места). Для большей наглядности все схемы, кроме третьей, показаны в состоянии захвата цели, когда направление линии визирования совпадает с направлением оси внешней рамки кардана.
Схема приведенная на рис. 22.3 («), изображает целостат с парой воспринимающих цель зеркал. В этом случае зеркало вращающееся BOKDvr азимутальной оси (обозначенной на рисунке AZ), укреплено на внешней рамке подвеса, а зеркало, вращающееся вокруг оси угла места (обозначенной EL). располагается на внутренней рамке подвеса. В целоскопе представленном схемой на рис. 22.3 (о), вся приемная часть системы смонтирована на внешней рамке кардана. Направление линии визирования по углу места определяется зеркалом, которое закреплено на внутренней рамке подвеса. На рис. 22.3 (в) изображена схема гелиостата. В этом случае используется только одно зеркало, размещенное в карданном подвесе. Причем стабилизация положения зеркала по азимуту обеспечивается вращением внешней рамки кардана, а по углу места-внутренней. Угловое перемещение линии визирования^ в горизонтальной плоскости непосредственно соответствует перемещению зеркала по азимуту. Угловое же перемещение линии визирования по углу места будет вдвое превышать аналогичное перемещение зеркала за вычетом угла поворота приемной части системы или самого объекта вокруг оси угла места. Для обеспечения стабилизации линии визирования гелиостата необходимо знать истинное перемещение линии визирования. Так как в основном механизме отсутствует механический элемент, вращающийся таким образом, что его движение соответствует движению линии визирования, то соответствующую величину угла можно получить, используя дополнительный механический элемент, связанный с внутренней рамкой кардана. Этот элемент соединяется с осью угла места зеркала при помощи привода и редуктора с передаточным отношением 2:1. На рис. 22.3 (г) показана схема устройства с независимой подвеской телескопа, снабженного необходимым рядом зеркал переноса. В данном случае, по сравнению с предыдущими, угловые ошибки оптического тракта уменьшаются в зависимости от соответствующей кратности увеличения телескопа. Таким образом, эксплуатационные характеристики устройства можно улучшить путем установки узла телескопа в карданный подвес и передачи на телескоп пучка до его расширения. Отклонения углового направления выходного луча в телескопе возникают в результате разъюстировки входного луча, а также углового и линейного смещения оптических элементов. Рассмотрим это на примере зеркального телескопа Кассегрена, представленного схемой " ^Сли обозначить фокусное расстояние главного и вторич- о зеркал символами FP и Fs соответственно, то увеличение телескопа
F^Fs- ПУСТЬ А6„-угловое смещение смешен^ г У43’ ^^^ смещение входного луча; ДвР- угловое АХ -°Г° ЗСркала; Дв$~ Угловое смещение вторичного зеркала;
™BHOr° 3” АХх-линейное смешение
Рис. 22.4. Соотношения угловых отклонений для зеркального телескопа [4].Рис. 22.4. Соотношения угловых отклонений для зеркального телескопа [4].
Рис. 22.4. Соотношения угловых отклонений для зеркального телескопа [4].
Рис. 22.4. Соотношения угловых отклонений для зеркального телескопа [4].
= ДОЛ(Г$ — Fr). Тогда из уравнения, приведенного на рис. 22.4, следует
до, = до, ^ + до,Fpдо, = до, ^ + до,Fp(22.2)(22.2)
до, = до, ^ + до,Fp
до, = до, ^ + до,Fp
(22.2)
(22.2)
Далее, если входной луч и узел телескопа поворачиваются на угол Д9Т, то А0„ = А6Т. Источники и характеристики разъюстировки передачи в карданных оптических механизмах подробно рассмотрены в [2] и [3].
Если устройства содержат оптические элементы, осуществляющие передачу изображения, то при угловом перемещении механизма ориентации может происходить вращение поля зрения приемной части системы (изображения). Если система ориентации реализована согласно одной из схем рис. 22.3, то для целостата (</) и телескопа в карданном подвесе (г) изображение вращается как при азимутальном перемещении, так и при перемещении по углу места. В целоскопе изображение вращается при перемещении по углу места, а в гелиостате- при перемещении механизма по азимуту. В случае применения этих схем вращение изображения можно компенсировать вращением приемной части системы или использованием компенсирующих оптических элементов, например К-призм.
Построение систем стабилизации
Функцию управления процессом стабилизации можно реализовать благодаря использованию:
контура управления угловыми положениями рамок кардана.
- гигтемы ориентации и приемной части системы сле^^^сигналом (например, с датчика углового положе-
"“"•"•«"о"™непосредственно на
механическом элементе для локальных контуров управления,
«тройств со свободным гироскопом, когда во внутреннюю рамку кардана встраивается маховик, ось вращения которого параллельна ^ПримХ^^из этих вариантов ограничено обычно теми
спучаями. когда требования к точности не очень высоки. Для этого варианта характерны ошибки, связанные со считыванием углового положения рамок кардана и эталонного сигнала, преобразованием координат, разъюстировкой кардана [3], относительным изгиоом опорных конструкции основного датчика и приемной части системы, возмущающими сигналами в самой системе ориентации и ограниченными возможностями подавления ошибок сервоприводами. Для этого варианта обычно характерна точность 1-10 мрад.
Потенциально точностные характеристики устройств с использованием инерциальных датчиков и локальных систем управления намного выше характеристик согласующих систем. В этом случае к основным источникам ошибок относятся несовершенство инерциального датчика и ограничения в его работе, а также остаточные ошибки в контуре сервопривода, возникающие при отработке входных воздействий. В этом варианте точность колеблется в диапазоне 1-500 мкрад. Необходимо учесть, что достижение очень высокой точности связано с существенным повышением сложности системы и возможно лишь при использовании прецизионных элементов как приемной части системы, так и приводного механизма. В настоящее время реализованы системы стабилизации такого рода с апертурами от нескольких дюймов до нескольких футов (~ 0,05-1 м). Их стоимость непосредственно зависит от достигаемой точности и габаритов.
Вариант со свободным гироскопом реализуется прежде всего в головках самонаведения управляемых ракет. Поскольку ориентация строится на базе свободного гироскопа, то возможность развязки от возмущений определяется кинетическим моментом маховика и величиной возмущающих моментов, приложенных к системе. В установившемся режиме работы постоянный возмущающий момент вызывает прецессию-угловое движение рамок кардана вокруг осей, перпендикулярных как оси вращения маховика, так и оси приложенного момента.
личина скорости этого углового перемещения равна частному от деления величины приложенного момента на величину кинетического момента маховика. Управление ориентацией системы со свободным гироскопом реализуется с помощью командных сигналов, подаваемых „ м”НЫе датчики’ создающие моменты по осям, перпендикуляр- оси вращения маховика. Для систем стабилизации со свободным
гироскопом характерны габариты от 80 до 400 мм в диаметре и скорости ухода менее 4°-с *. Скорость прецессии варьируется обычно в диапазоне 0,007-16°-с-1.
Особенности конструирования систем
На конструкцию и эксплуатационные характеристики устройств стабилизации влияют главным образом входные воздействия, связанные с линейными и угловыми перемещениями объекта, определяющие характер движения линии визирования и требования к точности ее отслеживания, внешние возмущающие воздействия в виде сил и моментов, таких, например, как ветровая нагрузка.
На рис. 22.5 схематически показаны основные факторы, которые следует принимать во внимание в процессе проектирования типовой следящей системы. Как видно из этой схемы, например, усилия, возникающие в результате ускорения подвешенной массы при линейном движении объекта, в сочетании с другими внешними силами определяют
Внешниетшуемне
ШИКАЮЩИЕДЕЛОВЫЕ
JWhEUHME 807ДЕЫЕТВИЯ, движЕния ПРИУглпвне
стльили^ции
Рис. 22.5. Действующие силы и моменты, определяющие конструктивные факторы систем стабилизации [4].
размеры подшипников кардана и их предварительную нагрузку, а это в свою очередь определяет момент Куло.нова трения в осях подшипников. Кроме этого, и величина разбалансировки подвешенной массы обусловливает также соответствующий возмущающий момент. Характер угтовых движений приемной части системы при наведении и слежении.' а также угловых движений объекта определяют возмущающие моменты, связанные с выбором кинематики соединений, жидкостным демпфированием и пружинной фиксацией. Помимо подшипников момент Кулонова трения возникает также и в приводном механизме. На рис. 22.5 показано, как Кулоново трение в приводе и жидкостное демпфирование влияют на величину требуемого полного момента вращения и. соответственно, на выбор используемого типа приводного механизма.
Общие требования к величине вращающего момента определяются не только всеми динамическими моментами, но также и моментами, потребными дтя парирования возмущающих воздействий типа высокочастотных сигналов угла или скорости, поступающих от датчиков цепи управления. Хотя эти высокочастотные возмущающие воздействия не оказывают особого влияния на точность работы системы, их парирование может потребовать значительный дополнительный момент. Поэтому их следует учитывать для избежания насыщения в системе по величине располагаемого момента. После определения характеристик входных сигналов, потребного момента и их количественной оценки можно найти ошибку стабилизации с помощью соответствующих передаточных функций системы по ошибке (от момента или углового ускорения), что дает возможность получить требования к выбору параметров системы управления стабилизацией.
Располагаемый вращающий момент является основным физическим параметром привода для всех систем углового перемещения, а основной динамической характеристикой, связывающей вращающий момент с угловым перемещением, является двойное интегрирование входного сигнала, масштабированного моментом инерции системы. Выходной сигнал первого из двух интеграторов представляет собой угловую скорость системы. В схеме на рис. 22.5 показано, что эта основная динамическая характеристика существенно меняется из-за присутствия в системе жидкостного демпфирования и наличия пружины. Если эти факторы присутствуют в соединении полезной нагрузки с основанием объекта, то в этой видоизмененной динамике появляются члены, характеризующие зависимость процессов стабилизации от возмущений.
та л. 2.3 представлены обобщенные характеристики упрощенных прнв0^00 для стабилизации угловой скорости и углового вхппш^Л 9-°Й таблице ДД” каждого привода указаны возмущающие вивтрмеа здеиствия и приведены соответствующие ошибки в установившемся режиме.
В статических сервоприводах (типа 0) и астатических первого
порядка (типа 1) динамическая характеристика замкнутого контура легко демпфируется, если частота среза такого разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в обратной связи значительно превышает собственную частоту нагрузки или сопряженную частоту, связанную с постоянной времени жидкостного демп^ра. При реальном применении контуров такого рода их динамические характеристики обычно улучшают с помощью введения в контур корректирующей цепи, аналог которой используется в качестве коррекции в контуре системы с астатизмом второго порядка (типа 2). Более того, использование подобных интегралъно-дифференцирующих корректирующих цепей позволяет повысить добротность любого из этих контуров, что еще более уменьшает ошибки, вызванные низкочастотными входными возмущающими воздействиями.
При оценке качества стабилизации для конкретной системы обычно оказывается, что значения ошибок в установившемся состоянии не постоянны, поскольку величина коэффициента усиления (добротность), определяющая компенсирующие возможности контура управления, обычно изменяется с изменением частоты, а возмущающие входные воздействия занимают некоторый конечный спектр частот. В этом случае необходима полная передаточная функция по ошибке от возмущения. Соотношение частот среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в обратной связи для различных типов показывает, что если коэффициент усиления разомкнутого контура увеличивается для того, чтобы уменьшить ошибку от возмущения, то частота среза контура с единичным коэффициентом усиления в обратной связи также увеличивается. В общем случае компенсация возмущения, которая может быть обеспечена контуром стабилизации, ограничивается с ограничением полосы пропускания, характером шумов, инерционностью датчика или привода. Реальные значения полосы пропускания разомкнутого контура для. систем стабилизации лежат в диапазоне 5-50 Гц.
Кинематические моменты связей
Кинематические возмущающие моменты обусловлены динамическими взаимосвязями между инерционными массами карданного подвеса, с одной стороны, и характеристиками линейного и углового движения объекта-с другой. Кинематические моменты, приложенные к физическому телу, как следует из [5], в общем случае определяются выражением L = ^(H), + (V, х^МУс), (22J) где L-сумма векторов кинематических моментов, приложенных к телу, Н-вращающий момент тела; У,-вектор линейной скорости "тела относительно инерциального пространства, в котором рассчитывается
вращающий момент; Mf-массы сосредоточенных элементов, состав- ляюших тело: Vc - вектор линейной скорости элемента с массой М; относительно инерциального пространства. Нижний индекс 5 в уравнении (22.3) означает производную по инерциальному пространству или избранной области ньютонова пространства.
Кинематические моменты состоят из гироскопических моментов, являющихся функциями угловых скоростей, и обычных инерционных моментов, являющихся функциями угловых ускорений.
Хорошим примером для выявления свойств кинематических связей может служить карданный механизм с двумя степенями свободы. Схема обычного двухосевого кардана приведена на рис. 22.6. Оси i,j и к определяют положение объекта, оси п, е и /с-положение внешней рамки кардана, а оси г. end- внутренней рамки кардана. Внутренняя и внешняя рамки кардана вращаются вокруг осей е и к соответственно, и соответствующие углы поворотов обозначены символами е и гр
Если рамки кардана уравновешены и центры масс располагаемых в карданном подвесе элементов (тела Л и Я) лежат на основных осях, то определение моментов значительно упрощается. Для этого случая характеристики работы карданного механизма, показанного на рис. 22.6, определяются через соотношения, включающие в себя следующие величины:
^i’ ^, toPjt-угловые ускорения объекта в инерциальном пространстве по осям /, j и к;
top., top., top^ —угловые скорости объекта в инерциальном пространстве по осям /, j и к;
toBnttoBe,toBi-угловые скорости внешней рамки кардана в инерциальном пространстве по осям п, е и к;
to^r’toAe>toAd- угловые скорости внутренней рамки кардана в инерциальном пространстве по осям г, е и d;
■ yW
О'*
vJ
Рис. 22.6. Двухосевой карданный механизм [4].
Рис. 22.7. Структурная схема двухосевого карданного механизма [4].
р, £~ угловые скорости поворота внешней и внутренней рамок кардана вокруг осей кие соответственно;
А„ Ае, Ad- моменты инерции тела А относительно осей г, е и ^ Вп, Ве) Вк- моменты инерции тела В относительно осей п, е и к\
TEL, TAZ - располагаемые моменты приводов по углам места и азимута.
Сами соотношения для определения моментов кинематических связей карданного механизма данного типа приведены и подробно рассматриваются в работах [2] и [6]. Если в этих соотношениях учесть ранее сделанные допущения, можно получить упрощенные основные соотношения для моментов в данном частном случае. Такие упрощенные соотношения представлены структурной схемой на рис. 22.7. Для стабилизации линии визирования карданного механизма (ось г на рис. 22.6) угловые скорости, направленные перпендикулярно оси г (со .^ и соЛ ), должны быть равны нулю. Из структурной схемы, изображенной на рис. 22.7, видно, что шл и toAd выражаются в явной форме и, следовательно, предоставляется возможность непосредственного получения соотношений для моментов.
Из этой структурной схемы также следует, что количество членов, описывающих возмущающие моменты для двухосевого карданного механизма, сводится к минимуму, если угол отклонения внутренней рамкц кардана равен нулю. Если ввести дополнительную степень свободы с целью поддержания угла отклонения внутренней рамки кардана вблизи нуля, то следует предпринять существенные меры по
_O11UU позмушаюших моментов. Таким образом, можно создать компенсации вс .} ч устройства со стабилизацией по трем осям
места азимут-угол места).
Соотношения для моментов при стабилизации линии визирования и™тов и целоскопов определяются той же кинематикой, полученной Z двухосевого кардана. Однако, поскольку зеркало целостата должно Хеть привод для компенсации движении объекта вокруг оси половин- него хтла кинематические соотношения моментов при стабилизации линии" визирования в устройства/ такого типа необходимо учитывать В полной мере. Эти соотношения для кинематических моментов приводятся в [4].
Кулоново трение
Классическое кулоновское трение представляет собой постоянный момент (силу) сухого трения, противодействующий моментам (силам), вызывающим относительное движение двух соединенных тел. Обычно представление о взаимоотношении между моментом сухого трения и соответствующей скоростью дается в виде графика, приведенного на рис. 22.8. Такое представление не совсем справедливо в том плане, что при нулевой относительной скорости двух тел момент кулонова трения имеет неопределенное значение в диапазоне — FC...FC. Существующее в этом случае значение определяется величиной приложенных моментов.
Как правило, известны угловые движения объекта, а не моменты, вызывающие эти движения. В этом случае классическое кулоново трение можно представить динамической моделью в виде структурной схемы (рис. 22.9), если принять во внимание, что угловое ускорение объекта, движущий момент исполнительного механизма и момент инерции нагрузки определяют величину кулонова трения, когда относительная скорость нагрузки и объекта равна нулю. В схеме применены следующие о означения. ТА-движущий момент исполнительного механизма, TF- момент сухого трения, Fc- величина кулонова трения, 9L- угол поворота нагрузки, JL- момент инерции нагрузки, 6,»- угол поворота объекта.
кулоновакулоноваРассмотРснии трения в реальном механизме обычно обращает Я внимание и составляющая «жесткости», определяющая из- е величины трения как функцию относительного положения двух
кулонова
кулонова
Рис. 22.8. Характеристика трения.
Рис. 22.9. Динамическая модель куло- нова трения.
тел. Кроме этой составляющей следует учитывать и величины трения, превышающие характерные для режима малой скорости значения, если речь идет о нулевой или очень малой относительной скорости. В ряде экспериментов, связанных с оценкой характеристик трения в подшипниках в режимах пуска и малых скоростей вращения (см. [7]), было обнаружено, однако, что всплески значений трения отсутствуют. Более того, выявилось, что, когда к подшипникам приложены очень малые начальные моменты, они работают как пружины или качающиеся элементы.
Помимо модели классического кулонова трения в работах [8, 9] предложены и исследованы и другие модели.
Исполнительные механизмы систем стабилизации
В зависимости от требуемых точности стабилизации и мощности для ее осуществления в качестве привода рамок кардана могут использоваться исполнительные механизмы как с непосредственным размещением нагрузки на выходном валу, так и через редукторную передачу. Непосредственное размещение нагрузки на выходном валу привода, в общем, используется в тех случаях, когда требуется обеспечить максимальную точность стабилизации. К числу факторов, принимаемых во внимание при выборе в пользу этого варианта, относится отсутствие у него таких явлений, присущих редукторному приводу, как люфт, упругость, повышенное трение и зависимость от движения объекта. Если же требуются повышенное быстродействие при больших углах прокачки и большая мощность на нагрузке, используется редукторный привод. В ряде случаев предпочтительным может оказаться комбинированный вариант, когда прецизионный карданный механизм управляется приводом с высоким моментом в области малых ограниченных перемещений с непосредственным креплением на нагрузке, а грубое наведение осуществляется мощным редукторным приводом. Для маломощного варианта с такими требованиями к точности, которые способны удовлетворять редукторные приводы, можно использовать малогабаритные и легкие редукторы.
В широко распространенных электрических исполнительных меха
Таблица 223. Основные характеристики развязывающих сервоприводов
Частота среза разомкнутогоконтура
Контур стабилизации угловой скорости при наличии
0
Команда угловой скорости 0с
жидкостного демпфера между на-
К,
(к2
-I)1'2
Команда углового
грузкой и опорой. Постоянная времени жидкостного демпфера т
Т5 4- 1
т
ускорения
Контур стабилизации угловой скорости без жидкостного демпфера
1
Команда угловой скорости 6,
К,
5
to( =
к_
Команда углового ускорения
Контур стабилизации углового положения при наличии пружинного фиксатора и жидкостного демл-
Команда углового положения в.
tof = to„(l
где A = 2
7 252 + Л),/2,
0
Команда угловой скорости
фера между нагрузкой и
?25
3 Н5 4- 1
54 - 52 ч-
опорой.
Пружинный фиксатор и момент инерции нагрузки определяют собственную частоту &>,, а жидкостный демпфер- показатель затухания 5
св; со.
/ у \ 2
1/2
Команда углового ускорения ёс
Назначение и Передаточная функ- условия ра- ция разомкнутого боты привода контура
Тип Входное воз- следя- действие щего привода
6С
Угловая ско-
ба
К„+ 1
к,+ 1
рад с 1
рость опоры 6S
раде”1
Возмущение . по вра-
Несвязанная ошибка по угловой скорости
Угловое ускорение
Несвязанная ошибка по угловой скорости
тающему моменту Td
Ошибка слежения в Входное Инерциальная ошиб- Входное Моментная ошибка в установившемся ре- возденет- ка в установившем- возденет- установившемся режиме жимевисся режимевие(J момент инерции на
грузки)
опоры ёв
Т4 Т з кр-и
рад с
Нулевая ошибка по угловой скорости в установившемся режиме
Угловая скорость опоры Йе
Демпфирование отсутствует
Возмущение по вра-
3
рад с
0,
Угловое ускорение опоры ёв
Угловое положе-
Демпфирование отсутствует
е8
тающему моменту Та
1 К^
рад с 1
К, + 1 рад
ние опоры 6»
К, + 1 рад
Несвязанная ошибка по угловому положению
Угловая скорость опоры
Несвязанная ошибка по угловому положению
Воз му- щен не по вращающему моменту Td
5
3
О)2
1
рад (КР4ПЬ
Несвязанная ошибка по угловому положению
Угловое ускорение опоры ёв
Несвязанная ошибка по угловому положению
204204Глава 22
204
204
Контур стабилизации углового положения при наличии только жидкостного демпфера между иа- s(u+l) грузкой и опорой. Постоянная времени жидкостного демпфера тКонтур стабилизации углового положения при наличии только жидкостного демпфера между иа- s(u+l) грузкой и опорой. Постоянная времени жидкостного демпфера тКоманда углового положения 9,Команда углового положения 9,Команда1 угловой скорости дсКоманда1 угловой скорости дсКонтур стабилизации углового положения без пружинного фиксатора и жидкостного демпфераКонтур стабилизации углового положения без пружинного фиксатора и жидкостного демпфераКоманда углового ускоренияКоманда углового положения 9,Команда углового ускоренияКоманда углового положения 9,<о<= К.1'2^1'4, когда to^K^N"1'4<о<= К.1'2^1'4, когда to^K^N"1'4Команда2 угловой скорости бгКоманда2 угловой скорости бгКоманда углового ускоренияКоманда углового ускорения
Контур стабилизации углового положения при наличии только жидкостного демпфера между иа- s(u+l) грузкой и опорой. Постоянная времени жидкостного демпфера т
Контур стабилизации углового положения при наличии только жидкостного демпфера между иа- s(u+l) грузкой и опорой. Постоянная времени жидкостного демпфера т
Команда углового положения 9,
Команда углового положения 9,
Команда
1 угловой скорости дс
Команда
1 угловой скорости дс
Контур стабилизации углового положения без пружинного фиксатора и жидкостного демпфера
Контур стабилизации углового положения без пружинного фиксатора и жидкостного демпфера
Команда углового ускорения
Команда углового положения 9,
Команда углового ускорения
Команда углового положения 9,
<о<= К.1'2^1'4, когда to^K^N"1'4
<о<= К.1'2^1'4, когда to^K^N"1'4
Команда
2 угловой скорости бг
Команда
2 угловой скорости бг
Команда углового ускорения
Команда углового ускорения
Назначение и условия работы привода
Тип Входное воз- циТАТомкдДо' Частота среза разомкнутого следя- действие контураконтура
вода
:Т5^™^ ^(второто типа) обеспе-
низмах в качестве неп
постоянные электромагниты^либпТ01^0 привода используются либо
* РедУ™Р"ых приводах^^ ^^ с движущейся Двигатели переменного тока, так Х МОЖНо использовать как серво- мотками Различных типов ’ Помш двигатели постоянного тока с Механизмов широко используются ° MCKTPR4ecK™ исполнительных же и гидравлические исполнитель-
Следящие системыСледящие системы205205Продо.1жение табл. 22.3.Продо.1жение табл. 22.3.Ошибка слежения вустановившемся ре-жимеОшибка слежения вустановившемся ре-жимеВходное Инерциальная ошиб- Входное Моментная ошибка ввоздейст- ка в установившем- воздейст- установившемся режимевнеся режимевие (J момент инерции на-грузки)Входное Инерциальная ошиб- Входное Моментная ошибка ввоздейст- ка в установившем- воздейст- установившемся режимевнеся режимевие (J момент инерции на-грузки)Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеУгловое положение опоры 0ВУгловое положение опоры 0ВНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеёс^радёс^радУгловая ^ ско- Kv рость опорыУгловая ^ ско- Kv рость опорыНесвязанная ошибка по угловому положениюНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме- i Угловоеускорение .опоры 6 вУгловое положение опоры 6 вНесвязанная ошибка по угловому положениюДемпфирование отсутствуетНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеУгловая скорость опорыДемпфирование отсутствуетё, т:радУгловое ускорение .опоры 9 вДемпфирование отсутствуетНесвязанная ошибка по угловому положениюНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме- i Угловоеускорение .опоры 6 вУгловое положение опоры 6 вНесвязанная ошибка по угловому положениюДемпфирование отсутствуетНулевая ошибка по угловому положению в установившемся режимеУгловая скорость опорыДемпфирование отсутствуетё, т:радУгловое ускорение .опоры 9 вДемпфирование отсутствуетВозмущение по вращающему моменту Т4Возмущение по вращающему моменту Т4Возмущение по вращающему моменту TdВозмущение по вращающему моменту TdTd Т7 к, радTd Т7 к, радТ. 1 п рад J КоТ. 1 п рад J Копередаточной функциипередаточной функциипинается введением в систему корректирующих звеньев. В этой подходы к коррекции систем второго типа рассматриваются в разд. 22.3.2.
Следящие системы
Следящие системы
205
205
Продо.1жение табл. 22.3.
Продо.1жение табл. 22.3.
Ошибка слежения вустановившемся ре-жиме
Ошибка слежения вустановившемся ре-жиме
Входное Инерциальная ошиб- Входное Моментная ошибка ввоздейст- ка в установившем- воздейст- установившемся режимевнеся режимевие (J момент инерции на-
грузки)
Входное Инерциальная ошиб- Входное Моментная ошибка ввоздейст- ка в установившем- воздейст- установившемся режимевнеся режимевие (J момент инерции на-
грузки)
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
Угловое положение опоры 0В
Угловое положение опоры 0В
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
ёс
^рад
ёс
^рад
Угловая ^ ско- Kv рость опоры
Угловая ^ ско- Kv рость опоры
Несвязанная ошибка по угловому положению
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
- i Угловое
ускорение .опоры 6 в
Угловое положение опоры 6 в
Несвязанная ошибка по угловому положению
Демпфирование отсутствует
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
Угловая скорость опоры
Демпфирование отсутствует
ё, т:рад
Угловое ускорение .опоры 9 в
Демпфирование отсутствует
Несвязанная ошибка по угловому положению
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
- i Угловое
ускорение .опоры 6 в
Угловое положение опоры 6 в
Несвязанная ошибка по угловому положению
Демпфирование отсутствует
Нулевая ошибка по угловому положению в установившемся режиме
Угловая скорость опоры
Демпфирование отсутствует
ё, т:рад
Угловое ускорение .опоры 9 в
Демпфирование отсутствует
Возмущение по вращающему моменту Т4
Возмущение по вращающему моменту Т4
Возмущение по вращающему моменту Td
Возмущение по вращающему моменту Td
Td Т
7 к, рад
Td Т
7 к, рад
Т. 1 п рад J Ко
Т. 1 п рад J Ко
передаточной функции
передаточной функции
, опятах где реактивные моменты, ные механизмы. На космических ^^вую на объект, должны возникающие при работе привод<прйМенение силовые гиро
быть сведены к минимуму, часто ' ппиводы с маховиками. В табл, скопы с регулируемым моментомисполнительных механиз-
22.4 приведены обобшеннь\ХДрД^ стабилизации, мов, широко используемых в с
Таблица 22.4. Исполнительные механизмы систем стабилизации
Тип исполнительного механизма
Ориентировочная мощность привода
Угол отработки
Связь привода с нагрузкой
Момент троганияПримечания
(% полного момента)
Коммутируемый моментный двигатель постоянного тока
От малой до средней (706-10~3
Н м при 300 об/мин)
Нс ограща- ченный
Непосредственная
1-4%
Наиболее распространенный тип исполнительного механизма для прецизионных систем стабилизации. Малый момент трогания достигается благодаря электронной коммутации обмотки
Бесщеточный моментный двигатель постоянного тока
От малой до средней (706-10“3 Нм при 300 об/мин)
Ограниченный (^ ± 30°)
Непосредственная
Менее 1%
Ротор с прямой коммутацией обмоток. Очень низкий момент трогания при той же максимальной выходной мощности достигается за счет увеличения массогабаритных характеристик
Корректирующий двигатель постоянного тока с движущейся катушкой
От малой до средней (706 10 3 Н м при 300 об/мин)
Очень ограниченный (±2°)
Непосредственная
Менее 1%
Аналог громкоговорителя. Обычно используется пара из двух линейных исполнительных механизмов. Максимальная выходная мощность ограничивается обычно допустимым нагревом катушки
Серводвигатель переменного тока
От малой до средней (10,6 10"3 Н м при 5000 об/мин)
Не ограниченный
Редукторная
2- 5%
Недорогой компактный привод для систем, в которых погрешности, вносимые редукторным приводом, не носят критического характера
Обычный двигатель постоянного тока
От малой до большой (282- 10“3 Н м при 7000 об/мин)
Не ограниченный
Редукторная
3-10%
Обычно используется в качестве привода карданного подвеса «грубого» канала в системах с «грубой» и «точной» стабилизацией. Обеспечивает высокие значения скорости и ускорения нагрузки
Лопастной гидравлический корректирующий двигатель
От средней до большой (11,3 Н м при 60 об/мин)
Ограниченный (ж ± 30°)
Непосредственная
0,5- 1,5%
Гидравлический аналог бесщеточного моментного двигателя постоянного тока. При тех же массогабаритных характеристиках обеспечивает существенно больший момент на нагрузке
Прецизионный поршневой гидравлический корректирующий двигатель
От средней до большой (11,3 Нм при 60 об/мин)
Очень ограниченный (« ± 2°)
Непосредственная
0,2-3,0
Гидравлический аналог корректирующего двигателя постоянного тока с движущейся катушкой. Аналогичен лопастному двигателю по значению отношения движущего момента к массе и габаритам
Обычный гидравлический двигатель
От средней до очень большой (56,5 Нм при 2500 об/мин)
Не ограниченный
Редукторная
10-15%
Используется в качестве привода «грубого» канала. Единственно возможный вариант для случаев, когда при больших нагрузках требуются большие скорости и ускорения
** Исполнительные механизмы каждого из указанных типов выпускаются в ассортименте. Мощность может варьировать по крайней мере в пределах до 10:1.
Идеапьным вариантом можно считать корректирующий двигатель с непосредственным сцеплением с нагрузкой без гидравлического демпфирования, так как при этом сводятся к минимуму возмущения, вносимые креплением нагрузки к объекту. Однако такого исполнительного механизма не существует из-за присутствия демпфирующей вязкости, проявляющей себя в виде противоЭДС в электроприводе и Противотока жидкости в гидравлических исполнительных элементах.
Эквивалентная демпфирующая вязкость создает на роторе исполнительного механизма моменты, пропорциональные относительной угловой скорости статора и ротора исполнительного механизма, и тем самым как бы вводит возмущающее угловое движение объекта в систему стабилизации. Для минимизации этих возмущений принято использовать электропривод с широкой полосой пропускания или гидропривод с маломощным контуром управления.
На рис. 22.10 представлены упрощенные структурные схемы электрического и гидравлического приводов при непосредственном сцеплении с нагрузкой. В схемах использованы следующие обозначения: ^-входное управляющее воздействие; д0-угловая скорость выходного вала привода в инерциальном пространстве; ёс-угловая скорость корпуса исполнительного механизма в инерциальном пространстве; J- момент инерции привода; К{ - коэффициент усиления электропривода по напряжению; R-активное сопротивление обмотки электродвигателя; L- индуктивное сопротивление обмотки электродвигателя; Км- коэффициент усиления электродвигателя по моменту; К„- коэффициент усиления обратной связи электропривода по противоЭДС; КР- коэффициент усиления гидропривода по расходу; 4^/1^-гидравлическая постоянная привода; dQJdP- коэффициент усиления золотника; KL-коэффициент, определяющий перетечку жидкости в проточном золотнике; D- конструктивная характеристика гидропривода, включающая в себя площадь поршня и параметры кривошипно-шатунного механизма.
_ При Услов™ надлежащего формирования контуров управления с ооратной связью по напряжению или давлению (току или расходу) можно реализовать как низкочастотный привод с небольшой эквивалентной демпфирующей вязкостью, так и высокочастотный привод
водов^4]. Р-ктУРные схемы электрического (а) и гидравлического (о) ПРИ'
Рис. 22.11. Исходная (а) и преобразованная (б) структурные схемы редукторного привода.
с характеристиками, удовлетворяющими условиям работы в замкнутых широкополосных системах стабилизации.
Структурные схемы, приведенные на рис. 22.11, показывают основные соотношения при использовании в системах стабилизации редукторных приводов. Здесь приняты следующие обозначения: JM- момент инерции двигателя; JL- момент инерции нагрузки; N- передаточное число редуктора; TD- движущий момент привода; TR- момент противодействия нагрузки (нагрузочный момент); 9м-угол поворота вала двигателя в инерциальном пространстве; 0мв-угол поворота вала двигателя по отношению к корпусу редуктора; 9^-угол поворота вала нагрузки в инерциальном пространстве; 9Р-угол поворота объекта в инерциальном пространстве.
Из структурных схем рис. 22.11 видно, что при использовании редукторного привода существует достаточно эффективная связь движения нагрузки с движением объекта. В случае с гелиостатом это обстоятельство можно использовать для того, чтобы передать инерционный момент на зеркало с помощью зубчатой передачи или рычажной связи. Таким образом, момент, необходимый для ускорения зеркала вокруг оси половинного угла с целью компенсации влияния углового движения объекта, обеспечивается за счет использования редуктора в приводе исполнительного механизма.
Измерительные элементы инерциальной системы
Для построения и стабилизации инерциальной опорной системы отсчета используются различные гироскопические приборы и угловые акселерометры. Хотя имеются гироскопические приборы, основанные на самых различных физических явлениях и способах, большая их часть относится к типу механических приборов с маховиком [19]. Как уже отмечалось ранее в разд. 22.2.3, весь карданный механизм может представлять собой аналог гироскопа с двумя степенями свободы. Такой гироскоп может служить в качестве основного элемента при построении инерциальной системы. В этом случае маховик закрепляется на внутренней подвеске, движение которой ограничено, и весь карданный механизм будет являться объектом стабилизации. Цепи управления карданом
Рис. 22.12. Схема простейшего гироскопа. /-измерительная (входная) ось; 2-ось вращения ротора гироскопа (направление вектора кинетического момента); 3-подшипник; 4-ротор гироскопа (маховик). 5-ось вращения рамки гироскопа (выходная ось).
строятся
таким образом, чтобы
сводились к нулю. Положение
углы отклонения подвески маховика
линии визирования задается путем приложения к гироскопу управляющих моментов, что приводит к прецессии маховика вокруг оси, перпендикулярной направлению осей приложенных моментов и вектору кинетического момента маховика.
На рис. 22.12 приводится упрощенная схема гироскопа с одной степенью свободы °. Угловое движение гироскопа вокруг измерительной оси (входной сигнал) за счет прецессии гироскопа вызывает вращение его рамки вокруг оси подвеса (выходной сигнал). Если эта ось подпружинена, то угол отклонения выходной оси в установившемся состоянии, измеряемый с помощью какого-либо датчика, пропорционален угловой скорости движения гироскопа вокруг входной оси. Если же вместо упругой связи (пружины) использовать гидравлический демпфер, получим интегрирующий гироскоп (в отличие от предыдущего-дифференцирующего), так как угол отклонения рамки гироскопа в установившемся состоянии вокруг выходной оси будет пропорционален интегралу по времени от угловой скорости поворота гироскопа вокруг входной оси. На рис. 22.13 (а) и (о) приведены структурные схемы дифференцирующего и интегрирующего гироскопов соответственно, В схемах используются следующие обозначения: сом-угловая скорость поворота гироскопа вокруг входной оси; е9-выходной сигнал, пропор- циональный углу поворота рамки гироскопа вокруг выходной оси; ®ог угловое ускорение корпуса гироприбора вокруг выходной оси; Я-кинетический момент ротора гироскопа; J- момент инерции гироприбора относительно выходной оси; юп-собственная частота дифференцирующего гироскопа; ^-коэффициент демпфирования дифференцирующего гироскопа; т-постоянная времени интегрирующего гироскопа; Ке-коэффициент передачи дифференцирующего гироскопа; Кт' коэффициент передачи корректирующего привода, создающего момент, пропорциональный моменту вращения гироприбора; /т-ток, пропорциональный моменту вращения гироприбора.
Из структурных схем видно, что угловое ускорение корпуса прибора
1 е ~
УСН£
11 Стпо
Щем же случае-к трехстепенньи^у™^ к двУхстепенным. в предыду- ого ротора (маховика)) - Прим .^ред '18асгся ещс и степень свободы подвеса
Рис. 22.13. Структурные схемы гироскопов: (а) скоростного (дифференцирующего) и (о) интегрирующего.
вокруг выходной оси вызывает нежелательную составляющую в выходном сигнале датчиков [10]. Как для дифференцирующего, так и для интегрирующего гироскопов характерны и нежелательные явления ухода, зависящие от дебалапса конструкций, действующих ускорений и других случайных воздействий. Поскольку некоторые параметры гироскопа зависят от температуры, то часто необходимо создавать среду с регулируемой температурой для обеспечения нужных характеристик гироприборов.
В общих случаях точность интегрирующего гироскопа превосходит точность дифференцирующего гироскопа. Если же необходимы точные измерения угловой скорости, интегрирующий гироскоп можно арретировать, используя корректирующий двигатель для обнуления выходного сигнала датчика угловой скорости. В этом случае ток корректирующего двигателя будет определять величину угловой скорости входной оси.
Привод исполнительных механизмов карданной системы стабилизации, реализованной на базе безарретирных дифференцирующих гироскопов, позволяет свести к нулю выходные сигналы датчиков, и система стабилизации получает управляющие сигналы, пропорциональные угловой скорости путем придания гироскопам соответствующего углового движения. При использовании дифференцирующих гироскопов или арретированных интегрирующих гироскопов измеренная угловая скорость сравнивается с желаемой или заданной угловой скоростью для получения управляющих сигналов, подаваемых на исполнительные механизмы кардана.
Лазерный гироскоп принципиально отличается от обычного, механического. В основу его работы заложен принцип сдвига частоты оптического излучения при сообщении ему углового движения вокруг оси, перпендикулярной геометрической плоскости кольцевого световода. Оптические частоты лазерных лучей, распространяющихся как по, так и против часовой стрелки, оказываются различными по отношению к приложенной угловой скорости. Определяется разность этих частот и ее величина используется в качестве сигнала измерения угловой скорости. Однако по мере приближения приложенной угловой скорости
Таблица 22.5. Обобщенные характеристики измерительных приборов инерциальных систем
Пара Mei рыПара Mei рыТип Гироскоп с пру- прибора жинной фиксацией (дифференцирующий гироскоп)Тип Гироскоп с пру- прибора жинной фиксацией (дифференцирующий гироскоп)Гироскоп с пру- Поплавковый жинной фикса- интегрирующий иней (диффереп- гироскоп цирующий гироскоп)Гироскоп с пру- Поплавковый жинной фикса- интегрирующий иней (диффереп- гироскоп цирующий гироскоп)Поплавковый ниты рирующий гироскоп с подогревомПоплавковый ниты рирующий гироскоп с подогревомПоплавковый интегрирующий 1ИрОСКОП с газовым подшипникомПоплавковый интегрирующий 1ИрОСКОП с газовым подшипникомДатчик угловых ускорений с балансом силДатчик угловых ускорений с балансом силМаксимальный входной сигнал, рад/сМаксимальный входной сигнал, рад/с52I350 рад/с252I350 рад/с2Характеристики выходного сигнала, град/ч:Чувствительность к ускорениям без учета земного ускорения Чувствительность к случайным возмущениям и моменту трения Нестабильность Чувствительность к земному ускорению Влияние на точность характеристик корректирующего двигателя, %:Установка моментаЛинейностьХарактеристики выходного сигнала, град/ч:Чувствительность к ускорениям без учета земного ускорения Чувствительность к случайным возмущениям и моменту трения Нестабильность Чувствительность к земному ускорению Влияние на точность характеристик корректирующего двигателя, %:Установка моментаЛинейность-240 град/ч-240 град/чЧувствительность к температуреЧувствительность к температуре12,0 град/ч5,0 град/ч► 1000 град/ч 5,0 град/ч3,0 град/ч12,0 град/ч5,0 град/ч► 1000 град/ч 5,0 град/ч3,0 град/ч0.3 град-ч 2т 2 0,3 град ч ‘-г-218,0 градч~'т-1 10,0 град-ч~,-г~10.3 град-ч 2т 2 0,3 град ч ‘-г-218,0 градч~'т-1 10,0 град-ч~,-г~11%1%2%1%1%2%0,02%при максимуме 0,5 рад/с0,02%при максимуме 0,5 рад/с< 1,0 град/ч< 1,0 град/ч< 0,1 град/ч< 0,1 град/ч► 0,05 рад/с2► 0,05 рад/с20,1 град ч^т 20,1 град ч^т 2град-ч *т 1град-ч *т 10,2 рад-с 2 г0,2 рад-с 2 г<0,1%< 0,05%<0,1%< 0,05%
Пара Mei ры
Пара Mei ры
Тип Гироскоп с пру- прибора жинной фиксацией (дифференцирующий гироскоп)
Тип Гироскоп с пру- прибора жинной фиксацией (дифференцирующий гироскоп)
Гироскоп с пру- Поплавковый жинной фикса- интегрирующий иней (диффереп- гироскоп цирующий гироскоп)
Гироскоп с пру- Поплавковый жинной фикса- интегрирующий иней (диффереп- гироскоп цирующий гироскоп)
Поплавковый ниты рирующий гироскоп с подогревом
Поплавковый ниты рирующий гироскоп с подогревом
Поплавковый интегрирующий 1ИрОСКОП с газовым подшипником
Поплавковый интегрирующий 1ИрОСКОП с газовым подшипником
Датчик угловых ускорений с балансом сил
Датчик угловых ускорений с балансом сил
Максимальный входной сигнал, рад/с
Максимальный входной сигнал, рад/с
52I350 рад/с2
52I350 рад/с2
Характеристики выходного сигнала, град/ч:
Чувствительность к ускорениям без учета земного ускорения Чувствительность к случайным возмущениям и моменту трения Нестабильность Чувствительность к земному ускорению Влияние на точность характеристик корректирующего двигателя, %:
Установка момента
Линейность
Характеристики выходного сигнала, град/ч:
Чувствительность к ускорениям без учета земного ускорения Чувствительность к случайным возмущениям и моменту трения Нестабильность Чувствительность к земному ускорению Влияние на точность характеристик корректирующего двигателя, %:
Установка момента
Линейность
-240 град/ч
-240 град/ч
Чувствительность к температуре
Чувствительность к температуре
12,0 град/ч5,0 град/ч
► 1000 град/ч 5,0 град/ч3,0 град/ч
12,0 град/ч5,0 град/ч
► 1000 град/ч 5,0 град/ч3,0 град/ч
0.3 град-ч 2т 2 0,3 град ч ‘-г-218,0 градч~'т-1 10,0 град-ч~,-г~1
0.3 град-ч 2т 2 0,3 град ч ‘-г-218,0 градч~'т-1 10,0 град-ч~,-г~1
1%
1%
2%
1%
1%
2%
0,02%
при максимуме 0,5 рад/с
0,02%
при максимуме 0,5 рад/с
< 1,0 град/ч
< 1,0 град/ч
< 0,1 град/ч
< 0,1 град/ч
► 0,05 рад/с2
► 0,05 рад/с2
0,1 град ч^т 2
0,1 град ч^т 2
град-ч *т 1
град-ч *т 1
0,2 рад-с 2 г
0,2 рад-с 2 г
<0,1%
< 0,05%
<0,1%
< 0,05%
Параметры приборов:
Постоянная време---1,51,50,6
ни, мс
Собственная часто-6060---30
та, Гц
Частотный диапа-0,4-1,20,35-1,05---0,55-0,75
зон, Гц
Номинальная рабо- 0,70,7---0,6
чая частота, Гц
Диапазон рабочих —40...+160— 65...+240— 65...+240— 40...+ 16020... 100т-40...+200
температур, °F
Прочие особенностиС температур-С температур-Без подогреваДля прецизионно-Регулируется поБез подогрева
ной компеиса-ной компенса-го корректирую-температуре при
циейциейщего двигателя;13OCF; высокая
регулируется по стоимость температуре при I8O“F
Габаритно-массовые
характеристики: диаметр, мм
25,4
25,4
25,4
20,6
58,84
66,0 х 27,9 х
длина. мм
70,0
70,0
70,0
70,0
119,4
х 35,6
масса, г
141,5
141,5
127,35
141,5
750
84.9
к нулю на одной и той же оптической частоте возникают моды, имеющие тенденцию к фиксации на иекоторой общей частоте. В результате для малых значении угловой скорости генерируется нулевой выходной сигнал («мертвая зона»). Существуют различные методики смещения так называемой мертвой зоны из нормального рабочего диапазона гироскопа. Вне мертвой зоны лазерный гироскоп работает как точный, в высшей степени линейный датчик угловой скорости с широким динамическим диапазоном.
Обычный акселерометр для измерения угловых ускорений состоит в основном из инерционной массы, связанной гидравлическим демпфером и пружинным амортизатором с корпусом прибора. Направление входной оси совпадает с направлением выходной оси. В установившемся режиме угол поворота инерционной массы прибора пропорционален приложенному к корпусу прибора угловому ускорению. Исходя из конструктивных особенностей различных акселерометров, можно выделить несколько отличающийся от остальных кольцевой, сбалансированный по силам измерительный датчик угловых ускорений [11], в состав которого входит гидравлический ротор.
В табл. 22.5 приведены основные характеристики наиболее распространенных дифференцирующих и интегрирующих гироскопов и сбалансированного акселерометра.
Влияние деформации конструктивных элементов
В ряде случаев на точность стабилизации начинает оказывать влияние деформация конструктивных элементов карданного механизма в ходе его работы. При этом факторы, которые возникают из-за деформаций в конструкции с непосредственной связью нагрузки и привода, вносят обычно принципиальные ограничения в диапазон стабилизации. В общем, динамические процессы, возникающие вследствие деформаций конструктивных элементов, зависят как от наличествующих режимов, так и от компоновки карданного механизма [4]. Динамические процессы, являющиеся следствием деформаций в обеспечивающих конструкциях и определяемые кинематикой кардана, взаимодействием нагрузки с гид- роамортизацией исполнительного механизма, реактивными моментами исполнительного механизма и выходными сигналами датчика угловой скорости кардана, вносят дополнительные возмущения в систему.
систем* которые должны работать в жестких условиях линейного р ‘ ^СНИЯ ° ьекта, особое значение приобретает анизоупругость.
п^аННЫИ механизм нс проявляет идентичных деформационных сиооначный иаправлениях' то Движение объекта вызывает несбалан- го ускопения ”^« момент, пропорциональный квадрату линейно- имеет наиболыпрр^Та °^ В общем слУчае ошибка от анизоупругости осям и ля гипаг учение д-чя карданных систем стабилизации по трем осям и для гироскопических приборов.
ПОСТРОЕНИЕ СЛЕДЯЩИХ СИСТЕМ
Задающие входные воздействия
Точность отслеживания цели определяется остаточными ошибками системы стабилизации, шумом оптических датчиков, а также динамическими характеристиками цели и следящей системы. Даже в ситуации пролета объекта мимо цели (промаха), при постоянной относительной скорости цели и объекта задачу слежения не следует рассматривать как тривиальную [12]. Такая ситуация отображена на рис. 22.14 с использованием следующих обозначений: V- относительная скорость цели и объекта; R-дальность до цели; /?min-минимальная дальность до цели при встречных курсах цели и объекта (начальный момент слежения); е-угол места цели; £о-угол места цели при встречных курсах цели и объекта; т|-азимут цели; t-время (/ = 0 при встречных курсах).
Азимут и угол места определяются соотношениями
т| = arctg
£ = arctg
Vt
R«xxn^£0 J ’
(22.4)
sin £„ COS T] cos го
(22.5)
Если эти выражения продифференцировать по времени, то получим формулы для вычисления угловых скоростей и ускорений поворота линии визирования:
V 2 ц =cos л,
^minCOS Ео
(22.6)
Е I2 г cos2 т| sin 2т], ^min cos г0 .
(22.7)
V sin2eosin 2т| cos i] ^min cos £o 4(1 - sin2£osin2n) ’
(22.8)
Рис 22.14. Ситуация при слежении с поолетом объекта мимо цели (ситуация промаха). К-направление вектора относительной скорости объекта и цели.
Глава 22
£ =£ =VTiminCose"VTiminCose"11 sin 2г. cos3 П R^-cosWj^sin^n^^11 sin 2г. cos3 П R^-cosWj^sin^n^^2(1 -sin2eosin2n)2(1 -sin2eosin2n)(22.9)(22.9)
£ =
£ =
V
TiminCose"
V
TiminCose"
11 sin 2г. cos3 П R^-cosWj^sin^n^^
11 sin 2г. cos3 П R^-cosWj^sin^n^^
2(1 -sin2eosin2n)
2(1 -sin2eosin2n)
(22.9)
(22.9)
Максимальные значения угловой скорости и углового ускорения по азимуту определяются достаточно просто. Они будут иметь место при в личине азимута 0” для угловой скорости и при величине _азимута 30° доя углового ускорения. Используя эти значения, можно найти выраже-
НИЯ
(22.10)(22.10)VV1Лтах1 l^minCOSE1Лтах1 l^minCOSEV |flm"xl " "^COs7
(22.10)
(22.10)
V
V
1Лтах1 l^minCOSE
1Лтах1 l^minCOSE
(22.11)
На рис. 22.15 представлены кривые зависимостей величин азимутальных угловых скоростей и ускорений, нормированных по их максимальным значениям в функции угла азимута. На этом рисунке, кроме того, приведена кривая зависимости H[/^mincoseo] 1 от тр позволяющая достаточно просто получить значения азимутальных угловых скоростей и ускорений в функции времени. Значительно сложнее получить максимальные значения для угловых скоростей и ускорений по углу места, так как они зависят от величины е0. В табл. 22.6 даны их максимальные значения и углы, при которых эти значения имеют место, для ряда выбранных значений г0.
На рис. 22.16-22.18 представлены графики зависимостей значении углов места и нормированных по их максимальным величинам значении угловых скоростей и ускорений для отдельно взятых значений е0.
Исследуя представленные графики, можно убедиться в том, что линия визирования приобретает значительную динамику даже в том случае, когда ни цель, ни объект со следящей системой не маневрируют- Хотя в каждом конкретном случае движения линии визирования могут не соответствовать динамике при ситуации промаха, все же динамические характеристики линии визирования весьма полезны как фактор первичной формулировки требований к следящей системе во многих других ситуациях. Например, динамику слежения за ракетой, идуЩ^1 курсом перехвата, можно соотнести с ситуацией промаха, если расстояние промаха определено и принято за fimin.
Рассмотрим другую типичную ситуацию, например когда оуслежива- ется ^Р“жение спУтника Земли с наземного пункта слежения. На рис. 1 представлена идеализированная круговая орбита спутника, где форма Земли принята сферической. Слежение осуществляется плоскости ороиты. На рисунке используются следующие обозначения, радиус Земли; А-высота орбиты; р-текущее угловое перемещение
Рис. 22.15. Графики изменения углов, У^^н^^ц^" пролета объекта мимо поворота линии визирования по азимуту для ситуации Р
цели (промаха).„ппостей и ускорений поворота
Таблица 22.6 Максимальные значения У™0^* РМИмо цели (промаха)
линии
визирования для ситуации прудка
|Ё„„1
^
nfe
n£
[P/V08^
MV0^
0.2500
15°
±35,9°
0.0985
и
0°
0.4330
30°
± 37,9°
0,1829
0°
0.5000
45°
±41,5°
0,2381
0J
0.4330
60°
75°
±47,4° + 57,7°
0,2460
0,1810.
0°
0.2500
218
Глава 22
-90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 010 20 30 40 50 60 70 80 90
7,rpAft
Следящие системы
о,з
Рис. 22.18. Графики изменения углового ускорения поворота линии визирования по углу места для ситуации пролета объекта мимо цели (промаха).
Рис. 22.16. Графики изменения угла поворота линии визирования по углу места для ситуации пролета объекта мимо цели (промаха).
Рис. 22.19. Соотношения пара
метров для круговой Земли.
идеализированной орбиты спутника
Рис. 22.17.Углу места
Графики изменения угловой скоростидля ситуации пролета объекта мимо
поворота линии визирования по цели (промаха).
спутника в орбитальной плоскости; ф-текущий угол поворота линии визирования в процессе слежения; R-текущая дальность до цели от пункта слежения»
Величину угла поворота линии визирования в процессе слежения можно определить выражением
ф = arcsinф = arcsinА2" (1 - cos р) + ^ .А2" (1 - cos р) + ^ .(22.12)(22.12)
ф = arcsin
ф = arcsin
А2" (1 - cos р) + ^ .
А2" (1 - cos р) + ^ .
(22.12)
(22.12)
Если пренебречь влиянием угловой скорости вращения Земли, можно получить следующие соотношения для угловых скорости и ускорения поворота линии визирования при слежении.
ф =ф =h2-^cos p -h2-^cos p -(1 — cos р)2(1 — cos р)2cos р —cos р —— (р)2sin р ф =— (р)2sin р ф =А2Т (1 - cos р) +А2Т (1 - cos р) +(1 — 2 cos р) + 2(1 — 2 cos р) + 2(22.13)(22.13)+ (ф )2 sin р —2cos р — 1— cos р+ (ф )2 sin р —2cos р — 1— cos рcos р)2(22.14)cos р)2(22.14)
ф =
ф =
h2
-^cos p -
h2
-^cos p -
(1 — cos р)2
(1 — cos р)2
cos р —
cos р —
— (р)2sin р ф =
— (р)2sin р ф =
А2Т (1 - cos р) +
А2Т (1 - cos р) +
(1 — 2 cos р) + 2
(1 — 2 cos р) + 2
(22.13)
(22.13)
+ (ф )2 sin р —2cos р — 1— cos р
+ (ф )2 sin р —2cos р — 1— cos р
cos р)2
(22.14)
cos р)2
(22.14)
где р =где р =Iо 10 20 30 40 50 60 70 80 90Iо 10 20 30 40 50 60 70 80 901.00,90,8--0,7--0,6-0,5-0,4--0,3-0,20,11.00,90,8--0,7--0,6-0,5-0,4--0,3-0,20,1ф |^тах|ф |^тах|h• 100 mih = 500 mih= 1000 mih• 100 mih = 500 mih= 1000 mi-90 -80 -10 -60 -50 -10 -30 -20^-90 -80 -10 -60 -50 -10 -30 -20^Рис 22^-^АРис 22^-^А
где р =
где р =
I
о 10 20 30 40 50 60 70 80 90
I
о 10 20 30 40 50 60 70 80 90
1.0
0,9
0,8--
0,7--
0,6-
0,5-
0,4--
0,3-
0,2
0,1
1.0
0,9
0,8--
0,7--
0,6-
0,5-
0,4--
0,3-
0,2
0,1
ф |^тах|
ф |^тах|
h• 100 mi
h = 500 mi
h= 1000 mi
h• 100 mi
h = 500 mi
h= 1000 mi
-90 -80 -10 -60 -50 -10 -30 -20^
-90 -80 -10 -60 -50 -10 -30 -20^
Рис 22^-^А
Рис 22^-^А
0
—-, ^-ускорение силы тяжести.
Здесь р- произведение гравитационной постоянной на массу притя-
различных орбит. При^чани2Т\°^ СКОРОСТИ поворота линии визирования дляримечание. (I уставная миля) 1609 м.
гивающего тела. Считая радиус Земли равным 3962 милям (6315 2 км) и принимая величину ^ равной 32,2 фут-с^2 (9,72 м с’2). получим исходя из выражений (22.12-22.14) графики зависимостей ф/фтах и • ф/$тах ОТ ф ДЛЯ определенных орбит высотой 100, 500 и 1000 миль (160, 800 и 1600 км), которые представлены в виде кривых на рис. 22.20-22.22. В табл. 22.7 приведены максимальные значения угловых скорости и ускорения поворота линии визирования при соответствующих значениях величины угла поворота линии визирования.
Если угловую скорость движения спутника по орбите р при определенной высоте орбиты h соотнести с угловой скоростью ИЯ~^ для ситуации промаха, то очевидно, что максимальные значения угловой скорости как для ситуации промаха, так и рассматриваемой ситуации должны совпадать. При этом максимальные величины углового ускорения для ситуации промаха несколько превышают значения, полученные для данной ситуации. Так, для орбит высотой 100, 500 и 1000 миль
Рис. 22.21. Графики изменения углового ускорения поворота линии визирования Для различных орбит.
Таблица 22.7. Максимальные значения угловых скоростей и ускорений поворота линии визирования для различных орбит
h, уставная миля (км)
1^1- ptwe
Ф (при фт„), град
1Ф L
1 v max рад/с*
Ф (при ф град т‘*
100 (161)
4,855-10~2
0
1,492-10~3
±29,66
500 (804)
9,264-10""3
0
4,955- Ю"5
±31,79
1000"(1609)
4.392-10" 3
0
1,005-10 5
±34,07
расхождение составляет 3, 12 и 24% соответственно. Причем в ситуации с промахом максимальные значения углового ускорения имеют место на углах слежения ± 30°, практически близких величинам, полученным для всех трех круговых орбит.
Характеристики сервоприводов
Несмотря на ведущиеся в настоящее время разработку и внедрение систем управления с астатизмом высокого порядка, наиболее распрост-
раненными пока остаются системы углового сопровождения, оснащенные, как правило, сервоприводами I или II типа. При этом предпочтение отдается сервоприводам первого типа, со встроенными средствами коррекции, улучшающими основные динамические характеристики системы, или без таковых.
В установившемся режиме сервоприводы I типа обеспечивают постоянную ошибку слежения при входных сигналах с постоянной угловой скоростью линии визирования. Точно так же сервоприводы 11 типа обеспечивают постоянную ошибку слежения при входных сигналах с постоянным угловым ускорением линии визирования. Если полоса пропускания следящей системы достаточно широка по отношению к частотному спектру входных сигналов и если в структуре не используются дополнительные интегрирующие звенья, то предварительную оценку характеристик системы можно получить, предположив, что мгновенная ошибка слежения будет соответствовать ее значению в установившемся режиме, полученному для мгновенной величины входного сигнала. Например, имеется простая ситуация слежения с промахом по азимуту. Полоса пропускания следящей системы в разомкнутом виде составляет величину порядка F^^in Гц. В этом случае временная характеристика ошибки слежения для системы I типа будет примерно соответствовать графику изменения входного сигнала, значения которого представляют собой значения угловой скорости поворота линии визирования по азимуту, деленные на коэффициент добротности системы по скорости. Точно так же характеристика ошибки слежения для системы II типа будет примерно соответствовать характеристике, полученной делением значений изменяющегося входного сигнала, т.е. значений углового ускорения поворота линии визирования по азимуту на коэффициент добротности системы по ускорению. Добротность по скорости для непрерывных систем I типа пропорциональна частоте среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в обратной связи и имеет размерность рад-с"1. Для систем II типа добротность по ускорению пропорциональна квадрату частоты среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в цепи обратной связи. В этом случае для стабилизации характеристик системы в контур вводится интегро-дифференцирующее звено таким образом, чтобы частота среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в обратной связи соответствовала среднему геометрическому значений сопряженных частот, определяемых нулями, и полюсами звена коррекции. Если это выполняется, то полюса замкнутой системы оудут находиться в квадратичной и линейной зависимости от частоты среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в цепи обратной связи. Добротность системы по ускорению и коэффициент затухания колебательного звена передаточной функции замкнутой системы находятся из соотношений
К.^К^, (2215)
, К1'2-I (22.16) ’ - 2
где со - частота среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усн тения в цепи обратной связи, раде"; К-отношение сопряжен- ных частот, определяемых нулями и полюсами звена коррекции.
В зависимости от типа датчика, применяемого в следящей системе, сигнал ошибки слежения, как правило, модулирован по амплитуде или частоте Кроме того, модулированные сигналы могут присутствовать в любой получаемой информации. Если сигналы ошибки модулированы по частоте или амплитуде, то для получения информации о фазе (направлении), а также модуле (величине) ошибки необходима демоду- ляция этих сигналов с целью восстановления действительного характера ошибки слежения. Для датчиков такого типа ошибки, вносимые модуляцией. накладывают дополнительные ограничения на полосу пропускания системы, определяемые обычным фактором наличия шума. При этом полоса пропускания системы обычно ограничивается частотами, существенно более низкими по сравнению с частотой модуляции, с тем чтобы облегчить фильтрацию и подавить остаточные составляющие, соответствующие несущей частоте и спектру шума при демодуляции.
Устойчивос1ь и качество переходных процессов в дискретных системах управления накладывают еще более жесткие ограничения по полосе пропускания для следящих систем с периодической выборкой данных. Например, простая система I типа с периодической выборкой данных, содержащая одно интегрирующее звено, схему выборки данных (дискретный элемент) и экстраполятор (фиксатор) нулевого порядка, является неустойчивой, если частота среза разомкнутого контура с единичным коэффициентом усиления в цепи обратной связи и интегрирующего звена с заданным коэффициентом усиления превышает частоту выборки (квантования) сигнала, деленную на к. Для получения приемлемых показателей качества переходных процессов обычно ограничивают полосу пропускания систем с выборкой данных до частот, меньших частоты выборки, деленной на 2л. Во многих случаях фактор выборки данных как часть проблематики управления осложняется еще более непериодичностью выборки. Такое положение возникает, когда измерение производится 1 раз в отрезок времени, являющийся функцией ошибки слежения для данного периода1). В этом случае обычно неприменим классический анализ, и компоновка системы определяется либо путем моделирования, либо способом допущения «наихудшего варианта».
Исходя из того, что следящие системы включают в себя замкнутый контур стабилизации с карданным подвесом и приводы, при проектиро-
пу^аГ^Л^””0^ слУчае может идти, например, о системах с частотно-им пульсной модуляцией - Прим. ред.
ваиии следящих систем необходимо принимать во внимание динамические характеристики этих устройств. Если несущая частота или частота выборки данных достаточно велика, полосу пропускания следящей системы можно выбирать, исходя из соображений устойчивости и качества переходного процесса, с учетом не столько ограничений на полосу пропускания датчика слежения, сколько этих динамических характеристик. Например, полоса пропускания идеализированной следящей системы I типа в разомкнутом состоянии обычно ограничивается значениями, меньшими половины полосы пропускания отдельных замкнутых контуров, составляющих систему.
В следящих системах, работающих по изображению цели, когда ширина строба уже поля зрения приемника, ограничения на полосу пропускания, вносимые динамикой контура стабилизации или привода, можно до известной степени устранить, если ширина строба оптического датчика системы располагается в пределах поля зрения приемника, а устройство наведения получает команду так разместить линию визирования приемника, чтобы строб оказался в центре его поля зрения.
Оценка углового шума в следящей системе
Угловой шум в следящей системе возникает вследствие флуктуаций полезного сигнала и дополнительного шума, вносимого в систему оптическим датчиком и электронным блоком обработки сигналов, давая ошибочную информацию об угловом положении цели. Влияние шума на точность слежения зависит от типа следящей системы и характеристик средств обработки сигналов.
Всеобъемлющего рассмотрения и тщательного анализа эффекта углового шума иногда не избежать, как не избежать больших затрат усилий и времени на это. Во многих случаях, однако, среднеквадратическое значение углового шума рассчитывается с использованием полосы пропускания видеоинформации, связанной с обработкой полученной от датчика информации. Предполагается, что спектр углового шума равномерен по этой полосе пропускания. Регулярное среднеквадратическое значение флуктуации датчика определяется по формуле
6> = (Д/,М),,26^, <2217)
где 9^-угловая флуктуация датчика; 0Л№ входной сигнал угловою шума; Д/и-полоса пропускания видеосигнала; Д/3-эквивалентная шуму полоса пропускания сервопривода (замкнутый контур).
Если в контур системы включен сервопривод с выборкой данных, ситуация осложняется вследствие появления эффекта сложения частот (помимо всего прочего). При тщательном анализе шума контуров с выборкой данных необходимо использовать функции спектральных плотностей импульсов и Z-передаточиых функций соответствующей системы [13]. Однако, если угловой шум входного сигнала не коррели-
иыбопкн данных и контур относится к сервоприводам Р°ванс^^^ значение угловой флуктуации в моменты выборки определяется как
п =в,,.(22.18)
где 0.-угловая флуктуация в момент выборки;/.-частота среза разомкнутого контура сервопривода с единичным коэффициентом усиления в цепи обратной связи; /- частота выборки данных.
При этом среднеквадратическое значение флуктуаций для продолжительного времени наблюдения определяется формулой
(22.19)
Хотя приведенные соотношения точны лишь для простых систем I типа, они с довольно хорошим приближением приемлемы и для анализа более сложных систем.
Характеристика угловой ошибки системы
пи^Т^ хаРак1эристика угловой ошибки следящей системы поинимярт пСК0Т°Р0И Раб°чей 30не относительно нулевой точки, затем слежения гта<иСТ°ЯНН°е знач^ние и ПРИ Дальнейшем возрастании ошибки ной системы v” раВН0И НУЛЮ- Для линейной или пропорциональ- исходя из ее паб ления пР°ектирование следящей системы проводится требование полип™ В линсйной зоне после обнаружения цели. Это с проектиоование^1 К принципиальномУ компромиссу, связанному н^тГли^СЛеДЯЩИХ систем- поскольку протяжен-
нием линейной зоны П УМ системы °бычно возрастает с увеличе- вынужденсвести линейную^! больи]инстве случаев проектировщик ошибки слежения, котопь V МИНИМУМУ- В динамических ситуациях зоны, являются функцией ппНеОбХОДИМО УдеРЖать в пределах линейной птум имеет тенденцию к во-/10™ пропУскания системы. Однако угловой мании повышается, с тем ра5танию* если скорость обработки инфор- полосой пропускания. Поэтом Ы реализовать систему с более высокой мый компромисс Mexnv п.ш У пр^ктировщик должен найти приемле-
Среди важнейших памм РаМИ систсмы
угловой ошибки датчика-СТаТ^08 СИСТемы с точки зрения величины и начальный момент закпат.ИЛЬН0СТЬ сго масштабного коэффициента ХМТа цели- Если, например, имеют место
чрезмерные колебания масштабного коэффициента по угловой ошибке вследствие изменений размеров цели или колебаний получаемого сигнала, то следящую систему следует реализовать в виде простого сервопривода I типа, так как устойчивость сервоприводов I типа с дополнительной интегрирующей цепью или сервоприводов с астатизмом более высокого порядка обеспечить достаточно сложно. Аналогичная проблема возникает, если насыщенная часть характеристики ошибки используется для начального обнаружения. В этом случае может оказаться необходимым захватывать цель с помощью простой системы 1 типа, а затем, когда ошибка обнаружения сведена до приемлемой величины, переключаться на более сложную компоновку. Необходимо также отметить, что использование насыщенной части характеристики для обнаружения цели вводит изначальное ограничение на угловую скорость разворота системы по азимуту.
Существуют датчики слежения без наличия линейной зоны (релейные датчики). Информация, снимаемая с датчиков этого типа, носит характер скачка, причем регистрируется сам факт присутствия ошибки, но не ее величина. В этом случае в замкнутом контуре возникают автоколебания относительно нулевой точки, частота и амплитуда которых определяются максимальным сигналом привода. Автоколебания можно устранить, введя мертвую зону (зону нечувствительности) вблизи нулевой точки. При использовании такого подхода система все же проявляет склонность к колебаниям определенного типа при отслеживании сигнала угловой скорости линии визирования. Так же как и в случае с линейной системой при работе в зоне насыщения сигнала ошибки, угловая скорость разворота ограничена для систем такого рода, если не применять некоторые методы и средства модификации максимального сигнала привода.
Рекурсивная фильтрация и оценка состояния системы
Для следящих систем углового сопровождения цели предложены и реализованы рекурсивные фильтры различных типов- В общих чертах рекурсивные фильтры обеспечивают изменяющиеся во времени коэффициенты усиления, являющиеся функцией избранной кинематики слежения и различных статистических факторов. Синтез фильтра основан обычно на принципе минимизации среднеквадратической ошибки. Тщательно синтезированный фильтр Калмана представляет, по сути дела, наиболее сложный и точный рекурсивный фильтр. Однако вследствие сложности реализации и высокой стоимости этого фильтра часто имеет смысл обратиться к иным, упрощенным вариантам [14].
Полезный выходной сигнал рекурсивного фильтра представляет собой оценку состояния системы. В боевых системах управления, напри- МеР с подсистемами слежения, предназначенными для измерения угло вых скоростей цели и линии визирования, эту оценку можно использо-
вать непосредственно. Такие оценки можно также комбинировать определенным образом и использовать в помощь следящей системе. В этом случае команды на следящую систему формируются исходя из оценок состояния системы, и фильтр предназначен, таким образом, для улучшения ее показателей качества. Применение фильтра Калмана в следящих системах углового сопровождения широко исследовалось [15, 16], и цифровые реализации исследованных структур фильтров используются во многих системах.
МЕТОДЫ АНАЛИЗА СЛЕДЯЩИХ СИСТЕМ
Детерминированный анализ
временных оценки ее и детерми- Частотныйвременных оценки ее и детерми- ЧастотныйКлассическая методика частотного анализа и анализа характеристик пригодна для выбора структуры системы, устойчивости и качества в том случае, если система линейна нированные входные сигналы или возмущения определены.
временных оценки ее и детерми- Частотный
временных оценки ее и детерми- Частотный
анализ основан на исследовании соотношений входа - выхода в комплексной (часготной) области, а анализ временных характеристик дает соотношения входа- выхода в вещественной (временной) области. Если входные сигналы могут быть представлены в виде формализованных, замкнутых функций времени, то можно получить непосредственные выражения для выходных переменных. Если же входной сигнал не может быть выражен однозначной функцией времени, как, например, при описании движения линии визирования в ситуации промаха, характеристики системы часто оцениваются с использованием степенных рядов для коэффициентов динамических ошибок системы и соозветст- вующих временных производных входного сигнала [17].
Практически во всех физических системах присутствуют такие нелинейные факторы, как насыщение, кулоново трение, гистерезис, люфт, квантование сигнала как по уровню, так и по времени. Эти нелинейные факторы могут вызывать нежелательные автоколебания в системе или создавать серьезные проблемы в обеспечении устойчивости системы. При наличии нелинейных элементов применяются такие методы анализа систем, как анализ с использованием описывающих функций (метод гармонической линеаризации или метод гармонического баланса), анализ с использованием фазовой плоскости (или фазового пространства) и анализ с использованием временных характеристик путем моделирования. о многих случаях линейный анализ применим к системам при
В °_ласти малых отклонений входного сигнала, а нелинейный ЛИШЬ ДЛЯ 0Ценки характеристик систем при больших входных сигналах, например в процессе захвата пели.
Статистический анализ
Для линейных, инвариантных во времени систем характеристики стационарных случайных процессов представляю! обычно с помощью функции спекз ральной плотности для входной переменной и соответствующей передаточной функции системы, определяя среднеквадратическое отклонение выходной переменной [18]. Функция спектральной плотности входного сигнала представляет преобразование Фурье для его автокорреляционной функции и отражает статистическую характеристику случайного входного сигнала в области основных частот (домене).
Статистические характеристики вход выход при наличии различных нелинейных факторов получены только для некоторых частных случаев. Статистические соотношения, до некоторой степени обобщенные, можно найти у Ландау и Деондеса (см. разд. 22.10.2). Поэтому наиболее действенным способом анализа следящих систем, когда начинают сказываться нелинейности системы, является ее моделирование. В этом случае входные сигналы представляются случайными временными рядами с соответствующей статистикой и обрабатываются способом Монте-Карло.
Необходимое для захвата цели отношение сигнал-шум и вероятность потери цели являются основными характеристиками системы, определяемыми в ходе статистического анализа. Частота подачи ложных сигналов обнаружения цели в процессе слежения зависит от отношения сигнал-шум, а вероятность потери цели зависит от статистики углового шума слежения. Обе эти характеристики зависят от параметров приемной части системы, работы самой следящей системы, а также временной статистики соответствующих сигналов шума. Во многих случаях количество шумовых импульсов за заданный период времени определяется ограниченным по полосе белым шумом и рассчитывается для того, чтобы получить пороговую величину и отношение сигнал шум, соответствующие необходимой вероятности обнаружения и захвата цели или вероятности того, что угловой шум меньше выходного значения полномасштабной угловой ошибки, при котором возможна потеря цели.
Метод машинного моделирования
Для моделирования динамических временних "^£р\Р^^ мы пригодна как традиционная анало’0а принципиально
При цифровом моделировании можн^а Первый из них заключается разных подхода к программированию.Ртаким образом, как
в том, чтобы решать дифференциальны у Р^^^^^ уравнения
это делает аналоговая машина, в котор , |Ж*ВдЗЯНИЫх интеграторов, системы формулируются в понятиях вза>ора необходимы
Если принять этот подход, ТО для каждого ингс г
цифровая программа интегрирования и критерии оценки погрешности. Для широкополосных систем интервалы времени для расчетов могут оказаться очень непродолжительными и, следовательно, на каждый интервал реального времени будет приходиться большой объем вычислений. В настоящее время имеется целый ряд моделирующих программ, реализованных согласно этому подходу.
Второй подход заключается в решении дифференциальных уравнений с использованием дискретно-непрерывных временных представлений с постоянными вынуждающими функциями и заданными начальными условиями. Если следовать этому подходу, интервалы между вычислениями по-прежнему должны быть сопоставимы с полосами пропускания контура управления и входных сигналов и учитывать характеристики многих нелинейностей системы. Для систем управления с дискретной выборкой данных и с внутренними замкнутыми контурами данный подход особенно привлекателен. В большинстве случаев вычисления временных характеристик можно свести к минимуму, используя один расчет на интервал выборки. Недостатком этого подхода является то обстоятельство, что даже небольшие изменения динамики системы могут потребовать изменений временных характеристик, а не просто изменения коэффициента передачи одного интегратора.
СЛЕДЯЩИЕ СИСТЕМЫ С РАСТРАМИ (МОДУЛИРУЮЩИМИ ДИСКАМИ)
Принципиальная схема растровой следящей системы приводится на рис. 22.23. Телескоп собирает электромагнитное излучение и фокусирует изображение цели на модулирующем диске-растре, представляющем собой пространственную решетку с изменяющимся оптическим пропусканием. Относительное движение сфокусированного изображения и решетки модулирует общее количество излучения, проходящего через растр. Это излучение собирается конденсором (оптическим коллектором) и направляется на фотоприемник, который генерирует электри-
Рис. 22.23. Принципиальная диском).Рис. 22.23. Принципиальная диском).схема следящей системы с растром (модулирующимсхема следящей системы с растром (модулирующим
Рис. 22.23. Принципиальная диском).
Рис. 22.23. Принципиальная диском).
схема следящей системы с растром (модулирующим
схема следящей системы с растром (модулирующим
ческий сигнал, пропорциональный количеству падающей на приемник энергии излучения. Электронный блок усиливает сигнал с фотоприемника и демодулирует его, с тем чтобы восстановить сигнал ошибки, который соответствует положению цели в поле зрения телескопа. По сигналу ошибки с помощью обратной связи телескоп перемещается таким образом, чтобы уменьшить величину ошибки. Нулевая ошибка в положении цели соответствует обычно центру поля зрения телескопа.
Растр следящей, системы выполняет обычно две функции. Основная функция заключается в модулировании сигнала приемника для получения информации, указывающей на положение цели. Кроме того, как указано в гл. 11. растр осуществляет пространственную фильтрацию и подавление сигналов от фоновых объектов, больших по сравнению с целями. Растровые следящие системы изначально представляют собой системы, нуждающиеся в предварительном целеуказании, и работают лучше всего с целями, расположенными в относительно малом угловом диапазоне по сравнению с углом поля зрения датчика. Они и предназначены главным образом для таких применений.
Электронный блок осуществляет обычно следующие функции: 1) усиление сигнала приемника до приемлемого уровня мощности с малым уровнем шума, 2) фильтрацию в полосе пропускания системы для восстановления модулируемого сигнала, определяющего положение цели, и сведения к минимуму случайного шума, 3) автоматическое регулирование усиления (АРУ) для поддержания постоянного уровня сигнала и 4) демодуляцию для вычисления сигнала ошибки. Можно разработать систему, в которой кодирование положения цели осуществляется с использованием частотной модуляции без АРУ, но с нормализаторами. Однако применение АРУ допускает работу системы при мощных сигналах от цели (когда таковые имеют место) и позволяет подавлять фоновые сигналы. Тем самым обеспечивается улучшение характеристик слежения.
Существует множество вариантов построения растровых следящих систем. Относительное движение изображения цели и растра можно обеспечить перемещением либо растра, либо телескопа, либо и того и другого вместе. Допустимо использование нескольких растров, а число возможных конфигураций растров поистине безгранично [1, 19]. Ниже будут рассматриваться два наиболее распространенных вида растровых следящих систем: с вращающимся растром и неподвижным растром. Подробное рассмотрение растров и их применения можно найти у и- бермана [20].
Системы с вращающимися растрами
Системы с вращающимися растрами получили наибольшее распро- ^Ранение в ИК-технике слежения за объектами в связи с простотой их Принципа действия и относительной несложностью их механической
части. Сам растр представляет собой диск, состоящий из прозрачных и непрозрачных зон. размер каждой из которых по крайней мере не меньше размера изображения точечной цели на большей части растра. Вблизи центра растра это желательное соотношение размеров сохранить невозможно. Вращение растра генерирует сигнал переменного тока (несущую), с помощью которого осуществляется модуляция светового потока изображения цели. Конфигурация растра должна быть асимметричной настолько, чтобы положение цели однозначно кодировалось модуляцией сигнала приемника. Минимальная информация, необходимая для слежения, должна содержать полярный угол цели, т.е. направление на цель от центра поля зрения. Кроме того, желательно иметь сигнал, указывающий на радиус смещения цели относительно центра поля зрения.
На рис. 22.24 представлены примеры вращающихся растров. Ис- ходным является растр типа «восходящее солнце», состоящий из двух секторов, каждый из которых обычно занимает половину растра. При этом один из секторов воспринимает цель, а другой обеспечивает фазирование. Сектор для восприятия цели содержит N пар прозрачных и непрозрачных зон, которые при вращении растра то пропускают, то не пропускают излучение цели на приемник, генерируя при этом N импульсов фототока за пол-оборота диска. Сектор фазирования вносит смещение при модуляции сигнала, кодируя полярный угол цели как фазу огибающей пакета импульсов. Пропускающая способность этого сектора составляет величину порядка 0,5, что соответствует средней пропускающей способности сектора дели и сводит к минимуму влияние на модуляцию сигнала, вызываемое фоновыми объектами умеренной яркости. Растр типа «восходящее солнце» не дает информации о радиусе цели, если не считать центральной зоны, где изображение цели накладывается более чем на один прозрачный лепесток и амплитуда сигнала
U ЕКТ fl Р, В Q С Я Р U Si И М К НИЦ U #
«^холящее"солн!^ (модулирующих дисков): растр типа модуляцией (б) и растп с М0ДУЛЯ11иеи (ц), растр с многочастотнои фазирующий сектор, имеет пропускан^О^" (в)' ПолУпР°3Рачная зона’ ИЛИ
уменьшается по мере приближения изображения к центру.
Хотя положение цели кодируется как фаза огибающей пакета импульсов. данный тип растра идентифицируется обычно как растр с амплитудной модуляцией. Это недоразумение вызвано тем обстоятельством, что для bocci ановления сигнала о положении цели используется обработка модулированного по амплитуде сигнала. Предшествующий восстановлению сигнала фильтр передает несущую и первую пару боковых полос, сочетание которых формирует модулированный по амплитуде сигнал с показателем модуляции М = 4/л. Затем модулированный по амплитуде сигнал фиксируется приемником и используется для получения огибающей, а далее, после обнаружения, осуществляется фильтрация.
Многочастотный растр [1] обеспечивает получение данных об углах в полярной системе координат и о радиусе смещения положения цели. Он является развитием растра типа «восходящее солнце» путем разделения сектора цели на несколько полуколец, каждое из которых содержит различное количество прозрачных и непрозрачных зон. Такая конфигурация обеспечивает переменное количество импульсов в пачке, зависящее от радиуса смещения цели. Информацию о радиусе можно извлечь с помощью каскада полосовых фильтров, определив, в каком полукольце находится цель. Такой подход обеспечивает повышенное разрешение по множественным целям, если их радиальное положение соответствует
различным полукольцам сектора.
В растре, использующем частотную модуляцию, имеется N пар прозрачных и непрозрачных зон. ширина которых изменяется по окруж
ности диска. По мере вращения диска генерируется сигнал, модулиро
ванный по частоте. Несущая частота в N раз превышает частоту вращения растра, и показатель модуляции определяется количеством
изменений в ширине зон. Фаза модуляции соответствует полярному углу цели. Так же как и в случае с растром типа «восходящее солнце», информация о радиусе смещения цели в сигнале не содержится.
На рис. 22.25 представлен электронный блок, используемый в следящих системах с растром типа «восходящее солнце» с амплитудной модуляцией. Первый полосовой фильтр Н х пропускает несущую частоту и достаточное количество боковых полос для сохранения информации о положении цели. Схема автоматического регулирования усиления (АРУ) поддерживает сигнал на почти постоянном уровне, несмотря на обычно широкий динамический диапазон излучения от цели, системе с растром типа «восходящее солнце» используется демодулятор ампли тУДно-модулированного сигнала (амплитудный детектор), а в системе с модулирующим по частоте растром-детектор частотно-модулир ванного сигнала (частотный демодулятор). Второй полосовой фил ^2* стоящий после демодулятора, настроен на частоту'
частоту вращения растра. Полосу пропускания следует м,'
с тем чтобы понизить шум на выходе. Вместе с тем она д
Рис. 22.25. Электронный блок следящей системы с вращающимся растром.
достаточно широкой для того, чтобы соответствовать динамическим характеристикам слежения. Фазовый детектор фиксирует отклонение фазы модулированного сигнала по отношению к фазе опорного сигнала (фазе растра) и выделяет сигнал ошибки слежения.
В случаях с многочастотными растрами электронный блок функционально аналогичен электронному блоку систем с параллельными ампли- тудно-модулированными каналами. Для каждого полукольца растра имеется свой канал, причем полосовой фильтр, стоящий до демодулятора, настроен на несущую частоту именно этого полукольца. Для выделения сигнала ошибки параллельные каналы коммутируются. Это можно сделать в любой точке между выходом упомянутого фильтра и входом фазового детектора.
В работе [21] приведены соотношения сигнал-шум на выходе полосового фильтра в системах как с амплитудной, так и с частотной модуляцией. В табл. 22.8 представлены асимптотические выражения отношений сигнал-шум для случаев слабых и мощных сигналов с амплитудной и частотной модуляциями. При этом использованы следующие обозначения: у = [D* Ф?]2/Л4; Фо-энергия излучения цели; D*-удельная обнаружительная способность фотоприемника; Аг* площадь чувствительного элемента фотоприемника; М- показатель амплитудной модуляции, (=4/л); р-показатель частотной модуляции; /я-частота вращения растра; Ь2- эквивалентная шуму полоса пропускания фильтра Н2.
Эти выражения применимы при условии, что размер изображения цели достаточно мал по сравнению с шириной прозрачных и непрозрач-
*^‘ Асимптотические выражения для определения отношения сигнал - шум на выходе электронной части следящей системы
Вид модуляции
Слабый сигнал
Мощный сигнал
АМ
гм^ Y2
Гму Y
12лJ к2 JRb2
_2л„ Ь2
ЧМ
У2
ртY
1
^Г.ьг
Ь>
ных зон растра по радиусу отклонения цели. Как отмечалось ранее, отношение сигнал - шум в системах с обоими типами растров уменьшается по мере приближения радиуса отклонения цели к нулю.
Из табл. 22.8 можно видеть, что системы с частотной модуляцией в отличие от систем с амплитудной модуляцией имеют в выражениях на один параметр больше из числа тех, которые определяют чувствительность системы, а именно показатель частотной модуляции р. Значение Р определяется конфигурацией растра. При £ < я2/4 отношение сигнал- шум в системе с частотной модуляцией лучше, чем в сравнимой с ней системе с амплитудной модуляцией. Снижение £ ухудшает характеристики при мощном сигнале, но часто это является необходимым компромиссом. При малой мощности сигнала для улучшения характеристик слежения можно воспользоваться способом расширения порогового значения для систем с частотной модуляцией [22].
При наличии нескольких целей в поле зрения системы очень важной характеристикой часто оказывается равновесная точка слежения. Это такая точка в неподвижном сюжете, для которой сигнал ошибки равен нулю, если приемное устройство наведено на эту точку. Для каждой конкретной следящей системы и сочетания сюжетов может существовать более чем одна такая точка. Для получения точных характеристик равновесной точки слежения в системе с вращающимся растром в каждом конкретном случае необходим тщательный анализ, но некоторые обобщения исследователями сделаны. Для систем с амплитудной модуляцией характерна тенденция к усреднению сигналов, генерируемых несколькими целями, что приводит к образованию равновесной точки слежения в центроиде нескольких источников. Для систем с частотной модуляцией характерны эффект захвата и тенденция к отслеживанию наиболее яркой цели в поле зрения системы.
Системы с неподвижными растрами
Следящие системы с вращающимися растрами принципиальными недостатками: возможностью прадиусе
при нулевой ошибке слежения и отсутствием
смещения цели. Потеря сигнала при нУлев0И °™ ДИ1 х повышению изображение цели находится в центре дис , Р гпежения требу- уровня шума и особенно неблагоприятна в. ситу _ сигнал ошибки юших высокой точности. Следящие системы,нелинейным си-
определяется лишь полярным углом цели, отн сдинамические
стемам, и для них характерны относительно “
ошибки в условиях движения целей или инжнЫМИ растрами0,
достатка преодолимы в следящих системах с не д
11 Обычно такие системы реализуются вви^ ^"^изображения и растра ‘чающейся оптики. Вместе с тем относительнцения растра.
может достигаться и путем соответствующе Р6,
Рис. 22.26. Неподвижный растр типа «вагонное колесо».
На рис. 22.26 показан образец неподвижного растра типа «вагонное колесо». Растр состоит из N пар прозрачных и непрозрачных зон. Радиус растра соответствует углу поля зрения Rr. В данном случае используется нутационное сканирование, при котором изображение, полученное от точечного источника, движется по окружности с постоянным радиусом R* и частотой сканирования/v. Центр окружности соответствует положению цели в центре поля зрения. При смещении цели нутационная окружность концентрична растру.
В системах с неподвижными растрами применяются растры самых различных конструкций и разнообразные электронные схемы, разработанные для конкретных применений. Однако принцип отслеживания точечной цели такими системами аналогичен принципу работы системы с растром типа «вагонное колесо», хорошо поддающейся анализу. Поэтому ниже будет рассмотрена именно система с растром типа «вагонное колесо», хотя выводы вполне применимы (в качественном отношении) и к системам с растрами иных типов.
Изображение цели формирует импульс фототока при пересечении каждой пары зон. Если изображение цели расположено в центре диска, то длительности импульсов и длительности пауз между ними равны. По мере удаления цели от оси диска длительность импульсов и период их следования изменяются в соответствии с частотой сканирования, фор- ваюш Модулированный сигнал, содержащий информацию, точно указы- слежениа радиус отклонения цели и полярный угол. При ошибках motv™™™ личина кот°рых мала по сравнению с амплитудой нутации, как частота /и63^0 Сигнала шляется чисто частотной модуляцией, так ггропопционапкия13 приемника NJV зависящая от частоты нутации Л, сигнала по отноше^Т^"61™ СЛеЖеНИЯ Фаза модулированного полярный угол цели ^ опорного сигнала нутации определяет В какой-то момсн^3вымени6™ ” Величины R* ~ R"' ПРИ которОЙ окружность достигает ~ процессе сканирования нутационная Вплоть до этого момента ты^Р3’ частотная модуляция сохраняется, ошибки, причем Долма ачение частоты возрастает с увеличением ляющую третьей гапмпиИМПУ^?Са содеРжит все более явную состав- мгновенной частоты в пп КИ ^3 РИС ^2.27 показан график изменения
готы В процессе сканирования. Если ошибку слежения е
^тод нунции при схднировднии^тод нунции при схднировднииРис. 22.27. График изменения мгновенной частоты сигнала при неподвижном растре типа «вагонное колесо».
^тод нунции при схднировднии
^тод нунции при схднировднии
нормализовать по отношению к R„, то показатель частотной модуляции р определится из выражения11
р = я/2 {arcctg [(1-е) tg WN') ] - arcctg [(1 + е) tg (д/N) ]}.(22.20)
При этом для больших значений N имеет место 0 ~ Ne/(I - е2).
На рис. 22.28 представлены кривые максимальных значений 0 (имеющих место при е = (Rr — R^/R.n = е,) в зависимости от отношения Rr/Rn для некоторых значений параметра N (числа пар прозрачных и непрозрачных зон растра). Длительность импульса при этом составляет. согласно [23], примерно 20/N, так что максимальное значение Р определяет требуемую полосу пропускания фильтра Нх.
В следящей системе с неподвижным растром выбор параметров системы связан с поиском компромиссных решений. Увеличение 0 не только улучшает отношение сигнал-шум демодулироваиного сигнала, но и влечет за собой большое значение минимального отслеживаемого
сигнала (пороговый эффект частотно-модулированных с«с™^ чение количества прозрачных и непрозрачных зон част ся
фильтрации больших фоновых объектов, но N при этом Р п30бРа_ разрешением принимающей оптики и максимальным pa Р «_
жения цели, а также технологией изготовления растре ._
мер поля слежения в этом случае пропорционален ве™^
Неподвижный растр, работающий в режиме нутарадиаль-
вания. может быть использован и для °тсле™кН С“ответствуюшук> ными ошибками в, превышающими Ер т.е_У ^ ^^ генс-
максимальному значению 0. Из рис. 22.29е доходящих до
рируется фотоприемником и при ошибках, пов . Х0ДЯЩИХСя в ин- значения (R, + R„№ -ч- Однако для о"»^" тервале е, <е < е2, изображение цели в т гигнала уже в зна- Цикла выходит за пределы растра, иi мо№ частотиой модуляции, чительной степени не соответствует характеру
Т А п Ддя получения этого выражения применяется стандартное определение 0, ^„Р*(/™.-/™,)/2/,. даже в том случае, когда форма импульсов при ^уляции не вполне синусоидальна.
Рис. 22.29. Форма растра с протяженным полем слежения.Рис. 22.29. Форма растра с протяженным полем слежения.Рис. 22.28. Графики максимального показателя частотной модуляции Р„„ для систем с растром типа «вагонное колесо».
Рис. 22.29. Форма растра с протяженным полем слежения.
Рис. 22.29. Форма растра с протяженным полем слежения.
Выходной сигнал с демодулятора при работе в этой зоне, как правило, падает до малой величины и может даже изменить знак. Все это приводит к появлению нестабильного режима. Попытки расширить линейное поле слежения за пределы et с помощью специальных методов демодуляции не приносят успеха. Представляется, что наиболее благоприятная характеристика, которую можно получить,- это формирование демодулированного сигнала ошибки, приблизительно постоянного в диапазоне е, < е < е2 и равного сигналу ошибки, соответствующему £1 (рис. 22.30). Для получения таких характеристик необходимо модифи-
Величин» МОЛ^ЛиР.СиГНИЛк ошибкиВеличин» МОЛ^ЛиР.СиГНИЛк ошибкиРис. 22.30. Идеализированная ха- раггеристика ошибки системы с протяженным полем слежения.
Величин» МОЛ^ЛиР.
СиГНИЛк ошибки
Величин» МОЛ^ЛиР.
СиГНИЛк ошибки
пировать центральную зону растра так, чтобы изображение цели формировало мощные импульсы и по мере пересечения изображением центральной зоны. Этому подходу отвечает демодуляция, осуществляемая по принципу так называемого обнаружения наклона [23]. При условии тщательно скоординированной с формой растра работы схем АРУ и демодулятора можно обеспечить процесс слежения с характеристиками, аналогичными указанным на рис. 22.30.
Расширение поля слежения системы описанным выше способом влечет за собой некоторое ухудшение одной из характеристик системы, а именно повышение чувствительности к фоновым источникам. Без введения такого расширения экранировку от лучей, исходящих от источников, которые удалены от оптической оси на углы > £,, можно выполнять с помощью оптической полевой диафрагмы. Благодаря ей ни одна точка изображения не «уходит» из растра во время нутационного цикла, что способствует улучшению фильтрации фоновых помех. Фоновый объект даже с умеренным градиентом генерирует мощные помеховые сигналы, если изображение или его часть пересекает растр лишь за часть нутационного периода. Напротив, если изображение остается на растре в течение всего периода, то растр работает как пространственный фильтр с большей эффективностью, подавляя сигналы распределенных источников.
В [1] приводится общее выражение для эквивалентной шуму плотности потока электромагнитного излучения (NEED):
NEED =NEED =2VWnD0(NA)Z)*r/2VWnD0(NA)Z)*r/(22.21)(22.21)
NEED =
NEED =
2VWnD0(NA)Z)*r/
2VWnD0(NA)Z)*r/
(22.21)
(22.21)
где го-мгновенное поле зрения приемника, ср; А/-электрическая полоса пропускания приемника; Ьо- диаметр собирающей апергуры^оптическои системы; NA-числовая апертура оптической системы; D -удельная обнаружительная способность (чувствительность) приемника, т0 коэф
фициент пропускания оптики.
Это выражение соответствует единичному отношению сигнал-шум до демодуляции, т. е. на выходе фильтра Hv Величину ^° нп также определить как функцию параметров, более непосред связанных с характеристиками следящих систем. Для следя . с неподвижными растрами со соответствует угловому диак р зрения FOV и выражается следующим образом:
a>^K(FOV/^,(22'22)
где_ п
а _ ( 2(1 - Rn/Rr) (с полевой диафрагмой) ,
I 2(1 + Rn/Rr) (без полевой диафрагмы).
^"^изображение неподвижно и нутация происходит ₽ результате движе ни» растра, то со = я (FOV)2/4 или о = 2.
Как отмечалось ранее, А/ « 2p/N. В выражение для NEFD необходимо включить дополнительный коэффициент пропускания растра тя, величина которого представляет собой среднее значение коэффициента пропускания растра по всему кругу нутации изображения. Для растра типа «вагонное колесо» при е < е, этот коэффициент равен 0,5. Между растром и чувствительным элементом приемника часто располагают полевой конденсор или конденсирующий световод, благодаря чему становится возможным использование меньшего по размерам и, следовательно, малошумящего приемника [1]. В этом случае параметр NA заменяется параметром NAZ, т.е. числовой апертурой полевого конденсора. Тогда, сделав соответствующие подстановки в (22.21), получаем NEFD = FOVx/8S№/aD„(NA)/D*t„TR.(22.23)
Растр типа «вагонное колесо» служит хорошей общей моделью для описания следящих систем с неподвижным растром. Однако существует ограничение, которое приходится определенным образом преодолевать. При более детальном рассмотрении растра типа «вагонное колесо» выявляется изменение характеристики пространственной фильтрации в зависимости от радиального положения изображения цели на растре. Такое ограничение отсутствует для растра типа «улитка» (или «эвольвента») (рис. 22.31). Ширина прозрачных и непрозрачных зон постоянна по всему радиусу растра. Это свидетельствует об упомянутых ранее однородных характеристиках пространственной фильтрации и возможности использования максимального количества таких зон, что приводит, в свою очередь, к увеличению показателя частотной модуляции.
шляются выражениями • sin ф), cos ф),шляются выражениями • sin ф), cos ф),(22.24)(22.25)(22.24)(22.25)Прямоугольные координаты изображения цели для растра типа «улитка» опред х = гь (cos ф + <j
шляются выражениями • sin ф), cos ф),
шляются выражениями • sin ф), cos ф),
(22.24)
(22.25)
(22.24)
(22.25)
О'. 9)-из соотношенийО'. 9)-из соотношений(22.26)(22.27)(22.26)(22.27)У = гь(ыпф - ф а полярные кос Г2 = Г^(1 + ф2), 9 = ф — arctg ф
О'. 9)-из соотношений
О'. 9)-из соотношений
(22.26)
(22.27)
(22.26)
(22.27)
Рис. 22.31. Растр типа «улитка».
Растры такого типа применяются обычно вместе с полевой диафрагмой, благодаря чему реально достигается изначально свойственная им равномерность пространственной фильтрации.
СКАНИРУЮЩИЕ СЛЕДЯЩИЕ СИСТЕМЫ
Общие сведения
В состав сканирующих следящих систем входят один или несколько фотоприемников, мгновенные поля зрения которых составляют малые доли общего поля зрения. Взятые в совокупности, эти поля зрения неоднократно сканируют общее поле зрения и преобразуют сканируемый сюжет в последовательность сигналов на выходе приемника. Кроме того, при сканировании генерируются опорные сигналы, соответствующие мгновенным положениям поля зрения каждого приемника в общем поле. Процессор идентифицирует сигнал от цели среди выходных сигналов приемника, как правило, с помощью пороговых устройств и делает выборку опорных сигналов на данный момент времени, определяя тем самым положение цели. Сигналы положения цели используются затем для наведения приемной системы таким образом, чтобы цель оказалась в центре общего поля зрения.
Сканирующие следящие системы обладают целым рядом преимуществ по сравнению с растровыми системами. Мгновенное поле зрения каждого приемника1’ меньше мгновенного поля зрения систем слежения с растрами и поэтому дает меньшие по интенсивности фоновые сигналы. Функция фильтрации фоновых помех в сканирующих системах возлагается на процессор.
Имея относительно малые мгновенные поля зрения, сканирующие следящие системы сохраняют в сигналах приемника больше информации о сюжете, чем системы с растрами. Это позволяет разрешать множественные цели и проводить селекцию истинной цели на основе критериев, поддающихся наблюдению. Для случая с протяженными целями, т.е. целями, размеры которых превышают мгновенное поле зрения приемника, процессор настраивается таким образом, что отслеживается конкретная точка цели, например кромка или какая-то иная точка, поддающаяся идентификации.
Сканирующие следящие системы представляют проектировщику возможность гибкого подхода при выборе системы по критерию «стой мость-эффективность». При заданной конструкции оптической системы фоновые помехи и шум приемника можно снизить путем использо f большего количества меньших по размеру приемников (т.е. за с
Здесь и далее под размером приемника п0™ * ^ С^Х^ФЧЭ
тельного элемента (ФЧЭ) приемника и под числ™ ? ются в сканирующих в Мн°гоэлементных приемниках, которые обычно приме системах - Прим. ред.
Рис. 22.32. Блок-схема электронной части сканирующей следящей системы (СС).
увеличения числа ФЧЭ в многоэлементном приемнике). Тем самым степень восприятия цели увеличивается в той мере, в какой мгновенное поле зрения каждого приемника превышает размеры изображения цели. В некоторых системах разрешающая способность может быть улучшена путем применения дополнительных предусилителей и электронных средств обработки сигналов.
В сканирующих следящих системах используется цифровая обработка сигналов, так как в системах этого класса обычно на процессор возложено выполнение целого ряда логических функций.
Электронная часть системы
Электронные блоки сканирующей следящей системы в общем виде представлены иа рис. 22.32. Сигнал, снимаемый с каждого фотоприемника, поступает на схему обнаружения изображения цели, с выхода которой получают импульсный логический сигнал. Эта схема рассчитана на выдачу импульса в тот момент времени, когда цель находится в мгновенном поле зрения каждого из приемников по всей развертке. Когда эта схема генерирует импульсы, логический блок системы с помощью эталонных сигналов формирует выходной сигнал с соответствующего приемника. Этот сигнал дает информацию о положении пели и может быть использован для наведения системы таким образом, чтобы цель все время удерживалась в центре поля зрения.
Электронная часть следящей системы не обязательно должна физически соответствовать блок-схеме, приведенной на рис. 22.32. Так, в некоторых системах может применяться лишь одна схема обнаружения изооражения цели с временным разделением по нескольким приемным
каналам. В другом случае схемы обнаружения изображения цели могут быть реализованы на базе цифровой техники. В системах такого рода выходные сигналы усилителя отбираются, преобразуются в цифровую форму, фильтруются с помощью цифровых фильтров и сравниваются с пороговым значением на цифровых сумматорах.
Основные принципы проектирования справедливы для всех электронных блоков сканирующих следящих систем вне зависимости от того, на какой элементной базе они реализуются. Предлагаемая ниже информация дается исходя из блок-схемы рис. 22.32, но вполне применима к любым другим компоновкам.
Схема обнаружения сигнала от изображения цели
Основные элементы схемы обнаружения изображения цели показаны на рис. 22.33. Выходной сигнал схемы z представляет собой логический сигнал, принимающий значение «1» лишь тогда, когда значение сигнала р на входе схемы сравнения сигнала с пороговым значением (порогового детектора) превышает значение порогового сигнала рг . Фильтр рассчитан на максимальное отношение сигнал-шум (сигнала от изображения цели к сумме помеховых сигналов шума и фона). Усиление необходимо для того, чтобы относительно слабый сигнал от изображения цели превысил уровень шума последующих схем. Автоматическая регулировка усиления (АРУ), хотя и не является принципиально необходимой, как правило, используется для повышения надежности слежения в широком диапазоне интенсивности сигнала от изображения цели и обычно встречающейся фоновой обстановке.
Фильтр следует разрабатывать таким образом, чтобы отношение пикового значения сигнала от изображения цели к среднеквадратичному значению шума на выходе фильтра было максимальным. Эта обычная проблема решается широко известным способом-использованием согласующего фильтра [24].
(22.28)(22.28)Для расчета согласующего фильтра необходимо иметь следующие исходные данные: 1) функцию спектральной плотности сигнала от изображения цели, заданную преобразованием Фурье этого сигнала S(w), 2) случайный сигнал фона и шума с нулевым средним значением и 3) функцию спектральной плотности мощности W(со). огда пеР даточную функцию согласующего фильтра можно найти из соотношеш
(22.28)
(22.28)
Н (со) = к — е ->'., W(w)
где А:-произвольная вещественная постоянная, S ^ T^“K^L^ сигна- лексно сопряженная S (со); to-запаздывание, равное дли н ла от изображения цели на входе фильтра.
Данные, необходимые для определения Н (со), т.е. S(cd), /е и И7 (со), можно получить, исходя из компоновки приемника и формы развертки, оптической функции рассеяния изображающей точки (или модуляционной передаточной функции оптики. МПФ). спектральной плотности шума приемника и винеровского спектра фона [25, 26].
С точки зрения оптимизаций отношения сигнал-шум зависимость работы фильтра от его точного соответствия передаточной функции //(со) часто носит отнюдь не критический характер. Поэтому согласующий фильтр может стать исходной точкой проектирования, и если он реализуется сложными средствами, как это часто бывает, то можно рассмотреть упрощенные приближения Н (со). Этот технический подход вполне оправдан, так как неизбежное ухудшение характеристик при этом бывает незначительным, а функция ^(со), по которой определяется согласующий фильтр, часто описывает лишь небольшую часть рабочей фоновой обстановки.
Пороговый детектор
Остальные проблемы при проектировании схемы обнаружения изображения цели связаны с выбором порогового уровня vT . Для этого требуются некоторые результаты статистической обработки случаев превышения сигналом пороговых уровней. При обычных условиях случайный фоновый сигнал плюс шум в пороговой точке представляют собой гауссовский случайный процесс. Электронный шум (температурный и дробовой) также имеет гауссовский характер. Тепловое излучение фоновых объектов имеет тенденцию к гауссовскому распределению [27], и, следовательно, весь случайный процесс, если используется относи- ™ УЗКополосньш фильтр, имеет гауссовский закон распределения [28].
Для стационарного гауссовского процесса v^t) с нулевым средним значением и автокорреляционной функцией R^ ожидаемое количество ситуации в единицу времени (1 с), когда v(0 будет превосходить положительное пороговое значение иТ , обозначается символом X и определяется формулой
1 _ 1 Г^ПО) '
(22.29)(22.29)^7-ж ^
(22.29)
(22.29)
ется регулярность пронесся2 а* ?^’ ^Граничсш<ем в данном случае явля- нулю. Если же процесс сингулярный^43)67’ ЧТ° R ^ существует и равно Р . то X не определяется, но существует
пересечения порога в течение(2230)пересечения порога в течение(2230)вероятность по крайней мере одного малого интервала времени и [29] 1};
пересечения порога в течение
(2230)
пересечения порога в течение
(2230)
1 / lR4O^u пДи\ = — /е- 0«5(рг/о
PxV 1 2л V R(O)J '
В терминах же функции спектральной плотности S (ш) процесса представляющего собой преобразование Фурье Я(т), параметр X опреде- ляется как'
сюоо’ ‘
J со2 Sr(to)dw/ J Sp(to)(Aoe-0.5(t>r/CT,)1(223!)
— co-co
Экспоненциальный показатель является мерой полосы пропускания St.(to). В качестве примера можно рассмотреть идеальный процесс с
S» =S» =to, < |cd| <cob, для всех иных to.to, < |cd| <cob, для всех иных to.(2232)(2232)
S» =
S» =
to, < |cd| <cob, для всех иных to.
to, < |cd| <cob, для всех иных to.
(2232)
(2232)
В этом случае
р-О.З^т/СТ,)2.р-О.З^т/СТ,)2.(2233)(2233)(2234)(2234)1 Шь — ш22л V 3 (wb - coj
р-О.З^т/СТ,)2.
р-О.З^т/СТ,)2.
(2233)
(2233)
(2234)
(2234)
Если же со, « cob = 2 л А/, то Х^0,58А/>-0Ж/аЛ2.
Необходимо отметить, что
о2 = J S„ (to) dto, - со
S4.(to) = ^(to)|2H'(to)2\
Таким образом, при известных И7 (со) и Н (со) можно определ.ть X как функцию порогового значения иТ и выбрать значение ит, обеспечивающее приемлемо низкую частоту пересечений пороговых уровней фоновыми помехами и шумом.
Работа схемы обнаружения изображения цели определяется, вероятностью того, что сигнал от изображения цели превосходит пороговое значение в течение одной развертки. Если символом и обозначить пиковое значение сигнала и^) только от изображения цели, то за время,
п Необходимо отметить, что ПапУли.сПРИВО"
частоту пересечения порога в обоих иапр
Димую здесь величину.ныпажеиий в следующем виде:
21 Более корректной будет запись этих выраже
°: = 1Т S.M м $, (О) = IHW12 W' ПриМ' ред'
Wo,]2 du,Wo,]2 du,соответствующее i\ общий сигнал р(/) можно считать распределенным по нормальному закону со средним значением у и дисперсией о^ . В этом случае вероятность обнаружения изображения цели определяется выражением
Wo,]2 du,
Wo,]2 du,
(22.35)
или
PD = 0,5 + erf [(v - у г )/а„],(22.36)
X
где erf (л) = —г-0А12 dr-известная табличная функция.
Усреднение сигнала
Одним из вариантов компоновки схемы обнаружения изображения цели может служить вариант со встроенной схемой усреднения сигнала, предшествующей пороговой схеме. Ее функция заключается в усреднении сигнала в каждом приемном канале по нескольким периодам сканирования до сравнения с пороговым значением. Поскольку усреднение и фильтрация представляют собой линейные операции, то они могут осуществляться как до, так и после фильтра. Для уменьшения влияния предыдущей информации используется весовой коэффициент К, причем 0<К<1. На рис. 22.34 представлена структурная схема идеальной схемы усреднения сигналов, на которой символом Т обозначен период сканирования. Выходной сигнал такой схемы определяется выражением
Л<) = У K"vU-nT).12231)
■ = о
Это позволяет улучшить отношение сигнал-шум, если изображение цели в поле зрения приемника фиксируется в течение всего времени усреднения.
Ввиду трудностей в реализации достоянных времени линии задержки, рассчитанных на типичные периоды сканирования, т. е. многие миллисекунды, а также наличия флуктуаций частоты во время сканирования, ухудшающих работу схем усреднения сигналов с фиксированным запаздыванием, часто используют усреднение сигналов, дискретное во време-
ни, а иногда и дискретное по амплитуде. Выборки входного сигнала осуществляются относительно синхронизирующих импульсов сканирования. Затем выборки усредняются либо в аналоговой (непрерывной), либо в цифровой (дискретной) форме. Если частота выборки достаточно велика (на практике не менее пяти раз за время длительности импульса), то за время работы дискретной схемы не существенны потери информации.
Угловой шум выходного сигнала
При наличии шума в моменты между временем появления сигнала изображения цели и временем пересечения порога возникает временная задержка в е секунд. Поскольку положение цели определяется посредством демодуляции положения импульса, эта задержка вызывает угловой шум в выходном сигнале следящей системы. При скорости сканирования, равной р и измеряемой в радианах в секунду, эквивалентный угловой шум равен ре рад. Для снижения углового шума в выходном сигнале за счет сужения полосы пропускания следящей системы можно использовать усреднение или низкочастотную фильтрацию.
Точная статистика величины е и ее влияние на отношение сигнал - шум, выбор порогового значения и другие соответствующие параметры представляют собой еще не решенную математическую задачу. Новый, нетрадиционный подход к этой задаче [30] позволил получить приводимую ниже оценку дисперсии е в условиях малых ошибок и белого гауссовского шумап:
ст2 ~ ^р , (22.38)
J со21S(со) |2 ^Zco - <х>
где S(ю)-преобразование Фурье сигнала изображения цели на выходе предварительного усилителя; 2Afe 8(0-автокорреляционная функция шума; §(/)-функция Дирака (дельта-функция).
Логический блок
Основная функция логического блока заключается в формировании сигналов о положении цели. Принципиально эта функция реализуется по команде от опорных сигналов сканирования путем выборки сигналов со схемы (или схем) обнаружения изображения цели. Конкретное решение логических задач, возникающих при дешифровке положения изображения цели, зависит от используемого вида сканирования. В системах с многоэлементными приемниками мгновенное поле зрения каждого фоточувствительного элемента (ФЧЭ) приемника смещено от некоторой опорной (базовой) точки на фиксированную величину. Логический блок
” Данное выражение получено из формулы, приведенной в [30], путем элементарных преобразований и применения теоремы Парсеваля.
полжен учитывать это смещение, определяя, какой именно приемный канал содержит изображение цели, и добавляя смещение соответству- юшего ФЧЭ приемника к отобранному сигналу.
Помимо формирования сигналов о положении изображения цели логический блок должен выполнять большое количество иных функций, которые могут иметь большое значение в конкретных применениях. Обнаружение очень слабой неподвижной цели на равномерном фоне можно облегчить путем введения интегрирования в процедуру слежения. В таком случае помеховый сигнал не повторяется периодически с частотой сканирования, как это бывает, если фон имеет определенную структуру. Уменьшение порогового значения увеличивает частоту пересечений порогового уровня, обусловленных шумом, но последние происходят случайно во времени. Напротив, пересечения порог ового уровня, вызываемые неподвижной целью, происходят при сканировании неоднократно и соответствуют одному и тому же положению изображения цели в поле зрения приемника. Сопоставляя число пересечений порогового уровня с количеством циклор сканирования, пересечения, вызванные шумом, можно отфильтровать и тем самым идентифицировать пересечения, вводимые изображением цели. Неблагоприятным последствием этого является уменьшение полосы пропускания следящей системы. Однако во многих случаях это приемлемо, поскольку наиболее
слабые цели появляются на наибольших расстояниях и время опознавания в процессе перехвата цели не является особенно критическим параметром, так что допущение о неподвижности цели можно считать справедливым. Такая процедура часто применяется в импульсных РЛС и именуется по-разному: двойное интегрирование, интегрирование после обнаружения, обнаружение по совпадению. Техника обнаружения совпадений обеспечивает существенное улучшение характеристик следящих систем (см. соответствующие графики кривых, приведенные в [31] и [32]).
Весьма полезной оказывается еще одна функция, выполняемая логическим блоком,- организация так называемого «стробирующего окна». После обнаружения изображения цели эффективное поле зрения приемника можно уменьшить до малой зоны вокруг изображения цели и тем самым отфильтровать сильные помеховые источники вне данной зоны. «Стробирующее окно» организуется путем формирования для каждого ФЧЭ логического сигнала, имеющего значение «1» во время сканирова- ния^«окна», центр которого находится на месте ожидаемого положения изооражения цели. Этот логический сигнал стробирует сигнал положения изооражения цели г до его выборки с помощью опорных сигналов^ ормирование логического сигнала представляет собой управляемый процесс и азируется на знании мгновенного положения поля зрения приемника (известного, поскольку оно необходимо для выполнения задач слежения).
Необходимо найти компромисс между величиной, «окна» и переме-
тениями линии визирования при слежении. Для следящих систем первого типа, которые отслеживают постоянную скорость перемещения линии визирования о с постоянной ошибкой, «стробирующее окно» вводит ограничение на величину ускорения перемещения линии визирования д Для того чтобы расширить «окно» при маневрах цели или при повышении уровня сигнала от цели, можно встроить дополнительные логические устройства.
Следящие системы с розеточной формой сканирования
Такие розеточные системы представляют собой в принципе следящие системы с одним фотоприемником, форма сканирования которого напоминает розетку с несколькими лепестками или петлями, исходящими из общего центра. Траектория (форма) сканирования (развертка) отражает путь, пройденный проекцией центра мгновенного поля зрения приемника на пространство объекта. Реализация розеточного сканирования легко достигается с помощью двух оптических элементов, вращающихся в противоположных направлениях, каждый из которых отклоняет падающие лучи на один и тот же угол (см. гл. 10). Отклонение может выполняться оптическими клиньями (призмами), наклонными зеркалами, децентрированными линзами. Простота построения розеточных сканирующих устройств способствует их широкому использованию в следя цщх системах.
Розеточное сканирование
Розетка относится к трехпараметрическому семейству кривых, определяемых как функции времени выражениями
XW = ^ (cos 2n/t / + cos 2п/2/),(22.39)
>40 = (sin 2^ ( - sin 2я/2 г) .(22.40)
Если перейти к полярным координатам, уравнения для розетки приобретают следующий вид:
r(0 = pcos л^+/2)/,(22.41)
6(/) = я(Л-/2),.(22-42)
Оптические элементы вращаются с частотами fx и /2, определяющими рисунок развертки. Параметр р представляет собой масштабный коэффициент, характеризующий угол, определяемый радиусом развертки, ^помянутые выше частоты-положительные, причем^ >/?•
Если отношение Л/Л-рациональное число, то развертка воспроизводится точно, т. е. является замкнутой. На практике два вращающихся элемента обычно находятся в зацеплении друг с другом, осуществляя
Глава 22Глава 22Рис. 22.35. Розеточная форма сканирования.Рис. 22.35. Розеточная форма сканирования.
Глава 22
Глава 22
Рис. 22.35. Розеточная форма сканирования.
Рис. 22.35. Розеточная форма сканирования.
нмеш^этот^А^г развеРтки' 8 связи с чем ниже будет рассматриваться розеток Пои пяб?СС ^ РИС" ^'^5 приставлены примеры замкнутых устройства важны такие свойства во взаимных наложений? <петель). ширина лепестка и количест- от выбора параметров / и/ ^ лепестков- ^ эти свойства зависят и выражаетс^чепез {v^x^^^^r количеством лепестков в секунду равдона.тьноеиве.тичин^^иТУ1 +^‘ ^ отношение Л//з ' то отношения N =f[fuN —г 7МСЮТ наибольший общий делитель/, иелые числа. Более того V 2 -/2^прсдставляют собой положительные ряюшие равенству 1J i и 2"- наименьшие целые числа, удовлетво-
П(22.43)
Период розетки Т равен 1/Гр
' = L 2. Число лепестков в *СТ задаваться отношением NJfo где ного поля зрения следует свес^РГ*е N ^ Ni + N2- Величину мгновен- «хти К минимуму мя ТОГО, чтобы свести
к минимуму помеховое воздействие фона и шума. Вместе с тем это поле должно быть достаточно велико, чтобы полностью перекрывать сканируемое прос гране гво. Нужная для этого величина мгновенного поля зрения зависит от ширины лепестка и степени дерекрытия смежными лепестками друг друга.
Ширина лепестка и измеряется в его самом широком месте Это соответствует на лепестке первой точке г„ для которой dyldt = O Значение времени tw получают из выражения
dyidt = 1Ц)ЦХ cos 2л/£ / -/2 cos 2л/2 /).(22.44)
Так как необходимым условием выполнения равенства dy/di = 0 является выполнение равенства
cos а - acos аа = 0,(22 45)
где а = 2к/1/Н1, a a =fxlfi и 0<«^1, то ширину лепестка можно определить из соотношения
tv = 2^(/v) = p(sio а — sin «а).(22.46)
Ha рис. 22.36 приводятся диаграммы зависимостей а и и/p от а, где a =j\lfx = N2/Nx. Разработчик может использовать w в качестве предварительной оценки диаметра мгновенного поля зрения фотоприемника (о, необходимого для того, чтобы обеспечить отсутствие зазоров в лепестках розетки. В ином варианте, имея заданную величину со, из условия tv ^ w можно определить минимальную величину а, необходимую для полного сканирования внутри лепестков.
Для полного сканирования поля между лепестками при удержании со на минимальном значении необходимо обычно некоторое перекрытие смежных лепестков. Количественная оценка перекрытия выражается через радиус точки пересечения петель г;. Поэтому необходимо вывести формулу, описывающую взаимосвязь r{ с N х и N 2 и определяющую выбор этих параметров для обеспечения полного захвата сканируемого
пространства.
a=f2/fi=N2/Nia=f2/fi=N2/NiРасполагаясь вдоль окружности радиусом гь каждый лепесток захватывает угол ф = 2u/N. Если через t( обозначить первую точку лепестка, соответствующую пересечению со смежным лепестком, то
a=f2/fi=N2/Ni
a=f2/fi=N2/Ni
Рис. 22.36. Графики зависимости нормализованной ширины петли и фазы ее самой широкой части от отношения частот вращающихся элементов.
(22.47)(22.47)9 ^.) = ф/2 и можно записать n(f,-/2''. = n-W-
(22.47)
(22.47)
Решая это уравнение относительно ,, и подставляя полученное решение в выражение для г(/), находим
(22.48)(22.48)л
(22.48)
(22.48)
r, = pC0SAN
для всех AN = Nv - N2 ^ 2. Отсюда следует уточненное выражение для to, обеспечивающее отсутствие промежутков между лепестками:
(22.49)(22.49)2лрл
(22.49)
(22.49)
О) =cos —.
NAN
Это выражение применимо только для случая, когда AN > 3, так как при AN = 1 или AN = 2 перекрытие лепестков отсутствует.
Для AN = 3 г, = 0,5р. При увеличении AN до больших значений г,, увеличивается от 0,5р до своего предельного значения, т. е. до р. Соответствующими предельными значениями (о являются KpjN и ln^jN.
При (о = 2лг JN, т. е. минимальном значении, при котором отсутствуют промежутки между лепестками, в сканируемых полях между концами лепестков оказываются провалы, глубины которых пренебрежимо малы при AN = 4 и еще более уменьшаются с дальнейшим увеличением AN. Влияние провалов еще более ограничивается оптимизацией разрешения оптической системы до величины, сравнимой с со.
В гл. 10 рассматриваются иные формы разверток, для которых характерно использование противоположных по знаку частот вращения и вращение двух элементов с различными по величине скоростями, а также использование прецессии.
Пороговая чувствительность
Ранее приводилось основное уравнение, описывающее пороговую чувствительность:
(22.50)(22.50)NEFD = y^A/^^D*.
(22.50)
(22.50)
В случае использования круговой полевой диафрагмы с угловым
тктf/* J •тктf/* J •лл< = - toF4 Lлл< = - toF4 L(22.51)(22.51)W’ ^рУтлого ФЧЭ приемника и собирающей линзы между площадь фотоприемника можно определить, исходя из выражения
тктf/* J •
тктf/* J •
лл< = - toF
4 L
лл< = - toF
4 L
(22.51)
(22.51)
ИД rf* ^^ Ф?кУсное расстояние оптической системы, a (f / *) системы и Ы’ ° ратные относительному отверстию оптической системы и линзы-конденсора соответственно.
(22.52)(22.52)Если сигнал помехи представляет собой белый шум, то полоса пропускания приемника равна
(22.52)
(22.52)
^=S'
где т- длительность импульса сигнала изображения цели. Величину г можно приближенно представить выражением
(22.53)(22.53)т = w/v,
(22.53)
(22.53)
где о- скорость сканирования, измеряемая в радианах в секунду. Для розеточного сканирования и непостоянна и определяется производными составляющих х(/) и у(/):
i>(0 = V-^W2 + ИО2 (22.54)
с последующим упрощением до вида
(22.55)(22.55)у(0 = Vi рч/1 + а2 - 2ncos(l - а)2л/1 /.
(22.55)
(22.55)
(22.56)(22.56)(22.57)(22.57)Максимальное значение и, имеющее место в центре развертки, равно
(22.56)
(22.56)
(22.57)
(22.57)
^т» = кр^ + /2),
а минимальное значение и
I’min = "р^ -/2)
(22.58)(22.58)(22.59)(22.59)(22.60)(22.60)(22.61)(22.61)имеет место в конце лепестка. Полоса пропускания выбирается на основе vmax таким образом, чтобы избежать ослабления импульсов изображения цели в центре развертки1’. В этом случае
(22.58)
(22.58)
(22.59)
(22.59)
(22.60)
(22.60)
(22.61)
(22.61)
2(0
и
Д W(F/H/F/*H2wpU\ +/2)
Используя ранее полученное выражение для со, будем иметь
m - 2лР71
ю = -—- cos.
NAN
Тогда
^ Д/ = — [я F ((Г/ * UFj *) р]2 (А + /2) cos ХлГ
о са г использовать большую частоту
Есть возможность уменьшения Д/. если испо частотой периферий- иентральных импульсов изображения цели по сРавН^^р
иых импульсов, применяя телику интегрирования множества импульсо
Исходя из условия, что собирающая апертура представляет собой круг диаметром Do. заменяем F/# = Ефо и получаем
(22.62)(22.62)/ л (/, + Л) c°s
(22.62)
(22.62)
NEFD DoToD*N
(22.63)(22.63)Так как частота/R, при которой рисунок розетки повторяется, равна
(22.63)
(22.63)
Л - (Л + Л)/л;,
то окончательно пороговую чувствительность можно определить как
NEFD =NEFD =FOV(F/HD»T0D*FOV(F/HD»T0D*V^cos^-V^cos^-(22.64)(22.64)
NEFD =
NEFD =
FOV(F/HD»T0D*
FOV(F/HD»T0D*
V^cos^-
V^cos^-
(22.64)
(22.64)
где FOV = 2р есть диаметр поля зрения.
Поскольку NEFD увеличивается только в .^2 раз при возрастании AN от 3 и далее, чувствительность практически не зависит от параметров розетки Nt и N2.
Пожалуй, единственным значимым параметром оказывается число лепестков N. Выбор этого числа определяет, насколько малым может быть со, чтобы все-таки обеспечивать полное сканирование. Значение ш, в свою очередь, определяет амплитуду помеховых сигналов фона. Характеристики следящей системы в небольшой степени зависят от значения AN, и лишь тогда, когда AN > 4. Однако для заданного значения fR величины /, и /2, а также характеристики используемой механической конструкции представляют в общем виде определенные ограничения на выбор параметра AN.
Следящие системы с крестообразной приемной матрицей
На рис. 22.37 приведена принципиальная схема приемной матрицы, состоящей из четырех крестообразно расположенных прямоугольных
Рис. 22.37. Приемная матрица с крестообразным расположением ФЧ-зле- ментов.
ФЧЭ. Приемная матрица устанавливается в плоскости изображения телескопа. В данном случае используется коническое или нутационное сканирование, при котором изооражение каждой точки, находящейся в поле зрения, описывает окружность с угловым радиусом RXl называемым радиусом нутации. Обычно RN несколько меньше радиуса приемной матрицы Rd. Центр нутационной окружности соответствует расположению точечного источника сигнала по отношению к оптической оси приемника. Как видно из рис. 22.37. проекция протяженного (отличного от точечного) изображения цели не вращается вокруг своей оси и его пространственная ориентация поддерживается неизменной на протяжении всего цикла сканирования. Каждый ФЧ-элемент приемника генерирует отдельный сигнал, пропорциональный ИК-энергии, падающей на его светочувствительную поверхность в данный момент времени.
Нутационное сканирование осуществляется за счет линейного смещения проекции изображения цели на величину RN из-за несовпадения оптической и механической осей телескопа и вращения телескопа вокруг его механической оси. Данная процедура реализуется в линзовой оптической системе посредством внеосевого расположения линз или с помощью оптических клиньев (призм). В зеркальной системе нутация реализуется путем размещения вторичного зеркала под некоторым углом к оптической оси.
Изображение точечного источника, находящееся на оптической оси, описывает нутационную окружность с радиусом RN вокруг центра приемной матрицы. Изображение точечного источника с произвольными угловыми координатами (X, У) по отношению к оптической оси дает нутационную окружность того же радиуса, но центр ее будет соответствовать угловым координатам источника (рис. 22.38). Соответствующие линейные координаты в плоскости приемника (т. е. в плоскости изображения) получают умножением угловых координат (выраженных в радианах) на эффективное фокусное расстояние. С изменением положения источника изменяется только положение центра нутационной окружности изображения, а радиус и фаза окружности остаются неизменными.
Процедура вычисления угловых координат
Фазовый угол нутации ф(/) определяется выражением
’(2W)
где /„-частота нутационного сканирования. Если ф — О относительно положительного направления оси х, для точечного источника с У ми координатами (X, У) координаты изображения (х, >) у дут ляться согласно выражениям
,.(22.66)
^О^Х + Л„СО8ф(0,
ИО-У+Я^шфМ.„
Каждый ФЧ-элемент приемника формирует выходной сигнал
"И м и*"И м и*(22.70)(22.71)(22.70)(22.71)
"И м и*
"И м и*
(22.70)
(22.71)
(22.70)
(22.71)
Рис. 22.38. Нутационная окружность изображения цели в плоскости приемника.
тогда, когда изображение пересекает его. Таким образом, ФЧЭ 1 и (или) 2 выдают импульсы при условиях, что у(Т) = 0 и |х(Г)| < RD. При этом условие у(Т) = 0 равнозначно равенству
$тф(Т)= - Y[Rn. (22.68)
Точно так же ФЧЭ 3 и(или) 4 генерируют импульсы при условиях
(22.69)(22.69)cos ф (Т) = -X)Rn
(22.69)
(22.69)
и \v^\<rd.
Для получения сигналов слежения вначале формируют вспомогательные сигналы
их^ = - eos ф (z), ^,(0 = - sin ф (z),
определяемые из движения сканирующего устройства. При этом сигнал Ux(z) определяется в момент появления импульса на ФЧЭ 3 или 4 и формирует сигнал ошибки по оси х:
v, = X/Rn .(22172)
Точно так же сигнал Uy^ в момент появления импульса на ФЧЭ 1 или ФЧЭ 2 формирует сигнал ошибки по оси у:
», = Y]Rn .(22'73)
Эта логическая схема позволяет получить линейную характеристику следящей системы по каждой из осей до тех пор, пока ошибка по соответствующей оси не превышает RN. Таким образом, зона линейного слежения представляет собой квадрат со стороной 2RN. Следует отметить, что для осуществления линейного слежения не требуется наличия импульсов с обоих ФЧЭ, расположенных на одной оси. Так, например,
(22.75)(22.75)
(22.75)
(22.75)
в случае, представленном на рис. 22.38, импульсов с ФЧЭ 1 достаточно для формирования сигнала ру, не прибегая к импульсам с ФЧЭ 2
Из рис. 22.38 видно, что, если | У| < R„. импульсы от изображения цели могут быть получены на одном ФЧЭ при условии
Rn < I ^। < Rd + х/^а — Т2 >(22.74)
где Rd- радиус приемной матрицы. В данном выражении X и У взаимозаменяемы благодаря их симметрии. Это условие легко выполнимо и может использоваться для расширения поля слежения за линейную зону. В случае когда лишь одна полуось приемника формирует импульс от изображения цели, сигнал ошибки, определяемый по этому импульсу на данной полуоси, генерируется описанным выше образом. При этом сигнал ошибки по оси, расположенной под прямым углом к первой, может принимать значения + 1 в соответствии с угловой ошибкой + RN. Знак этого сигнала устанавливается исходя из того, какой ФЧЭ выдает импульс от изображения цели. Например, если | У| < RN и RN < X < < Rd 4- у/ Rn — У2, то импульсы от изображения цели появятся только на ФЧЭ 2. Сигнал ошибки иу формируется, как и ранее, путем определения Uy = — sin ф (z) по импульсам от изображения цели, а их принимается равным 4- 1. Точно так же, если импульсы от изображения цели появляются только на ФЧЭ 1, это означает, что
Rd 4- V^a - у2 < ^ < - Rn
и значение их принимается равным — 1.
Результат проведенного выше анализа отражен на рис. 22.39 в виде поля слежения крестообразной приемной матрицы. Линейное слежение по обеим осям обеспечивается в пределах квадрата со стороной 2 RN.
Рис. 22.39. Поле слежения кресто образной приемной матрицы.
Полулинейное слежение обеспечивается в четырех внешних Общая площадь поля слежения определяется выражением
А у = Rs (2я — 4) + 8R^Rp.
При типичном значении отношения RD/RN. равном 1,2, Ат = 11.9/?^, что соответствует эквивалентному круговому жения с радиусом Rc = 1,95 RN.
сегментах.(22.76)величина полю сле-сегментах.(22.76)величина полю сле-Пороговая чувствительно ст ъ
сегментах.
(22.76)
величина полю сле-
сегментах.
(22.76)
величина полю сле-
Если электрический шум приемника рассчитывать как белый шум, то в приведенном ранее основном выражении для чувствительности
(22.77)
полоса пропускания Д/ приблизительно составляет
(22.78)
где т- длительность импульса сигнала от изображения цели. Значение т зависит от координат положения изображения цели на оси, перпендикулярной оси приемника. Электрическая полоса пропускания определяется минимальной величиной т:
а
т"‘°=-
где а- угловой размер ФЧЭ приемника. В этом случае
А, kR^n
(22.79)(22.79)(22.80)(22.80)Как уже упоминалось выше, в системах с многоэлементными приемниками возможно увеличение числа чувствительных элементов для улучшения характеристик системы при некотором возрастании ее стоимости. Для случая с крестообразной матрицей это означает разделение каждого из четырех основных ФЧЭ приемника на М отдельных. е меньших по размерам ФЧЭ с оснащением каждого из них собственными 2 предусилителем и электронными схемами обработки сигнала. Если £
(22.79)
(22.79)
(22.80)
(22.80)
Речь технологически необходимыми зазорами между отдельными
J при их компоновке, площадь каждого основного ФЧЭ будет равна
Ad = a^F\(22.81)
м
где F- эквивалентное фокусное расстояние. В результате для круговой собирающей апертуры диаметром D„ = F(£/#)" получим
NEFD =NEFD =4(F/#)D0T0D*4(F/#)D0T0D*I Rn RdJn \ MuI Rn RdJn \ Mu(22.82)(22.82)
NEFD =
NEFD =
4(F/#)
D0T0D*
4(F/#)
D0T0D*
I Rn RdJn \ Mu
I Rn RdJn \ Mu
(22.82)
(22.82)
При принятом типичном значении Ro = 1,2 r„ и ра е эквивалентного кругового поля слежения, примерно равном 1,95 К„. диаметр эТвива лентного поля зрения составляет 3.9 Я„, и выражение для чувствитёль- ности принимает вид 3 *",ви,сль
NEFD =NEFD =MFOV(F/#) /д_
NEFD =
NEFD =
(22.83)(22.83)DOTOD* V Мк’
(22.83)
(22.83)
Следящие системы с вращающейся линейной приемной матрицей
Следящие системы с вращающейся линейной приемной ИК-матрицей содержат приемную линейку из ФЧЭ, расположенных вдоль радиуса поля зрения приемника (рис. 22.40). Оптическое сканирование вынуждает изображение цели в поле зрения приемника вращаться вокруг его центра таким образом, чтобы мгновенное поле зрения каждого ФЧЭ покрывало кольцевое пространство. Вращающееся сканирование может быть реализовано с помощью призмы Дове [33, 34] или зеркальной призмы-крыши. В любом случае изображение вращается со скоростью, вдвое превышающей скорость вращения сканирующего устройства.
Сигналы о положении цели в следящих системах данного вида выдаются обычно в полярных координатах. Радиус положения цели соответствует расположению того ФЧЭ в линейке, который выдает сигнал от изображения цели, а полярный угол соответствует той фазе сканирования, при которой появляется сигнал. Поэтому изображения точечных целей генерируют сигналы, дискретные по радиусу и дискретные или непрерывные по полярному углу (в зависимости от средств обработки). Переход к декартовой системе координат, если это необходимо, выполняется достаточно просто.
Рис. 22.40. Приемник с вращающейся линейкой ФЧЭ.
Пороговая чувствительность
Используем вновь приведенное ранее выражение для чувствитель-
(22.84)(22.84)ности
(22.84)
(22.84)
NEFD=t^
Площадь ФЧЭ приемника в этом случае составляет
^«^У-,<22^
где а-размер мгновенного поля зрения ФЧЭ приемника, рад; FOV- диаметр общего поля зрения приемника, рад; М- количество ФЧЭ в приемнике (предполагается, чт^ они все имеют одинаковый размер); F-эффективное фокусное расстояние; а-геометрическая эффективность приемника, равная его длине, деленной на FOV/2M.
При условии, что помехи в системе представляют собой белый шум, полоса пропускания определяется соотношением
дг=1,(22.86)
2т
а2лг/а ’а2лг/а ’где т-время, в течение которого изображение цели облучает ФЧЭ (время экспозиции). Если предположить, что оптическое разрешение меньше ширины ФЧЭ, то
а
2лг/а ’
а
2лг/а ’
(22.87)
где г-угловой радиус положения изображения цели; /,-частрта сканирования.
Значение г определяется в средней точке каждого ФЧЭ приемника, т.е. FOV
г. = ^ (” - 0,5),(22.88)
где п- номер ФЧЭ приемника (л = 1, 2, ..., М), начиная от ближайшего к центру. Тогда
2ма
( TON РУ
А^=\"щ" aKfAn-0,5L(22.90)
Отсюда чувствительность л-го канала определяется выражением
NEFD, = ?£2XEZ*1 /^<” - °-5)(22 91)
D0ToD*MN к
где Ро-диаметр круговой собирающей апертуры; F/* = F/D ; л = 1 2 М.
Ясно, что полоса пропускания канала увеличивается с увеличением радиуса ФЧЭ приемника, и для более далеких от центра ФЧЭ величина NEED возрастает, что приводит к ухудшению чувствительности.
Слежение за целью в центре поля зрения
Следящие системы, описываемые ниже, имеют характеристику, общую для всех систем, использующих сканирование (т.е. вращающиеся растры). По мере приближения изображения цели к центру вращения импульс сигнала от изображения цели уменьшается по амплитуде и увеличивается по длительности. Это приводит к ухудшению селекции сигналов цели от сигналов помех в виде электронного шума и однородного фона, усиливающихся на низких частотах. Таким образом, если поле зрения приемной системы содержит центр вращения, как это имеет место в рассматриваемом случае, то параметры слежения неизбежно ухудшаются вблизи центра развертки. Это приводит к уменьшению отношения сигнал-шум в зависимости от положения цели.
Предположим, что центральная линия и внутренний край ФЧЭ 1 пересекают центр вращения. При этом происходит минимальное ухудшение параметров слежения. Предположим, что речь идет о точечной цели, т. е. угол, определяемый размерами цели, значительно меньше протяженности оптической функции рассеяния точки Л (л; j). Функция рассеяния предполагается симметричной, но данное допущение сделано лишь ради удобства и не имеет существенного значения для анализа.
Импульс сигнала от цели появляется тогда, когда центр изображения цели пересекает центральную ось ФЧЭ. В единицах тока приемника импульсный сигнал от цели определяется выражением
'<81 = Ew А„ТО^ j h (х.у) dxdy ,(22.92)
DI
где ^-интенсивность излучения цели; ^-чувствительность приемника А Вт-1; D1 - светочувствительная поверхность ФЧЭ 1.
Предположим, что Цх.у) нормализуется таким образом, что интеграл по всей поверхности равен единице. Если центр изображения (т. е. положение цели) имеет радиус г и если ширина и длина ФЧЭ равны 2и и I соответственно, то
f h(x,y)dxdy = J J h^x — г, у) dxdy .(22.93)
— w 0
Этот интеграл обозначается символом 7(г). Минимальное значение сигнала обычно смещено от пикового значения сигнала от цел
половину периода сканирования и определяется в виде ^-Е^А.Т.ЛЦ-г).(22-94)
Полная амплитуда сигнала (от пика до пика) в этом случае составляет 7„ = Е„ Л. Т. Л [7(г) - /(- г)] .(22.95)
По мере того как радиус изображения цели г становится сравнимым с диаметром Ц.х,у) или меньше его, длительность импульса сигнала от цели занимает большую часть периода сканирования. Для получения точного сигнала полярного угла необходимо оценить фазу сканирования. соответствующую пиковому сигналу от цели. Это вполне достижимо путем определения средней точки интервала сканирования, i а котором сигнал приемника превышает пороговое значение.
Среднеквадратичное значение шумового тока приемника составляет
^ = ^^?.(22-96)
Однородный фон с интенсивностью излучения LB создает постоянный ток приемника 1В, определяемый по формуле
= U А, То « .(22.97)
Среднеквадратичное значение шума от дробового эффекта, .^носимого током 1В, можно представить в виде
iNB = V^M?,(22.98)
где е-заряд электрона. Отсюда получим
i„, = ^2еЬвЛ„Т.^а&/.(22.99)
Оценка величин /tgO iND и iNB необходима для определения отношения сигнал-шум как функции г и, в свою очередь, точности идентификации фазы пикового значения сигнала с приемника.
Если отношение сигнал-шум слишком мало для обеспечения тре- уемой точности, можно принять меры к улучшению некоторых характеристик. Если длина ФЧЭ 1 существенно превышает диаметр Л(х,у), ее можно уменьшить, обеспечив Ad меньшей величины без потерь в i^t- однако для поддержания того же самого значения FOV остальные один ФЧЭ Д0ЛЖНЫ иметь большую длину или придется добавить еще возм°жность заключается в уменьшении полосы пропуска- un «К?” Ра' ЭТ° М0ЖИ0 сделать’ использовав фильтр, настроенный частоту сканирования. Однако при выборе полосы пропускания
следует находить компромисс между отношением сигнал - шум и требуемым быстродействием. Кроме того, существует также практическая проблема удержания частоты сканирования в пределах полосы пропускания. Такой же результат дает использование способа усреднения сигнала (см. разд. 22.6.1).
Иной способ улучшения характеристик слежения за изображением цели в центре поля зрения заключается в увеличении оптического разрешения путем уменьшения ширины ФЧЭ приемника и h^x.yY На практике для достижения требуемого качества системы используют сочетание различных приемов.
СЛЕДЯЩИЕ СИСТЕМЫ, ФОРМИРУЮЩИЕ
ИЗОБРАЖЕНИЕ ЦЕЛИ
В следящих системах, формирующих изображение цели, используется приемная часть, создающая изображение, т.е. устройство, использующее одноэлементные или многоэлементные приемники, генерирующие видеосигналы путем линейного растрового сканирования11 пространства цели. Примерами систем, формирующих изображение, являются ТВ-камеры на видиконах, суперортиконах и т. п.; а также приемные многоэлементные сканирующие линейные матрицы, двумерные фотоприемные матрицы с электронным сканированием, РЛС, преобразующие получаемую информацию в формат изображения. Такие системы, в общем, дают больше информации, чем системы с аналогичным разрешением, спектральным диапазоном, быстродействием и т.д., не формирующие изображение. Таким образом, следящие системы, формирующие изображение цели, могут различать цели по различным критериям н удовлетворять требованиям, превышающим возможности большинства систем, не создающих изображение.
Существуют две разновидности следящих систем, формирующих изображение: системы, стробирующие видеоинформацию, и корреляционные системы. Первые из них оценивают некоторую часть изображения наблюдаемого пространства как изображение цели и формируют сигналы ошибок слежения из информации об обнаруженной таким образом цели. Функцию определения цели реализуют с помощью электронных фильтров, стробирующих схем и пороговых устройств. Регулируемое стробирование предназначено для фильтрации фоновых помех и помех, вносимых паразитными источниками при получении сигналов слежения за целью. Для формирования сигналов ошибок слежения разработаны алгоритмы, часть из которых будет описана ниже.
Хотя нелинейное сканирование пространства ц гтпо«ства не отно- 8 результате изображение цели, соответствующие прием у р сятся, как правило, к формирующим изображение.
Корреляционные следящие системы оценивают^ взаимно-корреляционную функцию между воспринимаемым системой сюжетом и записанным в памяти эталонным изображением пространства. Объектом спежения будет являться тот, для которого имеет место наилучшее согласование обоих изображений, т. е. максимум корреляционной функции. Таким образом, если системы, стробирующие видеоинформацию, могут быть использованы для слежения за конкретными объектами или целями, содержащимися в сюжете, то корреляционные системы используют всю содержащуюся в сюжете информацию или большую ее часть и могут быть использованы для слежения за целями, слишком малыми или недостаточно контрастными для систем со стробированием. Корреляционные следящие системы могут быть также использованы для слежения за изменениями в пространстве цели и в том случае, когда динамика сюжета превышает динамические возможности стробирующих систем.
В большинстве следящих систем, формирующих изображение, значения некоторых внутренних параметров определяются содержанием сюжета в широком поле зрения. Например, в следящей системе, стробирующей видеоинформацию, за пороговый уровень, применяемый для различения цели и фона, может быть принят средний уровень между максимальным и минимальным значениями стробируемой информации.
Конструктивный подход к определению значений таких параметров заключается в поэтапном хранении стробируемой видеоинформации, определении значений параметров, затем повторном анализе видеоинформации для осуществления собственно слежения. Однако в большинстве, если не во всех системах слежения подобное хранение видеоинформации оказывается слишком дорогим. Альтернативный подход предполагает выбор достаточно большой скорости представления кадров, позволяющий фиксировать очень малые изменения в сюжете от кадра к кадру \ Затем можно определить внутренние параметры следящей системы на основе содержания предыдущих кадров, после чего видеоинформация может обрабатываться по мере ее формирования приемной частью системы. Такой подход предполагает разработку и использование конкретных следящих систем, описываемых ниже.
Следящие системы со стробированием видеоинформации
J? РИС ^ ^ представлена функциональная схема типовой следящей иР^Юще® видеоинформацию. В такой системе формиру* tnnwppua = б°ЛеС видеосигналов в процессе картографирования Положенир ир Ласти цсли из Различаемых по амплитуде видеосигналов.
ли внутри поля зрения регистрируется по времени в рам- обеспемт^иг^‘ кадру необходимы также для
ШОж(Ш целиШОж(Ш целиРис. 22.41. Функциональная схема типовой следящей системы со стробированием видеоинформации.Рис. 22.41. Функциональная схема типовой следящей системы со стробированием видеоинформации.
ШОж(Ш цели
ШОж(Ш цели
Рис. 22.41. Функциональная схема типовой следящей системы со стробированием видеоинформации.
Рис. 22.41. Функциональная схема типовой следящей системы со стробированием видеоинформации.
ках кадра и в соответствии с используемым режимом сканирования. Видеосигнал стробируется, с тем чтобы отфильтровать информацию, поступающую извне стробируемой зоны и вносящую помехи в слежение за целью. Стробированный видеосигнал обрабатывается таким образом, чтобы получить сигналы ошибки слежения (е,х, е,у), соответствующие положению отслеживаемой точки цели относительно центра строба (ас, ус). Для каждого кадра сканирования формируются новые сигналы ошибки, которые используются для определения нового положения строба для следующего кадра. Строб меняет положение таким образом, чтобы свести (егх, е,у) к нулю, т.е. чтобы центр строба находился на отслеживаемой точке цели.
Внешний контур вырабатывает сигнал ошибки по положению приемной части системы, с помощью которого положение приемной части системы меняется таким образом, что она остается нацеленной на отслеживаемую точку. Сигнал ошибки по положению приемной часзи системы (е„, е$у) формируется следующим образом:
(е„, е„) = (лс> у6) + (е,„ е„) .<22J00)
В некоторых случаях, если (xG, ус) определяются с высокой точностью и если внешний контур сохраняет малыми е„ и е,у, то само положение строба можно использовать в качестве ошибки по положению приемной части системы.
Стоимостные и энергетические требования к приводу приемной части системы (кардану, моментным двигателям, усилителям мощности т.п.) обычно существенно возрастают с расширением полосы пропускания внешнего контура. Поэтому этот параметр часто подбирается таким образом, чтобы его значение было достаточно велико для удовл Р
ЦЫПРАЯЬНМ ось строиЦЫПРАЯЬНМ ось строи
ЦЫПРАЯЬНМ ось строи
ЦЫПРАЯЬНМ ось строи
Рис. 22.42. Геометрические соотношения для типового строба.
ния требованиям, предъявляемым динамикой слежения как в установившихся. так и в переходных режимах. Полоса пропускания внутреннего контура, размеры строба и поля зрения приемной части системы должны быть в этом случае достаточно велики, чтобы удовлетворить требова- ниям качества переходных процессов.
Геометрические соотношения при стробировании
На рис. 22.42 приведены геометрические соотношения для типовой следящей системы, стробирующей видеоинформацию. За основу взята декартова система координат с началом в центре поля зрения приемной части системы. На рисунке показан прямоугольный строб, согласованный с полем зрения (что делается, как правило, в подобных случаях). Положение центра строба (хс, у^ определяется внутренним контуром управления следящей системы по описанной выше процедуре.
На рис. 22.43 представлена увеличенная геометрия строба, наложенного на контуры цели. Строб может быть фиксированного размера или адаптивным. Фиксированный по размеру строб проще поддается реализации и может быть использован в тех случах, когда угловые размеры цели неизменны или почти неизменны. Кроме того, такой строб можно применять для широкого диапазона размеров цели, если вычислитель*
Рис. 22.43. Геометрические соотношения положений цели и строба при слежении.
ные средства определяют угловые координаты цели, используя в качестве объекта слежения некоторую характерную точку, расположенную на краю цели. Если же слежение должно осуществляться в широком диапазоне размеров цели, а характерная точка слежения находится внутри контура цели, то необходимо использовать адаптивный строб. Размеры адаптивного с гроба лишь ненамного превышают размеры цели, так что контуры цели входят в контур строба, но внешние помехи и фон исключаются.
В системе можно применять самые разнообразные алгоритмы выбора размеров адаптивного строба. Наиболее простой подход заключается в определении местоположения краев цели, осуществляемого часто видеопроцессором, и вычислении размеров строба по результатам такого определения с некоторым запасом. Согласно другой методике, предлагается измерить площадь цели А, и соотношение сторон р, а затем подобрать размеры строба так, чтобы они соответствовали р и несколько превышали Аг Если требования к системе оправдывают увеличение сложности, то можно сформировать такую форму строба, которая бы наиболее точно соответствовала форме вспомогательных деталей цели.
Видеопроцессор
Видеопроцессор обрабатывает видеоинформацию и выдает соответствующий входной сигнал для вычислителя координат цели. В качестве неотъемлемой части процессора часто используется электронный фильтр, который размещается перед схемой стробирования, с тем чтобы избежать паразитных переходных процессов при стробировании видеосигнала. Ниже описываются процессоры трех типов: обнаружители края цели, однобитовые преобразователи и многобитовые преобразователи. Проектирование видеопроцессора представляет собой один из наиболее существенных этапов разработки следящей системы. В большинстве случаев процессор идентифицирует цель в пространстве, причем это часто происходит в условиях самого разнообразного сочетания целей и источников фоновых и других помех. Целью разработчика является достижение приемлемого компромисса между многочисленными и часто конфликтующими между собой требованиями к тактико-техническим характеристикам, определяемым в очень жестких границах.
Процессор видеоинформации о краях цели используется о ычн^ в следящих системах, работающих по краю цели, в которых стро фиксируется в некоторой характерной точке на краю цели. Он может применяться также и в системах, отслеживающих центр цели. а рис. 22.44 представлены функциональная схема и диа1раммы сигналов процессора такого типа, предназначенного для идентификации передне- 10 (носового) или заднего (кормового) края цели в каждой1 стро с видеоинформации. В состав процессора входят дифферен РУ «ема и два обрабатывающих канала: один-для появляющихся краев,
КВЫЧИШШУ)КООРДиНИ цгдиКВЫЧИШШУ)КООРДиНИ цгдиЛOTUHEtKDt ВМХОДЯШ С и Т ИХлмЛOTUHEtKDt ВМХОДЯШ С и Т ИХлм
КВЫЧИШШУ)
КООРДиНИ цгди
КВЫЧИШШУ)
КООРДиНИ цгди
ЛOTUHEtKDt ВМХОДЯШ С и Т ИХлм
ЛOTUHEtKDt ВМХОДЯШ С и Т ИХлм
Рмс. 22.44. Видеопроцессор системы для слежения за краем цели.
а другой-для исчезающих. Схема обнаружения максимального значения (индикатор пика) измеряет экстремальные значения о' (?) и обрезает их по нижнему значению, сравнивая с положительным и отрицательным пороговыми значениями V* и V_ соответственно. Коэффициент усиления фильтра, как правило, выбирается равным 0,5. Обычно постоянная времени составляет несколько циклов кадра и обеспечивает необходимую гладкость и минимальное падение К+ и К. в одном кадре Данный выбор основан на том предположении, что изменения в сюжете от кадра к кадру относительно малы, в связи с чем значения У+ и У-, полученные по предыдущему кадру, могут использоваться в обработке последующего кадра. Выходной сигнал схемы дифференцирования сравнивается с пороговыми значениями И+ и К_, как показано на рисунке, после чего формируются логические выходные сигналы L+ и L- соответственно. Эти сигналы поступают на вычислитель координат цели, который использует их для определения сигналов ошибки слежения.
Процессор видеоинформации иного типа, однобитовый преобразователь, используется в сочетании с вычислителем координат цели, рассчитанным на работу с двухуровневым входным сигналом. Такие процессоры фактически определяют, следует ли обрабатывать кажДУю х°чкУ
растра внутри строба как часть цели или как часть фона. Выходной сигнал процессора является цифровым видеосигналом (DV). Вычислитель координат цели обрабатывает точки этого видеосигнала, имеющие значения DV (?) = 1 или DV (?) = 0 как цель или фон соответственно.
На рис. 22.45 представлена функциональная схема видеопроцессора, относящегося к разряду однобитового цифрового преобразователя. Полосовой фильтр ограничивает шум и улучшает характеристики обнаружения предполагаемой цели. Отфильтрованный видеосигнал yF (О обрабатывается в двух параллельных каналах так, чтобы формировать эталонный уровень сигнала цели УТ и эталонный уровень сигнала фона Ув. Затем полученные значения оцениваются (при 0 < а < 1), суммируются и фильтруются для получения порогового значения К^ в интервале между значениями V8 и УТ, определяемом весовым коэффициентом а. Отфильтрованный видеосигнал сравнивается с пороговым сигналом 7ТН, и результирующий сигнал DV(z) определяется согласно правилу
DV (г) =DV (г) =о j, если tv (0 ■о j, если tv (0 ■(22.101)(22.101)
DV (г) =
DV (г) =
о j, если tv (0 ■
о j, если tv (0 ■
(22.101)
(22.101)
Получить сигналы эталонного уровня цели и фона УТ и Ув можно различными способами. Наиболее простым из них является способ с использованием индикаторов максимальных положительных значений УТ и минимальных отрицательных значений Ув. Однако для этого простого подхода свойственно существенное ограничение, заключающееся в том, что процессор может быть «захвачен» небольшим интенсивным высокотемпературным пятном, а это нежелательно в целом ряде применений. Предотвратить это можно, использовав низкочастотный фильтр на входе контура УТ. В качестве другого варианта можно использовать отдельный фоновый строб GB (рис. 22.46) и формировать У» как средний (или минимальный) уровень vP (?) по сравнению с GB. На рисунке GB представлен в виде узкой рамки, обрамляющей строб цели GT . К преимуществам такого подхода относится возможность пространственного разделения информации, содержащейся в сю жете, для Ув и для Ут, что позволяет в ряде случаев улучшить характеристики при изобилующих помехами фонах.
Вариант использования многобитового цифрового прео р'
Рис. 22.45. Однобитовый цифровой видеопроцессор.Рис. 22.45. Однобитовый цифровой видеопроцессор.
Рис. 22.45. Однобитовый цифровой видеопроцессор.
Рис. 22.45. Однобитовый цифровой видеопроцессор.
Рис. 22.46. Вариант геометрической характеристики строба. G8-строб сигналов фона, GT- строб сигналов цели.
(видеопроцессора) связан с повышенной сложностью, но одновременно и с возможностью улучшить характеристики слежения в экстремально насыщенной помехами фоноцелевой обстановке. Одним из способов реализации многобитового цифрового преобразователя является простое расширение однобитовой схемы. Такой преобразователь формирует несколько сигналов DV (г) на основе нескольких значений а. Сравнение сигналов DV (г) или сравнение выходных сигналов вычислителя координат цели с использованием различных сигналов DV(/) может дать в результате улучшение характеристик системы.
Другой вид многобитового преобразователя представляет собой обычный аналого-цифровой преобразователь. В этом случае осуществляются выборки rF (z), которые затем преобразуются в цифровую форму. Процессор такого типа может применяться, если вычислитель координат цели представляет собой программируемую цифровую ЭВМ, и функции различения цели и фона осуществляются с помощью такого вычислителя.
Алгоритмы определения положения цели
игналы ошибки слежения (с„, е,Д формируемые вычислителем координат цели, отображают угол между положением центра строба и положением отслеживаемой точки, принадлежащей цели. При этом формирование сигналов ошибки может выполняться с помощью раз- ™ЧНЫХ алг°Ритмов» четыре из которых (слежение по углу, слежение по слежение по балансу площадей и слежение по центроидам) описываются ниже.
миХоппоп?ггХ?°°^^ цели РеализУется в виде программируемого Поэтому тпрбиР ’ В° МН010М сх°жего с универсальной цифровой ЭВМ. связанных с обпабл ВЫп°лнение определенных предварительных этапов, зования самихРалгпп°И ВЫХ0ДНЬ1Х сигналов видеопроцессора до исполь- выходные сигналы РИ™ОВ определения положения цели. Например, обнаружения к№ цели, соответствующие знаку Если випелпД Р ЦхЛИ’ должны быть противоположными по 7Р°КУ "— КаК ""^ Р ДУ L + , L+> L_, то вычислитель координат
цели должен решить, первый или второй импульс соответствует ведущему (переднему) краю цели. Вследствие наличия шума или по- явления ложного градиента сюжета может появиться ложный импульс Если предположить, что вычислитель координат цели точно отслеживал цель на протяжении нескольких предыдущих кадров, то следует выбрать тот импульс L+, длительность которого более соответствует рацее определенной длительности импульса (для рассматриваемой строки). В этом случае необходимо сохранять в памяти вычислителя нужную информацию от предыдущих кадров, что, как правило, не очень ужесточает требования к вычислителю. Точно так же можно реализовать и другие алгоритмы, с тем чтобы преодолеть проблемы, возникающие при их конкретном использовании.
Алгоритм слежения по углу- один из наиболее простых и пригодных для следящих систем алгоритмов при фиксированных стробах. Один из утлов, образованный смежными краями цели, выбирается в качестве точки слежения, а сигналы ошибки (е„, е(у) рассчитываются как положение выбранного угла по отношению к центру строба. Выбор угла в качестве объекта слежения может определяться программой (например, верхний левый) или являться функцией характеристик видеосигнала (например, углом с наибольшим градиентом яркости). Для
реализации этого алгоритма, естественно, подходит видеопроцессор со схемой обнаружения краев цели. Кроме того, можно использовать и однобитовый цифровой преобразователь.
Сигналы ошибки формируются с помощью эталонных сигналов
сканирования по горизонтали и по вертикали, которые мгновенно указывают точку растра, соответствующую видеосигналу. Когда вычис
литель координат цели определяет по выходному сигналу видеопроцессора, что сканируемая точка представляет собой избранный угол,
делается выборка эталонного значения и оно направляется в память. Хранимые в памяти значения и есть е,х и е,у.
Некоторым развитием описанного алгоритма является алгоритм слежения по двум краям цели. Согласно этому алгоритму, схема обнаружения краев цели или однобитовый цифровой преобразовате.» ь отмечают местоположение лерого, правого, верхнего и нижнего краев цели. В качестве координат отслеживаемой точки выбираются средние точки между противолежащими краями. Преимущество этого алгоритма заключается в возможности отслеживать внутреннюю точку, принадлежащую цели. Однако если размеры цеди изменяются, то может оказаться необходимым применение адаптивного строба. Кроме того, минимальная дальность слежения ограничивается, если цель заполняет все поле зрения, в то время как алгоритм слежения по углу может ра отать До тех пор, пока цель остается в фокусе, а это обычно происходит и при
определяется зависимостьопределяется зависимостьзначительно меньшей дальности.
определяется зависимость
определяется зависимость
Согласно алгоритму, каждый элемент сигнала оши ки только по двум точкам Это обусловливает сильную
сигналов ошибки от характеристик квантования пространства цели, изменения сюжета и видеошума. Плавное слежение обеспечивается путем интегрирования сигналов цели. ~
д горит м с ужения по балансу площадей может быть реализован в следящей системе с однобитовым преобразователем. Цель алгоритма заключается в выравнивании площадей изображения цели, расположенных в стробе по противоположным сторонам от его центральных осей, посредством интегрирования. В алгоритме слежения по балансу площадей используются следующие выражения для сигнала ошибки.
£u = c;^
'*GT dy ^GB
— 4
* *6
XGL
DV^dx-
"XGR
XG
DV(x,y)dx
(22.102)
^^с;1
"XGR dx
XGL
-
*?G
>GB
DV(x,y}dy-
'vgt
yG
DV(x,y)dy
,(22.103)
где xGL и xGR- координаты левого и правого краев строба соответственно; j’GB и Уст-координаты нижнего и верхнего краев строба; Сх и Су-масштабные коэффициенты.
Цифровой видеосигнал DV в данном случае следует рассматривать как функцию положения цели в плоскости изображения, причем DV = 1 соответствует точкам, принадлежащим цели, a DV = 0 - точкам, не принадлежащим цели. Сх и Су выбираются исходя из соответствия реальных ошибок слежения сигналам ошибки.
Поскольку данный алгоритм включает в себя операцию интегрирования, он обеспечивает некоторое преимущество по сравнению с алгоритмом слежения за краями. Вместе с тем алгоритму слежения по балансу площадей свойственны определенные ограничения, основным из которых является зависимость параметра ошибки следящей системы от размеров и формы цели.
Из структуры алгоритма видно, что по мере возрастания ошибки вдоль какой-либо оси сигнал ошибки перестает увеличиваться, поскольку цель покидает данную половину строба. Таким образом, поле линейного слежения по каждой оси (т. е. величина ошибки, для которой ее характеристика линейна) составляет по меньшей мере величину, равную хорде цели на этой оси. Более того, если какая-то часть цели движется вне строба, линейное поле слежения уменьшается еще более.
Динамика контура слежения строго зависит от коэффициента усиления в системе (отношения сигнал ошибки - ошибка), так что желательно разраоатывать алгоритм оценки положения цели, обеспечивающий по- оянньш коэффициент усиления, не зависящий от размера или формы ”СЛуЧае В Данном алгоРитме отсутствуют простые соот-
пи^тТ Сг К0Т°РЬ1е обеспечивали бы постоянный коэффи-
котпта пацНИЯ апР^ер1 рассмотрим выпуклую функцию S(x,y)> р на единице в точках, принадлежащих цели, и нулю во всех
иных точках. Начало координат выбирается так, чтобы оно совпадало с нулевым положением баланса площадей, т.е. выполнялось условие
f J ^rS(x,>-)^= f f^vS(x,>-)^.(22.104)
— оз — оо— да О
Такое условие обеспечивает взаимозаменяемость пределов интегрирования по переменным х и у. Предположим, что все изображение цели лежит внутри строба, и определим координату цели
У(х) = f S(x,>-)^'(22.105)
— оо
£ = С~ 1 ь,х —£ = С~ 1 ь,х —y(A-)^v-J Y^dx сy(A-)^v-J Y^dx скак функцию ее горизонтального положения х. Если имеет место ошибка слежения по горизонтали е, то сигнал ошибки по балансу площадей будет определяться выражением
£ = С~ 1 ь,х —
£ = С~ 1 ь,х —
y(A-)^v-J Y^dx с
y(A-)^v-J Y^dx с
(22.106)
или
е|х = СТ1 2# (е),(22.107)
где $(е) есть неопределенный интеграл от У(х). Постоянный коэффициент усиления невозможно обеспечить, если только у(е) не имеет формы Се, причем постоянная С должна быть известной величиной или величиной, которую можно рассчитать. В свою очередь, это соответствует постоянству У(х), т. е. прямоугольной цели, которую невозможно удержать в принципе. Отсюда следует, что алгоритм по балансу площадей не может обеспечить постоянный коэффициент усиления системы.
Однако если допустить возможность удержания прямоугольной цели, то, получив некоторую оценку h высоты цели и принимая Ст = 2л, можно осуществить аппроксимацию коэффициентов усиления. Аналогичная процедура используется и для получения £,у. Ошибка аппроксимации зависит от реальной формы цели и способа получения К. Такая аппроксимация успешно применяется на практике.
Алгоритм определения положения цели, относительно просто в Р^с" четах, изначально дающий возможность получить постоянный коэффициент усиления и не ограничивающий поле линейного слежения, называется алгоритмом слежения по центроидам. Его основу составляют выражения
^ = АГ1 J]- xS (х.у) dy dx ,
er, = АГ1 Jj yS(x.y) dy dx ,
(22.110)(22.110)где А, есть площадь цели, определяемая соотношением
(22.110)
(22.110)
Л1 = ff S(x.y)dy tlx .
Как и в случае с алгоритмом по балансу площадей, алгоритм слежения по центроидам обладает преимуществом из-за наличия возможности интегрирования однобитового цифрового видеосигнала или видеосигнала, амплитуда которого изменяется на фиксированную величину. Ниже будет показано, что алгоритм слежения по центроидам на самом деле оптимален для тех случаев, когда распределение излучения цели в пространстве представляет собой параболоид, а помеха представляется аддитивным белым шумом с гауссовым законом распределения.
Оптимальность алгоритма слежения по центроидам
Для демонстрации оптимальности данного алгоритма используется подход, основанный на оценке максимальной вероятности определение положения цели. Пусть полученная информация, т. е. видеосигнал, представляет собой функцию г(х.у), где переменные (.х, у) определяют угловое положение цели в поле зрения. Наличие цели может быть описано двумя альтернативными выражениями:
ЯО: г(.х,у) = и(.х,у) при наличии только шума;(22.111)
Н\: r(xty) = Дх - хо) у - yj + п^х, у) при наличии цели и шума, (22.112)
где (х0, у0)- координаты неизвестной цели; п (.х,у)~ белый гауссов шум со среднеквадратичным отклонением No.
Согласно теории обнаружения, в этом случае отношение правдоподобия имеет вид^
рч7Г7Т?яо}= ехр IУJ^r k ^5 (х “ х°*у ~ Л) dx dy
(22.113)(22.113)-5^И 5^х--х..у-у.^хау
(22.113)
(22.113)
Рассматривая Л как функцию (х0, уД можно обнаружить, что оценка максимального правдоподобия положения цели соответствует координатам (х0, уД при которых значение Л максимально. Второй член уравнения (22.113) определяется интенсивностью сигнала цели и не зависит от (х0, уо\ показывая, что весь сигнал содержится в пределах интегрирования. Поэтому
\Vlx>Mx-xo,y-y^dxdy = С^.уД,(22.114)
Функция С(х„у0) представляет собой корреляционную функцию между полученными данными г и распределением сигнала цели 5.
Для расчета С(х0, у0) необходимо знать или предполагать характер функции s. Для использования 5 при общем анализе или проектировании
НИИ еслилт^п^Лттношени* правдоподобия справедлива для двух измерении, если предположить неслучайность движения цели, см. [35].
предпочтительна параболоидная функция вида
sp<x - х_,д’ - л) = В - № - -v0)2 - 2ц(х - х,)(у - /о) - <0 - Л)2
(22.115) Контуры sp с равной амплитудой есть не что иное, как эллипсы с центрами, определяемыми центром цели (х,,^). Параметры ц, ^, гр £ задают амплитуду, ориентацию, эксцентриситет и дисперсию этих контуров. Причем предполагается лишь форма sp, а параметры могут иметь произвольные значения.
Лучшая оценка положения цели достигается путем определения точки (х„, уо\ в которой частные производные от С(хо, у^ стремятся к нулю. Используя sp, можно получить результирующие выражения
_ л . ^\\xr^yVxdy ~ пПз’^Ж^Уп пxr^x,>^dxdy - ^yr^y^dxdy n-vo - ^о =(ГЛ—777.JJ r^y^dxdyЦентроида х для г^у) определяется отношением хс = ff хг {x,y)dxdy{\\ г (х, д’) dxdy ._ л . ^\\xr^yVxdy ~ пПз’^Ж^Уп пxr^x,>^dxdy - ^yr^y^dxdy n-vo - ^о =(ГЛ—777.JJ r^y^dxdyЦентроида х для г^у) определяется отношением хс = ff хг {x,y)dxdy{\\ г (х, д’) dxdy .(22.116)(22.116)(22.117)(22.117)(22.118)(22.118)
_ л . ^\\xr^yVxdy ~ пПз’^Ж^У
п пxr^x,>^dxdy - ^yr^y^dxdy n-vo - ^о =(ГЛ—777.
JJ r^y^dxdy
Центроида х для г^у) определяется отношением хс = ff хг {x,y)dxdy{\\ г (х, д’) dxdy .
_ л . ^\\xr^yVxdy ~ пПз’^Ж^У
п пxr^x,>^dxdy - ^yr^y^dxdy n-vo - ^о =(ГЛ—777.
JJ r^y^dxdy
Центроида х для г^у) определяется отношением хс = ff хг {x,y)dxdy{\\ г (х, д’) dxdy .
(22.116)
(22.116)
(22.117)
(22.117)
(22.118)
(22.118)
(22.119)(22.120)(22.119)(22.120)С помощью соответствующих выражений для jc можно преобразовать приведенные выше соотношения к уравнениям вида
(22.119)
(22.120)
(22.119)
(22.120)
^(^-^) = п(р.,-л)> пСч-хс) = ^с^-л)-
Единственное решение, для которого эти уравнения удовлетворяются при произвольных ^, т|, ^ может быть в случае, когда
У о = 37,У о = 37,(22.122)
У о = 37,
У о = 37,
т.е. наилучшими оценками с точки зрения максимального правдоподобия являются центроиды.
Анализ ошибок алгоритма слежения по центроидам
(22.123)(22.124)(22.123)(22.124)Алгоритм слежения по центроидам для оценки координат цели исходя из полученного сигнала г(х, Д’) определяется выражениями
(22.123)
(22.124)
(22.123)
(22.124)
х< = П ХГ (х, у) dxdyj\\ г Vх» 3’) dxdy> У« = И У Vх > 3>) dxdy(\\ г (х, д’) dxdy -
Поскольку сигнал г содержит шум, то координаты хс и 37 представляют собой случайные переменные. Величину среднеквадратическои оши к х< вследствие шума и фона рассчитывают как отклонение 0 с нулевым шумом и нулевым фоном. Результаты этого пря
мы к сигналам с высокими отношениями сигнал-шум и сигнал-фон. Соответствующую ошибку для у. получают аналогично.
Ошибка слежения рассчитывается путем обобщения способа аппроксимации средней величины на варианты функций случайной переменной [29]. Если Z-случайная переменная, a/(Z) представляет собой функцию с реальными значениями в окрестности Z (средняя величина Z), то f(Z) можно разложить в ряд Тейлора в окрестности Z, и интегралы для моментов /(Z) можно получить путем почленного интегрирования такого ряда. Тогда
Е'\№^ =№ +/(Z) у + ...,(22.125)
£{/2(Z)} = /2(Z) + [72(Z) + /(Z)/(2)] al + ....(22.126)
где az-дисперсия Z. Дисперсию /(Z) можно аппроксимировать с помощью выражения
Var{/(Z))^/2(Z)oi.(22.127)
Аппроксимация справедлива, если az мало и f(Z) имеет гладкий характер в окрестности Z. Если f(Z)- линейная функция, то соотношение (22.127) выполняется точно.
Для системы, использующей алгоритм слежения по центроидам, случайная переменная г(х, у) соответствует переменной Z, а выражение, полученное для хс, соответствует функции/(Z). Если переменная г(х, у) задана в виде суммы функции цели г,(х,у) и случайной функции Л(х,у), то формально, рассматривая хс в окрестности гп получаем выражение хДг, + А) = xjr,) + Vx^r^h + ...,(22.128)
где второе слагаемое можно определить, исходя из [36], в виде Vx.Wh = A Ot(r, + U)]k = 0.(22.129)
и К
Это позволяет записать
Vx. (,,) h = fc®^30)
HrAx«y^.xdy
По аналогии с приведенной ранее формулой для Var { f(Z)} дисперсия хс аппроксимируется выражением
< ^ Vx.^E^hh7 } Vxc(r,)T ,(22.131)
цр»^еКС Т^зн^'т транспонирование. Используя зависимость, полученную для Vx,(r,)A, находим
а2 = Ш^_5£^2ЩЛУ^5£^^ А (-О')} dxdydx'dy' m
где А(х, у) вновь предсывляет собой малое отклонение от присушен лишь цели функции г,(х,у). Отклонение может быть вызвано шумом, фоном или обоими факторами вместе. При воздействии обоих факторов £{/1(х,у)/Дх',/)} = ^(х - х',у - У)7,(х,у)7,(х',/) + ЯДл- - ^у - У),
(22.133)
где Rb и R„-ковариантные функции фона и шума, а 7Г-дополняющая функции обнаружителя цели /„ которая имеет вид
f 1 , если точка (х,у) принадлежит цели, /,(х,у) = ^л(22.134)
'(0 во всех иных случаях.
Выше указывалось, что фон и шум стационарны в широком смысле этого слова, т. е. что цель может маскировать часть фона, а шум проявляется по всему полю зрения.
Для выяснения характера зависимости о2с от параметров работы следящей системы в общем случае предположим, что цель имеет однородную амплитуду излучения А, прямоугольную форму со сторонами, параллельными прямоугольному стробу слежения, и с центром, лежащим в пределах этого строба. Ширина и высота цели равны Тх и Ту, соответствующие размеры строба Gx и Gr Ковариантная функция фона имеет вид
Rb^y) = Оьехр(— а|х| - РЬ’1)^ (22.135)
а шум, как и ранее, предполагается белым:
fl„(;r,.>-) = AWv)80-).(22 136)
Область интегрирования для оХ( располагается внутри строба, поэтому знаменатель <зх представляет собой выражение
Den = (?4ТХ Ту)2 .(22.137)
Вклад шума в числитель а? при xf(r,) = 0 составляет
Num, = G3 G,/12 .(22 138)
Вклад фона определяется по формуле
Num, = а2ПлПх'ехр(- а|х -V| - РI к - X\№lLlxWdyW
В результате получим оценку в виде
(22.140)(22.140)а2 1 Г NoG'G> ■ 21L
(22.140)
(22.140)
Хс (ATxTyVL 124а402_
Здесь коэффициент формы S определяется выражением
S =S =(«GJ312(«GJ312+ ( ! + ^ ) exp (- aGx/2) (aGx ch aG,/2 - 2 sh aGx/2)+ ( ! + ^ ) exp (- aGx/2) (aGx ch aG,/2 - 2 sh aGx/2)xx
S =
S =
(«GJ312
(«GJ312
+ ( ! + ^ ) exp (- aGx/2) (aGx ch aG,/2 - 2 sh aGx/2)
+ ( ! + ^ ) exp (- aGx/2) (aGx ch aG,/2 - 2 sh aGx/2)
x
x
X [Р^у - 2ехр(- pGy/2)sh PGy/2] -
xx^2И- _l f i 4- —— ) exp (— ex Gx/2) (a Tx ch a TJT 2 sh a Gx/2) 12 V 2 /
x
x
x [PTy - 2exp(— PGy/2)sh P7'y/2] +
(aTJ312(aTJ31222exp (- a Tx/2) (a Tx ch a TJ1 - 2 sh a Tx/2) xexp (- a Tx/2) (a Tx ch a TJ1 - 2 sh a Tx/2) x
(aTJ3
12
(aTJ3
12
2
2
exp (- a Tx/2) (a Tx ch a TJ1 - 2 sh a Tx/2) x
exp (- a Tx/2) (a Tx ch a TJ1 - 2 sh a Tx/2) x
(22.141)(22.141)1/2,(22.143)1/2,(22.143)1SNR1SNRG5 + ^ — (BNR)2A, aG5 + ^ — (BNR)2A, a1/21/2(22.146)(22.146)
(22.141)
(22.141)
1/2
,(22.143)
1/2
,(22.143)
1
SNR
1
SNR
G5 + ^ — (BNR)2A, a
G5 + ^ — (BNR)2A, a
1/2
1/2
(22.146)
(22.146)
x [p Ty — 2exp (- P Ty/2)sh p Ty/2] .
Дисперсия шума a„ связана c No зависимостью
o; = 4B,ByN0,(22-142)
где ВЛ и Sy-горизонтальная и вертикальная полосы пропускания, определяемые модуляционной характеристикой. В этом случае
1 ^gV/2 1 Г Gx 12(BNR)2SSNR L В, Т. S, Т, + а4р2Л,/16
где SNR = А]<зп-отношение сигнал-шум; BNR = оь/оп-отношение фон-шум; А, = Тх Ту-площадь цели; Ад = Gx Gy-площадь строба. В частном, идеализированном случае при выполнении следующих условий: BNR = 0 (фон отсутствует), Gx = Тх> Gy = Ту, Вх = Ву = (2S)-1, где 5-диаметр элемента разрешения, оценка принимает вид
=■(22-144)
V12SNR
В другом частном случае если цель мала (по отношению к размерам строба) и Вх Тх ~ I и Ву Ту ~ 1, а фоновые корреляционные интервалы велики и дают aGx« 1 и pGy« 1, то
S^(aGx)3(PG,.)2/12. (22.145)
При этих условиях оценку можно рассчитать по формуле
(22.147)(22.147)Если внутренний шум пренебрежимо мал по сравнению с фоном, тогда
(22.147)
(22.147)
Хс 4^/5 А, \ a SBR ’
где отношение сигнал-фон SBR = А^ь. Следует отметить, что средне- квадратическое значение ошибки слежения в данном случае пропорционально отношению Ад/А.. Этого можно было ожидать, поскольку
условие A, « А, влечет за собой большую возможность для вводимых фоном ошибок, чем условие А, < Ад.
Прецизионное слежение
Проектирование следящих систем, предназначенных для целеуказа- ния и сопровождения цели с особо высокой точностью, требует особого подхода. В разд. 22.2 достаточно подробно рассматривался основной способ минимизации колебаний целеуказателя вследствие наличия локального шума (т.е. шума, не вносимого приемной-частью системы) путем стабилизации линии визирования. Уже отмечалось, что многорамочные карданные системы (с числом рамок больше двух) позволяют осуществить развязку движения линии визирования от движения основания. Улучшения качества развязки можно добиться с помощью реализации более широких полос пропускания контура стабилизации, исключая в механической конструкции резонансные частоты конструктивных элементов, приближающиеся к нужным сопряженным частотам разомкнутого контура. Указывалось также, что в исполнительных механизмах, создающих требуемые моменты вращения, необходимо обеспечивать низкое трение и практически нулевой люфт. В разд. 22.3.3 рассматривалось влияние полосы пропускания следящей системы на качество ее работы. Если при проектировании контура управления учесть динамику цели, то с помощью фильтра Калмана можно добиться характеристик, превышающих характеристики традиционной следящей системы (т.е. системы с фиксированными параметрами). Однако, несмотря на это, существует ограничение по точности слежения, связанное с шумом, вносимым самой приемной частью системы.
Для ИК-систем, предназначенных для прецизионного слежения или целеуказания, часто требуется обеспечить точность, при которой величина ошибки много меньше, чем угловой размер цели. Разрешение приемной части системы в таких случаях также, как правило, превышает угловой размер цели, что приводит к необходимости рассмотрения изображения цели как протяженного. Общепринятый способ формирования двухосевого сигнала ошибки слежения для каждого цикла сканирования или кадра заключается в определении вертикального и горизонтального смещений центроиды изображения от нулевого направления опорной линии (т.е. линии визирования) приемной части системы.
Для прямоугольной цели с однородной яркостью и идеального строба, который ограничивает поле зрения углом, равным угловому размеру цели, среднеквадратичное значение шума слежения по каждой оси равно 5/(,/12 SNR), где 5-размер элемента разрешения, a SNR-отношение пикового значения сигнала к среднеквадратичному значеник шума (получение этого результата описывалось ранее в данном разделе: . Предполагается, что шум не коррелирован от элемента к элем ту. В принципе, для относительно малых значений отношения сигнал-шум
вполне достижима точность слежения до малых долей 5. Однако в общем случае размеры строба больше размеров цели и среднеквадратичное значение шума увеличивается пропорционально их разности Дзя противодействия этому явлению часто используется пороговая схема, устраняющая шум. вносимый элементами разрешения, которые находятся вне углового размера цели. С помощью такого приема можно добиться идеального уровня шума слежения при условии, что SNR > 10. При меньших значениях этого отношения взаимозависимость между установкой порога и размером строба оказывается более сложной. На рис. 22.47 показано влияние на уровень шума применения пороговых схем двух типов. К первому типу отнесен случай, когда сигнал, превышающий пороговый уровень, сохраняет свою величину, а сигнал со значением ниже порогового принимается за нуль. Ко второму типу отнесен случай, когда пороговый уровень вычитается из сигнала, уровень которого превышает пороговый, а за нуль принимается сигнал, значение которого меньше порогового. В любом случае, если SNR мало (т.е. отношение сигнал - шум равно 5 и меньше), для каждого размера строба имеется свой оптимальный пороговый уровень, причем лучшие результаты достигаются в схеме первого типа. Вместе с тем схеме второго типа следует отдать предпочтение в тех случаях, когда необходим более гибкий подход к автоматическому выбору размера строба и порогового значения, так как изменение отношения сигнал- шум имеет более постепенный и менее рискованный (с точки зрения возможности утраты захвата цели) характер.
Используя приемные системы, формирующие изображения, а не системы для точечных источников, можно добиться более высокой точности слежения. Это объясняется улучшенным подавлением помех, возможным благодаря правильному выбору пороговых значений сигнала и размеров строба. При этом, однако, необходимо уделить особое внимание приемным системам, которые разрабатывались прежде всего для того, чтобы наблюдатель мог получить хорошее изображение. Например, в подобных системах с чересстрочной разверткой может проявиться явление автоколебаний, если сигналы ошибки привязаны к каждому полукадру. Для получения разрешения на уровне субэлемента необходимо либо отказаться от чересстрочной развертки, либо усреднить сигналы ошибки по всему кадру, тем самым наполовину снизив скорость получения информации. Точно так же допуски на сканирующее устройство могут оказаться вполне достаточными для изображения, но оудут малы для слежения на уровне субэлемента разрешения.
омимо алгоритма слежения по центроидам существуют и другие алгоритмы, обеспечивающие отслеживание протяженных источников, например алгоритм слежения по площадям или алгоритм слежения по краям. о щих чертах эти алгоритмы достаточно просто поддаются реализации, если изображение преобразуется в цифровую форму, т.е. среводится в нули и единицы с точностью до одного бита. При
(5)
Рис. 22.47. Эффективность обработки сигналов = использованием пороговых схем первого (а) и второго (о) типов.„„„„ых значениях SNR;
Штриховой линией "оказано ухудшу
Л отношение действительного среднеквадратиg, ОТНошение порогового зна
ному среднеквадратическому значению шумашума; к отношение линейных
чения сигнала к среднеквадратическому значе размеров цели к линейным размерам строоа.
большом отношении сигнал-шум характеристики в этом случае будут с характеристиками слежения по центроидам. Однако пр,, отношении сигнал шум данный подход не годится, так как некоторые детали изображения могут быть утрачены при преооразова- нГи сигнала в цифровую форму. Использовать большую часть деталей изображения позволяют корреляционные следящие системы благодаря сравнению текущего сюжета с хранящимся в памяти эталоном (снятым оанее кадром того же сюжета) и определению смещения между двумя кадрами этого сюжета. Корреляционное слежение наиболее сложно реализовать, но оно обеспечивает наилучшие характеристики при малом отношении сигнал-шум. Спроектированная должным образом корреляционная следящая система снимает требования к оптимизации пороговых значении сигнала и размеров строба.
Корреляционные следящие системы
Корреляционные следящие системы измеряют относительное смещение двух различных изображений одного и того же сюжета. Одно из изображений считается эталонным; оно может представлять собой результат выполненного ранее измерения. Другое изображение именуется принятым, его получают с помощью приемной системы, наблюдающей «живой» сюжет.
В целом ряде применений корреляционные следящие системы изначально лучше систем, стробирующих видеоинформацию. Так, корреляционной следящей системе отдают предпочтение, если отслеживаемая цель не могла быть идентифицирована ранее или автоматически. Такая ситуация возникает, когда цель находится среди других объектов (помех), слишком близко расположенных к цели, чтобы их можно было стробировать, или излучающих сигналы слишком высокого уровня, чтобы их можно было отфильтровать с помощью пороговых схем. В том случае, если положение цели в сюжете априорно обозначается с помощью внешних средств обнаружения (например, человеческим глазом), корреляционная система может продолжать слежение самостоятельно и отслеживать цель в течение всей процедуры слежения,
Действенная сфера применения корреляционных следящих систем - головки самонаведения управляемых ракет (ГСН УР). По мере приближения УР к цели размеры изображения цели начинают превышать поле зрения приемника, и корреляционная система может быть использована для отслеживания внутренней детали цели и сохранения стабильной конечной точки наведения. В этом отношении корреляционные системы также превосходят следящие системы, стробирующие видеоинформацию. с их ограничением по минимальной дальности. Корреляционные следящие системы можно также использовать в качестве вспомогательных устройств ГСН УР для целеуказания системе обнаружения цели, содержащей другую приемную систему.
Корреляционная следящая система представляется совершенно естественным выбором в том случае, когда необходимо опознать один объект в 1 руппе похожих объектов, т.е. когда нужную цель определяют по ее относительному положению среди других целей. Например корреляционная система космического базирования уже применялась для автоматического обнаружения отдельной звезды. Близка к этой сфере применения автоматическая сверка карты для периодической корректировки авиационных инерциальных навигационных систем. В этом случае эталонная карта земной поверхности, соответствующая известным пунктам вдоль трассы полета, хранится в памяти системы. Система отмечает те моменты, когда изображение, полученное от приемной части системы, согласуется с изображением, хранящимся в памяти, и в эти моменты происходит корректировка инерциальной системы.
Алгоритм корреляционного слежения
Хранимое в памяти эталонное изображение $(А',у) определяется некоторой зоной 5. Полученное изображение г(х,у), смещенное по сравнению с эталонным и содержащее шум, можно представить в виде
(22.148)(22.148)rfcy) = As(.x - а;,, у - yj 4- п^х,у).
(22.148)
(22.148)
где Л-некоторая постоянная; (а;,, у J-горизонтальное и вертикальное0 смещения между 5 и г; п- шум приемной части системы.
Изображение г определяется зоной R, которая обычно больше зоны S и включает ее. Следящий контур проектируется таким образом, чтобы перемещение оси приемной части системы могло привести полученный сигнал г(х,у) в соответствие с хранимым эталонным сигналом s(.v,y), т.е. свести (ло,уо) к нулю. Таким образом, необходимо сформировать сигналы ошибки егх, е,у, которые были бы хорошей оценкой ошибок слежения л„, у„.
Функция взаимной корреляции 5 и г определяется выражением
С(х,у) =С(х,у) =(22.149)(22.149)Jf 5 (zz, и) г (и + А', и + у) du du ,
С(х,у) =
С(х,у) =
(22.149)
(22.149)
[5 (zz, d)] 2 du du Jf [r (zz, r)]2 dude •
характер, могут быть включены поворотом: разницей в масштабаххарактер, могут быть включены поворотом: разницей в масштабахВ котором интегрирование осуществляется по зоне S. Если пренебречь шумом, то использование неравенства Шварца [37] показывает, что для С(х, у) глобальный максимум, равный единице, достигается при (xv yj. Именно на этом факте основывается работа корреляционных следящих систем. В различных реализациях таких систем отражены различные методы оценки местоположения максимума С (г, у).
характер, могут быть включены поворотом: разницей в масштабах
характер, могут быть включены поворотом: разницей в масштабах
11 В модель, имеющую более обший и Другие смещения между s и г, вызванные и искажением изображения.
Наиболее тривиальным подходом к разработке корреляционной следящей системы является прямой расчет С(х у) для такого диапазона з"ий х- г которые достаточно велики, чтобы включать ошибки х„ v Координаты максимума C(.v, у) принимаются в качестве сигналов ошибки Обычно это очень сложная операция, связанная с масштабными вычислениями, однако уже имеются следящие системы, основанные на этом способе Другой подход предполагает расчет двумерных преобразований Фурье функций г(х, у) и з(х, у), перемножение этих преобразова- НИЙ и вычисление обратного преобразования от их произведения^ т.е. С(х у) Это также требует больших вычислительных мощностей, но в ряде случаев практически целесообразно.
Взаимно-корреляционная функция С(х, у) характеризуется обычно главным максимумом в точке хе, уо и несколькими меньшими локальными максимумами в других точках. Если ошибка слежения содержится в главном максимуме, то в качестве сигналов ошибки по осям а' и v можно использовать значения частных производных дС/дх и дС/ду. Частные производные можно найти быстрее, чем главный максимум С(х,у). Так как сигналы s и г, встречающиеся на практике, удовлетворяют требованию математической гладкости, можно написать
(22.150)(22.150)Сх (х,у) = ^ JJ ^ (к - х, v - у) г (и, и) dudv ,
(22.150)
(22.150)
С,(х,у)С,(х,у)= —- Jf sy (u - х, v - у) г (и, v) dudv ,= —- Jf sy (u - х, v - у) г (и, v) dudv ,(22.151)(22.151)
С,(х,у)
С,(х,у)
= —- Jf sy (u - х, v - у) г (и, v) dudv ,
= —- Jf sy (u - х, v - у) г (и, v) dudv ,
(22.151)
(22.151)
где Den-знаменатель в выражении для С(х,у). Сигналы ошибки в таком случае определяются в виде соотношений
е„ = КС,(0,0), (22.152) е„ = КСу(0,0), (22.153) где К-некоторый постоянный коэффициент. По сравнению с вычислением С(х,у) по многим точкам данный вариант предполагает существенное сокращение объема расчетов. Выражения для Сх и Су сравнимы по сложности с выражением для С, ио их необходимо оценивать лишь для точки (0, 0). Однако для данного способа неотъемлемым условием является принадлежность ошибки слежения главному максимуму.
В [38] разработана и подробно исследована концепция корреляционного слежения с использованием частных производных, причем основное внимание уделяется наиболее общим практическим вариантам изображений, выбранным для обоих направлений. Суть подхода заключается в определении оптимальных весовых функций, соответствующих sx и $? в выражениях Сх и Су. Критерием оптимальности является минимизация среднеквадратического значения случайных величин е,х и £<у Значения К определяются таким образом, что при малых ошибках слежения ожидаемыми величинами (е,х, е,у) являются (х0, у,)- Эт0
достигается тем, что берутся только два первых члена разложения в ряд Тэйлора функции (С„ Су) в окрестности точки (0. 0) и решаются уравнения, в которых С, и Су равны нулю. Такой подход позволяет снизить ограничение по точности слежения до величин около + 0 5 от интервала выборки корреляционных следящих систем, работающих непосредственно по максимуму.
В [38] предлагается следующий алгоритм. Пусть а а м м
Е" = 2 +М Г М ’(22.54)
£о = +^ £ WAiJWJV(22.155)
Оптимальные весовые функции выражаются формулами 11
W, (ij) =- [5 (/ + 1 J) - 5 (ч)] ,(22.156)
WyUj) =- ^VJ + 1) - sUJH ,(22.157)
^=1I WGV)]2,(22.158)
i = 1 j = 1
S,= I£ WOJ)]2 .(22.159)
i = 1 j = 1
Параметры а и b определяют интервалы выборки по направлениям .V и у соответственно; величину А можно оценить, воспользовавшись отношением
(22.160)(22.160)мммм
(22.160)
(22.160)
j = I I [r(u)-n]/ Z Z Auv
i = 1 j = 1i = 1 j = 1
где n-средний уровень шума (обычно нуль). При этом область суммирования соответствует площади хранимого в памяти изображения.
Поскольку полученное изображение г!),]) содержит шум, то сигналы (с1х, £1у) содержат составляющие шума. Если шум белый, то среднеквадратические значения этих составляющих определяются выражениями а? = —LV(22.161)
sAsnr/ ’
(22.162)
S, \ SNR / '
" В [38] предполагается, что хранимый в памяти эталон нормализован ММ
таким образом, что £ £ s(M") = 1.
Здесь SNR-отношение сигнал-шум в полученном изображении со
(22.163)(22.163)значением
(22.163)
(22.163)
SNR = Л/а„.
где а -среднеквадратическое значение составляющей шума в г(.м).
АналиГалгоритма показывает, что весовые функции Wx и Wy пропор- циональны смещениям относительно эталона по направлениям х и у и что данный алгоритм превращается в алгоритм с использованием частных производных для систем непрерывного действия по мере приближения интервалов выборки к нулю. Переменные 5Х и Sy по природе являются мерами количества информации слежения в хранимом эталоне. Поэтому составляющие шума в выходном сигнале обратно пропорциональны Sx и Sy.
Эффекты квантования и дискретной выборки
Прогресс в технологии производства интегральных схем привел к широкому применению цифровой техники для обработки сигналов. Хотя эта техника обладает многими преимуществами;, она неизбежно вносит и дополнительные ошибки. Одним из источников ошибок является потеря информации, вызываемая представлением амплитуды непрерывных сигналов в виде конечного ряда дискретных значений (квантование по амплитуде). Ошибки квантования по амплитуде уменьшаются с увеличением количества уровней квантования. Еще одним источником ошибок является потеря информации в процессе дискретной выборки сигналов, которые первоначально представляли собой непрерывные временные функции. Хотя теорема Найквиста гласит, что информация не теряется, если частота выборки по крайней мере вдвое превышает полосу пропускания сигнала, существующие на практике ограничения требуют частоту выборки, заметно превышающую величину, допускаемую этой теоремой, для избежания больших ошибок11. Поскольку стоимость оборудования возрастает с увеличением разрядности квантования по амплитуде и частоты выборки, компромисс по критерию «стоимость-эффективность» обязателен при выборе этих параметров.
Предварительную оценку стоимости при выборе различных параметров системы получить очень трудно, особенно для новых проект08, Поэтому необходимо рассматривать конкретно каждый отдельно взятый случай.
Тем не менее влияние квантования и частоты выборки на технические характеристики системы можно в некоторой степени прогнозировать. Степень ухудшения характеристик вследствие квантования и дискретизации выборки исследовалась для одномерного коррелятора произведения [39]. Хотя в данной работе основной интерес представляют двумер*
В ^тчественной литературе эта теорема носит название теоремы Котельникова- Прим. рад.
ные корреляторы, результаты проведенного исследования весьма показательны для ожидаемых по обоим направлениям характеристик.
Снижение качества, вызванное квантованием и дискретной выборкой, характеризуется коэффициентом ухудшения D и определяется как отношение сигнал-шум выходного сигнала (отношение среднего значения сигнала к среднеквадратическому значению шума) аналогового коррелятора, деленное на такое же отношение цифрового коррелятора. Параметрами цифрового коррелятора являются:
Q$-количество квантованных величин хранимого изображения sfcjO;
Q,- количество квантованных величин принятого изображения г(х,г);
К-отношение частоты выборки к полосе пропускания В;
полоса пропускания для изображений 5 и г.
Таким образом, если выборка 5(.г,т) хранится в виде «-битовых двоичных чисел, то Qf — 2".
На рис, 22.48 приводятся расчетные кривые D в зависимости от К для различных сочетаний Qr и Qs. Использованные уровни квантования оптимизированы для обеспечения минимального D. Нормализованная частота выборки К = 2 соответствует частоте Найквиста. Можно видеть, что в наихудшем случае D = л/2 при Qr = Qt = 2 (однобитовое квантование) и К = 2, а также то, что D быстро уменьшается с увеличением К до 4 и более. Кроме того, видно, что D не на много превышает единицу при двухбитовом квантовании (2, = 2s ~ 4) и К > 6.
Рис 22 48 Зависимость коэффициента ухудшения D от нормализованной частоты К дискретной выоорки. Сравниваются корреляторы с различным количеством уровней квантования.
Алгоритм последовательного обнаружения схожести (SSDA)
Если исходная ошибка не совпадает с точкой главного максимума корреляционной функции, то способ частных производных применять нельзя по крайней мере на этапе начального обнаружения цели, В таких случаях можно использовать цифровые способы поиска глобального максимума корреляционной функции. Однако, как уже отмечалось выше это связано с очень большим объемом вычислении. В связи с этим предложен альтернативный класс алгоритмов, значительно более простых в реализации и более эффективных в установлении места глобального максимума корреляционной функции [40]. Эффективность этих алгоритмов стимулирует их применение даже в тех случаях, когда ошибка слежения возникает в месте главного максимума.
Алгоритм последовательного обнаружения схожести направлен на снижение требований к вычислительной мощности и реализуется на основе дискретной выборки сигналов. Пусть эталонное изображение ^0'7) представляет собой матрицу из М х М цифровых элеменюв изображения, каждый из которых характеризуется одним из К уровней серого цвета: 0, 1. 2, ..., К - 1. Так же можно представить и полученное изображение, т.е. матрицей из L х L элементов, причем L>M;
KWK- 1,(22.164)
(22.165)
Предположим, что субматрица полученного изображения г(/, у) содержит эталонное изображение 5. Функцию ошибки Е(т, л) при регистрации изображения можно определить как
Е(т,п) = £ £ |r(m +/,п+у) - j(zj)|. (22.166)
i = 1 j = 1
Если координаты (т,л) соответствуют переходам (х„, /J между г и s, то Е^п, л) = 0. Во всех иных случаях £(т, л) > 0. В идеальном случае, т.е. при отсутствии шума, вся операция сводится к поиску точки, в которой £ = 0. На практике, однако, за машинный нуль принимается некоторое малое положительное пороговое значение или избирается некоторая минимальная величина Е при регистрации изображения.
Потребности в объеме вычислений уменьшаются путем замены операций умножения операциями сложения, вычитания и определения абсолютного значения. Еще большее уменьшение такой потребности достигается с помощью контроля за величиной частной суммы £(^Л) с добавлением нового члена. Даже если частная сумма быстро увеличивается, то точку (т, л) можно найти как точку согласования изображений до расчета полной суммы членов М2. Большинство точек, не подлежащих регистрации, легко отфильтровываются, что дает значительную экономию в использовании вычислительных мощностей.
очетание всех этих факторов дает как результат описываемый ниже
алгоритм. Избирается точка (т, и) и накапливается сумма Е^т п} По мере добавления каждого нового члена частная сумма Е (т л)/членов сравнивается с пороговым значением Тр. Если Ер^ п) < Т и р < М2 то можно рассчитать Ер + i (m. п\ В ином варианте вычисление точки Ьп л) заканчивается, а величина р направляется в память как соответствующая точка (т,п\ После обработки всех точек (т, л) точка с максимальной
величиной р принимается за точку регистрации изображения.
Новый вариант алюритма последовательного обнаружения схожести (SSDA), получивший наименование корреляции по средней абсолютной разнице (MAD), предлагается в [41], где он исследуется и сравнивается с алгоритмом корреляции произведения. В этом случае корреляционная функция представляется в виде
। м м
(22.167)(22.167)D^m,n>) = M2^ ^ k^ + ^^+vl-jMI-
(22.167)
(22.167)
Корреляционная функция в алгоритме корреляции произведения, с которым сравнивается новый алгоритм, определялась выражением
С(т,л) = ^2 £ £ r(m + цп + j)s(ij).(22.168)
В алгоритме корреляции по средней абсолютной разнице О(т,л) рассчитывается в заданной зоне поиска и точка, в которой £(т,л) минимальна, принимается за точку регистрации. В алгоритме корреляции произведения С(т,л) рассчитывается во всей зоне поиска и регистрация производится при максимуме С.
Введение некоторых упрощающих допущений дает возможность получить аналитические выражения для оценки вероятности корреляции Л, т.е. вероятности того, что результативный экстремум проявится в истинной точке регистрации. Хотя упрощения могут показаться слишком идеализирующими, сравнение результатов С экспериментальными данными показывает их правомерность. На рис. 22.49 приведены результаты анализа Рс как функции нормализованной зоны поиска At и нормализованной зоны корреляции Ас при отношении сигнал-шум. равном 5 и 10. Нормализованную зону поиска определяют как количество независимых точек, в которых рассчитываются корреляционные Функции П^т.н) и С (т.н) исходя из условия
Л.-ттк-М+^.Ы^П(22-169)
где /- длина корреляции изображения, выраженная в интервалах выборки. Нормализованная зона корреляции-это количество независимых выборок информации для каждой величины Щт,п) и С при условии Лс. mini М2 ^11<22 170)
I ’(я/)2 Г
BntlblT3ddQX AlQORlKOdTJ
о 5 x a о g c u
X w>
2?
ч о о to
я
е>
X я я о.
S
Ч 3 о I
CU 1 и 5
о х
х х я к ч
X
X о
X X
X
о
£ а
си о
ПИМШИ (1Ш1ШЦ
о к
я о
2
X ь о
X о.
X
я х О X о
X 9-Х
о
ч я
«
X х X к п о
X X X X
V 5 я о X X д (- 3
Си О X
х 5 о
X
к о
к X X 8 о m я X о о.
о и
я X X <и Я О
г-1 п
оXс-
я X о м
к я х
я о о я
X
2 а о я
X
X
X к ч и D. о. о X
X
с о а а о х
я X о г
*
X я а О
S
к X X X й
2 а о а
Отношение сигнал - шум определяется как отношение среднеквадратического значения информации, содержащейся в сюжете, к среднеквадратическому значению шума; Можно видеть, что при больших интервалах As и Ас алгоритм средней абсолютной разницы работает лучше, чем алгоритм произведения. Еще одно преимущество алгоритма средней абсолютной разницы заключается в существенно большей эффективности вычислений.
СЛЕДЯЩИЕ СИСТЕМЫ С ИМПУЛЬСНЫМИ ЛАЗЕРАМИ
Общие положения
Следящие системы с импульсными лазерами обнаруживают и отслеживают цели с импульсами излучаемой энергии малой длительности. Импульсы могут приходить непосредственно от лазерного источника (маяка), расположенного на цели, или приходить как отраженные от подсвечиваемой цели. Следящая система оценивает величину ошибки по положеншо для каждого обнаруженного импульса, с тем чтобы ориентировать в пространстве приемную часть системы. В следящих системах, работающих по отраженному лучу, источник лазерного излучения может быть как частью самой системы, так и располагаться на каком-то расстоянии от нее.
На рис. 22.50 приводится упрощенная схема лазерной системы обнаружения цели. Угол расхождения отраженного от цели лазерного луча должен быть согласован с расстоянием от лазера до цеди и размерами цели. Размеры полученного светового пятна не должны превышать диаметр оптического кружка рассеяния в изображении па приемнике следящей системы. На рис. 22.51 показана схема формирования ошибки по положению полученного от цели светового пятна. Четырехэлементная чувствительная матрица представляет собой приемник с квадрантной компоновкой ФЧЭ. Такая схема, аналогичная схеме моноимпуль- сной РЛС, обеспечивает сигнал ошибки, почти линейно связанный со смещением положения цели. Размер полученного пятна можно оптимизировать оптическими средствами, расфокусировав его до определенного диаметра, но при этом с увеличением пятна размеры дефокусирован
жения цели.жения цели.излучения; 2- цель; плоскость; 5 - пло- Ddtf Диаметр рас-излучения; 2- цель; плоскость; 5 - пло- Ddtf Диаметр рас-Рис. 22.50. Лазерная система обнару
жения цели.
жения цели.
излучения; 2- цель; плоскость; 5 - пло- Ddtf Диаметр рас-
излучения; 2- цель; плоскость; 5 - пло- Ddtf Диаметр рас-
/-источник лазерного 3- оптика: 4 фокальная скосгь ФЧЭ приемника; фокусированного пятна.
пятнопятно•Htut^mi
пятно
пятно
^**^*|ут
1 ‘ HfrfJT <
Рис. 22.51. Квадрантная компоновка ФЧЭ в приемной матрице.
ного луча также возрастают в зависимости от его ширины. Характеристики работы системы в таком случае ухудшаются.
Выходной сигнал каждого элемента приемника пропорционален потоку излучения, падающему на его чувствительную поверхность. Сигналы ошибки по вертикальной и горизонтальной осям определяются выражениями
Uа + /») ~ Uc + ^р)^А + U + h + ^D
UВ + /р) - UА + /с)^А + ^В + IC + ID
(22.171)(22.172)(22.171)(22.172)где I, (для х = А. В, С, 2))-ток пикового сигнала с ФЧЭ х приемщика. Если такой сигнал нормализовать по Е7Х, то он будет независим от колебании энергии от импульса к импульсу, характерных для принимаемого лазерного излучения. На рис. 22.52 приведены кривые, иллюстрирующие зависимость идеализированного сигнала ошибки по положе
(22.171)
(22.172)
(22.171)
(22.172)
нию от величины ошибки для круглого и квадратного пятен. В случае с квадратным пятном наблюдается линейность характеристики, так как площадь перекрытия изменяется линейно с изменением положения пятна
в одном направлении. В случае с круглым пятном линейность ухудшается. когда ошибка по положению превосходит радиус г расфокусированною пятна сигнал ошибки входит в насыщение. Когда же ошибка ~Г' 11,11110 выходит за внешний край чувствительного ппи D а пРиемника и сигнал ошибки стремится к нулю, достигая его юттякжр "»™ ГРИ 30НЫ "Размены на рис. 22.52. Кривые показыва- к изменение ^еличенис Размера расфокусированного пятна г приводит к изменению наклона характеристики в линейной зоне.
Рис. 22.52. Идеализированная зависимость сигнала ошибки от величины ошибки по положению. 1-зона линейного сигнала; И-зона насыщения; III-зона потери пятна.
Электронные средства следящей системы
Обработка сигналов в следящей системе с импульсными лазерами производится в широком динамическом диапазоне. В общем случае, как правило, динамический диапазон линейных усилителей недостаточен, и поэтому необходимо включать в систему либо схемы с автоматической регулировкой усиления, либо логарифмические усилители, реализованные в той или иной форме. На рис. 22.53 показана функциональная схема электронных средств обработки сигналов импульсной лазерной следящей системы.
Р*- 22.53. Функциональная схема обработки сигналов в импульсной лазерной следящей системе.
ц^З. Чувствительность и шум приемника
На обнаружение и сопровождение цели низкоэнергетическим лазер- ным импульсом существенно влияют два основных фактора. Первый из них связан с эффектом дробового шума каждого квадранта приемника, вызываемым фоном и темновым током, и тепловым шумом. Ток дробового шума определяется формулой
L^^VM^f.<21173)
где в-заряд электрона; 1В-фоновый ток; ID-темновой ток; Д/-электрическая полоса пропускания приемника. Ток теплового шума в резистивной части нагрузки приемника определяется формулой
7„2 = j4k7fKflRL ,(22.174)
где RL- сопротивление нагрузки; кв-постоянная Больцмана; Т-абсолютная температура RL . Теоретическая величина шумового тока, поступающего на вход предварительного усилителя вместе с током полезного сигнала, составляет
7„ = УЛ^.(22775)
Ток полезного сигнала на выходе квадрантного приемника определяется выражением
/, =5^ЛЛ,(22-176)
где ТR- плотность энергии принимаемого лазерного излучения, Дж-м--; Дг-длительность импульса; Л „-площадь собирающей апертуры оптики приемника; ^-чувствительность приемника; 5-часть площади светового пятна, попадающего на чувствительный элемент приемника. Плотность энергии излучения определяется выражением
(22.177)(22.177)m _ ^LT ^тк Р ^os 9
(22.177)
(22.177)
где Ql-энергия источника лазерного излучения; tlt-коэффициент пропускания атмосферы по линии подсветки лазер- цель; ттк- коэффициент пропускания атмосферы по линии визирования цель-приемная часть системы; р-коэффициент диффузного отражения цели; 0-угол между перпендикуляром к поверхности цели и линией визирования следящей системы, Ящ-расстояние от цели до приемника. Отношение сигнал- шум на входе каждого предварительного усилителя выражается через отношение токов
SIN = i$Jln.(22.178)
Для оценки характеристик сигналов ошибки eEL и еА7 при наличии шума ожно считать, что шум /„^ от предварительного усилителя имеет
гауссов закон распределения. Видоизменим выражение для 7„, с тем чтобы лучше отразить фактор шума на выходе каждого квадрантного предварительного усилителя. Ток шума при этом будет определяться соотношением
i,, = ЖЖЛ ■ (22.179) Выражение для плотности вероятности сигнала ошибки по одной оси можно получить для случая, когда в каждом квадранте имеется источник шума i„M с дисперсией ов и средним значением, равным нулю. Реальный сигнал ошибки по одной оси можно представить в виде
(22.180)(22.180)50 + ^ _ U- V ^'Ss + N. U + V'
(22.180)
(22.180)
где SD- попарный разностный сигнал для квадрантов по данной оси; S5-суммарный сигнал для всех квадрантов; ^l-среднеквадратичное значение шума, связанного с разностным сигналом; N2-среднеквадратичное значение суммарного сигнала. NY и М2 не являются взаимно независимыми параметрами, так как представляют собой различные сочетания шумов одних и тех же четырех квадрантов. Случайные переменные U и К с гауссовым законом распределения представляют собой взятые попарно сигналы с чувствительных элементов приемника и связаны соотношениями
U = u + N„,(22.18D
+(22.182)
где
- -с(22.183)
и - v -SD ,v
-с(22.184)
и + v =Ss .
В 112пВев212] — е~Хра ^ •2лJВ 112пВев212] — е~Хра ^ •2лJВ результате выражение для плотности вероятности сигнала ошибки е имеет вид
В 11
2пВев212] — е~Хра ^ •2лJ
В 11
2пВев212] — е~Хра ^ •2лJ
ГМ =!е(- 1/2^)(й2 + 82) j +
ОО(22.185)(22.185)п(1+Е2)еL
О
О
(22.185)
(22.185)
Ор = 2а«~ дисперсия как пере-Ор = 2а«~ дисперсия как пере-, D 1(1 +£)« + (! -е)в
Ор = 2а«~ дисперсия как пере-
Ор = 2а«~ дисперсия как пере-
Здесь В = -==Н^Ж’ d ^/20} г
менной U, так и переменной V.значенИя отношения сигнал-
По этому выражению для заданноговероятности сигнала
шум (S,/2a?) можно построить графики пл^ ^Р^ определяемой ошибки в зависимости от ожидаемой ведены два таких
отношением S„/Ss, где 0 5 S0/Ss - 1' р звачеИиях So/Ss. равных 0,2 графика при значении S,/2a^. равном НА и значения.
Рис. 22.54. Графики плотности вероятности для нормализованного сигнала ошибки.
и 1,0. Графики иллюстрируют важное свойство таких систем, заключающееся в том, что функция плотности вероятности расширяется при возрастании ошибки слежения в пределах линейного диапазона работы системы. Следовательно, сигналы ошибки содержат тем больше шума, чем больше величина ошибки.
Учет дополнительных факторов при проектировании системы
При некоторых условиях создается ситуация отражения лазерного излучения окружением цели. К таким условиям можно отнести большое отношение размера светового пятна к размеру цели, колебания подсвечивающею лазерного луча, маневры цели. В настоящее время существуют способы предотвращения такой ситуации, при которой будет гппеп^ИВаТЬСЯ какои-либ° находящийся рядом с целью объект. К таким минани? °ТН0СЯТСЯ временное стробирование и амплитудная дискри- ют паз СЛИ Между Различными подсвеченными объектами существу- не только копр^иаЖаТеЛЬН°Й способности. При этом следует учитывать но и оазчичгп/ю НИЯ отРажательной способности от объекта к объекту, верхности пели 01ражательнУю способность различных участков поверхности цели при малом лазерном пятне.
фактор влияния TvnRvne т’ нрнинмаемым во внимание, должен быть приводит к появлению спцН°И атмосФеРЫ на лазерный луч. Это влияние РУемого импульса. Как To™TaH^ ШУМЯ В амплитуде рсгистРи" И сцинтилляция колебания отражательной способности, так намического диапазона™^107 Особь1е требования к расширению ди- теристик импульса^ СИСТСМЫ в зависимости от харак-
Кроме того важным
НИЯ коэффициентов уси^рКТОРОМ является необходимость согласова- четырех квадрантов. Если зИЯ ДЛЯ каналов обработки сигналов всех ная точка слежения будет еп^ К0Э(М>ициенты не согласованы, равновес- нентра квадрантного приемни^ТиВ°ВаТЬ смещению лазерного пятна от алгоритм используется ппа г3 Наконец, в зависимости от того, какой стать функцией угловой ™ 0 раб°тки сигналов, сигнал ошибки может И °Шибки и отношения сигнал-шум.
ОСОБЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К ХАРАКТЕРИСТИКАМ СЛЕДЯЩИХ СИСТЕМ
Различные области применения следящих систем диктуют свои особые требования к их техническим характеристикам. Помимо отслеживания целей, имеющих относительно малые угловые размеры, приходится осуществлять слежение за большими или протяженными целями, например источниками ИК-излучения, занимающими большую часть поля зрения приемной части системы, а то и превышающими ее поле зрения. Это требование относится, в частности, к ГСН некоторых УР и целям, становящимся протяженными источниками ИК-излучения на конечном участке перехвата. С ГСН УР связано и другое возможное требование, согласно которому следящая система должна оценивать такие переменные траекторные параметры, как дальность до цели, скорость сближения с целью или время до ее перехвата, и использовать эти данные в качестве сигналов автопилота. Если выдержаны определенные условия, следящая система может выдавать информацию, необходимую для получения таких оценочных данных.
Почти во всех применениях следящие системы вынуждены отслеживать цели при наличии источников помеховых излучении. Такими источниками могут стать естественный фон, солнечные блики, внешние источники искусственного характера, в том числе специальные средства противодействия. В этих случаях необходимо определить, отличаются ли характеристики источников помех от характеристик целей, и если отличаются, то как именно. Часто излучения от целей и источников помех имеют различные спектральные характеристики, что дает возможность различать истинные и ложные цели на основе анализа спектрального состава принимаемого излучения.
Слежение за протяженной целью
При использовании следящих систем. рассЧ^анН^ точечным целям, для слежения за проз яжсшюипроявляться
‘— обычно ухудшается. "Р"^^^^6|ЮСТИ
Двояко. Прежде всего при одной и тойоказывается слабее,
пиковый сигнал от протяженной цели, как пр вилгх окыдаег я чем от точечной. Это может оказаться ие CT0"n^^ этих ку цели становятся протяженными лишь На точн0 вслик0, чтобы дальностях излучение от цели обы шпротяженном
обеспечить адекватное отношение сигнал >‘ ухудшения отно-
изображении. Ко второму, более важному р тем для которых на сится ухудшение характеристик СЛ^Ш“Х 0Льк0 равновесных точек протяженной цели могут иметь миломаксимальный сигнал
слежения (т.е. нулей), в связи с чем. умены . общепрннятых следящих ошибки. Это влечет за собой, особенно
Рис. 22.55. Упрощенная структурная схема одноосного следящего контура.
контурах первого типа, уменьшение значения скорости перемещения линии визирования при слежении.
На рис. 22.55 представлена упрощенная структурная схема одноосного следящего контура первого типа. На этой схеме угол между линией визирования и заданным (эталонным) направлением в инерциальной навигационной системе координат обозначен символом а, соответствующий угол отработки следящей системы-V- ошибка слежения е =
= о= о- V- Скорость отработки системы у пропорциональна величине сигнала ошибки Уь. Максимальный угол о, поддающийся отслеживанию, пропорционален максимальной величине УЕ.
= о
= о
На характеристики системы, как статические, так и динамические, может неблагоприятно повлиять положение изображения протяженной цели. Такое влияние нельзя считать неизбежным, но оно почти всегда имеет место в следящих системах, рассчитанных на работу только по точечным целям. Например, следящие системы УР, предназначенных для борьбы с реактивными самолетами, рассчитанные первоначально на атаку в хвост по методу погони, рассматривались на предмет их использования в УР для поражения цели со всех сторон. В то время как ИК-сигнатура цели при атаке в хвост формируется лишь небольшой выхлопной трубой объекта перехвата, сигнатура цели при атаке сбоку или атаке спереди характеризуется в первую очередь относительной длиной факела. Увеличение размеров источника излучения приводит к ухудшению характеристик следящей системы. На рис. 22.56 отражен
Рис. 22.56. Сравнительная оценка характеристик следящей системы с неподвижным растром при работе по точечной (выхлопная труба двигателя, сплошная кривая) и протяженной (факел двигателя, штриховая кривая) целям.
U)at ркж t* ж t tuneU)at ркж t* ж t tuneВыхлопная tosh ЛОНИНЯФш1 двшимВыхлопная tosh ЛОНИНЯФш1 двшимVt сигнал ошибки: е- угловая ошибка слежения.
U)at ркж t* ж t tune
U)at ркж t* ж t tune
Выхлопная tosh ЛОНИНЯ
Фш1 двшим
Выхлопная tosh ЛОНИНЯ
Фш1 двшим
типичный пример работы системы, оснащенной
Пока размеры цели настолько малы, что ее изображ^Г^'4 раСТром' обе части растра одновременно, экстремальные п пеРекРывает тики ошибки следящей системы постоянны и равиыТ/ Ко^жё размеры изображения увеличиваются, эти характер™™ °" К рисунка, ухудшаются. Пусть символы V. и V. обозначаютТе^ мальные положительное и отрицательное значения хар™^ ошибки следящей системы при некоторой заданной дальности .Горнею тации сбоку на факел двигателя и скорость перемещения линии визирования о. рассчитана на работу по точечным целям Тогда скорость слежения при атаке сбоку уменьшается до значения <^/Kld Г а в отрицательном (-с) направлении и до значения У И 6 при а в положительном (+е) направлении.' -г «• о
Определение местоположения цели в этих случаях возможно, если удается восстановить хотя бы часть утраченных возможностей слежения. Предположим, что существуют некоторые признаки того, что УР вышла на участок едоей траектории, где цель становится протяженной, т.е. увеличивается амплитуда сигнала предварительного усилителя следящей системы. Тогда к У£ следует добавить сигнал с постоянным смещением /а, вследствие чего рабочая точка следящей системы переместится из положения К = 0 в положение Кс = - Ив (рис. 22.57). Это приведет к увеличению возможности отслеживания б в направлении - £ за счет снижения способности отслеживания а в направлении 4- £. Точка сле-
дящего контура, в которую вводится смещение, соответствует точке, определяющей скорость перемещения линии визирования, и поэтому такое введение смещения называется смещением скорости.
vbvbСигнал смещения Кв реально представляет собой вектор в поле зрения следящей системы. Для определения его направления необходимо иметь в наличии те или иные средства. В рассмотренном выше случае ИК приемная часть системы располагается в карданном подвесе и углы поворота рамок кардана задают нужное направление вектора в.
vb
vb
(а)сигнала смешения по
Рис. 22.57. характеристики следящей ^Дй Характеристика ошибки
В сканирующих системах или системах, формирующих изображение, задача отслеживания протяженных целей сводится к задаче определения по сигналам приемника такого момента времени, при котором сканирующий луч пересекает нужную точку изображения цели. После этого необходимо осуществить выборку эталонных сигналов в определенный момент времени, чтобы отследить нужную точку изображения цели.
В качестве примера на рис. 22.58 представлены временные диаграммы сигналов приемника системы, формирующей изображения факела ракетного двигателя цели. Нужной (желаемой) точкой слежения для УР обычно является центр переднего края факела. По мере увеличения изображения и пересечения им нескольких строк развертки относительно легко идентифицировать точку пересечения переднего края факела с каждой строкой развертки. Усреднение эталонных сигналов, взятых в эти моменты времени, дает сигнал ошибки, который стремится к нулю для выбранной точки слежения.
В некоторых случаях обработка ИК-изображений осуществляется не так легко и просто, как в примере с факелом реактивного двигателя. Тем не менее к следящей системе предъявляется требование, согласно которому за любой точкой изображения должно осуществляться стабильное слежение. Во всех случаях, как только изображение цели начинает заполнять все поле зрения приемника, внутри изображения цели следует размещать центр расширяющегося строба, чтобы, обрабатывая сигналы от цели, обнаружить внутренний контраст.
Оценка траекторных параметров
При использовании ГСП на объектах, преследующих цель, для работы системы наведения может оказаться необходимой оценка траекторных параметров. Согласно законам оптимального наведения, чаще всего необходимо знать время подлета Тв0 (вплоть до перехвата),
ШМ»ШМ»Рис. 22.58. мирующейРис. 22.58. мирующейВременные диаграммы сигналов приемника следящей системы, Ф°Р' изображение факела ракеты.Временные диаграммы сигналов приемника следящей системы, Ф°Р' изображение факела ракеты.
ШМ»
ШМ»
Рис. 22.58. мирующей
Рис. 22.58. мирующей
Временные диаграммы сигналов приемника следящей системы, Ф°Р' изображение факела ракеты.
Временные диаграммы сигналов приемника следящей системы, Ф°Р' изображение факела ракеты.
дальность до цели R и (или) скорость сближения V с
и точные средства оценки этих папя^т™.. Самые прямые дальнометрическая система, например импутьснтТрл?’'1’'" аКтивиая лазерная система. В результате изменения”” ти Р?" "МПульсная времени запаздывания при распростоаненик ™ И ^ KdK ИЗМСРСНИЯ в двух направлениях) она може”^^ "«лн ^™Г" " -" «^“—~
Активная система дальнометрирования не всегда доступна, но если на борту движущегося объекта имеется сканирующая или формирующая изображение цели следящая система, параметр Тдо можно оценить исходя из изменений размеров изображения цели во времени. Если заранее известны размеры цели, то R и V также возможно оценить с помощью таких пассивных средств.
Угловой размер цели 9 определяется соотношением DJR, рад, в котором Dt представляет собой максимальный размер цели, взятый перпендикулярно линии визирования, a R-дальность. Если D, и И постоянны. то
9 = D,V/R2,(22.186)
где 9 = dtydt, Тдо = R/V= 9/9.
Угол 9 измеряется непосредственно следящей системой, а величину 9 можно получить, дифференцируя последовательно результаты измерения 9(г). Однако данная процедура очень чувствительна к шуму в сигнале 9 (z). Поэтому более точные опенки можно получить с помощью иной процедуры, в основу которой положена заранее известная (или предполагаемая) схема решения задачи. Выражение для 9(/) можно представить в следующем виде:
9(/) =—£—.(22.187)
Ro - Vt
В этом выражении начало отсчета времени I = 0 выбирается в любой удобной точке; Ro- соответствующая начальная дальность до цели. Так как выражение 9(z) содержит лишь два независимых параметра, то можно умножить D, R„ и V на одну и ту же величину, нс изменив самого выражения. Таким образом, можно представить
ПМ-_ 1(22.188)
Здесь b. = RJD, a b3 = ViD.
Усредненные оценки Ьх и Ь2 для Ьх и Ь2 можно наити ^^дя выборок значений 0(/). В результате получим сглаженные оценк 0(z) = —L_(22.189)
^1-^2^
, b, (22.190) ЦтГ^х -Ь.^'
TuX-^^-t (22.191) 0(f) 2
Решение этой задачи сводится к решению стандартной задачи теории ошибок, приведенной в [42], и осуществляется путем минимизации среднеквадратичного значения ошибки между выборками 9 (/) и (bx-b2f\
Спектральная селекция
Важным параметром работы следящей системы является тот минимальный уровень излучения цели, который можно обнаружить и отследить. Этот уровень часто определяется помеховыми сигналами, вноси- мыми такими внешними источниками в поле зрения приемника, как отраженное солнечное излучение, фоновое излучение или излучение, создаваемое специальными средствами противодействия. Если между спектральными характеристиками излучений цели и помеховых источников имеются заметные различия, то для улучшения качества следящих систем можно использовать методы спектральной селекции. Кроме того, существуют и другие способы подавления помех, например пространственная оптическая фильтрация, электрическая аналоговая или цифровая фильтрация, нелинейная обработка сигналов. Эти способы на практике часто применяются в сочетании с методами спектральной селекции.
При выборе рабочего спектрального диапазона приемной части системы одним из многих критериев является стремление к максимальному отношению сигналов цель-помеха. Например, если цель представляет собой абсолютно черное тело (АЧТ) с температурой 800 К (часто наблюдаемой на фоне с номинальной температурой 300 К), излучение от которой распространяется через атмосферу, то оправдан выбор спектрального диапазона в пределах 3,5-4,2 мкм.
Предположим, что следящая система воспринимает солнечный свет, отраженный фоновыми объектами, и что излучение от фона в избранном спектральном диапазоне из-за этого оказывается больше необходимого минимального излучения от цели. Поскольку Солнце излучает примерно как АЧТ с температурой 5900 К, спектральное распределение солнечного света легко отличимо от спектрального распределения излучения цели с температурой 800 К. Селекция может быть построена на отношении сигнала в избранном диапазоне к сигналу во втором диапазоне. Второй диапазон, как правило, находится в пределах 2,0-2,4 мкм или 1,5-1,7 мкм.
Большинство реализаций способа спектральной селекции построено
на том же самом свойстве: отношения1’ полученных в двух (или более) спектральных диапазонах сигналов для излучения, вызываемого целью, отличаются от аналогичных отношений для излучения, вызываемого помехой, и это отличие поддается измерению. Таким образом, если второй спектральный диапазон выбран так, чтобы удовлетворить этим условиям, то спектральную селекцию можно рассматривать как один из возможных способов подавления помех. Второй диапазон может отличаться от первого или содержать первый диапазон с добавлением нескольких дополнительных спектральных интервалов. Включение одного диапазона в другой может быть результатом ограничений, накладываемых на реализацию фильтров. При выборе второго диапазона следует также учитывать и стоимостный фактор. Большое отношение минимальной и максимальной длин волн в рабочем диапазоне (более 2) предъявляет жесткие требования к оптике, особенно к ее преломляющим элементам.
Подавление несущей частоты
(22.192)(22.192)Спектральная селекция осуществляется одним из по крайней мере четырех способов. Наиболее простой из них известен как способ подавления несущей частоты. Он применим прежде всего в следящих системах с растрами. Способ заключается в замене прозрачного и непрозрачного секторов растра оптическими фильтрами со спектральными диапазонами Вх и 52 (в двухдиапазонном варианте). Соответствующие коэффициенты пропускания Tt и т2 выбираются так, чтобы они удовлетворяли требованию
(22.192)
(22.192)
^ы Ti ~ Е12 т2 ,
где Ejj-излучение помехи в диапазоне j. Если это требование удовлетворяется, то источник помехи не дает добавки в модулированный сигнал, приемника, а только увеличивает уровень постоянного тока и соответствующий дробовой шум. Влияние этих двух проявлений можно обычно понизить до пренебрежимо малого уровня путем электрической фильтрации.
Амплитуда модулированного сигнала приемника, вызываемою из
(22.193)(22.193)лучением цели, определяется выражением Sr = с(£Г1т1 - ЕТ2т2^
(22.193)
(22.193)
где ETj- излучение цели в диапазоне /, а с-постоянная, Р же параметры системы, идентичные для диапазонов ! “2- вызы. выражение определяет амплитуду модулированного си ' 'вой си ваемого источником помех. Коэффициент улучше Р
11 Отношение является наиболее простой MJP^. ^отличается от излучения у ого требуется, так это знание того, что излуче “ичие поддается измерению, помехи в двух (или более) диапазонах и что это
стемы можно определить соотношением
(22.194)(22.194)_ ST/Sr ETJElv
(22.194)
(22.194)
Здесь числителем является отношение модулированных сигналов цель- помеха в следящих системах с двухцветным растром, а знаменам чем-такое же отношение в следящих системах с растром, состоящим из пропускающих и непрозрачных секторов. Исходя из выражении для Sr
и S,, получим
1 -(^тг^т^) (22.195)
1 — (fi2T2/^l Т1)
Мера приближения Е1хтх к Е12т2 и мера отличия ETJET2 от ЕИ(Е12 и определяют величину F. Успех применения данного способа зависит от прогнозируемости и постоянства отношения Eix]E12.
Для успешной работы следящей системы с двухцветным растром следует обратить самое пристальное внимание на два обстоятельства. Во-первых, спектральная характеристика фильтра существенно зависит от угла1), под которым падают лучи. Следовательно, в быстродействующем оптическом устройстве трудно обеспечить требуемое постоянство спектральных характеристик. Колебания температуры фильтра также вызывают изменение спектральных характеристик. Этого можно избежать термостатированием приемной части системы, когда растр размещается внутри сосуда Дьюара. Во-вторых, границы между секторами растра весьма критичны с технологической точки зрения. Отсутствие четкой, хорошо обозначенной граничной линии может привести к появлению аномальных сигналов и соответствующему ухудшению показателей качества системы.
Кодо-импульсная фильтрация
Второй способ спектральной селекции основывается на использовании оптических фильтров и электронной обработке сигналов для того, чтобы различать импульсы, полученные от цели, и импульсы от помеховых источников. Этот способ применим прежде всего к сканирующим или формирующим изображение следящим системам, хотя такое различение в ограниченном масштабе можно выполнять и в растровых системах. Цель и помеха рассматриваются как точечные источники излучений, воспринимаемых сканирующей или формирующей изображение следящей системой. Комплект оптических фильтров закрывает мгновенное поле зрения таким образом, что источники с излучением различной температуры формируют в приемной части системы импульсы различной формы.
* Подразумевается (и это в большинстве случаев действительно так). чт° фильтр - интерференционный - Прим. ред.
ншикш иншнтншикш иншнтИС. 22.59. Кодирующий импульсный фильтр для следящей системы, формирующей изображение
ншикш иншнт
ншикш иншнт
На рис. 22.59 схематически показано применение кодирующего двухцветного импульсного фильтра в следящей системе, формирующей изображение. Фильтр расположен в плоскости изображения цели принимаемое излучение собирается оптикой и направляется на ФЧЭ приемника. В данном примере длина фильтра в направлении сканирования составляет примерно три оптически разрешимых диаметра. В состав фильтра входят три элемента. Центральный элемент, пропускающий в спектральном диапазоне #,, подбирается таким образом, чтобы обеспечить максимальное отношение сигналов цель - шум + фон. Спектральный диапазон В2 крайних элементов и их коэффициенты пропускания подбираются таким образом, чтобы эти элементы передавали больше помехового излучения, чем центральный элемент, и меньше излучения от цели. В результате, как показано на рис. 22.60, формируются импульсы разной формы от цели и от помехи. Отличия в форме импульсов устанавливаются с помощью электронных средств обработки сигналов. Пока электронные схемы не насыщены большими помеховыми импульсами, различение не зависит от уровней излучения цели и помех.
Если второй диапазон удается выбрать таким, что он не содержит заметного излучения цели, то на разрешение цели не будет оказывать влияние расширение чувствительной зоны в плоскости изображения. Если же второй диапазон содержит излучение цели, то разрешение цели ухудшается (рис. 22.60).
При проектировании и изготовлении фильтра следует принимать во внимание те же факторы, которые приводились в разделе, посвященном способу подавления несущей, т. е. точность и постоянство спектральных характеристик и влияние колебаний температуры, а также краевые эффекты на границах между элементами фильтра. Погрешности, связанные с краевыми эффектами, можно уменьшить, подобрав один диапазон так, чтобы он включал в себя другой. Тогда один фильтр можно использовать для всех трех элементов, но центральный элемент должен быть снабжен дополнительным полосовым фильтром. Кроме того, может появиться необходимость в использовании фильтров нейтральной плотности для крайних элементов, чтобы поддерживать нужную Форму импульса от цели.
Взаимовычитание диапазонов
Для реализации этого способа используются два приемника, тающие в различных спектральных диапазонах, диапазонi।, ,v
Щем излучение и цели, и помехи, и диапазоне В2, содержащем излучение
Рис. 22.60. Формы импульсов на приемнике с кодирующим импульсным фильтром. (а) Сигнал цели; широкий импульс соответствует наличию излучения от цели на элементе 52, узкий-отсутствию излучения на элементе 52. (о) Сигнал помехи.
только помехи. Так как сигналы с обоих приемников определяются одним и тем же изображением, то помеховые сигналы в обоих диапазонах имеют одну и ту же форму и фазу. Фильтрация помех осуществляется замкнутым контуром с регулируемым коэффициентом усиления по второму каналу для того, чтобы согласовать амплитуды помеховой составляющей первого и второго каналов. Вычитая выходной сигнал канала 52 из выходного сигнала канала Вх, можно подавить помехи и тем самым выделить полезный сигнал от цели. Взаимовычитание диапазонов применимо в следящих системах с растрами, а также в системах со сканированием и в формирующих изображение системах.
На рис. 22.61 приведена блок-схема обработки сигналов при реализации этого способа. Сигналы от предварительных усилителей РА1 и РА2 определяются выражениями
М') = »Т (') + МО , М0 = КМ0»
(22.196)(22.197)(22.196)(22.197)где ут(/)-сигнал цели; г, (0-сигнал помехи в канале; К - произвольная постоянная.
(22.196)
(22.197)
(22.196)
(22.197)
Переменный коэффициент усиления А. канала В2 определяется выходным напряжением интегратора и5. Замкнутый контур управления настраивает А так, чтобы величина г5 имела постоянное значение. Если при этом интеграл от выходного сигнала умножителя v4 за период
Рис. 22.61. Обработка сигналов по способу взаимовычитания двух диапазонов.
С#ГШМС#ГШМА - регулируемый коэффициент усиления- г а - предварительный усилитель.
С#ГШМ
С#ГШМ
Следящие системы
(22.198)(22.198)сканирования Т равен нулю, т.е. выполняется условие с\ки,(П Ог(') + d - ЛК)У/(0]Ж = 0,
(22.198)
(22.198)
о
ТО можно получить следующую формулу для вычисления величины коэффициента, определяющего долю сигнала остаточной помехи в вы- ходном сигнале v3:
тт
1 — АК = J V/ (О Vt (0^/f ^t (О2 ^ ■(22 199)
Таким образом, контур управления помогает отфильтровывать в выходном сигнале у3 (/) сигнал помехи и, (/). Если сигналы от цели и от помехи ортогональны, т.е. если т
f v,^uT\tVh = 0,(22.200)
о
то помехи полностью подавляются.
При разработке принципиальной схемы (по блок-схеме рис. 22.61) необходимо учитывать дополнительные требования. Так. предварительные усилители должны иметь ограниченную полосу пропускания для подавления шума. Кроме того, необходимо иметь какие-либо средства для обнаружения отсутствия сигнала и2, поскольку именно в этом случае А можно установить на нуль и избежать тем самым дополнительного шума в выходном сигнале. Также следует отметить, что надежная работа контура управления невозможна, если сигнал помехи вызывает насыщение в любом канале. Если входные сигналы характеризуются широким динамическим диапазоном, то может оказаться необходимой схема автоматической регулировки усиления. Такую схему целесообразно встроить в канал Вг с переменным коэффициентом усиления А.
Важным параметром контура управления является коэффициент усиления интегратора С. Быстродействие переходных процессов в контуре возрастает с увеличением С, но большое значение С может привести к появлению в сигнале р5 пульсаций с частотой сканирования, что ухудшает результаты подавления помех. Для определения С необходима оценка характеристик контура в зависимости от формы сигналов °т^ и u^t) для каждого конкретного приемника.
Способ взаимовычитания диапазонов хорошо проявляет себя в случае со многими источниками помех, если все они имеют одну и ту же эффективную температуру. Источники помех с разной температурой Дают различные значения К, так что одновременное взаимовычитание всех источников невозможно. В этом случае возможно лишь частичное подавление помех.
Отношение двух диапазонов^
Данный способ, в котором используются два приемника, применим в следящих системах со сканированием и системах, формирующих изображение цели с малым мгновенным полем зрения. Приемники обладают чувствительностью в разных, относительно узких спектраль- ных диапазонах и выдают сигналы в результате идентичного сканирования сюжета. Отношение двух полученных сигналов сравнивается с пороговым значением сигнала для каждой точки развертки. Для серых тел отношение сигналов изменяется монотонно с изменением температуры Таким образом, процесс пороговой обработки сигналов позволяет обнаруживать те точки сюжета, для которых видимая температура серого тела оказывается выше температуры различения TD, определяемой пороговым значением сигнала. Алгоритм работы системы строится таким образом, чтобы отфильтровывать сигналы от источников помех с температурой более TD и осуществлять слежение за целью, имеющей меньшую температуру.
Такне два сигнала в идеальном случае отражают идентичные и одновременные процессы сканирования изображения в двух спектральных диапазонах. Это достигается с помощью дихроичных оптических устройств-клина или светоделителя - предназначенных для пространственного разделения изображения сюжета по двум спектральным диапазонам (рис. 22.62). Согласно другому, более простому варианту, два сигнала можно получить, пожертвовав одновременностью сканирования. В этом случае два приемника, каждый из которых оснащен собственным оптическим фильтром, размещаются один рядом с другим по направлению сканирования. Это приводит к появлению временной задержки между значениями одного сигнала и соответствующими значениями другого сигнала. Временной сдвиг можно устранить с помощью электронных схем, задержав первый сигнал и восстановив одновременность обоих сигналов до обработки отношения этих сигналов. Преимуществами такого варианта являются меньшие стоимость, объем и вес.
Если сюжет состоит из источников типа серого тела, то спектральная энергетическая яркость Lx каждой точки сюжета зависит от температуры этой точки (согласно закону Планка):
^"^[^^Л]’ ВТ СМ ' ^"’ “км"1 ' (22.201)
В русской терминологии этот способ часто называют методом «сине-крас- поскольку обычно один из диапазонов более коротковолновый а ^^"-Длинноволновый («красный») и есть аналогия с методом отно^ения ^я определения цветовой температуры в видимом ^ При °£Ущсствлснии спектральной селекции в ИК-области и°6ЫЧНО нах°Дятся за пределами видимого диапазона,
и термин «сине-красное отношение» носит здесь Условный характер.- Прим. Р^-
Рис. 22.62. Формирование сигналов для обработки по способу отношения двух диапазонов, (д) Дихроичный оптический клин, (б) Дихроичный светоделитель.Рис. 22.62. Формирование сигналов для обработки по способу отношения двух диапазонов, (д) Дихроичный оптический клин, (б) Дихроичный светоделитель.где е-коэффициент излучения источника; г,-первая константа излучения; с2-вторая константа излучения; X-длина волны излучения; Т-абсолютная температура источника.
Рис. 22.62. Формирование сигналов для обработки по способу отношения двух диапазонов, (д) Дихроичный оптический клин, (б) Дихроичный светоделитель.
Рис. 22.62. Формирование сигналов для обработки по способу отношения двух диапазонов, (д) Дихроичный оптический клин, (б) Дихроичный светоделитель.
Предположив, что спектральные диапазоны имеют одинаковую и достаточно малую ширину, так что Lx практически постоянна в каждом диапазонеп, получим отношение двух сигналов в любой точке сюжета в следующем виде:
^/^i = lxJLxy .
Подставляя сюда выражение для Lx, будем иметь v^XfEe^.T- 1] их ХгЕе^т — 1] ’
(22.202)(22.203)(22.202)(22.203)В качестве примера на рис. 22.63 показаны зависимости параметра и2/их от Гпри Х2 = Х,/2 для заданных значений X,. Фиксированными являются только значения Xj и Х2, а нужную температуру различения TD устанавливают с помощью некоторой пороговой величины отношения P2/Vi> соответствующей TD.
(22.202)
(22.203)
(22.202)
(22.203)
11 Это допущение не имеет принципиального вводится только с целью упрощения изложения.11 Это допущение не имеет принципиального вводится только с целью упрощения изложения.Рис. 22.63. Спектральное отношение сигналов v2/vx для серых тел.
11 Это допущение не имеет принципиального вводится только с целью упрощения изложения.
11 Это допущение не имеет принципиального вводится только с целью упрощения изложения.
Т абсолютная температура.
значения для рассматриваемого способа
Рис. 22.64. Блок-схема обработки сигналов по способу отношения двух диапазонов.
G - усилитель с регулируемым коэффициентом усиления.
Спектральная селекция основана на оценке принимаемой спектральной облученности цели и помехи. При этом облученность пропорциональна произведению значений силы излучения источников на атмосферное пропускание. Спектральное пропускание атмосферы может внести существенные изменения в спектр полученного сигнала по отношению к спектру соответствующего источника. При реализации способов, основанных на использовании температурных или спектральных характеристик цели и источника помех по отдельности, следует соблюдать крайнюю осторожность.
На рис. 22.64 показан один из вариантов схемы обработки сигналов для реализации способа селекции по отношению двух диапазонов. В связи с тем что динамический диапазон сигнала обычно достаточно широк, в схему введен блок автоматической регулировки усиления (АРУ). Два элемента с регулируемым коэффициентом усиления (б) должны характеризоваться идентичным отношением усиление-напряжение. Управление блоком автоматической регулировки усиления осуществляется по сигналу первого канала, являющегося входным сигналом для следящей системы.
Эффективный входной сигнал компаратора и (О определяется выражением
u^ = Gv2^-GAvvW(22.204)
Выходной сигнал компаратора с^ представляет собой логический сигнал, равный «1» при положительном м(/) и «0» при отрицательном “(О- Это равнозначно соотношению
с(^ = 1л если ~ ' > А(22.205)
v, <
Таким образом, температура различения TD определяется значением Л1^
Выходной сигнал компаратора с (г) в состоянии «1» означает, что данные точки развертки имеют температуру, превышающую TD, и что следящая система должна игнорировать такие точки. Это осуществляется с помощью введения в схему коммутатора. При этом выходной сигнал коммутатора у(т) определяется соотношением
Д') = |о |,ecnHc(z) = |JД') = |о |,ecnHc(z) = |J(22.206)(22.206)
Д') = |о |,ecnHc(z) = |J
Д') = |о |,ecnHc(z) = |J
(22.206)
(22.206)
Для того чтобы исключить захват сигнала от источника помехи схемой автоматической регулировки усиления и последующее подавление сигнала цели до очень низкого уровня, эту схему следует настроить таким образом, чтобы она не срабатывала на входной сигнал при <•(0=1
" На практике может оказаться "Е™^™Гу^^^^^случае
масштабировать уровни сигналов и коэффициенты У
излагается только принципиальный подход-
23
СИСТЕМЫ ДАЛЬНОМЕТРИИ, СВЯЗИ И МОДЕЛИРОВАНИЯ
К. Кук (разд. 23.2 )v\ Дж. Сенье (разд. 23.3)2\ Э. Ла Рокка (разд. 23.4)^
ВВЕДЕНИЕ
В данной главе рассматриваются системы, предназначенные для оптической дальнометрии и инфракрасной связи. В разд. 23.4 дается краткий обзор методов и систем для моделирования тест-полей оптических систем, использующих выбранные цели и фон. В разд. 23.2 и 23.3 приводятся перечни применяемых обозначений и наименований (табл. 23.1 и 23.3).
ОПТИЧЕСКИЕ ДАЛЬНОМЕРНЫЕ СИСТЕМЫ
Современные активные оптические дальномерные системы измеряют расстояние, используя известную скорость распространения электромагнитных волн. Некоторые системы основаны на точном знании длины оптической волны. Общее выражение для дальности до цели при условии, что производится однопозиционное измерение дальности (т.е. принимается, что траектория распространения излучения туда и обратно совпадает), имеет вид
(23.1)(23.1)с Д/
(23.1)
(23.1)
R = ---, 2("W
где R-дальность до цели, с-скорость распространения электромагнитных волн в вакууме, Д/-интервал времени между передачей и приемом, (л(г))-показатель преломления, усредненный вдоль траектории. В зависимости от требуемой точности можно многими способами внести поправки, учитывающие эффекты рефракции [1].
° Claude Cooke, GTE Sylvania, Inc.
John Cernius, Aerojet ElectroSystems, Co.. .
) Anthony J. LaRocca, Environmental Research Institute of Michigan.
Таблица 23.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначение
Наименование,
единица измерения
^Е Atar В Ворт с, с,
Площадь ретрорефлекторам2
Площадь целим2
Ширина полосы частотГц
Оптический диапазонД или мкм
Дисперсия логарифма интенсивности
Дисперсия нормированной амплитуды, модифицированная путем усреднения по апертуре
с
Скорость распространения электромаг- мс"1 нитных волн (света) в вакууме
D
Диаметр (входного зрачка) приемной м системы
Dt Dr Dt е F
Диаметр лазерного лучам
Диаметр уголкового отражателям
Диаметр выходной оптики передатчика м
Заряд электронаКл
Коэффициент избыточного шума (вслед- - ствие умножения в ФЭУ)
h / и
Постоянная ПланкаДж с
Сила излученияВт-ср"1
Фототок, обусловленный фоновым излу- А чением
к ко
Темновой токА
Фототок, создаваемый местным гетеродиномА
к к к к ^Mic ^moi
Шумовой фототокА
Фототок, создаваемый сигналомА
Пороговое значение фототокаА
Постоянная БольцманаДж-К"1
Коэффициент рассеяния Ми
Коэффициент молекулярного поглоще-
^Ray ^)
НИЯ
Релеевский коэффициент рассеяния
Коэффициент атмосферного ослабления -_(
Спектральная энергетическая яркостьВт^м ^ср 2^^-!
M
Коэффициент умножения числа электро- - нов
m Np n
П„
«V)
Коэффициент модуляции(
Число фотонов, принятых в секундус
Число выборок или событий
Число длин волн модуляции
Показатель преломления вдоль траекто-
n
PD PU)
рии распространения
Среднее число событий (импульсов)-
Вероятность обнаружения
Суммарная (накопленная) вероятность
Q q R ^я
для силы рзлучения
Энергия
Параметр ослабления
Дальностьо
Эквивалентное сопротивление
Продолжение табл. 23.1
Обозначение
Наименование
Единица измерения-
г
Расстояние вдоль траектории
м
(S/A'K
Отношение сигнал-шум по напряжению
(S/Мф
Отношение сигнал-шум по потоку Ф
Т
Температура
кв
Длительность импульса, ширина импульса
с
Видимость (метеорологическая дальность
км
vT
видимости)
Поперечная составляющая скорости цели
м с-1
V
Средняя скорость распространения излу-
мс 1
а
чения в среде
Угол между вектором скорости и линией
рад
Д?
визирования
Интервал времени между передачей и
с
Дф
приемом
Разность фаз
6R
Ошибка измерения дальности по одиноч-
м
П
ному импульсу Квантовая эффективность
—
6*
Угол поля зрения приемника
рад
От
Полная угловая ширина луча передатчика
Рад
X
Длина волны излучения
мкм, А
V
Частота оптического излучения
Гц
Р
Коэффициент отражения цели
^TAR
Поперечное сечение цели
м2-ср-1
^А
Прозрачность атмосферы
—
L
Коэффициент пропускания приемной
—
тг
системы
Коэффициент пропускания передатчика
—
И - Ч
Пропускание вдоль траектории
X
фй
Мощность фонового излучения
Вт
Фк
Мощность излучения на фотоприемнике
Вт
ф$
Мощность излучаемого сигнала
Вт
фг
Мощность излучения передатчика
Вт
^г ^TAR
Телесный угол передатчика
Телесный угол луча, отраженного от цели
ср ср
Типы систем
уществуют три основных типа систем, применяемых для однопози- пионного измерения дальности: интерферометрические, дальномерные непрерывного излучения и импульсные1).
Интерферометрические системы. В этих системах на цель направляется оптический луч с прецизионно управляемой и точно известной длиной волны. Отраженный сигнальный луч совмещается с опорным ' учом. в зависимости от соотношения фаз в этих оптических пучках таны л^их^^с^^^ изображения слишком слабо разрабо-
«интерфе^^очкиОтсчета" до" П°ДСЧИТав число
точки, можно определить пройдепн^о^е "” мои с длиной оптической волны. На основе этого метода разработаны практические приборы для наладки прецизионных станков, прибор J метеорологии, геодезии и сейсмологии [1]. В некоторых случаях для снижения чувствительности системы к атмосферной турбулентности используется несколько длин волн. Например, серийно выпускаемый лазерный интерферометр в пределах дальности примерно 60 м имеет погрешность около 0,01 мм (10 мкм). Интерферометрические системы имеют ограниченную эффективную дальность действия в спокойной атмосфере (обычно менее 100 м).
Дальномерная система непрерывного излучения. В отличие от интерферометрической системы в данной системе длина оптической волны не является измерительным эталоном. Вместо этого оптический пучок модулируется синусоидальной несущей и отраженный сигнал сравнивается с модулирующим сигналом. Применяется также модуляция поляризации, но итоговым результатом является модуляция амплитуды
принятого сигнала.
Анализ схемы модуляции приводится ниже, в разд. 23.2.5. Первые геодезические приборы, в которых использовали модулированные источники света, обладали ограниченной дальностью. В современных системах применяются источники непрерывного лазерного излучения, имеющие значительно большую дальность действия. Типичные серийно выпускаемые системы имеют максимальную дальность действия R до 50 миль (—80 км) и погрешность примерно + I мм плюс 10'6 R [1]. Аппаратура этого типа, хотя и менее точная, чем интерферометрическая,
широко применяется в геодезии.
Импульсные дальномерные системы. В данном случае источник излучения является импульсным (обычно с длительностью импульса от 5 до 500 нс) и для определения дальности измеряется время прохождения импульса вдоль траектории туда и обратно. По сравнению с системами непрерывного излучения этим системам доступны большие дальности и можно получить однозначные отсчеты с помощью одиночного импульса, а ложное целеуказание и обратное рассеяние можно подавить путем стробирования по дальности. Этот тип систем широко применяется для дальнометрии негрупповых целей в военных приложениях, где требуется средняя точность (1-10 м). При использовании по групповым Целям в данной системе достигнута точность, обусловленная протяженностью импульса между 2 см и 0,5 м [2-4].
За исключением очень сложных короткоимпульсных систем (с дли тельностью импульса менее 1 нс), система непрерывного излучения обладает лучшей точностью.
Принимаемая мощность - геометрические фак торы
Поля излучаемой мощности, возвращающаяся на фотоприемник, зависит от расходимости передающего луча, ослабления в среде рас пространения эффективного поперечного сечения цели, затухания, вносимого оптический системой, и от площади собирающей приемной системы. Общее уравнение для принимаемого приемником потока излу- чения имеет вид
(23.2)(23.2)Фт Л™ чР2/4 , - „ ^"я/1 R2 ^tarR1 Т ’
(23.2)
(23.2)
где Фг-излучаемый поток; Ф,-поток, падающий на фотоприемник; Qr-телесный угол передающего луча (лОт/4 при ширине передающего луча 0г); т,, г2-коэффициенты пропускания вдоль траектории в одном направлении; Ajar -площадь цели (Atar jR1-телесный угол, образу- емый целью); R-дальность в одном направлении; Ютля-телесный угол отраженного луча; D-диаметр приемника (л£>2/4R2- телесный угол, образуемый приемником); тт-коэффициент пропускания передающей оптической системы; т, - коэффициент пропускания приемной оптической системы; р-отражательная способность цели. Для характеристики
цели вводится поперечное сечение цели <3tar'.
(23.3)(23.3)(23.4)(23.4)PAtar
(23.3)
(23.3)
(23.4)
(23.4)
Otar ~ "о ' **тлк
Тогда
лФтР2
Ф^етТ^2ТтТ^^'
Цели существенно различаются по а тля, что рассматривается ниже.
Диффузно отражающие цели. В простейшем случае плоская идеально диффузная (ламбертова) цель, отражающая при нормальном падении, имеет поперечное сечение
Otar = PAtar^,(23.5)
где Атлк площадь цели, освещаемая и наблюдаемая системой дально- метрии. Если площадь цели меньше размера луча передатчика и поля зрения приемника, ее следует использовать в качестве A tar- Если площадь цели больше либо луча передатчика, либо поля зрения приемника, то
(23.6)(23.6)a™ = ^2е2,
(23.6)
(23.6)
4
где в = ет, если 6Г < 6R. или 0 = 9R, если 9R < 9Т .
Это является приемлемой характеристикой для неразрешенных
Системы далыюметрии. связи и моделирования 317 лей, таких, как земная поверхность, транспортные средства с матовым покрытием и листва. Величина р значительно изменяется в зависимости от длины волны (см. гл. 3). Обычно поперечное сечение составляет примерно 10% площади цели.
Переизлучающие цели. Этот тип цели обычно весьма мал. но обладает большим эффективным поперечным сечением благодаря возможности отражать падающее на него излучение в малом телесном угле. Небольшой размер цели обеспечивает также возможность очень высокой точности измерения дальности. К наиболее распространенным типам переизлучающих целей относятся уголковые отражатели и отражающие экраны.
Уголковый отражатель известен еще как ретрорефлектор, рефлектор, отражающий в обратном направлении, ретроотражатель, кубический уголковый отражатель и отражательная призма. Он состоит из трех взаимно перпендикулярных отражающих поверхностей, которые имеют свойство отражать падающий свет обратно на источник излучения независимо от его угла ориентации. Достижимая площадь ЛЕ обратного отражения зависит от угла падения. На рис. 23.1 показана зависимость нормированной площади ЛЕ от угла падения для четырех типов ретрорефлекторов [5].
Вследствие дифракционных эффектов телесный угол отражения также зависит от площади обратного отражения и от длины оптической
как функция угла паде- Рис. 23.1. Нормированная отражающая поверхноскак функция угла паде- Рис. 23.1. Нормированная отражающая поверхносНИЯ 6 t5]*зеркала с серебряным покрытием);V трехгранный рстрорефлектор (jM^“2v Тш^иг'ранный рстрорефлектор (полный ^ ‘-трехгранный ретрорефлектор (внешний), 4 круглый ретрорефлек гор (те бический уголковый отражатель, внешний;, ^ = 1,5; зеркала с серебряным покрытием).НИЯ 6 t5]*зеркала с серебряным покрытием);V трехгранный рстрорефлектор (jM^“2v Тш^иг'ранный рстрорефлектор (полный ^ ‘-трехгранный ретрорефлектор (внешний), 4 круглый ретрорефлек гор (те бический уголковый отражатель, внешний;, ^ = 1,5; зеркала с серебряным покрытием).
как функция угла паде- Рис. 23.1. Нормированная отражающая поверхнос
как функция угла паде- Рис. 23.1. Нормированная отражающая поверхнос
НИЯ 6 t5]*зеркала с серебряным покрытием);
V трехгранный рстрорефлектор (jM^“2v Тш^иг'ранный рстрорефлектор (полный ^ ‘-трехгранный ретрорефлектор (внешний), 4 круглый ретрорефлек гор (те бический уголковый отражатель, внешний;, ^ = 1,5; зеркала с серебряным покрытием).
НИЯ 6 t5]*зеркала с серебряным покрытием);
V трехгранный рстрорефлектор (jM^“2v Тш^иг'ранный рстрорефлектор (полный ^ ‘-трехгранный ретрорефлектор (внешний), 4 круглый ретрорефлек гор (те бический уголковый отражатель, внешний;, ^ = 1,5; зеркала с серебряным покрытием).
волны для отдельного ретрорефлектора. Решетки ретрорефлекторов пропорционально увеличивают площадь, но не уменьшают угол расходимости отраженного излучения. С изменением угла падения отражающая поверхность изменяет форму от круга (или шестиугольника) при нормальном падении до узкой шели при предельных углах падения.
Телесный угол отражения равномерно освещаемой круговой апертуры равен
(23.7)(23.7). кХ2 3,7Х2
(23.7)
(23.7)
^-^D2"’
где X-длина волны, DR-диаметр апертуры уголкового отражателя, Л площадь апертуры уголкового отражателя (л7)к/4). Телесныйя угол отражения равномерно освещаемой прямоугольной апертуры имеет вид
(23.8)(23.8)4,ОХ2 ^rect.
(23.8)
(23.8)
Аь
Таким образом, приемлегиая аппроксимация для телесного угла пучка, отраженного от уголкового отражателя, освещаемого плоской волной под разными углами падения, имеет вид
(23.9)(23.9)4Х2 &TAR — ~,
(23.9)
(23.9)
Ar
где Ае- площадь, используемая для обратного отражения, которая необязательно является площадью ретрорефлектора. В результате поперечное сечение определяется выражением
(23.10)(23.10)РАё
(23.10)
(23.10)
Otar"4V'
На рис. 23.2 показано поперечное сечение уголковых отражателей разных размеров. Существуют практические ограничения для поперечного сечения, которое можно получить с помощью уголковых отражателей. К ним относятся точность изготовления и стабильность размеров в условиях окружающей среды, ограничение физического размера и атмосферная область когерентности. Практические производственные допуски составляют обычно 108 м2*ср-1; практические пределы устойчивости, зависящие от окружающей среды, обычно составляют Ю м -ср ; атмосферная турбулентность ограничивает эффективное поперечное сечение между 105 м2 ср-1 и 106 м2-ср-1 в зависимости от атмосферных условий и длины волны.
Материалы необходимо подбирать в соответствии с выбранной длиной волны. Стекло является типичной средой для видимой и ближней ИК-областеи. Для ИК-излучения применяются либо зеркала с открытой передней отражающей поверхностью, либо материалы, прозрачные для ИК-излучения.
Рис. 23.2. Поперечное сечение уголковых отражателей разных размеров. ® - предел устойчивости, зависящий от окружающей среды.
Чтобы получить обратное отражение при очень больших углах падения, можно сформировать решетку из отдельных рстрорефлекторов с разной ориентацией. На рис. 23.3 приводится пример полусферической решетки из 14 отдельных элементов со средним поперечным сечением на полусфере 106 м2 ср"1 при длине волны 1 мкм.
Если цель движется относительно дальномерной системы, то возможно дополнительное ограничение по поперечному сечению ретрореф-
Рис 23.3. Полусферическая отражательная решетка.
лектора Ретрорефлектор отражает пучок обратно в направлении на источник но за время обратного прохождения приемник может совершить движение за пределы отраженного пучка и сместиться на величину
(23.11)(23.11)Дх, определяемую по формуле Ах - 2vT R/c.
(23.11)
(23.11)
ссDrDrЕсли предположить, что приемник находится в пределах отраженного пучка, то расходимость отражения должна удовлетворять требованию ^ = 0Я>2Дх = ^
с
с
Dr
Dr
или
(23.12)(23.12)0,61Хс
(23.12)
(23.12)
«т
где OR-диаметр уголкового отражателя (предполагается круглый ретроотражатель), ит- поперечная скорость цели, с-скорость распространения электромагнитной волны в вакууме, X-длина волны. Это справедливо только при скоростях, имеющих место на орбите ИСЗ (> 1000 мс''). где нет ограничения по поперечному сечению ретрорефлектора вследствие атмосферной турбулентности. Следует заметить, что дальность все же входит в эту зависимость.
Отражательный экран состоит из матрицы, составленной из небольших стеклянных бусинок с отражающим покрытием на задней полусфере. Расходимость отражения определяется характерными свойствами стеклянных бусинок, поэтому увеличение размера не снижает расходимость отражения. Отражательный экран выполняется в форме листа с покрытием и имеет поперечное сечение, в 100-1500 раз большее поперечного сечения диффузного белого покрытия.
В обычном ретрорефлекторе могут применяться зеркала с одной отражающей поверхностью, благодаря чему он находит применение в дальней ИК-области. В отличие от него отражательный экран применяется только в видимой и ближней ИК-областях, потому что на более длинных волнах стеклянные бусинки становятся непрозрачными.
Влияние атмосферных воздействий на принимаемый поток излучения.
Ослабление. Атмосфера является источником существенных потерь сигнала вследствие рассеяния и поглощения. Соотношения являются очень сложными и зависят от длины волны, давления, температуры, влажности, размера частиц, их распределения и количества. Подробные сведения приводятся в гл. 4 и 5.
Потери при передаче сигнала вследствие атмосферного ослабления
Системы дилыюметрии, связи и моделирования при круговой орбите [6] определяются по формуле
(23.13)(23.13)тЛ = ехр[2/;а^],
(23.13)
(23.13)
где ка = kmoi + ^Ry + ^м«- Здесь /сто,- коэффициент поглощения, обусловленный озоном; /Скау-коэффициент рассеяния Релея; ^.-коэффициент рассеяния Ми.
Рассеяние Ми (или аэрозольное рассеяние) является более важным фактором для большинства длин волн в видимой и инфракрасной областях спектра. Коэффициент kMic является функцией длины волны [71 и удовлетворяет соотношению
(23.14)(23.14)^MkW ^ "^ ч-
(23.14)
(23.14)
Из этой формулы можно вывести эмпирическое выражение для тл в зависимости от длины волны и видимости [7]:
тл = ехртл = ехр-7,82 V-7,82 V(23.15)(23.15)
тл = ехр
тл = ехр
-7,82 V
-7,82 V
(23.15)
(23.15)
где К-метеорологическая дальность видимости, км; Л-расстояние, км; X-длина волны, мкм. Значения q зависят от видимости, размера и распределения рассеивающих частиц. Так, значение 1,6 соответствует исключительно хорошей видимости. 1.3-средним условиям, а 0,585 И1/3 - дальности видимости менее 6 км [7].
Выражение тл в виде (23.13) применяется для горизонтальной траектории на уровне моря. Для наклонных траекторий и с увеличением высоты пропускание увеличивается. Можно оценить этот фактор [5] исходя из предположения, что с изменением видимости профиль распределения частиц, определенный Эльтерманом [8], остается таким же, но линейно сдвигается по оси числа частиц.
Измерения показывают, что коэффициент ослабления зависит от видимости и высоты цели и не зависит ни от наклонной дальности, ни от угла места. На рис. 23.4 приведен ряд кривых пропускания для двойной траектории (туда и обратно) на длине волны 1,06 мкм при различных углах места цели и условиях видимости на уровне моря. Оказывается, что условия видимости сильно влияют на характеристику системы
и дальность.
При слежении под большими углами места (например, при слежении за спутником) ослабление значительно меньше. На рис. — .5 показано пропускание сигнала в одном направлении от уровня моря через атмосферу на длинах волн 1,06 и 0,53 мкм [9].
Ограничения, обусловленные мерцанием. Хотя они не трактуются как потери сигнала, мерцание сигнала необходимо к0^еАнсир0®ать’^^ требуется предусмотреть запас на уровень сигнала. ™®с(рер”‘ лентность вызывает флуктуации уровня излучения пуч ., р^ поющегося в атмосфере (см. гл. 6). Турбулентность приводиг флук
(23.16)(23.16)
(23.16)
(23.16)
Рис. 23.4. Прозрачность атмосферы как функция дальности. X = 1 мкм, видимость 30000 футов (9 км).
туациям показателя преломления воздуха, на которые также влияют температурные флуктуации и градиенты. Общепринятую модель флуктуаций излучения представляет логарифмически нормальное распределение [10-13]. Интенсивность турбулентности обычно определяется дисперсией этого распределения, на основе чего можно определить требуемый запас для учета потерь, вызываемых мерцанием.
Выражение результирующей вероятности для логарифмически нормального распределения имеет вид
где /-интенсивность, С,(о)-дисперсия логарифма интенсивности.
Рис. 23.5. Прозрачность атмосферы тА ПР Рдоя ространении излучения в одном направлен траекторий в атмосфере [9].
Усреднение по апертуре приемника [14] эффективно снижает дисперсию, Kojopan вычисляется по формуле р CfW = 4C,№ (2317) где СМ-Дисперсия нормированного логарифма амплитуды определяемая путем усреднения по апертуре.
Ширина пучка передатчика. Ширина пучка передатчика имеет практические ограничения, обусловленные требованиями по наведению, атмосферной турбулентностью н рефракцией и размерами оптики передатчика.
Существует основное требование по наведению дальномерного устройства в пределах доли ширины пучка. Если дальномерная система должна наводиться на динамическую цель, то свойства системы наведения, например такие, как динамическое запаздывание, становятся важными. Типичная ширина пучка заключена в пределах 0,5-50 мрад. В случае сканирования можно использовать ширину пучка с очень малой расходимостью [3].
Атмосферная турбулентность устанавливает предел между 0.01 и 0,1 мрад в зависимости от условий. Примерами систем при наилучших возможных условиях являются системы для измерения дальности до Луны [15].
Оптика передатчика должна иметь размеры, согласующиеся с обычными источниками излучения подходящего физического размера. При применении лазерных источников размер оптики передатчика зависит от длины волны и модовых характеристик лазера.
Можно показать, что полная угловая расходимость пучка лазера, работающего на моде ТЕМ00, имеет вид
От -От -4Х4ХлО,/лО,/(23.18)(23.18)
От -
От -
4Х
4Х
лО,/
лО,/
(23.18)
(23.18)
где Dl— диаметр лазерного пучка по уровню 1/е2. Это предполагает, что ограничительное действие апертуры передатчика DT должно быть пренебрежимо мало, т.е. DT»DL. Очевидно, что в большинстве случаев такая конструкция неосуществима на практике.
Можно показать, что для того, чтобы довести до максимума плотность потока на цели при сохранении DT, сравнимой с величиной L, следует предусмотреть величину апертуры DT на УР°вне 8 /о от мальной мощности пучка, как указано в работе [1 ]. ^е3^Луртга Увеличивается угол расходимости примерно в 1. раза и сниж■ с плотность потока на примерно 1/2 вследствие увеличение Р
Чтобы получить атмосферный предел расходим^ ™ ^ 0,01 мрад) на длине волны 10,6 мкм, апертура, УдОвД^ 2 это была Указанным критериям, должна иметь диаметр прим р
отношения сигнал-шум, когда величины 5 и N Другое в“ра*е" электрического напряжения К связано с (23.23), ^ГиТизм"потока Ф зависимостью
/S^ f^Y'1(23.24)
\n)v xN/ф
Независимо от того, какое из вышеприведенных уравнений применяется, по напряжению Кили по мощности (потоку) Ф использование отноше- НИЯ сигнал- шум правомерно только в случае большого числа генери- руемых фотоэлектронов. В этом случае определяют доминирующий источник шума (т.е. наибольший член в знаменателе), выявляют требуемое отношение сигнал- шум для характеристики данной системы и в результате приходят к требуемой величине Фк.
' К источникам шума относятся: 1) окружающие фоны, 2) темновой ток, 3) тепловой шум и 4) фотонный шум,
(23.25)(23.25)Окружающие фоны. Определяющее уравнение имеет вид
(23.25)
(23.25)
Фв — —— Qr 50PTLx(A.), 4
где Пк-поле зрения приемника (=7^/4 для 0я-полного углового поля зрения приемника); 50РТ- оптическая полоса пропускания фильтра, Lx (А) спектральная энергетическая яркость фона, Вт • м "2 ■ со "1 • А"L D-диаметр приемника.р ’
пой"™ В°Й Т0К‘ фотопРиемники генерируют ток утечки или темно- в обшийОТСУТСТВИИ сигнала, так и при его наличии. Его вклад
источниказависит от его величины по сравнению с другими
наппимео от Умновой ток зависит от многих параметров, верхности и темпЯ*еНИЯ ^мещения» площади светочувствительной по- верхности и температуры (см. гл. 12).
ной или ажтиви^Р^ Независимо °т того, является ли нагрузка пассив- емника можно пор УМ' ВН0СИмый системой усилителя после фотопри- можетпреобладатьТ'™" ТеПЛ°ВЫМ ш^мом РС™СТОР« ВДМ коротких импульсов ) ф/^*0"0-300^ приемниках для обнаружения в видимой и ближнейкоторый применяется только
ние, мало подверженное шуму^ „ °ЖеТ °беСПечить большое У”!" ника шума. Лавинные Жпт k = а СЧет п°Давления эдого источ- подавления теплового одиоды имеют усиление, достаточное для
Фотонный шум KaTvnn ° ВВ0ДЯТ лавинньш шум в процесс.
может быть достигнут „ Упоминалось рзнее, предел фотонного шума место, когда в знам^м-д^Р11 опРеделенных обстоятельствах. Он имеет знаменателе преобладает Фе. Тогда
-I N/ф-I N/ф= О/2^/(П^?2 ф«= О/2^/(П^?2 ф«(23.26)(23.26)
-I N/ф
-I N/ф
= О/2^/(П^?2 ф«
= О/2^/(П^?2 ф«
(23.26)
(23.26)
Однако эта модель соответствует только случаю сильного сигнала.
Системы когерентного обнаружения. На рис. 23.7 показана принципиальная блок-схема системы когерентного обнаружения гетеродинного типа. В отличие от системы некогерентного обнаружения в этой системе когерентный гетеродин (либо на. одной и той же, либо на другой частоте) интерферометрически юстируется с целью согласования волновых фронтов на фотоприемнике. Происходит нелинейное смешение, при котором образуются суммарные и разностные частоты, причем последние находятся в РЧ-диапазоне или в основном диапазоне обнаруже
ния.
Отношение сигнал- шум по мощности для «идеального» оптического гетеродина с однополосной модуляцией [18, 19] имеет вид
(23.27)(23.27)_ 2ko!,M2Rcq _ L _ ^_ 6
(23.27)
(23.27)
N^ 2elLOBM2Req еВ Av/n ’
где /LO-фототок, обусловленный гетеродинным '™зер^’Тношениях излучения сигнала. Другие члены определяются, к
- (23.22).генерирует достаточный «когерент-
Предполагается, что гетеродин ге»ер РУ ами улучШение на ный» шум. преобладающим над все’'1“ g^ ,,женнсУм объясняется сохра- з дБ по сравнению с некогерентным обн Р?
нением фазовой информации втеоретически демоистриру-
Хотя система когеРентного°6”^ практического характера, ет преимущество, ей присущ ряд огРа широко применялась только приведенных ниже. До настоящего вре.
лазерная система с длиной волны 10,6 мкм, поэтому большая часть замечаний относится к этому типу систем.
Когерентность. Требуется тщательный контроль длины волны и рабочей моды. Широко применяются дифракционные решетки, резонаторы из материала с низким коэффициентом расширения и электронная регулировка частоты.
Чувствительность к доплеровскому сдвигу. Она может быть преимуществом, если важно измерение скорости.
(23.28)(23.28)2ггД/ = — cos а,
(23.28)
(23.28)
где Л/-доплеровский сдвиг несущей частоты; vT- скорость цели; X-длина волны лазера; а-угол между вектором скорости и линией визирования. Чувствительность составляет = 200 кГц^м с"1)"1. Так как системы применялись со стабильностью частоты лучше 1 кГц, то возможна точность измерения (кратковременная), равная примерно 1 см с“1. Однако чувствительность к доплеровскому сдвигу может быть недостатком для высокоскоростных целей, например для наземной системы, которая измеряет расстояние до низкоорбитальных спутников. Так, скорости, достигающие 104mc-1, вызывают сдвиги до 2 ГГц. Поэтому либо приемник должен иметь чувствительность в соответствующей полосе, либо диапазон подстройки гетеродина должен соответствовать доплеровскому сдвигу.
Настройка приемника. Поскольку гетеродинный приемник необходимо интерферометрически настраивать к входящим пучкам, то большие оптические приемники должны отвечать жестким допускам по наведению. Например, 0,5-м приемник должен наводиться с точностью в пределах 0,5 (X/D) = 10 мкрад. Приемник же некогерентного обнаружения ограничивается только полем зрения, которое обычно определяют фоновые ограничения.
Область когерентности. Атмосферные эффекты искажают когерентный фронт волны, ограничивая апертуру.
Криогенное охлаждение приемника (при работе на длине волны 10,6 мкм).
Методы модуляции и обнаружения
В оптических системах дальнометрии луч модулируется так, что отраженный сигнал можно сравнить с модулирующей функцией. Наиболее распространенными формами модуляции являются импульсная мИ многотональная синусоидальная амплитудная модуляция
системах непрерывного излучения.
лаЛТ^Т дальномеРнич система. Когда оптический импульс посы- включает * системе выРабатывается импульс отсчета, который чик интервалов. При обнаружении отраженного сигнала
счетчик отключается. Точность системы зависит от длительности импульса, отношения сигнал - шум при обнаружении, числа импульсов по которым усредняется результат, и от погрешностей счетчика интервалов.
Упрощенные уравнения [20] имеют вид
и (sVm
^==21р\5)ф ’ <23-29)
5А = 5А(л)"1/2, (23.30)
где 8А-ошибка по дальности при обнаружении по одному импульсу; и-средняя скорость распространения излучения в преломляющей среде; t - длительность переднего фронта импульса; ($/М)ф-отношение сигнал-шум по мощности; ЗА-ошибка по дальности после усреднения; л-число отсчетов.
К другим источникам ошибок относятся ошибки синхронизации, смещения и задержки при распространении в атмосфере.
Дальномерная система непрерывного излучения. Модулируется уровень излучения оптической несущей непрерывного излучения и фаза модуляции сравнивается с фазой обнаруженного отраженного сигнала.
Если дальность до цели превышает длину волны модуляции, то результат становится неопределенным. Последовательное или одновременное модулирование многими тонами позволяет устранить неопределенность и достигнуть высокой точности. Для системы непрерывного излучения упрощенное уравнение имеет вид
А = Х[Аф/4л + ит], <2331) где А-дальность до цели; X-длина волны модуляции; Дф - разность фаз между отраженным сигналом и сигналом модуляции; пт- число длин волн модуляции.
Обнаружение импульсов при наличии шума
ччВ наиболее распространенных военных дальномерных стемах применяются импульсные приемники п₽я“°™ Обнаружение импульса при наличии шума предста задачу, рассматриваемую ниже.g к имеет
ч
ч
Обнаружение импульсов в оелом шуме. Дл ’ обнаружения место шум усилителя или фон, ста™™я^„ пороговым
соответствует модели Райса с согласованнь__Ф Р
Детектором [21]. Частота ложныхтрев/\(Рп°^ /г и выра- ратического значения шумового тока и р кается уравнением
(23.32)
где / - длительность, или «ширина», импульса.
Можно показать, что вероятность обнаружения с некоторым прибли
жением имеет виджением имеет вид
жением имеет вид
жением имеет вид
где 1$-мгновенный пиковый ток сигнала; erf{ } функция ошибок.
Уравнения (23.32) и (23.33) можно применять при проектировании системы. Задавая приемлемую длительность импульса /р (FAR) и соответствующую достижимую вероятность обнаружения PD, определяют отношение пиковый сигнал-среднеквадратический шум.
Обнаружение импульсов в фотонном шуме. Вблизи предела фотонного шума как сигнальные, так и шумовые фотоны соответствуют статистике Пуассона, а именно:
где л-среднее число событий на интервале обнаружения. В этом случае вероятность того, что порог пТ превзойден, имеет вид
(23.35)
Число фотоэлектронов определяют при наличии сигнала и шума и устанавливают пороговую величину, чтобы получить приемлемую вероятность обнаружения. Затем определяют среднее число фотоэлектронов только для шума и вероятность ложной тревоги.
Можно проектировать эффективные системы с применением большого числа статистически коррелированных отражений, даже если в случае одиночного импульса вероятность обнаружения очень мала [15, 22].
Лазерные источники
Лазеры являются наиболее подходящими источниками оптического излучения для определения дальности благодаря
простоте коллимации с помощью небольшой оптической системы, 2) простоте модуляции;
узкой спектральной ширине полосы, обеспечивающей подавление фона;
когерентности (при необходимости для когерентных систем обнаружения).
Данные о нескольких лазерных источниках излучения, которые имеют наибольшее практическое применение в дальномерных системах, сведены в табл. 23.2.
Таблица 23.2. Наиболее распространенные источники лазерного излучения для дальномерных систем
Наименование
Тип
Рабочая длина волны, мкм
Импульсный или непрерывный режим излучения
Длительность импульса или частота повторения импульса
Энергия в импульсе или пиковая мощность
Средняя
мощность
HeNe
Газо-
0,6328
Непрерыв-
—
—
1-100 мВт
вый
ный
1,1523
- »-
—
—
1-20 мВт
3,3913
-»-
—
—
1-10 мВт
HeCd
-»-
0,325- 0,44
-»-
—
—
1-10 мВт
Аргоновый
- »-
0,4880
- »-
-
—
0,1-5 Вт
0,5145
- »-
—
—
0,1-5 Вт
СО2
- »-
10,6
-»-
—
—
1-1000 Вт
со2
- »-
10,6
Импульсный 300 нс/50- г..
Более 1 кВт
—
10,6
-»-
1-10 мкс/
0.1-10 кГц
Более 10 кВт
0,1-1000 Вт
Nd:YAG
Крис-
1,06
Непрерыв-
—
—
талли- ческий
ный
I 5-100 нс
0.1-
Nd:YAG
-»-
1,06
Импульсный
1-10000 с"1
1000 мДж/ импульс
х 2 Nd:
- »—
0,53
- »-
5-200 нс
0,1-500 мДж/
—
: YAG
1-10000 с'1
импульс
Рубиновый
- »-
0,6943
- »-
2-50 нс
0,1-50 Дж/
1-60 мин
импульс
GaAs
Твердо- тел ь- ный
0,9
- »-
2- 100 нс 1-10000 с"
1 Вт- 1 кВт, 1 макс.
Приемники лазерного излучения
IIКак дальномерные системы, так и сотласованные^ни^^ разрабатываются на основе сущеС™У"^Нижеприведенные
I
I
рами являются чувствительность и быс р дрнвают систему
данные в основном являются эмпирически Р‘ приемник-предусилитель как «черный ящик».
К широко применяемым приемникам относятся фотоумножитель, кремниевые шл-фотодиоды. кремниевые и германиевые лавинные фото- диоды. фоторезисторы. Их характеристики приведены в гл. 12 (за исключением фотоумножителя).
Фотоумножитель (ФЭУ) почти соответствует идеальному фотопри- емнику. Фотоны, падающие на светочувствительную поверхность (фото- катод), генерируют фотоэлектроны, которые ускоряются и попадают на диоды, образуя вторичные электроны. Несколько каскадов дают значи- тельный коэффициент усиления по току (что позволяет подавить тепловой шум последующих усилителей). Усиление в ФЭУ по существу является бесшумовым процессом. В зависимости от применяемой длины волны используются различные фотокатоды. Все они ограничиваются видимой и ближней ИК-областямн. Самыми распространенными являются фотокатоды S-20 (для иттрий-алюминиевого граната с двойной примесью неодима квантовая эффективность 10%, для рубина-3%) и S-1 (для иттрий-алюминиевого граната с примесью неодима квантовая эффективность-0,015%). Время нарастания зависит от конфигурации динодов. Имеются диноды со скрещенными полями и тщательно регулируемой дисперсией времени прохождения. Время нарастания достигает 0,1 нс. Большинство обычных ФЭУ с электростатической фокусировкой имеет время нарастания от 1 до 20 нс. Для фотоумножителей необходимы высоковольтные источники питания (свыше 1 кВ), надежные, простые и пригодные для применения в полевых условиях. В дневных условиях системы обычно ограничиваются фоном. Однако при слабом фоне возможно обнаружение по одиночному фотоэлектрону.
Точность измерения дальности
На ухудшение точности импульсной дальномерной системы влияют следующие факторы:
время нарастания импульса и его длительность;
ширина полосы пропускания приемника;
точность счетчика дальности;
расширение импульса целью;
изменения показателя преломления вдоль траектории;
флуктуации сигнала;
искажение импульса статистического характера;
отношение сигнал-шум.
Большинство тактических дальномерных систем требуют точности в несколько метров при дальности 20 км или менее. В этом диапазоне многие из факторов ухудшения точности являются несущественными, но для дальностей измерительного лазера с применением уголково-отражательных целей может потребоваться точность в „пределах долей метра, этом случае необходимо применять электронную схему, обеспечивающую нормировку для включения счетчика при постоянном уровне
"^сигнала14110 "”“ П°Л0ВИШ,0Й мо™ости) независимо от интенсив- НОС ГН СИ1 ndJia.
Практическое применение
Пример 1: Тактический лазерный дальномер.
Одно из самых важных применений лазерных дальномеров-измерение расстояния до цели для наведения оружия. Наиболее распространенными лазерами являются рубиновый (0.6943 мкм) и Nd: YAG-лазер (1,06 мкм). За последние годы этот лазер вытеснил рубиновый, поскольку имеет гораздо лучшие эффективность (выходная энергия / потребляемая энергия), скрытность и проходимость луча в атмосфере и более широкий диапазон рабочих температур.
Для легких систем обычно применяется Nd.YAG-лазер с одним стержнем, генерирующий импульсы 150 мДж длительностью 7-10 нс и с частотой повторения до 10 импульсов в секунду. Более высокую энергию импульса можно получить с помощью комбинации генератор - усилитель.
Лазер работает в многомодовом режиме, и для уменьшения расходимости применяется оптика расширения пучка. Типичная минимальная расходимость составляет 0,1 мрад, что ограничивает точность наведения. Применяется передающая оптика диаметром менее 10 см.
Параметры приемной, оптики зависят главным образом от требований к весу, размерам и стоимости. Типичные диаметры изменяются от 5 до 25 см. В качестве ФЧЭ чаще всего применяется либо кремниевый рйьфотодиод, либо кремниевый лавинный фотодиод.
р/п-Фотодиод является надежным, простым устройством и имеет высокую квантовую эффективность (выше 50%) по сравнению с фотоумножителями (менее 1%). Приемник работает в режиме обратного смещения, действуя как источник тока с хорошей линейностью в диапазоне свыше 7 порядков величины интенсивности сигнала. Емкость перехода достаточно низкая, так что достигается время нарастания менее 10 нс. Типичная чувствительность комбинации приемник - предусилитель составляет 2-10"12 Вт Гц'1/2.
Лавинные фотодиоды имеют внутреннее усиление и тем самым улучшенную чувствительность, но размер приемника является юраздо меньшим (обычно 10"3 см2). Это ограничивает размер приемной оптики и поле зрения. Другим ограничением является чувствительность усиле ния к температуре, что требует компенсации смещения, ак как фото Диодные усилители по своей природе являются
Тельность к фону оказывается низкой. Это обеспечивае пр у вую фильтрацию и довольно широкое поле зрения.
Типичная точность по дальности oj 3 до 10 м уд°в простые ским требованиям. Таким образом, как правило, р
счетчики дальности и обычное пороговое обнаружение. Чтобы определить практическую максимальную дальность, примем следующие значения параметров [см. уравнение (23.4)]:
]5ow«=,
т 7-10-9с
0,-^1^-.9-!»-„■.„,.„
;«■-;<«. 2S)'.«, 9Ю-"И>.дда
P^TAR 0,1’1 М2
Otar = ~== 3,18 10 2м2-ср 1рз 391
Utar кер
(примечание: здесь предполагается низкая отражательная способность диффузная цель площадью 1 м2),
ЧЧ = 0,25.^^
Если принять ширину полосы детектирования 50 МГц, то
(23.41)(23.41)Фк > (2- IO"12 Вт/УГн)(/5 1"07 Гц) = 1,4-10-8 Вт.
(23.41)
(23.41)
Используя графики рис. 23.4 и приникая отношение сигнал-шум в 10 дБ, можно вычислить следующие максимальные дальности:
Rmax = 10000 м ^max ^ 15 000 м Rmax = 18 000 мRmax = 10000 м ^max ^ 15 000 м Rmax = 18 000 м(23.42)(23.42)Уровень моря
Rmax = 10000 м ^max ^ 15 000 м Rmax = 18 000 м
Rmax = 10000 м ^max ^ 15 000 м Rmax = 18 000 м
(23.42)
(23.42)
Высота 5000 футов (1,5 км)
Высота 10000 футов (3 км)
ется атмосгЬепик разниц^ в значениях максимальной дальности объясня- мальная лалр ип^ ослабленисм- По мере снижения видимости макси- ослабтения постиг рСЗК0 Уменьшается. При отсутствии атмосферного жимая дальность составляет примерно 52 000 м.
Пример 2: Измерительный лазерный дальномер.
тог тип дальномера отличается тем, что цель является взаимодействующей (своего рода ретрорефлектор) и требования к точности при этом более жесткие (менее 1 м).
Наличие ретрорефлектора позволяет достичь значительного повышения максимальной дальности. Наряду с этим значительно увеличивается увствительность к атмосферному ослаблению. И наконец, требование точности Диктует необходимость нормирования импульса и ^Н0Г0 ДР^^шения отраженным сигналом минимальных поро- ружения. Чтобы можно было сравнить с тактической системой,
выберем ширину пучка 0,1 мрад. (И в нт™ ™
имеющегося метода наведения.) В реальной констп ВЫб°Р Зависит от измерительной аппаратуры для дальномерной системы cne°HTP0T0" системы, которая позволяет полностью определить ппаа (ТС' положение по трем координатам) применяется пччпг г Рмтранствен«ое 3 мрад, согласующейся с динамой цел^г’Г
такими же.такими же.Допустим, что значения четырех параметров являются
такими же.
такими же.
как в примере I:
Фг = 2,1 • 107 Вт, ftT = 7,9' 10'9 рад2,
— = 4,9 10-2м2, 4
т, т2 = 0,25,
CTtar = ^у = Ю6 м2-ср 1 (типично для ретрорефлектора, показанного на рис. 23.3),
Фк^ 1,4-10"7 (S/N = 10).
Используя рис. 23.4, получим следующие дальности:
Уровень моря
Высота 5 000 футов (1,5 км)
Высота 10000 футов (3 км)
(23.43)(23.44)(23.45)(23.43)(23.44)(23.45)(23.46)(23.47)(23.48)(23.46)(23.47)(23.48)(23.49)(23.49)Rmax s 30000 мRm„ = 46 000 мRmax = 65 000 мRmax s 30000 мRm„ = 46 000 мRmax = 65 000 мПри отсутствии атмосферного ослабления достигается дальность примерно 3900 км.
(23.43)
(23.44)
(23.45)
(23.43)
(23.44)
(23.45)
(23.46)
(23.47)
(23.48)
(23.46)
(23.47)
(23.48)
(23.49)
(23.49)
Rmax s 30000 м
Rm„ = 46 000 м
Rmax = 65 000 м
Rmax s 30000 м
Rm„ = 46 000 м
Rmax = 65 000 м
Пример 3: Система измерения расстояния до спутника или до Луны.
Этот тип систем характеризуется требованиями очень высокой точности (от 1 до 10 см), взаимодействующими ретрорефлекторьыми целями и компьютерным наведением луча передатчика и приемника. Здесь описывается система, применяемая на практике для этих целей (более подробно см. в [23]). Для простоты сравнения с предыдущими примерами по большей части применяются те же параметры, за следующим исключением:
Лазер работает на длине волны 0,53 мкм, давая возможность применить высокочувствительный фотоумножитель, пороговые характеристики которого ограничиваются фотонным шумом. Помимо этого. Длительность лазерного импульса является очень короткой, о еспечивая высокую точность.
Применяется 50-элементная ретрорефлекторнаяпением
ненная в соответствии с ограничениями по наведению у ре [уравнение (23.12)].
Траектория проходит под большими углами места через всю атмосферу.
Примем
= ]50 10 3 Д ж = ? 5 iq8 Вт(23
г200* 10"12 с
и, как в примере 1,
Пг = 7,9 109рад2,(23.51)
- О2 = 4,9-10~2 м2,(23.52)
t^, = 0,25,
(23,53)
0/4 £
Otar = рт [из уравнения (23.10)].
(23.54)
Пусть решетка состоит из пятидесяти элементов, причем каждый элемент имеет ретрорефлектор диаметром 1 см (р = 0,5).
50"™-^§^(23.55)
Допустим, что фон пренебрежимо мал, фотоумножитель имеет фотокатод S-20 с квантовой эффективностью 0,1 и требуется 10 фотоэлектронов в сигнале. Также предположим, что значения, приведенные на рис. 23.5, относятся к полной атмосферной прозрачности. Вычисляя необходимую энергию, найдем, что требуемая энергия равна
е, = ^ = 3,74 10-18 Дж.(23.56)
В зените Rm„ = 8,47-106 м, при угле места 20° Rmax = 6,43-106 м.
Для сравнения система, пригодная для измерения расстояния до Луны, имела бы следующие параметры:
_250-10'3 Дж
Г = "200-10"12 с" = Ь25'109 Вт><23'57)
fir = ^(10-5)2 = 7,8510-*1 ср(23.58)
п,'актичсск™атмосферный предел, и он устанавливает гораздо более жесткие требования к точности наведения),
kD2 К
(23.59)(23.59)= ^(0,75)2 = 4,4-10-1 м2,
(23.59)
(23.59)
(23.60)(23.60)o'tar = Ю м -ср (ретрорефлектор, доставленный на Луну КК “Аполлон 15”).
(23.60)
(23.60)
Применяя вышеуказанные значения, найдем, что средний отраженный сигнал на импульс составляет 0.003 фотоэлектрона, что дает очень низкую вероятность обнаружения. Однако путем частой посылки импульсов (обычно 5 импульсов в секунду) и путем когерентной обработки отраженных импульсов после нескольких минут наблюдения можно определить орбиту Луны с точностью в несколько сантиметров [15].
23.3. ИНФРАКРАСНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
Введение
Инфракрасные системы связи можно подразделить на некогерентные и когерентные. Суть когерентности заключается в свойстве ИК-волны находиться в фазе с исходной волной по прошествии некоторого интервала времени (временная когерентность) и в некоторой области пространства (пространственная когерентность) [24]. Временная и пространственная когерентность связаны1’ с шириной полосы частот ИК- источника излучения выражениями
iс
kt =— и Ax = cAz = —,(23.61)
AvAv
где А/-временная когерентность, Ах-пространственная когерентность, с-скорость распространения электромагнитных волн в вакууме, Av- ши ри на полосы частот.
Для большинства естественных источников излучения, таких, как черные тела, излучающая плазма и даже светоизлучающие диоды (СИД), характерны относительно широкие диапазоны частот. (Светодиоды имеют ДХ ~ 40 нм или Ду ~ 1,2 • Ю13 Гц при длине водны 1 Соответствующее время когерентности составляет 8,3 10 с [ J ) Такие источники считаются некогерентными, и системы связи, в которых
„ 11 Более фундаментальное определение ^герентности вь^ажа^
нои функцией степени когерентности ТцС/Л), [25J. о У гчется что два комплексное представление, а т обоз”ач^
источника излучения, смещенные в nP0^Pd“cTBe P РУ Затем определяется £i(/) И Е2(у) С комплексно сопряженными EiU)выражением
комплексная степень когерентности в точке Р простр
Vd^iG)! ><1£2 0)От)| = 1, ТО это означает
где скобки () обозначают среднее значение, t J А120^.ачает некогерентность; полную (предельную) когерентность; I Yi2 и* частичНую когерентность, значения в интервале 0 < lYi2CM)l < 1 означают частичну
они применяются, называются некогерентными системами связи. Одна- ко лазеры имеют значительно более узкие спектральные полосы. Лазеры на арсениде галлия имеют АХ примерно 1,0 нм, причем многие лазеры имеют ширину спектра, соответствующую АХ < 0,01 нм. Практически лазер с длиной волны 10,6 мкм может иметь столь узкую спектральную линию Av (до 100 кГц), что соответствует значению АХ = 3,7-10~5 нм. Системы, в которых в качестве источников мощности несущих колебаний применяются лазеры, называют когерентными системами связи.
Другим существенным различием между некогерентными ИК-источ- никами и лазерами является структура выходного излучения. Некогерентные ИК-источники обычно создают излучение по закону Ламберта (см. гл 2). Лазеры дают на выходе пучок, ограниченный дифракцией. Другими словами, фазовый фронт лазерного выходного пучка является плоским. Это дает ограниченную дифракцией диаграмму направленности излучения, очень узкую и чувствительную к атмосферным воздействиям, вызываемым флуктуациями в атмосферном показателе преломления (см. гл. 6).
Обозначения, наименования и единицы измерения величин, применяемые в данной части гл. 23, приводятся в табл. 23.3.
Таблица 23.3. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначение
Наименование
Единица измерения
А
Площадь
м2
В
Ширина полосы частот
Гц
с
Скорость распространения электромагнитной волны в вакууме
мс"1
с(0
Несущая
Разные единицы
D*
Удельная обнаружительная способность
м-Гц^-Вт-
Е
Напряженность электрического поля
Вм-1
е
Вектор электрического поля
В-м'1
F
Потери в свободном пространстве
Частота излучения, обычно не светового и не
Гц
/с
оптического диапазонов Частота несущей
Гц
L
Последовательность дискретных частот, т = 0,
Гц
fm«
Наивысшая (максимальная) частота информационного сигнала* и
Гц
G
Коэффициент усиления
Но
Высота акустического луча
м
h /
Постоянная Планка Сила излучения
Дж-с Вт ср А
U
Темновой ток
функция Бесселя первого рода л-го порядка
Обозначение
к,
L ^D Lc М
м,
m
та mJ тк Ши N NEFD п "(О
Ра Р, Рт Р
К Rm Rm/RUo)
r^ riAf)
SfN S s(0
mo
T
Продолжение тиол. 23.3.
НаименованиеЕдиница
Модуль волнового вектора, |k| = 2пД; постоянная Больцмана
Коэффициент, учитывающий различие между фактическим распределением шумов и белым гауссовым шумом
Коэффициент, учитывающий неравномерность частотной характеристики приемника
Длина
Размер приемника
Длина резонатора; длина
Последовательность дискретных сообщений;
энергетическая светимость
Матрица поляризационной модуляции
Оценка сообщения; коэффициент широтноимпульсной модуляции
Коэффициент амплитудной модуляции
Коэффициент частотной модуляции к-е сообщение
Матричные элементы
Число синхронизированных мод
Эквивалентная шуму плотность потока
Показатель преломления
Шум
Акустическая мощность
Вероятность ошибки
Поляризационная матрица
Постоянная фотоупругости; функция плотности
вероятности
Заряд электрона
Квадратичный электрооптический коэффициент; дальность
Нагрузочный резистор
Чувствительность
Нормированная чувствительность приемника как функция частоты
Линейный электрооптический коэффициент
Сигнал, приходящий на приемник
Принятая модулированная несущая
Вектор дальности
Радиальные координаты
Отношение сигнал-искажение
Отношение сигнал-шум (SNR)
Амплитуда напряжения
Сигнал
Передаваемая модулированная несущая
Температура; период
измерения
м"1; Дж-К’1
м м
м
-; Втм”2
Втм-2
Разные единицы
Вт
Кл м2 ■ В"2; м
Ом
А Вт-1
м-В'1
м м
Разные единицы Разные единицы К; с
Обозначение
I
V
К (О Г„(0 КО)
V. г w.
хщ
Хх, х2, х3
а
Г
Г,2(а т) А/.
Дл kt kx ДХ Ду Дуг п
6 0в 0], 02 X
у v, Р
а т Ф
Ф (О «с
а d i j к
I п г Т
Глава 23
Наименование
Продолжение табл. 233.
Единица измерения
Время
Напряжение
Принятый демодулированный сигнал
Принятый демодулированный шум
Составляющая демодулированного шума, вносимого входным устройством приемной системы Пороговое напряжение
Скорость звука
Ширина наиболее узкой части акустического луча
Частотное распределение Ф^(Х)
Оси координат
Угол отклонения от оси
Запаздывание по фазе
Комплексный коэффициент когерентности
Эквивалентная шумовая полоса в случае гауссова белого шума
Приращение показателя преломления
Временная когерентность
Пространственная когерентность
Ширина диапазона, выраженная в длинах волн
Ширина полосы частоты излучения
Ширина спектральной линии лазера
Коэффициент полезного действия; квантовая эффективность Опорная фаза
Угол Брэгга
Угловые координаты
Длина волны
Частота излучения
Лазерная несущая частота
Плотность материала
1/2е2-Радиус лазерного луча
Длительность импульса
Поток излучения (мощность излучения)
Фаза
Угловая частота, о = 2лv
Угловая частота несущей
Подстрочные индексы
Акустический
Относящийся к приемнику (обнаружению)
Текущий индекс; 0, 1, 2,...
Текущий индекс; 0, 1, 2,...
Текущий индекс; 0, 1,2....
Текущий индекс; 0, 1, 2,...
Текущий индекс; 0, 1, 2,...
Приемник
Передатчик
с
В
В
В в
в
м ■ с 1 м
Разные единицы Разные единицы рад рад
Гц
с м м Гц
Гц
рад рад Рад . мкм, А, нм, м Гц Гц Разные единицы м
с
Вт рад рад - Гн рад • ГЦ
Системы далыюметрии. связи и моделирования
Процесс связи
Здесь нужно^ рассмотреть две группы вопросов: 1) проблема эффективной и точной передачи сообщения mJ/) на приемную конечную точку линии связи и 2) составляющие, которые образуют реальную систему связи. Начала современной теории связи заложили Норберт Винер [271 и Клод Шеннон [28, 29]. В работах [30-35] представлены исчерпывающие обзорные материалы по данному вопросу.
чтобы в любой момент времени система передавала сообщение тх, одно из множества М дискретных сообщений [mJ, где i = 0, 1, 2,..., кМ - 1. Система связи наиболее информативна, если появление сообщения тк является случайным событием. В прочтобы в любой момент времени система передавала сообщение тх, одно из множества М дискретных сообщений [mJ, где i = 0, 1, 2,..., кМ - 1. Система связи наиболее информативна, если появление сообщения тк является случайным событием. В проНа рис. 23.8 показаны основные функциональные элементы ИК-системы связи. Требуется,
чтобы в любой момент времени система передавала сообщение тх, одно из множества М дискретных сообщений [mJ, где i = 0, 1, 2,..., кМ - 1. Система связи наиболее информативна, если появление сообщения тк является случайным событием. В про
чтобы в любой момент времени система передавала сообщение тх, одно из множества М дискретных сообщений [mJ, где i = 0, 1, 2,..., кМ - 1. Система связи наиболее информативна, если появление сообщения тк является случайным событием. В про
тивном случае передаются сообщения, не содержащие информации и в этом смысле являющиеся избыточными, что означает неэффективное использование канала. Следовательно, задачей системы связи является передача сообщения в эффективном режиме, т.е. чтобы при принятии решения на выходе приемника о наличии сообщения тк разность [mk — mJ была бы малой, в то время как любая другая разность |mk - mJ была бы большой. Такое абстрактное определение того, что должна выполнять система связи, полезно тем, что оно позволяет количественно оценить и сравнить различные системы связи, когда полезный сигнал искажается и подавляется шумом.
Процессы модуляции заключают в себе методы, посредством которых информация в виде сигналов в полосе модулирующих частот накладывается на несущую. Эта информация может формироваться в виде ряда дискретных сообщений, указанных выше, либо она может быть заключена в сигнале на выходе микрофона или передающей телекамеры. В приемнике регистрируются колебания, содержащие модулированную несущую, из которых в результате демодуляции выделяется выходной сигнал приемника таким образом, чтобы он представлял собой наилучшую оценку исходного модулирующего сиги иш.
Перенос полосы модулирующих частот на несущую можно осуществить тремя методами, как показано на рис. 23.9.
В случае непрерывного режима работы параметр несущей непрерыв но изменяется пропорционально величине входного сигнала. Так, на рис. 23.9(a) показано, как амплитуда ™ПРЯ^ электрического поля Е или интенсивность I ИК-несущей непрерывно
рис. 23.8. Основные функциональные элементы ИК-системы связи-
Рис. 23.9. Основные виды модуляции, амплитудная непрерывная (а), им пульсная (б) и импульсно-кодовая кв).
изменяются по закону измененияизменяются по закону измененияамплитуды модулирующего сигнала
изменяются по закону изменения
изменяются по закону изменения
Это соответствует амплитудной модуляции.пянном
На рис. 23.9 (б) показан процесс импульсной модуляции, в д 0 случае производится дискретная выборка значений модулиру сигнала. Амплитуда каждой выборки затем передается. Что ьо
значно восстановить модулирующий сигнал в приемнике, нео,хю.
производить выборку с частотой, не меньше чем в два раза прев щей максимальную частоту модулирующего сигнала [36]. Как ви рисунка, значение выборки модулирующего сигнала можно рез амплитуду импульса [амплитудно-импульсная модуляцияполО’
его длительность [широтно-импульсная модуляция (ШИМ)] или жение [фазоимпульсная модуляция (ФИМ)].этоМ
На рис. 23.9(e) показана импульсно-кодовая модуляция. ь ло0О> случае амплитуда каждой выборки преобразуется в цифровое обычно выражаемое в двоичной системе. Так, если нужное разре
амплитуды составляет по меньшей мере 2%. то для декодирования амплитуды каждой выборки можно применить 8-разряднын (8-бит) АЦП (аналого-цифровой преобразователь). В этом случае преобразованный модулирующий сигнал состоит из последовательности двух уровней напряжения: напряжения Ух, соответствующего нулю, и напряжения Уз, соответствующего единице. Техника, применяемая для модуляции параметра несущей по каждому из трех методов, рассматривается в последующих разделах.
На рис. 23.10 приведены блок-схемы основных функциональных элементов системы связи-передатчика, канала и приемной части.
Передатчик состоит из ИК-источника несущей, модулятора и оптических элементов, которые надлежащим образом формируют модулированную несущую в виде передаваемого луча. Таким образом, в передатчике сообщение тк используется для модулирования несущей г (г) и получения соответствующего передаваемого сигнала хм (/).
Сообщение до его подачи на модулятор преобразуется в блоке обработки сигналов, если нужно некоторым образом изменить структуру тк.
В канале сигнал ослабляется. Каналом может быть пространство между наземной станцией и спутником либо траектория протяженностью в несколько километров через атмосферу между двумя станциями, либо диэлектрический волновод, соединяющий две станции.
В приемной части входной сигнал гк^ смешивается с входным шумом n(t\ Приемная часть состоит из входного оптического устройства, которое селективно усиливает сигнал гк^0 8 зависимости от длины
волны и направления его прихода, и детектора (демодулятора), который преобразует принятый сигнал и шум в соответствующий электрический сигнал /(г) = КО) + К (О + КОК где член КО) представляет дополнительный шум. вносимый в общий шум системы приемником и электроникой приемной части. Выходной сигнал приемника после необходимого усиления и фильтрации подается на устройство принятия решения, которое сравнивает принятый сигнал И(/) с опорными сигналами по всем М альтернативным гипотезам, которые хранятся в приемной части. Затем решающее устройство вырабатывает оценку сообщения тк.
Например, в случае двоично-кодовой системы необходимо принять решение-равен сигнал нулю или единице. Затем последовательность двоичных нулей и единиц оценивается на содержание сообщения тк [37]. На рис. 23.11 приведены вероятностные соотношения, связанные с решением о единице или нуле. Показаны две функции плотности вероятности, одна из которых соответствует только наличию шума. (В этом случае уровень сигнала равен нулю вольт, что соответствует цифре нуль.) Вторая функция соответствует наличию шума и сигнального напряжения V2, где И2 соответствует единице. Величина Vt представляет пороговое напряжение. Если V > К» то принимается решение, что была передана единица, а если V < УИ то принимается решение, что передан нуль. В этом примере вероятность ошибки Ре определяется следующими выражениями
ошибка при передаче 0: РДО) = f p^dV,
(23.62) vt
ошибка при передаче 1: Ре(1) = Jр^ц + V-^dV.
о
На рис. 23.12 дана зависимость вероятности ошибки при двоичной передаче от отношения максимального значения сигнала к среднеквадратическому значению шума. Если, например, отношение равно 7,4, то в соответствии с кривой вероятность ошибки Ре равна 10 "4. Из этого следует, что в среднем одна цифра из 104 переданных будет оценена неверно, ривая ошибок на рис. 23.12 построена в предположении, что шум имеет гауссово распределение. В случае ИК-систем связи необходи-
Рис. 23.11. Функции плотности вероятности прн <И>=0 и <V) = Vv О вольт соответствует двоичной цифр6 О, И2 вольт-двоичной цифре 1.
Рис. 23.12. Зависимость вероятности ошибки Р, от отношения максимального сигнала к среднеквалратическому значению шума.
мо обратить внимание на правильную идентификацию функции плотности вероятности шума. Например, если уровень сигнала составляет несколько фотонов в секунду, статистика шума будет подчиняться распределению Пуассона при условии, что всеми другими источниками шума в приемной части можно пренебречь [28]. Практические ИК-систе- мы связи, работающие в динамичных условиях внешней среды, должны противостоять искажениям сигналов, обусловленным градиентами фона, атмосферными флуктуациями показателя преломления, дробовым шумом и другими источниками шума. Все эти шумы имеют различные по форме функции плотности вероятности, и их влияние на систему зависит в значительной степени от конструктивных особенностей приемной части, применяемых методов модуляции и демодуляции и от того, является ли эта система связи когерентной или некогерентиой.
В устройстве принятия решения последовательность единиц и нулей, представляющих сообщение тк, подвергается окончательной оценке, направленной на уменьшение ошибки; в результате выдается оценка тк.
В случае передачи речевого сообщения альтернативные варианты сообщения и решающее устройство находятся в мозгу человека. Таким образом, для передачи речи (и других аналогичных данных) общую характеристику линии связи можно рассматривать как функцию полученных отношений сигнал-шум S/N и сигнал-искажение S/D. Искажения обусловлены нелинейностями в системе передачи. Например, в полосе частот речевого сигнала амплитуды определенных частот характеризуются заданными фазовыми соотношениями. Если частотный спектр ограничивается эпектрическим фильтром с неравномерной АЧХ наряду с соответствующей нелинейной ФЧХ, то это является причиной искажения входного модулирующего сигнала. Таким образом, в системе связи необходимо тщательно контролировать и шум, и искажение.
, Некогерентные системы связи
Некогерентиые системы связи, в которых не применяются светодио- ды имеют ограниченную пропускную способность. Обычно их частот- ный диапазон не превышает 10 кГц. Использование некогерентных систем ограничивается небольшими дальностями передачи и примене- ииями где первостепенное значение имеют надежность и секретность линии‘связи например при связи между кораблями или в наземных аэродромных системах. Светодиодные системы (хотя и некогерентные) обладают высокой скоростью передачи данных, но ограничены неболь-
шими дальностями действия.
Системы с источником излучения подогревного типа (с низкой скоростью передачи данных). При низкой скорости передачи данных в некогерентных системах связи применяются два типа ИК-источников, являющихся генераторами несущей. Это подогревные твердотельные источники излучения и источники горячей плазмы. Их свойства описаны в гл. 1 и 2. Типичные твердотельные подогревные источники излучения указаны в табл. 23.4. Вследствие высокой тепловой инерции они имеют постоянные времени порядка нескольких секунд, и поэтому с ними работают в непрерывном режиме с внешней модуляцией потока излучения.
Таблица 23.4. Типичные твердотельные подогревные источники ИК-излучения
ИК-источник
Краткое пояснение
е
Карбид кремния Суперкантал Редкоземельные окислы
Вольфрам Графит
Ттах = 2700° F, работает на открытом воздухе
Тгаах = 3100е F, работает на открытом воздухе
~ 5000 F, требует внешних нагревателей для инициации работы
7^ах % 4500' F, работает в вакууме
Тте1 % 5000е F, работает в не окисляющей атмосфере
На рис. 23.13 показана типичная конструкция передатчика с подо- гревным источником излучения. Источник излучения находится в фокальной точке оптической системы, которая предназначена для формирования требуемой диаграммы направленности излучения. Для получения мощного потока излучения от этих источников необходимо работать при достаточно высоких температурах источников, в результате чего значительная часть излучения оказывается в видимой области спектра. Поэтому для ограничения излучения ИК-областью необходимо устанавливать соответствующие спектральные фильтры.
Возможными материалами являются кремний, кварц с германиевым покрытием или Irtran® :). Внешняя модуляция осуществляется механически. Механические модуляторы, имеющие очень узкую информационную полосу частот, часто приводятся в действие вручную, с использованием техники кодирования, такой, как азбука Морзе. Например, как показано на рис. 23.13, луч модулируют, открывая и закрывая жалюзи, рапу* ,rtran®-за^ги^Рированный товарный знак фирмы Eastman Kodak Com-
ПОД В о R ЗЛЕКТРО- ЭНЕРГииПОД В о R ЗЛЕКТРО- ЭНЕРГииРис. 23.13. Типичная конфигурация передатчика с подогревным источником излучения для некогерентной системы связи. / - фильтр; 2- подогревный источник ИК-излучения; 3-рефлектор; 4- механический модулятор с ручным управлением.
ПОД В о R ЗЛЕКТРО- ЭНЕРГии
ПОД В о R ЗЛЕКТРО- ЭНЕРГии
К горячим плазменным источникам относятся ксеноновые, криптоновые, цезиевые или рубидиевые лампы (см. гл. 2). Горячеплазменные ИК-источники имеют в основном линейчатый спектр излучения. Однако при увеличении давления и плотности тока спектр излучения становится сплошным и приближается к спектру серого тела, зависящему от температуры плазмы. Горячеплазменные источники имеют постоянную времени порядка нескольких микросекунд, поэтому с ними можно работать в непрерывном режиме как с внешним модулятором, так и с применением внутренней модуляции путем изменения тока через лампу. На практике в этих источниках используются частотно-импульсный, фазоимпульсный или широтно-импульсный методы модуляции. Модуляция интенсивности, или импульсная модуляция по интенсивности, применяется редко, так как горячеплазменные источники характеризуются сильно выраженной нелинейностью и в электрическом отношении-постоянным напряжением на нагрузке, что затрудняет применение этих методов. На рис. 23.14 дан типичный спектр излучения цезиевой лампы.
Rb^
5
Rb
дамшь,МНР! СТ
30
at
240
Rb
1000
0,40,60.81.0!.2*'41,6
ДЛИНА волны, МКМ
Рис. 23.14. Спектр излучения цезиевой лампы [39]. 1 мм рт. ст. РР
СиГйкЛ
Рис. 23.15. ИК-передатчик связи на ксеноновой лампе с частотно-импульсной модуляцией.
На рис. 23.15 показан передатчик системы связи с ксеноновым источником ИК-излучения и частотно-импульсной модуляцией. Для работы ксеноновой лампы требуются три разных типа источников питания. Для возбуждения разряда между электродами необходимо приложить короткий высоковольтный импульс зажигания. В зависимости от расстояния между электродами и внутреннего давления газа напряжение зажигания изменяется в пределах 5-30 кВ. Как только газ ионизируется и появляется дуга, для ее поддержания' включается низковольтный источник питания (15-30 В). Импульсная модуляция источника излучения осуществляется импульсами разрядного тока через лампу. В случае частотно-импульсной модуляции модулирующий сигнал регулирует частоту генератора, управляемого напряжением (ГУН); эта частота может колебаться в пределах 5-10 кГц в зависимости от амплитуды напряжения модулирующего сигнала. Выходной сигнал ГУНа используется для создания разрядного тока в цепи, формирующей импульс. Таким образом, выходной сигнал передатчика является частотно-импульсно модулированным потоком ИК-излучения.
Светодиодная система (с высокой скоростью передачи данных). За последние годы разработано несколько типов светодиодов. Спонтанное излучение диода обусловлено энергией, высвобождаемой при рекомбинации электронов и дырок на переходе прямосмещенного полупроводникового диода. Излучение пропорционально току, проходящему через диод, и возрастает с увеличением тока до тех пор, пока он нс ограничивается условиями рассеяния, определяемыми температурой перехода.
ветодиоды из арсенида галлия (GaAs) являются наиболее освоении- сведен^ ?££!“£ , ИпК-°6л^ги спектра. Характеристики GaAs-диодов больше При кРИ0Генны* температурах диоды генерируют большую среднюю мощность при улучшенном КПД.
Таблица 23.5. Типичные характеристики Ga As-светодиода
Максимальная выходная мощность
1 - 40 мВт
Средняя выходная мощность
3 мВт*1
5 мВт**1
КПД по мощности
4% •» 20%
Максимальный коэффициент заполнения
100%
Время нарастания
300 нс
Спектральная ширина
•’ При комнатной температуре.
*♦• При криогенной температуре.
40 нм
На рис. 23.16 показано поперечное сечение сборки типичного GaAs- светодиода. Для увеличения выходной мощности обычно применяются диодные матрицы. Время излучательной рекомбинации арсенида галлия очень мало, примерно 1 нс [40], поэтому диоды из арсенида галлия могут модулироваться, с частотой до 100 МГц [40]. Метод модуляции заключается в модулировании входного тока, протекающего через диод.
На рис. 23.17 показана блок-схема типичной приемной части системы. Ключевыми элементами являются собирающая оптика и приемник излучения, который преобразует входящий импульсно-модулированный поток излучения в соответствующие электрические импульсы. Выходной сигнал приемника усиливается, а затем демодулируется в исходный модулирующий сигнал.
Чувствительность приемной системы для определенного, работающего в системе приемника излучения (детектора) называется эквивалентной шуму облученностью (Noise Equivalent Flux Density, NEFD) и определяется [42] выражением
(23.63)(23.63)(^A/,)l'2JOx(X)</X
(23.63)
(23.63)
NEFD -—. Вт м
к, к. А, |С*/о(Х)Фх(Х)т„(Х)^Х О
Рис. 23.16. Поперечное сечение сборки Ga As-светодиода [26]. 1-электрические контакты; 2-прозрачное окно; 3- направление потока излучения; 4-отражающая поверхность; 5-диодный кристалл.
memiv*» шцижнш! -«Н1ЩИmemiv*» шцижнш! -«Н1ЩИРис. 23.17. Блок-схема некогерентного приемника.Рис. 23.17. Блок-схема некогерентного приемника.
memiv*» шцижнш! -
«Н1ЩИ
memiv*» шцижнш! -
«Н1ЩИ
Рис. 23.17. Блок-схема некогерентного приемника.
Рис. 23.17. Блок-схема некогерентного приемника.
где А4- площадь приемника; Д/„-эквивалентная шумовая полоса приемной части системы в предположении, что шум является белым гауссовым; Фх(Х)-спектральная плотность потока, освещающего приемную апертуру; Ао- площадь входного зрачка собирающей оптики; D* (X)-удельная спектральная обнаружительная способность на частоте /0; т„(Х)-спектральный коэффициент пропускания оптики; кп- коэффициент, учитывающий различие между фактическим распределением шумов и белым гауссовым шумом; ку- коэффициент, учитывающий неравномерность частотной характеристики приемника, определяемый выражением
'2 со
;-Щ X^KRO
*2 Ч tx -со
) 1/2
/^(/о^^хрО^я//)^/]2^/^ ,(23.64)
где X(/")-частотное распределение Фк(Х), a R (f)/R(fo)- нормированная чувствительность приемника как функция частоты.
Если в спектральном диапа^рне оптической системы удельная обнаружительная способность D* (см. гл. 12) и т0(Х) являются практически постоянными, постоянная времени приемника мала по сравнению с/max (где/та* - наивысшая частота информационного сигнала) и шум является белым гауссовым шумом, тогда выражение для эквивалентной шуму облученности на входном зрачке (NEED) приводится к виду
(23.65)(23.65)NEED = — А~^Ш
(23.65)
(23.65)
A0D*
Модулирующий сигнал не будет теряться, если частотные характеристики приемника и усилительных каскадов достаточны для передачи существенных частотных составляющих принимаемого сигнала. Ниже показаны частотные распределения для сигналов ЧИМ-, ШИМ- и АИ [43-45].
Частотно-импульсная модуляция:
Jo (kmf) cos (ktoEt) +Jo (kmf) cos (ktoEt) +/(/) = -^ + ^1у ^^2)
Jo (kmf) cos (ktoEt) +
Jo (kmf) cos (ktoEt) +
2к л k=i кшс1/2 00
+ „?, ^" ^ m^/<C0S ^ 4 + «©и) Г 4- n ф] +
(23.66)(23.66)+ (-i)n cos [(А(ос - n(am)t - и ф]}
(23.66)
(23.66)
Широтно-импульсная модуляция:
Vtocx Vw.mx
ИО =+ -^— sin (wm / + ф) +
У(1)СТ2лУ(1)СТ2лОООО£ | 2Л>( ктст^£ | 2Л>( ктст^*=1 L*=1 Lsin (А сост/2)ПЧЧгГ са^кю.'^sin (А сост/2)ПЧЧгГ са^кю.'^
У(1)СТ2л
У(1)СТ2л
ОО
ОО
£ | 2Л>( ктст^
£ | 2Л>( ктст^
*=1 L
*=1 L
sin (А сост/2)
ПЧЧгГ са^кю.'^
sin (А сост/2)
ПЧЧгГ са^кю.'^
+ 4^+ 4^, т \ cos (А со т/2) к юс т - ’', т \ cos (А со т/2) к юс т - ’'кюст/2кюст/2COS (/с CDc /)sin (com t + ф) +COS (/с CDc /)sin (com t + ф) +
+ 4^
+ 4^
, т \ cos (А со т/2) к юс т - ’'
, т \ cos (А со т/2) к юс т - ’'
кюст/2
кюст/2
COS (/с CDc /)sin (com t + ф) +
COS (/с CDc /)sin (com t + ф) +
+ 4Л+ 4Лт\ sin (А: сое т/2)л
+ 4Л
+ 4Л
(23.67)(23.67)(23.68)(23.68)^ m 2/C°S ^ toc 0 cos (2о)„ / + 2ф) + ... .
(23.67)
(23.67)
(23.68)
(23.68)
Амлитудно-импульсная модуляция (точное сканирование):
f w = SrL1 + m-cos(“”1 + ф) + 2£ ЧЧг/? !cos ^ m-') +
+ у cos [(/c(0c + tom)z + ф] + у COS [(Awe -№„)/- ф]} ,
где V- максимальная амплитуда импульса; wc = (2л/с)-частота несущих колебаний; т-длительность прямоугольного импульса; /с-целое число: 1, 2, 3,...» со; Jk- функция Бесселя первого рода А-го порядка; mf = = ^fdfm - коэффициент частотной модуляции, определяемый отношением максимального отклонения частоты несущей к частоте модуляции; п- целое число: 1, 2, 3,оо; ф-опорный фазовый угол; т = Дт/т- коэффициент широтно-импульсной модуляции; тв- коэффициент амплитудной модуляции.
Приведенные выражения являются весьма сложными и представляют модуляцию одиночной частотной составляющей. Однако если выбрать частоту так, чтобы она представляла максимальную частоту модуляции сигнала, то можно прийти к исчерпывающему заключению о полосовых характеристиках приемной системы. Например, в случае частотно-импульсной модуляции нет боковых полос относительно нулевой частотной составляющей спектра импульсов. Следовательно, применение фильтра нижних частот для демодуляции не дало бы никаких частотных составляющих модулирующего сигнала. Боковые полосы частоты моду- ЛЯЦИИ группируются вокруг ОСНОВНОЙ частоты и КОМ ИН^Ц ЦПСТОТЫ тот гармоник смодулированной несущей частоты и гаР^ КОмбина- повторения импульсов. Поэтому каждую основную и каждую комбина Ционную частоту можно рассматривать как частотно-модулированную
несущую с коэффициентом модуляции кт^. Кроме того, по мере увеличения порядка комбинационных частот с ростом частоты повторения импульсов амплитуды основной и боковых гармоник несущей уменьшаются как функция (sinx)/*, где х = к(йст/2. Таким образом, наилучший сигнал можно получить, применяя фильтр, который пропускал бы основную частоту и ее боковые полосы. Выходной сигнал фильтра должен подаваться на частотный дискриминатор, который преобразует входной сигнал в копию переданного модулирующего сигнала.
С другой стороны, в случае широтно-импульсной модуляции второй член частотной структуры содержит сам по себе составляющую модулирующей частоты. Таким образом, фильтрация принимаемого сигнала фильтром нижних частот, пропускающим член (Иш^ zn т/2п) sin (со г + 4- ф), восстановила бы модулирующий сигнал из последовательности импульсов с широтно-импульсной модуляцией.
Если модулирующий сигнал состоит из нескольких частот/т, причем каждая частота модулирует последовательность импульсов, то для каждой гармоники частоты повторения импульсов и ее боковых полос частотная структура определяется [46] уравнением
N оо
Кб = И П I Л,. (m/J exp Unm шт /) exp (/ cor /). (23.69) m = 1 n = — co
Предполагая, что в полосе модулирующих частот содержатся только частоты/j и/2, можно преобразовать это уравнение, получив следующие составляющие:
несущая:
Mm^Jo ^т;) Vexp (J tof z);
боковые полосы, обусловленные со,: Л (тЛ) Jo (тЛ) Vехр [; (о), ± й (р,) /];
боковые полосы, обусловленные (о2: J* (”У2) 3о (тЛ) Vехр [у (со, ± т <о2) Z];
Рис. 23.18. Эффективная (нормированная) ширина полосы частот как функция коэффициента модуляции mf = MJJ» , где Д/г-девиация частоты несущей, j"m - частота модулирующего сигнала. Ширина полосы характеризуется значительными боковыми полосами [47].
комбинационные частоты сос + no)t + то>2:
J„(mZi)Jm(w/2) ^PL/to ± ntoi ± ^w2)d-
На рис. 23.18 изображена эффективнзя
полосы модулированного сигнала в зависим а Ди°РМИРТНная) “«Рина ляции т,.ости от коэффициента моду-
Когерентные инфракрасные системы связи
Изобретение лазера сделало возможной когерентную связь [48. 49]. На сегодняшний день открыты тысячи лазерных переходов в материалах различных типов [50]. В табл. 23.6 приведены характеристики четырех наиболее широко применяемых лазеров.
Таблица 23.6. Типичные источникилазерното излучения когерентных систем с,™
Лазер
Длина волны, мкм
Тип
Режим работы
Nd.YAG
1,06
На стекле
Непрерывный / импульс-
HeNe
1,15; 3,39
Газовый (дуговой
ный
Непрерывный / импульс-
СО2
9,6; 10,6
разряд)
Газовый (тлеющий
ный
Непрерывный
GaAs
~0,9
разряд)
Инжекционный полу-
Непрерывный / импульс-
—
проводниковый
ный
На рис. 23.19 схематически показаны основные элементы конструкции лазерных устройств, предназначенных для систем связи. Важными параметрами лазера являются выходная мощность, управление осевыми и поперечными модами, КПД, диаметр выходного пучка и поляризация несущей. Степень, с которой эти параметры могут управляться, зависит от вида модуляции и от применяемой приемной техники. Почти во всех случаях желательно управлять поперечными модами так, чтобы диаграмма направленности излучения соответствовала моде ТЕМОо- При гетеродинном приеме лазер должен работать в режиме единственной осевой моды. Однако, если прием ведется в режиме прямого детектирования, приемлем многомодовый осевой режим. Многие методы модуляции и дуплексной связи зависят от того факта, что излучение лазера линейно поляризовано.
Шумовые характеристики лазерной несущей важны при модуляции непрерывных колебаний. Для гетеродинного приема частотная «‘шето- та» несущей и местных генераторов (гетеродинов) имеет первостепенное значение. В лазере существует несколько механизмов возникновения ^Ума. Основные квантово-механические пределы спектральной «чисто- ты» выходного излучения лазера обусловлены: 1) амплитудой огибаю-
(а)
(б)
Рис. 23.19. Схемы конструкций лазеров для систем связи.
(а) Основные элементы лазера на стекле: 1 зеркало: 2 расположенные по кругу лампы некогерентного излучения; 3-легированное стекло, (о) Основные элементы газового лазера: 1 зеркало; 2 окно Брюстера; 3 трубка, наполненная газом; 4 электроды, (в) Основные элементы инжекционного полупроводникового лазера: / полупроводник п-типа; 2 электрод; 3-/>л-переход; 4- полупроводник р-типа.
тстсшей лазерной несущей и частотными флуктуациями спектра, 2) спектром интенсивности флуктуаций огибающей лазерной несущей и 3) спектром флуктуаций несущей частоты лазера vr [51]. Обычно в реальном лазере квантово-механические шумовые эффекты пренебрежимо малы по сравнению с шумами других источников. Согласно данным [51], ширина спектральной линии лазера на СО2 Ave = 1,5-I0-3 Гц на много порядков уже спектральной линии для светодиодов на арсениде галлия Avc= 1,3 • 106 Гц, которая чрезмерно широка. Другие источники шума обусловлены флуктуациями эффективной длины лазерного резонатора в результате флуктуацийкпоказателя преломления материалов лазерного резонатора и его вибрациями. Например, условие резонанса на осевой моде имеет вид
тс
тс
(23.70)
где т- целое число, с-скорость распространения электромагнитных волн в вакууме, Lc-длина резонатора.
Изменение частоты несущей определяется выражением
-^fz;^^-<23-71)
Таким образом, при длине волны 1,06 мкм и длине резонатора 1 м изменение длины на 2,5-10'8 м (1 микродюйм) создаст сдвиг частоты 7 МГц.
Таблица 23.7. Типичные источники накачки для лазеров систем связи
ТИППроцесс, вызывающийинверсию населенност*
Нскогсрентный источник излучения Внешнее излучение
Электрический токТлеющий разряд
Электрический токУскорение ионов
Электрический токСтолкновения в активнойзоне полупро
водника
Источник энергии, подаваемой на лазерный материал (энергии накачки), определяется типом лазера. Типичные источники, приемлемые для лазеров систем связи, перечислены в табл. 23.7.
Функции управления лазером включают в себя поиск и захват цели, корректировку лазерной линии после начала работы и настройку лазерного резонатора на условие резонанса, соответствующее максимуму коэффициента усиления лазера.
Модуляция лазерной несущей может осуществляться либо внутри, либо снаружи лазерного резонатора. Методы модуляции рассматриваются в следующем разделе. Функция обработки сигнала адаптируется к формированию модулирующего сигнала, наиболее подходящего для модуляции лазерной несущей. Существует большое количество методов обработки сигнала, применяемых в РЧ- и в микроволновых системах
связи.
В качестве примера предположим, что ширина полосы модулируемой несущей составляет 2 ГГц и передача идет по нескольким ТВ-каналам с применением импульсной модуляции. Каждый модулирующий ТВ-сигнал занимает ширину полосы 5 МГц; следовательно, требуемая частота дискретизации равна 10 МГц. Чтобы заполнить ширину полосы несущей, каждый ТВ-канал должен быть уплотнен либо по времени, либо по частоте, а затем результирующий сигнал будет использовался для модуляции лазерной несущей. При гетеродинном приеме обработка сигнала может заключаться в сдвиге частотного распределения полосы модулирующих частот выше частотных шумовых составляющих лазерной несущей. Если, например, полный телевизионный сигнал им ширину полосы 5 МГц, охватывающую диапазон от 20 ц до , при обработке сигналов модулирующий сигнал ^м^™ается жения на несущую, охватывая область от 1 до ~ и-
Оптическая система выполняет несколько функции, из к ми важными являются следующие:~
согласование апертуры передающей части си
дуплексный режим;
спектральная фильтрация;
слежение за сигналом и наведение лУча’
фокусировка принятого сигнала на^Р”приемников).
регулировка гетеродина (для гетеродинных при
Ркшвици «WРкшвици «W6i АКЦ^6i АКЦ^KIKFtllH)ll|U Him piKIKFtllH)ll|U Him piВднщпш xuu)xВднщпш xuu)xРис. 23.20. Схемы апертурного согласования.
Ркшвици «W
Ркшвици «W
6i АКЦ^
6i АКЦ^
KIKFtllH)ll|U Him pi
KIKFtllH)ll|U Him pi
Вднщпш xuu)x
Вднщпш xuu)x
М =М =2 л о22 л о2Вт/м2,Вт/м2,(23.72)(23.72)Согласование апертуры передатчика предполагает подбор диаметра выходного луча лазера в соответствии с диаметром, требуемым для оптимальной освещенности излучающей апертуры. На рис. 23.20 показаны типичные схемы апертурного согласования. Распределение плотности потока выходного луча лазера как функции радиального расстояния г, от оси симметрии луча является обычно гауссовым, так что
М =
М =
2 л о2
2 л о2
Вт/м2,
Вт/м2,
(23.72)
(23.72)
где Ф,-выходная мощность лазера, 2о- 1/с2-радиус. Выходящий лазерный луч обычно является дифракционно-ограниченным. Предполагая, что используются режим ТЕМ00 и режим генерации на одной осевой моде, можно вычислить распределение поля в дальней зоне I(Вт-ср ), используя схему рис. 23.21 и находя интеграл [52, 53]:
£<а)= iexp(5d-)-,o(kar1)r1</r1, (23.73) Л V Zk Q \ Z U /
где М = |£(а)[2; I = £2|£(а)|2; R- дальность; к = 2л/Х, X-длина волны; Фг-поток мощности лазера, освещающий излучающую апертуру в луче от гь до гя; а-угол отклонения от оси, показанный на рис. 23.21; Jo (каг^)-функция Бесселя первого рода нулевого порядка.
Результаты сведены в табл. 23.8. Диаграммы направленности в дальней зоне при равномерной освещенности апертуры также включены в эту таблицу. Используя эти выражения, можно легко вычислить коэффициент усиления для передающей и приемной апертур, определяемый
Рис. 23.21. Схема дифракции Фраунгофера для аксиально-симметричной конфигурации.
г, радиус излучающей апертуры.
Таблица 23.8. Распределение интенсивности в дальней зоне ничейного лазерного лучаЗоне ^ФРакционно-огра-
ЗаконК"Н*“ГУ'Определен™ силы излучения 1 в дальне» зоне Вт ср"1
освещен- рация постиапертуры
апертуры
(по интен
сивности)
Гауссов Круглая/ а\2VnaaV"
(o«rj/(a) - 8л 11 Фтехр -81 ——)
ХАА/L X X /
ГауссовКруглая/ j у
’(a) = ”№ M^Pl-'WWar,!:).^,]2
ГауссовКруглая,/ ] у
с затене-/(а) = л! —- 1 Фт [pexp(-r?/2a2) J^ar^r^]2
нием в\кка;г,
центре
радиу
сом гь
Равно- Круглаякг2 Фт IJ^lnarJX) 2
меРныи/(a)" X2 L 2лаг„/Х J
Равно- Прямо-Фг ып(ла?с2/ХЯ) sin(n6 уа/ХЯ)
мерныйугольнаяЦ-^^г)-^^axjXRKbvJXR
(а х b)
70() и 7Д ) обозначают функции Бесселя первого рода нулевого и первою
порядка соответственно.
уравнением
Интенсивность в дальней зоне излучающей апертуры _ 4л/(а) G = —■——"ф
Принимаемая мощность определяется уравнением Ф, = Ф7 GTGrF,Принимаемая мощность определяется уравнением Ф, = Ф7 GTGrF,(23.75)(23.75)Интенсивность изотропного излучателят
Принимаемая мощность определяется уравнением Ф, = Ф7 GTGrF,
Принимаемая мощность определяется уравнением Ф, = Ф7 GTGrF,
(23.75)
(23.75)
где F- потери в свободном пространстве, определяемые выр №ку; G,и О,-коэффициенты усиления для передающей и приемной апертур соответственно.„. шиппко поименяет-
Этот способ вычисления принимаемом мошiта потерЬ,
ся разработчиками систем связи. Вв0ДЯ ^^льное уравнение. Это обусловленных атмосферой, получают
(23.76)(23.76)Уравнение более известно в виде
(23.76)
(23.76)
Ф ^^^
' R2 ’
где А,-площадь апертуры приемной системы. Уравнение (23.75) можно
преобразовать к виду
(23.77)(23.77)4п/г(а) X24 л/, (а) М<0 ^2^(а)
(23.77)
(23.77)
Фг = Фг~Ф^(4^р Ф ~ Я2 Ф
Применяя выражение / (а) из табл. 23.8 при равномерно освещенной апертуре для осевого случая (а = 0), получают
/т(а) X2 л</2Ф /т(а)Лг
'R? ¥ 4Х2 ~*(2178)
Если несущая линейно поляризована в приемопередающей системе, довольно просто реализовать дуплексный режим. Функция дуплексера заключается в установлении связи выходного излучения лазера-передатчика с излучающей апертурой и, в свою очередь, в установлении связи принимаемого от этой апертуры излучения с приемником. Один из способов реализации этого иллюстрируется рис. 23.22. Излучение, поступающее на проволочный решетчатый поляризатор, поляризуется горизонтально. Поскольку поляризация перпендикулярна направлению «прутьев» решетки, решетка пропускает электромагнитное излучение и поток проходит к излучающей апертуре [54]. Выходное принимаемое излучение поляризуется вертикально. В этом случае решетка действует как рефлектор, направляя принимаемое излучение на приемник. (Чтобы обеспечить полную изоляцию, следует убедиться в том, что передаваемое и принимаемое излучения работают на двух разных линиях перехода.) Поляризатор устанавливают под углом 45° к оптической оси.
Для гетеродинного приемника применение узкополосного спектрального фильтра не является критическим, поскольку, как будет показано ниже, надлежащим образом сконструированный гетеродинный приемник работает на фотонном пределе hv/x\, измеряемом в Вт Гц", где т|-квантовая эффективность приемника при типичных уровнях фоновой
ИК-дуп-ИК-дуп-Рис. 23.22. Типичная схема лексера.
ИК-дуп-
ИК-дуп-
Рис. 23.23. Диаграмма направленности в дальней зоне при дифракционных ограничениях.
Сплошная линия соответствует интенсивности, штриховая амплитуде электрического поля, а- угол отклонения от оси.
засветки. Однако в случае приема в режиме прямого детектирования для улучшения чувствительности системы требуется применение узкополосного спектрального фильтра, чтобы снизить фоновую засветку.
Дифракционно ограниченная ширина луча передающей и приемной апертур является очень узкой на инфракрасных частотах. Например, если применяют формулу при наличии центрального экрана при апертуре. освещенной по гауссовскому закону, го ширина луча вычисляется по уровню 3 дБ. При апертуре диаметром 17.78 см и центральном экране диаметром 2,54 см диаграмма излучения может быть вычислена и будет иметь вид, представленный на рис. 23.23; ширина на уровне 3 дБ равна 70 мкрад или 14,6". Если допустить, что отсутствует априорная информация относительно направлений между двумя станциями, и равновероятно, что луч наводится в любом направлении, то вероятность, что оба луча находятся в поле зрения друг друга, составляет Г10~19. Однако положение облегчается тем, что имеется априорная информация об относительном расположении двух станций. Таким образом, можно определить направление наведения для каждой станции, ио с углом неопределенности (погрешности), который может превышать ширину каждого луча. Основными источниками неопределенности направления являются угловое движение земной поверхности, допуски в -очности наведения аппаратуры, флуктуации угла прихода фазового фронта, обусловленные прохождением через атмосферу, а изначально - угловые ошибки, связанные с ориентацией и местонахождением каждой передающей станции. Таким образом, необходимо принять меры, что ы о е станции обнаруживали друг друга и непрерывно сопровождали сигналы так, чтобы сохранить направление наведения. Наведение луча быть обеспечено оптической системой, пример которой °
РИС. 23.24. Два зеркала установлены на пьезоэлектриче^ оси вращения ортогональны. Вращение зеркал осуш й опоры соответствующих возбуждающих электрических на рточную
зеркал. Посредством данного У"Р0Й^ “°е луча обычно производит- Регулировку наведения луча. Грубое навед*у весов< крепящих
ся с помощью ряда прецизионных карданных подвесов,
8о?б>жд[ии( J КРНСПЛЛАХ8о?б>жд[ии( J КРНСПЛЛАХНК-ЛУЧНК-ЛУЧТ Ви?Б>>«П€НиЕ XPllCTmi УТ Ви?Б>>«П€НиЕ XPllCTmi УустройствоустройствоРис. 23.24. Зеркальное для наведения луча.
8о?б>жд[ии( J КРНСПЛЛАХ
8о?б>жд[ии( J КРНСПЛЛАХ
НК-ЛУЧ
НК-ЛУЧ
Т Ви?Б>>«П€НиЕ XPllCTmi У
Т Ви?Б>>«П€НиЕ XPllCTmi У
устройство
устройство
зеркало, являющееся внешним по отношению к передающей и приемной оптике.
При гетеродинном приеме необходимо совмещать сигнал гетеродина с принятым сигналом. При этом векторы фазового фронта и поляризации обоих волновых фронтов должны быть совмещены. Приемная оптика рассматривается в разделе «Приемники когерентного инфракрасного излучения».
Модуляция несущей. В принципе, методы модуляции, которые были разработаны для модуляции радиочастотных колебаний, можно использовать и для ПК-излучения. Кроме того, благодаря более коротким длинам волн ПК-диапазона и соответственно небольшому размеру аппаратуры методы модуляции, не реализуемые в диапазоне радиоволн, оказались осуществимыми в диапазоне длин волн лазеров, работающих в ПК-диапазоне. Так, если в системах радиосвязи полоса информационных частот почти всегда преобразуется в область более высоких частот при гетеродинном или гомодинном процессе, а затем преобразуется с понижением частоты, то в случае лазерной связи вполне осуществимо непосредственное извлечение информации, наложенной на несущую. Основной трудностью здесь является разработка устройств, необходимых для реализации методов модуляции.
Уравнение, описывающее распространяющуюся несущую электрического поля, имеет вид
е = ЕРтехр[—у(кг — (ог/— 9)], (23.79) где Е амплитуда напряженности электрического поля; Рт- поляризационная матрица, е- комплексный вращающийся вектор; к-волновой ™еГ° ВСЛИЧ№а Равна |2п/Х|, где X-длина волны; г-вектор _ ? “’ Угловая частота, определяемая выражением 2л/Т,- фаза ° ^ 1с ПерИ0д н* и vr-ee частота; t-время; G-опорная ционных мапящТСЯ В Качестве пРимеров несколько типичных поляриза-
Системы дальнометрии. связи и моделирования вертикальная поляризация, Рт = ^ ;
горизонтальная поляризация, РМ = Г^1;
поляризация под углом 45° к горизонтали, Р = -L
правая круговая поляризация, Рт = -2
К пяти параметрам несущей, которые можно модулировать, относятся: амплитуда напряженности электрического поля, поляризация, фаза, частота и направление светового луча. Каждый конкретный метод модуляции описан математически в табл. 23.9. Кроме того, может быть включен вид модуляции по интенсивности. В этом случае передаваемая информация модулирует лазерную несущую пропорционально квадрату амплитуды напряженности электрического поля. Изменение параметров лазерной несущей, сведенных в табл. 23.9, может быть выполнено посредством аналоговой, импульсной или импульсно-кодовой модуляции (см. разд. 23.2.2). Энергия в несущей, обусловленная каждым методом модуляции, заключена в боковых полосах. Всестороннее математическое описание вопроса представлено в [55, 56]. Однако на ИК-частотах общий разброс частот редко превышает диапазон, соответствующий разбросу длин волн на 0,3-0,5 нм. В пределах этих величин оптика лазерного передатчика и лазерного приемника может рассматриваться как имеющая постоянные частотную и фазовую характеристики.
Имеется несколько устройств и методов, которые можно использовать для модуляции когерентной несущей. Процесс модуляции может осуществляться внутри лазерного резонатора или за его пределами. Большинство практических методов модуляции основано на изменении показателя преломления некоторых материалов при возмущающих воздействиях, например вызываемых электрическим полем или механическим давлением. Комбинация материалов, устройств и схем создает почти неограниченный простор для реализации модуляции лазеР^н несущей. Это активная и плодотворная область деятельности, хара Ризующаяся большим количеством достижений и открытии
К параметрам модуляторов, которые следует УЧ^1В<‘ ’ f оценить их пригодность, относятся: 1) ширина полосы 2) глубина модуляции, 3) линейность модуляции. 4) эффективно>уровня
= точки зрения потерь мощности несущей, так “ Jp=6" входной мощности возбуждения м0ДУл”™ра(;к службы и 7) стоимость. Диапазоне изменения внешних условии, 6) рспособом для
При модуляции несущей каким-либо конкретным
Вид модуляции
ИзменяемыйОписание модулирующейОписание распространяющейся
параметрфункциинесущей
Амплитудная модуляция
Пиковое значение [1 + moj(03, где т„-коэффициент £[1 + mQs(03 P„exp[-y(k r - o)cf + 9)] амплитуды элект- амплитудной модуляции, s(t)- мо- рического поля Е дулирующий сигнал и mus^ ^ 1
Модуляция интенсивности
Пиковое значение [1 + т,»(/)], где mt-коэффициентЕ2 [1 + mf5(03 Р^ехр [-2у (к • г - со, t + 9)]
интенсивностимодуляции интенсивности, s(t)- мо-
Z= cvE2, где cv-дулирующий сигнал и m,5(f) < 1
константа
Таблица 23.9. Виды модуляции
ЕМ р Рт exp [ -у (к ■ г - юс / + 9)3
Матрица поляризационной модуляцииГехру - ОМатрица поляризационной модуляцииГехру - ОПоляризацион- Вектор поляриза ная модуляция ции РтПоляризацион- Вектор поляриза ная модуляция ции Рт
Матрица поляризационной модуляции
Г
ехру - О
Матрица поляризационной модуляции
Г
ехру - О
Поляризацион- Вектор поляриза ная модуляция ции Рт
Поляризацион- Вектор поляриза ная модуляция ции Рт
где Г = тр s (/)-фазовый сдвиг, тр- коэффициент поляризационной модуляции и 5(0~ модулирующий сигнал
Частотная модуляцияЧастотная модуляцияУгловая частота несущей со.Угловая частота несущей со.mzj s^dx, где т;- коэффициент очастотной модуляции и s(t)~ модулирующий сигналmzj s^dx, где т;- коэффициент очастотной модуляции и s(t)~ модулирующий сигнал£Pmexp[-y(k г - (Йс1 - m^s^dx + 9)] о£Pmexp[-y(k г - (Йс1 - m^s^dx + 9)] оФазовая модуляцияФазовая модуляцияФаза несущей 0Фаза несущей 0тр = s^t), где тр- коэффициент фазовой модуляции И 5(0-модулирующий сигналтр = s^t), где тр- коэффициент фазовой модуляции И 5(0-модулирующий сигналЕРт ехр [-у(к - г - со. t + 0 + тр з (0)3ЕРт ехр [-у(к - г - со. t + 0 + тр з (0)3
Частотная модуляция
Частотная модуляция
Угловая частота несущей со.
Угловая частота несущей со.
mzj s^dx, где т;- коэффициент о
частотной модуляции и s(t)~ модулирующий сигнал
mzj s^dx, где т;- коэффициент о
частотной модуляции и s(t)~ модулирующий сигнал
£Pmexp[-y(k г - (Йс1 - m^s^dx + 9)] о
£Pmexp[-y(k г - (Йс1 - m^s^dx + 9)] о
Фазовая модуляция
Фазовая модуляция
Фаза несущей 0
Фаза несущей 0
тр = s^t), где тр- коэффициент фазовой модуляции И 5(0-модулирующий сигнал
тр = s^t), где тр- коэффициент фазовой модуляции И 5(0-модулирующий сигнал
ЕРт ехр [-у(к - г - со. t + 0 + тр з (0)3
ЕРт ехр [-у(к - г - со. t + 0 + тр з (0)3
волновоговектора/ к.к =j кук к.волновоговектора/ к.к =j кук к.Модуляция Волновой векторМодуляция Волновой векторМатрица вращения волнового вектораМатрица вращения волнового вектораЕР» ехр [ -у (к ■ Мк ■ г - со. t + 6)]ЕР» ехр [ -у (к ■ Мк ■ г - со. t + 6)]тп"112"113Мк =тгкw22"123"131"132"133тп"112"113Мк =тгкw22"123"131"132"133
волнового
вектора
/ к.
к =
j ку
к к.
волнового
вектора
/ к.
к =
j ку
к к.
Модуляция Волновой вектор
Модуляция Волновой вектор
Матрица вращения волнового вектора
Матрица вращения волнового вектора
ЕР» ехр [ -у (к ■ Мк ■ г - со. t + 6)]
ЕР» ехр [ -у (к ■ Мк ■ г - со. t + 6)]
тп
"112
"113
Мк =
тгк
w22
"123
"131
"132
"133
тп
"112
"113
Мк =
тгк
w22
"123
"131
"132
"133
где |MJ = +1 и т1п-элементы матрицы вращения, величина которых является функцией модулирующего сигнала
получения заданного вида модуляции одновременно могут возникать другие вторичные (паразитные) виды модуляции. Например, частотная модуляция несущей сопровождается некоторым уровнем амплитудной модуляции. Модуляция интенсивности также может быть причиной амплитудной модуляции, и наоборот. Фактически оба этих вида модуляции всегда сопутствуют друг другу, и отнесение процесса к амплитудной модуляции или модуляции интенсивности зависит от того, какой параметр имеет линейную зависимость от модулирующего сигнала. Поэтому схема приемной части системы должна выполняться нечувствительной ко вторичным видам модуляции. Например, при частотной модуляции в приемнике следует устанавливать амплитудный ограничитель, чтобы устранить амплитудные флуктуации до подачи принятого сигнала на частотный дискриминатор.
В электрооптических модуляторах применяются двоякопреломляю- щие кристаллы, поляризаторы и другие оптические устройства, использующие поляризацию распространяющейся электрической волны. Двоя- копреломляющие кристаллы представляют собой материалы, которые обладают анизотропией оптических свойств; другими словами, их показатели преломления изменяются в зависимости от направления. Электрооптический эффект заключается в изменении показателя преломления материала в зависимости от величины напряженности Е приложенного электрического поля. Таким образом изотропное прозрачное вещество становится двоякопреломляющим под воздействием электрического поля. Линейная зависимость показателя преломления от величины напряженности приложенного электрического поля называется эффектом Поккельса [57]. Квадратичная зависимость индуцированного двойного лучепреломления или изменение двойного лучепреломления от величины напряженности приложенного электрического поля называется эффектом Керра [58].
В общем виде показатель преломления можно выразить индикатрисой
(23.80)(23.80)227
(23.80)
(23.80)
”1 И^ П^
где хХ 2 3-оси кристалла, nL2,3-показатели преломления по кристаллографическим осям [59]. Приложение электрического поля вызывает вращение эллипсоида показателя преломления относительно кристаллографических осей и изменение его формы (рис. 23.25).
1оказатель преломления кристалла вдоль его оси можно выразить уравнением
(23.81)(23.81)(Л + Дл)2 п2 + ГЕ* R£1 * ....
(23.81)
(23.81)
где г линейные электрооптические коэффициенты, R - квадратичные
Рис. 23.25. Индикатриса электрооптического материала до приложения электри ческого поля (сплошная линия) и после него (штриховая линия).Рис. 23.25. Индикатриса электрооптического материала до приложения электри ческого поля (сплошная линия) и после него (штриховая линия).
Рис. 23.25. Индикатриса электрооптического материала до приложения электри ческого поля (сплошная линия) и после него (штриховая линия).
Рис. 23.25. Индикатриса электрооптического материала до приложения электри ческого поля (сплошная линия) и после него (штриховая линия).
электрооптические коэффициенты, л-показатель преломления при отсутствии электрического поля. Предполагая, что в кристалле линейный эффект является доминирующим (т.е. не учитывая R и члены высшего порядка), можно решить уравнение (23.81) для п при условии, что я» Ди. С хорошим приближением
^1=-^. (23.82)
Во многих кристаллах тензорные элементы г в общем случае редуцируются в простые коэффициенты по осям кристалла. Прилагая электрическое поле параллельно оси Xj, находим, что изменения показателя преломления по осям х, и х2 определяются выражениями
Д^ = _ ^^^ ,
2*(23.83)
Д«2 = - ^[21 ft
2
Если принять, что волна имеет волновой вектор к, параллельный оси
*з. и вектор напряженности электрического поля.°С
То после прохождения отрезка х3 = L изменение фазы. У электрооптическим эффектом, определяется уравнением
(23.84)(23.84)^Lип3гпЕу1-
(23.84)
(23.84)
[”i - <пх + Дл,)] =
Электрическое поле, распространяющееся в направлении оси х3, опреде-Электрическое поле, распространяющееся в направлении оси х3, опреде-ляется выражениемляется выражениеме = Ev exp ] -Дk-v3е = Ev exp ] -Дk-v32кпгЕ2кпгЕкп^гиАЦ!кп^гиАЦ!(23.85)(23.85)
Электрическое поле, распространяющееся в направлении оси х3, опреде-
Электрическое поле, распространяющееся в направлении оси х3, опреде-
ляется выражением
ляется выражением
е = Ev exp ] -Дk-v3
е = Ev exp ] -Дk-v3
2кпгЕ
2кпгЕ
кп^гиАЦ!
кп^гиАЦ!
(23.85)
(23.85)
где х3 > L. к = 2л/Х0, X,-длина волны в свободном пространстве.
Характеристики типичных электрооптических материалов в ИК-об- ласти сведены в табл. 23.10.
Таблица 23.10. Характеристики типичных электрооптических материалов в ИК- области [60]
Материал кристалла
Электрооптические коэффициенты
x,
MKM
Показатель преломления
г^Ю'^мВ"1)
г^-(10"12мВ"Ь
ni
x, MKM
UNbO3 LiTaO3 GaAs
rc = 16
133 = 27
42 = 3,1
151 = 15
141 = ^2
3,39
3,39 1,0 - 3,0
n3 = 2,05 n3 = 2,O3 n0 = 3.42
4,0
4,0
1,25
r4i = l,0 -1,2
4,0 -12,0
no=3,30
<5.0
ZnTe
r41 = 1,4
10,6
n0 = 2,76
1,24
ZnSe
r4i=2,2
10,6
n0 = 2-3
10,6
ZnS
—
41 = 1,4
3,39
no = 2,26
2,4
CdTe
—
r41 =6,8
3,39
n0 = 2,82
1.3
r41 =6,8
10,6
nQ = 2,60
10,6
CdSe
43 = 1-8
r33 = 4,3
3,39
n3 = 2,54
1,15
nl = n2 = 2'52
1,15
CdS
rc = 5,5
-
10,6
1 "3 = 2.3
10,0
v = v _^_n'rnLEmM№v = v _^_n'rnLEmM№(23.86)(23.86)поя Ня nuT^foT'0^*0 ^иФ^УРнций электрооптических модулято- кписталлРппмР показан частотный модулятор. Электрооптический срезаны полклазериом Рез°наторе. Две поверхности кристалла тера будет - рюстера (поверхиость, срезанная под углом Брюс- которая паралпегнл^ Т°ЛЬК0 составляющую поляризованной волны, только генерация ч я ПОВеРХНОс™)- Таким образом, поддерживается расположен так что ° определеШ1ОЙ поляризацией. Если кристалл с одной из осей ляризация электрического поля лазера совпадает также совпадает с этой oct’m Приложенное внешнее электрическое поле ственно будет изменяться и’ 1ч ПРИ Изменении внешнего поля соответ- рующий сигнал есть Г (А ‘ СТОТа геиеРации лазера. Если модули- пространства будет определяксяТы^ 8 НеК°Т°Р°Й Т°ЧКС
v = v _^_n'rnLEmM№
v = v _^_n'rnLEmM№
(23.86)
(23.86)
2Х0
Рис. 23.26. Частотная модуляция лазерной несущей.
/-зеркало; 2 электроды; 3^ сигнал возбуждения модулятора; 4-зеркало- 5 электоооггги
ческии кристалл; 6 рабочий газ лазера.р электроопти-
На рис. 23.27 показано устройство для модуляции интенсивности. Модулирующие элементы размещены снаружи лазерного резонатора и состоят из электрооптического кристалла и поляризатора. При отсутствии модулирующего напряжения Ит на кристалле выходной сигнал ортогонален поляризатору и несущая ослабляется. Когда прикладывается электрическое поле Ет, электрооптический кристалл создает запаздывание по фазе Г = &nY — Дл2. Поляризация входящего электрического поля с амплитудой Ес устанавливается под углом 45° к осям л^ и х2 кристалла. При воздействии электрического поля Ет происходит вращение поляризации и интенсивность излучения на выходе модулируется.
Поляризацию входного лазерного луча можно представить в виде£ = А Г 1 1(23.87)
Модулятор с полной фазовой задержкой Г можно описать матрицей
^ - модулирующее напряжение.
а поляризатор- матрицей
(23.89)описывается выраже(23.89)описывается выраже(23.90)(23.90)1 Г1
(23.89)
описывается выраже
(23.89)
описывается выраже
(23.90)
(23.90)
^чГ-1 d'
Тогда выходное электрическое поле модулятора
нием
Е .. ГГ 1
e; = M'Mpec = -^j^-
что соответствует электрическому полю, поляризованному под углом -45°. Выходная интенсивность описывается выражением
,.-!№.■©. см"
Внутрирезонаторная импульсная модуляция может осуществляться с применением электрооптических материалов. Три способа такой модуляции известны как синхронизация мод, разгрузка резонатора и переключение добротности [61].
Синхронизация мод достигается только в поперечно-многоакси- ально-модовом лазере при введении внутрирезонаторных потерь или фазового модулятора с работой на частоте разделения аксиальной моды, определяемой выражением Av = cjlb. В результате возникает эффект связи аксиальных мод в моде АМ. Для большего числа N синхронизированных мод выходной сигнал представляет собой последовательность импульсов с периодом Т— TL(c, с длительностью импульса TjN и пиковой мощностью, в N раз превышающей среднюю мощность.
При разгрузке резонаторного вывода пропускание выходного зеркала изменяется в пределах от 0 до 100%. Пропускание 100% включается на интервал времени "^ILjc, в течение которого передается выходной импульс. Во время периода, соответствующего нулевому пропусканию зеркала, нарастает энергия, накопленная в лазере.
Переключению добротности соответствует обратный процесс. Зеркало имеет либо 100%-ное, либо низкое пропускание. Во время полного пропускания лазерная генерация отсутствует и нарастает энергия, накопленная в лазерном материале. Когда пропускание зеркала снижается до малой величины, начинается лазерная генерация с выво^ дом из лазера (в виде лазерного импульса) энергии, накопленной в лазерном материале.
Электрооптические кристаллы применяются для получения регулируемого пропускания на выходном зеркале лазерного резонатора. Например, если взять кристалл, который имеет выходной сигнал с нулевым утлом поляризации, когда не приложено напряжение, и с углом поляризации 90 . когда приложено напряжение к кристаллу (случай поляриза тора из проволочной сетки на торцевом зеркале резонатора), то полу
либо 100% в зависимости от на проволочный, решетчатыйлибо 100% в зависимости от на проволочный, решетчатыйчится зеркало с пропусканием либо О, поляризации, вектора Е, направленного поляризатор.
либо 100% в зависимости от на проволочный, решетчатый
либо 100% в зависимости от на проволочный, решетчатый
Техническая реализация электрооптического модулятора является сложной. Длительности импульсов малы и составляют *100 пс что требует генерируемых частот порядка гигагерц и более Емкости коис таллов, задержки, связанные с длиной линий, и соответствующее согла сование импедансов для управления отражением приобретают важное значение при конструировании.
Существует класс материалов, называемых .магнитооптически ми которые можно применять для модуляции лазерной несущей. Из названия следует, что показатель преломления является функцией напряженности магнитного поля в материалах. Однако эти материалы не приобрели той популярности, которую имеют электрооптические кристаллы.
Существует еще один класс материалов, применяемых для модуляции лазерной несущей,- акустооптические материалы. Показатель пре
ломления этих материалов изменяется при механическом воздействии. На рис. 23.28 показан акустооптический модулятор. Модулирующий сигнал возбуждает акустический преобразователь, который затем создает волны напряжения вдоль материала модулятора. На другом конце эти волны гасятся в акустическом поглотителе. Таким образом, в материале имеет место синусоидальная структура показателя преломления, соответствующая волнам напряжения, распространяющимся в материале. Такую структуру показателя преломления можно рассматривать как дифракционную решетку, которая взаимодействует с падающим лазерным лучом.
^ЦШРЗЮщцй^ЦШРЗЮщцйсигнисигниИнтенсивность и частота дифрагированных лучей пропорциональна волнам напряжения в материале. Волны, в свою очередь, пропорциональны модулирующему сигналу. Наиболее эффективная акустооптиче- ская модуляция достигается при взаимной ориентации волнового векто-
^ЦШРЗЮщцй
^ЦШРЗЮщцй
сигни
сигни
Рис 73 28. Акустооптнческии модулятор
ГИС.акустический преобразова-
/ возбудитель м^^ёлем преломления п. в котором тель;3 материал с подателем4 акустнчсскии
распространяются аку поглотитель.
Рис. 23.29. Акустооптический модулятор, работающий в пределах брэгговского рассеяния. Для наглядности участки п\ и п'2 показаны в виде слоев. В действительности п\ и п',-максимальное и минимальное значения синусоидальногоРис. 23.29. Акустооптический модулятор, работающий в пределах брэгговского рассеяния. Для наглядности участки п\ и п'2 показаны в виде слоев. В действительности п\ и п',-максимальное и минимальное значения синусоидальногораспределения.распределения.
Рис. 23.29. Акустооптический модулятор, работающий в пределах брэгговского рассеяния. Для наглядности участки п\ и п'2 показаны в виде слоев. В действительности п\ и п',-максимальное и минимальное значения синусоидального
Рис. 23.29. Акустооптический модулятор, работающий в пределах брэгговского рассеяния. Для наглядности участки п\ и п'2 показаны в виде слоев. В действительности п\ и п',-максимальное и минимальное значения синусоидального
распределения.
распределения.
ра падающего колебания лазерной несущей и акустического волнового фронта под утлом Брэгга 6В. На рис. 23.29 показан акустооптический модулятор, работающий в пределах брэгговского рассеяния. Угол Брэгга определяется выражением
sin 6 о = ——sin 6 о = ——ХсТквпХсТквп(23.92)(23.92)
sin 6 о = ——
sin 6 о = ——
ХсТквп
ХсТквп
(23.92)
(23.92)
падающего ла^етют ^СТ°Д' Можно импУльсно модулировать несущую Как показывает рассмот^™™ ПУТСМ псриодического отклонения луча. Управлении р"^^ энергии и импульса, при
р уется выполнение соотношений
®, = СО, + й)
k.=k,;k;<2з9з>
Так(23'94)
а направление отклоненного °ТКЛОНСННОГО луча отличается от со, на а)„, падающего луча. В табл 23 отличается на угол 20в от направления волнового вектора ' ' ЭТ°Т ТИП модУляции назван модуляцией
Эффекти '
ного луча к мощностиРп^пя3^^^^3^ отношение мощности отклонен- ощего лазерного излучения, определяется
[62, 63] выражением
(23.95)(23.95)ywUM2
(23.95)
(23.95)
^" 4cos26B
(23.96)(23.96)где Ьп- изменение показателя преломления И'-шипт^ „ большего сужения акустического луча. Изменение показателГ™ ления определяется выражениемпрелом-
(23.96)
(23.96)
Ал = ^ ^S’
(23.97)(23.97)где р-постоянная фотоупругости, S-амплитуда волны напряжения, определяемая выражением
(23.97)
(23.97)
s-
xlpv2W0Ho
где Ра~ акустическая входная мощность, р-плотность материала, и- скорость звука, //„-высота акустического луча.
В табл. 23.11 приведены материалы, которые обладают нужными свойствами для создания акустооптической модуляции ИК-излучения.
Модуляция мощности накачки-другой метод, который можно применять для модуляции интенсивности лазерной несущей. Он особенно эффективен с инжекционными полупроводниковыми лазерами. Модулирование тока возбуждения лазера как в непрерывном, так и в импульсном режимах приводит к соответствующей модуляции выходного лазерного излучения. Изменение длины лазерного резонатора вызывает частотную модуляцию несущей. Резонатор лазера делается с одним окном, конструкция которого обеспечивает малую инерционность. Окно устанавливается на пьезоэлектрической кристаллической опоре. При приложении напряжения к кристаллу длина резонатора L, изменяется с соответствующим изменением несущей частоты ис. Для не ольших изменений длины изменение частоты определяется выражением Av = v ^(2398)
Таблица 23.11. Характеристики типичньп^^Таблица 23.11. Характеристики типичньп^^Материал (приблизительныйДиапазон пропускания ИК излучения}Материал (приблизительныйДиапазон пропускания ИК излучения}Ge (2-20 мкм)CdS (0,5- 11 мкм)GaAs (1-11 мкм)Si (1,5- 10 мкм)Те (5-20 мкм)Стекло As2S3 (0,6-П мкм)Ge (2-20 мкм)CdS (0,5- 11 мкм)GaAs (1-11 мкм)Si (1,5- 10 мкм)Те (5-20 мкм)Стекло As2S3 (0,6-П мкм)Показатель преломления п (10,6 мкм)4.02,223,109.854.82.38Показатель преломления п (10,6 мкм)4.02,223,109.854.82.38материалов [64] Скорость звука и. 10s см/сматериалов [64] Скорость звука и. 10s см/с5,54,325,32.22,65,54,325,32.22,6
Таблица 23.11. Характеристики типичньп^^
Таблица 23.11. Характеристики типичньп^^
Материал (приблизительный
Диапазон пропускания ИК излучения}
Материал (приблизительный
Диапазон пропускания ИК излучения}
Ge (2-20 мкм)
CdS (0,5- 11 мкм)
GaAs (1-11 мкм)
Si (1,5- 10 мкм)
Те (5-20 мкм)
Стекло As2S3 (0,6-П мкм)
Ge (2-20 мкм)
CdS (0,5- 11 мкм)
GaAs (1-11 мкм)
Si (1,5- 10 мкм)
Те (5-20 мкм)
Стекло As2S3 (0,6-П мкм)
Показатель преломления п (10,6 мкм)
4.0
2,22
3,10
9.85
4.8
2.38
Показатель преломления п (10,6 мкм)
4.0
2,22
3,10
9.85
4.8
2.38
материалов [64] Скорость звука и. 10s см/с
материалов [64] Скорость звука и. 10s см/с
5,5
4,32
5,3
2.2
2,6
5,5
4,32
5,3
2.2
2,6
Таблица 23.12. Приемники ИК-излучения для ИК-систем связи* [65]Таблица 23.12. Приемники ИК-излучения для ИК-систем связи* [65]
Таблица 23.12. Приемники ИК-излучения для ИК-систем связи* [65]
Таблица 23.12. Приемники ИК-излучения для ИК-систем связи* [65]
Существуют и другие явления, которые можно итлп^ модуляции. Однако, исходя из состояния"их исследования^ ^ньЛ"^^^маловероятным, что они будут приме-
Приемники когерентного инфракрасного излучения. В когерентных приемниках для систем связи применяются методы как прямого детектирования, так и гетеродинного фотосмешения с применением ИК-приемников, приведенных в табл. 23.12. Принцип работы и конструкция приемника прямого детектирования не отличаются от принципа работы и конструкции некогерентного приемника. Основной механизм детектирования обеспечивает преобразование огибающей входной интенсивности в соответствующий сигнал напряжения с учетом ограничений передаточной функции детектора. Поскольку фотоны в инфракрасном диапазоне имеют сравнительно низкую энергию, приемники типа фотоумножителей или динамических электронных умножителей со скрещенными полями не применяются в ИК-области, за исключением ИК-систем с GaAs- и Nd: YAG-лазерами, спектр которых довольно близок к видимому спектру. В табл. 23.12 сведены характеристики приемников ИК-из- лучения с достаточно короткими постоянными времени, чтобы обработать данные с высокими скоростями передачи. Чувствительность приемника прямого детектирования рассчитывают с помощью выражений, приведенных в разд. 23.3.3.
Одним из достоинств приемника прямого детектирования является его относительная нечувствительность к специфическим эффектам модуляции несущей (например, одновременной модуляции интенсивности, частоты и поляризации), когерентным искажениям, возникающим в результате атмосферных эффектов и доплеровского сдвига несущей частоты. Основным недостатком приемника прямого детектирования по сравнению с приемником, в котором применяется метод фотосмешения, является его худшая пороговая чувствительность.
В типичном приемнике прямого детектирования принимаемый поток излучения с помощью собирающей приемной оптики фокусируется на чувствительный элемент приемника. Так как ширина спектра когерент ной несущей мала, можно применить частотный фильтр для' сн”^ фоновой засветки в приемнике. Выходной сигнал приемника у .<
ется, соответствующим образом фильтруется и далее о ра2
если необходимо выделить информацию, заключенну мпульс. полосе принимаемого сигнала. Частотное Р^'Ф6””^ но-модулированных сигналов, данное в разд. * • • ;детекти-
И к когерентным системам. Поскольку "Р”еМс^аЛОд непрерывного Рования можно использовать для ПРИ т0 сигналь1, модулиро- излучения, модулированных по интенсиВ ’ следующие частотные ванные по амплитуде и по частоте, Распределения:
Амплитудная модуляция
м
(23.99)(23.99)/(/) = cos со, / + т. £ | С, | {cos [(ш, 4- пш) t 4- 0„] 4- *= 1
(23.99)
(23.99)
п = 0, ± 1,±2, + 3,....п = 0, ± 1,±2, + 3,....4- cos [((О, - пш) г - 0J},
п = 0, ± 1,±2, + 3,....
п = 0, ± 1,±2, + 3,....
гдеС. = J /(z)exp(-;»o)r)dr, ^ -T./2
Частотная модуляция
/(О = £</(О = £<П Е J„.(mz)exp(/nmtoniO ■ =1 *■ = * *П Е J„.(mz)exp(/nmtoniO ■ =1 *■ = * *ехрО'«с О,ехрО'«с О,(23.100)(23.100)
/(О = £<
/(О = £<
П Е J„.(mz)exp(/nmtoniO ■ =1 *■ = * *
П Е J„.(mz)exp(/nmtoniO ■ =1 *■ = * *
ехрО'«с О,
ехрО'«с О,
(23.100)
(23.100)
где m обозначает частотную составляющую модулирующего сигнала; п-гармоника основной частоты т; Jn_( )-функция Бесселя первого рода л-го порядка.
С помощью этих выражений можно определить характеристики фильтров для соответствующей обработки принимаемого сигнала. В случае непосредственной модуляции несущей лазера детектируемый сигнал преобразуется в частотные составляющие модулирующего сигнала. Часто модулирующим сигналом модулируется электрическая несущая до модуляции ею несущей лазера. В этом случае детектируемый сигнал необходимо обработать вторым демодулятором, а затем отфильтровать на нижних частотах, чтобы выделить исходный модулирующий сигнал. Например, в случае частотно-модулированной огибающей интенсивности несущей лазера детектируемый сигнал должен пройти через частотный дискриминатор, чтобы выделить информацию о мо
дулирующем сигнале.
которогоприменяется ИК-гетеродин, сигнал
НИЯ. Существуют два ocZ^ve^ "° Пр0ЦеСса ®TeK™P0BaJ и гомодинныйых метода приема излучения: гетеродинный
зашти фазы генератора™^ nZ^0 ПрИема излУчения требует синхронически нецелесообразно на ИК Zct^Z'k^ т“нологии пр8КТИ" емника показана на рис 23 30 п х' Блок"Схема гетеродинного при- ется с сигналом гет^ДИНач™^^”**™ СИ™аЛ НеСуЩеЙ CMe™*Ba" ванную величину Ду от wZZ которого смещается на фиксиро- образом, детектит/гмый °ТЫ модУлиР°ванной несущей. Таким соответс^щю^ преобразуется с понижением частоты на ЧаСТ°Ту^, определяемую выраже- вые полосы, обусловленные мл ДС молуля™ леерной несущей боко- отАг Типичные значения f ‘ дуляцией> Расположатся по обе стороны в зависимости от полосы чЯМ°ГУТ С0СТаВЛ^ 30 или 60 ^Гц или 0ЫШС сигналов несущей и гетепти 0107 МодУЛнРУюЩего сигнала. Смешение етеродина можно осуществить несколькими путями
Рис. 23.30. Блок-схема гетеродинной приемной системы.
. Так, на схеме, изоораженной на рис. 23.31, принимаемая несущая поступает на расщепитель пучка с отражением 99%. Один процент мощности вводится в общий сигнальный тракт от гетеродина, благодаря чему сохраняется большая часть мощности принимаемой несущей. Затем сформированный волновой цуг фокусируется на смесителе приемника. В результате взаимодействия между принимаемой несущей и сигналом гетеродина возникает интерференционный эффект: амплитуды электрического поля либо суммируются, либо вычитаются. Огибающая суммарного модулированного сигнала детектируется в приемнике ИК- излучения. Чтобы достичь максимальной эффективности детектирования, необходимо надлежащим образом совместить векторы поляризации и волновые векторы. Другими словами, фазовые фронты принимаемой несущей и сигнала гетеродина должны быть параллельными чувствительному слою детектора приемника. Если принять, что чувствитель-
з
Рис. 23.31. Гетеродинная приемная простр^ан^ИК ^^огдасою-
В нижнем правом углу рисунка да ° размера для компенсации ра /гетеродинный диск Эйри в03М°цН° 2^и; 3- приемник-
«ия; 2-диск Эйри ДЛЯ принимаемой мощное
ныв слой имеет форму квадрата площадью LL то отношение мош сигнала от смесителя (при отсутствии относительного наклона °СТН фронтов) к мощности сигнала (при наличии наклона а в оали°8ЫХ определяется [19] выражениеманах)
22ф(Ц)Ф(о)ф(Ц)Ф(о)sinl -Ld sina\A-L4 sina Asinl -Ld sina\A-L4 sina A(23.101)(23.101)
2
2
ф(Ц)
Ф(о)
ф(Ц)
Ф(о)
sinl -Ld sina\A
-L4 sina A
sinl -Ld sina\A
-L4 sina A
(23.101)
(23.101)
Изменение мощности обнаруживаемого сигнала в результате разо- риентации вектора поляризации пропорционально косинусу угла между двумя векторами поляризации.
Отношение сигнал-шум на выходе ПЧ-фильтра гетеродинного приемника имеет вид [67]
^nd2_ hvc_^nd2_ hvc_^,Rl^,Rl
^nd2
_ hvc_
^nd2
_ hvc_
^,Rl
^,Rl
[фс + фо + Ф8] + ID>RL + 2кТВ[фс + фо + Ф8] + ID>RL + 2кТВ(23.102)(23.102)
[фс + фо + Ф8] + ID>RL + 2кТВ
[фс + фо + Ф8] + ID>RL + 2кТВ
(23.102)
(23.102)
где i\ f =где i\ f =промежуточной частотыпромежуточной частоты(ПЧ-(ПЧ-ток); n. = 2G2qBifток); n. = 2G2qBif4(7 _Avc4(7 _Avc= 2G2qBifIDRL-niyM темнового тока; Здесь G- коэффициент'= 2G2qBifIDRL-niyM темнового тока; Здесь G- коэффициент'(Фс + Фо 4- Фд) Rl - дробовой шум;(Фс + Фо 4- Фд) Rl - дробовой шум;^ =^ =iCMHUBoro тока; nlh = 4кТВ,; - тепловой шум.Усиления приемника по току; т) - квантовая эффек- илй?ЯД электР°на; А-постоянная Планка; V,- частота лазер-™U1H°CTb гетеРодина; Фг- принимаемая мощностьiCMHUBoro тока; nlh = 4кТВ,; - тепловой шум.Усиления приемника по току; т) - квантовая эффек- илй?ЯД электР°на; А-постоянная Планка; V,- частота лазер-™U1H°CTb гетеРодина; Фг- принимаемая мощностьной несущей; Фо-г ^ - иринил1несущей; RL-сопротивление нагрузки приемника; В шумовая полоса усилителя ной несущей; Фо-г ^ - иринил1несущей; RL-сопротивление нагрузки приемника; В шумовая полоса усилителя i/ - эквивалентная^темновой ток приемникчастоты’ ф8-мощность лютная температура. Р ика’ ^ постоянная Больцмана; Т-абсо- Если мощность гетеродинатемнового тока, дробового и &0ЛЬШая’ то влияние сигнала, фона, НЫМ по сравненшо с шумом Те”ЛОВого шумов становится незначитель- В этом случае выражение сиг ° ^словленным мощностью гетеродина, нал-шум приводится к виду_ Пфгi/ - эквивалентная^темновой ток приемникчастоты’ ф8-мощность лютная температура. Р ика’ ^ постоянная Больцмана; Т-абсо- Если мощность гетеродинатемнового тока, дробового и &0ЛЬШая’ то влияние сигнала, фона, НЫМ по сравненшо с шумом Те”ЛОВого шумов становится незначитель- В этом случае выражение сиг ° ^словленным мощностью гетеродина, нал-шум приводится к виду_ Пфгфона; 1фона; 1
где i\ f =
где i\ f =
промежуточной частоты
промежуточной частоты
(ПЧ-
(ПЧ-
ток); n. = 2G2qBif
ток); n. = 2G2qBif
4(7 _Avc
4(7 _Avc
= 2G2qBifIDRL-niyM темнового тока; Здесь G- коэффициент'
= 2G2qBifIDRL-niyM темнового тока; Здесь G- коэффициент'
(Фс + Фо 4- Фд) Rl - дробовой шум;
(Фс + Фо 4- Фд) Rl - дробовой шум;
^ =
^ =
iCMHUBoro тока; nlh = 4кТВ,; - тепловой шум.
Усиления приемника по току; т) - квантовая эффек- илй?ЯД электР°на; А-постоянная Планка; V,- частота лазер-
™U1H°CTb гетеРодина; Фг- принимаемая мощность
iCMHUBoro тока; nlh = 4кТВ,; - тепловой шум.
Усиления приемника по току; т) - квантовая эффек- илй?ЯД электР°на; А-постоянная Планка; V,- частота лазер-
™U1H°CTb гетеРодина; Фг- принимаемая мощность
ной несущей; Фо-г ^ - иринил1
несущей; RL-сопротивление нагрузки приемника; В шумовая полоса усилителя
ной несущей; Фо-г ^ - иринил1
несущей; RL-сопротивление нагрузки приемника; В шумовая полоса усилителя
i/ - эквивалентная
^темновой ток приемникчастоты’ ф8-мощность лютная температура. Р ика’ ^ постоянная Больцмана; Т-абсо- Если мощность гетеродина
темнового тока, дробового и &0ЛЬШая’ то влияние сигнала, фона, НЫМ по сравненшо с шумом Те”ЛОВого шумов становится незначитель- В этом случае выражение сиг ° ^словленным мощностью гетеродина, нал-шум приводится к виду
_ Пфг
i/ - эквивалентная
^темновой ток приемникчастоты’ ф8-мощность лютная температура. Р ика’ ^ постоянная Больцмана; Т-абсо- Если мощность гетеродина
темнового тока, дробового и &0ЛЬШая’ то влияние сигнала, фона, НЫМ по сравненшо с шумом Те”ЛОВого шумов становится незначитель- В этом случае выражение сиг ° ^словленным мощностью гетеродина, нал-шум приводится к виду
_ Пфг
фона; 1
фона; 1
(23.103)(23.103)hvtBif'
(23.103)
(23.103)
При величине (SINY ™
Я ПЛОТНОСТЬ МОЩНО-Я ПЛОТНОСТЬ МОЩНО-г™ шума приводится К Виду" еДИ,,Ице> спектральна
Я ПЛОТНОСТЬ МОЩНО-
Я ПЛОТНОСТЬ МОЩНО-
фя = —, Вт Гц"1.
л(23.104)
Так, в случае приемника, работающего на длине волны 10 6 квантовой эффективности q = 0,5°ЛНЫ V1KM- ПРИ
Ф -3,7-1О"20, Вт-ПГ1.
(23.105)
На сегодня круг практически реализуемых лазерных гетеродинных приемных систем ограничен одним типом лазера на СО2. работаю^ на длине волны 10,6 мкм.2 р ии“»«щим
МОДЕЛИРОВАНИЕ
Введение
Моделирование можно применять при проектировании, анализе, испытаниях и оценке качества систем. Моделирование может изменяться по трудоемкости и сложности от моделирования простых входных или выходных узлов и элементов системы вплоть до системы в целом. Представленные в данном разделе примеры лишь в малой степени иллюстрируют многообразные возможности моделирования.
Решения, принимаемые на критических этапах развития, от стадии проектирования до стадии поставки электрооптических систем, требуют четкого представления о тех конкретных характеристиках системы, которые нужно получить. Эксплуатационные испытания с достоверными результатами на стадии поставки могут оказаться дорогостоящими, особенно если система предназначена для применения в полевых условиях в динамике. В этих случаях раннее предварительное моделирование в лаборатории результатов полевых испытаний может быть исключительно полезным. Однако полезность моделирования прежде всего зависит от достоверности результатов, которые оно дает.
В связи с этим можно предложить три варианта моделирования.
Математическое моделирование, когда все характеристики систе мы и окружающей среды представляются математическими аналогами и на основании этого рассчитывается рабочая характеристика.
Испытание компонента, в котором проверяют оптической части системы, физических аналогов оптической элементов оптической системы, а для остальной части излучение Ся электрические сигналы от цели и фона, предста изменяемое оптической системой.гистеме обеспечи-
Имитационное моделирование, при которо Донов. вается фактическое излучение от имитируемых ц^^^
Каждая из этих форм имеет отличительн У Татов. Первая °Дна из них не дает неопровержимо достов р
и последняя формы по содержанию определяются относительно просто; вторую можно считать формой, включающей то, что недостаточно отвечает формам 1 или 3.
Математическое моделирование
В этом типе моделирования выходной сигнал (напряжение) системы рассчитывают полностью цз заданных или полученных характеристик системы с помощью математического аналога взаимодействия с входным излучением. Аналог входного излучения можно получить либо из результатов экспериментально измеренных физических объектов, либо из расчетов с применением параметров физических величин, таких, как скорость реакции, температура и давление.
На рис. 23.32 схематически показаны элементы математического моделирования полевых испытаний системы, в которых целью может быть, например, самолет, наблюдаемый в реальной атмосфере. При наличии необходимых входных значений (не все из которых подробно
атематическое моделирование полевых испытаний системы.
приводятся здесь) можно рассчитать выходной г™ г моделируемого датчика с точностью, определяемой пог^нХю "и чении входных параметров и применяемых приближений
Испытание компонента
Любое испытание системы, не поддающееся описанию ни по форме I. НИ по форме 3, можно классифицировать как относящееся к форме т Приводимые здесь примеры тем не менее содержат некоторые признаки другой формы или их обеих.
Представление данных о цели на ЭЛТп. В частности, этот метод полезен для имитации визирного перекрестия системы слежения за точечными или малоразмерными целями, когда электронно-лучевая трубка (ЭЛТ) применяется для представления точек или целей в виде площадей в мгновенном поде зрения (МПЗ) устройства слежения. Воспроизведение визирного перекрестия в устройстве для слежения реализуется на экране ЭЛТ, и любое относительное движение (как, например, желаемое вращение) изображения цели и визирного перекрестия управляется путем электронной передачи движения на изображение цели на ЭЛТ. Остальная часть устройства, осуществляющего слежение, т.е. приемник, заменяется фототранзистором. При этом не делается попыток имитации спектральных характеристик следящего устройства. Усилители следящего устройства, приемники и сервомеханизмы контура слежения представлены передаточными функциями, воспроизводимыми с помощью операционных усилителей и соответствующих цепей. Могут использоваться реальные электронные цепи устройства слежения.
Имитатор устройства слежения можно применять либо на одном стенде, либо как часть большей имитируемой замкнутой системы. Этот специализированный аналоговый вычислитель можно применить совместно либо о аналоговым, либо с цифровым компьютером для имитации, например, таких задач, как сближение ракеты с и^ьк>.
Имитатор применяется при разработке конструкции устроишва еле женил, особенно при определении влияния нелинейное геи, прису и таким элементам, как, например, фотооригиналы or раничители и ■с>сте- МЫ автоматической регулировки усиления (АРУ). Можно лего заменять фотооригиналы и модифицировать электросхемы. т0 эффектов применяется также для других целей, наприь,ер для и возникающих при слежении головки самонаведсJ определе-
Целями (например, шлейфами выхл^ь‘х бдение системы слежения НИЯ влияния двух источников излучения I , ,ЛН1неления к средствам и для оценки чувствительности головки самедленном,
противодействия Такие исследования можно проводить
“ y пели на ЭЛТ был подготовлен
п Данный раздел по представленДнн-Арбор. шт. Мичиган, Юдзи Морита. Environmental Research Institute, ah г
Рис. 23.33. Испытательная камера (7V) для ИК-датчика [68]. / ловушки, охлаждаемые жидким азотом; 2 к форвакуумному насосу; 3 турбомолекулярные насосы; 4- клапаны; 5 датчик; 6 - предкамера; 7 стенка камеры из нержавеющей стали; 8 кожух, охлаждаемый жидким азотом; 9 кожух с газообразным гелием; 10 32-дюнмовый экран, охлаждаемый жидким азотом; 11 6-дюймовый диффузионный масляный насос (аварийный); /2-6-дюймовые золотники; 13 механический вакуумный насос; 14 ионизационные вакуумметры; 15 термопарные вакуумметры,
реальном или быстром времени в зависимости от возможностей имитатора. Отличительной особенностью при проведении исследований, например вышеуказанных, является возможность проведения большого количества наблюдений с помощью имитирующего устройства слежения,- наблюдений, которые часто нельзя провести на реальном устройстве слежения.
целицелиУстановка для моделирования условий космического пространства (ARO) [68]. Термобарокамеры для имитации условий космического пространства применяются в научно-исследовательском центре ВВС имени Арнольда для испытания ИК-датчиков в космических условиях. Испытательная камера (7 V) применяется для создания низких давлений и температур с целью испытания ИК-датчиков в условиях эксплуатации. На рис. 23.33 схематическое изображение камеры иллюстрирует систему насосов откачки, кожух, охлаждаемый жидким азотом (LN2), и кожух при 20 К с газообразным гелием (GHe). Моделирование цели осуществляется комбинацией подвижного узла источника излучения и вращающегося коллимирующего зеркала. На рис. 23.34 показан вид системы сверху.
цели
цели
Рис. 23.34. Система имитации камеры 7V (вид сверху) [68].
I источник излучения на стенде; 2 датчик; 3- предкамера; 4 кожух (20 К); 5-колли- мируюшее зеркало.
Рис. 23.35. Измерения характеристик сигнатуры цели в термобарокамере - имитаторе условий космического пространства [69].Рис. 23.35. Измерения характеристик сигнатуры цели в термобарокамере - имитаторе условий космического пространства [69].1 - термобарокамера диаметром 39 футов; 2 имитатор Солнца; 3 имитатор земного шара.1 - термобарокамера диаметром 39 футов; 2 имитатор Солнца; 3 имитатор земного шара.
Рис. 23.35. Измерения характеристик сигнатуры цели в термобарокамере - имитаторе условий космического пространства [69].
Рис. 23.35. Измерения характеристик сигнатуры цели в термобарокамере - имитаторе условий космического пространства [69].
1 - термобарокамера диаметром 39 футов; 2 имитатор Солнца; 3 имитатор земного шара.
1 - термобарокамера диаметром 39 футов; 2 имитатор Солнца; 3 имитатор земного шара.
Установка для определения характерных признаков цели (McDonnell- Douglas Astronautics Company) [69]. Помимо испытательной камеры, предназначенной для выполнения функций, аналогичных функциям, выполняемым вышеописанной установкой, McDonnell-Douglas Astro
nautics Company располагает установкой для измерения пассивных оптических сигнатур (образов) космических объектов-для подтверждения предсказанных характеристик цели в условиях, имитирующих космический полет. Основная вакуумная камера представляет собой сферу диаметром 39 футов (~12м) с внутренним кожухом, охлаждаемым жидким азотом (LN2), чтобы исключить излучение теплых сгенок камеры (рис. 23.35). Горизонтальный «солнечный» луч, полученный от неотфильтрованных ксеноновых дуговых ламп, освещает цели, которые могут занимать различные положения относительно имитируемого земного шара и источника солнечного излучения. Смотровые окна из KRS-5 в вакуумной камере позволяют производить спектральные измерения в длинноволновом ИК-диапазоне. На рис. 23.35 схематически показана система вместе с эскизом имитируемой обстановки (сцены).
Аппаратура для моделирования полевых испытании устройств наблюдения, поиска и слежения [70]
Модели местности. Модель местности представляет собой близкий к реальному рельеф местности с уменьшенными в масштабе целями. Она применяется в качестве распределенного источника излучений на входе испытуемой системы. Одним из ограничений в приближении к натурным объектам является очевидное отсутствие реальной растительности и других предметов фона. До сих пор модели местности создавали для применения в видимой области спектра, уделяя особое внимание пространственным деталям и точности воспроизведения географических особенностей. Поскольку к тому же большинство чувствительных устройств осуществляют недостаточную спектральную селекцию, спектральная чистота пейзажа не является важной характеристикой. Важным в данном случае является сохранение контрастов, чтобы можно было полностью оценить реакцию системы на градиенты излучения.
Датчик часто устанавливают в сочетании со вспомогательной оптикой таким образом, чтобы он наблюдал сцену (модель местности) так, как если бы это была реальная сцена. При этом сохраняется относительное движение между датчиком и местностью. Модель можно освещать как искусственным светом, так и солнечным. Последний случай соответствует освещению естественным светом. Всю платформу, на которой размещена модель, можно наклонять, изменяя угол наблюдения или угол освещения.
Образцы этого типа аппаратуры имеются на фирме Martin-Marietta, Орландо, шт. Флорида, и в исследовательском центре Redstone Arsenal's Advanced Simulation Center, причем этот образец называется электрооптической системой имитации (Electro-Optical Simulation System - EOSS).
Электрооптическая система имитации, показанная на рис. 23.36, обеспечивает управляемые условия окружающей среды для испытания большого числа сенсорных систем в ультрафиолетовой, видимой и ближней ЦК-областях спектра. Датчики управляются гибридным компьютером по 6 степеням свободы. Наблюдение целей осуществляется при регулируемых уровнях освещенности (10~2 105 лк) в лабораторной имитирующей камере и в условиях окружающей среды на открытом испытательном полигоне. Имитация трехмерной цели обеспечивается моделью местности Юх Юм, установленной на транспортере, который позволяет изменять целый ряд топографических и искусственных групп целей в масштабах 600:1 и 300:1. Модель имеет съемные секции тр^ЗВОЛЯСТ Разместить неподвижные и подвижные цели в соответствующем масштабе.
имитип'лпуНЫЙ Подвес' на втором крепится испытуемый датчик, может ивенот ДВИЖения по тангажу, крену, рысканью корпуса датчика как по пептидДЬ крепится к транспортному средству, которое движется - и, так и по горизонтали. Специально сконструированная
имитации условий окружающей средыимитации условий окружающей средыРис. 23.36. Электрооптическая система [70].Рис. 23.36. Электрооптическая система [70].
имитации условий окружающей среды
имитации условий окружающей среды
Рис. 23.36. Электрооптическая система [70].
Рис. 23.36. Электрооптическая система [70].
система имитации освещения; 2 пульт управления электрооптической системой моделирования; 3- трехосевое крепление камеры; 4 транспортер с линейным перемещением в двух направлениях; 5 дальность моделирования при работе на открытом воздухе; 6 модель местности и цели на транспортере; 7 камера моделирования условий окружающей среды.
система самофокусировки объектива обеспечивает Ф0^”^® ум конечность для целей, расположенных на расстоянии ,^спе-
местности движется вперед в соответствии с летными данны , чивая шестую степень свободы. К летным параметрам, оптическим наведением, относятся:элпллм на от-
наклонная дальность - 10 000 м внутри помещения. 20 000 м крытом воздухе (масштаб 300:1);
высота- ~ 3200 м (масштаб 300:1);
поперечная дальность- ~3000 м (масигга ~ ^93 у (масш-
скорость продольного движения, ускор
таб 300:1);« . (масштаб 300:1);
вертикальная скорость, ускорение , ’ штаб зоО: 1); поперечная скорость, ускорение 3/ •
угол тангажа, скорость- » ^лл0/^ угол рыскания, скорость- ±45 ,/(20007с;
УГОЛ крена, скорость-непрерывное изменен.. ,
^(ю\Г™^ Местности Имитируемая высота (в масштабе) равна
' 70 кг [70]1 И ВСС Сенсорных систем-36 (диаметр) х 90 см (длина), На рис. 23.37 показана (Ьотптя*и<т
имитирующих высоту -4000 м РЗфИЯ МОдели местности в условиях, простота изменен1яЬместностиЧеНИеМ модели является недостаточная необходимости можно на nnu^’/0™ 3J° Не столь важно, так как в случае лей разных типов местности К платФ°РМе объединить несколько моде- ограничение коротковолн™»^ °ЛС? сеРьезным недостатком является ее пытки применить модели мргт“ обласТями спектра. Были сделаны по- предложения по их выпи пи Остигв тепловой ИК-области и внесены ви^мого диапазона к тепл”^.'!.В «У* словах, переход от элементов в модель местности^ ^В°ДИТСЯ к введению нагревательных
Тепловые модели” разномУ их нагреву.
°лее длинных волн, в теппп^0* 1^.е-Т0Д’ используемый в диапазоне Двумерные излучающие аначпг.°И ИК"области спектра, опирается на колько этапов, начиная с пл реальн-*,,х Целей. Метод включает не- лотности на термограмме коЧСНИЯ теРМ0ГРаммЫ цели (см. гл. 2). торые зависят от уровней излучения
цели, можно преобразовать в цифровую форму и превратить в почуто- новый ее образ, выгравированный на анодированной алюминиевой пластине. Результат аналогичен показанному на рис. 23.38. Эту пластину и пластины с изображениями других возможных целей можно удерживать на месте магнитом на большой металлической пластине. В результате создается равномерный тепловой фон с помощью расположенных сзади листовых нагревательных элементов. Температура вдоль полутоновой цели является равномерной, а надлежащий контраст излучения достигается изменениями излучательной способности, вызываемыми оттенками серого на гравированной целевой пластине.
Данный метод позволяет получить очень тонкие детали, но воспроизведение является двумерным вместо трехмерного и сцена - статической с равномерным фоном, который не может решать задачи создания мешающих отражении без усложнения моделирования.
Инфракрасная система моделирования Redstone Arsenalп. В этом, третьем, методе применяются искусственные источники, излучающие через простые геометрические апертуры; имитируется излучение от целей в динамической ситуации со всеми функциями оцениваемой системы, включенной в замкнутый контур. Одна такая система, называемая ИК-системой моделирования (IR Simulation System-1RSS), существует в исследовательском центре Redstone Advanced Simulation Center. Ниже следует отредактированное и сокращенное описание системы, помещенное в [70].
Инфракрасная система моделирования представляет собой инструмент для проектирования, разработки и оценки систем инфракрасных датчиков, применяющихся в ракетах «поверхность- воздух» и «воздух воздух». Датчики в диапазонах 0,3-0,7 мкм и 1-5 мкм управляются
Рис. 23.38. Полутоновое изображение, сформированное компьютером [7IJ.Рис. 23.38. Полутоновое изображение, сформированное компьютером [7IJ.
Рис. 23.38. Полутоновое изображение, сформированное компьютером [7IJ.
Рис. 23.38. Полутоновое изображение, сформированное компьютером [7IJ.
, находящиеся в разных, находящиеся в разных
, находящиеся в разных
, находящиеся в разных
Существуют и другие моделирующие ^пс’Arsenal. Данную лабораториях и аналогичные сист^ полное описание. Примерами дру ^ мы выбрали потому, что на неенаучно-исследовательском цы р
действующих систем являются систWright-Patterson.
Air Development Center и на базе ВВС сшл
цели через индикации.цели через индикации.в процессе захвата цели по шести степеням свободы гибридным компьютером. Летный испытательный стенд с карданным подвесом обеспечивает движения по тангажу, крену и рысканию конструкции авиационного датчика. Генератор имитации цели моделирует различные комбинации цель-фон. которые включают хвостовые сопла, шлейфы выхлопных газов, трассеры и фюзеляжи в одном или многих вариантах индикации на фоне ясного неба, темных облаков, сплошной облачности и на фоне облаков, освещенных солнцем. Затем они представляются по азимуту, углу места, дальности и ракурсу посредством формирования проекций систему зеркал и линз, рычажную и зеркальную систему
цели через индикации.
цели через индикации.
Моделирование возможно в режимах от испытания компо-Моделирование возможно в режимах от испытания компо-Рис. 23.39. Инфракрасная система моделирования [72].Рис. 23.39. Инфракрасная система моделирования [72]./- пулы управления "оператора; 2 перемещаемый по одной оси стенд; 3 проектор; 4 дат чих; 5 вогнутое зеркало; 6 сферические коллимирующие зеркала; 7 несущая конструк • 8 рычаг индикатора; 9 зеркало индикатора; 10 держатель блока наведения. Размер указаны в футах/- пулы управления "оператора; 2 перемещаемый по одной оси стенд; 3 проектор; 4 дат чих; 5 вогнутое зеркало; 6 сферические коллимирующие зеркала; 7 несущая конструк • 8 рычаг индикатора; 9 зеркало индикатора; 10 держатель блока наведения. Размер указаны в футах
Моделирование возможно в режимах от испытания компо-
Моделирование возможно в режимах от испытания компо-
Рис. 23.39. Инфракрасная система моделирования [72].
Рис. 23.39. Инфракрасная система моделирования [72].
/- пулы управления "оператора; 2 перемещаемый по одной оси стенд; 3 проектор; 4 дат чих; 5 вогнутое зеркало; 6 сферические коллимирующие зеркала; 7 несущая конструк • 8 рычаг индикатора; 9 зеркало индикатора; 10 держатель блока наведения. Размер указаны в футах
/- пулы управления "оператора; 2 перемещаемый по одной оси стенд; 3 проектор; 4 дат чих; 5 вогнутое зеркало; 6 сферические коллимирующие зеркала; 7 несущая конструк • 8 рычаг индикатора; 9 зеркало индикатора; 10 держатель блока наведения. Размер указаны в футах
мента в незамкнутой системе до имитации полной замкнутой системы функционально инфракрасная система моделирования подразделяет!
ся на пять основных объектов: блок аппаратуры наведения, подсистема индикации, подсистема формирования проекций цели, подсистема вспо- могательного управления электроникой и система управления и обработки данных. Рис. 23.39 иллюстрирует общие связи между этими элементами.
Система генерации цели состоит из комплекса оборудования и компонентов, которые обеспечивают имитацию воздушных целей, фонов и средств противодействия. Данный комплекс служит для создания в устройстве наведения соответствующих источников излучения, имитирующих физические, радиометрические и динамические характеристики целей, фонов и средств противодействия. Эти характеристики управляются вручную или автоматически. Локализованная аппаратура обеспечивает ручное управление, в то время как автоматическое программное управление обеспечивается либо посредством локализованных в системе компьютеров, либо с помощью компьютеров централизованной вычислительной системы...
Хвостовое 2 сопло/
Круглая
Диаметр 0,15- 1
1.0-5,0
трассер
Факел1
Треуголь-
От 1 х 1
3.0-5,0
Фюзеляж 1
ная
Прямо-
до 1 х 5
От 1 х 1 до
3 х 20
0,3-0,7
угольная
Фон1
—
Таблица 23.13. Элементы цели и фона [70]ЭлементКол-во ФормаРазмеры, мШирина спектральной полосы. мкмВидимая энерге- гическая яркость цели, Вг/(см2ср)Таблица 23.13. Элементы цели и фона [70]ЭлементКол-во ФормаРазмеры, мШирина спектральной полосы. мкмВидимая энерге- гическая яркость цели, Вг/(см2ср)ДОДООт 1.3- Ю 0,13От 1.3- Ю 0,13От 4Ю'$От 4Ю'$ДОДО0.02.От Ю 6 до Ю'3 10'3 (макс.)0.02.От Ю 6 до Ю'3 10'3 (макс.)Предусмотрена группа источников, применяемых для имитации широкого набора боевых самолетов. Размер цели, ее форма, интенсивность излучения и относительное движение имитируются в диапазонах, указанных в табл. 23.13 и 23.14.
Таблица 23.13. Элементы цели и фона [70]
ЭлементКол-во ФормаРазмеры, м
Ширина спектральной полосы. мкм
Видимая энерге- гическая яркость цели, Вг/(см2ср)
Таблица 23.13. Элементы цели и фона [70]
ЭлементКол-во ФормаРазмеры, м
Ширина спектральной полосы. мкм
Видимая энерге- гическая яркость цели, Вг/(см2ср)
ДО
ДО
От 1.3- Ю 0,13
От 1.3- Ю 0,13
От 4Ю'$
От 4Ю'$
ДО
ДО
0.02.
От Ю 6 до Ю'3 10'3 (макс.)
0.02.
От Ю 6 до Ю'3 10'3 (макс.)
Стойка блока наведения представляет сооии цмум-й гидравлический прокачной стенд, на котором установлена головка самонаведения. Стенд воспроизводит по команде все вращательные движения, которые совершает ракета во время реального полета (см. табл. 23.15).
дальностидальностиуглу местауглу местаИзменение по:азимутуИзменение по:азимутуТаблица 23.14. Движение цели [70]
дальности
дальности
углу места
углу места
Изменение по:азимуту
Изменение по:азимуту
От 160 до 16000 футов
Перемещение ±90 град±"100 ^ «г 0 до 4900 фут/с
СкоростьОт 0 ДО 100 град/с от 0 до 400 град/с,г
УскорениеОт 0 до 400 градЛ^Г-^—
возможности при нагрузке *‘ [70]
Угол тангажаУгол рысканияУгол крена
Перемещение Скорость Ускорение
±80 град±90 градНепрерывное
100 град/с100 град/с7200 град/с
7800 град/с24400 град/с*12 300 град/с2
•’ Параметры нагрузки: вес 25 фунтов (11.25 кг), диаметр 10 дюймов (0,254 м), длина 25 дюймов (0,635 м).
Функции индикаторной и проекционной подсистем: 1) обеспечивать датчик окном в пространстве цели во всех случаях, когда он производит слежение; 2) генерировать в пространственной и спектральной областях систему сложных целей, геометрия и характеристики излучения которых предъявляются датчику в основном так, как если бы они появлялись в реальной обстановке в натуральную величину и в реальном времени; 3) отображать для датчика генерируемую систему цели в истинном инерциальном положении в реальном времени; 4) формировать излучение от каждой цели или элемента цели, чтобы полностью и равномерно заполнить апертуру датчика, пока он производит слежение.
подсистемы в ИК-системе моделирования [70].подсистемы в ИК-системе моделирования [70].Комплекс из восьми независимых проекторов (один предназначен для двух целей), сфокусированных на бесконечность, проецирует на сферический коллиматор до семи элементов сцены и дополнительно два спектральных фона. Коллиматор формирует составное совмещенное изображение комбинированной сцены на специальном вогнутом сферическом зеркале, которое расширяет телесный угол излучения от каждого элемента сцены. Затем сферический коллиматор формирует виртуальное изображение в бесконечности этой комбинированной сцены. Датчик, находящийся в держателе блока наведения, фиксирует эту сцену через окно рычагом индикатора и зеркалом. Проекционная подсистема цели устанавливается на одноосном стенде, который устраняет вращение по азимуту индуцируемой сцены, вызываемое движением рычага индикатора. Точная установка положения целей в индикаторном окне произво
подсистемы в ИК-системе моделирования [70].
подсистемы в ИК-системе моделирования [70].
ле. 23.40. Основные
Системы далыюметрии. связи и моделирования 389 дится небольшими зеркалами, установленными в двухосевом карданном подвесе (т. е. направленными зеркалами) в проекционной подсистеме Каждый проектор обеспечивает управление спектральной плотностью яркости, размером, формой и ракурсом одной цели с использованием диапозитивов с сервоприводом, ирисовых диафрагм, спектральных и нейтральных фильтров.
Подсистемы операторного управления и вспомогательного управления электронной аппаратурой, как следует из названия, содержат все системные регуляторы для оператора и индикаторы, аналоговые вычислительные устройства и электронные схемы управления режимом, а также осуществляют регулировку распределения потоков, сервоуправление и управление проекционной лампой.
Подсистема команд и управления данными (рис. 23.40) обеспечивает управление системы, синхронизацию, распределение команд и рабочих характеристик и управление в процессе всего испытания. Она действует как цифровой интерфейс между аналого-цифровой вычислительной машиной и ИК-системой моделирования при замкнутом цикле работы. Она действует как многоканальный высокоскоростной генератор функций при разомкнутом цикле работы, предусматривает запись и обработ” ку данных, может выполнять все действия сервоприводов системы и выдает решение по принципу «да-нет» в отношении работы сервоприводов в режиме автономной проверки [70].
24
УЧЕТ ВЛИЯНИЯ аэродинамических воздействий ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ
ИНФРАКРАСНЫХ СИСТЕМ
Л. Лорех\ Э. Рабин2}
ВВЕДЕНИЕ
В данной главе рассматриваются следующие основные проблемы, с которыми сталкиваются при анализе устройств, устанавливаемых на сверхзвуковые ракеты и самолеты: влияние высокоскоростного полета на окно, закрывающее ИК-аппаратуру; оптическое влияние, оказываемое аэродинамическим полем течения вокруг летательного аппарата (ЛА)]; фоновое излучение, генерируемое нагретым воздухом, окружающим ЛА.
В разд. 24.2 и 24.3 рассматривается только сверхзвуковой полет в диапазоне чисел Маха примерно от 1,5 до 7,0. При числах М ниже 1,5 рассматриваемые здесь проблемы не имеют места и в конструкцию системы должны быть введены лишь незначительные изменения по сравнению с наземной аппаратурой. При числах М выше 7 в атмосферном полете предположение об идеальном газовом потоке начинает нарушаться, поэтому необходимо учитывать химический состав воздуха. Кроме того, хотя природа аэродинамических влияний на инфракрасные системы остается той же при столь высоких скоростях, особенности учета этих влияний гораздо сложнее и потому не включены в рамки данного обсуждения. В этой главе значение показателя адиабаты воздуха принято равным 1,4 и числовые коэффициенты оцениваются соответствующим образом. В разд. 24.4 химический состав воздуха учитывается, и ограничение числами М < 7 больше не существует.
4.1.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин Обозначения^ наименования и единицы измерения величин, используемые в данной главе, приводятся в табл. 24.1.
Lawrence D. Lorah, Private Concultant.
Eugene Rubin, Sanders Associates, Inc.
Учет влияния аэродинамических воздействий391
при проектировании инфракрасных систем
Таблица 24.1. Обозначения, наименования и единицы измерения величин
Обозначение
НаименованиеЕдиница измерения
А.
А.
Площадь коллектора (входного зрачка) см2 Площадь фоточувствительного элемен- см2 та (ФЧЭ) приемника
Ь* с$
б
Толщина окнасм
Коэффициент трения обшивки (локальное значение)
Теплоемкость; удельная теплоемкостьДж г" -К
Диаметрсм
Ех
Спектральная облученность (спектраль- Вт • см • мкм ная плотность падающего потока излучения)
F Hi h
К
Фокусное расстояниесм
Глубина
Коэффициент теплопередачи«тем п
Эмпирическая постоянная потери опти- рад-фут слаг ческой разрешающей способности при турбулентностиВт см'1-К"1
к кв о L / М Мх п Р Рг q
Удельная теплопроводность^Аит3.ГПяг-1
Постоянная Гледстоуна-ДеиляФУ -2 -1
Энергетическая яркость
Длина
Число Маха2 мкм"1
Спектральная энергетическая светимость Вт с.
Показатель преломленияН м-2
Давление
Число Прандтляan„uu Вт-см"2
Интенсивность теплопередачи на един
R Re г
S St s.p.
цу площади (тепловой пот^)ы см; см
Радиус кривизны; радиус удар
Число Рейнольдса
Коэффициент восстановлениясм
Видимое расстояние
Число Стэнтонатоомо-
Критическая точка (точка полноР
жения потока)К
Т t и
Температурасt
Времяпотока вдали см-с
Скорость невозмущенного по от теласм • с
и X
X
Скоростьсм
Расстояние.«-панне по по- см
Расстояние по оси или расстояние
верхностисм-i.CM-i
У Р Р'
Расстояние от стенкирад, см
Угол; градиент скорости
Параметр
Продолжение табл. 24.1
Обозна-
Наименование
Единица измерения
некие
5
Угол отклонения; толщина погранично-
рад; см
го слоя
Е,
Эквивалентный интегральный коэффици-
-
ент излучения
9
Угловое положение; угол наклона скачка
рад
уплотнения (ударной волны)
X
Длина волны
мкм
Р
Вязкость
Нем"2
V
Кинематическая вязкость
см2-с-1
Р
Плотность
г-см-3
а
Постоянная Стефана-Больцмана; поло-
Вт см"2-К"4; рад
винный угол при вершине конуса
т
Постоянная времени
с
Ф
Поток
Вт
Ф
V
Угол
Угол входа
рад рад
Q
Поле зрения
рад
Подстрочные индексы
В
Предел разрешающей способности, оп-
ВВ
ределяемый кружком рассеяния
Черное тело
D d
Относящийся к диаметру Приемник
-
е
Внешний край пограничного слоя; эффективный
-
i
Начальный; несжимаемый
о г
Полная или критическая величина Восстановление
-
S.p.
Критическая точка (точка торможения потока)
-
/
Турбулентный
В"
Стенка; окно
—
X
Произвольное расстояние
—
X
Спектральная величина
—
ОО
1
Свободный (невозмущенный) поток Перед ударной волной
-
Z
■За ударной волной
ИК-ОКНА
стей или отсеков. в^отопь^^ собой защитные покрытия поло- аппаратура. Обычно они не я Мещается инФракрасная или оптическая нальной схемы аппаратупы и Вл?°тся неотъемлемой частью функцио- падающего на систему vxvnn °С вносимое ими изменение излучения, окна для наземной аппаоа™™1 ХарактеРистики системы. Приемлемые УРЫ или аппаратуры для малоскоростной
авиации можно сконструировать из тщатепкиА
материала (см. гл. 7), применяя обычные оптиче^РаНН°Г° OKOHHOr°
методы проектирования.пч<п.кне и конструктивные
Требования к окну
Основным назначением окна, будь то носовой обтекатель ракеты или плоское окно для разведки, расположенное далеко позади по фюзеляже самолета, является защита ИК-аппаратуры от аэродинамических натру- зок и сильного нагрева, имеющих место в сверхзвуковом полете. При выполнении этой основной функции окно должно отвечать следующим дополнительным требованиям:
Окно должно вносить лишь незначительные искажения в изображение, формируемое оптической системой. Поэтому почти всегда окно выполняется в виде части сферы или одной или нескольких плоских поверхностей. Другие формы (конусы, оживали и т.д.) дают большие погрешности преломления и потери в разрешающей способности, если окно не сделать очень тонким (см. гл. 7). Однако слишком тонкие окна могут не выдержать необходимых нагрузок на конструкцию.
Окно должно пропускать излучение на соответствующих длинах волн без большого ослабления. Выбор обычного оконного материала в этом случае осложняется тем фактом, что многие материалы теряют прозрачность по мере увеличения их температуры, особенно вблизи длинноволновой границы (см. гл. 7).
Окно должно излучать лишь незначительное количество энергии в рабочем диапазоне длин волн. Даже если излучательная способность окна является низкой на этих длинах волн (в соответствии с требованием 2), близость окна к чувствительной системе и сильный нагрев окна в сверхзвуковом полете делают его основным фактором, определяющим помехи от постороннего излучения. Излучение окна может приводи гь к насыщению приемника, а неравномерное излучение от окна можег восприниматься как сигналы, которые введут в ^У^6"^ слежения, или как паразитные отраженные сигналы («духи») в ра вательной системе.па^пнАга
Окно не должно быть причиной чрезмерного увели
сопротивления ЛА.мягпузки
Окно должно выдерживать механические и
возникающие при высокоскоростном п^с’ простоты изготов-
Кроме того, окно должно отвечать тРе таХже иметь маЛый ления и ухода за ним при наземном ?^У* в целом или частично от вес. Большая часть этих требовании заСВерхзвуковом полете,
аэродинамического нагрева, возникаюше
Нагревание окна
Аэродинамическая теплопередача. Интенсивность q аэродинамической теплопередачи на единицу площади стенки (окна) и- можно записать в виде
q = h<Tr-Tw\ (24.1) где А - коэффициент теплопередачи, Tw- температура стенки, ^-температура восстановления.
коэффициент теплопередачи зависит от геометрии стенки, условий полета и в некоторой степени от температуры стенки. Температура восстановления равна температуре стенки, когда отсутствует аэродинамическая теплопередача. Эта температура обычно определяется значением коэффициента восстановления г;
Т, = Т(Д + 0,2гМ2),где М-число Маха. Если допустить, термодинамически тонкими, т. е.Т, = Т(Д + 0,2гМ2),где М-число Маха. Если допустить, термодинамически тонкими, т. е.(24.2) что стенка или окно являются(24.2) что стенка или окно являются
Т, = Т(Д + 0,2гМ2),
где М-число Маха. Если допустить, термодинамически тонкими, т. е.
Т, = Т(Д + 0,2гМ2),
где М-число Маха. Если допустить, термодинамически тонкими, т. е.
(24.2) что стенка или окно являются
(24.2) что стенка или окно являются
bwhjkw « 1,
где b w- толщина окна, к w-теплопроводность, и потери па излучение и за счет теплопроводности являются незначительными, то интенсивность аэродинамической теплопередачи можно приравнять к интенсивности возрастания энтальпии в стенке, т.е.
(24.3)(24.3)h<Tr-TJ = pwbwcp^dTJdt\
(24.3)
(24.3)
где pw-плотность окна, ср_-теплоемкость окна, г-время.
Т,- Т (Т^г = ехр\Т,- Т (Т^г = ехр\При ступенчатом изменении аэродинамических условий, например скорости (и, как следствие, ступенчатом изменении h и Тг\ решение определяется уравнением
Т,- Т (
Т^г = ехр\
Т,- Т (
Т^г = ехр\
(24.4)
где Г;-начальная температура при / = 0.,
При более высоких числах М (более высокие температуры окна) теплопередача излучением приобретает большое значение. При ее уче уравнение теплового баланса принимает вид
h<T--T.-) = p_bwch<T--T.-) = p_bwc*л.*л.dT.-^-^^Ат^тг,dT.-^-^^Ат^тг,(24.5)(24.5)
h<T--T.-) = p_bwc
h<T--T.-) = p_bwc
*л.
*л.
dT.
-^-^^Ат^тг,
dT.
-^-^^Ат^тг,
(24.5)
(24.5)
где Е (Т^ ~ экв
который сильно зависит*от* тегРальный коэффициент излучения стенки,риации по спектру д-пнгт емпеРатУРЬ| вследствие значительных ва-
Уравнение (М^моХ ^«^ Больцмана.
Р ИТЬ для ряда постоянных температур,
Рис. 24.1. Локальные значения коэффициента теплопередачи. Коэффициент приводится для ламинарного пограничного слоя в сжимаемой текучей среде, движущейся вдоль плоской пластины. Тв = 400 R [5].
Примечание: Тк = TR/1,8.
чтобы получить более точное изменение температуры во времени. Истинную равновесную температуру {dT/d t = 0) также можно определить из (24.5).
Удобно нормировать коэффициент теплопередачи относительно локальных характеристик не возмущенного потока. Нормированным коэффициентом теплопередачи является число Стэнтона St
(24.6)(24.6)st = —i—
(24.6)
(24.6)
Ре “с ср
где и-скорость. (Подстрочный индекс е обозначает характеристики потока на внешней границе пограничного слоя.)
Более тщательный анализ аэродинамической теплопередачи да . J и [2]. Подробные данные о распределении температур в‘ ° ‘ .^ наличии граничных условий, обусловленных аэрод
получить с помощью методов, описанных в и L пр0.
Теплопередача (теплоотдача) на плоскую пласту. тем туру'01£на. ектирующему ИК-систему. обычно ““б^” ^ть уравнение (24.5). Для определения этой температуры. 1,, ну и (24 у Значения используя число Стэнтона, определяемое уравнением^ помощью числа Стэнтона для различных (24 5) решается для ряда номограмм на рис. 24.1 или 24.2. Ур итераций.
значений Т. в излучательном члене.метод поверРхностИ] параллельной
Течение в пограничном слое у рным либо турбулентным, направлению течения, может °ЬйЬ когда плоское окно находится на В большинстве летных ситуации, зтого От носовой или передней Расстоянии более фута (0,3 м) или °^° ым Переход ламинарного кромки ЛА, течение является турбулентным.
Рис. 24.2. Число Стэнтона как функция числа Рейнольдса для изолированной пластины.
течения в турбулентное происходит при числах Рейнольдса, Re, примерно от 105 до 5 106, причем меньшее значение более вероятно для реального летательного аппарата с обычной шероховатостью поверхности. Число Рейнольдса определяется выражением Dup/p, где D-диаметр трубы, в которой имеет место течение, и ц-вязкость.
В случае ламинарного течения можно непосредственно использовать результаты, полученные Ван Дрестом [5]. Итоги его обстоятельных расчетов теплопередачи отражены на рис. 24.1 в виде зависимости функции St vz Re от числа М при разных соотношениях температуры стенки Tw и температуры невозмущенного потока Т^.
кспериментально коэффициент восстановления г задается для ламинарного течения как ург или принимается равным примерно 0,848 как среднее значение при обычных условиях полета (Рг- число Прандтля, которое определяется выражением ср^{к\
котлпл!^6 т^Р0Улентн0Г0 течения применяется подобие по числу Re, Обшивки е7ч7ре”у^ ° Л°КаЛЬНЫМ коэффициентом трения
St = 7"f’ (24.7)
Допустимо считать, что ?^|ИЯ '^Я целе“ текущего рассмотрения составлять до 0,8. ’ В резуль ’ Х°ТЯ В некотоРЬ1х случаях 5 может обшивки была найдена nonvJaTC многочисленных измерений трения шая силу для несжимаемого Мп”рическая зависимость, обычно имею- надежно оценить локальный коэффЛеНТНОГ° потока« которая позволяет
(24.8)
Учет влияния аэродинамических воздействий
ПР» проектировании инфракрасных сисТч 397 где су- коэффициент трения обшивки для несжимаемого потока г которое произвольное расстояние.d’ Л не-
Сжимаемость потока имеет значительное влияние на коэффициент трения. Чтобы учесть это, принимают, что отношение коэ%циента
Су/^ = [0,5(1 + TJTJ + 0,0394 М2]~ °*648,(249)
где Т,-температура на внешней границе пограничного слоя. В особом случае, когда температура стенки равна температуре восстановления (изолированный корпус стенки),
Г//с„ = [1 +0J29M2]-»-648.(2410)
Коэффициент турбулентного восстановления г составляет примерно (Рг)1/3, или около 0,896.
Изолированный корпус стенки служит удобным эталоном для расчетов теплопроводности. При Tw = Тг теплопередача отсутствует, однако для этих условий можно рассчитать число Стэнтона для изолированной стенки. Оно соответствует точно
(24.11)(24.11)St = ^r(pe “е^)-1
(24.11)
(24.11)
при Tw = Тг и может быть использовано для определения коэффициентов теплопередачи при температуре стенки, близкой к Тг. На рис. 24.2 показано изменение числа Стэнтона для ламинарного и турбулентного потоков в зависимости от чисел Маха и Рейнольдса.
Теплопередача на полусферу. Аэродинамическое течение ^^ сферической носовой части в критической точке (т. е. в передн полусфере независимо от угла атаки) является ла ми парны nt ускорения воздуха при удалении от критическом 10ч булечтному полусферы может произойти переход ™“и“^"вится турбулентным, течению, и тогда пограничным слои в общем с ов
Это происходит при числах Рейнольдса окололокальное11
Для ламинарного случая Сибулкин [ ]‘^ записать в виде
(24.12)(24.12)рру/2 /p^2Yz\рру/2 /p^2Yz\St = 0,763St = 0,763-0.6-0.6число Стэнтона в критической точке полусферы можно
(24.12)
(24.12)
рру/2 /p^2Yz\
рру/2 /p^2Yz\
St = 0,763
St = 0,763
-0.6
-0.6
ИИи
И
И
ГДе^ Диаметр полусферы, 0-градиент скорости, ц- вязкость.
”се характеристики текучей среды оцениваются при локальных усло-
„«но перед уравнением (24.16). приво- " Определение термина «локальное» дан Р=
Димым ниже.
виях вблизи пограничного слоя. В случае критической точки (s р) зт соответствует температуре торможения и полному давлению п В ° зультате этого уравнение (24.12) записывается через величины невозм^' щенного потока: у"
(24.13)(24.13)
(24.13)
(24.13)
где (Cpg/^X.p.- число Прандтля для полного торможения (примерно 0.72 для обычных условий полета); р^ z/D/p^- число Рейнольдса для невозмущенного потока, определенное по диаметру полусферы; подстрочный индекс о обозначает полное торможение. Согласно [I],
=(2414)
и V 8рО2
где подстрочный индекс 02 обозначает полное торможение после прохождения воздушного потока через ударную волну. Если допустить, что применимы зависимость ц * роль и уравнения для идеального газа [7], то (24.13) сводится к общему выражению числа Стэнтона для ламинарного потока
9,37/ М2 \0,25 /м2\0'38
(24.15)(24.15)V Re\М2 + 5/V + ТУ
(24.15)
(24.15)
когда кп^ЬгЬы^еТ ин1енсивность теплопередачи в критической точке, ной тепловое восстановления г равен 1. Интенсивность ламинар- В работе Ч” уМень ается ПРИ отходе от критической точки, дачи в ламинапнп°ДЯТСЯ методы опРеДеления распределения теплопере-
Есчи плгЛР ^ П? повеРхности полусферы.
имеет максимальное1^'^06 является турбулентным, число Стэнтона ческой точке а затем Примерно ПРИ 40° по отношению к крити- части. Чтобы рассчитать интриг™ ДаЛее П° напРавлению к хвостовой передачи на повепхипг™ енСйвн°сть локальной турбулентной тепло- НОЙ плоской пластины» дающСийехопоМОЖНО ПрИменить метод «локаль- мерно 10%. ’ Д ЩИИ Х0Р°шУю точность-погрешность при- требуется применение6 опРеДеления локального числа Стэнтона ки потока оТн^ (24'7)> (М8> и <24 9)- Все характеристя- скорости и температуое н Л <<локальных>> условиях, т. е. при давлении, угловом положении 0 Нсшнеи сранице пограничного слоя в любом
ИИ 9. Распределение числа Маха по поверхности полу-
СЛОЯ‘Ренное трубкой Пито в течении парогаза вне пограничного
Рис. 24.3. Локальные значения числа М для потока на полусфере. Значения давления для сплошной и штриховой кривых взяты из работы [9].
сферы нечувствительно к числу Маха невозмущенного потока (рис. 24.3). Локальное давление определяется из соотношения [7]
(24.16)(24.16)^02^026М?у/2 5 /6М?у/2 5 /(24.17)(24.17)где
(24.16)
(24.16)
^02
^02
6М?у/2 5 /
6М?у/2 5 /
(24.17)
(24.17)
Локальная статическая температура Те определяется выражением
(24.18)
Где Тое-температура полного т0Рм0*е“* дя^^^
(Температура полного торможения недетУавлены как теорети-
Типичный случаи показан на рис. 24. , Д Р передачи [9].
ческие, так и экспериментальные распред
Типичные результаты
спится несколько основных уравне-
В следующих подразделах привод пеТных ситуаций и позволяю- НИЙ, ранее рассмотренных для типич мНТРНСИВНость нагрева можно Щих определить, какую температуру
ожидать.Т<>мпепатура восстановления. Если
Максимальная температура, или сти и излучательная способ- Отсутствуют потери за счет теплопр новления можно определить ность окна равна нулю, температуру
Рис. 24.4. Теоретические и экспериментальные распределения теплопередачи. Изменение отношения^ локальных значений коэффициента теплопередачи Л к величине в критической точке hs в зависимости от 9 при М = 2,0 и различных числах Рейнольдса для свободного потока [9].”
^Ретическому распределению теплопередачи при ламинар- . штриховая-при турбулентном течении (метод локальной плоской пластины).
Не^”° П° УРавнению (24.2) с применением соответствующегокоэффициента восстановления: 0,848 для ламинарного потока и 0,896
тур улентного. Однако, если теплопередачу излучением нельзя не ^^»ХТЬ' Следует реШИТЬ УРавнение (24.$) с dT/dt = 0 при равновесных степени ишегралвный коэффициент излучения окна в значительной темпепатупыСИ п°Т выоранного конкретного материала и от мгновенной постоянной ^^ В ?анном случае величину е следует считать both хапяктепрне1Ра;1ЬНЬ1Й коэФФириент излучения 0,25 па всех длинах температур ш p^Tn^1* материалов в большом диапазоне температуры ня тпа " "5 показаны максимальные, или равновесные,
Р 'Р трсх высотах и при числах Маха до 7 для плоской
Рис. 24.5. Максимальная температура, обусловленная аэродинамическим нагревом; турбулентный поток на плоской пластине, х = 1 фут.Рис. 24.5. Максимальная температура, обусловленная аэродинамическим нагревом; турбулентный поток на плоской пластине, х = 1 фут.пластины и для полусферического окна диаметром б дюймов (150 мм).
Рис. 24.5. Максимальная температура, обусловленная аэродинамическим нагревом; турбулентный поток на плоской пластине, х = 1 фут.
Рис. 24.5. Максимальная температура, обусловленная аэродинамическим нагревом; турбулентный поток на плоской пластине, х = 1 фут.
(24.19)(24.19)Скорость повышения температуры. Уравнение (24.4) применяется для определения относительной скорости увеличения температуры, ыраже ние для постоянной времени т имеет вид
(24.19)
(24.19)
т - PwCPwbwlhпостичь величины
и определяет время, необходимое, чт
Г, - ТГ, - ТТ,-ТТ,-Т1 « 0,368 е1 « 0,368 еРис. 24.6. Постоянная времени аэродинамического нагрева для материала MgF2 толщиной 0,07 дюйма.
Г, - Т
Г, - Т
Т,-Т
Т,-Т
1 « 0,368 е
1 « 0,368 е
Примечание. ) Btu (британская тепловая единица)~ 1.056 Дж.
ПРИ отсутствии излучения. На рис. 24.6 приводится обобщенная постоянная времени для условий, указанных на рис. 24.5; для получения харак- терной постоянной времени применяется типичный материал MgF2 толщиной 0,07 дюйма.
Пропускание окна и излучение при повышенных температурах
Аэродинамический нагрев может вызывать изменения ИК-характе- ристик защитных материалов. Основной проблемой при повышенных температурах является потеря прозрачности, особенно на длинных волнах. Характеристики пропускания материалов при высоких температурах приведены в гл. 7. Любое тело, полупрозрачное или непрозрачное, будет излучать тепловую энергию, которая все более возрастает с увеличением температуры. Излучающее окно оказывает два разных вида воздействий:
вследствие высоких температурных градиентов или местных «горячих точек» могут появиться ложные цели;
большая облученность на приемнике ИК-излучения, даже с равномерным распределением, может ввести приемник в режим насыщения и уменьшить его чувствительность.
Чувствительность определенной системы наведения к ложным целям, связанная с неравномерными распределениями температуры, в значительной степени зависит от деталей распознавания и от применяемых методов слежения. Окно, которое является почти полусферическим, обычно не имеет больших температурных градиентов по своей поверхности, даже если температурный уровень весьма высок.
Заостренное окно типа конуса может иметь очень, высокие температурные градиенты по поверхности, особенно при высоких скоростях и на средних высотах. Даже небольшие выступы оптически искажают падающее излучение и образуют местные горячие зоны на окне. Обычно эти местные отклонения распространяются по окну за счет его теплопроводности. Они достаточно близки к оптической системе и оказываются несфокусированными. Поэтому точка на окне не может проявиться как точная копия цели, но она будет создавать дополнительные помехи в системе слежения, тем самым существенно снижая ее чувствительность и эффективность.
Проблема выхода ИК-приемника в режим насыщения под воздействием излучения от окна обычно является более критической, чем про лема ложной цели, и ее следует рассмотреть более подробно.
астные детали применяемых оптических схем здесь не важны и возможен общий анализ. Если допустить, что поле зрения небольшое, а окно является изотермическим и заполняет все поле зрения, то энергетическую яркость L можно выразить в виде
(24.21)(24.21)L = - f Mxsb5^- л
(24.21)
(24.21)
Тогда эффективный поток излучения Ф, падающий на входной зрачок системы площадью Ао определяется выражением
(24.22)(24.22)ф = LA{ л(0)2.
(24.22)
(24.22)
где 0 - половинный угол поля зрения. Пренебрегая потерями в потоке излучения, обусловленными пространственной фильтрацией, преломляющими оптическими элементами и т.д. (иными словами, включая все эти потери в коэффициент запаса), можно допустить, что эффективный поток излучения, падающий на приемник, равен потоку, падающему на входной зрачок. Следовательно, облученность Ed на приемнике составляет
фЕ‘^фЕ‘^= LnO2^.= LnO2^.(24.23)(24.23)Из геометрииИз геометрииAd 4\f;Ad 4\f;где F-фокусное расстояние. Облученность на приемнике зависит только* Jфокусного расстояния к диаметругде F-фокусное расстояние. Облученность на приемнике зависит только* Jфокусного расстояния к диаметруот излучения окна и от отношенияот излучения окна и от отношенияколлектора:коллектора:О 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 ЮО 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 ЮДЛИНX ВШЪЦМКМДЛИНX ВШЪЦМКМволныволны(б)(б)(а)(а)Рис. 24.7. Коэффициенты е(Х,Т) некоторых оконныхРис. 24.7. Коэффициенты е(Х,Т) некоторых оконныхизлучения материаизлучения материалов./ > монокристалл толщиной ° 4 мм Ь Кремний, монокристалл тол- WH 4,16 мм (5) Синтетический сапфир, толщина 4,11 мм.лов./ > монокристалл толщиной ° 4 мм Ь Кремний, монокристалл тол- WH 4,16 мм (5) Синтетический сапфир, толщина 4,11 мм.
ф
Е‘^
ф
Е‘^
= LnO2^.
= LnO2^.
(24.23)
(24.23)
Из геометрии
Из геометрии
Ad 4\f;
Ad 4\f;
где F-фокусное расстояние. Облученность на приемнике зависит только
* Jфокусного расстояния к диаметру
где F-фокусное расстояние. Облученность на приемнике зависит только
* Jфокусного расстояния к диаметру
от излучения окна и от отношения
от излучения окна и от отношения
коллектора:
коллектора:
О 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 Ю
О 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 6,0 7,0 8,0 9,0 Ю
ДЛИНX ВШЪЦМКМ
ДЛИНX ВШЪЦМКМ
волны
волны
(б)
(б)
(а)
(а)
Рис. 24.7. Коэффициенты е(Х,Т) некоторых оконных
Рис. 24.7. Коэффициенты е(Х,Т) некоторых оконных
излучения материа
излучения материа
лов.
/ > монокристалл толщиной ° 4 мм Ь Кремний, монокристалл тол- WH 4,16 мм (5) Синтетический сапфир, толщина 4,11 мм.
лов.
/ > монокристалл толщиной ° 4 мм Ь Кремний, монокристалл тол- WH 4,16 мм (5) Синтетический сапфир, толщина 4,11 мм.
-2-24\D.4\D.^ 11Л
-2
-2
4\D.
4\D.
' >>ЧЫх
;Wlt6
л'^
7 *1
Рис. 24.8. Эффективная спектральная облученность на приемнике от типичного окна из MgF2 (толщиной 0,07 дюйма) при различных температурах окна.
(24.24)
материальной коэффициенты излучения нескольких оконных На 24ДЕ Т*3™ Рас™»трень, в гл. 7.
ка от типичного окна^зМ^р^п СПектральяая облученность приемки-При обычном пп.при различных температурах окна.
может достигатьРаКСТ В03дУх-воздух температура окна
Фоновая мсветка вызыв^ ^ ГрМуС0В- Из рис- 24-8 видно, что величины больше’облученности от “м^ бЫТЬ "“ МН°Г° порядк°.В яркости от окон с т/,п И °Т Цели' Методы расчета энергетической верхности, рассма то и^ ами^ нормальными к по-
является хорош^Т^ [1°У СлеДует 3^етить- ято MgF2 В диапазоне между 3 и 5 °М ДЛЯ °КНа’ пРопУска1ошего ИК-излучение большие величины засвет МКМ’ Другие материалы, вероятно, далн бы ок в том же температурном диапазоне.
Методы устранения влияния перегрева окна
Параметры оптической системы. Некоторые параметры оптическ темы оказывают значительное влияние на общую характеристи действия излучения окна. К ним относятся:
спектральный диапазон чувствительности-спектоалччА» деление излучения окна может изменить оптимальные границьТдиапаз^' на длин волн по сравнению с теми, которые определен^ nZ с ™ характеристик цели, приемника и фона-учетом
тип приемника-если есть выбор из нескольких типов приемников для требуемого спектрального диапазона и фоновая засветка по-раТио му влияет на характеристики приемников разных типов, то выбрать следует приемник с максимальной обнаружительной способностью в условиях засветки, и это может изменить выбор, сделанный без учета фоновой засветки;
поле зрения-уменьшение поля зрения снижает облученность от окна на элементе;
расположение окна-для систем, не требующих установки в носовой части, тщательный выбор расположения окна с целью избежать зои с высокой теплопередачей (столкновение с ударной волной, присоединение пограничного слоя и т.д.) может снизить излучение окна:
охлаждение окна - окна с высокой теплопроводностью с охлаждаемыми оправами могут снизить излучение, но могут также внести изменения в градиент температуры.
Задержка повышения температуры окна. Во многих системах время работы является достаточно коротким или скорость сближения с целью является достаточно быстрой (сигнал от цели увеличивается), или то и другое вместе, так что просто задержка повышения температуры окна является приемлемым решением проблем, связанных с нагревом окна.
Можно применить несколько методов задержки. Самый очевидный метод заключается в предварительном охлаждении окна. Когда позволяет тактическая обстановка (т.е. внутреннее хранение ракет на носителе в полете, запуск с Земли), можно таким образом сделать температурный режим рабочим, не усложняя основную конструкцию системы.
Допуская, что материал окна имеет максимальную величину р*,^,. соответствующую оптическим требованиям, можно увеличить постоянную времени, увеличив толщину окна bw. Это довольно эффективно для оконных материалов, в которых потеря при пропускании о условлена главным образом отражением, а не поглощением. Температурный режим может быть данным методом введен в требуемые рамки, i раниче ния метода связаны с оптической дисторсией и весом окн^
Другое решение проблемы заключается в снижении к теплопередачи. Плоское окно, смонтированное спограничный
положить ниже поверхности ЛА и тем самым
слой от поверхности окна, хотя это может умень масштаб что
Если допустить, что глубина каверны имееТвсеГда
И толщина пограничного слоя, и-что^ог^ии ПОТока по такой
турбулентным, могут иметь место две ф УР
TtPbWHTHbU , штичимй слоиTtPbWHTHbU , штичимй слоиПотахПотахРис. 24.9. Конфигурации потока, (а) Закрытая каверна. (6) Открытая каверна.Рис. 24.9. Конфигурации потока, (а) Закрытая каверна. (6) Открытая каверна.
TtPbWHTHbU , штичимй слои
TtPbWHTHbU , штичимй слои
Потах
Потах
Рис. 24.9. Конфигурации потока, (а) Закрытая каверна. (6) Открытая каверна.
Рис. 24.9. Конфигурации потока, (а) Закрытая каверна. (6) Открытая каверна.
мелкой каверне. Первая - поток в «закрытой каверне» имеет место, когда пограничный слой, сначала отделенный до пересечения кромки каверны набегающим потоком, после ее пересечения соединяется с дном каверны, а затем снова отделяется после пересечения другой кромки (рис. 24.9(a)). Вторая - поток в «открытой каверне» имеет место, когда пограничный слой остается отделенным (оторванным) по всей длине каверны (рис. 24.9(6)). Конфигурация потока переходит из закрытой каверны в открытую по мере уменьшения отношения длина-глубина каверны. С утолщением пограничного слоя относительно глубины каверны переход от закрытого потока в открытый становится более постепенным и конфигурация потока становится менее чувствительной к изменениям отношения длина-глубина IJH^. Для каверны равномерной глубины открытый кавитационный поток образуется при отношении длина-глубина менее 10.
Теоретическое рассмотрение
делившемся потоке провести не Эродинамическ°й теплопередачи в от- экспериментальных ланнму ы удается из-за отсутствия достаточных полученные при измерении koh^vT^ экспеРиментальные данные, мои при средних числах Ф 1урации« аналогичной рассматривае- и 24.11 приведены граф^в Работе [11]. На рис. 24.10
каверны, нормированного own Ф^ теплопередачи h по дну Для присоединенного пот™™ сительно коэффициента теплопередачи h, Рейнольдса.Ри т°м же положении тела и числе
Для всех значений / /и
становится значительно "менип,/°ШеНИе коэФФиииента теплопередачи единицы в зоне срыва и повышается
0,4 0.6 x/i
2.2
0,2
(б)
2,0
1.8
1.6
1,4
1,2
1,0
0,8
0,6
0,4
02,0 0,4 0,6 0,8 1,0
Изменение „ —"^^ ^
Рис. 24.10.
UHi ПРИ тонком W и
[И].
2,4
2,4
2,0
1.0
0,8
0,4
(0,15 <Х//С < 0,4)
х//е=1-о
Мо 3,5 м0 3.0 М02,б
Х//с - 0,7
0,8
X/L=l,0
2,0
1,6
1.2
2.1
0,15 < Х//е < 0.4 -
3,5
2,9
М 2,0 о
2,7
-1 о
х//е = 0.7
0.4
(с) о
12
3,5
3.0
2.0
3,5
3.0
2.0
46
8 Ю
М„ 3,5 । о
•4,5
2,9
<«°-г * 1012
0246
Рис. 24.11. Параметрическая карта, домож^PH“OP^ а^=^^ ^в £> =» полученным при всех испытаниях. ( ) пограничный слой.
свепх единицы в зоне повторного сжатия, достигая максимума на задней кпомке каверны. Типичные распределения h/hf1 представленные на рис. 24.10, показывают, что увеличение толщины пограничного слоя не изменяет общий характер кривых, но все же значительно повышает средний уровень теплопередачи. Как видно из рис. 24.11, относительный коэффициент теплопередачи уменьшается с уменьшением числа Маха, и при более высоком отношении ЦН( достигается более высокий максимальный коэффициент теплопередачи.
ПРЕЛОМЛЕНИЕ ГЮЛЕМ СКОРОСТЕЙ ПОТОКА
Показатель преломления воздуха
При анализе аэродинамических влияний на электромагнитное излучение необходимо учитывать показатель преломления воздуха п, величина которого зависит в основном от плотности р. Изменение показателя преломления для прозрачных веществ в зависимости от плотности следует закону Лоренца:
где kGD-постоянная Гледстоуна- Дейля. Для газов (п % 1) закон Лоренца сводится к более простому закону Гледстоуна-Дейля
л-1=^СоР(24.26)
практически без потерь в точности. На рис. 24.12 построен графах изменения kGD в (24.26) в зависимости от длины волны [13]. Изменения показателя преломления, обусловленные температурными влияниями на молекулярную структуру и атмосферный состав, не учитываются.
На рис. 24.12 видно, что влияние преломления из-за неоднородностей воздуха более ярко выражено в видимой, чем в инфракрасной части
^с. 24.12. Постоянная Гледстоуна Дейля Agd для воздуха [13].
Учет влияния аэродинамических - при проектируй,,ии инфракрасны х с«™Т спектра. В диапазоне длин волн зак
(X > 1 мкм) показатель преломления воздуха почти неТвис^^ ^Г"' ™ ””■’" ’"—.С.^
Влияние ударной волны
При перемещении тела через атмосферу воздушный поток должен подстраиваться к этому процессу. При сверхзвуковых скоростях первоначальная подстройка происходит через ударные волны, которые представляют разрывы непрерывности в свойствах воздуха “. У поверхностей с острой передней кромкой при средних положительных углах атаки эти ударные волны начинаются от передней кромки, в сравнительно тупоносых телах скачки уплотнения отделяются и стоят на некотором расстоянии перед телом. Интенсивность и ориентация этих ударных волн определяются числом М полета и геометрией тела.
Соотношение между плотностью перед скачком уплотнения pi и плотностью сзади скачка уплотнения р2 имеет вид
(24.27)(24.27)р2 = 6(Mcostn9)2
(24.27)
(24.27)
Pi (М^ sin О)2+ 2'
Уравнение (24.27) показывает, что отношение плотностей (интенсивность скачка уплотнения) увеличивается с углом наклона скачка уплотнения 0 и числом М невозмущенного потока, достигая максимальной величины 6 для прямого скачка уплотнения при Мх.
Для определения угла наклона скачка уплотнения нет приемлемых явных зависимостей, однако в работе [7] приведены кривые угла наклона скачка уплотнения как функции числа Маха и отклонения потока. На рис. 24.13 и 24.14 показаны характерные графики функций для течения, обтекающего клин, и для конического течения.
Ударная волна, образуемая твердыми поверхностями, исключительно устойчива и благодаря изменению плотности представляет хорошую преломляющую поверхность. Поскольку плоская ударная волна необязательно перпендикулярна оптической оси или параллельна поверхности окна, необходимо принимать во внимание влияние преломления даже в простейшем случае. Используя закон Снеллиуса. можно вывести следующее соотношение между углом падения Pj и углом преломления
ппепЫВНОСТИ В ТОЧНОМ СМЫСЛС,
” Ударные волны не являются Р^Р^^цина^осгавляст примерно пять они все же имеют конечную ™Л1ЦИНУ* ^ которая позволяет установить средних длин свободного пробегаНа уровне моря ударная волна
ступательное и вращательное равновесие У имеет толщину около 1 мкм.
Рис. 24.13. Зависимость угла ударной волны 9 от половинного угла раствора конуса о для конического потока.Рис. 24.13. Зависимость угла ударной волны 9 от половинного угла раствора конуса о для конического потока.Рис. 24.14. Зависимость угла ударной волны 9 от угла отклонения 6 при обтекании клина. Сплошные участки кривых соответствуют слабой ударной волне, штриховые-сильной.Рис. 24.14. Зависимость угла ударной волны 9 от угла отклонения 6 при обтекании клина. Сплошные участки кривых соответствуют слабой ударной волне, штриховые-сильной.
Рис. 24.13. Зависимость угла ударной волны 9 от половинного угла раствора конуса о для конического потока.
Рис. 24.13. Зависимость угла ударной волны 9 от половинного угла раствора конуса о для конического потока.
Рис. 24.14. Зависимость угла ударной волны 9 от угла отклонения 6 при обтекании клина. Сплошные участки кривых соответствуют слабой ударной волне, штриховые-сильной.
Рис. 24.14. Зависимость угла ударной волны 9 от угла отклонения 6 при обтекании клина. Сплошные участки кривых соответствуют слабой ударной волне, штриховые-сильной.
02 (оба измерены от нормали к плоскости скачка уплотнения):
s™ Pi _ 1 + ^gd Р2
sinP2~l+kCDP1’(24.28)
или, с учетом (24.26),
^ 1 । ”1 ~ 1 Р2
$‘пр2 ”1 п, р,’(24.29)
~™?~первой среды. Из уравнения (24.29)
ударную волну, как функцию ^ ЛУЧа’ проходящего чеРез плоскую отклонение показано у, раз^ыГот ПаДеНИ?' На ₽ис- 2415 Угловос высот. Как видно из рис I к отношении плотностей и для двух значение) на уровне". °тношение плотностей 6 (предельное
преломления. Угловое отклсГ Наиб°льшУю из возможных погрешность примерно 1,5 моал г. Нсние в этом предельном случае составляет 05 км) максимальнаяi пог^ "" ^ На ВЫСОте 50000 Ф^Т°В составляет всего 0,25 мрад (5ГПТЬ преломления при угле падения 45° наблюдающейся на уровне Ln Л около °Дной шестой величины, ность равна 2, что cootbctctrv Р” Минимальная относительная плот- М = 1,6. Отклонение лучей cnZ Прямому скачку уплотнения при числе Дельного значения.а»ляет лишь около одной пятой пре-
Другой способ анализа
ной заключается в фиксиппп-и, ИЯ пр€ломления плоской ударной вол- изменяя относительную п-тотн^Ге°Мегрии Тела и изменении числа М, ь и угол наклона скачка уплотнения.
Выбирая определяемый геометрией тела угол наклона течения 10°,
получим
(24.30)(24.30)COS (6 + Ф1) = ]_+^<И)Р2 ^ОЗ^+Фг) l+^GDp!
(24.30)
(24.30)
на рис. 24.16 показана зависимость углового отклонения луча от его угла относительно направления полета. Это соответствует непосредственно ПО! решности между фактическим и мнимым положениями цели, которая наблюдается оптической системой, расположенной в клине’ показанном на рисунке. Из рис. 24.16 можно видеть, что относительно направления полета цель появится выше на 0,2 мрад (42") при М = 2 и на 1 мрад при М = 5. В предельном случае (число М равно бесконечности) погрешность относительно направления полета составит 3,2 мрад. Эта погрешность уменьшается по мере того, как направление падающего луча приближается к перпендикуляру относительно ударной волны, и когда он строго перпендикулярен ей, погрешность снижается до нуля.
Рис. 24.15. Зависимость углового отклонения 0! — Р2 0Т У^ ПаДеНИЯ Р1 Для инфракрасного излучения, проходящего через плоские ударные волны. Сплошные кривые соответствуют уровню моря, штриховые-высоте 50000 футов. У?,-падаюший луч, ^2-преломленный луч.Рис. 24.15. Зависимость углового отклонения 0! — Р2 0Т У^ ПаДеНИЯ Р1 Для инфракрасного излучения, проходящего через плоские ударные волны. Сплошные кривые соответствуют уровню моря, штриховые-высоте 50000 футов. У?,-падаюший луч, ^2-преломленный луч.Рис. 24.16. Зависимость углового отклонения ф, - ф2 от угла падения Ф1 для инфракрасного излучения при прохождении через плоские ударные волны, образуемые клином 10 (на уровне моря).Rv - падающий луч, К2 преломленный луч.Рис. 24.16. Зависимость углового отклонения ф, - ф2 от угла падения Ф1 для инфракрасного излучения при прохождении через плоские ударные волны, образуемые клином 10 (на уровне моря).Rv - падающий луч, К2 преломленный луч.
Рис. 24.15. Зависимость углового отклонения 0! — Р2 0Т У^ ПаДеНИЯ Р1 Для инфракрасного излучения, проходящего через плоские ударные волны. Сплошные кривые соответствуют уровню моря, штриховые-высоте 50000 футов. У?,-падаюший луч, ^2-преломленный луч.
Рис. 24.15. Зависимость углового отклонения 0! — Р2 0Т У^ ПаДеНИЯ Р1 Для инфракрасного излучения, проходящего через плоские ударные волны. Сплошные кривые соответствуют уровню моря, штриховые-высоте 50000 футов. У?,-падаюший луч, ^2-преломленный луч.
Рис. 24.16. Зависимость углового отклонения ф, - ф2 от угла падения Ф1 для инфракрасного излучения при прохождении через плоские ударные волны, образуемые клином 10 (на уровне моря).
Rv - падающий луч, К2 преломленный луч.
Рис. 24.16. Зависимость углового отклонения ф, - ф2 от угла падения Ф1 для инфракрасного излучения при прохождении через плоские ударные волны, образуемые клином 10 (на уровне моря).
Rv - падающий луч, К2 преломленный луч.
В результате воздействия ударной волны при широкоугольной фотосъемке наблюдаются искажения в направлении полета, даже если оптическая ось перпендикулярна ему. Если эти искажения (дисторсию) оценить как разность в угловом отклонении лучей на каждом краю поля зрения, то минимальная дисторсия будет наблюдаться, когда О + фг = п/2. В данном случае наклоны кривых, показанных на рис. 24.16, дают дисторсию около 0,3 мрад на поле зрения в 1 рад при М = 2 и около 0,7 мрад на поле зрения в 1 рад при М = 5. Например, для большей ясности, прибор с полем зрения в 1 рад в клине 10 , дел ящем со скоростью М = 5, различал бы два объекта на каждой границе поля зрения на пределе, когда они отстояли бы друг от друга на 3,6 фута на каждую милю дистанции (~ 68 см на 1 км).
Криволинейный скачок уплотнения происходит, когда скачок отходит от передней кромки либо когда само тело представляет неплоскую поверхность к потоку (например, криволинейный профиль или ширина тела небольшая по сравнению с его толщиной). Введение кривизны в кривую разрыва плотности дает эффект фокусировки, который, за исключением особых случаев, является астигматическим. Чтобы понять природу данной проблемы, рассмотрим сначала влияние конической ударной волны (конуса возмущений) на падающую плоскую волну излучения, примерно перпендикулярную к оси конуса, как показано на рис. 24.17. Этот криволинейный скачок уплотнения действует как линза и стремится сфокусировать входящие лучи параллельного света. Для конкретного случая, показанного на рис. 24.17, фокусное расстояние F определяется выражением
F л, tg в
(2431)
где г расстояние по оси от вершины конического скачка уплотнения, ^угол наклона скачка уплотнения, ^-значение показателя преломления во второй среде.
ио—МеСТ0 (<<линия фокусов»), вычисленное для двух Маха пакя1а " В ПРИ веРшине конуса, 10 и 20’, в зависимости от числа но на Рис’ 24.18. Действующий как линза скачок уплотне-
>”И Фо„сов>”И Фо„совП»Л*ЮЦИ ЛЧЧЦП»Л*ЮЦИ ЛЧЧЦПРСЛОМЛШ- »Ы£ ливПРСЛОМЛШ- »Ы£ ливОсь щрш волыОсь щрш волы_ »оли1
>”И Фо„сов
>”И Фо„сов
П»Л*ЮЦИ ЛЧЧЦ
П»Л*ЮЦИ ЛЧЧЦ
ПРСЛОМЛШ- »Ы£ лив
ПРСЛОМЛШ- »Ы£ лив
Ось щрш волы
Ось щрш волы
Рис. 24.17. Преломление падающегоизлучения конической ударной волной.
Рис. 24.18. Отношение фокусного расстояния F к расстоянию по оси х от вершины конической ударной волны.
ння усиливается (F/x меньше) с увеличением угла сходимости и числа Маха вследствие увеличения интенсивности ударной волны. Эффект этой конической линзы заключается в угловом смещении фокальной плоскости обычной оптической системы, ось которой выставлена в со
ответствии с падающим излучением. Чтобы оценить важность этого эффекта, рассмотрим оптическую систему с F/1 и с апертурой 15 см на расстоянии 40 см от вершины конуса с половинным углом 10° при вершине. Если источник представляет собой линию, параллельную оси конуса, и расположен в бесконечности, то построение изображения в фокальной плоскости может быть выполнено только на основе геометрических соотношений (т.е. при изменении угла схождения лучей). Затем можно сравнить величину расфокусировки, обусловленную скачком уплотнения, с пределом дифракции обычной оптической системы. В табл. 24.2 показано, что фокусировка изображения, обусловленная конической ударной волной при М = 3, в неотъюстированнои системе была бы в два раза больше теоретического предела разрешения и примерно в десять раз больше при М = 5. Просто повторная фокусировка системы вызвала бы расфокусировку вплоть до двухкратного ухудшения теоретического предела разрешения даже при М = 5. По мере того как оптическая ось наклоняется к вершине ударной волны, кривизна фронта набегающей волны становится эллиптической и затем параболической, а не круговой, вводя дополнительный астигматизм. Кроме того, когда оптический ход луча проходит через зоны вблизи вершины конической
2,4-10'5 рад2,4-10'5 рад(спереди) 2,4 -10" 3 см6.4-Ю'3 см(сзади) 1,7-10-3 см4,6-10"3 см(спереди) 1.6 Ю"4 рад4.3 Ю'4 рад(сзади) 1,1 • 10"4 рад3,1 • Ю"4 рад2,1 10-5 рад5.8 ■ 10"5 рад2,4-10'5 рад2,4-10'5 рад(спереди) 2,4 -10" 3 см6.4-Ю'3 см(сзади) 1,7-10-3 см4,6-10"3 см(спереди) 1.6 Ю"4 рад4.3 Ю'4 рад(сзади) 1,1 • 10"4 рад3,1 • Ю"4 рад2,1 10-5 рад5.8 ■ 10"5 радМ = 3,0М = 5,0М = 3,0М = 5,0Таблица 24.2. Влияние конической ударной волны на оптическую систему с апеп турой 15 см и относительным отверстием 1:1Р"
2,4-10'5 рад
2,4-10'5 рад
(спереди) 2,4 -10" 3 см
6.4-Ю'3 см
(сзади) 1,7-10-3 см
4,6-10"3 см
(спереди) 1.6 Ю"4 рад
4.3 Ю'4 рад
(сзади) 1,1 • 10"4 рад
3,1 • Ю"4 рад
2,1 10-5 рад
5.8 ■ 10"5 рад
2,4-10'5 рад
2,4-10'5 рад
(спереди) 2,4 -10" 3 см
6.4-Ю'3 см
(сзади) 1,7-10-3 см
4,6-10"3 см
(спереди) 1.6 Ю"4 рад
4.3 Ю'4 рад
(сзади) 1,1 • 10"4 рад
3,1 • Ю"4 рад
2,1 10-5 рад
5.8 ■ 10"5 рад
М = 3,0М = 5,0
М = 3,0М = 5,0
Теоретический предел разрешающей способности
Изменение (фокусного расстояния) вследствие ударной волны
Угловой размер изображения точки в фокусе 15 см при наличии ударной волны
Максимальный угловой размер изображения точки в оптимальном фокусе при наличии ударной волны
ударной волны, радиус кривизны ударной волны уменьшается, образуя линзу большего увеличения.
Более сложный оптический механизм существует в случае течения вокрут конического тела. Он возникает потому, что плотность воздуха не является постоянной в поле течения между ударной волной и поверхностью тела. Для точного вычисления этого вида эффекта требуется сложный процесс интегрирования; приближенные решения приведены в работе [14].
Характерно, что для конуса с половинным углом при вершине 20°
вклад градиента плотности позади ударной волны составляет приблизительно 26 и 14% от суммарной погрешности при числах М, равных 2,0 и 3,5 соответственно, когда луч примерно перпендикулярен оси конуса.
вычислитьвычислитьфокальную точку как функциюфокальную точку как функциюШ’Щ[щ ПОЛЫХШ’Щ[щ ПОЛЫХВ случае полусферы, движущейся со сверхзвуковой скоростью, впереди тела образуется почти сферическая отделившаяся ударная волна и становится частью оптического хода. Допустим, например, что плоская волна излучения падает на полусферическую ударную волну вдоль оси симметрии (рис. 24.19). Лучи, падающие на наклонную часть ударной поверхности, следует каким-то образом сфокусировать по оси симметрии. Однако изменение показателя преломления по ударной волне не является постоянным, а изменяется с углом наклона ударной волны. Ясно, что каждое элементарное кольцо, центрированное по оси симметрии, будет иметь свое собственное фокусное расстояние по оси. спользуя соотношения для изменения плотности по ударной волне и закон Снеллиуса, можно ~~
вычислить
вычислить
фокальную точку как функцию
фокальную точку как функцию
Ш’Щ[щ ПОЛЫХ
Ш’Щ[щ ПОЛЫХ
Рис. 24.19. Преломление падающего излучения полусферической ударной волной.
Учет влияния аэродинамических воздействийпри проектировании инфракрасных систем
Рис. 24.20. Отношение фокусного расстояния F к радиусу ударной волны Rs для полусферической ударной волны;X > 15 мкм. на уровне моря.Рис. 24.20. Отношение фокусного расстояния F к радиусу ударной волны Rs для полусферической ударной волны;X > 15 мкм. на уровне моря.
Рис. 24.20. Отношение фокусного расстояния F к радиусу ударной волны Rs для полусферической ударной волны;
X > 15 мкм. на уровне моря.
Рис. 24.20. Отношение фокусного расстояния F к радиусу ударной волны Rs для полусферической ударной волны;
X > 15 мкм. на уровне моря.
входного угла у. На рис. 24.20 показаны результаты таких расчетов. При полете с числом М = 3 на уровне моря фокусное расстояние увеличивается с входным углом у, а при М = 5 оно уменьшается с увеличением входного угла у. Очевидно, что при некотором числе Маха для полета на уровне моря полусферическая ударная волна ведет себя как линза и имеет одно фокусное расстояние. Это число М составляет примерно 3,26. Фокусное расстояние укорачивается по мере увеличения числа М вследствие более сильной ударной волны. При упрощающем предположении, что фронт ударной волны - сферический, становится неясным детальное поведение луча вследствие изменения геометрии ударной волны с изменением числа М, но это имеет небольшое
значение.
Однако если дополнительный оптический элемент имеет фокусное расстояние, примерно в тысячу раз большее радиуса ударной волны, то это уже существенно. Рассмотрим ту же оптическую систему с относительным отверстием 1:1 и с апертурой 15 см позади полусферической ударнрй волны диаметром 25 см. И в этом случае геометрическое увеличение изображения точки в фокальной плоскости сравнимо с теоретическим пределом разрешающей способности системы. В табл. 24.3 показано влияние полусферической ударной волны при числах М = 3 и М = 5. Можно видеть, что геометрическое размытие изображения ударной волной в нескорректированной фокальной плоскости в 50- 100 раз больше кружка рассеяния,. Перемещая фокальную плоскость на несколько десятков миллиметров для получения оптимального фокуса
Таблица 24.3. Влияние полусферическом ударной вол
с апертурой 15 см и относительным отверстием^
"' м = з,ом = 5-°
Теоретический предел разрешающей спо-
2,4-10~5
2,4-10'5
собности. рад, о ,
1,0-10'3
1 5- Ю-5
1,4-10"3
Угловой размер изображения гички в сро кусе 15 см при наличии ударной волны, РЗД . о ЛИ
0,6-10"5
Угловой размер изображения точки тимальном фокусе, рад_—
‘г*
при наличии ударной волны, можно уменьшить геометрическое расхождение изображения менее чем до исходного кружка рассеяния. Если оптическая система наблюдает вне оси системы скачков, ситуация становится гораздо более сложной. Изменения плотности теряют свою осевую симметрию, и захваченный участок ударной волны больше не является полусферическим, а приближается к параболическому.
Влияние пограничного слоя
Пограничный слой может оказывать некоторое влияние на излучение, проходящее через него. Эффекты в установившемся состоянии могут быть аналогичны эффектам, наблюдающимся в поле скоростей потока идеального газа, и пульсирующая природа турбулентного пограничного слоя может иметь очень серьезные оптические последствия. Так как статическое давление в пограничном слое является почти постоянным, то изменения показателя преломления зависят полностью от изменения статической температуры. В обычном случае показатель преломления п уменьшается от своей величины в условиях свободного потока по мере приближения к стенке. Минимальный показатель преломления соответствовал бы температуре восстановления у стенки [уравнение (24.2)]. Это характеризует «максимальные эффекты», которые можно ожидать (если только стенка искусственно не нагревается каким-то способом). Следует заметить, что толщина пограничного слоя изменяется от нуля у передней кромки поверхности с острой (передней) кромкой до нескольких дюймов на полной длине летательного аппарата. Примерная толщина пограничного слоя 5 на плоской пластине определяется в работе [2] как
5bm = 5Vvi/u,(24.32)
5,игъ = O,37x(wx/v)'1/5 ,(24.33)
где и-скорость, v- кинематическая вязкость, х-расстояние на поверхности. Можно видеть, что 5 пропорциональна х1-2 в случае ламинарного потока и х 5-в случае турбулентного.
На поверхности плоской пластины это возрастание толщины пограничного слоя может вызвать два оптических эффекта в направлении потока. Первый эффект-кривизна пограничного слоя в направлении потока может вызвать эффект фокусирования, но несколько простых расчетов показывают, что он является незначительным. Например, при на уровне моря фокусное расстояние ламинарного пограничного J^' нахомщегося на расстоянии всего 30 см от передней кромки, ленномJ б°Лее ° ^ Второй эффект- угловое отклонение, обуслов- ✓ рЫМИ непараллельными поверхностями пограничного слоя
усчовияхеппыТТЫ<кУ стенки и внешней кромки). При вышеупомянутых личение как М°° разное отклонение составляет около 1 мкрад. У&е' корости, так и высоты снижает величину этого эффекта.
Кривизна тела и результирующая кривизна пограничного слоя могут вызвать образование другого типа фокусировки. Учитывая только кривизну и преломление в одной плоскости, можно записать выражение для расстояний изображения от поверхности раздела с круговым изгибом между двумя средами с разным показателем преломления в виде
”1„2 П1
(24.34)(24.34)Si S2 Rs
(24.34)
(24.34)
где Rs- радиус кривизны поверхности раздела. S, и S2 - расстояния, как они видны со стороны одной и другой сред.
Rs nw - ла 'Rs nw - ла 'Если допустить, что пограничный слой является тонким по сравнению с радиусом кривизны (т.е. допустить, что радиус кривизны внешней кромки границы равен внутреннему радиусу), то уравнение (24.34) можно использовать для определения эффектов преломления пограничным слоем. При последовательном применении уравнения (24.34) для тонких слоев с постоянным показателем преломления можно найти, что показатели преломления у стенки и у внешней границы пограничного слоя будут полностью характеризовать преломляющую способность пограничного слоя. Устанавливая исходное расстояние до источника на бесконечность, делают входящие лучи параллельными. В этом случае результирующее расстояние источника от пограничного слоя является эффективным фокусным расстоянием. Таким образом,
Rs nw - ла '
Rs nw - ла '
(24.35)
Показатель преломления в локальном свободном потоке п^ можно легко определить, как только установлены условия полета. Однако
показатель преломления у стенки nw нельзя точно прогнозировать, если не имеется данных о температуре стенки. Например, можно рассчитать максимальный эффект (когда температура стенки равняется температуре восстановления). В общем случае плотность пограничного слоя будет меньше у стенки, чем у кромки свободного потока, и возможна минимальная плотность, которая связана с температурой восстановления для турбулентного пограничного слоя. Учитывая, что статическое давление является постоянным по пограничному слою, можно использовать Уравнение (24.2) и уравнение состояния идеального газа для определени разности плотностей. Принимая во внимание закон Гледстоуна Деил , можно переписать уравнение (24.35) как
FRs"FRs""^ М'2 + 0 - 5r'* М"2"^ М'2 + 0 - 5r'* М"2(24.36)(24.36)
F
Rs"
F
Rs"
"^ М'2 + 0 - 5r'* М"2
"^ М'2 + 0 - 5r'* М"2
(24.36)
(24.36)
Уравнения (24.36) можно видеть, что фокусное расстояние является РИцательным. Это означает, что пограничный слой действует как
вогнутая линза и вызывает расхождение входящих параллельных лучей. Помимо этого, чем больше абсолютное значение отношения F/R, тем меньше влияние пограничного слоя на оптические характеристики. При низких значениях числа Маха пограничный слои не является очень важным оптическим элементом, а при числах М выше 5 или 6 эффект достигает предела
_L =!— .(24.37)
*S^'gdPx>
На рис. 24.21 показаны результаты расчетов на базе уравнения (24.36) в виде зависимости F!RS от числа М локального свободного потока для цилиндрического тела, перемещающегося по своей оси под нулевым утлом атаки, и параллельных лучей, падающих перпендикулярно оси. Можно видеть, что оптическая сила пограничного слоя является почти такой же, как оптическая сила ранее рассмотренных полусферической и конической ударных волн.
Пример, приведенный на рис. 24.21, является довольно ограниченным. Если рассматриваемое тело не является цилиндрическим, но имеет круглое поперечное сечение, то увеличивающийся радиус тела вызывает изменение свойств локального потока вдоль поверхности, а изменение числа М локального свободного потока и плотности может дать результаты, несколько отличные от приведенных на рис. 24.21. Кроме того, кривизна в двух направлениях в этом случае создала бы значительный астигматизм.
Следует подчеркнуть, что в вышеприведенном рассмотрении описывается поведение излучения непосредственно перед его прохождением
Рис. 24.21. Отношение фокусного расстояния F к радиусу кривизны пограничного слоя Rs. ’
Штриховая кривая соответствует уровню моря, сплошная - высоте 50000 футов. Наблюдение ведется в направлении полета.
(24.38)(24.38)от пограничного слоя в защитное окно или в оптическое устройство. Когда рассчитывается влияние пограничного слоя для конкретной конфигурации, необходимо учитывать геометрию и оптические свойства самого удаленного оптического элемента. Например, если тонкое защитное окно с таким же радиусом кривизны, как у пограничного слоя, отделяет пограничный слой от вакуумированной полости, эффективное фокусное расстояние комбинации пограничный слой - окно определяется соотношением
(24.38)
(24.38)
Rs ^gdP*
независимо от скорости полета или от материала окна.
Флуктуационные эффекты пограничного слоя
Турбулентный пограничный слой характеризуется хаотичными изменениями скорости, наложенными на среднее распределение скорое ген. Результирующее аэродинамическое влияние турбулентного пограпи - нщо"теплопередачу и сопротивление т^ия, —
но хорошо известно, но мало известно о стру ур ности и нет полностью приемлемой матемапСущестВует не-
Вследствие неоднородностей пограничнтеля прел0Мления
сколько оптических эффектов. Флуктуации ™ ‘пс”ьЮв пределах вызывают преломление входя^ихJ1^ не‘являются постоянными во поля зрения, причем локальные ■ ОПТической системой эти повремени. При фокусировке изображения опти
мехи вызывают:случайные смешения ви-
«пляску» (нестабильность) изображения случ
димого положения объекта; интенсивИости изображения;
сцинтилляцию-колебание ™_изначально параллельные
потерю разрешающей способ ^кевплоскости и30бражсния лучи не фокусируются в одной крезультаты проявления этих
Сделано несколько попыток оц экспериментальНых методик и зна- эффектов [15-18], однако pd^ няЮТ сравнение этих резуль га • чений измеренных величин i РУвания потери разрешают Была предпринята попытка пр^ ^^ [19] с результатами, P способности для реальны У водимыми ниже.знающей способности), обусловлен
Рассеяние (снижение Разре"™ =„сходя из параметра р .
(24.39)(24.39)1 - ^ dy,р® J1 - ^ dy,р® Jбулеитмым пограничным слоем, можно который определяется [ J
(24.39)
(24.39)
1 - ^ dy,р® J
1 - ^ dy,р® J
оогде 5- толщина пограничного слоя.где 5- толщина пограничного слоя.р -плотность свободного воздуш- г®
о
о
где 5- толщина пограничного слоя.
где 5- толщина пограничного слоя.
"f ямс* ^моф М»Й
Ч
Рис. 24.22. Параметр рассеяния Стайна и Вино-
Маха для u/U =Маха для u/U =вича в зависимости от числа = 073),/9.
Маха для u/U =
Маха для u/U =
ного потока, р(у)- локальная плотность как функция расстояния от стенки (у).
Чтобы оценить этот интеграл, необходимо использовать некоторую модель профиля пограничного слоя. Если допустить, что тепло не передается на стенку, что число Прандтля равно 1 и что иД^Сх/б)1'9,
то отношение плотностей воздуха можно записать как р/р<ю = {1 +0.2MMI -ОУб)^9]}-1.
(24.40)Виновича(24.40)ВиновичаНа рис. 24.22 показана зависимость параметра Стайна и
(24.40)
Виновича
(24.40)
Виновича
8 = 0,378 = 0,37хRe777хRe777(24.41)(24.41)Р7рх5 от числа Маха. Толщина пограничного слоя на плоской пластине, S, приближенно равна
8 = 0,37
8 = 0,37
хRe777
хRe777
(24.41)
(24.41)
На основании данных, приведенных в [16-18], и анализа [17] и [19] оказывается, что для экспериментов в аэродинамической трубе эмпирическая зависимость имеет вид
(24.42)(24.42)^-KSp^yg,
(24.42)
(24.42)
где К — 2,47 рад ■ фут5/2 ■ слаг~1 А -пн
т е. угловой диамето anem-v™.. 1 8 предел Разрешающей способности, проходит 85% суммарнойУэнепг^ЛОСКОСТИ изобРажения» чеРез которую рованного пучка) [18] ргии И3 точечного источника (коллими-
Уравнение (24.42) являло
рассматривать лишь как не™ весьма приближенным, и его следует торое приближение к общей величине
Рис. 24.23. Предел разрешающей способности 6В как функция числа М свободного потока. Мв, и положения тела.Рис. 24.23. Предел разрешающей способности 6В как функция числа М свободного потока. Мв, и положения тела.
Рис. 24.23. Предел разрешающей способности 6В как функция числа М свободного потока. Мв, и положения тела.
Рис. 24.23. Предел разрешающей способности 6В как функция числа М свободного потока. Мв, и положения тела.
ухудшения качества изображения. Трудности в проведении измерений в аэродинамической трубе и различные методы у разных исследователей не прзволяют сделать точный прогноз относительно снижения разрешающей способности. Однако из (24.41) можно вывести некоторые обоснованные общие тенденции. Во-первых, предел разрешающей способности пропорционален плотности свободного потока (и, следовательно, высоте). Во-вторых, снижение разрешающей способности увеличивается примерно как .г25, где .v-расстояние от аэродинамической передней кромки летательного аппарата. На рис. 24.23 приведены графики, построенные по уравнению (24.41) для нескольких высот при разных числах Маха.
До настоящего времени при рассмотрении этой проблемы не использованы данные по влиянию диаметра апертуры. Астрономические телескопы большего диаметра не так чувствительны к атмосферной турбулентности [20]. Проведены исследования с апертурами от двух до трех дюймов.
ИЗЛУЧЕНИЕ ОТ НАГРЕТОГО ВОЗДУХА
Большая часть инфракрасного излучения, падающего в воздухе на летательный аппарат, образуется в результате нагрева воздуха либо при его прохождении через интенсивную ударную ВОЛНУ’
Ускорении в пограничном слое. Так как энергия излу *
с данным полем скоростей потока, на много ниже кинетической и потенциальной энергии, излучения Как Ростей потока можно рассматривать независимо У
только свойства поля скоростей потока установлены, излучение, в принципе, можно оценить экспериментально и теоретически.
Расчет поля скоростей потока является сложной задачей. Необходимо не только определить давление и температуру в каждой точке поля от летательного аппарата вплоть до головной ударной волны, но и учесть неравновесные и химические кинетические эффекты. Эти два соображения являются существенными, если требуется произвести реальные оценки атмосферного излучения, особенно на больших высотах и при высоких скоростях. В частности, молекулярное колебательновращательное время релаксации может или не может быть достаточно продолжительным, чтобы обеспечить свободную от излучения зону в передней части поля скоростей потока. Чтобы рассчитать приемлемый спектр, необходимо определить содержание составляющих воздуха при высокой температуре (в частности, содержание СО и NO, которые практически отсутствуют при комнатной температуре).
Если известны свойства текучей среды, то характеристики излучения можно оценить из классических работ по излучению газов, например из работ [21] и [22].
*л^ Хй и ня н UH ТО (пшр/ин ки
ФИЗИЧЕСКИЕ ПОСТОЯННЫЕ
И ТАБЛИЦЫ ПЕРЕВОДА АНГЛО-АМЕРИКАНСКИХ ЕДИНИЦ В СИСТЕМУ СИ
Дж. Ливизе, К, Мюллер ^
ВВЕДЕНИЕ
Национальное бюро стандартов США (NBS) в 1964 г. приняло международную систему единиц (СИ). Эта система предназначена для международного применения и была разработана Международным бюро весов и мер (International Bureau of Weights and Measures) на основе метрической системы единиц. В 1973 г. рабочая группа по фундаментальным физическим постоянным Комитета по науке и технике (CODATA) и Международный совет научных объединений (ICSU) опубликовали рекомендуемые к применению международные физические постоянные [3].
ЕДИНИЦЫ И ФИЗИЧЕСКИЕ ПОСТОЯННЫЕ
В табл. 25.1 даны определения основных единиц системы СИ. В табл. 25.2 приведены точные значения физических постоянных. В табл. 25.3 приведены множители и приставки для образования десятичных кратных и дольных единиц и их наименования. Таблица 25.4 содержит дополнительные единицы СИ- Важнейшие производные еди-t ницы СИ помещены в табл. 25.5.
На рис. 25.1 и 25.2 приведены температурные шкалы Кельвина, Цельсия, Фаренгейта и Ренкина.
^7n Р. Livisay, Craig Mueller. Environment Research Institute of Michigan.
424424425425
424
424
425
425
Глава 25
Таблица 25.1. Основные единицы СИ
ВеличинаЕдиница СИ
обозначение
наименование
размерность
наименование
рус
ское
международное
определение
■ 1 у "* ж■" »I-—~
Длина
L
метр
м
m
Метр- единица длины, равная 1650763,73 длин воли в вакууме излучения, соответствующего переходу между уровнями 2д10 и Sd5 атома криптона-86
Масса
М
кило-
кг
kg
Килограмм - единица массы, рав-
грамм
мая массе международного прототипа килограмма.
Время
Т
секунда
с
s
Секунда- единица времени, равная 9 192 631 770 периодов излуче-
ния, соответствующего переходу между двумя сверхтонкими уровнями основного состояния атома цезия-133.
Сила электри-
I
ампер
А
А
Аилер-сила неизменяющегося
ческого тока
тока, который, проходя по двум параллельным прямолинейным проводникам бесконечной длины и ничтожно малой площади кру-
гового поперечного сечения, расположенным на расстоянии 1 м
одни от другого в вакууме, выз-
вал бы между этими проводниками силу, равную 2-10 7Н на
Термодинами-
0
кельвин
К
К
каждый метр длины.
Кельвин- единица термодинами-
ческая темпе-
ческой температуры, равная
ратура
1/273,16 части термодинамической температуры тройной точки
Количество
N
МОЛЬ
моль
mol
воды.
Моль-единица количества веще-
вещества
ства, равная количеству вещества системы, в которой содержится
столько же структурных элементов (атомов, молекул, ионов, электронов и др. частиц или специфицированных групп частиц),
сколько содержится атомов в уг-
Сила света
J
кандела
кд
cd
лероде-12 массой 0,012 кг.
Кандела-сила света, испускаемого с площади 1/600000 м2 сечения полного излучателя (абсолютно
черного тела) в перпендикулярном этому сечению направлении
при температуре излучателя, рав-
ной температуре затвердевания платины при давлении 101325 ГК
(К)
(°C)
(°F
)(К1
(°C)
(°F)
360 г
_ 110 г
-230 г
—по
-кто
-148
370 г
_ 100 г
-212к
Температуре160
-110
-166
360 г
_9° Г
—1941
— кипения воды
-120
-184
350 г
_80 1
—17б|
—140
-130
-200
340 к
_1° Г
—1561
—130
-140
-220
330 к
—80 1
—140
—120
150
-238
3201
_ 501
—122
—110
-160
-256
310
_40
—104
—100
-170
-274
300
_30
—86
—90
-180
-292
290
— 20
—68
—80
-190
-310
-200
-328
2801
■10
—50
70
■^
-346
270
280
0
—32
— Температуре60
-210
|-10
14
теяния
1льде50
-220
-364
-230
-382
250
1-20
L *4
40
-400
-240
240
-30
-22
30
1-40
1— -40
20
-250
—■
-418
——
230
-50
1—-58
|—10
-260
-436
—
220
1-80
1—-76
1—Абсолютный о
-270
-273
-454
16 -459
— .69
210
нуль
200
1-70
L -94
-80
L -112
190
180
1-90
L -130
|°с =j (°F-32)
-100
1— -148
к = °C * 273.15
Физические постоянные и таблицы перевода англо-американских единиц в систему СИ
Прпьсия СО, Кельвина (К) и Фа Рис. 25.1. Сопоставление температурных ш
ренгейта ( F).
Табличи 25.2. Универсальные физические постоянные, рекомендованные CODAFA-ICSU, 1973 **
Величина
Обозначение
Значение
Относи-
Единицы
тельная
ПО1 рсш-
СИ
СГС
МэВ
носгь, 10 6
Скорость света в вакууме
С
2,997924580(12)
0.004
108 м/с
1010 см/с
Постоянная тонкой структуры,
а
7,2973506(60)
0,82
10 3
10'3
—
[Ро <‘2/4я](е2/7к)
а-1
137.03604(11)
0,82
Заряд электрона
с
1.6021892(46)
2.9
ИГ,У Кл
10“20 ед. СГСМ
4.803242(14)
2,9
—
10 ",0 ед. СГСЭ
Постоянная Планка
h
6,626176(36)
5,4
10"34 Джс
10 27 эрг с
—
Число Авогадро
h = hjln
1,0545887(57)
5,4
10"34 Дж с
10 27 эрг с
N
6,022045(31)
5,1
1026 кмоль 1
Ю23 моль"1
Атомная единица массы
и
1,6605655(86)
5.1
10~27 кг
10~24 г
Масса покоя электрона
me
9,109534(47)
5,1
10~31 кг
10"28 г
—
Nme= Ме
5,110034(14)
2,8
—
10"1
Me
5.4858026(21)
0,38
10 4 а.е.м.*>
10 4 а.е.м
Масса покоя протона
mp
1,6726485(86)
5,1
Ю*27 кг
10"24 г
Nmp = Мр
9,382796(27)
2,8
—
I02
мр
1,007276471(11)
0,001
а.е.м.
а.е.м.
Отношение массы протона к
mp/me
1836,15152(70)
0,38
—
—>
массе электрона
Масса покоя нейтрона
mn
1,6749543(86)
5,1
10~27 кг
10"24г
9,395731(27)
2,8
—
ю2
Nmp = Мп
M„
1,008665012(37)
0,037
а.е.м.
а.е.м.
Удельный заряд электрона
elme
1,7588047(49)
2,8
10’1 Кл/кг
Ю7 ед. СГСМ/г
Квант магнитного потока,
5,272764(15)
2,8
—
1017 ед. СГСЭ/г
Фо
2,0678506(54)
2,6
10"15 Вб
10" Гс см2
[с] *(^/2е)
hje
4,135701(11)
2,6
Ю"15 Дж-с/Кл
10 7 эрг-с/ед. СГСМ
—
Квант циркуляции
hj2me
1,3795215(36)
2,6
—
10"17 эргс/ед. СГСЭ
—
3,6369455(60)
1,6
10 4 Дж с/кг
эрг - с/г
Постоянная (число) Фарадея
Mme
7,273891(12)
1,6
10 4 Дж с/кг
эрг ■ с/г
SF
9,648456(27)
2,8
107 Кл/кмоль
104 Кл/моль
Постоянная Ридберга,
R^
2,8925342(82) 1,097373177(83)
2.8 0,075
Ю7 м"1
1014ед. СГСЭ/моль
10 см 1
-
[рос2/4я}2 (тее4/4яй3с)
Бора радиус,
“о
5,2917706(44)
0,82
10 11 м
10 9 см
[роС^я]"1 х(А7тее2) = а/4яЛа) Классический радиус электрона,
го
2,8179380(70)
2,5
10"15 м
10"13 см
[ р0 с2/4 я ](e2/me с2) = а3/4яЯда 5-фактор свободного электрона.
9цг = Ре/Рв
1,0011596567(35)
0 0035
—
-
или магнитный момент элект
рона в магнетонах Бора g-фактор свободного мюона,
9ц/2
1,00116616(31)
0,31
-
-
или магнитный момент мюона
в единицах [с] (ей/2 т^ с) Магнетон Бора, [с] (<?fi/2mEc)
Рв
9,274078(36)
3,9
10" 24 Дж/Тл
10"21 эрг/Гс
Магнитный момент электрона
Ме
9,284832(36)
3,9
10 24 Дж/Тл
10~21 эрг/Гс
Гиромагнитное отношение про
2,6751301(75)
2,8
108 рад/с-Тл
104 рад/с Гс
тонов в Н2О
у'Р!2к
4,257602(12)
2,8
107 Гц/Тл
103 Ги/Гс
у'р, скорректированный для диа
Ъ
2,67 51987(7 5)
2,8
108 рад/с-Тл
104 рад/с Г с
магнетизма Н2О
107 Гц/Тл
7р/2л
4,257711(12)
2,8
103 Гц/Гс
Магнитный момент протонов в
Рр/Рв
1,52099322(10)
0,066
10'3
10"3
Н2О в магнетонах Бора
0,011
Магнитный момент протона в магнетонах Бора
Р,/Рв
1,521032209(16)
10"3
10~3
0,010
Отношение магнитных момен
Ме/Мр
6 58,2106880(66)
—
—
тов электрона и протона Магнитный момент протона
1,4106171(55)
3,9
10"26 Дж/Тл
10"23 эрг/Гс
Магнитный момент протонов в
Mp/Un
2,7927740(11)
0,38
—
—
Н2О в ядерных магнетонах р' /ц„, скорректированное для
Рр/М^
2,7928456(11)
0,38
-
-
диамагнетизма Н2О
Ядериый магнетон М (ей/2т_с)
5,050824(20)
3,9
10"27 Дж/Тл
10" 24 эрг/Гс
Отношение магнитных момен
Мм,
3.1833402(72)
2,3
—
тов мюоиа и протона Магнитный момент мюона
4,490474(18)
3,9
10"26 Дж/Тл
10"23 эрг/Гс
Отношение массы мюона к мае- m^/m^
206,7686 5(47)
2,3
—
се электрона
Масса покоя мюона
m
1,883566(11)
5,6
10"28 кг
1О~25 г
Ми
0,11342920(26)
2,3
а.е.м.
а.с. м.
Физические постоянные и таблицы перевода англо-американских единиц в систему СИ
429
(К)
(°н)
7000
=
12,600
—~
12.000
11,000
6000
•
——
10.000
5000
—=
9000
-
8000
4000
—
7000
г---^=
6000
3000
—
5000
—
4000
2000
3000
1000
—
2000
1000
Рис. 25.2. Сопоставление температурных ш«и1 Кельвина (К) н Ренкина ( R). К - т + ^
—
R = — К.
0
0
5
указаны приставки, которые допускается в наименованиях кратных и дольных единиц, уже (например, гектар, декалитр, дециметр, сантиметр). указаны приставки, которые допускается в наименованиях кратных и дольных единиц, уже (например, гектар, декалитр, дециметр, сантиметр).применять только уже получивших широкое распространениеприменять только уже получивших широкое распространениеТаблица 25.3. Дополнительные единицы СИ
указаны приставки, которые допускается в наименованиях кратных и дольных единиц, уже (например, гектар, декалитр, дециметр, сантиметр).
указаны приставки, которые допускается в наименованиях кратных и дольных единиц, уже (например, гектар, декалитр, дециметр, сантиметр).
применять только уже получивших широкое распространение
применять только уже получивших широкое распространение
ВеличинаЕдиница СИ
наименование раз-
наименование
обозначение
определение
русское
международное
мерность
Плоский
—
радиан
рад
rad
Радиан-угол между двумя радиуса-
угол
ми окружности, длина дуги между которыми равна радиусу.
Телесный угол
—
стерадиан
ср
sr
Стерадиан- телесный угол с вершиной в центре сферы, вырезающий на
поверхности сферы площадь, равную
площади квадрата со стороной, по длине равной радиусу этой сферы.
Приставка
Приставка
Множи-
обозначение
Множи-
обозначение
тель
наименование
русское
международное
тель
наименование
Русское
между
народное
IO’8 I015 ю12 ю9 !06 103 ю2 10*
экса пета тера гига мега кило (гекто) (дека)
Э п т г м к г да
Е Р Т G М к h da
ПК1 10"2 10~3 10"6 10"9 КГ12 10"15 10"Х8
(деци) (санти) милли микро нано ПИКО фемто атто
Д С м мк н п ф а
d с m
М и
Р f
а
Таблица 25.4. Множители и приставки
Примечание. В
скобках
Физические постоянные и таблицы переводаангло-американских единиц в систему СИ
Таблица 25.5. Производные единицы СИ [1]
Единица
Величина
наименованиеобозначение
международное русское
Активность (радиоактивного источника)
Волновое число
Вязкость динамическая
1 на секундуi/s1/с
1 на метр1/т1/м
джоуль на квадратныйJ/м2Дж/м2
метР-2,2,
Вязкость кинематическая
квадратный метр на се- m /sм/с
кунду
Давление (механическое напряжение)
Емкость
Индуктивность
Количество электричества
Мощность
Напряженность магнитного поля
Напряженность электриче
ского поля
Объем
Освещенность
Плотность магнитного по
тока
Плотность массы
паскальга।
фарадFФ
генрип1 н
кулонСКл
ваттWВт
ампер на метрА/mа/м
вольт на метрV/mв'м
3,. 3
кубический метрm
люксТд
теслал
килограмм на кубиче- kg/mкг/м
ский метр,м2
Площадь
Поток магнитный
Поток световой
Работа, энергия, количество теплоты
Разность потенциалов, электродвижущая сила Светимость
квадратный метрвб
вебер.лМ
люмен.дж
джоуль
Vв
вольт
кандела наквадратныйcd/m2кд/м
метрNН
Сила
Сила излучения
Сила магнитодвижущая Скорость линейная Скорость угловая Сопротивление электрическое
ньютонw/srВт/ср
ватт на стерадианw/sд
амперм/с
метр в секунду'рад/с
радиан в секунду0м
омvx
джоуль на килограмм-WgK)№К>
Теплоемкость удельная
Теплопроводность
кельвин_пьвинW/m-KВт/^м-К)
ватт на метр-кельвинм/с2
метр на секунду в квад
Ускорение линейное
Ускорение угловое
ратеRrad/s2рад/с
радиан на секунду
квадратец2Гц
Частота
Энергия
Энтропия_
repuJ
J^"^
ЛИТЕРАТУРА
К главе 18
Цитируемая литература
[18-11 Edited and abridged from G. К. Slocum, lectures given at the University of Tel Aviv 1974, derived from “Airborne Sensor Display Requirements and Approaches” Report TM-888, Hughes Aerospace Group, Display Systems Dept., September 1967. This matefial is also available in Opto-Electronics seminar sponsored by AGARD, 9/16-9/20/74, Paris, France and Balkesj0, Norway, published as "Lecture Notes” by AGARD
[18-21 A. S. Patel, “Spatial Resolution by the Human Visual System. The Effect of Mean Retinal Iltuminance,” Journal of the Optical Society of America, Vol. 56, No. 5, May 1966, pp. 689-694.
[18-3) L. M. Biberman, (ed), Perception of Displayed Information Plenum Press, 1973; Chapters 3 (H. L. Snyder), 4 (Schitzler), 5 (F. A. Rosell and R. H. Willson), and 6 (Otto Schade, Sr.).
[184] F. A. Rosell and R. H. Willson, “Performance Synthesis: Electro-Optical Sensors,” Report No. AFAbTR-72-279, Westinghouse Defense and Electronic Systems, August 1972.
[18-5] F. A. Rosell and R. H. Willson, “Performance Synthesis: Electro-Optical Sensors," Report No. AFAL-TR-73-260, Westinghouse Defense and Electronic Systems, August 1973.
[18-6] F. A. Rosell and R. H. Willson, ‘Terformance Synthesis: Electro-Optical Sensors," Report No. AFAL-TR-74-104, Westinghouse Defense and Electronic Systems, April 1974.
[18-7] R. H. Willson, F. A. Rosell, and Heru Ra Walmsley, “Effects of Vibration and G-Loading on Airborne E-O Sensor Augmented Observers," Report No. AFAL-TR-75-172, Westinghouse Defense and Electronic Systems, April 1976.
[18-8] Irving Reingold, “Display Devices: A Perspective on Status and^Availability," • Proceedings of the Society for Information Display, Society for Information Display, Montvale, NJ, Vol. 15, No. 2, 1974, pp. 63-73.
[18-9] Solomon Shen, Fundamentals of Display System Design, John Wiley and Sons, New York, NY, 1970.
[18-10] L. M. Biberman, and Sol Nudelman, Photoelectronic Imaging Devices, Vols. 1 and 2, Plenum Press, New York, NY, 1971.
[18-11] J. E. Grimaldi, “A Computer Driven Photochromic Image Display,” Dicomed Corporation, Minneapolis, MN, 1972.
[18-12] B. Kazan, and M. Knoll, Electronic Image Storage, Academic Press, New York, NY, 1968.
[18-13] Shannon, Claude, and Warren Weaver, Mathematical Theory of Communication, University of Illinois Press, Urbana, IL, 1959.
[18-14] L. K. Anderson, “The Cathode Ray Tube Display,' 'Journal of Vacuum Science and Technology, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 10, No. 5, 1973, p. 67.
[18-15] M.N. Ernstoff, Hughes Aircraft Company, Aerospace Division, Culver City, CA, Private Communication.
118-16) J D. Kingsley and G. W. Ludwig, Journal of the Electrochemical Society. S°C,ety’ Manchester, NH, Vol. 117, 1970, p. 353.
New Y^k’ ^тс$сспсе °f Inorganic Solids, P. Goldberg (ed.), Academic Press,
I18"18* S^G. TcmUn, Proceedings of the Phylici Sode„, LoMlon ^ ^ ^
[18-201[18-201Ц8-191 H. A Bethe, Лпл=к„ de, Physik, Uipaig, East Germany, Vol S ,930
[18-201
[18-201
МО1П] L. V. Spencer, Theory of Electron Penetration" Phvsuni r ’*
Physical Society, New York, NY, Vol. 98, 1955 p 1597 16l5 CV‘<W' Amencan
(l8-2l J J H. Jacob ‘Tenetration and Energy Deposition of Electrons inTMck Targets
Journal of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne IL Vol 45
No. 1, January 1974, pp. 467-475.’ '
(18-22) C. Feldman, Physical"Review, American Physical Society New York NY Vol 117, 1960, p. 455... oi.
[18-23] W. Ehrenberg and D. L N. King, Proceedings of the Phys. Society London England, Vol. 81, 1963, p. 751.
[18-24] P. H. Hoff and T. E. Everhan, 10th Symposium on Electron. Ion and Laser Beam Technology, L. Marton (ed.), San Francisco Press, 1969; Journal of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne, IL, Vol. 42, 1971.
(18-25) J. D. Kingsley and J. S. Prener, “Voltage Dependence of Cathode-Ray Efficiency of Phosphors: Phosphor Particles with Nonluminescent Coatings," Journal of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne, IL, VoL 43, No. 7, 1972, pp. 3073-3079.
[18-26] P. H. Dowling and J. R. Sewell, Journal of the Electrochemical Society, MXecXxo-
chemical Society, Manchester, NH, Vol. 100, 1953, p. 22.
(18-27)(18-27)(18-28)(18-29)(18-28)(18-29)V. D. Meyer, Journal of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne, IL, Vol. 41, 1970.
(18-27)
(18-27)
(18-28)
(18-29)
(18-28)
(18-29)
A. Bril, and H. A. Klasens, Philips Research Reports, No. 7, 1952.
G.'H. Heilmeier, L. A. Zanoni and L. A Barton, “Dynamic Scattering: A New Electrooptic Effect in Certain Classes of Nematic Liquid Crystals," Proceedings of the Institute of Electronics Engineers. Vol. 56, No. 7, July 1^68 pp.
Lester A. Jeffries, "Digitally-Addressed High Brightness Flat Panel Display, SID Digest Society for Information Display, Montvale, NJ, 1973.[18-31] Phillip' Damon, Fifth Technical Session Proceedings. Society for InformationLester A. Jeffries, "Digitally-Addressed High Brightness Flat Panel Display, SID Digest Society for Information Display, Montvale, NJ, 1973.[18-31] Phillip' Damon, Fifth Technical Session Proceedings. Society for Information[18-30][18-30][18-321[18-321(18-33)(18-33)(18-34)[18-35](18-34)[18-35]1)8-36)1)8-36)[18-37][18-37](18-38)(18-38)(18-39)(18-39)iTsandte^^ of Scan Converter Tubes," Hughes Aircraft Com- H.’ ^Л L Koda. Eighth Technic-! Session Proceedings, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1967.in a nonet 1973P- 138.,Papers. Society tor In-С. Curtin et al., 1973 Symposium Digest oj Tethmi )Orwa,^“oS =f Direct View Storage Tubes," Hughes Aircraft hX Topical SiЛ C Convertion Memory Mode, 63," Hughes Aircraft S^"^^ ofA...^ Technic-. Digest on Ор.ЫiTsandte^^ of Scan Converter Tubes," Hughes Aircraft Com- H.’ ^Л L Koda. Eighth Technic-! Session Proceedings, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1967.in a nonet 1973P- 138.,Papers. Society tor In-С. Curtin et al., 1973 Symposium Digest oj Tethmi )Orwa,^“oS =f Direct View Storage Tubes," Hughes Aircraft hX Topical SiЛ C Convertion Memory Mode, 63," Hughes Aircraft S^"^^ ofA...^ Technic-. Digest on Ор.ЫDisplays, Session WB3, 1975- Mater;a)s for Displays," Proceedings oj the L. Creagh. “Nematic Liquid Crystal Mater Is = P ^ , )ц|у „„,„. Institute of Electrical and Elecrron.cs Engmecrs, 814-822...1 a Barton, "Further Studies of the[IS^U G H. Heilmeier, L. A Zano"'- ^Liquid Crystals," IEEE Tronsacnons «-Dynamic Scattering Mode ,n Nematic L,qDisplays, Session WB3, 1975- Mater;a)s for Displays," Proceedings oj the L. Creagh. “Nematic Liquid Crystal Mater Is = P ^ , )ц|у „„,„. Institute of Electrical and Elecrron.cs Engmecrs, 814-822...1 a Barton, "Further Studies of the[IS^U G H. Heilmeier, L. A Zano"'- ^Liquid Crystals," IEEE Tronsacnons «-Dynamic Scattering Mode ,n Nematic L,q(18-40)(18-40)
Lester A. Jeffries, "Digitally-Addressed High Brightness Flat Panel Display, SID Digest Society for Information Display, Montvale, NJ, 1973.
[18-31] Phillip' Damon, Fifth Technical Session Proceedings. Society for Information
Lester A. Jeffries, "Digitally-Addressed High Brightness Flat Panel Display, SID Digest Society for Information Display, Montvale, NJ, 1973.
[18-31] Phillip' Damon, Fifth Technical Session Proceedings. Society for Information
[18-30]
[18-30]
[18-321
[18-321
(18-33)
(18-33)
(18-34)
[18-35]
(18-34)
[18-35]
1)8-36)
1)8-36)
[18-37]
[18-37]
(18-38)
(18-38)
(18-39)
(18-39)
iTsandte^^ of Scan Converter Tubes," Hughes Aircraft Com- H.’ ^Л L Koda. Eighth Technic-! Session Proceedings, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1967.in a nonet 1973
P- 138.,Papers. Society tor In-
С. Curtin et al., 1973 Symposium Digest oj Tethmi )Orwa,^“oS =f Direct View Storage Tubes," Hughes Aircraft hX Topical SiЛ C Convertion Memory Mode, 63," Hughes Aircraft S^"^^ ofA...^ Technic-. Digest on Ор.Ы
iTsandte^^ of Scan Converter Tubes," Hughes Aircraft Com- H.’ ^Л L Koda. Eighth Technic-! Session Proceedings, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1967.in a nonet 1973
P- 138.,Papers. Society tor In-
С. Curtin et al., 1973 Symposium Digest oj Tethmi )Orwa,^“oS =f Direct View Storage Tubes," Hughes Aircraft hX Topical SiЛ C Convertion Memory Mode, 63," Hughes Aircraft S^"^^ ofA...^ Technic-. Digest on Ор.Ы
Displays, Session WB3, 1975- Mater;a)s for Displays," Proceedings oj the L. Creagh. “Nematic Liquid Crystal Mater Is = P ^ , )ц|у „„,„. Institute of Electrical and Elecrron.cs Engmecrs, 814-822...1 a Barton, "Further Studies of the
[IS^U G H. Heilmeier, L. A Zano"'- ^Liquid Crystals," IEEE Tronsacnons «-
Dynamic Scattering Mode ,n Nematic L,q
Displays, Session WB3, 1975- Mater;a)s for Displays," Proceedings oj the L. Creagh. “Nematic Liquid Crystal Mater Is = P ^ , )ц|у „„,„. Institute of Electrical and Elecrron.cs Engmecrs, 814-822...1 a Barton, "Further Studies of the
[IS^U G H. Heilmeier, L. A Zano"'- ^Liquid Crystals," IEEE Tronsacnons «-
Dynamic Scattering Mode ,n Nematic L,q
(18-40)
(18-40)
Electron Devices. Vol. ED-17, No. 1, January 1970, p. 22-26.
,18-421 s' Kobayashi. Conference Record of 1970 Institute of Electrical and Electron,cs Engineers Conference on Display Devices, New York. NY, 2-3 December 1970,
118-431 D. Jones and S. Lu. SID Digest, Society for Information Display, Montvale, NJ. 1972.
[18-44] Lewis T. Lipton and N. John Koda, “Matrix-Address Liquid Crystal Panel Display ” SID 1973 Symposium Digest oj Technical Papers, Society tor Information Display, Montvale, NJ, pp- 4647.
118451 A. R Kmetz and F. K. VonWilliscn, Non-emissive Electro-optic Displays, Plenum Press, 1976.
[18461 Lewis T. Lipton, et al., “A Liquid CrystalTelevision Display usings Silicon-On- Sapphire Switching Array,” SID 1975 International Symposium Digest of Technical Papers. Society for Information Display, Montvale, NJ, pp. 78-79.
(18471 L. A. Goodman. “The Relative Merits of LEDs and LCDs," Proceedings of the Society for Information Display, Society for Information Display, Montvale, NJ, Vol. 16, No. 1, First Quarter 1975.
M. N. Ernstoff, ct al., “Liquid Crystal Pictorial Display/’ IEEE 1973 international Electron Devices -Meeting Conference Record, pp. 548-551.
M. N. Ernstoff, “Liquid Crystal Pictorial Display,” AIAA 1975 Digital Avionics Systems Conference Reprints, paper 602.
[ 18-50] M. N. Ernstoff, “Liquid Crystal Pictorial Display,” SID 1975 Technical Meeting, Society for Information Display, Montvale, NJ.
118-51] Craig P. Stephens and Lewis T. Lipton. “A Multichip MOS Video Rate Liquid Crystal Display,” SID 1976 Symposium Digest of Technical Papers, Society for Information Display, Montvale, NJ, pp. 4445, VG-3 I7 7B & VG-3970.
(18-52] C. J. Neuse; J. J. Tietjen, J. J. Gannon, and H. F. Gossenberger, “Optimization of Electroluminescent Efficiencies for Vapor-Grown GaAs1-xPx Diodes,” Journal of the Electrochemical Society, Electrochemical Society, Manchester, NH. Vol. 116, 1968.
[18-53] R. H. Haitz, “Trends in LED Display Technology,” Proceedings of the 24th Electronics Components Conference, sponsored by the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Washington, D.C., May 13-15, 1974, p. 2.
[18-54] D. A. Laws and R. R. Ady, “Should You use LCD or L₽D Displays?” Electronic Design, Vol. 23, 1974, p. 88.
[18-55] L. Cosentino, “On the Transient Scattering of Light by Pulsed Liquid Crystal Cells,” IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-18, 1971, p. 1172.
[18-56] G. Baur, “Angular Dependence of Transmitted Light in Deformed Twisted Nematic Cells,” Conference Record of 1974 Conference on Display Devices and Systems, sponsored by the Institute of Electrical and Electronics Engineersand the Society for Information Display, 1974, p. 139.
[18-57] A. A. Bergh and P. J, Dean, “Light-Emitting Diodes,” Proceedings of the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Vol. 60, 1972, p. 182.
[18-58] National Semiconductor data sheet for NSN 71 numeric display.
[18-59] L. Creagh, A. Kmetz, and R. Reynolds, “Performance Characteristics of Nematic Liquid Crystal Display Devices,” IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-18, 1971, p. 672.
(18-60] A. Sussman, “Electro-Optic Liquid Crystal Devices: Principle and Application,” IEEE Transactions on Parts, Hybrids, and Packaging, Vol. PHP-8, Institute of Electrical and Electronics Engineers, 1972, p. 28.
[18-61] A R. Kmetz, “Liquid Crystal Displays in Perspective,” IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-20, 1973, p. 954.
(18-621 P. M. Alt and P. Pleshko, “Scanning Limitations of I a r
IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-21 1974 ^^W"
[18-63] C. R. Stein and R. A. Kashnow, “A Two Freoue’ncv
Scheme for Nematic Liquid Crystal Disnlavc” а in“ ence Addressing American Institute of Physics, New York, NY Vol’ 19 W\ ^43 “ ^"t"' |l8.64) P J. Wild and TNchnng, “An Improved Ma’tnx Add^ss^Li^d Crystal Di, phy, Applied Physics Letters, American Institute of Physics, New York, NY
[18-65]
Vol. 19, 1971, p. 335.
H. K- Bucher, R. T. Klingbiel, and J. P. VanMeter,“Frequency-Addressed Liquid Crystal Field Effect,'* Applied Physics Letters, American Institute of Physics,
New York, NY, Vol. 25, 1974, p. 186.
”. J^Vr K°EUrC' and c' Murasc' ““^-i^Addreased Liquid Crystal Dis- play, IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-20 1973 p 990 Proceedings of the SID, Special Issue on Flat-Panel and Large Screen Drsplays Society for Information Display, Montvale, NJ, Vol. 17, No. 1,1976.
K. Nakada, T. Ishibashi, K. Toriyama, “A Design of Multiplexing Liquid Crystal Display for Calculators,” Conference Record of 1974 Conference on Display Devices and Systems, sponsored by the Institute of Electrical and Electronics Engineers and the Society for Information Display, 1974, p. 139.
[18-69] M. George Craford and W. O. Groves, “Vapor Phase Epitaxial Materials for LED Applications,” Proceedings of the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Vol. 61, I973,p, 863.
[18-70] W. E. Good, “Recent Advances in the Single-Gun Color Television Light-Valve Projector," Meeting of Society for Photo-Optical Instrumentation Engineers, Anaheim, CA, March 17-18, 1975.
(18-71) T. T. True, “Color Television Light Valve Projection System," Institute of Electrical and Electronics Engineers International ConventionSession 26, 1973.
[18-72] T. T. True and W. C. Bates, General Electric, Private Communication, 1976. [18-731 D. Shurtleff, The MITRE Corp., Bedford, MA, Private Communication.
[18-74] J. E. Bryden, “Some Notes on Measuring Performance of Phosphors Used in CRT Displays” Proceedings of 7th National Symposium on information Display, Society for Information Display, Montvale, NJ.
[18-75] John M. Constantine, “Two-Slit Spot Analyzer," Proceedings of 7thNational Symposium on Information Display, Society for Information Display, Montvale, RJ ) Doyle, F. P. Heiman, and M. Kerman, "Modulation Transfer Function of Electrical Output Cathode Ray Storage Tubes." SID Journal, Soctely for In- formation Display, Montvale, NJ, Vol. 1, No. 4 pp. *_ Measurement
Edward M. Sawtelle and George W. Gonyou "Dynamtc CRT Spo.^ Techniques,” Proceedings of the NauonaNJ May 1968.
formation Display, Society for Information a , c’alhode Rav Tubes, Laurence E White, Measuring Spot Sue tn High-Resoluuon Sutton Publishing Company, 1959.
[18-66]
[18-67]
[18-68]
118-76]
[18-771
[18-78]
Библиография
Limitations
of Liquid Crystal Displays." IEEE
Alt, P. M., and P. Pleshko, “Scanning Limiia.^.- -
Transactions on Electron Devices, Vol. ED-21, 1974.Science and
Anderson, L. K. "The Cathode Ray Tube Drspbry." Journal.f ^/"""
Technology. American >"sli,ute of ^“^x hlc’Norton, OR, 1974.
Andrews, Gene, Tekscope, Vol. 6, No 2, Tektro ’• DeformCd Twisted Nematic
Baur, G., “Angular Dependence of Transmitted Light In Detormea
Cells" Conference Record of 1974 Conference on Duplay Devices and Sys,em, sponsored by the Institute of Electrical and Electronics Engineers and the Society for Information Display, 1974.~,.
Bergh, A. A., and P. J. Dean, “Light-Emitting Diodes, Proceedings of the Institute of Electrical and Electronics Engineers. Vol. 60, 1972.
Bethe H A. Annaien der Physik. Leipzig, East Germany. Vol. 5, 1930.
Biberman L. M , (ed.), Perception of Displayed Information. Plenupi Press, 1973; Chapters 3 (H. L. Snyder), 4 (Schitzler), 5 (F. A. Rosel! and R H. Willson), and 6 (Otto Schade, Sr.).
Biberman, L. M., and Sol Nudelman, Photoelectronic Imaging Devices, Vols. 1 and 2, Plenum Press, New York, N.Y. 1971.
Bitzer, D. L., and D. Alpert, “Advances in Computer-based Education,’’ Science, 20 March 1970.
Bitzer, D. L., and H. G. Slottow, “Principles and Application of the Plasma Display Panel,” Proceedings of the O.A.R. Research Applications Conference, Office of Aerospace Research, Arlington, VA, March 1968; also in Proceedings of the 1968 Micro-electronics Symposium, Institute of Electrical and Electronics Engineers, St. Louis, MO, 1968.
Bitzer, D. L„ and H. G. Slottow, “The Plasma Display Panel-А Digitally Addressable Display with Inherent Memory,” Proceedings of the Fall Joint Computer Conference, San Francisco, CA, November 1966.
Blackwell, H. R., “Contrast Thresholds of the Human Eye,” Journal of the Optical Society of America, Vol. 36. No. 11, 1946.
Blackwell, H. R., “Specification of Interior illumination Levels,” Ilium. Engineering. June 1959.
Bril, A., and H. A. Klasens, Philips Research Reports, No. 7, 1952.
Bryden, J.E., “Some Notes on Measuring Performance of Phosphors Used in CRT Displays,” Proceedings of 7th National Symposium on Information Display, Society for Information Display, Montvale, NJ.
Bucher, H. K., R. T. Klingbiel, and J. P. VanMeter, “Frequency-Addressed Liquid Crystal Field Effect,” Applied Physics Letters, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 25, 1974.
Cantella, Michael J., Optical Society of America Technical Digest on Optical Displays. Session WB3, 1975.
Constantine, John M., “Two-Slit Spot Analyzer,” Proceedings of 7 th National Symposium of Information Display. Society for Information Display, Montvale, NJ.
Cosentino, L., “On the Transient Scattering of Light by Pulsed Liquid Crystal Cells,” IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-18, 1971.
Craford, M. George, and D. L. Keume, “LED Technology," Solid State Technology. January 1974.
Craford, M. George, and W. O. Groves, "Vapor Phase Epitaxial Materia^ for LED Applications, Proceedings of the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Vol. 61, 1973.
Creagh, L, “Nematic Liquid Crystal Materials for Displays," Proceedings of the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Vol. 61, No. 7, July 1973, pp. 814-822.
Creagh, L A. Kmetz, and R. Reynolds, “Performance Characteristics of Nematic Liquid Crystal Display Devices," IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-18, 1971.
Ш8е" Of TeChniCQl Paper5' Socie,y for lnforma,i°” 0аМопт1еШШ ?965 TCChn,Cal Se“ion Proceedings. Society for Information Display,
Dowling, P. H., and J. R. Sewell, Journal of the Electroehomi^i c •
Society, Manchester, NH, Vol. 100, 22/1953№''ocA™^^ Electrochemical
Doyle, R. J., F. P. Heiman, and M. Kerman, “Modulation Tnn.r. c -
Output Cathode Ray Storage Tubes," SID Journal Society ГонТ‘°П °'^^ Montvale, NJ, Vol. 1, No. 4, pp. 20-22.' У f ,nform8tion Display,
^^ ^3^ 7D5, N1 King’ ^"^ of the Phys. Society, London, England, Ehrlich, Nathan, et al, “Review of M1L-E-1 Test Methods for Cathode Ray Charge
Storage Tubes, Navy Contract N00039-69-C-1580, E1A, Washington, D C, March
1972.
Ernstoff, M. N, et al, “Liquid Crystal Pictorial Display " IFFF i Electron Devices Meeting Conference Record, pp. 548-551.973 InU'netlOnaI
Emstoff M. N “Liquid Crystal Pictorial Display,"HM^ 1975 Digital Avionics Systems
Conference Reprints, paper 602.о у stems
Emstoff M. N„ “Liquid Crystal Pictorial Display," SID 1975 TechnicalM«ring Society for Information Display, Montvale, NJ.8 У
Feldman, C, Physical Review, Vol. 1 17, 1960, p. 455.
c"n^vc":/mv^«^ of lno,sanic Solid5'p-Goldbcrg (ed>’AMdcmk p«*. inc- mCW ЮГК, Y j IxOO.
Glenn, W. E, “Principles of Simultaneous Color Projection Using Fluid Deformation " SMPTE, Vol. 79, September 1970.
Good, William E, “Recent Advances in the Single-Gun Color Television Light-Valve Projector," Meeting of the Society for Photo-Optical Instrumentation Engineers, Anaheim, CA, March 17-18, 1975.
Goodman, L. A, “Liquid Crystal Displays-Electro-Optical Effects and Addressing Techniques,” RCA Review, Vol. 35, 1974. (The March, September, and December issues of RCA Review, Vol. 35, 1974, contain a series of papers on the physics, chemistry, and application of liquid crystals.)
Goodman, L. A, “The Relative Merits of LEDs and LCDs," Proceedings of the Society for Information Display. Society for Information Display Montvale, NJ, Vol. 16, No.
G Е “The Primed Gas Discharge CeU-A Cost and Capability improvement for Gm Discharge Matrix Displays," Proceeding, of ihe Society for Information Duplay, Society for Information Display, Montvale, NJ, Vol. 13 First Quarter l972-
Hughes Techmeal Staff, “Scan Conversion Memory Model 639, Hughes Aircraft Company, Carlsbad, CA, 1972.
Jackson R N and К. E. Johnson, ‘ Gas D1Schargc Displays: a Critical Review," Advances in Electronics and Electron Physics. Vol. 35, Academic Press, Inc., New York, NY, 1974.
Jacob J H "Penetration and Energy Deposition of Electrons in Thick Targets,” Journal of'Applied Physics, Argonne National Laboratory. Argonne, IL, Vol. 45, No. 1, January 1974, pp. 467-475.
Jeffries, Lester A., "Digitally-Addressed High Brightness Flat Panel Display," SID Digest. Society for Information Display, Montvale, NJ. 1974.
Johnson, R. L., '‘The Application of the Plasma Display Technique to Computer Memory Systems." Report No. R-461, Coordinated Science Laboratory, University of Illinois, Urbana, IL, April 1970.
Johnson, W. E., and L. J. Schmersal, "A Quarter Million Element AC Plasma Display with Memory," Proceedings of the Society for Information Display, Vol. 13, First Quarter 1972.
Jones, D., L. T. Creagh. and S. Lu, "Dynamic Scattering in a Room-Temperature Nematic Liquid Crystal," Applicd Physics Letters, Vol. 16, No. 2, January 1970, p. 61.
Jones, D., and S. Lu, SID Digest, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1972.
Kazan, B., and M. Knoll, Electronic Image Storage. Academic Press, New York, NY, 1968.
Kingsley, J. D., and G. W. Ludwig, Journal of Electrochemical Society, Electrochemical Society, Manchester, NH, Vol. 117, 1970, p. 353.
Kingsley, J. D., and J.S. Prener, "Voltage Dependence of Cathode-Ray Efficiency of Phosphors: Phosphor Particles with Nonluminescent Coatings,” Journal of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne, IL, Vol. 43, No. 7, 1972, pp 3073-3079.
Kmetz, A. R„ “Liquid Crystal Displays in Perspective,” IEEE Transactions on Electron Devices. Vol. ED-20, 1973.’
Kmetz, A. R., and F. K. VonWillisen, Non-emmissive Electro-optic Displays, Plenum Press, 1976.
Kobayashi, S., Conference Record of 1970 Institute of Electrical and Electronics Engineers Conference on Display Devices, New York, NY, 2-3 December 1970.
Kobayashi, S., and F. Takeuchi, “Multicolor Field-Effect Display Devices with Twisted И^ТЗ ^^ Crystals," Proceedings of the Society for Information Display. Vol.
Laws, D. A., and R. R. Ady, “Should You Use LCD or LED Displays?", Electronics Design, Vol. 23, 1974.
Letchner, B. J., Pertinent Concepts in Computer Graphics. M. Faiman and J. Nievergeht, (eds.), University of Illinois Press, 1969.
^m001 VE ,H“ Fourier Methods in Optical Image Evaluation, Focal Press, London and New York, NY.
Lipton Lewis T., et al., A Liquid Crystal Television Display using a Silicon-on-Sapphire wi c mg rray, SID 1975 International Symposium Digest of Technical Papers, Society for Information Display, Montvale, NJ, pp. 78-79.
PJ97? ^’and ^/ohn Koda, “Matrix-Address Liquid Crystal Panel Display," SID posium igest of Technical Papers, Society for Information Display,
Montvale, NJ, pp. 46-47.
Lipton, L. T, M. A. Meyer, H. G. Dill, and D. 0. Massetti, “SOS Liquid Crystal TV Display,” paper presented at 1974 International Electron Devices Meeting Washin» ton, DC, 9 December 1974.a$nmg
Loebner, E. E , “The Future of Electroluminescent Solids in Display Applications," Proceedings of f/ie/£'£F, Vol. 61, No. 7, July 1973, pp. 837-861.
Meyer, V. D., “Absorption of Electron Kinetic Energy by Inorganic Phosphors," Journol of Applied Physics, Argonne National Laboratory, Argonne, IL, Vol. 41, 1970, p. 4059.
Meyer, M. A., L. T. Lipton, G. H. Hershman, and P. G. Hilton, “Processing of a Monolithic SOS Array for Liquid Crystal Display Applications," paper presented at 1975 Electrochemical Society Meeting, Toronto, Canada, May 1975.
Nakada, K., Ishibashi, K. Toriyama, “A Design of Multiplexing Liquid Crystal Display for Calculators,” Conference Record of 1974 Conference on Display Devicesand Systems. sponsored by Institute of Electrical and Electronics Engineers and Society for Information Display, 1974.
National Semiconductor data sheet for NSN71 numeric display.
Nuese, C. J., H. Kressel, and I. Ladnay, “Light-Emitting Diodes and Semiconductor Material for Displays," Journal of Vacuum Science Technology. American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 10, 1973.
Nuese, C. J., H. Kressel, and 1. Ladnay, “The Future for LEDs," IEEE Spectrum, May 1972, pp. 28-38.
Nuese, C. J., J. J. Tietjen, J. J. Gannon, and H. F. Gossenberger, • Optimization of Electroluminescent Efficiencies for Vapor-Grown GaAsi -xPx Diode$-” J^r.na[^ the Electrochemical Society. Electrochemical Society, Manchester, NH, Vol.
Optical Society of America, “Displays: Technology °f ^tor ^ Design," Technical Digest. Optical Society of American Topical Meeting. March -2 ,
1975.
Patel, A. S., “Spatial Resolution by the Human Visual System. The Effect of Mean Retinal Illuminance,” Journal Optical Society of America, Vol. 56, No. 5, May 1966
Petty, W. D., “Multiple States and Variable Intensity in the Plasma Display Panel," Report R-497, Coordinated Science Laboratory, University of Illinois, Urbana. IL,
November 1970.
Reingold, Irving, “Display Devices: A Perspective on Status and Availability," Proceedings of the Society for Information Display, Society for Information Display, Montvale, NJ, Vol. 15, No. 2, 1974.
Rosell, F. A., and R. H. Willson, “Performance Synthesis. Electro-Optical Sensors," Report No. AFAL-TR-72-279, Westinghouse Defense and Electronic Systems, August
1972.
Resell, F. A., and R. H. Willson, “Performance Synthesis: Electro-Optical Sensors," Report No. AFAL-TR-73-260, Westinghouse Defense and Electronic Systems, August 1973.
Rosell, F. A., and R. H. Willson, "Performance Synthesis: Electro-Optical Sensors, Report No. AFAL-TR-74-104, Westinghouse Defense and Electronic Systems, August 1974.., „
Sandberg, J. W., “Operation of Direct View Storage Tubes," Hughes Aircraft Company, Sandberg^J.^.* ’“Operation of Scan Converter Tubes," Hughes Aircraft Company, Carlsbad, CA, 1974."Dvnamic CRT Spot Measurement
s^;^^
Duplay, Society for Information Display, Montvale, NJ, May 1968.
Schadt, M., and W. Helfrich, "Voltage Dependent Optical Activity of a Twisted Nematic Liquid Crystal," Applied Physics Letter, American Institute of Physics, New York
NY, Vol. 18,1971.
Schiekel, M. F., and K. Fahrenschon, "Deformation of Nematic Liquid Crystals with Vertical Orientation in Electric Fields," Applied Physics Letters, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 19, No. 10, 15 November 1971, pp. 391-393.
Schott,.D. J., "The Plasma Display as a Computer Input Device,” Digest of Papers-The IDEA Symposium. Society for Information Display, New York, NY, May 1970.
Shade, О. H., "A Method of Measuring the Optical Sine-Wave Spatial Spectrum of Television Image Display Devices," Society of Motion Picture and Television
Engineers, September 1958.
Shannon, Claude and Warren Weaver, Mathematical Theory of Communication, University of Illinois Press, Urbana, IL, 1959.
Shen, Solomon, Fundamentals of Display System Design, John Wiley, New York NY
1970.
Slocum, G. K., Lectures given at the University of Tel Aviv, 1974, derived from “Airborne Sensor Display Requirements and Approaches, G. K. Slocum, Hughes Aerospace Group,. Display Systems Department, Report TM-888, September 1967 Also available in Opto-Electronics seminar sponsored by AGARD, 9/16-9/20/74, Paris, France and Balkesj^, Norway-published as “Lecture Notes” by AGARD.
Slottow’, H. G., SID Digest, Society for Information Display, Montvale, NJ, 1975, p. 138.
Slottow, H. G., “The Plasma Display Panel-Principles and Prospects,” Proceedings of 1970 Institute for Electrical and Electronics Engineers Conference on Display Devices, 1970.
Sobel, A., Review Lecture, Third International Conference on Gas Discharges, Institution of Electrical Engineers, London, September 1974.
Society for Information Display, Proceedings of the SID, Special Issue on Flat-Panel and Large Screen Displays, Vol. 17, No. 1, 1976.
Society for Information Display, The IDEA Symposium, New York, NY, May 1970. Institute of Electrical and Electronics Engineers International Electron Device Meeting, October 1970. Institute of Electrical and Electronics Engineers Conference on Electron Devices, December 1970.
Spencer, L. V„ “Theory of Electron Penetration,” Physical Review, Vol. 98, No. 6, IS June 1955,p. 1597-1615.
Stephens, Craig P., and Lewis T. Lipton, “A Multichip MOS Video Rate Liquid Crystal Display," SID 1976 Symposium Digest of Technical Papers, Society for Information Display, Montvale, NJ.pp. 44-45. VG-3177B & VG-3970.
Stein, C.R., and R. A. Kashnow, “A Two Frequency Coincidence Addressing Scheme for Nematic Liquid Crystal Displays,” Applied Physics Letters, American Institute of Physics, New York, NY, VoL 19, 1971.
Stredde, E., “The Development of a Multi-Color Plasma Display Panel,” Report R-370, Coordinated Science Laboratory, University of Illinois, November 1967.
Sussman, A., * Electro-Optic Liquid Crystal devices: Principles and Applications,” IEEE Transactions on Parts, Hybrids; and Packaging. Vol. PHP-8, 1972.
Takau, H., 0- Kogure, and K. Murase, “Matrix-Addressed Liquid Crystal Display,” IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. ED-20, 1973.
Tomlin, S. G., Proceedings of the Physics Society. London, England, Vol. 82, 1963.
Trogden, “Transformer Coupled Driving Circuits for Plasma Panel Displays,” Digest of Y^”"™ IDEA Sympo,ium- Society for Information Display, New York, NY, May
True, T. T„ “Color Television Light Valve Prnii-ffm» c .
Convention Session 26, 1973.ystems, ILEE International
University of Illinois, Coordinated Science Laboratory Progress г с
1963-June 1969, University of Illinois, Urbans, IL. August 1969 s'P"mb'r
van Raalte, J. A., “Survey of Developmental Light Valve Systems" IFFF
Convention Session 26, 19T3.У terns, IEEE International
Weston, G. F„ “Cold Cathode Glow Discharge Tubes,” lliffe, London, 1968.
White, Laurence E., Measuring Spot Size in High-Resolution Cathode-Ray Tubes. Sutton Publishing Company, 1959.
Wild, P. J., and J. Nehring, “An Improved Matrix Addressed Liquid Crystal Display," Applied Physics Letters, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 19, 1971: Willson, R. H., F. A. Rosell, and Heru Ra Walmsley, “Effects of Vibration and G-Loading on Airborne E-0 Sensor Augmented Observers," Report No. AFAL-TR-75-172, Westhouse Defense and Electronic Systems, April 1976.
Yaggy, L. S., and N. J. Koda, Eighth Technical Session Proceedings, Society for Information Display, Montvale, NJ. 1967.
К главе 19
Цитируемая литература
(19-11(19-2)(19-31(1941119-5][19-6](19-11(19-2)(19-31(1941119-5][19-6]Р. W. Kruse, R. McGlauchlin, R. В. McQuistan, Elements of Infrared Technology, John Wiley and Sons, Inc., New York, NY, 1962, p. 58.
(19-11
(19-2)
(19-31
(1941
119-5]
[19-6]
(19-11
(19-2)
(19-31
(1941
119-5]
[19-6]
M. Biberman fed.), “A Guide for the Preparation for Real-time Thermal Imaging Systems,” Institute for Defense Analyses, Arlington, VA, Paper P-676 1971.
Honeywell Staff, “GUERAP: General Unwanted Energy Rejection. Analysis Program User’s Manual.” Honeywell Aerospace Division, St. Petersburg, FL, SAMSO TR No. 72-314, Vol. 1, 5 October 1972, Revised 5 January 1973. Perkin Elmer Staff, “GUERAP II Users Guide," Perkin Elmer Corp., Norwalk, CT, SAMSO TR 73-309, February 1974.
P. Breault, Users Manual for University of Arizona APART Program (Analysis Program-Arizona Radiation Trace) Optical Sciences Center, University ot Arizona. Tucson, AZ, August 1975.
O. Bartell, R. P. Breault, A. G. DeBell, B. Fannin, A. Greynolds, D. S. Goodman, J. Gunderson, J. Harvey, S. Lange, R. V. Shack, A. F. Turner, W. L. Wolfe and R. D. Wooden, “A Study Leading to Improvements in Radiation Focusing and Control in Infrared Sensors,” University of Arizona. Tucson, AZ. AMMRC CTR 76-42, December 1976.
Библиография
Bartell, F. O., R. P. Breault, A. G. DeBell, B. Fannin, A. Greynolds. D. S. Goodman J. Gunderson, J. Harvey, S. Lange, R. V. Shack, A. F. Turner. W. L. Wolfe, and R. D. Wooden, “A Study Leading to Improvements in Radiation Focusing and Control in Infrared Sensors,” University of Arizona, Tucson, AZ, AMMRC CTR 76-42, December 1976.
Biberman, L. M. (ed.), “A Guide for the Preparation for Real-time Thermal Imaging Systems,” Institute for Defense Analyses, Arlington, VA, Paper P-676, 1971.
Breault, R. P_, User's Manual for University of Arizona APART Program (Analysis Program-Arizona Radiation Trace), Optical Sciences Center, University of Arizona. Tucson, AZ, August 1975.
Honeywell Staff. “GUERAP: General Unwanted Energy Rejection, Analysis Program User's Manual.” Honeywell Aerospace Division. St. Petersburg, FL, SAMSO |r No. 72-314. Vol. 1,5 October 1972, Revised 5 January 1973.
Kruse, p" W.. R. McGIauchlin, R. B. McQuistan, Elements of Infrared Tv<imulugv John Wiley and Sons, Inc., New York, NY, 1972. p. 58.
Lloyd, J. M„ Infrared Imaging Systems Devices, Plenum Press. New York, NY, 1974
NASA Working Group Report, “Advanced Scanners and Imaging Systems for Earth Observations,” NASA, Prepared by Goddard Space Hight Center. SP-335, 1973.
Perkin Elmer Staff, “GUERAP И Users Guide." Perkin Ebner Corp.. Norwalk. CT. SAMSO TR 73-309. February 1974.
К главе 20
Цитируемая литература
120-11 “Barnes Engineering Techniques,” Techniques, Spring Issue, Barnes Engineering Company, Stamford, CT, 1956.
[20-2] J. Guild, “Investigations in Absolute Radiometry,” Proceedings of the Royal Society of London, London, England, A, Vol. 161, 1937, p. 1.
[ 20-3] E. J. Gillham, “The Measure of Optical Radiation,” Research Applied in Industry. Butterworth Scientific, London, England, Vol. 12, 1959, pp. 404-411.
[20-4] E. J. Gillham, “Radiometric Standards and Measurements,” Notes, Applied Science, National Physics Laboratory, London, England, Vol. 23, 1961.
[20-5] E. J. Gillham, “Recent Investigations in Absolute Radiometry,” Proceedings of the Royal Society of London, London, England, A, Vol. 269, 1962, pp. 240-276.
[20-6] R. J. Phelan, Jr., and A. R. Cook, “Electrically Calibrated Pyroelectric Optical- Radiation Detector," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 12, 1973, p. 2494.
[20-7] J. Geist and W. R. Blevin, “Chopper Stabilized Null Radiometer Based Upon an Electrically Calibrated Pyroelectric Detector,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 12, 1973, p. 2532.
[20-8] E. S. Steeb, “Minutes of the CORM-NBS Spring Meeting,” General Electric Company, Nela Park, Cleveland, OH, June 1976.
[20-10][20-11][20-12][20-13][20-14]120-15][20-10][20-11][20-12][20-13][20-14]120-15][20-9] R. A. Sawyer, Experimental Spectroscopy, esp. Chapter 4, Dover Press, New York, NY, 1963, pp. 79, 78, 76, 77, 75, 291, 87, 155, 152, 158, 137, 191a, Third Edition.
[20-10]
[20-11]
[20-12]
[20-13]
[20-14]
120-15]
[20-10]
[20-11]
[20-12]
[20-13]
[20-14]
120-15]
Walsh, “Multiple Monochromators. II. Application of a Double Monochromator to Infrared Spectroscopy," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 42, 1952, p. 95. ^09^ 2 H3^ 14^’ lr^rarCd Radialion' McGraw Hill, New York, NY, 1960, pp.
H. Nielsen. “Recent Advances in JR Spectroscopy,” Office of Ordnance Research. Durham, NC, Tech. Memo 53-2, December, 1953.
ates, Fourier Transform Infrared Spectroscopy,” Science, American A^socianon for the Advancement of Science, Washington, DC, Vol. 191, January p. 31.
'"T ^ PiCrre C°nnes- “Near-Infrared Planetary Spectra by Fourier Spectros- OntLi s .trum®nls and Results,” Journal of the Optical Society of America, °/Amenca. Washington, DC, Vol. 56, July 1966. p. 896.
resolute р ' Belorgeot« A- Pluchino, and K. D. Moller, “Far-infrared high- Lines ” ^п/Тл Uansform spectrometer: Applications to H2O, NH3, NO2 . PPied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15,
March 1976, p, 708.
[20-161 J. Strong, Concepts of Classical Optics Freem^ p, о „
Appendix B, p. 382.* an Press’ 53,1 Francisco, 1958,
[20-17] M. Fran^on, Optical Interferometry, Academic N v .
p. 202,98,99.' Acaoenuc Press, New York, NY, 1966,
120-18]
]20-19]
[20-20]
[20-21]
[20-22]
120-23]
[20-24]
(20-25)
[20-26]
[20-27]
(20-28)
рр. 88,Т«: ^^:^01СатЬГ"8С “’ P-- N™ ^.NY. !,67. K. W Meissner "Interference Spectroscopy, Pan I," ,„„„a/ o/0 XW^^tt P"al S0C,e,V °f A"””.W~". DC. Vo,. 3м™ С. V. Deverall, К W. Meissner and G. J. Zissis, “Selection of Optical Spacers m Perot-F^bry Interferometer,” Journal of the Optical Society of America Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 43, August 1953, p. 673. K. W. Meissner, and V. Kaufman, “Calcium Atomic Beam Source and' Interference Beyond Two-Meter Retardation," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, D.C. Vol. 49. October 1959 p. 942.
P. Jacquinot, "New Developments in Interference Spectroscopy," Reports on Progress in Physics, American Institute of Physics, New York. NY, and The Institute of Physics and the Physical Society, London, England, Vol. 23, 1960, pp. 267-312.
K. W. Meissner, "Interference Spectroscopy, Part П,” Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 32, April 1942, p. 185.
J. E. Mack, D. P. McNutt, F. L. Roesler, and R. Chabbal, “The PEPS1OS Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer, I. The Pilot Model," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 2, September 1963, p. 873.
D. P. McNutt, “Pepsios Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer, Ik Theory of Space Ratios,” Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 55, March 1965, p. 288
J. O. Stoner, Jr., “PEPSIOS Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer. III. Calculation of Interferometer Characteristics by a Method of Optical Transients," Journal of the Optical Society of America. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 56, March 1966, p. 370.
J. Meaburn, "Nebular Fabry-Perot, Pepsios, and Sisam Monochromators, Applied Optics. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 1., February Н^ПоИе and J. H. Massig, "Application f'a/f^^7'^^„'“„’th1" the Measurement of Spectral Line Shifts Much Smaller than L ne Wrdrt Applied Optics. Optical Society of America, Washtngton. DC, Vol. 15, ry
[20-29] Smith, J. Bom, W. D. Cochran, ^/^^
О^ЯЖ^ OP-ica. society of America. Warning-
№зо. «^^
America, Optical Society of America, wasmng , et|. and M Harwlt| 120-31] R D. Swift, R.B. Wattson, L Decter > ^,... AppM Optics.
“Hadamard Transform Imager and Imaging P159s.
Optical Society of America. Washtngton, DC, Vol.
[20-32][20*33][20-34][20-32][20*33][20-34]u R Ouenv ■•Tunable Laser Spectroscopy," Method, of Experimental Phy.ta, Vo! 13. Spectroscopy, Part B. D. Williams (ed.), Academic Press, New York, vV^rtoktov' “NonBnear High Resolution User Spectroscopy," Science, American Association for the Advancement of Science, Washington, DC, Vol. a9°s ‘wnT-Doppier-Limited Molecular Spectroscopy by Difference-Frequency Mixing." journal of the Optical Society of America. Optical Soctety of America,
[20-32]
[20*33]
[20-34]
[20-32]
[20*33]
[20-34]
170-351 н’^иу"^’^1^Schweitzer, Jr., "Laser Wavelength
Comparison'by High Resolution Interferometry," Applied Optica. Optical S o” America. Washington, DC, Vol. 15, March 1976, p. 734.
W M Fairbanks T W. Hansch, and A. L. Shawlow, Absolute Measurement of Very' Low Sodium-Vapor Densities Using Laser Resonance Fluorescence,” Journal of the Optical Society of America. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 65, 1975, p. 199.
[20-37] M M Abbas, M. J. Mumina, T. Kostiuk, and D. Buhl, Applied Optics, Optical Society of America, Washington. DC, Vol. 15, February 1976, p. 427.
120-381 E F. Zalewski, “A Modem Approach to Accurate Radiometry,” 12th Informal Conference on Photochemistry, National Bureau of Standards, Washington, DC, Paper Al, June 1976.
[20-39] E. F. Zalewski, and M A. Lind, “Improving the Accuracy of Radiant Power Measurements Based on Photodetector Instrumentation,” Proceeding of the Spring 1976 Symposium. Bureau of Radiological Health, Rockville, MD, 1976.
Библиография
Abbas, M. M., J. J. Mumma, T. Kostiuk and D. Buhl, “Senstivity Limits of an Infrared Heterodyne Spectrometer for Astrophysical Applications,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, February 1976, p. 427.
“Bames Engineering Techniques,” Techniques, Spring Issue, Bames Engineering Company, Stamford, CT, 1956.
Bates, J. B., “Fourier Transform Infrared Spectroscopy,” Science, American Association for the Advancement of Science, Washington, DC, Vol. 191, January 1976, p. 31.
Bom, M., and E. Wolf, Principles of Optics, Pergamon Press, 1966.
Connes, Janine and Pierre, “Near-Infrared Planetary Spectra by Fourier Spectroscopy.
L Instruments and 1Results,” Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 56, July 1966, p. 896.
Deverall, G. V., K. W. Meissner, and G. J. Zissis, “Selection of Optimal Spacers in Perot- Fabry Interferometer," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 43, August 1953, p. 673.
Ddbele, H. F., and J. H. Massig, “Application of a Fabry-Perot Spectrometer to the Measurement of Spectral Line Shifts Much Smaller than Line Width," Applied Optics. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, January 1976, p. 79.
Fairbanks, W. M., T. W. Hinsch, and A. L. Shawlow, “Absolute Measurement of Very Low Sodium-Vapor Densities Using User Resonance Fluorescence,” Journal of the °^ ^тег‘са- Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 65, p. 199
Fr^on, M., Optical Interferometry, Academic Press, New York, NY, 1966, pp. 202, 98, ССЫ^/пг^ г ГК ^n’ ‘,Ch°PPer Stabilized Null Radiometer Based Upon an lectncally Calibrated Pyrometric Detector," Applied Optics. Optical Society of
America, Washington, DC, Vol. 12, 1973, p. 2532
Gillham, E. J., “The Measure of Optical Radiation - r
Butterworth Scientific, London, England, Vol 12 IQSoTa™ ^Ph<d tn ,ndu$try.
Gillham, E. J.. “Radiometric Standards and Measurements \ r
National Physics Laboratory, London, England, Vol 23 1961 Notes, Applied Science,
Gillham, E. J., “Recent Investigations in Absolut
Royal Society of London, London England, A, Vd. 269jTe^p. ^T' °' "“
Golay, M. J. E., Multi-Slit Spectrometry,” Journal of the Ontiml z
Optical Society of America, Washington, DC,Vol. 39 l949PpC437°Cle^ °' Amerka'
Guild, J., “Investigations in Absolute Radiometry,*’ Proceedings of the Rav^i t , London, London. England. A, Vol. 161, 1937 p. 1.»f>h« Royal Soemy of
Hackforth, H. L, infrared Radiation, McGraw Hilf, New York, NY, 1060, pp. 209, 211
Holter M S. Nudelman, G Suits, W. Wolfe, and G. Zissis, Fundamentals of Infrared Technology. Macmillan, New York. NY, 1962 (out of print).
Jacquinot, P., “New Developments in Interference Spectroscopy,“ Reports on Progress in Physics, American Institute of Physics, New York, NY, and The Institute of Physics and the Physical Society, London, England, Vol. 23, I960, p. 267-312.
Jenkins, F. A., and H. E. White, Fundamentals of Optics, McGraw Hill, New York NY 1957, Third Edition.
Kachmarsky, J., C. Belorgeot, A. Pluchino, and K. D. Moller,“Far-infrared high-resolution Fourier transform spectrometer: Applications to H2O, NHb NO2 lines," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, March 1976, p. 708.
Layer, H. P., R. D. Deslattes, and W. G. Schweitzer, Jr., “Laser Wavelength Comparison by High Resolution Interferometry," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, March 1976, p. 734.
Letokhov, V. S., “Nonlinear High Resolution Laser Spectroscopy," Science, American Association for the Advancement of Science, Washington, DC, Vol. 190, October 1975, p. 344.
Mack, J. E., D. P. McNutt, F. L. Roesler, and R. Chabbal, “The PEPSIOS Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer, 1. The Pilot Model," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 2, September 1963, p. 873.
McNutt, D. P., “Pepsios Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer, II. Theory of Space Ratios,’’ Journal of the Optical Society of America. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 55, March 1965, p. 288.
Meaburn, J., “Nebular Fabry-Perot, Pepsios, and Sisam Monochromators," Applied Optics. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 12, February 1973, p. 279^
Meissner, K. W., “Interference Spectroscopy, Part 1.” Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 31, June . ,p-•
Meissner, K. W., “Interference Spectroscopy, Part II," Journal o)* ,he Opt,“ ° > ’ America, Optical Society of America, Washington DC, o. * interference
Meissner, K. W„ and V. Kaufman, “Calcium Atomic Beam Source and nterfe nc Beyond Two-Meter Retardation." Journal of th. ORmtiSoe.ety of Атенса. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 49, October 1959, p. - „ Unlvcrsity of
Nicodemus, F. N., and G. J. ^'Methods of„"^^
Michigan, Ann Arbor, MI, WRL Report•'Office of Ordnance Research,
Nielson, A. H„ “Recent Advances in IR Spectroscopy. Office of urdnan
Durham. NC, Technical Memo 53-2, December 9 . pvroelcctric Optical-Radiation Phelan, R. J„ Jr., and A. R. Cook, “ElectncaUy Cabbrated Pyroec ne
Detector,’ Applied Optics. Optica! Society of Amenca. Washington.
p. 2494.■ Difference-Frequency Mixing,"
Pine, A. S "Doppler-Limited Molecular Spectroscopy by Drfrerence
journal of the Optical Society of America, Optical Society ot America, Washington, Vol 64 1964, p. 1683.
Ouem MR '“Tunable Laser Spectroscopy," Methods of Experimental Physics, Vol.
13 Spectroscopy. Part B, D. Williams (ed.), Academic Press, New York. NY, August Sawy«‘R. A., Experimental Spectroscopy, esp. Chapter 4, Dover Press, New York, NY, 1963 Third Edition.
Smith W. H„ J. Born, W. D. Cochran, and J. Gelfand, * Spectroscopic Photoelectric Imaging Fabry-Perot Interferometer: Its Development and Preliminary Observational Results,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, March 1976, p. 717.
Steeb, E. S„ “Minutes of the CORM-NBS Spring Meeting," General Electric Company, Nela Park, MD, June 1976.
Steel, W. H., Interferometry, Cambridge University Press, New York, NY, 1967, pp. 88, 166,176-177,94, 201.
Stoner, J. 0., Jr., “PEPSIOS Purely Interferometric High-Resolution Scanning Spectrometer. III. Calculation of Interferometer Characteristics by a Method of Optical Transients," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC. Vol. 56, March 1966, p. 370.
Strong, J., Concepts of Classical Optics, Freeman Press, San Francisco, 1958, Appendix B,p. 382.
Swift, R. D., R. B. Wattson, J. Decker, Jr., R. Paganetti and M. ‘Harwit, “Hadamard Transform Imager and Imaging Spectrometer," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 15, June 1976, p. 1595.
Walsh, A., “Multiple Monochromators. II. Application of a Double Monochrometer to Infrared Spectroscopy,” Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 42, 1952, p. 95.
Zalewski, E. F., “A Modern Approach to Accurate Radiometry," 12th Informal Conference on Photochemistry, National Bureau of Standards, Washington, DC, Paper Al, June 1976.
Zalewski, E. F., and M. A. Lind, “Improving the Accuracy of Radiant Power Measurements Based on Photodetector Instrumentation," Proceeding of the Spring 1976 Symposium, Bureau of Radiological Health, Rockville, MD, 1976.
К главе 21
(21-l I [21-2] [21-3] [2М] [21-5] [21-6][21-7](21-l I [21-2] [21-3] [2М] [21-5] [21-6][21-7]Цитируемая литература
(21-l I [21-2] [21-3] [2М] [21-5] [21-6]
[21-7]
(21-l I [21-2] [21-3] [2М] [21-5] [21-6]
[21-7]
Wald, Statistical Decision Functions, John Wiley & Sons, New York, NY, I960.
H. Chernoff and L. E. Moses, Elementary Decision Theory, John Wiley & Sons, New York, NY, 1959.
^Middleton, Sta,i$licQ1 Communication Theory, McGraw Hili, New York, NY, T. A. Jamieson, R. H. McFee, G. N. Plass, R. H. Grube, R. G. Richards, Infrared Physics and Engineering, McGraw Hill, New York, NY, 1963.
hv ?nfHU5°" ^ J" W‘ Hudson> “The Military Applications of Remote Sensing by Infrared, Proceedings of the IEEE. Vol. 63, No. 1, January 1975, p. 104.
A. J Grobecker, “Progress Report on the Climactic Impact Assessment Program," ППТ\тсг5чет Third. Соп1ете»се on Climatic Impact Assessment Program, J Humnh^’ ^n’ted States Department of Transportation.
nivpre„ °Ptimum Utilization of Lead Sulfide Infrared Detectors under peratmg Conditions," Applied Optics, Vol. 4, 1965, p. 665.
гг[21-8] J- A. Jamieson, “Passive Infrared Sensort I
г
г
Optics, Vol. 15, April 1976, p. 891.юп$оп Performance,” Applied
(21-9] P- M. Woodward, Probability and Information Theory and
McGraw Hill, New York, NY, 1955.^ Applications to Radar,
,2,-101 II. Marcum, "A Statistic! Theory of Target Detection by Puked Radar "IRE
Transactions on Information Theory, Vol JT-6 Aoril.
from RAND Memorandum RM-754 DecembeMW )’ ₽ P"n,,d
[21-111 P. Swelling, “Probability of Detection for Fluctuating Targets,” IRE Transactions on Information Theory, IT-6, April 1960, p. 269. (Reprinted from RAND Memorandum RM-1217, March 1954.)
[21-121 P. Swerbnn "Recent Developments in Target Models for Radar Detection Analysts, AGARD Technical Symposium on Advanced Radar Syitems Istanbul. Turkey, 25-29 May 1970. (Available from Technology Service Corporation, Santa Monica, CA.)
[21-131 J. W. Goodman, “Comparative Performance of Optical-Radar Detection Techniques, 1 IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. AES-2 No. 5, September 1966, p. 526.
[21-14][21-14]Reiffen and Н. Sherman, “An Optimum Demodulation for Poisson Processes; Photon Source Detectors,” Proceedings of the IEEE, Vol. 51 No. 10 October 1963, p. 1316.
[21-14]
[21-14]
[21-151 R. Clow, E. Hanson, and F. McNolty, “Detection Probabilities for Fluctuating Infrared Targets,” Applied Optics, Vol. 14, No. I, January 1975, p. 61.
[21-16] Y. Itakura, S. Tsutsumi, and T. Takagi, “Statistical Properties of the Background Noise for the Atmospheric Windows in the Immediate Infrared Region, Infrared Physics, Vol. 14, No. 1, February 1974, p. 17.
[21-17] H. Bhattacharyya, “On a Measure of Divergence between Two Statistical Populations Defined by their Probability Distributions,” Bulletin Calcutta Mathematical Society, Vol. 35, 1943, pp. 99-109.
(21-18) R. Evans, Aerojet ElectroSystems Company, Azusa. CA, private communication.
[21-19] M. Geokezas, “FLIR Image Target Analysis,’’ Sixth Annual Automatic Pattern Recognition Symposium, University of Maryland, College Park, MD, 2-3 June 1976. (Available from Honeywell Systems and Research Center, Minneapolis,
[21-20] M^ Beran, and G. B. Parrent, Theory of Partial Coherence. Prentice-Hall, New
[21-21]121-22) [21-23][21-24][21-25][21-26][21-27]121-28][21-21]121-22) [21-23][21-24][21-25][21-26][21-27]121-28]Born and E. Wolf, Principles of Optics, Chapter 10, Pergamon Press, London, G9 W Autio and J F Heintz, Private Communication. September 1970.
[21-21]
121-22) [21-23]
[21-24]
[21-25]
[21-26]
[21-27]
121-28]
[21-21]
121-22) [21-23]
[21-24]
[21-25]
[21-26]
[21-27]
121-28]
G W LockJ-eed Mailes and Space Company. Sunnyvale, CA, pnvate ”^Use of CO and CO2 Users to Detect PoUufan» in »e Atmo. phere," Applied Optics, Vol. 10, No. 7, ^и1У 'proceedings of the IEEE, Vol. M. C. Teich, “infrared Heterodyne Detection, Proceed, g
, No. 1, January 1968.nntical Heterodyne Receivers,"
E. Siegman, “The Antenna Properties of OpticaHetero
Proceedings of the IEEE, Vol. 54 No. 10 cto erGeosynchronous
Sepp, “Earth LaserJuly 1975, P-1719.. p
Satellites,” Applied Optics, Vol. - ^ 1Thotodetectors for Optical Сот-
Melchior, M. B. Fisher, and F. R- Arax , ^ ^ ^ lQ Oc(ober l970, munication Systems,” Proceedings of the ,
p. 1466.
[21-291[21-30](21-311[21-321[21-331[21-341[21-351(21-361[21-291[21-30](21-311[21-321[21-331[21-341[21-351(21-361F Brown, “High Power Optically Pumped Far-lnfrared Lasers," Infrared Physics.
[21-291
[21-30]
(21-311
[21-321
[21-331
[21-341
[21-351
(21-361
[21-291
[21-30]
(21-311
[21-321
[21-331
[21-341
[21-351
(21-361
••Cohhe!e9n7t6beteVt.,on Signal to Noise,” Applied Optics, Vol. ^4, No. 3. ^^rJhn -Hettrodyne Detection Phase Front Alignment. Beam Spot Size, and S.C.Cohn,„ Appiied Optics, Vol. 14, No. 8. August 1975, p. 1953.
RelHei%chn Systems Research Center, HoneyweU. Minneapolis. MN. private MTldchTod R Y. Yen. “Three Frequency Non-Linear Heterodyne Detec- W (W«. vol. 14, No. 3. March 1975, pp. 666, 680.
c J Buczek “Ten-Micron Laser Radar for Low Level Flight," Proceedings of the Tri-Service Radar Symposium, Air Force Academy, 10-12 July, 1973. F E Hoge, “Integrated Laser/Radar Satellite Ranging and Tracking System,” Applied Optics, Vol. 13, No. 10, October 1974, p. 23 52.
M. King and L. Seldom, “Rapid Scanning Laser Receiver. Applied Optics, Vol. 14, No. 7, July 1975.
Библиография
Beran, M. J. and G. B. Parrent, Theory of Partial Coherence, Prentice-Hall, New York, NY, 1964.
Bhattacharyya, H., “On a Measure of Divergence between Two Statistical Populations Defined by their Probability Distributions,” Bulletin Calcutta Mathematical Society, Vol. 35, 1943, pp. 99-109.
Born, M. and E. Wolf, Principles of Optics, Chapter 10, Pergamon Press. London, 1959.
Brown, F„ “High Power Optically Pumped Far-Infrared Lasers," Infrared Physics. March 1976.
Buczek, C. J., “Ten-Micron Laser Radar for Low Level Flight," Proceedings of the TriService Radar Symposium, Air Force Academy, 10-12 July, 1973.
Chemoff, H., and L. E. Moses, Elementary Decision Theory, John Wiley & Sons, New York, NY, 1959.
Gow, R., E. Hanson, and F. McNolty, “Detection Probabilities for Fluctuating Infrared Targets," Applied Optics, Vol. 14, No. 1, January 1965, p. 61.
Cohn, S. C., “Heterodyne Detection: Phase Front Alignment, Beam Spot Size, and Detector Uniformity," Applied Optics, Vol. 14, No. 8, August 1975.
Degnan, J. J., and B. J. Klein, “Optical Antenna Gain 2: Receiving Antennas," Applied Optics, Vol. 13, No. 10, October 1974.
Fink, D., “Coherent Detection Signal to Noise," Applied Optics, Vol. 14, No. 3, March 1965.
Geokezas, M., “FLIR Image Target Analysis,” Sixth Annual Automatic Pattern Recognition Symposium, University of Maryland, College Park, MD, 2-3 June 1976. (Available from HoneyweU Systems and Research Center, Minneapolis, MN.)
Goodman, J. W., “Comparative Performance of Optical-Radar Detection Techniques," IEEE Transactions on Aerospace and Electronics Systems Vol. AES-2, No.5, September 1966.
Grobecker, A. J., “Progress Report on the Climactic Impact Assessment Program, ceedings of the Third Conference on Climatic Impact Assessment Program, DO OST-74-15, United States Department of Transportation.,
Hoge, F. E., “Integrated Laser/Radar Satellite Ranging and Tracking System, APP ie Optics, Vol. 13, No. 10, October 1974..
Hudson, R. D., and J. W. Hudson, “The Military Applications of Remote Sensing У Infrared," Proceedings of the IEEE, Vol. 63, No. 1, January 1975.
Humphreys, J., “Optimum Utilization of Lead Sulfide Infrared .
Operating Conditions," Applied Optics, Vol. 4, 1965electors under Diverse
Itakura, Y„ S. Tsutsumi and T. Takagi “Statistirai
^ "“^^^ " "“ 'mmCdi3,C '""^ «-W^ J‘~ Apru l“976SSiVC ‘"^ SCnSOtS Limi,a,iOnS °" ^—"APPM Op.ic, Jamieson, J. A., R H McFee, G. N. Plass. R. H. Grube, R. G. Richards, Infrared Phvtics
and Engineering, McGraw Hill, New York, NY, 1963.*
King, M„ and L. Schlom, “Rapid Scanning Laser Receiver," Applied Optics. Vol 14 No
7, July 1975.’ '
Marcum, J. 1., “A Statistical Theory of Target Detection by Pulsed Radar," IRE Transactions on Information Theory, Vol. IT-6, April 1960, p. 59. (Reprinted from RAND Memorandum RM-754, December 1947.)
Melchior, H., M. B. Fisher, and F. R. Arms, “Photodetectors for Optical Communication Systems," Proceedings of the IEEE, Vol. 58, No. 10, October 1970.
Menzies, R. T., “Use of CO and CO2 Lasers to Detect Pollutants in the Atmosphere," Applied Optics, Vol. 10, No. 7, July 1971.
Middleton, D., Statistical Communication Theory, McGraw Hill, New York, NY, 1960. Reiffen, B., and H. Sherman, “An Optimum Demodulation for Poisson Processes: Photon
Source Detectors,” Proceedings of the IEEE, Vol. 51, No. 10, October 1963.
Sepp, G., “Earth Laser Beacon Sensor for Earth Oriented Geosynchronous Satellites," Applied Optics, Vol. 14, No. 7, July 1975.
Siegman, A. E., “The Antenna Properties of Optical Heterodyne Receivers," Proceedings of the IEEE, Vol. 54, No. 10, October 1966.
Swerling, P., “Probability of Detection for Fluctuating Targets," IRE Transactions Information Theory, IT-6, April 1960, p. 269. (Reprinted from RAND Memorandum
RM-1217, March 1954.),
Swerling, P., “Recent Developments in Target Models for Radar Detection Analysis AG A RD Technical Symposium on Advanced Radar Systems. Istanbul, Turkey, 25- 9 May 1970. (Available from Technology Service Corporation, Santa Monica, CA.)
Teich, M. C., “Infrared Heterodyne Detection," Proceedings of Institute of Electrical and т^Гм^^No‘L
A^ 's—> Decision Func,ions, John *^У »^r-" Woodward, P. M., Probability and Information Theory and pp
НШ, New York, NY, 1955.
К главе 22
Цитируемая литература
122-1]122-1]R. D. Hudson, Infrared System Engineering, Wiley-Interscience, New York, NY, 1969, pp. 249,420,202.
122-1]
122-1]
[22-2][22-2]A. K. Rue, “Stabilization of Precision Electro-Optical Pointing and Tracking Systems," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-5, No. 5. September 1969, pp. 805-819.
[22-2]
[22-2]
[22-3][22-3]A. K. Rue, "Calibration of Precision Gimbaled Pointing Systems," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-6, No. 5, September 1970, pp.
[22-3]
[22-3]
697-706.
07 41 A К Rue “Precision Stabilization Systems." IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York NY Vol. AES-10. No. 1, January 1974, pp. 34-42.
122-51 W. T.‘ Thomson, Introduction to Space Dynamics, John Wiley and Sons, New York NY, 1963, pp. 230-232.
122 6] A K* Rue “Correction to ‘Stabilization of Precision Electro-Optical Pointing and Tracking Systems,*" IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-6, No. 6, November 1970, pp. 855-857.
(22-7) R. C. Culver, “Evaluation of Concepts for a Laser Acquisition and Tracking Subsystem," Ball Brothers Research Corporation, Boulder, CO, Report No. AFAL-TR-73-180, AFAL/TEL/405 B.June 1973.
[22-81 N. A Osborne, and D. L. Rittenhouse, “The Modeling of Friction and Its Effects on Fine Pointing Control,” A1AA Mechanics and Control of Flight Conference, Anaheim, CA, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, AIAA Paper No. 74-875, August 1974.
[22-9] P. R. Dahl, “A Solid Friction Model," Aerospace Corporation, Los Angeles, CA, Report No. AFO 4695-67-C-D158, May 1968.
[22-10] P. H. Savet, Gyroscopes: Theory and Design, McGraw-Hill, New York, NY, 1961, pp. 54-75,228-230.
[22-11] H. D. Morris, “Angular Acceleration Measurements for Geokinetic Stability," AIAA Guidance, Control and Flight Mechanics Conference, Hofstra University, Hempstead, NY, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, AIAA Paper No. 71-909, 1971.
[22-12] A. S. Locke, Guidance, D. Van Nostrand, Princeton, NJ, 19 5 5, pp. 246-25 0.
[22-13} J. T. Tou, Digital and Sampled Data Control Systems, McGraw-Hill, New York, NY, 1959, pp. 534-549.
[22-14] R. A. Singer and K. W. Behnke, “Real-Time Tracking Filter Evaluation and Selection for Tactical Applications," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-7, No. 1, January 1971, pp. 100-110.
[22-15] J. M. Fitts, “Aided Tracking as Applied to High Accuracy Pointing Systems," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-9, No. 3, May 1973, pp. 350-368.
[22-16] J. B. Pearson, and E. B. Stear, "Kalman Filter Application in Airborne Radar Tracking, IEEE Transactions in Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol AES-10 No. 3, May 1974, pp. 319-329.
[22-17] J. G. Truxal, Control Engineer's Handbook, McGraw-Hill, New York, NY, 1958, PP.2-36.
[22-18] S. H. Crandall and W. D. Mark, Random Vibration in Mechanical Systems, Academic Press, New York, NY, 1963, pp. 71-73.
[22-19] D. W. Fisher, R. F. Leftwich, H. W. Yates, “Survey of Infrared Trackers." а ч°ptical Society of America. Washington, DC, Vol. 5, No. 4,
April 1966, pp. 507-515.
[22 20] L M. Biberman, Reticles in Electro-Optical Devices, Pergamon Press, London, обо.
122 211 On^ n"' ^T^’ “ComParison of AM and FM Reticle Systems," Applied 229 P ^ Socicty of America, Washington, DC, Vol. 2, No. 3, 1963, pp.
[22-22] P. F. Panter, Modulation, Noi$e, and Spectral Analysis; McGraw-Hill, New
York, NY, 1965.
122-231 ™^^M“" - ^ м«т.
|22'241 УоТнуТзбГ'a"d BCrnlrd ““■ Л'"«' »„«>». McGraw-Hill, N„
[22-25) Hans Samuelsson, “Infrared Systems: Expressions for Sifnal and Background
Induced Noise with Space Filters." and “Accuracy of Angle Measurement." IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electri- cal and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-7 No 1 January 1971, pp. 27-33, 34-41.
(22-26](22-26][22-27][22-27](22-28](22-28][22-29][22-29]William Earl Major, “Optimum Threshold Detection for an Infrared Nutating Detection System," Electrical Engineer Thesis, Naval Postgraduate School, Monterey, CA, March 1973.
(22-26]
(22-26]
[22-27]
[22-27]
(22-28]
(22-28]
[22-29]
[22-29]
Y. Itakura, A. Tsutsumi, and T. Takagi, "Statistical Properties of the Background Noise for the Atmospheric Windows in the Intermediate Infrared Region," Infrared Physics, Pergamon Publishing, Elmsford, NY, Vol. 14, 1974, pp. 17-29.
S. O. Rice, “Mathematical Analysis of Random Noise," Selected Papers on Noise and Stochastic Processes, Nelson Wax (ed.), Dover, New York, NY, 1965. Athanasios Papoulis, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, McGraw-Hill, New York, NY, 1965.
[22-30][22-30][22-31][22-31]R. S. Orr and R. D. Yates, “On the Estimation of the Arrival Time of Pulse Signals in Gaussian Noise," Lincoln Laboratory, Massachusetts Institute of Technology, Cambridge, MA, Report No. DOT/TSC-RA-3-8(6), 26 August 1974. Raymond A. Berkowitz, Modem Radar, John A. Wiley and Sons, New York.
[22-30]
[22-30]
[22-31]
[22-31]
NY, 1965.
[22-32][22-32]J. V. DiFranco, and W. L. Rubin, Radar Detection, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1968.
[22-32]
[22-32]
[22-33][22-34][22-33][22-34]I W. J. Smith, Modern Optical Engineering, McGraw-Hill, New York. NY,1966. | M. Bom and E. Wolf, Principles of Optics, Pergamon Press. Elmsford, NY.
[22-33]
[22-34]
[22-33]
[22-34]
1965, Third Edition.
[22-35][22-35][22-36][22-36][22-37][22-37][22-38][22-38][22.39][22.39][22-40][22-40]Wong, “A Likelihood Ratio Formula for Two-Dimensional Random Fields," IEEE Transactions on Information Theory, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. IT-20, No. 4, July 1974. pp. 418-422. L. A. Liusternik and V. J. Sobolev, Elements of Functional Analysis, Frederick Ungar, New York, NY, 1961.
[22-35]
[22-35]
[22-36]
[22-36]
[22-37]
[22-37]
[22-38]
[22-38]
[22.39]
[22.39]
[22-40]
[22-40]
V. Wjdder, Advanced Calculus, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1961, Second Edition.
M. Fitts, “Correlation Tracking Via Optimum Weighting Functions," Electro- Optical Division, Hughes Aircraft Company, Culver City, CA, Report No. P73-240, April 1973.
K. Bowers and R. J. Klinger, "Quantization Noise of Correlation Spectrometers," Astronomy and Astrophysics, Springer-Verlag, New York, NY. Supplement 15, 1974, pp. 373-380.
1. Barnea and H. F. Silverman, "A Class of Algorithms for Fast Digital Image Registration,” IEEE Transactions on Computers, Institute of Electrical and Electronics Engineers,.New York, NY, Vol. C-21, No. 2, 1972, pp. 179-186.
122-41]122-41]W. Johnson, “Analytical Development and Test Results of Acquisition Probability for Terrain Correlation Devices Used in Navigational Systems," AIAA Tenth Aerospace Sciences Meeting, San Diego, CA, 17-19 January 1972, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, AIAA
122-41]
122-41]
Paper No. 72-122.
22-421 Ralph Deutsch, Estimation Theory. Prentice-Hall, Englewood Cliffs. NJ, 1965.
Библиография
Allen. Donn A., and Marvin S. Stone, “The Effect of Scintillating Target Intensity upon the Performance of a Pulse-Position Modulation Optical Tracker,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 5, No. 4, April 1966, pp. 525-532.
Arcese. A., P. H. Mengert, and E. W. Trombini, “Image Detection Through Bipolar Correlation," IEEE Transactions on Information Theory, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. IT-16,. No. 5, September 1970, pp. 534-541.
Barnard, Thomas W., and Canoil R. Pencil, “Digital Laser Ranging and Tracking Using a Compound Axis Servomechanism,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 5, No. 4, April 1966, pp. 497-505.
Barnea, D. I., and H. F. Silverman, “A Class of Algorithms for Fast Digital Image Registration,” IEEE Transactions on Computers, Institute of Electrical and Electronics Engineers. New York, NY, Vol. C-21, No. 2, February 1972, pp. 179-186.
Berkowitz, Raymond A., Modern Radar, John Wiley and Sons, New York, NY, 1965.
Bershad, N. J., P. Merryman, and J. Sklansky, “Adaptive Trackers Based on Continuous Learning Theory," IEEE Transactions on Aerospace and Electronics Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-10, No. 2, March 1974, pp. 245-254.
Biberman, L. M., Reticles in Electro-Optical Devices, Pergamon Press, London, 1966.
Born, M., and E. Wolf, Principles of Optics, Pergamon Press, Elmsford, NY, 1965. Third Edition.
Bowers, F. K., and R. J. Klinger, “Quantization Noise of Correlation Spectrometers” Astronomy and Astrophysics, Springer-Verlag, New York, NY, Supplement 15, 1974, pp. 373-380.
Bowers, F. K„ D. A. Whyte, T. L. Landecker, and R. J. Klinger, “A Digital Correlation Spectrometer Employing Multiple-Level Quantization," Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 61, No. 9, September 1973, pp. 13 39-1343.
Carpenter, Robert O’B., “Comparison of AM and EM Reticle Systems,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 2, No. 3, March 1963, pp. 229-236.
Cooke, C. R., “Automatic Laser Tracking and Ranging System," Applied Op tics, Optical Society of America. Washington, DC, Vol. 11, No. 2, February 1972, pp. 277-284.
Crandall, S. H. and W. D. Mark, Random Vibration in Mechanical Systems, Academic Press, New York, NY, 1963. pp. 7 1-73.
Culver, R. C., “Evaluation of Concepts for a Laser Acquisition and Tracking Subsystem," Ball Brothers Research Corporation, Boulder, CO, Report No. AFAL-TR-73-180, AFAL/TEL/405B, June 1973.
Dahl, P. R.. A Solid Friction Model," Aerospace Corporation, Los Angeles, CA, Report No. AFO 4695-67-C-DI58, May 1968.
De Cou, Anthony B., “Interferometric Star Tracking," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 13, No. 2, February 1974, p. 414.
Delashnut, W. H., Jr., and R. F. Webber, “Analytical and Experimental Results for Maximizing the PuU-in Range of Product Correlators,” IEEE Transactions on Aero- Sy$,em$- institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-1O, No. 2, March 1974, pp. 216-222
TheOry’ Ргеп^«-Наи, Englewood Cliffs, NJ, 1965.
I$68 ’ ' ” an ‘ ^' ^ubin, Radar Detection, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ,
г
Fisher, D. W., R. F. Leftwich, and H. W Yatesr
WPticaf Society of Amenca, Washington, £ V^^
h Transactions on Aerospace^d^^?°Мтб Sterns»IEEE
ironies Engineers, New York, NY Vol AES 9 a* J1511^ °f Ekclrical and Elec-
№. J. M„ “Correlation Tracking’^oXwe^na 7’ ’’^
Division, Hughes Aircraft Co., Culver City, CA. Report No HmTap^'w ^ Fried, D. L., ‘Statistics of Laser Beam Fade Induced , * ,.P
opticai Society of Amenca, Washington, DC, Vol 12, No.'"* Februa^w MP
Gagliardi, Robert M., and Sherman Karo Ontimi
New York, NY, 1976.’ P Communications, Wiley-lnterscience,
Hansen J. P and S. Madhu “Angle Scintillations in the Laser Return From a Retrore- fleeter, Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol 11 No 2 February 1972, pp. 233-238.’
Hayes, J. N., P. B. Ulrich, and A. H. Aitken, “Effects of the Atmosphere on the Propagation of Ю.бд Laser Beams," Applied Optics, Opticai Society of America, Washington, DC, Vol. 11, No. 2, February 1972, pp. 257-260.
Hertel, Richard J., “Using an Image-Dissector Tube for Tracking a Point Source,'1 Laser Focus, Advanced Technology, Newton, MA. August 1976.
Hoge, F. E., “Integrated Laser/Radar Satellite Ranging and Tracking System," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 13, No. 10, October 1974, pp. 2352-2358.
Hudson, R. D., Infrared System Engineering, WiJey-interscience, New York, NY, 1969, pp. 249, 420, 202.
Itakura, Y., A. Tsutsumi, T. Takagi, “Statistical Properties of the Background Noise for the Atmospheric Windows in the Intermediate Infrared Region, Infrared Physics, Pergamon Publishing, Elmsford, NY, Vol. 14, 1974, pp. 17-29.
Johnson, M. W., “Analytical Development and Test Results of Acquisition Probability for Terrain Correlation Devices Used in Navigational Systems,” A1AA Tenth Aerospace Sciences Meeting, San Diego, CA, 17-19 January 1972, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, A1AA Paper No. 72-122.
Landau, M., and С. T. Leondes, “Volterra Scries Synthesis of Nonliner Stochastic Tracking Systems," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, lnst*tut* ®r Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-11, No. 2, Marc
Liusurntk, ^A. and V. J. Sobolev, Elements of Functional Analysis. Frederick Ungar Publishing, New York, NY, 1961.
Locke, A. S„ Guidance. D. Van Nostrand, Princeton, NJ, 1955 Ipp. 246- 5
Lucv R F г I Peters E J McGann, and К. T. Lang. “Precision Laser Automatic ^•s^r Z^ O^s. Optical Society of America, Washington. DC, Vol 5, No. 4, April 1966. PP. 517-524Hydrodynamic Treatmen! of Ihe
Maher, W. E„ “Laser Beam Propagatron Mode! W th У.Washington, DC,
Transmission Medrum," Applied Optics. Opt.d Soc.ety of Amenca.
Vol. 11, No. 2, February 1972, РР- 249-256. ,rnfrarcd Nutating Detection
Major, William Earl, “Optimum Th'“h^d на™Гро$№4иа1е School, Monterey, CA, System,” Electrical Engineer Thesis,
March 1973.,.Sensors," Optical Engineering,
Marloth, Rudolf, “Design Trade-Offs for ScanningE$tate$i CA, Vol.
Society of Photo-Optica) Instrumentation Engineers,
14, No. 1, January-February 1975,PP-
Marquis D C "Optical Tracking; A Brief Survey of the Field,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 5, No. 4, April 1966, pp. 481-487.
Monis H. D.. “Angular Acceleration Measurements for Geokinetic Stability," AIAA Guidance, Control and Flight Mechanics Conference, Hofstra University, Hempstead, NY, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, AIAA Paper
No. 71-909, 1971.
Neuweg, L. G., "Performance Evaluation of Scanning IR Optical Systems," Optical Engineering, Society of Photo-Optical Instrumentation Engineers, Palos Verdes Estates, CA, Vol. 14, No. 1, January-February 1975, pp. 6-14.
Olitsky, M., “Theoretical Analysis of SMAC Signal Processing," United States Naval Avionics Facility, Indianapolis, [N, Report No. TR-1420, 30 December 1969.
On, R. S., and R. D. Yates, “On the Estimation of the Arrival Time of Pulse Signals in Gaussian Noise,” Lincoln Laboratory, Massachusetts Institute of Technology, Cambridge, MA, Report No. DOT/TSC-RA-3-8(6), 26 August 1974.
Osborne, N. A., and D. L. Rittenhouse, “The Modeling of Friction and Its Effects on Fine Pointing Control," AIAA Mechanics and Control of Flight Conference, Anaheim, CA, American Institute of Aeronautics and Astronautics, New York, NY, AIAA Paper No.
74-875, August 1974.
Panter, P. F., Modulation, Noise, and Spectral Analysis, McGraw-Hill, New York, NY,
1965.
Papoulis, Athanasios, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, McGraw- Hill, New York, NY, 1965.
Pearson, John B., “Basic Studies in Airborne Radar Tracking Systems,” Ph.D. Dissertation, University of California, Cos Angeles, CA, University Microfilms, Ann Arbor, MI, Publication No. 7103838, 1970.
Pearson, J. B., and E. B. Stear, “Kalman Filter Applications In Airborne Radar Tracking," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-10, No. 3, May 1974, pp. 319-329.
Pratt, W. K., “Correlation Techniques of Image Registration," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-10, No. 3, May 1974, pp. 353-358.
Rice, S. O., “Mathematical Analysis of Random Noise," Selected Papers on Noise and Stochastic Processes, Nelson Wax (ed.), Dover, New York, NY, 1965.
Robinson, A. H., “Multidimensional Fourier Transforms and Image Processing with Finite Scanning Apertures,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 12, No. 10, October 1973, p. 2344.
Roe, G. M., and G. M. White, “Probability Density Functions for Correlators with Noisy Reference Signals,” IRE Transactions on Information Theory, Institute of Radio Engineers, New York, NY, Vol. 7-8, No. 1, January 1961, pp. 13-18.
Rue, A. K„ “Calibration of Precision Gimbaled Pointing Systems," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY,-Vol. AES-6, No. 5, September 1970, pp. 607-706.
Rue, A. K„ “Correction to ‘Stabilization of Precision Electro-Optical Pointing and Tracking System,* " IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electnca! and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-6, No. 6, November 1970, pp. 855-857.
Rue A. K., “Precision Stabilization Systems," IEEE Transactions on Aerospace and v i,nSUtUte Of Е1ес^1 and Electronics Engineers, New York, NY,
Vol. AES-10, No. 1, January 1974, pp. 34-42.
Rue. A. K.. “Stabilization of Precision Electro-Optical Pointing and Tracking Systems,”
IEEE Transactions on Aerospace and Electronic c
Electronics Engineers, New York NY Vol ь^6^’ lnslltu,c of Electrical and 805-819.'* Ats‘5. No. 5, September 1969, pp.
Saleh, Bahaa E. A., “Estimation of the Location n .
tors Limited by Quantum Noise," Applied Optics ОоНса^ ^^ 7'th Photodclc<> ington, DC, Vo!. 13, No. 8, August 1974p,Ш4Ч827” °' ^^ Wa!h'
Samuelsson, Hans, “Infrared Systems- Exorewion for i
Noise with Space Filters," and -‘Accur^Ind-<
on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electr^^En^
neers, New York, NY, Vol. AES-7, No. 1, January 1971, pp. 27-33, 34-41.
Savet, P. H., Gyroscopes: Theory and Design, McGraw-Hill, New York NY 1961
Schuck Waiter H "Vidicon Star Tracker." AppM Optic, Optical Society of America.
Washington, DC, Vol. 5, No. 4, April 1966, pp. 489496.
Schwartz, M., Information Transmission Modulation and Noise, McGraw-Hill New York NY, 1970, Second Edition.
Schwartz, M., and L. Shaw, Signal Processing: Discrete Spectral Analysis. Detection and Estimation, McGraw-Hill, New York, NY, 1975.
Schwarz, Ralph J., Bernard Friedland, Linear Systems McGraw-Hill, New York NY 1965.
Sher, Laurence, “Tracking Systems Requirements for Atmospheric Steering Compensation,” Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 14, No. 11, November 1975, pp. 2750-2755.
Singer, R. A., and K. W. Behnke, “Real-Time Tracking Filter Evaluation and Selection for Tactical Applications," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. AES-7, No. 1, January 1971, pp. 100-110.
Smith, W. 3.,Modern Optical Engineering, McGraw-Hill, New York, NY, 1966.
Spiro, Irving J., “The Optimization of an Optical Missile Guidance Tracker," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 8, No. 7, July 1969, pp. 1365-1371.
Staron, M., "Control Optimization of a Laser Automatic Tracking System: Influence ot the Space-Time Returns of the Echoes," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 11, No. 2, February 1972, pp. 285-290.
Thomson, W. T., Introduction to Space Dynamics, John Wiley and Sons, New York, NY, 1963, pp. 230-232. „ v
Tou, J. T., Digital and Sampled Data Control Systems, McGraw-Hill, New York, N , Truxal, J^G., Control Engineer’s Handbook, McGraw-НЩ, New York, NY, 1958, pp. Webb6W. E. and J. T. Marino, Jr., "Threshold Detection man O"-0"8^ C0”* cations Channel with Atmospheric Scintillation.’ ^ppbed Optics Opbcri Society
Wo^T-A "t^-"
Transactions on Information Theory. Inshtut '
New York, NY, Vol. IT-20, No. 4, July , PP_frequencies of a
Yap. В. K, “Effects of Object and Detector Sues on theSP 9gf
One-Dimensional-y-Scanned 0,^
America, Washington, DC, Vol. 14, No. 3, March PP
К главе 23
Цитируемая литература
[23-1) F. Т. Arecchi, et al. (eds.), Laser Handbook. North Holland Publishing, Amsterdam, The Netherlands, 1972, pp. 1479-1485, 1469-1476.
[23-2) C. R. Cooke, "Automatic Laser Tracking and Ranging System," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 11, No. 2, February 1972, p. 277.
[23-3] T. Flom and D. Coombes, “Multiple Target Tracking and Target Altitude Determination with a Scanning Laser," Journal of Navigation, London, England, Winter, 1974-75.
[23-4] P. Wilson, et al., “Short Pulse Satellite Ranging System,” EO/IL ’77 Conference, October 1977, Anaheim, CA, sponsored by Electro Optic System Design’ [23-5 ] Defense Electronic Products, RCA Electro Optics Handbook, Aerospace Systems Division, Burlington, MA, 1968.
(23-6) S. Valley (ed.), Handbook of Geophysics, Macmillan, New York, NY, I960, pp 13-14.
(23-7) P. W. Kruse et al.. Elements of Infrared Technology: Generation, Transmission and Detection, John Wiley and Sons, New York, NY, 1962, p. 189-191.
[23-8] L. Elterman, “A Model of a Clear Standard Atmosphere for Attenuation in the Visible Region and Infrared Windows,” Air Force Cambridge Research Laboratories, Bedford, MA, Report 63-675, AFCRL, AD 422 014, 1963.
[23-9] R. A. McClatchey, R. W. Fenn, F.E. Volz, J. S. Garing, and J. E. A. Selby, “Optical Properties of the Atmosphere (Revised)," Air Force Cambridge Research Laboratories, L. G. Hanscom Field, Bedford, MA, AFCRL-71-0279 AFCRL-ERP-354, 10 May 1971.
[23-10] V. 1. Tatarsky, Wave Propagation in a Turbulent Medium. McGraw-Hill, New York. NY, 1961.
[23-11 ] Radiofizika (Radiophysks and’ Quantum,. Electronics) Plenum Publishing, New York, NY “On Strong Amplitude Fluctuations of a Wave Propagating in a Medium with Weak Random Inhomogeneities," Vol. 10, No. 1, 1967.
[23-12] D. L. Fried, G.E. Meyers, and M.P. Keister, "Measurements of Laser-Beam Scintillation in the Atmosphere," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington. DC, Vol. 57, No. 6. June 1967, p. 787.
[23-13] G. R. Ochs and R.S. Lawrence, "Saturation of Laser-Beam under Conditions of Strong Atmospheric Turbulence," Journal of the Optical Society of Am erica. Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 59, No. 2. February 1969, p. 226.
[23-14] D. L. Fried, "Aperture Averaging of Scintillation," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington. DC, Vol. 57, No. 2, February 1967, p. 169.
(-3-15] E. C. Silverberg, "Operation and Performance of a Lunar Laser Ranging Station," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 13, No. 3, March 1974, pp. 565-575.
[23-16] W N. Peters and A. M. Ledger, “Techniques for Matching Laser TEMo0 Mode to Obscured Circular Aperture," Applied Optics. Optical Society of America, V°L % N0" 6‘ June ,97°- PP- 1435-1442.
'Microwave"Bandwidth Optical Receiver Systems," Proceedings of
„ м t A I"SUtute 01 Metrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 5i.No.l0. October 1967, pp. 1686-1700.
[23-181 В М. Oliver, “Signa l-to-Noise Ratios in Photoelectric Mixin»" v pp. I960-6L "UtC °f Radi° ЕП®ПееГ5, NCW Y°,k' NY-VoL «M»^
[23-19] M. Ross, Laser Receivers. John Wiley and Sons, New York, NY, 1966.
[23-20} Merrill 1. Skolnik, Introduction to Radar Systems. McGraw-Hill, New York NY
1962.*
(23-21 ] S. O. Rice, “Mathematical Analysis of Random Noise,*' Bell System Technical Journal. American Telephone and Telegraph Company, New York NY Vol ^3 No. 3,p. 282; ibid, Vol. 24, No. I, July 1944; ibid,January 1945, p. 46.’
[23-221 R. 1 Abbot, P. J. Shelus, J. D. Mulholland, and EC. Silverberg, “Laser Observations of the Moon: Identification and Construction of Normal Points for 1969-1971, The Astronomical Journal. (American Astronomical Society) American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 78, No. 8 October 1973 pp. 784-793.
[23-23] C. G. Lehr, M. R. Pearlman, J. L. Scott, and J. Wohn, “Laser Satellite Ranging,’’ Laser Applications in the Geosciences, J. Gauger and F. Hall (eds.), Western Periodicals, CA, 1970, pp. 111-130.
[23-24] E. Hecht, and A. Zajac, Optics. Addison-Wesley Publishing, Reading, MA, 1974. [23-25 ] M. Born, and E. WoVt, Principles of Optics, Pergamon Press, New York, NY, 1959. [23-26] RCA Staff, “Solid State Infrared-Emitting Diodes, Injection Lasers, Silicon Diodes,” RCA, Harrison, NJ, Brochure NO. OPT-100B, 1972; See also, “Solid State 1R Emitters and Injection Lasers,’* Brochure No. ОРТ-I 13C, July Г977, [23-27] N. Wiener, The Extrapolation, Interpolation, and Smoothing of Stationary Time Series with Engineering Applications, John Wiley and Sons, New York, NY,
[23-28][23-28][23-29][23-29][23-30][23-30][23-31 |[23-32][23-31 |[23-32][23-33][23-33][23-34][23-34]1949.С. E. Shannon and W. Weaver, The Mathematical Theory of Communication. University of Illinois Press, Urbana, IL. 1949.С. E. Shannon, “Communication in the Presence of Noise," Proceedings of the IRE, Institute of Radjo Engineers, New York, NY, Vol. 37, No. I, January y9 A9’ Koternikov, The Theory of Optimum Noise Immunity. McGraw-Hill. New York, NY, 1959.H. S. Black. ЛМ^№« Theory. Van Nostrand Pnnceton, NJ 1953W.B. Davenport. Jr., and W. L. Root, An Inuoducho- .o ,)„ Ihcor, of Random Signals and Noise. McGraw-Hill. New Yorк NY 1958Y. W. Lee, Sums oral Theory of Commumdion. John Wiley and Sons.CW.' Hcbtrom.' Sia.is.icai Theory of Signal Oc.cc. ion. Penmen Press, New1949.С. E. Shannon and W. Weaver, The Mathematical Theory of Communication. University of Illinois Press, Urbana, IL. 1949.С. E. Shannon, “Communication in the Presence of Noise," Proceedings of the IRE, Institute of Radjo Engineers, New York, NY, Vol. 37, No. I, January y9 A9’ Koternikov, The Theory of Optimum Noise Immunity. McGraw-Hill. New York, NY, 1959.H. S. Black. ЛМ^№« Theory. Van Nostrand Pnnceton, NJ 1953W.B. Davenport. Jr., and W. L. Root, An Inuoducho- .o ,)„ Ihcor, of Random Signals and Noise. McGraw-Hill. New Yorк NY 1958Y. W. Lee, Sums oral Theory of Commumdion. John Wiley and Sons.CW.' Hcbtrom.' Sia.is.icai Theory of Signal Oc.cc. ion. Penmen Press, NewYork, NY, 1960principles of Communieauon Enginerring.[23-35] J.M. Wozencratt and I. M. Jacobs PJohn Wiley and Sons, New York NY 1 ^ ^^ ^^ T,123-361 ЖГ —" Ph8 Company. New York. NY. VoL 3.^^^ SyS^ Co—ion Systemsand^^^ ^ — " "Hill, New York, NY, 1965„ ,lQndbook of Lasers with SelectedI. Liberman, “Incoherent Optical Sou ,^ QH 1971. pp. 13-38.Data on Optical Technology. CRCYork, NY, 1960principles of Communieauon Enginerring.[23-35] J.M. Wozencratt and I. M. Jacobs PJohn Wiley and Sons, New York NY 1 ^ ^^ ^^ T,123-361 ЖГ —" Ph8 Company. New York. NY. VoL 3.^^^ SyS^ Co—ion Systemsand^^^ ^ — " "Hill, New York, NY, 1965„ ,lQndbook of Lasers with SelectedI. Liberman, “Incoherent Optical Sou ,^ QH 1971. pp. 13-38.Data on Optical Technology. CRC[23-37][23-37][23-38][23-38][23-39][23-39]
[23-28]
[23-28]
[23-29]
[23-29]
[23-30]
[23-30]
[23-31 |
[23-32]
[23-31 |
[23-32]
[23-33]
[23-33]
[23-34]
[23-34]
1949.
С. E. Shannon and W. Weaver, The Mathematical Theory of Communication. University of Illinois Press, Urbana, IL. 1949.
С. E. Shannon, “Communication in the Presence of Noise," Proceedings of the IRE, Institute of Radjo Engineers, New York, NY, Vol. 37, No. I, January y9 A9’ Koternikov, The Theory of Optimum Noise Immunity. McGraw-Hill. New York, NY, 1959.
H. S. Black. ЛМ^№« Theory. Van Nostrand Pnnceton, NJ 1953
W.B. Davenport. Jr., and W. L. Root, An Inuoducho- .o ,)„ Ihcor, of Random Signals and Noise. McGraw-Hill. New Yorк NY 1958
Y. W. Lee, Sums oral Theory of Commumdion. John Wiley and Sons.
CW.' Hcbtrom.' Sia.is.icai Theory of Signal Oc.cc. ion. Penmen Press, New
1949.
С. E. Shannon and W. Weaver, The Mathematical Theory of Communication. University of Illinois Press, Urbana, IL. 1949.
С. E. Shannon, “Communication in the Presence of Noise," Proceedings of the IRE, Institute of Radjo Engineers, New York, NY, Vol. 37, No. I, January y9 A9’ Koternikov, The Theory of Optimum Noise Immunity. McGraw-Hill. New York, NY, 1959.
H. S. Black. ЛМ^№« Theory. Van Nostrand Pnnceton, NJ 1953
W.B. Davenport. Jr., and W. L. Root, An Inuoducho- .o ,)„ Ihcor, of Random Signals and Noise. McGraw-Hill. New Yorк NY 1958
Y. W. Lee, Sums oral Theory of Commumdion. John Wiley and Sons.
CW.' Hcbtrom.' Sia.is.icai Theory of Signal Oc.cc. ion. Penmen Press, New
York, NY, 1960principles of Communieauon Enginerring.
[23-35] J.M. Wozencratt and I. M. Jacobs P
John Wiley and Sons, New York NY 1 ^ ^^ ^^ T,
123-361 ЖГ —" Ph8 Company. New York. NY. VoL 3.
^^^ SyS^ Co—ion Systemsand
^^^ ^ — " "
Hill, New York, NY, 1965„ ,lQndbook of Lasers with Selected
I. Liberman, “Incoherent Optical Sou ,^ QH 1971. pp. 13-38.
Data on Optical Technology. CRC
York, NY, 1960principles of Communieauon Enginerring.
[23-35] J.M. Wozencratt and I. M. Jacobs P
John Wiley and Sons, New York NY 1 ^ ^^ ^^ T,
123-361 ЖГ —" Ph8 Company. New York. NY. VoL 3.
^^^ SyS^ Co—ion Systemsand
^^^ ^ — " "
Hill, New York, NY, 1965„ ,lQndbook of Lasers with Selected
I. Liberman, “Incoherent Optical Sou ,^ QH 1971. pp. 13-38.
Data on Optical Technology. CRC
[23-37]
[23-37]
[23-38]
[23-38]
[23-39]
[23-39]
(23-40) С. И. Gooch. Gallium Arsenide Lasers. Wiley-Interscience, John Wiley and Sons, New York, NY. 1969.
(23-41) IL A. Flion, “Optical Communications in the Atmosphere,” Electronic, Electro- Optic, and Infrared Countermeasure, Hamilton Burr Publishing, Santa Clara CA, Vol. 1, No. 4, August 1975, p. 43.
(23-42) J. A. Jamieson, R. H. McFee, G. N. Plass, R. H. Grube, and R.C. Richards, Infrared Physics and Engineering, McGraw-Hill, New York, NY, 1963.
[23-43] E. Fitch, “The Spectrum of Modulated Pulses,” Journal of the Institution of Electrical Engineers, Institution of Electrical Engineers, London, England, Vol. 94, Part ЗА, 1947, pp. 556-564.
[23-44) V. N. Rao, “Some Aspects of the Spectrum of Modulated Pulses,” Journal of the Indian Institute of Science, Indian Institute of Science, Bangalore-560012, India, Vol. 35, Sec. B. July 1953, pp. 125-136.
[23-45] S. H. Moss, “Frequency Analysis of Modulated Pulses,” Philosophical Magazine and Journal of Science, Taylor and Francis Ltd., London, England, Series 7, Vol. 39, September 1948, pp. 663-691.
[23-46] P. F. Panter, Modulation, Noise, and Spectral Analysis, McGraw-Hill, New York NY, 1965.
[23-47) С. E. Tibbs and G. G. Johnstone, Frequency Modulation Engineering, John Wiley and Sons, New York, NY, 1956.
[23-48] A. L. Schawlow and С. H. Townes, “Infrared and Optical Masers,” Physical Review. American Physical Society, New York, NY, Vol. 112, December 1958, pp 1940-1949.
(23-49) Т.Н. Maiman, “Stimulated Optical Radiation in Ruby,” Nature, Macmillan Journals Ltd., Washington, DC, Vol. 187, No. 4736, August 1 960, pp. 493^94.
[23-50] R. J. Pressley (ed.) “Coherent Optical Sources” (by various authors) Handbook of Lasers with Selected Data on Optical Technology, CRC Press, Cleveland OH 1971, pp. 183-420.
(23-51) A. Yariv and W. M. Caton, “Frequency, Intensity, and Field Fluctuations in Laser Oscillators, IEEE Journal of Quantum Electronics, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. QE-10, No. 6, June 1974 pp 509-515.
(23-52) R. Kmgslake, (ed.), Applied Optics and Optical Engineering, Vol. I, Academic Press, Washington, DC, 1 965.
(23-53) NL Fran^on, Diffraction Coherence in Optics, Pergamon Press, Elmsford, NY, 1966.
(23-55)(23-56)[23-57](23-58](23-55)(23-56)[23-57](23-58]123 541 PUIS1^’ The Transmission of Electro-Magnetic Waves through Wire Diffraction Gratings, Doctoral Dissertation Series Publication No. 21, 348, University Microfilms, Ann Arbor, MI, 1956.
(23-55)
(23-56)
[23-57]
(23-58]
(23-55)
(23-56)
[23-57]
(23-58]
New^oi^V^S^^^ TranSmission- Modulation and Noise, McGraw-Hill,
A. Hund, Frequency Modulation. McGraw-Hill, New York NY 194^
Pder Kristalloptic, Tubner, Leipzig, Germa’ny, 1906.
(23-59)(23-59)Review^ du ' Ward> °Ptical Harmonics and Non-Linear Phenomena,” ™ySlCS- Amer*can Institute of Physics, New York, NY, Vol. аз, 1У63, pp. 23-29.
(23-59)
(23-59)
of i^-^* ^ Turner» Electro-Optic Light Modulators,” Proceedings W Ж ^ Electronics Engineers, New York, NY, voj. No. 10, October 1966, pp 1374.1390
^ ; П<1 ^ n ^ "Lineai Electr^Ptic Materials,” Handbook of 1971, PP 447^459 ^ ^ ^ ^^ Те<?Ьпо1о8У. CRC Press, Cleveland, OH,
[23-61] J. E. Geusic, W. B. Bridges, and J. I. Pankove, “Coherent Optical Sources for Communications,” Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 58, No. 8, October 1970 dd 1419-1439.
(23-62] E. I. Gordon, “A Review of Acousto-optical Deflection and Modulation Devices,” Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 54, No. 10, October 1966, pp. 1391-1401.
[23-63] D. Maydan, “Acousto-optical Pulse Modulators, IEEE Journal of Quantum Electronics, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY Vol. QE-6, No. 1, January 1970, pp. 15-24.
[23-64] R. W. Dixon, “The Photoelastic Properties of Selected Materials and Their Relevance for Applications to Acoustic Light Modulators and Scanners,” Journal of Applied Physics, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 38, No. 13, December 1967, pp. 5149-5153.
[23-65] H. Melchior, M. B. Fisher, and F. R. Arams, “Photodetectors for Optical Communication Systems,” Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 58, No. 10, October 1970, pp. 1466-1486.
[23-66] A. E. Siegman, “The Antenna Properties of Optical Heterodyne Receivers," Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 54, No. 10, October 1966, pp. 1350-1356.
[23-67][23-68][23-69][23-70][23-71][23-72][23-67][23-68][23-69][23-70][23-71][23-72]W. K. Pratt, Laser Communication Systems, John Wiley and Sons, New York,
[23-67]
[23-68]
[23-69]
[23-70]
[23-71]
[23-72]
[23-67]
[23-68]
[23-69]
[23-70]
[23-71]
[23-72]
NY, 1969, p. 188.
F. A. Arnold and F. W. Nelms, “Arnold Engineering Development Center Long Wavelength Infrared Test Facilities ” Optical Engineering, Society of Photo- Optical Instrumentation Engineers, Palos Verdes Estates, CA, Vol. 15, No. 6, November/December 1976, pp. 549-553.
R. M. Hartman, McDonnell Douglas Astronautics Company, Huntington Beach,
CA, Private Communication, 1976.
U S Army Missile Research and Development Command Staff. “Advanced Simulation Center,” Advanced Simulation Center Brochure, Redstone Arsenal, DRDMI-TD. AL, 1976, pp. 5, 7-10, 12. 13, 21.
V Bly Night Vision Laboratories. Ft. Belvoir, VA, “Simulation Techniques in the Far Infrared,” Paper delivered at the Meeting of the Association of Old
RTeSe^and H? Popper, "Infrared Simulation System (IRSS) Ph^ Army Missile Command, Redstone Arsenal, AL, Final Report 71SD48 ,
Contract DA AHO 1 -71 -C-0511, July 1971.
Библиография
Abbot R I P J Shelus J. D. Mulholland, and E. C. Silverberg, “Laser Observations of АЬ?ь='Moon; Identification and Construction of Norma! Points for 1969-197i;The Astronomical Journal. (American Astronomical Society) American Institute Phviics New York NY, Vol. 78, No. 8, October 1973, pp. 784-793.
AreccM F T et al', (eds). Laser Handbook. North Holland Publishing Company. "T^fT^^Center. Long
^i»« Test^Facilities," Optical En*S„d Pho^ptica instrumentation Engineers, Palos Verdes Estates. CA, Vol. 15, No. 6, November/
Вае^Г^'^Ун.^ “Infrared Simulation System (IRSS) Phase I." Army
Missile Command, Redstone Arsenal, AL, Final Report 71SD484, Contract DAAHOl 7I-C-05H. July 1971.
Black. H. S., Modulation Theory, Van Nostrand, Princeton, NJ, 1953.
Born, M., and E. Wolf, Principles of Optics. Pergamon Press, New York, NY, 1959
Cooke, C. R., “Automatic Laser Tracking and Ranging System," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 11, No. 2, February 1972, p. 277.
Davenport, W. B., Jr., and W. L. Root, Ди Introduction to the Theory of Random Signals and Noise, McGraw-Hill, New York, NY, 1958.
Defense Electronic Products,RCA Electro Optics Handbook, Aerospace Systems Division, Burlington, MA, 1968.
Dixon, R. W., “The Photoelastic Properties of Selected Materials and Their Relevance for Applications to Acoustic Light Modulators and Scanners," Journal of Applied Physics, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 38, No. 13, December 1967, pp. 5149-5153.
Elion, H. A., “Optical Communications in the Atmosphere," Electronic, Electro-optic, and Infrared Countermeasure, Hamilton Burr Publishing, Santa Clara, CA, Vol. 1, No. 4, August 1975, p. 43.
Elterman, L., "A Model of a Clear Standard Atmosphere for Attenuation in the Visible Region and Infrared Windows," Air Force Cambridge Research Laboratories, Bedford, MA, Report 63-675. AFCRL, AD 422 014, 1963.
Fitch, E., “The Spectrum of Modulated Pulses," Journal of the Institution of Electricat Engineers. Institution of Electrical Engineers, London, England, Vol. 94, Part ЗА, 1947. pp. 5 5 6-5 64
Flom, T., and D. Coombes, "Multiple Target Tracking and Target Altitude Determination with a Scanning Laser,” Journal of Navigation, Royal Institute of Navigation, London, England, Winter, 1974-75.
Francon, M., Diffraction Coherence in Optics, Pergamon Press, Elmsford, NY, 1966.
Franken, P. A., and J. F. Ward, “Optical Harmonics and Non-Linear Phenomena," Review of Modern Physics, American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 35, 1963, pp. 23-29.
Fried, D. L., “Aperture Averaging of Scintillation^" Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 57, No. 2, February 1967, p. 169.
Fried, D. L., G. E. Meyers, and M. P. Keister, “Measurejnents of Laser-Beam Scintillation in the Atmosphere," Journal of the Optical Society of America, Optica! Society of America, Washington, DC, Vol. 57, No. 6, June 1967, p. 757.
Geusic, J. E., W. B. Bridges, and J. 1. Pankove, “Coherent Optical Sources for Communications." Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 58, No. 8, October 1970, pp. 1419-1439.
Gooch, С. H., Gallium Arsenide Lasers, Wiley-Interscience, John Wiley and Sons, New York, NY, 1969.
Gordon, E. L, “A Review of Acousto-optical Deflection and Modulation Devices," Proceedings of the lEkh, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 54,No. 10, October 1966, pp. 1391-1401.
HeC1974E’* and A ZajaC* °PtiC$’ Addison-Wesley Publishing Company, Reading, MA,
Helstrom, C. W., Statistical Theory of Signal Detection, Pergamon Press, New York, NY, 1960.
Hund, A., Frequency Modulation, McGraw-Hill, New York, NY, 1942.
Jarmeson, J. A., R. H. McFee, G. N. Plass, R. H. Grube, and R.C. Richards, Infrared Physicsand Engineering, McGraw-Hill, New Xprk, NY, 1963.
Kaminow, I. P„ and E. H. Turner, “Linear Electro-optic Materiak ”/At,,
459? Se,CCfed Da,a on Oprtcal Technology, CRC Press, Cleveland, OH, 1971,°pp. 447.
Kaminow L P„ and E. H, Turner, "Electro-Optic Light Modula tors “Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York NY Vol 54 10, October 1966, pp. 1374-1390.'’ ‘ °"
Kerr, J. R„ "Microwave-Bandwidth Optical Receiver System," Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY Vol October 1967, pp. 1686-1700.*'‘ °*
Kingslake, R., (ed.), Applied Optics and Optical Engineering, Vol. 1, Academic Press Washington, DC, 1965.
KoteEnikov, V. A., The Theory of Optimum Noise Immunity, McGraw-Hill New York NY, 1965.
Kruse, P. W., et al., Elements of Infrared Technology: Generation, Transmission and Detection, John Wiley and Sons, New York, NY, 1962, pp. 189-191.
Lee, Y. W., Statistical Theory of Communication, John Wiley and Sons, New York NY 1960.
Lehr, C. G., M. R. Pearlman, J. L. Scott, and J. Wohn, "Laser Satellite Ranging," Laser Applications in the Geosciences, J. Gauger and F. Hall (eds.). Western Periodicals, CA, 1970, pp. i 11-130.
Liberman, I., "Incoherent Optical Sources," Handbook of Lasers with Selected Data on Optical Technology, CRC Press, Cleveland, OH, 1971, pp. 13-38.
Maiman, T. H., "Stimulated Optical Radiation in Ruby," Nature, Macmillan Journals Ltd., Washington, DC, Vol. 187, No. 4736, August I960, pp. 493-494.
Maydan, D.. "Acousto-optical Pulse Modulators," IEEE Journal of Quantum Electronics, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. QE-6, No. 1, January 1970, pp. 15-24.
McClatchey, R. A., R. W. Fenn, F. E. Volz, J.S. Garing, and J. E. A. Selby, "Optical Properties of the Atmosphere (Revised)," Air Force Cambridge Research Laboratories, L.G. Hanscom Field, Bedford, MA, AFCRL-71-0279, AFCRL-ERP-354, 10 May 1971.
Melchior, H., M. B. Fisher, and F. R. Arams, "Photodetectors for Optical Communication Systems," Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 58, No. 10, October 1970, pp. 1466-1486.
Moss, S. H., "Frequency Analysis of Modulated Pulses," Philosophical Magazine and Journal of Science, Taylor and Francis Ltd., London England, Series 7, Vol. 39, September 1948, pp. 663-691.
Nyquist, H„ "Certain Factors Affecting Telegraph Speed," Bell System Technical Journal, American Telephone and Telegraph Company, New York, NY, Vol. 3, No. 1, April 1924, pp. 324-346.
Ochs, G. R., and R. S. Lawrence, "Saturation of Laser-Beam under Conditions of Strong Atmospheric Turbulence," Journal of the Optical Society of America, Optical Society of America, Washington, DC. Vol. 59, No. 2, February 1969. p 226.
Oliver, В. M., "Signal-to-Noise Ratios in Photoelectric Mixing," Proceedings of the IRE, Institute of Radio Engineers, New York, NY, Vol. 49, December 1961, pp. 1960-1961.
Panter, P. F., Modulation, Noise, and Spectral Analysis, McGraw-Hill, New York, NY, Papoulis, A., Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, McGraw-Hill. New
York, NY, 1965.,
Peters W N and A. M. Ledger, "Techniques for Matching Laser TEMOO Mode to Obscured Circular Aperture," Applied Optics, Optical Society of America, Washinston,
DC, Vol. 9, No. 6, June 1970, pp. 1435-1442.
Pockels. F.. Lehrbuch der Kristalloptic, Tiibner, Leipzig, Germany, 1906.
Pratt. W. K., Laser Communication Systems, John Wiley and Sons, New York, NY, 1969, P. 188.
Pressley. R. J., (ed.) “Coherent Optical Sources” (by various authors) Handbook of Lasers with Selected Data on Optical Technology, CRC Press, Cleveland, OH 1971 pp. 183-420. ‘’
Pursley, W. K., The Transmission of Electro-Magnetic ll'aret through Wire Diffraction Gratings, Doctoral Dissertation Scries Publication No. 21, 348 University Microfilms Ann Arbor, Ml, 1956.
Radiofuika, (Radiophysics and Quantum Electronics) Plenum Publishing, New York, NY “On Strong Amplitude Fluctuations of a Wave Propagating in a Medium with Weak Random Inhomogeneities,” Vol. 10, No, 1, 1967.
Rao, V. N., “Some Aspects of the Spectrum of Modulated Pulses,” Journal of the Indian Institute of Science, Indian Institute of Science, Bangalore-560012, India, Vol. 35, Sec. B. July 1953, pp. 125-136.
RCA Staff, “Solid State Infrared-Emitting Diodes, Injection Lasers, Silicon Diodes" RCA, Harrison, NJ, Brochure No. OPT-100B, 1972; See also, “Solid State 1R Emitters and Injection Lasers,” Brochure No. ОРТ-113C, July 1977.
Rice, S. O., “Mathematical Analysis of Random Noise," Bell System Technical Journal, American Telephone and Telegraph Company, New York, NY, Vol. 23, No. 3, p. 282; ibid. Vol, 24, No. IJuly 1944;<6id, January 1945, p. 46.
Ross, M., Laser Receivers, John Wiley and Sons, New York, NY, 1966.
Schawlow, A. L., and С. H. Townes, “Infrared and Optical Masers," Physical Review, American Physical Society, New York, NY, Vol. 112, December 195 8, pp. 1940-1949.
Schwartz, М.» Information Transmission, Modulation and Noise, McGraw-Hill, New-York NY, 1959.
Schwartz, M., W. R. Bennett, and S. Stein, Communication Systems and Techniques, McGraw-Hill, New York, NY, 1966.
Shannon, C. E„ “Communication in the Presence of Noise,” Proceedings of the IRE, Institute of Radio Engineers, New York, NY, Vol. 37, No. 1, January 1949 do 10-21.
Shannon, С. E., and W. Weaver, The Mathematical Theory of Communication, University of Illinois Press, Urbana, IL, 1949.
Siegman, A. E., “The Antenna Properties of Optical Heterodyne Receivers,” Proceedings of the IEEE, Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. 54, No. 10, October 1966, pp. 1350-1356.
Silverberg, E. C., “Operation and Performance of a Lunar Laser Ranging Station," Applied Optics, Optical Society of America, Washington, DC, Vol. 13, No. 3, March 1974, pp. 565-575.
Skolnik. Merrill, I., Introduction to Radar Systems, McGraw-Hill, New York, NY, 1962. Tatarsky, V. I., Wave Propagation in a Turbulent Medium, McGraw-Hill, New York, NY, 1ОЛ1
Tibbs, С. E., and G.G. Johnstone, Frequency Modulation Engineering, John Wiley and Sons, New York, NY, 1956.
U.S. Army Missile Research and Development Command Staff, “Advanced Simulation Center,” Advanced Simulation Center Brochure, Redstone Arsenal, DRDMI-TD, AL, 1976, pp. 5, 7-10, 12, 13, 21.
Valley, S. (ed.), Handbook of Geophysics, Macmillan, New York, NY, 1960, pp. 13-14.
Wiener, N., The Extrapolation, Interpolation, and Smoothing of Stationary Time Series with Engineering Applications, John Wiley and Sons, New York, NY, 1949.
Wilson, P., et al, “Short Pulse Satellite Ranging System,” E0/1L *77 Conference, October 1977, Anaheim, CA, sponsored by Electro Optical System Design.
Wozencraft, J. M., and I. M. Jacobs, Principles of Communication Engineering, John Wiley and Sons, New York, NY, 1967.
Yariv,,A., and W. M. Caton, “Frequency, Intensity, and Field Fluctuations in Laser Oscillators,” IEEE Journal of Quantum Electronics. Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, NY, Vol. QE-10, No. 6, June 1974, pp. 509-515.
К главе 24
Цитируемая литература
[24-1 ] С. С. Lin (ed.), High Speed Aerodynamics and Jet Propulsion, Vol. V, Turbulent Flows and Heat Transfer, Princeton University Press, Princeton, NJ, 1959.
[24-2J Herman Schlicting, Boundary Layer Theory, McGraw-Hill Book Company New York. NY, 1968.
[24-31 P. J. Schneider, Conduction Heat Transfer, Addison-Wesley Publishing Company, Reading, MA, 1955.
[24-41 J. Fourier. Analytical Theory of Heat. Dover Publications, New York, NY, 1955.
[24-5) E. R. Van Driest, “Investigation of Laminar Boundary Layer in Compressible Fluids Using the Crocco Method," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 2597, January 1952.
[24-6] M. J. Sibulkin, Aeronautical Science, Vol. 19, No. 570, 1952.
[24-7 ] National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, “Equations, Tables, and Charts for Compressible Flow," Technical Report 1135, 1947.
[24-8] H. A. Stine and K. Wanlass, “Theoretical and Experimental Investigation of Aerodynamic Heating and Isothermal Heat Transfer Parameters on a Hemispherical Nose with Laminar Boundary Layer at Supersonic Mach Numbers," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 3344, 1957.
[24-9] I. E. Beckwith and 1. S. Gallagher, “Heat Transfer and Recovery Temperatures on a Sphere with Laminar Transitional and Turbulent Boundary Layers at Mach Numbers of 2.00 and 4.15,” National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 4125, 1957.
[24-10] K. A Kieselev, “Computation of Radiance Emitted by a Nonuniformly Heated Flat Protective Window,” Soviet Journal of Optical Technology. American Institute of Physics, New York, NY, Vol. 35, No. 4, July-August 1968, pp.
491-494.
[24-11][24-12][24-13][24-14][24-15][24-11][24-12][24-13][24-14][24-15]A. F. Charwat, C. F. Dewey, J. N. Roos, and J. A. Hitz, “An Investigation of Separated Flows, Part II, Flow in the Cavity and Heat Transfer." Journal of the Aerospace Sciences, Vol. 28, No. 7, July 1961.
[24-11]
[24-12]
[24-13]
[24-14]
[24-15]
[24-11]
[24-12]
[24-13]
[24-14]
[24-15]
J. C. Slater and N.H. Frank, Electromagnetism, McGraw-Hill Book Company, New York, NY, 1969.
S. L. Valley (ed.), Handbook of Geophysics and Space Environments, Air Force Cambridge Research Center, Cambridge, MA, 1965.
H. A. Melkus, “The Behavior of a Light Ray Penetrating a Supersonic Flow Field," U.S. Air Force ARDC Report AFMDC-TR-59-39, October 1959.
H. W. Liepmann, “Deflection and Diffusion of a Light Ray Passing Through a Boundary Layer," Douglas Aircraft Company, Santa Monica, CA, Report SM-14397, 1952.
124-161 L. L. Baskins and L. E. Hamilton, "The Effect of Boundary Layer Tluckncss Upon the Optical Transmission Characteristics of a Supersonic Turbulent Boundary Layer." Northrop Aircraft Company, Beverly Hills, CA, Report NA 1-54-756, November 1954.
(24-171 C. J. Bartlett. "The Scattering of Light Rays in a Supersonic Turbulent Boundary Layer.” M. S. Thesis. Massachusetts Institute of Technology, Department of Aeronautics and Astronautics. Cambridge, MA, June 1961.
(24-181 H. A. Stine and W. Winovich. "Light Diffusion Through High-Speed Turbulent Boundary Layers," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, RM A56B21, May 1956.
(24-19] L. D. Lorah, Personal Files.
[24-20] A. H. Mikesell, The Scintillation of Starlight. U.S. Naval Observatory, Washington. DC, Second Series, Vol. XVII, Part IV. 1955.
(24-211 S'. S. Penner. Quantitative Molecular Spectroscopy and Gas Emissivities. Addison-Wesley Publishing Company. Reading, MA, 1959.
[24-22] С. B. Ludwig, W. Malkus, J. E. Reardon, and J. A. L. Thomson, Handbook of Infrared Radiation from Combustion Gases. National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, SP-3O8O, 1973.
Библиография
Bartlett. C. J.. "The Scattering of Light Rays in a Supersonic Turbulent Boundary Layer." M.S. Thesis, Massachusetts- Institute of Technology, Department of Aeronautics and Astronautics, Cambridge, MA, June 1961.
Baskins. L. L., and L. E. Hamilton, “The Effect of Boundary Layer Thickness Upon the Optical Transmission Characteristics of a Supersonic Turbulent Boundary Layer,” Northrop Aircraft Company, Beverly Hills, CA, Report NA 1-54-756, November 1954.
Beckwith, I.E., and J. S. Gallagher, "Heat Transfer and Recovery Temperatures on a Sphere with Laminar Transitional and Turbulent Boundary Layers at Mach Numbers of 2.00 an.d 4.15,” National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 4125, 1957.
Charwat, A. F., C. F. Dewey, J. N. Roos, and J. A. Hitz, "An Investigation of Separated Flows, Part II, Flow in the Cavity and Heat Transfer/* Journal of the Aerospace Sciences. Vol. 28, No. 7, July 1961.
Fourier, J„ Analytical Theory of Heat, Dover Publications, New York, NY, 1955.
Kieselev K. A., “Computation of Radiance Emitted by a Nonuniformiy Heated Flat Protective Window,” Soviet Journal of Optical Technology. American Institute of Physics. New York, NY, Vol. 35, No. 4, July-August 1968, pp. 491,494.
Liepmann, H. W„ “Deflection and Diffusion of a Light Ray Passing Through a Boundary . Layer." Douglass Aircraft Company, Santa Monica, CA, Report SM-14397, 1952.
Un, С. C. (ed.). High Speed Aerodynamics and Jet Propulsion, Vol. V, Turbulent Flows and Heat Transfer. Princeton University Press, Princeton, NJ, 1959.
Ludwig, С. B., W. Malkus, J. E. Reardon, and J. A. L. Thomson, Handbook of Infrared °^°m Combustion Gases. National Advisory Committee for Aeronautics
(NACA), Washington, DC, SP-3O8O, 1973.
Mclkus^H. A., "The Behavior of a Light Ray Penetrating.a Supersonic Flow Field,” U.S. Air Force ARDC Report AFMDC-TR-59-39, October 1959
Mikesell A. H , The Scintillation of Starlight. U.S. Naval Observatory, Washington, DC, Second Senes, Vol. XVII, Part IV, 1955.
National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, “Equations, Tables, and Charts for Compressible Flow,” Technical Report 1135, 1947,
Penner, S. S., Quantitative Molecular Spectroscopy and Gas Emissivities, Addison-Wesley Publishing Company, Reading, MA, 1959.
Schlicting, Hermann, Boundary Layer Theory, McGraw-Hill Book Company, New York NY, 968.
Schneider, P. J., Conduction Heat Transfer, Addison-Wesley Publishing Company, Reading, MA, 1955.
Sibulkin, M. J., Aeronautical Science, Vol. 19, No. 570, 1952.
Slater, J. C., and N. H. Frank, Electromagnetism, Mc-Graw-Hill- Book Company, New York, NY, 1969.
Stine, H. A., and K. Wanlass, “Theoretical and Experimental Investigation of Aerodynamic Heating and Isothermal Heat Transfer Parameters on a Hemispherical Nose with Laminar Boundary Layer at Supersonic Mach Numbers," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 3344,1957.
Stine, H. A., and W. Winovich, “Light Diffusion Through High-Speed Turbulent Boundary Layers," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, RM A56B21, May 1956.
Valley, S. L. (ed.), Handbook of Geophysics and Space Environments, Air Force Cambridge Research Center, Cambridge, MA, 1965.
Van Driest, E. R., “Investigation of Laminar Boundary Layer in Compressible Fluids Using the Crocco Method," National Advisory Committee for Aeronautics (NACA), Washington, DC, Technical Note 2597, January 1952.
К главе 25
Цитируемая литература
125-1] G. A. Melchtly, “The International System of Units, Physical Constants and Conversion Factors,” National Aeronautics and Space Administration Special PubUcation 7012, U.S. Government Printing Office, Washington, DC, 1973, pp. iii, 2-6, 11-20, second revision..
[25-2] Chester H. Page and Paul Vigoureux, “The International System of Units (SI), National Bureau of Standards Special Publication 330, U.S. Government Printing Office, Washington, DC, 1972.
[25-3] Frederick D. Rossini, Fundamental Measures and Constants for Science and Technology. CRC Press, Inc., Cleveland, OH, 1976, pp. 98-103.
[25-4] U.S. Naval Observatory, 1971 American Ephemeris and Nautical Almanac, U.S. Nautical Almanac Office, Washington, DC, 1975.
[25-51 Robert C Weast, Ph.D., Chemical Rubber Company Handbook of Chemistry and Physio, CRC Press, Inc., Cleveland, OH, 1975, 56th edition pp. F 122, 285, 287, 294-316.
vesiM^^AebW'tWWV-^ 'V . ,1 .i-A 0НМ1 .*М»1*0^Я <•'-'' .^rw»*^'•''•”■' *^ ^^ '
ifhtw> ^**^ t*f^* '^^^ 1w*■
**vf с «Я^Й^^ВУ eNWHa***»^- Ml VWM**^ *^ *^**^* ^'d1***^^.*•!» H и
<»A “• .^>v,^i*» fft UM**m?W I" V»f l*M>o»in .<•««*## x a .. ,<„, j .-iF ft . лji>ti ^ п^ейдЛ '•«I' *‘ T)ix'H»₽l нд
. , ,■ • y^- ..V* 6wV 'ran»\ >£ <* V ft
* > ^-1w ОГТ X< .MVfl**. *V r 5'- Д* • Л-:
ПРЕДМЕТНЫЙ
УКАЗАТЕЛЬ
Аберрация хроматическая 409
Алгоритм корреляционного слежения 283
последовательного обнаружения схожести 288
слежения по центроидам 274
Анализ многомерный 152
Байеса правила 152-153
Бленды 81
Вероятность обнаружения 152, 154-157, 160-16$
Взаимовычитание диапазонов 305-
307
Виньетирование 80
Водсворта зеркально-призменная система 119
схема с конической решеткой 125
Время кадра 57, 67
нахождения иа элементе (время покоя) 66, 67, 69
Гелиостат 191, 209
Гироскоп 194, 210-212
Грегори схема 83
Дальномер для измерения расстояния до спутника или Луны 335
лазерный измерительный 334
--тактический 333
Детектирование прямое 180-181
Диапазон, взаимовычитание 305— 307
Диафрагмы 81
Дисплеи для картографирования 29
для тактических применений 29
калибровка 45
контраст 8-9
коэффициент контрастности 9
критерии качества по размеру пятна 47
модуляционная передаточная функция (МПФ) 46
на жидких кристаллах 27-29
объем информации 17
отношение расстояния до экрана к его высоте 12
- сигнал-шум 10. 11, 17
* пороговые характеристики 7
проекционные 28
разрешение 50
сегментные газоразрядные 38
с накоплением 16
спецификация 45
сравнение 26, 42
телевизионное разрешение 46
цветные 29
- проекционные с одной пушкой 43
шкала уровней серого 8-9
яркость 8-9
Игля схема с вогнутой решеткой 125
Интерферометр Вильямса 133
двухлучевой 128
Майкельсона 128-132
Маха-Зендера 134
многолучевой 135
Саньяка кольцевой 134
составной 140
с разделением амплитуды 128
-сферический Фабри-Перо 140
Тваймана - Грина 133
Фабри- Перо 135-141
Источники излучения некогерентные 346
- плазменные 347
Кадрирующее устройство 73
Калибровка, метод Джонса 108
при помощи протяженного источника 106- 107
— удаленного источника малых размеров 106
систематика 109
Кассегрена система 81-83
Катодолюминофоры, светоотдача
24
Квантование, эффекты 286
Кинематика соединений 196, 197
Контраст фотонный 67-69
цели 196, 197
Кристаллы жидкие 40-41
Критерий Неймана- Пирсона 153
Релея 117
Люминофоры для ЭЛТ 16, 24-25
Люммера- Герке пластинка 142
Матрица приемная крестообразная 254-259
--линейная 259-263
Моделирование 377
имитационное 382
испытание компонента 379
математическое 378
машинное 229
Модуляция акустооптическая 369
амплитудная 367
виды 362
волнового вектора 370
импульсная внутрирезонаторная 368
магнитооптическая 369
мощности накачки 371
частотная 366, 367
электрооптическая 364-366
Монохроматор фирмы Перкин- Элмер 121
Неоднородность между строками 70
Несущая, подавление 305
Ньютона схема 84
Облученность опорная 97
Обнаружение сигнала изображения цели 243
Обработка данных многомерная 160
Окна оптические при повышенных температурах 394, 404
- градиенты температуры 402
- коэффициент излучения 403
- нагревание аэродинамическое 394, 404
- предварительное охлаждение 405
- пропускание 402
Отношение двух диапазонов 308- 311
сигнал-шум 58, 63, 229, 234
Отражатель уголковый 317
Панели плазменные 26, 28, 30, 37
Передатчик, ширина пучка 323
Пограничный слой, влияние 146
- турбулентный 419
Подвес карданный 190, 198-200
Показатель преломления воздуха 408
Поккельса эффект 364
Поле зрения мгновенное 56, 58, 63
- общее 73
Поток шумовой, эквивалентная плотность (NEFD) 349-350
Прандтля число 396, 420
Призменные системы и приборы
118-123
Призмы 115-117
Амичи 119
Вернике 120
Зенгера 120
комбинации с решетками 127
минимум отклонения 116
Пеллина- Брока 119
Янга- Толлона 120
Пропуск 148
Пропускная способность 99, 108, 132
Пфунда зеркальная система 121
Радиометрия 90
Радиометры 95, 98, 111-112
временная частота 98
-калибровка 104-110
неселективные 103
обнаружительная способность 93, 95, 96
основные характеристики 95, 103
пироэлектрические, электрически калиброванные 105
Разрешение оптическое 413 419-
421
Растры 230
вращающиеся 231
неподвижные 235
с амплитудной модуляцией 232
с частотной модуляцией 232-233
NEFD 239
Решетки дифракционные 117
--вогнутые 123-125
-- схема Иг ля 125
—Пашена-Рунге 124
--- Роуланда 124
Светодиоды 27, 29, 31, 42
GaAs 349
Сервоприводы 202-205, 222-225
Синхронизация мод 308
Системы дальнометрии
- влияние атмосферы 320
-допплеровский сдвиг 328
- импульсные 328
- когерентные 324
--лазерные 332, 334, 335
- некогерентные 324
--непрерывного излучения 315
- шум белый 329
— окружающего фона 326
-- темнового тока 326
— тепловой 326
- - фотонный 326
Системы изображения 55
- время обратного хода 66
--границы частотной характеристики 71
- ограниченные шумами приемника 62
- переменного тока 58
--постоянного тока с восстановлением 72
--протяженный источник 58, 59
- с автоматической регулировкой усиления 72
- с нелинейными приемниками 80
- точечный источник 62, 63
- фоновые эффекты 63
Системы обнаружения, влияние фона 160, 162-163. 166-171
- использование гетеродина 171 174-180
- квантовый предел чувствительности 174
--когерентные 162, 171-172, 174 176
--некогерентные 171-172
- степени свободы приемного устройства 150
Системы связи, дуплексный режим 355, 358
- когерентные 353
- модуляция 342, 362, 366, 371, 374
- некогерентные 337, 346
- прием гетеродинный 353, 374- 375
- - гомодинный 374
- согласование апертуры 356
- со светодиодами GaAs 348
Системы сканирования, виньетирование 80
- изменения отражения при сканировании 80
- нелинейность приемника 80
- паразитные отражения от приемника 79
- поляризационные свойства 80
Сканер последовательно-параллельный 70
Сканирование 69-71 - розеточное 249-254 - эффективность 66-69
Следящие системы, анализ детерминированный 228
- - статистический 229
- выборка данных 224
- корреляционные 282-291
- лазерные 291
- машинное моделирование 229
- ошибка угловая 226
- пороговые характеристики 244- 245
- растровые 230
спектральная плотность входного сигнала 229
--стабилизация 193
- стробирование видеоинформации 225, 264
- фильтр Калмана 227-228
- шум 225, 247, 277, 294
Спектральные приборы с дифракционными решетками 123-127
Спектрограф Литтрова 120-126
фирмы Перкин - Элмер 122-123
Пфунда 126
Спектрометр Адамара 143
Бунзена- Кирхгофа 119
двойной призменный 94
угловая дисперсия 116-117
Черни-Тернера 121
Эберта- Фасти 126
Спектрорадиометры 112-114
Спектроскопия лазерная 143
Фурье 132
Спутник Земли, слежение 219 Статистические решения 151-159
Телевидение низкоуровневое 24 Телескоп Кассегрена 192-193
Теплопередача аэродинамическая 394, 406, 407
Тест-объекты четырехштриховые 76
Тревога ложная 148, 152, 160
Трение кулоново 200-201
Трубки электроино-лучевые 8 - запоминающие 23, 26. 33, 51 - инерционные прямого видения 16, 33, 34
контраст 8
плоские с цифровой адресацией 31
преобразователи стандарта развертки 35, 49
прямого видения с быстрым стиранием 23, 51
с длительным послесвечением 22, 51, 52-53
- поперечное сечение 316Целоскоп 191Целостат 191- поперечное сечение 316Целоскоп 191Целостат 191Четкость, падение 71Четкость, падение 71
- поперечное сечение 316
Целоскоп 191
Целостат 191
- поперечное сечение 316
Целоскоп 191
Целостат 191
Четкость, падение 71
Четкость, падение 71
- технология 18, 20, 22, 26-28
уровень яркости 9, 19, 22
Ударная волна 4^, 412-416
Ускорение угловое 210
Фильтр кодирующий импульсный 304-305
Фотометр 94
Цели диффузно отражающие 316 - переизлучающие 317
ЭЛТ см. Трубки электронно-j вые
Эффект Керра 364
нарцисса (самооблучение) 79
Поккельса 364
флуктуационный 419
Эшелон Майкельсона 141-142
.USB» «-Iff ИЧК>3:.
^ ДАЯН)/У"', Ярт 4« NS^. *^^
ОГЛАВЛЕНИЕ
Дисплеи Л. Биберман 5
Введение 5
Требованияк характеристикамдисплея 6
Технологияиндикаторныхустройств 18
Спецификация и калибровка индикаторных устройств . . . .45
Компромиссы при выборе и разработке индикаторных устройств 48
Системы формирования изображения. У. Волф . . 55
Введение • 55
Анализ чувствительностиi. . .55
Влияние временной частотной характеристики 71
Требования к тепловизионным системам [2] 73
Характеристики оптической системы 76
Существующие системы формирования изображения . . . .83
Радиометрия. Г. Цисис 90
Введение 90
Радиометры 95
Спектрорадиометры Н2
Интерферометры двухлучевые 128
Многолучевые интерферометры 135
Другие спектроскопические приборы и методики142
Системы обнаружения и оповещения об опасности. Дж. Джемисон . .145
Введение 145
Общие теоретические положения 148
182182190215228230241182182190215228230241Типы систем обнаружения и оповещения об опасности . . .162
182
182
190
215
228
230
241
182
182
190
215
228
230
241
Следящие системы. /’. Гереон, А. Рю
Введение
Принципы стабилизаций приемной части системы . . .
Построение следящих систем
Методы анализа следящих систем
Следящие системы с растрами (модулирующими дисками)
Сканирующие следящие системы
472472Оглавление
472
472
Следящие системы, формирующие изображение цели . . . .263
Следящие системы с импульсными лазерами291
Особые требования к характеристикам следящих систем . . .297
Системы дальцометрни, связи и моделирования. К. Кук, Дж. Семье,
Ла Рокка312
Введение 312
Оптические дальномерныесистемы312
Инфракрасные системысвязи337
Моделирование 377
Учет влияния аэродинамических воздействий при проектировании ин
фракрасных систем. Л. Лоре, Э. Рабин390
Введение390
ИК-окна392
Преломлениеполемскоростейпотока408
Излучениеотнагретоговоздуха421
423423423432466423423423432466Физические постоянные и таблицы перевода англо-американских единиц в систему СИ. Дж. Ливизе, К. Мюллер . 1
423
423
423
432
466
423
423
423
432
466
Введение
Единицы и физические постоянные
Литература
Предметный указатель
•п ) .U
Справочное издание
Люсьен Бибер.ман. Уильям Волф, Гордон Гереон и др.
СПРАВОЧНИК ПО ИНФРАКРАСНОЙ ТЕХНИКЕ
Под редакцией У. Волфа. Г. Цисиса
В четырех томах
Том 4
Проектирование инфракрасных систем
Заведующая редакцией Т. Г. Хохлова
Ведущий редактор А. Г. Шемятенков
Редактор Л. Л. Савинова
Художник Д. В. Стуликов
Художественный редактор О. Н. Алискина
Технические редакторы Л.П. Бирюкова, Г. П. Иванова
Корректоры В.И. Киселева, Е.Н. Клитина
Лицензия Л Р № 010174 от 20.05.97 г.
Сдано в набор 17.07.94. Подписано к печати 23.04.99.
Формат 60X90 1/16. Бумага офсетная. Печать офсетная.
Гарнитура тайме.
Объем 14,75 бум. л. Усл. печ. л. 29,50. Уч.-изд. л. 34,39.
Изд. № 7/9144. Тираж 500 экз. Зак. 3836. С139.
Издательство «Мир» Министерства РФ по делам печати, телерадиовещания и средств массовых коммуникаций.
129820, ГСП, Москва, И-110, 1-й Рижский пер.. 2
Диапозитивы изготовлены
в ОАО «Можайский полиграфический комбинат», 143200, г. Можайск, ул. Мира, 93.
Отпечатано с готовых диапозитивов в ПИК ВИНИТИ.
140010, г. Люберцы Московской обл.. Октябрьский пр-т, 403
Тел.554-21-86
ISBN 5-03-002927-3
9**785030 029276