Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
ББК 31.264.5
Э 65
УДК [621.314:621.382.2] (035.5)
Рецензент: доктор техн, наук В. А. Лабунцов
VEM-HANDBUCH LEISTUNGSELEKTRONIK
Herausgeber: Institut fur Electro-Anlagen (IEA), Institut des
VEB Kombinat Automatisierungsanlagenbau
3, stark bearbeitete Auflage
VEB Verlag Technik, Berlin, 1983
Редактор-составитель^—
Prof, (em.) Dr.-Ing habit Rud^fvtapper<VT'Vf,
." ОЛ1 '’КОГОАвторы:Harry Conrad, ProWolfgang Delinsky J3ipli lug HUF.'(BM.) Ur.-lng. hatiiL." ОЛ1 '’КОГОАвторы:Harry Conrad, ProWolfgang Delinsky J3ipli lug HUF.'(BM.) Ur.-lng. hatiiLOtto Haase, Dipl.-Ing. Manfred Hegner, Dr.-Ing. Werner Holfert, Ing.Helmut Kabisch, DipL-Ing. Wolfgang Klauk, DipL-Ing. Wolfgang Knuth, DipL-Ing. Joachim Krause, Dr.-Ing.Otto Haase, Dipl.-Ing. Manfred Hegner, Dr.-Ing. Werner Holfert, Ing.Helmut Kabisch, DipL-Ing. Wolfgang Klauk, DipL-Ing. Wolfgang Knuth, DipL-Ing. Joachim Krause, Dr.-Ing.Manfred Kronberg, Prof. Dr. sc. techn.Manfred Kronberg, Prof. Dr. sc. techn.Wolfgang Muller, Ing Johann Munch, DipL-Ing.Ivan Nikoloff Dr.-Ing.Joachim Nopirakowski, Dr.-Ing.Heinz Schumann, Ing.Gernot Sittnik, DipL-Ing.Heinz Wolf Doz. Dr. sc. techn.Wolfgang Muller, Ing Johann Munch, DipL-Ing.Ivan Nikoloff Dr.-Ing.Joachim Nopirakowski, Dr.-Ing.Heinz Schumann, Ing.Gernot Sittnik, DipL-Ing.Heinz Wolf Doz. Dr. sc. techn.Armin Worgitzki, DipL-Ing.Armin Worgitzki, DipL-Ing.Max Kunert, ,DipL-Ing.Max Kunert, ,DipL-Ing.
." ОЛ1 '’КОГО
Авторы:
Harry Conrad, Pro
Wolfgang Delinsky J3ipli lug HUF.'(BM.) Ur.-lng. hatiiL
." ОЛ1 '’КОГО
Авторы:
Harry Conrad, Pro
Wolfgang Delinsky J3ipli lug HUF.'(BM.) Ur.-lng. hatiiL
Otto Haase, Dipl.-Ing. Manfred Hegner, Dr.-Ing. Werner Holfert, Ing.
Helmut Kabisch, DipL-Ing. Wolfgang Klauk, DipL-Ing. Wolfgang Knuth, DipL-Ing. Joachim Krause, Dr.-Ing.
Otto Haase, Dipl.-Ing. Manfred Hegner, Dr.-Ing. Werner Holfert, Ing.
Helmut Kabisch, DipL-Ing. Wolfgang Klauk, DipL-Ing. Wolfgang Knuth, DipL-Ing. Joachim Krause, Dr.-Ing.
Manfred Kronberg, Prof. Dr. sc. techn.
Manfred Kronberg, Prof. Dr. sc. techn.
Wolfgang Muller, Ing Johann Munch, DipL-Ing.
Ivan Nikoloff Dr.-Ing.
Joachim Nopirakowski, Dr.-Ing.
Heinz Schumann, Ing.
Gernot Sittnik, DipL-Ing.
Heinz Wolf Doz. Dr. sc. techn.
Wolfgang Muller, Ing Johann Munch, DipL-Ing.
Ivan Nikoloff Dr.-Ing.
Joachim Nopirakowski, Dr.-Ing.
Heinz Schumann, Ing.
Gernot Sittnik, DipL-Ing.
Heinz Wolf Doz. Dr. sc. techn.
Armin Worgitzki, DipL-Ing.
Armin Worgitzki, DipL-Ing.
Max Kunert, ,DipL-Ing.
Max Kunert, ,DipL-Ing.
Энергетическая электроника: Справочное посо- Э 65 бие: Пер. с нем./ Под ред. В. А. Лабунцова.— М.: Энергоатомиздат, 1987—464 с.: ил.
Приведены важнейшие схемы преобразователей, даны их классификации, принципы работы, основные особенности и область применения, а также сведения о полупроводниковых приборах, на основе которых построены преобразователи. Авторский коллектив состоит из специалистов ряда ведущих предприятий ГДР.
Для инженерно-технических работников, специализирующихся в области преобразовательной техники и автоматизации производства.
154-86154-86ББК 31.264.5ББК 31.264.52302030000-348
154-86
154-86
ББК 31.264.5
ББК 31.264.5
Э051(01)-87
© VEB Verlag Technik, Berlin, 1983
© Перевод на русский язык, Энергоатомиздат, 1987
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА К РУССКОМУ ПЕРЕВОДУ
Большие возможности, открывающиеся в самых различных областях науки и техники, в медицине, в быту при использовании полупроводниковых преобразователей электроэнергии, определяют все возрастающий интерес к таким устройствам со стороны самого широкого круга специалистов. Такие большие возможности объясняются не только тем, что эти устройства позволяют преобразовывать электроэнергию без движущихся деталей и с весьма малыми потерями и получать ее в виде постоянного тока, переменного тока «нестандартной» частоты, начиная от долей герца и кончая десятками килогерц, импульсов тока и т. д., но и тем, что одновременно с преобразованием, может осуществляться плавное регулирование передаваемой мощности с весьма высоким быстродействием.
Практика показывает, что разработка новых типов преобразовательных устройств должна вестись специалистами, обладающими глубокими знаниями в области теории преобразовательных схем, физики полупроводниковых приборов, методов построения систем; управления преобразователями, где в последнее время все шире используются цифровые схемы на основе последних достижений микроэлектроники. В то же время имеется большое число инженеров- электриков, а иногда даже и неэлектриков, которые, не являясь специалистами в области преобразовательной техники, должны по роду своей работы иметь с ней дело, например эксплуатировать готовые преобразовательные устройства или разрабатывать новые системы или какие-либо объекты, в которые преобразователи входят как составные части. Естественно, что специалисты такого рода должны понимать принцип работы преобразователей, иметь представление об их возможностях и основных особенностях, в частности о преимуществах и недостатках перед другими типами преобразователей (например, перед вращающимися преобразователями, выполненными на базе тех или иных электрических машин); в некоторых случаях таким специалистам приходится рассчитывать и собирать простейшие схемы преобразователей.
Именно на таких специалистов-«непреобразовательщи- ков» и рассчитано справочное пособие по энергетической электронике, перевод которого предлагается вниманию советского читателя. Подобная направленность пособия определяет весьма широкий круг его потенциальных читателей. Освещение самых различных вопросов, связанных с применением преобразователей, простота изложения, а также наличие во многих разделах числовых примеров делают настоящее справочное пособие полезным для преподавателей вузов (например, при выборе задач для учебных расчетов или тем, для курсового проектирования) и для студентов специальности «Промышленная электроника» и ряда смежных специальностей, в учебном плане которых предусмотрено изучение преобразовательной техники. В то же время книга, по-видимому, будет небесполезна и для ряда специалистов по преобразовательной технике, которые найдут здесь некоторые новые или малоизвестные в СССР схемы, соображения по расчету преобразователей и другую информацию.
Справочное пособие состоит из двух частей. В первой части даются краткие сведения об основных типах силовых полупроводниковых приборов, описываются важнейшие схемы выпрямителей и на базе основных расчетных соотношений даются рекомендации по выбору этих схем, кратко рассматриваются способы защиты преобразователей от различного рода аварийных воздействий и способы уменьшения вредного влияния преобразователей на питающую сеть, описываются различные типы инверторов, составных преобразователей и регуляторов переменного и постоянного напряжения, кратко излагаются принципы построения систем управления преобразователями (в том числе с использованием интегральных микросхем). •
Вторая часть посвящена описанию многочисленных схем, иллюстрирующих применение преобразователей в качестве источников питания для самых различных объектов, в качестве силовых исполнительных элементов в системах регулирования, в частности в регулируемом электроприводе, на электрифицированном транспорте, в электротехнологии и, наконец, в бытовой технике.
В написании Справочного пособия участвовала большая группа ведущих специалистов ГДР, работающих в исследовательских и проектных институтах и в высших технических учебных заведениях. Составителем и основным редактором является известный специалист в области энергетической (силовой) электроники профессор Рудольф Лаппе, который
до выхода на пенсию долгое время заведовал соответствующей кафедрой в Дрезденском техническом университете.
Чрезвычайно широкий круг рассмотренных или только затронутых в книге вопросов и большое число авторов неизбежно привели к тому, что разделы по степени полноты или по характеру изложения сильно отличаются друг от друга.
При подготовке русского издания объем книги был несколько сокращен за счет редакционной обработки.
Следует отметить, что среди многочисленных применений силовых полупроводниковых приборов есть такие, которые непосредственно не связаны с преобразованием электрической энергии, т. е. с собственно полупроводниковыми преобразователями. Сюда можно отнести бесконтактную коммутационную аппаратуру (тиристорные, транзисторные и «гибридные» контакторы постоянного или переменного тока), статические регулируемые устройства для компенсации реактивной мощности или (и) искажений напряжения в сети и некоторые другие устройства. По этой причине термин Leistungselektronik, использованный в названии книги, был переведен как «Энергетическая электроника», а не как широко распространенный в отечественной литературе термин «преобразовательная техника».
Перевод книги выполнен канд. техн, наук, доц. Н. Н. Богдановым.
Доктор техн, наук В. Л. Лабунцов
ПРЕДИСЛОВИЕ К ПЕРВОМУ ИЗДАНИЮ
Издание данного справочника преследует цель ознакомить специалистов, работающих в различных отраслях промышленности, с областями применения энергетической (силовой) электроники и побудить их к более подробному изучению новых возможностей ее применения. Из этого следует, что книга рассчитана не на разработчиков, а на потребителей устройств энергетической электроники и поэтому например, в ней опущен вывод формул. Основное внимание в книге уделено описанию приборов и устройств для электропитания различных потребителей, тиристорных коммутаторов, преобразователей для регулируемых электроприводов и электропитания технологических процессов, устройств энергетической электроники для бытовой техники. Для более глубокого понимания принципа работы рассмотренных здесь приборов и устройств приведено описание мощных диодов и тиристоров, важнейших преобразовательных схем и устройств информационной электроники, непосредственно требуемых для обеспечения нужного режима работы преобразователей.
Книга предназначена не только для электротехников, она должна также показать машиностроителям, конструкторам химического, теплового и светотехнического оборудования, какие преимущества можно ожидать от использования энергетической электроники в их специальных областях.
Авторы надеются, что стимулирование более широкого использования энергетической электроники будет содействовать дальнейшей механизации и автоматизации промышленности и повышению экономии электроэнергии.
Авторы благодарны сотрудникам института электротехнических устройств и издательства VEB Verlag Technik, Берлин, за поддержку при составлении и издании книги.
Доктор техн, наук, проф. Р. Лаппе Канд. техн, наук И. Нопираковски
Берлин, декабрь 1976 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ К ТРЕТЬЕМУ ИЗДАНИЮ
Благоприятный прием, который получили первые два издания справочника «Энергетическая электроника», позволил осуществить третье, существенно переработанное издание. Переработка осуществлялась со следующих точек зрения:
учтены новые направления развития электроники, особенно биполярные и полевые силовые транзисторы, а также внедрение микроэлектроники в энергетическую электронику;
включен новый раздел о системах управления;
больший акцент сделан на применениях энергетической электроники для механизации и автом,атизации промышленности, а также для экономии электроэнергии;
более подробно рассмотрено влияние преобразователей на питающую сеть, а также применение энергетической электроники в быту;
приведены многочисленные примеры расчетов для определения параметров вентилей, трансформаторов, предохранителей и т. д.
Доктор техн, наук, проф. Р. Лаппе
Дрезден. 1982 г.
Часть!
Основы энергетической электроники
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ВВЕДЕНИЕ
НАРОДНОХОЗЯЙСТВЕННОЕ ЗНАЧЕНИЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
В настоящее время практически повсеместно электроэнергия вырабатывается и передается в виде переменного трехфазного тока. Господствовавшие на первом этапе использования электроэнергии сети постоянного тока сегодня представляют исключение и постепенно вытесняются. Несмотря на это постоянный ток имеет существенное значение. Он необходим, например, для электрохимии и многих видов электрического транспорта, так же как и для многочисленных электроприводов высокого качества. Подсчитано, что в виде постоянного тока потребляется 20— 25% общего количества электроэнергии. Усиливающееся влияние в производственных процессах электрохимической технологии, электротермии, развитие линий передач большой мощности на постоянном токе, а также все возрастающая степень автоматизации промышленности увеличивают потребность в электроэнергии, которая характеризуется частотой, отличной от стандартной частоты промышленной сети и во многих случаях регулируемой, иногда с другим числом фаз, при неизменном или регулируемом токе или напряжении. В бытовой технике также в ряде случаев возникает задача плавного регулирования частоты вращения электродвигателей, например, швейных машин, кухонных и других бытовых электроприборов; для освещения помещений или для питания кондиционеров также необходимо, чтобы потребляемая электроэнергия соответствовала определенным требованиям. Таким образом, имеет место заметное увеличение потребности в устройствах, без существенных потерь преобразующих энергию стандартной промышленной сети и обладающих необходимым 8
быстродействием, а иногда и обеспечивающих регулирование передаваемой мощности. Ранее применявшиеся двига- тель-генераторные агрегаты, отличающиеся значительными потерями и инерционностью, которые основаны на промежуточном преобразовании электрической энергии в механическую, а также традиционные вентили классической сильноточной электроники (ртутные или с накаленным катодом) и магнитные усилители, как правило, уже не удовлетворяют возросшим требованиям. (Энергетическая (силовая) электроника, базирующаяся на монокристаллических полупроводниковых приборах с большой нагрузочной способностью, к которым относятся диоды, тиристоры и транзисторы, вместе с бурно развивающейся микроэлектроникой дает возможность создавать преобразователи с высокими эксплуатационными показателями.
Усиливающиеся требования к экономии материалов и электроэнергии в электрическом оборудовании могут быть лучше всего выполнены с помощью современной энергетической электроники, причем интенсификация производства все настоятельнее требует модернизации ранее разработанных устройств, в которых используются ртутные вентили, магнитные усилители или тиратроны. Сильноточные полупроводниковые вентили и микроэлектронные схемы не только порождены общим научно-техническим прогрессом, но и базируются на схожих, а часто и одинаковых материалах и технологии. Их использование во многих областях неразрывно связано друг с другом и одновременно с введением новых принципов действия, схемных и конструктивно-технологических решений определяет высокий научно-технический уровень приборов и устройств энергетической электроники.
По сравнению с классическими видами преобразования и преобразовательными устройствами использование силовых полупроводниковых преобразователей дает следующие преимущества:
Сокращение объема и массы в 3—7 раз, что приводит к сокращению затрат на элементы конструкции и позволяет в ряде случаев отказаться от подъемных механизмов и тяжелых фундаментов.
Уменьшение потерь мощности за счет меньшего падения напряжения на вентилях. В то время как падение напряжения на ртутных вентилях составляет 20—24 В, среднее значение падения напряжения при токе, имеющем форму полуволны синусоиды, составляет 0,5 В для диодов и 1,2 В для тиристоров. При этом входное напряже-
9
ние может составлять 380 или 660 В без последовательного соединения нескольких вентилей в каждом плече преобразовательной схемы. Из-за незначительных потерь на охлаждение, управление и т. п. КПД полупроводниковых преобразователей может достигать 98%.
В практически используемых устройствах количество сэкономленной электроэнергии зависит от схемы вентильного преобразователя (например, от того, используется одно- или многократное преобразование электроэнергии), от продолжительности эксплуатации преобразователя в течение года и от временного графика нагрузки. Полупроводниковый преобразователь из-за существенной зависимости потерь в нем от нагрузки значительно превосходит по КПД двигатель-генераторные агрегаты, особенно при неполной нагрузке или в режиме холостого хода. Можно считать, что КПД возрастает в среднем на 10— 40 %. Исследования государственной энергетической инспекции ЧССР показали следующую экономию электроэнергии при переходе к полупроводниковым преобразователям:
в устройствах с постоянной нагрузкой при номинальной мощности — на 5—10%;
в устройствах с изменяющейся нагрузкой или при частичном использовании номинальной мощности преобразователя — на 10—30 %;
в устройствах с частым режимом холостого хода (например, выпрямитель для сварки) или в регулируемых электроприводах на электрическом транспорте — на 30— 50%.
Использование тиристорного преобразователя вместо вращающегося часто обеспечивает повышение производительности питаемого от преобразователя устройства, вследствие чего может быть получена дополнительная относительная экономия электроэнергии. Так, в ЧССР при внедрении тиристорного преобразователя для питания привода бумагоделательной машины получена экономия электроэнергии— 14 % абсолютная и 28 % относительная.
В приводах насосов и компрессоров переход от дроссельного или золотникового регулирования к регулированию за счет изменения частоты вращения электродвигателя дает экономию электроэнергии до 30 % в зависимости от режима работы приводов, поэтому к вентильным электроприводам, особенно с трехфазными асинхронными двигателями, проявляется все возрастающий интерес, например в химической промышленности.
На электрическом транспорте — как на городском, так и на пригородном или магистральном — отказ от пусковых реостатов и применение рекуперации энергии при торможении дает экономию электроэнергии до 20—30%.
Возможность использования новых схем и специальных импульсных малогабаритных конденсаторов и высокоэффективных магнитных материалов, а также дальнейшее улучшение параметров силовых полупроводниковых приборов, что обеспечивает снижение стоимости и потерь электроэнергии, особенно при применении запираемых (выключаемых) силовых приборов. Так, при использовании мощных транзисторов с рабочим напряжением до 1000 В можно создавать преобразователи для работы от сети 380 В с рабочей частотой до 100 кГц, а при использовании запираемых тиристоров — преобразователи с рабочими частотами до 10 кГц.
Преобразователи с улучшенными параметрами, напри- мео на повышенную частоту для установок индукционного нагрева, импульсные преобразователи с уменьшенным потреблением реактивной мощности для приводов с трехфазными электродвигателями и экономичные регуляторы постоянного тока для городского или пригородного электрического транспорта обеспечивают решение важной народнохозяйственной задачи экономии материалов, электроэнергии и трудовых ресурсов.
Практически безынерционные и долговечные схемы на полупроводниковых элементах, что позволяет создавать высокоэффективные устройства для автоматизаций технологических процессов, например для питания регулируемых электроприводов или дуговых печей, а также для бесконтактного переключения электротехнических устройств. Большой срок службы полупроводниковых приборов позволяет создавать статические преобразователи или коммутаторы, постоянно готовые к работе.
Возможность выбора силовых приборов на разные номинальные токи и напряжения в комбинации с различными охладителями, а также возможность параллельного и последовательного соединения приборов, что позволяет разрабатывать типовые преобразователи в широком диапазоне по мощности.
Наиболее широко устройства энергетической электроники используются в электроприводах. Они охватывают диапазон мощностей от менее 100 Вт в бытовой технике до вентильных электроприводов мощностью в несколько мегаватт для насосов электростанций, мельниц в цемент-
ном производстве и т. д. Простота управления и регулирования позволяет применять полупроводниковые преобразователи, например, в многодвигательных электроприводах в текстильной промышленности, в которых по технологическим соображениям необходимо в течение длительного времени поддерживать частоту вращения с погрешностью не хуже 0,01 %, что недостижимо с помощью других средств. Силовая электроника нашла широкое применение в устройствах электрической тяги, так как устойчивость полупроводниковых преобразователей к вибрациям и возможность работать в широком диапазоне температуры окружающей среды, а также меньшие масса и габариты по сравнению с преобразователями на ртутных вентилях обеспечили существенное улучшение показателей городского и магистрального электрического транспорта, в том числе позволили повысить пропускную способность электрифицированных железных дорог. Уже на раннем этапе развития энергетической электроники питаемый от вентильных преобразователей электропривод был внедрен на прокатных станах. Так, на стане непрерывной прокатки используется до 3000 электродвигателей с общей установленной мощностью от 20 до 40 МВт, из них 25—30 % составляют регулируемые электроприводы постоянного, а в ряде случаев и переменного тока. При этом около 80 % установленной мощности приходится на электроприводы, питающиеся от преобразователей. Разработаны преобразователи для главных электроприводов крупных прокатных станов мощностью до 15 МВт. Широкое внедрение преобразователей в электроприводах прокатных станов обеспечивается как повышением экономичности за счет роста КПД, так и лучшим соответствием вентильных электроприводов технологическим требованиям (быстродействие, точность регулирования и др.).
Все возрастающее народнохозяйственное значение электрохимических процессов ставит и в этой области задачу преобразования электрической энергии с малыми потерями и в соответствии с технологическими требованиями. На практике для питания электрохимических установок используются преобразовательные устройства на токи от нескольких ампер до более чем 100 кА.
Современное состояние преобразовательной техники обеспечивает преобразование энергии с малыми потерями при любых сочетаниях частоты и напряжения в первичной сети 1Л, h и в активной или пассивной вторичной 12
сети U2, fi. На рис. 1.1 показаны основные типы преобразователей.
Стоимость полупроводникового преобразователя по сравнению со стоимостью вращающегося электромашин- ного преобразователя значительно выше, особенно при необходимости изменения направления потока мощности и при сложной силовой схеме. Однако при полном экономическом анализе в большинстве случаев выявляются преимущества преобразовательной техники. Они обуслов-
^*0^*0f2=0f2=0
^*0
^*0
f2=0
f2=0
Рис. 1.1. Режимы работы преобразователей:
В — выпрямитель; И — инвертор; ПЧ — преобразователь частоты; Р1 — регулятор постоянного напряжения; Р2— регулятор переменного напряжения
лены экономией необходимых площадей, экономией энергии, меньшей стоимостью эксплуатации, ремонта и запасных частей и в ряде случаев большей пригодностью для использования в автоматизированных системах. При этом также следует учитывать и необходимость дополнительных затрат, возникающих из-за отрицательного влияния вентильных преобразователей на питающую сеть. Так, для ограничения влияния высших гармоник, генерируемых преобразователем в сеть, и улучшения его коэффициента мощности необходимы компенсирующие конденсаторы с ограничивающими реакторами, вращающиеся компенсаторы или другие устройства, которые снижают экономичность использования преобразовательных устройств.
С переходом к силовым полупроводниковым вентилям удалось создать ряд полностью автоматизированных электронных систем и существенно повысить их надежность. Переход к силовым транзисторным или тиристорным регулирующим органам вместо менее долговечных элементов позволил повысить технико-экономические показатели автоматических систем. Кроме того, силовая электроника обеспечила реализацию заданных требований по повышению надежности различных систем для специальных областей применения при меньших экономических затратах. Так, с помощью полупроводниковых приборов проще повысить избыточность системы и осуществить ре-
зервирование или замену элементов с низкой надежностью. Все более широкое внедрение микроэлектроники, особенно микропроцессорных и оптоэлектронных устройств, повысило надежность прежде всего сложных преобразовательных схем и преобразователей, входящих в автоматизированные системы.
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Принцип работы преобразователя основан на периодическом включении и выключении тех или иных полупроводниковых приборов (вентилей). Под включенным понимается проводящее или открытое, а под выключенным—непроводящее или закрытое (запертое) состояние полупроводникового прибора. Особое значение для реализации показанных на рис. 1.1 типов преобразователей имеет принцип выключения или запирания прибора, приводящий к размыканию соответствующей ветви силовой цепи. Способ выключения зависит от вида источника напряжения, который обеспечивает ток, необходимый для выключения полупроводникового прибора. В большинстве случаев ток, проходящий через прибор, который выключается, переводится под действием этого источника напряжения в другую ветвь цепи за счет включения (отпирания) прибора в этой ветви; такой процесс называется коммутацией. Если источником коммутирующего напряжения является первичная или вторичная сеть переменного тока, коммутацию называют сетевой (или иногда естественной); если источником коммутирующего напряжения является вспомогательное напряжение, получаемое с помощью элементов, входящих в специальные коммутирующие цепи самого преобразователя (вентилей, конденсаторов, дросселей и т. д.), коммутацию называют принудительной (или иногда искусственной). В последнем случае могут быть также использованы приборы, которые полностью нли частично (т. е. в комбинации с другими средствами) выключаются с помощью управляющего электрода, например транзисторы или специальные запираемые тиристоры (см. § 2.2).
В соответствии со своим назначением и требуемым законом регулирования преобразователь может иметь различные регулировочные характеристики. Под «регулированием» в этом смысле понимается любое изменение электрической мощности, передаваемой из входной (питающей) сети в выходную (приемную) сеть, или любое наперед заданное изменение напряжения U, тока / нли частоты С в выходной сети.
Не все виды преобразования выходных параметров (J7, /, /) или мощности могут быть реализованы с помощью простейших схем преобразователей. Часто для этого необходима комбинация различных преобразовательных схем. Поэтому различают простые преобразователи, основанные на использовании какой-либо одной из основных преобразовательных схем, в состав которых входят один или несколько силовых приборов и соответствующие вспомогательные элементы, и
комбинированные преобразователи, основанные на использовании нескольких простейших преобразователей, которые электрически соединены между собой.
Каждый преобразователь является законченным прибором или устройством и включает в себя следующие функциональные части, показанные на рис. 1.2: коммутационную аппаратуру: выключатели или контакторы, устройства защиты и т. д., через которые к преобразователю присоединяется входная или выходная сеть; измерительные устройства для контроля входных и выходных электрических величин; трансформаторы для согласования напряжений или разделения потенциалов; фильтры и реакторы для ограничения скорости нарастания тока, ослабления радиопомех, сглаживания, накопления энергии; устройства защиты тиристоров от перегрузок по току и по напряжению; систему пуска, защиты и отключения преобразователя; вентильный блок с вспомогательными элементами, с помощью которых вентили подключаются в схему; система управления вентилями; систему охлаждения; устройства контроля и обработки информации; блок питания системы управления и вспомогательных устройств; кожух или каркас.
В зависимости от назначения или типа преобразователя и технологических требований некоторые части из числа названных могут отсутствовать, например согласующий трансформатор или в нерегулируемых преобразователях система управления и регулирования. Преобразователи и установки энергетической электроники практически всегда являются комбинацией устройства информационной электроники и силовой электроники. Устройства информационной электроники обеспечивают формирование достаточно мощных импульсов для включения тиристоров или силовых транзисторов, получение требуемых электрических характеристик преобразователя, определяемых технологическим процессом, и в ряде случаев осуществляют определенные защитные функции как самого преобразователя, так и связанных с ним элементов, например нагрузки. Блоки питания обеспечивают энергией устройства информационной электроники, такие как формирователи управляющих импульсов, системы управления, регулирования и защиты, устройства измерения и контроля, а также иногда и коммутационную аппаратуру. Они могут быть дополнены в случае необходимости вспомогательной аккумуляторной или конденсаторной батареей.
Кожух в зависимости от мощности, типа и назначения преобразователя служит для размещения всех или части названных выше составных частей и обеспечивает механическую прочность и защищенность всего устройства от внешних воздействий.
Простые преобразователи, классификация которых показана на рис. 1.3, могут реализовать не все необходимые на практике режимы работы. Так, простой преобразователь может работать лишь в одном или дьух квадрантах диаграммы ток — напряжение, поскольку ток через него может протекать только в одном направлении. Для повыше-
15
Рис. 1.2. Структурная схема преобразователя или преобразовательной установки:
/ — коммутационная аппаратура; 2— измерительная аппаратура; 3— фильтры; 4— трансформатор, реактор; 5— устройства защиты вентилей; 6— вентильная группа; 7— вспомогательный блок питания; 8 — система пуска, защиты и отключения преобразователя; 9— система управления вентилями; 10— устройства обработки информации; И — система охлаждения; 12—вспомогательный источник питания; /5—кожух или каркас
-5269
Простыепреобразователи
Ти п пре-
Нерегули-руемые
Регулиру-емые
Тип пре- Выпря-образователя митель
Регулируемая величина, способ коммутации
Инвер -тор
Выпря-митель
Инвер-тор
Регуля-тор
Регуляторпостоянногонапряжения
=3
Регуляторпеременногонапряжения
Рис. 1.3. Классификация простых преобразователей: U, Л f — регулируемые величины: напряжение, ток, частота; ^ — коммутация напряжением питающей сети; ^ — коммутация напряжением приемной сети (сети нагрузки); S —принудительная коммутация (за счет узла принудительной коммутации)
8
U2,S ЦДЦгД ЩДгД.
ид
f
ид5р
U,1S
U.I
Ui
Последовательное включение
Цепочечная схема
Многократноепреобразованиеэнергии
т
Комбинированное включение
Рис. 1.4. Классификация комбинированных преобразователей
ния мощности диоды и тиристоры, ток и напряжение которых ограничены, включаются в простых преобразователях параллельно или последовательно. С учетом необходимости улучшения коэффициента мощности, снижения содержания высших гармоник как на стороне постоянного, так и на стороне переменного тока, а также для повышения нагрузочной способности необходимо при мощности свыше 1 МВт включать несколько простых преобразователей последовательно или параллельно; такие преобразователи относятся к комбинированным (рис. 1.4). Встречно-параллельное включение простых преобразователей может понадобиться для изменения направления тока.
Кроме того, определенные схемы, например преобразователи с промежуточным звеном постоянного тока (двухзвенные преобразователи), основаны на многократном преобразовании энергии. Это также отражено на рис. 1.4.
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА И МИКРОЭЛЕКТРОНИКА
Быстрое развитие микроэлектроники оказывает столь большое влияние на силовую электронику, что можно говорить о качественно новой ступени развития последней [1.1] — [1.4].
Современное состояние силовой электроники зависит от уровня развития силовых вентилей и устройств информационной электроники, используемых непосредственно в преобразователях. В течение почти 70 лет находили применение вакуумные и газоразрядные вентили, а также механические и селеновые выпрямители. В настоящее время эти вентили почти полностью заменены приборами на основе монокристаллического кремния, такими как кремниевые диоды, тиристоры, си- мисторы, биполярные или полевые силовые переключающие транзисторы. Силовые полупроводниковые приборы позволяют удовлетворить самые разнообразные запросы потребителей в отношении напряжения и тока. На их основе созданы выпрямители весьма большой мощности для электрохимии и для питания регулируемых двигателей постоянного тока, а также инверторы для установок гарантированного питания, преобразователи для индукционного нагрева и другие преобразователи с высокими динамическими показателями и КПД при меньшей массе и объеме.
Параллельно развитию силовых полупроводниковых приборов достигнут большой прогресс в развитии информационной электроники. Сначала высоковакуумные электронные приборы были заменены транзисторами, а затем получили широкое развитие схемы с небольшой степенью интеграции. В настоящее время в распоряжении разработчиков имеются полупроводниковые микросхемы с высокой степенью интеграции, в которых на небольшой площади размещены тысячи транзисторных структур. С использованием таких микросхем можно создавать сложные аналоговые или дискретные, а также аналого-дискретные устройства с низкой стоимостью, высокой надежностью и постоянной
готовностью к работе. Сейчас имеются два новых направления развития информационных устройств для силовой электроники, а именно: создание специализированных интегральных схем частного применения, выпускаемых в больших количествах для относительно простых преобразователей, например для бытовой техники, и появление микропроцессорных систем, обладающих весьма широкими информационными возможностями, высокая надежность которых была практически не достижима при использовании дискретных элементов и интегральных схем с низким уровнем интеграции. Такие микропроцессорные системы используются в устройствах с адаптивным регулированием, в импульсных инверторах для регулирования частоты вращения асинхронных двигателей, в преобразователях постоянного тока с импульсным регулированием и малым влиянием на питающую сеть и т. д.
Использование преобразователей для указанных и других целей, особенно для механизации и автоматизации тех или иных производственных процессов, всегда связано с получением, обработкой и использованием информации на самых различных уровнях, например в системе управления сложным процессом. Вычислительное устройство определяет и задает значения (уставки) нескольких связанных друг с другом величин (например, многоклетьевой прокатный стан), или в регуляторе технологического процесса исходная величина задается для отдельного механизма (например, привод одной отдельной обжимной клети прокатного стана), в блоке регулирования отдельного преобразователя необходимо поддерживать определенный параметр в соответствии с заданным значением (например, преобразователь для регулирования частоты вращения обжимных валков). Информационные системы, применяемые в преобразовательной технике, обеспечивают получение значений текущих параметров устройства, питающегося от преобразователя, таких как частота вращения, ток, температура и др., сравнение их с задаваемыми вручную или системой более высокого уровня требуемыми значениями, отработку разности значений задаваемой и фактически имеющейся величины с помощью регулятора для получения оптимального переходного процесса, формирование импульсов для управления вентилями и, наконец, функции контроля сбоев и повреждений и функции защиты.
Специальные аналоговые, дискретные (цифровые) или смешанные аналого-цифровые интегральные схемы частного применения, предназначенные для использования в информационных устройствах силовой электроники, включают, например, устройства задержки сигналов для получения заданных временных характеристик в процессе управления, устройства формирования и распределения импульсов управления тиристорами, некоторые функции защиты и т. д. Такие устройства выполняются, как правило, в виде самостоятельных блоков, однако выходные каскады, служащие для непосредственного управления полупроводниковыми приборами относительно небольшой мощности, могут быть выполнены совместно с последними в интегральном виде (см.
и. 3.8.2). При аналоговой обработке сигналов эти схемы работают на тех же принципах, что и схемы на дискретных элементах, но имеют более высокую надежность и занимают меньше места. Они имеют высокое быстродействие, однако их структура неизменна, а изменение их параметров может осуществляться только с помощью элементов, подключаемых извне. При этом необходимо так проектировать схемы, чтобы требовалось возможно меньшее число конденсаторов и сопротивлений. Задаваемая величина (уставка), определяемая системой более высокого уровня, в большинстве случаев задается в цифровом виде и преобразуется в нужную форму с помощью размещенного на той же плате интегрального цифро-аналогового преобразователя. Аналоговые микросхемы имеют также то преимущество, что их входные и выходные параметры могут быть измерены с помощью «классических» приборов, например многопредельных тестеров и осциллографов, как и для схем с дискретными элементами.
Специальные цифровые схемы частного применения совместно с интегральным аналого-цифровым преобразователем также позволяют создавать комплектные регулирующие устройства. Перед ранее упомянутыми универсальными интегральными схемами (в том числе микропроцессорами) такие схемы имеют то преимущество, что они могут быть специально приспособлены к требованиям преобразовательной техники, например могут иметь высокую помехоустойчивость или содержать интегрально выполненные выходные каскады для управления силовыми приборами.
Использование специализированных схем частного применения выгодно, если они выпускаются большими сериями, например устройства для бесконтактного переключения в сетях или схемы для использования в бытовой технике. Из-за постоянного совершенствования полупроводниковой технологии минимально необходимый тираж таких устройств, который экономически выгоден, постоянно снижается.
Микропроцессоры являются устройствами универсального использования и могут быть запрограммированы самим пользователем для выполнения его конкретных целей, например для синхронизации, генерирования, формирования, распределения импульсов управления и т. д. Для них необходимы специальные внешние устройства для согласования с сетью, потенциальной развязки, усиления импульсов и т. д. Обычна в число таких периферийных устройств входят оптронные развязывающие устройства, аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи, фильтры и выходные исполнительные устройства. Высокая помехоустойчивость может быть достигнута с помощью специальной технологии выполнения схем и применения программ, способных исправлять ошибки.
На базе микропроцессора может быть выполнен регулятор, структура, коэффициент усиления и временные постоянные которого задаются программным способом и, следовательно, могут быть изменяемыми. Регулятор может выполнять функции синхронизатора, усилителя, звена 20
задержки и распределителя управляющих импульсов, а также использоваться как устройство защиты и диагностики преобразователя [1.5].
Ниже даются несколько примеров использования микропроцессорных устройств в энергетической электронике.
Если регулирование частоты вращения двигателя постоянного тока должно выполняться с повышенной точностью, например в реверсивных позиционных электроприводах, применение микропроцессоров может оказаться особенно эффективным. Фактическая частота вращения либо сразу преобразуется в частотпозависимый сигнал (например, с помощью датчика импульсов), либо измеряется тахогенератором и преобразуется аналого-цифровым преобразователем в цифровой сигнал. Ток якоря измеряется в аналоговой форме и затем преобразуется в цифровой код. С помощью микропроцессора можно рассчитать для каждой длительности импульса среднее значение постоянного тока и скорость нарастания тока в цепи якоря, амплитудные значения тока могут быть записаны в память. В функции этих величин вычисляются управляющие импульсы для преобразователя. Синхронизирующее напряжение получается непосредственно от питающей сети с помощью фильтра или же микропроцессор по заранее составленной таблице, хранящейся в его запоминающем устройстве, вычисляет значения периодического сигнала, напряжение, частота и фаза которого сравниваются с напряжением, частотой и фазой сети. При этом искажения напряжения сети уже не оказывают влияния на работу преобразователя.
В простейшем случае структура и параметры регулятора остаются неизменными и соответствуют записанным в постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ) программе и числовым данным. Но если требуется высокая точность регулирования, необходимо учитывать изменения структуры и параметров тракта регулирования. В случае регулирования двигателя постоянного тока с помощью преобразователя это может иметь место при переходе от режима непрерывного тока к режиму прерывистого тока или в электроприводах шахтных подъемников, поворотных механизмов, роботов и т. д., в которых крутящий момент изменяется в широких пределах. Тогда необходимо осуществлять адаптивное изменение программы регулирования, чтобы для каждого конкретного режима нагрузки процесс регулирования был оптимальным.
Переменное напряжение с изменяемыми частотой и амплитудой для установок гарантированного питания или для частотного регулиро- ния скорости асинхронных двигателей часто получают с помощью инверторов, работающих в режиме широтно-импульсного регулирования. В таких инверторах постоянное напряжение источника питания периодически подключается к нагрузке с помощью тиристоров, снабженных коммутирующими узлами, или транзисторов таким образом, чтобы получить последовательность разнополярных импульсов постоянной амплитуды с заданными фазой и длительностью (см. п. 3.5.17). С помощью микропроцессора, используемого в системе управления инвертором, можно осуществить дискретные изменения амплитуды основной
гармоники этого напряжения в широком диапазоне с шагом, например, в 1 %. Одновременно возможно оптимизировать изменение кривой этого напряжения во времени по любому критерию, например таким образом, чтобы выходное напряжение имело форму, близкую к синусоиде; так, при однофазном выходе в напряжении должны отсутствовать нечетные гармоники (1, 3, 5, 7, 11-я и т. д.). Углы включения и выключения вентилей инвертора зависят сложным образом от требований к амплитуде основной гармоники и формы кривой выходного напряжения. Поэтому они предварительно рассчитываются и вводятся в программу микропроцессора, а при работе инвертора периодически сравниваются с реально получаемыми в схеме. Микропроцессор программируется таким образом, чтобы мгновенное значение выходного напряжения при изменении питающего напряжения оставалось неизменным, что особенно важно для регулируемых электроприводов [1.7—1.8].
Влияние преобразователей на питающую сеть, заключающееся в потреблении от сети реактивной мощности и искажении формы кривой тока в сети, имеет большое значение в связи с постоянным ростом количества преобразователей и их мощности (см. п. 4.1.6) [1.9]. Такое влияние на сеть может быть уменьшено, например, за счет того, что в течение каждого периода вентили многократно включаются и выключаются в соответствии с предварительно установленным оптимальным законом. Для создания таких преобразователей требуются не только соответствующие коммутационные узлы, но и информационные устройства. По этому пути идут, например, в системе электрического транспорта, где тяговые двигатели переменного тока питаются от контактной сети переменного тока через выпрямитель, звено постоянного тока и автономный инвертор. Данные об изменении во времени напряжения в контактной сети и потребляемого двигателями тока в течение каждого периода поступают в микропроцессор, где примерно за 1 мс рассчитывается гармонический состав тока, потребляемого от сети, вплоть до сотых гармоник (при частоте 162/3 Гц). Для непосредственно за этим следующей полуволны напряжения питающей сети углы включения и выключения тиристоров выпрямителя рассчитываются таким образом, чтобы влияние на контактную сеть потребляемого электровозом тока было незначительным [1.10].
Для защиты и диагностики отказов устройств силовой электроники микропроцессор может выполнять следующие функции: воспринимать информацию о функционировании элементов, поступающую по многим каналам; обрабатывать эту информацию по специальным алгоритмам диагностики, находящимся в памяти микропроцессора; выдавать информацию о наличии сбоев в конкретных элементах.
Для поиска дефектных элементов опрашиваются поочередно многочисленные контрольные точки преобразователя и его системы управления и полученные сигналы записываются; если пет повреждений, опрос заканчивается через доли секунды. При наличии повреждений установка может быть отключена, чтобы уменьшить нежелательные
последствия. Сигналы, которые были записаны непосредственно перед отключением установки, и информация, записанная в процессе ее отключения, выводятся для диагноза повреждений [1.11].
Приведем два примера неполадок, которые могут быть легко обнаружены с помощью микропроцессорной системы [1.12].
При сбое синхронизирующего устройства, питающегося от сети переменного тока (например, выход из строя какого-либо элемента, обрыв фазы сети или неверная последовательность фаз напряжения на выходе вспомогательного трансформатора), последовательность сигналов на его выходе определенным образом отличается от нормальной. При пропуске включения одного из тиристоров преобразователя, работающего в выпрямительном режиме, ток в конце соответствующего импульса управления не нарастает. Это свидетельствует о том, что неисправен сам тиристор или один из каналов системы управления, если предохранитель в данном плече не сработал. При поиске и диагнозе упомянутых неполадок последовательность синхронизирующих импульсов и нарастание тока в цепи тиристоров проверялись с записанными в ПЗУ данными и наличие сбоев было установлено за 3,3 мс (при частоте 50 Гц и шестифазном преобразователе).
В заключение отметим, что существенное снижение стоимости интегральных микросхем и появление относительно недорогих запираемых силовых приборов позволяет создавать достаточно простые и малогабаритные преобразовательные устройства. Так, на базе микроэлектроники могут быть созданы универсальные и мгновенно готовые к работе выпрямители, регуляторы переменного напряжения и др., которые не требуют настройки при изготовлении и эксплуатации, имеют высокую надежность, могут эксплуатироваться без дополнительных фильтров даже при значительных искажениях напряжения питающей сети и оказывают сами малое влияние на сеть, содержат системы регулирования, структуры и параметры которых автоматически могут согласовываться с режимом работы нагрузки. Все это открывает новые широкие перспективы развития энергетической электроники.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ВЕНТИЛИ
ТИПЫ ВЕНТИЛЕЙ
Основными приборами энергетической электроники являются диоды, тиристоры, симисторы и силовые транзисторы, используемые в ключевом режиме. Их свойства особенно подходят для специальных областей применения. В табл. 2.1 дана сводка важнейших параметров вентилей, применяемых в настоящее время. Литература по этим приборам весьма обширна [2.1—2.22].
Таблица 2.1. Полупроводниковые вентили энергетической электроники
1
Рид прибора или модуля
Верхний уровень предельных тока н напряжения
Другие параметры, особые свойства
Диоды
Эпитаксиально-пла- нарные диоды Диоды Шоттки
3 кА; 5 кВ
1,5 кА; 2 кВ
100 А; 200 В
100 А; 60 В
Для работы при частоте сети Для повышенной частоты t-r < 2 мкс
Прямое падение напряжения менее 1 В
trr < 0,1 мкс
Тиристоры:
с комбинированным включением запираемые (двухоперационные)
3 кА; 5 кВ
1,5 кА; 2 кВ
Для работы на частоте сети tq < 400 мкс
Для повышенной частоты или для автономных преобразователей tq < 60 мкс (duD/dt)crtt До 1000 В/мкс (Ит1М)сгц до 100— 400 А/мкс при наличии поперечного поля в эмиттере до 103 А мкс, с отрицательным током управления при запирании tq <_ 30 мкс
Симисторы (триаки)
150 А; 1,5 кВ
(duD!dt}crlt = 30 В/мкс (dir dt)cr(f до 50 А/мкс
Силовые биполярные транзисторы
Полевые транзисторы
400 А; 500 В
50 А; 1200 В
50 А; 100 В
5 А; 1000 В
Низковольтные <0/f<5 мкс Высоковольтные 1оц <_ 10 мкс Для обоих типов коэффициент передачи тока 5; для составного транзистора (по схеме Дарлингтона) 20
Управление напряжением, малое время переключения
Вентильные модули
160 А; 1,6 кВ
Для ветви или полная мостовая схема на диодах или тиристорах в общем корпусе, основание корпуса изолировано
Полупроводниковые реле
50 А; 660 В переменного тока
20 А; 250 В постоянного тока
Схема на симисторе или на тран- зисторах с узлом управления для регулирования мощности или бесконтактного переключения нагрузки
ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ И КОНСТРУКЦИЯ ДИОДОВ, ТИРИСТОРОВ, СИМИСТОРОВ
Материалом для вентилей служит монокристаллический чистый полупроводник — главным образом кремний. Если полупроводниковый материал получает энергию в виде тепла, световых квантов или на него действует электрическое поле, в нем возникают подвижные свободные электроны (имеющие отрицательный заряд) и дырки, т. е. атомы кристаллической решетки полупроводника, имеющие «дефицит» (отсутствие) электрона (положительный заряд), благодаря этому возникает незначительная собственная электрическая проводимость полупроводника. За счет добавки небольшого количества примесных атомов (легирования донорными или акцепторными примесями) в полупроводниковом материале образуются зоны, в которых концентрация электронов или дырок сильно увеличена (соответственно л-зоне или p-зоне). Наряду с этим в каждой такой зоне концентрация подвижных носителей заряда противоположной полярности снижается за счет воссоединения электронов и дырок (процесс рекомбинации). Подвижные носители заряда, имеющиеся в каждой зоне в большем количестве, называются основными (например, электроны в n-зоне), имеющиеся в меньшем количестве —неосновными (например, дырки в n-зоне). Разность концентраций основных и неосновных носителей в легированном полупроводнике составляет несколько порядков.
Эти зоны в целом электрически нейтральны, так как каждому свободному электрону соответствует неподвижный положительно заряженный атом примеси (донорный ион), а каждой свободной дырке — неподвижный отрицательно заряженный атом примеси (акцепторный ион). Через границу раздела П зон (р-п переход) электроны из-за разности концентраций диффундируют из n-зоны в р-зону и дырки — из p-зоны в n-зону (рис. 2.1,а). Вследствие этого результирующий заряд донорных и акцепторных ионов по обе стороны границы раздела зон уже не нейтрализуется подвижными носителями заряда и в p-зоне возникает отрицательный объемный заряд, а в п-зоне — положительный. Между обеими зонами возникает разность потенциалов AU, и в прилегающих к границе слоях действует электрическое поле, ограничивающее диффузию основных носителей и способствующее прохождению через р-n переход неосновных носителей. В результате устанавливается равновесие, при котором отсутствует обмен носителями заряда между зонами. Область действия электрического поля
Атомы акцепторной, примесиАтомы акцепторной, примесиАтомы донорной. Подвижные примеси за.ряжены дыркиАтомы донорной. Подвижные примеси за.ряжены дыркиПодвижные электроныПодвижные электроныположительноположительнозаряжены отри-заряжены отри-Направление диффузии■* носителей зарядаНаправление диффузии■* носителей заряда
Атомы акцепторной, примеси
Атомы акцепторной, примеси
Атомы донорной. Подвижные примеси за.ряжены дырки
Атомы донорной. Подвижные примеси за.ряжены дырки
Подвижные электроны
Подвижные электроны
положительно
положительно
заряжены отри-
заряжены отри-
Направление диффузии
■* носителей заряда
Направление диффузии
■* носителей заряда
цательно
■^—। Направление поля
Рис. 2.1. р-п переход в различных режимах работы:
а — при отсутствии внешнего напряжения; б — при наличии отпирающего (прямого, напряжения от внешнего источника; в — при наличии запирающего (обратного) напряжения от внешнего источника; р — объемный заряд; U — напряжение на границе раздела; hU — потенциальный барьер на р-п переходе; х— текущая координата от границы раздела П; W — ширина запирающего слоя (слоя объемного заряда)
практически свободна от подвижных носителей заряда. Слой объемного заряда, расположенный по обе стороны границы раздела, называется запирающим, так как в нем имеется очень небольшое количество подвижных носителей заряда, которые могли бы создавать электрический ток, и сопротивление его велико.
Если положительный полюс внешнего источника напряжения подключить к р-збне, а отрицательный — к п-зоне, то от источника напряжения в p-зону будут поступать электроны, а в п-зону — дырки. Поэтому слой объемного 26
заряда сократится, разность потенциалов между зонами уменьшится, запирающий слой будет заполняться носителями заряда и через него потечет ток (прямой ток) (рис. 2.1,6) при относительно небольшом прямом напряжении на переходе.
Если же соединить положительный полюс источника напряжения с п-зоной, а отрицательный — с p-зоной, то электроны в n-зоне устремятся к положительному, а дырки в р-зоне — к отрицательному электроду. Слой объемного
Металлизация (катодный контакт)Металлизация (катодный контакт)Защитное покрытиеЗащитное покрытиеMe таллизация— (анодный контакт)Me таллизация— (анодный контакт)хр-п переходхр-п переход
Металлизация (катодный контакт)
Металлизация (катодный контакт)
Защитное покрытие
Защитное покрытие
Me таллизация— (анодный контакт)
Me таллизация— (анодный контакт)
хр-п переход
хр-п переход
Рис. 2.2. Структура высоковольтного кремниевого диода
заряда вследствие этого расширится, а разность потенциалов возрастет в соответствии с приложенным напряжением, называемым обратным (рис. 2.1,в). Через р-п переход будет протекать только небольшой ток, определяемый неосновными носителями и называемый обратным. Таков вкратце механизм, определяющий выпрямляющее действие р-п перехода.
Диод состоит из кремниевой шайбы, в которой слабо легированный n-слой расположен между высоколегированными п+ и р+ слоями (рис. 2.2). Двусторонняя металлизация кремниевой шайбы служит для получения хорошего контакта, необходимого для пропускания тока, и для отвода тепла.
Показанная на рис. 2.2 структура обеспечивает высокое пробивное напряжение, так как при приложении обратного напряжения в слабо легированном n-слое возникает широкая область объемного заряда. В проводящем состоянии п+-слой заполняется поступающими из сильно легированных п+- и р+-слоев подвижными носителями заряда, поэтому падение напряжения невелико.
На рис. 2.3 приведена вольт-амперная характеристика (ВАХ) диода. На рис. 2.4 показаны примеры исполнения диодов.
Рис. 2.3. Вольт-амперная характеристика диода:ПС — проводящее состояние; ЗС— запертое состояние; uF> iF — прямые напряжение и ток; uR, ^r — обратные напряжение и ток: ^;br — напряжение пробоя; U^T^ — пороговое напряжениеРис. 2.3. Вольт-амперная характеристика диода:ПС — проводящее состояние; ЗС— запертое состояние; uF> iF — прямые напряжение и ток; uR, ^r — обратные напряжение и ток: ^;br — напряжение пробоя; U^T^ — пороговое напряжениеРис. 2.4. Силовые диоды на токи от 1 до 1600 А и вентильные модули по мостовой схеме на токи 1 и 3 А
Рис. 2.3. Вольт-амперная характеристика диода:
ПС — проводящее состояние; ЗС— запертое состояние; uF> iF — прямые напряжение и ток; uR, ^r — обратные напряжение и ток: ^;br — напряжение пробоя; U^T^ — пороговое напряжение
Рис. 2.3. Вольт-амперная характеристика диода:
ПС — проводящее состояние; ЗС— запертое состояние; uF> iF — прямые напряжение и ток; uR, ^r — обратные напряжение и ток: ^;br — напряжение пробоя; U^T^ — пороговое напряжение
Б тиристоре (рис. 2.5 и 2.6) различают три р-п перехода П1, П2, ПЗ. В запертом состоянии (катод положителен, анод отрицателен) переходы П1 и ПЗ смещены в обратном, а П2 — в прямом направлении, из-за чего переход ПЗ воспринимает практически все запирающее напряжение, так как из-за наличия широкой n-базы пробивное напряжение этого перехода оказывается высоким. При подаче прямого напряжения (катод отрицателен, анод положителен) переходы П1 и ПЗ смещены в прямом, а П2 — в обратном направлении, т. е. переход П2 воспринимает все приложенное напряжение, и тиристор остается в запертом состоянии. Если приложенное напряжение повысится, ток через прибор возрастет и запирающие свойства перехода П2 снизятся. Когда анодное напряжение превысит напряжение переключения, тиристор переходит скачком (переключается) во включенное состояние (включение «по анодной цепи»). Резкое возрастание анодного тока при анодном 28
покрытиепокрытие■ПЗ■ПЗп-эмиттерр-п переходы—П1—П2п-эмиттерр-п переходы—П1—П2Рис. 2.5. Структура тиристора. Стрелки показывают прохождение токов при включении по управляющему электроду:ток управления; — анодный ток в начале процесса включенияРис. 2.5. Структура тиристора. Стрелки показывают прохождение токов при включении по управляющему электроду:ток управления; — анодный ток в начале процесса включения
покрытие
покрытие
■ПЗ
■ПЗ
п-эмиттерр-п переходы
—П1—П2
п-эмиттерр-п переходы
—П1—П2
Рис. 2.5. Структура тиристора. Стрелки показывают прохождение токов при включении по управляющему электроду:
ток управления; — анодный ток в начале процесса включения
Рис. 2.5. Структура тиристора. Стрелки показывают прохождение токов при включении по управляющему электроду:
ток управления; — анодный ток в начале процесса включения
Металлизация(катодный контакт).
Металлизация- (контакт управляющего электрода)
Металлизация (анодный контакт)
Рис. 2.6. Тиристоры на токи от 3 до 1600 А и тиристорный модуль по мостовой схеме на 90 А
напряжении, меньшем напряжения переключения, может также иметь место, если превышена допустимая температура запирающего слоя или превышена критическая скорость нарастания анодного напряжения (в этом случае сказывается наличие емкостей р-п переходов). В большинстве случаев тиристоры включаются с помощью положительных импульсов, подаваемых на управляющий электрод (включение «по цепи управления»). При этом в области А перехода П2 (рис. 2.5) протекает прямой ток и включенное состояние перехода расширяется со скоростью примерно 0,1 мм/мкс. Если при включении тиристора превышается критическая скорость нарастания анодного тока, то первоначально включившаяся небольшая область кремниевой
шайбы может так сильно нагреться, что тиристор выйдет из строя. Когда анодный ток снижается до значения, меньшего тока удержания, тиристор переходит в запертое состояние. Обычно запирание проводящего ток тиристора производится путем подачи обратного напряжения. На рис. 2.7 показана ВАХ тиристора [2.23—2.25].
^T^J)1 ^ 100^-X^T^J)1 ^ 100^-XРис. 2.7. Вольт-амперная характеристика тиристора:
^T^J)1 ^ 100^-X
^T^J)1 ^ 100^-X
ПС — проводящее состояние; БС— прямое блокирующее состояние (штриховая часть характеристики— область отрицательного сопротивления); ЗС—обратное запертое состояние; ит, iT — прямые напряжение и ток при ПС; uD, iD — прямые напряжение и ток при БС; aR, iR— обратные напряжение и ток при ЗС; СуЁоу — напряжение переключения; Цв^ — напряжение пробоя; Iн — ток удержания
У большинства диодов и тиристоров металлический корпус имеет потенциал анода либо катода прибора. Более удобны для конструирования преобразователей приборы с изолированным корпусом или основанием, через которое происходит отвод тепла. В настоящее время выпускаются как отдельные вентили, так и вентильные модули подобной конструкции, последние состоят из управляемых или неуправляемых двух вентильных плеч или полной мостовой схемы [2.26, 2.27].
Фототиристоры позволяют при использовании их в высоковольтных преобразователях снизить требования к изоляции разделительных импульсных трансформаторов цепи управления. В этих приборах луч света попадает непосредственно на p-базу (рис. 2.5) через стеклянное окно в корпусе прибора, так что в p-базе генерируются пары носителей заряда и тиристор включается. Тиристорный оптрон имеет в одном корпусе фототиристор и фотодиод; при пропускании тока через фотодиод последний излучает свет и включает фототиристор.
В тиристоре с обратной проводимостью на одной кремниевой шайбе создают тиристорную и диодную структуры, включенные встречно-параллельно. Эта комбинация позволяет упростить схемы некоторых преобразователей (см. рис. 3.35) [2.28,2.44].
В быстродействующих и частотных тиристорах скорость распространения включенного состояния р-п перехода особенно высока; это достигается с помощью сильно разветвленной поверхности управляющего электрода или с помо- 30
щью специальной вспомогательной тиристорной структуры, созданной на той же кремниевой шайбе. При этом уменьшаются потери мощности в тиристоре при включении, что позволяет использовать эти приборы на частотах до 10 кГц.
В тиристорах с комбинированным выключением отрицательный импульс тока управления ускоряет процесс выключения анодного тока, вызванный подачей на прибор обратного анодного напряжения; это позволяет упростить коммутационный узел в преобразователях с принудительной коммутацией (см. п. 3.5.1).
Запираемые (двухоперационные) тиристоры не нуждаются для выключения в подаче обратного напряжения на анод и соответственно в дополнительном коммутирующем устройстве; они могут быть выключены с помощью отрицательного импульса тока управления с амплитудой, со-
Металлизация(контакт основного электрода 1)Металлизация(контакт основного электрода 1)Металлизация (контакт управляю- ' щего электрода)ЗащитноепокрытиеМеталлизация (контакт управляю- ' щего электрода)Защитноепокрытиер-зиптту)^р-зиптту)^п-даза п\п-даза п\п\п\п-змиттер р-п переходы'р-даза \^ 'ПП1„ п-дазап-змиттер р-п переходы'р-даза \^ 'ПП1„ п-дазар-базап-змиггерМеталлизация-контакт основногоэлектрода 2)р-базап-змиггерМеталлизация-контакт основногоэлектрода 2)р-эмигтерр-эмигтерПЗПЗПЧПЧ
Металлизация
(контакт основного электрода 1)
Металлизация
(контакт основного электрода 1)
Металлизация (контакт управляю- ' щего электрода)
Защитноепокрытие
Металлизация (контакт управляю- ' щего электрода)
Защитноепокрытие
р-зиптту)^
р-зиптту)^
п-даза п\
п-даза п\
п\
п\
п-змиттер р-п переходы
'р-даза \^ 'ПП1„ п-даза
п-змиттер р-п переходы
'р-даза \^ 'ПП1„ п-даза
р-базап-змиггер
Металлизация-контакт основногоэлектрода 2)
р-базап-змиггер
Металлизация-контакт основногоэлектрода 2)
р-эмигтер
р-эмигтер
ПЗ
ПЗ
ПЧ
ПЧ
Рис. 2.8. Структура симистора (триака). Стрелки показывают прохождение тока при включении по управляющему электроду при положительном () и отрицательном (—) токах управления
i-T>‘LI -^flOOAc^lOC
Рис. 2.9. Вольт-амперная характеристика симистора (обозначения участков характеристики те же, что иа рис. 2.7)Рис. 2.9. Вольт-амперная характеристика симистора (обозначения участков характеристики те же, что иа рис. 2.7)In-U@o) 10008 18In-U@o) 10008 18-Lj^^aj) БС-Lj^^aj) БСL^j^/ 6CIL^j^/ 6CI16"In16"In«008«008^ “т^Б^ “т^Б
Рис. 2.9. Вольт-амперная характеристика симистора (обозначения участков характеристики те же, что иа рис. 2.7)
Рис. 2.9. Вольт-амперная характеристика симистора (обозначения участков характеристики те же, что иа рис. 2.7)
In
-U@o) 10008 18
In
-U@o) 10008 18
-Lj^^aj) БС
-Lj^^aj) БС
L^j^/ 6C
I
L^j^/ 6C
I
16"In
16"In
«008
«008
^ “т^Б
^ “т^Б
-100 К ~il ’-It
ставляющей примерно 1 /5 анодного тока, который необходимо прервать.
Тиристоры последних трех типов обычно используются лишь в специальных случаях, так как их положительные свойства достигаются преимущественно за счет ухудшения других параметров; кроме того, из-за небольшого количества выпускаемых приборов этих типов и более сложной технологии изготовления их стоимость высока [2.32—2.34].
В симисторе или триаке (рис. 2.8) имеются две встречно-параллельные тиристорные структуры, вольт-амперная характеристика такого прибора показана на рис. 2.9. Так как управляющий электрод соединен с p-базой и расположенной рядом с ним п-зоной, симистор может быть включен как положительным, так и отрицательным управляющим импульсом при положительном или отрицательном напряжении на главных электродах. Требуемый импульс тока управления зависит от его полярности и полярности напряжения на главных электродах.
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ДИОДОВ, ТИРИСТОРОВ И СИМИСТОРОВ
Параметры всех полупроводниковых вентилей подразделяются на предельные и характеризующие. Предельным параметром называется наибольшее или наименьшее допустимое значение параметра, при котором вентиль не повреждается и не выходит из строя. Характеризующие параметры .выражают измеренные свойства вентилей.
ЗАПЕРТОЕ ОБРАТНОЕ И БЛОКИРУЮЩЕЕ ПРЯМОЕ СОСТОЯНИЕ
Напряжение пробоя U(br') Для диодов и тиристоров (см. рис. 2.3 и 2.7) и напряжение переключения для тиристоров и симисторов и№о) (см. рис. 2.7 и 2.9) характеризуют соответственно возможности прибора выдерживать обратное (запираемое) или прямое (блокируемое) напряжение. Таким образом, эти предельные параметры (рис. 2.10) показывают диапазон напряжений, внутри которого прибор может работать. Только для лавинных диодов и тиристоров допускается работа при резко увеличенном обратном токе, когда обратное напряжение превышает напряжение пробоя, например при наличии импульсов перенапряжения, но
при этом выделяющаяся в вентиле энергия не должна превышать определенного значения (рис. 2.11). Амплитуда напряжения, прикладываемого к вентилю при эксплуатации, определяется напряжением, действующим в преобразователе. Это максимальное напряжение может быть повторяю-
Рис. 2.10. К определению граничных и характеризующих параметров по напряжению для тиристоров:а— прямая и обратная ветви ВАХ тиристора, на которой показаны: UDWM— рекомендуемая амплитуда прямого рабочего напряжения; UDRM— повторяющееся прямое блокируемое напряжение; UDSM — неповторяющееся прямое блокируемое напряжение; U^Bu^— напряжение переключения; URW Sf — рекомендуемая амплитуда обратного рабочего напряжения; URRM— повторяющееся обратное запираемое напряженке; URSM — неповторяющееся обратное запираемое напряжение; и^врч — напряжение пробоя; б — кривая напряжения, действующего на тиристоре; а — угол управленияРис. 2.10. К определению граничных и характеризующих параметров по напряжению для тиристоров:а— прямая и обратная ветви ВАХ тиристора, на которой показаны: UDWM— рекомендуемая амплитуда прямого рабочего напряжения; UDRM— повторяющееся прямое блокируемое напряжение; UDSM — неповторяющееся прямое блокируемое напряжение; U^Bu^— напряжение переключения; URW Sf — рекомендуемая амплитуда обратного рабочего напряжения; URRM— повторяющееся обратное запираемое напряженке; URSM — неповторяющееся обратное запираемое напряжение; и^врч — напряжение пробоя; б — кривая напряжения, действующего на тиристоре; а — угол управления
Рис. 2.10. К определению граничных и характеризующих параметров по напряжению для тиристоров:
а— прямая и обратная ветви ВАХ тиристора, на которой показаны: UDWM— рекомендуемая амплитуда прямого рабочего напряжения; UDRM— повторяющееся прямое блокируемое напряжение; UDSM — неповторяющееся прямое блокируемое напряжение; U^Bu^— напряжение переключения; URW Sf — рекомендуемая амплитуда обратного рабочего напряжения; URRM— повторяющееся обратное запираемое напряженке; URSM — неповторяющееся обратное запираемое напряжение; и^врч — напряжение пробоя; б — кривая напряжения, действующего на тиристоре; а — угол управления
Рис. 2.10. К определению граничных и характеризующих параметров по напряжению для тиристоров:
а— прямая и обратная ветви ВАХ тиристора, на которой показаны: UDWM— рекомендуемая амплитуда прямого рабочего напряжения; UDRM— повторяющееся прямое блокируемое напряжение; UDSM — неповторяющееся прямое блокируемое напряжение; U^Bu^— напряжение переключения; URW Sf — рекомендуемая амплитуда обратного рабочего напряжения; URRM— повторяющееся обратное запираемое напряженке; URSM — неповторяющееся обратное запираемое напряжение; и^врч — напряжение пробоя; б — кривая напряжения, действующего на тиристоре; а — угол управления
Рис. 2.11. Предельная импульсная мощность Prsm* выделяемая в р-п переходе в зависимости от длительности импульса обратного напряжения £и для лавинного диода типа SY 180, GWS (ГДР)
щимся (например, коммутационные перенапряжения) или неповторяющимся (например, перенапряжения при переключениях в схеме). Защита от перенапряжений преобразователя и его вентилей должна быть рассчитана таким образом, чтобы предельные значения напряжения ни в коем случае не были превышены.
3—5269 33
ПРОВОДЯЩЕЕ СОСТОЯНИЕ
На рис. 2.3, 2.7, 2.9 участки ВАХ, соответствующие открытому проводящему состоянию, обозначены ПС. Если прямую ветвь ВАХ (см. рис. 2.3) экстраполировать прямой линией, положение которой характеризуется пороговым напряжением U(to) для диодов и Utito-) для тиристоров и си- мисторов, а наклон — динамическим сопротивлением Rd (равным Гр—&ир!Мг и гт=^ит!Мт соответственно), то мгновенное и среднее значения напряжения на вентиле при его включенном состоянии определяются соотношениями,
Таблица 2.2. Прямое напряжение на вентиле в функции прямого тока
Прямое напряжение
Диоды
Тиристоры
Мгновенное значение
иР = икТО'1"РГр* р
aF= и FVTO) + rTlT
Среднее за период значение
Up — 2л U{TO1 + ^РуАУ)
^Т — Эк ^Т(ТО) "г ГТ,ЦАУ^
приведенными в табл. 2.2. Мощность потерь в вентиле при протекании прямого тока в большинстве случаев можно определить по диаграммам, которые даются заводом-изготовителем (рис. 2.12). При выборе вентиля по его параметрам можно также рассчитать мощность потерь от прямого тока: Pf^av>=UtoI fi.av'fVtfPfwms^,(2.1)
где вместо индекса F для диодов надо всюду подставлять индекс Т для тиристоров; среднее и дейст- ствующее значения тока определяются из табл. 3.8.
Предельная нагрузка по току вентиля определяется наибольшей допу-
Рис. 2.12. Среднее значение мощности потерь Рт(ду) в функции среднего значения прямого тока /тип (тиристоры типа ТЧ-100, СССР); Ла — угол проводящего состояния
стимой температурой р-п перехода и наибольшей допустимой плотностью тока в кремниевой пластине и во внешних выводах. Поэтому в зависимости от условий охлаждения задаются предельно допустимые значения среднего и действующего прямого тока, амплитуды тока в импульсном режиме, а также в случае аварийной перегрузки — ударного тока и максимально допустимое значение защитного показателя J i2dt. При двух последних предельных параметрах, определяющих перегрузочную способность вентиля в аварийных режимах и необходимых для разработки устройств защиты вентиля по току, допустимая максимальная температура р-п перехода превышается. Это приводит к временной потере запирающих (блокирующих) свойств в прямом направлении у тиристоров и симисторов, так что ток в цепи не может быть прерван путем снятия управляющих импульсов. Кроме того, в зави-
Рис. 2.13. К определению нагрузки тиристора по току:
а—ВАХ тиристора в проводящем состоянии; б — диаграмма прямого тока; ^(av)— среднее значение прямого тока; /T(RAfS> — действующее значение прямого тока; 1ТКМ — амплитуда повторяющегося прямого тока; lTSM— ударный ток; а — угол управления; Хо—угол проводимости
Рис. 2.14. Предельный прямой ток Itvav) в зависимости от температуры корпуса прибора при различных углах проводимости Х„ (тиристоры типа ТЧ-100, СССР) 3*
Рис. 2.15. Предельный ударный ток Itsm в зависимости от длительности импульса tH (при последующем приложении обратного напряжения) при различной температуре р-п перехода перед перегрузкой (тиристоры ТЧ-100, СССР)
Рис. 2.16. Предельное значение защитного показателя J Рт dt в зависимости от длительности импульса аварийного тока 1И без приложения обратного напряжения при различной температуре р-п перехода перед перегрузкой (тиристоры типа ТЧ-100, СССР)
симости от токовой перегрузки может снизиться запирающая способность вентиля в обратном направлении, в связи с чем при возрастании тока в случае короткого замыкания необходимо предусмотреть отключение цепи с помощью устройств токовой защиты.
На рис. 2.13 показаны для тиристоров предельные параметры по току, на рис. 2.14—2.16 приведены зависимости
Рис. 2.17. Предельная амплитуда прямого тока 1Тм в зависимости от длительности импульса тока <и при различной рабочей частоте (тиристоры типа ТЧ-100, СССР) 36
Рис. 2.18. Амплитуда прямого тока 1т и в зависимости от длительности импульса тока tB при различной энергии потерь одиночного импульса (тиристоры типа ТЧ-100, СССР)
этих важнейших параметров от основных влияющих факторов.
При работе вентилей на повышенных частотах пренебрегать потерями мощности при переключениях (коммутационными потерями) уже нельзя и разделять полные потери мощности на потери при переключении и потери от прямого тока нецелесообразно. Поэтому при частотах выше 400 Гц вместо зависимостей, приведенных на рис. 2.15 и 2.12, следует пользоваться зависимостями рис. 2.17 и 2.18. При этом средняя мощность потерь определится как
P(av)—Wf, (2.2)
где W — энергия потерь мощности от одного импульса; [ — рабочая частота (частота следования импульсов анодного тока) [2.29—2.31].
ВКЛЮЧЕНИЕ ПО ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ
В § 2.2 отмечалось, что тиристоры включаются с помощью положительных, а симисторы — с помощью положительных и отрицательных импульсов, подаваемых на управляющий электрод. Важнейшими факторами, влияющими на ток и напряжение управления, вызывающими включение вентилей (отпирающие ток и напряжение), являются температура, а при коротких управляющих импульсах (менее 10—50 мкс)—их деятельность, а для симисторов — соответствие полярности напряжения на основных электродах и направления тока в цепи управления. На рис. 2.19 показана зависимость области ненадежного включения от температуры. Верхняя граница этой области определяет отпирающие ток и напряжение при указанной температуре для тиристоров данного типа. Нижняя граница показывает значения тока и напряжения, не обеспечивающие включения тиристоров.
Для надежного включения необходимо, чтобы зависимость напряжения генератора управляющих импульсов от тока располагалась вне области ненадежного включения. При этом необходимо, чтобы предельно допустимые значения средней и мгновенной мощности потерь в цепи управления прибора (зависящие от длительности управляющих импульсов), а также предельные значения тока и напряжения управления не были превышены. Вентиль может непроизвольно включаться, если на управляющем электроде действует напряжение помех, превышающее неотпирающее напряжение. На интервале, когда на вентиле действует обрат-
Рис. 2.19. Области иегарантируе- мого отпирания при различной температуре р-п перехода (тиристоры типа ТЧ-100, СССР):
Uyr, ^fg—прямые напряжение и ток управляющего электрода; UGT — от" пирающее напряжение; /Ст—ток включения; UGI>— неотпирающее напряжение
ное напряжение, импульсы напряжения обычно снимаются, так как иначе возможно нарушение запирающих свойств тиристора. При расчете цепи управления необходимо также учитывать допустимое напряжение, которое может быть приложено к управляющему электроду тиристора в обрат- том направлении.
ПРОЦЕССЫ ПРИ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯХ
При переходе от проводящего состояния вентиля к запертому или обратно возрастание или снижение количества носителей заряда в слоях кремниевой шайбы, образующих структуру вентиля, происходит не скачкообразно. Поэтому полупроводниковые вентили обладают некоторой инерционностью.
При быстром включении диода (скорость нарастания тока более 1 А/мкс) возникает увеличенное прямое падение напряжения (10 В и более), которое затем снижается в течение времени включения (обычно менее 1 мкс). Это время существенно для быстродействующих диодов, например используемых для шунтирования цепи нагрузки или управляемых вентилей («нулевые» или обратные диоды). В зависимости от того, в каком состоянии (запертом или проводящем) находился диод перед подачей скачка прямого напряжения, этот процесс проявляется в большей или меньшей степени.
При быстром переключении диода из проводящего состояния в запертое через него протекает значительный обратный ток, длительность импульса этого тока определяет время выключения диода (или время восстановления запирающих свойств), которое для обычных диодов, работающих при частоте сети, обычно не превышает 10 мкс, а для быстровыключающихся диодов — 1 мкс. Амплитуда этого тока, обусловленного эффектом накопления носителей заряда, может превосходить прямой анодный ток. Этот ток 38
Рис. 2.20. Кривые прямого тока (а), напряжения (б) и импульса управляющего тока (в) при включении тиристора или симистора:
dildt— скорость нарастания прямого тока: О ом — прямое блокируемое напряжение перед включением; 1РОМ— амплитуда импульса тока управления; <и — длительность импульса управления: td — время задержки; tT — время спада напряжения. tgt — время включения
тем больше, чем выше скорость спада прямого тока. Накопленный заряд и соответственно время выключения диода также растут с увеличением скорости спада прямого
тока. Названные факторы влияют на параметры устройств защиты вентилей от импульсных периодических перенапряжений (/?С-цепочки), обусловленных быстрыми изменениями обратного тока во время запирания и наличием индуктивностей в цепи вентиля.
Изменения тока и напряжения на вентиле при включении тиристора и симистора показаны на рис. 2.20. Из рис. 2.20,6 и в следуют определения времени задержки, времени спада напряжения и времени включения. Для быстрого включения необходимы импульсы управляющего тока большой амплитуды (2—3/Ст) и с крутым передним фронтом. Такие импульсы управления особенно необходимы при высокой частоте переключений для снижения потерь мощности в вентиле при включении и при последовательном или параллельном соединении вентилей для уменьшения обусловленной разбросом параметров неравномерности распределения между ними соответственно напряжения или тока при включении.
Скорость нарастания прямого тока при включении зависит от параметров нагрузки. При низкой скорости нарастания (большая индуктивность в цепи нагрузки) необходимо позаботиться, чтобы к моменту окончания импульса управления анодный ток достиг значения тока удержания, так как в противном случае после окончания управляющего импульса вентиль вернется в запертое состояние. При активной или емкостной нагрузке скорость нарастания тока велика и возникает опасность превышения предельно допу-
стимой скорости нарастания прямого тока и выхода вентиля из строя. В этом случае последовательно с вентилем включается линейный или насыщающийся дроссель, который должен снизить скорость нарастания тока или задержать скачок тока, чтобы вся поверхность кремниевой шайбы перешла во включенное состояние к моменту, когда ток станет значительным.
Для предотвращения самопроизвольного (т. е. без подачи управляющего импульса) включения вентиля из-за крутого нарастания прямого напряжения необходимо, чтобы скорость нарастания напряжения не превышала критического значения. Для симистора индуктивность цепи нагрузки не должна быть слишком большой, чтобы не была превышена критическая скорость нарастания коммутируемого напряжения непосредственно после изменения его полярности.
Выключение тиристоров (кроме запираемых или, иначе, двухоперационных) осуществляется, как правило, путем приложения обратного напряжения. Это происходит или за счет переменного напряжения сети (сетевая или естественная коммутация), или за счет специальных коммутирующих устройств (принудительная коммутация). При приложении обратного напряжения происходит, как и у диодов, процесс рассасывания избыточных зарядов, что приводит к протеканию через прибор импульсов обратного тока с большой амплитудой и необходимости включения защитных /?С-цепочек. От момента спадания к нулю прямого тока до момента подачи вновь прямого напряжения к вентилю должно быть приложено обратное напряжение в течение времени, равного времени выключения или превышающего его, в течение которого вентиль восстанавливает способность выдерживать прямое анодное напряжение без включения. Следовательно, коммутирующее устройство должно
Рис. 2.21. Кривые тока (а) и напряжения (б) при выключении тиристора приложением обратного напряжения:
/гг—время рассасывания накопленного заряда; t^ — время выключения; th — время, предоставляемое для выключения (схемное время выключения); f( — момент повторного включения; /гм—прямой ток перед выключением; diT!dt — скорость спада прямого тока; uR— обратное напряжение после переключения; duDldt — скорость нарастания восстанавливающегося прямого напряжения; UD — установившееся значение прямого напряжения
(контакт базы)(контакт базы)Защитное.покрытие нЗащитное.покрытие нw п-коллектор »w п-коллектор »р-5азар-5аза
(контакт базы)
(контакт базы)
Защитное.покрытие н
Защитное.покрытие н
w п-коллектор »
w п-коллектор »
р-5аза
р-5аза
обеспечить действие на вентиле обратного напряжения в течение времени (называемого иногда схемным временем выключения или восстановления запирающих свойств), как минимум равного времени выключения (рис. 2.21).
Выключение симисторов за счет изменения полярности приложенного к главным электродам напряжения также связано с процессом рассасывания избыточных носителей и протеканием через выключающуюся часть структуры обратного тока, в связи с чем встречно-параллельно включенная тиристорная структура из-за большой скорости нарастания на ней прямого напряжения может быть самопроизвольно включена. Поэтому и для симисторов необходима защитная ЯС-цепочка.
СИЛОВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
БИПОЛЯРНЫЕ СИЛОВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Принцип действия. Предполагается, что принцип работы биполярного транзистора в основном известен [2.35— 2.38]. Силовой биполярный транзистор, используемый в энергетической электронике в ключевом режиме, имеет, как и обычный транзистор, два р-п перехода (рис. 2.22, 2.23).
Р-п переход П1 (рис. 2.22) образуется между сильно легированным «-эмиттером и p-базой, а переход П2 — между p-базой и широким слабо легированным слоем «-коллектора. Деление «-эмиттера на несколько частей уменьшает сопротивление между p-базой и эмиттерным контактом и улучшает токораспределение; благодаря слабому легированию слоя коллектора допустимое значение коллекторного напряжения повышается. Для снижения падения напряжения на транзисторе в режиме насыщения необхо-
Металлизация (эмиттерный контакт) п-змиттер Металлизация 1——1|—,—р-п переходы
Металлизация (коллектор^! I ный контакт)
Рис. 2.22. Структура кремниевого силового биполярного транзистора
Рис. 2.23. Биполярные транзисторы на токи от 2 до 70 А
дим значительный ток базы, который обеспечивает заполнение зоны коллектора носителями заряда. Поэтому усиление транзистора по току тем меньше, чем выше его допустимое коллекторное напряжение. Транзисторы по схеме Дарлингтона (составные транзисторы), в которых силовой транзистор управляется вспомогательным транзистором, имеют большой коэффициент усиления по току.
Процессы при включении и выключении транзистора обусловлены движением носителей заряда (см. п. 2.3.4), из- за чего возможны большие импульсные потери мощности, плотность тока может быть значительной. Оптимальное регулирование тока базы позволяет уменьшить влияние этих нежелательных процессов.
Ниже приведены для примера некоторые граничные и характеризующие параметры силового транзистора SV167, GWS (ГДР):
Предельные параметры
Напряжение коллектор—эмиттер Ucesm* ® ^00
Напряжение коллектор — эмиттер UCE0 при /д -0, В . . .325
Среднее значение коллекторного тока Iqaw А 10
Общая допустимая мощность потерь Ptot- Вт 100
Характеризующие парамепры при -Эс = 25 °C
Обратный ток коллектора 1ЕЕЕ при UqE~ 800В, мА . . . Не более 1,0
Напряжение насыщения коллектор — эммятер UcEsat ПРИ
/с = 8,0 А; /в= 2,5 А, ВНе более 3,3
Пробивное напряжение коллектор — эмиттер I^br-ceo пРи
/с = 50 мА, ВНе менее 325
Пробивное обратное напряжение эмиттер — база U^BR) ЕВ0 при
/Е= 10 мА, ВНе менее 8,0
Время спада коллекторного тока tf при /с = 8 A; 1В = = —2,5 А, мксНе более 1,0
Выключенное состояние. Предельно допустимое напряжение на транзисторе должно быть меньше напряжения переключения на значение напряжения, определяющего область безопасной работы. Различают предельно допустимое напряжение коллектор—эмиттер при разорванной цепи базы Uceo, которое не зависит от формы кривой коллекторного напряжения, включая постоянное напряжение, и предельное импульсное напряжение коллектор •— эмиттер при закороченной базе UCesm.
Включенное состояние. При включенном состоянии транзистора падение напряжения между коллектором и эмиттером зависит от тока базы, значение которого, определяемое цепью управления, должно быть достаточно большим, чтобы обеспечить низкое напряжение насыщения коллектор — эмиттер UcEsat (рис. 2.24). Значение необходимого тока базы зависит от коэффициента передачи по току й21 (рнс. 2.25).
Рис. 2.24. Напряжение коллектор — эмиттер транзистора [типа SU 167, GWS (ГДР)] в режиме насыщения Uce sat в зависимости от тока базы 1в при различных значениях коллекторного токаРис. 2.24. Напряжение коллектор — эмиттер транзистора [типа SU 167, GWS (ГДР)] в режиме насыщения Uce sat в зависимости от тока базы 1в при различных значениях коллекторного токаРис. 2.25. Зависимость коэффициента передачи по току НИЕ транзистора [типа SV 167, GWS (ГДР)] от тока коллектора 1с при различных UCeРис. 2.25. Зависимость коэффициента передачи по току НИЕ транзистора [типа SV 167, GWS (ГДР)] от тока коллектора 1с при различных UCe
Рис. 2.24. Напряжение коллектор — эмиттер транзистора [типа SU 167, GWS (ГДР)] в режиме насыщения Uce sat в зависимости от тока базы 1в при различных значениях коллекторного тока
Рис. 2.24. Напряжение коллектор — эмиттер транзистора [типа SU 167, GWS (ГДР)] в режиме насыщения Uce sat в зависимости от тока базы 1в при различных значениях коллекторного тока
Рис. 2.25. Зависимость коэффициента передачи по току НИЕ транзистора [типа SV 167, GWS (ГДР)] от тока коллектора 1с при различных UCe
Рис. 2.25. Зависимость коэффициента передачи по току НИЕ транзистора [типа SV 167, GWS (ГДР)] от тока коллектора 1с при различных UCe
В аварийном режиме (режим короткого замыкания в цепи нагрузки) необходимо быстро изменить полярность управляющего тока базы, чтобы ток коллектора не превысил предельно допустимого неповторяющегося импульсного тока коллектора (или предельно допустимого ударного тока коллектора). Подобные импульсные воздействия на транзистор могут возникать ограниченное число раз.
Управление транзисторами. Для расчета предварительного каскада, управляющего силовым транзистором, необходимо знать допустимые напряжения база — эмиттер в режиме насыщения Ubem* и пробивное напряжение эмиттер — база U(brsebo- Процессы при включении и выключении транзистора зависят от амплитуды и формы кривой положительного и отрицательного импульсов базового тока, предельные значения которого ни в коем случае не должны
Рис. 2.26. Изменение во времени тока базы 1в и напряжения база— эмиттер Ube при оптимальном процессе включения транзистораРис. 2.26. Изменение во времени тока базы 1в и напряжения база— эмиттер Ube при оптимальном процессе включения транзистораРис. 2.27. Изменения во времени токов базы 1в, эмиттера /Е и коллектора ic транзистора, а также напряжения база — эмиттер Ube при оптимальном процессе выключения транзистора: ts — время рассасывания накопленного заряда (время задержки при выходе из насыщения); // — время спадаРис. 2.27. Изменения во времени токов базы 1в, эмиттера /Е и коллектора ic транзистора, а также напряжения база — эмиттер Ube при оптимальном процессе выключения транзистора: ts — время рассасывания накопленного заряда (время задержки при выходе из насыщения); // — время спада
Рис. 2.26. Изменение во времени тока базы 1в и напряжения база— эмиттер Ube при оптимальном процессе включения транзистора
Рис. 2.26. Изменение во времени тока базы 1в и напряжения база— эмиттер Ube при оптимальном процессе включения транзистора
Рис. 2.27. Изменения во времени токов базы 1в, эмиттера /Е и коллектора ic транзистора, а также напряжения база — эмиттер Ube при оптимальном процессе выключения транзистора: ts — время рассасывания накопленного заряда (время задержки при выходе из насыщения); // — время спада
Рис. 2.27. Изменения во времени токов базы 1в, эмиттера /Е и коллектора ic транзистора, а также напряжения база — эмиттер Ube при оптимальном процессе выключения транзистора: ts — время рассасывания накопленного заряда (время задержки при выходе из насыщения); // — время спада
быть превышены. Благоприятные переходные процессы (минимальная мощность потерь при переключении) имеют место, если при включении ток базы имеет достаточно крутой передний фронт с выбросом (рис. 2.26), а при выключении амплитуда и изменение во времени отрицательного тока базы выбраны таким образом, чтобы ток эмиттера не снизился преждевременно до нуля, так как в противном случае скорость снижения тока коллектора уменьшилась бы и в кривой тока был бы длинный «хвост» (рис. 2.27). При включенном состоянии базовый ток должен иметь такое значение, чтобы транзистор не выходил из насыщения.
Процессы при переключении. Изменение токов коллектора и базы транзистора при работе его в ключевом режиме при чисто активной нагрузке иллюстрируют временные диаграммы, приведенные на рис. 2.28. Из этого рисунка видно, как определяются время включения, время выклю- 44
Рис. 2.28. Изменение во времени коллекторного гока ic (а) и тока базы /в (б) при включении и выключении транзистора при активной нагрузке: .
1СМ “ амплитуда коллекторного типа; ^вм^ и ВМ2— амплитуды положительного и отрицательного тока базы; tp — длительность импульса тока базы; t — время включения; td— время задержки; tT — время нарастания; to^ — время выключения; t^— время спада; te — время рассасывания накопленного заряда
Рис. 2.29. Область безопасной работы транзистора [типа SU 167, GWS (ГДР)] в координатах Ic=f(UcF) при различных длительностях импульса тока коллектора tp
чения и их составляющие. Допустимые значения коллекторного тока и напряжения при работе транзистора в ключевом режиме определяются областью безопасной работы (рис. 2.29).
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Сведения по полевым транзисторам приведены в [2.39— 2.43]. В пластине кремния с р-проводимостью, являющейся основанием, методом диффузии создаются две высоколегированные зоны с проводимостью типа п+, выводы от зон на рис. 2.30 обозначены буквыми D (от английского слова Drain — сток) и S (Source — исток). Основание часто подключается к истоку S. Управляющий электрод G (Gate — затвор) с помощью непроводящего слоя, обычно
SiO2, изолирован от основания прибора и от двух остальных электродов. Три зоны между D и S, а именно п+, р и п+ (рис. 2.30), образуют два встречно включенных диода, так что при отсутствии напряжения на затворе UGS=0 между истоком и стоком протекает малый ток, равный обратному току одного из диодов. При напряжении GGs>0 электроны в p-зоне подтягиваются к поверхности изолятора, лежащей под затвором G, образуя проводящий п-канал, по которому протекает ток стока Id", этим током можно управлять путем изменения напряжения затвор — исток UGS. В одной полупроводниковой плате методами интег-
Рис. 2.30. Полевой транзистор с изолированным затвором:
S — исток; G — затвор; D — сток; К — канал
ральной технологии могут быть созданы тысячи включенных параллельно структур, в результате получается прибор, способный переключать мощность в несколько киловатт.
Приведенные ниже данные для транзистора типа SIPMOS BUZ45 дают представление о важнейших предельных и характеризующих, в том числе динамических, параметрах этих приборов:
Предельные параметры
Напряжение исток — сток UDS, В 500
Постоянный ток стока /у, А 9,6
Напряжение затвор — исток UGS, В +20
Максимальная мощность потерь PD, Вт 125
Характеризующие параметры при &с = 25 °C
Сопротивление исток — сток во включенном состоянии
Гпз.опУ Ом °’6
Ток утечки затвор—исток IGs$, мА 100
Время включения t(n, нс 150
Время выключения to^, нс 550
На рис. 2.31 и 2.32 приведены типичные характеристики силовых полевых транзисторов. Эти приборы отличаются очень небольшим током в цепи затвор — исток, что позво-
Рис. 2.31. Зависимость тока стока Id от напряжения исток — сток Uds при различных значениях напряжения затвор—исток Ус$; импульс длительностью 80 мкс (транзистор типа IRE 330 Internal. Reel.)Рис. 2.31. Зависимость тока стока Id от напряжения исток — сток Uds при различных значениях напряжения затвор—исток Ус$; импульс длительностью 80 мкс (транзистор типа IRE 330 Internal. Reel.)Рис. 2.32. Допустимая рабочая область МОП-траизистора при различных длительностях импульса тока /р; ■0,imax=150 °C (транзистор типа IRF 330 Internal.Reel.)Рис. 2.32. Допустимая рабочая область МОП-траизистора при различных длительностях импульса тока /р; ■0,imax=150 °C (транзистор типа IRF 330 Internal.Reel.)
Рис. 2.31. Зависимость тока стока Id от напряжения исток — сток Uds при различных значениях напряжения затвор—исток Ус$; импульс длительностью 80 мкс (транзистор типа IRE 330 Internal. Reel.)
Рис. 2.31. Зависимость тока стока Id от напряжения исток — сток Uds при различных значениях напряжения затвор—исток Ус$; импульс длительностью 80 мкс (транзистор типа IRE 330 Internal. Reel.)
Рис. 2.32. Допустимая рабочая область МОП-траизистора при различных длительностях импульса тока /р; ■0,imax=150 °C (транзистор типа IRF 330 Internal.
Reel.)
Рис. 2.32. Допустимая рабочая область МОП-траизистора при различных длительностях импульса тока /р; ■0,imax=150 °C (транзистор типа IRF 330 Internal.
Reel.)
ляет управлять ими без заметного потребления мощности (т. е. управление по напряжению), и очень малыми временами включения и выключения (определение этих параметров см. на рис. 2.28).
Положительным фактором является также и то, что с увеличением тока через прибор температура канала и его сопротивление возрастают. Это позволяет включать параллельно большое число отдельных транзисторов (а также «элементарных» транзисторов на одной кремниевой пластине) без каких-либо дополнительных выравнивающих устройств (см. рис. 2.41,а); кроме того, за счет роста со-
противления ток перегрузки автоматически ограничивается, так что выход из строя прибора из-за токовой перегрузки практически исключен.
2.$. ТЕПЛОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ВЕНТИЛЕЙ
Излагаемый в данном параграфе материал относится в равной мере к диодам, тиристорам, симисторам и силовым транзисторам.
ТЕМПЕРАТУРА
Температура различных точек кремниевой шайбы при работе полупроводникового вентиля не одинакова, наибольшей является температура р-п перехода ■S,. Верхнее и нижнее предельные значения этой температуры определяют область рабочих температур вентиля. Температура р-п перехода является исходной при расчете допустимых нагрузок вентиля по току и требуемого при этом охладите- чя. Кроме того, для расчетов необходимо знать температуру корпуса прибора -&с, измеряемую в определенных точках на корпусе, температуру охладителя (радиатора) Oh, определяемую в заданной точке поверхности контакта охладителя с вентилем, и температуру окружающей среды Оа, т. е. температуру воздуха, непосредственно граничащего с охладителем. При жидкостном (например, при водяном) охлаждении в качестве температуры окружающей среды берут температуру охлаждающей жидкости.
УСТАНОВИВШЕЕСЯ ТЕПЛОВОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
Установившиеся тепловые сопротивления определяются, когда температура всех компонент вентиля достигла установившегося значения. Полное тепловое сопротивление между р-п переходом и окружающей средой
Rthja^j—^llPiot.(2.3)
где Ptot — полная мощность потерь.
Полное тепловое сопротивление состоит при одностороннем охлаждении вентиля из трех составляющих:
Rthja—Pf/ijc^ Rthch~\-R thha",(2-4)
здесь Rthjc — внутреннее тепловое сопротивление от р-п перехода к корпусу вентиля:
RtMc= (»—»=) 1РюГ,(2-5)
Rthch — тепловое сопротивление контакта между вентилем и радиатором:
(2.6)(2.6)(2-7)(2-7)Rthch— (Фс—Фл) l?tot\
(2.6)
(2.6)
(2-7)
(2-7)
Rthha — тепловое сопротивление радиатора:
Rthha— ^h—Фа) (Plot-
Эквивалентная схема для тепловых процессов приведена на рис. 2.33.
Рис. 2.33. Эквивалентная тепловая схема вентиля при установившемся режиме
Внутреннее тепловое сопротивление вентиля Rthjc зависит от его конструкции. Тепловое сопротивление Rthch зави
сит от условий монтажа вентиля, т. е. от качества контакт-
Рис. 2.34. Зависимость теплового сопротивления Rthha радиатора от скорости охлаждающего воздуха о при принудительном охлаждении (а) и от мощности потерь Ptot в вертикально расположенном вентиле при естественном охлаждении (б)
закручивающим моментом), от наличия изолирующей шайбы между корпусом вентиля и охладителем и от смазки контакта.
Тепловое сопротивление охладителя зависит от размеров и формы охладителя, от его конструкции и ориентации в пространстве, от скорости движения и количества охлаждающей среды, а при естественном воздушном охлаждении — также и от разности температур между охладителем и окружающей средой, т. е. от потерь мощности в вентиле (рис. 2.34,а, б).
4 —5269 4g
(2.8)(2.8)Если полное тепловое сопротивление и мощность потерь в вентиле известны, то температуру р-п перехода можно найти из (2.3):
(2.8)
(2.8)
Oj—Йо-ИР tolRthja-
(2-9)(2-9)Если полное тепловое сопротивление неизвестно, то, измерив температуру корпуса прибора, найдем его по уравнению
(2-9)
(2-9)
■^5=&e+PtotRlltic.
ТЕПЛОВЫЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ
ДЛЯ НЕСТАЦИОНАРНЫХ РЕЖИМОВ
Нестационарные тепловые сопротивления необходимо использовать при расчетах, если нагрузка вентиля током или ее изменение происходит в течение столь короткого времени, что температура вентиля не достигает своего установившегося значения, т. е. если теплоемкости вентиля и его охладителя должны учитываться при расчетах тепловых процессов. На рис. 2.35 показана эквивалентная схема для нестационарных тепловых процессов.
Рис. 2.35. Упрощенная эквивалентная тепловая схема вентиля с односторонним охлаждением при переменной иагрузке
При скачкообразных изменениях выделяемой в приборе ■мощности целесообразно пользоваться переходным тепловым сопротивлением, а при периодически повторяющихся импульсах выделяемой мощности — импульсным тепловым сопротивлением.
Переходное тепловое сопротивление. Зависящее от времени полное тепловое переходное сопротивление вентиля в момент времени t после включения вентиля определяется ■соотношением
^(th)lja= [О’НО—^a^lPtot (2.10) и при /—>оо стремится к значению установившегося полного теплового сопротивления Rthja [см. (2.3)]. Переходное сопротивление, так же как и полное установившееся тепловое сопротивление, состоит из трех составляющих, напри- 50
мер внутреннее переходное тепловое сопротивление вентиля равно
^(WOtjc—НМО-МПЦРюг-(2.11)
(2-12)(2-12)Переходное тепловое сопротивление задается графически (рис. 2.36) или в форме математического выражения
(2-12)
(2-12)
■^(/й) / ~ X ^<Av[l ехр( -tj^th^V
1
где R^ — частичное тепловое сопротивление и Ttftv — частичная тепловая постоянная времени v-ro звена эквива-
Рис. 2.36. Общее Zyh^tia и внутреннее Zy^tje полные тепловые сопротивления тиристора типа ТЧ-100 (СССР) в зависимости от времени t;
1 — естественное охлаждение; 2 — и= «=6 м/с; 3— и=12 м/с; 4— внутреннее тепловое сопротивление вентиля
лентной схемы; п — число последовательно включенных звеньев.
(2.13)(2.13)(2-14)(2-14)По аналогии с (2.2) и (2.9) получаем температуру р-п перехода в момент t после включения вентиля:
(2.13)
(2.13)
(2-14)
(2-14)
^j (0 —^аА~Р lot^UhUia'
или
^J (0 =,®с (О "VPtotZ.Vh'itjc.
Пользуясь методом наложения, можно при скачкообразных изменениях нагрузки рассчитать по значениям переходного теплового сопротивления изменения температуры отдельных составных частей вентиля [3.12].
Импульсные тепловые сопротивления. Если график выделяемой в вентиле мощности имеет вид периодически повторяющейся последовательности прямоугольных импуль- 4* 51
Z(th)pjc,¥.I^TZ(th)pjc,¥.I^TРис. 2.37. Изменение импульсного теплового сопротивления Z(<h)P,c в завнснмости от длительности импульса t„ (транзистор типа BU 526, Telefunken)Рис. 2.37. Изменение импульсного теплового сопротивления Z(<h)P,c в завнснмости от длительности импульса t„ (транзистор типа BU 526, Telefunken)
Z(th)pjc,¥.I^T
Z(th)pjc,¥.I^T
Рис. 2.37. Изменение импульсного теплового сопротивления Z(<h)P,c в завнснмости от длительности импульса t„ (транзистор типа BU 526, Telefunken)
Рис. 2.37. Изменение импульсного теплового сопротивления Z(<h)P,c в завнснмости от длительности импульса t„ (транзистор типа BU 526, Telefunken)
Ряс. 2.38. Временные зависимости мощности потерь Ptot (а) и температуры О/ р-п перехода (б) при периодических прямоугольных импульсах выделяемой мощности в квазистационарном режиме
сов, то для расчетов можно использовать импульсное тепловое сопротивление, с помощью которого определяется максимальное значение температуры р-п перехода в конце каждого импульса. Так как импульсное тепловое сопротивление применяется только для последовательности импульсов, частота которых настолько высока, что температура корпуса вентиля не успевает изменяться в соответствии с изменением температуры р-п перехода, то для вентилей, особенно для силовых транзисторов, работающих в ключевом режиме, импульсное тепловое сопротивление
2(th)pjc=: №jM бе) /PtotМ(2.15)
(2-16)(2-16)задается с помощью диаграмм (рис. 2.37, 2.38). Максимальная температура р-п перехода определяется как
(2-16)
(2-16)
*^)М — 6с—\~Р £о<М^Ц/1)Щс,
где
(2-17)(2-17)&с — &о + ~^- RtotMRthca-
(2-17)
(2-17)
В этих соотношениях PtotM — амплитудное значение мощности потерь; /р — длительность импульса мощности; Т — период повторения импульсов; Rthca — установившееся тепловое сопротивление корпус — окружающая среда
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЕ И ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ ВЕНТИЛЕЙ
Последовательное или параллельное включение вентилей (одного типа!) применяется только тогда, когда нагрузочная способность одного вентиля по напряжению или по току оказывается недостаточной, так как обычно при этом необходимо вводить в схему дополнительные элементы и снижать нагрузку каждого вентиля по напряжению или по току) При этом необходимо учитывать значительный разброс параметров и характеристик вентилей, таких как прямое падение напряжения, ВАХ при обратном запирающем или прямом блокирующем напряжении и времена переключения для диодов, тиристоров и симисторов, а также входную характеристику Ib=HUjbe), сопротивление коллектор — эмиттер в режиме насыщения, коэффициент передачи по току и времена переключения биполярных транзисто- рош работающих в ключевом режиме.
\Для параллельного включения используют специально подобранные вентили с мало различающимися в проводящем состоянии характеристиками, которые предварительно определяют, или же для улучшения распределения токов применяют включение резисторов или реакторов последовательно с вентилями (рис. 2.39). При использовании тран-
Рис. 2.39. Выравнивание токов вентилей в статическом режиме:
а — с помощью добавочных сопротивлений R; б — с помощью токовыравниваю- щнх реакторов L; в — с помощью эмиттерных сопротивлений RE (для транзисторов)
RRРис. 2.41. Выравнивание обратных напряжений в статическом и динамическом режимах с помощью R- и С/?-делителейРис. 2.41. Выравнивание обратных напряжений в статическом и динамическом режимах с помощью R- и С/?-делителей
R
R
Рис. 2.41. Выравнивание обратных напряжений в статическом и динамическом режимах с помощью R- и С/?-делителей
Рис. 2.41. Выравнивание обратных напряжений в статическом и динамическом режимах с помощью R- и С/?-делителей
зисторов выравнивающие резисторы включаются в цепи эмиттеров. Кроме того, желательно, чтобы как сопротивления по постоянному току, так и полные сопротивления всех ветвей с вентилями были по возможности одинаковыми. Для динамического симметрирования параллельного соединения вентилей используется /?С-цепочка или /?С-диодная цепочка (рис. 2.40).
Рис. 2.40. Выравнивание токов вентилей в динамическом режиме: а — с помощью /?С-цепочек; б — с помощью /?С-цепочек и диода VD
При последовательном включении вентилей необходимо статическое и динамическое выравнивание напряжений с помощью соответствующих делителей, как показано на рис. 2.41.
Рис. 2.42. Параллельное (а) и последовательное (б) включение полевых транзисторов*
54
Уже было указано, что в рассматриваемых случаях управление вентилями должно быть оптимальным.
Параллельное и последовательное включение полевых транзисторов показано на рис. 2.42.
КОНТРОЛЬ КАЧЕСТВА И НАДЕЖНОСТЬ
Обеспечение требуемого качества и надежности вентилей относится к числу важнейших задач изготовителя, решение которых определяется всем технологическим процессом вплоть до поставки заказчику готовых приборов. Вновь разработанные приборы подвергаются многочисленным электрическим, механическим и климатическим испытаниям, которые в последующем периодически повторяются. Требования по качеству вентилей согласуются между заказчиком и изготовителем или определяются стандартами или другими документами. Характеристикой надежности вентилей является их интенсивность отказов, определяемая при испытаниях, которые проводятся на заводе-изготовителе, а также эксплуатационная интенсивность отказов, которая устанавливается по результатам их эксплуатации. Эксплуатационная интенсивность отказов снижается при уменьшении нагрузки на вентиль и составляет для большинства элементов 10~6—10-7 1/ч. При этом предполагается, что в процессе эксплуатации предельные параметры не бывают достигнуты и ни в коем случае не превышаются.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
В соответствии с целями справочника схемы преобразователей рассмотрены лишь в объеме, представляющем интерес для специалистов, использующих приборы и устройства энергетической электроники. Отмечены преимущества и недостатки схем различных преобразователей; использование формул по возможности сокращено. Литература по различным схемам преобразователей весьма обширна [3.1—3.13].
В табл. 3.1, дополняющей рис. 1.3, приведена классификация видов преобразования электрической энергии, о которых пойдет речь в последующих параграфах.
Таблица 3.1. Виды преобразования электроэнергии
Первичная сторона (вход)
Рид преобразователя
Функции преобразователя, требования иа вторичной стороне (иа выходе)
с ^§"2
3 mS" =
Одно- или трехфазное переменное напряжение
Выпрямитель
Получение постоянного напряжения требуемого (иногда регулируемого) уровня
Передача энергии в одно- или трехфазную сеть переменного тока
3.1
Постоянное напряжение
Зависимый (ведомый сетью) инвертор
3.3
Постоянное напряжение
Автономный [инвертор
Получение переменного напряжения с требуемыми частотой, уровнем и числом фаз
3.5
Трехфазное переменное напряжение
Непоср едственн ый преобразователь частоты
Получение переменного напряжения требуемого уровня, частоты, которая обычно ниже частоты питающей сети, и числа фаз
3.5.4
Одно- или трехфазное переменное напряжение
Регулятор одно - или трехфазного переменного напряжения
Получение переменного напряжения той же частоты, что и напряжение питающей сети, но регулируемого (обычно вниз) уровня
3.6
Постоянное напряжение
Регулятор постоянного напряжения
Получение постоянного напряжения требуемого уровня (большего или меньшего, чем питающее напряжение)
3.7
3.1. ВЫПРЯМИТЕЛИ
Как видно из рассматриваемых далее табл. 3.2—3.7, существует большое число различных преобразовательных схем. Эти схемы различаются главным образом: составом высших гармоник, содержащихся в выходном напряжении; составом высших гармоник, содержащихся в токе, потребляемом от одно- или трехфазной питающей сети; коэффициентом мощности на стороне питающей сети; временем установления заданного постоянного напряжения на выходе; числом вентилей; использованием трансформатора.
Важнейшим параметром, характеризующим ту или иную преобразовательную схему, является число фаз преобразо- 56
вания, которое в режиме выпрямления определяется как отношение частоты наиболее низкочастотной гармоники, содержащейся в кривой выходного постоянного напряжения, к частоте питающей сети (иногда этот параметр называют пульсностью схемы). Чем больше число фаз выпрямления, тем меньше содержание высших гармоник как в кривой выпрямленного напряжения, так и в токе, потребляемом выпрямителем из питающей сети. Поэтому основным классификационным признаком для схем, рассматриваемых в данном параграфе, является число фаз выпрямления. При рассмотрении схем выпрямления будем сначала считать элементы схемы идеальными. Это означает, что падениями напряжения в питающей сети, в преобразовательном трансформаторе, в вентилях и других элементах можно пренебречь; кроме того, будем считать (за исключением однофазной однополупериодной схемы выпрямления), что индуктивность в цепи постоянного тока настолько велика, что постоянный ток всегда непрерывен, или, используя другой термин, что он не является прерывистым. Лишь в п. 3.1.6 будет рассмотрен режим прерывистого тока. Влияние индуктивного и активного сопротивлений питающей сети будет учтено в § 3.2 и в гл. 4.
Важнейшие параметры основных схем выпрямления приведены в табл. 3.4 и 3.8.
ОДНОФАЗНЫЕ ОДНОПОЛУПЕРИОДНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ
Активная нагрузка. Эта схема имеет весьма ограниченное применение, однако позволяет достаточно просто объяснить основные принципы работы выпрямителя. Как видно из рис.а табл. 3.2, нагрузка ^ питается через вентиль V (диод или тиристор) от переменного напряжения (непосредственно от сети или от вторичной обмотки трансформатора); вентиль обеспечивает протекание тока id через нагрузку только в одном направлении. На рис.б и в табл. 3.2 показаны графики напряжения вторичной обмотки трансформатора и2) тока нагрузки id и напряжения на нагрузке ud в функции угла ■&=tot=2nft, где f — частота питающей сети; t— текущее время.
Выпрямленные напряжения и ток при использовании нерегулируемого выпрямителя. Мгновенное значение ud постоянного напряжения изменяется в течение каждого периода переменного напряжения от нуля до максимального значения Udm= V2U2 (рис. б табл. 3.2), где U2 —
57
to Таблица 3.2. Одиэфазные однопэлупериэдныэ выпрямители
Вид нагрузки
Активная
Активная со сглаживаю-щим конденсатором
В виде противо-ЭДС
Актнвно-индуктивная с шун- тируюн им (нулевым) диодом
Схема
Диаграммы напряжений и тока
Угол управления а=0 (неуправляемый выпрямит ель)
Угол управления а=п 6
Примеры применения
—
Источник постоянного напряжения малой мощности
Зарядка небольших аккумуляторов
Питание электромагнитов (например, обмотка возбуждения машины постоянного тока) при мощности порядка сотен ватт
действующее значение переменного напряжения, подводимого к схеме; его мгновенное значение U2— ]^2t/2 sin-&. Среднее значение выпрямленного напряжения
t7dl0=0,45(/2.(3.1)
Индекс iO указывает на то, что речь идет об «идеальном» напряжении на выходе неуправляемого выпрямителя при холостом ходе без учета каких-либо падений напряжений на элементах схемы.
Действующее значение полуволны напряжения синусоидальной формы составляет
1/ад=0Ж(3.2)
Среднее и действующее значения выпрямленного тока
Id—Udto/Rd",(3.3)
I d(n) = U du/Rd-(3.4)
Среднее значение постоянного тока существенно при зарядке аккумуляторов от выпрямителя, определении вращающего момента двигателей постоянного тока и т. д., в то время как действующее значение определяет, например, мощность нагревательных элементов.
Разложение кривой напряжения в ряд Фурье дает наряду со средним значением Udio еще и гармонические составляющие v=l, 2, 3, 4.... Эти гармоники при частоте сети f=50 Гц имеют частоты fr=50, 100, 150, 200 Гц и т. д. Действующее значение всех гармоник, содержащихся в кривой выпрямленного напряжения, называется «напряжением пульсаций» Uq. Отношение напряжения пульсаций к идеальному постоянному напряжению называется коэффициентом пульсаций
q=Uq/Udm(3.5)
и составляет для рассматриваемой схемы 1,21. Иногда коэффициент пульсаций определяется иначе:
q ——- ( Ud max Ud min) / ( Ud max-}- Ud min) ,(3-6)
где Udmax и Udmin — соответственно максимальное и минимальное значение постоянного напряжения в течение одного периода.
Если в кривой постоянного напряжения содержится лишь единственная синусоидальная гармоническая составляющая, то коэффициент пульсаций, определенный по (3.6), оказывается в V 2 раз больше, чем рассчитанный по (3.5).
Из-за напряжения пульсаций, которое в однополупери- одной схеме выпрямления при работе на активную нагрузку на 21% больше, чем среднее напряжение нерегулируемого постоянного напряжения, содержание гармонических составляющих в постоянном токе на выходе выпрямителя также велико. Эти гармоники тока протекают, например, через якорь машины постоянного тока или через элементы заряжаемой аккумуляторной батареи, вызывая при этом или снижение вращающего момента, или добавочную химическую работу и, следовательно, создавая только нежелательный нагрев. Поэтому необходимо для всех приборов и устройств, за исключением, может быть, лишь очень маломощных потребителей, обеспечить сглаживание тока (см. п. 4.1.3).
Выпрямление напряжения и тока при фазовом управлении. Если тиристор V включается с помощью импульса управления не в момент -&=0, а в момент ■&=а, кривые выпрямленных напряжения и тока имеют вид рис. в табл. 3.2. Среднее значение идеального постоянного напряжения Udia при этом может плавно регулироваться от наибольшего значения Udio (при а=0) до 0 (при а=л) по следующему закону:
Udia== UdiO(l+cosa)/2. (3.7)
Например, при а=90° среднее значение постоянного напряжения составляет лишь половину значения напряжения при отсутствии управления (а=0). Регулировочная характеристика Udia/Udto=f (а) показана на рис. 3.1 (кривая /). Среднее значение выпрямленного тока
Ida=;U dta/Rd- (^-8)
Сглаживание с помощью реактора. Влияние индуктивности Ld, включенной последовательно с нагрузочным сопротивлением R в однополупериодной схеме выпрямления (рис. 3.2), заключается в следующем: энергия, запасенная в дросселе при нарастании тока id, увеличивает длительность Ха протекания этого тока через вентиль. При а=0 имеем Ха>л, при а=^0 длительность протекания тока Ха уменьшается. Значения Ха в функции угла айв зависимости от параметра фн—arctg told/R могут быть определены по рис. 3.3.
Сглаживание с помощью конденсатора. Эта схема (табл. 3.2, рис. г, д) используется при малых токах нагрузки. На интервале ■б^й’^й’г ток, потребляемый от питающей сети, протекает через вентиль и конденсатор С 60
заряжается. После запирания вентиля ток нагрузки обеспечивается конденсатором, который разряжается, и напряжение Ud снижается по экспоненциальному закону с постоянной времени t=RC. Если т больше З/f и сопротивление обмотки трансформатора много меньше сопротивление
Рис. 3.1. Семейство регулировочных характеристик выпрямителей: / — р=1 или 2, активная нагрузка или наличие нулевого диода, а также несимметричная полууправляемая мостовая одно- или трехфазиая схема в режиме непрерывного тока; 2—-р=2; 3; 6 режим непрерывного тока; 3'— р= —3, активная нагрузка или /?£-иагруз- ка и наличие нулевого днода; 4 — р= =6 при наличии нулевого диода
Рис. 3.2. Однополупериодная схема выпрямления при активно-индуктивной нагрузке:
а — схема; б — временные диаграммы выпрямленного тока без регулирования (а=0) и с регулированием (а^О); Ка — длительность открытого состояния вентиля
Рис. 3.3. Зависимость длительности Ка открытого состояния вентиля в режиме прерывистого тока от угла управления а при различных значениях <pn=arctg((oL/7?); для схем с р>3 необходимо вместо а подставлять а'=«+л/2—л/р; L, R — параметры нагрузки; м — угловая частота сети
нагрузки, выпрямленное напряжение остается в течение всего периода практически постоянным и примерно равным У2<72 (ср. с п. 4.1.2, рис. 4.6).
Так как ток ia протекает через диод лишь в течение небольшой доли периода, диод плохо используется по току.
Работа на противо-ЭДС. Эта схема (табл. 3.2, рис. е, ж) встречается, например, при зарядке аккумуляторов или при питании якорной цепи машины постоянного
61
тока, однако обычно она используется лишь при малых мощностях из-за больших пульсаций выпрямленного тока и плохого использования трансформатора (см. п. 3.2.1). Выпрямленный ток протекает лишь на интервале о^чЭ^ ^л—а, когда мгновенное значение переменного напряжения ц2 превышает напряжение противо-ЭДС До-
Схема с шунтирующим (нулевым) диодом. Эта схема (табл. 3.2, рис. з—к) используется для питания нагрузки с большой индуктивностью или, точнее, нагрузки, постоянная времени которой v=Ld/R существенно больше, чем 1 /f - Это имеет место, например, при питании обмоток возбуждения машин постоянного тока. При этом выпрямленный ток id практически постоянен. Если а—0 (рис. и, табл. 3.2), то вентиль 16 проводит ток на полупериоде, когда переменное напряжение ц2 положительно. Вслед за этим ток поддерживается за счет магнитной энергии, накопленной в индуктивности цепи нагрузки, и замыкается через шунтирующий (или «нулевой») диод Vo.
Если для вентиля Vi вводится угол управления аУ=0 (рис. к, табл. 3.2), то используется лишь часть положительной полуволны м2 и среднее значение выпрямленного напряжения, а также среднее значение выпрямленного тока будут уменьшены. Если шунтирующий диод проводит ток в течение времени большего, чем л, ток нагрузки оказывается непрерывным. Выпрямленное напряжение и ток при а—О определяются выражениями (3.1) и (3.3), а регулировочная характеристика — выражением (3.7) или кривой 1 на рис. 3.1.
Пример расчета. Обмотка возбуждения, имеющая индуктивность Ld=l Гн и сопротивление /?=20 Ом, питается от сети переменного тока 220 В частотой 50 Гц через однополупериодную схему выпрямления с нулевым диодом.
Имеем
UIR = 1/20 = 0,05 с(3.9)
и
1/1=1/50=0,02 с.(3.10)
Следовательно, ток нагрузки Id хорошо сглажен. Согласно (3.1)
t7dIO=0,45-220 В=99 В.(3.11)
Из (3.3) находим
Id=99/20=4,95 А.(3.12)
Средние значения тока тиристора и диода составляют при а=0 около 2,5 А.
При угле управления а=60° среднее значение выпрямленного напряжения составляет согласно (3.7)
6a«=99(1-|-cos 60°)/2=74,3 В(3.13)
и тока
/^ = 74,3/20=3,71 А.(3.14)
При этом тиристор и диод проводят ток в течение интервалов (180—60)° и (180 --60)' соответственно так, что средние значения токов:
для тиристора
/г„-3,81 (180—60) 360=1,24 А;(3.15)
для диода
/ро=3,71( 180—60)/360=2,47 А.(3.16)
Схемы выпрямления с удвоением и учетверением напряжения. В схеме выпрямления с удвоением напряжения (рис. 3.4,а) конденсатор С] заряжается через диод Vi при отрицательной полуволне напряжения и2 до напряжения
При положительной полуволне напряжения и2 конденсатор С2 заряжается от напряжения последовательно включенных вторичной обмотки трансформатора и ранее заряженного конденсатора С] до напряжения 2)^ 2[72. Схема может быть сколь угодно продолжена.
На рис. 3.4,6 показана в качестве примера схема выпрямления с учетверением напряжения. Одновременно с зарядом Ci через Vi заряжается конденсатор С3 через С2, который на предыдущем полупериоде зарядился до напряжения 2 V2(?2, диод 1/3, конденсатор Ci и вторичную обмотку трансформатора, и, следовательно, напряжение на
2^Ut tJ^j2^Ut tJ^jVzut^JiVzut^Jiигиг- C%^V2Ut 2£у,- C%^V2Ut 2£у,2it- Cz=^2Ut2iv#2it- Cz=^2Ut2iv#utut
2^Ut tJ^j
2^Ut tJ^j
Vzut^Ji
Vzut^Ji
иг
иг
- C%^V2Ut 2£у,
- C%^V2Ut 2£у,
2it
- Cz=^2Ut
2iv#
2it
- Cz=^2Ut
2iv#
ut
ut
Рис. 3.4. Схемы выпрямления с умножением напряжений: а — удвоения; б — учетверения
Сз также равно 2 У^и^. На следующем полупериоде напряжения вторичной обмотки трансформатора и конденсаторов Ci и С3 суммируются, так что при холостом ходе выходное напряжение равно Ud=4 У2и2, причем оно равномерно распределяется между С4 и С2.
ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Двухполупериодные выпрямители имеют большое значение в энергетической электронике. Они применяются для литания устройств небольшой мощности при наличии однофазной сети переменного тока, а также для питания тяговых двигателей постоянного тока на электрическом транспорте при частоте в контактной сети 162/3 или 50 Гц « при мощности до нескольких мегаватт.
Нулевая и мостовая схемы. В схеме со средней точкой (нулевая схема, рис. а табл. 3.3) выпрямленный ток id течет попеременно через вентили Vi и V2 на том интервале, когда напряжение на соответствующей вторичной полуобмотке трансформатора и2а или и2ь положительно.
В мостовой схеме (рис. б табл. 3.3) вторичная обмотка трансформатора не имеет вывода от средней точки; когда напряжение м2 положительно, ток протекает через вентили Vs и У4; когда напряжение и2 меняет полярность, ток протекает через вентили 1/2 и Vs, так что в нагрузке ток сохраняет неизменное направление.
Кривые выпрямленных напряжения и тока имеют один и тот же вид для обеих схем. Поэтому рис. в — д табл. 3.3 пригодны для обеих схем с учетом того, что переменные напряжения, действующие в нулевой схеме, обозначены tz2< или и22, а в мостовой и2 или —и2.
Активная нагрузка. На рис. виг табл. 3.3 и2=и21 = и22. Тогда для обеих схем имеем: при а=0 кривая выпрямленного напряжения изменяется дважды за период питающего напряжения от 0 до J^L^ и имеет среднее значение (в идеальном выпрямителе)
Udio=O,9U2. (3.17)
В выпрямленном напряжении содержатся четные гармонические составляющие v=2, 4, 6...; их действующее значение определяется по (3.57). Напряжение пульсаций составляет Uq=O,48Udio; коэффициент пульсаций согласно (3.5) <7=0,48.
Если в нулевой схеме в качестве вентилей Vi и V2 или в мостовой схеме в качестве вентилей Vi — V4 использу-
<64
ются тиристоры (последний случай соответствует симметричной или «полностью управляемой» мостовой схеме), временные диаграммы напряжений и токов при а=#0 соответствуют рис. г табл. 3.3. Среднее значение выпрямленного напряжения Data для идеальной схемы при регулировании и регулировочная характеристика, показанная на рис. 3.1, кривая 1, определяются соотношением (3.7).
Активная нагрузка с L- или С-фильтром. В настоящем параграфе рассматривается управляемая нулевая или симметричная управляемая мостовая схема. Сглаживающий реактор увеличивает длительность открытого состояния вентилей (см. п. 3.1.1). Если Ха<л, то выпрямленный ток имеет разрывный характер; если же Ха^л, то выпрямленный ток непрерывен и если постоянная времени t—L/R^> ^>l/(2f), его можно считать идеально сглаженным (рис. д табл. 3.3 при а—0).
При фазовом регулировании (рис. е табл. 3.3) среднее значение выпрямленного напряжения зависит от угла а согласно выражению
Udia=LIdto COS а. (3.18)
Регулировочная характеристика Vdial^dM приведена на рис. 3.1, кривая 2.
Очевидно, что мостовая схема может работать также и без трансформатора. При этом отсутствует гальваническое разделение нагрузки с питающей сетью и постоянное напряжение на нагрузке определяется из (3.17) с учетом <72=Иь При отсутствии трансформатора ток короткого замыкания не ограничивается индуктивностью рассеяния и может стать недопустимо большим (см. § 3.4); в этом случае может оказаться необходимым предусмотреть реактор в цепи переменного тока для ограничения тока.
Ток первичной обмотки трансформатора ij равен сумме токов iai и lai (пересчитанных с учетом коэффициента трансформации Атр), которые протекают в противоположных направлениях через обе вторичные полуобмотки. В мостовой схеме ток id протекает через вторичную обмотку трансформатора, дважды за период изменяя свое направление. В обоих случаях ток первичной обмотки имеет форму, показанную на рис. з табл. 3.3.
Выпрямленное напряжение или необходимое напряжение вторичной обмотки трансформатора, потребляемый от сети ток, а также гармонический состав выпрямленного напряжения и потребляемого тока могут быть рассчитаны с помощью коэффициентов, приведенных в табл. 3.4 для случая идеально сглаженного выпрямленного тока.
5—5269 65
Таблица 3.3. Двухполупериодные выпрямители
СхемаСхемаНулевая схема (М2)Нулевая схема (М2)
Схема
Схема
Нулевая схема (М2)
Нулевая схема (М2)
Угол управления:а = 0 (неуправляемый выпрямитель)Угол управления:а = 0 (неуправляемый выпрямитель)
Угол управления:
а = 0 (неуправляемый выпрямитель)
Угол управления:
а = 0 (неуправляемый выпрямитель)
Угол управленияа = л 4Угол управленияа = л 4^d.^d.
Угол управленияа = л 4
Угол управленияа = л 4
^d.
^d.
Вид нагрузки
Активная нагрузка R
Области применения
Источники питания, зарядные устройства, регулирование скорости двигателей постоянного тока, особенно при низких напряжениях
Мостовая схема (В2)
Активно-индуктивная нагрузка RL с идеально сглаженным выпрями ленным током
Активная нагрузка R со сглаживающим конденсатором С
То же, что и для нулевой схемы; питание тяговых двигателей на электрическом транспорте
го Таблица 3.4. Расчетные величины для выпрямительных схем при идеально сглаженном выпрямленном токе
№ схемы
Название схемы
Рисунок, таблица
Выпрямленное напряжение
Ток, потребляемый от сети
Среднее относительное значение при холостом ходе UdloIUt
Кратность tap- - МОНИК Vy
Коэф, фнци. ент пульсаций <1
Действующее относительное значение тока
Кратность гармоник Ч
Содер. жание основной гармоники ki
1
Однополупериодная с нулевым диодом
з, 3.2
0,45
1, 2, 3, 4 ,...
1,21
0,5
1, 2, 3, 4 ...
0,90
2
Двухполупериодная нулевая
а2, 3.3
0,90
2, 4, 6, ...
0,48
1
3, 5, 7 ...
0,90
3
Двухполупериодная мостовая
62, 3.3
0,90
2, 4, 6, ...
0,48
1
3, 5, 7 ...
0,90
4
Трехфазная нулевая с соединением вторичных обмоток в зигзаг
2,3.5
1,17
3, 6, 9 ...
0,19
0,47
2, 4, 5, 7, 8, 10 ...
0,83
5
Трехфазная мостовая
а, 3.6
2,34
6, 12, 18 ...
0,042
0,82
5, 7, 11, 13 ...
0,96
6
Две звезды с уравнительным реактором
ж, 3.6
1,35; 1,17 при токе нагрузки бо
лее 1Уо номинального
6, 12, 18 ...
0,042
0,41
5, 7, 11, 13 ...
0,96
7
12-фазная с параллельным соединением мостовых схем
а, 3.7
2,34
12, 24, 36 ...
0,011
0,79
11, 13, 23. 25 ...
0,989
8
12-фазная с последова!ельным соединением мостовых схем
г, 3.7
2x2,34
12, 24, 36...
0,011
1,6
11, 13, 23, 25 ...
0,989
Кроме того, важным параметром является мощность, которая может быть отдана выпрямителем при идеальном выпрямленном напряжении Udio и полностью сглаженном токе Id- Эта мощность называется мощностью идеального выпрямителя (или «брутто — мощностью» выпрямителя):
Р do—Udiold-Р do—Udiold-(3.19)(3.19)Рис. 3.5. Двухполупериодные схемы выпрямления с шунтирующим («нулевым») диодом: нулевая (а), мостовая (б) и временные диаграммы выпрямленных напряжений и.д и тока id, а также токов вентилей iv\, iva. ivo (в)Рис. 3.5. Двухполупериодные схемы выпрямления с шунтирующим («нулевым») диодом: нулевая (а), мостовая (б) и временные диаграммы выпрямленных напряжений и.д и тока id, а также токов вентилей iv\, iva. ivo (в)
Р do—Udiold-
Р do—Udiold-
(3.19)
(3.19)
Рис. 3.5. Двухполупериодные схемы выпрямления с шунтирующим («нулевым») диодом: нулевая (а), мостовая (б) и временные диаграммы выпрямленных напряжений и.д и тока id, а также токов вентилей iv\, iva. ivo (в)
Рис. 3.5. Двухполупериодные схемы выпрямления с шунтирующим («нулевым») диодом: нулевая (а), мостовая (б) и временные диаграммы выпрямленных напряжений и.д и тока id, а также токов вентилей iv\, iva. ivo (в)
При сглаживании с помощью конденсатора (рис. ж табл. 3.3) форма выпрямленного напряжения и тока вентиля изменяется коренным образом, как и в однополупе- риодной схеме с емкостным фильтром (рис. д табл. 3.2), однако пульсации выпрямленного напряжения при том же значении постоянной времени -t=RC здесь гораздо меньше, так как конденсатор за период частоты сети заряжается дважды.
Схемы с «нулевым» диодом и мостовые несиметрич- ные («полууправляемые») схемы. Сглаживание постоянного тока при а=#0 улучшается, если в схеме со средней точкой или в мостовой схеме активно-индуктивная нагрузка зашунтирована «нулевым» Уо диодом (рис. 3.5). Шунтирующая цепь обеспечивает замыкание тока нагрузки на интервалах О^Ф^а и л^Ф^л+а и исключает на этих интервалах появление отрицательного напряжения на нагрузке (ср. рис. е табл. 3.3).
Среднее значение выпрямленного напряжения определяется соотношением (3.7), регулировочная характеристика соответствует рис. 3.1, кривая 1. К числу достоинств можно также отнести улучшение коэффициента мощности (см. п. 4.1.5) за счет наличия «нулевого» диода, к недостаткам относится невозможность работы в инверторном режиме (см. п. 3.3.1).
Если в мостовой схеме (рис. б табл. 3.3) два тиристора заменить на диоды, то получим несимметричную или «по- лууправляемую» мостовую схему, которая работает так же, как и двухполупериодная схема выпрямления с нулевым диодом. Полууправляемая схема отличается меньшими затратами на вентили и систему управления, хорошим сглаживанием выпрямленного тока, улучшенным коэффициентом мощности, однако здесь также невозможен инверторный режим.
Существует два варианта несимметричного мостового выпрямителя. В одном из них тиристорами являются Ei и Уз (см. рис. б табл. 3.3), а диодами У2 и У4, которые вместе выполняют роль «нулевых» диодов. В другом варианте полууправляемого моста в качестве вентилей Vi и У2, имеющих общий катодный потенциал, используются тиристоры Vi и У2. Поэтому система управления в этом случае может быть весьма простой*; однако эта схема при большой индуктивности нагрузки может работать нестабильно, если нагрузка не шунтирована добавочно нулевым диодом.
Пример расчета. Управляемая однофазная мостовая схема выпрямления с идеально сглаженным выпрямленным током подключена непосредственно к сети переменного тока с частотой 50 Гц и питает через сглаживающий реактор активную нагрузку с сопротивлением /?=10 Ом. Для расчета используем схему № 3 табл. 3.4.
При отсутствии регулирования (а=0) (рис. д табл. 3.3) среднее значение идеального выпрямленного напряжения
Udio=0,9^2=0,9-220=198 В.(3.20)
Действующее значение U, напряжения пульсаций, наложенного на постоянное выпрямленное напряжение, согласно (3.51)
U^qUdio^O,48-198 = 95 В.(3.21)
Среднее значение выпрямленного тока
Id=Udio,R= 198/10= 19,8А.(3.22)
Так как в данном случае
/iiP/i//d=l;(3.23)
6тр=1,(3.24)
* К числу достоинств этоговарианта схемы относится также не
изменная длительность протекания тока через все вентили, равная л при любом а, в то время как при первом варианте эта длительность для тиристоров равна 'Ат=л—а, а для диодов Хо=л+а, что заставляет увеличивать расчетную мощность последних (Прим. ред. перевода) .
70
то действующее значение Iv потребляемого от сети тока
Z,=Zd= 19,8 А.(3.25)
Мощность идеального выпрямителя согласно (3.19)
Pdo=UdiaId= 198 -19,8=3,92 кВ-А.(3.26)
Кажущаяся мощность на стороне сети
5=UJ!= 220-19,8=4,36 кВ А.(3.27)
При угле управления а=45° (рис. е и з табл. 3.3) среднее значение выпрямленного напряжения согласно (3.18)
6/dia=198 cos 45°= 140 В.(3.28)
Среднее значение выпрямленного тока
/d=t/d,«//?d= 140/10= 14 А.(3.29)
Следовательно, действующее значение потребляемого от сети тока It составляет также 14 А. Как видно из рис. е табл. 3.3, пульсации выпрямленного напряжения, рассчитываемые по (3.51), больше, чем в неуправляемом выпрямителе, и поэтому для сглаживания выпрямленного тока требуется больший реактор.
Если имеется нулевой диод (рис. 3.5,6), то выпрямленное напряжение согласно (3.7) составляет
C/dia=198 B(14cos45°)/2=169 В.(3.30)
Пульсации выпрямленного напряжения при наличии нулевого диода уменьшаются, как показано на рис. 3.5,в, однако все же остаются большими, чем в неуправляемом выпрямителе.
Схема выпрямления с удвоением напряжения. Как и на базе однополупериодного выпрямителя (см. п. 3.1.1), можно на базе двухполупериодной схемы получить выпрямитель с удвоением напряжения. В такой схеме (рис. 3.6)
Рис. 3.6. Схема выпрямления с удвоением напряжений (с) и временные диаграммы напряжений и<ц, иаг и результирующего напряжения на нагрузке ud (6)Рис. 3.6. Схема выпрямления с удвоением напряжений (с) и временные диаграммы напряжений и<ц, иаг и результирующего напряжения на нагрузке ud (6)
Рис. 3.6. Схема выпрямления с удвоением напряжений (с) и временные диаграммы напряжений и<ц, иаг и результирующего напряжения на нагрузке ud (6)
Рис. 3.6. Схема выпрямления с удвоением напряжений (с) и временные диаграммы напряжений и<ц, иаг и результирующего напряжения на нагрузке ud (6)
конденсаторы Ci и С2 попеременно заряжаются от соответствующей полуволны переменного напряжения трансформатора w2=K2L/2sin ft до напряжения V^U2. Поэтому напряжения на обоих этих конденсаторах Udi и Ud-z (рис. 3.6,6) имеют ту же форму, что и напряжение Ud на рис. д табл. 3.2.
Выходное напряжение Ud—UdvVUto в режиме холостого хода составляет
l/d = 2K2 W8. (3.31)
ТРЕХФАЗНАЯ НУЛЕВАЯ СХЕМА ВЫПРЯМЛЕНИЯ
Трехфазная схема выпрямления с выводом нулевой точки (табл. 3.5) применяется довольно редко, так как трансформатор в ней плохо используется и вентили должны выбираться на относительно высокое обратное напряжение. Но так как важнейшая преобразовательная схема, а именно трехфазная мостовая схема, состоит из двух последовательно включенных трехфазных нулевых схем, то необходимо рассмотреть принцип действия этой схемы. В дальнейшем будем считать, что индуктивность сглаживающего реактора La достаточно велика и поэтому выпрямленный ток непрерывен и имеет постоянное значение и.
В неуправляемом выпрямителе кривая выпрямленного напряжения состоит из отрезков трех фазных переменных напряжений u2b u22, ы23, при этом в данный момент на выходе действует то напряжение, мгновенное значение которого наибольшее (рис. в табл. 3.5). Среднее значение выпрямленного напряжения неуправляемого выпрямителя составляет
f/dl0=l,№. (3.32)
В выпрямленном напряжении содержатся гармонические составляющие порядка v=3, 6, 9... Напряжение пульсаций составляет Uq=OJ9Udio, что заметно больше, чем в трехфазной мостовой схеме.
При наличии угла управления а^О (рис. в табл. 3.5) переменное напряжение, например ы21, определяет кривую выпрямленного напряжения лишь с того момента D=a, когда на вентиль Vi подается импульс управления. Среднее значение выпрямленного напряжения при регулировании опять определяется равенством (3.18) и регулировочной характеристикой, приведенной на рис. 3.1, кривая 3. 72
Угол управленияа —ОУгол управленияа —ОУгол управленияа = 50°Угол управленияа = 50°
Угол управленияа —О
Угол управленияа —О
Угол управленияа = 50°
Угол управленияа = 50°
Таблица 3.5. Трехфазный выпрямитель
Соединение обмоток трансформатора по схеме звезда — звед- да
Соединение обмоток трансформатора по схеме звезда — зигзаг
При добавлении шунтирующего (нулевого) диода можно уменьшить пульсации выпрямленного напряжения при а>л/6 и улучшить коэффициент мощности (см. п. 4.1.5).
Кривая выпрямленного тока Ui=U состоит из импульсов прямого тока трех вентилей tvi, iv2> tvs- Коммутация тока происходит с вентиля V) на У2 и с У2 на V3 для неуправляемого выпрямителя в моменты времени ■&= =0,2л/3, 4л/3, а для управляемого выпрямителя — в моменты ■О'=а, 2л/3-}-а, 4л/3+а. Поэтому токи вентилей при идеальном сглаживании независимо от угла а имеют прямоугольную форму и длительность Ха=2л/3 (рис. б и в табл. 3.5). Важнейшие параметры этой схемы приведены в табл. 3.4.
Трансформатор при соединении вторичных обмоток в звезду (рис. а табл. 3.5) подмагничивается за счет постоянных составляющих токов вентилей ivi^s, поэтому через первичные обмотки протекает большой ток намагничивания и напряжение на обмотках искажается. По этой причине вместо соединения обмоток по схеме звезда — звезда на практике используют соединение звезда — зигзаг (рис. г табл. 3.5), при котором на каждом стержне трансформатора размещаются две вентильные обмотки. При этом токи вентилей протекают через обмотки, расположенные на одном стержне, в противоположном направлении и постоянные составляющие компенсируются.
ШЕСТИПУЛЬСНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ
Шестипульсные схемы выпрямления (табл. 3.6) имеют большое значение для силовой электроники, так как они дают весьма малые пульсации выпрямленного напряжения и характеризуются хорошим использованием вентилей и трансформатора. Используя параллельное или последовательное соединение шестипульсных схем выпрямления (см. п. 3.1.5), можно получить преобразовательные устройства с большим числом фаз выпрямления (р=12, 18 и т. д.), которые могут быть применены при мощности в единицы и десятки мегаватт. Для полупроводниковых вентилей поч< ти всегда используется мостовая схема, однако при сравнительно низких напряжениях (до 500—1000 В) может применяться и схема с уравнительным реактором, которая ранее при использовании ртутных вентилей была основной.
Трехфазная мостовая схема. Эту схему (рис. а табл. 3.6) можно рассматривать как последовательное включение двух трехфазных нулевых выпрямителей У) — Уз и У4—Уе. Кривая выпрямленного напряжения в этой схеме образуется из отрезков кривых линейных напряжений и^ь, U^bc Uica (рис. б табл. 3.6) (причем на каждом интервале л/3 на выходе выпрямителя действует то напряжение, которое в данный момент времени наибольшее). В дальнейшем предполагается, что выпрямленный ток идеально сглажен.
Среднее значение выпрямленного напряжения при а—0 ^го=2,34{72,(3.33)
где U2 — действующее значение фазного напряжения. Гармонические составляющие в кривой ид имеют порядок 74
v=6, 12, 18 и т. д. Действующее значение напряжения пульсаций составляет всего 4% выпрямленного напряжения.
Токи вентилей г'идз имеют прямоугольную форму и длительность Ха—120°, как и в трехфазной нулевой схеме (см. п. 3.1.3). Если выпрямитель должен обеспечить номинальный выпрямленный ток Idn, то необходимо выбирать вентили на средний ток:
la^dnfi. (3.34)
Положительным фактором является и то, что через вентильные обмотки трансформатора протекают чисто переменные токи (без постоянной составляющей) ка.ь.с- Токи йа,»,с первичных обмоток трансформатора при соединении обмоток по схеме звезда — звезда имеют такую же форму, что и токи вторичных обмоток (рис. в и е табл. 3.6), при соединении обмоток по схеме треугольник — звезда форма первичного тока показана на рис. г табл. 3.6. В обоих случаях трансформатор хорошо используется. Мостовая схема выпрямления может быть подключена к сети также и без трансформатора, но при этом чаще всего необходимы токоограничивающие реакторы в цепи переменного тока для ограничения токов короткого замыкания.
Требования к вентилям по обратному напряжению невысоки (см. табл. 3.8).
Более подробные сведения о выпрямительном трансформаторе, вентилях и защите будут даны в пп. 3.2.1 и 4.2.1.
Приведенные в табл. 3.4 и 3.8 параметры показывают, что трехфазная мостовая схема имеет высокие показатели. Если, например, в схеме используются вентили на средний ток 300 А и на обратное периодическое напряжение 1000 В, то эта схема в идеальных условиях может обеспечить мощность
Л;о=3-300-1000=900 кВт.
Имеется два варианта построения трехфазной мостовой схемы для регулирования выпрямленного напряжения: симметричная (полностью управляемая) и несимметричная (полууправляемая) схемы.
В симметричной мостовой схеме все вентили Vi— Ее — тиристоры. Форма выпрямленного напряжения и^ приведена на рис. е табл. 3.6. При непрерывном токе нагрузки среднее значение выпрямленного напряжения определяет- 76
ся (3.18) или регулировочной характеристикой, показанной на рис. 3.1, кривая 2.
С помощью нулевого диода (рис. 3.7) можно или улучшить сглаживание выпрямленного тока, или уменьшить
Рис. 3.7. Трехфазная мостовая схема выпрямления с нулевым диодомРис. 3.7. Трехфазная мостовая схема выпрямления с нулевым диодомРис. 3.8. Диаграммы выпрямленного напряжения ud в несимметричной полууправляемой трехфазной мостовой схемеРис. 3.8. Диаграммы выпрямленного напряжения ud в несимметричной полууправляемой трехфазной мостовой схеме
Рис. 3.7. Трехфазная мостовая схема выпрямления с нулевым диодом
Рис. 3.7. Трехфазная мостовая схема выпрямления с нулевым диодом
Рис. 3.8. Диаграммы выпрямленного напряжения ud в несимметричной полууправляемой трехфазной мостовой схеме
Рис. 3.8. Диаграммы выпрямленного напряжения ud в несимметричной полууправляемой трехфазной мостовой схеме
Рис. 3.9. Трехфазная мостовая полууправляемая схема с выводами от вторичных отпаек трансформатора и нулевым диодом
индуктивность сглаживающего реактора при сохранении режима непрерывного тока.
В несимметричной (полууправляемой) схеме тиристоры У4 — Vs заменены на диоды. Как видно из временной диаграммы выпрямленного напряжения Ud (рис. 3.8), при этом возникают гармоники 3, 6, 9 и т. д. Среднее значение выпрямленного напряжения определяется напряжениями управляемого и неуправляемого трехфазных нулевых выпрямителей, на которые схема может быть разделена, и рассчитывается по (3.7) и (3.32); регулировочная характеристика для этого случая приведена на рис. 3.1, кривая 1.
В области O^Udia^Udio/2 угол а больше 90° и управляемая вентильная группа Ki — Уз работает в инверторном режиме, создавая противо-ЭДС (см. п. 3.3.1).
Как будет показано далее, инвертор не может быть зарегулирован до напряжения идеального холостого хода (в рассматриваемом случае до 1.17 U^. Поэтому если необходимо данным способом снизить выходное напряжение до
77
нуля, напряжение Ui, по’даваемое на вентили У;— Уз, должно быть несколько большим, чем напряжение (/г, подводимое к вентилям У4—У6. Это достигается за счет отпаек от вторичных обмоток трансформатора (рис. 3.9).
Сравнение двух вариантов мостовой схемы позволяет сделать выводы, что полууправляемая схема требует меньших затрат на вентили и систему управления и имеет более высокий коэффициент мощности (см. п. 4.1.5). Однако для нее требуется больший сглаживающий реактор, а в некоторых случаях может оказаться необходимым включение нулевого диода; поэтому такая схема применяется при мощностях не свыше 100 кВт.
Пример расчета. Выпрямитель, выполненный по трехфазной мостовой схеме (рис. а—в табл. 3.6), подключен непосредственно к трехфазной сети переменного тока с напряжением 380 В, 50 Гц и обеспечивает хорошо сглаженный выпрямленный ток /d=300 А. Важнейшие параметры можно рассчитать с помощью схемы № 5 табл. 3.4.
Фазное напряжение
1Л=380/}/3=220 В.(3.35)
Выпрямленное напряжение при идеальном холостом ходе
17а,о=2,34-220 = 515 В.(3.36)
Фактически выпрямленное напряжение при номинальном токе из-за падения напряжения в вентилях, в питающей сети, в часто включаемом для ограничения токов короткого замыкания реакторе и т. д. оказывается примерно на 10.% ниже (см. п. 4.1.2).
Мощность идеального выпрямителя согласно (3.19)
Pd0= 151-300=155 кВт.(3.37)
Действующее значение тока, потребляемого от сети (с учетом ^тр ~ 1) ,
/, = 0,82-300 = 246 А.
Если необходимо снизить выпрямленное напряжение до 440 В, вводится угол управления а:
для полностью управляемого выпрямителяпосоотношению(3.18)
cos 0=440/515=0,854; о=31,3°;(3.38)
для «полууправляемой» схемы по соотношению (3.7)
cos 0=2-440/515—1=0,709; 0=44,9°.(3.39)
Схема выпрямления с уравнительнымреактором
(табл. 3.6, рис. ж). Эта схема состоит из двух трехфазных нулевых выпрямителей У1—Уз и У4—Уе, которые питаются от двух трехфазных систем напряжения f/2o 6c и Via’. ь\ <■',сдвинутых относительно друг друга на 60° и ра- 78.
ботающих параллельно на общую нагрузку. Уравнительный реактор имеет сердечник, на котором размещена обмотка, имеющая вывод от средней точки. Он воспринимает (при токе нагрузки, превышающем примерно 1 % номинального) разность мгновенных значений выпрямленных напряжений двух трехфазных выпрямителей и обеспечивает тем самым их параллельную работу. При этом в выпрямленном напряжении исключаются некоторые гармонические, так что схема работает как шестипульсная.
На рис. б и д табл. 3.6 приведены временные диаграммы выпрямленного напряжения Ud и тока вентиля id в неуправляемой и управляемой схемах. На рис. виг табл. 3.6 приведены временные диаграммы тока ii, потребляемого от сети, при соединении обмоток трансформатора по схеме звезда — две звезды или треугольник — две звезды. Параметры схемы см. в табл. 3.4.
Сравнение с трехфазной мостовой схемой показывает, что схема с уравнительным реактором несмотря на худшее использование трансформатора при низких напряжениях является более целесообразной, так как в ней выпрямленный ток протекает лишь через один вентиль, а не через два последовательно включенных, как в мостовой схеме.
СОСТАВНЫЕ (КОМБИНИРОВАННЫЕ)
МНОГОПУЛЬСНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Выпрямители с большим числом фаз выпрямления (р=12, 24 и т. д.) строятся с использованием нескольких шестипульсных схем (чаще всего трехфазных мостовых), которые при низких напряжениях соединяются параллельно, а при высоких — последовательно. Многофазные выпрямители можно осуществить и с помощью схем с уравнительным реактором, однако после того как ртутные вентили были вытеснены полупроводниковыми, такой способ используется редко.
12-пульсные выпрямители. При параллельном включении мостовых схем (рис. а табл. 3.7) вторичные обмотки трансформатора соединяются в треугольник и в звезду, так что обе вентильные группы ВП и ВГП питаются от двух трехфазных систем, напряжения которых сдвинуты относительно друг друга на электрический угол, равный 30°. Уравнительный реактор воспринимает разность мгновенных значений выпрямленных напряжений Udi и Udn, обеспечивая тем самым параллельную работу обеих вентильных групп. При этом из выпрямленного напряже-
Таблица 3.7. 12-пульсные выпрямителиТаблица 3.7. 12-пульсные выпрямителиОбласть примененияОбласть применения
Таблица 3.7. 12-пульсные выпрямители
Таблица 3.7. 12-пульсные выпрямители
Область применения
Область применения
Повышенная мощностьПовышенная мощностьПовышенная мощность при высоком напряжении
Повышенная мощность
Повышенная мощность
ния исключаются гармоники порядка 6, 18, 30 и т. д., так же как и гармоники порядка 5, 7, 11, 13 и т. д. из кривой потребляемого от сети тока, так что схема работает в 12-пульсном режиме.
Напряжение пульсаций не превышает 1 %, так что выпрямленное напряжение хорошо сглажено (рис. б табл. 3.7).
На рис. в приведена временная диаграмма тока й, потребляемого от сети, форма которого практически синусоидальна.
80
Последовательное соединение двух трехфазных мостов ВГ1 и ВГП показано на рис. г табл. 3.7; эта схема особенно выгодна при высоких напряжениях (свыше 800 В). Она работает, как и схема с параллельным включением выпрямительных мостов, в 12-пульсном режиме. Поэтому различия выходных параметров этих двух схем при одинаковых силовых элементах заключаются в том, что при последовательном соединении выпрямленное напряжение в 2 раза выше, но выпрямленный ток в 2 раза меньше, чем при параллельном соединении.
С помощью последовательного включения двух преобразователей, работающих в выпрямительном и инверторном режимах, можно значительно уменьшить реактивную мощность, потребляемую от сети, правда, при этом увеличивается содержание гармоник в выпрямленном напряжении и в потребляемом токе по сравнению с 12- пульсной схемой, когда оба моста работают в одном режиме. Этот недостаток, в частности, имеет место, если в одном преобразователе, например в ВП, используются лишь диоды, а в другом, ВГП, — тиристоры. При этом затраты на вентили и систему управления снижаются, хотя в этом случае инверторный режим для схемы в целом невозможен. Параметры схемы см. в табл. 3.4.
Два 12-пульсных выпрямителя, каждый из которых, как показано на рис. а табл. 3.7, состоит из двух трехфазных мостов, при питании от трехфазной системы на» пряжений через фазовращающий трансформатор, дающий сдвиг по фазе на угол 15°, работают в 24-пульсном режиме; при этом выходы обоих преобразователей соединены параллельно через третий уравнительный реактор. Аналогично можно получить 36-пульсный режим с помощью трех 12-пульсных выпрямителей.
Выпрямители с большим числом фаз преобразования — по крайней мере теоретически — имеют следующие преимущества: пульсации выпрямленного напряжения и искажения потребляемого тока столь незначительны, что требуется лишь иногда небольшой сглаживающий реактор на стороне постоянного тока и достаточно легкий фильтр на стороне переменного тока.
Однако некоторая несимметрия в управлении, обусловленная большим количеством вентилей, в питающей сети, в выпрямительных трансформаторах и т. д. приводит к тому, что реализовать указанные преимущества в полной мере оказывается практически весьма трудно.
РЕЖИМ ПРЕРЫВИСТОГО ТОКА
В большинстве случаев можно предполагать, что выпрямленный ток выпрямителя непрерывен. Но при недостаточно большой индуктивности реактора, при больших углах управления, а также при работе на противо-ЭДС может наступить режим прерывистого тока. Такой режим показан на рис. бив табл. 3.2, а также на рис. г табл. 3.3. В схемах с р>1 режим прерывистого тока наступает, когда продолжительность проводящего состояния вентиля меньше, чем 360°/р (рис. 3.3). На этом рисунке видна граница перехода от режима непрерывного к режиму прерывистого тока нагрузки.
Пример расчета. Выпрямитель с р=6, питающийся от сети с частотой 50 Гц, работает на нагрузку с Ld=0,9 мГн и Р=0,5 Ом. Фазо- .вый угол нагрузки
(pB=arctg (2nfLd/P) = arctg (314-0,9- 10~3/0,5)^30°.(3.40)
Из рис. 3.3 видно, что ток нагрузки остается непрерывным при а< <135°.
С помощью нулевого диода граница начала режима прерывистого тока может быть отодвинута в сторону .больших углов управления.
При прерывистом токе содержание гармоник возрастает, поэтому увеличиваются потери в цепи выпрямленного тока и ухудшается коммутация на коллекторе двигателя, питающегося прерывистым током; кроме того, вид регулировочной характеристики, а также коэффициент передачи преобразователя изменяются при переходе от непрерывного тока к разрывному. Поэтому по возможности стремятся исключить этот режим за счет применения достаточно большого сглаживающего реактора.
ТРАНСФОРМАТОРЫ ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ.
ВЫСШИЕ ГАРМОНИКИ. РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ТРАНСФОРМАТОРЫ ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Общие положения. Трансформаторы, спроектированные для работы с преобразователями [3.14, 3.15], имеют в основном ту же конструкцию, что и другие силовые трансформаторы, однако необходимо принимать во внимание, что токи в обмотках таких трансформаторов имеют несинусоидальную форму и наряду с основной гармоникой, имеющей частоту питающей сети, содержат высшие гармонические. В однополупериодной схеме в вентильной обмотке имеется постоянная составляющая.
При расчете требуемого на вентильной обмотке напряжения холостого хода Ui (действующее значение) исходят из требуемого выпрямленного напряжения Udm идеального выпрямителя. В табл. 3.4 приведены значения UdtolU2 для важнейших схем. По заданному напряжению однофазной или трехфазной питающей сети определяется коэффициент трансформации 6тр = 1/1/1/2 трансформатора. Действующее значение токов первичной 1Х или вторичной /2 обмотки трансформатора пропорционально среднему значению заданного выпрямленного тока Id. Отношения 1г11й и 1\/1а зависят только от схемы выпрямления и приведены в табл. 3.4 или 3.8.
Размеры любого трансформатора характеризуются типовой (или, иначе, расчетной) мощностью S<. В обычных силовых трансформаторах заданная кажущаяся мощность является одновременно и типовой. В трансформаторах для преобразователей в качестве параметра, определяющего габариты трансформатора, обычно ориентируются на мощность постоянного тока идеального выпрямителя [соотношение (3.19)].
Связь между ТИПОВОЙ МОЩНОСТЬЮ St и мощностью постоянного тока идеального выпрямителя Pdo определяется как
S.-C.Pm, (3.41) где Ct — коэффициент использования трансформатора. Он зависит лишь, от схемы выпрямителя.
Из табл. 3.8 видно, что в трехфазных и 12-пульсных мостовых схемах коэффициент использования трансформатора весьма близок к 1, так что его типовая мощность незначительно превышает идеальную мощность в цепи постоянного тока. Поэтому практически во всех случаях, когда выпрямитель питается от трехфазной сети, используются эти схемы. Отметим также достаточно хорошее использование трансформатора в двухполупериодной схеме выпрямления.
В однофазной однополупериодной схеме выпрямления, наоборот, трансформатор используется очень плохо: например, при мощности в нагрузке 100 Вт требуется трансформатор, типовая мощность которого 310 В-А. Кроме того, постоянная составляющая тока вторичной обмотки вызывает в магнитопроводе трансформатора поток вынужденного подмагничивания, что приводит к необходимости увеличивать сечение магнитопровода. Поэтому однополупериодпая схема применяется лишь при очень малых мощностях.
Индуктивности рассеяния трансформаторов и индуктивное сопротивление питающей сети. При описании принципа действия схем выпрямления в § 3.1 индуктивности рассеяния трансформатора и питающей сети не учитывались; в дальнейшем необходимо учитывать эти индуктивности, так как они приводят к следующим отрицательным последствиям:
снижению выпрямленного напряжения с ростом тока нагрузки (см. п. 4.1.2);
6* 83
2° Таблица 3.8. Соотношение для выбора вентилей, предохранителей и трансформаторов при идеально сглаженном выпрямленном токе
№ схемы
Название схемы и обозначение
Рисунок, таблица
Для вентилей ток ^(ЛУ)
Средний
^dio
Для вентилей и предохранителей действующий ток
*Y
‘d
Для трансформатора действующий ток на вентильной стороне
Ко эффи- циент использования
do
Коэффици ент наклона внешней харак теристики А
1
Однофазная однополупериодная с шунтирующим (нулевым) вентилем (однопульс- пая) M1F
Однофазная двухполупериодная со сред-
д, 3.2
0,5
3,14
0,71
0,71
1,34
—
2
а, г, 3.3
0,5
3,14
0,71
0,71
1,34
0,71
ней точкой (двухпульсная) М2
0,71
3
Однофазная мостовая (двухпульсная) В2
б, 2, 3.3
0,5
1,57
0,71
1,0
1,11
1,46
4
Трехфазная звезда — зигзаг со средней
г, 3.5
0,33
2,09
0,58
0,58
0,87
точкой (трехпульсная) МЗ/ЗО
0,82
1,05
0,5
5
Трехфазная мостовая звездазвезда
а, 3.6
0,33
1,05
0,58
(шестипульсная) Вб*
0,29
1,32
0,5
6
Две трехфазные звезды со средней точкой
ж, 3.6
0,17
2,09
0,29
и с уравнительным реактором (шестипульсная) М3.2/30
1,05
0,29
0,41
1,03
0,51
7
12-пульсная с параллельным включением
а, 3.7
0,17
мостов Вб.2'15
8
12-пульсная с последовательным включе-
г, 3.7
0,33
1,05
0,58
0,82
1,03
0,52
иием мостов Вб. 2515
* Данные, указанные для этой схемы, справедливы и при соединении обмоток трансформатора на сетевой и (или) вентильной стороне в треугольник, за исключением отношения h!^, вместо которого для расчета действующего тока в обмотках на вентильной стороне трансформатора при соединении их в треугольник необходимо принимать 0,82/Кз =0,48 (.Прим. ред. перевода).
увеличению пульсаций выпрямленного напряжения (см. п. 3.2.2);
увеличению реактивной мощности, потребляемой преобразователем от сети (см. п. 4.1.5).
Наряду с этим рассмотренные индуктивности оказывают и положительное влияние, так как они ограничивают ток короткого замыкания (см. § 3.4), уменьшают содержание высших гармоник в потребляемом от сети токе (см. п. 3.2.2).
Следует добавить, что высшие гармоники потребляемого тока, протекая по индуктивному сопротивлению сети, вызывают искажения кривой напряжения сети (см. п. 4.1.6).
Учтем сначала влияние индуктивностей рассеяния трансформатора Xt, взяв в качестве примера выпрямитель, выполненный по трехфазной мостовой схеме (рис. 3.10).
При отсутствии индуктивностей рассеяния выпрямленный ток, который состоит из токов последовательно включаемых один за другим вентилей каждой вентильной группы — катодной или анодной, коммутируется от одной фазы трансформатора к следующей мгновенно (рис. б табл. 3.6). Однако из-за наличия индуктивностей рассеяния коммутация на практике не может происходить мгновенно, и рост или снижение тока каждого вентиля и, следовательно, тока вентильных и первичных обмоток транс-
Хс ^Хс ^и2а Xtи2а Xti> .пения питающей сетиХс и индуктивного со' противления рассеянияXt трансформатора (а) и временные диаграммы выпрямленного напря- j жения, тока вентилей и потребляемого от сети тока (б—г)i> .пения питающей сетиХс и индуктивного со' противления рассеянияXt трансформатора (а) и временные диаграммы выпрямленного напря- j жения, тока вентилей и потребляемого от сети тока (б—г)Рис. 3.10. Трехфазная мостовая схема с учетом индуктивного сопротив-Рис. 3.10. Трехфазная мостовая схема с учетом индуктивного сопротив-
Хс ^
Хс ^
и2а Xt
и2а Xt
i> .пения питающей сети
Хс и индуктивного со' противления рассеяния
Xt трансформатора (а) и временные диаграммы выпрямленного напря- j жения, тока вентилей и потребляемого от сети тока (б—г)
i> .пения питающей сети
Хс и индуктивного со' противления рассеяния
Xt трансформатора (а) и временные диаграммы выпрямленного напря- j жения, тока вентилей и потребляемого от сети тока (б—г)
Рис. 3.10. Трехфазная мостовая схема с учетом индуктивного сопротив-
Рис. 3.10. Трехфазная мостовая схема с учетом индуктивного сопротив-
форматора затягивается (рис. 3.10,в). Два следующих друг за другом импульса тока вентилей и тока фаз перекрываются в течение интервала, называемого углом коммутации у, а скорость нарастания и спада этих импульсов тока замедляется.
Во время коммутации токов часть наводимого на вентильной обмотке напряжения падает на индуктивности рассеяния, так что на этом интервале выпрямленное напряжение ид (рис. 3.10,6) оказывается меньше, чем при мгновенной коммутации; соответственно и среднее значение Ud получается меньше, чем указано на рис. 6 табл. 3.6 и чем следует из соотношения (3.33), которое дает значение Udio в идеализированном выпрямителе.
Обычно такое влияние реальных параметров трансформатора характеризуется не индуктивностью рассеяния, а относительным напряжением короткого замыкания трансформатора или, точнее, индуктивной составляющей этого напряжения, пересчитанной на вентильную сторону Uxt, %. Тогда снижение выпрямленного напряжения при номинальном токе нагрузки, обусловленное индуктивностями рассеяния трансформатора, может быть определено по соотношению
Udxt=AuxtUdio, (342)
где А — коэффициент наклона внешней характеристики, зависит лишь от схемы выпрямления; его значения приведены в табл. 3.8.
При введении угла управления разность напряжений вступающей в работу и выходящей из работы фаз в момент начала коммутации возрастает (см., например, рис. д табл. 3.6). Вследствие этого коммутация ускоряется и скорость нарастания фронта импульса тока возрастает.
Индуктивное сопротивление Хс питающей сети оказывает такое же влияние, как и индуктивность рассеяния трансформатора, и поэтому в большинстве случаев при расчетах оно пересчитывается на вентильную сторону трансформатора и добавляется к индуктивному сопротивлению, обусловленному рассеянием.
Влияние индуктивных сопротивлений рассеяния и сети, которое было показано на примере трехфазной мостовой схемы, для всех остальных выпрямительных схем аналогично и заключается в том, что нарастание и снижение тока вентилей н тока в вентильных и сетевых обмотках трансформатора замедляется. Поэтому ранее отмеченное 86
положительное и отрицательное влияние этих индуктивных сопротивлений имеет место и для всех других схем выпрямления. В последующих параграфах справочника эти явления будут еще не раз упоминаться.
Пример расчета. Выпрямитель, выполненный по трехфазной мостовой схеме, должен обеспечить номинальный ток /^„=500 А при выпрямленном напряжении Z/dn=440 В. Трехфазная питающая сеть имеет напряжение 380 В, частоту 50 Гц. Индуктивная составляющая относительного напряжения короткого замыкания трансформатора uxt=6 %, а падение напряжения на включенном вентиле 1 В.
Учитываем следующие составляющие полного снижения выпрямленного напряжения:
снижение напряжения при номинальном токе за счет индуктивности рассеяния трансформатора, которое по соотношению (3.42) равно
Udxf=0,5 ■O,O6Udio=O,O3Udto;(3.43)
падение напряжения на двух последовательно включенных вентилях AUda=2-1=2 В.(3.44)
Следовательно, расчетное выпрямленное напряжение при холостом ходе на основании уравнения l/dio=44O+O,O3l/dio+2(3.45)
составит (7^0=456 В.(3.46)
Расчетная мощность идеального выпрямителя
Pdo=456-5OO=228 кВт.(3.47)
Основные параметры трансформатора можно найти с помощью табл. 3.4 и 3.8 (схема № 5). Напряжение на вторичной обмотке
Ui.=Ud№/2,34=456/2,34= 195 В.(3.48)
Действующее значение фазного напряжения питающей сети
L7i=380/|/"3=220 В(3.49)
определяет коэффициент трансформации трансформатора
ЛтР = 1/1/1/2=220/195 = 1,13.(3.50)
Далее, Z2=0,82Zd=0,82-500=410 А;(3 51)
/1 = 0,82Zd/ATp = 0,82-500/1,13=363 А;(3.52)
S,= l,O5Pdo= 1,05-228=239 кВ-A.(3.53)
87
Следовательно, расчетная мощность первичных обмоток
SX = K3 ^1 = 1^3-380-363 = 239 кВ А(3.54)
и расчетная мощность вторичных обмоток
Sa = j/s’(/2/2 =/Г-195-410 = 240 кВ-А.(3.55)
Типовая мощность трансформатора, а также расчетные мощности первичной и вторичной обмоток в данной схеме равны.
ГАРМОНИЧЕСКИЕ СОСТАВЛЯЮЩИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ И ПОТРЕБЛЯЕМОГО ОТ СЕТИ ТОКА
Электромашинный преобразователь, состоящий из трехфазного двигателя и генератора постоянного тока, вырабатывает идеально постоянное напряжение и потребляет от питающей сети чисто синусоидальный ток. Как следует из § 3.1, выпрямители обеспечивают пульсирующее постоянное напряжение, гармонический состав которого, а также гармонический состав потребляемого от сети тока зависят от числа фаз выпрямления, вида нагрузки, угла управления и т. д. Однако эти недостатки компенсируются целым рядом преимуществ выпрямительных устройств (небольшая масса, отсутствие вращающихся частей, высокая надежность, высокий КПД, в том числе и при неполной нагрузке выпрямителя). Упомянутые гармонические составляющие необходимо учитывать из-за их влияния как на питающуюся от выпрямителя нагрузку (см. п. 4.1.3), так и на питающую сеть (см. п. 4.1.6). В дальнейшем будем предполагать, что напряжение сети имеет синусоидальную форму и что выпрямленный ток полностью сглажен. Излагаемый далее материал не относится к одно- полупериодному выпрямителю, к схемам с несимметричным управлением (т. е. к составным схемам, в которых отдельные вентильные группы имеют разные углы управления) и схемам с нулевым вентилем.
Гармонические составляющие выпрямленного напряжения. При идеальных условиях (неуправляемый режим, т. е. а=0, отсутствие коммутационных потерь напряжения) кривая выпрямленного напряжения состоит из отрезков косинусоид (см., например, рис. в и б табл. 3.3 или 3.6). Анализ изменения во времени выпрямленного напряжения показывает, что порядок гармонических составляющих v, содержащихся в выпрямленном напряжении, зависит лишь от числа фаз р выпрямления и не зависит от конкретной схемы выпрямления (см. табл. 3.4) и что во всех случаях справедлив следующий закон:
м=кр, 6=1, 2, 3...(3.56)
Действующее значение напряжения гармонической составляющей v-ro порядка [7vt- зависит от среднего значения выпрямленного напряжения Udio идеализированного выпрямителя и равно (только при р>1)
U^ijUdto = pWv2 — 1).(3.57)
Упомянутое в п. 3.1.1 напряжение пульсаций Uq может быть рассчитано следующим образом:
uq=y/2u"i-(3.58)
Коэффициент пульсаций для схем с большим числом фаз выпрямления можно определять при указанных ранее идеальных условиях лишь по наиболее низкочастотной гармонике; так, в шестипульсной схеме выпрямления можно учитывать лишь гармонику с v=6. Это дает
q = U^U^ = ]/Г/(62 - 1) = 0,0403.(3.59)
С учетом всех гармоник q=0,042.
Введение угла управления а^О (см., например, рис. е и д табл. 3.3 или 3.6), а также коммутационные потери напряжения, которые вызываются индуктивными сопротивлениями трансформатора и сети (рис. 3.10,6), существенно увеличивают амплитуду гармоник и в связи с этим пульсации выпрямленного напряжения растут, хотя гармонический состав остается неизменным и может быть по- прежнему определен по выражению (3.56). На рис. З-Н приведена зависимость действующего значения гармонических составляющих (на примере 6-й и 12-й гармоник) от относительного снижения выпрямленного напряжения при номинальном токе [см. (3.42)] :
dxt==Udxt/Udto=Auxt.(3.60)
Из рис. 3.11 также видно, что угол управления сильно влияет на гармонические составляющие в кривой выпрямленного напряжения.
Гармонические составляющие потребляемого от сети тока. Как видно из табл. 3.3, 3.6 и 3.7, форма тока, потребляемого выпрямителем от сети переменного тока, отличается от синусоиды, так как в его состав входят как гармоническая составляющая основной частоты (частоты сети), так и высшие гармонические. Высшие гармонические составляющие тока наводят напряжения помех в соседних электрических цепях и устройствах, например вот- 89
носящихся к преобразователю устройствах обработки информации, или в радиоприемных устройствах. Чтобы в связи с этим избежать аварийных режимов, необходимо предусмотреть меры, при которых гармонические составляющие тока, протекающего в проводах, соединяющих преобразователь с сетью переменного тока, не вызывали бы сбоев в работе системы управления преобразователем.
Рис. 3.11. Зависимость относительного значения действующего напряжения v-й гармоники Uv/Udio, %, от относительного напряжения короткого замыкания ик, %, выпрямительного трансформатора [4.1, 4.2]:С— V—6; б — V=12Рис. 3.11. Зависимость относительного значения действующего напряжения v-й гармоники Uv/Udio, %, от относительного напряжения короткого замыкания ик, %, выпрямительного трансформатора [4.1, 4.2]:С— V—6; б — V=12
Рис. 3.11. Зависимость относительного значения действующего напряжения v-й гармоники Uv/Udio, %, от относительного напряжения короткого замыкания ик, %, выпрямительного трансформатора [4.1, 4.2]:
С— V—6; б — V=12
Рис. 3.11. Зависимость относительного значения действующего напряжения v-й гармоники Uv/Udio, %, от относительного напряжения короткого замыкания ик, %, выпрямительного трансформатора [4.1, 4.2]:
С— V—6; б — V=12
По возможности необходимо экранировать возникающее электромагнитное поле, вызывающее помехи, особенно при высоких частотах.
Искажения кривой напряжения питающей сети, вызываемые гармоническими составляющими потребляемого тока, рассматриваются в п. 4.1.6.
Гармонический состав потребляемого от сети тока зависит лишь от числа фаз преобразования р; для любой схемы (при р>1) справедливо выражение (см. табл. 3.4) v,—&р±1, k= 1, 2, 3...(3.61)
Для полностью сглаженного выпрямленного тока и при отсутствии индуктивностей рассеяния трансформатора и 90
индуктивных сопротивлений в сети переменного тока потребляемый преобразователем от сети ток имеет прямоугольную форму. Основная гармоника потребляемого тока /ко имеет действующее значение
/1(1)=&;/1,(3.62)
где kt — коэффициент несинусоидальности (искажения) кривой тока (табл. 3.4); Л—действующее значение потребляемого тока.
Действующее значение гармоники v-ro порядка ЛУ при сделанных допущениях
/i(v)—/i(i)/v=&i/i/v,(3.63)
а действующее значение Лг всех высших гармонических составляющих потребляемого тока
Лг == д К1-Л2 •(3.64)
Пример расчета. Шестипульсный выпрямитель потребляет от сети ток /1 = 100 А; коэффициент искажения формы тока 6,=0,96. Основная гармоника тока сети согласно (3.62)
/1(11=0,96.100=96 А.(3.65)
Номера гармоник согласно (3.61) при р=6
v,=5, 7, 11, 13 ....
действующее значение гармоник по (3.63)
/1(5>=9б/5=19,2 А;(3.66)
/1(7)=96/7 = 13,7 А;(3.67)
/1(И)=96/11=8,72 А ит. д.(3.68)
Действующее значение тока Лг высших гармонических определяется по (3.64):
/1Г = V1 — 0,96=. 100 = 28 А.(3.69)
Фаза гармоники зависит от схемы соединения обмоток выпрямленного трансформатора, поэтому, например, формы токов, приведенные на рис. виг табл. 3.6, оказываются для двух рассмотренных шестипульсных схем различными, хотя в обоих случаях порядок гармоник и их действующие значения одинаковы.
Действующие значения гармоник, вычисленные по (3.63), являются максимально возможными. В реальном выпрямителе величина гармоник меньше, так как (см. выше, п. 3.2.1) из-за влияния индуктивных сопротивлений в цепи переменного тока потребляемый от сети ток
91
Ishsb-y-Ishsb-y-Рис. 3.12. Изменение относительного действующего значения v-й гармоники потребляемого от сети тока (по отношению к значению тока этой гармоники в идеализированном выпрямителе) в зависимости от обусловленного индуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления а: а —v=5; б — v=7; в: — v=ll;v=13Рис. 3.12. Изменение относительного действующего значения v-й гармоники потребляемого от сети тока (по отношению к значению тока этой гармоники в идеализированном выпрямителе) в зависимости от обусловленного индуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления а: а —v=5; б — v=7; в: — v=ll;v=13
Ishsb-y-
Ishsb-y-
Рис. 3.12. Изменение относительного действующего значения v-й гармоники потребляемого от сети тока (по отношению к значению тока этой гармоники в идеализированном выпрямителе) в зависимости от обусловленного индуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления а: а —v=5; б — v=7; в: — v=ll;v=13
Рис. 3.12. Изменение относительного действующего значения v-й гармоники потребляемого от сети тока (по отношению к значению тока этой гармоники в идеализированном выпрямителе) в зависимости от обусловленного индуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления а: а —v=5; б — v=7; в: — v=ll;v=13
изменяется не скачком, а плавно (рис. 3.10). При этом увеличение индуктивности в цепи переменного тока приводит к уменьшению содержания гармонических составляющих*. Однако при наличии угла управления а^ ^ 0 процесс коммутации тока ускоряется и поэтому скорость нарастания импульсов тока, потребляемого от сети, также возрастает. На рис. 3.12 приведены зависимости относительных значений некоторых гармонических составляющих U/Ixt по отношению к действующему значению, рассчитанному по (3.63), от обусловленного индуктивными сопротивлениями относительного снижения напряжения dxt при различных углах управления а.
РЕГУЛИРОВАНИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Среднее значение выпрямленного напряжения можно регулировать изменением угла управления а выпрямителя или переключением отводов трансформатора, а также
. * Сказанное справедливо лишь при сравнительно небольших углах перекрытия токов у. Как показано, например, в книге И. Л. Каганова «Электронные и ионные преобразователи» (М: Госэнергоиздат, 1956, с. 178—181), доля высших гармонических в кривой потребляемого тока при росте угла у (т. е. при росте индуктивного сопротивления в цепи переменного тока) сверх определенного значения начинает снова возрастать; например, для 5-й и 7-й гармоник это происходит при у>30°, для 11-й и 13-й —при у>15° (Прим. ред. перевода).
путем применения трансформатора с переменным коэффициентом трансформации. Важнейшими критериями при оценке этих видов регулирования являются (табл. 3.9): отношение мощности в нагрузке к мощности управления («усиление» по мощности); быстродействие; влияние регулирования на пульсации выпрямленного напряжения и. на коэффициент мощности выпрямителя; стоимость; надежность устройства.
Таблица 3.9. Сравнение методов регулирования сетевых преобразователен
Критерий
Выпрямитель с трансформатором с отводами или с регулируемым трансформатором
Управляемый выпрямитель или регулятор переменного напряжения с фазовым управлением и неуправляемый выпрямитель
Усиление по мощности
Низкое —
Очень большое +
Время регулирования
Велико — (десятые доли секунды)
Невелико (несколько миллисекунд)
Изменение выходного напряжения при заданном входном напряжении
Ступенчатое
Плавное 4-
Пульсации выпрямленного напряжения или содержание гармоник в заданном переменном напряжении
Неименные
Увеличенные -
Коэффициент мощности
Неизменный
Плохой
Радиопомехи
Неизменные
Увеличенные ~
Надежность
Высокая
Очень высокая
Как указано в табл. 3.9, свойства, схожие со свойствами управляемого выпрямителя, имеет система, состоящая из регулятора переменного напряжения с фазовым управлением и неуправляемого выпрямителя.
Регулирование выпрямленного напряжения фазовым методом. Первоначально выпрямители использовались только для питания потребителей постоянного тока при наличии одно- или трехфазной сети, например для электролиза или на тяговых подстанциях электрифицированного транспорта. Однако фазовый метод управления позволяет использовать выпрямитель в качестве регулирующего элемента в замкнутых системах и превращает его в важнейший элемент регулируемых устройств. Особенно важными являются большой коэффициент усиления по напряжению и мощности выпрямителя, рассматриваемого как элемент системы регулирования, а также его вы-
сокое быстродействие. Однако, как указывалось ранее, у этого метода имеются два серьезных недостатка: фазовое управление увеличивает пульсации выпрямленного напряжения, так что часто необходимо введение дополнительного сглаживающего устройства, и возрастает потребление выпрямителем реактивной мощности от питающей сети.
Следует добавить, что фазовый метод является незаменимым способом управления, если преобразователь должен работать в инверторном режиме (см. § 3.3).
Фазовый метод управления основывается на свойстве тиристора переходить во включенное состояние в момент подачи на управляющий электрод импульса (см. п. 2.8.3), который вырабатывается схемой управления (см. § 3.8), синхронизированной с переменным напряжением сети, и подается с любой заданной задержкой, определяемой фазовым углом а. Этот угол а называется углом управления, он характеризует задержку во времени (выраженную в электрических градусах) момента подачи импульса управления по отношению к моменту естественного отпирания вентилей (см., например, рис. гид табл. 3.3 или 3.6). Влияние этого угла а на среднее значение выпрямленного напряжения, как было уже показано в §3.1, характеризуется регулировочной характеристикой.
Для всех многопульсных схем выпрямления (р2^ ^2), выполненных полностью на тиристорах и не содержащих нулевого диода, при непрерывном токе нагрузки регулировочная характеристика описывается выражением ^*ШаUdioCOS ОС.
Соответствующая зависимость Udia/Ud:o=f (а) приведена на рис. 3.1, кривая 3.
Для одно- и двухполупериодного выпрямителей с нулевым диодом, одно- и трехфазного мостовых несимметричных (полууправляемых) выпрямителей, а также для 12-пульсного выпрямителя, состоящего из двух последовательно включенных трехфазных мостов, из которых один управляемый, а другой неуправляемый, справедливо следующее выражение для непрерывного тока нагрузки:
Udia= Udio (1 + cos a) /2.
Регулировочная характеристика приведена на рис. 3.1, кривая /.
Регулировочные характеристики для трех- и шести- пульсных схем с нулевым диодом были уже указаны ранее в пп. 3.1.3 и 3.1.4 (см. также рис. 3.1. кривые 3 и 4) 94
Для иллюстрации высокого усиления по мощности при фазовом управлении можно привести следующий пример. Один тиристор на средний ток 250 А и допустимое повторяющееся обратное напряжение 1000 В, работающий в трехфазной мостовой схеме, позволяет управлять, мощностью около 250 кВт. Для отпирания одного тиристора необходим ток управления 150 мА прн напряжении около 2 В, т. е. импульсная мощность управления составляет всего 300 мВт. Следовательно, коэффициент усиления по мощности составляет примерно Ар=106.
При расчете системы регулирования, в которой выпрямитель является регулирующим элементом, имеет значение суммарный коэффициент усиления по напряжению системы управления и выпрямителя. Если тиристоры с указанными выше параметрами соединены опять-таки по трехфазной мостовой схеме и выпрямленное напряжение регулируется от 800 В до нуля, а на вход системы управления необходимо подавать сигнал с напряжением 10 В, то коэффициент усиления по напряжению составит
^„=800/10=80.
Реактивная мощность, потребляемая управляемым выпрямителем от питающей сети, в силу того, что при а=# ^0 1-я гармоника тока отстает по фазе от напряжения сети (см., например, рис. е и з табл. 3.3 или рис. е табл. 3.6), равна
Qy=PdOsina (3.70)
для выпрямителя, полностью выполненного на управляемых вентилях, и
Qy=P(/osin(a/2) (3.71)' для полууправляемых мостовых выпрямителей или для выпрямителей с нулевым диодом. Значение Pdo определяется по (3.19).
Для преобразователя, являющегося регулятором в замкнутой системе регулирования, существенны динамические характеристики. Выходное напряжение преобразователя следует за изменением угла управления почти без запаздывания: последнее примерно равно длительности периода частоты пульсации, что при медленных изменениях можно не учитывать. Если необходимо более высокое быстродействие (запаздывание менее 1 мс), применяют высокочастотный импульсный регулятор постоянного напряжения (см. § 3.7), питающийся от неуправляемого выпрямителя.
Регулирование напряжения с помощью трансформатора с отпайками или плавно регулируемого трансформатора. При этом виде регулирования выпрямленное напряжение изменяется путем изменения напря-
жения на вентильной стороне трансформатора (рис. 3.13). В этом случае синусоидальная форма этого напряжения сохраняется, так что пульсации выпрямленного напряжения не возрастают; кроме того, регулирование не сопровождается ростом потребляемой от сети реактивной мощности.
Этот способ регулирования имеет следующие варианты:
переключение вентильных обмоток трансформатора со звезды на треугольник. Это снижает выпрямленное напряжение в /3 раз;
0 4-0 4-Рис. 3.13. Изменение выпрямленного напряжения за счет изменения переменного напряжения с помощью регулируемого и разделительного трансформаторов (а) и регулируемого автотрансформатора (б)Рис. 3.13. Изменение выпрямленного напряжения за счет изменения переменного напряжения с помощью регулируемого и разделительного трансформаторов (а) и регулируемого автотрансформатора (б)
0 4-
0 4-
Рис. 3.13. Изменение выпрямленного напряжения за счет изменения переменного напряжения с помощью регулируемого и разделительного трансформаторов (а) и регулируемого автотрансформатора (б)
Рис. 3.13. Изменение выпрямленного напряжения за счет изменения переменного напряжения с помощью регулируемого и разделительного трансформаторов (а) и регулируемого автотрансформатора (б)
использование плавно регулируемого трансформатора с однослойной, частично лишенной изоляции вторичной обмоткой, напряжение с которой снимается с помощью скользящих графитовых контактов (при допустимом токе не более 40 А). При этом можно плавно понижать напряжение до нуля. Такой трансформатор может быть также выполнен в виде автотрансформатора;
использование трансформатора с отводами от вторичных обмоток, что позволяет осуществлять ступенчатое регулирование напряжения. Используя соответствующую контактную аппаратуру, можно обеспечить сколь угодно большие токи, что необходимо, например, для установок электролиза (см. § 7.1). При частых переключениях можно заменить механические переключатели тиристорами (см. п. 5.5.2). Чтобы уменьшить скачки напряжения, можно при переключении ступеней использовать реакторы насыщения.
Выпрямленное напряжение идеализированного выпрямителя рассчитывается по (3.17) или (3.33) соответственно для однофазной или трехфазной мостовой схемы. При оценке значения индуктивного падения выпрямленного напряжения [выражение (3.42)] необходимо учитывать, что индуктивность рассеяния регулировочного трансформатора зависит от положения скользящих контактов. При максимальном напряжении индуктивность рассеяния мала, она возрастает пропорционально снижению напряжения и становится весьма большой при низких напряжениях. Необходимо также учитывать, что переходное со-
противление подвижных контактов достаточно велико, что вызывает значительное падение напряжения, которое при номинальном токе может составлять несколько вольт.
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ИНВЕРТОРЫ. РЕВЕРСИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ИНВЕРТОРЫ
Инвертор служит для передачи энергии из сети постоянного в сеть переменного тока. Работа инвертора основывается на том, что ток в ветвях независимо от типа используемой схемы периодически прерывается с помощью вентилей. Выключение вентилей — основная проблема в инверторе — может осуществляться двумя различными способами: или с помощью специального «коммутирующего» конденсатора (автономный инвертор, см. § 3.5), или за счет переменного напряжения сети, в которую передается энергия и наличие которой в этом случае обязательно. Такие инверторы называются ведомыми сетью или зависимыми.
Точно так же, как при зарядке аккумулятора, когда ток питающего зарядного устройства протекает навстречу ЭД С аккумулятора (который, накапливая энергию, является ее потребителем), при работе ведомого сетью инвертора энергия потребляется от сети постоянного тока и передается в сеть переменного тока, в которой ток вынужден протекать в направлении, противоположном полярности мгновенного переменного напряжения. Это поясняет рис. 3.14,аиб. Напряжения ut и ы2, действующие в противофазе на вентильной стороне трансформатора, обусловлены напряжением сети переменного тока ис. Ключи Si и S2 замкнуты тогда, когда полярность соответствующего напряжения ut и и2 отрицательна, так что токи Ivi и Д2 протекают встречно по отношению к этим напряжениям. Постоянный ток id=/d=ivi+iv2 в цепи источника питания Ed сглажен благодаря наличию реактора Ld и протекает поэтому даже в те интервалы времени, когда мгновенные значения переменных напряжений «1 и и2 больше, чем постоянное напряжение Ed. В схеме рис. 3.14,а среднее значение внутренней противо-ЭДС инвертора_
Edu-^-U6,(3.72)
где U2 — действующее значение напряжения на вентильной стороне трансформатора.
7-526997
Среднее значение постоянного тока
(3.73)(3.73)1й= (Еа—Еаи)/R.
(3.73)
(3.73)
Так как оба ключа должны работать синхронно с изменением переменного напряжения, а их контакты при больших напряжениях и токах весьма недолговечны, ис пользование механических ключей в инверторе нецелесо-
ЕаЕа-о--о-Рис. 3.14. Однофазный ведомый сетью инвертор:а, б — с ключами 5р 52; в, г —с тиристорами Vp V2; Ed— питающее постоянное напряжение; и^ — переменное напряжение приемной сети; ede — внутренняя противо-ЭДС инвертора; 0 — угол опережения отпиранияРис. 3.14. Однофазный ведомый сетью инвертор:а, б — с ключами 5р 52; в, г —с тиристорами Vp V2; Ed— питающее постоянное напряжение; и^ — переменное напряжение приемной сети; ede — внутренняя противо-ЭДС инвертора; 0 — угол опережения отпирания
Еа
Еа
-о-
-о-
Рис. 3.14. Однофазный ведомый сетью инвертор:
а, б — с ключами 5р 52; в, г —с тиристорами Vp V2; Ed— питающее постоянное напряжение; и^ — переменное напряжение приемной сети; ede — внутренняя противо-ЭДС инвертора; 0 — угол опережения отпирания
Рис. 3.14. Однофазный ведомый сетью инвертор:
а, б — с ключами 5р 52; в, г —с тиристорами Vp V2; Ed— питающее постоянное напряжение; и^ — переменное напряжение приемной сети; ede — внутренняя противо-ЭДС инвертора; 0 — угол опережения отпирания
образно. При небольшой мощности можно ключи заменить транзисторами, включение и выключение которых осуществляется с помощью тока базы. При большой мощности целесообразно в качестве ключей использовать тиристоры (рис. 3.14,в), однако при этом необходимо обеспечить их периодическое выключение за счет подачи отрицательных импульсов анодного напряжения. Способ получения таких импульсов в ведомом сетью инверторе показан на рис. 3.14,г, причем предполагается, что сглаживающий реактор достаточно велик, в связи с чем ток id=ivi-Hv2 идеально сглажен.
До момента времени di ток iVi под действием постоянного напряжения Ed (рис. 3.14,в) протекает через тиристор Vi навстречу наведенному на вентильной обмотке напряжению иг, таким образом, энергия передается в сеть переменного тока. При этом тиристор У2 заперт. В момент th включается тиристор V» и постоянный ток id переходит на него, так как на аноде тиристора V2 действует более высокий потенциал, чем на аноде тиристора V]. Поэтому Vi выключается. Точно так же ток в момент Фг коммутируется обратно с V2 на тиристор Vi.
Граничное значение 0 , при котором для идеализированного преобразователя ток еще может коммутироваться с тиристора Vi на К2, равно л, так как после этого момента времени потенциал анода тиристора У2 станет ниже, чем потенциал анода Уь и тиристор V2 уже не сможет включиться. Но фактически необходимо включать тиристор с некоторым опережением на угол р, так как ранее проводившему ток тиристору Vi необходимо предоставить время для восстановления запирающих свойств; кроме того, из-за наличия индуктивностей рассеяния трансформатора коммутация тока замедляется. Поэтому на практике угол опережения р должен составлять не менее 20°, чтобы обеспечить надежную коммутацию тока. При этом среднее значение Еак внутренней противо-ЭДС инвертора
E^^^U.cos^. (3.74)
Среднее значение постоянного тока по-прежнему определяется (3.73).
Как видно из сравнения рис. 3.14,в и рис. а табл. 3.3, однофазный ведомый сетью инвертор имеет такую же принципиальную схему, что и двухполупериодный выпрямитель. Оба этих устройства различаются лишь режимом работы: если выпрямитель работает с отстающим углом управления а, то инвертор имеет опережающий угол управления р. Точно так же любая другая схема выпрямления, выполненная на тиристорах и не содержащая нулевого диода, может работать в режиме ведомого сетью инвертора. Важное значение инверторный режим имеет для реверсивных преобразователей, используемых, например, для регулирования частоты вращения двигателей постоянного тока, так как переход преобразователя в инверторный режим обеспечивает быстрое торможение двигателя.
РЕВЕРСИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
*Id, К*Id, К-Од+UdШ К-Од+UdШ КРеверсивный преобразователь осуществляет изменение полярности выпрямленного напряжения и направления постоянного тока. Важнейшей областью применения реверсивных преобразователей является питание реверсивных приводов постоянного тока (см. § 6.3). Принцип работы реверсивного преобразователя объясняется на примере схемы, состоящей из двух встречно-параллельно включенных трехфазных мостов.
*Id, К
*Id, К
-Од+Ud
Ш К
-Од+Ud
Ш К
Рис. 3.15. Четыре режима работы реверсивного преобразователя: I, III—выпрямительный режим; И, IV — инверторный режим
Режимы работы реверсивного преобразователя, выполненного по схеме с встречно-параллельно включенными комплектами (раздельное управление). На рис. 3.15 показаны четыре возможных режима работы реверсивного преобразователя (табл. 3.10), выполненного по схеме
Рис. 3.16. Схема реверсивного преобразователя с встречно-параллельным включением трехфазиых мостов (а) и переход от выпрямительного режима (ВР) к инверторному (ИР) (б):
ВК/, ВК2 — вентильные комплекты; Li, £, —реакторы для ограничения уравнительного тока (при согласованном управлении)
Таблица 3.10. Режимы работ реверсивного преобразователя
Квадрант в координатах iud; ^1 (рис. 3.15]
Режим работы вентильного комплекта
Режим работы нагрузки (пример)
Встречно-па рал- лельная схема (рис. 3.16)
Схема с переключателем полярности (рис. 3.18, в)
I
Выпрям ите чьнын для ВК1, ВК2, запрет
Выпрямительный S/, Sy" включены
Питание обмотки возбуждения электродвигателя, ток положителен
и
Инверторный для ВК1, ВК2 заперт
Инверторный, Sy' Sy" включены
Развозбуждение (гашение поля) электродвигателя, ток положителен
III
ВК1 заперт, выпрямительный для ВК2
Выпрямительный, S'2, S2" включены
Питание обмотки возбуждения электродвигателя, ток отрицателен
IV
ВК1 заперт, инверторный для ВК2
Инверторный, S2', S2'' включены
Развозбуждение (гашение поля) электродвигателя, ток отрицателен
с встречно-параллельно включенными вентильными комплектами ВМ и ВК2 (рис. 3.16,а):
I квадрант — выпрямительный режим; ток нагрузки обеспечивает вентильный комплект ВК1, при этом ВК2 заперт;
II квадрант — инверторный режим без реверса тока нагрузки; ВК1 работает в режиме инвертора, причем ток 1сп протекает через индуктивность цепи нагрузки Ld в прежнем направлении. При переходе ВК1 от выпрямительного режима к инверторному (рис. 3.16,6) в момент времени 41 угол управления а начинает увеличиваться, в момент г% а=90° и среднее значение постоянного напряжения Ud достигает нуля. Дальнейшее увеличение угла управления а>90° приводит к инверторному режиму с углом опережения £=180°—а<90° (см. п. 3.3.1);
квадрант — выпрямительный режим ВК2 с изменением по отношению к квадранту I полярности напряжения и направления тока в нагрузке; вентили комплекта ВК1 заперты;
квадрант — инверторный режим ВК2 при обратном направлении тока, ВК1 заперт. Вентильный комплект ВК.2 работает как инвертор до тех пор, пока запасенная в индуктивности La энергия поддерживает ток Дг.
Схемы реверсивных преобразователей. Для небольших мощностей, например для бытовых электроприборов (см гл. 8), пригодна однополупериодная схема (рис. 3.17), в которой могут использоваться два встречно-параллельно включенных тиристора, каждый из которых включается для пропускания тока в соответствующем направлении Если используется симистор (рис. 3.17,6), то при подаче импульсов управления с углом а в диапазоне О^а^ ток протекает в одном направлении, а в диапазоне л^а^2л — в противоположном .
Рис. 3.17. Однополупериодный реверсивный преобразователь:
с — с двумя встречно-параллельными тиристорами; б — с симистором; Н — нагрузка
При мощностях до 10 кВт обычно применяют реверсивные преобразователи, выполненные по двухполупериод- ной схеме (рис. 3.18). Включенные встречно-параллельно два мостовых (рис. 3.18,а) или два нулевых вентильных комплекта обеспечивают работу преобразователя во всех четырех квадрантах, как было рассмотрено ранее, при этом возможно как согласованное, так и раздельное управление (см. далее). Можно уменьшить количество тиристоров и упростить систему управления, если использовать переключатель направления тока в нагрузке (рис. 3.18,6). В такой схеме также возможна работа во всех четырех квадрантах (см. табл. 3.9). Переключение осуществляется при отсутствии тока в цепи нагрузки, поэтому срок службы контактов переключателя может быть большим.
При сравнительно небольших мощностях, например для реверса тока возбуждения двигателей или генераторов постоянного тока, могут применяться также две трехфазные нулевые схемы, включенные встречно-параллельно (рис. 3.19).
При мощности от 10 до 500 кВт почти всегда применяются реверсивные преобразователи, состоящие из двух трехфазных мостовых схем (см. рис. 3.16). Лишь при низ-
рис. 3.18. Двухполупериодные реверсивные преобразователи:рис. 3.18. Двухполупериодные реверсивные преобразователи:о _ встречно-параллельиое включение двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2, выполненных по мостовой схеме; б — встречно-параллельное включение двух нулевых схем; в —схема с одним мостовым вентильным комплектом и переключа- телем направления тока нагрузкио _ встречно-параллельиое включение двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2, выполненных по мостовой схеме; б — встречно-параллельное включение двух нулевых схем; в —схема с одним мостовым вентильным комплектом и переключа- телем направления тока нагрузкиРис. 3.19. Реверсивный преобразователь по трехфазной нулевой схеме: а — при питании непосредственно от трехфазной сети с нейтралью; б — способ получения нулевой точки с помощью двухобмоточных реакторов, соединенных по схеме зигзагРис. 3.19. Реверсивный преобразователь по трехфазной нулевой схеме: а — при питании непосредственно от трехфазной сети с нейтралью; б — способ получения нулевой точки с помощью двухобмоточных реакторов, соединенных по схеме зигзаг
рис. 3.18. Двухполупериодные реверсивные преобразователи:
рис. 3.18. Двухполупериодные реверсивные преобразователи:
о _ встречно-параллельиое включение двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2, выполненных по мостовой схеме; б — встречно-параллельное включение двух нулевых схем; в —схема с одним мостовым вентильным комплектом и переключа- телем направления тока нагрузки
о _ встречно-параллельиое включение двух вентильных комплектов ВК1 и ВК2, выполненных по мостовой схеме; б — встречно-параллельное включение двух нулевых схем; в —схема с одним мостовым вентильным комплектом и переключа- телем направления тока нагрузки
Рис. 3.19. Реверсивный преобразователь по трехфазной нулевой схеме: а — при питании непосредственно от трехфазной сети с нейтралью; б — способ получения нулевой точки с помощью двухобмоточных реакторов, соединенных по схеме зигзаг
Рис. 3.19. Реверсивный преобразователь по трехфазной нулевой схеме: а — при питании непосредственно от трехфазной сети с нейтралью; б — способ получения нулевой точки с помощью двухобмоточных реакторов, соединенных по схеме зигзаг
них напряжениях может идти речь о применении трех- фазных шестипульсных схем с уравнительными реакторами. В этих схемах также можно снизить затраты, если использовать нереверсивный преобразователь с одним вентильным комплектом и переключающее устройство, аналогичное показанному на рис. ЗЛ8,е. Один из вариантов такой схемы приведен на рис. 3.20, где механический переключатель направления заменен четырьмя тиристорами V'i—И4, которые проводят ток попарно: или Vi и Va, или Уз и V4. Стоимость такой схемы меньше стоимости схемы с двумя трехфазными мостами из-за меньшего количества тиристоров и в связи с возможностью использования лишь одного блока управления, так как импульсы управления для тиристоров К—V4 не должны иметь регулируемого фазового сдвига.
Для выбора схемы большое значение имеет время, в течение которого осуществляется реверс тока: при невысоких требованиях, когда допустима токовая пауза длительностью 100—200 мс, можно использовать нереверсивный преобразователь с переключателем в цепи нагрузки (типа схем рис. 3.18,в и 3.20), при меньшей длительности
Рис. 3.20. Трехфазная мостовая схема реверсивного преобразователя с тиристорным коммутатором направления тока в нагрузке Н
паузы (свыше 5 мс) применяют встречно-параллельные схемы реверсивных преобразователей, работающие в режиме раздельного управления, т. е. без уравнительного тока, в то время как для получения плавного и непрерывного (без пауз) реверса тока необходимо использовать в таких схемах режим согласованного управления. Более подробно эти два режима описываются далее.
Раздельное и согласованное управление. Режимы раздельного и согласованного управления рассмотрим на примере схемы реверсивного преобразователя рис. 3.16. При раздельном управлении реверс осуществляется следующим образом: сначала путем запирания управляющих импульсов выключается ранее проводивший ток вентильный комплект, например ВК1, а затем после некоторой паузы, примерно 5 мс, включается второй вентильный комплект путем подачи на него управляющих импульсов. В этом случае реакторы В\—Li могут отсутствовать.
Бестоковую паузу можно уменьшить, если ввести режим согласованного управления, при котором управляющие импульсы подаются одновременно на оба комплекта вентилей. Пусть, например, ВМ работает в выпрямительном режиме с углом управления а и обеспечивает в нагрузке ток /^г, при этом ВК2 управляется как инвертор с углом р=а. Если пренебречь всеми падениями напряжения на элементах схемы, напряжение на выходе выпрямителя Udi= Udiocos а, а внутренняя противо-ЭДС инвертора EdK=Ud2 = Udtocos р. Эта противо-ЭДС инвертора направлена встречно к выходному напряжению выпрямителя, и так как Udi = Ud2, в контуре, образованном обоими вентильными комплектами, ток не протекает.
Для плавного изменения направления тока необходимо увеличить углы а и р, установив их каждый больше 90°, так чтобы ВК1, как уже было показано на рис. 3.16Д перешел в инверторный режим, а его ток Id\ снизился до нуля. Так как теперь В К.2 работает в выпрямительном режиме, направление тока в нагрузке изменяется на противоположное без токовой паузы.
Рис. 3.21. К объяснению появления уравнительного тока гур в реверсивном преобразователе по схеме рис. 3.16:
я — выпрямленное напряжение u,<i\ вентильного комплекта V/, V2', Уз\ работающего в выпрямительном режиме с углом управления а; б — внутренняя противо-ЭДС и^ вентильного комплекта V/', Vz". V3'\ работающего в инверторном режиме с углом опережения Р~а; в — уравнительные напри- женив и^-и'4-и‘d2 и ток Zyp
Однако равенство средних значений напряжений Ud> и Ud2, обусловленное равенством углов а—0, не означает, что мгновенные значения этих напряжений также всегда равны (рис. 3.21). Если катодная группа вентилей Е/, V», W первого комплекта ВК1 управляется в выпрямительном режиме (т. е. а<л/2), а анодная группа Е/', У2", Ез" второго комплекта ВК2— в инверторном (т. е. р<л/2), то разность значений напряжений ид/— —Ud2'=uyp вызывает протекание импульсов уравнительного тока tyP (рис. 3.21,в), частота которого в 3 раза выше, чем частота питающей сети. Эти импульсы тока замыкаются через вентили, вентильные обмотки трансформатора и уравнительные реакторы Li и L2. Индуктивность этих реакторов, которые в данном случае необходимы, должна быть такой, чтобы добавочная нагрузка по току вентилей и обмоток трансформаторов не была чрезмерной. Аналогичным образом протекает уравнительный ток через вентильные группы V/, Vs', Vs' и l/4", Vs", Vs", обмотки трансформатора и ограничительные реакторы La и L4.
Показанная, на рис. 3.22 перекрестная схема реверсивного преобразователя отличается от схемы с встречнопараллельным включением вентильных комплектов (рис. 3.19) только тем, что оба трехфазных моста ВК1 и ВК2 питаются от различных обмоток на вентильной стороне трансформатора. Принцип действия этой схемы такой же, как и схемы с встречно-параллельно включенными мостами, в ней также протекает уравнительный ток из-за разности мгновенных значений выпрямленного напряжения работающего, например, в качестве выпрямителя комплекта ВК1 и работающего в качестве инвертора комплекта ВК2. Так как оба вентильных комплекта выполнены по трехфазной мостовой схеме, уравнительный ток имеет частоту в 6 раз большую, чем частота питаю- 105
щей сети, и индуктивность ограничительных реакторов соответственно может быть меньше, чем в схеме с встречно-параллельным включением мостов.
При расчете обмоток трансформатора, предназначенного для питания реверсивного преобразователя, необходимо учитывать следующее:
при одной группе вторичных обмоток (т. е. в случае встречно-параллельной схемы) последние, а также и сете
вые обмотки рассчитываются по действующему значению тока нагрузки, протекающего в обоих направлениях;
при двух группах вторичных обмоток (т. е. при перекрестной схеме) они рассчитываются на действующее значение тока, протекающего или в прямом, или в обратном направлении, сетевые же обмотки рассчитываются по току нагрузки для обоих направлений.
ТОКИ КОРОТКОГО ЗАМЫКАНИЯ
При расчете преобразовательных устройств и выборе элементов системы защиты решающее значение имеет закон изменения во времени токов короткого замыкания (КЗ). В зависимости от места возникновения различают внутреннее и внешнее КЗ преобразователя. Потеря запирающих свойств всеми вентилями, последовательно включенными в вентильное плечо преобразователя, относится к внутренним КЗ. Этот вид КЗ показан для простой трехфазной мостовой схемы на рис. 3.23. Если КЗ происходит в цепи переменного тока преобразовательного устройте
ства, то говорят о внешнем трехфазном коротком замыкании. Особое значение имеет КЗ на стороне постоянного тока преобразовательной установки, которое соответствует КЗ между положительными и отрицательными полюсами на стороне постоянного тока. Этот вид внешнего КЗ также показан на рис. 3.23 для трехфазной мостовой схемы. Поскольку возникающий при этом виде аварии суммарный ток КЗ 1к,вш=1к1+1к2 имеет большее значг-
Рис. 3.23. Внутреннее КЗ за счет,, пробоя вентильного плеча (iK= =t*i) и КЗ в цепи постоянного тока как пример внешнего КЗ (ы=1к1+<н2) в простой трехфазной мостовой схеме
ние, чем ток при внутреннем КЗ, именно ток при КЗ на стороне постоянного тока является определяющим при расчете преобразовательной установки и выборе системы его защиты.
Поэтому при дальнейшем изложении мы будем иметь в виду в основном именно этот вид короткого замыкания [3.16].
ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Расчет тока КЗ проводится на основании точных эквивалентных схем. На рис. 3.24 и 3.25 представлены такие расчетные эквивалентные схемы для наиболее важных преобразовательных схем. В табл. 3.11 приведены соотношения между эквивалентными полными сопротивлениями преобразовательной установки и полными сопротивлениями расчетной эквивалентной схемы для простой трехфазной мостовой схемы, схемы две звезды с уравнительным реактором и шестифазной нулевой схемы. Для других вариантов трехфазных мостовых схем (параллельное или последовательное соединение трехфазных мостов, 107
Рис. 3.24. Расчетная эквивалентная схема для расчета токов КЗ в трехфазной мостовой схемеРис. 3.24. Расчетная эквивалентная схема для расчета токов КЗ в трехфазной мостовой схемеРис. 3.25. Расчетная эквивалентная схема для расчетов токов КЗ в шестипульсных нулевых схемах
Рис. 3.24. Расчетная эквивалентная схема для расчета токов КЗ в трехфазной мостовой схеме
Рис. 3.24. Расчетная эквивалентная схема для расчета токов КЗ в трехфазной мостовой схеме
питающихся от одного трехобмоточного трансформатора, и др.) и для некоторых вариантов нулевых шестипульсных схем (схема «двойной зигзаг») такие соотношения приведены в [3.19].
Определения указанных в табл. 3.11 эквивалентных полных сопротивлений, а также способы их точного измерения приведены в [3.19]. Укажем здесь определения следующих наиболее важных эквивалентных параметров.
U2 — напряжение вентильной обмотки (фаза — земля) трансформатора в режиме холостого хода;
Zc — полное сопротивление питающей сети;
Zu — полное сопротивление трансформатора, приведенное к первичной (сетевой) обмотке;
108
Эквивалент-ный параметрЭквивалент-ный параметрТрехфазная мостоваясхемаТрехфазная мостоваясхемаUt-U%ААUt-U%АА|/2 U4 sin(<o< + уп)А + Ас + ^tv + Ат /£ж + А|/2 U4 sin(<o< + уп)А + Ас + ^tv + Ат /£ж + А
Эквивалент-ный параметр
Эквивалент-ный параметр
Трехфазная мостоваясхема
Трехфазная мостоваясхема
Ut-U%
А
А
Ut-U%
А
А
|/2 U4 sin(<o< + уп)А + Ас + ^tv + Ат /
£ж + А
|/2 U4 sin(<o< + уп)А + Ас + ^tv + Ат /
£ж + А
Таблица 3.11. Соотношения между эквивалентными параметрами преобразовательной установки и параметрами расчетной эквивалентной схемы
Две звезды с уравнительным реактороми шестифазная нулевая
|/2 t/asin(tof+ уп)2(А +ztv) + Ay + zv— (А + Ас)
А—ZSD-^_—^SD — £4-
+"з~ (А + Ас)
^SD ~^^.SD + “J" £
2 _1
— з !£= + Ас) + "з~ 1£/ —£w)
Ztv — полное сопротивление трансформатора, приведенное ко вторичной обмотке;
Z— суммарное полное сопротивление трансформатора;
Zj — полное сопротивление ярма трансформатора;
ZSD — полное сопротивление уравнительного реактора при холостом ходе;
Z'sd — полное сопротивление уравнительного реактора при КЗ;
Zbz — полное сопротивление монтажа вентильного плеча в мостовой схеме;
Zv — полное сопротивление вентилей одного плеча;
Z_lh — полное сопротивление монтажа трансформатора;
Za — полное сопротивление цепи постоянного тока.
Влияние параметров тех или иных элементов преобразовательной установки на расчетные параметры соответствующей эквивалентной схемы видно из сопоставления данных табл. 3.11 с соответствующей схемой (рис. 3.24 или 3.25).
Рис. 3.26. Упрощенная эквивалентная схема преобразователя
Таблица 3.12. Эквивалентные параметры упрощенной схемы заме дения
Эквивалентный параметр
Шестипульсные мост)вые схемы
Шестипульсные схемы со средней точкой (включая схему с уравнительным реактором)
Um
0,83 j 2 t'2 "д ^цор
кроме схемы с последовательным соединением, для котэ- рой 2-0,831/2172 — -з~^по?
0,955 2^? Ut — 30^
^ЭКВ
2
Z, — Z2 + g Z3
^i 4" ^з + 3 (Zs -f- 1 -5
+ 2 £«) 4" -у Z*
1,2
1,05
Для упрощенных расчетов можно расчетные эквивалентные схемы рис. 3.24 или 3.25 привести к неразветвлен- ной схеме, показанной на рис. 3.26 [3.17]. Эквивалентные параметры этой схемы приведены в табл. 3.12, где приняты обозначения:
Um — среднее значение эквивалентного напряжения;
Us— фазное напряжение вентильной обмотки трансформатора;
Uncp — результирующее значение порогового напряжения на проводящих вентилях;
Zi—Zs — полные сопротивления расчетной эквивалентной схемы.
ПОРЯДОК РАСЧЕТА
Постановка задачи. С помощью упомянутых в п. 3.4.1 расчетных эквивалентных схем можно довольно точно определить изменение во времени токов короткого замыкания. При этом целесообразнее всего использовать цифровую выслительную технику [3 19].
ПО
Однако уровень современных методов проектирования зачастую не позволяет эффективно использовать возможности вычислительной техники. Проектировщик, а также порой инженер по эксплуатации работают на этапах разработки, модернизации и развития устройств, оперируя преимущественно простыми уравнениями, которые позволяют быстро и достаточно точно определить основные величины, характеризующие режим КЗ. Такие упрощенные расчеты возможны, в частности, на основе приведенной на рис. 3.26 эквивалентной схемы [3.16, 3.18, 3.19].
Расчетные соотношения. В табл. 3.13 приведены соотношения для расчета основных величин, характеризующих
Таблица 3.13. Сводная таблица расчетных уравнений [3.16]
Параметр
Простая трехфазная мостовая схема
Двойная трехфазная звезда с уравнительным реактором (или без него)
^ЭКВ1
Яс + Rte. + Rty + ^Li) +
2
+ RBz + fy + 3 Rd
Re + ^/с + “^~ ^tV +
A-Rlm^Rv +4-^ +
з ,
+ 4 ^SD + ^Rd
Xc + ^tv + Xtc + XLiJ +
Xc + Xic 4- Xtv 4- XLij 4-
+ XBZ + XV
+ xv
-^~КВ2
Xc + Xtv 4- Xtv 4- XLi j 4-
ХСЦ- Xic 4- — XjV +
2 , + xbz + Xv 4- g Xd
+ xtij A-Xv-V— Xj-\-
+~ XSD 4- ^Xd
0,83/2 Ua — 4-t/rop
CT.. ■■ -
0,955.2l/2C/2-3t/„op
V RgKBi 4- -^экв!
V #3KB1 + ^экв!
C21,2*7k
C6.l,5x/K
к
Чу )
Х^ЭКВ!/
/ ^KBl \ \ЛЭКВ1/
/217,—у 77rop
2^2 Т/2-ЗТ/я0р
\ di / тах
3Y
^эквг
^6toy
^3KB2
Таблица 3.14. Таблица значений коэффициентов 6t—Ge
Rd'x*
xd'x'
Cl
С2
с.
с.
с.
с.
0,03—0,1
0—0,2
1,20
0,92
0,95
1,10
0,93
1,00
0,2—1,0
1,20
0,86
1,00
1,10
0,82
Гг18
1,0—5,0
1,20
0,73
1,05
1,00
0,85
1,40
5,0—20,0
1,15
0,61
1,20
0,95
0,76
1,50
0,1—0,3
0-0,2
1,20
0,92
0,95
1,10
1,04
0,95
0,2—1,0
1,20
0,87
1,00
1,10
1,91
1,12
1,0—5,0
1,20
0,75
1,05
1,05
0,88
1,40
5,0—20,0
1,15
0,65
1,20
1,00
0,72
1,50
0,3—1,0
0-0,2
1,20
0,92
0,95
1,18
1,06
0,75
0,2—1,0
1,20
0,88
0,95
1,15
1,00
1,10
1,0—5,0
1,20
0,77
1,05
1,15
0,89
1,35
5,0—20,0
1,13
0,71
1,20
1,05
0,86
1,45
1,0—3,0
0—0,2
1,20
0,92
0,9
1,30
1,00
0,60
0,2—1,0
1,20
0,92
0,93
1,30
0,96
1,02
1,0—5,0
1,25
0,80
1,03
1,30
0,94
1,25
5,0—20,0
0,18
0,76
1,15
1,25
0,92
1,35
3,0—10,0
0—0,2
1,25
0,9
0,8
1,35
0,97
0,57
0,2—1,0
1,25
0,88
0,88
1,30
1,00
—
1,0—5,0
1,25
0,88
1,00
1,30
1,00
1,20
5,0—20,0
1,25
0,84
1,14
1,25
1,00
1,30
режим КЗ на стороне постоянного тока важнейших ше- стипульсных схем.
Используемые в расчетных уравнениях табл. 3.13 коэффициенты Ci—Се приведены в табл. 3.14. При этом Xt определяется для соответствующего преобразователя как полное сопротивление Zi по табл. 3.14; и — фактор ударного тока (см., например, [3.16] для удаленного К3);и= = 314 при 50 Гц.
При использовании расчетных уравнений приняты следующие допущения:
в преобразователе используются неуправляемые вен
тили;
112
токоограничивающее действие устройств защиты и предшествующая КЗ токовая нагрузка преобразователя не учитываются.
По сравнению с точным расчетом, проводимым на ЦВМ, расчет по описываемой методике дает следующие погрешности:
до 15% при длительном протекании тока КЗ ZK;
до 25% при кратковременном токе КЗ 1$ и при максимальной скорости нарастания (diK/dt^max-
Такая точность в большинстве практических случаев вполне достаточна. Если же в некоторых случаях ожидается, что за счет повышения точности может быть получен некоторый экономический эффект, можно использовать упомянутые ранее точные методы расчета [3.19].
ПРИМЕР РАСЧЕТА
Проведем расчет преобразовательной установки, выполненной по трехфазной мостовой схеме, с использованием приведенных выше расчетных соотношений.
Питающая сеть. Отношение /?/Х=0,5 (воздушная линия). Мощность КЗ (ударная) S"K,c=250 МВ-А. Преобразовательный двухобмоточный трансформатор имеет следующие данные:
Номинальная мощность ST ном , кВ-А1250
Напряжение короткого замыкания ик t, % 8
Мощность потерь в обмотках Рк, кВт16,4
Фазное напряжение вентильной обмотки U2, В 320
Полное сопротивление цепи постоянного тока (измерительные приборы, шинопроводы)
Z=(2O4-/'2O) мОм.
Всеми остальными сопротивлениями (токоподводящими шинами трансформатора, сопротивлениями вентилей и т. д.) пренебрегаем.
Значение полных сопротивлений обычно определяется в соответствии с заданием на проектирование [3.19]. Однако для рассматриваемого примера целесообразно воспользоваться расчетными соотношениями.
Полное сопротивление питающей сети
l,b3U22 1,1-3.0,322.103
==— = 1,35 мОм,
SKC"2о0
где П2 — в кВ, S"„c —в МВ-А.
Реактивное сопротивление сети определяется из соотношения
Zc = \ Rc2 + хс2 = \'Чо.5Хс)2 + Хс\(3.76)
откуда следует
Хс = 1/ZC2 1,25 = [Л.Зб2 1,25 = 1.21 мОм.13.77)
Активное сопротивление
/?с=0,5Хс = 0,6 мОм.(3.78)
Полное сопротивление преобразовательного трансформатора. Так как в двухобмоточном трансформаторе
(3.79)(3.79)Zk — (Zfc+Ziv),
(3.79)
(3.79)
где ZK— полное последовательное сопротивление трансформатора, пересчитанное к вентильной обмотке, то
Z/c + ltVZ/c + ltVhk-317228.3 0,322.103hk-317228.3 0,322.103100S/c100S/c100 1,25100 1,25= 19,65 мОм; (3.80)= 19,65 мОм; (3.80)здесь «к —в %, U2 — в кВ; Slc — в MB-А; Zc и Zlv — в Ом. Активное сопротивлениеРк-ЗУ/ 16,4-3-0,322.103RteA-R™ ==——:= 3,23 мОм; (3.81)tv 1000S/HOM1000.1,252’v 'здесь Рк — в кВт; U —в кВ; $(ном — в MB-А; Rlc и Rt-,— в Ом. Реактивное сопротивлениездесь «к —в %, U2 — в кВ; Slc — в MB-А; Zc и Zlv — в Ом. Активное сопротивлениеРк-ЗУ/ 16,4-3-0,322.103RteA-R™ ==——:= 3,23 мОм; (3.81)tv 1000S/HOM1000.1,252’v 'здесь Рк — в кВт; U —в кВ; $(ном — в MB-А; Rlc и Rt-,— в Ом. Реактивное сопротивлениеX,c+Xtv = ^ZK»-RK'.Полное сопротивление цепи ление75^=20 мОмРеактивное сопротивлениеХ=20 мОм.Из этих полных сопротивленийX,c+Xtv = ^ZK»-RK'.Полное сопротивление цепи ление75^=20 мОмРеактивное сопротивлениеХ=20 мОм.Из этих полных сопротивлений? = V 19,65'2 —3,232 = 19,4 мОм. (3.82) постоянного тока. Активное сопротив-? = V 19,65'2 —3,232 = 19,4 мОм. (3.82) постоянного тока. Активное сопротив-различных частей установки находимразличных частей установки находимв соответствии с табл. 3.12 эквивалентные сопротивления2^кв1 — Pc + Rte + P/v+ “+ Rd— 0,6 + 3,23 + 13,33 =в соответствии с табл. 3.12 эквивалентные сопротивления2^кв1 — Pc + Rte + P/v+ “+ Rd— 0,6 + 3,23 + 13,33 == 17,16 мОм;Хэкв1=Лс-( Х1с-|-Хр,= 1,21+19,4 = 20,61 мОм;2„= 17,16 мОм;Хэкв1=Лс-( Х1с-|-Хр,= 1,21+19,4 = 20,61 мОм;2„(3.83)(3.84)(3.83)(3.84)= КВ2= Xc + ^v+^c + y xd = l,21 + 19,4 + 13,33 == КВ2= Xc + ^v+^c + y xd = l,21 + 19,4 + 13,33 == 33,94 мОм.= 33,94 мОм.(3.85)(3.85)Основные величины, характеризующие режим короткого замыкания.Для нахождения значений коэффициентов С,—Са (табл. 3.11) рассчи-114Основные величины, характеризующие режим короткого замыкания.Для нахождения значений коэффициентов С,—Са (табл. 3.11) рассчи-114
Z/c + ltV
Z/c + ltV
hk-317228.3 0,322.103
hk-317228.3 0,322.103
100S/c
100S/c
100 1,25
100 1,25
= 19,65 мОм; (3.80)
= 19,65 мОм; (3.80)
здесь «к —в %, U2 — в кВ; Slc — в MB-А; Zc и Zlv — в Ом. Активное сопротивление
Рк-ЗУ/ 16,4-3-0,322.103
RteA-R™ ==——:= 3,23 мОм; (3.81)
tv 1000S/HOM1000.1,252’v '
здесь Рк — в кВт; U —в кВ; $(ном — в MB-А; Rlc и Rt-,— в Ом. Реактивное сопротивление
здесь «к —в %, U2 — в кВ; Slc — в MB-А; Zc и Zlv — в Ом. Активное сопротивление
Рк-ЗУ/ 16,4-3-0,322.103
RteA-R™ ==——:= 3,23 мОм; (3.81)
tv 1000S/HOM1000.1,252’v '
здесь Рк — в кВт; U —в кВ; $(ном — в MB-А; Rlc и Rt-,— в Ом. Реактивное сопротивление
X,c+Xtv = ^ZK»-RK'.
Полное сопротивление цепи ление
75^=20 мОм
Реактивное сопротивление
Х=20 мОм.
Из этих полных сопротивлений
X,c+Xtv = ^ZK»-RK'.
Полное сопротивление цепи ление
75^=20 мОм
Реактивное сопротивление
Х=20 мОм.
Из этих полных сопротивлений
? = V 19,65'2 —3,232 = 19,4 мОм. (3.82) постоянного тока. Активное сопротив-
? = V 19,65'2 —3,232 = 19,4 мОм. (3.82) постоянного тока. Активное сопротив-
различных частей установки находим
различных частей установки находим
в соответствии с табл. 3.12 эквивалентные сопротивления
2
^кв1 — Pc + Rte + P/v+ “+ Rd— 0,6 + 3,23 + 13,33 =
в соответствии с табл. 3.12 эквивалентные сопротивления
2
^кв1 — Pc + Rte + P/v+ “+ Rd— 0,6 + 3,23 + 13,33 =
= 17,16 мОм;
Хэкв1=Лс-( Х1с-|-Хр,= 1,21+19,4 = 20,61 мОм;
2„
= 17,16 мОм;
Хэкв1=Лс-( Х1с-|-Хр,= 1,21+19,4 = 20,61 мОм;
2„
(3.83)
(3.84)
(3.83)
(3.84)
= КВ2= Xc + ^v+^c + y xd = l,21 + 19,4 + 13,33 =
= КВ2= Xc + ^v+^c + y xd = l,21 + 19,4 + 13,33 =
= 33,94 мОм.
= 33,94 мОм.
(3.85)
(3.85)
Основные величины, характеризующие режим короткого замыкания.
Для нахождения значений коэффициентов С,—Са (табл. 3.11) рассчи-
114
Основные величины, характеризующие режим короткого замыкания.
Для нахождения значений коэффициентов С,—Са (табл. 3.11) рассчи-
114
тываем сопротивление Ль
Л1=ЛС4Л(С4^= 1,21-|-19,4=20,61 мОм.
Затем находим необходимые для получения С[—С3 отношения:
Rd/X1=20/20,61=0,97;
Xd/Xi=20/20,61 =0,97.
По табл. 3.13 окончательно находим
(3.86)(3.86)(3.87>(3.88>(3.87>(3.88>С,= 1,2; С^О.88; С3=0,95.
(3.86)
(3.86)
(3.87>
(3.88>
(3.87>
(3.88>
Рис. 3.27. Временная диаграмма тока КЗ
Длительный ток короткого замыкания ,0,85|/Г(72
1К = Сг — F -— = 16,8 кА.
VРэКВ1 + ^ЭКВ1
Учитывая, что Рэкв1/ЛаКВ1=0,83, по табл. 3.12 находим него тока
^=/(7?экв1/Лакв1) —1,08
и затем ударный ток КЗ Д=С2-1,2х/к=19,1 кА.
(3.89>
фактор удар-
(3.90)
(3-91)'
Максимальная скорость нарастания тока короткого замыкания 1/2 U, I -тт I= 4,0 кА мс.
\/ maxA sKB2
(3.92>
На рис. 3.27 приведено для сравнения изменение во времени тока КЗ для данного примера, рассчитанное по программе EDV. При этом основные параметры режима КЗ:
7=14,1 кА;
/$=16,5 кА;
/d^K \л л ,
I 1= 4,0 кА/мс.
' d/ /max
(3.93)
(3.94)
(3.95).
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ, ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Введение. Автономный инвертор [3.20—3.29], как и инвертор, ведомый сетью, служит для передачи энергии из сети постоянного тока в одно- или трехфазную сеть переменного тока. Однако в отличие от ведомого сетью инвертора (см. п. 3.3.1) автономный инвертор может ра- -ботать при отсутствии в приемной сети других источни-
Рис. 3.28. Принцип работы автономного инвертора по схеме с выводом нулевой точки трансформатора:
а — схема; б — диаграмма, иллюстрирующая работу ключей; в — выходное напряжение и ток при активной на)рузке
ков переменного напряжения, необходимых для коммутации, и может обеспечивать любую частоту выходного переменного напряжения. Наибольшая частота выходного напряжения, которую можно получить с помощью автономного инвертора, ограничивается в настоящее время наименьшим возможным временем выключения тиристоров и временем распространения включенного состояния по поверхности полупроводниковой структуры и составляет несколько десятков килогерц.
Чтобы получить желаемое изменение во времени выходных параметров (переменного напряжения и тока), необходимо периодически подключать с переменной полярностью питающую сеть постоянного тока к выходу инвертора. На рис. 3.28 показана схема с двумя ключами 51 и S2, каждый из которых замкнут в течение соответствующего полупериода выходного напряжения (рис. 3.28,6). Выходное напряжение U (рис. 3.28,в) имеет прямоугольную форму, как и выходной чок i, если нагрузка чисто активная.
При практической реализации этой схемы механические ключи Si и S2 заменяются более долговечными nolle ,
лупроводниковыми ключами, а именно транзисторами или запираемыми тиристорами при относительно небольших мощностях или обычными тиристорами при большой мощности (см. рис. 3.30). При этом возникает следующая проблема: поскольку обычные тиристоры могут быть лишь включены с помощью управляющего электрода, но не могут быть выключены (см. § 2.2), для их выключения необходимо снизить анодный ток до нуля. Поэтому в автономных тиристорных инверторах нужны специальные ком-
Рис. 3.29. Принудительная коммутация тиристора с помощью конденсатора:а — простейшая схема; б —диаграмма импульса тока управления :v; в — токи тиристора iv и нагрузки 1Н; г — напряжение на тиристоре uv и на коммутирующем конденсаторе иск; УК— устройство коммутацииРис. 3.29. Принудительная коммутация тиристора с помощью конденсатора:а — простейшая схема; б —диаграмма импульса тока управления :v; в — токи тиристора iv и нагрузки 1Н; г — напряжение на тиристоре uv и на коммутирующем конденсаторе иск; УК— устройство коммутации
Рис. 3.29. Принудительная коммутация тиристора с помощью конденсатора:
а — простейшая схема; б —диаграмма импульса тока управления :v; в — токи тиристора iv и нагрузки 1Н; г — напряжение на тиристоре uv и на коммутирующем конденсаторе иск; УК— устройство коммутации
Рис. 3.29. Принудительная коммутация тиристора с помощью конденсатора:
а — простейшая схема; б —диаграмма импульса тока управления :v; в — токи тиристора iv и нагрузки 1Н; г — напряжение на тиристоре uv и на коммутирующем конденсаторе иск; УК— устройство коммутации
мутирующие устройства, важнейшим элементом которых являются конденсаторы, называемые коммутирующими. Существует ряд схем включения таких конденсаторов. Некоторые особенности конденсаторной коммутации рассмотрим на примере схемы рис. 3.29.
Импульсом управления ty (рис. 3.29.6) тиристор V включается в момент h. Ток протекает от источника питания Е в нагрузку (интервал времени /1—^2). В момент /2 с помощью ключа S конденсатор, предварительно заряженный с указанной на рисунке полярностью до напряжения —UCQ, подключается параллельно тиристору. В результате практически мгновенно ток тиристора iv снижается до нуля (рис. 3.29,в). Под действием напряжения Е начинается разряд конденсатора (рис. 3.29,г). К моменту /3 напряжение на коммутирующем конденсаторе и соответственно на тиристоре достигают нуля. Чтобы при этом избежать повторного включения тиристора, необхо-
димо обеспечить, чтобы интервал th=t3—t2 был больше, чем время выключения tq тиристора:
th=ktq. (3.96)
При этом коэффициент запаса выбирается в пределах &=1,5-^-3. Время th называется схемным (или предоставляемым) временем выключения. В отличие от времени выключения (или времени восстановления запирающих свойств) tq, которое является параметром прибора, схемное время выключения th определяется схемой коммутации. Очевидно, что применять механический ключ S для выключения силового тиристора нежелательно; далее будет показано, как можно обойтись без этого ключа за счет добавочных элементов схемы коммутации. Из-за специфических условий работы тиристоров в автономных инверторах и в силу необходимости уменьшить габариты и стоимость коммутирующих устройств были разработаны специальные типы тиристоров, которые имеют малое время выключения и большую допустимую скорость нарастания анодного тока и напряжения (di/d/; du/dt) (см. § 2.2).
Ниже рассматриваются некоторые важнейшие свойства и функции автономных инверторов. При этом автономные инверторы разделены на инверторы напряжения и тока в зависимости от того, что является источником энергии, от которого инвертор питается: источник напряжения или тока . '
Однофазные автономные инверторы напряжения. Рассмотрим однофазный инвертор по схеме с выводом средней точки обмотки трансформатора (рис. 3.30), основные процессы в котором подобны процессам в уже описанном инверторе по схеме рис. 3.28, но в котором ключи Si и 52 заменены тиристорами VSi и VS2. Конденсатор Ск является коммутирующим.
При включении тиристора VSi к полуобмотке ®ц трансформатора Т прикладывается напряжение Е источника питания; вследствие этого на другой полуобмотке кл2 также наводится напряжение Е и коммутирующий конденсатор заряжается до напряжения 2Е с указанной на рис. 3.30,о полярностью. Если теперь включить тиристор
Рис. 3.30. Автономный инвертор по однофазной нулевой схеме:Рис. 3.30. Автономный инвертор по однофазной нулевой схеме:vs, vs2vs, vs2ti — принципиальная схема; б — диаграмма работы тиристоров; в — напряжение и ток при индуктивной нагрузкеti — принципиальная схема; б — диаграмма работы тиристоров; в — напряжение и ток при индуктивной нагрузкеРис. 3.31. Полумостовая схема инвертора:Рис. 3.31. Полумостовая схема инвертора:с— схема; б —диаграмма работы; в — напряжение на нагрузке при импульсном регулировании напряжения с постоянным в течение полупериода отношением 7а!Ть-, г — напряжение на нагрузке в режиме широтно-импульсной модуляциис— схема; б —диаграмма работы; в — напряжение на нагрузке при импульсном регулировании напряжения с постоянным в течение полупериода отношением 7а!Ть-, г — напряжение на нагрузке в режиме широтно-импульсной модуляции
Рис. 3.30. Автономный инвертор по однофазной нулевой схеме:
Рис. 3.30. Автономный инвертор по однофазной нулевой схеме:
vs, vs2
vs, vs2
ti — принципиальная схема; б — диаграмма работы тиристоров; в — напряжение и ток при индуктивной нагрузке
ti — принципиальная схема; б — диаграмма работы тиристоров; в — напряжение и ток при индуктивной нагрузке
Рис. 3.31. Полумостовая схема инвертора:
Рис. 3.31. Полумостовая схема инвертора:
с— схема; б —диаграмма работы; в — напряжение на нагрузке при импульсном регулировании напряжения с постоянным в течение полупериода отношением 7а!Ть-, г — напряжение на нагрузке в режиме широтно-импульсной модуляции
с— схема; б —диаграмма работы; в — напряжение на нагрузке при импульсном регулировании напряжения с постоянным в течение полупериода отношением 7а!Ть-, г — напряжение на нагрузке в режиме широтно-импульсной модуляции
VS2, то конденсатор Ск оказывается подключенным параллельно тиристору VSi таким образом, что отрицательное напряжение минус 2£ оказывается приложенным между его анодом и катодом. Вследствие этого тиристор VS, запирается.
Диоды VDx и VDi необходимы, если в состав нагрузки входит индуктивность, поскольку в этом случае ток нагрузки должен иметь возможность после выключения тиристора протекать в прежнем направлении/иначе в схеме возникнут перенапряжения, которые могут вывести ти-
119
ристоры из строя. На рис. 3.30,в показаны кривые переменных напряжений и и тока i при индуктивной нагрузке.
Приведенная на рис. 3.31,о полумостовая схема инвертора примечательна тем, что она содержит все основные элементы мостовых схем. Выключение тиристоров здесь опять осуществляется с помощью коммутирующих конденсаторов, которые, однако, включены иначе, чем в схеме рис. 3.29,о именно входят в состав специальных узлов коммутации (У£), которые подключены параллельно тиристорам; на работе узла коммутации подробнее остановимся позже.
Для работы схемы рис. 3.31,а необходимо иметь вывод от средней точки источника напряжения. Тогда выходное напряжение и будет принимать значения +£/2 или —£/2 в зависимости от того, какой тиристор — KSi или VS2 — включен. Если тиристоры VSi и VS2 переключаются каждые полпериода (однократная коммутация), то ток и напряжение нагрузки будут изменяться во времени так же, как в уже описанной выше схеме со средней точкой (рис. 3.30,6и в). Но если в течение полупериода выходного напряжения тиристоры ESi и ES2 включаются и выключаются многократно (многократная коммутация — рис. 3.31,6), то кривая выходного напряжения будет подобна показанной на рис. 3.31,в. Если в течение первого полупериода тиристор ESi находится во включенном состоянии дольше, чем Е52(Та>Тб), среднее значение выходного напряжения на этом полупериоде положительно. Если же на втором полупериоде Ть^>Та, то среднее значение выходного напряжения на полупериоде отрицательно (штриховая кривая на рис. 3.31,в). Таким образом, можно считать, что в этом режиме выходное переменное напряжение имеет прямоугольную форму с периодом Т и амплитудой, равной Е(Та—Ть)/'2 (Та-]-Ть).
Если в течение полупериода изменять отношение длительностей включенного состояния тиристоров ESi и ES2, Т^Ть, то среднее за период частоты коммутации выходное переменное напряжение будет изменяться по синусоидальному закону с периодом Т (рис. 3.31,г).
Остановимся подробнее на работе узла коммутации УК, который был лишь упомянут при описании схемы рис. 3.29,а. На рис. 3.32,а приведена схема одного из вариантов узла коммутации. При включении вспомогательного (коммутирующего) тиристора VSK коммутирующий конденсатор Ск заряжается от источника постоянного на- 120
пряжения Е. При включении основного тиристора VS конденсатор Ск перезаряжается по цепи диод VD — реактор L — тиристор VS. Так как Ск и L образуют колебательный контур, то ток в этом контуре прекращается, когда полярность напряжения на конденсаторе изменяется на обратную, т. е. соответствует показанной на рис. 3.32,а. Таким образом, конденсатор Ск оказывается подготовленным к коммутации. При повторном включении тири-
Рис. 3.32. Устройства коммутации:
Ск — коммутирующий конденсатор
стора VSK, что соответствует включению ключа S на рис. 3.29, процесс выключения основного тиристора происходит так же, как показано на рис. 3.29,виг.
В узле коммутации рис. 3.32,6 коммутирующий конденсатор Ск заряжается через тиристоры VSKi и УЗК4, а затем с помощью тиристоров VSK2 и У5кз подключается к основному тиристору VSi таким образом, что последний выключается.
Однофазный мостовой инвертор состоит из двух полумостовых схем. При этом вывод средней точки источника питания уже не нужен (рис. 3.33,аиб). Эта схема также позволяет получить переменное напряжение, форма которого показана на рис. 3.30,в и 3.31,в. Возможно также сдвинуть момент включения тиристоров VS3 и VS4 по отношению к моменту включения тиристоров VSi и VS2, так что получаем выходные напряжения, форма которых представлена на рис. 3.33,в (при однократной коммутации каждого тиристора в течение полупериода) или на рис. 3.33,г (при многократной коммутации).
Мостовая схема автономного инвертора, часто используемая для сравнительно небольшой мощности, представлена на рис. 3.34. Тиристоры VSi—VS4 выполняют функции основных переключающих элементов инвертора и од-
121
повременно функции вспомогательных ключей для создания коммутирующего напряжения. В состав коммутирующего устройства УК входят также коммутирующие конденсаторы CKi—СК4 и коммутирующие реакторы ЛкЬ LK2, обе полуобмотки которых (каждая с индуктивностью L) магнитно связаны.
Рис. 3.33. Однофазные мостовые инверторы:
а — схема на тиристорах; б — схема на полевых транзисторах; в, г —диаграммы выходного напряжения
Выключение любого из тиристоров происходит, когда включается тиристор той же половины моста, который обеспечивает противоположную полярность выходного напряжения, т. е. VSi выключается при включении VS2 и наоборот; VS3 при включении VS4 и наоборот. Эта схема позволяет реализовать все способы формирования выходного напряжения, возможные в однофазном мостовом инверторе и показанные на рис. 3.31 и 3.33: однократную коммутацию без регулирования или с регулированием напряжения по длительности, многократную коммутацию с одно- или двухполярным напряжением на полупериоде. Однако многократная коммутация на полупериоде при показанном на рис. 3.34 способе запирания тиристоров используется редко из-за того, что при высокой частоте переключений сильно возрастают коммутационные потери.
Автономные инверторы напряжения с трехфазным выходом. Такие инверторы часто состоят из трех полумостовых схем (рис. 3.35). Возможны два режима работы, ко-
торые различаются длительностью проводящего состояния тиристоров.
При межфазной коммутации каждый из тиристоров анодной группы VSi, VS3, VS5 и каждый из тиристоров VS2, VS4, V’S6 катодной группы проводит ток в течение одной трети периода 7/3 выходной частоты (т. е. Ха = = 120°), так что в схеме всегда во включенном состоянии находятся два тиристора, относящиеся к разным группам и разным фазам (рис. 3.35,6); при этом момент пере-
Рис. 3.34. Однофазный мостовой инвертор напряжения с прямой (одноступенчатой) коммутацией
ключения тиристоров одной группы сдвинут по отношению к моменту переключения соответствующих тиристоров другой группы на 60° (рис. 3.35,6). На рис. 3.35,в показана форма кривой выходного линейного (межфазного) напряжения.
В другом режиме, называемом пофазной коммутацией, тиристоры, относящиеся к одной фазе (т. е. VSi и VS2, VS3 и VS4, VS5 и VSe), переключаются поочередно из включенного состояния в выключенное (как в полумостовой схеме рис. 3.31,о для получения кривой напряжения согласно рис. 3.30,в), так что каждый тиристор включен в течение половины периода 7/2 (т. е. Хс=180°), при этом момент включения тиристора любой из трех фаз сдвинут по отношению к моменту включения соответствующего тиристора соседней фазы на треть периода (рис. 3.35,г). На рис. 3.35,6 показана форма кривой линейного напряжения для этого случая.
Зависимости действующего значения основной гармоники выходного напряжения, амплитудного и среднего значений тока тиристоров и среднего значения тока диодов в относительных единицах от фазового угла активноиндуктивной нагрузки показаны на рис. 3.36 для обоих указанных режимов.
LdLdu-ao/eu-ao/e1t/T1t/Te)e)
Ld
Ld
u-ao/e
u-ao/e
1t/T
1t/T
e)
e)
-1/3
-2/3
Рис. 3.35. Трехфазный мостовой инвертор:
а — упрощенная схема; б — диаграмма работы тиристоров и в — выходное линейное напряжение при длительности их открытого состояния 120е ( )—чисто
активная нагрузка,чисто индуктивная нагрузка); г н д — то же при
длительности 180°; е — выходное фазное напряжение прн импульсном регулировании
Очевидно, что инвертор, выполненный по схеме рис. 3.35, может работать также и в режиме с многократной' коммутацией на каждом полупериоде (рис. 3.31,6—г и 3.33,г). За счет более усложненных законов переключения вентилей можно в этой схеме получить и другие кривые- выходного напряжения (см., например, рис. 3.35,е).
Использование в трехфазном мостовом инверторе коммутирующих реакторов со средней точкой показано на
Рис. 3.36. Выходное напряжение и токи вентилей инвертора по схеме рис. 3.35 в зависимости от фазового угла нагрузки tp„=arctg(«iZ.n//?u): L’l* — относительное действующее значение 1-й гармоники линейного напряжения на нагрузке (по отношению к Е); $тм* —относительная величина амплитуды тока тиристора; 1Т<; и 1Т^А Г), — относительные действующее и среднее значения тока тиристора; /т* и ID(A V)* — относительные действующее и среднее значения тока
диода, за базовую величину для токов взято Е!2Н» где 2Н=|/^^-Кш^д)2—полное сопротивление нагрузки для основной гармоники; — Ла—180°; —
Хо—120е
рис. 3.37,а. Эта схема позволяет реализовать пофазную коммутацию, при которой одно коммутирующее устройство осуществляет попеременное выключение обоих тиристоров, относящихся к одной фазе, в связи с чем почти всегда такой инвертор работает в режиме, при котором Ха=180° (см. рис. 3.35,в). Из многочисленных других вариантов схем автономных инверторов упомянем еще только два следующих: схему рис. 3.37,6 с пофазной непрямой (двухступенчатой) коммутацией, при которой для тиристоров одной фазы также используется общее устройство коммутации, и схему рис. 3.37,в с повентильной коммутацией, в которой каждый тиристор снабжен отдельным коммутирующим устройством, например по схеме, показанной на рис. 3.32,а.
Способы регулирования выходного напряжения. При использовании автономных инверторов напряжения, например, в установках гарантированного питания (см. § 5.3) или для регулирования скорости асинхронных или синхронных машин (см. п. 6.4.4 или 6.4.5) в большинстве слу- 125
Рис. 3.37. Варианты схемы трехфазного мостового инвертора напряжения, отличающиеся устройствами коммутации тиристоров:
а — схема с пофазной одноступенчатой коммутацией; б — схема с пофазноЙ двухступенчатой коммутацией; в — схема с повентильной коммутацией; VSDt> VSD2— отсекающие диоды устройства коммутации
чаев требуется, чтобы выходное напряжение было стабилизированным при изменениях питающего постоянного напряжения или регулировалось в широких пределах. В первом случае диапазон регулирования соотношения между входным и выходным напряжениями инвертора не очень велик (примерно ±25%), в то время как во втором случае, особенно при частотном регулировании в электроприводах переменного тока, диапазон регулирования составляет от 1:2 до 1 : 10, а в отдельных случаях еще больше.
Для уменьшения нежелательных побочных влияний при регулировании необходимо, чтобы содержание высших гармонических в кривой выходного напряжения не превышало наперед заданного значения.
Выходное напряжение U„ нерегулируемого инвертора пропорционально питающему постоянному напряжению (см. рис. 3.30,в). Поэтому у такого инвертора для изменения выходного напряжения в требуемом диапазоне необходимо применение какого-либо регулирующего питающее
Рис. 3.38. Регулирование выходного напряжения путем суммирования1 сдвинутых по фазе напряжений двух инверторов (И/ и И2): а — схема; б — векторная диаграмма
напряжение устройства, например при питании от сети переменного тока — управляемого выпрямителя, а при питании от сети постоянного тока — регулятора постоянного напряжения (см. § 3.7).
Другой возможностью регулирования напряжения инвертора внешними средствами является использование на его выходе одно- или трехфазного регулятора переменного напряжения (см. § 3.6) или регулируемого трансформатора. -
И, наконец, можно регулировать выходное напряжение за счет использования двух нерегулируемых инверторов И1 и И2 (рис. 3.38), выходные напряжения которых Usi и UM с одинаковыми действующими значениями сдвигаются по фазе относительно друг друга. Напряжения Us\ и ^22 суммируются с помощью двух трансформаторов Tv и Т2. Как видно из рис. 3.38,6, результирующее напряжение Us зависит от угла ф фазового сдвига между выходными напряжениями двух инверторов. Однако использование этого метода в инверторах напряжения приводит к увеличению содержания гармоник при снижении выходного напряжения.
Наряду с вышеописанными методами часто применяется также регулирование напряжения инвертора внутренни-
127
ми средствами. Однако этот метод регулирования требует усложнения инвертора. Примером внутреннего регулирования может служить регулировка «по длительности» (рис. З.ЗЗ.в), при которой действующее значение основной гармоники выходного напряжения уменьшается при уменьшении отношения Т-^Т, однако при этом сильно возрастает содержание высших гармоник.
В инверторах с многократной коммутацией тиристоров регулирование напряжения возможно за счет изменения ширины положительного и отрицательного импульсов напряжения Та и Ть (рис. 3.31,в) без существенного увеличения содержания низкочастотных гармонических (3-й, 5-й и 7-й) [3.30,3.31].
Дальнейшее улучшение формы кривой выходного напряжения можно получить, если изменять ширину импульсов напряжения Та и Ть в течение каждого полупериода (широтно-импульсная модуляция, рис. 3.31,г и 3.33,2).
В инверторах с многократной коммутацией с увеличением числа импульсов напряжения на периоде выходной частоты уменьшается содержание гармонических в выходном напряжении. Однако значительное увеличение числа импульсов ограничено из-за повышения коммутационных потерь.
Инверторы тока. К инверторам тока относятся инверторы, питаемые от источника тока или от источника напряжения через большой сглаживающий реактор, обеспечивающий неизменный ток. Выходной ток состоит из импульсов тока трапецеидальной или прямоугольной формы .
Выходное напряжение инвертора тока определяется характером нагрузки. Поэтому такие инверторы используются при неизменной нагрузке, когда какие-либо переключения в составе нагрузки исключены , например в установках для однодвигательного электропривода. На рис. 3.39 приведена используемая в электроприводе схема
инвертора тока с двухступенчатой коммутацией. Силовые тиристоры VSi — VSe выключаются с помощью коммутирующих тиристоров VSKi — VSk6 и коммутирующих конденсаторов Ск (пофазная коммутация).
В отличие от инвертора напряжения в инверторе тока возможно изменение направления потока энергии при сохранении неизменным направления входного тока. В «нормальном» режиме преобразователь, включаемый перед ин-
Рис. 3.39. Инвертор тока с непрямой (двухступенчатой) коммутацией: а — принципиальная схема; б — диаграмма выходного напряжения и токаРис. 3.39. Инвертор тока с непрямой (двухступенчатой) коммутацией: а — принципиальная схема; б — диаграмма выходного напряжения и тока
Рис. 3.39. Инвертор тока с непрямой (двухступенчатой) коммутацией: а — принципиальная схема; б — диаграмма выходного напряжения и тока
Рис. 3.39. Инвертор тока с непрямой (двухступенчатой) коммутацией: а — принципиальная схема; б — диаграмма выходного напряжения и тока
вертором в системе со звеном постоянного тока (см. рис. 3.48), работает как выпрямитель, а приведенная на рис. 3.39,о схема — как автономный инвертор. Энергия передается от входной сети в нагрузку. Если этой нагрузкой является, например, машина переменного тока, которая должна тормозиться в режиме рекуперации энергии, то инвертор на тиристорах VSj — VSe переводится в выпрямительный режим с сохранением прежнего направления постоянного тока, а предварительно включенный преобразователь— в режим ведомого сетью инвертора, в результате чего энергия передается в обратном направлении и возвращается в сеть.
Нагрузочная способность инверторов. Предварительный полный аналитический расчет элементов схемы тиристорного автономного инвертора практически невозможен из- за сложности требований, связанных с передачей энергии от питающей сети в нагрузку, требований к процессу ком- 9—5269 129
мутации, особенностей процессов при двигательной нагрузке и т. д. Поэтому часто используют моделирование с помощью ЭВМ.
Если рассматривается автономный инвертор, выполненный на транзисторах или запираемых тиристорах, коммутирующие устройства отсутствуют. В этом случае основой для расчета могут явиться характеристики, приведенные на рис. 3.61.
Рис. 3.40. Трехфазные мостовые инверторы:
а — на биполярных транзисторах; б — на полевых однотипных транзисторах; в — на полевых комплементарных транзисторах
Возьмем в качестве примера транзисторные инверторы с трехфазным выходом, схемы которых приведены на рис. 3.40. Оценим нагрузочную способность инвертора при использовании биполярных транзисторов типа BU526 Цсм=8 А; 1/с£о=4ОО В) без их последовательного или параллельного включения, если коэффициент мощности нагрузки cos фн изменяется в пределах 1,0—0,5 (0°^фя«:60о) и инвертор работает без регулирования выходного напряжения с длительностью открытого состояния транзисторов 180°.
Полная выходная мощность Sa инвертора рассчитывается по действующему значению выходного напряжения 6/я и полному сопротивлению нагрузки ZH (все величины относятся к основной гармонике):
SB=UH2/ZB.(3.97)
Учитываем, что UB=EUB. и Icm=Itm=Itm.E!Zb (рис. 3.36). Поскольку транзисторы в схеме рис. 3.40 должны выдерживать напряжение UCe= = Е, находим, принимая некоторый запас по напряжению, Uce= = U сей^^Е.
Тогда выражение (3.97) можно переписать в виде
sh—uceoicm aJTM • (3.98)
Из характеристик рис. 3.36 находим для заданной области изменения коэффициента мощности нагрузки t/H»=0,78 и 1*тм — 0,69. Приняв коэффициент запаса с=1,5, получим SB=2,4 кВ-А.
Для дальнейших расчетов токов используем характеристики рис. 3.36. Так как Zr.=0,33 и /гиг)=0,22, находим, что действующее значение тока транзистора Zr=3,8 А и среднее значение IT(avi=2,55 А.
Для оценки нагрузочной способности транзисторого инвертора определяющим является произведение UceoIcm, которое для выбранных транзисторов дает 3,2 кВ-А. В настоящее время имеются приборы, позволяющие получить в нагрузке мощность свыше 10 кВ-А. При оценке мощности, достижимой с помощью транзисторных инверторов, нужно также принимать во внимание возможность параллельного или последовательного соединения транзисторов. Преимущество транзисторных инверторов—простота силовой схемы — несколько ослабляется тем фактом, что для поддержания транзистора в открытом состоянии необходимо в течение всего этого интервала обеспечить протекание заданного тока в цепи базы.
С помощью характеристик, приведенных на рис. 3.36, можно решить поставленную задачу иначе: по заданным мощности, напряжению и фазовому углу нагрузки определить требования по току и напряжению и, следовательно, выбрать транзисторы и диоды инвертора.
Хорошим критерием для предварительного выбора подходящей схемы инвертора является коэффициент установленной мощности вентиля А. Он определяется как частное от деления установленной мощности вентиля (с учетом
Таблица 3.15. Коэффициент установленной мощности вентилей А для различных схем преобразователей
Схема
Рисунок
А
Автономный инвертор напряжения:
с пофазной одноступенчатой коммутацией
3.37, а
4,1
с пофазной двухступенчатой коммута-
3.37, б
3,5
с повеитильной коммутацией
3.37, в
4,3
Автономный инвертор тока
3.39
9,8
Реверсивный преобразователь, ведомый сетью
3.16
4,2
9*
131
всех требований, включая процесс коммутации) на выходную мощность инвертора по основной гармонике. В табл. 3.15 приведены значения этого коэффициента для некоторых схем.
ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ НАГРУЗКОЙ
Инверторы, ведомые нагрузкой, применяются для питания устройств с большой индуктивностью, например нагревателей при индукционном нагреве. При этом индуктивность нагрузки совместно с компенсирующим конденсатором образует колебательный контур с высокой добротностью, процессы в котором и обеспечивают выключение вентилей инвертора через каждый полупериод резонансной частоты . Поэтому дополнительные коммутирующие элементы не требуются. Основными схемами инверторов этого типа являются нулевые или мостовые схемы с параллельной и последовательной компенсацией нагрузки, которые могут видоизменяться для обеспечения работоспособности вентилей при повышенных частотах выходного напряжения [3.32] — [3.34]. Переключающими элементами служат тиристоры, к которым предъявляются высокие динамические требования, особенно прн высоких частотах.
Инверторы с параллельной компенсацией. Принципиальная схема мостового инвертора показана на рис. 3.41,а. Приведенные на рис. 3.41,6 диаграммы тока и напряжения построены в предположении, что постоянный входной ток идеально сглажен, коммутация тиристоров происходит
Рис. 3.41. Инвертор с параллельно-компенсированной нагрузкой: с— принципиальная схема; б — диаграммы тока и напряжения
мгновенно, а контур нагрузки имеет колебательный характер (т. е. выполняется условие RC^VTiCY
Пусть ток проводят тиристоры VSi и VS4. В момент Фг включаются тиристоры VS2 и УЗз. За счет напряжения предварительно заряженного конденсатора С возникает импульс тока КЗ через тиристоры VSi и VS2, а также через К53 и 1Л$4, так что ток ранее включенных тиристоров практически мгновенно снижается до нуля и эти тиристоры выключаются. При этом ток Id переходит на тиристоры VS2 и VS3, а конденсатор С начинает перезаряжаться. В момент $з тиристоры VSi и VS4 вновь включаются, и процесс повторяется. Вследствие этого выходной ток инвертора I имеет прямоугольную форму, в то время как форма выходного напряжения инвертора близка к синусоидальной.
Переключение тока с проводящей диагонали моста на следующую может происходить только тогда, когда угол опережения 0, определяющий схемное время выключения, больше, чем паспортное время выключения применяемых
тиристоров .Так как конденсатор С должен обеспечить энергию, необходимую для коммутации, его емкость должна быть больше, чем требуется только для компенсации индуктивности нагрузки. Отсюда получаем условие надежной коммутации:
f/2o>pC> !//(»„£„) или Юр > с»0 = -1-(3.99)
у LC
Рабочая частота инвертора юр должна быть выше, чем резонансная частота и0 колебательного контура .
Рис. 3.42. Зависимость относительного времени th, предоставляемого для выключения тиристоров, от соотношения частот fP/fo и от относительного затухания 6/мо (при fp=const)
Для выбора элементов схемы необходимо знать функциональную связь параметров нагрузки с параметрами инвертора. Нагрузка характеризуется коэффициентом затухания
6 /со —R/2® Ln «б/too,
где «)=)/№/—.82 —собственная частота; ш0 = VU^hc—резонансная частота контура.
Связь между схемным временем выключения th, частотой и затуханием следует из анализа процессов в схеме {3.33] :
exp f — л — A-( cos
р = 2^ = arctg-“°—f- <--^. (3.100)
sin (л — )
' fp /
Построенные по этому выражению зависимости относительного времени выключения от относительного затухания приведены на рис. 3.42 для постоянной рабочей частоты (0р/2л.
Если для упрощения расчетов учитывать только основные гармоники токов и напряжений, то в инверторе без потерь, цепь £/?-кагрузки которого (рис. 3.43,а) пересчитана к’параллельному соединению L3KB и R3KB (рис. 3.43,6), и при мгновенной коммутации справедливы следующие соотношения:
основная гармоника входного тока
Zi = ^-/d;(3.101)
Рис. 3.43. Преобразование LR цепи нагрузки инвертора в колебательный контур с параллельными элементами
С=кв —С» LbKB = L\ R3KB ^ (“р^в)2/^н
напряжение на нагрузке
(3.102)(3.103)(3.102)(3.103)UH = — УТ Ud;
(3.102)
(3.103)
(3.102)
(3.103)
4 cos р
мощность нагрузки р _т£_£^}_
н 8 R со$2 р
Если индуктивность цепи нагрузки изменяется (например, индуктивность индуктора), то меняется и мощность нагрузки:
р = _ (3.104) ^afpUp/fo)
При неизменном питающем напряжении Ud с увеличением угла опережения р выходное напряжение UH и передаваемая мощность возрастают. Поэтому целесообразно устанавливать требуемую мощность путем изменения питающего постоянного напряжения, например, с помощью управляемого выпрямителя. Тиристоры в течение каждого полупериода нагружены током Id- Амплитуда приложенного к тиристорам прямого и обратного напряжения превышает напряжение питания Ud и зависит от угла р или от коэффициента затухания 6/(Оо и отношения частот fP/fo- Так как при повышенных частотах динамические потери в тиристорах возрастают, необходимо снижать их нагрузку по току (см. п. 2.3.4). Индуктивность монтажа и добавочных реакторов, если они включены последовательно с ти-
ристорами, ограничивают скорость нарастания тока di/dt, так что в реальных схемах выходной ток имеет трапецеидальную форму.
Расчет реального инвертора целесообразно проводить с помощью современной вычислительной техники [3.34].
Для надежного включения параллельного инвертора в большинстве случаев необходимо специальное пусковое устройство. За счет добавления конденсатора Ci последовательно с колебательным контуром, как показано на рис. 3.44, можно улучшить условия пуска инвертора; кроме
Рис. 3.44. Последовательно-параллельный инверторРис. 3.44. Последовательно-параллельный инвертор
Рис. 3.44. Последовательно-параллельный инвертор
Рис. 3.44. Последовательно-параллельный инвертор
того, при этом увеличивается время выключения, что позволяет достигнуть более высокой выходной частоты.
Пример расчета. Установка индукционного нагрева с параметрами Рн=100 кВт, f=8000 Гц, <б/и>о == О,I, t/H=700 В питается от тиристорного инвертора, который через выпрямитель подключей непосредственно к трехфазной сети 50 Гц напряжением 380 В.
При питании инвертора от выпрямителя, непосредственно подключенного к трехфазной сети и выполненного по трехфазной мостовой схеме, входное напряжение равно t/d=500 В (при а=0 и с учетом реальных падений напряжения на элементах схемы). При достаточно большом реакторе в промежуточной цепи постоянного тока и без учета потерь мощности в вентилях получаем постоянный ток иа входе инвертора, определяющий амплитуду тока тиристора:
Zd=PH/t/«=100/500=200 А.Zd=PH/t/«=100/500=200 А.(3.105)(3.105)
Zd=PH/t/«=100/500=200 А.
Zd=PH/t/«=100/500=200 А.
(3.105)
(3.105)
Амплитуда напряжения на нагрузке, которая определяет максимальное значение напряжения, прикладываемого к тиристорам, составляет
Um=V^ [/я = 900 В.
Из (3.100) и (3.102) находим схемное время выключения:
1(Uд л \1/500 л \
th =arccos (—]=arccos I ——— | = 13 мкс.
2nfp\(/m 2 /2л-8000\900 2 /
(3.106)
Таким образом, тиристоры инвертора должны удовлетворять следующим требованиям:
время выключения /^10 мкс (коэффициент запаса й,= 1,3);
периодически повторяющиеся прямое и обратное напряжение при коэффициенте запаса ки= L2Urrm.drm^1200 В;
среднее значение прямого тока ZrG1y)=lOO А;
амплитудное значение прямого тока /тт=200 А при частоте 8 кГц.
Этим требованиям удовлетворяют, например, тиристоры с комбинированным выключением типа T178S (фирма AEG —Telefunken), которые при частоте 8 кГц допускают прямой ток с амплитудой 200 А, если di/d/<80 А/мкс (следовательно, необходим дополнительный реактор), при температуре корпуса /с<80°С (т. е. необходимо водяное охлаждение). В этом случае параллельное включение тиристоров не требуется.
При ^=13 мкс и 6/<Оо=0,1 находим по.рис. 3.42 отношение частот fp/fo=l,l- Для получения заданной мощности в нагрузке необходимо, чтобы индуктивность нагрузки в соответствии с (3.104) не превышала
UB26/to0 7002-0,1
131071
Разновидности схем. Для повышения частоты выходного напряжения резонансного инвертора, которая ограничена в основной схеме временем, предоставляемым тиристорам для восстановления запирающих свойств, и у современных тиристоров составляет примерно 10 кГц, могут быть использованы многоячейковые схемы, схемы с удвоением частоты и схемы, работающие на принципе ударного возбуждения, которые генерируют затухающие колебания [3.33].
На рис. 3.45 показана схема трехъячейкового мостового инвертора. Отдельные инверторные ячейки, число которых п нечетно, включаются поочередно и через коммутирующие конденсаторы Ci — С6 работают на общую нагрузку , имеющую параллельный компенсирующий конденсатор С. Коммутирующие конденсаторы определяют время, предоставляемое для выключения тиристоров, кото-
рое в такой схеме примерно равно (п—1) /2 части периода выходного тока, и одновременно обеспечивают развязку инверторных ячеек. Номера тиристоров на рис. 3.45 соответствуют последовательности их включения. За счет увеличения схемного времени выключения частота выходного напряжения может быть выше по сравнению с обычным параллельным инвертором при использовании тех же ти
ристоров, но при этом требуемое количество тиристоров и конденсаторов возрастает. С помощью трехъячейкового инвертора можно, используя современные высокочастотные тиристоры, получить частоты до 50 кГц.
На рис. 3.46 приведена схема резонансного инвертора с удвоением частоты. Последовательный резонансный контур CKLK включен в диагональ вентильного моста. Ток в этом контуре, на каждом периоде имеющий форму слегка затухающей синусоиды, может благодаря диодам, включенным встречно-параллельно тиристорам, изменять свое направление на обратное, так что через цепь нагрузки, подключенной через разделительный конденсатор Ср к входной диагонали моста, течет ток двойной частоты. Вместо комбинации тиристор — встречно-параллельный ди- 138
од можно использовать тиристор, проводящий в обратном направлении.
Схема, приведенная на рис. 3.47, служит для получения затухающих колебаний, периодически возбуждаемых в параллельно компенсированной нагрузке. Частота работы тиристоров существенно ниже собственной резонансной частоты цепи нагрузки. Поэтому схемное время выключения тиристоров не определяется собственной частотой контура нагрузки, так что частота колебаний в нагрузке может быть равна 50 кГц и выше.
О промышленном использовании резонансных инверторов будет рассказано в § 7.4.
Для получения высоких частот могут также применяться мощные транзисторы, например мощные полевые транзисторы, при этом перспективны схемы с обратными диодами (см. рис. 3.46).
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЗВЕНОМ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Источником постоянного напряжения для инверторов может служить аккумулятор, например в установках гарантированного питания (см. п. 5.3.1). Однако чаще всего источником энергии является промышленная сеть переменного тока (одно- или трехфазная с частотой 50 Гц), когда постоянное напряжение, необходимое для инвертора, получается с помощью выпрямителя. В результате образуется составной (двухзвенный) преобразователь, называемый обычно преобразователем частоты со звеном постоянного тока, в котором имеет место двукратное преобразование энергии; такой преобразователь, входная сеть которого имеет частоту fi (как правило, 50 Гц) и число фаз тх (как правило, 1 или 3), выходная сеть—частоту f2 (зависящую от назначения преобразователя и, как правило, регулируемую) и число фаз т2 (как правило, 1 или 3), показан на рис. 3.48. Так как форма кривых тока и напряжения, получаемых на выходе выпрямителя, в большинстве случаев не пригодна для непосредственного питания инвертора из-за большого содержания высших гармонических обычно между выпрямительным устройством 1 и инвертором 3 включают дополнительные элементы, которые образуют звено постоянного тока 2.
Важнейшей составной частью звена постоянного тока является сглаживающее и развязывающее устройство, которое в зависимости от типа используемого инвертора состоит из реактора и конденсатора (для инвертора напря- 139
жения) или только из одного сглаживающего реактора (для инвертора тока).
В заключение несколько замечаний о выпрямителе /. Если не требуется режим рекуперации, т. е. возврат энергии из цепи нагрузки во входную сеть (см., например, рис. 3.31), для питания инвертора напряжения может применяться неуправляемый выпрямитель, в котором регулировка выходного напряжения осуществляется внутренними средствами, например за счет изменения длительности импульсов напряжения. При использовании регулируемого трансформатора или регулятора постоянного напряже-
Рис. 3.46. Резонансный инвертор с удвоением частоты:
в — принципиальная схема; б — диаграммы токов и напряжений
Рис. 3.47. Инвертор, обеспечивающий затухающие колебания: а — принципиальная схема; б — диаграммы токов и напряжений
Рис. 3.48. Структурная схема преобразователя частоты со звеном постоянного тока:
1 — выпрямительное устройство; /./ — выпрямитель; 1.2 — регулятор постоянного напряжения или батарея; 2 — звено постоянного тока со сглаживающим фильтром и развязывающим устройством; 3 — инвертор
ния (звено 1.2 на рис. 3.48) неуправляемый выпрямитель можно применять и для питания нерегулируемого инвертора, при этом выходное напряжение последнего регулируется путем изменения питающего напряжения. Однако, в случае регулируемого трансформатора получается низкое быстродействие или же за счет потерь мощности при дополнительном преобразовании энергии в регуляторе снижается КПД. В то же время использование неуправляемого выпрямителя выгодно из-за незначительного потребления от питающей сети реактивной мощности и токов высших гармоник.
Управляемый выпрямитель используется для питания инверторов напряжения с регулировкой выходного напряжения за счет изменения постоянного напряжения, если также не требуется изменения направления потока мощности. Использование управляемого выпрямителя, допускающего перевод в инверторный режим при изменении полярности напряжения у инвертора тока, позволяет осуществить реверс потока мощности (см. п. 3.5.1).
Другая возможность осуществить реверс потока мощности основана на использовании инвертора напряжения, работающего с импульсным регулированием выходного напряжения и включенного встречно-параллельно на входе неуправляемого и управляемого выпрямителей. При этом в случае рекуперации энергии управляемый выпрямитель работает в режиме зависимого инвертора.
Использование преобразователей частоты с промежуточным звеном постоянного напряжения будет описано в гл. 6 и 7.
НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Непосредственные преобразователи частоты [3.35] — [3.38] не имеют промежуточного звена постоянного напряжения. Наиболее часто такие преобразователи выполняются по схеме реверсивного преобразователя постоянного тока (рис. 3.49).
Как уже было сказано в п. 3.3.2, выходные ток и напряжение реверсивного преобразователя могут регулироваться в полном диапазоне от максимального отрицательного до максимального положительного значения. Путем периодического изменения угла управления можно получить на выходе такого преобразователя однофазное переменное напряжение более низкой (по сравнению с частотой напряжения питающей сети) частоты (рис. 3.50). Форма кривой выходного напряжения зависит только от вы-
Рис. 3.49. Принципиальная схема трехфазно-однофазного непосредственного преобразователя частоты:
1 — источник сигнала уставки; 2 — регулятор напряжения; 3 — логический блок;
4 —регулятор тока; 5 — блок фазоимпульсного управления; 6 — переключатель импульсов; 7 —■ реверсивный преобразователь
Рис. 3.50. Временная диаграмма выходного напряжения идеализированного непосредственного преобразователя частоты при чисто индуктивной нагрузке:
В — выпрямительный режим; И — инверторный режим
бранного закона изменения угла управления и не зависит от свойств вторичной сети. Требуемая форма кривой выходного напряжения может быть получена путем регулирования выходного тока реверсивного преобразователя. При этом уставкой служит переменное напряжение желаемой формы, амплитуды и частоты.
Так как мгновенные значения напряжений обоих преобразовательных комплектов равны, необходимо использовать известные из техники реверсивных преобразователей
(см. п. 3.3.2) методы ограничения уравнительного тока (согласованное управление с применением ограничительных реакторов или раздельное управление).
В однофазном непосредственном преобразователе с раздельным управлением требуемые значения выходного напряжения U^ и частоты /г задаются на входе источника сигнала уставки 1 (рис. 3.49). Разность напряжения источника уставки и действительного выходного напряжения «2 подается на регулятор напряжения 2, который воздействует на регулятор тока 4. Последний вырабатывает управляющее напряжение для узла фазоимпульсного управления 5, определяющего угол управления а. Логический блок 3 обеспечивает раздельный режим управления вентильными комплектами с помощью блока переключателя импульсов 6. Реверсивный преобразователь 7 состоит из двух трехфазных тиристорных мостов, включенных встречно-параллельно.
При индуктивной нагрузке оба вентильных комплекта в течение каждого периода выходного напряжения работают то в инверторном, то в выпрямительном режиме. При этом непосредственный преобразователь частоты обеспечивает двусторонний энергообмен между входной сетью и нагрузкой.
Для непосредственного преобразователя важным является вопрос, какую можно получить максимальную частоту выходного напряжения. В зависимости от требований к форме выходного напряжения и числа фаз преобразования максимальная частота выходного напряжения может достигать 1/3—1/2 входной частоты, т. е. при частоте сети 50 Гц максимальная выходная частота /г составляет примерно 25 Гц. Очевидно, что при питании преобразователя от сети повышенной частоты в соответствии с вышесказанным максимально достижимая выходная частота будет соответственно выше.
При использовании принудительной коммутации максимально достижимое отношение выходной и входной частот может быть существенно выше.
Первичный ток преобразователя рассматриваемого типа искажен, а его 1-я гармоника отстает по фазе от напряжения питающей сети. Искажения первичного тока имеют такой же характер, как и в управляемом выпрямителе с соответствующим числом фаз (см. п. 3.2.2). Коэффициент сдвига первой гармоники тока cos ф] зависит от угла фазового сдвига ф2 между током и напряжением во вторичной сети и степени регулирования выходного напряжения
б=и№&х/иdo преобразователя, Как показано на рис. 3.5f для числа фаз /П1>3.
Для получения трехфазного выходного напряжения применяют три однофазных преобразователя (рис. 3.52). Соответственно возрастает в 3 раза число блоков (2—6) системы управления (см. рис. 3.49), в то время как блок 1 является общим и вырабатывает многофазное (трехфазное) напряжение уставки.
Рис. 3.51. Коэффициент сдвига основной гармоники тока первичной сети cos ф1 в зависимости от угла сдвига тока во вторичной сети ф2 и степени регулирования G (ф1>0 всегда, ф2>0 соответствует току, отстающему от напряжения)Рис. 3.51. Коэффициент сдвига основной гармоники тока первичной сети cos ф1 в зависимости от угла сдвига тока во вторичной сети ф2 и степени регулирования G (ф1>0 всегда, ф2>0 соответствует току, отстающему от напряжения)Рис. 3.52. Трехфазно-трехфазный непосредственный преобразователь частотыРис. 3.52. Трехфазно-трехфазный непосредственный преобразователь частоты
Рис. 3.51. Коэффициент сдвига основной гармоники тока первичной сети cos ф1 в зависимости от угла сдвига тока во вторичной сети ф2 и степени регулирования G (ф1>0 всегда, ф2>0 соответствует току, отстающему от напряжения)
Рис. 3.51. Коэффициент сдвига основной гармоники тока первичной сети cos ф1 в зависимости от угла сдвига тока во вторичной сети ф2 и степени регулирования G (ф1>0 всегда, ф2>0 соответствует току, отстающему от напряжения)
Рис. 3.52. Трехфазно-трехфазный непосредственный преобразователь частоты
Рис. 3.52. Трехфазно-трехфазный непосредственный преобразователь частоты
При прямоугольной форме напряжения уставки выходное напряжение непосредственного преобразователя имеет трапецеидальную форму.
Существенное преимущество непосредственных преобразователей частоты состоит в том, что при питании от промышленной сети 50 Гц могут применяться силовые блоки и регулирующие устройства, разработанные для реверсивных преобразователей постоянного тока (см. п. 4.4.3).
Если непосредственный преобразователь частоты с трехфазным выходом реализован в виде трех реверсивных преобразователей, то выходная мощность
(3.108)(3.108)Р=1,5Р*
(3.108)
(3.108)
где Ра — выходная мощность одного реверсивного преобразователя.
144
Для управления и регулирования непосредственных преобразователей частоты все в большей степени исполь' зуются микропроцессорные системы [3.36].
Применение непосредственных преобразователей частоты обсуждается в гл. 5—7.
ОДНО- И ТРЕХФАЗНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ
ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Однофазный и трехфазный регуляторы переменного напряжения [3.39] — [3.44] представляют собой преобразователи, выходное напряжение которых может регулироваться вниз от величины входного переменного напряжения. Они используются в бытовых электроприборах (см. гл. 8), для регулирования скорости асинхронных двигателей (см. п. 6.4.4), для питания высоковольтных устройств, (см. п. 5.3.3), для осветительных устройств, для питания печей сопротивления и сварочных агрегатов (см. § 7.3) и т. д.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
Однофазный регулятор переменного напряжения. Основными элементами такого регулятора являются встречно-параллельно включенные тиристоры VSi и VS2 (рис. 3.53), с помощью которых нагрузка подключается к сети. Тиристоры могут быть заменены симистором (см. § 2.2 и 2.3) F
Рис. 3.53. Принципиальная схема однофазного регулятора переменного напряжения
это возможно и в описываемом ниже трехфазном регуляторе [3.44].
Выходное напряжение может регулироваться или фазовым, или широтно-импульсным методом.
При фазовом методе частота выходного напряжения соответствует частоте напряжения питающей сети и регулирование осуществляется путем изменения формы кривой выходного напряжения, которая все больше отличается от 10-5269145
синусоидальной по мере понижения действующего значения (ср. с п. 3.2.3). На управляющие электроды тиристоров подаются противофазные импульсы, сдвинутые по отношению к началу соответствующего полупериода напряжения питающей сети на угол управления а.
Рис. 3.54. Напряжение «н и ток iH нагрузки однофазного преобразователя переменного напряжения и напряжения uD на запертых тиристорах для двух значений угла управления а:
о—активная нагрузка; б —• индуктивная нагрузка; ис — напряжение сети; t0 — ток нагрузки при а—0; ир— напряжение на запертых тиристорах; иу—управляющие импульсы; Ло — длительность протекания анодного тока через тиристор
В последующем будем пренебрегать относительно небольшим падением напряжения на открытых тиристорах.
При увеличении угла а от нуля до 180° напряжение на нагрузке изменяется от максимального значения до нуля. На рис. 3.54 приведены временные диаграммы напряжения и тока нагрузки, напряжения на тиристорах и диаграммы импульсов управления для чисто активной и чисто индуктивной нагрузок. При активной нагрузке ток вентиля и нагрузки начинается в момент подачи на тиристор импульса уп- 146
равления, сдвинутого относительно момента перехода напряжения ис сети через нуль на угол а, и заканчивается в момент, когда напряжение сети становится отрицательным. При чисто индуктивной нагрузке длительность протекания тока Ха в 2 раза больше, чем при чисто активной нагрузке, при том же угле а, так как ток снижается до нуля лишь в момент равенства положительной и отрицательной вольт-се- кундных площадок в кривой выходного напряжения «н.
Для активной и индуктивной нагрузок значение угла Х„ можно определить по кривым рис. 3.3. При активной нагрузке форма выходных напряжения и тока совпадают, в то время как при индуктивной нагрузке форма кривой тока более сглажена и отличается от кривой напряжения.
Если угол управления грузки, каждый тиристор ния включается лишь вЕсли угол управления грузки, каждый тиристор ния включается лишь вРис. 3.55. Низкочастотное широтно-импульсное регулирование мощности
Если угол управления грузки, каждый тиристор ния включается лишь в
Если угол управления грузки, каждый тиристор ния включается лишь в
а меньше фазового угла фи напри наличии импульса управле- момент естественного отпирания Ф=фн, т. е. в момент перехода кривой тока через нуль, и проводит ток при Ха=л. При этом предполагается, что длительность импульса управления (или длительность пачки высокочастотных импульсов) больше фазового угла нагрузки. Если а>фн, каждый тиристор включается позже момента естественного отпирания, ток становится прерывистым и при увеличении угла а его действующее значение уменьшается.
Отметим также, что для некоторых бытовых приборов допустима замена одного из тиристоров на диод. В этом случае действующее значение выходного напряжения может быть снижено лишь примерно до 71 % полного напряжения и ток нагрузки, а также ток сети имеют постоянную составляющую. Этот недостаток иногда не имеет существенного значения, если решающим является экономия затрат на элементы схемы [3.42].
При широтно-импульсном регулировании тиристоры в течение определенного числа периодов питающего напряжения проводят ток, а затем в течение определенного числа периодов заперты [4.27]. В этом случае (рис. 3.55) вместо плавного имеет место ступенчатое регулирование мощ- 10*147
ности в нагрузке и питание нагрузки происходит в виде относительно редких импульсов. Последний недостаток, однако, не существен, если постоянная времени нагрузки много больше, чем длительность цикла регулирования, что, например, имеет место при регулировании температуры печей сопротивления, светового потока ламп накаливания и т. д.
Симметрично управляемый трехфазный регулятор переменного напряжения. Это устройство (рис. 3.56) состоит из трех однофазных регуляторов, каждый из которых выполнен по схеме рис. 3.53. Угол управления а определяется по отношению к моменту перехода через нуль соответствующего фазного напряжения. При рассмотрении процессов в регуляторе считаем вентили идеальными, т. е. имеющими во включенном состоянии нулевое, а в выключенном — бесконечно большое сопротивление. Регулятор может работать как при наличии, так и при отсутствии нулевого провода.
Рис. 3.56. Принципиальная схема симметрично управляемого трехфазного регулятора переменного напряжения
Для схемы без нулевого провода и чисто активной нагрузки на рис. 3.57,а и б представлены временные диаграммы фазных напряжений сети иСа,ь,е, напряжения на нагрузке «н фазы а, напряжения на тиристорной паре VSi, VS2 и тока нагрузки iH для различных углов а. Кривая напряжения на нагрузке состоит из отрезков фазных или линейных напряжений, действующих на интервалах, когда соответствующие тиристоры открыты, при закрытых тиристорах выходное напряжение равно нулю. Очевидно, что при -больших значениях угла управления а содержание высших гармоник в выходном напряжении и токе велико. При активно-индуктивной нагрузке форма тока также несинусоидальна, но более сглажена (рис. 3.57,в).
На рис. 3.58 приведены зависимости длительности Ха проводящего состояния вентиля от угла а для активной (линия а — а — а) и чисто индуктивной (прямая b — 6) нагрузок; при этом Ха определяется как угол от момента включения тиристора до момента снижения его анодного тока до нуля (см. рис. 3.57).
.148
Рис. 3.57. Напряжения и токи симметрично управляемого трехфазного регулятора переменного напряжения (рис. 3.56) при работе без нулевого провода для различных углов управления а:
а, б — активная нагрузка; в — активно-индуктивная нагрузка; ин, 1Н — напряжение и ток нагрузки соответственно; uvl, uv2 — напряжение на тиристорах
Рис. 3.58. Зависимость длительности протекания тока вентиля Хо от угла управления а трехфазного регулятора переменного напряжения без нулевого провода; симметрично управляемая схема:
а—а—а — при активной нагрузке; 6—Ь — при индуктивной нагрузке; несимметричная (полууправляемая) схема: с—с—с — при активной нагрузке; d—d — при индуктивной нагрузке
Для регулирования выходного напряжения в полном диапазоне до нуля область изменения угла управления со ставляет 150°.
При наличии нулевого провода напряжение и ток нагрузки изменяются так же, как и в однофазном регуляторе переменного напряжения (рис. 3.54). Ток в нулевом проводе в каждый момент времени равен сумме токов всех фаз.
149
Рис. 3.59. Варианты схемы трехфазного регулятора переменного напря жеиия с включением вентилей в нулевой точке нагрузки в треугольник: а — на симисторах; б — на трех тиристорах
Эта схема имеет то преимущество, что каждая фаза может регулироваться отдельно. Область изменения угла а составляет теперь 180°. Однако из-за большого содержания гармоник в нулевом проводе эта схема применяется довольно редко.
Другой вариант схемы симметрично управляемого трехфазного регулятора переменного напряжения представлен на рис. 3.59,а. Здесь также возможна замена симисторов на
Рис. 3.60. Фазные напряжения сети иа, иъ, ис и напряжения на нагрузке ина, инъ» иис трехфазного полууправ- лясмого регулятора переменного напряжения для трех значений угла управления:
а — а=30°; б — а=90°; в — а= = 150°
антипараллельно включенные тиристоры. На рис. 3.59,6 приведен упрощенный вариант схемы с соединением трех тиристоров в треугольник.
Несимметричный (полууправляемый) трехфазный регулятор переменного напряжения. Эта схема отличается от 150
симметрично управляемого трехфазного регулятора (см. рис. 3.56) тем, что тиристоры У32> VS4, VS6 заменены на диоды. Из рис. 3.60 видно, что положительные и отрицательные полуволны напряжения на нагрузке при угле управления а<120° не одинаковы, но вольт-секундные площади, ограниченные этими полуволнами, равны, так что в токе нагрузки отсутствует постоянная составляющая. При увеличении угла а выше 90° наступает режим прерывистого тока нагрузки. На рис. 3.58 представлена зависимость угла проводимости Ха от угла управления а для фн=0 (кривая с — с—с ) и <рц=90° (кривая d — d). Угол а необходимо изменять в диапазоне от 0 до 210°, чтобы обеспечить полный диапазон изменения выходного напряжения.
На системах управления для одно- и трехфазных регуляторов переменного напряжения остановимся в п. 3.8.2.
НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Однофазные регуляторы переменного напряжения. Фазовое регулирование. Регулировочная характеристика регулятора переменного напряжения приведена на рис. 3.61,а. Здесь UH и /н — действующие значения напряжения и тока нагрузки соответственно при угле управления a; Uo и 1а — соответствующие значения при а=0. Среднее значение анодного тока вентиля в схеме рис. 3.53
7гср=^-/о = О,45/о.(3.109)
При замене тиристоров на симистор среднее за период значение тока последнего составляет
(3.110)
Для выбора предохранителей в цепях тиристоров нужно знать действующее значение тока
/г = /0//2 =О,7О7/о.(3.111)
Амплитудное значение напряжения, действующего на тиристоре,
Vm=M(3.112)
где Uс — действующее значение фазового напряжения сети.
151
Тиристоры выбираются по среднему значению анодного тока при соблюдении соответствующих условий охлаждения.
Из рис. 3.54,6 видно, что основная гармоника тока нагрузки iH при увеличении угла управления а и фазового угла нагрузки <pH=arctg aLJRn все более отстает по фазе от напряжения сети, что вызывает потребление реактивной
Рис. 3.61. Регулировочные характеристики для действующих значений напряжения и тока (в относительных единицах):а— однофазный регулятор переменного напряжения: кривая 1: VrIU0—IhIIq, симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2: UH!U^. симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: 1пП^ симметрично управ-* ляемый, чисто индуктивная нагрузка; ирнвая 4: UHfU0—IHIIQ1 полууправляемый активная нагрузка; б — трехфазный регулятор переменного напряжения без нулевого провода: кривая /: симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2; симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: полууправляемый, активная нагрузкаРис. 3.61. Регулировочные характеристики для действующих значений напряжения и тока (в относительных единицах):а— однофазный регулятор переменного напряжения: кривая 1: VrIU0—IhIIq, симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2: UH!U^. симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: 1пП^ симметрично управ-* ляемый, чисто индуктивная нагрузка; ирнвая 4: UHfU0—IHIIQ1 полууправляемый активная нагрузка; б — трехфазный регулятор переменного напряжения без нулевого провода: кривая /: симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2; симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: полууправляемый, активная нагрузка
Рис. 3.61. Регулировочные характеристики для действующих значений напряжения и тока (в относительных единицах):
а— однофазный регулятор переменного напряжения: кривая 1: VrIU0—IhIIq, симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2: UH!U^. симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: 1пП^ симметрично управ-* ляемый, чисто индуктивная нагрузка; ирнвая 4: UHfU0—IHIIQ1 полууправляемый активная нагрузка; б — трехфазный регулятор переменного напряжения без нулевого провода: кривая /: симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2; симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: полууправляемый, активная нагрузка
Рис. 3.61. Регулировочные характеристики для действующих значений напряжения и тока (в относительных единицах):
а— однофазный регулятор переменного напряжения: кривая 1: VrIU0—IhIIq, симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2: UH!U^. симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: 1пП^ симметрично управ-* ляемый, чисто индуктивная нагрузка; ирнвая 4: UHfU0—IHIIQ1 полууправляемый активная нагрузка; б — трехфазный регулятор переменного напряжения без нулевого провода: кривая /: симметрично управляемый, активная нагрузка; кривая 2; симметрично управляемый, чисто индуктивная нагрузка; кривая 3: полууправляемый, активная нагрузка
мощности из сети переменного тока (ср. с п. 3.2.3). На рис. 3.62,а приведены зависимости угла сдвига <pi основной гармоники тока, потребляемого от сети, по отношению к напряжению питающей сети от угла управления а при угле <рн в качестве параметра.
Низкочастотное широтно-импульсное регулирование. В этом случае степень снижения мощности в нагрузке прямо пропорциональна отношению длительности импульса Ти, соответствующего включенному состоянию вентилей, к длительности периода повторяемости циклов импульс — пауза ТиН-Тть
(3.113)(3.113)P^PmaxT^KK-YT^.
(3.113)
(3.113)
Выбор тиристоров по току снова определяется выражением (3.109). Поскольку отпирание тиристоров происходит в моменты перехода напряжения через нуль, скорость нарастания тока даже при чисто активной нагрузке невелика.
Следует учесть, что при этом способе регулирования из- за периодических включений и выключения нагрузки возникают колебания напряжения питающей сети (см. п. 4.1.6) [4.27]. О защите от перенапряжений и токовых перегрузок будет сказано в п. 4.2.1.
Ф=90° Щг90°
О 3060 90 , 120 150 180°ос 030 60 , 90 120 150°«
а)
Рис. 3.62. Зависимости угла фазового сдвига ф1 между основной гар- мриикой тока и напряжением сети от угла управления а, параметр — фазовый угол нагрузки фп:
а — для однофазного регулятора переменного напряжения; б — для трехфазного регулятора переменного напряжения
Трехфазные регуляторы переменного напряжения. На рис. 3.61,6 приведены регулировочные характеристики для симметричных и несимметричных (полууправляемых) трехфазных регуляторов переменного напряжения [3.41].
Требования к тиристорам по току определяются опять соотношением (3.109); амплитуда прямого или обратного напряжения, действующего на каждом вентиле, составляет VTV^uc.
Ток через предохранители рассчитывается по (3.111).
Зависимости угла сдвига <pf между основной гармоникой тока и соответствующим напряжением сети от угла управления а приведены на рис. 3.62,6.
В трехфазном регуляторе переменного напряжения, выполненном по схеме треугольника в нулевой точке нагрузки (рис. 3.59,6), затраты на вентили по сравнению с полностью управляемой схемой получаются в 2 раза меньше,
требования к вентилям по напряжению такие же, однако токовая нагрузка выше [3.40].
Средний ток тиристоров составляет при такой схеме
/гсР = ^-7о-=О,675/о,(3.114)
а действующее значение тока тиристоров
It =^ -|-+^Zo=0,804/0.(3.115)
Из-за большей токовой нагрузки тиристоров необходимо снижать выходную мощность по сравнению с полностью управляемой схемой с учетом коэффициента 0,84 [3.40]. При активной нагрузке для полного диапазона изменения тока нагрузки требуется регулировать угол а до 210°.
Пример расчета. Симметричная нагрузка мощностью 10 кВ А питается от сети 380 В, 50 Гц через трехфазный регулятор переменного напряжения. Вентили и предохранители выбираются из следующих соображений:
наибольшее действующее значение тока нагрузки
/0 = 10 кВ.А/]/"3- 380 В = 15,2 А.
Среднее значение тока вентиля согласно (3.109)
/тс Р=0,45-15,2 А=6,84 А.
Амплитуда напряжения, действующего иа вентиле,
Um=V^ 1/3 - 220 В = 539 В.
Действующее значение тока предохранителей [по (3.111)] /1=0,707-15,2 А=10,7 А.
ВКЛЮЧЕНИЕ ОДНОФАЗНОГО И ГРЕХФАЗНОГО РЕГУЛЯТОРОВ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 8 ЦЕПИ ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Однофазный или трехфазный регулятор переменного напряжения часто используется для регулирования выпрямленного напряжения питаемых от этих регуляторов неуправляемых выпрямителей, выполненных соответственно по однофазной или трехфазной мостовой схеме. Это целесообразно тогда, когда в цепи нагрузки требуются большие токи при низких напряжениях (например, выпрямители для гальваники) или, наоборот, небольшие токи при высоких напряжениях (электрические фильтры для очистки дымовых газов). В этих случаях тиристоры регулятора работают при обычном сетевом напряжении.
На рис. 3.63 приведены зависимости в относительных единицах среднего значения выпрямленного напряжения UdaiUdo от угла управления а тиристоров регулятора переменного напряжения [3.43].
Амплитуда пульсаций выпрямленного напряжения [см. (3.31)] зависит в основном от выбранной схемы (рис. 3.64). Видно, что снижение пульсаций сопровождается увеличением затрат на схему регулятора. Без регулирования, т. е.
Рис. 3.63. Регулировочные характеристики одно- и трехфазного регуляторов переменного напряжения с неуправляемым выпрямителем:1 — однофазный регулятор и однофазный мостовой выпрямитель; 2 — полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения (обмотки трансформатора соединены по схеме д/д или Д/Д) и трехфазный мостовой выпрямитель; 3— полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения, обмотки трансформатора соединены по схеме Д/Д или Д/д, и трехфазный мостовой выпрямитель; 4 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения и трехфазный мостовой выпрямитель; 5 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения прн соединении нулевой точки первичных обмоток трансформатора с «нулем» сети н трехфазный мостовой выпрямительРис. 3.63. Регулировочные характеристики одно- и трехфазного регуляторов переменного напряжения с неуправляемым выпрямителем:1 — однофазный регулятор и однофазный мостовой выпрямитель; 2 — полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения (обмотки трансформатора соединены по схеме д/д или Д/Д) и трехфазный мостовой выпрямитель; 3— полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения, обмотки трансформатора соединены по схеме Д/Д или Д/д, и трехфазный мостовой выпрямитель; 4 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения и трехфазный мостовой выпрямитель; 5 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения прн соединении нулевой точки первичных обмоток трансформатора с «нулем» сети н трехфазный мостовой выпрямитель
Рис. 3.63. Регулировочные характеристики одно- и трехфазного регуляторов переменного напряжения с неуправляемым выпрямителем:
1 — однофазный регулятор и однофазный мостовой выпрямитель; 2 — полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения (обмотки трансформатора соединены по схеме д/д или Д/Д) и трехфазный мостовой выпрямитель; 3— полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения, обмотки трансформатора соединены по схеме Д/Д или Д/д, и трехфазный мостовой выпрямитель; 4 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения и трехфазный мостовой выпрямитель; 5 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения прн соединении нулевой точки первичных обмоток трансформатора с «нулем» сети н трехфазный мостовой выпрямитель
Рис. 3.63. Регулировочные характеристики одно- и трехфазного регуляторов переменного напряжения с неуправляемым выпрямителем:
1 — однофазный регулятор и однофазный мостовой выпрямитель; 2 — полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения (обмотки трансформатора соединены по схеме д/д или Д/Д) и трехфазный мостовой выпрямитель; 3— полууправ- ляемый регулятор трехфазного напряжения, обмотки трансформатора соединены по схеме Д/Д или Д/д, и трехфазный мостовой выпрямитель; 4 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения и трехфазный мостовой выпрямитель; 5 — симметрично управляемый регулятор трехфазного напряжения прн соединении нулевой точки первичных обмоток трансформатора с «нулем» сети н трехфазный мостовой выпрямитель
Рис. 3.64. Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения выпрямителя, питающегося от одно- или трехфазного регулятора переменного напряжения; кривые /—5 соответствуют рис. 3.63
при UdJUdo—1, пульсации, естественно, получаются такими же, что и в неуправляемом выпрямителе (см. табл. 3.10).
Регулировочные характеристики, показывающие зависимость действующего значения тока регулятора /а//о (рис. 3.61,а и б) и среднего значения выпрямленного тока ЦаПю (рис. 3.63) от угла управления а, сильно различаются, особенно в области больших значений угла управления, из чего следует, что действующее значение тока регулятора переменного напряжения при неизменном среднем значении тока (например, при стабилизации тока выпрямителя) без сглаживающего реактора возрастает при больших значениях угла управления в несколько раз по сравнению с то-
ком при а=0. Соответственно и коэффициент формы тока
W«/W(W(3.116)
увеличивается с ростом угла управления а. На рис. 3.65 показана зависимость коэффициента формы тока от угла а для трехфазного регулятора переменного напряжения.
Рис. 3.65. Коэффициент формы тока однофазного регулятора переменного напряжения
Эту особенность обязательно надо учитывать при использовании выпрямителей, питающихся от регулятора переменного напряжения.
Необходимо также учитывать влияние трансформатора, который часто включается между регулятором и нагрузкой. В режиме холостого хода трансформатор потребляет лишь ток намагничивания, имеющий индуктивный характер; это приводит к тому, что напряжение на его вторичных обмотках при изменении угла а в диапазоне 0^а^90° вообще не изменяется и начинает снижаться лишь в диапазоне 90°^а^180°. Здесь может помочь включение конденсатора и сопротивления параллельно первичной обмотке. Укажем также, что импульсы управления встречно-параллельными тиристорами должны быть сдвинуты относительно друг друга на 180°, чтобы не происходило насыщения магнитопровода трансформатора из-за постоянной составляющей напряжения.
ВЫБОР СХЕМЫ
При выборе схемы регулятора и соответственно питающегося от него выпрямителя для промышленных целей необходимо учитывать ряд специальных требований. Так, для высоковольтных газоочистных фильтров при мощности до 300 кВ-А применяют однофазные регуляторы переменного напряжения (см. п. 5.3.3), хотя коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения меньше при использовании симметричного трехфазного регулятора и трехфазного мостового выпрямителя (см. рис. 3.64).
Как следует из сказанного в п. 3.6.3, эксплуатационные характеристики регулятора (влияние на сеть, коэффициент формы тока, коэффициент пульсаций) можно улучшить при соответствующих схемных затратах, поэтому выбор схемы должен определяться экономическими расчетами.
гл. РЕГУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Регулятор постоянного напряжения [3.21, 3.45, 3.46J представляет собой преобразователь, который связывает без промежуточного звена переменного тока две сети постоянного тока с различными напряжениями и служит для регулирования потока мощности между ними. Он состоит из периодически замыкаемого электронного ключа и шунтирующего нагрузку диода. За счет изменения соотношения между временем включенного и выключенного состояний ключа достигается регулирование выходного напряжения без потерь мощности. При этом среднее значение выходного напряжения в зависимости от схемы и режима работы может быть больше или меньше входного напряжения.
Регуляторы постоянного напряжения применяются в устройствах электропитания различных объектов, в устройствах регулирования электроприводов, в частности тяговых, для регулирования напряжения автономных инверторов (см. п. 3.5.1) и т. д.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ОСНОВНЫХ СХЕМ
На рис. 3.66,а приведена принципиальная схема регулятора постоянного напряжения, в которой среднее значение выходного напряжения 1/2 меньше входного напряжения U\. На интервале 7Э, когда электронный ключ S замкнут, напряжение Ui приложено к нагрузке и к последовательно соединенному с ней реактору L2 (рис. 3.67). Ток нагрузки i2 нарастает, причем скорость его нарастания ограничивается индуктивностью сглаживающего реактора La, а также индуктивностью нагрузки, если, например, нагрузкой является двигатель постоянного тока. При разомкнутом ключе нагрузка оказывается отключенной от питающей сети. На интервале паузы Тр, когда 5 разомкнут, ток в нагрузке, замыкающийся через шунтирующий диод VD, поддерживается за счет энергии, запасенной в индуктивности La. Коэффициент передачи по напряжению (рис. 3.67,а)
ku = UalUx=T3IT=T3№, (3.117) где Т=Т3-^ТР=\П — период частоты переключения; f— частота переключения.
Предполагая, что мощность в нагрузке равна произведению средних значений напряжения и тока нагрузки, получаем баланс энергий в схеме рис. 3.66,а в следующем виде:
U2Ia=UJb (3.118)
где Л и /2 — средние значения токов ц и 12 соответственно.
157
Рис. 3.66. Принципиальные схемы одноквадрантного регулятора постоянного напряжения:Рис. 3.66. Принципиальные схемы одноквадрантного регулятора постоянного напряжения:а — схема с понижением напряжения; в качестве ключа S может использоваться тиристор, снабженный узлом коммутации, двухоперационный тиристор или транзистор; б— та же схема с полевым транзистором, имеющим канал п-тнпа; в — та же схема с полевым транзистором, имеющим канал р-тнпа; г — схема с повышением напряжения с использованием тиристора, снабженного узлом коммутации, или двухоперацнонного тиристора или транзистора; д — та же схема с полевым транзистором, имеющим канал n-типа; е — схема, обеспечивающая как повышение, так и понижение напряжения
Рис. 3.66. Принципиальные схемы одноквадрантного регулятора постоянного напряжения:
Рис. 3.66. Принципиальные схемы одноквадрантного регулятора постоянного напряжения:
Рис. 3.67. Временные диаграммы тока и напряжений:
а — в схеме рис. 3.66,а; б — в схеме рис. 3.66,5
Уравнение (3.118) показывает, что регулятор постоянного напряжения обладает «трансформаторным» эффектом.
В большинстве случаев необходимо, чтобы ток нагрузки был хорошо сглажен. Поэтому частота переключений выбирается достаточно высокой, а нагрузка включается через выходной фильтр, который во многих случаях содержит дополнительно конденсатор (рис. 3.66,в) или является чисто индуктивным (в особенности для электроприводов большой мощности).
Питающая сеть часто не допускает больших пульсаций потребляемого тока, так как они оказывают отрицательное влияние на другие потребители и вызывают дополнительные потери в источнике питания. Поскольку для данной схемы регулятора необходимо, чтобы в цепи ключа индуктивность отсутствовала, в качестве входного фильтра чаще всего используется LC-фильтр нижних частот.
Изменение коэффициента передачи ки может быть осуществлено несколькими способами. Чаще всего регулирование отношения U^LU производится или изменением частоты переключений при постоянном времени включенного состояния ключа (частотно-импульсное регулирование — ЧИР), или изменением длительности включенного состояния при постоянной частоте (широтно-импульсное регулирование — ШИР). Оба этих способа часто комбинируются. Возможен также способ, когда моменты включения и выключения ключа определяются по максимальному и минимальному мгновенному току нагрузки (двухпозиционное следящее регулирование); в этом случае длительность интервала Т3, а также сумма Т^-Тд изменяются в широких пределах. При двух первых способах регулируемой величиной обычно является среднее значение выходного напряжения, а при последнем способе — среднее значение тока нагрузки.
С помощью схемы регулятора (рис. 3.6,г) можно получить повышение постоянного напряжения. При замкнутом ключе 5 ток it в реакторе Li нарастает (рис. 3.67,6). Когда ключ S разомкнут, реактор поддерживает ток в прежнем направлении, так что на интервале Тр ток протекает через цепь нагрузки, даже если м2 больше, чем Ы].
Предполагая хорошее сглаживание входного тока, получаем следующий баланс энергий в течение периода переключений T=T3JrTp:
(3.119)(3.119)(3.120)(3.120)UJJ^UJvTp,
(3.119)
(3.119)
(3.120)
(3.120)
откуда следует
А>и=П2/П1=Т/Гр=1+Та/Гр^1.
Таким образом, схема осуществляет повышающую трансформацию напряжения. Условиями правильной работы схемы являются непрерывный входной ток и отсутствие индуктивности в цепи потребителя энергии, для чего служит входной сглаживающий дроссель Lx. Эта схема применяется для повышения напряжения при низковольтном источнике, для рекуперативного или реостатного (когда в
качестве нагрузки используются балластные резисторы) торможения в регулируемом электроприводе и т. д.
Схема рис. 3.66,е позволяет осуществлять как повышение, так и понижение напряжения. Во время замкнутого состояния Уз ключа S промежуточный дроссель L запасает энергию U\IlT3. На интервале разомкнутого состояния Тр промежуточный накопитель отдает энергию U21LT¥ потре- •бителю. Отсюда получаем для коэффициента передачи
k^UslUy = Гз/Гр. (3.121)
В рассмотренных выше схемах напряжение и ток имеют неизменное направление (одноквадрантный режим). Используя комбинацию большего числа ключей и шунтирую-
Рис. 3.68. Схема чстырех- квадрантного регулятора постоянного напряжения:
Li, Ri — пассивная нагрузка; М— двигатель с независимым возбуждением
щих диодов, можно получить схему (рис. 3.68), позволяющую осуществить режим работы в нескольких квадрантах, когда напряжение и ток нагрузки могут изменять направление на обратное. При размыкании какого-либо ключа в такой схеме ток нагрузки продолжает протекать через индуктивность цепи нагрузки в прежнем направлении, при этом цепь нагрузки оказывается замкнутой накоротко через диод и оставшийся замкнутым ключ, либо при замыкании двух накрест расположенных ключей (например, VSi и VS4) ток нагрузки через два диода продолжает протекать через питающую сеть во встречном направлении. Схемы, реализующие многоквадрантный режим, применяются тогда, когда необходимо обеспечить быстрое изменение направления тока или напряжения.
СХЕМЫ ТИРИСТОРНЫХ РЕГУЛЯТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ
При небольших мощностях (например, для высокоскоростных электроприводов) и низких напряжениях питания в качестве электронных ключей в регуляторах обычно используются транзисторы. Область рабочих частот в этом случае составляет от 1 до 25 кГц. При больших мощностях и рабочих частотах около 1 кГц обычно применяются ти- 160
ристоры для запирания которых требуются специальные коммутирующие устройства. Это усложняет схему электронного ключа и снижает КПД регулятора постоянного напряжения. В качестве электронных ключей могут также использоваться двухоперационные тиристоры, которые пока что пригодны для применения в регуляторах средней мощности. Большинство известных схем тиристорных регулято-
Рис. 3.69. Тиристорный регулятор постоянного напряжения с коммутацией за счет разряда конденсатора:
с — схема (VSp VSK —силовой н коммутирующий тиристоры; VDC— диод сброса; VDn — диод перезаряда; Ск — коммутирующий конденсатор; Ln — реактор перезаряда; Lc—реактор сброса; VD — «нулевой» диод; остальные обозначения см. на рис. 3.68; при отсутствии VDC разряд конденсатора Ск апериодический, при наличии — колебательный); б — регулировочные характеристики (f— =300 Гц;f—100 Гц; /^2=®'2^2тпаж’ ^^2“®*®^2тая» ^^2™
”^2тох^
ров можно отнести к схемам или с постоянной, или с переменной рабочей частотой.
Ниже описываются три основные схемы с регулируемым временем включенного состояния ключа. Функции ключа во всех этих схемах выполняет основной тиристор 1/5. Для выключения этого тиристора в схеме (рис. 3.69,а) используется коммутирующее устройство, которое основано на ранее описанной в п. 3.5.1 и приведенной на рис. 3.32 схеме. Для уменьшения влияния тока нагрузки на форму кривой выходного напряжения может быть введена цепь сброса, состоящая из диода VD и реактора Lc [3.25].
Схема регулятора, приведенная на рис. 3.70, отличается меньшим количеством элементов и меньшей зависимостью выходного напряжения от тока нагрузки. Выключение основного тиристора 1/5 происходит при включении коммутирующего тиристора 1/5к. При этом происходит колебательный перезаряд конденсатора сначала через тиристор 1/5, ток которого при этом снижается до нуля, а после вы- 11-5269
ключения IAS через диоды VDC и VDn. Коммутирующие элементы LK и Ск выбираются таким образом, чтобы протекающий через диоды VDC, VDn ток коммутирующего конденсатора оставался больше тока нагрузки в течение времени, которое должно быть больше, чем время выключения основного тиристора. Вместо антипараллельно включенных
Рис. 3.70. Схема тиристорного регулятора напряжения с резонансным перезарядом коммутирующего конденсатора (обозначения те же, что и на рис. 3.69)Рис. 3.70. Схема тиристорного регулятора напряжения с резонансным перезарядом коммутирующего конденсатора (обозначения те же, что и на рис. 3.69)Рис. 3.71. Схема тиристорного регулятора постоянного напряжения с последовательной коммутацией: L3 — зарядный реактор; VD3 — зарядный диод; остальные обозначения те же, что и на рис. 3.69Рис. 3.71. Схема тиристорного регулятора постоянного напряжения с последовательной коммутацией: L3 — зарядный реактор; VD3 — зарядный диод; остальные обозначения те же, что и на рис. 3.69
Рис. 3.70. Схема тиристорного регулятора напряжения с резонансным перезарядом коммутирующего конденсатора (обозначения те же, что и на рис. 3.69)
Рис. 3.70. Схема тиристорного регулятора напряжения с резонансным перезарядом коммутирующего конденсатора (обозначения те же, что и на рис. 3.69)
Рис. 3.71. Схема тиристорного регулятора постоянного напряжения с последовательной коммутацией: L3 — зарядный реактор; VD3 — зарядный диод; остальные обозначения те же, что и на рис. 3.69
Рис. 3.71. Схема тиристорного регулятора постоянного напряжения с последовательной коммутацией: L3 — зарядный реактор; VD3 — зарядный диод; остальные обозначения те же, что и на рис. 3.69
тиристора и диода можно использовать тиристор с обратной проводимостью [2.44].
Обе рассмотренные схемы — это схемы регуляторов с параллельным коммутирующим устройством (параллельная коммутация). Схема рис. 3.71 с последовательной коммутацией отличается возможностью получения очень небольших выходных напряжений. Недостатком этой схемы являются высокие требования по напряжению к тиристорам и диодам. Другие схемы регуляторов с постоянным или переменным временем включения ключа описываются в п. 6.5.3 (см. [3.48, 3.49]).
Для снижения требований к динамическим параметрам тиристоров и диодов используются насыщающиеся и воздушные реакторы, а также защитные цепочки, которые не показаны на рис. 3.69—3.71.
ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ И ХАРАКТЕРИСТИКИ РЕГУЛЯТОРОВ. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Важнейшими эксплуатационными характеристиками регуляторов постоянного напряжения в общем случае являются:
рабочая частота. Повышение частоты переключений снижает затраты на фильтр и повышает быстродействие регулятора, однако при 162
этом возрастают требования к элементам схемы и увеличиваются потери в регуляторе;
максимальное и минимальное значения коэффициента передачи. Диапазон требуемых значений коэффициента передачи по напряжению во многих случаях определяет выбор схемы. Часто требуемая минимальная величина коэффициента передачи ки, необходимая для получения Uimu,, достигается за счет снижения частоты переключений ниже частоты при номинальном режиме, т. е. за счет комбинации ШИР и ЧИР. Диапазон регулирования определяется регулировочной характеристикой регулятора ku=f(T3/T) (рис. 3.69,6), которая определяет также зависимость коэффициента передачи регулятора от тока нагрузки;
диапазоны изменения входного напряжения и тока нагрузки. Они определяют эксплуатационные свойства регулятора, при этом должна быть задана длительность работы при предельных режимах, например при наибольшем токе [3.50];
коэффициент полезного действия. Определяется в общем случае потерями в основном тиристоре (транзисторе), коммутационном устройстве, шунтирующем диоде и во входном и выходном фильтрах.
Порядок расчета регулятора показывается па примере регулирования тока возбуждения тягового двигателя. Требуемый диапазон изменения тока возбуждения при сопротивлении нагрузки от 4 до 6,8 Ом и входном напряжении £71=500-5—1000 В составляет 72=10=70 А. При перенапряжениях Hi>I200 В регулятор выключается. При выключенном регуляторе 6/1^1500 В. Наибольший ток, который необходимо выключать, равен 100 А, рабочая частота регулятора 300 Гц.
Из приведенных данных следует, что ^=0,08=0,95 при Ux = =500 В и соответственно ки= 0,04=0,48 при £71= 1000 В. Минимальная длительность замкнутого состояния ключа в соответствии с соотношением (3.117) 7зт;п=133 мкс.
Выбираем схему рис. 3.70. При определении коммутирующих элементов исходим из выражения
Т’згш'п^ 2п^£кСк.(3.122)
Оптимальное значение коэффициента
Rj =J*— —»
^2 LK/CK /2
где 1с.«т—амплитудное значение тока коммутирующего конденсатора; /г—наибольшее возможное значение тока нагрузки; ф—коэффициент, учитывающий потери в контуре коммутации, составляет от 1,5 до 1,8 [3.50]. При T'^min 133 мкс, £71=500 В, /2=100 А ф=0,9; выбрав кх— = 1,7, получаем согласно уравнениям (3.122) и (3.123) С„=8 мкФ и £н = 56 мкГн.
Время, предоставляемое основному тиристору для запирания, составляет
/д = 2 |/LKCK arccos (1/^ =39,8 мкс. (3.124)
Поскольку напряжение, прикладываемое к тиристору на интервале запирания, невелико (оно равно прямому напряжению на диоде DJ, выбираем тиристоры с /, = 25 мкс. Токовая нагрузка тиристора VSK и диодов VDC и VDn определяется длительностью импульса тока конденсатора, равной п^ТкСк =66,5 мкс, и амплитудой тока 1Скт~250 А (при 6/1 = 1000 В и /2=70 А). Наибольшая скорость нарастания тока составляет UJLK~22 А/мкс. Ток основного тиристора VS1 равен сумме тока нагрузки и тока перезаряда конденсатора (первая полуволна). Поэтому выбираем тиристор типа ТЧ125.
Наибольшая токовая нагрузка шунтирующего диода VD получается при 671 = 1000 В. По условиям работы в данной схеме подходит быстродействующий диод на ток 60 А.
Максимальное выходное напряжение 1500 В обусловливает необходимость последовательного включения двух тиристоров 10-го класса. Максимальное напряжение шунтирующего диода составляет примерно 2400 В.
3.8. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
ФУНКЦИИ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
На примере сетевого преобразователя в п. 3.1.2 было показано, что при использовании управляемых вентилей требуется периодическая подача импульсов на управляющие электроды тиристоров. В п. 3.2.3 было показано, как
Рис. 3.72. Связь системы управления с силовой частью преобразователя и место системы управления в информационной части преобразователя 164
можно регулировать среднее значение выходного напряжения с помощью изменения угла управления а. Задача системы управления — вырабатывать импульсы управления для вентилей. Она является составной частью каждого управляемого преобразователя и во многом определяет его свойства.
Рисунок 3.72 показывает построение системы управления с обратной связью на примере преобразователя для привода постоянного тока. Функционально система управления представляет собой отдельный, самостоятельный блок. В схематическом и конструктивном исполнении она представляет собой составную часть общей системы информационной электроники.
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ,
ВЕДОМЫМИ СЕТЬЮ
Система управления однофазным двухполупериодным преобразователем. Необходимые характеристики системы управления определяются схемой и режимом работы регулируемого преобразователя. Поясним это на примере преобразователя, собранного по однофазной двухполупериод- ной мостовой схеме (рис. 3.73,а).
Рис. 3.73. Требования к системе управления на примере преобразователя по однофазной двухполупериоднон мостовой схеме:
сА™а’ временное диаграммы сетевого напряжения е и напряжения синхронизации исипх; в. д — импульсы управления вентилями V.Sp VS„ и VS2, S3, г, е — диапазоны изменения угла управления вентилями VS., VS. и VS2, VS3 соответственно4
Для рассматриваемой мостовой схемы требуются четыре канала импульсов управления. Так как вентили проводят ток попарно: VSi и VS4 или VS2 и VS3, то эти вентили должны включаться также попарно. Включение тиристора возможно лишь при наличии положительного анодного напряжения, т. е. при пак>0. Следовательно, импульсы управления нужно подавать на вентили VSi и VS4 в диапазоне О^А^л (рис. 3.73,г) и на I/S2 и VS3 в диапазоне л^ ^■0^2л (рис. 3.73,е). Этим определяется и диапазон изменения (регулирования) угла a=f(uy). Диапазон изменения угла начинается с момента О, естественного отпирания вентиля, который соответствует моменту перехода тока на данный вентиль, если бы он был неуправляемым, и заканчивается в момент •©г, когда еще теоретически возможен переход тока на управляемый вентиль (предельный угол управления при инверторном режиме).
Система управления СУ (рис. 3.73,а) формирует управляющие импульсы для вентилей VS, и VS4 на выходах Л1 и Л4 в течение положительной полуволны напряжения сети и для вентилей VS2 и VS3 на выходах Д2 и Д3 в течение отрицательной полуволны (рис. 3.73,6, вид). Это соответствие сигналов управления на выходах СУ и полярности полуволн напряжения сети означает, что формирование сигналов управления должно производиться в двух каналах, обозначаемых соответственно знаками «+» и «—».
Хотя теоретически угол управления а может принимать любое значение в пределах соответствующего диапазона регулирования, практически используемая область регулирования СуЖИВаеТСЯ ДО с типичными значениями Om<«=4° И Отах= 150-^-170°.
Указанным требованиям в отношении распределения импульсов по каналам удовлетворяет система управления, функциональная схема которой приведена на рис. 3.74. Из рисунка виден принцип работы всей системы управления ,
Рис. 3.74. Функциональная схема системы управления однофазной двухполупериодной мостовой схемой:
/—7— функциональные узлы; а — синхронизирующее напряжение; б—импульсы синхронизации; в и г —сигналы переключения каналов для положительной «+> и отрицательной <—» полуволн напряжения сети; g— задержка (сдвиг) импульсов путем сравнения управляющего напряжения «у с изменяющимся во времени напряжением (в данном случае с пилообразным напряжением); е — сигнал на выходе узла задержки; ж— задержанные импульсы управления для обоих каналов; з — импульсы управления для положительной полуволны <+»; и— импульсы управления для отрицательной полуволны «—»; к и л — усиленные импульсы управления с выбросом на переднем фронте для отпнраиия вентилей
а также связь выходных и входных сигналов для каждого из функциональных блоков. Функциональные блоки системы управления обеспечивают:
связь с сетью и согласование напряжений, фильтрацию. Получение из напряжения, питающего преобразователь, неискаженного синусоидального напряжения, потенциально развязанного с сетью, с соответствующей амплитудой и фазой;
синхронизацию. Получение последовательности импульсов с частотой, кратной (или равной) частоте сети, для синхронизации остальных узлов системы управления;
задержку (сдвиг) синхроимпульсов для получения угла а, отсчитываемого от начала соответствующего полупериода напряжения сети и определяемого управляющим сигналом «у;
формирование импульса управления (по длительности) ;
Рис. 3.75. Схематическое представление базового блока управления для ведомых сетью преобразователей (ср. с рис. 3.74):
«у — входное управляющее напряжение; нсиих — синхронизирующее напряжение; Ах—А<— выходы, с которых снимаются импульсы управления
распределение задержанных импульсов по каналам «+» и «—»;
усиление импульсов управления вентилями до требуемой амплитуды, а также формирование (в случае необходимости форсированного отпирания вентилей) выброса на переднем фронте;
передачу импульсов на управляющие электроды вентилей, потенциальную развязку, защиту от помех, возникающих из-за паразитных емкостей, согласование амплитуд импульсов с требуемыми для данного вентиля.
Системы управления многофазными преобразователями. Описанная система управления однофазным двухполу- периодным мостовым преобразователем может служить базовым блоком для построения системы управления любым сетевым преобразователем. Такой базовый блок, который можно представить в виде, показанном на рис. 3.75, содержит все функциональные узлы, приведенные на рис. 3.74. Для важнейших преобразовательных схем в табл. 3.16 показаны способы построения систем управления на основе базового блока. Система управления /n-фазным преобразователем состоит из т базовых блоков.
Система управления преобразователем по трехфазной мостовой схеме должна формировать одновременно два импульса, чтобы обеспечить включение вентилей обеих половин моста. Это означает, что на каждый вентиль вслед за основным импульсом управления подается с задержкой на 168
угол л/3 еще раз повторный импульс (подтверждающий импульс). Из рассмотрения соответствующей системы управления в табл. 3.16 делаем вывод, что для управления каждым вентилем необходимо использовать два выхода двух разных базовых блоков. Дополнительных затрат на элементы схемы при удвоении числа выходных каскадов для получения подтверждающих импульсов можно избежать при использовании системы управления трехфазным мостовым преобразователем, приведенной на рис. 3.76. При этом
Рис. 3.76. Система управления для сетевого преобразователя, выполненного по трехфазной мостовой схеме
используются уже имеющиеся в блоке распределения 5 базового блока управления (см. рис. 3.74) входы и выходы для подачи и получения подтверждающих импульсов (см. также рис. 3.90).
Так как принцип работы одно- и трехфазных регуляторов переменного напряжения очень похож на принцип работы преобразовательных схем, приведенных в табл. 3.16, можно построить системы управления этими регуляторами, используя базовые блоки управления аналогичным образом.
Практические варианты функциональных узлов. Принцип действия и схемотехника функциональных узлов систем управления преобразователями определяются видом используемых дискретных электронных элементов и интегральных микросхем. Специальные схемы частного применения могут объединять в себе большое количество функциональных узлов. Аналоговое представление и обработка сигналов в последнее время все больше заменяются на методы цифровой техники.
Согласование напряжений, потенциальная развязка, фазировка синхронизирующего напряжения. Напряжение синхронизации нСИНх получается путем передачи в систему управления напряжения сети, от которой питается преобразователь, или напряжения со вторичной (вентильной) об-
^Таблица 3.16. Системы управления важнейшими преобразовательнымин схемами, ° основанные на применении базовых блоков по рис. 3.75, функции которых пояснялись на рис. 3.74
Наименование
Однофазный одиополупернодный (однопульсиый) преобразователь
Однофазный двухполуперисдный (двухпульсный) преобразователь со средней точкой
Однофазный двухполупериодный (двухпульсный) преобразователь по мостовой схеме
Схема преобразователя
—О
, е tr vs?
е t -^
Аю»2
^2
fz
f 2
—°
<VSz
<VS<!
t—о
Структурная схема системы управления
^инх
Ai
1UJ, ■ 5 1 ^синх^I
тГтг
А1АгАзА<1 v^T^vs, VSv VS2
Диапазон изменения угла управления
0 X 2х I III*
>
0 Я 2я »
^L—
VS»,VSf
VS3,VS2
1 Я 2Я »
vs,|—
Наименование
Трехфаэный со средней точкой(трехпульсный) преобразователь
Схема преобразователя
Диапазон изменения уг-ла управления
Продолжение табл. 3.16
Трехфазный мостовой(шестнпульсный) преобразователь
Структурная схема системы управления
х/з чх/з
\ х\ гх »
vs, VSg VS3
мотки преобразовательного трансформатора (рис. 3.77). При этом необходимы гальваническая развязка и понижение напряжения до 5—24 В в зависимости от типа применяемых в системе управления элементов, что осуществляется обычно с помощью соответствующего трансформатора Т2. Если фильтр используется одновременно как делитель напряжения, то синхронизирующее напряжение может составлять также 60 В. Фаза синхронизирующего напряжения должна быть такой, чтобы момент перехода этого на-
Рис. 3.77. Пример включения разделительного трансформатора на входе системы управления, фазосдвигающего фильтра и схемы, формирующей импульсы синхронизации:
а — получение напряжения синхронизации непосредственно отлети; б — получение напряжения синхронизации с вентильной обмотки преобразовательного трансформатора
пряжения через нуль совпадал с моментом естественной коммутации вентилей. При этом необходимо учитывать: фазовый сдвиг на угол <р в фильтре, включенном после разделительного трансформатора, и фазовый сдвиг за счет преобразовательного трансформатора, если разделительный трансформатор подключен непосредственно к питающей сети.
В схеме рис. 3.77,а способ подключения разделительного трансформатора Тг к сети учитывает фазовый сдвиг на 30° в преобразовательном трансформаторе Ti, а также то, что момент естественной коммутации в трехфазной мостовой схеме сдвинут также на 30° относительно момента перехода через нуль синусоиды фазового напряжения и поэтому дополнительный фазовый сдвиг в фильтре не нужен. В схеме рис. 3.77,6 угол сдвига фазы Ц' в фильтре выбран 172
таким образом, чтобы переход через нуль синхронизирующего напряжения совпадал с моментом естественной коммутации вентилей.
Трансформатор для согласования напряжений и потенциальной развязки удобно также использовать для получения необходимого фазового сдвига синхронизирующего напряжения. При этом размеры такого трансформатора определяются обычно требуемой изоляционной прочностью, а не передаваемой мощностью. Для уменьшения затрат в некоторых системах управления синхронизирующее напряжение получают от дополнительных обмоток силового трансформатора преобразователя. В последнее время все возрастающее значение приобретает использование для потенциальной развязки оптронной связи.
Фильтрация и синхронизация напряжений. Функция схемы синхронизации — формирование последовательности импульсов, согласованных с фазой напряжения сети. Если питающая сеть обеспечивает симметрию напряжений и их синусоидальную кривую без искажений, синхронизирующие импульсы могут быть получены весьма просто с помощью глубоконасыщаемых по цепи базы транзисторных усилителей (рис. 3.77). Уровень сигнала на базах транзисторов выбирается так, чтобы обеспечить временное перекрытие сигналов Из и щ положительной и отрицательной полуволн, так что с помощью логической схемы И можно сформировать синхроимпульсы us небольшой длительности (обычно около 50 мкс) с двойной частотой по отношению к частоте сети (ср. с рис. 3.74).
Преобразователь, система управления которого рассматривается, как и подключенные к той же сети другие преобразовательные установки, оказывает на сеть влияние, выражающееся в искажении кривой напряжения сети (см. п. 4.6.1). Если синхронизирующее напряжение подается непосредственно от шин генератора (точка G на рис. 4.12) или снимается в промежуточной точке Л при Хс/ху-И), то фильтр может отсутствовать (рис. 3.77,а). При xL/xr<0,l в точке Л достаточен простой фильтр для исключения возможных погрешностей синхронизации, например 7?С-фильтр нижних частот с постоянной времени т—5 мс при частоте сети 50 Гц (рис. 3.77,6).
При сильных искажениях напряжения в точке подключения или при непосредственной подаче синхронизирующего напряжения с вентильной обмотки преобразовательного трансформатора необходимо применение более сложных фильтров. Удачным и технически перспективным решением
является использование в качестве фильтра специального устройства, принцип работы которого показан на рис. 3.78 [3.51]. Управляемый напряжением генератор У Г генерирует выходное напряжение
(3.125)(3.125)Мвых—ПвыхтС05 (Швых^^фвых).
(3.125)
(3.125)
Блок умножения М перемножает напряжение «вых и содержащее высшие гармоники синхронизирующее напряжение, полученное от искаженного напряжения сети
(3.126)(3.126)«с = Um sin а)/ + 2 U^ sin («V + =pj.
(3.126)
(3.126)
ФНЧУ ГФНЧУ ГРис. 3.78. Принцип построения фазорегулирующего устройства, используемого в качестве фильтра синхронизацииРис. 3.78. Принцип построения фазорегулирующего устройства, используемого в качестве фильтра синхронизации
ФНЧУ Г
ФНЧУ Г
Рис. 3.78. Принцип построения фазорегулирующего устройства, используемого в качестве фильтра синхронизации
Рис. 3.78. Принцип построения фазорегулирующего устройства, используемого в качестве фильтра синхронизации
В соответствии с принципом действия данного устройства можно предположить равенство входной и выходной частот, т. е. ®1 = Ивых. В этом случае произведение напряжений можно записать в виде
иг = Л", sin <р, 4-2^ sin (<0^4-^), (3.127)
где <pi — фазовый сдвиг между выходным напряжением УГ и основной гармоникой входного напряжения.
При пропускании напряжения U\ через фильтр нижних частот ФНЧ исключается переменная составляющая этого напряжения, так что
M2 = KiSin<pi. (3.128)
Это напряжение управляет частотой генератора УГ, так что за счет действующей в данной схеме обратной связи поддерживается равенство частот напряжений ыс и Ивых, а фазовый сдвиг ф1 между ними стремится к нулю. Таким образом, выходное напряжение ывых может быть использовано для точной синхронизации системы управления на частоте сети. Для исключения возникающего в данном устройстве фазового сдвига между ыс и мВЫх, равного л/2, следует использовать простые фазосдвигаю- 174
щие ЯС-цепочки. Важно, что изменение входной частоты не приводит в рабочей области к фазовым погрешностям и даже при наиболее сильных искажениях напряжения, возникающих при использовании для синхронизации непосредственно напряжения с вентильной стороны трансформатора, точность синхронизации лежит в допустимых пределах. Если в цепи обратной связи устройства по рис. 3.77 включить делитель частоты с коэффициентом деления N, то ®B4x=Ntoc и, следовательно, частота последовательно-
Рис. 3.79. Пример реализации фильтра синхронизации на основе фазорегулирующего устройства по рис. 3.78, выполненного в виде интегральной микросхемы А290
сти синхроимпульсов пропорциональна частоте сети, что может потребоваться для цифровых систем управления. Рассмотренный принцип фильтрации напряжений реализован в виде интегральной микросхемы, пример включения которой показан на рис. 3.79. Расчет параметров схемы подобного фазосдвигающего устройства содержится в [3.52].
Трехфазные преобразователи при симметричной питающей сети должны управляться симметричной (т. е. «эквидистантной») последовательностью импульсов. Ранее описанный принцип синхронизации при несимметричной сети приводит к неэквидистантной последовательности импульсов. Наиболее совершенные преобразователи, особенно в случае большой мощности, снабжаются устройствами для получения симметричной последовательности импульсов, что уменьшает содержание гармоник в выпрямленном напряжении и содержание дополнительных гармоник в сетевом токе. Такое устройство (рис. 3.80) состоит из управляемого напряжением генератора, выходное напряжение которого разделяется на три симметричные последовательности импульсов синхронизации, следующие через 120°. Эти последовательности импульсов, согласо-
ванные по фазе с трехфазным напряжением сети, получаются с помощью схемы совпадений. Генератор является составной частью рассмотренного выше фазорегулирующего устройства (см. рис. 3.78), выходное напряжение которого с постоянной фазой имеет частоту, в 3 раза превышающую частоту сети. Так как выходное напряжение, синхронизирующее фазорегулирующее устройство и име-
Рис. 3.80. Принцип построения схемы для получения «эквидистантной» последовательности синхроимпульсов при несимметричном трехфазном напряжении сети:
исипх с " синхронизирующее сетевое напряжение; УЧ — умножитель частоты в 3 раза; СС — схема совпадений; ФРУ — фазорегулнрующее устройство с управляемым по фазе генератором
ющее частоту, в 3 раза превышающую частоту сети, формируется из всех трех напряжений синхронизации, среднее значение фазовой погрешности между несимметричными напряжениями сети и симметричной трехфазной системой эквидистантных импульсов минимально. Реализация этого принципа требует больших схемных затрат, поэтому обычно используют специальные интегральные схемы частного применения U 706 D и U 708 D.
Управляемая задержка импульсов. Наиболее распространенный метод задержки синхроимпульсов на время, соответствующее требуемому углу а, состоит в получении синхронизированного частотой сети изменяющегося во времени напряжения и сравнении последнего с управляющим напряжением L\. Задержанный импульс получаем в момент равенства этих двух напряжений . На рис. 3.81,а этот принцип пояснен при аналоговой форме представления сигналов. На рис. 3.81,6 показан пример выполнения такой схемы с 7?С-цепыо для получения линейно изменяющегося напряжения. В схеме рис. 3.82 в качестве изменяющегося во времени напряжения используется синхронизирующее синусоидальное напряжение. Основным преимуществом последней схемы является линейность передаточной характеристики всего преобразовательного устройства.
Данный принцип находит применение также и при цифровой обработке сигнала (рис. 3.83). Синхроимпульс и2 при этом сбрасывает счетчик СУ в нуль. С каждым тактовым импульсом увеличивается число, записанное в счетчике, которое сравнивается с представленным в цифровом виде сигналом управления; если первое из чисел больше, формируется выходной импульс.
Рис. 3.81. Получение управляемой задержки импульсов за счет сравнения линейно нарастающего напряжения с постоянным управляющим напряжением (см. также рис. 3.74):с _ принцип действия; б — пример реализации с применением интегральной микросхемы U 706 D (электронный ключ S в микросхеме управляется внутренним устройством синхронизации)Рис. 3.81. Получение управляемой задержки импульсов за счет сравнения линейно нарастающего напряжения с постоянным управляющим напряжением (см. также рис. 3.74):с _ принцип действия; б — пример реализации с применением интегральной микросхемы U 706 D (электронный ключ S в микросхеме управляется внутренним устройством синхронизации)
Рис. 3.81. Получение управляемой задержки импульсов за счет сравнения линейно нарастающего напряжения с постоянным управляющим напряжением (см. также рис. 3.74):
с _ принцип действия; б — пример реализации с применением интегральной микросхемы U 706 D (электронный ключ S в микросхеме управляется внутренним устройством синхронизации)
Рис. 3.81. Получение управляемой задержки импульсов за счет сравнения линейно нарастающего напряжения с постоянным управляющим напряжением (см. также рис. 3.74):
с _ принцип действия; б — пример реализации с применением интегральной микросхемы U 706 D (электронный ключ S в микросхеме управляется внутренним устройством синхронизации)
Рис. 3.82. Управляемая задержка импульсов с использованием синусоидального переменного синхронизирующего напряжения
Упрощение схемы достигается за счет использования вместо схемы сравнения порогового устройства и регулирования скорости изменения временной функции с помощью управляющего напряжения му.
На рис. 3.84 приведен пример реализации этого принципа для случая представления управляющего сигнала му в виде частотно-модулируемой последовательности импульсов. Синхроимпульсы и2 устанавливают счетчик СЧ в положение «нуль». Чем выше частота следования импульсов на входе uv, тем быстрее заполняется счетчик; при его переполнении формируется выходной импульс управления. Этот принцип получения временной задержки дает интегральную временную характеристику, что долж- 12-5269
UtUtРис. 3.83. Принцип получения управляемой задержки при цифровом представлении сигналов:Рис. 3.83. Принцип получения управляемой задержки при цифровом представлении сигналов:
Ut
Ut
Рис. 3.83. Принцип получения управляемой задержки при цифровом представлении сигналов:
Рис. 3.83. Принцип получения управляемой задержки при цифровом представлении сигналов:
a — структурная схема (СУ — счетчик; ЦК — цифровой компаратор — схема сравнения; КУН — код управляющего напряжения; ut — тактовый импульс); б—импульсы синхронизации и^; в — тактовые импульсы ut; г — коды счетчика (КСЧ) и управляющего напряжения (КУН); д — выходной сигнал пвых
Рис. 3.84. Простой способ получения управляемой задержки при представлении управляющей величины последовательностью частот- ио-модулированных импульсов
но учитываться при описании всей системы как системы регулирования.
В схемах многофазных преобразователей все задержки должны иметь одинаковую передаточную характеристику a=f(uy), отклонение не должно составлять более 11°. С помощью высокоточных элементов С и R, устанавливаемых во времязадающих цепях, а также с использованием высококачественных компараторов в виде интегральных микросхем можно достигнуть необходимой точности фазового сдвига в серийно выпускаемых устройствах без применения специальных операций по выравниванию характеристик каналов.
|4. Формирование управляющих импульсов. Схематиче-
ское выполнение формирователей и усилителей импульсов управления, а также устройств, осуществляющих передачу импульсов управления на силовые вентили с потенциальной развязкой, может быть различным и существенно зависит от того, транзисторы или тиристоры используются в силовой схеме в качестве вентилей.
Для тиристоров и симисторов достаточен один управляющий импульс небольшой длительности (7и^50 мкс), так как проводящее состояние в этих приборах поддержи- 178
вается после их включения за счет внутренней обратной связи. Необходимая длительность импульса управления зависит также от свойств схемы, так как нагрузка со значительной индуктивностью задерживает процесс включения. Поэтому, а также в силу ряда других причин часто рекомендуется управление с помощью широких импульсов, начинающихся с момента, соответствующего углу управления а, и имеющих длительность, равную длительности протекания тока через вентиль в данной схеме. Этот способ формирования импульсов управления применяется иногда в одно- и трехфазных регуляторах переменного напряжения, а также в схемах однофазных выпрямителей. В некоторых специальных случаях необходимо, чтобы импульс управления действовал до тех пор, пока в анодной цепи тиристора существуют условия для его включения, или чтобы этот импульс заканчивался сразу после того, как процесс включения вентиля завершился.
Недостатками применения широких управляющих импульсов (например, с длительностью ^=180°—а) являются большое потребление мощности усилителем управляющих импульсов и трудности передачи таких импульсов через разделительный трансформатор. Поэтому обычно широкий импульс управления заменяется последовательностью отдельных импульсов, имеющих длительность 50— 200 мкс, с отношением длительности импульса к периоду их следования 0,5—0,25.
Для многофазных выпрямителей, как правило, достаточны импульсы длительностью 0,5—1 мс.
Для транзисторов принципиально необходим сигнал управления в течение всего интервала включенного состояния.
Усилители управляющих импульсов. Для включения тиристоров и симисторов требуются импульсы управления с напряжением холостого хода от 10 до 24 В и током короткого замыкания от 1 до 5 А. Цепь управления во время процесса включения может быть представлена эквивалентной схемой, показанной на рис. 3.85,а. Этой схеме соответствует диаграмма, на которой рабочая точка с координатами iy, щ определяется как точка пересечения внешней характеристики 1 активного двуполюсника, представляющего источник управляющих импульсов, с характеристикой управляющий электрод—катод, расположенной в некоторой области между двумя предельными характеристиками (рис. 3.85,6) 12*
На диаграмме обозначено: м0 — напряжение холостого хода и R, — внутреннее сопротивление источника импульсов управления, которым является выходной усилитель на выходе системы управления, IK=U0/Rt— ток короткого замыкания этого источника. Эти параметры, опреде-
Рис. 3.85. К пояснению требований к усилителю управляющих импульсов:а — эквивалентная схема цепи управления; б — нагрузочная характеристика источника (усилителя) управляющих импульсов и вольт-амперная характеристика промежутка управляющий электрод — катод тиристора; Д — область ненадежного включения; В — область гарантированного включения; С — область возможных положений рабочей точки с учетом разброса; 1 — внешняя характеристика источника управляющих импульсов; 2— внешняя характеристика прн минимальном рабочем напряжении и максимальном внутреннем сопротивлении; 3— внешняя характеристика при минимальном внутреннем сопротивлении и максимальном рабочем напряженииРис. 3.85. К пояснению требований к усилителю управляющих импульсов:а — эквивалентная схема цепи управления; б — нагрузочная характеристика источника (усилителя) управляющих импульсов и вольт-амперная характеристика промежутка управляющий электрод — катод тиристора; Д — область ненадежного включения; В — область гарантированного включения; С — область возможных положений рабочей точки с учетом разброса; 1 — внешняя характеристика источника управляющих импульсов; 2— внешняя характеристика прн минимальном рабочем напряжении и максимальном внутреннем сопротивлении; 3— внешняя характеристика при минимальном внутреннем сопротивлении и максимальном рабочем напряжении
Рис. 3.85. К пояснению требований к усилителю управляющих импульсов:
а — эквивалентная схема цепи управления; б — нагрузочная характеристика источника (усилителя) управляющих импульсов и вольт-амперная характеристика промежутка управляющий электрод — катод тиристора; Д — область ненадежного включения; В — область гарантированного включения; С — область возможных положений рабочей точки с учетом разброса; 1 — внешняя характеристика источника управляющих импульсов; 2— внешняя характеристика прн минимальном рабочем напряжении и максимальном внутреннем сопротивлении; 3— внешняя характеристика при минимальном внутреннем сопротивлении и максимальном рабочем напряжении
Рис. 3.85. К пояснению требований к усилителю управляющих импульсов:
а — эквивалентная схема цепи управления; б — нагрузочная характеристика источника (усилителя) управляющих импульсов и вольт-амперная характеристика промежутка управляющий электрод — катод тиристора; Д — область ненадежного включения; В — область гарантированного включения; С — область возможных положений рабочей точки с учетом разброса; 1 — внешняя характеристика источника управляющих импульсов; 2— внешняя характеристика прн минимальном рабочем напряжении и максимальном внутреннем сопротивлении; 3— внешняя характеристика при минимальном внутреннем сопротивлении и максимальном рабочем напряжении
ляющие положение внешней характеристики усилителя управляющих импульсов, выбираются таким образом, чтобы рабочая точка находилась в области надежного отпирания. В этом случае напряжение питания усилителя определяется как сумма напряжения холостого хода и0 и падения напряжения на ключевом элементе схемы (например, на выходном транзисторе). Сопротивление Ri есть результирующее внутреннее сопротивление усилителя, которое включает в себя, например, сопротивление обмоток трансформатора. Как следует из диаграммы, во внимание необходимо также принимать разброс значений питающего напряжения и внутреннего сопротивления цепи. Примеры схем усилителей управляющих импульсов приведены на рис. 3.86 и 3.87.
Применение усилителей управляющих импульсов в интегральном исполнении позволяет выполнять источник им пульсов в виде ключевого источника тока. Наряду с преимуществом, связанным с определенной токовой нагрузкой элементов схемы, при этом обеспечивается значительная 180
экономия энергии и уменьшаются габаритные размеры источника питания схемы.
Потенциальная развязка. Вид потенциальной развязки определяется уровнем требуемого напряжения изоляции и зависит от напряжения преобразователя. В обла-
Рис. 3.86. Простой транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкойРис. 3.86. Простой транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкойРис. 3.87. Высококачественный транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкойРис. 3.87. Высококачественный транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкой
Рис. 3.86. Простой транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкой
Рис. 3.86. Простой транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкой
Рис. 3.87. Высококачественный транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкой
Рис. 3.87. Высококачественный транзисторный усилитель управляющих импульсов с потенциальной развязкой
сти напряжений сети до 660 В используются главным образом следующие два принципа развязки:
передача импульса управления заданной формы и энергии при потенциальной развязке за счет трансформатора (рис. 3.88,а, а также рис. 3.86 и 3.87);
раздельная передача энергии (с помощью трансформатора) и информационного сигнала, определяющего фазу и длительность импульса управления (с помощью оптронов) (рис. 3.88,6).
Рис. 3.88. Варианты создания потенциальной развязки: а — совместная передача энергии и формы управляющего импульса; ФИ — формирователь импульсов; УИ — усилитель импульсов; б— раздельная передача энергии и информации о фазе и длительности управляющего импульса; О — оптрон для передачи информации; Т — трансформатор для передачи энергии; ЭК—электронный ключ
При повышенных рабочих напряжениях вместо оптронов используются световоды.
Наряду с высокой изоляционной прочностью от трансформаторных устройств потенциальной развязки (типа рис. 3.86, 3.87) требуется:
высокая верхняя граничная частота (несколько сотен килогерц), что необходимо для получения крутого переднего фронта импульса управления;
низкая нижняя граничная частота (около 1 кГц) для уменьшения скола вершины при широких управляющих импульсах.
Эти требования являются противоречивыми; они могут быть выполнены за счет применения материала магнитопровода с большой импульсной магнитной проницаемостью при минимальном числе витков обмоток и такой геометрии обмоток, при котором индуктивности рассеяния минимальны.
В схеме рис. 3.87 трансформатор имеет две экранированные обмотки. Такое включение экранов гарантирует, что ток, обусловленный паразитной емкостью между обмотками, при скачках напряжения в силовой цепи не приведет ни к ошибочному включению тиристоров преобразователя, ни к нарушению работы системы управления [3.53].
Распределитель импульсов. В двухимпульсной системе управления (рис. 3.74) импульсы управления по обоим каналам «+» и «—» генерируются в одном и том же узле задержки и формируются в общем формирователе. Поэтому необходим распределитель импульсов, который распределяет эти импульсы, следующие с частотой, в 2 раза превышающей частоту питающей сети, по соответствующим каналам. Эта задача решается с помощью двух логических схем И:
Ug = Ui /\u^,
и9 = м7Дм4.
Эти логические схемы часто используются и для запрета подачи импульса. Такой запрет необходим: для прекращения подачи импульса управления при аварии определенного типа; для задержки импульса на вентиль в следующей фазе при протекании тока через вентиль предыдущей фазы или на время процесса включения преобразователя в работу; для прекращения подачи импульсов в 182
реверсивном преобразователе постоянного тока с раздельным управлением при переходе тока с одного комплекта вентилей на другой.
С помощью логических и простых устройств памяти реализуют два вида запирания управляющих импульсов:
мгновенное запирание, которое может прервать даже еще не полностью сформированный импульс управле-
Рис. 3.89. Система управления однофазным преобразователем или одним вентилем трехфазного преобразователя
ния. Оно используется, например, при защите от аварийных режимов;
запирание с задержкой, которое гарантирует подачу полностью сформированного импульса управления и действует лишь по окончании процесса включения тиристора.
В многофазных системах управления, например в трехфазной мостовой схеме, для получения сдвоенных импульсов суммируются импульсы нескольких базовых двух- импульсных блоков управления (см. табл. 3.16). Это можно также обеспечить, соединив входы и выходы в распределителе импульсов соответствующим образом.
Системы управления с использованием микросхем частного применения. Из узлов, выполняющих описанные выше функции, могут быть составлены простые схемы на дискретных элементах, например типа показанной на рис. 3.89, которая пригодна для управления однополупе- риодным преобразователем или при использовании трех таких схем — трехфазным нулевым выпрямителем.
Высококачественные преобразователи требуют больших схемных затрат, чтобы, например, достигнуть высокой точности задания угла управления без подстройки и выравнивания сдвига фаз в отдельных каналах. При этом
183
обычно требуется выполнение отдельными блоками дополнительных функций и возможность простой модификации схемы для удовлетворения специальных дополнительных требований. Все эти требования выполняются достаточно экономично только при использовании специальных микросхем, например типа UAAT146AEG — Telefunken, ТСА780 (Siemens), U708D (для однофазных преобразователей)
Рис. 3.90. Структурная схема интегральной схемы U 706 D и ее внешние устройства при использовании в качестве системы раздельного управления трехфазным мостовым реверсивным преобразователем постоянного тока (на рисунке показаны узлы лишь для одной фазы; выше штрихпуиктирной линии показаны внутренние узлы, ниже — внешние; фильтр используется для всех трех фаз). Индексы I и II обозначают различные мосты реверсивного преобразователя
и U 706 D (для многофазных преобразователей) VEB Funkwerk [3.54, 3.55].
На рис. 3.90 приведена структурная схема микросхем U706D с внешними цепями. Для построения системы управления реверсивным преобразователем постоянного тока с раздельным управлением, состоящим из двух трехфазных мостов, используются три такие схемы с внешними цепями, с последовательно включенными формирователями импульсов управления и импульсными трансформаторами. Фильтр на основе описанной выше фазорегулирующей цепи является общим для всех трех систем.
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ АВТОНОМНЫМИ ИНВЕРТОРАМИ
Принцип действия автономных инверторов описан в § 3.5. Сравнение инверторов с выпрямителями показывает идентичность методов управления. Так, диаграмма включения вентилей инвертора (см. рис. 3.35,а) идентична диаграмме включения тиристоров трехфазной мостовой схемы выпрямления (см. табл. 3.16). Однако автономный инвертор допускает по сравнению с ведомыми сетью преобразователями различные режимы работы. Вследствие этого, например, в инверторе напряжения возможны следующие модификации алгоритма управления:
разные длительности Ха включенного состояния вентилей в течение периода, например, в трехфазной мостовой схеме, кроме Ло=2л/3, возможно Ло=5л/6 и Ао=л (ср. с рис. 3.35);
импульсный режим работы вентилей для снижения содержания низкочастотных гармоник и регулирования выходного напряжения (рис. 3.33,а);
необходимость получения дополнительных импульсных сигналов для управления узлом коммутации.
Существенное отличие системы управления автономным инвертором от приведенной системы управления выпрямителем состоит в замене устройства блока синхронизации генератором тактовых импульсов, который определяет частоту выходного напряжения автономного инвертора, причем для получения m-фазной системы импульсов достаточно одной такой схемы.
На рис. 3.91 приведена в качестве примера типовая схема системы управления трехфазным мостовым инвертором напряжения с использованием наиболее подходящих для этих целей микросхем U 700 D и U 708 D, в которых применяются высоковольтные МОП-транзисторы с p-каналом. Частота управляемого напряжением задающего генератора fr в 6 раз превышает выходную частоту р автономного инвертора, так что fj =-j-fr(wy).B частотнорегулируемом асинхронном приводе частота задающего входного сигнала
fBX=6fi = 6fB+6fc, где fB — частота вращающегося магнитного поля; fc — частота скольжения. Регулятор скорости устанавливает частоту скольжения fc. Суммирование частот /в и fc производится в цифровом виде, чтобы при fcCfi выполнить необходимые требования по точности.
Если входы Ei, Ег, Еа (рис. 3.91) подключены к высокому потенциалу, система управления будет обеспечивать алгоритм переключений, приведенный на рис. 3.35,в. Включенные на выходе транзисторные каскады усиливают сигналы управления в соответствии с требуемыми параметрами цепи базы транзисторов силовой части схемы
Рис. 3.91. Система управления трехфазным автономным инвертором, выполненным на транзисторах:УС — выходные усилители для управления силовыми транзисторами; Г — задающий генераторРис. 3.91. Система управления трехфазным автономным инвертором, выполненным на транзисторах:УС — выходные усилители для управления силовыми транзисторами; Г — задающий генераторРис. 3.92. Использование системы управления, показанной на рис. 3.91, для формирования синусоидального выходного тока инвертора (на примере фазы С):DT — триггер; DSQ — источник трехфазного синусоидального опорного сигналаРис. 3.92. Использование системы управления, показанной на рис. 3.91, для формирования синусоидального выходного тока инвертора (на примере фазы С):DT — триггер; DSQ — источник трехфазного синусоидального опорного сигнала
Рис. 3.91. Система управления трехфазным автономным инвертором, выполненным на транзисторах:
УС — выходные усилители для управления силовыми транзисторами; Г — задающий генератор
Рис. 3.91. Система управления трехфазным автономным инвертором, выполненным на транзисторах:
УС — выходные усилители для управления силовыми транзисторами; Г — задающий генератор
Рис. 3.92. Использование системы управления, показанной на рис. 3.91, для формирования синусоидального выходного тока инвертора (на примере фазы С):
DT — триггер; DSQ — источник трехфазного синусоидального опорного сигнала
Рис. 3.92. Использование системы управления, показанной на рис. 3.91, для формирования синусоидального выходного тока инвертора (на примере фазы С):
DT — триггер; DSQ — источник трехфазного синусоидального опорного сигнала
и осуществляют потенциальную развязку. Подключенная к каждой микросхеме U 708 D 7?С-цепочка обеспечивает необходимую паузу ts между интервалами включенного состояния транзисторов одной половины моста.
Если входы £1, Ег, Еэ управляются одной последовательностью высокочастотных импульсов, выходное напряжение пульсирует в соответствии с тем же коэффициентом заполнения. При этом имеется врзможность:
регулировать выходное напряжение каким-либо из импульсных методов (рис. 3.33,е и 3.33,г);
ограничить и осуществить двухпозиционное регулирование выходного тока каждой фазы, причем заданный сигнал уставки может иметь также синусоидальную форму (рис. 3.92).
Если силовая часть выполнена не на транзисторах, а на тиристорах, в схеме рис. 3.91 отсутствуют предоконеч- ные каскады. Микросхемы U 708 D обеспечивают непосредственное включение тиристоров небольшой мощности, причем длительность импульсов управления обеспечивается подключением внешних £С-цепочек. Сильноточные вентили требуют применения дополнительных усилителей импульсов.
СИСТЕМА УПРАВЛЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛЯТОРОМ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Принцип действия и силовая схема регуляторов постоянного напряжения описаны в § 3.7. Простейшая схема (см. рис. 3.69) при неуправляемом перезаряде коммутирующего конденсатора требует сигналов управления, показанных на рис. 3.93. Такая последовательность сигналов обеспечивается схемой рис 3.94. Часть схемы, собранная на первом операционном усилителе, вырабатывает сигнал «I прямоугольной формы, который задает рабочую частоту импульсного регулятора. Импульсы управления и2, подаваемые на коммутирующий тиристор, вырабатываются в моменты, соответствующие фронтам сигнала Hi (см. рис. 3.93). Одновременно эти импульсы синхронизируют линейно изменяющееся напряжение я3 узла задержки С помощью второго операционного усилителя линейно изменяющееся напряжение сравнивается с управляющим напряжением, и в моменты их равенства формируются импульсы управления н4, включающие силовой тиристор. Схема управления построена так, что периодическая работа импульсного регулятора всегда начинается с включения
Рис. 3.94. Система управления регулятором уостояиного напряжения (сигналы zz2 и щ — в соответствии с рис. 3.93)Рис. 3.94. Система управления регулятором уостояиного напряжения (сигналы zz2 и щ — в соответствии с рис. 3.93)
Рис. 3.94. Система управления регулятором уостояиного напряжения (сигналы zz2 и щ — в соответствии с рис. 3.93)
Рис. 3.94. Система управления регулятором уостояиного напряжения (сигналы zz2 и щ — в соответствии с рис. 3.93)
Рис. 3.93. Временные диаграммы напряжений в системе управления регулятором постоянного напряжения (см. рис. 3.69) при нерегулируемой цепи перезаряда конденсатора:
а —• импульсы на выходе задающего генератора;
6— управляющие импульсы для включения коммутирующего тиристора; в — сравнение лииейио нарастающего и управляющего напряжений; г — управляющие импульсы для включения силового тиристора
коммутирующего тиристора; это необходимо, чтобы обеспечить заряд коммутирующего конденсатора до включения силового тиристора. Кроме того, в схеме предусмотрена подача с помощью входа Е сигнала запрета на включение силового тиристора, если схема контроля (на рис. 3.94 не показана) указывает на недостаточный заряд коммутирующего конденсатора. Данная схема осуществляет также контроль тока нагрузки. Если ток в цепи нагрузки, измеряемый датчиком, который на рис. 3.94 не показан, достигает заданного порогового значения, на вход В подается сигнал логической единицы, схема срабатывает и включается коммутирующий тиристор. Если этот логический сигнал подать вместо импульсов, задающих рабочую частоту, в точку А и регулировать пороговое значение тока, то система управления и силовая схема будут работать в режиме двухпозиционного регулятора тока. Входы С и D обеспечивают дополнительную блокировку импуль- 188
сов управления силового тиристора или обоих вентилей. Они используются, например, для управления режимом пуска регулятора.
ВЫХОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ (ОКОНЕЧНЫЕ КАСКАДЫ)
Поскольку транзисторы в силовой части преобразователя должны работать в ключевом режиме, выходные каскады системы управления должны обеспечивать такие сигналы, чтобы во включенном или выключенном состоянии транзисторов, а также при их включении и выключении потери мощности были минимальными и не превышали допустимого значения. Для этого выходные (оконечные) каскады, управляющие, например, транзисторами типа п-р-п, должны обеспечивать:
такой уровень тока базы, чтобы силовой транзистор при включенном состоянии всегда находился в режиме насыщения;
возможно большую скорость нарастания тока базы при включении транзистора, так как при активной и индуктивной нагрузках кратковременное увеличение тока базы уменьшает потери мощности при включении;
возможно большее, но не превышающее допустимого значения запирающее напряжение база — эмиттер при выключенном состоянии транзистора;
отрицательный ток базы при выключении транзистора с целью уменьшения времени выключения и потерь мощности на этом этапе.
Теоретическая кривая оптимального тока базы I приведена на рис. 3.95.
При измерении параметров оконечных каскадов необходимо принимать меры для защиты силового транзистора в переходных режимах при включении и выключении, что осуществляется путем ограничения скорости нарастания его тока и напряжения. Отметим также, что максимальное значение отрицательного тока базы во время выключения не может быть сколь угодно большим и что напряжение база — эмиттер к концу процесса выключения должно быть отрицательным — на уровне —2,5 В.
На рис. 3.96 приведена простейшая схема оконечного усилителя, которая обеспечивает примерно такое же изменение тока базы силового транзистора, какое требует теоретическая кривая на рис. 3.95. При положении переключателя S, показанном на рисунке, транзистор VTi включен, вследствие чего включен и транзистор VT2. Ис-
189
точник Ei обеспечивает протекание тока базы 1б по цепи VI г, Rx, Ri. В переходном процессе включения силового транзистора VI его базовый ток оказывается больше стационарного значения благодаря наличию конденсатора С. При переключении S в положение Выкл. (роль этого переключателя выполняет управляющая схема) база VI х
^Б*^Б*Включение! Выключение Поддержание включенногоВключение! Выключение Поддержание включенногосостояниясостоянияРис. 3.95. Изменение во времени тока базы при идеальном управлении высоковольтным ключевым транзисторомРис. 3.95. Изменение во времени тока базы при идеальном управлении высоковольтным ключевым транзисторомРис. 3.96. Схема выходного усилителя для управления биполярным высоковольтным ключевым транзисторомРис. 3.96. Схема выходного усилителя для управления биполярным высоковольтным ключевым транзистором
^Б*
^Б*
Включение! Выключение Поддержание включенного
Включение! Выключение Поддержание включенного
состояния
состояния
Рис. 3.95. Изменение во времени тока базы при идеальном управлении высоковольтным ключевым транзистором
Рис. 3.95. Изменение во времени тока базы при идеальном управлении высоковольтным ключевым транзистором
Рис. 3.96. Схема выходного усилителя для управления биполярным высоковольтным ключевым транзистором
Рис. 3.96. Схема выходного усилителя для управления биполярным высоковольтным ключевым транзистором
подключается к потенциалу -|-Ei, транзистор VTX запирается. Вследствие этого потенциал на базе транзистора VI3 изменяется, что приводит к его отпиранию, и источник напряжения Е2 обеспечивает отрицательный ток базы на этапе выключения транзисторов VT.
Для быстродействующих ключевых МДП-транзисторов в статическом проводящем состоянии требуется управля-
Рис. 3.97. Схема управления на МОП-транзисторах для управления силовым МОП- транзистором
Рис. 3.98. Схема оконечного усилителя для управления силовым МОП- транзистором
ющее напряжение почти без отбора мощности. Типичные параметры цепи управления:
для включенного состояния:
напряжение затвор — исток 2В^ПЗИ<5 В; ток затвора /3^1 мА, для выключенного состояния:
напряжение затвор — исток Г73>и^+0,4 В.
Такие параметры позволяют осуществлять управление силовым транзистором непосредственно от интегральных схем. На рис. 3.97 показана схема управления на интегральной логической схеме, выполненной по К-МОП-тех- нологии. Чтобы обеспечить малое время включения силового МОП-транзистора, требуется кратковременный управляющий ток, прерывающий 100 мА. Это следует из необходимости быстрого перезаряда внутренних емкостей транзистора. Поэтому для снижения потерь мощности при высокой частоте переключения для МОП-транзисторов требуются также достаточно мощные оконечные усилители, например по схеме, показанной на рис. 3.98. Когда транзистор VTa с помощью управляющего логического сигнала переводится во включенное состояние, транзистор VTi также включается. При этом положительное управляющее напряжение прикладывается через VTt и Ri к затвору силового МОП-транзистора и последний включается. Когда транзистор VT3 переводится в выключенное состояние, запирается также и транзистор КТЬ а транзистор VT2 включается. Вследствие этого затвор оказывается подключенным через R^ и VT2 к истоку и МОП-транзистор оказывается запертым. Так как сопротивление Rv и R2 малы (около 10 Ом), внутренние емкости силового транзистора быстро заряжаются или разряжаются через элементы схемы оконечного усилителя.
Важной добавочной функцией оконечного усилителя является защита силового транзистора. Из-за больших потерь мощности в транзисторе при перегрузках по току, когда транзистор выходит из режима насыщения, его перегрузочная способность оказывается значительно меньше, чем, например, тиристора. Поэтому защита должна обеспечивать быстрое выключение транзистора, находящегося в проводящем состоянии, при резком увеличении тока. Это можно осуществить путем контроля напряжения между коллектором и эмиттером силового транзистора и при выходе транзистора из насыщенного состояния обеспечить его выключение путем подачи через оконечный усилитель соответствующего сигнала на базу.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
УСТРОЙСТВА И УСТАНОВКИ
ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
УСЛОВИЯ ЭКСПЛУАТАЦИИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ВИДЫ И РЕЖИМЫ РАБОТЫ,
ВЛИЯНИЕ НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ
УСЛОВИЯ ЭКСПЛУАТАЦИИ
Надежность устройств энергетической электроники, как и устройств другого назначения, завнснт от того, насколько допустимая нагрузочная способность больше реальной нагрузки. Последняя определяется режимом работы потребителей, подключенных к данному устройству, напряжением питающей сети, климатическими условиями, изменениями мощности нагрузки и т. д. Допустимая нагрузочная способность преобразовательных устройств зависит от выбора вентилей, схемы преобразователя, параметров используемого трансформатора, устройств защиты и т. д. „
Для обеспечения взаимопонимания между изготовителями и потребителями устройств и установок, для возможно большей стандартизации компонентов и всего устройства в целом, для упрощения проектирования полезно, если изготовитель заранее предусматривает, что условия эксплуатации (или по возможности большая их часть), существенно влияющие па нагрузку требуемого устройства, соответствуют действующим стандартам [4.1—4.6].
Далее рассматриваются некоторые из этих условий.
Если условия эксплуатации отличаются от действующих норм, то потребитель должен согласовать эти условия с изготовителем.
Питание силовой части преобразователей от сети переменного тока. В качестве номинального выбирается напряжение из стандартного ряда 220, 380 или 660 В, причем действующее значение может изменяться в пределах 92,5—105 % номинального значения (по [4.1] в пределах 95—100 %). При бестрансформаторном включении выпрямителя этому сетевому напряжению соответствует идеальное выпрямленное напряжение, указанное для соответствующей схемы в табл. 6.3.
Форма кривой переменного напряжения сети должна быть синусоидальной, однако при выключенном выпрямителе допускается отклонение мгновенного значения напряжения h2 от мгновенного значения /г3 основной гармоники не свыше 5 % амплитудного значения ftI основной гармоники (рис. 4.1), т. е. h2—/i3<0,05/zi.
В случае 12-фазиого преобразователя мгновенное значение питающего напряжения должно отклоняться от основной гармоники не более чем на 0,025/ц, чтобы гарантировались необходимые для 12-фазного режима условия. Отдельные высшие гармоники сетевого питающего напряжения не должны превышать значений, приведенных на рис. 4.2.
Значения допустимых непериодических перенапряжений приведены иа рис. 4.3. При перенапряжениях, соответствующих области, распо-
Рис. 4.1. К определению несину- соидальности кривой переменного напряжения сети:ис — мгновенное значение напряжения сети; uCI — мгновенное значение ос- новиой гармоникиРис. 4.1. К определению несину- соидальности кривой переменного напряжения сети:ис — мгновенное значение напряжения сети; uCI — мгновенное значение ос- новиой гармоникиРис. 4.2. Зависимость максимально допустимого относительного значения гармонической составляющей (действующее значение) от номера гармоники v по [4.2, вып. 3]Рис. 4.2. Зависимость максимально допустимого относительного значения гармонической составляющей (действующее значение) от номера гармоники v по [4.2, вып. 3]
Рис. 4.1. К определению несину- соидальности кривой переменного напряжения сети:
ис — мгновенное значение напряжения сети; uCI — мгновенное значение ос- новиой гармоники
Рис. 4.1. К определению несину- соидальности кривой переменного напряжения сети:
ис — мгновенное значение напряжения сети; uCI — мгновенное значение ос- новиой гармоники
Рис. 4.2. Зависимость максимально допустимого относительного значения гармонической составляющей (действующее значение) от номера гармоники v по [4.2, вып. 3]
Рис. 4.2. Зависимость максимально допустимого относительного значения гармонической составляющей (действующее значение) от номера гармоники v по [4.2, вып. 3]
t,ct,c
t,c
t,c
Рис. 4.3. Зависимости допустимых непериодических перенапряжений &U, накладывающихся на амплитудное значение Ucm напряжения сети, от их длительности /
ложенной ниже кривой 1, преобразователь еще работоспособен; в области между кривыми 1 и 2 должна сработать схема защиты, чтобы преобразователь не вышел из строя.
Непериодические перенапряжения длительностью до 10 мкс не должны превышать амплитудного значения испытательного напряжения иа сетевой стороне преобразователя.
Переменное сетевое напряжение не должно снижаться более чем иа 15 % номинального напряжения в течение времени, не превышающего 0,5 с (согласно [4.1] допустимы колебания +10 % в течение ие более чем 1 с).
Кратковременные проиалы или всплески сетевого переменного напряжения сети, которые происходят из-за коммутации тока вентилей, 13—5269 то
должны составлять не более 5 % амплитудного значения основной гармоники в течение не более 1,5 мс.
Питание силовой части преобразователей от сети постоянного тока. В качестве номинального обычно выбирается напряжение из следующего ряда: 12, 24, 60, 110 и 220 В. При питании от аккумулятора отклонения напряжения от номинального значения не должны превышать + 15%; согласно [3. 20] во всех остальных случаях питания от источника постоянного тока колебания напряжения не должны превышать 4~5 %, —7,5 % номинального значения.
(Ud НОМ +zw)/ud ном(Ud НОМ +zw)/ud номАмплитудное значение напряжения пульсаций «от пика до провала» при частотах свыше 300 Гц должно составлять не более 10 %,
(Ud НОМ +zw)/ud ном
(Ud НОМ +zw)/ud ном
Рис. 4.4. Допустимое непериодическое перенапряжение MJ в зависимости от длительности воздействия t для источников постоянного напряжения не свыше 50 В (по [4.11]):
С7 —номинальное постоянное на- спим
пряжение
а при более низких частотах —не более 5% среднего значения номинального постоянного напряжения (согласно [3.20] — не более 15 % для всех частот). В [3.20] также рекомендуется, чтобы действующее значение высших гармоник переменного напряжения, от которого через выпрямитель питается автономный инвертор, составляло ие более 10 % основной гармоники.
Допустимые непериодические перенапряжения могут быть определены по рис. 4.3, причем кривые 1 и 2 должны при больших длительностях стремиться к значениям (Д174-^иом)/^ном = 1,15 В или 1,2 В. В [3.20] указывается, что перенапряжения, особенно при питании от аккумуляторных батарей с номинальным напряжением ниже 50 В, могут достигать значений, указанных на рис. 4.4; подобные перенапряжения могут возникать, если, например, к батарее, от которой питается инвертор, подключаются или от нее отключаются другие нагрузки. Для постоянных напряжений свыше 100 В перенапряжения, показанные на рис. 4.4, не должны превышать 1400 В4-2,3(7дном. В большинстве случаев недопустимо большие непериодические перенапряжения можно подавить с помощью параллельного подключения конденсаторов. В этом случае важнее знать энергию этих перенапряжений, чем их амплитуду. Поэтому в [3.20] предписывается, чтобы энергия непериодических перенапряжений в сетях напряжением до 260 В, от которых питаются автономные преобразователи, не превышала 4 Дж. При более высоких напряжениях эта энергия может превышать 4 Дж, однако
в этом случае необходимо согласование с изготовителем преобразователя.
Если сеть постоянного тока, от которой питается автономный инвертор, имеет индуктивность более 0,75 мГн и если питающая сеть не обеспечивает изменение направления входного тока преобразователя необходимо, чтобы изготовитель учел эти обстоятельства.
Питание информационных электронных устройств. Электронные устройства, перерабатывающие информацию, питаются или от источников постоянного тока с напряжениями 6, 12, 15, 24, 60 или ПО В, или от источников переменного тока с напряжениями 6, 12, 15, 24, 60, 120, 220 или 380 В.
Напряжение сети, к которой подключаются источники питания, должно составлять от 85 до 110% номинального значения; при питании от аккумуляторной батареи допустимы колебания напряжения 85— 115%. Вспомогательные устройства, в особенности устройства защиты преобразователя, также должны оставаться работоспособными при отклонениях питающего напряжения от номинала на +10 и —15 %.
Условия окружающей среды. Из многочисленных параметров, характеризующих условия окружающей среды, рассмотрим только некоторые, особенно важные для обеспечения надежной работы преобразователя.
Нормальными считаются условия работы при высоте, не превышающей 1000 м над уровнем моря, и относительной влажности до 80 % прн 20 °C.
В качестве нормального диапазона температуры окружающей среды и температуры охлаждающей среды обычно принимаются значения, указанные в табл. 4.1.
Как уже неоднократно указывалось в гл. 2, полупроводниковые вентили особенно чувствительны к ухудшению условий охлаждения. Если предполагается, что температура окажется выше, чем «нормальная», необходимо, как было сказано в гл. 2, снижать тепловое сопротивление охладителя или мощность потерь, что связано с необходимостью уменьшения тока, протекающего через вентиль.
Таблица 4.1. Диапазоны температуры окружающей и охлаждающей среды для полупроводниковых преобразователей
Вид охлаждения
Температура окружающей среды, °C
Температура охлаждающей
Среды, ®С
по [4.2]
по [4.1]
по [3.20]
по [4.2]
по [4.1]
по [3.20]
Естественное Принудительное Водяное Масляное
—10+-+
. +35
I-I0-+ | +40
Больше +
Больше —
|о+-4-4О
5
5
1—10++
1 +35
1—28
| До +40 5-30 —5-++30
| 5—30
13*
195
5 Таблица 4.2. Классы нагрузок для преобразовательных устройств и установок [4.2]
Класс вагруз. КН
Условия испытаний (кратность испытательного тока по отношению к номинальному)
Типовые области применения
Типовые режим нагрузки
0
По согласованию
I
1.0 длительно
Электрохимические процессы
—
II
1,0 длительно
1,5 в течение 1 мин
То же
1/1
2,0
1/0
ион 1.. . 024 t,4
III
1,0 длительно
1,5 в течение 1 мин 2,0 в течение 10 с
Общепромышленные устройства или устройства тяги (легкий режим)
1/1
2,0
10
NOW
--Me
1*тн-о/мин ^Е_г
OS24 t,4
Продолжение табл. 4.2
Класс нагрузки
Условия испытаний (кратность испыта- тельного тока по отношению к номи. нальному.
Типовые области применения
Типовой режим нагрузки
IV
1,0 длительно
1,25 в течение 2 ч 2,0 в течение 10 с
Общепромышленные^ устройства или городской электротранспорт
1Л
2,0
1,0
нам
■*См
г 1
06 824 t,4
V
1,0 длительно
1,5 в течение 2 ч
2,0 в течение 1 мин
Устройства тяги (средний режим) или подъемные устройства
1/1»
2,0 -
1,0 -
ом
0
IsOc
t,4
VI
1,0 длительно
1,5 в течение 2 ч
3,0 в течение 1 мин
Устройства тяги (тяжелый режим)
I/I.
J,0l- 2,0 1,0-
ЮМ
0
f мин
t,4
Эксплуатационные режимы и классы нагрузки. Изготовитель и потребитель должны по возможности согласовать основные эксплуатационные режимы, соответствующие действующим стандартам, например длительный, кратковременный, повторно-кратковременный и другие режимы [4.2]. Это относится также и к классам нагрузки, примеры которых приводятся в табл. 4.2. Предполагается, что после каждого импульса перегрузки преобразователь охлаждается до установившейся Температуры прежде, чем наступит повторная токовая перегрузка. Следует, однако, учесть, что выполнение этого ограничения на практике не всегда можно гарантировать.
НАГРУЗОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Нагрузочная (или внешняя) характеристика преобразователя определяет зависимость выходного напряжения от выходного тока Uda=fUda). Типовые нагрузочные характеристики приведены в [4.2]; на рис. 4.5 приведены некоторые простейшие примеры. Падающая характеристика / типична для неуправляемого выпрямителя или управ-
Рис. 4.5. Виды нагрузочных характеристик;
/ —• падающая;2 — нарастающая;
3 — с постоянным напряжением («жесткая»); 4— с постоянным током; 5 — с постоянным напряжением при ограничении по току («с токовой отсечкой»)
ляемого выпрямителя при a=const, а также для автономного инвертора напряжения. Такая характеристика требуется, например, при зарядке аккумуляторных батарей, однако ее наклон в этом случае должен быть более сильным. Причиной снижения напряжения являются падения напряжения в трансформаторе преобразователя, в питающей сети, реакторе, вентилях и т. д. В выпрямителях малой мощности с емкостным фильтром с ростом тока нагрузки все большую роль играет разряд конденсаторов фильтра.
Горизонтальная характеристика 3 необходима, например, для питания разветвленной сети постоянного тока, напряжение в которой должно быть неизменным; при этом падение напряжения с ростом тока нагрузки компенсируется за счет регулирования напряжения (см. п. 3.2.3).
198
Возрастающая характеристика 2 используется, например, при необходимости стабилизации частоты вращения электродвигателей постоянного тока с последовательным возбуждением; в этом случае необходима перекомпенса- ция падений напряжения в выпрямителе приросте потребляемого тока, осуществляемая за счет соответствующего изменения напряжения уставки в регуляторе напряжения.
Характеристика 4 используется, например, для питания двигателей постоянного тока, которые должны обеспечивать постоянный вращающий момент; характеристика 5, полученная путем комбинации характеристик 3 и 4, обеспечивает стабилизацию частоты вращения двигателя с ограничением потоку (моменту).
Выпрямители малой мощности. Для выпрямителей малой мощности, выполненных обычно по одно- или двухпо- лупериодной схеме, необходимо учитывать падения напряжения на активных сопротивлениях обмоток трансформатора, а при низких напряжениях — также падения напряжения на вентилях. Падения напряжения, обусловленные индуктивными сопротивлениями обмоток трансформатора, играют менее важную роль.
Эквивалентное сопротивление Ri, обусловливающее снижение выпрямленного напряжения UdR, определяется путем измерения мощности потерь Ртр в трансформаторе при токах обмоток, соответствующих номинальному выпрямленному току IdHOM.
Ri=P тр/PdHOM(4.1)
и соответственно
UdR=Rdd.(4.2)
Кроме того,
UdD=kUF,(4.3)
где Up среднее значение падения напряжения на вентиле (см. табл. 2.2); к — число последовательно включенных вентилей, через которые выпрямленный ток протекает одновременно. При одном вентиле в плече имеем для схемы со средней точкой к=1, а для мостовой схемы к=2.
Следовательно, выражение для нагрузочной характеристики имеет вид
Ud=Udio—RJd—UdD-(44)'
При сглаживании выпрямленного напряжения с помощью емкостного фильтра (см. п. 3.1 Л и табл. 3.2, рис. д,
а также п. 3.1.2 и табл. 3.3, рис. а, б и ж) снижение напряжения меньше, если сопротивление нагрузки R и емкость конденсатора фильтра С велики (рис. 4.6). Если постоянная времени t=CR существенно больше, чем 1/Г для однополупериодной или l/(2f) для двухполупериод - нои схемы, конденсатор почти всегда полностью заряжен
Рис. 4.6. Зависимость относительного среднего выпрямленного напряжения Ud0fV"2 U, для выпрямителя с емкостным фильтром С и активной нагрузкой Rd от toCRd (со—круговая частота питающей сети) и при различных значениях Ri/Ra'.а — однополупериодиая схема выпрямления; б — двухполупериодиая схема выпрямленияРис. 4.6. Зависимость относительного среднего выпрямленного напряжения Ud0fV"2 U, для выпрямителя с емкостным фильтром С и активной нагрузкой Rd от toCRd (со—круговая частота питающей сети) и при различных значениях Ri/Ra'.а — однополупериодиая схема выпрямления; б — двухполупериодиая схема выпрямления
Рис. 4.6. Зависимость относительного среднего выпрямленного напряжения Ud0fV"2 U, для выпрямителя с емкостным фильтром С и активной нагрузкой Rd от toCRd (со—круговая частота питающей сети) и при различных значениях Ri/Ra'.
а — однополупериодиая схема выпрямления; б — двухполупериодиая схема выпрямления
Рис. 4.6. Зависимость относительного среднего выпрямленного напряжения Ud0fV"2 U, для выпрямителя с емкостным фильтром С и активной нагрузкой Rd от toCRd (со—круговая частота питающей сети) и при различных значениях Ri/Ra'.
а — однополупериодиая схема выпрямления; б — двухполупериодиая схема выпрямления
и среднее значение выпрямленного напряжения близко к амплитудному значению V2U напряжения вентильной обмотки.
Так как ток зарядки конденсатора, особенно при т^> >>l/f, протекает лишь в течение короткого времени, его амплитудное значение во много раз превышает среднее значение тока нагрузки, что необходимо учитывать при выборе вентиля по току.
Выпрямители средней и большой мощности. Основными причинами снижения выпрямленного напряжения у таких выпрямителей являются индуктивности рассеяния и активные сопротивления трансформатора, индуктивные сопротивления питающей сети переменного тока, а также падения напряжения на вентилях (рис. 4.7).
При малых токах нагрузки (область /) в схеме с уравнительным реактором (табл. 3.6, рис. е и табл. 3.7, 200
рис. а, г) имеет место крутой подъем выпрямленного напряжения; этот подъем начинается, когда выпрямленный ток становится меньше критического Лщрит (в большинстве случаев он равен или даже меньше 1% номинального выпрямленного тока). В этой области параллельная работа двух трехфазных преобразователей не гарантируется. Эта область может быть сокращена за счет увеличения индуктивности уравнительного реактора *.
Рис. 4.7. Внешние характеристики выпрямителя:
Uda—среднее значение выпрямленного напряжения при а^О; ld, ^крит* /dHoM, /dK13 — средние значения токов выпрямленного, критического, номинального, короткого замыкания
В области 2, которая распространяется примерно до номинального значения выпрямленного тока, снижение напряжения практически пропорционально выпрямленному току и нагрузочная характеристика определяется выражением
Ud^=Udia— Udxt— Udxc— Udri Udv, (4.o) где Udia — идеальное выпрямленное напряжение при данном угле управления о [см. (3.5) и (3.18)]; Udv, Udrt— падения напряжения на вентилях и на активных сопротивлениях, определяемые выражениями (4.2) и (4.3), причем при расчете Udrt должны также приниматься во внимание активные сопротивления обмоток сглаживающего реактора, сопротивления токоподводящих шин и т. д. Величина
«^У^ной характеристики возникает и в выпрямителях, выполненных по нулевым или мостовым«^У^ной характеристики возникает и в выпрямителях, выполненных по нулевым или мостовымUdxt=AllKUdiold)1dH0M (46) учитывает падение напряжения на индуктивностях рассеивания трансформатора; при этом ик — пересчитанная на вентильную сторону индуктивная компонента относитель-
«^У^ной характеристики возникает и в выпрямителях, выполненных по нулевым или мостовым
«^У^ной характеристики возникает и в выпрямителях, выполненных по нулевым или мостовым
оемтопа ти П,» ЫМ ИЛИ мостовым схемам без уравнительного при больших vrifxх°де к РежнмУ прерывистого тока, возникающему ппотивл Я’ особенно при работе иа нагрузку, содержащую ласть Т“к РЬ двнгателя постоянного тока). В этом случаеоб- нагрузки фрим. Ъред. Перевода). ПУТ6М увеличения индуктивности цепи
ного напряжения короткого замыкания преобразовательного трансформатора; Л — коэффициент, зависящий лишь от схемы преобразователя (см. табл. 3.8).
Составляющая Udxc в (4.5) обусловлена индуктивной составляющей сопротивления питающей сети. Она определяется отношением мощности выпрямленного тока Pdo к мощности короткого замыкания сети SK и должна учитываться при Pdo/SK>5% (рис. 4.8).
Область 3 распространяется примерно от номинального тока преобразователя до тока короткого замыкания, который определяется по методике, изложенной в § 3.4.
Рис. 4.8. Зависимость относительных потерь напряжения, обусловленных индуктивным сопротивлением питающей сети Udxz при номинальном токе, от относительной мощности короткого замыкания сети при отношении активного и индуктивного сопротивлений сети [4.2] О () и 0,2 ():
£/dj0 —среднее значение выпрямленного напряжения при а=0; SH — мощность короткого замыкания питающей сети; Pd0 — номинальная мощность нагрузки; т — число фаз выпрямления; dxln — относительное падение напряжения за счет индуктивности рассеяния трансформатора преобразователя; ар — угол внутреннего опережения включения тиристоров
ПУЛЬСАЦИИ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Крутящий момент двигателя постоянного тока, электрохимическая работа, совершаемая при электролизе или при зарядке аккумулятора, и т. д. зависят только от среднего значения выпрямленного тока, в то время как высшие гармоники тока вызывают лишь добавочный нагрев соответствующих устройств и снижают КПД. Поэтому содержание высших гармоник в выпрямленном напряжении должно быть по возможности меньше, что достигается за счет увеличения числа пульсаций на периоде частоты се-
Рис. 4.9. Сглаживание постоянного тока:
а — LC-фильтр; б — простой индуктивный фильтр; в — активный фильтр
ти, уменьшения искажений напряжения при коммутациях тока вентилями и искажений напряжения за счет угла управления.
Высшие гармоники тока, которые вызываются высшими гармониками выпрямленного напряжения (см. п. 3.2.2), могут быть уменьшены с помощью фильтров. Для сглаживания небольших токов применяется главным образом сочетание реактора L и конденсатора С в виде Г-образ- ного LC-фильтра (рис. 4.9,а), в то время как при больших токах целесообразно использовать только сглаживающий реактор (рис. 4.9,6). Для очень хорошего сглаживания при относительно небольших токах можно использовать активный фильтр (рис. 4.9,в), при наличии которого сглаживающее действие конденсатора С усиливается в Ки раз, где Ки — коэффициент усиления усилителя У.
КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ
Коэффициент полезного действия преобразователя определяется как отношение отдаваемой мощности к мощности, потребляемой преобразователем при номинальном рабочем режиме. При этом выпрямленный ток должен быть хорошо сглажен.
Коэффициент полезного действия в номинальном режиме
^^^ном/^йномЧ-ЕРп),(4.7)
где PdHOM= У^ном/^иом — номинальная мощность на стороне постоянного тока; SPn — суммарная мощность потерь в номинальном режиме.
Наиболее существенные потери, которые необходимо учитывать при расчете КПД;
потери мощности в вентилях в проводящем и запертом состоянии и потери мощности на охлаждение;
потери в трансформаторе преобразователя, в уравнительном реакторе, в сглаживающем фильтре, добавочных реакторах, включенных на стороне сети (например, для ограничения тока короткого замыкания), в фазоповоротных и регулирующих трансформаторах;
потери в симметрирующих устройствах, в устройствах измерения, защиты, управления, регулирования, а также в разделительных трансформаторах для вспомогательных цепей;
потери на стороне выпрямленного тока, обусловленные наличием высших гармонических.
Мощность потерь в вентилях и силовом трансформаторе должна быть определена путем измерения, другие составляющие могут быть рассчитаны или также измерены. Потери в токопроводящих силовых шинах, в выключателях, потери, связанные с отоплением и вентиляцией помещения, и т. д. при расчете КПД учитывать не следует.
Коэффициент полезного действия выпрямителя можно также определить с помощью измерения мощности ваттметрами на стороне постоянного и переменного тока.
РЕАКТИВНАЯ МОЩНОСТЬ, КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ
Как для любого электротехнического прибора, для преобразователя различают потребляемую активную мощность Р, реактивную мощность Q и полную (кажущуюся) мощность S. Из-за наличия высших гармоник в потреб- । ляемом от сети токе, а в некоторых случаях и в кривой напряжения сети эти три компоненты мощности преобразователя состоят из соответствующих мощностей основной гармоники Pi, Qi и Si и соответствующих компонент мощности высших гармоник, которые в сумме учитываются I 204I
с помощью мощности искажений Т. При этом
,(4.8)
= KP^ + Q^+r,(4-9)
откуда получаем коэффициент сдвига созф (коэффициент мощности по основной гармонике)
созф=Р1/51,(4.10)
а также полный коэффициент мощности
K=P/S.(4.11)
Коэффициент сдвига в силовой электронике, как и коэффициент мощности электротехнических устройств, потребляющих неискаженный синусоидальный ток, позволяет оценить колебания напряжения, вызванные изменением режима работы потребителей, и потери мощности в питающей сети. Увеличить коэффициент сдвига можно путем использования схем с небольшим потреблением реактивной мощности (например, несимметричных мостовых или схем с нулевым диодом, см. § 3.1). В п. 4.2.2 рассмотрено применение компенсирующих конденсаторов.
Активная мощность основной гармоники
P^Pd+Pn, (4.12)
где Pd=UJd — отдаваемая в нагрузку мощность постоянного тока; Рп — сумма всех потерь в преобразователе.
Реактивная мощность, которую потребляет преобразователь в режиме непрерывного тока, состоит из следующих трех компонент:
реактивной мощностью коммутации, определяемой индуктивностями рассеяния выпрямительного трансформатора;
реактивной мощностью регулирования, определяемой фазовым сдвигом момента включения вентилей, т. е. углом управления а;
реактивной мощностью намагничивания сердечника выпрямительного трансформатора.
Индуктивность рассеяния трансформатора преобразователя, как и индуктивность реактора, включенного последовательно на стороне сети для защиты от коротких замыканий, замедляет нарастание и спадание токов вентилей (см. п. 3.2.1), вследствие чего возникает сдвиг в сторону отставания 1-й гармоники сетевого тока преоб-
205
Рис. 4.10. Зависимость обусловленной фазовым управлением реактивной мощности Qa от относительного выпрямленного напряжения E^da/t^diO^
Pd0 — номинальная мощность нагрузки; Udi0 — среднее значение идеального выпрямленного напряжения при a=0; 1 — выпрямитель с полным числом управляемых вентилей (т>1); 2— выпрямитель по несимметричной («полууправляемой*) трехфазной мостовой схеме или по схеме с двумя согласно или встречно включенными мостами, управляемыми попеременно; 3 — выпрямитель по трехфазной мостовой схеме (т=6) с «нулевым» диодом
(4.13)(4.13)разователя (см. рис. 3.1,г). Обусловленная этим явлением реактивная мощность коммутации равна
(4.13)
(4.13)
О 2у—sin2y „
т 4(1—cosY) d0’
где у — угол коммутации.
Для неуправляемого выпрямителя угол коммутации рассчитывается как
cos у=1— 2dxt,(4.14)
а для управляемого — как
cos(y+a) =cosa—2dxt,(415)
где dxt определяется согласно (3.60).
Реактивная мощность управления Qa возникает из-за того, что основная гармоника тока, потребляемого выпрямителем от сети, при угле управления о отстает на этот угол от напряжения сети (см., например, табл. 3.3, рис. з, д'). Тогда (рис. 4Л0, кривая /).
Qa1^ Edosin а.(4.16)
Если учитывать только реактивную мощность управления, то коэффициент сдвига по 1-й гармонике
cos<pi=cosa.(4.17)
В схемах с ограниченным потреблением реактивной мощности, например в несимметричной мостовой схеме с неполным числом управляемых вентилей (рис. 3.9), в схеме с согласным или встречным включением регулируемых мостовых преобразователей (табл. 3.7) или при введении «нулевого» диода, реактивная мощность управления, как 206
видно из рис. 4.10 (кривые 2 и 3), уменьшается [ср. (3.70) и (3.71)].
Реактивная мощность намагничивания Qu составляет от 3,5 до 8% типовой мощности трансформатора преобразователя.
Такие образом, суммарная реактивная мощность основной гармоники составляет
Qi = Qv+Q«+Qn-(4.18)
Для выпрямительного или инверторного режима коэффициент сдвига при учете угла управления а, величины dxt и активных падений напряжения можно приближенно определить по круговой диаграмме (см., например, [4.2]).
Для одно- и трехфазных регуляторов переменного напряжения коэффициент сдвига можно непосредственно рассчитать с помощью рис. 3.62,а и б.
Чтобы уменьшить сдвиг 1-й гармоники потребляемого преобразователем тока с угла фо до угла ф», необходимо использовать компенсирующее устройство с емкостной реактивной мощностью QK:
Qк = Pl(tgфa—1Яфб),(4.19)
где Pi-—активная мощность преобразователя [см. (4.12)]. Для получения этой реактивной мощности с помощью конденсаторов емкость последних должна быть равна
CK=QK/(o)ct7c2).(4.20)
ВЛИЯНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ И СПОСОБЫ ЕГО УМЕНЬШЕНИЯ
Пребразователь может оказывать нежелательное влияние на питающую сеть (см. также п. 6.2.4). Вследствие этого качество напряжения сети ухудшается, а именно: форма кривой напряжения сети, питающей преобразователь, может отличаться от синусоидальной из-за процессов коммутации вентилей;
действующее значение напряжения сети в точке подключения преобразователя, особенно при резких изменениях потребляемой реактивной мощности, может изменяться.
Если искажения и колебания напряжения сети превышают допустимое значение, следует применять меры, указанные в табл. 4.3.
208
Способ
Цель
Недостатки
Повышение числа пульсаций
Снижение содержания высших гармоник
Повышение стоимости преобразователя
Согласное или встречное включение двух управляемых преобразователей
Снижение потребления реактивной мощности по первой гармонике
Повышенные содержания высших гармоник в токе, потребляемом от сети
Повышение мощности короткого замыкания сети
Снижение искажения формы кривой и колебаний напряжения сети
Повышенные стоимости оборудования и увеличение токов короткого замыкания
Увеличение индуктивности рассеяния трансформатора пребразователя или последовательно включенного токоограничивающего реактора
Снижение искажений напряжения сети, уменьшение тока короткого замыкания
Увеличение реактивной мощности коммутации; увеличение наклона нагрузочной характеристики
Широтно-импульсиое регулирование выходного напряжения на частоте ниже частоты сети вместо фазового регулирования
Включение параллельных компенсирующих конденсаторов
Исключение высших гармоник в токе сети
У л уч ш ение коэффициент а сдви га, уменьшение изменений напряжения
Возможно только для нагрузок с большой постоянной времени; возможность появления периодических измененийнапряжения сети
(«фликкер-эффект»)
Высокая стоимость, опасность появления резонанса в сети на определенных частотах
Подключение резонансных LC-контуров, настроенных на частоты гармоник в токе преобразователя
Улучшение коэффициента сдвига, уменьшение искажений кривой напряжения сети
Повышенная стоимость
Таблица 4.3. Способы снижения отрицательного влияния преобразователей на питающую сеть
Критерии качества напряжения сети. Качество напряжения сети определяется отклонением формы его кривой от синусоидальной и изменением его действующего значения.
Отклонение формы кривой от синусоидальной. На рис. 4.11 показана типичная кривая напряжения сети, пи-
Рис. 4.11. Пример искажения кривой переменного напряжения за счет процессов при коммутации вентилей (в однофазном выпрямителе): и — кривая искаженного напряжения; Ui — основная гармоника напряжения; v — длительность провала напряжения, равная углу коммутации; Н — высота провала
тающей преобразователь. Эту кривую напряжения можно характеризовать следующими двумя способами:
путем указания длительности у и наибольшего значения Н провалов и всплесков (см. также рис. 4.13) напряжения;
путем указания порядкового номера v и действующего значения Uv высших гармонических, которые содержатся в кривой напряжения сети из-за искажений в виде коммутационных провалов в напряжении и других периодических изменений.
Обозначим через h относительное максимальное отклонение мгновенного значения напряжения от мгновенного значения основной гармоники по отношению к амплитуде основной гармоники:
h = H[V^Uv (4.21)
Частный коэффициент содержания гармоник равен
(4.22)(4.22)ky= U v] U,
(4.22)
(4.22)
где U — действующее значение искаженного напряжения.
Результирующий (полный) коэффициент содержания гармоник определяется отношением действующего значения всех высших гармонических к действующему значению напряжения:
■ СО '^г — g^_v=2.■ СО '^г — g^_v=2.1/2 / U.1/2 / U.(4.23)(4.23)Изменения действующего значения напряжения.Изменения действующего значения напряжения.ОниОнивозникают, например, из-за изменений потребляемой реак-возникают, например, из-за изменений потребляемой реак-14-526914-5269
■ СО '
^г — g^
_v=2.
■ СО '
^г — g^
_v=2.
1/2 / U.
1/2 / U.
(4.23)
(4.23)
Изменения действующего значения напряжения.
Изменения действующего значения напряжения.
Они
Они
возникают, например, из-за изменений потребляемой реак-
возникают, например, из-за изменений потребляемой реак-
14-5269
14-5269
Т аблица 4.4. Параметры для ориентировочной оценки качества напряжения сети (по [4.11])
тивной мощности при периодическом изменении угла управления преобразователя. Обозначим изменение действующего значения напряжения через At/, тогда относительное изменение действующего значения напряжения равно
ku = MJ/U. (4.24)
В табл. 4.4 приведены максимально допустимые значения этих четырех параметров.
Искажения напряжения сети в точке подключения преобразователя. На рис. 4.12 приведена эквивалентная схема преобразователя, питающегося от однофазной или трехфазной сети. Генератор G обеспечивает чисто синусоидальную форму напряжения. Точка А подключения преобразователя П соединена с генератором через сеть с реактивным сопротивлением Хс на сетевой частоте; искажения в кривой напряжения Uc' в этой точке можно объяснить следующим образом.
В неуправляемом выпрямителе (рис. 4.13,а и 6) на интервале от О^ф^у потребляемый преобразователем ток i возрастает, в связи с чем из-за падения напряжения на 210
Рис. 4.12. Эквивалентная схема одно- или трехфазной сети с подключенным преобразователем:
X , Xt — индуктивные сопротивления сети и преобразовательного трансформатора
Хс и напряжение ис' получается меньше, чем ис. На межкоммутационном интервале ток i постоянен и напряжение ис' изменяется по синусоиде, повторяя напряжение Мс- На интервале 2л/3^ ^■0^2л/3+у ток 1 спадает до нуля и из-за наличия Хс на
пряжение и/ возрастает по сравнению с ис.
Наибольшие скачки напряжения имеют место при угле управления а=90° (или, точнее, при а—90°—у/2), что видно из рис. 4.13,в и г.
Влияние на сеть при отсутствии компенсирующих конденсаторов. Примем следующие допущения:
в сети, от которой питается преобразователь, конденсаторы и электродвигатели отсутствуют или же они подключены настолько далеко, что не сказываются на влиянии преобразователя на сеть;
преобразователь выполнен по трехфазной мостовой схеме при соединении обмоток трансформатора по схеме звезда—-звезда или при наличии на стороне сети последовательных реакторов;
выпрямленный ток полностью сглажен.
Рис. 4.13. Искажения формы кривой напряжения в точке подключения А (рис. 4.1.12) для преобразователя, выполненного по трехфазной мостовой схеме:
ис * i напряжение сети в точке А и потребляемый преобразователем ток с учетом индуктивностей Хс, Xt; а и б— при а=0; в и г — при а=л/2—у/2
В этом случае влияние преобразователя на сеть, описываемое приводимыми далее соотношениями (4.26) — (4.31), зависит только от значения мощности на стороне выпрямленного тока Pd0, мощности короткого замыкания сети SK, индуктивной компоненты uxt напряжения короткого замыкания преобразовательного трансформатора илц индуктивности реактора, включенного на стороне сети, и угла управления а.
Обозначим через Кр (коэффициент подключения) отношение
KP=Pd0]SK.(4.25)
Неуправляемый выпрямитель. Длительность провалов в кривой напряжения
cosy0=l—(“xt+Kp).(4.26)
Величина провалов [см. (4.21)]
=(4-27)
2 “xt+Kp
Частный коэффициент гармоник
kv=KPIx/Ixi,(4.28)
где кЦх! в функции dxt определяется по рис. 3.12 [см. (3.60)].
Полный коэффициент гармоник kT определяется по кривым рис. 4.14,а [соотношение (4.23)].
Управляемый выпрямитель при нулевом выпрямленном напряжении, т. е. при щ=л/2 (или, точнее, при О1=л/2— —у/2). Длительность провалов, определяемая углом перекрытия уь
sin (у, /2) = (м^+Кр) /2.(4.29)
Значение провала напряжения
Коэффициент кх определяется по (4.28).
Коэффициент кг можно оценить по рис. 4.14,6.
Относительное изменение действующего значения напряжения Дц [соотношение (4.24)] составит:
Дм=1,1Кр.(4.31)
Рис. 4.14. Кривые для определения полного коэффициента гармоник Кг В функции зависимости от коэффициента подключения Кр и относительного напряжения короткого замыкания «к (по [4.11]): с — при а«=0; б—при а-л/2—у/2
Пример расчета. Выпрямитель, обеспечивающий в нагрузке мощность Pdo=l MB-А, подключен к промышленной сети с мощностью короткого замыкания SK=50 МВ-А. При выборе значения индуктивной компоненты напряжения uxj короткого замыкания трансформатора или реактора, включенного в сеть переменного тока, необходимо учитывать, что при повышенных значениях uxt ток короткого замыкания существенно ограничен, что упрощает выбор устройств защиты (см. § 3.4 или п. 4.2.1,б), но при этом значительно возрастает индуктивная составляющая изменения выпрямленного напряжения UdXt [см. (3.42)]. Для последующего расчета предположим, что uKt=8 %.
Коэффициент подключения Кр= 1/50=2 %. При отсутствии управления (а=0) влияние преобразователя на питающую сеть характеризуется следующими величинами:
согласно (4.26)
cosY=l—(0,08-|-0,02); у=25,8°;(4.32)
согласно (4.27)
УЗ 0,02
ho— 20 08-]-0 02 s^0 25,8е = 7,54%.(4.33)
Для определения частного коэффициента гармоник согласно (3.60) и при А=0,5 находим
^,=0,5-8 % =4,%,
для v=5 согласно рис. 3.12,а при а=0 имеем/5/751=0,8. Тогда (4.28) дает
Далее находим
1,15Х„1,15.0,02
== 0,22(4 35) ик + 1,15Хр0,08+ 1,15-0,02х '
и при Кр=2 % получаем с помощью рис. 4.14,а и б, что fer<4 %.
Для того же преобразователя при Ud=0 определяем по (4.29)
sin у/2= (0,08 + 0,02)/2; 7=5,73°;(4.36)
по (4.30)
1/3"0,02
Ai — 20,08 + 0,02 — 17°/°-(4.37)
По рис. 3.12,а при dxt=4 % и а^90° находим /5//5;=0,98, тогда из (4.28) следует
/?5=2-0,98=2 %.(4.38)
Согласно рис. 4.14,6 Аг=5,5%- Таким образом, прн переходе от неуправляемого режима преобразователя к режиму с нулевым выпрямленным напряжением изменение напряжения [см. (4.31)] равно
Ды=1,1-2=2,2 %.(4.39)
Следовательно, Ди меньше указанного в табл. 4.4 граничного значения для промышленной сети.
Компенсация с помощью силовых конденсаторов. Если степень влияния преобразователя на сеть слишком велика и не могут быть использованы другие способы, указанные в табл. 4.3, то это влияние можно снизить за счет параллельного подключения к преобразователю силовых компенсирующих конденсаторов. Этот способ рассматривается ниже, причем сюда же относится случай, когда компенсирующие конденсаторы устанавливаются для улучшения коэффициента сдвига преобразователя или коэффициента мощности другого потребителя, питающегося от той же сети [см. (4.20)]. При этом безусловно необходимо учитывать, что емкость конденсаторов С образует с индуктивностью питающей сети Lc параллельный колебательный контур, кратность резонансной частоты которого по отношению к частоте сети
Vpe3=l/toc(Z.cC),/2.(4.40)
Так как
С—Qc/(3coct7c2)(4.41)
и
Lc=l,l-3t7c2/WcSK,(4.42)
то можно записать
Vpe3^1/(l,lQc/SK)1/2.(4.43)
Переходные процессы, которые возникают в преобразователе при коммутации вентилей, обусловливают появление в сетевом токе высших гармоник порядка vi, который определяется (3.61). Если собственная частота контура, образованного сетью переменного тока и компенсирующими конденсаторами, vpe3 и частота какой-либо гармоники тока преобразователя vi достаточно близки или совпадают, ток соответствующей гармонической возрастает и
Рис. 4.15. Обобщенная диаграмма для расчета показателей при параллельной конденсаторной компенсации трехфазного мостового выпрямителя (по [4.11]):
Qc — реактивная мощность конденсаторов; ^с^Свом — предельная по нагреву характеристика относительного тока конденсаторов; &г, к5> &7 — предельные характеристики для полного и частных коэффициентов гармоник. Диаграмма справедлива в диапазоне 50с<а<120°; 0,2<1Ма/(па:#+ -HJ5Kp)^0f5
вследствие этого искажения сетевого напряжения превышают допустимое значение. При этом происходит перегрузка компенсирующих конденсаторов. Обычно для силовых конденсаторов допускается длительная перегрузка по току на 30% и по напряжению на 10%.
Из (4.43) следует, что при vpe3=vi=5; 7; 11 и т. д. резонанс наступает при QC/SK=3,6; 1,9; 0,75% и т. д. На рис. 4.15 приведены зависимости допустимых значений Qc/SK от коэффициента подключения Кр=Р(ю/$к, при которых не будут превышены указанные на рис. 4.15 значения:
полного коэффициента гармоник (рассчитанного для v<25);
частных коэффициентов &5 и k7;
допустимого тока конденсатора 1С.
Компенсация с помощью резонансных контуров. Как видно из рис. 4.15, использование компенсирующих конденсаторов весьма ограничено из-за возможности возникновения резонанса. Ситуацию можно существенно улучшить [4.14], включив конденсатор в состав контура с резонансом напряжений, для чего необходимо последова-
215
, 1потребители.d.oi, 1потребители.d.oiРие. 4.16. Подключение резонансных контуров для уменьшения преобразователя на сетьРие. 4.16. Подключение резонансных контуров для уменьшения преобразователя на сетьСетьСетьРис. 4.17. Защитное устройство для двух резонансных контуров: ТА — трансформатор тока; ДС — датчик сигналаРис. 4.17. Защитное устройство для двух резонансных контуров: ТА — трансформатор тока; ДС — датчик сигнала
, 1потребители.
d.oi
, 1потребители.
d.oi
Рие. 4.16. Подключение резонансных контуров для уменьшения преобразователя на сеть
Рие. 4.16. Подключение резонансных контуров для уменьшения преобразователя на сеть
Сеть
Сеть
Рис. 4.17. Защитное устройство для двух резонансных контуров: ТА — трансформатор тока; ДС — датчик сигнала
Рис. 4.17. Защитное устройство для двух резонансных контуров: ТА — трансформатор тока; ДС — датчик сигнала
(4.44)(4.44)тельно с конденсатором (емкость Ср,к и мощность Qp,k) включить реактор с индуктивностью LP1K (рис. 4.16). Такая «отсасывающая» цепь имеет резонансную частоту с кратностью по отношению к частоте сети
(4.44)
(4.44)
Юс(7р, кСр, к)
Отсасывающая цепь и индуктивность Lc питающей сети также образуют резонансный контур с частотой кратности
’р. к_
Vp~ (bbp.KlQp.K^J + n02'(4'4э
Из-за наличия добавочной индуктивности LP;K установленная мощность конденсатора уменьшается в vp,K2/(vp,K2— — 1) раз и в такое же число раз повышается на нем напряжение.
Наиболее целесообразно кратность частоты контура с резонансом напряжений выбирать в диапазоне 4,4^vp,K^ ^4,7; тогда vP1K2/(vp,K2—1) = 1,05 и компенсирующий конденсатор будет использоваться по напряжению полностью. Так как согласно (4.45) vpe3 всегда меньше vP;K (в приведенном примере меньше 4,7), опасность возникновения резонанса при шестипульсной схеме выпрямления отсутствует.
Дальнейшее снижение отрицательного влияния преобразователя на сеть достигается за счет параллельного 216
подключения нескольких £С-цепей с различными, наперед заданными резонансными частотами (рис. 4.16).
Оптимальные значения кратности резонансных частот этих цепей составляют: для двух цепей 4,4 и 6,2; для трех 4,4; 6,2 и 10. Гармоники высших порядков можно исключить, закоротив их с помощью специального фильтра высших частот.
Для защиты подобных фильтро-компенсирующих устройств от аварийных токов используются предохранители. Для мощных фильтров можно предусмотреть, как показано на рис. 4.17, устройство защиты, которое выдает выходной сигнал при отклонении токов обеих половин фильтра от номинального значения.
Более подробное описание фильтрокомпенсирующих устройств содержится в [4.11].
Влияние преобразователей в низковольтных сетях жилых домов и бытовых помещений. Преобладающее число бытовых приборов питается от сетей, имеющих в большинстве случаев следующие значения индуктивных сопротивлений, Ом (определенных при частоте 50 Гц):
между фазовым проводом и нейтралью (сопротивление фазы)
^=(0,404-/0,25);(4.46)
между двумя фазами (линейное сопротивление)
Z3= (0,244-/0,15).(4.47)
Если в преобразователе или регуляторе напряжения, используемом в бытовом приборе, применяется фазовое управление и требуется, чтобы коэффициенты гармоник кх- не превышали указанных в табл. 4.5 значений [см. (4.22)], то потребляемый ток соответствующей гармоники при подключении этого прибора на фазное напряжение 220 В не должен быть больше, чем
Ivmax^^kx-*220/|Z,|,(4.48)
Таблица 4.5. Максимально дэпустимые значения частного коэффициента гармоник при подключении бытовых приборов к сети 223/380 В
Порядковый номер гармоники V
3
5
7
9
11
13
15—19
к,, %
0,85
0,65
0,60
0,40
0,40
0,30
0,25
а при подключении трехфазного прибора к сети с напряжением 220/380 В — не больше, чем
Ivmax— ^v"220/Из).(4.49)
Эти предельные значения можно установить с помощью измерений или расчетов.
Если в приборе используется широтно-импульсное регулирование с низкой частотой, напряжение сети будет изменяться от Ui, когда ток не потребляется, до Ui при
Рис. 4.18. Максимально допустимое относительное изменение напряжения сети в зависимости от числа импульсов тока нагрузки в минуту N (по [4.18])
протекании тока I и относительное изменение напряжения At//]^i| составит при подключении прибора на фазное напряжение 220 В
(4.50)(4.50)MJ I ^1/ + ^2 I — I (/2 I
(4.50)
(4.50)
ПЛ? I2J+I4]
а при подключении трехфазного прибора к сети с напряжением 220/380 В
(4.51)(4.51)ЛГУ I ^з/1 4" ^2 I । (^2 I 1^11 I £з{1 + (^2 I
(4.51)
(4.51)
На рис. 4.18 приведена зависимость максимально допустимого относительного изменения напряжения от числа «пакетов» питающего напряжения, подаваемых в минуту на прибор [4.18].
ОСНОВНЫЕ ТИПОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СИЛОВЫХ СХЕМ
Преобразовательные трансформаторы. Основные соображения по выбору установленной мощности и индуктивностей рассеяния преобразовательного трансформатора были уже изложены в п. 3.2.1 [4.2]. Далее рассматриваются некоторые добавочные характеристики трансформа- 218
тора, важные с точки зрения устройств, которые от него питаются.
После того как по соотношениям (4.4) или (4.5) найдено идеальное выпрямленное напряжение холостого хода Udio> можно определить действующее значение напряжения U2 вентильной обмотки (табл. 3.4). Однако часто для обеспечения резерва при регулировании и компенсации изменений напряжения сети выбирается большее значение Udto и соответственно U2. В этом случае выпрямитель при номинальных условиях работает с некоторым углом управления а#0. При этом пульсации выпрямленного напряжения, а также потребляемая реактивная мощность управления возрастают, а коэффициент сдвига и коэффициент мощности снижаются.
Перегрузочная способность и нагрев преобразовательного трансформатора должны соответствовать требованиям, установленных действующими нормами [4.5, 4.6]. В силу большей тепловой постоянной времени трансформатора он менее критичен к превышению температуры, чем полупроводниковые вентили. При резких изменениях тока нагрузки необходимо по нагрузочной диаграмме определить действующее значение выпрямленного тока и затем по нему найти токи вентильной и сетевой обмоток трансформатора.
Если изменения тока нагрузок соответствуют одному из классов нагрузки, приведенных в табл. 4.2, граничная температура обмоток трансформатора должна соответствовать действующим нормам [4.2].
Преобразовательные трансформаторы по желанию потребителя могут поставляться с напряжением короткого замыкания от 4 до 10% при наиболее часто встречающемся значении 7%. Меньшие значения напряжения короткого замыкания дают следующие преимущества:
снижаются пульсации выпрямленного напряжения;
уменьшается индуктивное падение напряжения Udxi [см. (3.42)], благодаря чему нагрузочная характеристика идет более полого;
снижается реактивная мощность коммутации [см. (4.13)]; L
снижается реактивная мощность управления при небольших токах, так что подъем напряжения при переходе к режиму холостого хода незначителен.
Однако при малых значениях напряжения короткого замыкания трансформатора:
увеличен ток короткого замыкания (см. § 3.4);
относительно велики высшие гармоники в кривой тока сети (см. рис. 3.12);
велики провалы в кривой напряжения сети (рис. 4.11).
Вентили. Вентили должны выбираться в соответствии с требованиями, установленными разработчиком при соблюдении предельных электрических и тепловых параметров.
Требования, предъявляемые к вентилям, зависят от условий и вида эксплуатации (см. и. 4.1.1) и от схемы преобразователя (см. табл. 3.8). Следующие параметры являются определяющими:
параметры при проводящем состоянии: среднее и периодически прикладываемое амплитудное значения прямого тока; ударный ток; защитный показатель J iMt;
параметры при запертом состоянии: амплитудные значения прямого или обратного повторяющегося и неповторяющегося напряжений;
параметры цепи управления: амплитудные значения напряжения и тока управления; среднее значение мощности потерь в цепи управления; допустимый прямой ток управления при прямом запираемом напряжении в анодной цепи;
динамические параметры: скорости нарастания прямого тока при включении и прямого напряжения при запертом состоянии;
тепловые параметры: средняя и мгновенная мощности потерь.
Нагрузочная способность вентиля зависит от его размеров, конструкции и теплового сопротивления корпуса, от технологии изготовления вентиля и т. д.
Предельно допустимые значения параметров, характеризующих нагрузку вентиля, для различных условий эксплуатации задаются изготовителем (см. гл. 2).
Если предельные параметры оказываются существенно выше, чем соответствующие параметры, определяемые нагрузкой, вентили имеют высокую надежность (см. п.
, однако при этом стоимость преобразователя получается высокой.
НАДЕЖНОСТЬ И ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ
Силовая электроника играет столь большую роль во многих отраслях промышленности, что при отказе отдельных элементов или блоков предохранителей потери могут 220
исчисляться многими тысячами рублей за каждый час простоя. При выходе из строя сильноточных электронных устройств на транспорте может возникнуть опасность для пассажиров подвижного состава. Поэтому согласно современной тенденции изготовители должны не только гарантировать соответствие устройств и установок силовой электроники требованиям, связанным с их назначением, но и обеспечить определенную необходимую надежность. По общим вопросам теории и техники обеспечения надежности имеется литература [4.19—4.27]. Поэтому далее остановимся лишь на некоторых важнейших специфических вопросах. Отметим также, что проблема помехоустойчивости информационных электронных устройств, связанных с силовой частью преобразователей, рассматривается в п. 4.3.1.
Вероятность отказов силовых полупроводниковых приборов. Полупроводниковые приборы выходят из строя, как правило, случайно. Для диодов и тиристоров при соблюдении номинальных условий можно считать, что вероятность отказа имеет порядок 7_ном = 10 7 ч-1. Для учета некоторых важнейших факторов можно написать
Л. —Аномл i л2лз, (4.52)
где Лном — вероятность отказа при номинальной температуре и номинальном режиме работы; Л1,2,з— поправочные коэффициенты при эксплуатации в условиях, отличных от номинальных.
Коэффициент Л1 учитывает, что вероятность отказа с ростом температуры Oj запирающего слоя прибора возрастает примерно по экспоненциальному закону, т. е. по закону Аррениуса
л 1 = ехр {-В [ (1/0,) — (1—1/^ном) ] }, (4.53)
гДе В — постоянная величина; ^НОм — номинальная температура р-п перехода.
Коэффициенты л2 и л3 учитывают вид и режим работы: Л2=1ч-3 для схем с сетевой или соответственно принудительной коммутацией; л3—1-5-10 для режима при постоянной нагрузке или соответственно при резко переменной нагрузке, например для преобразователей на электрифицированном транспорте.
Измерение вероятности отказов при номинальных условиях требует даже при большом числе испытуемых образцов очень много времени. Поэтому вероятность отказов
измеряется изготовителем приборов при повышенной температуре, а затем экстраполируется для номинальной температуры. Результаты уточняются с учетом отзывов потребителей, эксплуатирующих устройства, в которых используются эти элементы [4.23].
Очевидно, что даже небольшое снижение нагрузки полупроводниковых приборов (например, нагрузка током, равным 80% номинального) существенно повышает их надежность.
Надежность функционирования силовой части преобразователей. Выход из строя вентиля или другие повреждения аналогичного типа и интенсивности могут по-разному влиять на функционирование силовой части преобразователя.
В выпрямителях потеря вентильной прочности вентиля приводит к возникновению внутреннего короткого замыкания (см. рис. 3.23). Если в выпрямителе или регуляторе переменного напряжения откажет система управления и тиристоры будут включаться при отсутствии задержки управляющих импульсов, то при питании якоря неподвижного двигателя или еще холодной лампы накаливания могут возникать сверхтоки.
Если преобразователь работает в режиме ведомого сетью инвертора (см. п. 3.3.1), то повреждения при отказах элементов могут быть более сильными, чем при выпрямительном режиме. Здесь может произойти серьезная авария из-за возникновения опрокидывания инвертора, возможная, если произойдет даже небольшое снижение амплитуды переменного напряжения приемной сети, если углы управления вентилей изменятся из-за нечеткой работы фазосдвигающего устройства системы управления, если система управления выдаст ошибочный импульс управления или, наконец, если напряжение переключения одного из тиристоров существенно снизится. Выпрямитель и регулятор переменного напряжения реагируют на эти отклонения от нормального режима слабо. Относительно защищенными от серьезных повреждений следует считать автономные инверторы тока, так как имеющийся в их составе сглаживающий реактор снижает скорость нарастания аварийного тока. Аналогично влияет последовательный реактор в силовой цепи регулятора постоянного напряжения (см. § 3.5 и 3.7).
В то же время в автономных инверторах напряжения потеря запирающих свойств тиристора или обратного диода или появление ошибочного импульса управления пред- 222
ставляет большую опасность из-за возникновения значительного тока разряда сглаживающего конденсатора.
В реверсивных преобразователях постоянного тока (см., например, рис. 3.16) имеется опасность серьезной аварии, если из-за ошибки в логическом блоке системы управления оба вентильных комплекта будут работать в выпрямительном режиме и в контуре, образованном обоими комплектами, возникнет ток короткого замыкания, который ограничивается лишь весьма малым сопротивлением этого контура.
Требуемую надежность преобразователей можно обеспечить за счет правильного выбора предельных параметров приборов и применения тщательно скоординированных устройств контроля и защиты. Приведем два примера построения устройств защиты.
В автономных инверторах напряжения или инверторах резонансного типа перегрузку тиристоров по току при опрокидывании, т. е. при одновременном отпирании двух противофазных плеч, можно уменьшить путем разряда сглаживающего конденсатора в звене постоянного тока через специальный электронный ключ, состоящий из защитного тиристора, который при аварии немедленно включается, и разрядного сопротивления, а также через все одновременно включаемые силовые тиристоры инвертора.
В инверторах, ведомых сетью, при опрокидывании можно с помощью дополнительного импульса управления обеспечить коммутацию тока на вентиль следующей фазы, при этом можно существенно ограничить скорость нарастания тока короткого замыкания с помощью большого сглаживающего реактора в цепи постоянного тока и предусмотреть в цепи постоянного тока быстродействующий выключатель, так что для защиты от данного вида аварии даже не потребуется применение плавких предохранителей.
Стойкость к аварийным токам короткого замыкания. Как уже указывалось в § 3.4, наибольшая перегрузочная способность преобразователя по току требуется при внешних коротких замыканиях.
Защита вентилей от аварийных сверхтоков рассматривается в п. 4.2.1, при этом должны учитываться предельные электрические и тепловые параметры, определяющие нагрузку вентилей по току (см. § 2.3 или 2.5).
Предельные значения температуры деталей конструктивных элементов преобразователя, таких как токопро-
водящие изолированные и неизолированные шины и провода, контактные устройства и др., которые допускаются при коротком замыкании, приведены в [4.2].
Следует учитывать, что ударный ток, возникающий в силовой части преобразователя, может вызывать сбои и повреждения в устройствах информационной электроники.
Другие аспекты надежности. Повышение надежности устройств силовой электроники включает следующие меры: дальнейшее повышение надежности всех полупроводниковых приборов, особенно тиристоров; выявление и соответствующая недогрузка наименее надежных приборов, высокая степень интеграции электронных устройств обработки информации и повышение их помехоустойчивости; улучшение устройств защиты. Целесообразность применения резервирования элементов, особенно в силовой части, зависит от экономических соображений. В некоторых случаях полезно разделение преобразовательной установки на две или более частей, включенных параллельно или последовательно, каждая из которых состоит из отдельного преобразователя, трансформатора, выключателя и системы управления. При выходе из строя одной части оставшиеся должны обеспечить питание потребителя, хотя и при пониженных значениях тока или напряжения, или же должны обеспечить контролируемый вывод установки из эксплуатации. Это важно, например, для электроприводов шахтных подъемников или непрерывных станов холодной прокатки. Повышенная стоимость возмещается в этом случае большей надежностью, а также частичной экономией на запасных частях.
Надежность конкретного устройства силовой преобразовательной техники нельзя точно определить заранее по следующим причинам: устройство состоит из большого числа элементов и функциональных узлов, частота отказов которых при конкретных условиях эксплуатации известна лишь приблизительно; количество аварий во внешних цепях заранее предсказать трудно; различные методики определения ожидаемой вероятности отказов дают трудно сравниваемые данные; сильное влияние оказыва- , ют субъективные ошибки обслуживающего персонала, особенно на начальном этапе эксплуатации. Дальнейшие исследования могут, однако, привести к тому, что повы- | шение надежности устройства можно будет заранее предсказать, по крайней мере, приблизительно, если будут про- | ведены мероприятия по повышению надежности отдельных элементов и функциональных узлов схемы.।
УСТРОЙСТВА ЗАЩИТЫ, ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ И ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ЗАЩИТА ОТ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ И СВЕРХТОКОВ
В устройствах и установках силовой электроники полупроводниковые вентили (тиристоры, диоды) являются элементами, которые в наибольшей степени чувствительны к перегрузкам по току и напряжению. Так как они одновременно являются наиболее ценными компонентами силовых электронных устройств, а методы защиты других обычных элементов (трансформаторов, реакторов и т. д.) не отличаются какими-либо особенностями от общепринятых, в дальнейшем остановимся лишь на вопросах защиты полупроводниковых вентилей. Основное внимание при этом уделим вопросам защиты вентилей, используемых в выпрямителях.
Защита от перенапряжений. При разработке защитных мер от перенапряжений необходимо установить причину их появления, их амплитуду и энергию. Амплитуда перенапряжений, возникающих в самом преобразователе или установке, в большинстве случаев может быть определена заранее. Если источник перенапряжений находится вне преобразователя, определить их амплитуду и энергию бывает сложнее или это даже оказывается невозможным. При этом можно основываться изданных, которые получают из результатов измерений и статистической обработки.
Основными видами перенапряжений являются:
перенапряжения, которые попадают в преобразователь из питающей сети; они возникают из-за атмосферных разрядов, таких как молния, из-за процессов переключения в соседних устройствах, например при работе выключателей или перегорании предохранителей, или из-за резонансных явлений, обусловленных наличием гармоник в сетях, склонных в резонансу;
перенапряжения, которые могут возникать из-за наличия в вентилях накопленного заряда неосновных носителей при выключении (см. п. 2.3.4), из-за бросков тока при подключении к сети или отключении трансформатора преобразователя, при отключении нагрузки преобразователя и, наконец, при перегорании быстродействующих предохранителей, защищающих полупроводниковые вентили;
перенапряжения, которые попадают в преобразователь из цепи нагрузки, например возникающие за счет процессов в цепи якоря или цепи возбуждения машины постоянного тока или за счет быстрого изменения тока при 15—5269 225
сильно индуктивной нагрузке (питание обмоток электромагнитов, электрическая дуга).
Важнейшие способы защиты от перенапряжений приведены в [4.28—4.30]. Так как перенапряжения, указанные в п. а), опасны и для других потребителей, для их ограничения используются внешние по отношению к пре-
CiCiVD^L 2\VD3VD^L 2\VD3VD2"A У-VD»VD2"A У-VD»
Ci
Ci
VD^L 2\VD3
VD^L 2\VD3
VD2"A У-VD»
VD2"A У-VD»
Рис. 4.19. Цепи для защиты от перенапряжений, обусловленных эффектом накопления заряда в вентилях:
а — простая ЯС-цепь; б—многофункциональная /?С-цепь с разделением элементов
образователю устройства, предусматриваемые в питающей сети. Перенапряжения с амплитудой (1,5ч-3) UС1нОм (£7с,ном номинальное напряжение сети) могут снижаться с помощью средств, описываемых далее, что в сочетании с выбором вентилей соответствующего класса по напряжению гарантирует надежный режим эксплуатации.
Указанные в п. б) перенапряжения, обусловленные эффектом накопления заряда в вентилях, могут быть ограничены на уровне (1,24-1,3)Р^(/С1ном с помощью /?С-це- почки, включаемой параллельно каждому тиристору или диоду преобразователя (рис., 4.19). Конденсатор и резистор должны иметь как можно меньшую собственную индуктивность. Для того чтобы защитная цепочка имела в целом возможно меньшую индуктивность, она должна быть размещена непосредственно около вентиля. Емкость конденсатора в защитной цепочке тиристора составляет обычно 6=0,14-2 мкФ. Она часто задается изготовителем вентилей.
Подобные /?6-цепочки вместе с индуктивностью схемы или специально включаемой последовательно с каждым тиристором индуктивностью одновременно служат для ограничения скорости нарастания прямого напряжения du/dt для устранения эффекта самопроизвольного включения тиристоров (см. п. 2.3.4).
В схеме защитного устройства на рис. 4.19,6 цепочка R^C^ ограничивает перенапряжения, вызываемые эффек- 226
ТОМ накопления заряда В тиристоре. Сопротивление R3, много больше, чем R2, служит для разряда конденсатора С2- Цепочка R\Cv ограничивает скорость нарастания прямого напряжения du/dt, а диодный мост VDt—VD4 препятствует разряду конденсатора Ci при включении тиристора.
Рис. 4.20. Устройства для защиты от внешних перенапряжений:
а — схема подключения защитного устройства ЗУ; Т — трансформатор преобразователя; П— преобразователь; б и в — защитные устройства с ЯС-цепями; г и О — защитные устройства на базе элементов с сильно нелинейными характеристиками
Другие упомянутые в пп. а) и б) перенапряжения могут быть ограничены с помощью общего защитного устройства ЗУ, включаемого параллельно входу преобразователя П (рис. 4.20,а). Ограничение достигается за счет совместного действия этого устройства и индуктивности рассеяния преобразовательного трансформатора Тр или последовательно включенного реактора и питающей сети.
В простейшем случае в качестве защитного устройства применяются /?С-цепочки (рис. 4.20,6).
Часто используется общая для трех фаз /?С-цепочка, включенная через выпрямитель (рис. 4.20,s), который предотвращает быстрый разряд конденсатора через тиристор при его включении.
Во многих случаях в качестве защитных используются элементы с сильно нелинейной характеристикой. Для лавинных диодов и специальных селеновых ограничителей напряжения, имеющих несимметричную характеристику (рис. 4.21,а), применяется схема рис. 4.20,г; для симметричных ограничителей напряжения, таких, например, как два встречно включенных лавинных диода (рис. 4.21,6), в 15* 227
симметричном кремниевом ограничителе напряжения, выполненном в виде единой структуры, или металлооксидном варисторе [4.31, 4.32] применяется схема рис. 4.20,5. Ограничители с нелинейной характеристикой должны рассеивать значительную мощность и иметь резко выраженный излом на характеристике при переходе от состояния а с высоким сопротивлением к состоянию b с небольшим динамическим сопротивлением в режиме ограничения напряжения.
Рис. 4.21. Вольт-амперные характеристики нелинейных элементов для ограничения перенапряжений: а — несимметричная характеристика; б — симметричная характеристика; Uo — напряжение ограничения
Металлооксидные варисторы в значительной степени удовлетворяют этим требованиям. Кроме того, они просты в изготовлении и поэтому часто применяются для ограничения перенапряжений (в том числе и вызванных эффектом накопления заряда в вентилях).
Энергия, которая может быть рассеяна при работе подобных устройств защиты от перенапряжений, как правило, соизмерима с энергией, запасаемой в трансформаторе преобразователя при холостом ходе.
В неуправляемых выпрямителях с лавинными диодами устройства защиты, как правило, не требуются.
Для предотвращения указанных в п. в) перенапряжений и для уменьшения их вредного действия на полупроводниковые вентили при питании нагрузок со значительной индуктивностью можно использовать добавочные резисторы, неуправляемые шунтирующие нагрузку цепи с диодами или выпрямители по несимметричным мостовым («полууправляемым») схемам, а при питании индуктивных цепей с реверсом тока — управляемые шунтирующие цепи с тиристорами, включаемыми при появлении соответствующих перенапряжений.
Защита от перегрузок по току. Для разработки устройств защиты полупроводниковых вентилей от перегрузок по току должны быть известны:
виды воздействия на вентили в аварийных режимах; этот вопрос излагается в настоящем параграфе;
228
предельная нагрузочная способность вентиля; соответствующие параметры уже рассматривались в гл. 2, важнейшими из них являются максимально допустимая температура запирающего слоя (§ 2.5), предельный ударный токи предельный защитный показатель J i2dt (см. и. 2.3.2).
В настоящем параграфе рассматриваются часто встречающиеся на практике аварийные режимы и описываются соответствующие устройства защиты.
La
Рис. 4.22. Варианты короткого замыкания в преобразователе
В особую группу входят аварийные режимы, возникающие из-за коротких замыканий в преобразователе (рис. 4.22). Обычно различают следующие виды коротких замыканий:
короткое замыкание типа А (внутреннее короткое замыкание), возникающее из-за повреждения диода или тиристора (потеря вентильной прочности). Дефектный тиристор необходимо отделить от других цепей преобразователя, чтобы сохранить другие тиристоры;
короткое замыкание типа В (внутреннее короткое замыкание) из-за дефекта в одном из тиристоров, включенном параллельно с несколькими другими тиристорами. Конфигурация короткозамкнутой цепи соответствует случаю А. Однако в то время, как в случае А происходит нарушение рабочего режима преобразователя, в случае В при соответствующем перераспределении нагрузки на оставшиеся тиристоры можно обеспечить дальнейшую работу устройства без перебоя при отключении дефектного тиристора с помощью защитного устройства. Дефектный тиристор заменяется при контрольной проверке устройства;
короткое замыкание типа С (внешнее короткое замыкание) . Оно соответствует глухому короткому замыканию на выходных выводах выпрямителей;
короткое замыкание типа D, возникающее при коротком замыкании потребителя. Так как при этом между преобразователем и потребителем чаще всего включен сглаживающий реактор и, кроме того, имеется индуктивность токоподводящих шин, ток короткого замыкания оказывается меньше, чем в случае С.
Рис. 4.23. Кривая тока при коротком замыкании
Наряду с указанными аварийными ситуациями могут возникать и другие, влияние которых аналогично режиму короткого замыкания. К ним относятся:
аварийный режим типа Е — опрокидывание инвертора. Он возникает из-за пропуска управляющего импульса на одном из вентилей инвертора, из-за снижения напряжения приемной сети или из-за бросков тока нагрузки. Ток короткого замыкания при этом протекает под действием как напряжения сети переменного тока, так и постоянного напряжения, питающего инвертор;
аварийный режим типа F — ток короткого замыкания в контуре, образованном двумя встречно-параллельно включенными вентильными комплектами (группами) в реверсивном преобразователе постоянного тока с раздельным управлением; этот вид аварии может возникнуть из-за ошибки в работе логического блока системы управления, из-за наводок паразитных сигналов на цепи управления или из-за несвоевременного включения тиристоров из-за недостаточной стойкости к величине du/dt.
Ток короткого замыкания на стороне сети переменного тока при описанных видах аварийных режимов изменяется во времени так, как показано на рис. 4.23. По окончании переходного процесса устанавливается синусоидальный стационарный ток короткого замыкания с действующим значением /к. Амплитуда возникающего во время аварии броска тока, а также действующее значение установившегося тока короткого замыкания сущест- 230
венно зависят от вида и момента аварии, а также от напряжения сети и действующего в контуре короткого замыкания сопротивления (индуктивность сети, индуктивность рассеяния трансформатора, индуктивность дополнительных токоограничивающих реакторов, включенных на входе преобразователя, и индуктивность сглаживающего реактора).
Расчет основных характеристик при коротком замыкании на стороне постоянного тока был уже описан (см. § 3.4, а также [4.33]).
В заключение отметим еще аварийный режим типа G, который возникает, если ток нагрузки преобразователя оказывается больше, чем было принято при проектировании. Такой режим может возникнуть, например, если нагрузкой выпрямителя является двигатель постоянного тока и превышен допустимый момент нагрузки на его валу.
К важнейшим средствам защиты полупроводниковых приборов от токов короткого замыкания относятся специально разработанные быстродействующие предохранители [4.34]. Когда в контуре, в котором последовательно с защищаемым полупроводниковым прибором включен предохранитель, возникает ток короткого замыкания, превышающий номинальный ток предохранителя, предохранитель начинает плавиться (интервал /0—й, рис. 4.23). Процесс плавления заканчивается к моменту tv, определяющему время плавления Тпл предохранителя. После этого между контактами предохранителя возникает электрическая дуга, ограничивающая ток короткого замыкания.
После окончания интервала горения дуги Тт (момент /г) контур тока короткого замыкания разрывается. Благодаря предохранителю ток короткого замыкания ограничивается на уровне 1кт, который должен быть меньше, чем предельный ударный ток тиристора. Показанные на рис. 4.24,а характеристики иллюстрируют токоограничивающую способность быстродействующего предохранителя.
Важным параметром предохранителя является значение защитного показателя Pt, который является суммой интеграла плавления и интеграла горения дуги:
14=^dt^ i^dt.(4.54)
Значение защитного показателя предохранителя (Т^п должно быть меньше значения интеграла предельного то- 231
ка (защитного показателя) тиристора (72i')T (см. рис. 2.16).
На рис. 4.24,6 показаны зависимости защитного показателя Pt быстродействующего предохранителя в функции тока короткого замыкания. Необходимо отметить, что значение Pt зависит также от рабочего напряжения UB, действующего на предохранителе. Требуемое для данного предохранителя значение Pt будет выдержано,
Рис. 4.24. Характеристики плавких предохранителей:
а — характеристики, иллюстрирующие токоограничивающее действие быстродействующих предохранителей; /к— установившийся ток короткого замыкания (действующее значение); 1ит — амплитуда тока короткого замыкания с предохранителем; параметр — номинальный ток предохранителя; б — защитный показатель 14 плавкого предохранителя в зависимости от тока короткого замыкания /Е при заданном рабочем напряжении Us; параметр — номинальный ток предохранителя
если ток короткого замыкания, как видно из рис. 4.24,6, не превысит определенного значения. Для этого следует применять дополнительный реактор на стороне переменного тока преобразователя.
Номинальный ток предохранителя должен быть больше, чем действующее значение протекающего через него в нормальном рабочем режиме тока. Из-за этого иногда необходимо снижать нагрузочную способность преобразователя по сравнению с нагрузочной способностью, определенной по параметрам тиристоров: в этих случаях не удается получить полного использования тиристоров по току. Если в мостовой схеме преобразователя предохранители включены в каждом плече моста, т. е. последовательно с каждым тиристором (см. рис. 4.22), нагрузку преобразователя необходимо уменьшать почти всегда.
При наличии фазовых предохранителей, т. е. при включении их между точками А7—А", В'—В", С'—С" (см. 232
рис. 4.22), не всегда требуется снижать нагрузку преобразователя по току, так как значение (/20п рт места установки предохранителя не зависит, а действующее значение тока фазы для мостовой схемы в V^ раз больше, чем действующее значение тока ветви.
При работе мостового преобразователя в инверторном режиме или при работе реверсивного преобразователя на противо-ЭДС, когда имеется опасность включения обоих тиристоров одной фазы, применение предохранителей в каждой фазе неизбежно.
Рис. 4.25. Сопоставление перегрузочной характеристики тиристора (кривая 7) и характеристик полностью (кривая 2) и частично (кривая 3) согласованных предохранителей, магнитного выключателя (кривая 4) и биметаллического выключателя (кривая 5)
Быстродействующие предохранители, предназначенные прежде всего для быстрого отключения вентилей (в течение интервала менее 10—100 мс), осуществляют обычно лишь «частичную» защиту (рис. 4.25, кривая 3), т. е. обеспечивают защиту тиристоров лишь при больших токовых перегрузках. При длительных токовых перегрузках целесообразно использовать другие средства защиты, например быстродействующие магнитные выключатели, а также биметаллические тепловые выключатели.
Предохранители с полным соответствием защитной характеристики (кривая 2 на рис. 4.25) используются главным образом в преобразователях малой мощности.
В преобразователях большой мощности иногда включается параллельно несколько тиристоров и в цепи каждого тиристора имеется свой предохранитель (см. плечо моста схемы рис. 4.22). В этом случае предохранители обеспечивают селективную защиту при внутреннем коротком замыкании (случай В), т. е. поврежденный тиристор селективно отключается, так что остальные тиристоры остаются в рабочем состоянии и остальные предохранители не срабатывают.
Для защиты преобразователей большой мощности при других аварийных ситуациях необходимо использовать
другие Средства защиты, Например быстродействующие выключатели постоянного тока.
При гашении дуги на предохранителе могут возникать перенапряжения, превышающие номинальное напряжение в 1,1—1,2 раза. Поэтому выбирать предохранители с большим запасом по напряжению нецелесообразно: рабочее напряжение в месте установки предохранителя и номинальное напряжение предохранителя должны по возможности совпадать.
Рассмотрим на примере некоторые вопросы, связанные с выбором средств защиты преобразователя. Пусть задана трехфазная мостовая схема с выходным током 1аном=72 А. Тиристоры защищены предохранителями, включенными в фазы. В соответствии с табл. 3.8 среднее значение тока тиристора Zd=/d/3=72/3=24 А. Необходимое для выбора предохранителя действующее значение тока фазы составит 1= ^laf^3=в42 А. Выбираем тиристор типа Т10-25 (Zrd=25 A; IrsM= =500 A; Z2#= 1250 А2-с).
Проверим, может ли предохранитель с номинальным током 50 А обеспечить защиту тиристора от перегрузок. Чтобы при аварии не превысить предельный ударный ток тиристора 500 А, необходимо ограничить стационарный ток короткого замыкания на уровне 600 А (см. рис. 4.24,а). Это можно обеспечить за счет использования трансформатора с соответствующим напряжением короткого замыкания или включения токоограничивающего реактора (если гарантированное индуктивное сопротивление питающей сети недостаточно). При ZK=0,6 кА из рис. 4.24,6 (штриховая линия) следует, что для предохранителя с номинальным током 50 А (/2/)п=ЮОО А2/с, т. е. меньше, чем значение (Р^т тиристора. Таким образом, быстродействующая защита обеспечивается. Сопоставление перегрузочной характеристики тиристора и предохранителя (кривые типа приведенных иа рис. 4.25) позволяет определить, требуется ли для защиты тиристора при больших длительностях перегрузки предусматривать еще какие-либо дополнительные устройства.
Быстродействующие выключатели постоянного тока (рис. 4.22) обладают, как и предохранители, токоограничивающим действием. При этом вместо времени плавления предохранителя говорят о времени задержки выключения, т. е. о времени от момента поступления сигнала на выключение до момента разъединения силовых контактов. После этого, как и в случае с предохранителем, начинается интервал горения дуги.
Длительность интервала задержки выключения зависит от механизма выключателя и лежит в диапазоне 0,3—6 мс. Время гашения дуги зависит как от типа вы- 234
ключателя, так и от соотношения параметров в цепи, в которой установлен выключатель, и составляет от 5 до 50 мс.
Перенапряжения, возникающие во время выключения, могут достигать значений, превышающих номинальное напряжение выключателя в 1,7—2,5 раза. Это необходимо учитывать при выборе полупроводниковых приборов.
Быстродействующие выключатели применяются главным образом для защиты преобразователей большой мощности. Их установка в цепях постоянного тока гарантирует защиту от аварий типа G (короткое замыкание в цепи нагрузки), Е (опрокидывание инвертора) и F (аварийный ток в контуре реверсивного преобразователя постоянного тока по встречно-параллельной схеме с раздельным управлением). Параметры выключателя выбираются таким образом, чтобы в названных аварийных ситуациях исключить срабатывание предохранителей в цепях параллельно включенных тиристоров. Для этого в цепи короткого замыкания необходимо некоторое минимальное индуктивное сопротивление, которое в случае аварий типов G и D обеспечивается выбором соответствующего сглаживающего реактора La.
Защиту от аварий типов А и В в случае установок большой мощности можно обеспечить с высокой надежностью за счет соответствующего конструктивного исполнения преобразователя.
В преобразователях без параллельного соединения тиристоров быстродействующий выключатель применяют только тогда, когда недопустимо связанное с необходимостью замены предохранителей увеличение времени, требуемого для приведения установки вновь в рабочее состояние, а аварии могут происходить достаточно часто.
Функции защиты могут быть также возложены на устройства информационной электроники, входящие в состав преобразователя. Ограничение тока при перегрузках или коротком замыкании в цепи нагрузки почти всегда может быть легко осуществлено в преобразователях, в которых имеется контур подчиненного регулирования тока или устройство отсечки тока, управляемое системой регулирования (см. рис. 4.39).
Уровень ограничения тока устанавливается в большинстве случаев таким образом, чтобы допустимая температура р-п перехода вентилей с учетом возможных перед аварией кратковременных токовых перегрузок (если нагрузка преобразователя резко переменная) не была
. 235
превышена. При больших и неизвестных заранее длительностях перегрузок (аварии типа D) необходимо предусмотреть и другие защитные устройства (предохранители, выключатели и т. д.), которые, однако, вызывают перебои в питании нагрузки. В необходимых случаях можно применить также ограничение тока, уровень которого зависит от температуры р-п перехода вентилей, что связано, однако, со значительным усложнением системы [4-35].
Следует отметить, что поскольку напряжение ведомого сетью преобразователя при ограничении его тока с помощью системы управления спадает с конечной скоростью, так как это напряжение повторяет синусоидальную форму напряжения, действующего на аноде последнего проводящего ток тиристора, то ограничение тока при коротком замыкании можно осуществить только при аварии типа G (короткое замыкание на стороне нагрузки) и если при этом в цепи постоянного тока имеется достаточно большая индуктивность, снижающая скорость нарастания тока короткого замыкания.
Аналогичные соображения справедливы и для случаев, когда защита осуществляется путем снятия управляющих импульсов или перевода выпрямителя в инверторный режим.
При защите путем снятия управляющих импульсов (см. п. 3.8.3) ток срабатывания должен превышать значение ограничиваемого тока, так как при этом виде защиты прерывается питание нагрузки. Следует учитывать, что таким способом запереть тиристор, проводящий ток, нельзя, однако тиристоры следующих фаз остаются запертыми и за счет этого редко ограничивается число сработавших предохранителей при коротком замыкании.
При защите за счет перевода выпрямителя в инверторный режим магнитная энергия, запасенная в индуктивности, включенной в цепи постоянного тока, возвращается обратно в сеть переменного тока (см. п. 3.3.1), что позволяет быстро уменьшить ток в цепи преобразователя до нуля.
Защиту преобразователя могут также обеспечить быстродействующие выключатели с токоограничивающим действием или автоматические выключатели, включенные на стороне питающей сети. Однако из-за большого времени задержки при срабатывании подобных устройств необходимо соответственно ограничить ток короткого замыкания с помощью реакторов, включаемых на стороне 236
питающей сети переменного тока. Так как затраты, особенно на медь, при этом оказываются значительными, такое решение применяется обычно лишь при относительно небольших мощностях, например в регуляторах переменного напряжения, используемых для регулирования освещения.
4 2.2. КОНДЕНСАТОРНЫЕ БАТАРЕИ И ТИРИСТОРНЫЕ КОМПЕНСАТОРЫ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ
В пп. 4.1.5 и 4.1.6 уже отмечалось, что из-за потребления реактивной мощности преобразователями действующее значение напряжения сети изменяется и что для компенсации этой реактивной мощности часто используются силовые конденсаторы. Однако требуемая реактивная мощность во многих случаях за счет изменения нагрузки преобразователя изменяется в широких пределах по случайному закону. К компенсирующим устройствам предъявляются такие требования, как работоспособность при кратковременных набросах и быстрых изменениях реактивной мощности, малые потери, долговечность, работоспособность при несимметричном напряжении сети, высокая готовность к работе, незначительные размеры и т. д.
Уже давно для компенсации реактивной мощности используются синхронные машины с преобразователями в цепях возбуждения. Однако такие синхронные компенсаторы удовлетворяют далеко не всем перечисленным выше требованиям. Время переходного процесса при регулировании составляет 0,1—2,0 с, что в ряде случаев слишком велико. К недостаткам синхронных компенсаторов относятся также высокая стоимость, относительно большие потери, недостаточная долговечность и необходимость в постоянном уходе при эксплуатации. Компенсация несимметричной по фазам реактивной мощности с их помощью невозможна.
Компенсация реактивной мощности с помощью синхронных машин наиболее выгодна, когда они работают в режиме двигателей, совершая при этом полезную работу.
Конденсаторные батареи с переключением секций с помощью контакторов также имеют низкое быстродействие и могут использоваться лишь при медленных изменениях реактивной мощности. Кроме того, число переключений при этом ограничено.
Статические компенсирующие устройства с использованием силовых полупроводниковых вентилей лишены
многих из указанных недостатков и в высокой степени удовлетворяют поставленным требованиям. Из возможных здесь вариантов основными являются следующие: подключаемые с помощью тиристоров конденсаторные батареи, реакторно-тиристорные компенсаторы и компенсаторы на основе преобразователей с принудительной коммутацией. Эти устройства далее будут кратко описаны.
Подключаемые через тиристоры конденсаторные батареи. В этих установках для подключения секций конденсаторных батарей вместо обычных контактов используются встречно-параллельно включенные тиристоры или
Рис. 4.26. Подключение конденсатора с помощью тиристоров или тиристора и диода:
L — развязывающий реактор; R — разрядный резистор
тиристоры, зашунтированные встречными диодами (рис. 4.26). Вариант с диодом («полууправляемая схема») экономичнее, однако при этом прикладываемое к конденсатору через диод напряжение оказывается различным при разной полярности. Это допустимо не для всех типов конденсаторов из-за ухудшения в таком режиме свойств диэлектрика.
Защитная индуктивность L предотвращает резонанс на частотах, соответствующих высшим гармоникам тока; разрядное сопротивление R служит для улучшения условий включения тиристора при колебаниях напряжения питающей сети. Такое компенсирующее устройство подключается к сети через выключатель S. Бросок тока, обусловленный переходным процессом при включении тиристора, устраняется за счет правильного выбора момента подачи управляющего импульса с учетом имеющегося в этот момент на конденсаторе напряжения. Максимальное напряжение, действующее на тиристоре, составляет 2]/2i/c (i/c— действующее значение напряжения сети). Длительность задержки при включении или выключении не превышает 20 мс. Если для измерения реактивной мощности используется быстродействующее измерительное 238
устройство, могут быть скомпенсированы Также и кратковременные броски реактивной мощности. В отличие от описываемого ниже компенсатора на основе регулируемого тиристорами реактора компенсация реактивной мощности осуществляется в данном случае без появления высших гармоник. Хотя регулирование реактивной мощности не непрерывное, ступени можно сделать сравнительно небольшими, если это требуется на практике.
Рис. 4.27. Схема компенсирующего устройства с подключаемыми через тиристоры компенсирующими конденсаторными блоками;
1 — трансформатор; 2— потребитель; 3— датчики Холла; 4— усилитель; 5 — пороговые элементы; 6— формирователи управляющих импульсов; 7— тиристоры;
8 — конденсаторы; 9 — реакторы
На рис. 4.27 показана принципиальная схема компенсирующего устройства для большого реверсивного прокатного стана [4.61]. В устройстве для измерения тока используются датчики Холла.
Использование конденсаторной батареи с регулирующими тиристорами особенно эффективно для дуговых печей, поскольку этим способом можно реактивную мощность каждой фазы компенсировать по отдельности [4.39]. Реактивная мощность подобных компенсирующих установок доходит до 100 МВ-А.
Реакторно-тиристорные компенсаторы. На рис. 4.28 показана одна фаза управляемого реакторно-тиристорного компенсатора. Схема состоит из конденсаторной батареи
239
емкостью С и реактора с индуктивностью L. Эквивалентную индуктивность, действующую в ветви между точками а и Ь, можно изменять с помощью регулятора переменного тока, выполненного на тиристорах VSi и VSj.
Обозначим: Qc— установленная мощность конденсаторов, Ql — установленная мощность реактора. Эквивалентная реактивная мощность ветви между а и b максимальна при a=ai—90°, а при а=аг=180° она умень-
Рис. 4.28. Управляемый реакторно-тиристорный компенсатор:
С— компенсирующий конденсатор;
L — реактор; VSi, VS2 — тиристоры регулятора переменного тока
шается до нуля *. Следовательно, результирующую реактивную мощность емкостного характера можно изменять от наибольшего значения Qc при а=180° до наименьшего Qc—Ql при u=90°. Если Ql больше, чем Qc, в последнем случае схема будет потреблять реактивную мощность, равную Ql—'Qc-
Гармоники тока, возникающие в ветви а—b за счет фазового регулирования, могут быть существенно уменьшены путем разделения конденсаторной батареи на секции и включения последовательно с каждой из них реактора с соответствующей индуктивностью, чтобы обеспечить резонанс на частотах этих гармоник (см. схему рис. 4.16).
Наибольшее время задержки, характеризующее быстродействие компенсатора, составляет 20 мс. Мощность таких установок доходит в настоящее время до 400 МВ-А при напряжении 765 кВ (при этом ветвь а—b включается через понижающий трансформатор). Тиристоры регулятора могут размещаться внутри масляного бака трансформатора или реактора.
Управляемые реакторно-тиристорные компенсаторы применяются для регулирования реактивной мощности и улучшения стабильности напряжения трехфазной сети в схемах автономных инверторов тока, для компенсации
Здесь принято, что угол а отсчитывается от момента перехода синусоиды напряжения через нуль. Обычно при рассмотрении работы подобных компенсаторов этот угол отсчитывают от точки максимума напряжения, тогда Oi=0 и 02=90° (Прим. ред. перевода).
реактивной мощности на выпрямительном и инверторном концах линий передачи на постоянном токе и т. д. С их помощью возможна компенсация реактивной мощности по каждой фазе отдельно [4.62, 4.63].
иь U-eиь U-eКомпенсаторы реактивной мощности на основе преобразователей с принудительной коммутацией. Если преобразователь не должен потреблять реактивной мощности или даже должен поставлять в сеть реактивную мощ-
иь U-e
иь U-e
Рис. 4.29. Изменение токов и напряжений в выпрямителе с принудительной (опережающей) коммутацией
ность, момент коммутации вентилей должен опережать точку естественной коммутации.
В качестве примера рассмотрим трехфазный выпрямитель, показанный на рис. а табл. 3.5, временная диаграмма тока вентилей в котором при угле а, отсчитываемом, как обычно, в сторону отставания, приведена на рис. в табл. 3.5. На рис. 4.29 показана временная диаграмма напряжений и токов в той же схеме, но при опережающем угле а'. Ток каждого вентиля уже не отстает по фазе от соответствующего напряжения, а опережает его, так что в сеть отдается реактивная мощность.
При опережающем угле управления и коммутации тока, например с вентиля VSi на вентиль VS2, напряжение щ выше и2, и естественная коммутация невозможна. Поэтому необходимо ввести в схему специальные коммутирующие устройства, например по схеме, показанной на рис. 4.30. Коммутирующее устройство работает следующим образом: сначала, когда открыт тиристор VSi, коммутирующий конденсатор Ск заряжается по колебательному закону через тиристор VSKi и реактор LK примерно до удвоенной амплитуды напряжения щ (полярность напряжения на Ск показана знаками без скобок). При подаче управляющего импульса с углом опережения а' на коммутирующий тиристор VSK2 последний включается, a VSi запирается. Когда проходящий через Ск ток iKsIda перезарядит конденсатор и напряжение на нем окажется меньше мгновенного значения напряжения иь (при этом полярность напряжения на Ск может соответствовать знакам в скобках), то можно включить тиристор ESg и скоммутировать ток на него.
16—5269 241
Чтобы повысить частоту пульсаций постоянного напряжения и облегчить их сглаживание, можно в течение соответствующего периода многократно включать и выключать каждый вентиль, при этом углы включения и выключения должны выбираться таким образом, чтобы реактивная мощность управления была мала.
Рнс. 4.30. Схема трехфазного преобразователя с узлом принудительной конденсаторной коммутации
На рис. 4.31 приведена форма напряжения на выходе однофазного двухполупериодного выпрямителя с 6-кратным включением и выключением вентилей за период частоты сети. Следует учитывать, что повторяющийся многократно процесс коммутации увеличивает индуктивное падение напряжения и реактивную мощность коммутации.
0т2 тс mt0т2 тс mtРис. 4.31. Выпрямленное напряжение однофазного выпрямителя с прупудительной многократной коммутацией
0т2 тс mt
0т2 тс mt
На рис. 4.32 приведен другой пример преобразователя, в котором возможно генерирование реактивной мощности. Преобразователь состоит из выпрямителя В и автономного инвертора напряжения АИН, в котором используются индивидуальные узлы коммутации УК (см. п. 3.5.1 и рис. 3.35). Включение силовых тиристоров в инверторе осуществляется таким образом, что основная гармоника его выходного тока опережает на 90° сетевое напряжение. Разность прямоугольного выходного напряжения инвертора (рис. 3.55,г или д) и синусоидального напряжения сети воспринимают реакторы L. Так как при чисто емкостной нагрузке инвертора конденсатор С попеременно заряжается и разряжается, источник постоянного напряжения, т. е. выпрямитель, не нужен, на практике он 242
нужен для упрощения процесса пуска инвертора, а также для покрытия потерь мощности в элементах схемы.
Описанные преобразователи, генерирующие реактивную мощность, содержат большое число дополнительных тиристоров, требуют сложной системы управления и т. д. и поэтому могут оказаться неэкономичными, особенно в
Рис. 4.32. Трехфазный компенсатор реактивной мощности на основе автономного инвертора
установках небольшой мощности. Однако при снижении стоимости и улучшении параметров тиристоров (в особенности сокращении времени восстановления запирающих свойств) и при использовании в системах управления микросхем с высокой степенью интеграции коррекция коэффициента мощности за счет устройств с принудительной коммутацией вентилей станет экономически выгодной [4.64—4.67].
РАДИОПОМЕХИ
Устройства силовой электроники вследствие процессов быстрого включения и выключения тиристоров в цепях, содержащих индуктивности и емкости (особенно паразитные), генерируют высокочастотные колебания, которые распространяются или по токоподводящим цепям, или за счет излучения и влияют на работу различных электронных устройств, расположенных как внутри, так и вне преобразователя. Такие колебания в диапазоне радиочастот могут вызывать нарушения радиосвязи.
Уровни допустимого напряжения радиопомех и напряженности электрического поля помех определены соответствующими нормами [4.40, 4.41]. Для того чтобы пре- 16* 243
образователь соответствовал требованиям этих норм по допустимому уровню помех, он должен быть соответствующим образом сконструирован и снабжен необходимыми помехоподавляющими устройствами. Действенность помехоподавляющих устройств определяется путем
Рис. 4.33. Схемы помехоподавляющих устройств:
В — выпрямитель; ППУ — помехоподавляющее устройство; а — для однофазного выпрямителя; Ci = 1-k2 мкФ; С2=0,б мкФ; L=- = 160 мкГн; б—для трехфазного мостового выпрямителя; 63—1-52 мкФ
измерения помех на определенном расстоянии от преобразователя.
На рис. 4.33 показаны примеры помехоподавляющих устройств ППУ. В качестве конденсаторов С\—С3 должны использоваться специальные безындуктивные конденсаторы. Коммутирующие реакторы LK, необходимые для ограничения тока короткого замыкания преобразователя, также обеспечивают совместно с конденсаторами подавление помех [4.42].
МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА ОХЛАЖДЕНИЯ
Назначение устройств охлаждения в устройствах и установках силовой электроники заключается в отводе тепла, выделяющегося в диодах, тиристорах или транзисторах. Проблемы охлаждения других элементов (например, реакторов, трансформаторов и т. д.), имеющихся в преобразовательных установках, здесь не рассматриваются.
Напомним о том, что мощность, выделяемая в вентилях, может быть определена с помощью выражения (2.1) или рис. 2.20. Так как максимально допустимая температура р-n перехода ни в коем случае не должна быть превышена, допустимая мощность потерь и вместе с тем нагрузочная способность вентиля зависят от теплового 244
сопротивления охладителя и от температуры окружающей среды или охладителя. Ниже рассмотрим важнейшие методы и устройства охлаждения.
Воздушное охлаждение. При воздушном охлаждении температура охлаждающего воздуха, как правило, одинакова с температурой окружающей среды или несколько выше нее, если вентили расположены в корпусе, который нагревается за счет потерь мощности в других элементах, таких как трансформаторы, реакторы и т. д. Применение охлаждающего воздуха более низкой температуры встречается очень редко. Максимальная температура окружающей среды составляет в большинстве случаев 35—45 °C, но иногда бывает и выше.
Естественное воздушное охлаждение. В этом случае тепло отводится от радиатора за счет конвекции и излучения без принудительного обдува. Тепловое сопротивление радиатора при этом снижается с ростом мощности потерь, так как конвекция и излучение с ростом температуры увеличиваются (рис. 4.34).
Для более эффективного охлаждения необходима соответствующая конструкция устройства, т. е. свободный и равномерный доступ охлаждающего воздуха ко всем вентилям и вертикальное расположение ребер радиатора и т. д. (см. рис. 5.4).
Естественно, воздушное охлаждение используется там, где требуется особенно высокая надежность, где допустимо некоторое снижение использования вентилей по току или где расходы на охлаждающие устройства превышают выгоду от увеличения мощности. Первое соображение относится, например, к преобразователям для питания контактной сети на железнодорожном транспорте (см. п. 5.1.2), второе—к преобразователям относительно малой мощности (см. § 4.4).
Принудительное воздушное охлаждение. При этом способе охлаждения вентилятор направляет поток охлаждающего воздуха на ребра радиаторов, размещенных в специальной вентиляционной шахте (рис. 4.35). Передача тепла от радиатора к охлаждающему воздуху осуществляется в основном за счет конвекции. Значение теплового сопротивления в большой мере зависит от скорости 'о движения воздуха между ребрами радиатора. На рис. 4.36 приведена эта зависимость для радиатора К200. Тепловое сопротивление охладителя при скорости охлаждающего воздуха до 6 м/с снижается по сравнению с естественным охлаждением на 1/3—1/5.
Увеличение скорости потока воздуха свыше 6 м/с менее эффективно с точки зрения снижения теплового сопротивления и не рекомендуется также из-за возрастания шума.
Вентилятор для устройств принудительного охлаждения должен быть бесшумным, не должен требовать ухода и должен обеспечивать необходимую производительность
Рис. 4.34. Тепловое сопротивление радиатора Rthh в зависимости от мощности потерь ДР для радиатора типа К200Рис. 4.34. Тепловое сопротивление радиатора Rthh в зависимости от мощности потерь ДР для радиатора типа К200Рис. 4.36. Тепловое сопротивление радиатора Rthk в зависимости от скорости Ф охлаждающего воздуха (для радиатора К200)Рис. 4.36. Тепловое сопротивление радиатора Rthk в зависимости от скорости Ф охлаждающего воздуха (для радиатора К200)Рис. 4.35. Пример системы принудительного охлаждения:ТБ — тиристорные блоки с радиаторами; 0о—температура охлаждающего воздуха, поступающего в воздуховод; ДОа — повышение температуры воздуха на выходе воздуховодаРис. 4.35. Пример системы принудительного охлаждения:ТБ — тиристорные блоки с радиаторами; 0о—температура охлаждающего воздуха, поступающего в воздуховод; ДОа — повышение температуры воздуха на выходе воздуховода
Рис. 4.34. Тепловое сопротивление радиатора Rthh в зависимости от мощности потерь ДР для радиатора типа К200
Рис. 4.34. Тепловое сопротивление радиатора Rthh в зависимости от мощности потерь ДР для радиатора типа К200
Рис. 4.36. Тепловое сопротивление радиатора Rthk в зависимости от скорости Ф охлаждающего воздуха (для радиатора К200)
Рис. 4.36. Тепловое сопротивление радиатора Rthk в зависимости от скорости Ф охлаждающего воздуха (для радиатора К200)
Рис. 4.35. Пример системы принудительного охлаждения:
ТБ — тиристорные блоки с радиаторами; 0о—температура охлаждающего воздуха, поступающего в воздуховод; ДОа — повышение температуры воздуха на выходе воздуховода
Рис. 4.35. Пример системы принудительного охлаждения:
ТБ — тиристорные блоки с радиаторами; 0о—температура охлаждающего воздуха, поступающего в воздуховод; ДОа — повышение температуры воздуха на выходе воздуховода
с учетом требуемой разницы давления Ар между входом и выходом вентиляционной шахты. Наиболее подходящими с учетом шумовых характеристик являются тангенциальные вентиляторы.
Принудительное воздушное охлаждение очень часто применяется в преобразователях средней и большой мощности.
При воздушном охлаждении необходимо учитывать, что нагрузка вентилей при работе на высоте более 1000 м над уровнем моря должна быть снижена из-за уменьшенной плотности воздуха.
246
Жидкостное охлаждение. С помощью жидкостного охлаждения можно еще более снизить тепловое сопротивление радиатора по сравнению с воздушным охлаждением. Это в особенности справедливо при использовании в качестве охлаждающей жидкости воды. Из-за более хороших изоляционных свойств, иногда используют масло. Если при последующем охлаждении жидкости,
Рис. 4.37. Вентильный блок с общим радиатором при водяном охлаждении:
/ — вентили; 2 — общий радиатор; 3 — токовый вывод
прошедшей через радиаторы вентилей, снизить ее температуру ниже температуры окружающей среды, можно достигнуть увеличения нагрузочной способности вентилей.
На рис. 4.37 показан групповой охладитель для жидкостного охлаждения. Вентили расположены на полом радиаторе прямоугольного сечения, внутри которого протекает охлаждающая жидкость. Жидкостное охлаждение применяется чаще всего в преобразовательных устройствах большой мощности (см. § 4.4 и 7.1), например в выпрямителях для электролиза.
К жидкостному охлаждению можно отнести те случаи, когда весь силовой вентильный блок помещен в бак, заполненный маслом. В этом случае преобразователь может работать в сравнительно тяжелых условиях (воздухоочистительные установки, станки и т. д.). Если принудительная циркуляция масла в баке отсутствует, тепловое сопротивление, естественно, получается гораздо больше, чем в случае циркуляции охлаждающей жидкости.
Испарительное охлаждение. При испарительном охлаждении тепло отводится в окружающее пространство с помощью процесса испарения за счет скрытого тепла парообразования.
На рис. 4.38 показана конструкция охлаждающего радиатора с тепловыми трубками [4.43, 4.44]. Внутренняя поверхность медной трубки 1 (в том числе и торцевая часть) покрыта пористым материалом 2. Снаружи на трубке установлен ряд охлаждающих ребер 3. Воздух
Рис. 4.38. Конструкция охладителя с тепловой трубкой:
I — медная трубка; 2 — пористый слой; 3 — охлаждающие ребра; 4 — плоскость для монтажа силового прибора
из трубки откачивают и частично заполняют ее охладителем, например водой. На правом торце трубки расположен тиристор. Тепло, выделяющееся в тиристоре, вызывает испарение охлаждающей жидкости в пористом материале, нанесенном на торцевой поверхности. Пар конденсируется на поверхности трубки, и тепло передается на охлаждающие ребра. Сконденсировавшаяся вода течет назад к торцевой поверхности через капилляры пористого материала. Перепад температур в тепловой трубке незначителен.
От охлаждающих ребер тепло отводится с помощью принудительного воздушного охлаждения. При этом способе охлаждения тепловое сопротивление очень мало, так как теплообмен между стенкой трубки и испаряющейся водой или конденсирующимся водяным паром и ребрами гораздо лучше, чем между стенкой трубки и воздухом.
4.3. ИНФОРМАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
Основные принципы конструктивного исполнения. Устройства информационной электроники, входящие в состав силовых преобразователей, выполняются в виде многочисленных комбинаций различных элементов и блоков. Группы элементов, относящиеся к одному или нескольким функциональным блокам, обычно размещаются в стандартных кассетах на печатных платах, снабженных разъемами с позолоченными контактами (см. § 4.4). Толь- 248
ко в случаях, когда сетевое напряжение и измеряемое напряжение, вводимое в кассету, превышает 100 В или же когда в кассете размещается трансформатор тока, используется пайка или болтовое соединение, причем в этих случаях применяется отдельная кассета с этими элементами.
Используемые на практике системы элементов характеризуются конструктивным исполнением, обеспечивающим наиболее простые соединения элементов внутри системы, и наглядностью монтажа. В ГДР используется преимущественно единая система элементов EGS по TGL 25060. Выбираются также стандартные напряжения (напряжение сигнала, основные и вспомогательные источники питания). При аналоговой форме представления сигналов используется обычно постоянное напряжение с максимальным значением 10 или 48 В. В качестве основного и вспомогательных источников питания применяются источники постоянного напряжения 15 В (для аналоговых интегральных схем), а также 24 и 60 В.
Часто используемые схемы с общей нулевой шиной имеют следующие преимущества:
эквипотенциальность нулевых точек всех блоков системы; в общем случае из соображений безопасности нулевая шина может быть заземлена;
возможность общего питания, что упрощает стабилизацию питающего напряжения (см. п. 4.3.3);
возможность достаточно простого соединения различных функциональных схем в одном устройстве без дополнительных устройств разделения потенциалов;
незначительная паразитная емкость;
простота измерений напряжений питания и напряжений сигналов в системе, так как все напряжения отсчитываются относительно нулевой шины.
Особенности замкнутых систем регулирования. Преобразователи часто используются в регулируемых устройствах, например в системах электропривода. Пример системы, обеспечивающей регулирование частоты вращения машины постоянного тока с помощью тиристорного преобразователя, приведен на рис. 4.39. Для защиты коллектора машины от искрения требуется ограничение тока преобразователя. В современных электроприводах эта задача решается с помощью контура подчиненного регулирования тока.
При других применениях используют аналогичные приемы. Имеется также возможность введения других
контуров регулирования. Так, если система регулирования электропривода типа показанной на рис. 4.39 построена на аналоговых элементах, для высокоточной стабилизации частоты вращения (например, с точностью 0,1 %) можно ввести дополнительный контур регулирования с цифровой обработкой сигналов. В подобных системах может также использоваться позиционное регулирование или регулирование частоты вращения в функции ряда
Рнс. 4.39. Регулятор частоты вращения двигателя с внутренним (подчиненным) контуром регулирования тока якоря:
/ — датчик заданного значения тока; 2 — усилитель регулятора частоты вращения; 5 — усилитель регулятора тока якоря; 4 — система управления преобразователем; 5— цепь возбуждения; 6 — датчик тока; 7 — датчик частоты вращения (тахогенератор)
внешних параметров, которые могут быть реализованы с помощью экономичных и надежных микропроцессорных устройств (см. п. 4.3.2). В настоящее время доминируют системы регулирования, построенные на аналоговых элементах, а системы с цифровой обработкой сигналов используются лишь в некоторых специальных случаях. Однако в последнее время все большее предпочтение, особенно при больших мощностях, отдается более дешевым микросхемам с высокой степенью интеграции.
К преимуществам принципа подчиненного регулирования относятся:
каждая постоянная времени контура регулирования компенсируется с помощью отдельного пропорционального или пропорционально-интегрального регулятора. Это обеспечивает независимый выбор параметров системы и облегчает ее настройку;
каждая регулируемая величина (частота вращения, ток якоря и т. д.) легко ограничивается;
упрощается схемотехника за счет применения одина- 250
новых операционных усилителей с обратной связью черёз RR- или ^С-цепи. При этом упрощается эксплуатация и обнаружение неисправностей;
помехи во внутренних контурах регулирования (например, колебания напряжения питающей сети) могут быть скомпенсированы с большим быстродействием внутри каждого контура и будут мало сказываться на основной регулируемой величине, в данном случае на частоте вращения двигателя.
Оптимизация контуров регулирования чаще всего осуществляется методом подбора частотных характеристик [4.46].
Одна из практических систем регулирования электропривода показана на рис. 4.40 [4.48]. Основной контур обработки информации содержит два операционных усилителя 1 и 2 и регулирующее устройство 3 (см. § 3.8). К числу особенностей этой системы относятся:
наличие пускового устройства, которое сдвигает импульсы управления в область углов, соответствующих режиму инвертора, что обеспечивает возможность одновременного включения информационной и силовой частей. В нормальном режиме это устройство не работает (что обеспечивается, например, с помощью 7?С-цепочки на входе управляющего устройства);
снятие управляющих импульсов на тиристоры преобразователя при возрастании тока на выходе силового блока выше заданного уровня или (и) при других внешних условиях. При снятии запрета импульсы управления подаются опять;
возможность введения ограничений, что необходимо при различных режимах управления приводом и учета различных условий эксплуатации. Сигнал на ограничение вводится с помощью внешнего контакта или через устройство, снимающее управляющие импульсы.
Основные требования к функциональным элементам. Постоянные времени. Регулируемые тиристорные преобразователи работают почти безынерционно. Поэтому функциональные узлы информационной электроники, такие как датчик тока, устройство потенциальной развязки и т. д., должны иметь постоянные времени менее 1 мс Существенное дальнейшее уменьшение постоянных времени нежелательно, так как тогда может возрасти влияние помех (см. п. 4.3.1).
Линейность. Наиболее высокие требования в отношении линейности предъявляются к устройствам для полу-
+24й-24й О+24й-24й О
+24й-24й О
+24й-24й О
Рис. 4.40. Функциональная схема информационной системы для регулирования трехфазного мостового тиристорного преобразователя для привода постоянного тока:
/ — регулятор частоты вращения; 2— регулятор тока якоря; 3—устройство регулирования; 4 — уставка сигнала частоты вращения; 5 и 6— потенциометр и датчик тока якоря; 7 — силовая цепь; 8 — пусковое устройство; 9 — устройство для запирания управляющих импульсов; /0 — реле для введения ограничения в цепь регулятора; // — реле сигнализации о запирании управляющих импульсов; 12 — блок питания
чения информации, таким как датчики тока, тахогенератор и т. д., особенно при большом диапазоне изменения тока, частоты вращения и т. д. Допустимое отклонение от линейности составляет для измерительных преобразователей менее 5%, а для прочих функциональных блоков— менее 20%. Под отклонением от линейности понимают наибольшее отклонение зависимости t/Bbix=f (<VBX) от прямой линии.
Обратное влияние. Функциональные узлы не должны оказывать обратного влияния на источник сигнала. В аналоговых системах преимущественно используются сигналы в виде напряжения. Поэтому выходное сопротивление должно быть достаточно небольшим (менее 100 Ом), а входное составлять по крайней мере несколько килоом.
Условия эксплуатации. Устройства силовой электроники почти всегда используются большей частью на промышленных предприятиях, на железнодорожном или водном транспорте и др. Поэтому они должны надежно работать в тяжелых условиях, таких как широкий диапазон окружающей температуры, плохие климатические условия, например высокая влажность и запыленность, в условиях вибраций и ударных нагрузок, колебаний напряжения питающей сети и т. д. Так как в установке элементы устройств информационной электроники обычно составляют большинство, необходимо обращать внимание на их надежность в первую очередь. К этому добавим, что элементы информационной электроники и их соединения (в частности, разъемы) более чувствительны к влиянию окружающей среды, чем детали силовой части преобразователя.
Изменение окружающей температуры. Для элементов большинства функциональных узлов, как правило, оговаривается диапазон рабочих температур —10ч-55°С. Желательно, чтобы элементы не работали долго при верхней граничной температуре, так как частота отказов элементов при нормальной температуре (20—25 °C) сущест-
253
венно Ниже, чем при повышенной температуре. Поэтому часто применяют принудительное воздушное охлаждение отсека с устройствами информационной электроники, чтобы рабочая температура элементов не более чем на 10° превышала температуру окружающей среды. Особо чувствительные к повышению температуры элементы, например определенные типы электролитических конденсаторов, желательно не применять. Надежность большинства элементов может быть повышена за счет частичного уменьшения их нагрузки. Узлы информационной электроники не должны нагреваться от силовой части. При транспортировке и хранении в большинстве случаев может допускаться температура в диапазоне —40-^70 °C.
Другие климатические условия. Наряду с температурой к климатическим условиям относятся условия влажности и загрязненности воздуха, которые оговариваются в соответствующих нормативных документах.
Для повышения надежности необходимо снизить климатические влияния, что осуществляется за счет соответствующей конструкции кожухов, в которых монтируются элементы информационной электроники. Эти элементы ни в коем случае не должны подвергаться воздействию экстремальных условий, которые могут иметь место в силовой части установки. В больших установках, где это экономически целесообразно, устройства информационной и силовой электроники необходимо размещать в различных шкафах.
Если условия эксплуатации для каких-либо элементов информационной электроники оказываются неудовлетворительными (например, для разделительного трансформатора с соответствующими дополнительными элементами, служащего для передачи на вентильный блок управляющих импульсов и размещаемого в этом блоке), следует использовать заливку таких элементов эпоксидной смолой.
Устойчивость к вибрациям и ударам. Высокая стойкость к механическим вибрациям и ударам достигается за счет соответствующей конструкции устройства и способов крепления элементов. Поломка может возникнуть, если все устройство или какой-либо его элемент начинает вибрировать с собственной резонансной частотой. Поэтому необходима проверка конструкции, осуществляемая в ходе типовых испытаний, условия которых оговариваются в соответствующих нормативных документах.
Стабильность напряжения сети. Если предполагается значительная нестабильность питающего напряжения (см. п. 4.1.3), необходимо использовать специальные стабилизированные источники питания (см. п. 4.3.3).
Влияние помех. В устройствах силовой электроники вопросу защиты от помех следует уделять особое внимание, так как здесь имеется тесная связь силовой части и систем информационной электроники. При коммутации тока в тиристорных преобразователях при включениях реле, устройств защиты и т. д. скорости изменения напряжения и тока велики, что вызывает возникновение помех с частотами в диапазоне до нескольких мегагерц, которые при неудачной конструкции могут оказывать влияние на работу устройств информационной электроники и нарушать их правильное функционирование. Причины таких сбоев в работе схемы найти бывает очень трудно. Поэтому необходима тщательная отработка конструкций в соответствии со следующими основными правилами (см. также [4.49, 4.50]).
Гальваническая связь между элементами или устройствами. Она имеет место, если по общему проводнику, передающему сигнал, протекают еще и другие токи. На проводнике при этом возникает дополнительное падение напряжения, которое накладывается на основной сигнал. При высоких частотах падение напряжения увеличивается из-за скин-эффекта. Отметим прежде всего, что использование общего проводника для передачи сигнала и для питания других функциональных блоков является нежелательным. Поэтому необходимо разделение всех цепей, передающих сигналы. Проводники, соединяющие общие точки функциональных узлов, должны быть так расположены, чтобы исключить протекание через них на каком-либо участке токов нескольких сигналов. В схемах с аналоговым представлением сигналов применяется раздельное «звездообразное» подключение каждого такого проводника от отдельных узлов к общей точке источника питания; в цифровых системах используются развязывающие конденсаторы для каждой функциональной группы элементов.
Индуктивная связь между проводниками. Она может способствовать передаче помех из одной цепи в другую. Путем скручивания пары проводников, по которым передается информационный сигнал от каждого отдельного узла (блока), можно практически полностью исключить наводки на эти проводники помех от других блоков.
Емкостная связь. Она возникает за счет емкости между проводниками, относящимися к разным цепям (рис. 4.41). Если цепь а генерирует помехи, влияние их на цепь b ослабляется при Ссв<С2 и при уменьшении сопротивления Z2, так как при этом увеличивается падение напряжения на емкости связи Ссв. Следующие меры уменьшают емкостную связь: близкое взаимное расположение каждой пары сигнальных проводников, что, например, достигается их перекруткой; возможно большее удаление этих проводников от проводника — источника
Рис. 4.41. Эквивалентная схема двух заземленных цепей а и 6 с емкостной связью
помех, чтобы уменьшить Ссв; экранирование сигнальных проводников, чтобы ток помехи замыкался через емкость ССв непосредственно на землю. Экран должен быть изолирован от проводников и заземлен лишь с одной стороны, чтобы исключить протекание через него уравнительного тока, возможного при заземлении в двух точках. Экран никогда не должен использоваться как проводник тока. Заземлять следует точку экрана, которая соответствует наибольшей паразитной по отношению к земле емкости сигнального проводника.
Для снижения уровня помех во многих установках осуществляется заземление общей нулевой шины. Для устранения уравнительных токов заземление должно осуществляться лишь в одной точке, например в точке, в которой сходятся проводники от нулевых точек всех блоков системы. В устройствах с удаленными друг от друга блоками целесообразно использовать разделение потенциалов, чтобы уменьшить токи через относительно большие паразитные емкости на землю корпусов различных блоков.
Дополнительные указания. Уровень напряжения сигналов должен быть достаточно большим.
В аппаратурных шкафах и кабельных каналах кабели, относящиеся к сильноточным цепям, релейным цепям и цепям информационной электроники, должны быть отделены друг от друга. Рекомендуемые расстояния информационных кабелей от обеих групп кабелей составляют 0,3 м внутри аппаратурного шкафа и 1 м в кабельном канале. 256
При меньших расстояниях необходимо применять экранирование проводов. Для прокладки сигнальных проводов следует выбирать как можно более короткие и прямые пути.
Входы логических схем необходимо защищать низкочастотными 7?С-фильтрами.
Источники напряжения помех, такие как контакты реле и выключателей в цепях постоянного тока, следует шунтировать конденсаторами, варисторами, диодами или стабилитронами или комбинацией этих элементов; в цепях переменного тока параллельно контактам надо подключать /?С-цепочки (например, резистор 50—100 Ом, последовательно включенный с конденсатором 0,1—0,5 мкФ).
Никогда не следует включать питание электронных схем непосредственно через контакты сильноточных выключателей. В шкафах с информационной аппаратурой обычно используются промежуточные реле, например защитные.
Следует избегать подключения цепей информационной электроники с помощью сильноточных клемм или болтовых соединений, так как это часто приводит к появлению помех. Вместо этого используются пайка или современные методы соединения, например соединение навивкой. Перечисленные рекомендации особенно важны при использовании аналоговых и цифровых интегральных микросхем, работающих с сигналами небольшого уровня и обычно имеющих широкий частотный диапазон.
АНАЛОГОВЫЙ И ЦИФРОВОЙ МЕТОДЫ
ПРЕДСТАВЛЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Качество регулирующих устройств с аналоговой формой представления сигналов сильно повысилось в последние годы благодаря использованию интегральных аналоговых схем для построения источников опорных величин и регулирующих усилителей (см. п. 4.3.3). В таких устройствах применяются интегральные стабилизаторы напряжения, операционные усилители, умножители и другие интегральные элементы. Аналоговая обработка информации отличается простотой и наглядностью схем и обеспечивает высокую надежность.
Цифровая обработка информации применяется в специальных случаях, однако ее значение все более возрастает в связи с появлением интегральных схем и микропроцессоров [4.52]. В качестве примеров применения цифровых элементов и блоков можно назвать:
командные устройства для реверсивных электроприводов, реализующие функции переключения (например, для реверсивных преобразо- 17—5269
вателей постоянного тока с раздельным управлением), при этом используются комбинации аналоговых и цифровых интегральных элементов;
источники опорного цифрового кода, задающие частоту вращения, например, для нескольких связанных единым технологическим процессом электроприводов (прокатные станы, бумагоделательные машины и др.), что позволяет установить жесткое соотношение их скоростей в зависимости от диаметра валков. Такие задатчики частоты вращения
и, к w.
Рис. 4.42. Функциональная схема электропривода с микропроцессорным управлением:
1 — микропроцессор; 2 — тиристорный преобразователь; 3 — преобразователь частоты в цифровой код; 4— датчик частоты вращения (или перемещения): циф- ровые сигналы: w0 — задающее воздействие; W! — задающее воздействие в случае многодвнгательного привода; х — сигнал обратной связи, характеризующий регулируемую величину; у — регулирующая величина (управляющие импульсы для преобразователя); и— сигналы к измерительным приборам и контрольные сигналы; «о, «1 — сигналы, характеризующие ограничения; п— синхронизация с сетью; г — сигналы о состоянии объекта регулирования (напряжение сети, ток якоря, температура н т. д.)
хорошо сочетаются с встраиваемыми в подобные системы цифровыми ЭВМ;
цифровые измерители для точного определения частоты вращения в автоматизированных перестраиваемых системах. Импульсы с дискретного датчика частоты вращения обрабатываются микро-ЭВМ, и результат представляется в цифровой форме;
цифровые системы регулирования частоты вращения или отношения частот вращения нескольких устройств, а также системы положения или перемещения [4.54—4.57]. Такие системы могут входить в аналоговые системы регулирования в качестве подчиненного контура регулирования или могут выполняться целиком как цифровые системы (рис. 4.42). Цифровые системы могут работать по перестраиваемым программам, что реализуется с помощью микропроцессорных устройств. К преимуществам цифровых систем регулирования можно отнести высокую точность (лучше 1 %), воспроизводимость, относительно высо-
кую помехоустойчивость, возможность адаптивного регулирования и сочетание в регуляторе функций контроля и защиты электропривода.
Применение микропроцессоров открывает интересные перспективы в технике частотно-управляемого электропривода переменного тока, так как с помощью микропроцессоров могут быть осуществлены сложные функции управления.
ПРИМЕРЫ ТИПОВЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ УЗЛОВ
Задание уставки в аналоговой форме. Источники опорного напряжения, обеспечивающие сигналы уставки, выполняются в виде следующих устройств:
параметрического стабилизатора напряжения с кремниевым стабилитроном. Схема очень проста, но имеет сравнительно большую температурную нестабильность;
компенсационных стабилизаторов в виде интегральных микросхем. Подобные источники опорного напряжения обеспечивают высокую стабильность как положительного, так и отрицательного напряжения уставки с погрешностью не выше 1% в обычном диапазоне изменения температуры (см. п. 4.3.1).
Для задания требуемого напряжения уставки используются в большинстве случаев потенциометры. Если сигнал уставки должен непрерывно изменяться, используются индукционный вращающийся датчик и включенный на его выходе выпрямитель. Определенная зависимость напряжения уставки от времени Uy=f(t), необходимая в некоторых случаях в системах электропривода, задается с помощью интегратора.
Датчики тока. Они могут бып> включены как на стороне переменного, так и на стороне постоянного тока преобразователя. Включение на стороне переменного тока часто выбирается из-за простоты. В этом случае датчик тока состоит из трансформатора тока, включенного на сетевой или вентильной стороне преобразовательного трансформатора в однофазном или трехфазном варианте, и соответствующего выпрямителя. Схема такого датчика переменного тока многофазного преобразователя показана на рис. 4.43. В качестве измерительных могут быть использованы трансформаторы тока с выходными параметрами, например, 1 А/10 В-А, класса 0,5. Для получения сигнала в момент достижения нулевого значения тока используется триггер, срабатывающий при токе, составляющем несколько десятых долей процента номинального, и имеющий задержку не выше 0,5 мс. Оба диода, включенные последо- 17* 259
вательно с нагрузочными сопротивлениями на выходе выпрямителя, служат для того, чтобы за счет нелинейности их вольт-амперной характеристики при малых токах (около 1 мА) получить сигнал, достаточный для срабатывания триггера нулевого тока.
Трансформаторы постоянного тока, работающие на принципе управляемых током магнитных усилителей, позволяют осуществлять измерения на стороне постоянного тока и характеризуются высокой точностью и надежностью. На рис. 4.44 приведена типовая схема. Ток в цепи выпрямителя is и, следовательно, падение напряжения на
Рис. 4.43. Схема устройства для измерения переменного тока: выводы — для регистрации нулевого значения, ид — для регистрации действительного тока, С/д — для регистрации перегрузки по току с целью снятия управляющих импульсов с преобразователяРис. 4.43. Схема устройства для измерения переменного тока: выводы — для регистрации нулевого значения, ид — для регистрации действительного тока, С/д — для регистрации перегрузки по току с целью снятия управляющих импульсов с преобразователяРис. 4.44. Трансформатор постоянного тока:И — измеряемый токРис. 4.44. Трансформатор постоянного тока:И — измеряемый ток
Рис. 4.43. Схема устройства для измерения переменного тока: выводы — для регистрации нулевого значения, ид — для регистрации действительного тока, С/д — для регистрации перегрузки по току с целью снятия управляющих импульсов с преобразователя
Рис. 4.43. Схема устройства для измерения переменного тока: выводы — для регистрации нулевого значения, ид — для регистрации действительного тока, С/д — для регистрации перегрузки по току с целью снятия управляющих импульсов с преобразователя
Рис. 4.44. Трансформатор постоянного тока:
И — измеряемый ток
Рис. 4.44. Трансформатор постоянного тока:
И — измеряемый ток
сопротивлении R пропорционально измеряемому. Имеется ряд вариантов модифицированных схем трансформаторов постоянного тока с улучшенными показателями, основанных на данном принципе.
В устройствах для измерения постоянного тока с датчиками Холла два таких датчика помещены в воздушных зазорах ферромагнитного сердечника, который намагничивается измеряемым током. Переменное напряжение на выходе датчиков пропорционально произведению магнитной индукции в сердечнике и амплитуде проходящего через них от отдельного источника вспомогательного управляющего тока; это напряжение усиливается и выпрямляется. Такой преобразователь пригоден для измерения больших постоянных токов.
При измерении постоянного тока с помощью измерительного шунта падение напряжения на последнем, состав- 260
ляющее, например, 150 мВ при номинальном токе, преобразуется с помощью специальной схемы в напряжение прямоугольной формы и затем подается на усилитель с трансформаторным выходом для потенциальной развязки. Выходной сигнал получается после выпрямителя. К недостаткам этого метода относятся относительно большие потери мощности в измерительном сопротивлении при значительных токах и погрешности при широком диапазоне изменения температуры.
В последнее время все большее значение приобретают оптоэлектронные преобразователи с модуляцией и демодуляцией света, в которых легко осуществляется потенциальная развязка от силовой цепи. Напряжение на измерительном сопротивлении усиливается и подается на светоизлучающий диод, световой сигнал с которого после прохождения через световод воспринимается фототранзистором. Оптическая передача сигнала обладает высокой помехоустойчивостью.
Измерения частоты вращения. При аналоговой форме представления сигналов измерение частоты вращения осуществляется или с помощью тахогенераторов постоянного тока, или косвенным образом путем измерения напряжения на якоре.
Тахогенератор представляет собой генератор постоянного тока определенного конструктивного исполнения, у которого обеспечена строгая пропорциональность частоты вращения выходному напряжению, независимость от температуры, долговременная стабильность и небольшие пульсации выходного напряжения. Если частота пульсаций напряжения тахогенератора, определяемая числом пазов статора, окажется близкой к частоте пульсаций напряжения преобразователя, могут возникнуть биения, нарушающие работу системы регулирования. Для шестипульсного преобразователя, основная частота пульсаций которого равна 300 Гц, биения могут возникнуть, например, при 30 пазах и частоте вращения около 600 об/мин.
Высококачественные тахогенераторы характеризуются следующими параметрами: номинальное выходное напряжение 100 В, коэффициент пульсаций 0,25%, выходная мощность 10 Вт и коэффициент нелинейности 0,1% при номинальной нагрузке и в области частот вращения (0,14-1,0)Пном-
Непрямой метод измерения угловой скорости двигателя постоянного тока основан на соотношении
Й=£//еФ=(П-/я^я)Дф.
(4.55)
261
Напряжение U измеряется на выводах двигателя, при этом или пренебрегают падением напряжения от тока якоря на сопротивлении цепи якоря ЕРЯ, или вводят поправку с помощью зависящего от тока якоря сигнала. Часто в электроприводах малой мощности, а также в электроприводах большой мощности с ослаблением поля в зависимости от частоты вращения измерение частоты вращения осуществляется путем измерения напряжения Е на выво-
Рис. 4.45. Измерение частоты вращения двигателя постоянного тока по ЭДС якоря:
R — сопротивление обмотки дополнительных полюсов
дах АВ схемы измерительного моста, показанного на рис. 4.45.
Импульсные датчики частоты вращения применяются большей частью в цифровых системах [4.47]. Для получения импульсов можно применить вращающуюся зубчатую шайбу, с помощью которой модулируется или магнитный поток в катушке, или магнитный поток в датчике Холла, или интенсивность светового потока. Полученные электрические импульсы подаются на формирователь, который формирует импульсы с одинаковой крутизной переднего фронта для информационной обработки.
Схемы сравнения уставки и сигнала обратной связи. В аналоговых системах на вход регулирующего усилителя подается разность сигнала уставки и сигнала обратной связи. Для этого чаще используется схема с суммированием токов (рис. 4.46,а). Суммирование токов применяется потому, что при этом один из полюсов обоих источников соединяется с общей шиной и влияние помех не велико. Согласование сигналов осуществляется с помощью потенциометров или делителей, которые в современных устройствах выполнены с использованием интегральных операционных усилителей.
Регулирующий усилитель. Он представляет собой функциональный узел (рис. 4.47), который состоит из усилителя постоянного тока, входного и выходного ограничителей и цепи обратной связи. Этот усилитель служит для получения требуемой передаточной характеристики разомкнутой системы регулирования (см. рис. 4.39). Если применя- 262
ется интегральный операционный усилитель, необходимо на его выходе включать эмиттерный повторитель для увеличения выходного тока. В качестве основных требований к регулирующим усилителям можно назвать высокий коэффициент усиления по напряжению, малый температур-
Рис. 4.46. Схемы для сравения двух сигналов, представленных в аналоговой фирме:
а — суммирование токов; б — суммирование напряжений
Рис. 4.47. Регулирующий усилитель:
/ — предварительный усилитель; 2— повторитель; 3— входной ограничитель; 4— узел суммирования токов; 5 — выходной ограничитель; 6 — цепь обратной связи;
7 — нагрузка
иый дрейф, а также внутреннюю стабильность, т. е. отсутствие самовозбуждения. Операционные усилители типа МАА 741 имеют в области температур —55+—Ь125 °C коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода более 25 000, допустимое входное напряжение + 12 В, выходное напряжение до + 12 В, выходной ток короткого замыкания +25 мА, входное и выходное сопротивления
соответственно 0,3 мОм и 60 Ом, приведенный к входу температурный дрейф по напряжению 10 мкВ/K, по току 160 мкА/К.
Для ограничения входного тока усилителя при больших сигналах, превышающих номинальный уровень, служат суммирующие сопротивления на входе. Кроме того, из-за чувствительности входного каскада к перенапряжениям (например, обусловленным различными коммутационными явлениями) включаются параллельно входу кремниевые диоды (рис. 4.47), в связи с этим входное напряжение не может быть больше 0,7 В. Так как напряжение на входе всегда значительно меньше, эти диоды не оказывают влияния на режим регулирования. С помощью выходного ограничителя 5 (рис. 4.47) может быть установлен постоянный уровень ограничения положительного и отрицательного выходного напряжения, определяемый соответственно положением потенциометров Ri и R2. Это необходимо, например, чтобы сигнал подчиненного контура регулирования не превысил максимально допустимого значения или чтобы в последовательно включенных звеньях системы регулирования сигнал не выходил за допустимые пределы.
В усилителях обычно используется параллельная отрицательная обратная связь по напряжению. В схеме рис. 4.47 такая связь осуществляется через цепь RrCr, что обеспечивает пропорционально-интегральную характеристику регулятора (ПИ-регулятор), чаще всего используемую на практике.
Для раздельного и независимого задания параметров регулятора включают последовательно несколько операционных усилителей, причем, например, первый определяет требуемый коэффициент передачи (Р-усилитель), а второй является интегрирующим и задает постоянную времени регулятора (И-усилитель).
С помощью комбинации операционного усилителя и диодно-резисторных цепей на его входе (рис. 4.48), которые изменяют коэффициент передачи усилителя в зависимости от входного сигнала UBx, можно реализовать любую функцию вида у=хп.
Для расширения диапазона изменения частоты вращения в электроприводах постоянного тока большой мощности применяют режим ослабления поля. Для коррекции коэффициента передачи регулятора частоты вращения в области ослабленного поля служит блок деления, реализуемый с помощью интегрального умножителя 1 264
U8xU8xРис. 4.49. Блок деления с интегральной схемой умножения
U8x
U8x
Рис. 4.48. Схема блока с нелинейной передаточной характеристикой: Gпринципиальная схема; б —пример характеристикиРис. 4.48. Схема блока с нелинейной передаточной характеристикой: Gпринципиальная схема; б —пример характеристики(рис. 4.49). Выходное напряжение такого блока
Рис. 4.48. Схема блока с нелинейной передаточной характеристикой: Gпринципиальная схема; б —пример характеристики
Рис. 4.48. Схема блока с нелинейной передаточной характеристикой: Gпринципиальная схема; б —пример характеристики
U№ = ~-^^,(4‘56)
где U — напряжение, пропорциональное току в обмотке возбуждения.
Математические действия, необходимые для вычисления мощности и действующих значений тока или напряжения, осуществляются также с помощью интегральных операционных усилителей и блоков умножения, которые реализуют функции возведения в квадрат, извлечение корня, определение среднего значения [4.59].
Устройства разделения потенциалов. Они необходимы для передачи напряжений от силовой схемы на информационные узлы, а также для потенциальной развязки различных частей системы обработки информации.
Наиболее часто в устройствах разделения потенциалов первичный сигнал преобразуется с помощью электронного модулятора в напряжение прямоугольной формы с частотой в несколько килогерц (в зависимости от требуемой полосы пропускания устройства), которое передается через разделительный трансформатор и преобразуется с помощью фазочувствительного демодулятора или простого выпрямителя опять в постоянное напряжение.
В качестве примера можно указать следующие данные часто используемых на практике устройств разделения по-
265
тенциалов: максимально допустимое напряжение между входной и выходной цепями 150 В; входное напряжение ±48 В; отношение передаваемых напряжений 1:1; допустимое сопротивление нагрузки — свыше 5 кОм; максимальная нелинейность, когда зависимость £Лшх—f(IAx) симметрично располагается в I и III квадрантах, т. е. при-—UBMx=f(—IM, составляет 0,5%; пульсации выходного напряжения (от пика до пика) —менее 2%; постоянная времени — менее 0,5 мс.
Наряду с разделением потенциалов за счет трансформаторной связи используется также оптоэлектронный принцип, при котором при передаче информации разделение потенциалов осуществляется световым лучом.
Электропитание. Электропитание отдельных функциональных узлов и блоков информационной электроники осуществляется обычно централизованно, так как в этом случае легче стабилизировать напряжение питания. Только иногда некоторые функциональные узлы имеют собственный внутренний источник электропитания.
Устройство централизованного электропитания выполняется в виде отдельного сменного блока с встроенным трансформатором для подключения к трехфазной сети переменного напряжения. Оно обеспечивает несколько постоянных напряжений, например ±15 В для узлов с аналоговыми интегральными микросхемами, ±5 В для некоторых серий логических и цифровых микросхем. Выходные токи составляют обычно от сотен миллиампер до нескольких ампер. Для того чтобы через трансформатор помехи или кратковременные скачки напряжения, возможные в питающей сети, не передавались в цепь нагрузки блока питания, применяют одинарную или иногда двойную экранирующую обмотку между первичной и вторичной обмотками трансформатора. На выходе выпрямителя включается сглаживающий фильтр, с помощью которого можно устранить кратковременные (например, с длительностью до 1 мс) провалы сетевого напряжения, которые часто возникают в преобразовательных устройствах из-за коммутации. Для стабилизации напряжения используется схема последовательного компенсационного стабилизатора, в котором один или несколько параллельно соединенных силовых транзисторов включаются последовательно с потребителем. В качестве таких стабилизаторов при относительно небольших токах нагрузки можно использовать готовые интегральные микросхемы. В маломощных устройствах при выходном токе до 100 мА можно также использовать 266
простую схему параметрической стабилизации с помощью кремниевых стабилитронов.
При токах нагрузки 10 А и более используются схемы импульсных (ключевых) стабилизаторов, которые в зависимости от конкретных условий имеют КПД от 65 до 90%. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет изменения длительности импульса при постоянной рабочей частоте или за счет изменения частоты при постоянной длительности импульса. Частота переключения регулирующих транзисторов обычно составляет 15—50 кГц.
В стабилизаторах напряжения для защиты от перегрузки обычно имеется внутреннее ограничение тока; в некоторых случаях защита осуществляется с помощью автоматических выключателей на стороне питающей сети и с помощью быстродействующих предохранителей. Важно еще раз отметить, что блоки питания информационных устройств должны осуществлять защиту подключенных к ним устройств от помех, вызываемых сильноточной частью преобразователя. В некоторых случаях для этого целесообразно предусмотреть питание силовой и информационных частей преобразователя от разных сетей или от различных точек одной сети.
Часть II
Применение преобразователей
ГЛАВА ПЯТАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТАНОВКИ ДЛЯ РАЗВЕТВЛЕННЫХ СЕТЕЙ И ОТДЕЛЬНЫХ ПОТРЕБИТЕЛЕЙ
ВЫПРЯМИТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ СЕТЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА
ВЫПРЯМИТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ СЕТЕЙ ОБЩЕГО НАЗНАЧЕНИЯ
Обилие положения. Рассмотрим использование преобразователей для питания сетей постоянного тока промышленных предприятий; протяженность таких сетей обычно не очень велика (например, в пределах цеха), но число потребителей может быть значительным. Следует отметить, что иногда требования к преобразователям для питания таких сетей и к рассматриваемым в § 5.2 преобразователям контактных сетей электрифицированного транспорта близки.
Выпрямители для питания промышленных сетей постоянного тока выполняются преимущественно по мостовой схеме; схемы с нулевым выводом трансформатора, с уравнительным реактором, с нулевым выводом и соединением обмоток в зигзаг или другие схемы используются редко. Питание обычно осуществляется от трехфазной сети напряжением 380, 500 или 660 В в зависимости от требуемой мощности, и в большинстве случаев требуется трансформатор для согласования напряжений, который обеспечивает также гальваническую развязку сетей переменного и постоянного тока.
Выпрямители для общепромышленного назначения имеют выходное напряжение в диапазоне от 30 до 4000 В и рассчитываются на ток нагрузки от 100 до 2000 А.
В большинстве случаев выпрямители выполняются на неуправляемых вентилях (рис. 5.1), причем регулировочный трансформатор может отсутствовать. Если требуемый диапазон регулирования выпрямленного напряжения невелик, обмотки регулировочного трансформатора, имеющего относительно небольшую расчетную мощность, включаются последовательно с основным напряжением.
Выпрямители с нерегулируемым выходным напряжением исполь- ауются преимущественно для питания сети оперативного постоянного 268
СетьСеть
Сеть
Сеть
Рис. 5.1. Принципиальная схема выпрямителя: / — силовой выключатель; 2 — преобразовательный трансформатор; 3 — вентильный комплект; 4 — измеритель или регулятор тока; 5 — измеритель или регулятор напряжения; б — регулировочный трансформатор тока, а также для питания крановых электродвигателей и других видов двигателей постоянного тока. Требования к постоянству выходного напряжения в этих случаях не высоки. Кроме изменения выходного напряжения за счет колебаний напряжения питающей сети следует дополнительно учитывать падение напряжения в выпрямителе за счет изменения тока нагрузки, составляющее обычно до 5%.
Выпрямители с регулируемым напряжением применяются в тех случаях, когда требуется поддерживать неизменным или регулировать ток или напряжение в сети постоянного тока. При этом регулирование с помощью трансформатора может осуществляться вручную или автоматически с помощью регуляторов тока или напряжения (рис. 5.1). При автоматическом регулировании быстродействие не велико из-за достаточно большого времени, необходимого исполнительному двигателю. Однако для большинства применений выпрямителей данного типа это не является недостатком. Точность регулирования существенно зависит
от качества регулятора, в котором уставка по току или напряжению сравнивается с фактическим значением регулируемых параметров. При использовании релейных устройств погрешность регулирования обычно не превышает +3 %.
Вместо регулировочного трансформатора можно в качестве исполнительного органа использовать тиристорный регулятор трехфазного напряжения, достоинствами которого являются высокое быстродействие, существенно меньшая масса и большой срок службы. Недостатком является низкий коэффициент мощности в режимах, соответствующих неполному выходному напряжению.
Конструктивное исполнение. В большинстве случаев все элементы выпрямителя размещаются в едином конструктивном блоке, называемом выпрямительным шкафом. Такой шкаф представляет собой смонтированный и испытанный изготовителем законченный блок, к которому потребитель должен только подключить силовой кабель и некоторые цепи для регулирования и контроля.
Монтаж всех приборов в едином шкафу возможен лишь при мощностях до 30—60 кВт, так как масса, размеры и мощность потерь в трансформаторе при больших мощностях для конструкции в виде одного пригодного для транспортировки блока оказываются слишком велики. При больших мощностях трансформатор выносится из выпрямительного шкафа и монтируется отдельно.
При размещении всех элементов в одном шкафу тяжелые конструктивные элементы, такие как трансформатор и сглаживающий реактор, монтируются обычно в нижней части, а диодный блок —в верхней части шкафа. Дверцы шкафа служат для размещения измерительных приборов, а также органом управления и контроля. При повышенной мощности потерь может быть необходим вентилятор для принудительного охлаждения.
Если трансформатор находится вне шкафа, а количество диодных блоков в связи с большой мощностью выпрямителя велико, нужно обеспечить хороший обдув, чтобы у расположенных друг над другом диодов даже в верхних зонах допустимая температура не была превышена.
Защита от перегрузок по току и от перенапряжений. В качестве выключателя на выходе выпрямителя применяются преимущественно силовые низковольтные автоматические выключатели, снабженные обычно быстродействующим электромагнитным расцепителем для защиты от коротких замыканий и тепловым расцепителем для защиты от перегрузок. Выключатели с токограничивающей характеристикой имеют преимущество лишь при повышенных мощностях. Как правило, параметры элементов схемы выпрямителя должны быть рассчитаны так, чтобы при коротком замыкании в цепи нагрузки ток, протекающий через диодный блок в течение времени срабатывания выключателя (примерно 30 мс), не превышал допустимого значения ударного тока; в противном случае необходимо защищать диоды соответствующими предохранителями.
Защита от перенапряжения осуществляется с помощью /?С-цепочек, расположенных на стороне переменного или постоянного тока.
ВЫПРЯМИТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ КОНТАКТНЫХ СЕТЕЙ ЭЛЕКТРИФИЦИРОВАННОГО ТРАНСПОРТА
Тяговые подстанции. Большая часть электрифицированного транспорта [5.1, 5.2, 5.32J потребляет постоянный ток. В табл. 5.1 приведены основные показатели для важнейших видов электрифицированного транспорта.
Таблица 5.1. Основные показатели тяговых подстанций для электрифицированного транспорта
Вцд транспорта
Напряжение, В
^ S К 5 ° к
® о £ 2 ш о
я О-С о с Я
5 °^ё
'g о &1 Е С gg Utt S D
о "
= в£
5 ° - 5 Ss s ° § ill
I si
“oH ч B.O «в =.
Шахтная откатка
220, 500
0,5—1,0
2-3
0,25
IV/VI
Городской транспорт (трамвай, троллейбус)
600
2—3
2—3
1,0
IV VI
Надземный транспорт, метрополитен
750, 1500
5—10
2-4
2,5
v/vi
Промышленный транспорт (в карьерах, на электростанциях, на цементных заводах и т. д.)
600 (1200),
1500 (2400), 3000
6—10
3—4
2,0; 2,5
IV/VI
Магистральные железные дороги
1500, 3000
5—8
2—3
2.5
V VI
Из всех видов транспорта, электрифицированного на постоянном токе, особенно быстро развивается во всем мире городской транспорт (трамвай, троллейбус, метрополитен), что связано с растущим дефицитом жидкого моторного топлива.
В устанавливаемых на тяговых подстанциях выпрямителях, как правило, применяются 6-фазные схемы выпрямления. Однако для повышенных мощностей предпочтительнее 12-фазные схемы, у которых КПД выпрямления несколько выше, а нежелательное влияние на питающую сеть переменного тока немного меньше. Коэффициент мощности преобразователей, выполненных по 6- и 12-фазным схемам, почти одинаков и достаточно высок (примерно 0,92).
Относящееся в общем случае к тяговому преобразователю оборудование показано на рис. 5.2, причем реактор на стороне выпрямленного тока и быстродействующий выключатель постоянного тока в преобразователях по трехфазной мостовой схеме или совсем не применяются, или применяются в некоторых особых случаях (см. ниже).
Преобразователи для тяговых подстанций. Требования. К устанавливаемым на тяговых подстанциях преобразователям предъявляются следующие требования:
обеспечение требуемого напряжения с заданным допуском и необходимой мощности;
Рис. 5.2. Структурная схема преобразователя, устанавливаемого иа тяговой подстанции:
/ — коммутационная аппаратура переменного тока; 2— тяговый преобразователь; 3— коммутационная аппаратура постоянного тока;
4 — выпрямитель; 5 —диодный блок; б*—защита, управление и вспомогательные устройства; 7 — преобразовательный трансформатор;
8 — реактор для ограничения тока короткого замыкания
работоспособность при резкопере- меиной нагрузке, проверяемая с помощью типового режима изменением нагрузки от холостого хода до оговоренных кратковременных перегрузок;
необходимость учета коротких замыканий на выходе, которое вызываются пробоями изоляции контактной сети или повреждениями изоляции оборудования подвижного состава и которые не должны приводить к длительным от
ключениям преобразователя;
простота обслуживания и небольшой объем работ, например при смене вентильных блоков с естественным охлаждением или трансформаторов;
отсутствие (или ограничение количества) составных частей, требующих наблюдения или ухода в эксплуатации, например вентиляторов для принудительного охлаждения;
высокие степень автоматизации и надежность, так как подстанции работают почти исключительно без обслуживающего персонала как дистанционно управляемые устройства. Это требование особенно важно, так как аварийные отключения подстанции имеют тяжелые последствия и ремонтному персоналу часто требуется значительное время на дорогу из-за интенсивного движения на улицах;
обеспечение селективного действия защиты при коротких замыканиях, при котором отключаются лишь поврежденные части устройства;
доступность и легкость замены отдельных частей и блоков.
Для повышения надежности энергоснабжения электрофицированного транспорта полезно важнейшие узлы тяговой подстанции резервировать, например предусмотреть на подстанции резервный преобразователь или обеспечить питание как силового оборудования, так и собственных нужд от двух независимых источников.
При выборе параметров компенсирующих устройств следует учитывать, что возникновение резонанса в питающей сети переменного тока должно быть исключено, поэтому прямое подключение конденсаторов к питающей сети может оказаться нежелательным и в качестве компенсирующих устройств следует использовать резонансные £С-цепи.
На стороне выпрямленного тока предусматриваются кабельные соединения определенного сечения и длины, чтобы снизить потери и одновременно ограничить до допустимого значения как ток, так н скорость его нарастания при коротком замыкании на выходе преобразователя. Принимая во внимание соображения, изложенные в п. 3.2.1, и величины, приведенные в табл. 3.4 и 3.8, в новых устройствах обычно используют мостовые схемы. Дополнительным преимуществом трехфазной мостовой схемы является возможность использовать в качестве преобразовательного обычный трансформатор или даже в ряде случаев работать без трансформатора. Схемы с выводом нулевой точки (например, схема с уравнительным реактором) используются в выпрямителях на полупроводниковых вентилях лишь при реконструкции подстанций, спроектированных для работы с ртутными вентилями, когда желательно сохранить старые трансформаторы.
Выбор параметров преобразователя. При выборе номинального тока преобразователей для тяговой подстанции следует принимать во внимание:
возможный максимальный ток нагрузки с учетом интенсивности движения в часы пик;
распределение общей нагрузки на нескольких параллельно работающих преобразователей с учетом возможности отключения одного из них из-за аварии или ремонтных работ, при этом работа транспорта не должна нарушаться;
возможность перегрузки, например при транспортных «пробках», введении новых потребителей (дополнительных светильников на перекрестках), повышении мощности на обогрев подвижного состава в зимнее время и т. д.
Фактор а) находит отражение в разработанных классах нагрузки в соответствии с табл. 4.2.
Возможность увеличения транспортных потоков в часы пик учтена в классах нагрузки IV, V и VI. При этом следует отметить, что соответствующие этим классам типовые графики нагрузки, по которым производятся расчет и испытание преобразователей, не должны быть превышены. Поэтому проектировщик для обеспечения удовлетворительной надежности должен учитывать некоторый коэффициент запаса, так как на практике нельзя исключать возможность наложения пиков нагрузки, получающихся при трогании подвижного состава. Это относится прежде всего к трамваям и троллейбусам, так как для других видов транспорта устройства путевой сигнализации обеспечивают известную равномерность нагрузки.
Из сказанного следует, что выпрямители для электрической тяги не полностью используются по их нагрузочной способности.
В табл. 5.2 приведены типовые параметры выпрямителей для преобразователей тяговых подстанций. Число диодов, параллельно включенных в каждом плече выпрямителя, целесообразно определять, приняв ток длительной перегрузки в качестве характеристики стационар- 18-5269 273
274
Номинальное выпрямленное напряжение*, В
660
825
1320
1650
2640
3300
Номинальный ток, А
1000
1500
2000
3000
1500
3000
1000
1500
1500
1000
1000
Класс нагрузки согласно TQL 200-0608.22
IV
V, VI
IV
V
V
IV
V
VI
V
VI
IV
IV
VI
Номинальная мощность трансформатора выпрямителя, кВ'А
630
700
1000
1600
1600
1250
1300
2820
1250
2000
2500
2500
3000
Типовая мощность трансформатора выпрямителя, кВ А
630
1000
1000
1600
2000
1250
1600
4000
1600
2000
2500
2500
4000
Напряжение короткого замыкания трансформатора, %
8
8
9
7
10
9
10
10
10
10
10
11
12
Линейное напряжение на вентильной стороне трансформатора ид**, В
528
664
1060
1325
2100
2520
Таблица 5.2. Основные параметры выпрямителей для тяговых подстанций электрифицированного транспорта
* При номинальном выпрямленном токе. '• При холостом токе.
ной нагрузки с учетом заданных условий охлаждения и коэффициента неравномерности деления тока по параллельным ветвям (см. § 2.6). Затем необходимо проверить наибольшую температуру р-п перехода, возможную при кратковременных перегрузках [3.12].
Выбор предохранителей н сечения силовых шин проводятся по действующему значению типового нагрузочного тока (см. табл. 4.2).
Нагрузка выпрямителя при коротких замыканиях в контактной сети. Число параллельно включенных диодов в большей мере определяется током короткого замыкания, чем наибольшим возможным током нагрузки, так как в преобразователях для тяги часто нельзя согласовать перегрузочные характеристики диодов с характеристиками быстродействующих предохранителей для селективного отключения. При этом преобразователь должен проводить ток короткого замыкания до отключения включенного на стороне питающей сети силового выключателя или включенного за преобразователем быстродействующего автоматического выключателя в отходящей линии. Полное время срабатывания выключателя на стороне сети составляет до 100 мс и быстродействующего выключателя на стороне постоянного тока — до 30 мс. Если функции защиты от тока короткого замыкания должен выполнять выключатель отходящей линии, нужно учитывать в балансе токов короткого замыкания и токи параллельных участков контактной сети.
Если для преобразователей применяются специальные трансформаторы, то для ограничения тока короткого замыкания следует предусмотреть несколько большее напряжение короткого замыкания, чем для обычных, сетевых трансформаторов. Вследствие этого напряжение при изменении нагрузки будет изменяться в относительно большем диапазоне. В качестве компромисса выбирают напряжение короткого замыкания равным 7—10%. Описанные в § 3.4 виды коротких замыканий распространяются на преобразователи для питания электрифицированного транспорта, как показано на рис. 5.3.
В выпрямителях для тяговых подстанций обычно в каждом плече включаются параллельно три диода или более. В этом случае диод, потерявший вентильную прочность, отключается с помощью предохранителя, включенного последовательно с этим диодом, прежде чем ток диодов других вентильных плеч, питающих плечо с поврежденным вентилем, достигнет предельного значения. Ограничение тока за счет дуги в предохранителе должно происходить уже в течение первой полуволны тока, так как иначе может сработать выключатель на стороне питающей сети, что нежелательно. Если при повышенных напряжениях последовательно включено несколько вентилей в плече и при этом предохранители отсутствуют, вентильная прочность каждого диода контролируется с помощью специальной схемы и в случае пробоя диода выпрямитель отключается, то возможность короткого замыкания всего вентильного плеча при расчетах может не учитываться.
При коротком замыкании непосредственно на выводах выпрямителя, в составе которого отсутствует сглаживающий реактор, ударный 18* 275
Рис. 5.3. Возможные короткие замыкания в выпрямителе тяговой подстанции:
а —при защитном заземлении кожухов и каркасов аппаратуры; б — при подключении кожухов и каркасов аппаратуры к кабелю рельсовой цепи
ток не намного отличается от тока перегрузки при коротком замыкании в трехфазной сети и имеет место особенно сильная перегрузка вентильных плеч.
Характеристики срабатывания плавких предохранителей, используемых в вентильных плечах преобразователей тяговых подстанций, из-за требуемой селективности отключения токов короткого замыкания предохранителями и быстродействующими выключателями в цепях постоянного и переменного тока располагаются выше перегрузочных характеристик вентилей, т. е. оказываются не согласованными. При согласованных характеристиках предохранителей и вентилей часто происходящие короткие замыкания в тяговой сети постоянного тока, которые должны отключаться с помощью быстродействующего выключателя на выходе преобразователя, могут вызывать также и срабатывание предохранителей, что приведет к недопустимым нарушениям электропитания других цепей. Поэтому преобразователь должен рассчитываться таким образом, чтобы он был способен выдерживать ток полного короткого замыкания в течение времени не менее 100 мс.
Поскольку рассчитанный таким образом преобразователь окажется сильно недогруженным при номинальном токе и, с другой стороны, такие короткие замыкания при правильном расчете изоляции контактной сети практически отсутствуют, в соответствии со стандартом TGL 200-0608/05 [4.2] эти короткие замыкания при проектировании защиты преобразователей из рассмотрения исключаются. При этом конструктивное исполнение контактной сети должно обеспечить надежное устранение коротких замыканий, для чего предусматривается как надежная изоляция, так и соответствующее размещение кабелей и шин с разными потенциалами.
При защитном заземлении корпусов аппаратуры тяговой подстанции (рис. 5.3,а) возможность непосредственного короткого замыкания вблизи преобразователя исключена. Так как кабельная линия к контактному проводу изолирована от кабельной линии, идущей к рельсовой цепи, вплоть до присоединения к преобразователю, близкое короткое замыкание возможно лишь в случае пробоя изоляции в обеих этих линиях. Этот случай можно исключить (если проводится соответствующий контроль изоляции кабелей). При коротком замыкании контактной сети на землю (см. рис. 5.3,а) ток ограничивается сопротивлением прямого и обратного кабелей, а также переходным сопротивлением в месте замыкания. Такие короткие замыкания в контактной сети отключаются с помощью быстродействующего выключателя в цепи постоянного тока примерно за 20 мс.
Определенное с учетом приведенных соображений число диодов в одном плече преобразователя получается не намного большим, чем рассчитанное по току для соответствующего класса нагрузки при естественном охлаждении. Исходя из этого можно сделать вывод, что в преобразователях для тяговых подстанций применять принудительное охлаждение нецелесообразно.
Рис. 5.4.Графический расчет ограниченного тока короткого замыкания при отключении быстродействующим выключателем с токоограничивающим действием:
/с тах — амплитуда прямого тока; /а— ток реагирования быстродействующего выключателя; ta — время срабатывания быстродействующего выключателя; t„— время запаздывания от момента размыкания контактов до достижения отрицательного значения dia/dt; tg — время горения дуги
В установках иа повышенное напряжение (как правило, при номинальном напряжении свыше 2400 В) и большую мощность для ограничения тока короткого замыкания используются реакторы, включаемые на стороне переменного тока мостовой схемы. Включение таких реакторов с индуктивностью 1—5 мГн требуется не только для снижения перегрузки диодов, но и для уменьшения скорости нарастания тока до максимально допустимого значения для данного быстродействующего выключателя постоянного тока. С помощью этих реакторов нарастание тока короткого замыкания демпфируется настолько, что определяющим при расчетах становится ток нагрузки (рис. 5.4).
На рис. 5.3,6 показан другой способ защитного заземления, осуществляемый путем присоединения кожухов коммутационных аппаратов постоянного тока и каркаса шкафа преобразователя к кабелю, подключенному к рельсовой цепи. В этом случае замыкание на корпус вывода преобразователя, соединенного с контактным проводом, приводит к непосредственному (глухому) короткому замыканию без токоограничивающего влияния переходного сопротивления на землю и сопротивления длинного кабеля (рис. 5.3,6).
В этом случае преобразователь должен быть рассчитан на протекание полного тока короткого замыкания на выходных выводах в течение времени срабатывания включенного на стороне переменного тока силового выключателя или же необходимо предусмотреть дополнительную индуктивность между каркасом преобразователя и кожухами коммутирующих аппаратов и выводов «—», к которому присоединен кабель рельсовой цепи. Наибольшее значение индуктивности определяется допустимым напряжением между корпусами оборудования подстанции и кабелем рельсовой цепи за время около 0,1—0,2 с [5.42]. На практике токоограничивающую индуктивность можно относительно просто реализовать, если защитное соединение каркаса преобразователя и кожухов коммутационных аппаратов выполнить не непосредственно, а с помощью длинного кабеля (штриховая линия на рис. 5.3,6).
Рис. 5.5. Наклонное расположение охладителей для устранения последовательного прохождения через них воздуха
Номинальные напряжения и перенапряжения. На кривую действующего на вентилях обратного напряжения, амплитуда которого определяется номинальным напряжением тяговой подстанции (см. табл. 5.1), могут накладываться периодические и непериодические перенапряжения (см. п. 2.3.1). Для преобразователей тяговых подстанций для повышения надежности диоды обычно выбираются так, чтобы их пробивное напряжение примерно на 100 % превышало амплитудное значение обратного напряжения. Иногда изготовитель диодов задает рекомендуемые контрольные значения или также гарантированные предельные значения для номинального обратного напряжения.
ААПри расчетах неПри расчетах необходимо принимать во внимание возможность повышения напряжения в контактной сети и на стороне питающей сети за счет рекуперативно
А
А
При расчетах не
При расчетах не
го торможения подвижного состава, а также за счет зарядки конденсаторов, входящих в состав /?С-цепочек. Так, выходное напряжение выпрямителя по трехфазной мостовой схеме из-за зарядки конденса
торов 7?С-цепочек при холостом ходе составляет 2К 2 U^. Подобные напряжения холостого хода недопустимы для контактной сети и нежелательны или также недопустимы для диодов. Поэтому необходимо применять в '/?С-цепочках разрядные сопротивления или блокирующие диоды. Такое повышение напряжения можно исключить, если >/?С-цепоч-
ки подключить не параллельно вентильным плечам, а на стороне трехфазного напряжения. Однако при последовательном соединении нескольких вентилей в плече параллельные конденсаторы необходимы для деления напряжений при переходных процессах.
Основные методы защиты от перенапряжений описаны в п. 4.2.1. Специфика преобразователей для тяговых подстанций обусловлена относительно большой мощностью и высоким напряжением. Поэтому /?С-цепочки обычно включаются параллельно вентильным плечам, хотя в диодном выпрямителе действие таких цепочек одинаково как при их
включении параллельно вентилям, так и на стороне переменного напряжения. В схемах с уравнительным реактором реактор также должен быть шунтирован /?С-цепочкой.
Конструктивное исполнение. Конструктивное исполнение преобразователей во многом определяется оптимальным с точки зрения охлаждения расположением диодных блоков с охладителями. Несмотря на применение охладителей с наклонными ребрами или наклонного монтажа диодных блоков (рис. 5.5), вследствие чего уменьшается после-
довательное тепловое сопротивление, повышение температуры охлаждающего воздуха составляет при естественном охлаждении примерно 2 °C на «этаж», так что можно расположить друг над другом не более шести диодов. Поэтому при использовании выпрямителя без последовательного включения вентилей в плече рекомендуется размещать шесть плеч моста друг над другом и требуемое число параллельных диодов рядом друг с другом по горизонтали. При этом остающаяся свободной часть шкафа при его высоте примерно 2000 мм часто используется для того, чтобы расположить- вверху над диодами защитные RC-цепочки. В шкафу выпрямителя размещаются также реле защиты и управления, приборы для измерения тока и напряжения и разъединитель в цепи вывода постоянного тока, находящегося под потенциалом контактного провода.
ЗАРЯДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ ЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
И УСТРОЙСТВ ПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
ЗАРЯДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Для зарядки аккумуляторных батарей требуется постоянный ток, который в большинстве случаев получают с помощью выпрямительных устройств [5.3, 5.4], нагрузочные характеристики которых уже обсуждались в п. 4.1.2.
На рис. 5.6 приведена схема простого выпрямителя для зарядки аккумуляторов на 6 и 12 В для переносных ламп, автомобилей и электрокар. Сопротивления трансформатора и диодов обеспечивают такой наклон нагрузочной характеристики выпрямителя, что номинальный зарядный ток аккумулятора протекает при номинальном выходном напряжении, когда напряжение на один элемент равно 2 В, ток, равный 50% номинального значения, — при напряжении 2,4 В/элемент и ток, равный 25% номинального,— при 2,65 В/элемент.
Предохранитель fi защищает выпрямитель от внутренних коротких замыканий, а диод VD и предохранитель Гг— от включения батареи с неправильной полярностью и от коротких замыканий на стороне выпрямленного тока. Для уменьшения стоимости небольшие зарядные устройства часто не имеют приборов для измерения тока и напряжения; для сигнализации используется контрольная лампа Н, которая загорается при наличии напряжения на выходе выпрямителя.
На рис. 5.7 приведена схема зарядного выпрямителя повышенной мощности для аккумуляторных батарей, используемых в электрокарах и электропогрузчиках. Для за- 280
Рис. 5.7. Схема выпрямителя для зарядки батареи тягового привода (УУ — устройство управления выключателем QF)Рис. 5.7. Схема выпрямителя для зарядки батареи тягового привода (УУ — устройство управления выключателем QF)Рис. 5.6. Схема простого зарядного устройства для 6- и 12-вольтпых стартерных батарей: S — переключательРис. 5.6. Схема простого зарядного устройства для 6- и 12-вольтпых стартерных батарей: S — переключатель
Рис. 5.7. Схема выпрямителя для зарядки батареи тягового привода (УУ — устройство управления выключателем QF)
Рис. 5.7. Схема выпрямителя для зарядки батареи тягового привода (УУ — устройство управления выключателем QF)
Рис. 5.6. Схема простого зарядного устройства для 6- и 12-вольтпых стартерных батарей: S — переключатель
Рис. 5.6. Схема простого зарядного устройства для 6- и 12-вольтпых стартерных батарей: S — переключатель
рядных устройств при мощности до 1,5 кВт в большинстве случаев предпочтительнее однофазные, а для больших мощностей —трехфазные схемы.
В однофазных зарядных выпрямителях без сглаживания действующее значение выходного тока оказывается значительным нз-за больших пульсаций постоянного вы-
Рис. 5.8. Временные диаграммы выпрямленного напряжения ил, напряжения батареи (/Б и зарядного тока id без сглаживания
прямленного напряжения. Поскольку ток может протекать лишь на интервалах, когда напряжение выпрямителя превышает внутреннюю противо-ЭДС батареи, ток имеет форму отдельных импульсов (рис. 5.8), амплитуда которых из-за малого внутреннего сопротивления батареи ограничивается главным образом внутренним сопротивлением зарядного устройства. При этом действующее значение выпрямленного тока примерно на 60% превосходит его среднее значение. В трехфазных схемах пульсации напря-
жения значительно меньше и соответственно различие между действующим, и средним значениями тока несущественно.
Сетевая и вентильная обмотки трансформатора расположены отдельно, чтобы их индуктивности рассеяния обеспечили требуемый наклон внешней характеристики. У обмоток вентильной стороны имеются отпайки для установления требуемых значений тока и напряжения на выходе выпрямителя.
Зарядка аккумуляторов для напольного электротранспорта осуществляется обычно в ночное время без присмотра. Поэтому в зарядном устройстве предусмотрен выключатель QF, который оборудован реле напряжения и часовым механизмом. Когда в процессе зарядки напряжение батареи повышается до 2,4 В на элемент, срабатывает реле напряжения и запускает часовой механизм, который устанавливается на определенное время «дозарядки» — от 0,5 до 6 ч. По истечении этого времени зарядное устройство отключается от сети.
Для получения внешней характеристики «с отсечкой» (характеристика 5 на рис. 4.15) используются зарядные устройства с тиристорными управляемыми выпрямителями. Схема этого типа приведена на рис. 5.11. При напряжениях ниже напряжения начала кипения (для свинцовых аккумуляторов 2,4 В на элемент) зарядка осуществляется постоянным током, а при напряжениях выше 2,4 В на элемент—постоянным напряжением. При этом постоянное напряжение должно поддерживаться с погрешностью ±1%. Большее отклонение в сторону увеличения напряжения не допустимо из-за сильного газовыделения, в результате чего срок службы аккумулятора резко сокращается. Понижение напряжения более чем на 1 % приводит к увеличению времени зарядки. Колебания напряжения питающей сети на +10, —15% компенсируются за счет регулирования напряжения выпрямителя.
Развитие силовых переключающих транзисторов дает возможность выполнять стабилизированные зарядные устройства на небольшие мощности, например при напряжении 12 или 24 В и при токе до 10—50 А, с использованием принципа широтно-импульсного регулирования напряжения (см. п. 5.2.2).
Буферные зарядные устройства. Аккумуляторные батареи широко используются в установках гарантированного питания. Чтобы батарея была всегда в полностью заряженном состоянии, ее необходимо постоянно подзаряжать, а в некоторых случаях требуется дополнительно питать 282
Рис. 5.9. Схема буферного зарядного устройства с ручным управлением
непосредственно от выпрямительного устройства параллельно включенные потребители. На рис. 5.9 приведена схема буферного зарядного выпрямителя.
Выпрямитель может работать в двух режимах с различным наклоном нагрузочной характеристики. В режиме буферного подзаряда (переключатель S в положении 5) характеристика имеет небольшой наклон (около 10—20%), чтобы, с одной стороны, при малом потребляемом токе напряжение на батарее оставалось ниже напряжения газовыделепия (2,4 В на элемент), а с другой стороны,
при среднем потребляемом токе напряжение не снижалось ниже 2,2 В на элемент. При номинальном токе напряжение
зарядки должно составлять 2 В на элемент. В режиме зарядки (переключатель S в положении 3) напряжение вторичных обмоток трансформатора повышается и последовательно включаются зарядные реакторы L для получения большего наклона внешней характеристики. Для настройки схемы обмотки зарядных реакторов имеют отпайки и
сердечники реакторов выполнены с изменяемым воздушным зазором. Чтобы при отключении зарядного устройст
ва от сети или при аварии в сети аккумулятор не нагружался обратным током диодов, в цепи постоянного тока предусмотрен выключатель Q. Предохранитель F^ защищает выпрямитель от внешнего короткого замыкания и одновременно защищает аккумулятор от внутреннего короткого замыкания в выпрямителе. Если добавить в схему узел измерения напряжения, который действует на переключатель S, можно осуществлять автоматическое переключение с режима зарядки на буферный режим и обратно в зависимости от постоянного напряжения.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ УСТРОЙСТВ ПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
Устройства связи в зависимости от требуемой степени бесперебойности питания могут иметь подключенные к сети источники электропитания без аккумуляторного резерва, либо аккумуляторная батарея может находиться в резерве и подключаться при отключении основного источника, либо она может быть постоянно подключена и работать в буферном режиме. Устройства дальней проводной связи имеют следующие номинальные напряжения [5.5], В:
Транзисторные устройства с передачей сигналов на несущей частоте 20
Небольшие телефонные станции и устройства охраны различных объектов 24
Средние и большие телефонные станции, а также промежуточные усилительные подстанции60(иногда 48)
Телетайпы и телеграфные устройства +60
Для надежного функционирования устройств связи требуется обеспечить колебания напряжения питания в определенных узких пределах. Требуется также, чтобы входящие в состав устройств электропитания аккумуляторные батареи были постоянно заряжены. Поэтому электропитание устройств связи осуществляется обычно от стабилизированных выпрямителей, обеспечивающих компенсацию колебаний сетевого напряжения в пределах от +10 до —20% номинального значения.
На рис. 5.10 приведена принципиальная схема устройства для электропитания телефонной станции и для работы в режиме горячего резервирования с номинальным постоянным напряжением 60 В и номинальным выпрямленным током 25 А.
Переменное напряжение сети подключается через защитный реактор Lb предохранители Аь Р2 и главный выключатель QF к обмотке трансформатора выпрямителя. Трансформатор имеет на вентильной стороне две отдельные обмотки, а именно силовую обмотку с отпайкой для блока управления и вспомогательную обмотку. Силовая обмотка через трансформатор тока ТА, предохранители F3, Fa и помехоподавляющие реакторы L2 питает выпрямительный тиристорно-диодный блок VSi, VS2 и VDX, VD2, выполненный по несимметричной мостовой схеме. Гармоники выпрямленного напряжения ослабляются до значения примерно 2 мВ с помощью двухзвенного сглаживающего LC-фильтра. Часть выпрямленного тока протекает от положительного полюса выпрямителя через нагрузку, предо- 284
хранитель Fv, шунт RS2 и шесть последовательно включенных кремниевых диодов, выполняющих роль противо- элемента GB, к точке разветвления Р; другая часть выпрямленного тока течет через аккумуляторную батарею и предохранитель Fg к точке Р. От этой точки общий ток протекает через контакт главного выключателя QF, диод VDa, предохранитель F6, шунт RSi и токовое реле КА к отрицательному полюсу выпрямителя.
Кремниевые диоды GB уменьшают выходное напряжение выпрямителя примерно на 5 В, так как требуемое зарядное напряжение для свинцовой аккумуляторной батареи из 30 элементов составляет 30-2,23=66,9 В, а для нагрузки допустимо не более 63 В. Чтобы при выключении выпрямителя или при выходе из строя питающей сети обеспечить на нагрузке напряжение выше минимально допустимого, противоэлемент с помощью контакта защитного реле К автоматически закорачивается. Получающиеся при этом броски напряжения сглаживаются электролитическим конденсатором, включенным параллельно GB.
Тиристоры выпрямителя управляются с помощью импульсов, которые вырабатываются в блоке управления (см. § 3.8). Реальное выходное напряжение выпрямителя сравнивается с опорным напряжением уставки, которое получается с помощью кремниевого стабилитрона. Отклонения усиливаются с помощью транзисторного усилителя и так воздействуют на генератор управляющих импульсов, что при повышенном выходном напряжении тиристоры включаются позже, а при пониженном — раньше. Таким образом осуществляется стабилизация выпрямленного напряжения.
Вторичное напряжение с трансформатора тока ТА выпрямляется и через развязывающий диод вводится в узел сравнения действительного и опорного напряжений, так что при превышении номинального тока устройства зависящее от тока напряжение в этом узле преобладает и осуществляется переход от стабилизации напряжения к стабилизации тока. Такой переход от одного участка характеристики к другому осуществляется без переключения. Таким образом, устройство оказывается защищенным от перегрузок и коротких замыканий.
Устройство электропитания больших автоматических телефонных станций. Большие автоматические телефонные станции потребляют ток от 200 до 1000 А, и для них обычно используются устройства электропитания на 60 и 200 А, включенные параллельно. В автоматических телефонных станциях нагрузка устройства питания по току изменяется 286
в 3—10 раз в зависимости от интенсивности работы станции (малая нагрузка в ночное время и большая днем). К этому еще добавляется ток зарядки аккумуляторной батареи после ее разряда при отключении питающей сети или ток подзарядки батареи при буферном режиме. Чтобы исключить ненужные потери мощности, автоматический коммутатор подключает всегда столько устройств электропитания, сколько нужно для обеспечения требуемого тока в данный момент.
На рис. 5.11 приведена принципиальная схема регулируемого тиристорного устройства электропитания на 60 В и 200 А.
Из-за большой мощности выбрана трехфазная мостовая схема выпрямления. Первичная обмотка трансформатора подключается к сети через фильтр для защиты от помех и плавкие инерционные предохранители. Ток выпрямителя протекает от вторичных обмоток трансформатора через трансформаторы тока ТАХ—ТА3, быстродействующие плавкие предохранители и защитные (для защиты от высокочастотных помех) реакторы Ь4—L6. Высшие гармоники выпрямленного напряжения уменьшаются до значения 2 мВ с помощью двухзвенного сглаживающего фильтра. Шунтирующий диод VD4 обеспечивает при отключении выпрямителя вывод магнитной энергии, запасенной реакторами фильтра. Диод VDS исключает протекание через вентили выпрямителя обратного тока при выключенном устройстве электропитания.
Трансформаторы тока ТАХ —ТА3 обеспечивают пропорциональное току напряжение для ограничения тока нагрузки, а также для его измерения. Трансформатор тока ТА4 обеспечивает вспомогательное регулирующее напряжение для выравнивания распределения тока между параллельно включенными устройствами электропитания.
При несимметрии в управлении тиристорами пульсации выпрямленного напряжения увеличиваются. С помощью измерительного трансформатора напряжения TV, образующего вместе с конденсатором С3 контур, настроенный в резонанс на частоту 50 Гц, устройство может быть отключено при большой несимметрии. При положении 1 переключателя вида работы HS устройство электропитания может быть включено или отключено от сети непосредственно, при положении 2 — только с помощью специальных сигналов на включение и выключение, подаваемых извне в зависимости от потребляемого нагрузкой тока. Переключатель режима BS позволяет осуществлять вручную
Рис. 5.11. Схема регулируемого с помощью тиристоров устройства (60 В, 200 А) для электропитания средних и больших телефонных станций и для параллельной работы с аналогичными устройствами
перевод устройства в режим горячего резерва с характеристикой стабильного напряжения или в режим зарядки с наклонной характеристикой.
Пример расчета. Устройство электропитания на 60 В, 200 А питается от трехфазной сети с частотой 50 Гц и напряжением 380 В (45 %, —7,5 %). Схема — несимметричный трехфазный мост. Средний ток вентиля /Оср=200/3=67 А. Тиристоры типа Т4-Ю0 при длительности протекания тока 120° имеют мощность потерь 115 Вт (см. рис. 2.12). Тепловое сопротивление вентиля с радиатором при скорости охлаждающего воздуха о=6 м/с равно ^№, = 0,56 °С/Вт (см. рис. 2.34). Следовательно, при номинальной нагрузке температура р-п перехода тиристора при температуре окружающей среды 7ср=45сС будет равна 74 = 115-0,564 45=109 °C.
Переходное тепловое сопротивление для интервала 10 с согласно рис. 2.36 равно Z(nep=0,26 °С/Вт; чтобы температура р-п перехода Тп = ПО °C не была превышена, мощность потерь должна быть в течение этого интервала не выше
(110—45) /0,26=250 Вт,
при этом ток вентиля составляет 120 А (см. рис. 2.14) и, следовательно, выпрямленный ток может быть равен 3-120=360 А. Амплитуда обратного периодического напряжения при идеальном напряжении холостого хода (расчет которого дается ниже) 7/а,о=72,2 В составляет
74 т<«=1,057/йо=1,05-72,2=76 В,
так что подходят вентили I класса. Примем напряжение короткого замыкания трансформатора ык=10 %, падение напряжения на тиристоре 2 В, на диоде 1,2 В. Тогда Д77ат=0,5-0, Ша,о [см. (3.42)] и LUdk= =241,2=3,2 В. Поскольку заданное выпрямленное напряжение 60 В должно быть обеспечено при наименьшем сетевом напряжении, номинальном токе и при угле управления а=0, согласно (4.5), пренебрегая падением напряжения на сглаживающем реакторе, имеем
60=0,92574,о — 0,5-0, Шаш — 3,2,
откуда Т4,о=72,2 В.
Далее
6/2=Т4,о/2,34=72,2/2,34=30,9 В;
feTp=220/30,9=7,l;
/ !=0,82/а//гт р=0,82 • 200 /7,1=23,1 А;
/2=0,824-0,82-200=164 А;
Р,=С(Ра= 1,05-72,2-200=15,2 кВ-А.
Номинальный ток предохранителей, включенных последовательно с вентилями,
/пр=0,58-200=116 А.
Угол управления авом при номинальном напряжении сети и номинальном токе нагрузки может быть рассчитан с помощью соотношений (3.7) и (4.5):
60=72,2(14cos авом)/2—0,5-0,1-72,2—3,2;
cos аНОм=0,85.
Таким образом, при условии, что при наименьшем напряжении сети выпрямитель обеспечивает номинальное постоянное напряжение, коэффициент сдвига 1-й гармоники тока [см. (4.10) и (4.17)] ухудшается незначительно.
ТРАНЗИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Здесь рассматриваются транзисторные стабилизаторы и стабилизированные преобразователи постоянного напряжения, используемые в блоках питания электронной и радиоаппаратуры, когда первичным источником энергии является сеть переменного тока с напряжением 220 или 380 В, аккумуляторная батарея или бортовая сеть постоянного тока (на подвижных объектах) с напряжением 24, 48, 60, ПО или 220 В [5.8, 5.9, 5.33, 5.38, 5.39].
В блоках питания небольшой мощности при небольших изменениях питающего напряжения используются так называемые непрерывные стабилизаторы напряжения, в которых в качестве регулирующего органа служат силовые транзисторы, работающие как переменное сопротивление, включенное последовательно с нагрузкой RH (транзистор VT, на рис. 5.12). Стабилизация выходного напряжения достигается тем, что сопротивление этого транзистора увеличивается при повышении и уменьшается при понижении входного напряжения. Для управления транзистором УТ] служит усилитель постоянного тока на транзисторе VT2. Сопротивление VTi должно так изменяться при непостояном токе нагрузки, чтобы компенсировать изменения внутреннего падения напряжения в блоке питания. В транзисторе VTi имеют место потери мощности, которые оказываются наибольшими при высоком входном напряжении и максимальном токе. Без учета потерь в цепи управления эти потери мощности составляют
рт=((/1_(/2)/,
где (71 и U2 — соответственно входное и выходное напряжение.
Для того чтобы ие превысить максимально допустимую температуру р-п перехода, выделяющиеся в транзисторе 290
потери отводятся с помощью радиатора. Коэффициент полезного действия такой схемы невысок — примерно 30— 50%.
Стабилизаторы с импульсным регулированием обладают существенно более высоким КПД. На рис. 5.13 приведена принципиальная схема такого импульсного регулятора напряжения. Транзистор VT\ работает в ключевом режиме, для чего схема управления СУ подает на его
VhVhРис. 5.12. Схема стабилизатора напряжения с последовательным регулирующим транзисторомРис. 5.12. Схема стабилизатора напряжения с последовательным регулирующим транзисторомРис. 5.13. Схема импульсного регулятора постоянного напряженияРис. 5.13. Схема импульсного регулятора постоянного напряжения
Vh
Vh
Рис. 5.12. Схема стабилизатора напряжения с последовательным регулирующим транзистором
Рис. 5.12. Схема стабилизатора напряжения с последовательным регулирующим транзистором
Рис. 5.13. Схема импульсного регулятора постоянного напряжения
Рис. 5.13. Схема импульсного регулятора постоянного напряжения
базу периодические импульсы. Во включенном состоянии транзистора ток протекает от источника Ut через реактор L в нагрузку RH, при этом конденсатор С заряжается. Шунтирующий диод VD заперт. Когда транзистор VT\ заперт, реактор L отдает накопленную энергию и ток течет через шунтирующий диод VD в нагрузку. За счет изменения времени включенного и выключенного состояний транзистора регулируется среднее значение выходного напряжения С2. Таким способом можно стабилизировать выходное напряжение U-2 при изменениях входного напряжения Ui и тока нагрузки (см. также § 3.7).
В большинстве случаев в импульсных стабилизаторах используется принцип широтного регулирования, т. е. при постоянной частоте переключений изменяется соотношение между длительностью включенного и выключенного состояний транзистора. Возможно также регулирование частоты переключений.
Иногда требуется гальваническая развязка входной и выходной цепей. Один из вариантов схемы показан на рис. 5.14. Постоянное входное напряжение Ui преобразуется с помощью транзистора VT, работающего в ключевом режиме, в напряжение прямоугольной формы с регулируемой длительностью импульса, которое подается на первичную обмотку трансформатора Т. Диод VDi выпрямляет напряжение вторичной обмотки трансформатора. Ре- *9* 291
актор L и конденсатор С служат для сглаживания пульсаций. При этом трансформатор и элементы сглаживающего фильтра имеют небольшие размеры, так как частота переключений высокая — обычно около 20—25 кГц, а иногда и выше. Для того чтобы на этих частотах потери в магнитопроводах трансформатора и реактора не были велики, используются ферритовые магнитопроводы. При мощностях до 40 Вт применяются горшковые магнитопро-
Рис. 5.14. Схема импульсного регулятора постоянного напряжения с гальванической развязкой входной и выходной цепей
воды, а при мощностях примерно до 250 Вт — кольцевые или недавно разработанные эллипсовидные. Еще большие мощности достигаются за счет использования нескольких магнитопроводов, скрепленных вместе.
Чтобы исключить в однотактных схемах постоянное подмагничивание магнитопровода трансформатора, можно ввести в трансформатор размагничивающую обмотку, которая через диод соединяется с источником питающего напряжения, так что при запертом состоянии транзистора накопленная в трансформаторе энергия возвращается в источник питания (рис. 5.15).
В двухтактных и мостовых схемах постоянное подмагничивание магнитопровода трансформатора отсутствует, если нет несимметрии в работе противофазных плеч, и магнитопровод используется лучше. Поэтому эти схемы применяются для больших мощностей, хотя при этом система управления получается сложнее.
Двухтактная схема приведена на рис. 5.16. Транзисторы VTX и VT2 с помощью схемы управления СУ включаются попеременно. При этом необходимо обращать внимание на то, чтобы всегда проводящий ток транзистора закрывался прежде, чем другой транзистор перейдет из запертого состояния в проводящее. Если используется принцип широтно-импульсного регулирования выходного напряжения, длительность открытого состояния каждого из транзисторов регулируется, при этом на интервалах, когда оба транзистора выключены, через соответствующий диод VD, или VD2 накопленная в трансформаторе энергия отдается в нагрузку.
Рис. 5.16. Схема двухтактного импульсного регулятора постоянного напряженияРис. 5.16. Схема двухтактного импульсного регулятора постоянного напряженияРазработанные в последнее время высоковольтные мощные переключающие транзисторы позволяют создавать стабилизированные блоки питания, в которых весьма громоздкий и тяжелый трансформатор, работающий при частоте 50 Гц и необходимый для согласования напряжения сети с требуемым вторичным напряжением и для гальванической развязки, заменен значительно меньшим и более легким трансформатором на повышенные частоты
Рис. 5.16. Схема двухтактного импульсного регулятора постоянного напряжения
Рис. 5.16. Схема двухтактного импульсного регулятора постоянного напряжения
Рис. 5.15. Схема однотактного импульсного регулятора напряжения с размагничивающей пенью
(порядка единиц и десятков килогерц). При этом элементы сглаживающего фильтра также получаются значительно меньше.
На рис. 5.17 приведена принципиальная схема блока питания, непосредственно подключаемого к сети переменного тока с напряжением 220 В. Переменное напряжение сети выпрямляется диодным мостом VDi—VD4 и сглаживается конденсатором С3, емкость которого должна быть достаточно большой. Резистор Rt ограничивает бросок го- ка при первоначальном включении; R2 и С2 образуют защитную /?С-цепочку для вентилей выпрямителя. Переключающие транзисторы VT\ и VI2 преобразуют выпрямленное напряжение в переменное напряжение прямоугольной формы с регулируемой длительностью импульса, которое подается на первичные обмотки трансформатора Т. У транзисторов VTi и VT2 переход база — эмиттер зашун- тирован резисторами R3 и R4, так что при отсутствии сигнала управления гарантируется их надежное запирание. При выключении транзистора VT\ конденсатор С5 заряжается через диод VDS, так что коллекторный ток при росте напряжения коллектор — эмиттер быстро уменьшается, что необходимо для снижения коммутационных потерь мощности (см. п. 2.4.1). При включении транзистора VTi ток разряда конденсатора С5 ограничивается резисто-
Рис. 5.17. Принципиальная схема сетевого блока питания
ром Rs- Аналогичная ^CD-цепочка подключена к транзистору VI4. Эти ^CD-цепочки ограничивают также амплитуду коммутационных напряжений на транзисторах. Эта защитная мера необходима, так как в двухтактной схеме действующее между коллектором и эмиттером транзисторов VTi и Е7'2 напряжение при напряжении сети 220 В± ±10% составляет не менее CCer=242 //2-2 = 685 В.
Переменное напряжение на вторичной стороне трансформатора выпрямляется с помощью диодов VDi и VDS, снабженных защитными /?С-цепочками. Реактор L3 и конденсатор Сю сглаживают выпрямленное напряжение.
Конденсаторы Сь Со и Си вместе с высокочастотными реакторами Сь С2, L4 и Ls образуют фильтры для защиты цепи нагрузки от радиопомех. Вспомогательный маломощный выпрямитель 1 осуществляет питание блоков системы управления. Задающий генератор 2 формирует прямоугольное напряжение с частотой 20 кГц, которое преобразуется в блоке 3 в напряжение пилообразной формы. Это напряжение подается на модулятор длительности импульсов 4, выходные импульсы которого усиливаются в предоконечном каскаде 7 и подаются на транзисторы VTj и VT2.
Выходное напряжение блока питания, снимаемое с точек Mi и М2, подается на усилитель 5, где сравнивается с опорным напряжением, и усиленная разность напряжений подается на модулятор длительности 4.
Если, например, выходное напряжение блока питания уменьшается, то длительность управляющих импульсов с блока 7 увеличивается и транзисторы VTX и VT2 дольше оказываются в открытом состоянии. В результате происходит компенсация изменений выходного напряжения.
Усилитель 6 защищает блок питания от токовых перегрузок. Для этого на вход усилителя подается напряжение с сопротивлением Rs, пропорциональное току нагрузки. Выходное напряжение с этого усилителя подастся на пороговый элемент, имеющий два уровня опорного напряжения. При возрастании тока блока питания выше номинального превышается уровень первого порога и ширина импульсов с блока 7 уменьшается. При коротком замыкании в цепи нагрузки падения напряжения на резисторе Rs увеличивается настолько, что превышается уровень второго порога и усилитель 6 полностью запирает модулятор длительности 4, а вместе с ним и транзисторы VTX и
Если вследствие какой-либо неисправности выходное напряжение блока повышается, срабатывает узел контроля напряжения 8. Он включает тиристор VS, который закорачивает через резистор R10 выход блока питания, и модулятор длительности 4 запирается.
В настоящее время как непрерывные стабилизаторы, так и основные блоки импульсных стабилизаторов напряжения выпускаются в виде готовых интегральных микросхем.
ИСТОЧНИКИ БЕСПЕРЕБОЙНОГО ПИТАНИЯ, ПИТАНИЯ ПОТРЕБИТЕЛЕЙ НА ПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТАХ И ПИТАНИЯ ВЫСОКОВОЛЬТНЫХ УСТРОЙСТВ
БЕСПЕРЕБОЙНОЕ ПИТАНИЕ ПОТРЕБИТЕЛЕЙ
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Имеется ряд потребителей переменного тока, питание которых должно осуществляться даже при аварии в сети. Принципиальная схема системы гарантированного электропитания, пригодной в тех случаях, когда потребители допускают перерыв в питании на время, необходимое для переключения, приведена на рис. 5.18.
В нормальном режиме напряжение сети подводится через замкнутые контакты переключателя Si к потребителям, когда напряжение сети исчезает, реле времени КТ через свои контакты выключает катушку переключателя Si, последний отключается и с помощью вспомогательных контактов подключает через переключатель S3 инвертор И к аккумуляторной батарее и через контакты S2 напряжение с выхода инвертора к потребителям. Контакты переключателей Si и S2 должны быть заблокированы. Реле времени КТ необходимо, чтобы исключить срабатывание Si, S2 и S3 при кратковременных снижениях напряжения сети. Чтобы при коротком замыкании в цепи нагрузки сработали предохранители, через которые питание подводится к потребителям, инвертор должен иметь достаточную перегрузочную способность.
Номинальное входное напряжение инвертора, определяемое напряжением стандартных аккумуляторных батарей, в большинстве случаев равно 60 или 220 В. При этом инвертор должен быть рассчитан таким образом, чтобы он мог надежно работать как при почти разряженной (1.7 В на элемент для свинцовых аккумуляторов), так и при полностью заряженной (2,4 В на элемент) батарее. 296
При этом постоянное напряжение равно 51—72 В при номинальном значении 60 В и 187—264 В при 220 В. Поскольку для большинства потребителей необходимо приблизительно неизменное питающее напряжение, в подобных системах должны использоваться регулируемые инверторы. При необходимости такие инверторы должны обеспечить стабильность выходного напряжения с точно-
Г~^1-оПотре- I—\-о Жители ^=^220^50^г~п-оГ~^1-оПотре- I—\-о Жители ^=^220^50^г~п-о
Г~^1-оПотре- I—\-о Жители ^=^220^50^
г~п-о
Г~^1-оПотре- I—\-о Жители ^=^220^50^
г~п-о
Рис. 5.18. Система гарантированного питания потребителей переменного тока:
РН — регулятор напряжения (в случае необходимости); КТ — реле времени; И — инвертор; В — выпрямитель для зарядки аккумуляторной батареи
стью (+1-5-+2) % и максимальное отклонение частоты ± 1 % при указанных значениях напряжения питания и изменении нагрузки от 10 до 100% номинальной. Для получения синусоидального выходного напряжения с коэффициентом несинусоидальности 5% на выходе инвертора могут быть предусмотрены последовательный фильтр для основной гармоники и параллельные фильтры для высших гармоник — 3-, 5-, 7- и 9-й (для однофазного инвертора). Возникающие из-за коммутации тиристоров высокочастотные помехи снижаются до допустимого значения с помощью соответствующих фильтров.
На рис. 5.19 приведена структурная схема системы, обеспечивающей бесперебойное питание потребителей без провалов в кривой питающего напряжения во время пере-
297
PH
Рис. 5.19. Структурная схема системы бесперебойного электропитания на базе двух автономных инверторов:
РН — регулятор напряжения; В, и В2 — выпрямители; И> и И2 — инверторы
ключения. В системе используются два параллельно включенных инвертора Их и И-2.
В нормальном режиме инверторы питаются от одного или двух выпрямителей Bt и В2, которые, кроме того, обеспечивают подзаряд аккумуляторных батарей АБ. Если напряжение сети исчезает, выпрямители отключаются и инверторы питаются от батарей. После восстановления напряжения сети оба инвертора опять питаются от выпрямителей и одновременно снова происходит зарядка аккумуляторных батарей. В таком режиме оба инвертора обеспечивают половину мощности нагрузки для повышения надежности, хотя каждый из них рассчитан на полную мощность. Если в одном из инверторов происходит авария, другой принимает на себя полную нагрузку. Если происходит авария в обоих инверторах или они оба должны быть отключены для профилактического осмотра или ремонта (что может происходить крайне редко), имеется возможность питания потребителей по обходной цепи через регулятор переменного напряжения РН и контакты контактора К. Для получения очень быстрых переключений контактор К и выключатели на выходе инверторов могут быть заменены на бесконтактные ключи, основанные на использовании встречно-параллельных тиристоров.
СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ПОТРЕБИТЕЛЕЙ НА ПОДВИЖНОМ СОСТАВЕ ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОГО ТРАНСПОРТА
В настоящее время в вагонах рельсового транспорта имеется большое число различных потребителей электроэнергии (не считая тягового электропривода) [5.10]. Если ранее питание таких потребителей осуществлялось путем преобразования механической энергии первичного двигателя в электрическую, то сейчас и в будущем в связи с наличием на подвижном составе сети постоянного или переменного тока и все более широким развитием электрифицированного транспорта важной задачей является преобразование одного или нескольких параметров электрической энергии (преобразование рода тока, напряжения или частоты).
Используемые на подвижных объектах преобразователи должны удовлетворять таким требованиям, как высокий КПД, удовлетворительные массогабаритные показатели, простота обслуживания, безопасность и надежность в эксплуатации. Достигнутый в настоящее время высокий уровень развития силовой электроники обеспечивает выполнение этих требований, в результате чего использование полупроводниковых преобразователей на транспорте оказывается весьма эффективным.
Для управления устройствами электропитания и процессами, протекающими на подвижном составе, во все большем объеме используются средства микроэлектроники— твердотельные и гибридные интегральные микросхемы.
В железнодорожных пассажирских вагонах основными потребителями электроэнергии являются: нагревательные устройства, устройства управления, связи, кондиционеры, кухонные электроприборы (в вагонах-ресторанах). К потребителям относятся также имеющиеся в каждом вагоне аккумуляторные батареи, которые надо заряжать.
В настоящее время во многих странах получила распространение система питания нагревательных устройств в вагонах с помощью высоковольтного кабеля, идущего непосредственно от локомотива (электровоза или тепловоза) через весь поезд, к которому одним концом подключаются нагреватели, обратным проводником служат колеса и рельсы. В зависимости от принятых в каждой стране рода тока (постоянный или переменный), частоты (при переменном токе) и напряжения в контактной сети такая система питания устройств обогрева пассажирских
вагонов может осуществляться как на постоянном токе при напряжении 1,5 или 3 кВ, так и на переменном токе при частоте 50 Гц и напряжении также 1,5 или 3 кВ либо при частоте 162/з Гц и напряжении 1 кВ.
Средняя потребность в электроэнергии с учетом фактора одновременности составляет от 3 до 30 кВт (большее значение относится к вагонам с кондиционерами). Для вагонов-ресторанов с электрическими кухнями требуется до 75 кВт. Во многих типах вагонов для большей части потребителей мощности требуется однофазный или реже трехфазный переменный ток.
Автономное энергоснабжение вагонов. Питание потребителей осуществляется от генератора, приводимого во вращение от одной из вагонных осей, который во время движения питает бортовую сеть вагона с буферной аккумуляторной батареей.
Силовая электроника позволяет существенно улучшить этот классический принцип. Вместо генератора постоянного тока используется теперь высокоскоростной (5000— 9000 об/мин) генератор трехфазного переменного тока без скользящих контактов (например, с когтеобразной системой полюсов) с встроенным шестифазным выпрямителем. Относительная масса такого генератора переменного тока составляет 10 кг/кВт, а для генератора постоянного тока юна равна примерно 37 кг/кВт. Стабилизация напряжения генератора и ограничение тока осуществляются изменением тока возбуждения с помощью электронного регулятора. Подобные генераторы для железнодорожных вагонов имеют мощность от 3 до 30 кВт, причем типичной является мощность менее 10 кВт.
Часть потребителей, например осветительные лампы накаливания, системы управления и двигатели постоянного тока, питаются непосредственно от бортсети вагона. При этом необходима стабилизация напряжения для компенсации изменений, обусловленных различным состоянием аккумуляторной батареи. Это осуществляется с помощью импульсного регулятора постоянного напряжения (см. § 3.7).
Питание потребителей переменного тока может осуществляться от статического инвертора вместо ранее при
менявшихся электромашинных преобразователей. Так, люминесцентные лампы могут питаться от общего тиристорного инвертора мощностью 1 —1,5 кВ-А, с выходным напряжением 220 В и частотой 400 Гц, или для каждой лампы может использоваться свой транзисторный инвер-
Рис. 5.20. Схема транзисторного инвертора для индивидуального питания люминесцентных ламп:
Q — контакт управляющего электронного реле, с помощью которого напряжение зажигания подается иа лампу после прогрева электродов; Т — трансформатор с ограничением тока за счет индуктивности рассеяния
О ■
220 В, 50 Ги, О
Рнс. 5.21. Инвертор для питания электробритв
тор мощностью 20 или 40 Вт и частотой 8—20 кГц. Схема такого инвертора показана на рис. 5.20 (ср. с рис. 3.28). Питание электробритв осуществляется с помощью инвертора мощностью НО В-А, схема которого приведена на рис. 5.21.
При остановке поезда или небольшой скорости потребность в электроэнергии покрывается за счет аккумуляторной батареи. Для зарядки батареи во время длительной стоянки иногда вагоны оборудуются также зарядным уст-
301
ройством, которое подключается с помощью кабеля к местной сети.
Система централизованного электропитания пассажирских вагонов. При наличии электрического отопления от высоковольтного кабеля можно обеспечить электроэнергией и прочих потребителей; такая система может быть названа системой централизованного энергоснабжения (СЦЭС) [5.10].
Для СЦЭС необходимо иметь в каждом вагоне преобразователь, который преобразует электроэнергию, поступающую по центральному кабелю, в электроэнергию постоянного тока со стабилизированным напряжением, принятым в бортовой сети вагона.
Система централизованного энергоснабжения со статическими преобразователями имеет значительные технико-экономические преимущества перед системой с автономным энергоснабжением:
КПД при передаче энергии от локомотива к вагонным потребителям значительно выше — около 80%. При автономной системе КПД примерно 50%;
мощность «на крюке» локомотива используется лучше (поскольку отсутствует отбор мощности от колес вагонов) ;
требуемая емкость батареи аккумуляторов примерно в 2 раза меньше, так как при остановке, малой и большой скоростях движения потребители питаются централизованно через преобразователи;
затраты на эксплуатацию и техническое ообслужива- ние существенно ниже.
Для вагонов, предназначенных для скоростных поездов (скорость более 160 км/ч), при большем потреблении электроэнергии (выше 20 кВт) СЦЭС является единственно реальной.
Для пассажирских вагонов, которые эксплуатируются на дорогах, электрифицированных только на переменном токе (например, в ГДР и ФРГ при частоте 1162/.з Гц и напряжении 1000 В), преобразователь получается относительно простым (рис. 5.22) [5Л0].
Меньшая реактивная мощность, потребляемая от центрального кабеля в системе рис. 5.22,6, обеспечивается за счет повышенных затрат на оборудование, так как в этой системе используется отдельный регулятор напряжения и число полупроводниковых приборов больше. Поэтому на практике используется вариант с регулируемым инвертором, соответствующий рис. 5.22,а. В качестве примера ука- 302
жем, что на вагонах ГДР мощность преобразователя 4,5 кВт, выходное напряжение изменяется в пределах 27— 30 В, нагрузочная характеристика имеет ограничение по току.
Для пассажирских вагонов, которые используются на международных линиях, преобразователи энергии должны работать от любых напряжений и видов тока. Аналогичная проблема имеет место, если даже в одной стране име-
Рис. 5.22. Системы электропитания потребителей вагона от центрального кабеля с напряжением 1000 В, 162/з Гц:
а — с управляемым выпрямителем (по несимметричной мостовой схеме); б—с неуправляемым выпрямителем (по мостовой схеме) и отдельным импульсным регулятором постоянного напряжения
ются различные системы питания контактной сети и различные участки железных дорог электрифицированы на постоянном или переменном токе при различных напряжениях (например, в СССР).
При централизованном питании постоянным током в составе преобразователя необходимо иметь инвертор,чтобы с помощью трансформатора понижать входное напряжение. По некоторым соображениям целесообразно иметь на входе инвертора выпрямитель при питании не только переменным, но и постоянным током. В зависимости от того, где расположен регулирующий орган для стабилизации выходного напряжения, различают системы с регулированием на стороне высокого или на стороне низкого напряжения.
Принципиальная схема преобразователя для пассажирских вагонов, пригодного для питания от четырех различных напряжений, показана на рис. 5.23. Мощность преобразователя 4,5 кВт, выходное напряжение стабилизировано в пределах 27—30 В и резко снижается при перегрузке [5.36].
Рис. 5.23. Принципиальная схема универсального преобразователя энергии, обеспечивающего электропитание при четырех различных входных напряжениях в центральном высоковольтном кабеле поезда. При питании напряжением 1000 и 1500 В Qi выключен; Q, н Q3 включены; при 3000 В Q1 включен; Q2 и Qa выключены
Выходное напряжение в этом преобразователе стабилизировано за счет широтного регулирования инвертора (т. е. на стороне высокого напряжения). Инвертор выполнен по принципу автономного полумостового инвертора напряжения со средней точкой, создаваемой фильтровыми конденсаторами.
Для оптимального использования силовых элементов предусмотрены два инвертора Их и И2, которые при входном напряжении 3000 В включаются последовательно, а при более низких напряжениях — параллельно.
Из-за высокого питающего напряжения каждое вентильное плечо выпрямителя и инвертора состоит из нескольких последовательно включенных тиристоров или диодов. В приведенном примере в плече входного выпрямителя последовательно включены шесть диодов и в главном тиристорном плече инвертора — три тиристора на напряжение 1200 В.
Преобразователь имеет размеры 1880X650X600 мм и размещен под полом вагона.
Для вагонов с большим потреблением электроэнергии (вагоны с кондиционерами, вагоны-рестораны с электрической кухней) все потребители могут быть разделены на две (или более) группы с разными питающими напряжениями, причем потребители большей мощности целесообразно питать от бортовой сети вагона без буферной батареи [5.10].
Многие системы комбинированного питания потребителей, уже давно находящиеся в эксплуатации на различных западноевропейских железных дорогах, основаны на применении нескольких вращающихся электромашинных преобразователей с постоянным или переменным выходным напряжением; иногда двигатели вагонных кондиционеров питаются от высоковольтных выпрямителей [5.11]. Применение силовых полупроводниковых преобразователей позволяет усовершенствовать эти системы.
В зависимости от того, где происходит формирование трехфазного напряжения, можно выделить системы с трехфазным инвертором на стороне высшего или на стороне низшего напряжения. Так каждое вентильное плечо преобразователя на стороне высшего напряжения состоит из 3—10 последовательно включенных тиристоров или диодов, формирование трехфазного напряжения на стороне низшего напряжения может оказаться более выгодным несмотря на необходимое при этом многократное преобразование энергии.
В качестве примера для первого случая при питании постоянным или переменным напряжением 3000 В можно назвать преобразователь, который разработан для электроснабжения пассажирского вагона с кондиционерами (мощность 30 кВт) [5.12] и получил дальнейшее развитие для использования в вагонах-ресторанах с кондиционерами и полностью электрифицированной кухней (мощность 75 кВт) [5.13].
Принципиальная схема преобразователя представлена на рис. 5.24. Трехфазный инвертор работает по принципу инвертора тока. Стабилизация выходного напряжения осуществляется на стороне низшего напряжения с помощью трехфазных регуляторов переменного напряжения, осуществляющих наряду с фазовым регулированием переключение отводов на вторичных обмотках трансформатора.
Принципиальная схема преобразователя, допускающего 20—5269 305
380/220 B, 50 Гц
Li
Vil _7w
#кВ«%Гц 2Si^n
i—1 e - Vj)2
-JkB
№ 2^
VB5
11.
СгФ
VSi ч
Lz
Ls
£НЫ-
Рис. 5.25. Схема универсального преобразователя, обеспечивающего электропитание при четырех различных входных напряжениях
0»
VI8
VS»
>380/220%, 50 Гц
vs5
vd;
VI«
,-рч- 26-32%
±2—SvS7
-o—
питание от четырех напряжений, с формированием трехфазного напряжения на стороне высокого напряжения приведена на рис. 5.25. Трехфазный инвертор работает по принципу инвертора напряжения с одноступенчатой коммутацией (см. п. 3.5.1). Входное переменное или постоянное напряжение различного уровня преобразуется с помощью мостового выпрямителя и регулятора постоянного напряжения (см. §3.7) в неизменное постоянное напряжение промежуточного звена, подаваемое на инвертор [5.14].
Кабель централизованного питания в электровозах, работающих на переменном токе, подключается к специальной «отопительной» обмотке главного трансформатора; в электровозах, работающих на постоянном токе, кабель подключается непосредственно через токоприемник к контактному проводу.
Новые дизельные локомотивы для пассажирских поездов имеют специальные устройства для централизованного электропитания поезда. Принцип получения переменного напряжения с частотой 162/3 Гц, принятой на железных дорогах ГДР и ФРГ, показан на рис. 5.26 [5.15, 5.16,
ДА =1ДА =120*20*307307Рис. 5.26. Схема оборудования, устанавливаемого на тепловозе для цеитралнзованного электропитания поезда переменным напряжением 1 кВ, 162/з Гц: а — принципиальная; б — диаграммы выходных тока и напряжения при активной и активно-иидуктивной нагрузкахРис. 5.26. Схема оборудования, устанавливаемого на тепловозе для цеитралнзованного электропитания поезда переменным напряжением 1 кВ, 162/з Гц: а — принципиальная; б — диаграммы выходных тока и напряжения при активной и активно-иидуктивной нагрузках
ДА =1
ДА =1
20*
20*
307
307
Рис. 5.26. Схема оборудования, устанавливаемого на тепловозе для цеитралнзованного электропитания поезда переменным напряжением 1 кВ, 162/з Гц: а — принципиальная; б — диаграммы выходных тока и напряжения при активной и активно-иидуктивной нагрузках
Рис. 5.26. Схема оборудования, устанавливаемого на тепловозе для цеитралнзованного электропитания поезда переменным напряжением 1 кВ, 162/з Гц: а — принципиальная; б — диаграммы выходных тока и напряжения при активной и активно-иидуктивной нагрузках
5.35]. Генератор G дает многофазное переменное напряжение нестабильной частоты, которая в зависимости от частоты вращения дизельного двигателя ДД тепловоза составляет от 50 до 200 Гц, На выходе генератора включен непосредственный преобразователь частоты ПЧ (см. п. 3.5.4), который состоит из двух трехфазных мостовых схем на тиристорах. За счет попеременного включения мостов с частотой 162/3 Гц формируется однофазное трапецеидальное напряжение 1000 В (рис. 5.26,6). Выходное напряжение стабилизировано за счет регулировки напряжения генератора. При мощности на выходе 800 кВ-А такой преобразователь имеет габаритные размеры 1250Х Х800Х700 мм.
В вагонах электропоездов и городского электрического транспорта кроме таких же потребителей, что и в вагонах пассажирских поездов, имеется ряд вспомогательных устройств, связанных с безопасностью движения и требующих надежного электропитания (например, двигатели компрессоров для системы пневматического торможения, вентиляторы для охлаждения тормозных резисторов, органы системы управления).
В вагонах, питающихся от контактной сети постоянного тока (например, метрополитен, троллейбус, трамвай), прежде всего возникает задача преобразовать относительно высокое постоянное напряжение (например, 600 или 800 В) в низкое напряжение, соответствующее напряжению подключенных к бортовой сети потребителей, обеспечив при этом потенциальную развязку сетей. Схема преобразователя приведена на рис. 5.27. Мощность во вторичную цепь передается на интервале открытого состояния обоих одновременно включаемых основных тиристоров VSi и VS2. Элементы £2, С2 и VD5 служат для запирания VSi за счет спада его тока к нулю (VS2 запирается аналогично). Мощность такого преобразователя 3,9 кВт, входное напряжение 400—720 Вт, выходное напряжение "26 В стабилизировано за счет изменения рабочей частоты инвертора
Необходимое переменное напряжение (например, для освещения) получается в моторных вагонах с помощью принципиально таких же устройств, как и в вагонах пассажирского поезда.
В электропоездах, работающих от контактной сети переменного тока, требуемое напряжение получают с помощью вспомогательной обмотки главного трансформатора. Электропитание потребителей постоянного тока и за- 508
Рис. 5.27. Схема преобразователя постоянного напряжения для питания собственных нужд на городском электрическом транспорте
ряд аккумуляторной батареи, подключенной к бортовой сети постоянного тока, осуществляются с помощью управляемого выпрямителя.
ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ ВЫСОКОВОЛЬТНЫХ УСТРОЙСТВ
Устройства питания электрофильтров. Проблемы, связанные с применением силовой электроники в высоковольтных устройствах, рассмотрим на примере электропитания электрофильтров, служащих для очистки дыма и газов от твердых частиц и пыли на электростанциях, на цементных заводах, в химической и металлургической промышленности.
В камере высоковольтного электрофильтра создается равномерное электрическое поле между стержнем и поверхностью, причем поверхность заземлена, а на стержень подано отрицательное напряжение. На практике в камере фильтра имеется большое количество соединенных со стенками и заземленных пластин, между которыми на изоляторах натянуты проволоки, образующие отрицательно заряженные стержни. Геометрия пластин, поверхность которых достаточно велика, и расположение проволок выбраны так, чтобы обеспечить максимальную однородность электрического поля. Конструкция камеры фильтра рассчитана на определенный вид очищаемого газа. Для достижения высокой степени осаждения частиц (до 99,9%) последовательно включается несколько фильтров [5.17].
В камере фильтра за счет сильного электрического
309
поля происходит ускорение имеющихся в воздухе ионов и электронов. Положительные ионы образуют объемный заряд вокруг отрицательного провода, а электроны устремляются к заземленным пластинам и стенкам камеры. При движении вдоль силовых линий электроны сталкиваются с частицами пыли, осаждаются на них и вместе с ними двигаются в направлении стенки.
Скорость перемещения электронов является функцией напряжения, поэтому степень осаждения частиц зависит непосредственно от уровня напряжения фильтра. Произвольное повышение напряжения фильтра невозможно, так как при возникновении коронного разряда канал фильтра пробивается и напряжение на фильтре при этом резко снижается. Поэтому максимальная степень осаждения получается при напряжении немного меньшем, чем напряжение пробоя [5.17].
Так как состав фильтруемого газа не постоянен (зачастую он изменяется весьма быстро), необходим регулирующий орган, который позволяет за возможно более короткое время установить в камере фильтра соответствующее оптимальное напряжение.
На рис. 5.28 показана схема электропитания высоковольтного фильтра, в которой тиристоры используются на стороне низшего напряжения, что диктуется экономическими соображениями [5.18]. Устройство питания электрофильтра состоит из следующих основных частей: тиристорного регулятора переменного напряжения 1 (см. §3.6), высоковольтного трансформатора 2 и высоковольтного выпрямителя 3 с большим числом последовательно соединенных в каждом плече диодов, напряжение с которого подается на камеру фильтра. Высоковольтный выпрямитель вместе с трансформатором размещен в общем баке с маслом. Тиристоры регулятора напряжения должны пропускать ток от 30 до 800 А, в то время как на стороне высшего напряжения в цепи фильтра протекает ток 100—■ 4000 мА при напряжениях от 25 до 75 кВ [5.19]. При одинаковых напряжении и токе стоимость силового электрооборудования выше при использовании трехфазного регулятора переменного напряжения и трехфазного трансформатора по сравнению с использованием однофазных регулятора и трансформатора. Поэтому трехфазную систему питания фильтра целесообразно использовать только тогда, когда уже достигнута разумная граница мощности однофазного регулятора и соответствующего ему высоковольтного выпрямителя [5.18].
Рис. 5.28. Схема питания высоковольтного электрофильтра с тиристорным регулятором переменного напряжения:
/ — регулятор напряжения; 2 — высоковольтный трансформатор; 5—высоковольтный выпрямитель; 4 — камера электрофильтра; 5 — демпфирующий резистор; 6 — токоограничивающий реактор; 7 — ограничители перенапряжений; 8 — система управления: 6./— регулятор тока или напряжения; 8.2— блок управления; 8.3— формирование сигналов, пропорциональных току и напряжению; 9, 10— датчики тока и напряжения; 11, 12 — органы регулирования уставки; 13 — логическое устройство
Система питания электрофильтра должна сохранять работоспособность при токах короткого замыкания, возникающих при пробое фильтра. Эти токи короткого замыкания ограничиваются с помощью реактора 6 на уровне, в 3 раза превышающем номинальный ток. После каждого пробоя фильтра тиристорный регулятор запирается и пи-
311
тание трансформатора прекращается на время, равное одному периоду частоты сети. Это предотвращает срабатывание быстродействующих предохранителей в цепях тиристоров. Затем тиристоры регулятора отпираются и ток фильтра начинает возрастать. На осциллограмме рис. 5.29 показано изменение тока на первичной стороне высоковольтного трансформатора при пробое фильтра в опытном устройстве.
Рис. 5.29. Осциллограмма тока трансформатора при пробое электрофильтраРис. 5.29. Осциллограмма тока трансформатора при пробое электрофильтраРис. 5.30. Высоковольтный трехфазный выпрямитель с четырьмя ступенями умножения напряжения
Рис. 5.29. Осциллограмма тока трансформатора при пробое электрофильтра
Рис. 5.29. Осциллограмма тока трансформатора при пробое электрофильтра
В [5.20] описана система управления тиристорным регулятором напряжения, основанная на использовании сигналов с датчиков тока и напряжения на первичной стороне трансформатора, обеспечивающая подачу на электрофильтр максимально возможного постоянного напряжения и осуществляющая также быстродействующую защиту при пробое фильтра или при возникновении перенапряжений.
Тиристорные регуляторы однофазного либо трехфазного переменного напряжения по сравнению с широко распространенными регуляторами на основе магнитных усилителей обеспечивают увеличение степени очистки газов благодаря большему быстродействию; кроме того, они имеют меньшие размеры и за счет более высокого КПД обеспечивают снижение потребляемой от сети мощности.
Испытательные устройства постоянного тока. Полупроводниковые преобразователи находят также все более 312
широкое применение в высоковольтных испытательных устройствах постоянного тока.
Испытательные устройства постоянного тока на напряжения до 1 МВ и при токе около 100 мА, питающиеся от сети 50 Гц, могут быть построены на основе показанных на рис. 3.4 и 3.6 однофазных одно- или двухполупериодных схем выпрямления с умножением напряжения. Если такие схемы выпрямления питать от источников повышенной частоты (500—2000 Гц), ток в цепи нагрузки может доходить до нескольких ампер при испытательном напряжении свыше 1 МВ. Для устройств с напряжением до 2 МВ и при токе до 2 А можно также использовать трехфазные схемы с умножением напряжения, питающиеся от сети 50 Гц; одна из таких схем показана в качестве примера на рис. 5.30 [5.31]. Эта схема имеет следующие параметры:
напряжение холостого хода
Udi0-nV2 ГЗ и„
где п— число ступеней умножения;
падение напряжения при токе U
_2д_ ^ —Зп2 4- 4»d ~ fC 36'
здесь C=Ci = Cd;
коэффициент пульсаций
& = Дп J “ fC 12 [/2 Udte ‘
СИСТЕМЫ ЭЛЕКТРОННОГО ВОЗБУЖДЕНИЯ СИНХРОННЫХ МАШИН
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Мощность, необходимая для возбуждения синхронных машин, составляет от 3 до 1% их номинальной мощности при мощности машины 100—200 кВ-А, от 1 до 0,5% при мощности 2000—10 000 кВ-А и около 0,5% при 10 000— 100 000 кВ-А и больше.
Диапазон регулирования тока возбуждения при изменении нагрузки от холостого хода до номинального составляет примерно 1 : 3. В некоторых случаях требуется также регулирование тока возбуждения вниз от его значения, соответствующего режиму холостого хода. Регулирующие
313
устройства должны обеспечивать в течение длительного времени ток и напряжение на обмотке возбуждения, равные 110% их номинальных значений.
Возбуждение генераторов наземных электростанций должно обеспечивать их кратковременную работу при токе, составляющем 125% номинального тока генератора, и при номинальном напряжении, генераторы силовых установок на судах должны обеспечивать в течение 1 мин ток, равный 150% номинального. При разработке схем возбуждения генераторов надо учитывать, что при возникновении провалов в напряжении из-за коротких замыканий в сети возбуждение должно обеспечить примерно 30% напряжения генератора, чтобы генератор мог давать по крайней мере полуторный по отношению к номинальному ток; для некоторых классов установок требуется даже обеспечение трехкратного номинального тока генератора при коротком замыкании на его выводах. Для того чтобы при переходном процессе быстрее обеспечить изменение тока в обмотке возбуждения, максимальное напряжение возбуждения должно составлять 1,5 номинального значения, обычно применяют двукратную, а иногда пятикратную и даже большую форсировку напряжения возбуждения.
При регулировании возбуждения для изменения или стабилизации выходных параметров синхронной машины необходимо ограничение тока возбуждения сверху, в некоторых случаях применяется ограничение угла вылета ротора и выходного тока. В синхронных двигателях часто требуется регулирование коэффициента мощности при наличии указанных выше ограничений для генераторов.
Для равномерного распределения реактивной мощности при параллельной работе регулирующие генераторы должны иметь падающую внешнюю характеристику, при которой напряжение снижается на 3—10% при увеличении реактивного тока от холостого хода до номинального значения [4.2, 5.21, 5.22].
ВОЗБУЖДЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ СТАЦИОНАРНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Неуправляемый выпрямитель. В простейших случаях возможно использование неуправляемых выпрямителей. Для самовозбуждения генератора его обмотка возбуждения подключается через щетки и контактные кольца к неуправляемому выпрямителю, который присоединен к выходным выводам генератора через реактор; для изменения 314
возбуждения в зависимости от тока нагрузки (компаундирование) на выпрямитель подается также напряжение с трансформатора тока, через который протекает ток генератора. Если цепь возбуждения должна быть гальванически развязана от выводов генератора, реакторы также могут быть присоединены к добавочной обмотке трансформатора тока. Такое исполнение аналогично показанному на схеме рис. 5.35, но вместо возбудителя с вращающимся магнитным полем используется неподвижный трансформатор. В генераторном режиме в диапазоне от холостого хода до номинальной нагрузки и при коэффициенте мощности от 0,5 до 0,9 достигается точность поддержания напряжения ±2,5% номинального значения. При коэффициенте мощности, равном 1, напряжение поднимаемся еще примерно на 2,5%. Генераторы с такой системой возбуждения применяются преимущественно для питания бортовой сети судов при мощности до 1000 кВ-А.
Рис. 5.31. Система самовозбуждения генератора с регулятором на одном тиристоре и без трансформатора
Управляемый выпрямитель. В системах возбуждения с управляемыми выпрямителями наиболее часто используются трехфазные мостовые несимметричные («полууправ- ляемые») схемы с шунтирующим диодом. Изменение полярности напряжения на обмотке возбуждения в такой схеме невозможно, и при сбросе нагрузки генератора необходимо зарегулировать напряжение возбуждения до нуля, чтобы предотвратить подъем напряжения генератора. Если необходимо получить возможно большее быстродействие при регулировании, требуется симметричная (на шести тиристорах) трехфазная мостовая схема, которая позволяет обеспечить быстрое развозбуждение за счет перехода в инверторный режим.
Для экономии затрат при маломощных и низковольтных генераторах может быть также использована однофазная однополупериодная схема, например схема типа показанной на рис. 5.31.
В низковольтных генераторах возможно питание выпрямителя непосредственно от выходных выводов генератора. Высоковольтные генераторы требуют включения промежуточного выпрямительного трансформатора. При
Рис. 5.32. Система самовозбуждения генератора с тиристорным регулятором и компаундированием в токовой цепи
Рис. 5.33. Система самовозбуждения генератора с тиристорным регулятором и компаундированием, зависящим от напряжения
исчезновении напряжения на генераторе из-за короткого замыкания в сети обе названные схемы уже не обеспечивают возбуждение, вследствие чего генератор не может длительно отдавать ток короткого замыкания. Поэтому верхнее значение напряжения возбуждения устанавливается таким образом, чтобы при провале напряжения на 30—50% еще можно было обеспечить такое возбуждение, которое позволило бы генератору отдавать 1,5-кратный по отношению к номинальному ток.
На рис. 5.32 и 5.33 приведены схемы самовозбуждения с компаундированием, которые обеспечивают длительный ток короткого замыкания вплоть до короткого замыкания непосредственно на выводах генератора. В схеме рис. 5.32 используется трансформатор тока ТА, нагруженный неуправляемым выпрямителем Вх [5.24], выход которого включен параллельно трехфазному несимметричному мосту Вг- Если генератор должен работать в недовозбужден- 316
ном режиме, т. е. с потреблением реактивной мощности, необходимо, как показано на рисунке, встречно-параллельно одному диоду (или нескольким) выпрямителя Bi включить тиристор, на который подаются импульсы управления от регулятора напряжения или тока генератора в том случае, когда несмотря на полное зарегулирование выпрямителя В2 ток возбуждения еще слишком велик. Второй тиристор с резистором вместе с первым тиристором осуществляет шунтирование выхода выпрямителя, что необходимо при перенапряжениях в обмотке возбуждения или в трансформаторе тока, причем оба тиристора управляются от узла измерения перенапряжений. С помощью шунтирования тока тиристорами осуществляется также регулирование тока генератора при длительном коротком замыкании в сети [5.23].
Трансформатор тока ТА, используемый в схеме рис. 5.33, выполнен с воздушным зазором. В схеме используется симметричный трехфазный мостовой преобразователь, за счет чего переход в недовозбужденный режим, а также развозбуждение генератора возможны без переключений в силовой цепи.
Для схем самовозбуждения с тиристорными выпрямителями необходимо при пуске начальное напряжение, равное примерно 30% номинального, чтобы система управления обеспечила импульсы, необходимые для управления тиристорами. Следующие меры могут быть использованы в качестве вспомогательных средств для облегчения пуска: начальное возбуждение от аккумуляторной батареи или через выпрямитель от внешней сети, переключение основного выпрямителя на внешнюю сеть, пуск за счет остаточного магнитного потока генератора при закороченном тиристорном выпрямителе или при включении тиристоров с помощью их анодных напряжений [5.40].
При мощностях свыше 1000 кВ-А в синхронных машинах предусмотрены, особенно при высоких напряжениях, устройства защиты, которые обеспечивают возможнобыстрое развозбуждение. Они выключают питание обмотки возбуждения и размыкают контакты, закорачивающие резистор ослабления поля в цепи возбуждения.
Генераторы мощности свыше 10 МВ-А оборудованы для снятия возбуждения переключателем полярности (рис. 5.32). В схемах с управляемым трехфазным мостом типа рис. 5.33 развозбуждение происходит за счет быстрого снижения тока под действием противо-ЭДС, обусловленной инверторным режимом моста.
Для развозбуждения можно также разомкнуть цепь тока возбуждения с помощью выключателя специальной конструкции, который не выходит из строя при горении дуги в течение нескольких секунд и обладает особенно низким напряжением гашения дуги, что устраняет опасность перенапряжений на обмотке возбуждения и на выпрямителе.
Защитные устройства. Для защиты выпрямителей, используемых для возбуждения синхронных машин, могут применяться такие же устройства, что и для защиты других преобразователей. При этом нужно учитывать, что в некоторых случаях из обмотки возбуждения могут передаваться на выпрямитель броски тока и напряжения. При внезапном коротком замыкании бросок тока возбуждения может в 2—3 раза превышать номинальное значение. Однако из-за быстрого затухания этого тока обычно можно не опасаться перегрузки соответствующих вентилей.
Большие импульсы напряжения возникают на обмотках возбуждения при вращении машины с асинхронной скоростью, когда индуцируемый в обмотке возбуждения переменный ток имеет большую амплитуду, чем подводимый ток возбуждения. Из-за подключенных вентилей в цепи не может протекать отрицательный ток и возникают значительные перенапряжения. Такие режимы в синхронных двигателях и генераторах возникают при исчезновении возбуждения, перегрузках или провалах напряжения сети, а также при асинхронных пусках синхронных двигателей. Перенапряжения могут быть уменьшены с помощью резистора, подключаемого параллельно обмотке возбуждения и соответственно выходу выпрямителя через тиристор, управляемый от датчика перенапряжений (см. рис. 5.32 или 5.37). Применяемые для компаундирования трансформаторы тока дают при трехфазном коротком замыкании однократный, а при двухфазном — периодические импульсы напряжения на обмотке возбуждения, которые могут быть снижены до допустимого значения при небольшой мощности генератора с помощью варисторов, селеновых ограничителей напряжения или лавинных диодов, а при больших мощностях — только с помощью подключаемого через тиристор резистора.
Приведем в качестве примеров параметры нескольких тиристорных схем для возбуждения генераторов.
Генератор для судовой бортовой сети. Номинальные параметры: генератор 800 кВ-А, 390 В, 428 об/мин, обмотка возбуждения 60 В, 250 А. Схема по рис. 5.31: один тиристор на ток 250 А, два диода на
250 А, два шунтирующих диода также на 250 А каждый, предельное напряжение возбуждения 260 В.
Турбогенератор для электростанции. Номинальные параметры: генератор 10 МВ-А, 6300 В, 3000 об/мин, обмотка возбуждения 80 В, 300 А. Несимметричная трехфазная мостовая схема на трех тиристорах на 250 А и трех диодах также на 250 А, двух шунтирующих диодах холостого хода, трансформаторе 160 кВ-A. Предельное напряжение возбуждения 500 В.
Турбогенератор для пиковой электростанции. Номинальные параметры: генератор 40 МВ-А, 10,5 кВ, 3000 об/мин. Схема по рис. 5.32. Возбуждение при номинальном режиме (при /г=2200 A; cosrp=0,8): Ув,пом = 130 В, /в,ном=940 А. Ток возбуждения при коротком замыкании генератора (Пг=0; /г=2200 А) /в,к,3=640 А. Предельное напряжение возбуждения UBmax=3\0 В (т. е. кратность ивтах/иС]НОм^:2,5).
К трансформатору тока подключены два трех<}^азных диодных моста параллельно, т. е. используются 12 диодов на ток 250 А. Наибольший выпрямленный ток
/dr—1,1/в,к,з=704 А.
Ток в обмотках трансформатора имеет синусоидальную форму, era действующее значение
^а = ^г/|72 = 498 А-
Действующее напряжение трансформатора тока
UTA= ^3 (/В.НОМ/2,34 = 96 В.
Мощность трансформатора тока
^ТА = V^1 итд1тд= 83 кВ-А.
К трансформатору напряжения подключен трехфазпый несимметричный мост на трех тиристорах и трех диодах. Выпрямленный ток трансформатора
I<itv=Ib,bom—/иг=236 А.
Для указанного выпрямителя
Ub,hom/U в max — 0,5 ( 1—|-COS Cl) 1
a=arccos [(2£7в,ном//7втах)—1]=99,3 .
Длительность протекания тока через тиристоры
6=180—0=80,7°.
Действующие значения тока и напряжения в обмотках трансформатора^ту = ^/180 /d. 1,2 = 190 A; UTV = /“Дв ЯОЧ/2,34 = 230 В.
Мощность трансформатора напряжения
ptv = V5" TV^TV 75.7 кВ А.
СИСТЕМЫ ВОЗБУЖДЕНИЯ БЕСЩЕТОЧНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Простейшая схема возбуждения синхронного генератора с вращающейся обмоткой возбуждения без щеток и контактных колец показана на рис. 5.34. Вращающийся вместе с основным генератором трехфазный возбудитель выполнен в виде машины с внешними полюсами. Выводы вращающейся трехфазной обмотки возбудителя через выпрямитель на диодах, также находящийся на роторе основного генератора, соединены с его обмоткой возбуждения. Регулирование возбуждения генератора осуществляется с помощью постоянного тока в неподвижной обмотке возбуждения возбудителя. Требуемую для этого мощность можно получить от небольшого вспомогательного генератора переменного тока с возбуждением от постоянного магнита, который также помещен на роторе. При небольшой мощности генератора иногда также принято осуществлять питание обмотки возбуждения возбудителя от напряжения основного генератора, а при коротком замыкании— через трансформатор тока. Устройства по схеме рис. 5.34 могут применяться и при больших мощностях, ■однако они имеют существенный недостаток — невозможность быстрого снятия возбуждения. Динамические характеристики также получаются хуже, чем при тиристорном управлении с компаундированием.
Компаундированные системы для бесщеточных генераторов небольшой мощности, аналогичные описанным в п. 5.4.2, могут быть реализованы на основе двух вариантов.
Рис. 5.34. Система бесщеточного возбуждения генератора от трехфазного возбудителя с внешними полюсами
320
Рис. 5.35. Система бесщеточного возбуждения генератора от возбудителя с вращающимся магнитным полей
В первом варианте (рис. 5.35) возбудитель выполнен в виде асинхронной машины и у него трехфазными выполнены не только обмотка ротора, как в системе на рис. 5.34, но также и обмотки статора. Последовательность фаз в обмотке статора выбрана таким образом, что направление вращения созданного этой обмоткой магнитного поля противоположно направлению вращения ротора. В роторе наводится напряжение с двойной частотой. При этом предполагается режим работы генератора с примерно постоянной частотой вращения и без изменения направления вращения.
Во втором варианте согласно рис. 5.36 используется разделенный трансформатор броневого типа, магнитопровод которого с радиальной или эвольвентной шихтовкой концентрически охватывает обмотки. Через такой трансформатор с неподвижной первичной и вращающейся вторичной обмотками мощность возбуждения передается на ротор независимо от направления и частоты вращения. Поэтому данный вариант особенно пригоден для возбуждения частотно-управляемых синхронных двигателей.
Для самовозбуждения и компаундирования (см. п. 5.4.2) в обоих вариантах на статоре требуются две обмотки. Одна из них (рис. 5.35) подключена через реакторы к выводам генератора, а через другую протекает ток генератора; аналогично осуществляется питание первичной обмотки трансформатора в варианте по рис. 5.36. Для параллельной работы таких генераторов обязательно требуется дополнительное регулирование, так как обмотки воз- 21-5269 321
буждения уже нельзя включать параллельно. Динамические характеристики аналогичны характеристикам при неподвижной системе компаундирования, хотя и несколько хуже, чем при тиристорном регулировании. Быстрое снятие возбуждения, естественно, также невозможно.
Бесщеточное возбуждение асинхронно пускаемых синхронных двигателей осуществляется аналогично возбуж-
Рис. 5.36. Система бесщеточного возбуждения генератора с трансформатором, имеющим неподвижную первичную и вращающуюся вторичную обмотки:а — схема; б— конструкция трансформатора (разрез)Рис. 5.36. Система бесщеточного возбуждения генератора с трансформатором, имеющим неподвижную первичную и вращающуюся вторичную обмотки:а — схема; б— конструкция трансформатора (разрез)
Рис. 5.36. Система бесщеточного возбуждения генератора с трансформатором, имеющим неподвижную первичную и вращающуюся вторичную обмотки:
а — схема; б— конструкция трансформатора (разрез)
Рис. 5.36. Система бесщеточного возбуждения генератора с трансформатором, имеющим неподвижную первичную и вращающуюся вторичную обмотки:
а — схема; б— конструкция трансформатора (разрез)
дению генератора с трехфазным возбудителем, имеющим внешние полюсы (см. рис. 5.34), однако нужно принимать во внимание указанные в п. 4.5.2 предостережения, связанные с возможностью появления перенапряжений на обмотке возбуждения при пуске синхронного двигателя. В схеме, приведенной на рис. 5.37, защитный резистор подключается с помощью тиристора при возникновении на обмотке возбуждения генератора отрицательной полуволны напряжения, наведенного с частотой скольжения в этой обмотке при асинхронном режиме. При положительной полуволне подключение резистора происходит через диод или второй тиристор. При достижении во время пуска критической частоты скольжения с началом очередной положительной полуволны подключается через еще один тиристор диодный выпрямитель. Управление тиристорами происходит с помощью электронных устройств, расположенных на роторе машины.
Как уже указывалось, большим недостатком бесщеточных систем возбуждения с вращающимися диодами является невозможность быстрого развозбуждения. Поэтому при больших мощностях машины возбуждение осуществляют с помощью вращающегося преобразователя, выпол- 322
немного по схеме тиристорного трехфазного моста, который может быстро снимать возбуждение за счет противо- ЭДС, возникающей при его переходе в инверторный режим. В этом случае схема соответствует рис. 5.34, однако вместо диодов в преобразователе применены тиристоры и еще добавлено устройство передачи импульсов для управления тиристорами. Такое устройство может быть
Рис. 5.37. Система бесщеточного возбуждения синхронного двигателя
аналогично показанному на рис. 5.36 трансформатору, но со значительно меньшей мощностью. В общем случае для тиристорного трехфазного моста требуется шесть независимых передающих устройств и система получается сложной. Разработаны схемы, где используется только одно передающее устройство, причем каждый из шести импульсов передается на своей несущей частоте, а на вращающейся части имеются настроенные резонансные контуры, от каждого из которых управляется соответствующий тиристор. Можно также расположить все устройство регулирования на роторе и передавать на него только сигнал, пропорциональный напряжению генератора. Сигнал, характеризующий измеренный ток возбуждения, может передаваться на неподвижную часть через второе передающее устройство.
ТИРИСТОРНЫЕ КОНТАКТОРЫ
ТРЕБОВАНИЯ К КОНТАКТОРАМ И ТЕНДЕНЦИИ ИХ РАЗВИТИЯ
К устройствам, называемым «контактором», предъявляются в общем случае следующие требования:
При стационарном состоянии «включено» необходимы минимальные потери мощности от проходящего тока, 21*323
для чего токовая цепь контактора Должна иметь возможно низкое сопротивление.
При стационарном состоянии «включено» устройство не должно пропускать ток, для чего его сопротивление должно оставаться бесконечно большим даже и при воздействии перенапряжений.
Переход от выключенного состояния к включенному должен происходить мгновенно (безынерционно) и без последующих изменений (т. е. без «дребезга»), причем задержка между сигналом на включение и включением устройства должна быть малой и неизменной.
Переход от включенного состояния в выключенному также должен происходить мгновенно (безынерционно) и без повторных включений, причем задержка между сигналом на включение и выключением устройства должна быть малой и неизменной.
Дополнительно для каждого конкретного устройства предъявляются специальные требования (небольшие объем и масса, низкая стоимость, большой срок службы, высокая надежность и т. д.). Кроме того, в зависимости от условий применения добавляются требования в отношении стойкости к климатическим воздействиям, ударам, вибрациям и т. д.
Все перечисленные требования удовлетворяются механическими и электронными контакторами лишь частично.
Механические контакторы очень хорошо удовлетворяют требованиям стационарных состояний «включено» и «выключено». Однако такие контакторы с дистанционным управлением (выключатели, автоматы, пускатели) требуют для включения или поддержания во включенном состоянии значительной мощности управления. Из-за эффекта старения число возможных переключений ограничено (в зависимости от типа контактора 103—10® переключений). Вследствие ограниченного срока службы и главным образом из-за неудовлетворительного выполнения требований к переходным режимам (в особенности к режиму выключения) в последние годы были предложены и успешно реализованы новые решения, обеспечивающие улучшение переходного процесса в механических контакторах (газовые выключатели, вакуумные выключатели, силовые выключатели с элегазовым заполнением и др.), и были разработаны электронные контакторы. Последние могут быть разделены на три группы: транзисторные, тиристорные и гибридные.
Транзисторные контакторы основываются на известной из информационной электроники ключевом режиме работы транзистора, который для применения в таких устройствах должен иметь достаточно большие рабочие ток и напряжение. Транзисторные контакторы (ключи) чаще всего используют при небольших напряжениях (до 60— 120 В) и при токах до 50—100 А, причем эти параметры непрерывно увеличиваются. Транзисторные контакторы в цепях постоянного тока выгодно отличаются от тиристорных отсутствием специальных узлов принудительной коммутации. Однако транзисторные контакторы имеют следующие недостатки:
из-за отсутствия достаточно качественных высоковольтных транзисторов контакторы невозможно использовать в распределительных сетях 220 и 380 В ;
в состоянии «включено» падение напряжения на транзисторе составляет около 1 В (т. е. в 20—50 раз выше, чем в механическом контакторе), что приводит при токах порядка 10 А и выше к большим потерям мощности;
для поддержания транзистора в состоянии «включено» требуется постоянная подача сигнала управления и мощность управления составляет заметную часть общей мощности потерь;
в состоянии «выключено» транзистор проводит некоторый обратный ток (до 1% номинального тока), что также вызывает потери мощности.
Тиристорный контактор удовлетворяет требованиям к обоим стационарным состояниям лучше, чем транзисторный, но хуже по сравнению с механическим контактором. Для отвода в окружающую среду выделяющихся в тиристорах потерь мощности необходимы соответствующие охладители. Поэтому если размеры и внешний вид механических контакторов в большинстве случаев определяются изоляцией токойодводящих кабелей и устройством гашения дуги, размеры и внешний вид тиристорных контакторов существенно зависят от требуемых охладителей, а при использовании в цепях постоянного тока — и от узла принудительной коммутации. Зато тиристорные контакторы по сравнению с механическими имеют существенно больший срок службы и обеспечивают большее быстродействие.
Поэтому тиристорные контакторы Должны использоваться прежде всего там, где требуется высокая динамика переходных процессов и необходима высокая надежность при большом числе переключений. По сравнению с транзисторными контакторами они обеспечивают большую коммутируемую мощность.
Гибридные (комбинированные) контакторы представляют собой комбинацию тиристорного и механического контакторов. Здесь положительные свойства механического контактора при стационарном состоянии «включено» сочетаются с достоинствами тиристорного контактора в отношении переходных процессов включения и выключения. Полупроводниковые приборы в таком гибридном контакторе нагружены током только во время процессов включения и выключения и не должны поэтому рассчитываться на пропускание тока короткого замыкания. При этом можно использовать тиристоры на относительно небольшие токи и охладители могут отсутствовать. Однако при этом теряются некоторые положительные свойства тиристорных контакторов (отсутствие подвижных частей, работа без износа деталей, небольшая задержка между сигналом на выключение и переходом устройства в выключенное состояние).
КОНТАКТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
В контакторах переменного тока ток должен протекать в двух направлениях; поскольку обычные, запирающие в обратном направлении тиристоры обеспечивают протекание тока только в одном направлении, в контакторах переменного тока необходимо или применять специальные схемы на таких тиристорах, или использовать симисторы (см. § 2.2). К числу таких схем относятся:
контактор на двух встречно-параллельных тиристорах (рис. 5.38,а). Когда на оба тиристора поданы управляющие сигналы, ток переходит на тот тиристор, к аноду которого приложено положительное напряжение. Ток через каждый тиристор сам спадает в конце каждой полуволны к нулю. Во включенном состоянии обратное напряжение на непроводящем ток тиристоре не может быть выше, чем прямое падение напряжения на встречно-параллельно включенном приборе. Так как к тиристорам не прикладывается обратное напряжение, можно приложить к их управляющим электродам постоянное напряжение в течение всего времени, пока должен протекать ток;
контактор на двух тиристорах и двух диодах (рис. 5.38,6). В такой схеме можно управлять обоими тиристорами с помощью одного сигнала постоянного тока, что упрощает систему управления. Недостатками схемы являются необходимость в дополнительных диодах и большие потери мощности;
контактор на одном тиристоре и четырех диодах (рис. 5.38,в). В этой схеме можно включать или выключать пе-
Рис. 5.38. Тиристорные контакторы переменного тока:
с —с двумя встречно-параллельными тиристорами; б —с двумя тиристорами н двумя диодами; в^с тиристором в диагонали моста из четырех диодов
ременный ток с помощью лишь одного тиристора, что еще более упрощает схему управления. Однако такой вариант имеет по сравнению с двумя встречно-параллельными тиристорами преимущество только в том случае, если четыре диода существенно дешевле, чем один тиристор с относящимися к нему управляющим и защитным устройствами, или если при высоких напряжениях должно быть включено последовательно существенно меньше диодов, чем тиристоров. Потери мощности в этой схеме еще больше, чем в схеме рис. 5.38,6.
Использование симистора вместо двух встречно-параллельных тиристоров обеспечивает существенное упрощение конструкции контактора. Но через симистор, как и через тиристор в схеме рис. 5.38,в, ток протекает в течение обоих полупериодов, что следует учитывать при расчете охладителя. Основная область применения симисторных контакторов лежит в интервале токов до 16 А (бытовая электроника), однако в ряде случаев они применяются и для существенно больших токов.
Динамические параметры симисторов хуже, чем тиристоров. Поэтому при использовании симисторов нужно учитывать, что силовая цепь должна иметь минимальное индуктивное сопротивление (включая сопротивление питающей сети). Поэтому использование симисторных контакторов ограничивается в основном резистивными нагревателями небольшой мощности (см. п. 5.5.7).
В заключение отметим, что тиристорные контакторы не должны рассматриваться как заменители механических. Необходимость в устройствах защиты тиристоров от перенапряжений и сверхтоков, потери мощности прежде всего в проводящем состоянии и более высокая стоимость еще препятствуют в настоящее время применению тиристорных контакторов во многих возможных областях.
КОНТАКТОРЫ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА
Три контактора переменного тока, управляемые от одного источника сигнала, могут быть использованы для включения и выключения трехфазной нагрузки (рис. 5.39,а). Тиристорные контакторы не отделяют полностью нагрузку от сети, т. е. не позволяют снять с нагрузки напряжение, и поэтому требуется дополнительный механический разъединитель, который отключает три полюса. При использовании упрощенной схемы (рис. 5.39,6) ток не может протекать ни в одной из фаз при запертых тиристорах, если нагрузочные резисторы соединены по схеме треугольника или звезды без нулевого провода. Как в исходной (рис. 5.39,а), так и в упрощенной схеме тиристоры должны выбираться по линейному напряжению. Стоимость только силовых приборов в этих двух схемах различается незначительно, однако в схеме с четырьмя тиристорами достигается дополнительная экономия благодаря отсутствию двух охладителей, защитных цепочек и более простой системы управления. Кроме того, уменьшаются потери мощности и в связи с этим нагрщ, объем и размеры устройства.
Рис. 5.39. Трехфазные тиристорные контакторы:Рис. 5.39. Трехфазные тиристорные контакторы:— с встречно-параллельными тиристорами в каждой фазе; б — с встречно-параллельными тиристорами в двух фазах; в — с тремя тиристорами, соединенными в треугольник в нулевой точке нагрузки; S, — разъединитель для гальванического отделения нагрузки (и тиристорного контактора) от сети— с встречно-параллельными тиристорами в каждой фазе; б — с встречно-параллельными тиристорами в двух фазах; в — с тремя тиристорами, соединенными в треугольник в нулевой точке нагрузки; S, — разъединитель для гальванического отделения нагрузки (и тиристорного контактора) от сети
Рис. 5.39. Трехфазные тиристорные контакторы:
Рис. 5.39. Трехфазные тиристорные контакторы:
— с встречно-параллельными тиристорами в каждой фазе; б — с встречно-параллельными тиристорами в двух фазах; в — с тремя тиристорами, соединенными в треугольник в нулевой точке нагрузки; S, — разъединитель для гальванического отделения нагрузки (и тиристорного контактора) от сети
— с встречно-параллельными тиристорами в каждой фазе; б — с встречно-параллельными тиристорами в двух фазах; в — с тремя тиристорами, соединенными в треугольник в нулевой точке нагрузки; S, — разъединитель для гальванического отделения нагрузки (и тиристорного контактора) от сети
Для снижения вероятности перегрузок из-за коротких замыканий и уменьшения перенапряжений, при нагрузке, соединенной в звезду, тиристоры желательно включать по возможности «со стороны» нулевой точки нагрузки. При этом возможно дальнейшее упрощение схемы (рис. 5.39,в) и соответственно снижение потерь.
Рис. 5.40. Схема включения трехфазного контактора с диодным выпрямителем в нулевой точке нагрузки:
ТКПТ — тиристорный контактор постоянного тока
Описанные контакторы при снятии с тиристоров импульсов управления прерывают ток в момент естественного перехода его через нуль, в связи с чем среднюю задержку выключения при частоте 50 Гц для однофазного тока можно оценить значением, равным 5 мс, для трехфазного тока — 3,33 мс. Если необходимо более быстрое выключение, то или нужно выбирать более высокую частоту питания (например, 400 Гц), или должна быть использована принудительная коммутация тиристоров. В качестве примера на рис. 5.40 показана схема с мостовым выпрямителем на диодах, ток которого может быть выключен в любой момент времени с помощью тиристорного контактора постоянного тока (см. п. 5.5.5) в течение времени порядка 1 мс или даже быстрее.
ТИРИСТОРНЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ ОТВОДОВ ТРАНСФОРМАТОРА
Для регулирования передаваемой мощности или для поддержания постоянства напряжения используются трансформаторы с отводами (ступенями) на первичной или вторичной стороне. Для переключения отводов под нагрузкой требуются специальные переключатели, с помощью которых в процессе переключения соединяются между собой два отвода с различными потенциалами. При этом ток короткого замыкания в контуре между отводами ограничивается активным или индуктивным сопротивлением.
Рассмотрим процесс переключения отводов в схеме рис. 5.41, например с отвода 3 на отвод 4. Для этого переключатель SL переходит в соседнее положение и соединяет между собой контакты II и III, вводя в цепь тока нагрузки резистор Rx. Затем переключатель ступени SW2 переходит без тока нагрузки в нужное положение 4, по-
Рис. 5.41. Системы переключения отводов трансформатора под нагрузкой:а — с механическими переключателями и токоограничивающими резисторами; SW1 и SW2 — переключатели выбора ступени; SL — переключатель нагрузки; б — двумя тиристорными контакторами переменного тока и механическим переключателем нагрузки (гибридная система)Рис. 5.41. Системы переключения отводов трансформатора под нагрузкой:а — с механическими переключателями и токоограничивающими резисторами; SW1 и SW2 — переключатели выбора ступени; SL — переключатель нагрузки; б — двумя тиристорными контакторами переменного тока и механическим переключателем нагрузки (гибридная система)
Рис. 5.41. Системы переключения отводов трансформатора под нагрузкой:
а — с механическими переключателями и токоограничивающими резисторами; SW1 и SW2 — переключатели выбора ступени; SL — переключатель нагрузки; б — двумя тиристорными контакторами переменного тока и механическим переключателем нагрузки (гибридная система)
Рис. 5.41. Системы переключения отводов трансформатора под нагрузкой:
а — с механическими переключателями и токоограничивающими резисторами; SW1 и SW2 — переключатели выбора ступени; SL — переключатель нагрузки; б — двумя тиристорными контакторами переменного тока и механическим переключателем нагрузки (гибридная система)
еле чего SL переключается еще раз и соединяет с выводом U сначала контакты II и III, а затем контакты III и IV, выводя из цепи тока нагрузки ограничительные резисторы Ri и Ra- Для упрощения устройства число ступеней при заданном диапазоне регулирования напряжения должно быть минимальным. Быстродействие такого устройства невелико, так как для изменения напряжения требуется несколько следующих друг за другом переключений. Переключатель нагрузки SL должен кроме тока нагрузки коммутировать дополнительно ток короткого замыкания между двумя отводами, ограниченный встроенными резисторами Ri и Ra. Следствием этого являются сильный нагрев резисторов и большой износ контактов.
Для устранения указанных недостатков используются тиристорные переключатели. Однако чисто тиристорные устройства, в которых к каждому отводу трансформатора присоединены два встречно-параллельных тиристора, могут быть использованы только при относительно низких напряжениях и небольшом числе ступеней. Переход тока 330
с одной пары тиристоров на другую происходит в таком переключателе синхронно с прохождением тока через нуль, так что короткое замыкание между двумя отводами отсутствует. Такой полностью электронный силовой переключатель позволяет переключать отводы при любом напряжении ступени и не имеет ограничений на число переключений.
Для снижения стоимости разработаны переключатели отводов, в которых тиристоры связаны с механическим коммутатором (гибридные переключатели). При простейшем решении ограничительные резисторы заменяются двумя парами встречно-параллельных тиристоров (рис. 5.41,6). Тиристоры должны выдерживать напряжение ступени (с соответствующим коэффициентом запаса) и должны быть рассчитаны на кратковременное прохождение тока нагрузки. При переключении с одного отвода на соседний сначала отпирается одна пара тиристоров, а затем после перевода переключателя SL в положение II—III отпирается другая пара тиристоров в момент перехода тока через нуль. Ток короткого замыкания через контакты переключателя нагрузки SL при этом отсутствует. Таким образом, достигается высокий срок службы этого механического переключателя, а также исключается загрязнение трансформаторного масла продуктами его разложения, что имеет место в случае электрической дуги между контактами. Возможны и другие варианты с разделением переключателя, осуществляющего выбор ступени, и переключателя нагрузки [5.25].
КОНТАКТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В простейшем тиристорном контакторе, показанном на рис. 5.42,о, ток нагрузки включается с помощью тиристора VSb Когда включается вспомогательный тиристор KS2, напряжение между анодом и катодом тиристора VSj становится отрицательным и этот тиристор выключается. Конденсатор С начинает заряжаться и ток 12 тиристора KS2 снижается. Когда ток t2 спадет ниже тока удержания 1н, тиристор VS2 выключится (рис. 5.42,6).
Дополнительный источник напряжения £2 может отсутствовать, если ввести второй резистор £0. При этом тиристорный контактор будет действовать как переключатель (рис. 5.42,в). Известно много схем конденсаторной коммутации, не требующих второго нагрузочного резистора и дополнительного источника напряжения (см. п. 3.7.2).
В контакторах постоянного тока нужно учитывать следующее:
коммутирующие конденсаторы нагружены током в виде коротких разнополярных импульсов и обычно должны рассчитывается на двойное рабочее напряжение;
процесс зарядки конденсатора требует времени, поэтому контактор не может работать сколь угодно быстро;
Рис. 5.42. Тиристорные контакторы постоянного тока:
а —- схема с дополнительным источником напряжения для коммутирующей цепи; б —диаграмма тока ^ в коммутирующей цепи; в — контактор постоянного тока с вспомогательным резистором /?0. который может служить нагрузочным
принцип конденсаторной коммутации требует использования тиристоров с хорошими динамическими свойствами (высокие допустимые скорости нарастания тока и напряжения, малое время выключения, см. п. 2.3.4).
В связи с появлением в последнее время запираемых тиристоров разработаны контакторы постоянного тока, в которых узлы конденсаторной коммутации отсутствуют. Однако такие тиристоры пока что применимы при относительно небольших токах.
УПРАВЛЕНИЕ ТИРИСТОРАМИ В КОНТАКТОРАХ
Наиболее просто управление тиристорами осуществляется с помощью постоянного тока. Этот метод в контакторах переменного тока возможен только в схемах типа рис. 5.38,6 и в, в которых как указывалось, требуется повы* шенное количество приборов. При встречно-параллельном включении двух тиристоров (рис. 5.38,а) их цепи управления находятся под разными потенциалами и разность потенциалов при выключенном состоянии контактора равна амплитуде напряжения сети. Поэтому при управлении постоянным током для каждого тиристора требуется отдель- 332 ' "
ный источник вспомогательного напряжения. Для упрощения могут быть использованы следующие решения.
Управление за счет анодного напряжения тиристоров. Это легко осуществить в схемах с механическим ключом в цепи управления (реле, концевой выключатель и т. д.), где ток управления тиристорами получают от сети переменного тока (рис. 5.43) [5.26]. Резисторы Rv и R2 служат для ограничения этого тока.
Рис. 5.43. Управление контактором на встречно-параллельных тиристорах с помощью механического ключа
В такой схеме напряжение на управляющем электроде тиристора при замкнутом ключе Si достигает требуемого значения (примерно 3 В) через время, равное 0,5 мс, если амплитуда переменного напряжения превышает 40 В. Когда тиристор включается, напряжение на его управляющем
Рис. 5.44. Схемы контакторов с управлением тиристоров за счет анодного напряжения:а — контактор переменного тока; 6 — контактор постоянного тока; диод VDo при индуктивной нагрузке, резистор Ro для уменьшения времени спада тока VSoРис. 5.44. Схемы контакторов с управлением тиристоров за счет анодного напряжения:а — контактор переменного тока; 6 — контактор постоянного тока; диод VDo при индуктивной нагрузке, резистор Ro для уменьшения времени спада тока VSo
Рис. 5.44. Схемы контакторов с управлением тиристоров за счет анодного напряжения:
а — контактор переменного тока; 6 — контактор постоянного тока; диод VDo при индуктивной нагрузке, резистор Ro для уменьшения времени спада тока VSo
Рис. 5.44. Схемы контакторов с управлением тиристоров за счет анодного напряжения:
а — контактор переменного тока; 6 — контактор постоянного тока; диод VDo при индуктивной нагрузке, резистор Ro для уменьшения времени спада тока VSo
электроде снижается до половины прямого падения напряжения на тиристоре.
На рис. 5.44,а показан другой вариант подобной схемы [5.26].
В контакторе постоянного тока по типу схемы рис. 5.42,в управление за счет анодного напряжения тиристоров осуществляется с помощью поляризованного реле Si (рис. 5.44,6).
Управление высокочастотными импульсами. В этом случае импульсы для всех тиристоров контактора получают от одного общего генератора и подают на отдельные гальванически развязанные цепи управления каждого тиристора через импульсные трансформаторы (в большинстве случаев имеющие две вторичных обмотки — по числу
Рис. 5.45. К пояснению паузы в кривой тока при управлении тиристорным контактором с помощью высокочастотных импульсов
тиристоров в каждой фазе контактора). Часто используются прямоугольные импульсы длительностью 50—200 мкс и частотой 1—5 кГц. С уменьшением длительности и повышением частоты импульсов уменьшаются размеры трансформатора. Однако следует учитывать, что во время действия импульса управления анодный ток тиристора должен возрасти, по крайней мере, до значения тока включения (примерно равного току удержания). Поэтому в цепях с активно-индуктивной нагрузкой и при большом токе удержания следует для надежного включения использовать широкие импульсы и соответственно более низкую частоту повторения.
При управлении тиристорным коммутатором переменного напряжения с помощью импульсов вблизи перехода тока нагрузки через нуль возникает токовая пауза, которой нельзя избежать (рис. 5.45). Тиристор VSi (рис. 5.44,а) включается в момент t\ и выключается в момент 1г, когда его ток спадает до тока удержания 1н. При подаче очередного импульса в момент t4 тиристор VS2 еще не может включиться, так как возникающий в цепи ток еще меньше тока удержания. Поэтому на интервале #2—ts возникает токовая пауза. Длительность паузы возрастает, если уменьшается частота импульсов управления или если увеличивается сопротивление или индуктивность цепи нагрузки. Из-за уменьшения длительности протекания через тиристоры тока наименьшая мощность, которая может быть получена с помощью тиристорного коммутатора переменного тока при напряжении 220 В, составляет примерно 25 В-А. Если требуется еще меньшая мощность в нагрузке, 334
рекомендуется понизить питающее напряжение или параллельно нагрузке включить добавочное сопротивление (например, сигнальную лампу). Эти меры применяются также и при управлении узкими импульсами в случае сильно индуктивной нагрузки (обмотки электромагнитов).
В трехфазных контакторах с шестью тиристорами (рис. 5.39,а) управляющие высокочастотные импульсы в большинстве случаев генерируются одним общим узлом. Однако при соединении нагрузки в звезду без нулевого провода или в треугольник, если в каждой фазе контактора использованы встречно-параллельные тиристор и диод или применена схема контактора с тиристорами в двух фазах (см. рис. 5.39,6), необходимо раздельно управлять тиристорами каждой фазы.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ РЕГУЛИРУЕМЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Постоянно возрастающие требования к регулируемым электроприводам могут быть удовлетворены при использовании двигателей как постоянного, так и переменного тока. В настоящее время преобладают регулируемые электроприводы с двигателями постоянного тока, составляющие 90—95 % всех используемых в промышленности электроприводов. Как видно из табл. 6.1, тиристорные ведомые сетью преобразователи обладают совокупностью свойств, наилучшим образом отвечающих самым различным требованиям к исполнительным органам систем регулируемого электропривода постоянного тока (см. пп. 6.2.1, 6.3.1). Немного уступают им по совокупности свойств импульсные тиристорные регуляторы постоянного тока (см. пп. 6.2.2, 6.3.1), через которые можно питать двигатели как от сети переменного тока через неуправляемый выпрямитель, так и от сети постоянного тока.
Успехи в развитии силовой полупроводниковой техники и информационной электроники привели к созданию преобразователей для систем регулируемого электропривода с трехфазными электродвигателями (см. § 6.4), которые используются не только в специальных областях, где применение двигателя постоянного тока нежелательно или не-
335
336336Принципиальная схемаПринципиальная схемаТаблица 6.1. Сопоставление различных преобразовательных устройств, используемых в качестве исполнительных органов в системах регулируемого электропривода постоянного тока
336
336
Принципиальная схема
Принципиальная схема
Наименование
Генератор-двигатель
Тиристорный ведомый сетью преобразователь
Импульсные регуляторы постоянного напряжения
на тиристорах | на транзисторах
Регулировочная характеристика
Е^.
Ud.
V-
ид
х *
е) X
ж) “у
з) иу
Диапазон мощностей
<5 МВт
50 Вт — 20 МВт
100 Вт—700 кВт
10 Вт — 25 кВт
КПД
>0,9
>0,97
>0,97
>0,98
Перегрузочная способность
Высокая
Относительно низкая
Относительно иизкая
Низкая
Удельные масса или объем
Очень большая
Малая (0,15-i-10)X ХЮ-8 м3/кВт
Малая
Малая
22-5269
Продолжение т^л. 6.1
Нанмеиэванне
Геиератор- двигатель
Тиристорный ведомый сетью преобразователь
Импульсные регуляторы постоянного напряжения
на тиристорах | на транзисторах
Необходимость ухода в эксплуатации
Необходим
Не требуется
Надежность
Низкая
Высокая
Средства регулирования
Тиристорные преобразователи, магнитные усилители, электрома- шинные усилители
Системы на транзисторах и интегральных схемах
Возможный диапазон регулирования частоты вращения двигателя
—
До 1:500, иногда выше
До 1: (5004-1000), 1 иногда выше
До 1:1000, иногда до 1:10 000
Динамические характеристики
Инерционное звено первого рода (Т = 0,2 -т- 1,5 с)
Практически безынерционное пропорциональное звено
Усиление по напряжению
1-5
5—200
5—200
5-10
Усиление по току
—
(0,2-М, 2). 10*
(0,2-М, 2). 103
10-20
Усиление по мощности
10—300
106—107
106
50—200
со
со
Возможно (взрывоопасность, ограниченные габариты, необходимость особо высокой частоты вращения и т. д.), но и все шире в устройствах общепромышленного назначения.
Особой областью применения электропривода является электрическая тяга.
Литература по преобразователям для регулируемого электропривода весьма обширна, см., например, [4.4.7, 6.1—6.71.
НЕРЕВЕРСИВНЫЕ ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В последующем изложении имеется в виду использование двигателей постоянного тока с независимым возбуждением, хотя во многих случаях могут применяться двигатели с последовательным возбуждением [6.1, 6.5]. Нереверсивные электроприводы работают в первом (одноквадрантный режим), иногда в первом и четвером (двухквадрантный режим) квадрантах системы координат, на которой строится зависимость частоты вращения N от момента двигателя М. Следовательно, реверс момента отсутствует, хотя преобразователь в цепи якоря двигателя должен работать как в выпрямительном, так и в инверторном (при рекуперативном торможении) режиме.
ПРИМЕНЕНИЕ ВЕДОМЫХ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Так как ведомые сетью преобразователи с сетевой коммутацией уже были описаны в § 3.1—3.3, ограничимся здесь рассмотрением вопросов, которые являются специфичными для их использования в электроприводе.
В установках небольшой мощности (примерно до 30 кВт) применяются одно-, двух-, трех- и шестипульсные преобразователи. Такие преобразователи обычно выпускаются в виде компактных полностью смонтированных блоков, которые все чаще монтируются из малогабаритных с изолированным от токовых цепей корпусом тиристорных модулей [6.8].
Преобразователи по однопульсной схеме (см. п. 3.1.1) несмотря на ее простоту и минимальное число вентилей используются для питания цепи якоря двигателя только при невысоких требованиях к динамическим свойствам привода. По сравнению с многопульсными схемами преобразователей эта схема имеет следующие недостатки: необходимость снижения степени использования двигателя по 338
току и моменту (не выше 33% номинального момента) и неравномерное вращение при малой скорости из-за пульсаций тока якоря, плохая динамика и высокое содержание в токе питающей сети высших гармоник. Характеристики этой схемы улучшаются при включении параллельно якорю двигателя шунтирующего вентиля, который необходим также при использовании однопульсного выпрямителя для питания цепи возбуждения двигателя. В обоих случаях обычно применяется непосредственное подключение выпрямителя к сети переменного напряжения 220 В.
Двухпульсная (однофазная двухполупериодная) схема выпрямления со средней точкой трансформатора (см. п. 3.1.2) может быть использована при мощностях до 5 кВт. Наличие трансформатора позволяет согласовать номинальное напряжение двигателя с напряжением сети. При увеличении угла управления свыше 90° схема (как и другие преобразовательные схемы с полным числом управляемых вентилей) переходит в инверторный режим (см. п. 3.3.1), что необходимо для того, чтобы накопленную в цепи якоря двигателя энергию передать обратно в питающую сеть.
При использовании данной схемы для питания цепи якоря двигателя, как правило, требуется дополнительно включать сглаживающий реактор, если индуктивность якоря недостаточна для устранения режима прерывистого тока в диапазоне рабочих токов и снижения содержания гармоник в выпрямленном токе до значения, при котором амплитуда тока (определяющая условия коммутации на коллекторе) и дополнительный нагрев не превышают допустимых для данного двигателя значений.
Система регулирования (рис. 6.1) в основных чертах соответствует показанной на рис. 4.39 схеме. Наряду с непосредственным регулированием частоты вращения двигателя, когда в качестве датчика последней используется тахогенератор, возможно также косвенное регулирование частоты вращения путем измерения напряжения якоря ия, так как часто (особенно при малой мощности двигателя) использование тахогенератора нежелательно из экономических соображений. Для повышения стабильности частоты вращения используется обратная связь по току якоря, обеспечивающая компенсацию падения напряжения на активном сопротивлении цепи якоря. Однако полная компенсация таким способом может осуществляться только для определенного сопротивления якоря, т. е. без учета зависимости сопротивления от нагрузки и температуры двигателя. Поэтому более высокая стабильность частоты вра- 22* 339
Рис. 6.1. Нереверсивный привод с регулируемым преобразователем, выполненным по двухпульсной схеме со средней точкой трансформатора:
/ — источник питания; 2 — уставка частоты вращения; 3 — регулятор частоты вращения или напряжения на якоре с ограничением по выходу; 4 — регулятор тока якоря с ограничением по выходу; 5— устройство управления тиристорами;
6 — преобразователь; 7 — узел измерения тока; 8 — узел измерения напряжения: 9 — компенсация падения напряжения на сопротивлении якоря; штрихпунктнрной линией обведены элементы, входящие в состав комплекта серии THYRESCH с регулирующим устройством EGGv (или EGGh) (см. табл. 6.2). Прн непрямом регулировании частоты вращения контакты переключателя а находятся в положении «выключено»» б и е — в положении «включено»
щения получается при ее косвенном измерении с помощью мостовой схемы типа показанной на рис. 4.45. Для измерения тока якоря и напряжения на якоре обычно используются шунт или трансформатор постоянного тока и соответственно делитель напряжения. Как регулятор частоты вращения (или напряжения на якоре), так и регулятор тока якоря двигателя имеют ограничение их выходного сигнала для ограничения соответствующего параметра регулирования.
Использование преобразователя по двухпульсной (однофазной) мостовой схеме (см. п. 3.1.2) на четырех тиристорах, которая может быть подключена к сети без трансформатора, целесообразно при выходной мощности примерно до 20 кВт. Так как такой преобразователь позволяет изменять направление потока энергии, то он подходит также для приводов с рекуперацией энергии в сеть.
340
Для ограничения скорости нарастания тока вентилей во время коммутации и ударного тока при коротком замыкании на стороне переменного тока обычно включается реактор.
Несимметричная мостовая схема на двух тиристорах и двух диодах (см. п. 3.1.2) применяется в диапазоне мощностей до 12—15 кВт. Таким преимуществам данной схемы, как меньшая индуктивность сглаживающего реактора из-за шунтирующего действия диодов, несколько меньшее потребление реактивной мощности и меньшее число тиристоров, противостоит тот недостаток, что эта схема может быть использована только в случаях, когда не требуется изменения направления передачи энергии. Плавкие предохранители должны быть включены на стороне сети, чтобы при их срабатывании диоды могли продолжать выполнять функции шунтирующего вентиля.
Система регулирования привода аналогична показанной на рис. 6.1. Серийно изготавливаемые установки типовой серии EGGh или EGGv системы THYRESCH [6.9] содержат управляемый преобразователь по симметричной или несимметричной однофазной мостовой схеме, регулирующие устройства, выпрямитель возбуждения, реакторы переменного тока и селеновые ограничители перенапряжений для непосредственного подключения к сети 220 или 380 В. При монтаже такой установки необходимо дополнительно подключить несколько внешних элементов, таких как выключатель, быстродействующие предохранители, фильтры для защиты от радиопомех, сглаживающий реактор и потенциометр уставки. Основные технические параметры типичных представителей приведены в табл. 6.2.
Трехфазная нулевая схема (см. п. 3.1.3) редко используется в преобразователях для электропривода, хотя согласно [6.10] она использована в преобразователе с совместным управлением для реверсивного привода.
Преобразователи по шестипульсной мостовой схеме (см. п. 3.1.4) характерны для электроприводов средней мощности (рис. 6.2), однако в последнее время применение этой схемы все чаще распространяется также и на область небольших мощностей. Промышленностью выпускается серия тиристорных преобразователей, выполненных по этой схеме в виде комплектных типовых блоков [6.11].
Регулируемые преобразователи для электропривода средней мощности (примерно до 250 кВт) выполняются в основном по шестипульсной (трехфазной) мостовой схеме (см. п. 3.1.4). При использовании симметричного варианта 341
У Таблица 6.2. Основные параметры тиристорных преобразователей системы THYRESCH м для электропривода при измерении частоты вращения с помощью тахогенератора
Наименование
Нереверсивный привод
Реверсивный привод
Обозначение
EGGv 310/30
EGGv260/60
DGGv480/420
DGGv480 '420
DGGv440/160
DGKv440/160
Схема
В2
В2
Вб
Вб
Напряжение сети €/сном, В
Однофазное 380
Однофазное 380
Трехфазное 380 ( + 10, -15"/,) 50, 60Гц(+5%)
Тречфазное 380 (+10, -15%) 50 Гц (+5%)
Номинальный потребляемый ток, А
37
67
350
k d maxi ^, ПРИ с = ^с. ном И ^d — ^d ном
370
260
480
—
Ud ном. Р
Id том, "
270
30
220
60
4401400)
420
160
Нестабильность частоты вращения при ^1 d " 0,9 Id ном, А^с = 0,1 Uc, ном. ДТ = 10 °с
<3,8%
<0,9%
<0,9%
<0,6%
Диапазон регулирования частоты вращения
<1:100
<1:500
<1:500
1:100
Окружающая температура, °C
04- +45
—10 4-+55
Габаритные размеры, мм
200 x 354 x 270
520X880X280
800x2000x800
800 x 2000 x 660
~380 В,50,60 Гц О
Рис. 6.2. Система регулирования частоты вращения нереверсивного привода типа DGGv 480 с устройством обработки информации GZ 800 для средней мощности:
I — источник питания; 2 — уставка частоты вращения; 3 — регулятор частоты вращения с ограничением по выходу: 4 — регулятор тока якоря с ограничением по выходу; 5 — устройство управления со снятием импульсов для защиты; 6 — преобразователь; 7 — узел измерения тока; 8— тахогенератор; 9^ логическая схема; 10 — питание обмотки возбуждения. Штрихпунктирной линией обведены элементы, входящие в состав регулирующего устройства типа DGGv (см. табл. 6.2)
этой схемы на шести тиристорах возможен реверс потока энергии, что необходимо для осуществления четырехквадрантного режима работы. Реакторы на стороне сети (см. рис. 3.10) служат для ограничения тока короткого замыкания, что особенно необходимо при подключении преобразователя к сети без трансформатора. Анодные реакторы (воздушные или насыщающиеся на ферритовых сердечниках) и защитные ЯС-цепочки ограничивают величину du/dt на вентилях. Скачки напряжения на тиристорах, обусловленные эффектом накопления носителей в полупроводниковой структуре и накладывающиеся при коммутации на кривую обратного напряжения, имеют наибольшую амплитиду в инверторном режиме при угле [3=60°. Ограничение этих скачков напряжения особенно необходимо при использовании встречно-параллельной схемы в реверсивных электроприводах. С ростом мощности преобразователя функции сглаживающего реактора расширяются, так как он ограничивает ток при повреждениях в цепи нагруз-
кИ, а также обеспечивает Согласование защитного действия предохранителей в цепях вентилей и применяемого только при повышенной мощности быстродействующего выключателя постоянного тока (см. п. 4.2.1).
В рассматриваемом диапазоне мощностей несимметричный вариант схемы с шунтирующим диодом не используется.
Типовая структура преобразователя и системы регулирования электропривода показана на рис. 6.1. Измерение тока обычно осуществляется с помощью трансформаторов тока, включенных на стороне трехфазной сети. Однако наличие тока через RC-цепочки, подключенные параллельно вентилям, приводит к недопустимым погрешностям, в связи с чем необходимо перейти к измерению тока на выходе преобразователя с помощью трансформаторов постоянного тока или датчиков Холла [6.12]. Наряду с тахогенератором для измерения частоты вращения при невысоких требованиях к ее постоянству используется мостовая схема, измеряющая ЭДС якоря.
С ростом мощности электропривода увеличивается сложность как силовой части, так и системы регулирования преобразователя. Это видно из рис. 6.2, на котором показана структура системы регулирования преобразователя типа DGGv 480 серии THYRESCH, технические данные которого приведены в табл. 6.2. Приведенная на рисунке типовая система регулирования обеспечивает работу электропривода в соответствии с предъявляемыми к нему требованиями при режиме непрерывного тока преобразователя, а также при постоянном потоке возбуждения двигателя. Если эти условия могут не соблюдаться, необходимы дополнительные устройства (см. ниже).
Дважды трехфазная (шестипульсная) схема с уравнительным реактором (см. п. 3.1.4) [6.14] довольно редко используется в новых устройствах, однако она часто сохраняется при замене в ранее разработанных преобразователях ртутных вентилей на полупроводниковые. Равномерное деление выпрямленного тока между двумя вентильными группами гарантируется только тогда, когда одновременно с основным контуром регулирования производится подрегулирование углов управления вентилей обеих групп в зависимости от значения и знака разницы токов в обмотках уравнительного реактора (рис. 6.3).
В преобразователях для электроприводов большой мощности (от 250 кВт до нескольких мегаватт) (см. п. 3.1.5) [6.15, 6.16] в качестве основной схемы также применяется шестипульсный (трехфазный) мост, однако его 344
Рис. 6.3. Система регулирования тока якоря двигателя для преобразователя по шестипульсной схеме с уравнительным реактором и выравниванием токов в обмотках реактора:
/ — регулятор тока; 2— система управления вентилями; 3— измерительный усилитель по схеме с модуляцией сигнала; 4 — фазочувствительный детектор переменного напряжения
питание от сети осуществляется через соответствующий трансформатор. В зависимости от требуемых тока и напряжения используются одинарная мостовая схема с несколькими параллельно и последовательно включенными вентилями в плече или составные преобразователи, состоящие из нескольких мостов, соответствующим образом включенных (рис. 6.4). Использование нескольких вентилей в каждом плече моста делает необходимым принятие дополнительных мер с целью равномерного деления токов и напряжений [6.17, 6.18]. Составные преобразователи, являющиеся двенадцатипульсными (рис. 6.4,6 и в), благодаря меньшему содержанию высших гармоник в кривой потребляемого тока оказывают меньшее влияние на питающую сеть, особенно вредное при больших мощностях. При наличии двух двигателей, связанных механически общим валом, целесообразно соединить их якоря последовательно, что приведет к повышению результирующей сглаживающей индуктивности в цепи выпрямленного тока без применения дополнительных реакторов. Особенно эффективна при этом схема с двумя преобразователями. Если не требуется инверторный режим, то можно последовательно включить один неуправляемый и один управляемый трехфазные мосты (рис. 6.5) [6.3]. Такая схема является типовой для приводов с неглубоким регулированием, одна- 345
Рис. 6.4. Составные преобразователи большой мощности с последовательным или параллельным соединением вентильных мостов: а — шестипульсный ре- жим; бив — двенадца- гипульсный режим
Рис. 6.5. Составной преобразователь с последовательным согласным или встречным включением неуправляемого и управляемого мостов
ко следует отметить, что по своему влиянию на сеть она соответствует шестипульсному преобразователю.
Структура системы регулирования во многом подобна структуре для преобразователей средней мощности. При наличии двух параллельно работающих преобразователей, особенно при включении их через уравнительные реакторы (рис. 6.4,в), целесообразно с целью обеспечения равномерного деления между ними тока предусмотреть отдельные контуры регулирования по току (рис. 6.6).
В установившемся режиме зависимость угловой скорости от момента на валу двигателя постоянного тока с независимым возбуждением имеет линейный падающий ха- 546
Рнс. 6.6. Система регулирования тока в преобразователе с двумя параллельно работающими вентильными группами:
/—5 — то же, что и на рис. 6.2; 6 — усилители управляющих импульсов
рактер, если питающий преобразователь работает в режиме непрерывного тока (рис. 6.7). При этом справедливо
сФсФМ(сФ)=М(сФ)=R,R,(6-1)(6-1)
сФ
сФ
М(сФ)=
М(сФ)=
R,
R,
(6-1)
(6-1)
где Q — угловая скорость двигателя; Uda — напряжение на выводах преобразователя при урле управления а; М — момент на валу двигателя; R — эквивалентное активное сопротивление цепи постоянного тока; Ф — магнитный поток возбуждения; с — постоянная двигателя.
В области прерывистого тока характеристики отклоняются от выражения (6.1), а именно: скорость двигателя повышается по сравнению с режимом непрерывного тока, (рис. 6.7), шунтирующий («нулевой») вентиль, включенный на выходе выпрямителя параллельно нагрузке, вызывает сдвиг границы прерывистого тока в сторону меньших токов (см. рис. 3.3). Регулировочную характеристику Q=f(a) при М в качестве параметра можно получить из выражения (6.1).
Динамические свойства преобразователей установки существенно зависят от режима работы преобразователя совместно с нагрузкой (непрерывный или прерывистый ток), а также от значений определенных параметров, изменяющихся в процессе работы, например от Ф, а и др. При этом во многих случаях рассматривается лишь отклонение от рабочей точки, так что нелинейности (например, в регулировочной характеристике преобразователя) и ог-
Рис. 6.7. Зависимости угловой скорости двигателя от момента на валу двигателя с независимым возбуждением, питающегося от вентильного преобразователя:
граница прерывистого тока; Qo - угловая скорость при холостом ходе
раничения не проявляются или проявляются лишь при больших уровнях сигнала. Нелинейность передаточной характеристики электромеханической системы приводит иногда к нестабильности системы. Эти трудности преодолеваются часто за счет сознательного ухудшения динамических характеристик.
Диапазон регулирования частоты вращения двигателя можно расширить за счет ослабления поля. Однако следует учитывать, что при частоте вращения свыше номинальной, полученной за счет уменьшенного тока возбуждения, развиваемый двигателем вращающий момент снижается. Если при использовании этого способа правильно выбрать двигатель по моменту, то иногда можно перейти к использованию менее мощного двигателя и за счет снижения при этом диапазона регулирования напряжения на якоре получить увеличение среднего за какое-то время коэффициента мощности. В случае многодвигательного привода с общим преобразователем для питания всех якорных цепей регулирование возбуждения отдельных двигателей можно использовать для подстройки их частоты вращения под требуемое значение. При введении в контур регулирования частоты вращения сигнала, пропорционального ЭДС якоря (рис. 6.8), ослабление поля происходит автоматически.
Если некоторые параметры системы в процессе изменения уходят за определенные граничные значения, структура системы изменяется и для получения требуемых ди- 348
наМических свойств необходимы адаптивные дополнительные устройства. Примером может служить переход преобразователя в режим прерывистого тока.
При прерывистом токе цепь якоря двигателя уже не может быть охарактеризована постоянной времени, что означает такое изменение структуры контура регулирования, которое при известных обстоятельствах может привести к нестабильности, поскольку обычно параметры этого
Рис. 6.8. Контур регулирования ЭДС цепи якоря с подчиненным регулированием тока возбуждения:
/ — регулятор ЭДС с ограничением; 2 — регулятор тока возбуждения с ограничением; 3— схема управления тиристорами; 4 — преобразователь для питания цепи возбуждения; 5 — мост для измерения ЭДС якоря с потенциальной развязкой выходного сигнала
контура бывают выбраны из расчета получения достаточно высоких динамических свойств привода при непрерывном токе. Чтобы избежать нестабильности во всем диапазоне характеристик преобразователя, коэффициент передачи регулятора тока якоря должен соответствовать при непрерывном токе пропорционально-интегрирующему звену (ПИ-звену) и при прерывистом токе — интегрирующему звену (И-звену). Это требование реализуется с помощью саморегулирующегося (адаптивного) регулятора тока якоря, в котором свойства пропорционально-интегрирую- щего регулятора создаются за счет введения последовательно включенных пропорционально-дифференциального (l+pTn) и интегрирующего (1/рГо), звеньев, а интегрирующего регулятора — за счет введения параллельно включенных пропорционального и интегрирующего звеньев 1Д и \/рТа. Определение момента переключения регулятора с ПИ- на И-звено осуществляется магнитным или оптоэлектронным нуль-органом, фиксирующим момент спада тока якоря до нуля и переключающим с помощью соответствующего электронного коммутатора структуру регулятора тока. Задача нуль-органа состоит в том, чтобы возможно точнее фиксировать переход в режим прерывистого тока
Наряду с применением адаптивных регулирующих систем изменение коэффициента передачи преобразователя на границе прерывистого тока можно в известной степени компенсировать с помощью подчиненного регулирования напряжения [6.26].
Режим прерывистого тока влияет не только на динамику регулируемого привода. При работе преобразователя в этом режиме могут возникать колебания за счет взаимодействия между защитными ^С-цепочками и индуктивно-
Рис. 6.9. Адаптивный регулятор частоты вращения:
/ — регулятор частоты вращения; 2— дополнительный усилитель; 3— блок перемножения
стью якорной цепи. Эти колебания могут приводить к недопустимым перенапряжениям на тиристорах и поэтому требуют применения тех или иных способов демпфирования [6.27].
Для компенсации вредного с точки зрения динамики привода снижения усиления в контуре регулирования частоты вращения при ослаблении поля к регулятору частоты вращения добавляется компенсирующий усилитель, который в простейшем случае дискретно повышает его коэффициент передачи [4.47], однако если добавить в схему интегральный четырехквадрантный умножитель (рис. 6.9), удается обеспечить непрерывное изменение усиления [6.28]. Благодаря этому можно весьма простыми средствами обеспечить диапазон регулирования частоты вращения до 1 :3000 при отсутствии перерегулирования в верхней части диапазона.
При срабатывании предохранителей в цепях параллельных вентилей в преобразователях большой мощности необходимо уменьшить уставку ограничиваемого тока. Это осуществляется с помощью контрольных реле, снижающих значение уставки ограничиваемого тока.
При проектировании силовой схемы преобразователя желательно выбирать индуктивность дополнительного реактора La минимально возможной или в диапазоне малых 350
и средних мощностей полностью отказаться от него. Машины постоянного тока, предназначенные для питания от преобразователей, характеризуются большими допустимыми пульсациями тока якоря (коэффициент пульсаций q= —0,15-7-0,45), высокой допустимой скоростью изменения тока, что необходимо для обеспечения высокого быстродействия привода (при шихтованном статоре свыше 100— 200 кА/с), а также номинальными напряжениями, которые допускают бестрансформаторное подключение преобразователя к сети (табл. 6.3). Непосредственное подключение двигателя к преобразователю без реактора (Ld=0) возможно при выполнении соотношения
(6.2)(6.2)ft?' .^Чо, ^Я Л/пОМ
(6.2)
(6.2)
где Ья — индуктивность якоря; fw— коэффициент, зависящий от числа пульсаций на периоде частоты сети р, т. е. от схемы преобразователя и угла управления а (табл. 6.4).
Выбор двигателя по мощности осуществляется из заданного стандартного ряда с учетом выбранного предварительно номинального напряжения и требуемого момента двигателя, при этом следует согласовать номинальный ток
Таблица 6.3. Соотношение напряжений для наиболее употребительных схем
Напряжение, В
Двухпульс ная мостовая схема В2
Шестипульсная мостовая
схема Вб
ис ^dlo ^дв.вом
220 380
198 342
160 270
380
513 400—440
500
675
540- 600
600
892 710—750
Таблица 6.4. Значение коэффициента fw для различных преобразовательных схем (максимальное значение для а=90°, т. е. при Udto=^
Ко-ффициент
и та
Двухпульсная мостовая схема
и г*'
К S (Is
у
к со у К <и
Шестипульсная мостовая схема
симметричная
несимметричная
симметричная
несимметричная
fc, мс, при fc=50 Гц
1,52
1,52
1.05
0,58
0,134
0,134
0,32
двигателя и допустимый ток преобразователя (определяемый схемой преобразователя и типом тиристоров и предохранителей) и учесть необходимость снижения момента при наличии пульсаций тока якоря в соответствии с формулой
(6.3)(6.3)М'(М= МУТл^.
(6.3)
(6.3)
Из (6,3) видно, что при небольших пульсациях (^^ ^0,15) снижение момента по сравнению с моментом при питании двигателя чисто постоянным током практически не требуется.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА БАЗЕ ИМПУЛЬСНЫХ РЕГУЛЯТОРОВ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразовательные устройства с импульсными регуляторами постоянного напряжения получили большое распространение в регулируемом электроприводе благодаря возможности получения высокого коэффициента мощности и высокой точности (в связи с высокой частотой и малым коэффициентом пульсаций) [6.33]. Основные схемы регуляторов рассмотрены в § 3.7.
Источником напряжения в большинстве случаев является неуправляемый выпрямитель, в специальных случаях, например в установках гарантированного питания, дополнительно применяется аккумуляторная батарея. Регулятор постоянного напряжения используется преимущественно в особо точных электроприводах, например для станков повышенной точности; в электроприводах с системой гарантированного питания, например в бумажной промышленности, а также в многодвигательных приводах, которые питаются от общих шин с неизменным постоянным напряжением, например в машинах, производящих листовое стекло.
Рис. 6.10. Применение транзисторов в импульсных регуляторах:
а — для выключения основного тиристора; б — параллельное соединение двух транзисторов в качестве основного ключевого элемента
Из всего многообразия схем тиристорных импульсных регуляторов постоянного напряжения выбираются на практике схемы с узлами принудительной коммутации, работа которых не зависит от тока нагрузки, так как ток якоря двигателя изменяется в весьма широких пределах. При использовании в схеме регулятора специальных быстродействующих тиристоров частота коммутации может
Рис. 6.11. Схема регулятора постоянного напряжения с мощным транзистором [6.34]. Выходная мощность 9 кВт; частота переключений 20 кГц
составлять несколько килогерц. Весьма перспективно для коммутации тиристоров использовать сильноточные транзисторы (рис. 6.10,а), [6.35].
При мощности до 25 кВт регулятор постоянного напряжения может быть построен полностью на мощных транзисторах (рис. 6.11). В ближайшее время граница по мощности для транзисторных регуляторов может быть поднята до 40 кВт и выше [2.36], причем в перспективе для электропривода требуются транзисторы со следующими параметрами: ток коллектора /к— до 400 А, напряжение коллектор— эмиттер Пкэ° =4004-500 В. Меньшая по срав-
нению с тиристорами перегрузочная способность транзисторов и небольшое усиление по току (В «10) компенсируются отсутствием необходимости в специальных коммутирующих устройствах и возможностью работать при частотах до 100 кГц, в связи с чем габариты фильтров в силовых цепях получаются небольшими. Повышение частоты импульсов уменьшает вредное влияние преобразователя на сеть и снижает пульсации момента двигателя, в связи с чем последний лучше используется. Следует, однако, учитывать, что в этом диапазоне частот и другие элементы схемы, такие как диоды, конденсаторы, сердечники реакторов, должны удовлетворять более высоким требованиям.
В транзисторных регуляторах из-за низкой перегрузочной способности силовых транзисторов необходимо уделять особое внимание ограничению аварийных токов и перенапряжений. Для всех рабочих режимов регулятора необходимо, чтобы рабочая точка в семействе коллекторных характеристик транзистора не выходила из области безопасной работы, для чего необходимо ограничить максимальный коллекторный ток 1Ктах (в импульсном режиме), максимальную мощность потерь Рптах и максимальное напряжение коллектор — эмиттер U^amax- С этой целью в некоторых случаях приходится включать последовательно или параллельно несколько транзисторов (рис. 6.10,6). В последнем случае необходимо обеспечить равномерное деление тока по транзисторам, что часто осуществляется за счет соответствующего регулирования токов базы.
Следующие замечания относятся к регуляторам постоянного напряжения как на тиристорах, так и на транзисторах. Приведенная на рис. 3.9 схема может обеспечить работу двигателя лишь в первом квадранте характеристики «частота вращения — момент». С помощью схемы, показанной на рис. 6.12,а, выходное напряжение (рис. 6.12,6) в режиме непрерывного тока может получать также отрицательные значения:
П2/(/1=2Т—1, (6.4)
где ч—ТхЛА+ТгУ, Тг и Т2 — время включенного и выключенного состояний силового тиристора или транзистора в двух регуляторах 1, работающих синхронно. Вследствие этого может быть обеспечено быстрое снижение тока якоря. На интервале запертого состояния обоих регуляторов ток двигателя протекает через диоды навстречу входному напряжению. Чтобы принимать протекающий в обратном направлении в цепи питания ток, достаточно при 354
Рис. 6.12. Регулятор постоянного напряжения для работы в I и IV квадрантах:
а — принципиальная схема: / — силовой тиристор с коммутирующим устройством или мощный транзистор; б—выходное напряжение
небольшой мощности двигателя включить на входе конденсатор.
В импульсных регуляторах постоянного напряжения могут использоваться следующие способы регулирования: широтно-импульсное регулирование (7] или T2=var, T=const);
частотно-импульсное регулирование (Ti=const, Т2 и T=var);
двухпозиционное регулирование по току (1\, Т2 и Т= = var).
Из двух первых способов для питания привода особенно подходит широтно-импульсное регулирование, которое из-за постоянства длительности периода Т в основных чертах аналогично фазовому регулированию в управляемых преобразователях с сетевой коммутацией. Поэтому структура системы регулирования привода соответствует в основных чертах структурам, представленным на рис. 4.39 или 6.2. Для управления импульсными регуляторами часто вместо аналогового модулятора длительности импульсов используют цифровые устройства. Измерение тока двигателя нужно проводить на стороне постоянного тока (см. рис. 6.1).
На рис. 6.13,а показана замкнутая система, осуществляющая двухпозиционное регулирование по току. Схема основного контура регулирования частоты вращения не отличается от известных. Вместо требования большой индуктивности якорной цепи в данном случае сам принцип
действия схемы обеспечивает минимальные пульсации тока. Разность сигнала уставки иуст и сигнала, пропорционального истинному значению тока, Uj подается на пороговый элемент 1 (триггер с регулируемым гистерезисом, рис. 6.13,6). Его выходной сигнал через усилитель—формирователь импульсов 2 управляет включением основного и вспомогательного тиристоров или включением и выклю-
Ua*
Рис. 6.13. Двухпозиционное регулирование тока якоря:
a — принципиальная схема; б — характеристика порогового элемента; е —диаграмма тока
чением силовых транзисторов регулятора 4. Пульсации тока Aid определяются шириной петли гистерезиса, среднее значение тока соответствует заданному сигналу уставки (рис. 6.13,в). Частота коммутации вентилей зависит от Aid, от задаваемого среднего тока и постоянной времени якорной цепи 7„. Наибольшая частота [тож устанавливается при половине максимального тока и составляет
fmax== Idmax/^TaAid^ •(6.5)
. ВЛИЯНИЕ НА СЕТЬ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
С СЕТЕВОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Так как в электроприводе влияние преобразователей на питающую сеть имеет особенно важное значение, ниже дополнительно к основному изложению этих вопросов в п. 4.1.6 приведены более подробные указания [3.69, 6.39].
Как показано на рис. 4.12, глубина провалов в кривой питающего напряжения ограничена индуктивным сопротивлением коммутации xt, которое определяется сопротивлением рассеяния преобразовательного трансформатора и (или) индуктивным сопротивлением реактора, включенного последовательно на стороне переменного тока.
356
Относительное снижение напряжения в точке подключения Л (см. рис. 4.12) характеризуется коэффициентом х:
_ «с'Uxt
и^ X/ + Хс их( + Км
где uxt — относительное напряжение короткого замыкания преобразовательного трансформатора или соответствую-
Рис. 6.14. Графики для оценки влияния шестипульсного мостового преобразователя на питающую сеть:
а — степень снижения мгновенного напряжения х в точке подключения за счет коммутации в функции относительного напряжения короткого замыкания их1 при коэффициенте подключения Рд^^у" в качестве параметра; б — рабочая область преобразователя, ограниченная допустимой глубиной провалов в кривой напряжения (кривая /, Xi<x2) и снижением действующего напряжения сети к= =*UCZIUC (кривые 2)
щего реактора; км—Pdn/SY"— коэффициент относительной мощности преобразователя (или коэффициент подключения); SK"—мощность короткого замыкания сети в точке подключения.
На рис. 6.14,а приведены зависимости х от u^t при км в качестве параметра.
Из-за коммутационных провалов снижается не только мгновенное значение питающего напряжения в точке подключения, но соответственно также и его действующее значение ыс'. Это уменьшенное напряжение характеризуется коэффициентом 'k = Uc'/Uc. Если заданы значения х, к и uxt, допустимое значение коэффициента подключения км можно определить по рис. 6.14,6. При этом допустимая для работы область на этом графике для одиночных преобразователей больше, чем для устройств с несколькими преобразователями, питающими отдельные двигатели, которые могут взаимно влиять друг на друга.
Кроме того, если известны наименьшее допустимое значение х и мощность короткого замыкания сети S/', можно определить минимально допустимое дополнительно включенное индуктивное сопротивление х1тгп".
Х1т1п = -^2,86^-. (6.7)
1 —х SK"
Уравнение (6.5) показывает, что при неблагоприятных условиях (высокое напряжение Uc и малая мощность S/') необходимо значительное дополнительно включенное сопротивление, чтобы не допустить снижения напряжения в точке подключения ниже заданного значения (например, х=0,8).
Если в отношение P^/Sy." вместо мощности короткого замыкания сети подставить S/'^Stn/^i (где S<n — мощность трансформатора) и принять во внимание, что Szn^ ^Pdo, то граничное значение коэффициента относительной мощности будет равно &м=Рdo/SK"=Uxt. Таким образом, этот коэффициент теоретически не может быть больше, чем uxt.
С учетом приведенных соображений можно, если известны подключенные к сети потребители, выявить необходимость включения добавочных сопротивлений и рассчитать их значение, чтобы выполнить определенные требования к параметрам сети в точке подключения [4.2] и тем самым снизить до допустимого уровня взаимное влияние параллельно включенных приводов. Наряду с хорошо известными способами снижения искажений (применение настроенных резонансных фильтров и др.) все большее значение приобретают схемы преобразователей с малым потреблением гармоник, например импульсные преобразователи с принудительной коммутацией [6.40].
ЭЛЕКТРОПРИВОДЫ С РЕВЕРСОМ МОМЕНТА
Реверс момента, который часто связан также с реверсом направления вращения двигателя, требует изменения направления тока якоря или тока в обмотке возбуждения. Чтобы рабочую область двигателя и соответственно преобразователя можно было распространить на все четыре квадранта плоскости М; М или Ud\ Id, необходимы определенные комбинации описанных в § 6.2 управляемых однонаправленных преобразователей и дополнительных элементов, вводимых в силовую цепь (рис. 6.15). Следует 358
заметить, что основные сведения о принципе работы реверсивных преобразователей уже были приведены в п. 3.3.2.
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ
Общие положения. Выбор способа, обеспечивающего реверс момента (рис. 6.15), определяется требованиями технологического процесса. В приводах с частым и быстрым реверсом момента вращения обычно используют реверсивные преобразователи в цепи якоря. Электроприводы, в которых направление момента вращения изменяется редко, выполняются в большинстве случаев с применением механического коммутатора в цепи якоря или возбуждения. В этих случаях низкая стоимость окупает плохие динамические свойства. На рис. 6.16 показаны основные схемы реверсивных преобразователей. Для реверсивного привода малой мощности применяется исключительно встречно-параллельное включение вентильных групп, выполненных преимущественно по схемам М2, В2, М3 или Вб [6.9, 6.10, 6.42], причем в большинстве случаев преобладает шестипульсная мостовая схема (Вб). Использование перекрестной или гибридной Н-схемы (рис. 6.16,6 и в) оправдано лишь при повышенных мощностях. В большинстве случаев в этих схемах используется один трансформатор с двумя отдельными вентильными обмотками и общей сетевой обмоткой.
Во встречно-параллельной и перекрестной схемах образуется контур уравнительного тока (рис. 6.16), в который нагрузка не входит. Если обе группы вентилей управляются согласованно, то несмотря на равенство средних значений выпрямленных напряжений Udia=U<nfi в указанном контуре протекает уравнительный ток из-за разности мгновенных значений этих напряжений (см. рис. 3.21). Он зависит от схемы преобразователя и активного и особенно индуктивного сопротивлений уравнительного контура. Уравнительный ток вызывает дополнительную нагрузку вентилей и трансформатора, увеличивает потребление от сети реактивной мощности, ухудшает общий КПД и увеличивает возможность опрокидывания инвертора при провалах напряжения сети. При увеличении угла управления вентильной группы, проводящей ток нагрузки, возникает динамический уравнительный ток. Для ограничения уравнительного тока при согласованном управлении в схему включаются ограничительные (уравнитель-
Рис. 6.15. Применение ведомых сетью преобразователей для реверса вращающего момента двигателя:
а — переключение в цепи якоря с помощью реверсивного преобразователя, с уравнительным током или без уравнительного тока; б — механический переключатель в цепи якоря; в — электронное переключение в цепи возбуждения с помощью реверсивного преобразователя (ЭРВ); г— механический или электронный переключатель в цепи возбуждения (МРВ)
Схема
Мощность
Схема вентильной группы
Рис. 6.16, а — встречно-параллельная
Рис. 6.16, б — перекрестная
Рис. 6.16, в — Н-схема**
Любая
Средняя н большая
Большая
М2, В2*. М3. Вб* Вб (М2, В2, М3 — редко) Вб*
• Возможно непосредственное подключение к сети мостовых вентильных групп ** Тольке при раздельном управлении, т. е. при 1^ = 0.
Рис. 6.16. Основные схемы реверсивных преобразователей: — • — контур протекания уравнительного токаРис. 6.16. Основные схемы реверсивных преобразователей: — • — контур протекания уравнительного тока
Рис. 6.16. Основные схемы реверсивных преобразователей: — • — контур протекания уравнительного тока
Рис. 6.16. Основные схемы реверсивных преобразователей: — • — контур протекания уравнительного тока
ные) реакторы £уР. Наряду с указанными недостатками согласованное управление характеризуется отсутствием паузы при переходе тока нагрузки через нуль, в связи с чем реверсивный преобразователь позволяет осуществлять плавный реверс момента вращения и имеет при этом небольшое время реверса. При раздельном управлении уравнительный ток полностью подавляется и указанные недостатки отсутствуют, в связи с чем можно польностью использовать преобразователь и трансформатор по току, а габариты установки снижаются. При работе без уравнительного тока импульсы управления подаются только на
ту вентильную группу, которая проводит ток нагрузки, а импульсы управления, подаваемые на другую группу, находящуюся в состоянии готовности проводить ток в противоположном направлении, остаются запертыми до тех пор, пока однозначно не выяснится, что ток в первой группе стал равен нулю. Такой режим требует при переходе тока через нуль бестоковой паузы, минимальная длительность которой определяется частотными свойствами вентилей. Режим раздельного управления без уравнительного тока используется в большинстве случаев при повышенных мощностях, в то время как согласованное управление используется при необходимости обеспечить особо быстрый реверс двигателя без паузы и без бросков момента. Схемы с механическим (рис. 3.18,в и 6.15,6) или электронным реверсивным (рис. 3.20 и 6.15,а) переключателем принципиально соответствуют реверсивному преобразователю с раздельным управлением без уравнительного тока, так как тоже требуют определенной бестоковой паузы.
Реверсивные электроприводы используются в прокатных станах, лифтах, шахтных подъемниках и станках (приводы подач). На принципе реверсивного преобразователя строятся также непосредственные преобразователи частоты, используемые для питания двигателей переменного тока (см. п. 3.5.4).
Преобразователи для питания цепи якоря. Принцип согласованного управления предполагает, что углы управления Oi и оц обеих вентильных групп преобразователя связаны соотношением
ci-|-uii=180°-|-,ф, (6.8)
где угол ф выбирается в зависимости от ряда соображений.
При симметричном управлении, когда ф=0, уравнительный ток определяется по табл. 6.5. Для встречно-параллельной мостовой схемы требуется два (или четыре насыщающихся) ограничительных (уравнительных) реактора (рис. 6.16,а). Хотя в перекрестной схеме имеется только один уравнительный контур (рис. 6.16,6), ограничительные реакторы с индуктивностью по крайней мере £ур/2 включаются в цепь каждой вентильной группы, чтобы одновременно использовать их индуктивность также и для сглаживания тока якоря. В области больших мощностей используется, как правило, именно эта схема, так как в этом случае пульсации уравнительного тока имеют шестикратную частоту. Однако эта схема характеризуется 362
Таблица 6.5. Основные показатели схем реверсивных преобразователей
Вид схемы и управления
3
S с;
S
s бе
Наибольшее среднее значение уравнительного тока zyp. Ср =
«I?
§ о о 5 о т
? >> s о
Схема и коэффициент ис пользе-' вания трансформатора (на одну вентильную группу)
STp ~
УР V 2 ^2ном
(при ф=0)
Udi 0 d ном
М2
1,27
2
1,34
Встречно-параллельно с .
В2
1,27
2
1,11
совместным управле-
М3
0,57
3
Д/У 1,35 У/Z,
нием
1,46
Вб
0,57
3
У/У, 1,26
Встречно-параллельная
Вб
—
—
У/У, 1,05
с раздельным управле-
ьием
Перекрестная с совмест-
Вб
0,11
б
У/У, 1,57
ным управлением
Н-схема с раздельным
Вб
—
—
У/У, 1,26
управлением
худшим по сравнению со схемой с встречно-параллельными вентилями использованием трансформатора.
Уменьшение индуктивности ограничительных реакторов возможно за счет несимметричного управления, когда в соотношении (6.6) ф>0*.
Динамический уравнительный ток может возникнуть при переходе вентильной группы от инверторного к выпрямительному режиму. Однако он не возникает, если скорость изменения угла управления а при переходе от инверторного режима к выпрямительному согласована со скоростью перехода другой групппы в обратном направлении, что осуществляется, например, с помощью несимметричного фильтра или с помощью подчиненного регулятора напряжения [6.26], который предпочтительнее при больших мощностях. Способ подавления тока уравнительного контура, показанный на рис. 6.17, обладает при сравнимых затратах тем преимуществом, что благодаря перекрестному введению в контур регулирования сигналов, пропорциональных токам групп, и безынерционному
Рис. 6.17. Система реверсивного преобразователя с токозависящим подавлением уравнительного тока:
1 — регулятор частоты вращения с ограничением по выходу; 2 — регулятор тока якоря с ограничением по выходу; 3 — инвертирующий (—1) и неинвертирующий ( + 1) усилители; 4— формирователь импульсов управления; 5 — измеритель тока; l^yct ~ сигнал уставки по частоте вращения
изменению углов си и ац динамический уравнительный ток устраняется почти полностью, причем остаточный уравнительный ток, зависящий от тока якоря, протекает лишь до тех пор, пока ток вентильной группы не достигнет значения, заданного сигналом уставки уравнительного тока U ур.уст- Индуктивность реактора в такой схеме определяется допустимыми пульсациями тока якоря.
ЭКСПЛУАТАЦИОННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Статические коэффициенты передачи реверсивного и нереверсивного преобразователей совпадают. Это справедливо также и в отношении динамических свойств, если при переходном процессе направления тока якоря и вращения ие меняются. Различия в динамике регулирования при переходе тока через нуль зависят от способа управления, рабочей области преобразователя (прерывистый или непрерывный ток) и дополнительно при раздельном управлении от способа идентификации момента перехода тока через нуль и конкретного исполнения регулятора тока. Бестоковая пауза, возникающая при раздельном управлении при переходе тока через нуль, ухудшает качество контура регулирования тока и, следовательно, качество регулирования частоты вращения. Ее действие сравнимо с временем запаздывания. Пропорционально длительности 364
этой паузы возрастает время регулирования тока и, следовательно, повышается склонность к колебаниям контура регулирования частоты вращения. Эти недостатки в схемах с раздельным управлением можно лишь в большей или меньшей степени (в зависимости от конкретных условий) уменьшить за счет укорачивания бестоковой паузы (например, с помощью адаптивного изменения параметров регулятора тока) и более точного определения момента перехода тока через нуль (например, с помощью контроля обратного напряжения тиристора). Различные варианты систем регулирования реверсивных преобразователей описаны в [6.28, 6.42, 6.44]. В заключение отметим, что динамика преобразователей с регулируемым уравнительным током и без уравнительного тока (с раздельным управлением) и адаптивным регулятором тока якоря примерно одинакова и превосходит динамику схем, в которых уравнительный ток снижен за счет включения значительных ограничительных реакторов.
Из соображений надежности коммутации вентильной группы, работающей в инверторном режиме, угол опережения |3 (см. п. 3.3.1) должен составлять по крайней мере 30° и соответственно угол задержки (угол управления) а, соответствующий выпрямительному режиму, также должен быть не менее 30°. Это приводит к уменьшению номинального напряжения на двигателе при заданном напряжении сети.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ АСИНХРОННЫХ ДВИГАТЕЛЕЙ
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Регулируемые электроприводы с двигателями постоянного тока нашли очень широкое применение, что во многом объясняется простотой требуемых для них преобразователей, осуществляющих регулирование тока (или напряжения) двигателей и при необходимости регулирование возбуждения. Такие электроприводы обладают также хорошими динамическими свойствами. Однако имеются области применения регулируемых электроприводов, в которых использование двигателей постоянного тока нежелательно или вообще невозможно как из-за ограничений по мощности или по частоте вращения (рис. 6.18), так и из-за особых условий эксплуатации, например когда нежелательно наличие коллектора, вызывающего искрение и
Таблица 6.6. Сопоставление регулируемых приводов с двигателями
Тип преобразователя (или тип системы .машина — преобразователь*)
Тип двигателя
Мощность, к Вт
Подсинхронный преобразовательный каскад
Асинхронный с фазным ротором
100—20 000
Регулятор трехфазного напряжения
Асинхронный короткозамкнутый
0,2—50
Непосредственный преобразователь частоты
Асинхронный с короткозамкнутым ротором
Синхронный
До 500
400-10 000
Двухзвенный преобразователь частоты с инвертором напряжения без импульсного регулирования выходного напряжения
Асинхронный с короткозамкнутым ротором или реактивный двигатель
3—200
То же, но с импульсным регулированием выходного напряжения инвертора
То же
40—500
Двухзвенный преобразователь частоты с инвертором тока с принудительной коммутацией
Асинхронный с короткозамкнутым ротором
50—500 (иногда до 5000)
Двухзвенный преобразователь частоты с инвертором, ведомым двигателем
Синхронный
400— 20000
366
переменного тока и вентильными преобразователями
Частота напряжения , подводимого к двигателю, Гц
Диапазон регулирования частоты вращения
Особенности
Предпочтительные области использования
Частота сети
От 1:1,2
Высокая стоимость
Компрессоры, питатель-
fi
до 1:2
при широком диапазоне регулирования частоты вращения. Торможение в сверхсинхронной области
ные насосы котлов, стенды испытания двигателей
Частота сети
1:20
Большая мощность
Небольшие по мощности
fi
(иногда до 1:50)
потерь в роторе; мягкая нагрузочная характеристика
установки с квадратичной зависимостью момента: воздуходувки, насосы, электроверетена, некоторые виды подъемников
04-±(1/2)Н
1:20
Легкий пуск. Невозможность получения синхронной скорости
Рольганги, цементные мельницы, большие вентиляторы, главный привод прокатного стана
0—400
От 1:2
До 1:5
Нет необходимости согласовывать двигатель с инвертором, возможность питания нескольких двигателей, устойчивость при холостом ходе
Рольганги, шлифовальные станки, прядильные машины в производстве искусственного волокна
04-+150
1:20
То же, полный момент при пуске; высокое динамическое качество регулирования
Испытательные стенды, тяговый привод, прядильные машины в производстве искусственного волокна
5—200
От 1:5 до 1:20
Двигатель должен быть согласован с инвертором, только однодвигательный привод
Испытательные стенды, тяговый привод, турбомеханизмы
5—150
1:20
Работа при низких частотах требует специальных способов коммутации вентилей инвертора
Компрессоры и вентиляторы большой мощности при высокой частоте вращения, насосы с широким диапазоном регулирования частоты вращения, пусковые устройства газовых турбин, синхронных двигателей и компенсаторов
187 375 75015006000
Играми.*
требующего обслуживания, в групповых приводах с требованиями синхронного вращения при требовании высокого постоянства частоты вращения и в линейных приводах.
В табл. 6.6 указаны возможные способы регулирования частоты вращения и момента двигателей переменного тока. В зависимости от типа двигателя эти способы сводятся к следующим:
в трехфазном асинхронном двигателе с фазным ротором частоту вращения можно регулировать без заметных потерь мощности изменением частоты напряжения, подводимого к статору, или напряжения в цепи ротора, а с потерями мощности — изменением напряжения, подводимого к статору, или с помощью сопротивлений в цепи ротора;
в трехфазном асинхронном двигателе с короткозамкнутым ротором частоту вращения можно регулировать без потерь изменением частоты статора и напряжения на статоре или с потерями только изменением напряжения на статоре;
регулирование частоты вращения синхронного электродвигателя можно осуществить без потерь только изменением частоты подводимого напряжения.
Для реализации указанных возможностей должны использоваться соответствующие преобразователи или трехфазные регуляторы переменного напряжения. В дальнейшем описываются основные методы регулирования, необходимые для этого преобразователи и структуры систем регулирования.
ПОДСИНХРОННЫЕ ВЕНТИЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
При подсинхронном вентильном каскаде [6.1, 6.45, 6.48, 6.49] для регулирования частоты вращения асинхронного двигателя с фазным ротором вводится в цепь ротора двухзвенный преобразователь (преобразователь с промежуточным звеном постоянного тока), который состоит из неуправляемого выпрямителя, выпрямляющего наводимое в роторе напряжение, и инвертора, ведомого сетью (рис. 6.19).
Напряжение на выходе выпрямителя равно sUdi, где s — скольжение, t/d2— выпрямленное напряжение при неподвижном роторе. Противо-ЭДС инвертора Ud$ = — Udi(£os^, где р — угол опережения [см. (3.74)]. Обозначив суммарное активное сопротивление цепи постоянного тока через R, получим для этой цепи равенство
s(Jd2=Hdiocos p+/?/d (6.9) или
s= (Ioccos P+^/d)/^- (6.10)
Таким образом, скольжение s можно регулировать изменением угла опережения р. Оно зависит также от тока Id и, следовательно, от развиваемого двигателем вращающего момента. Большая часть получаемой от ротора мощности скольжения sUdzh возвращается через инвертор в сеть переменного тока, поэтому регулирование частоты вращения не связано с заметным увеличением потерь мощности (как при введении в цепь ротора сопротивлений). Из-за того что нагрузкой ротора электродвигателя является выпрямитель, в токе ротора появляются высшие гармоники, которые вызывают увеличение потерь в обмотках. В связи с этим необходимо снизить мощность двигателя на 3—8% или выбрать двигатель с соответствующим запасом по мощности.
Инвертор может быть выполнен по любой из известных преобразовательных схем с полным числом управляемых вентилей. Структура системы регулирования в основных чертах не отличается от тех, которые используются в вентильном приводе постоянного тока. Типовая мощность выпрямителя в цепи ротора, сглаживающего реактора Ld и инвертора определяется максимальной мощностью скольжения и, следовательно, желаемым диапазоном регулирования частоты вращения. Поэтому подобные каскады 24—5269
ABC
Рис. 6.19. Система регулирования частоты вращения й подсинхронного преобразовательного каскада:
1— асинхронный двигатель с фазным ротором; 2—выпрямитель; 3—ведомый сетью инвертор; 4— тахогенератор; 5— измерители тока; 6 — регулятор частоты вращения; 7 — регулятор тока; 8 — блок формирования импульсов управления
экономичны только при небольшом диапазоне регулирования— от 1:1,2 до 1:2. Использование таких каскадов целесообразно прежде всего там, где незначительное изменение частоты вращения эффективно влияет на процесс, например в приводах для насосов, вентиляторов, компрессоров, испытательных стендов, насосов для питания котлов на электростанциях [6.50]. Весьма перспективной областью применения является регулирование частоты вращения многоковшового экскаватора, где требуется мощность порядка нескольких тысяч киловатт.
Если в цепь ротора асинхронного двигателя введен непосредственный преобразователь частоты, через который мощность может передаваться в обоих направлениях, каскад может работать как при подсинхронной, так и при сверхсинхронной скорости. Однако из-за повышенной стоимости оборудования этот вариант каскада на практике используется редко.
РЕГУЛИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ, ПОДВОДИМОГО К АСИНХРОННЫМ ДВИГАТЕЛЯМ
Частота вращения или скольжение асинхронного электродвигателя может регулироваться за счет изменения напряжения на статоре с помощью регулятора переменного напряжения. Характеристики асинхронного двигателя при
Рис. 6.20. Характеристики асинхронного двигателя при различных напряжениях статора:
а — зависимости частоты вращения от момента; б — зависимости частоты вращения от тока статора
управлении изменением напряжения приведены на рис. 6.20, где в качестве параметра взято отношение напряжения на статоре к его номинальному напряжению. Такие характеристики справедливы для определенного опрокидывающего скольжения sKP, которое зависит от сопротивления цепи ротора. На рис. 6.20 принято $кР=1. На диаграмме «частота вращения—момент» (рис. 6.20,а) нанесены линии неизменного тока статора, которые определены из характеристик рис. 6.20,6.
Рабочая область регулируемого путем изменения напряжения асинхронного двигателя ограничивается на диаграмме «частота вращения — момент» кривыми, соответствующими минимальному и максимальному напряжениям статора. Она ограничена также максимально допустимым током тиристорного регулятора. На рис. 6.20,а заштрихована рабочая область для диапазона изменения напряжения статора 0^17/17Ном^1 и максимального тока статора ^Мном—2,5. При таком ограничении тока двигатель развивает при трогании (52=0) момент Afrp/AfHOM^l,8.
24* 371
При регулировании частоты вращения изменением напряжения статора мощность скольжения преобразуется в тепло в роторе, а также в резисторах, если таковые включены в цепи ротора. Поэтому КПД электродвигателя при таком регулировании ухудшается [6.1]:
(6.И)(6.И)Т]~ 1—s.
(6.И)
(6.И)
Для изменения напряжения в большинстве случаев используются управляемые тиристорные или тиристорно-диодные регуляторы трехфазного напряжения без нулевого провода (см. рис. 3.56). Могут также применяться упро-
Таблицэ 6.7. Сравнение схем трехфазных регуляторов, используемых для регулирования напряжения статора асинхронных двигателей
Показатель
Схема
тиристорная по рис. 3.56 (без средней точки)
тиристор, мая по рис. 3.56 (со средней точкой)
тиристорно-диодная по рис. 3.56 (без средней точки)
тиристор, ная по
рис. 3.59 а
Число тиристоров /2
6
6
3
3
Число диодов т
—
—
3
—
Ток тиристора ^та'^Л!
0,45
0,45
0,45
0,675
Ток диода IDq1m
-—
—
0,45
—
Напряжение тиристоров (диодов)
I/T5
1/2
Кб
1/6
б Dmax> ^ Ртах М Коэффициент использования ти-
1,91
1,27
1,1
1,65
ристоров АТ = РТ Рм Коэффициентиспользования
—
1.1
—
диодов Ad=Pd Рм Результирующий коэффициент
1,91
1,27
1,46
1,65
использования вентилей А = Ат + (1/3) AD
Номер низшей гармонической
5
3
2
2
Диапазон регулирования угла
150°
180°
210°
210°
управления
Примечания: 1. 1Т — ток тиристора (среднее значение); I ^ — ток диода (среднее значение); 1М — ток двигателя (действующее значение); uDmax> uRmax _ максимальное прямое и обратное напряжение тиристоров (диодов); И^ —фазное на- пряжение двигателя; PT=nITUR^—типовая мощность тиристоров; PD = ml^U^ — типовая мощность диодов; Р^ = U^1^ — полная мощность двигателя.
2. В формуле A — AR + (1/3) А ^ коэффициент 1/3 учитывает, что стоимость тиристора в 3 раза выше стоимости диода.
щенные схемы, показанные на рис. 3.59, или регуляторы переменного напряжения лишь в двух шинах, однако последние рекомендуются лишь для небольших мощностей или для получения мягкого пуска. В табл. 6.7 дается сравнение требований и затрат на тиристоры и диоды для некоторых важнейших схем.
Если вместо встречно-параллельных тиристорных пар применяются симисторы, выгоды симметричного регулятора с нулевым проводом проявляются сильнее, так как в
Рис. 6.21. Схема тиристорного регулятора напряжения с реверсом направления вращения
этой схеме напряжения на вентилях ниже и их использование лучше.
Для реверса направления вращения или торможения встречным полем необходим реверс момента, для чего служит представленная на рис. 6.21 схема. При невысоких требованиях к времени реверса может быть использован тиристорно-диодный регулятор с механическим коммутатором, который переключает две фазы сети и может также использоваться для отключения двигателя с целью защиты.
На рис. 6.22 показана структура системы регулирования частоты вращения с подчиненным регулятором тока. Если предусмотрено переключение резисторов в цепи ротора и (или) реверс направления вращения поля с помощью переключателя, в систему вводится командное устройство 6.
Из-за возрастающих с увеличением степени регулирования потерь мощности [в соответствии с (6.9)] привод с регулируемым напряжением питания асинхронных двигателей применяется преимущественно тогда, когда момент сопротивления на валу зависит от частоты вращения по квадратичному (или еще более сильному, например экспоненциальному) закону, а также когда при небольшом снижении частоты вращения достигается существенное снижение мощности, например для вентиляторов, воздухо-
Рис. 6.22. Система регулирования частоты вращения асинхронного двигателя изменением подводимого напряжения:
/ — регулятор частоты вращения; 2— регулятор тока; 3— блок формирования импульсов управления; 4— регулятор переменного напряжения; 5 — устройство измерения тока; 6 ■— командное устройство; 7 — контактор для реверса двигателя и отключения с целью защиты; 8 — резистор в цепи якоря; BR — тахогенератор
дувок, центробежных насосов. Кроме того, такой вид привода целесообразно использовать при кратковременном или повторно-кратковременном режиме, например в подъемниках и крановом оборудовании [6.52—6.54].
Описанные схемы регуляторов могут также использоваться как вспомогательные средства, например для мягкого пуска двигателей.
ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ АСИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ
Для частотного управления асинхронными двигателями в качестве исполнительного элемента используются преобразователи частоты, которые преобразуют напряжение сети с частотой 50 Гц в напряжение изменяемой частоты. Требования к преобразователю частоты и к относящейся к нему системе регулирования определяются режимом асинхронного двигателя при изменяемой частоте напряжения питания. Для нормальной работы двигателя потокосцепление должно быть постоянным и равным номинальному. На рис. 6.23 показаны получающиеся при этом характеристики, отражающие зависимость напряжения от 374
Рис. 6.23. Зависимость напряжения статора Uc асинхронного двигателя от частоты Рс в относительных единицах при постоянном потокосцеплении:Рис. 6.23. Зависимость напряжения статора Uc асинхронного двигателя от частоты Рс в относительных единицах при постоянном потокосцеплении:-04-0,3-0,2-0,1 О 0,1 0,20.3 0^5 5)-04-0,3-0,2-0,1 О 0,1 0,20.3 0^5 5)Рис. 6.24. Зависимость момента (а) и тока статора (б) асинхронного двигателя от абсолютного скольженияРис. 6.24. Зависимость момента (а) и тока статора (б) асинхронного двигателя от абсолютного скольжения
Рис. 6.23. Зависимость напряжения статора Uc асинхронного двигателя от частоты Рс в относительных единицах при постоянном потокосцеплении:
Рис. 6.23. Зависимость напряжения статора Uc асинхронного двигателя от частоты Рс в относительных единицах при постоянном потокосцеплении:
-04-0,3-0,2-0,1 О 0,1 0,20.3 0^5 5)
-04-0,3-0,2-0,1 О 0,1 0,20.3 0^5 5)
Рис. 6.24. Зависимость момента (а) и тока статора (б) асинхронного двигателя от абсолютного скольжения
Рис. 6.24. Зависимость момента (а) и тока статора (б) асинхронного двигателя от абсолютного скольжения
Uc НоМ — номинальное напряжение статора; йс НсМ — номинальная частота статора; s —• абсолютное скольжение, т. е. частота тока якоря, отнесенная к номинальной частоте статора
частоты при различных скольжениях. Как видно из рис. 6.24, абсолютное скольжение $, т. е. частота тока ротора, отнесенная к частоте статора, является мерой нагрузки двигателя. При положительной частоте статора (т. е. при принятом за положительное направлении вращения магнитного поля) положительное значение s соответствует двигательному, отрицательное значение $ — генераторному режиму. При реверсе направления вращения поля справедливо обратное соответствие. Если частота статора превышает номинальное значение, необходимо соответственно увеличить выходное напряжение преобразователя, чтобы сохранить постоянным потокосцепление. Если это, как бывает в большинстве случаев на практике, не возможно, потокосцепление при росте частоты снижается и это приводит к уменьшению предельного момента двигателя.
При подключении двигателя к инвертору напряжения или тока в напряжении или токе статора соответственно содержатся высшие гармоники (рис. 3.35,г и д).
Если тиристоры инвертора переключаются с основной частотой, потери в двигателе из-за высших гармоник в питающем напряжении или токе увеличиваются на 5—12%. Это требует соответствующего недоиспользования двигателя по мощности. При импульсных методах формирова-
ния выходного напряжения инвертора, когда кривая последнего приближается к синусоидальной (см. рис. 3.35,е), добавочные потери в двигателе невелики. Гармоники тока и напряжения статора вызывают также гармонические составляющие в кривой вращающего момента. При низких частотах особенно сильно проявляются пульсации момента, имеющие шестикратную частоту по отношению к частоте питания.
Динамические характеристики частотно-управляемого асинхронного двигателя имеют известную аналогию с характеристиками двигателя постоянного тока (см. § 6.2). Но так как механическая постоянная времени асинхронного двигателя существенно меньше, асинхронный двигатель без дополнительных инерционных масс на валу иногда проявляет тенденцию к колебаниям, которые должны быть устранены соответствующим выбором структуры регулятора.
Рис. 6.25. Структура системы регулирования для частотно-регулируемых асинхронных двигателей:
В — выпрямитель; И — автономный инвертор; 1 — задающий генератор; 2 — устройство управления инвертором; 3— преобразователь частота — напряжение; 4— функциональный преобразователь; 5 — регулятор напряжения; 6 — регулятор тока; 7— устройство управления выпрямителем; 8, 9— преобразователи измеряемых величин
Различные структуры системы регулирования частотно-управляемого асинхронного привода рассмотрены в [6.45, 6.55, 6.58]. С помощью представленной на рис. 6.25 системы частота вращения двигателя регулируется путем изменения частоты и напряжения статора в соответствии с рис. 6.23. В этой системе частота импульсов задающего генератора 1, определяющего рабочую частоту инвертора, через преобразователь частота — напряжение 3 и функциональный преобразователь 4 воздействует на контур регулирования напряжения, что и определяет требуемую взаимную зависимость между частотой и напряжением статора.
Изменение напряжения инвертора осуществляется с помощью тиристорного выпрямителя В. Подчиненный контур регулирования тока служит главным образом для защиты.
Частота синхронизирующих импульсов генератора 1 в 6 раз превышает частоту статора. В блоке 2 производится распределение импульсов по 6 выходным каналам (в соответствии с числом плеч в трехфазном мостовом инверторе) и формируются импульсы управления для тиристоров инвертора. При высоких требованиях к постоянству частоты инвертора (нестабильность менее ±0,05%) необходимо использовать генератор синхронизирующих импульсов, построенный на цифровом принципе, когда постоянство выходной частоты определяется кварцевым резонатором [6.56].
Описанная система регулирования обеспечивает нормальный режим асинхронного двигателя только при небольшой нагрузке (s~0). Стабильный режим требует применения двигателей с мягкой характеристикой, т. е. с большим сопротивлением короткого замыкания.
При высоких требованиях к динамике привода выбирают систему регулирования частоты вращения с заданием частоты ротора (т. е. скольжение s) и тока статора в соответствии с характеристикой рис. 6.24,6. Структура соответствующей системы представлена на рис. 6.26,а.
Сигнал уставки тока статора получается на выходе функционального преобразователя 2. Схема развязки на диодах 3 обеспечивает включение в работу ограничителя напряжения 4, когда достигнуто максимальное напряжение статора U^max (область ослабления поля).
Частота напряжения статора получается с помощью суммирования выходного сигнала регулятора частоты вращения 1 с сигналом, пропорциональным реальной частоте
Рис. 6.26. Структура системы регулирования частоты вращения асинхронного двигателя при задании значений тока статора и частоты ротора:
а — схема формирования сигналов уставки тока и частоты статора; б —схема дальнейшей обработки сигналов уставки для преобразователя с автономным инвертором тока; VS и VSK — основные и коммутирующие тиристоры инвертора;
1— регулятор частоты вращения; 2— функциональный преобразователь; 3— схема развязки; 4—регулятор напряжения; 5, 10— преобразователи измеряемой величины; 6 — цифровое устройство для измерения частоты вращения; 7—регулятор тока; 8 — устройство управления выпрямителем В; 9 — преобразователь напряжение — частота и устройство управления инвертором; BR — тахогенератор
вращения. Так как это суммирование должно осуществляться с большой точностью, здесь целесообразно применять цифровые методы измерения частоты вращения и суммирования сигналов, пропорциональных частоте.
При предварительном задании напряжения или тока статора магнитный поток статора регулируется косвенно. Однако известны методы, при которых поток контролируется непосредственно [6.45].
378
Частотное управление асинхронными двигателями. Частотно-управляемые асинхронные двигатели применяются как в одно-, так и в многодвигательных приводах. Если верхняя частота диапазона не превышает 20—25 Гц, используются непосредственные преобразователи частоты (см. п. 3.5.4). Для двигателей специального исполнения, имеющих только две фазы статора, может быть использован преобразователь также с двумя выходными фазами [6.55—6.57].
При более высоких частотах необходимо использовать двухзвенные преобразователи (с промежуточным звеном постоянного тока) с автономным инвертором тока или напряжения. Если требуется реверс направления вращения, то с помощью электронных средств осуществляется изменение последовательности фаз выходного напряжения. В преобразователе частоты с инвертором напряжения для обеспечения торможения двигателя следует включить параллельно выпрямителю ведомый сетью инвертор, чтобы энергия двигателя, перешедшего в генераторный режим, через автономный инвертор, перешедший в режим выпрямителя, возвращалась в питающую сеть.
При однодвигательном приводе большой мощности с реверсом направления вращения наиболее приемлемым решением считается применение инвертора тока, так как при этом изменение направления потока энергии при торможении не сопровождается изменением направления тока и добавочный ведомый сетью инвертор не требуется (см. п. 3.5.1).
Далее в качестве примеров описаны преобразователи частоты для некоторых конкретных применений.
Преобразователи для шлифовальных станков и электроинструмента. Для электропривода шлифовальных станков требуемая область частот составляет 100—2000 Гц; наибольший диапазон регулирования частоты вращения 1 : 2; допустимая нестабильность частоты вращения 0,5—1 %; мощность 1—10 кВт (в зависимости от типа станка). Используется двухзвеппый преобразователь частоты с инвертором напряжения, работающим па принципе межфазной коммутации. Выходное напряжение инвертора изменяется или с помощью управляемого выпрямителя, или с помощью регулировочного трансформатора.
Если преобразователь частоты предназначен для питания высокочастотного электроинструмента, плавное изменение частоты не требуется и преобразователь нужен только для получения заданной повышенной частоты, например 150, 200 или 400 Гц.
Преобразователи для насосов, компрессоров, вентиляторов и тур-< бомеханизмов. Для насосов на атомных электростанциях, например для циркуляционных насосов в реакторах с кипящей водой или для натриевых насосов в реакторах на быстрых нейтронах, требуются безынерционные приводы. Требуемые мощности лежат в области от 500 до 1500 кВт, требуемые для получения максимальной частоты вращения частоты составляют 50—100 Гц. В приводе натриевого насоса с частотно-управляемым асинхронным двигателем применяется двухзвенный преобразователь с двумя паралелельно включенными инверторами на-
Рис. 6.27. Принципиальная схема преобразователя частоты для асинхронного привода мощностью 3,5 мВт:
1— управляемый выпрямитель; 2— инвертор тока с двухступенчатой коммутацией; 3 — асинхронный двигатель; 4 — тахогенератор; 5 — преобразователь измеряемой величины (напряжение статора); 6—устройство регулирования частоты и управление инвертором: 6 / — блок коррекции частоты; 6.2— задающий генератор; 6.3— блок задержки; 6.4— формирователи импульсов управления; 7—блок регулировки напряжения: 7.1— компаратор и усилитель регулятора; 7.2 — формирователи импульсов; 8 — преобразователь измеряемых напряжения и тока и устройство ограничения тока
пряжения мощностью по 350 кВт каждый; кривая выходного напряжения инверторов формируется методом импульсной модуляции.
В [6.59] описан привод насоса с частотно-управляемым асинхронным двигателем мощностью 3,5 мВт; питание преобразователя осуществляется от сети 6 кВ, 50 Гц. В системе использован двухзвенный преобразователь частоты, выходным звеном преобразователя является инвертор тока с двухступенчатой коммутацией (рис. 6.27). Выходная частота регулируется в диапазоне от нескольких герц до 50 Гц. Регулирование частоты вращения двигателя осуществляется от 10 % до номинальной частоты, составляющей 1000 об/мии. Максимально допустимая нестабильность частоты вращения составляет 1 %. При частоте вращения выше 90 % номинальной можно исключить инвертор и подключить двигатель непосредственно к сети. Коэффициент полезного действия преобразователя составляет 0,93. Каждое плечо выпрямителя и инвертора состоит из 15 последовательно включенных тиристоров со средним током 220—250 А. Параллельно каждому тиристору для ограничения перенапряжений, скорости нарастания напряжения и равномерного деления напряжения подключены два встречно-параллельно соеди-
ценных лавинных диода, конденсатор емкостью 0,1 мкФ и ЛС-цепочка. Для тиристоров используется форсированное воздушное охлаждение.
Многодвигательный привод. Типичным примером многодвигательного привода является привод рольгангов на прокатном стане [6.60]. Требуемая верхняя частота составляет обычно 80—100 Гц, но иногда (для тихоходных рольгангов) она равна 20 Гц, диапазон регулирования частоты вращения—от 1 :2 до 1:5 прн нереверсивных н от 1 : 5 до 1:10 при реверсивных приводах, максимально допустимая нестабильность частоты вращения 1—5%, мощность—от 50 до 500 кВ-А (в зависимости от числа двигателей). В большинстве случаев достаточно использование системы регулирования, соответствующей рис. 6.25, поскольку обычно двигатели имеют очень мягкие характеристики. Используется двухзвеиный преобразователь частоты с инвертором напряжения и однократной коммутацией тиристоров на основной частоте. Изменение выходного напряжения инвертора осуществляется в большинстве случаев путем изменения постоянного напряжения.
ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ СИНХРОННЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ
В отличие от асинхронных двигателей регулирование частоты вращения синхронных двигателей можно осуществить только изменением частоты напряжения, подводимого к статору. В системах первого типа эта частота определяется не зависящим от двигателя генератором тактовых импульсов (рис. 6.28,о). В системах второго типа, называемых системами с самоуправляемым синхронным двигателем, частота питающего напряжения определяется с помощью датчика положения ротора (рис. 6.28,6). Режимы работы двигателя в системах этих двух типов совершенно различны.
При независимом задании частоты двигатель ведет себя как при питании от сети. Частота вращения жестко задана частотой питающей сети. При изменении нагрузки или частоты питания возникают колебательные процессы, которые могут привести к опрокидыванию двигателя. Для питания двигателей при частотах примерно до 20 Гц обычно используются непосредственные преобразователи частоты (см. п. 3.5.4), а при более высоких частотах — двухзвенные преобразователи с автономными инверторами напряжения. Из-за относительной сложности преобразователей такие системы используются только в многодвигательном приводе, когда частота вращения нескольких двигателей должна быть строго одинаковой.
Чтобы в процессе регулирования поток в двигателе был неизменным и точно соответствовал номинальному, напряжение, как и в частотно-управляемом асинхронном двига- 381
Рис. 6.28. Способы задания частоты вращения частотно-управляемой асинхронной машины:
а — внешнее задание частоты; б — самоуправляемая синхронная машина (с регулированием по положению ротора); ПЧН — преобразователь «частота — напряжение», СУ В — система управления выпрямителем; СУИ — система управления инвертором; ДП— датчик положения ротора
/
^ X. Sic foe нои-1 Ч-
/
ЦX 1,2
0£\о8
0,2>£»
1
о mJmH0M М/Миом
Рнс. 6.29. Завнснмости частоты вращения от момента (в относительных единицах) для синхронной машины с внешним заданием частоты статора
теле, должно изменяться примерно пропорционально частоте, причем в области низких частот необходим некоторый подъем напряжения из-за сильного влияния сопротивления статора. На рис. 6.29 показано семейство характеристик частота вращения — момент для различных значений частоты статора. Частота вращения остается постоянной вплоть до нагрузки двигателя предельным моментом Мк, после чего двигатель выпадает из синхронизма и в зависимости от его исполнения останавливается или вращается дальше в асинхронном режиме с повы- 382
АВСАВСпреобразователей частоты дляпреобразователей частоты для
АВС
АВС
преобразователей частоты для
преобразователей частоты для
Рис. 6.30. Принципиальная схема преобразователя для синхронной машины с управлением по положению ротора: ai и аг — углы управления преобразователями на стороне сети и на стороне машины; ДП — датчик положения ротора
шенным потреблением тока (например, реактивный двигатель). Если в процессе роста частоты напряжение ограничивается при достижении номинального значения, справедливы те же соображения, что и для асинхронного двигателя, т. е. двигатель в таком режиме работает с уменьшенным предельным моментом и постоянной мощностью. Относительно схем
одно- или многодвигательного привода с синхронными
двигателями при независимом задании частоты справедливо сказанное о преобразователях частоты для асинхронных двигателей (см. п. 6.4.4). Схема регулирования имеет в основных чертах структуру, представленную на рис. 6.25.
Синхронный двигатель с самоуправлением или с управлением по положению ротора [6.61, 6.62] часто называют вентильным. На рис. 6.30 показана соответствующая схема. Двигатель питается от преобразователя, который состоит из выпрямителя В и инвертора тока И с коммутацией за счет напряжения нагрузки, т. е. синхронной машины. Поэтому часто такой инвертор называют ведомым машиной. Для коммутации тока в инверторе необходимо, чтобы при данном токе возбуждения ток статора синхронного двигателя опережал напряжение статора. Требуемая в этом случае для инвертора реактивная мощность коммутации (см. п. 4.1.5) потребляется от синхронного двигателя, работающего за счет перевозбуждения в режиме генерирования реактивной мощности. Тактовые импульсы, необходимые для управления вентилями инвертора, формируются в большинстве случаев из импульсов индуктивного или оптического датчика положения ротора ДП.
[6.45, 6.61] при и высшими гар-[6.45, 6.61] при и высшими гар-В режиме холостого хода частота вращения Qo и момент М вентильного двигателя согласно "*
[6.45, 6.61] при и высшими гар-
[6.45, 6.61] при и высшими гар-
пренебрежении сопротивлением статора иониками определяются соотношениями
(6.12)(6.12)(6.13)(6.13)Q _ ^dlo CC)S С1 °^I^ COS а2 ’
(6.12)
(6.12)
(6.13)
(6.13)
M = k24McmlCOS(p
ИЛИ
M^^^cos?, (6.14)
где Udio — идеализированное выходное напряжение выпрямителя (при 01=0); /спи—основная гармоника тока статора; Id — среднее значение тока выпрямителя и инвертора; V< — результирующее потокосцепление; ф — фазовый угол между основными гармониками тока и напряжения статора; щ — угол управления выпрямителем на стороне сети; аг — угол управления инвертором, ведомым двигателем; к2, &з — константы.
Частота вращения при холостом ходе зависит от питающего напряжения, магнитного потока и угла управления инвертором, ведомым двигателем. При постоянном потоке и угле управления аг частота вращения снижается под нагрузкой вследствие возрастающего падения напряжения. Частоту вращения можно регулировать изменением угла управления выпрямителем «ь При работе в таком режиме вентильный двигатель аналогичен машине постоянного тока с независимым возбуждением. Ротору двигателя постоянного тока соответствует статор вентильного двигателя. Инвертор, ведомый двигателем, выполняет функции электронного коммутатора, который при шестияульсном инверторе имеет шесть ламелей. Изменение угла управления аг инвертора в схеме вентильного двигателя соответствует в случае двигателя постоянного тока смещению щеток.
При двигательном режиме синхронной машины преобразователь, подключенный со стороны сети, работает выпрямителем (0^01^90°), преобразователь на стороне двигателя — инвертором (а2=180°—-у—6=1504-170°). Реверс направления потока энергии достигается, если при сохранении направления тока преобразователь на стороне двигателя переходит в режим выпрямителя (аг^О), а преобразователь, подключенный на стороне сети,— в режим инвертора (90°^ai^ 1504-170°). Таким образом, вен- 384
тильный двигатель без дополнительных затрат в силовой части может работать в одно-, двух- и четырехквадрантном режимах, если обеспечивается соответствующее управление. Габариты и стоимость преобразователя при этом не выше, чем у реверсивного преобразователя для четырехквадрантного режима двигателя постоянного тока (см. § 6.3).
Реверс направления вращения происходит в вентильном двигателе за счет соответствующего изменения последовательности импульсов управления преобразователем на стороне двигателя. Режим работы, часто применяемый в приводе постоянного тока, — постоянный магнитный поток при пропорциональном частоте вращения напряжении на якоре двигателя или ослабление потока при постоянном напряжении на двигателе — возможен и применяем также и в вентильных двигателях. Этому режиму соответствует характеристика напряжение — частота для синхронного двигателя с независимым заданием частоты (СЛт/ГЛтном^ ^йс/йс,НОМ При Qc^5^C,HOMj Uст^ U2.Т,НОМ' 1 при йс> >Вс,иом). При управлении по положению ротора привод теряет свойства, типичные для синхронной машины. Возможность опрокидывания отсутствует, а при ударных нагрузках тенденция к качениям не возникает.
Режим пуска. Коммутация тиристоров инвертора, ведомого двигателем, возможна только при достаточно высокой частоте вращения ротора, при которой в статорных обмотках наводится достаточно большая ЭДС. Поэтому при пуске вентильного двигателя необходимо или обеспечить работу инвертора в режиме автономного инвертора тока (см. и. 3.5.1), или периодически переводить преобразователь, включенный на стороне сети, из выпрямительного режима в инверторный и обратно, чтобы периодически прерывать ток в промежуточном звене постоянного тока. После достижения минимально необходимой частоты вращения следует переход к коммутации тока в инверторе с помощью машины. При первом из описанных выше способов пуска требуются весьма громоздкие устройства принудительной коммутации. Поэтому все большее распространение находит режим пуска с прерыванием тока в промежуточном звене постоянного тока.
Возбуждение. В синхронных двигателях общего назначения ток возбуждения подводится к ротору через щетки и контактные кольца. Однако для исключения трущихся контактов с целью сделать машину практически необслуживаемой можно применить какой-либо из указанных в 25—5269385
п. 5.4.3 методов бесщеточного возбуждения. Однако при больших мощностях система может оказаться весьма сложной и дорогой. В области малых мощностей весьма перспективны системы возбуждения двигателя от постоянных магнитов. Так как при этом режим с опережающим током статора невозможен и поэтому отсутствуют необходимые условия для обеспечения коммутации инвертора за счет ЭДС статора двигателя, следует применять автономные инверторы (например, транзисторный).
На рис. 6.31 показана в качестве примера структура системы регулирования [6.62]. Эта система характеризуется наличием контура регулирования угловой скорости с соответствующим регулятором скорости Й и подчиненным контуром регулирования тока I, служащим также для ограничения тока статора. Напряжение статора двигателя устанавливается в определенном соотношении с частотой статора Йс и, следовательно, с угловой скоростью ротора й, которая одновременно воздействует также на контур регулирования возбуждения с подчиненным контуром регулирования тока, что осуществляется с помощью промежуточного функционального преобразователя 5. После достижения номинального напряжения статора происходит ограничение напряжения (режим ослабленного поля). Возможно также получение сигнала уставки тока возбуждения в зависимости от тока статора с помощью функционального преобразователя [6.63, 6.64].
Электроприводы с синхронными двигателями и независимым заданием частоты применяются почти исключительно в многодвигательных приводах и особенно там, где необходима высокая стабильность и равенство частоты вращения многих двигателей. Примером может служить многодвигательный привод для производства искусственного волокна [6.65], где необходимо строгое соответствие частоты вращения двигателей питательных насосов и механизмов вытяжки нити. В качестве двигателей обычно используются реактивные двигатели небольшой мощности (менее 1 кВт) или синхронные двигатели с возбуждением постоянными магнитами.
В качестве примера использования вентильного двигателя отметим приводы, предназначенные для пуска газовых турбин и турбин гидроаккумулирующих станций [6.63, 6.64, 6.66]. Во время пуска этих агрегатов находящийся на их валу синхронный генератор работает как синхронный двигатель с управлением по положению ротора. Поэтому каждый генератор должен быть оборудован датчиком положения ротора.
Рис. 6.31. Система регулирования частоты вращения вентильного двигателя, питаемого от преобразователя:
В, И — преобразователи на стороне сети и на стороне двигателя; СУБ. СУИ» СУВВ — системы управления преобразователями на стороне сети, на стороне двигателя и выпрямителя в цепи обмотки возбуждения соответственно; ЦП — индукционный датчик положения и измеритель частоты вращения; ВВ— выпрямитель для питания обмотки возбуждения; VS — тиристор для замыкания реактора в промежуточном звене постоянного тока; /, £2 — регуляторы тока и угловой скорости; (/ — регулятор напряжения, подводимого к ротору; 1В— регулятор тока возбуждения; £2гр— угловая скорость ротора при переходе от пускового к нормальному режиму (и обратно); х— угол положения ротора; О|, а2— запирающие сигналы; М;с — сигнал переключения для перехода от двигательного к генераторному режиму (н обратно); 1—устройство для формирования сигналов, определяющих уставку угла а2; 2— триггерное устройство; 3— контрольное устройство; 4 — переключатель вида режима; 5 — функциональный преобразователь; 6-5 ~ преобразователи измеряемых величин
Преимущество вентильных двигателей в качестве пусковых агрегатов перед другими до сих пор использовавшимися в большинстве случаев устройствами для пуска (специальные пусковые двигатели, асинхронный пуск и т. д) состоит в том, что для большого числа машинных агрегатов требуется лишь один пусковой преобразователь и исключаются чрезмерно большие броски тока сети.
Например, для пуска на гидроаккумулирующей станции четырех агрегатов (мощность каждого 25 МВт) используется одни преобразователь мощностью 2 МВт [6.67].
Другим примером является привод на базе синхронного двигателя для безредукторных вращающихся печей обжига цементной шихты [6. 68]. В этом случае для исключения дорогих и подверженных износу редукторов целесообразно использовать специальный синхронный двигатель с особо низкой частотой вращения, выполненный в виде кольцевого двигателя, многочисленные полюсы которого расположены непосредственно на наружной цилиндрической поверхности печи, имеющей диаметр до 5 и длину до 16,5 м. Питание осуществляется от регулируемого непосредственного преобразователя частоты с выходной частотой до 5 Гц.
ЧАСТОТНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ЛИНЕЙНЫМИ ДВИГАТЕЛЯМИ
Линейные двигатели используются как линейный механический исполнительный орган для ряда транспортных задач и в технологических процессах [6.69].
В линейном двигателе, который работает по принципу асинхронного двигателя, статор и ротор размещены в одной плоскости, так что в воздушном зазоре вместо вращающегося поля обычной асинхронной машины существует бегущее поле. Скорость бегущего поля пропорциональна частоте приложенного к статору напряжения и может регулироваться с помощью преобразователя.
В качестве примера применения таких установок укажем на регулирование скорости буксирного устройства в диапазоне от 5 до 1000 см/с для исследования движения судов [6.70]. Два линейных двигателя имеют номинальную мощность каждый по 50 кВт и развивают номинальное тяговое усилие до 5000 Н. Выходные частота и напряжение преобразователя соответственно изменяются от 0 до 25 Гц и от 0 до 540 В.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
ЭЛЕКТРОТЕХНОЛОГИЧЕСКИХ УСТАНОВОК
ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ ЭЛЕКТРОЛИЗА
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Электролиз подразделяется на электролиз в растворе и электролиз в расплаве [7.1—7.10].
Номинальные параметры выпрямительных устройств, требуемых для питания электролизных установок, задаются рабочим напряжением
Таблица 7.1. Характеристики различных видов электролиза
Электролиз
Рабочее напряжение на ванне, В
Параметры выпрямителей
Ток серии вами, кА
Напряжение серин ванн, В
Воды и водных растворов
1,9—2,6
До Ю
160
Хлора
4,0—4,8
До 570
510
Алюминия
4,6—5,0
До 145
800
Магния
4,2—4,8
До 50
200
Меди
0,2—0,4
До 30
200
электролизных ванн и числом ванн, включенных последовательно, а также током ванны. Характеристики некоторых видов электролиза указаны в табл. 7.1.
Зависимости напряжения на ванне и на серии последовательно соединенных ванн от тока имеют возрастающий характер (рис. 7.1), внешняя характеристика выпрямителя имеет падающий характер.
Рис. 7.1. Вольт-амперные характеристики электролизных ванн:
/ — внешняя характеристика выпрямителя: 2— электролиз водных растворов; 3 — электролиз хлора; 4— электролиз цинка; 5 — электролиз алюминия;
6 — электролиз меди
Крутизна характеристики для определенного вида электролиза при заданном диапазоне изменения тока определяет требуемый диапазон регулирования напряжения выпрямителя. Чем круче характеристика, тем шире должен быть выбран диапазон регулирования. На практике регулирование напряжения требуется для поддержания постоянного оптимального тока, определяющего качество и скорость процесса электролиза.
При выборе диапазона регулирования напряжения следует также принимать во внимание иногда требуемое из производственных соображений отключение отдельных ванн, осуществляемое путем их короткого замыкания. Кроме того, следует учитывать возможность расширения производства за счет включения дополнительных ванн, присоединяемых последовательно. При некоторых видах электролиза перед на-
чалом процесса, особенно при новых электролизерах, требуется подать на серию формирующее напряжение, которое значительно меньше, чем минимальное рабочее напряжение; для этого диапазон регулирования напряжения выпрямителя должен быть расширен или должны быть предусмотрены дополнительные устройства. Выбор определяется экономическими оценками.
ТРЕБОВАНИЯ К ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫМ УСТАНОВКАМ
Электролиз имеет очень высокую энергоемкость. Исходя из требования экономного расхода электроэнергии, необходимо добиваться максимального КПД выпрямителя, который в зависимости от его мощности должен составлять 95—98%.
Конструкция выпрямительной установки должна быть компактной. Главная токовая цепь должна быть выполнена так, чтобы вероятность коротких замыканий была минимальной. Необходимость исключения коротких замыканий определяется также и требованиями технологии.
Установка должна быть рассчитана на работу в автоматическом режиме без обслуживающего персонала. При отказах отдельных блоков автоматически должны включаться рабочие резервные блоки, чтобы поддержать требуемый ток и обеспечить требуемое качество продукции.
КОНСТРУКЦИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫХ УСТАНОВОК
Каждая установка состоит из одной или нескольких выпрямительных групп. На стороне высокого напряжения выпрямительной группы включены трехфазный разъединитель, трехфазный силовой выключатель и устройства для измерения, защиты и подсчета энергии. В состав собственно выпрямителя входят преобразованный трансформатор и выпрямительный блок с комплектом вентилей, а также управляющие, регулирующие и защитные устройства (рис. 7.2). На стороне постоянного тока включены измерительный преобразователь постоянного тока, необходимый для измерения и регулирования тока, а также разъединитель постоянного тока.
Каждая выпрямительная группа для получения большего числа пульсаций выпрямленного напряжения, уменьшения их амплитуды и улучшения формы кривой потребляемого от сети тока состоит из двух вентильных комплектов, подключенных к двум отдельным вторичным обмоткам трансформатора, напряжения которых взаимно сдвинуты по фазе (см. табл. 3.7).
Вентильные комплекты выполняются почти исключительно или по двойной трехфазной схеме с уравнительным реактором, или по трехфазной мостовой схеме. Определяющим для выбора схемы является использование по напряжению или току имеющихся в распоряжении диодов. Если, например, при выбранных диодах схема с уравнитель-
1
Рис. 7.2. Функциональная схема выпрямительной группы:
/ — силовая часть. 1.1— силовой выключатель; 1.2 — датчик трехфазного тока; 1.3—трансформаторный агрегат; 1.4— регулировочный трансформатор; 1.5— преобразовательный трансформатор; 1.6 — дроссели насыщения; 1.7 — центробежный масляный насос; 1.8 — диоды; 1.9— предохранители в цепях вентилей; 1.10, 1.11— датчики постоянного тока; 2— устройство регулирования: 2.1— уставка; 2.2—датчик действительной величины; 2.3 — регулятор тока; 2.4 — усилитель мощности; 2-5— командное устройство; 2.6— переключатель ступеней; 3— система защиты: 31 — управление силовым выключателем; 3.2— реле токовой перегрузки на первичной стороне; 3.3 — разрядник для защиты от перенапряжений; 3.4 — защитное реле; 3-5— реле теплового контроля; 3.6—реле контроля токовой перегрузки; 3.7 — аварийная кнопка выключения; 3.8— контроль вспомогательного напряжения; 3.9 — выпрямитель защиты; 3.10— быстродействующие плавкие предохранители; 3.11 — контроль предохранителей; 3.12—контроль температуры охлаждающей воды; 3.13, 3.14 — защита от токовых перегрузок на стороне постоянного Юка
иым реактором обеспечивает выпрямленное напряжение Ud и выпрямленный ток Id, то мостовая схема при том же самом напряжении на вентильной стороне трансформатора обеспечит напряжение ^Ud и ток Id/^. Правда, при одинаковой мощности выпрямителя типовая мощность трансформатора для двойной трехфазной схемы с уравнительным реактором примерно на 20 % больше, чем для трехфазной мостовой схемы (см. табл. 3.8).
В целях получения максимального КПД для электролизных установок обычно шире применяется двойная трехфазпая схема с уравнительным реактором, поскольку в мостовой схеме ток проходит последовательно через два диода.
В мощных установках правильный выбор необходимого числа выпрямительных групп имеет большое экономическое значение. Так, расчеты выпрямительной установки иа ток 146,8 кА и напряжение 600 В для электролиза алюминия показали, что при делении установки на четыре группы с током по 36,7 кА (т. е. мощность каждой 88,1 мВт) стоимость снижается примерно иа 6 % по сравнению с делением установки на 5 групп с током по 27,5 кА (мощность 82,5 мВт). Деление на шесть групп с током по 22 кА (мощность 79,2 мВт) дало бы увеличение стоимости на 8%. Поэтому выпрямительные установки, которые должны и при выходе из строя одной группы давать номинальный ток, соединяются из возможно меньшего числа параллельно включенных выпрямительных групп с большим током. Увеличенный вследствие этого КПД также снижает стоимость эксплуатации. Если в составе установки имеются резервные группы, то с целью увеличения КПД их следует подключить параллельно на все время («горячий» резерв).
Стабилизация тока. Чтобы поддерживать ток серии ваин в диапазоне рабочих напряжений неизменным, требуется регулировать подводимое к каждой выпрямительной группе переменное напряжение.
Выбор способа изменения напряжения зависит от требуемого диапазона регулирования, желаемой точности стабилизации тока и диапазона изменения сопротивления ванн.
Сопротивления ванн при электролизе растворов после установления номинального напряжения практически не изменяются, так что в этом случае необходимо только компенсировать колебания напряжения сети. При этом к скорости регулирования не предъявляются высокие требования.
При небольшом диапазоне регулирования грубое изменение напряжения осуществляется с помощью отводов на сетевой стороне преобразовательного трансформатора. Для относительно небольших мощностей (примерно 1 МВ-А) весьма экономичным решением при требуемой точности до 5 % является использование регулировочного трансформатора (с отводами или с выдвижным магнитопроводом), который включается до преобразовательного трансформатора.
Если требуется большой диапазон регулирования, то перед преобразовательным трансформатором включается регулировочный трансфор- 392
матор или чаще автотрансформатор. Если регулировочный трансформатор имеет небольшое число отводов, тонкая регулировка напряжения осуществляется с помощью реакторов насыщения, диапазон регулирования которыми перекрывает две-три ступени.
Пример расчета. Ниже приведен расчет преобразовательного трансформатора для шестипульсной схемы с уравнительным реактором (табл. 3.8, схема 6).
Диодный выпрямитель должен обеспечивать номинальное выпрямленное напряжение Дйном=180 В и номинальный ток /е1ном=8 кА. Заданы относительное напряжение короткого замыкания трансформатора ик = 10%, мощность короткого замыкания сети sK"=200 MB-А, напряжение сети 20 кВ. Примем потери в трансформаторе, уравнительном реакторе и других элементах равными 3 %; прямое падение напряжения на одном вентиле при номинальном токе £Д=1 В; коэффициент запаса, учитывающий диапазон изменения напряжения сети, К=1,1.
Идеальное напряжение холостого хода Udio рассчитывается по выражению (4.5):
t/dHOM ~ UdiO Udxt—UdxL Udrt Udv-(7.1)
Согласно (3.42) при номинальном токе и при uxt^uK имеем
Udxi=O,5-O,Wdto=O№Udio.(7.2)
Если Рао оценить примерно как 1,15^ном^ноМ, то
Pdo/SK"= 1,15-180-8-103/200-106=0,0083.(7.3)
Из рис. 4.8 для р=6 получаем
Udx ь~0,004Udio-
Далее из соотношений (4.1) и (4.2) при активных потерях 3% определяем
гт^' НОМ0,03- 1, 1 бС^/ночЛ/НОЧ
udrt ==7
1 </ном1 d«oM
=0,03-1,15-180=6,2 В.(7.4)
Тогда из (7.1) получаем
180= (Лио—0,051/dio—О,ОО41Л«о—6,2—1,(7.5)
откуда (/di0=198 В.
С учетом коэффициента запаса окончательно получаем
ДД.о-КИДк^!,1-198=217 В.(7.6)
Теперь можно рассчитать требуемые параметры трансформатора. Ток вентильной обмотки
/в=0,297^=0,29-8-10==2,.32 кА.
(7.7)
Фазное напряжение на вентильной стороне
Дво=Д'с.о/1,17=217/1,17=185 В.
(7-8)
Типовая мощность вентильной обмотки
St,в = 6-185-2,32-103 = 2580 кВ-А.
(7-9)
Коэффициент трансформации
Ат = 20- ЮЗ/Ч^З"-185) = 62,4
Ток сетевой обмотки
Wc//dHoM=0,41; /с=0,41-8-103/62,4=53 А.
Мощность сетевой обмотки
(7.И)
5г.с = |Лз.20.108.53= 1820 кВ А.
(7.12)
Типовая мощность трансформатора равна полусумме сетевой и вентильной обмоток:
мощностей
St=(St,b+St,c)/2=(2580+ 1820) ■ 103/2 = 2200 кВ-А,
(7-13)
или с учетом уравнительного реактора (табл. 3.8)
ST= 1,32-217 В-8-103= 2290 кВ-А.
(7-14)
Для уравнительного реактора должны рассчитываться параметры:
ток реактора
следующие
Др— Дном/2 = 8-103/2=4 кА;
(7-15)
напряжение на реакторе
1/ур=0,201(7 в0=0,201-185=37,2 В;
(7-16)
типовая мощность обмоток уравнительного реактора
Syp = у <7ур/ур = 0,7-37,2.4. IO» = 99 кВ. д.
(7.17)
Блок выпрямителей. В зависимости от мощности выпрямительной группы диодные блоки размещаются в одном или нескольких шкафах.
Способ охлаждения диодов зависит от окружающих условий и мощности выпрямительного устройства. В небольших установках и особенно там, где не имеется устройств для замкнутого водяного охлаждения, применяют принудительное воздушное охлаждение.
394
Для больших мощностей (при выпрямленном токе свыше 10 кА) более экономичным решением является водяное охлаждение, которое позволяет получить компактную конструкцию выпрямительных шкафов. При напряжениях около 500 В удельная мощность составляет до 7 мВт/м3, что примерно на 70% больше, чем в выпрямителях с воздушным охлаждением.
При определении числа параллельно включенных диодов необходимо учитывать возможность возникновения токов перегрузки и выход диодов из строя. Диоды должны быть выбраны так, чтобы их предельный ток в 1,3— 1,5 раза превышал их рабочий ток. Каждый диод защищен от внутреннего или внешнего короткого замыкания предохранителем. В большинстве случаев осуществляется сигнализация о срабатывании предохранителей с помощью вспомогательных оптических или акустических устройств. Обычно выпрямитель рассчитывается так, что он может продолжать работать с полным током даже при выходе из строя двух диодов в каждом плече. Выход диодов из строя обычно не превышает 0,2% в год. ■
ВЫПРЯМИТЕЛИ ДЛЯ ПИТАНИЯ УСТРОЙСТВ ДУГОВОЙ СВАРКИ, ВАКУУМНЫХ ДУГОВЫХ ПЕЧЕЙ И ПЛАЗМОТРОНОВ
ТРЕБОВАНИЯ К УСТРОЙСТВАМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Вентильные преобразователи все шире используются для питания устройств с электрической дугой в вакууме или в газовой атмосфере. Вакуумные и плазменные дуги широко применяются в электрометаллургии, химии и в электротехнологии. Примером могут служить сварка, элек- тродуговая резка и плавка металлов. Термическая плазма используется для напыления и наплавки металлов с высокой температурой плавления. С помощью направленного переноса металла посредством искровой обработки, при которой кратковременно в рабочем зазоре возникают микродуги, можно осуществить размерную обработку твердых сплавов, в частности получить углубления и отверстия. В химической промышленности плазменная дуга используется для получения ацетилена и некоторых других соединений.
Требования к источникам электропитания для устройств с электрической дугой в вакууме и с плазменной дугой принципиально не различаются. Чтобы гарантировать стабильное горение дуги во всех рабочих режимах, требуется плавное регулирование тока и напряжения, а
395
также стабилизация тока. При питании дуги постоянным током допускаются определенные пульсации выпрямленного тока, однако минимальное значение тока должно быть выше граничного значения, чтобы исключить обрыв дуги. Источники питания должны быть устойчивы к коротким замыканиям, поскольку такие режимы не исключаются при нормальном технологическом процессе или да
Рис. 7.3. Вольт-амперная характеристика плазменной дуги. Параметр — длина дуги /д:
дуга в воздухе; в смеси аргона с воздухом; — * — в смеси аргона, водорода и воздуха
же требуются в процессе эксплуатации (например, при зажигании дуги).
Статическая характеристика электрической дуги. Для расчета регулируемого выпрямителя необходимо прежде всего знать статическую вольт-амперную характеристику электрической дуги. На рис. 7.3 показаны полученные путем измерения квазистационарные характеристики плазменной дуги постоянного тока [7.14]. Ход характеристики в значительной степени зависит от длины дуги, от состава смеси газов, скорости продувки этой смеси и конструктивного выполнения электродов. При небольших токах характеристика имеет отрицательный, а при больших токах — положительный наклон. На рис. 7.4 показана зависимость мощности излучения плазменной дуги в функции длины дуги и тока.
Вакуумные дуговые печи постоянного тока большой мощности, предназначенные для плавки металлов, работают в большинстве случаев при напряжении до 100 В, часто только при напряжении 40 В, и токах до 20 кА.
Плазменные плавильные печи работают при напряжениях 300—1600 В и токах до 20 кА, плазменные горелки для производства ацетилена — при напряжении 7200 В и токе 1200 А [7.19,7.20].
396
Обычные аппараты электродуговои сварки, как и устройства для плазменной сварки, работают при токах до 1500 А; рабочее напряжение для аппаратов электродуго- вой сварки составляет обычно 70 В и для устройств плазменной сварки 100—200 В. Устройства для плазменной микросварки могут работать при очень малых токах, вплоть до 1 А [7.21].
Рис. 7.4. Мощность излучения плазмы Рд в зависимости от длины дуги 1Д при различных значениях тока дуги /дРис. 7.4. Мощность излучения плазмы Рд в зависимости от длины дуги 1Д при различных значениях тока дуги /д
Рис. 7.4. Мощность излучения плазмы Рд в зависимости от длины дуги 1Д при различных значениях тока дуги /д
Рис. 7.4. Мощность излучения плазмы Рд в зависимости от длины дуги 1Д при различных значениях тока дуги /д
Динамические характеристики дуги. Для определения структуры и расчета системы регулирования выпрямителя, а также для определения индуктивности сглаживающего реактора важно знать динамическую переходную характеристику электрической дуги. При исследовании динамического режима различают уже упомянутые участки вольт-амперной характеристики со спадающим и возрастающим наклоном, соответствующие нестабильному и стабильному режимам электрической дуги [7.14]. На нестабильном участке характеристики для небольших отклонений от стационарной рабочей точки Un0, /д0 справедлива переходная характеристика, описываемая соотношением
(7-18)(7-18)*д 7 до 1 + рТД ид^до — 1 + рТд
(7-18)
(7-18)
где 1Д и нд — мгновенные значения тока и напряжения дуги; Тд — постоянная времени, соответствующая времени, которое необходимо, чтобы при резком повышении подводимой к дуге энергии при постоянном тепловом излучении сопротивление дуги увеличилось в 2,7 раза. Эта постоянная времени составляет 10—100 мкс [7.22].
На стабильном участке с возрастающим наклоном приближенное рассмотрение процессов приводит к переходной характеристике, описываемой соотношением
(7.19)(7.19)1д Лю1
(7.19)
(7.19)
«д ^до хл_2ХР
где v — показатель экспоненциальной функции, аппроксимирующей вольт-амперную характеристику дуги в рассматриваемой рабочей области.
Динамическая характеристика дуги при малых отклонениях от стационарной рабочей точки на вольт-амперной характеристике представляет интерес для определения параметров сглаживающего реактора. Напряжение горения дуги колеблется с частотой более килогерца и с амплитудой, доходящей до 70 % действующего значения этого напряжения. Если сглаживающий реактор обладает достаточно большой индуктивностью, динамические колебания напряжения можно при определении индуктивности реактора не учитывать.
Зажигание электрической дуги. На выбор параметров сглаживающего реактора и тиристорного выпрямителя влияет также способ зажигания дуги. Электрическую дугу можно зажечь без использования каких-либо дополнительных устройств путем сближения электродов до их короткого замыкания, чаще всего при поданном напряжении, с последующим их раздвижением. Зажигание можно также осуществить без короткого замыкания электродов, для чего надо сначала зажечь вспомогательную дугу относительно небольшой мощности, подав на основные или на дополнительные электроды высокое напряжение повышенной частоты. При зажигании дуги с коротким замыканием регулятор тока и выпрямитель рассчитываются так, чтобы ток короткого замыкания не вызвал перегрузки вентилей. При зажигании с помощью высокочастотного высокого напряжения необходим соответствующий выбор вентилей по напряжению. Кроме того, в этом случае необходимо предотвратить влияние помех на слаботочные схемы информационной электроники, что осуществляется за счет правильного монтажа цепей и экранировки.
Устранение помех в питающей сети. В токе электрической дуги наблюдаются сильные флуктуации. В некоторых электродуговых устройствах часто могут возникать короткие замыкания и обрыв тока. В частности, в вакуумных дуговых печах из-за нестабильности горения дуги возникают низкочастотные колебания реактивной мощности, которые при большой мощности печи вызывают изменения напряжения сети в диапазоне 4—8 Гц [7.20]. При определении этих изменений напряжения, особенно нежелательных, если они достигают 0,05% и выше, наиболее важным параметром является отношение мощности преобразователя к мощности короткого замыкания сети. На 398
рис. 7.5 приведены экспериментально полученные усредненные кривые, характеризующие мешающее действие электродуговых печей в промышленных сетях, проявляющееся в виде миганий света ламп накаливания с указанной частотой (фликер-эффект). Методы снижения вредно-
Рис. 7.5. Граничные кривые, определяемые изменениями напряжения питающей сети из- за работы дуговой печи (экспериментальные, усредненные) [7.13J:
/ — граница недопустимых помех; /7 —граничная кривая; SK — мощность короткого замыкания сети: Sn — мощность печи
го влияния подобных устройств на сеть рассматриваются в п. 4.2.2.
Стабилизация режима электрической дуги при необходимости осуществляется технологическим путем: введением в разрядный промежуток стабилизирующего газа, например аргона. Этот способ осуществляется в дуговых плазменных печах и плазмотронах. Повышение стабильности горения дуги достигается за счет увеличения быстродействия системы регулирования преобразователя. Поэтому применение тиристорных преобразователей вместо преобразователей с дросселями насыщения приводит к существенному улучшению динамики регулирования.
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
В аппаратах для электродуговой сварки на воздухе все шире используются сварочные выпрямители, которые заменяют применявшиеся ранее вращающиеся электрома- шинные преобразователи (умформеры) для сварки постоянным током и сварочные трансформаторы для сварки переменным током. Часто используемая схема сварочного выпрямителя с неуправляемыми вентилями, выходное напряжение которого регулируется с помощью дросселей насыщения, представлена на рис. 7.6,о.
Типичная вольт-амперная характеристика сварочного выпрямителя показана на рис. 7.6,в. За счет применения тиристоров, включенных, например, по трехфазной мостовой схеме, можно исключить дроссели насыщения, объем
399
Рис. 7.6. Выпрямители для питания аппаратов дуговой сварки:
а — управляемый дросселем насыщения диодный выпрямитель, выполненный по трехфазной мостовой схеме; б — несимметричный трехфазный мостовой выпрямитель на тиристорах и диодах; / — силовой выключатель с термореле; 2 — преобразовательный трансформатор; 3— дроссель насыщения; 4— диодный выпрямитель; 5 — схема управления дросселем насыщения; 6 — регулятор; 7— генератор управляющих импульсов для тиристоров; в — вольт-амперные характеристики сварочных выпрямителей;нерегулируемого;регулируемого
и масса которых составляют значительную часть всего прибора [7.15, 7.18]. Кроме того, при такой замене улучшаются динамические характеристики выпрямителя.
На рис. 7.6,6 представлена принципиальная схема регулируемого сварочного выпрямителя, выполненного на основе несимметричной («полууправляемой») мостовой схемы. Важным элементом является сглаживающий реактор, который определяет границу режима прерывистого тока и динамику поведения электрической дуги в процессе сварки. Регуляторы 6 стабилизируют напряжение и ток дуги.
Устройства для плазменной сварки и резки, выпускаемые в последнее время промышленностью, имеют существенные преимущества по сравнению с традиционными ап- 400
Рис. 7.7. Система питания плазменной горелки с вспомогательной высокочастотной дугой для сварки и резки:Рис. 7.7. Система питания плазменной горелки с вспомогательной высокочастотной дугой для сварки и резки:1 — катод; 2 — анод; 3 — деталь; 4 — выпрямитель по несимметричной мостовой трехфазной схеме; 5 — датчик переменного тока; 6 — регулятор тока; 7 — генератор управляющих импульсов для тиристоров; 8 — сглаживающий реактор; 9 — блок электронного контроля коротких замыканий; 10 — разделительный конденсатор; 11— трансформатор; 12— высоковольтный высокочастотный блок1 — катод; 2 — анод; 3 — деталь; 4 — выпрямитель по несимметричной мостовой трехфазной схеме; 5 — датчик переменного тока; 6 — регулятор тока; 7 — генератор управляющих импульсов для тиристоров; 8 — сглаживающий реактор; 9 — блок электронного контроля коротких замыканий; 10 — разделительный конденсатор; 11— трансформатор; 12— высоковольтный высокочастотный блок
Рис. 7.7. Система питания плазменной горелки с вспомогательной высокочастотной дугой для сварки и резки:
Рис. 7.7. Система питания плазменной горелки с вспомогательной высокочастотной дугой для сварки и резки:
1 — катод; 2 — анод; 3 — деталь; 4 — выпрямитель по несимметричной мостовой трехфазной схеме; 5 — датчик переменного тока; 6 — регулятор тока; 7 — генератор управляющих импульсов для тиристоров; 8 — сглаживающий реактор; 9 — блок электронного контроля коротких замыканий; 10 — разделительный конденсатор; 11— трансформатор; 12— высоковольтный высокочастотный блок
1 — катод; 2 — анод; 3 — деталь; 4 — выпрямитель по несимметричной мостовой трехфазной схеме; 5 — датчик переменного тока; 6 — регулятор тока; 7 — генератор управляющих импульсов для тиристоров; 8 — сглаживающий реактор; 9 — блок электронного контроля коротких замыканий; 10 — разделительный конденсатор; 11— трансформатор; 12— высоковольтный высокочастотный блок
Рис. 7.8. Трехфазные горелки с сегментной дюзой:
а — чисто трехфазиое питание; б — трехфазное питание с дополнительной дугой постоянного тока; / — катод; 2 — сегментная дюза (три электрода для трехфазного тока, анод — для постоянного тока); 3 — трансформатор; 4 — выпрямитель; 5 — разделительные конденсаторы; 6 — плавка; 7 — сглаживающий дроссель
паратами для электродуговой сварки [7.11, 7.12]. Плазменная дуга, горящая в атмосфере специально вдуваемого газа, стабильнее и имеет меньшее поперечное сечение, чем электрическая дуга в воздухе, поэтому с помощью плазменной горелки можно получить гладкую поверхность разреза без образования капель. Стабильность дуги сохраняется при значительном уменьшении тока, что позволило, в частности, создать приборы для плазменной микросварки, например для сварки жести толщиной до 0,1 мм или проволочной сетки.
ше 70 В и ток разующего газа осуществляется газового слоя.ше 70 В и ток разующего газа осуществляется газового слоя.
ше 70 В и ток разующего газа осуществляется газового слоя.
ше 70 В и ток разующего газа осуществляется газового слоя.
Рис. 7.9. Схемы электропитания дуговой и плазменной печей:
с — схема с тиристорным регулятором трехфазного напряжения с неуправляемым выпрямителем; б — схема с тиристорным выпрямителем; 1 — высоковольтный силовой выключатель; 2 — высоковольтный трансформатор; 3—регулятор трехфазного напряжения; 4 — понижающий трансформатор; 5 — выпрямитель; 6— сглаживающий реактор; 7—катод; 8 — анод; 9 — тиристор для защиты от перенапряжений при работе дуги
В промышленности находят также применение приборы плазменной сварки большой мощности, с помощью которых можно получить сварное соединение толщиной до 10 мм с удвоенной по сравнению с традиционными методами скоростью сварки. Для этого требуются напряжение вы- около 200 А. Кроме вдувания плазмооб- необходима защита места сварки, что созданием соответствующего защитного Устройство схематически показано на
рис. 7.7. Наряду с главной дугой, горящей между анодом и катодом и выдуваемой на обрабатываемое изделие, в плазмотроне существует вспомогательная или контрольная Дуга, питаемая высокочастотным напряжением (2кВ), которая служит для зажигания и стабилизации главной дуги. Электронная защита от коротких замыканий автоматически отключает питание при снижении напряжения на электродах ниже установленного значения.
Приборы плазменной резки осуществляют разрез металлических листов и различных заготовок толщиной до 1170 мм с весьма высокой скоростью. Напряжение обычно не превышает 400 В, ток дуги — до 500 А.
Вакуумные электродуговые и плазменные плавильные печи. Для их питания можно применять постоянный или трехфазный переменный ток. При питании печи постоянным током легче получить требуемую форму дуги, а также легче осуществить зажигание дуги. При питании одно402
или трехфазным током проблематична стабилизация дуги при переходе напряжения через нуль, однако эти трудности устраняются при питании печи трехфазным током за счет специальной конструкции электродов (рис. 7.8) [7.20, 7.21].
Для питания дуговой печи постоянным током преимущественное применение находят две основные схемы. Для низких напряжений и больших токов или высоких напряжений и небольших токов применяются, тиристорный регулятор трехфазного напряжения, включенный на стороне сетевой обмотки трансформатора, и неуправляемый выпрямитель (рис. 7.9,а). Для напряжений примерно от 400 до 1500 В чаще всего применяют управляемый выпрямитель по трехфазной мостовой схеме (рис. 7.9,6).
РЕГУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА ДЛЯ ОСВЕТИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ, ПЕЧЕЙ СОПРОТИВЛЕНИЯ И СВАРОЧНЫХ ПРИБОРОВ
ОСВЕТИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Бесступенчатое регулирование освещенности в установках с лампами накаливания и люминесцентными лампами, осуществляемое с помощью тиристорных устройств, открыло многие новые возможности. Примером могут служить регуляторы света для театральной сцены или телевизионной студии, к которым предъявляются высокие требования. Маломощные устройства или устройства, к которым предъявляются относительно невысокие требования (например, небольшие регуляторы освещенности для ламп накаливания мощностью до 1 кВт или автоматические выключатели ламп с управлением от фотоэлементов) и которые могут быть использованы в бытовой электронике, будут описаны в гл. 8.
На рис. 7.10 показана принципиальная схема регулятора света, нагрузкой которого являются лампы накаливания в телевизионной студии. При использовании цветных передающих камер требуется высокая стабильность освещенности, которую можно достигнуть только за счет стабилизации напряжения, питающего лампы. Чтобы с учетом падения напряжения на кабелях и колебаниях напряжения сети иметь достаточно большой резерв регулирования, питающее напряжение регулятора света должно составлять 250—280 В [7.23].
Как видно из рис. 7.10, выходное напряжение регулятора, подаваемое на лампы, передается в виде постоянного напряжения на функциональный преобразователь, необ-
403
Рис. 7.10. Регулятор освещения телевизионной студии:
I — регулятор переменного напряжения; 2 — реактор, ограничивающий скорость нарастания тока; 3 — конденсатор защиты от радиопомех; 4 — блок питания;
5— система регулирования: 5.1 — формирователь длительных импульсов; 5.2 — устройство управления; 5.3 — усилитель; 5.4— функциональный преобразователь;
6 — трансформатор измерителя действительной величины напряжения; 7—быстродействующий выключатель; 8—балластный резистор; 9— лампа накаливания;
10 — уставка освещенности
ходимый для того, чтобы подаваемое затем на узел сравнения постоянное напряжение, определяемое действующим значением напряжения на лампах, соответствовало световому потоку ламп накаливания. После узла сравнения сигнал через усилитель с ограничением подается на фазосдвигающую схему. Полученные импульсы с нужной фазой передаются в виде импульсов с высокочастотным заполнением через устройства потенциальной развязки на дополнительный оконечный формирователь и преобразуются в широкие импульсы. За счет широких управляющих импульсов анодный ток тиристоров поддерживается при минимальной нагрузке и максимальном угле управления. Благодаря этому мощность нагрузки в виде ламп накаливания может изменяться от 25 до 5000 Вт во всем диапазоне регулирования.
От использования быстродействующего предохранителя для защиты тиристоров от коротких замыканий на стороне нагрузки можно отказаться, если с помощью токо- 404
ограничивающего реактора с достаточной индуктивностью обеспечить согласование характеристик тиристоров с характеристикой автоматического выключателя.
Основанные на аналогичных принципах регуляторы освещения для сцены обычно выполняются без замкнутого контура регулирования. В этом случае исключаются показанные на рис. 7.10 устройство измерения напряжения, функциональный преобразователь и регулирующий усилитель.
При выборе тиристоров и расчете их нагрузочной способности следует учитывать, что при подключении холодной лампы накаливания к сети возникают токи перегрузки, примерно в 8 раз превышающие номинальный, которые спадают примерно за 150 мс.
Другой пример применения регуляторов освещенности связан с питанием осветительных огней на аэродромах, входящих в систему вспомогательных посадочных средств. По навигационно-техническим требованиям необходимо согласовывать силу света оптических вспомогательных посадочных средств с погодными условиями, компенсировать выход из строя отдельных осветительных ламп и стабилизировать напряжение при колебаниях напряжения сети [7.24].
На рис. 7.11 приведена принципиальная схема регулировки силы света посадочных осветительных огней. Из-за большого удаления друг от друга и связанного с этим падения напряжения на проводах источники света одной группы включены не параллельно друг другу, а последовательно. Вместе с тем, чтобы при выходе из строя одной из ламп не возникал разрыв цепи, лампы питаются через
Рис. 7.11. Регулятор для питания аэродромных огней:
/ — регулятор переменного тока; 2— изолирующие трансформаторы; 3— уставка тока; 4— датчик действительного значения тока; 5—-регулирующее и управляющее устройство "
трансформаторы. Регулирование производится по действующему значению тока в общей цепи. Выход из строя отдельной лампы компенсируется повышением питающего напряжения, при этом сила света остальных ламп не изменяется. Из-за замедленного нарастания тока, вызванного при выходе лампы из строя наличием большой индуктивности работающего на холостом ходу трансформатора, необходимо для управления тиристорами применять широкие импульсы. Автоматическое повышение питающего напряжения может одновременно использоваться для контроля исправности ламп. Колебания напряжения сети отрабатываются обычным образом, причем время регулирования меньше, чем постоянная времени лампы.
Для повышения безопасности транспортных средств при въезде в туннель в дневное время при интенсивном солнечном свете необходимо обеспечить высокий уровень освещенности в туннеле, в ночные часы, напротив, освещение туннеля не должно существенно превышать уличную освещенность. В промежуточных случаях должно осуществляться постоянное согласование освещенности туннеля с внешней освещенностью, что производится с помощью бесступенчатого регулятора напряжения, от которого питаются дуговые газоразрядные лампы. Уставку задает установленный под открытым небом фотоэлемент [7.25].
Осветительные устройства в производственных и административных помещениях оборудованы почти исключительно люминесцентными лампами, имеющими по сравнению с лампами накаливания более высокую светоотдачу. Силу света люминесцентной лампы нельзя изменять уменьшением напряжения, например, с помощью регулирующего трансформатора из-за ее падающей вольт-амперной характеристики и необходимого высокого напряжения повторного зажигания. Требуемое регулирование освещенности, создаваемой такими лампами, осуществляется изменением тока ламп без существенного изменения приложенного напряжения.
На рис. 7.12 показана принципиальная схема регулятора света люминесцентных ламп. В качестве входного сигнала для регулятора используется среднее за полпериода значение тока, так как оно пропорционально силе света люминесцентной лампы. В установках с управляемыми по току люминесцентными лампами принципиально необходимо заменить обычные стартеры накальными трансформаторами, которые имеют две отдельные обмотки для 406
Рис. 7.12. Регулятор для люминесцентных ламп:
/ — регулятор переменного тока; 2— люминесцентные лампы с накальными трансформаторами; 3 — параллельный реактор; 4— датчик уровня освещенности;
5 — измеритель действительной величины тока; 6— усилитель регулятора; 7— блок управления; 8— реле напряжения; 9— добавочный реактор
каждой подключенной лампы. Для упрощения установки каждая лампа должна иметь собственный накальный трансформатор.
При внешнем питании накала электродов ламп при зарегулированном режиме обеспечивается горение ламп без мерцания и исключается сильный износ электродов, возможный из-за включения в холодном состоянии. Для облегчения зажигания у каждой люминесцентной лампы имеется на колбе заземленная полоска металлической фольги или плоская проволочная сетка, которая исключает неблагоприятное распределение потенциала в месте установки. Для управляемых установок лучше подходят люминесцентные лампы небольшой мощности, так как напряжение зажигания при пуске и напряжение перезажи- гания у них значительно меньше и при меньших размерах у них лучше распределение потенциалов. Когда в процессе регулирования выходное напряжение регулятора достигает полного рабочего напряжения люминесцентных
ламп, накал электродов отключается с помощью реле напряжения.
При включении реактора параллельно с лампой диапазон регулирования несколько расширяется.
Диапазон регулирования тока люминесцентной лампы без появления ее мерцания зависит от типа лампы, окружающей температуры и технологии изготовления лампы. Он составляет 1 : 10 и доходит в некоторых случаях до 1 : 1000.
РЕГУЛЯТОРЫ ДЛЯ ПЕЧЕЙ СОПРОТИВЛЕНИЯ
Регуляторы одно- и трехфазного напряжения применяются для регулирования температуры в электропечах сопротивления, предназначенных для сушки, плавки стекла, закалки, диффузии и т. д. Важно сразу отметить, что тепловая постоянная времени печей сопротивления много больше периода сетевого напряжения. Поэтому можно достаточно точно регулировать температуру в печи методом низкочастотного широтно-импульсного (пакетно-импульсного) регулирования напряжения. Регулятор работает при этом как переключатель «включено-выключено», пропуская в течение нескольких полных периодов частоты сети ток к нагрузке и оставаясь затем запертым также в течение нескольких периодов (см. пп. 3.6.2 и 8.1.2). При этом радиопомехи и потребление от сети реактивной мощности, а следовательно, и затраты на фильтры радиопомех и компенсирующие конденсаторы могут отсутстствовать.
Рис. 7.13. Структура регулятора температуры печи сопротивления: / — тиристорный регулятор напряжения; 2— печь; 3— уставка температуры: 4—сигнал с термопары; 5 — двух- познциониый регулятор; 6 — синхронизация с напряжением сети; 7 — формирователь импульсов управления
На рис. 7.13 показана принципиальная схема устройства регулирования температуры печи сопротивлений. От регулятора 5, который в данном случае работает как двухпозиционный регулятор, сигналы совместно с синхрони- [ зирующими импульсами, вырабатываемыми в моменты перехода напряжения сети через нуль, подаются на ло- j гическую переключающую схему и затем через формиро- 1 408
ватель управляющие импульсов — на тиристоры. Мощность нагрева регулируется изменением соотношения между продолжительностью протекания тока и длительностью паузы, причем продолжительность включения имеет целочисленную кратность по отношению к длительности периода питающей сети. Практически достаточно, чтобы частота включений была равна 1 Гц [7.26—7.28].
РЕГУЛЯТОРЫ ДЛЯ АППАРАТОВ СВАРКИ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
В аппаратах для сварки сопротивлением тиристорный регулятор устанавливается на первичной стороне сварочного трансформатора, так как протекающие на вторичной стороне токи доходят до 10—80 кА при напряжении не выше 6—10 В.
Рис. 7.14. Структура регулятора сварочного аппарата для сварки сопротивлением:
/ — тиристорный регулятор переменного тока; 2— синхронизированный с сетью датчик времени сварки; 3 —регулятор тока сварки; 4— блок управления; 5 — сварочный трансформатор
На рис. 7.14 показана принципиальная схема регулятора для сварочного аппарата сопротивления. Сварочный ток плавно регулируется с помощью фазового управления, время сварки задается кратно длительности периода частоты сети. Для исключения постоянной составляющей тока в обмотках трансформатора сварочный ток должен всегда протекать в течение полного числа периодов сетевого напряжения. Изменения напряжения сети можно компенсировать изменением угла управления.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ДЛЯ ЭЛЕКТРОНАГРЕВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ИНФРАНИЗКОЙ ВЫХОДНОЙ ЧАСТОТОЙ
Преобразователь для электромагнитного перемешивания расплава. Ускорение процесса плавки, желательное с точки зрения повышения производительности и экономии энергии, особенно в электродуговых и ковшовых печах, требует интенсивного перемешивания расплава; это одно- 409
временно повышает качество продукции. При этом для удаления серы из чугуна, очистки расплава от примесей, получения однофазности и мелкодисперсности стали с успехом недавно стало применяться электромагнитное перемешивание жидкого металла [7.30, 7.31].
Электромагнитное перемешивание осуществляется с помощью движущегося электромагнитного поля, которое создается в плоском, дугообразном или цилиндрическом
Рис. 7.15. Конструкции устройств для электромагнитного перемешивания расплава:
а — для дуговой печи; б — для ковшовой печи; / — корпус печи; 2 — статор электромагнитного перемешивателя; 3— плавка
статоре по принципу линейного электродвигателя. Под действием такого поля в жидком металле индуцируются вихревые токи, которые за счет движения поля вызывают циркуляцию расплава. Направление и скорость потоков расплава различны в различных точках печи и зависят от интенсивности, конфигурации и частоты переменного поля. Возможные конструкции печей с обычно применяемым двухфазным статором показаны на рис. 7.15,а, б.
Скорость перемешивания, полюсное деление и глубина проникновения тока в расплав определяют в основном выбор рабочей частоты. Обычно считается целесообразной
Таблица 7.2. Технические параметры устройств для электромагнитного перемешивания стали (производства СССР) [7.32]
Показатели
Тип устройства
СЭП 1-25
СЭП 1-50
СЭП 1-100
СЭП 1-200
Масса расплава в печи, Т
25
50
100
200
Частота, Гц
0.9
0,65
0.5
0,4
Мощность, кВ-А
575
550
860
525
Ток фазы. кА
2.5
2,4
2,0
2.0
Напряжение, В
115
115
180
130
Коэффициент мощности
0,5
0,59
0,58
0,66
Масса, т
15.5
20,0
40,0
32.0
Расход охлаждающей воды.м3/ч
14
15
17.5
16
скорость перемешивания 0,3—0,6 м/с. Полюсное деление 1,0—3,0 м для электродуговых печей с массой расплава до 300 т и требуемая глубина проникновения поля в расплав больше чем на 0,5—1,2 м обусловлены полезным объемом печи, при этом требуется рабочая частота 1,5— 0,3 Гц. Чем больше полезный объем печи, тем ниже требуемая частота. Линейная токовая нагрузка статора составляет 1200—1500 А/см, при этом ток в обмотках до-
Рис. 7.16. Принципиальная схема двухфазного преобразователя частоты для электромагнитного перемешивания расплава 17.32]:
1 — трансформатор; 2, 3 — трехфазно-од- нофазпые преобразователи частоты; 4— обмотки статора перемешивающего устройства; 5— уставка частоты и напряжения; 6,7 — блоки обработки информации и формирования управляющих импульсов
ходит до 800— 2000 А. Коэффициент мощности обмотки статора невелик и составляет 0,1—0,5.
В табл. 7.2 приведены технические параметры отечественных агрегатов для электромагнитного перемешивания стали в электродуговых сталеплавильных печах [7.32].
Для питания двухфазного перемешивающего устройства можно с успехом использовать тиристорный непосредственный преобразователь частоты (см. п. 3.5.4). Обмотки обеих фаз перемешивающего устройства питаются от раздельных выходов преобразователя, который обеспечивает сдвиг на 90° токов в этих обмотках относительно друг друга. На рис. 7.16 представлена структура подобного преобразователя частоты. По сравнению с использовавшейся ранее электромашинной преобразовательной системой, состоящей из 10 вращающихся машин, тиристорный преобразователь характеризуется более высоким КПД, простотой обслуживания, меньшей площадью для установки и т. д.
Чтобы содержание высших гармоник в выходном напряжении было незначительным, обычно применяют уп-
411
равляемый преобразователь, принцип работы которого описан в п. 3.5.4.
В СССР для перемешивающего устройства типа СЭП 1-100 (табл. 7.2), применяемого на электродуговой стале- плавильной печи с полезным объемом 200 т, разработан тиристорный преобразователь типа ТП4ПУ-1-.100, технические данные которого приведены в табл. 7.3.
Таблица 7.3. Технические параметры тиристорного преобразователя ТПЧ ПУ-1-100 для электромагнитного перемешивания стали (производства СССР)
Выходная мощность, кВ-А
2X450
Частота, Гц
0,3-2,0
Число фаз на выходе
2
Фазовый сдвиг между напряжениями фаз (при ручном регулировании через 5°)
60—120*
Номинальное выходное напряжение, В
180 (основная гармоника)
Номинальный выходной ток, А
2400 (основная гармоника)
Питающая сеть
6,3 кВ; 50 Гц, 3 фазы
Для получения требуемого тока фазы перемешивающего устройства параллельно включены четыре тиристора типа Т14-320 шестого класса. Преобразователь имеет всего 96 тиристоров.
Для первых опытных образцов устройств электромагнитного перемешивания выпускались тиристорные преобразователи с изменением угла управления по прямоугольному закону (преобразователь с трапецеидальной кривой выходного напряжения). Потери в статоре возрастали при этом на 4—5% по сравнению с синусоидальным напряжением. Хотя стоимость комплектного устройства для электромагнитного перемешивания (статор и преобразователь) составляет примерно 30% стоимости самой печи, устройство практически окупается за три-четыре года.
Преобразователи для печей электрошлакового переплава. Для получения специальных легированных сталей разработаны особые методы плавки, из которых метод электрошлакового переплава получает все большее значение из-за его экономичности. Устройство для электрошлакового переплава показано на рис. 7.17. Под воздействием протекающего постоянного тока электрод / расплавляется в шлаковой ванне 2. При этом расплавленный материал электрода химически взаимодействует со шлаком и содержание нежелательных составляющих материала, та- 412
ких как сера, фосфор и др., значительно снижается. Благодаря интенсивному охлаждению тигля 5 металл застывает в нижней части тигля, образуя блок, который по сравнению с исходным электродом имеет более высокую чистоту и лучшую однородность структуры.
При выборе схемы электропитания для печи, работающей на основе метода электрошлакового переплава, учитываются кроме электрических также и металлургические факторы, так как процесс плавления, как и про-
Рис. 7.17. Устройство печи для электрошлакового переплава [7.33]:
1 — плавящийся электрод; 2 — шлаковая ванна; 3— расплав;
4 — переплавленный блок; 5 — тигель; 6 — источник питания
цесс застывания металла, происходит непосредственно при влиянии электромагнитного поля. До последнего времени питание установок электрошлакового переплава осуществлялось на однофазном токе с частотой сети с помощью понижающего трансформатора, имеющего сильноточную вторичную обмотку (на ток порядка нескольких или десятков килоампер), причем ток, необходимый для плавления, устанавливался с помощью ступенчатого переключения отводов трансформатора, плавно регулируемого трансформатора или тиристорного регулятора напряжения. Недостатками этого способа питания, особенно проявляющимися при плавке больших масс металла, являются несимметричная нагрузка трехфазной сети, большая потребляемая реактивная мощность, а также большие активные потери в электроде и в блоке застывшего металла из-за эффекта вытеснения тока.
Так как в общем случае питание постоянным током недопустимо из-за химических изменений в шлаковой ванне, обусловленных электролитическим эффектом, напрашивается питание мощных печей электрошлакового переплава от непосредственных трехфазно-однофазных тиристорных преобразователей частоты с выходной частотой до 10 Гц, конструкция и принцип действия которых соответствуют преобразователю, используемому для электро-
магнитного перемешивания жидкого металла (см. рис. 7.16, а также п. 3.5.4).
Тиристорные преобразователи частоты с трапецеидальной формой кривой выходного напряжения были применены для питания печи электрошлакового переплава с максимальным диаметром блока 2,3 м и максимальной массой 165 т [7.33]. В электроплавильном устройстве одновременно расплавляются четыре электрода, при этом у каждого электрода имеется свой преобразователь с раздельным управлением вентильными группами, выполненными по схеме двойной звезды с уравнительным реактором. Электрические параметры всего преобразователя приведены в табл. 7.4. Принцип управления и регулирования преобразователя ясен из рис. 7.18. Переход тока преобразователя через нуль фиксируется с помощью трансформатора тока 8, при этом импульсы управления ранее проводившей ток тиристорной группы запираются и после этого подаются управляющие импульсы на тиристоры другой группы, обеспечивающей протекание тока в противоположном направлении.
ГО кВ
6
Рис. 7.18. Система регулирования преобразователя частоты для питания печи электрошлакового переплава [7.33j:
/ — логическн-командный блок: /./—определение моментов перехода тока через нуль; 1.2— сигналы для попеременного запирания импульсов с целью раздельного управления; 2— блок уставок; 3— регулятор тока; 4—усилитель; 5 — формирователь импульсов управления; 6 — усилитель импульсов; 7 — преобразователь частоты; 8 — трансформатор тока; 9— печь электрошлакового переплава; ^уст» Фуст» ^уст— сигналы уставки по частоте, фазовому углу и току печи
Таблица 7.4. Технические данные источника электропитания для устройства электрошлакового переплава фирмы Siemens [7,33)
Мощность, МВ-А
Напряжение питания, кВ
Выходное напряжение, В Максимальный выходной ток, кА
Частота, Гц
4X2,3
10
65
4x25
0-10
С помощью датчика заданных значений 2 устанавливаются выходная частота (которая может плавно изменяться) и отдельно для каждого преобразователя фаза тока, так что путем соответствующего фазового сдвига токов можно исключить нежелательное вращательное движение расплавленного материала в электромагнитном поле. Кроме того, можно при необходимости предварительно задать полярность тока для плавки постоянным током (5=0).
В каждом плече двойной трехфазной схемы с уравнительным реактором параллельно включены девять таблеточных тиристоров с водяным охлаждением с предельным средним током по 700 А, расположенных на общей шине, так что получается компактная конструкция. Для снижения добавочных потерь каркас шкафа выполнен из алюминиевых профилей, а стенки шкафа — из немагнитных материалов.
Тиристорные непосредственные преобразователи частоты аналогичного типа могут также использоваться для индукционного нагрева больших заготовок на низких частотах.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЫ
ДЛЯ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА
Индукционный нагрев все более широко используется для нагрева металлов с целью плавки, закалки, отпуска, пайки, сварки, ковки, горячей штамповки и др. Бесконтактная передача энергии и ее высокая концентрация в зоне нагрева, хорошая возможность регулирования и воспроизводимость результатов, как и возможность работать в вакууме или в защитной атмосфере, позволяют отнести устройства индукционного нагрева к важнейшим средствам рационализации и автоматизации в различных отраслях металлургии, химии, металлообрабатывающей промышленности, электротехники и электроники, научного приборостроения и т. д.
Принцип индукционного нагрева показан на рис. 7.19,а. Протекающий через индуктор 1 переменный ток создает электромагнитное поле, которое вызывает в детали 2 вихревые токи, нагревающие ее. При этом электромагнитное поле проникает лишь на определенную глубину в деталь и плотность тока снижается экспоненциально по мере удаления от поверхности детали вглубь.
Рис. 7.19. Устройство индуктора Со) эквивалентные схемы (бив)Рис. 7.19. Устройство индуктора Со) эквивалентные схемы (бив)Рис. 7.20. Зависимость КПД преобразователей частоты для индукционного нагрева от относительной мощности:Рис. 7.20. Зависимость КПД преобразователей частоты для индукционного нагрева от относительной мощности:
Рис. 7.19. Устройство индуктора Со) эквивалентные схемы (бив)
Рис. 7.19. Устройство индуктора Со) эквивалентные схемы (бив)
Рис. 7.20. Зависимость КПД преобразователей частоты для индукционного нагрева от относительной мощности:
Рис. 7.20. Зависимость КПД преобразователей частоты для индукционного нагрева от относительной мощности:
тиристорный преобразователь;вращающийся преобразователь; — • — высокочастотный ламповый генератор
В зависимости от технологических задач для индукционного нагрева требуется переменный ток с частотой, лежащей в диапазоне от 50 Гц (а иногда и ниже) до нескольких мегагерц. Для области средних частот — от нескольких сотен герц до 10 кГц — успешно используются тиристорные преобразователи частоты. По сравнению с применявшимися до сих пор вращающимися электрома- шинными преобразователями они характеризуются более высоким КПД, особенно при частичной нагрузке, более простым и удобным регулированием рабочей частоты и выходной мощности, отсутствием необходимости в массивных фундаментах, простотой обслуживания и большим сроком службы (рис. 7.20).
При питании устройства индукционного нагрева от тиристорных преобразователей частоты можно достигнуть в зависимости от конкретных условий экономии электроэнергии на 15—38% и снижения расхода охлаждающей 416
воды на 25—30 % по сравнению с питанием от вращающихся преобразователей.
Наиболее часто в преобразователях частоты для индукционного нагрева используются схемы резонансных автономных инверторов (см. п. 3.5.2) или, иначе, инверторов с коммутацией за счет нагрузки, а также схемы параллельных автономных инверторов тока. Весьма часто
Рис. 7.21. Изменение активного (а) и индуктивного (6) сопротивлений в эквивалентной схеме рис. 7.19,8 в процессе иагрева (по отношению к сопротивлению в конце нагрева):/ — немагнитный материал; 2— ферромагнитный материал; 3— характерная область значенийРис. 7.21. Изменение активного (а) и индуктивного (6) сопротивлений в эквивалентной схеме рис. 7.19,8 в процессе иагрева (по отношению к сопротивлению в конце нагрева):/ — немагнитный материал; 2— ферромагнитный материал; 3— характерная область значений
Рис. 7.21. Изменение активного (а) и индуктивного (6) сопротивлений в эквивалентной схеме рис. 7.19,8 в процессе иагрева (по отношению к сопротивлению в конце нагрева):
/ — немагнитный материал; 2— ферромагнитный материал; 3— характерная область значений
Рис. 7.21. Изменение активного (а) и индуктивного (6) сопротивлений в эквивалентной схеме рис. 7.19,8 в процессе иагрева (по отношению к сопротивлению в конце нагрева):
/ — немагнитный материал; 2— ферромагнитный материал; 3— характерная область значений
в таких инверторах рабочая частота автоматически изменяется при изменении нагрузки в процессе нагрева, так что колебательный контур, образованный индуктором и входящими в состав инвертора конденсаторами и реакторами, всегда находится в режиме, близком к резонансу.
Нагревательный индуктор и находящаяся в нем деталь могут быть описаны с помощью показанной на рис. 7.19,6 эквивалентной схемы, которая при X">R может быть преобразована в чисто параллельную схему (рис. 7.19,в), в которой RU^X2/R и Хп^Х. Так как при неизменных геометрических размерах детали и постоянной частоте активное и индуктивное сопротивления пропорциональны Крц (где р —■ удельное электрическое сопротивление, р,— магнитная проницаемость материала детали), то в процессе нагрева Rn и Хк изменяются (рис. 7.21). Это явление особенно сильно выражено при нагреве ферромагнитных материалов [3.1].
При расчете тиристорного инвертора следует учитывать, что Rv может изменяться в 1,5—2,5 раза, т. е. R в 4 раза, а Хп — в 1,3—1,6 раза. Это приводит к частот- 27—5269 417
йои зависимости эквивалентных сопротивлений, которая может быть выражена как
Нп^Яп^КГ1’. (7.20)
Хп = Хп0^Мп\ (7.21)
где Rno и Лпо — активное и индуктивное сопротивления на основной частоте Фо- Коэффициенты щ и п2 зависят от геометрии системы индуктор—деталь и физических свойств детали. Значения Hi для немагнитных материалов лежат в диапазоне 1,11—1,4 и для ферромагнитных материалов—в диапазоне 0,8—1,3, значения н2 составляют 0,8-0,95 [3.1].
В последнее время в преобразователях для индукционного нагрева в диапазоне частот от 150 Гц до 10 кГц чаще всего используется автономный инвертор с параллельным нагрузке компенсирующим конденсатором, обычно называемый параллельным инвертором (см. п. 3.5.2). В таком инверторе весьма просто осуществляется согласование с нагрузкой и благодаря большой индуктивности реактора в цепи постоянного тока относительно просто осуществляется защита тиристоров при авариях [3.1, 7.35, 7.36].
В ГДР производятся основанные на использовании такого инвертора тиристорные преобразователи частоты мощностью 800 и 1250 кВт при частоте 500 Гц для питания индукционных плавильных печей на 1—4 т и преобразователи мощностью 250 кВт при частоте 2,4 кВт для питания индукционных устройств для нагрева деталей перед горячей штамповкой или ковкой (табл. 7.5). Принципиальная схема преобразователя, состоящего из выпрямителя, звена постоянного тока и инвертора, приведена на рис. 7.22. Скорость нарастания тока dia/d.t ограничивается с помощью реакторов £к до допустимого значения, при этом ток на выходе имеет трапецеидальную форму (рис. 7.23,6).
Принцип автоматической подстройки частоты инвертора в соответствии с изменением параметров нагрузки (самоуправляемый инвертор) проиллюстрирован с помощью структурной схемы управления (рис. 7.23,я) и временных диаграмм, па которых показаны сигналы в различных точ-
7.22. Принципиальная схема тиристорного преобразователя часто-7.22. Принципиальная схема тиристорного преобразователя часто-Рис. ты сРис. ты с
7.22. Принципиальная схема тиристорного преобразователя часто-
7.22. Принципиальная схема тиристорного преобразователя часто-
Рис. ты с
Рис. ты с
Таблица 7.5. Технические данные тиристорных преобразователей частоты для индукционного нагрева (производства VEB, комбинат EAW» и VEB Inducal, ГДР)
Показатели
Тип преобразователя
IMU-P 250/2,4
1MU-P 1250/0,5
Выходная мощность, кВт
Выходной ток, А
Выходное напряжение, В Номинальная частота, кГц
Рабочая частота, кГц
КПД, «/о
Расход охлаждающего воздуха, м3,ч
250 600 750
2,4
1,0-3,0 95 3200
1250
2860
750
0,5 0,35—0,6
95 17500
ках схемы (рис. 7.23,6). В точках 3 и 4 получаются прямоугольные импульсы, фронты которых соответствуют моментам перехода через нуль тока конденсатора ic и напряжения нагрузки ин. Важным элементом является играющий роль источника тока операционный усилитель, который обеспечивает линейный заряд конденсатора от момента перехода через нуль напряжения на нагрузке аи
параллельным инвертором на выходе:
упплк!П|,ЯМИТель' 2 — инвертор; 3— колебательный контур нагрузки; 4 — блок устройство1 вьш1)ямителем; 5 — блок управления инвертором; 6, 7—пусковое
Рис. 7.23. Принцип построения блока управления параллельным инвертором (а) и диаграммы импульсов в характерных точках (б)
до момента перехода через нуль тока ic, сдвинутого примерно на четверть периода, после этого конденсатор начинает разряжаться также с постоянной скоростью.
Импульсы управления тиристорами инвертора формируются в моменты времени, когда управляющее напряжение % и спадающее выходное напряжение интегратора «инт равны. Изменяя %, можно изменять время задержки /3 и тем самым регулировать время /н, предоставляемое для выключения тиристоров.
Для повышения выходного напряжения инвертора без использования трансформаторов можно при определенных условиях применить принцип емкостного подключения нагрузки (рис. 7.24). С увеличением отношения емкостей 420
Рис. 7.24. Схема подключения нагрузки на повышенное напряжение и зависимость напряжения UB от отношения емкостей
C2/Ci возрастает отношение напряжений UH/U, а также растет время, предоставляемое для выключения тиристоров.
В табл. 7.6 приведены параметры преобразователей частоты для индукционного нагрева, выпускаемых Таллинским электротехническим заводом им. М. И. Калинина. При выходной частоте до 2400 Гц использован параллельный инвертор, в то время как для частоты 8 кГц и выше применяется схема с удвоением частоты (см. рис. 3.46) без обратных диодов, которая работает в режиме прерывистого тока.
Таблица 7.6. Параметры тиристорных преобразователей частоты Таллинского электротехнического завода им. М. И. Калинина
Тип преобразователя
Показатели
1 sr к
sr с
Е
Н
в
Ё
3 i F-
Номинальная выходная мощность, кВт
800*
800*
500**
320
250
250
160
Номинальныйвыходной
ток, А
1550
1550
1250
650
530
550
340
Номинальное выходное напряжение, В
800
800
800
800
800
500
800
Номинальная частота, кГц
0,5
1.0
2,4
1.0
2,4
8,0
2,4
КПД, •/,
94
94
91
92
90
85
90
Расход охлаждающей воды, м8/ч
5
5
5
4
4
4,5
2
* Возможно повышение выходной мощности до 1600, 2400 или 3200 кВт за счет параллельного включения двух, трех или четырех преобразователей.
То же, но до 1000 кЕт (два преобразователя включены параллельно).
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
БЫТОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Применение в приборах бытовой техники силовой электроники определяется ее пригодностью к специфическим для этой техники условиям сбыта и применения. Приборы бытовой техники отличаются от используемых в промышленности приборов следующим:
себестоимость и соответственно цена приборов должны быть значительно ниже. Добавим, что повышенная стоимость бытовой техники не всегда определяется более совершенной конструкцией изделия или более низкой стоимостью его эксплуатации;
количество ежегодно выпускаемых приборов бытовой техники значительно больше, чем промышленных приборов;
потребители приборов являются неспециалистами, что обусловливает высокие требования к безопасности и простоте обслуживания.
В электрических приборах, используемых в домашних условиях, потребляемая мощность лежит в диапазоне от нескольких ватт до 2000 Вт. Приборы подключаются почти исключительно к однофазной сети переменного тока напряжением 220 В. Размеры и масса приборов подлежат сильному ограничению, особенно это относится к переносным приборам. В соответствии с этими специфическими условиями требуется сильное упрощение схем по сравнению со схемами промышленных приборов. Однако в последнее время благодаря развитию интегральных схем, например микросхем частного применения, произошел поворот в этой тенденции, особенно отчетливо видный в брльших приборах. Электромеханическое управление (которое раньше считалось более простым) все чаще заменяется электронным вплоть до применения микропроцессоров.
В табл. 8.1 указаны важнейшие возможные применения силовой электроники в бытовой технике.
СХЕМЫ УСТРОЙСТВ УПРАВЛЕНИЯ
ФАЗОВОЕ УПРАВЛЕНИЕ
В бытовых электрических приборах для упрощения силовых схем и цепей управления управляющие импульсы обычно формируются без гальванической развязки непосредственно от сетевого напряжения, без точной синхрони- 422
Таблица 8.1. Возможные использования силовой электроники в бытовых приборах
Электрические бытовые приборы с питанием от сети переменного тока 220 В
Фазоимпульсное управление
Нагрузка
Входная I мощность, Вт I
Прибор|
Схема, рис.
Универсальный коллекторный двигатель
40—60
100—160
250—600
300—450 100—800
Швейные машины
Переносные вращающиеся приборы — миксеры, фены и др.
Ручные электродрели и другие виды ручного инструмента
Кухонные машины
Пылесосы
8.10
8.11
8.12
Двигатель постоянного тока
600—800
Стиральные автоматы
8.14
Асинхронный двигатель
5—100 100—800
100—500
Вентиляторы
Компрессоры для холодильников, газонокосилки, стиральные и сушильные автоматы
Привод ворот гаража
8.16
8.18
8.19
8.16
Лампы накаливания
40—400
Регулятор освещения
8.20
Широтно-импульсное управление на низкой частоте («включено-выключено»)
Нагрев
60—150
60—800
100—150
До 2000
Электрогрелки
Паяльники, утюги
Холодильники
Электроплиты, духовки, стиральные и сушильные автомагы
8.6
8.7
8.9
8.21
8.22
Элементы на основе эффекта Пелтье
40—240
Холодильники, кондиционеры
8.1, 8,5
зации их в моменты перехода напряжения через нуль.
В простейшем случае с помощью регулируемого резистора, используемого как добавочное сопротивление или как делитель напряжения, можно изменять ток управления и тем самым изменять угол управления а в диапазоне 0<а<90° (рис. 8.1,а, 8.2,а и 8.3,а). Этот способ управления основан на зависимости напряжения U(Bo> включения силового прибора от тока управления IG. Небольшой наклон характеристики U(BO)=f(Ic,) и ее разброс для различных экземпляров приводят к существенным недостаткам, например к неточности в задании момента включения, сужению диапазона регулирования; эти недостатки делают такой способ управления малопригодным на практике.
При добавлении в схему конденсатора Ci (рис. 8.2,6 и 8.3,6) изменяется фаза тока iG, протекающего через управляющий электрод тиристора, через резистор R\ и прибор VDi. Диапазон регулирования расширяется, и теперь 0<а<180°. Схема может быть рассчитана так, что момент включения тиристора (или симистора)' практически уже не будет зависеть от мгновенного значения приложенного анодного напряжения и будет являться лишь функцией фазы тока управления. Во время отрицательной полуволны напряжения конденсатор Ci через диод VD2 заряжается до амплитудного значения напряжения и затем начинает разряжаться через 7?ь После того как напряжение на конденсаторе достигнет нуля, возникает скачок тока управления через7?ь У£>1 и цепь управляющего электрода тиристора и последний включается. Момент, когда напряжение ас\ становится равным нулю, устанавливается путем изменения
Если в цепи управляющего электрода судового прибора включен специальный прибор, который остается запертым, пока напряжение на нем не достигнет определенного значения, а затем при большем напряжении отпирается (например, несимметричный или симметричный дини- сторУ, то конденсатор Ci при отпирании этого прибора быстро разряжается, создавая в цепи управляющего электрода тиристора короткий импульс (рис. 8.1,6 и в, 8.2,в, 8.3,в). Этот способ управления дает высокую точность момента включения. Другими преимуществами являются малые потери мощности в силовом тиристоре при включении и более высокое допустимое значение dUdt.
Длительность импульса управляющего тока должна составлять при активной нагрузке не менее 5 мкс.
Рис. 8.1. Схемы цепей управления при фазовом управлении регулятором переменного напряжения с симистором:
а — простейшая схема; б— схема с формированием коротких импульсов, облада- щая гистерезисом; в — то же, но без гистерезиса
Рис. 8.2. Схемы цепей управления при фазовом управлении однополу- периодпым выпрямителем:
а — вертикальное управление; б — горизонтальное управление; в — амплитудное управление
Рис. 8.3. Ток нагрузки /н, напряжение Сети ис и ток управления io при фазовом управлении:а — управление по рис. 8.2,а; ZGTnin — наименьший ток включения тиристора;б— управление по рис. 8.2,6; в — управление по рис. 8.2,вРис. 8.3. Ток нагрузки /н, напряжение Сети ис и ток управления io при фазовом управлении:а — управление по рис. 8.2,а; ZGTnin — наименьший ток включения тиристора;б— управление по рис. 8.2,6; в — управление по рис. 8.2,в
Рис. 8.3. Ток нагрузки /н, напряжение Сети ис и ток управления io при фазовом управлении:
а — управление по рис. 8.2,а; ZGTnin — наименьший ток включения тиристора;
б— управление по рис. 8.2,6; в — управление по рис. 8.2,в
Рис. 8.3. Ток нагрузки /н, напряжение Сети ис и ток управления io при фазовом управлении:
а — управление по рис. 8.2,а; ZGTnin — наименьший ток включения тиристора;
б— управление по рис. 8.2,6; в — управление по рис. 8.2,в
Таблица 8.2. Триггерные элементы для цепей управления силовыми приборами бытовой электроники
Элемент
^(ВОЬ®
UF,B
Примечание
Четырехслойный диод (динистор)
10—20
1
При встречно-параллельном включении двух динисторов или при включении одного в цепи постоянного тока диодного моста возможно получение положительного и отрицательного импульсов
Однопереходный транзистор
3—18
1
Возможны только положительные импульсы, возможно получение последовательности импульсов; величина Цво) —регулируемая
Два комплементарных транзистора
8
1
Схема с двумя парами транзисторов позволяет получить положительные и отрицательные импульсы. Возможно исполнение в виде интегральной схемы
Тетродный тиристор
20
1
Возможны только положительные импульсы; величина U^bo)— регулируемая; возможно исполнение в виде интегральной схемы
Симметричный динистор
26-36
20—30
Возможно получение положительных и отрицательных импульсов
Примечание. U^goy— напряжение переключения; Up—прямое падение напряжения.
Управление с помощью короткого импульса (длительность менее 100 мкс) имеет тот недостаток, что при индуктивной или высокоомной активной нагрузке ток силового тиристора может не успеть достигнуть значения тока удержания за время действия управляющего импульса. Для устранения этого недостатка существуют простые меры:
ограничение минимального значения угла управления. Можно показать [8.1], что минимальный электрический 426
угол управления 30° не приводит к заметному снижению степени использования регулятора переменного напряжения в бытовых приборах, одиако при таком угле короткий импульс с практически достижимой длительностью 30 мкс обеспечивает включение тиристоров, если потребитель имеет коэффициент мощности не хуже cos(p=0,75;
использование приборов с возможно малым током удержания;
включение параллельно нагрузке резистора.
Рис. 8.4. К пояснению эффекта гистерезиса:
в — напряжение сети ис и напряжение иС1 па конденсаторе перед включением вентиля; б— напряжение сети «с и напряжение конденсатора «Г| в схеме рис. 8.2,6; угол управления а,>а2; в — напряжение сети ыс и напряжение конденсатора ыС1 в схеме рис. 8.2,s; угол управления Gj—Gg
Если вместо одного короткого управляющего импульса применяют последовательность импульсов, надежное включение тиристоров гарантируется даже при значительной индуктивности цепи нагрузки. В табл. 8.2 указаны приборы, на базе которых можно осуществить достаточно простые схемы управления для включения силовых тиристоров с помощью последовательности импульсов.
Схема управления, показанная на рис. 8.1,6, не пригодна для симистора, потому что она имеет сильный гистерезис. Если в первый раз симистор включить при максимальном угле управления си, то конденсатор С, разрядится и напряжение исг рано достигнет нуля. В следующем полупериоде (в данном случае отрицательном) симистор включится существенно раньше, т. е. a2<ai. При всех дальнейших включениях симистора угол а2 будет оставаться постоянным. Этот недостаток устраняется с помощью второго конденсатора С2 (рис. 81,в), от которого С предварительно заряжается через сопротивление Rs, при этом установленный с помощью Rt фазовый сдвиг напряжения конденсатора Uci остается неизменным (рис. 8.4 и 8 11).
НИЗКОЧАСТОТНОЕ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЕ УПРАВЛЕНИЕ
Как известно, при фазовом управлении тиристорами возникают весьма сильные радиопомехи и силовое устройство оказывает достаточно сильное нежелательное влияние на питающую сеть, в связи с чем потребляемая бытовыми приборами мощность должна быть ограничена II кВт. В то же время нагреватели многих приборов, например стиральных автоматов и автоматов для полоскания белья, приборов для нагрева воды и кухонных плит, потребляют мощность до 2 кВт. При низкочастотном широтно-импульсном управлении влияние на питающую сеть, проявляющееся в виде мерцания ламп, возникает при наименее благоприятной частоте включений только при мощностях свыше 2 кВт. Поэтому для этих приборов необходимо использовать именно такой способ регулирования мощности.
Особенностью бытовых приборов с электронагревом по сравнению с приборами, имеющими электродвигатель, является в большинстве случаев существенно большее время одноразового включения. Поэтому обычно такие приборы рассчитываются на регулирование процесса, а не на управление им и поэтому в них процесс автоматизирован.
На рис. 8.5 показана простейшая схема регулятора с низкочастотным широтно-импульсным управлением. При замыкании ключа S система управления СУ симистором закорачивается и симистор запирается.
Пример выполнения регулятора температуры показан на рис. 8.6. При низкой температуре объекта терморезистор R» имеет большое сопротивление и транзисторный ключ на транзисторах KTi, У72 выключен. Поэтому в начале каждого положительного полупериода через ограничительное сопротивление Ro и диод VDt протекает управляющий ток и симистор включается. При этом конденсатор Ci заряжается через диод VD3 и Ri до амплитудного значения падения напряжения на сопротивлении нагрузки ^н, т. е. практически до амплитудного значения напряжения сети. Когда напряжение на конденсаторе Ci оказывается больше, чем напряжение на RH, изменяющееся по синусоиде, как и напряжение сети, диод VD2 отпирается и положительный ток управления симистора начинает протекать от Ci через Ri и VD? в цепь управляющего электрода симистора. Поэтому последний остается включенным и при отрицательной полуволне напряжения сети. Таким образом, ток через симистор всегда протекает 428
В Течение определенного числа полных периодов частоты сети.
Когда сопротивление терморезистора R» вследствие повысившейся температуры объекта снизится до определенного значения, ключ на транзисторах VTi, Vl\ включится и схема управления шунтируется. Если в этот момент напряжение сети проходит через нуль от отрицательного значения к положительному, управляющий ток симистора
Рис. 8.5. Схема с симистором для низкочастотного широтноимпульсного управленияРис. 8.5. Схема с симистором для низкочастотного широтноимпульсного управленияРис. 8.6. Схема управления симистором для регулирования температуры:RB— сопротивление нагрузки; Rv—датчик температуры (терморезистор)Рис. 8.6. Схема управления симистором для регулирования температуры:RB— сопротивление нагрузки; Rv—датчик температуры (терморезистор)
Рис. 8.5. Схема с симистором для низкочастотного широтноимпульсного управления
Рис. 8.5. Схема с симистором для низкочастотного широтноимпульсного управления
Рис. 8.6. Схема управления симистором для регулирования температуры:
RB— сопротивление нагрузки; Rv—датчик температуры (терморезистор)
Рис. 8.6. Схема управления симистором для регулирования температуры:
RB— сопротивление нагрузки; Rv—датчик температуры (терморезистор)
прерывается и он запирается. В противном случае сими- стор остается в проводящем состоянии, пока не наступит следующий переход через нуль напряжения от отрицательной к положительной полуволне.
Если в этой схеме транзисторный ключ VT\, Vl\ заменить потенциометром, получим схему рис. 8.2,а для положительной и схему рис. 8.2,6 для отрицательной полуволн напряжения сети.
Существует большое число специальных полупроводниковых приборов, которые при приложении к ним определенного напряжения переключаются из запертого в проводящее состояние (см. табл. 8.1). В бытовой электронике чаще всего применяют дешевые динисторы совместно с несложными фазодвигающими схемами. Два транзистора с разным типом проводимости (комплементарные транзисторы) имеют преимущественное применение при дискретном управлении по принципу включено — выключено, так как такая комбинация представляет собой весьма универсальный элемент и ее можно использовать как бистабильный двухполюсник (т. е. как четырехслойный диод — ди- нистор) или при встречно-параллельном включении двух пар по два транзистора — как симметричный динистор,
как однопереходный комплементарный транзистор и как управляемый каким-либо датчиком ключ, как показано на рис. 8.6.
Схема на двух комплементарных транзисторах и однопереходные транзисторы имеют ту особенность, что они могут при соответствующем включении генерировать последовательность управляющих импульсов, что обеспечивает надежное отпирание силовых приборов при индуктивной или небольшой активной нагрузке.
Системы управления на интегральных микросхемах. При сравнении схемы рис. 8.1,в со схемой рис. 8.6 можно заметить, что даже при простейшем исполнении количество элементов для схемы с низкочастотным широтноимпульсным регулированием выше. Этот факт, а также недостаточно точная работа таких простейших схем обусловили разработку специальных интегральных схем (ИС). Структура таких схем представлена на рис. 8.7 и 8.8. Обе схемы наряду с источником питания 1, который через добавочный резистор Ro подключен непосредственно на напряжение сети 220 В, содержат блок синхронизации 2 и дифференциальный усилитель 4. В схеме рис. 8.7 импульсы управления генерируются составным транзистором, входящим в состав ИС, в то время как в схеме рис. 8.8 эти импульсы формируются при разряде внешнего конденсатора Свн.
Рис. 8.7. Структура ИС, используемой для низкочастотного широтно-импульсного управления с внутренним генератором импульсов:
/ — узел питания; 2 — каскад синхронизации с сетью; 3— формирователь импульсов; 4— дифференциальный усилитель
Рис. 8.8. Структура ИС, используемой для низкочастотного широтно-импульсного регулирования с внешним генератором импульсов на конденсаторе:
/ — узел питания; 2 — каскад синхронизации с сетью; 3 — управление разрядом Свн; 4 — дифференциальный усилитель; 5 — управление зарядом Свн
Рис. 8.9. Принципиальная схема ИС для широтно-импульсного управления с внутренним генератором импульсов (СА 3059, RCA)
На рис. 8.9 показана полная принципиальная схема одной из ИС, предназначенных для управления симисто- ром при широтно-импульсном регулировании. Через внешний резистор /?о и сглаживающий конденсатор Ci ИС подключается непосредственно на напряжение сети 220. Диоды VDX и VD9 ограничивают переменное напряжение, прикладываемое к остальной части схемы, на уровне примерно 8 В. Диоды VDi и К£>1з образуют совместно с внешним сглаживающим конденсатором С, однополупе- риодный выпрямитель с выходным напряжением примерно 6 В. Мостовая схема на диодах ГО3—V56 и транзистор VTi образуют узел синхронизации, обеспечивая формирование импульсов в моменты перехода кривой напряжения сети через нуль. Транзистор VTi заперт, если приложенное к его базе напряжение меньше, чем примерно 2,1 В. Тогда VT6 проводит ток, VT7 заперт, усилитель на составных транзисторах VT8 и VT9 проводит ток и на выходе появляется импульс управления.
Однако такое формирование выходных импульсов возможно, если на входном выводе 1 положительное напряжение не превышает 1,2 В; в противном случае VT7 оказывается открытым и импульсы на выходе отсутствуют 431
(/ — запирающий вход). Кроме того, если напряжение на терморезисторе Ко меньше, чем опорное напряжение на Ks, транзисторная пара Vl\ и УТ4 дифференциального усилителя, а вследствие этого и транзистор Vl\ проводят ток, VT6 заперт, VT7 открыт и импульсы на выходе также отсутствуют. При закорачивании терморезистора напряжение в точке 14 снижается, VT6 оказывается запертым, VTi проводит ток и КТ$ и VTs заперты; поэтому вывод 14 можно использовать для контроля исправности ИС. Если напряжение в точке 14 высокое, стабилитрон VDis и транзистор УГю проводят ток, a VT6 заперт.
Другие входы ИС позволяют осуществить различные варианты управления, например режим без узла синхронизации, управление тиристором при работе от сети постоянного тока, управление второй ИС. С помощью резистора R производится регулировка чувствительности.
ПРИМЕНЕНИЯ
РЕГУЛИРОВАНИЕ ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ ДВИГАТЕЛЕЙ
На рис. 8.10 и 8.11 приведены схемы для приводов с универсальными электродвигателями, например для управления ручной электродрелью или миксером. В электродрели регулирование частоты вращения необходимо при сверлении различных материалов и при работе со сверлами различного диаметра. Во многих случаях эти же электродрели используются как базовый привод для другого домашнего электроинструмента, например токарного станка, пилы и др. В этих случаях возможность регулирования частоты вращения заметно расширяет возможности использования электродрели. Обычно бывает достаточным регулирование частоты вращения от нуля до номинального значения.
Эти схемы могут также применяться для регулирования напряжения, подводимого к лампам накаливания, и тем самым использоваться в качестве регулятора освещенности и как темнитель света. На рис. 8.12 показана модификация основной схемы, здесь конденсатор Сг заряжается до амплитудного значения напряжения иа сопротивлении 7?3, зависящего от тока нагрузки. Тем самым при большом токе нагрузки момент включения симистора сдвигается иа небольшой угол и в результате прикладываемое к электродвигателю напряжение повышается. Это компенсирует снижение частоты вращения, обусловленное нагрузкой, что, например, необходимо при резании или обточке деталей.
Дальнейшая модификация основной схемы показана на рис. 8.13 [8. 2]. Если потенциометр Ri установлен в среднем положении, частота вращения двигателя постоянного тока с постоянными магнитами равна нулю. При перемещении движка влево или вправо можно регу- 432
лировать частоту вращения двигателя в одном или другом направлении. В этой схеме симистор работает как одиополупериодный выпрямитель с положительной или отрицательной полуволной напряжения и а выходе. С помощью этой схемы можно, например, расширить область применения ручной дрели за счет изменения направления вращения и обеспечить тем самым нарезание резьбы или притирку кранов и клапанов.
Рис. 8.10. Управление однополу- периодным выпрямителем для регулирования частоты вращения ручной электродрели (или другого переносного инструмента)Рис. 8.10. Управление однополу- периодным выпрямителем для регулирования частоты вращения ручной электродрели (или другого переносного инструмента)Рис. 8.11. Управление частотой вращения электродвигателя или током ламп с помощью регулятора переменного токаРис. 8.11. Управление частотой вращения электродвигателя или током ламп с помощью регулятора переменного токаРис. 8.12. Схема для регулирования частоты вращения двигателей электропил, гладильных машин, переносного электроинструмента и т. д.Рис. 8.12. Схема для регулирования частоты вращения двигателей электропил, гладильных машин, переносного электроинструмента и т. д.Рис. 8.13. Схема для регулирования частоты вращения двигателя с изменением направления вращенияРис. 8.13. Схема для регулирования частоты вращения двигателя с изменением направления вращения
Рис. 8.10. Управление однополу- периодным выпрямителем для регулирования частоты вращения ручной электродрели (или другого переносного инструмента)
Рис. 8.10. Управление однополу- периодным выпрямителем для регулирования частоты вращения ручной электродрели (или другого переносного инструмента)
Рис. 8.11. Управление частотой вращения электродвигателя или током ламп с помощью регулятора переменного тока
Рис. 8.11. Управление частотой вращения электродвигателя или током ламп с помощью регулятора переменного тока
Рис. 8.12. Схема для регулирования частоты вращения двигателей электропил, гладильных машин, переносного электроинструмента и т. д.
Рис. 8.12. Схема для регулирования частоты вращения двигателей электропил, гладильных машин, переносного электроинструмента и т. д.
Рис. 8.13. Схема для регулирования частоты вращения двигателя с изменением направления вращения
Рис. 8.13. Схема для регулирования частоты вращения двигателя с изменением направления вращения
В схеме, показанной на рис. 8.14,а, симистор используется как регулятор переменного напряжения для мостового выпрямителя. Состав и возможности микросхемы МАА436 фирмы «Тесла» описаны в [8.6]. Частоту вращения можно устанавливать с помощью делителя напряжения Ri, R2 (рис. 8.14,6) или стабилизировать с помощью тахогенератора постоянного напряжения BR (рис. 8.14,в). В последнем случае элементы Ri, Ci, Ra, С2 образуют цепь стабилизации. Требуемая частота вращения устанавливается с помощью делителя Ra. Вместо двигателя с постоянными магнитами можно также использовать универсальный электродвигатель. Схема может использоваться во всех бытовых приборах, содержащих электродвигатели, в которых управление или регулирование частоты вращения необходимо или технически целесообразно.
К входам ИС, использованной в схеме рис. 8.14, может быть включено еще большое число различных элементов, например, для реализации регулирования частоты вращения в функции времени. Для стиральных автоматов с высокой частотой вращения центрифуги (более 500 об/мин) желательно, чтобы барабан перед началом отжима несколько секунд вращался с частотой около 1000 об/мин, при которой белье в барабане распределяется равномерно и небаланс получается весьма небольшим.
В схеме с поддержанием постоянного напряжения на нагрузке RH (рис. 8.15) использованы два встречно-последовательных кремниевых стабилитрона, от напряжения которых конденсатор С, заряжается за фиксированное время до одного и того же напряжения, не зависящего от изменений напряжения сети. При пониженном напряжении сети разность напряжений на С, и на Rs выше, чем при повышенном напряжении, и симметричный динистор VDt отпирается раньше. Недостатком схемы является пониженное напряжение на нагрузке по сравнению с напряжением сети, так как симистор всегда работает с некоторым углом задержки включения. При изменении напряжения сети на +10 % колебания выходного напряжения +3 %.
Схемы для регулирования частоты вращения однофазных асинхронных двигателей учитывают индуктивный характер нагрузки. Поэтому в них параллельно силовому прибору включена /?С-цепочка (рис. 8.16— 8.18). Чтобы снизить вероятность нечеткого включения симистора при узких импульсах управления, можно присоединить параллельно нагрузке резистор Ri (рис. 8.16). В схемах рис. 8.17 и 8.19 в этом нет необходимости, так как управление симистором осуществляется интегральной схемой.
В схеме рис. 8.18, обеспечивающей плавный пуск двигателя, резистор, параллельный нагрузке, также не требуется, так как здесь симистор работает при больших углах управления (а>60°), чтобы обеспечить достаточно большой фазовый сдвиг между токами главной и вспомогательной обмоток двигателя.
t~uc It~uc IРис. 8.14. Схема управления с ИС для регулирования частоты вращения двигателя постоянного тока с постоянными магнитами:Рис. 8.14. Схема управления с ИС для регулирования частоты вращения двигателя постоянного тока с постоянными магнитами:
t~uc I
t~uc I
Рис. 8.14. Схема управления с ИС для регулирования частоты вращения двигателя постоянного тока с постоянными магнитами:
Рис. 8.14. Схема управления с ИС для регулирования частоты вращения двигателя постоянного тока с постоянными магнитами:
а — схема силовой цепи; б — схема подключения ко входу ИС переменных резисторов для управления частотой вращения; в—схема входной цепи ИС при регулировании частоты вращения с помощью тахогенератора
Рис. 8.15. Стабилизатор переменного напряжения (например, для регулятора освещения)Рис. 8.15. Стабилизатор переменного напряжения (например, для регулятора освещения)Рис. 8.16. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором (например, для привода вентилятора)Рис. 8.16. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором (например, для привода вентилятора)
Рис. 8.15. Стабилизатор переменного напряжения (например, для регулятора освещения)
Рис. 8.15. Стабилизатор переменного напряжения (например, для регулятора освещения)
Рис. 8.16. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором (например, для привода вентилятора)
Рис. 8.16. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором (например, для привода вентилятора)
28*28*
28*
28*
435
Рис. 8.17. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором в зависимости от температуры с обеспечением минимальной заданной частоты вращения (согласно [8.6J)Рис. 8.17. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором в зависимости от температуры с обеспечением минимальной заданной частоты вращения (согласно [8.6J)Рис. 8.18. Схема для пуска однофазного двигателя без фазосдвигающего конденсатораРис. 8.18. Схема для пуска однофазного двигателя без фазосдвигающего конденсатора
Рис. 8.17. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором в зависимости от температуры с обеспечением минимальной заданной частоты вращения (согласно [8.6J)
Рис. 8.17. Регулировка частоты вращения однофазного двигателя с фазодвигающим конденсатором в зависимости от температуры с обеспечением минимальной заданной частоты вращения (согласно [8.6J)
Рис. 8.18. Схема для пуска однофазного двигателя без фазосдвигающего конденсатора
Рис. 8.18. Схема для пуска однофазного двигателя без фазосдвигающего конденсатора
Uc I
Si
31
437
Рис. 8.19. Схема для пуска и регулирование частоты вращения однофазного высокооборотного двигателя
В схеме рис. 8.17 управление ИС осуществляется с помощью делителя напряжения Rt, R», который при снижении температуры контролируемого объекта или помещения осуществляет уменьшение частоты вращения электродвигателя, вращающего вентилятор и осуществляющего обдув. Цепь ограничения Ri, R2 и диод VD. препятствуют снижению частоты вращения ниже минимальной за счет повышения уровня уставки. Эта схема применяется, например, в устройствах электронагрева и кондиционерах.
На рис. 8.18 показана схема, обеспечивающая пуск однофазного асинхронного двигателя с симистором в цепи вспомогательной обмотки. Цепь управления симистором работает так, что через вспомогательную обмотку протекает ток, сдвинутый по фазе по отношению к току главной обмотки, в результате чего в зазоре двигателя создается вращающееся поле. При частоте вращения больше 2/3 номинальной ток в главной обмотке сильно снижается, вторичное напряжение трансформатора тока ТА также падает, диннстор VDX перестает включаться и вспомогательная обмотка отключается. Достигаемый с помощью этой схемы пусковой момент лежит между значениями пускового момента двигателя с пусковым конденсатором и с резистором в цепи вспомогательной обмотки [8.10].
Схема, показанная на рис. 8.20, работает как автоматический выключатель, управляемый светом. В темноте сопротивление фоторезистора /?ф велико и импульсы поступают на электрод управления си- мистора. При определенной освещенности сопротивление R^ уменьшается, конденсатор С2 не может зарядиться до напряжения пробоя динистора и симистор остается запертым.
УПРАВЛЕНИЕ МОЩНОСТЬЮ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ НАГРЕВАТЕЛЕЙ
На рис. 8.21 показана схема для управления с помощью транзисторных ИС (см. рис. 8.9) двумя симисторами, включенными в цепях ведущей RH и ведомой RH2, RM нагрузок. Управляющая ИС, выполняющая функции ведущей, выдает на своем выходе 6 одновременно с импульсом на выходе 4 запирающий сигнал, который подается иа запирающий вход второй ИС, являющейся ведомой. До тех пор, пока действует этот запирающий сигнал, на выходе 4 второй ИС импульсы отсутствуют.
Эта схема может использоваться, в частности, для ограничения мощности электроплит. Например, для устанавливаемых в домах трехконфорочных плит полная мощность должна ограничиваться на уровне 4000 Вт. Такие плиты имеют одну («быстродействующую») конфорку мощностью 2000 Вт (на рис. 8.21 не показано), две обычные конфорки каждая по 1000 Вт и духовку 2000 Вт. Нагреватель духовки RB питается через симистор US) и является ведущим, а нагреватели обеих обычных конфорок RB2 и Rhs — ведомыми. Если духовка включена с помощью своего выключателя 5 и температура в ней, заданная с помощью резистора /?мь еще не достигнута, симистор ES, постоянно
Рис. 8.21. Схема для широтно-импульсного управления двумя нагревателями, один из которых является ведущим, другой ведомым: а схема; б временийе диаграммы токов; »н) и гн2— ток в цепях нагревателейРис. 8.21. Схема для широтно-импульсного управления двумя нагревателями, один из которых является ведущим, другой ведомым: а схема; б временийе диаграммы токов; »н) и гн2— ток в цепях нагревателейРис. 8.20. Схема для автоматического включения освещения при наступлении темноты
Рис. 8.21. Схема для широтно-импульсного управления двумя нагревателями, один из которых является ведущим, другой ведомым: а схема; б временийе диаграммы токов; »н) и гн2— ток в цепях нагревателей
Рис. 8.21. Схема для широтно-импульсного управления двумя нагревателями, один из которых является ведущим, другой ведомым: а схема; б временийе диаграммы токов; »н) и гн2— ток в цепях нагревателей
открыт, a VS2 заперт, так как на выходе ведомой ИС отсутствуют управляющие импульсы. Когда заданная в духовке температура достигнута, сопротивление термистора Ra падает, ведущая ИС перестает формировать управляющие импульсы и симистор VS, запирается. Благодаря этому на входе 1 ведомой ИС запирающий сигнал пропадает и эта ИС дает сигнал на включение У52. Если один или оба выключателя S2 и 5g включены, ток через сопротивления нагревателей конфорок протекает до тех пор, пока из-за снижения температуры в духовке ведущая ИС опять не даст сигнал на включение ES| и на запирание ESs- Таким образом, во время нагрева духовки обычные конфорки не работают, вследствие чего средняя потребляемая мощность уменьшается. Если духовка не работает, обычные конфорки могут быть включены на полную мощность. Благодаря описанной схеме расчетная подключаемая мощность электропечи снижается на треть, а именно с 6000 до 4000 Вт.
Низкочастотное широтно-импульсное и фазовое регулирование может быть осуществлено цифровым методом [8.11, 8.12]. На рис. 8.22 показана схема, работающая на принципе низкочастотного широтноимпульсного регулирования. Микросхема СА3059 (см. рис. 8.9) обеспечивает включение снмистора н осуществляет электропитание микросхемы 4017А от своего внутреннего источника питания (выход 2, напряжение 6 В). Конденсатор С1 служит для сглаживания постоянного напряжения. С помощью фазосдвигающей цепочки С2, Ri и R3 па первую микросхему НЕ подается напряжение примерно 6 В, опережающее напряжение сети, а через Ro и Rt ко второй микросхеме НЕ — напряжение примерно 8 В, совпадающее по фазе с напряжением сети. При этом на входе CL микросхемы 4017А, являющейся счетчиком, возникают тактовые сигналы с частотой 50 Гц. В начале каждого интервала управления, имеющего длительность 200 мс, сигнал на выходе СО счетчика 4017 перебрасывает RS-триггер, благодаря чему на вход 13 ИС типа СА3059 подается сигнал. При этом иа выходе этой ИС при каждом переходе напряжения сети через нуль формируются импульсы, обеспечивающие включение симистора. Так продолжается до тех пор, пока сигнал со второго выхода счетчика, момент появления которого зависит от положения поворотного переключателя St, не вызовет переброс RS-триггера и тем самым переключение входа 13 ИС СА3059 на нулевое напряжение. Если с помощью St выход счетчика установлен иа 0, иа входе 13 микросхемы СА3059 постоянно действует сигнал 0 и симистор ие включается. Если St установлен в крайнее левое положение, обозначенное «100 %», RS-триггер ие перебрасывается в нулевое положение и симистор остается длительно включенным. Преимущества цифрового управления заключаются в точном воспроизведении заданного значения мощности; при этом надежно обеспечивается включение симистора в течение целого числа периодов частоты сети. Такие сигналы целесообразно использовать для потребителей с небольшой тепловой постоянной времени, таких как ванночки для расплавления
Рис. 8.22. Цифровое низкочастотное широтно-импульсное регулирование тока в цепи активной нагрузки 18.11]
припоя, инфракрасные излучатели, нагревательные спирали с интенсивным воздушным охлаждением. Естественно, что вместо поворотного выключателя S, может быть применена также цифровая схема.
АВТОМОБИЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Важнейшим применением электроники в этой области является электронное зажигание. Для надежного зажигания рабочей смеси в цилиндрах двигателя внутреннего сгорания требуются ток в импульсе более 100 мА и длительность искры более 3 мс. Соответствующий такому току в цепи высокого напряжения первичный ток катушки зажигания 6—10 А вызывает сильный износ контактов обычного прерывателя.
На рис. 8.23 показана схема бесконтактного транзисторного зажигания с регулятором постоянного тока [8.13]. На оси бегунка распределителя имеется бесконтактный индукционный датчик или датчик с элементом Холла, на выходе которого получается импульс, подаваемый на регулятор момента зажигания и регулятор длительности импульса зажигания (8.15]. Импульс с выхода этого регулятора через промежуточный каскад управляет оконечным каскадом, выполненным иа со-
Рис. 8.23. Схема бесконтактного транзисторного зажигания с ограничением тока катушки зажигания для двигателей внутреннего сгорания [8.13J
ставном транзисторе ИЛ, включенном в цепи первичной обмотки катушки зажигания КЗ. С помощью стабилитронов VDb VD2 напряжение коллектор — база VTX ограничивается на допустимом уровне. Предоконечный каскад иа транзистор VT2 отпирает VTb когда на его базу от регулятора момента зажигания подается импульс. С резистора Rx, включенного между эмиттером VT, и массой, снимается напряжение, которое пропорционально току катушки зажигания и которое компаратором ИС1 сравнивается с сигналом уставки. Таким образом, с помощью VT2 ток в первичной обмотке катушки зажигания ограничивается.
Существенные преимущества подобной схемы электронного зажигания определяются наличием узла ограничения тока. Катушка зажигания для работы с такой схемой рассчитывается на минимально возможное напряжение аккумуляторной батареи (которое во время пуска
Рис. 8.24. Схема электронного регулятора напряжения трехфазного автомобильного генератора [8.16]Рис. 8.24. Схема электронного регулятора напряжения трехфазного автомобильного генератора [8.16]
Рис. 8.24. Схема электронного регулятора напряжения трехфазного автомобильного генератора [8.16]
Рис. 8.24. Схема электронного регулятора напряжения трехфазного автомобильного генератора [8.16]
двигателя при температуре —30°C составляет примерно 6 В). При более высоком напряжении батареи ток катушки ограничивается. Из-за того что транзистор VTY не только выполняет функции ключа постоянного тока, ио и является последовательно включенным регулирующим элементом, ограничивающим ток, необходимо регулирование длительности импульса тока, чтобы этот транзистор, особенно при малой частоте вращения двигателя, по возможности был включен в течение минимального времени, чтобы снизить его тепловую нагрузку.
В автомобильной технике транзисторные регуляторы постоянного тока широко используются для регулирования напряжения генератора.
При электронном регулировании напряжения трехфазного генератора (рис. 8.24) силовой транзистор регулятора VTX управляется через предоконечный транзистор VT^ от дифференциального усилителя VTi, VT\, если напряжение в средней точке делителя Rt—(КзЧ-^ + ^г) меньше, чем напряжение уставки. В качестве RUY и Rui использованы варисторы с целью ограничения значительных перенапряжений, воз-
Рис. 8.25. Регуляторы постоянного тока для управления электродвигателем привода вентилятора водяной системы охлаждения автомобиля [8.19]: а — при низкоомном датчике температуры; б — при высокоомном датчике температуры
Рис. 8.26. Регулятор постоянного тока для зарядки и автоматического перехода в режим подзарядки аккумуляторных батарей [8.20]
можиых в бортовой сети. Конденсатор С3 служит для ограничения импульсных помех. Главными преимуществами этой схемы являются хорошая стабилизация напряжения аккумуляторной батареи и ее полный заряд, вследствие чего срок службы батареи повышается примерно на 20 % [8.16,8.17].
Использованный в последней схеме принцип регулирования постоянного тока применим также для регулирования частоты вращения двигателей постоянного тока с постоянным магнитом [8.18].
Для включения и выключения электродвигателя вентилятора в системе охлаждения автомобильного двигателя можно использовать управляемый в зависимости от температуры охлаждающей воды электронный ключ постоянного тока. Две простые схемы показаны на рис. 8.25. К датчику температуры, расположенному в системе охлаждения, подходит только один проводник. При обрыве этого проводника двигатель вентилятора работает в длительном режиме [8.19].
В схеме выпрямителя для зарядки аккумуляторных батарей (рис. 8.26) силовой транзистор УТЬ играющий роль последовательно включенного регулирующего элемента, управляется от интегральной схемы через транзистор УТг. Начальный ток зарядки устанавливается с помощью потенциометра Рь При достижении напряжения газовыде- леиия ток зарядки снижается до значения, примерно равного 100 мА. Тем самым батарея может оставаться сколь угодно долго в состоянии полной зарядки. При этом исключается сокращение ее срока службы из-за перезарядки. Сигнал с резистора Rg, подаваемый на входы / и 10 микросхемы, вызывает ограничение тока при КЗ на выходе [8.20]. В [8.21] описаны методы снижения нагрузки последовательно включенного транзистора ГТ,.
СЛИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
К гл. 1
Mikroelektronik in der Stromrichtertechnik und bei elektrischen Antrie- ben. Vortrageder ETG/GMR Fachtagung Darmstadt 1982. Berlin, Offenbach: VDE-Verlag GmbH 1982.
Taschenbuch Elektrotechnik. Hrsg. E. Philippov/. Bd. 5, Bauelemente und Baugruppen der Elektroenergietechnik, Abschn. 2.6. Berlin: VEB Verlag Technik 1980.
Elektronnaja technika w avtomatike (Elektronik fur die Automatisierung). Artikclsammlung Ausg. 11. Moskva: Izd. Sovetskoe radio 1980.
Schonfeid, R.; Habiger, E.: AutomatisieTte Elektroantriebe. Veriin: VEB Verlag Technik 1981.
Mestler, J.; Singer, K.: Moglichkeiten und Grenzen des Einsatzes von Mikro- prozessoren in der Leistungselektronik. Elektriker 20 (1981) H. 3, S. 76 - 78.
Pei-Chong Tang, u. a.: Microprocessor-based design of a firing curcuit for three-phase fuB-wave thyristor dual converter. IEEE Trans. IE-29 (1982) H. 1,S. 67 - 73.
Rheault, N., u. a.: Microcomputer controlled power mosfet transistor current source inverters. IEEE/IAS (1981), S. 835 - 841.
Muller, R.: Autonomes Mikroprozessorsteuergerat - angewandt fiir die Steuerung eines Wechselrichters. Elektrie 36 (1982) H. 9, S. 480 — 481.
Buchner, P.: Stromrichter-Netzriickwirkungen und ihre Behenschung. Leipzig: VEB Dtsch. Verlag fiir Grundstotfindustrie 1982.
Janssen, R.: A control device with optimization of the line response of a line-side power converter. Siehe [1-1] S. 175 - 181.
Kowalski, A., u. a.: Continuous monitoring by computer of converter-fed drives m a steel mill. Siehe [ 1.1] S. 153 — 160.
Pfitscher, G. H.: Aubry, J. F.: Fault detection of AC-DC converters with direct digital control. Siehe [1.1] S. 147 - 151.
К гл. 2
lEC-Publ. 134 (1961) Rating systems for electronic tubes and valves and analogous semiconductor devices.
lEC-PubL 147 (Teil 1 bis 5, 1960 bis 1981). Essential ratings and characteristics of semiconductor devices and general principles of measuring methods.
ST RGW 1125 Halbleiterleistungsbauelemente; Begriffe und Kurzzeichen.
TGL 39 548 (ST RGW 1655)Halbleiterleistungsbauelemente: Grenzwerte und Kennwerte.
TGL 39 549 (ST RGW 1656) Halbleiterleistungsbauelemente; Allgemeine Mefiverfahren.
TGL 39 543 (ST RGW 1135) Halbleiterleistungsbauelemente: Allgemeine technische Forderungen, Priifverfahren
TGL 55060 (ST RGW 3161) Halbleiterleistungsbauelemente; Kiihikorper fur Luftkiihlungssysteme. Begriffe, Definitionen und Kurzzeichen.
TGL 200-8160 HalMeiterbauelemente; Halbleitertechnik, Begriffe.
TGL 24232 Halbleiterbaueiemer.tu; Kiihikorper fur Halbleitergleichrich- terdioden und Thyristoren.
VDE 0557 Bestirnmungen fur Einkristall-Halbleitergleichrichter.
DIN 41 781 Gleichrichtertiioden fur Leistungselektronik; Begriffe.
DIN 41786 Thyristoren; Begriffe.
DIN 41 854 Bipolare Transistoren, Begriffe.
DIN 41 858 Feldeffekttrarsistoren, Begriffe.
Evseev, Ju. A.: Poluprovodnikovye pribory dlja mos&iych vysokovolt- nych preobrasovatelnych ustrojstv. Moskva: Izd. Energija 1978.
Finney, D.: The power thyristor and its applications. New York, London: McGraw-Hill 1980.
Gerlach, W.: Thyristoren. Berlin: Springer Verlag 1979.
Ghandi, S.: Semiconductor Power Devices. New York: John Wiley & Sens 1977.
Heumann, K., Stumpe, A. C.: Thyristoren. Stuttgart: B. G. Teubner 1974.
Labunzov, V. A., Tugov, N. ^f.: Dinamiceskie rezimy ekspluatacii mosc- nych tiristorov. Moskva: Izd. Energija 1977.
Paul, R.: Halbleiterdioden. Berlin: VEB Verlag Technik 1976.
Paul, R.: Transistoren und Thyristoren. Berlin: VEB Verlag Technik 1977.
Ginsbach, К.-H.: Im EBckpunkt: Leistungs-Thyristoren. Elektronik 28 (1979) H. 3, S. 47 - 53.
Ginsbach, K.-H.; Silber, D.: Thyristoren, Schliisselbauelemente der Ener- gie-Elektronik. Elektronik 26 (1977) H. 12, S. 51 - 55.
Hubner, R.: Fortschritte auf dem Gebiet der Leistungsthvristoren. elektronik Industrie 11 (1980) H. 2. S. 17 - 22.
Akiharu, Tada: Power semiconductor devices becoming modular. IEF 24 (1977) Febr., S. 18 - 23.
Wetzel, P.: Integration von Leistungshalbleiter-Bauelementea. BBGNach- richten 60 (1978) H. 5, S. 200 - 206.
De Bruyne, P. u. a.: Reverse conducting thyristors. Electron (1979) Nr. 191, S. 28 - 31.
Fischer, F.; Conrad, H.: Thyristormodifikationen fur hohere Frequenzen, ТеП 1 bis 4. Elektrie 35 (1981) H. 2, S. 59 - 60; H. 3, S. 119 - 122; H. 4, S. 186 - 190; H. 5, S. 248 - 251.
Unkonventionelle Gatestrukturen und Ziindmethoden bei Leistungsthy- ristoren. elektrotechnik (Wurzburg) 60 (1978) H. 20, S. 22, 24, 26 - 28.
Hubner, R.: Der aktuelle Entwicklungsstand bei schnellen Leistungst- hyristoren. elektronik industrie 11 (1980) H. 4, S. 16 - 18.
Thyristor via Gate-Elektrode abschaltbar. Elektronikpraxis 11 (1976) H. 3, S. 14 - 17.
Reif, E.: Abschaltbare Thyristoren. Theoretische Grundlagen und Bet- riebsweise. Radio Elektronik Schau 52 (1976) H. 11, S. 44 - 48.
Wolgast, J.: Der abschaltbare Thyristor. elektronik-Ztg. 17 (1979) H. 11, S. 18 - 19.
Peter, J.-M.: Vergleich von Transistor und Thyristor, etz-b 29 (1977) H. 2, S. 41 -48.
Fischer, F.; Conrad, H.: Der Leistungstransistor als Bauelement der Ener- gieelektronik. Elektrie 33 (1979) H. 4, S. 186 - 191, H. 5, S. 240 - 243.
Rischmuller, K.: Basisansteuerung von Hochvolttransistoren. Elektronik 26 (1977) H. 11,S. 55 -58.
Ohtsuka, M.: Power transistors assume higher capacities. ЛЕЕ 24 (1977) March, S. 48 to 49.
Pelly, B. R.: Leistung ohne Treiberstrom. MOSFETs tor die Leistungselektronik. elektrotechnik (Wurzburg) 61 (1979) H. 10, S. 10-12,14.
Krausse, J.: Tihanyi, J.: SIPMOS: Mikrocomputer- und LSI-kompatible Leistungsschalter. Electronik 29 (1980) H. 8. S. 61 - 64.
Severns, R.: MOSFETs rise to new levels of power. Electronics 53 (1980) H. 12, S. 143 to 152.
Tihanyi, J.: Huber, P.; Stengl, J. P.: Switching Performance of SIPMOS Transistors. Siemens Forschg.- und Entwicklungs-Berichte 9 (1980) H. 4, S. 195 - 199.
Strover, W. A.: Leistungs-MOSFETs werden erwachsen. etz 101 (1980) H. 10, S. 588 bis 589.
Vttnis, J.; Wetzel, P.: Ruckwartsleitendt "rhyristoren tor die Leistungselektronik. BBC-Nachr. 63 (1981) H. 2, S - 83.
К гл. 3
Berkovi^, E. I., u. a.: Poluprovodikovye vyprjamitelL Moskva: Izd. Enei1- gija 1978.
Systran, ^.."Leistungselektronik. Milnchen: Carl Hanser Verlag 1979.
Cizenko, I. M.; Rudenko, V. S.;Senko, V. /..Osnsovy preobrazovatel’noj techniki. Moskva Jzd. Vyssaja skola 1974.
Csaki, F, u. a.: Power Electronics, Problems Manual Budapest: Akade- miai Kiado 1975.
Csaki, F., u. a.: Power Electronics, Problems Manual. Budapest: Akadi- miai Kiado 1979.
Hartel, W.: Stromrichterschaltungen. Berlin: Springer Verlag 1977.
Heumann, K.: Grundlagen der Leistungselektronik. Stuttgart: B. G. Teubner 1975.
Jotten, R.: Leistungselektronik, Braunschweig: Vieweg 1977.
Maevskij, O. A.: Energeticeskie pokazateli ventil’nych preobrazovatelej. Moskva: Izd. Energija 1978.
Moltgen, G.: Netzgetohrte Stromrichter mit Thyristoren. Berlin: Siemens AG 1974.
Rudenko, V. S.; Cenko, V. I.; Cizenko, К. M.: Preobrazovatelnaja techni- ka. Kiev: Vised skola 1978.
Taschenbuch Elektrotechnik Bd. 5, Abscha. 5. Berlin: VEB Verlag Tech- nik 1980.
Zach, F: Leistungselektronik. Wien: Springer Verlag 1979.
TGL 10354/01 Drehstrom-Stromrichter-01-Transformatoren; Hauptkenn- werte.
TGL 200-1772 Stromrichtertransformatoren; allgemeine technische Forderungen, Priifungen.
TGL 200-0604 Berechnung von KurzschluFitromen.
Streuber, M.; Delinsky, W.: Grundlagen zur Uberarbeitung von TGL 200-0604, BL 4 "Berechnung von KurzschluBstromen in Stromrichte- ranlagen”. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 11 (1975) H. 1, S. 31 - 36.
Delinsky, W.: Zur Uberarbeitung von TGL 200-0604, BL 4 ’’Berechnung von Kurzschluflstrdmen, Stromrichteranlagen". Der VEM-Elektro-Anlagenbau 12 (1976) H. 1, S. 34 - 36.
Projektierungsvorschriften Ordnungs-Nr. 1.5: Richtlinie tor die Berechnung von Kurzschluflstromen in stromrichtergespeisten Gleichstroman- lagen. Hrsg.: Institut tor Elektro-Anlagen (IEA), Berlin.
lEC-PubL 146-2 (1974). Part. 2: Semiconductor selfcommutated converters.
DIN 57558, VDE-Bestimmung fur Halbleiter-Stromrichter. Teil 2: Be- sondere Bestimmungen fur sclbstgefiihrte Stromrichter.
Berkovic, E. J., u. a.: Tiristornye preobrazovateli vysokoj castoty. Leningrad: Idz. Energija 1973.
Spreadbury, F. G.: Electronic Inverters. London: Constable & Co. Ltd. 1967.
Labunzov, V. A.: Algoritmy perekljucenija ventilej v avtonomnych mos- tovych invertorach napijazenija. Izvestiia vyschych acebnych zavedenij. Elektromechanika (1974) H. 4, S. 381 — 389.
Meyer, M.: Selbstgefiihrte Thyristor-Stromrichter. Berlin, Munchen: Siemens 1973.
Patel, H. S.; Hoft, R. G.: Generalized techniques of harmonic elimination and voltage control in thyristor inverters: Part I - Harmonic elimination. IEE Trans. IA 9 (1973) S. 310 - 317.
Nopirakowski, J.: Die Auslegung der Loschelemente von Wechselrich- tern. Elektrie 24 (1979) H. 8, S. 276 - 279.
Hugi, M.: Leistungstransistoren im Schaltbetrieb. Der Elektroniker 19 (1980) H. 1,EL 19-21.
Nestler, J., Wrede, H.: Leistungstransistoren in Stromrichtern. Wiss. Ber. AEG-Telefunken 50 (1977) H. 1/2, S. 39.
Zach, F.; Sabrodin, J. S.: Steuerungsgesetze fur Pulswechselrichter mit grofiem Ausgangsfrequenzbereich und geringem Oberschwingungsgehalt. Bull SEV 70 (1979) H. 13, S. 648 -651.
Tamm, К.-H.; Gens, W.: Bewertung moglicher Zwangskommuiierungss- 'chaltungen fur Spannungswechselrichter in Drehstrombriickenschaltun- gen. Wiss. Z. TH Ilmenau 26 (1980) H. 1, S. 135 - 150.
Guldner, H.: Schwingkreisumrichter fur die induktive Erwarmung. Elektrie 27 (1973) H. 11, S. 586 - 593.
Guldner, H., u. a.: Thyristorumrichter fiir die induktive Erwarmung im Bereich von 500 Hz bis 50 kHz. Elektrie 28 (1974) H. 5, S. 1137 — 1145.
Arnold, W., U. a.: Berechnungsmethoden fiir Thyristorumrichter. Elektrie 32 (1978) H. 6, S. 301 - 302.
Nopirakowski, J.: Steuerumrichter. Energieelektronik (1976) S. 41 - 48.
Tso, S. K.; Spooner, E. D., Cosgrove, J.: Effecient microprocessor-based cycloconvertor control. IEE Proc. Pt В 127 (19 80) Nr. 3, S. 190 - 196.
Cornish, L. S.; Tso, S. K: Use of triacs in naturally commutated cycloconvertors. Proc. IEEE 126 (1979) Nr. 6, S. 520 - 521.
Spath, H.: Analyse der Ausgangsspannung des gesteuerten betriebenen Direktumrichters mit Hilfe von Ortskurven. Arch. Elektrotechnik 62 (1980) S. 167 - 175.
Gretsch, R.: Netzruckwirkungen von Schwingungspaketsteuerungen. etz-a 98 (1977) H. 7, S. 487 - 490.
Hiigel, I.: Drehstromsteller in Sternpunkt-Ringschaltung fiir steuerbare Blindleistungs-Kompensationsanlagen. etz 100 (1979) H. 26, S. 1514 - 1515.
Becker, U.: Vergleich zwischen drei- und sechspulsigen Drehstromstel- lern mit Thyristoren. Elektrie 24 (1970) H. 6, S. 203 und 204.
Kronberg, M.: Die Steuerung einfacher leistungselektronischer Schat tungen. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 8 (1972) H. 1, S. 8 - 15.
Gralla, E.; Heintze, K.; Kohaut, J.: Steuerkennlinie, Welligkeit und Obers- chwingungen von Gleichrichtern mit drehstromseitiger Anschnittsteuerung. etz-a 85 (1964) H. 3, S. 79 - 83.
Mauersberger, Chr.: Vergleichende Betrachtungen der Strombelastbarkeit von Triacs und Thyristoren in Stromrichterschaltungen. Elektrie 30 (1976) H. 7, S. 362 - 364.
lEC-PubE. 146-3 Semiconductor direct d.c. convertors.' Genf 1977.
Bierznieks, L. V.: Impul’snye preobrazovateli postojannogo toka (Gle- ichstromsteller). Moskva: Izd. Energija 1974.
Rischmuller, K.: Transistor-Gleichstromsteller fur 300 A Ausgangsstrom. etz-b 30 (1978) H. 26, S. 1063 - 1067.
Kofi. H.: Die Auswirkungen von verschiedenen Steuerverfahren fur Gle- ichstromsteller auf Schaltfrequenz und Laststromschwankung. etz-Archiv 2 (1980) H. 10, S. 295 - 299.
McMurray, W.: Thyristor commutation in DC choppers — comparative study. IEEE Trans. I A 14 (1978) H. 6, S. 547 - 558.
Nikoloff, I.: Zur Auslegung der Kommutierungskreise von Stromrichtern mit Zwangskommutierung. Vortrag zum XIX. Intern. Wiss. Koll. TH Ilmenau, H. 2 der Vortragsreihen A 2, A 3, S. 137 — 143.
Geschwinde, H.: Einfiihrung in die PEL Technik. Braunschweig: Vieweg 1978.
Lapps, H.: Integrationsfahige Synchronisationseinrichtung fur hochwer- tige Stromrichter-Ansteuergerate. Diss. TH Karl-Marx-Sradt 1981.
Kronberg, M.: Richtlinien zur Ayslegung von Ziindpulsiibertragem. Elektrie 28 (1974) H. 6, S. 312 - 315.
Kronberg, M.: Anwendungsspezifischer Schaltkreis U 706D fur industri- elle leistungselektronische Gerate und Anlagen. Der VEM-Elektro-Anla- genbau 16 (1980) H. 2, S. 63 - 65.
Groichen, G.; Niksch, D.: Integrierte Thyristoranstcuerschalter U 706D. radio, fernsehen, elektronik 29 (1980) H. 3, S. 143 — 149.
Herfurth, M.: Ansteuerschaltungen fur Sipmos-Transistoren im Schalt- betrieb. Siemens Components 18 (1980) H. 5, S. 218 - 224.
Lappe, R,; Fischer, F.: Leistungselektronik-Mefitechnik. Berlin: VEB Verlag Technik 1983. Stuttgart: Carl Hanser Verlag 1983.
К гл. 4.
lEC-Publ. 146 Semiconductors converters. Genf 1973.
TGL 200-0608/01 bis 29 Stromrichteranlagen, -gerate und Stromrichter.
GOST 11630-70 Pribory poluprovodnikovye dlja ustrojstv siroKogo primenenija. Obscije techniceskie uslovija.
VDE 0160 VDE-Bestimmungen fiir die Ausriistung von Starkstroman- lagen mit elektrischen Betriebsmitteln. Teil 2/10.75. Einrichtungen mit Betriebsmitteln der Leistungselektronik in Starkstromanlagen.
DIN 41750 Bl. 1 bis 7 Stromrichter.
DIN 57558 Halbleiter-Stromrichter.
TGL 190-167/03 Transformatoren und Drossein; Betrieb, Instandsetzung.
TGL 200-1584/05 Priifung von Transformatoren ab 6,3 kVA.
DIN 41772 Stromrichter. Halbleiter-Gleichrichtergerate. Formen und Kurzzeichen der Kennlinien.
DIN 41756 Stromrichter; Belastung von Stromrichtern.
Buchner, P.: Stromrichter-Netzriickwirkungen und ihre Beherrschung. Leipzig: VEB Deutscher Verlag fur GrundstofTindustrie 1983,
Informationstagung des SEV ’’Beeinflussung in Netzen durch EinrichhlR- gen dcr Leistungselektronik”. Ziirich 1974 (s. auch Bull. SEV/VSE 6$ (1974) H. 26,8.1909-1916.
Grundsatze fur die Beurteilung von Netzriickwirkungen. Frankfurt (Main): Verein. dtsch. Elektrizitatswerke VDEM 1976.
Buchner, P.: Ober die Wirkungsweise von Saugkreisen in Netzen mit Stromrichter-Netzriickwirkungen. Elektric 35 (1981) H. 3, S. 115-118.
Schenfeld, R.: Probleme des Einsatzes von Stromrichterantrieben grofier Leistung am Drehstromnetz. Elektrie 31 (1977) H. 10, S. 531-536.
Uberblick iiber die Oberschwingungsverhaltnisse in offentlichen Strom- versorgungsnetzen. Elektrizitatswirtschaft 78 (1979) H. 25, S. 1008-1017.
Burtscher, H.: Uberlagerung von Oberschwingungen in Anlagen mit mehre- ren Stromrichtern. etz-Archiv 2 (1980) H. 7, S. 193.
DIN EN 50006 Begrenzung von Riickwirkungen in Stromvcrsorgungsnet- zen, die durch Elektrogerate fiir den Hausgebrauch und ahnliche Zwecke mit elektronischen Steuerungen verursacht werden.
Zuverlassigkeit elektronischer Bauelemente. Leipzig: VEB Deutscher Verlag fur Grundstoffindustrie 1974.
Tornau, F; u.a.: VEM-Handbuch Elektrische Storbeeinllussung in Auto- matisierungs- und Datenverarbeitungsanlagen. Berlin: VEB Verlag Technik 1973.
Preufh, H.: Zuverlassigkeit elektronischer Einrichtungen. Berlin: VEB Verlag Technik 1976.
TGL 26096/01; /03 bis /07Zuverlassigkeit in der Technik.
TGL 33685/01 bis /06 Elektrische und elektronische Erzeugnisse; Da- tenriickmeldesystem zur Bestimmung der Betriebszuverlassigkeit und anderer Kenngroften.
IEC-Publ. 271 List of basic terms, definitions and related mathematics for reliability. Genf 1974.
DIN 41794 Zuverlassigkcitsangaben fiir Halbleiterbauelementc.
Zapfe, H.-Р.: Verkiirzung der Friihausfallphase bei Transresch-Si-Baugrup- pen. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 14 (1978) H. 1, S. 38-39.
Kintigh, S.: Reliable high-power SCR controller design. Control engng. 26 (1979) H. 5, 8.61-63.
Stemberger, A.: Die Anwendung von Ersatzschaltbildern bei der Projektierung einer RC-Beschaltung in der Leistungselektronik. Elektroniker 18 (1979) H.9, 8. EL 22; H. 10, 8. EL 22-23.
Stemberger, A.: Die Projektierung einer RC-Beschaltung beim Wechsel- und Drehstromsteller. Elektroniker 18 (1979) H. 12, EL 24-27.
Stemberger, A.: Die Projektierung einer RC-Beschaltung beim selbstge- fiihrten Stromrichter. Elektroniker 18 (1979) H. 14, EL 29-31.
Der Metalloxid-Varistor - ein wirksamer Schutz gegen kurzzeitige Ober- spannungsspitzen. Funktcchnik 28 (1973) H. 8, 8. 268-270.
TGL 36919, TGL 36920: Mctalloxid-Varistoren.
Karstiidt, B.; Wilke, W.; Denders, M.; Undergutsch, U.: Simulation von Storungsfallen in Halbleiter-Stromrichter-Anlagen mittels Digitalrechner. Wiss. Ber. AEG-Telefunken 52 (1979) H. 3/4, 8. 197.
Howe, A.F.; Newbery, P.G.: Semiconductor fuses and their applications. IEE Proc., Pt. В 127 (1980) H. 3, 8. 155-168.
Korb, F.: Elektronische Temperaturiiberwachung von Leistungshalblcitern. Elektroniker 12 (1973) H. 6,8. EL 1-6.
Thyristor-controlled static shunt compensators. ASEA-Journ. 53 (1980) H. 1-2,8. 21
Hildebrandt, N.: Einphasige netz- und selbstgeldschte Gleicnrichteranord- nungen mit geringen Netzriickwirkungen. Elektrie 34 (1980) H. 7 S. 367-370.
Skipp, b.: Harmonic analysis and suppression for electrical systems supplying static power converters and other nonlinear loads. IEEE Trans. 1A 15 (1979) H. 5. S. 453-458.
Wanner, E.; Herbst, W.: Statische Blindleistungskompensation fur Licht- bogendfen. Brown Boveri Mitt. 64 (1977) H. 2. S. 108-118.
DIN 57875 VDE-Bestimmungfiir die Funk-Entstorung von Betriebsmitteln und Anlagen.
TGL 20885 Funk-Entstorung. Ausg. Dez. 1971.
Bollinger, E.: Funkentstdrung in der Praxis. Elektroniker 18 (1979) H. 15, S. EL 1-11, H. 16, S. EL 6-11.
Gammel, G.: Heidtmann, U.: Anwendung von warmerohren in der Leistun- gselektronik. BBC-Nachr. 55 (1973) H. 6/7, S. 143-152.
Dance, B.: Warmeableitung bei Halbieitern. elektronik industrie 10 (1979) H. 9, S. 36 bis 41.
Worgitzki, A.: TRANSRESCH-Si - cine Systemiibersicht. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 14 (1978) H. 1, S. 20-22.
Zemlin, E.: Grundzilge des Frequenzkennlinienverfahrens. Reihe Auto- matisierungstechnik Bd. 36, Berlin: VEB Verlag Technik 1965.
Lappe, R., u.a.: Thyristor-Stromrichter fiir Antriebsregelungen. Berlin! VEB Verlag Technik 1970.
Worgitzki, A.: Regelungssystcme fiir Thyristoranlagen und Antriebe, Der VEM-Elektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3, S. 112-117.
Stoll, D.: EMC-Elektromagnetische Vertraglichkeit. Berlin: Elitera Vet- lag 1976.
Pranskat, H.-G.: Beachtung der Stdrsicherheit bei der Entwicklung und Projektierung von Regelungsanlagen mit Thyristorstromrichtern. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 14 (1978) H. 1, S. 36-37.
Beck, D.: Servicepriiftechnik des Systems TRANSRESCH-Si. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 14 (1978) H. 1, S. 40-41.
Meiling, W.: Mikroprozessor-Mikrorechner. Funktion und Anwendung. Berlin: Akademie-Verlag 1979.
Vogel, J., u.a.: Steuerung von Elektroantriebssystcmen mit digitaler Sollwert-Vorgabe dutch Mikrorechner. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 3,S. 105-108.
Schenfeld, R., u.a.: Gleichstrom-Antriebsregelung mit Hilfe von Mikro- prozessoren. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 3, S. 99-101.
Gruber, M.: Moller-Nehring, P.: Digitaler Geschwindigkeitsregler auf Mikroprozessorbasis im System MODULPAC C’ Siemens-Energietechnik 1 (1979) H.4, S. 117-120.
Raatz, E.: Regelungs- und Steuerungssysteme fiir Antriebe in der Grund- stoffindustrie. Techn. Mitt. AEG-Telefunken 69 (1979) H. 1/2, S. 18 23.
Geitner, G.-H, u.a.: Digitale Drehzahlverhaltnisregelung von Gleichstro- mantrieben mit Hilfe des Mikrorechnersystems К 1520. Der VEM-Elektro- Anlagenbau 16 (1980) H. 1, S. 9-13.
Jungnickel, H.: Anwendung integrietter Spannungsreglet. radio, fernsehen, eleettonik 27 (1978) H. 2, S. 85-87.
Krause, J.; Schilling, G.: Vollelektronische Messung von Effektivwerten und Leistung^rdfien. Elektrie 34 (1980) H. 6, S. 316-317.
Krestel, E.: Stand der Technik bei Schaltnetrteilen. Siemens-Z. 51 (1977) H. 12, S. 972 bis 976.
Krishnan, L.B.: Die elektrische Ausriistung grofier Umkehrwalzwerke. ASEA-Z. 18 (1973) H. 5, S. 99-103.
Hugel, J.: Drehstromsteller in Sternpunkt-Ringschaltung fur steuerbare Blindleistungs-Kompensationsanlagen. etz 100(1979) H. 26,
S. 1514-1515.
Hammad. A.E.: Mathur, R.M.: A new generalized concept for the design of thyristor phase-controlled VAr compensators. IEEE Trans. PAS 98 (1979) H. 1, S. 219-231.
Kataoka, Teruo, u.a.: A pulsewidth controlled AC-to-DC converter to improve power factor and waveform of AC line current. IEEE Trans. IA15 (1979) H. 6, S. 670-675.
Depenbrok, M.: Netzgefuhrter Stromrichter zur Kompensation schnell veranderlicher Blindstrome. etz-archiv 1 (1979) H. 3, S. 79-82.
Sauer, H.G.: Korting, P.: Zwangsgelbschter Stromrichter in Dreiphasen- Mittelpunktschaltung. industrie-elektronik + elektronik 23 (1978) H. 4, S. 101-104.
Zimmermann, P.: Leistungsfaktorverbesserung einer Drehstrombriicke mit gesteuerten Nullventilen. etz-archiv 2 (1980) H. 5, S. 155-160.
К гл. 5.
VEM-Handbuch Schaltanlagen-Umspann- und Schaltwerke, Schalt- und Gleichrichterstationen (Autorenkollektiv). Berlin: VEB Verlag Technik 1973.
VEM-Handbuch Energieversorgung Elektrischer Bahnen (Autorenkollektiv). Berlin: VEB Verlag Technik 1975.
TGL 25331/04 Sekundarzellen und -batterien.
Witte, E.: Biei- und Stahlakkumulatoren. Mainz; Krauskopfverlag 1967.
Нотой, J,: Stromversorgung des drahtgebundenen Femmeldewesens. Berlin: VEB Verlag fur Verkehrswesen 1967.
TGL 25381/01: Drahtgebundene Nachrichtentechnik Versorgungsspannun- gen; Begriffe, Kennwerte.
TGL 20885/05: Funk-Entstdrung; Vorentstdrung funkstdrender Erzeug- nisse; Grenzwerte.
Wiistehube, J.: Schaltnetzteile. Grafenau: Expert-Verlag 1979.
. Jungnickel, H.: Moderne Stromversorgung. radio, fernsehen, elektronik 29 (1980) H. 7 bis H. 12.
Knuth, W.: Elektroenergieversorgung von Reisezugwagen mit statischen Energiewandlern. Elektrie 32 (1978) H. 1, S. 25-30.
Knau, U.: Energieversorgungseinrichtungen fur Reisezugwagen. Eisen- bahntechn. Rundschau 26 (1977) H. 10, S. 665-672.
Krogeris, A.: Latkowski, L.; Stabulnieks, Ja.: Statische Energiewandler fur die Energieversorgung von Schienenfahrzeugen. Elektrie 32 (1978) H. 1, S. 30-33.
Knuth W.; Schulz, W.: Die elektrische Anlage im Weitstrecken-Speisewa- gen mit Energieversorgung aus der Zugsammelschiene. Eisenbahntechnik 29 (1981) H. 3,S. 110-113.
Guignard, R.; Weiss, P.; Weiss, T: Europaische Standard-Reisezugwagen - vom Prototyp zum Serienwagen. ZEV-Glas. Ann. 100 (1976) H. 6, S. 187-191.
Spohrer, W.: Die elektrische Energieversorgung der Zugsammelschiene bei dieselhydraulischer Traktion. Eisenbahntechn. Rundschau 21 (1972) H. 5,S. 184-191.
Kohler, K: Die Elektroenergieversorgung des Zuges durch die Dieselloko- motive BR 132. Schienenfahrzeuge 18 (1974) H. I, S. 7-18.
Winkler, H.: Elektrofilter zum Reinigen von Luft und Abgasen in indu- striellen Anlagen. Siemens-Z. 46 (1972) H. 11, S. 865 — 868.
Klauk, W.: Wechselstromsteller mit Thyristoren fiir Elektrofilteranlagcn. Der VEM-EIektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3, S. 131—134.
Fischer, K.: Saubere Umwelt dutch Elektrofilter. Techn. Mitt. AEG- Telefunken67 (1977) H. 3, S. 138-140.
Richter, K.: Hochspannungserzeuger fur elektrostatische Abscheider mit Thyristorsteuerung. Energietechnik 27 (1977) H. 9,S. 364-367.
TGL 20675 Elektrische Maschinen.
TGL 9385 Turbogeneratoren.
Kainz, M.: Statische Erregereinrichtung fiir kompoundierte Generatoren in Stromadditionsschaltung. ELIN-Z. 29 (1977) H. 4, S. 143-146.
Platzbecker, K: Haase, O.: Statische Erregeranlagen - Betriebsverhalten und Verhalten bei Ubergangsvorgangen. Elektrie 33 (1979) H. 1, S. 18-20.
Lojak, L.: Thyristorhochspannungsschaltwerk LNSW 11. Elektrie 24 (1970) H. 2, S. 38 und 39.
Mummert, H.: Die Ansteuerung von Thyristoren. Der Elektro-Praktiker 25 (1971) H. 7, S. 219-224.
Moritz, J.; Mundt, R.: Applikationsbeispiele mit Thyristorbauelemen- ten — Halbleiterschalter. Der Elektro-Praktiker 25 (1971) H. 11, S. 354-356..
Leistungselektronik-Bausteinsystem, Datenblatter. VEB Schaltelektronik Dresden.
Leistungselektronik-Bausteinsystem zum Aufbau von Stromrichtern kleiner Leistung. Teil 1, Ubersicht. Elektrie 28 (1974) H. 9, S. 498-501. Teil 2, Impulserzeugerbaustein 2 AW 1. Elektrie 28 (1974) H. 12, S. 669-670. Teil 3, Hinweise fur die Anwendung des Impulserzeuger- bausteins 2 AW 1. 2. Elektrie 29 (1975) H. 1, S. 37-42. Teil 6, Die Stromversorgungsbausteine 6 ZN 2.3 und 6 ZN 3.3. Elektrie 33 (1979) H. 4,8.196 bis 199.
Kowalski, J.: Periodische Schwingungspaketsteuerung mit Triacs. radio, fernsehen, elektronik 29 (1980) H. 7, 8. 453—456.
Hammer, K.: Kluge, K: Besonderheiten bei der Entwicklung von Gleich- spannungspriifanlagen mit groBen Abgabestriimen. Elektrie 35 (1981) H. 3, 8.127-181.
Tackmann, K.: Die elektrotechnischen Anlagen der Einheitsunterwerke. Eisenbahntechnik 26 (1978) H. 11, 8. 452-457.
Meyer, H." 20-kHz-Schaltnetzgerate in Modulbauform. BBC-Nachr. 62 (1979) H. 12.8. 453-458.
Bohm, H.; Kriger, G.: Drehstrom-Hilfsbetriebeumrichter fiir Triebfahrzett ge am Beispiel der Lokomotive Baureihe 120 der Deutschen Bundes- bahn. El. Bahnen 77 (1979) H. 11,8. 306-312.
Kohler, K.: Zentrale Energieversorgung der Reisezugwagen dutch Dieselio- komotiven. Eisenbahntechnik 29 (1981) H. 2. S. 57-61.
Sellin, N.: Energieversorgung^erat fiir Reisezugwagen. Eisenbahntechnik 29 (1981) H. 3, 8. 105-107.
Khalifa, M.; Rahman, H.: Solid-state A.C. circuit breaker. Proc. IEE 126 (1979) H. 1,8. 75-76.
IEC-Publ. 478 Stabilized power supplies, d.c. output.
DIN 41745 Stabilisierte Stromversorgungsgerate.
DIN 41773 Stromrichter; Halbleiter-Gleichrichtergerate mit lU-Kennli- nie fiir das Laden von Bleibatterien unter konstanter Spannung.
TGL 200-06 32/04 Elektrotechnische Anlagen fiir Bahnen; Bahnenerg’e- versorgungsanlagen.
TGL 200-0602 Schutzmafinahmen in elektrotechnischen Anlagen.
Shtnik, G.: "Weiterentwickelte Schaltzellcn des Systems GTN. Wiss.-techn. Informationen VEB Kombinat Automatisierungsanlagenbau 17 (1981) H. 1,S. 32-35.
К гл. 6.
VEM-Handbuch Die Technik der elektrischen Antriebe, Grundlagen. 7. AufL Berlin: VEB Verlag Technik 1979.
Kummel, F.: Elektrische Antriebstechnik. Berlin, Heidelberg, New York: Springer Verlag 1971.
Jotten, R.: Leistungselektronik. Braunschweig: Verlag Vieweg & Sohn .1976..
Lan^hoff, I.; Raatz, E.: Geregelte Gleichstromantriebe. Berlin: EliteraVerlag 1977.
Vogel, J., ил.: Grundlagen der elektrischen Antriebstechnik mit Berech- nungsbeispielen. 2. Aufl. Berlin: VEB Verlag Technik 1980. Heidelberg: Dr. Alfred Hiithig-Verlag 1980.
Kabisch, H.: Moglichkeiten und Grenzen des Einsatzes umrichtergespeis- ter Drehstromantriebc in der Industrie. Elektrie 34 (1980) H. 2, S. 59-65.
ST RGW 1659 Komplette thyristorgcsteuerte Gleichstromantriebe. Allge- meine technische Forderungen.
Kabisch, H.: Thyristorstromrichter in kleinraumiger Bauweise. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 16 (1980) H. 1, S. 1 un.d 2.
Lasch, E.: Thyristorstromrichter bis 9 kW der 2. Generation des Systems THYRESCH. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3, S. 127-131.
Hoppe, S.: Thyristorumkehrstromrichter TUD 5 fur Werkzeugmaschi- nenantriebe. Impuls 18 (1978) H. 3, S. 129—134.
Kabisch, H.: Die konstruktive Gestaltung von Thyristorstromrichtern im System THYRESCH. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 3, S. 109-114.
Stromsensoren fur alle Stromarten. Stahl und Eisen 100 (1980) H., c. S. 282-283.
Wolf, H.: Stromrichter der Baureihe DT 1, 2. Generation Leistungselektronik. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 2, S. 61-65.
Krause, J.; Krumbiegel, B.: Zum Betriebsverhalten der 2 X 3-Phasen-Saug- drosselschaltung in geregelten Antriebssystemen. messen, steuern, regeln 11 (1968) H. 10, S. 385 bis 387.
Krause, J.; Munch, J.: Thyristorstromrichter grofier Leistung. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3. S. 121-127.
Neer, R.H.; Brenza, R.M.: SCRs in large motor drives. Control Engineering (1973) H. 2, S. 42-45.
Stalnaja, MJ.; Vargasov, O.V.: Kontrol rabotosposobnosh tiristorov ili ich posledovatelnom vkljucenii (Uberwachung der Intaktheit von in Reihe geschaltcten Thyristoren). Elektricestvo 44 (1973) H. 7, S. 80-82.
GalUstl, H.: Steuerung von parallel und in Reihe geschalteten Thyristoren. BBC-Nachr. 50 (1968) H. 3, S. 123-128.*
Siehe 1420).
Stoll, D„ u.a.: EMC Elektromagnetische Vertaglichkeit. Berlin: EliteraVerlag 1976.
Habiger, E.: Mafinahmen zur Gewahrleistung der Storfestigkeit automa- tisierter Systeme. Der Elektro-Praktiker 33 (1979) H. 5, S. 165-169.
Schonfeld, R.: Das Stromrichterstellglied als Element geregelter elektri- scher Antriebe. messen, steuern, regeln 13 (1970) H. 12, S. 460-463.
Schonfeld, E,; Krug, H.: Naherungsverfahren zur Beschreibung desStrom- richterstellgliedes. messen, steuern, regeln 15 (1972) H. 7, S. 246—251.
TGL 14591 Automatische Steuerung. Jan. 1978.
Buxbaum, A.: Stromregler fur Gleichstrom-Antriebe mit Stromrichtet- stellgliedern. Konferenzbericht IFAC-Symposium ’’Leistungselektronik und elektrische Antriebstechnik”, Dusseldorf 1974. S. auch messen, steuern, regeln 18 (1975) H. 7, S. 254-255.
Seefried, E.: Stromregelung im Liickbereich von Stromrichter-Gleichst- romantricben. Elektrie 30 (1976) H. 4, S. 185 187.
Seefried, E.: Wolf, H.: Schwingungsprobleme in Thyristorstromrichtern, die im Liickbetrieb arbeiten. Elektrie 31 (1977) H. 2, S. 105-108.
Krause, J.; Rechenfunktionseinheiten in der analogcn Informationsverar- beitung von thyristorgespeisten Gleichstromantrieben. Elektrie 32 (1978) H. 3, S. 133—136.v v
Rips, LA.; Savelev, B.A.: Analiz i rascet nadeznosti sistem upravlenija elektroprivodami (Analyse und Berechnung der Zuverlassigkeit von Elektro-Antriebssystemen). Moskva: Izd. Energija 1974.
TGL 26096/03 Zuverlassigkeit in der Technik; Auswahl von Zuver- lassigkeitskcnngroBen.
Krause, J.: Probleme der Zuverlassigkeit bei informationselektronischen Einrichtungen fur Stromrichteranlagen. Elektrie 30 (1976) H. 7, S. 357-359.
Meyer, M.: Integration elektronischer Bauelemente und Baugruppen in elektrischen Geraten uiid Maschinen. Siemens-Z. 49 (1975) H. 3, S. 165-170.
Grotstollen, H.: Stand der Entwicklung von geregelten elektrischen Antrie- ben. Regelungstechn. Praxis 20 (1978) H. 3, S. 84—94.
Foch; Arches; Roux: Transistorsteuerung mit 9 kW Au^angsleistung. ' etz-b 29 (1977) H. 19, S. 637-639.
.Nestler, J.; Wrede, H.: Leistungstransistoren in Stromrichtern. Wiss. Be- richte AEG-Telefunken 60 (1977) H. 1/2, S. 39-48.
Schulze, M.: Elektrische Vorschubantriebe fur Werkzeugmaschinen. Elektrie 29 (1975) H. 3,S. 148-151.
Krause, J.: Mikrorechner zur Steuerung und Regelung elektrischer Antrie- be. Konferenzbericht XXV. Internal. Wiss. Kolloquium, TH Ilmenau, 1980.
Geitner, G.-H.: Rosenthal, W.; Neumann, L.: Digitale Drehzahlverhait- nisregelung von Gleichstromantrieben mit Hilfe des Mikrorechnersystems К 1520. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 16 (1980) H. 1, S. 9—13.
Buchner, P„ u.a.: Fragen der Netzriickwirkung und ihre Losung. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 3, S. 126-129.
Neumann, K., u.a.: Bestehende und kiinftige Moglichkeiten, Netzriick- wirkungen von Stromrichter-Anlagen zu beherrschen. etz-a 98 (1977) H. 5, S. 330-334.
Habiger, E.: Einige grundsatzliche Uberlegungen zur Formalisierung und Effektivierung des Entwurfs automatisierter Elektroantriebe. Wiss. Z. TU Dresden 27 (1978) H. 2, S. 383-390.
Schulze, M.. u.a.: Thyristorumkehrstromrichter ftir reaktionsschnelle Antriebe. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 3, S. 118—121.
Krause, J: Thyristor-Stellglieder zur Speisung von Gleichstrom-Rever- sierantrieben geringer Leistung. Elektrie 24 (1970) H. 6, S. 200-202.
Krause, J.: Zur Regelgiite von Thyristorstromrichter-Umkehrantrieben. messen, steuern, regeln 12 (1969) H. 11, S. 430-432.
Buhler, H.: Einfuhrung in die Theorie geregelter Drehstromantriebe. Basel, Stuttgart: Birkhauser Verlag 1977.
Murphy, JM.: Thyristor control of A.C. motors. Oxford: Pergamon Press 1975.
ST RGW 1658 Komplette thyristorgespeiste Wechselstromantriebe. Allge- meine technische Forderungen.
Schumacher, IP..- Regelbare Drehstromantriebe grower Leistung mit unter- synchroner Stromrichterkaskade. Elin.-Z. 31 (1979) H. 4, S. 144-148.
Wolff, A.: Die untersynchrone Stromrichterkaskade - ein drehzahlgere- 1 gelter Antrieb mit Drehstrommotor. Elektrie 34 (1980) H. 5, S. 241—243.
Siepmann, W., u.a.: Drehzahlveranderliehe Antriebe in Elektrizitatswer- ken. Neue Technik 16 (1974) H. 5, S. 179-185.
Schumann, H.: Untersynchrone Stromrichterkaskaden. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 11 (1975) H. 2, S. 79-80.
WechselstromsteUer zur Drehzahlregelung von Asynchronmotoren. ASEA-Z. 24 (1979) H. 3, S. 70.
Schorner, J.: Regelung von Drehstrom-Aufzugsanlagen mit Drehstrom- steUer. Regelungstechnik 28 (1980) H. 4, S. 110-116.
Gerasimjak, R.P.: Tommack, H.D.: Thyristorgesteuerte Asynchronan- triebe biir Hebezeuge und Fordermittel. Hebezeuge und Fordermitte! 14 (1974) H. 12, S. 359-361.
Schonfeld, R.; Seefried, E.; Ender, H.: Vergleichende Betrachtungen zum regelungstechnischen Verhalten frequenzgestcucrter Asynclironmaschinen. messen, steuern, regeln 21 (1978) H. 10, S. 595-599.
Helbert, P.; Karstadt, B.: Digitale Schaltung zur Vorgabe des Frequenz- sollwertes fiir Semiverter. Techn. Mitt. AEG-Telefunken 62 (1972) H. 6, S. 242-245.
Ecklebe, P.: Transistorisierter Direktumrichter fur Drehstromantriebe, Elektrie 34 (1980) H. 8, S. 412-415.
Steinfels, M.; Ecklebe, P.: Die Regelung von direktumrichtergespeisten Antrieben. Elektrie 35 (1981) H. 2, S. 80-83.
Anonym: Thyristorstromrichter fur den Antrieb eines Turbomechanis- mus mit einer Leistung von 3,5 MW. Elektrie 26 (1972) H. 12, S. U 286.
Wilson, R.C.: Thyristor cycloconvertors for steelworks roller table drive. LSE Eng. BuU. (1973) H. 12, S. 2-5.
Habdck, A.: Antriebe mit stromrichtergespeisten Synchronmotoren.
Neue Technik 16 (1974) H. 3, S. 93-108.
Golz, G.; Grumbrecht, P.: Hentschel, F.: Uber neue Betriebsarten der Stromrichtermaschine synchroner Bauart. Wiss. Ber. AEG-Telefunken 48 (1975) H. 4, S. 170-180.
Goenraads, J,: Frequenzumrichteranlauf von groben Synchronmaschinen fiir industrielle Antriebe. ASEA-Z. 25 (1980) H. 1, S. 11 — 18.
Bardahi, N., u.a.: Statischer Umrichter zum Anfahren eines Hochofen- geblaseantriebs fiir 30 MW mit zweipoligem Synchronmotor. Siemens.-Z. 52 (1978) H. 9,S. 509-512.
Kloock, D.: Umrichter fiir Antriebe der Chemiefascrindustrie. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 15 (1979) H. 2, S. 69-71.
Peneder, E; Lubasch, R.; Vourmard, A.: Statische Hochlaufeinrichtun- gen fur Pumpspeicherwerke, Phasenschieber und Gasturbogruppen. Brown Boveri Mitt. 61 (1974) H. 9/10, S. 440-447.
Mock, G.H.: Electrcial features of raccoon mountain pumped storage plant. IEEE Trans. PAS (1972) S. 1875-1880.
Stemmier, H.: Antriebssysteme und elektronische Regeleinrichtung der getriebelosen Rohrmiihle. Brown Boveri Mitt. 57 (1970) H. 3, S. 121 — 129.
Budig, P.K.: Lineare Antriebselemente fur analoge und schrittweise Be- wegungen. Elektrie 30 (1976) H. 12, S. 643-651.
Kolb, R.; Nopirakowski, J.: Anwendung eines Steuerumrichters fiir einen Schleppwagenantrieb. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 7 (1971) H- 4, S. 176-179.
Stemberger, A.: Eine LSI-Schaltung zur digitalen Drehzahlregelung von Drehstrom-Kafigkaufermotoren. Elektroniker 19 (1980) H. 9, S. EL 26—29.
Stemberger, A.: Drehzahlveranderliche Antriebe. Elektroniker 19 (1980) H. 9, S. EL 29 bis 33.
Utility applies microprocessor control to save energy. Electronics 53 (1980) H. 15, S. 40.
Lojak, L,; Ebelt, R.: Thyristorhochspannungsschaltwerk LNSW 12. Scliie- nenfahrzeuge (1974) H. 7, S. 241-244.
.Muller-Hellmann, A.: Entwicklung der stufenlos steuerbaren Netzstrom- richter fiir Wechselstromtriebfahrzeuge. El. Bahnen 50 (1979) H. 3, S. 72-77.
IEC 411 Single-phase traction power convertors. Genf 1973 und 411-1 Genf 1975.
Winter, P.: Netzverhalten von Wechselstrom-Triebfahrzeugen mit Mehr- fachfolgesteuerung in Stromrichtersparschaltung. El. Bahnen 44 (1973) H. 12, S. 279-284; 45 (1974) H. 1, S. 15-18.
Forster, J,: Loschbare Fahrzeugstromrichter zur Netzentlastung und -stiitzung. El. Bahnen 43 (1972) H. 1, S. 13-19.
Rosenfeld, V.E.; Sevcenko, V. V.; Majboga, V.A.; Dolaberidze, G.P.: Tiristornoe upravlenie elektriceskim podviznom sostavom postojannogo toka (Thyristorsteuerung von Gleichstrom-Triebfahrzeugen). Moskva: Izd. Transport 1970.
Nikoloff, I.; Schiewer, M.; Seifert, E.-E.: Gleichstromsteller fiir die Trie- bziige Baureihe 270 der Berliner S-Bahn. LEW-Nachrichten 12 (1981) H.29, S. 3-12.
Gammert, R.: Die elektrische Ausriistung der Drehstromlokomotive Baureihe 120 der Deutschen Bundesbahn. El. Bahnen 77 (1979) H. 10, S. 272-283.
Wagner, R.: Drehstromantriebstechnik fiir Nahverkehrsbahnen. El. Bahnen 78 (1980) H. 6, S. 151-157.
Schonfeld, R.; Habiger. E.: Automatisierte Elektroantriebe. Berlin: VEB Verlag Technik 1983. Heidelberg: Dr. Alfred Hiithig-Verlag 1981.
Jacovides, L.J., u.a.: A Cycloconverter-synchronous motor drive for traction applications. IAS Annual Meeting 1980, S. 549-562.
К гл. 7
VEM-Handbuch Galvanotechnik. Berlin: VEB Verlag Technik 1974
Cavendish, L.F.; Zielke, R.A.: One year operating experience of large electrochemical SCR rectifiers. IEEE Trans IA 13 (1977) H. 2, S. 147-153.
Darrigrand, B.: Halbleiter-GroB-Gleichrichter fur Elektrolyse. Rev. gen elec. 83 (1974) H. 5, S. 312-330.
Galloway, J.: Power factors and load characteristics for thyristor electrochemical rectifiers. IEEE Trans. IA 13 (1977) H. 6, S. 607 611
Glas, W.: Neuzeitliche Gleichstromversorgungsanlagen fiir Chlorelektro- lysen. Chemie-Ingcnieur-Technik 45 (1973) H. 12, S. 832 -835.
Klink, P.-J.; Ums, F.: Elektrische Ausriistung einer Aluminiumhiitte. BBC-Nachr. 58 (1976) H. 10/11, S. 448 454.
Lilns, F.: Gleichrichteranlage fiir eine Chlorelektrolyse mit direktem Anschlufi an 110 kV. BBC-Nachr. 56 (1974) H. 1/2, S. 36 42.
Reichel, M., u.a.: Technische und okonomische Probleme bei Gleichstrom- Hochstromanlagen. Elektrie 24 (1970) H. 1, S. 24-27.
Schulz, W.; Weidl, G.: Stromrichteranlagen hbchster Leistungen fit Elekt- rolysen. Techn. Mitt. AEGTekfunken 66 (1976) H. 1, S. 17-26.
Stromberg, A.; Hahn, N.-E,: Modern electroplating rectifiers. ASEA-J. 45 (1972) H. 1,S. 18-20.
Nitzsche, R.: Gleichrichter fur das Plasmaschneiden ZIS 814. ZIS-Mitt.
17 (1975) H. 12, S. 1355-1360.
Behnisch, H.: Schweifien, Schneiden und Spritzcn mit dem Piasmastrahl. Z. wirtschaftl. Fertigung 71 (1976) H. 4, S. 142-146.
Laufer, H.: Lichtbogenerwarmung, ihre Grundlagen und Anwendung in der Industrie. In ’’Industrielle Elcktrowarme”, S. 72-101. Essen: Vulkan-Verlag Dr. W. Classen 1970.
Krause, J.: Die Stromregelung in cinem Plasma-Schmelzofen. Elektrie 26
H. 9, S. 253-255..■
Schellhase, M.; Rosenfeld, W.: Thyristorschweffigleichrichter fiir das Lichtbogenschweffien. Elektrie 32 (1978) H. 10, S. 543-545.
Weinschenck, H.; Fischer, H'.: Der Thyristorurnrichter - cine neue Strom- quelle fiir das Lichtbogenschweffien. ZIS-Mitt. 21 (1979) H. 12, S. 1356-1362.
Wisotsky, W.: Lichtbogenschweffien mit Anschnittsteuerung. Elektro- nik 28 (1979) H. 18, S. 81-82.
Wetzel, P,: Gleichrichtersatze fur die Schweifitechnik. BEC-Nachr. 60 (1978) H. 12.S. 527-533.
Gerber, R.: Kombinierte elektrische Ausriistung fiir Windkanalantriebe Oder Plasma-brenner-Speisung. Brown Boveri Mitt. 16 (1977) H. 2 S. 83-88.
Krause, J.; Munch, J.: Thyristorstromrichreranlage grofier Leistung. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3, S. 121-127.
Schoumaker, H.: Der Drehstrom-Plasmaofen. Elektrie 25 (1971) H. 9, S. 374.
Ldblein, F.; Strdle, D.: Dynamik der Lichtbcgenstromregeiung. Siemens-Z.
43 (1969) H. 5,S. 472-477.
Schatz, E.: Helligkeitssteucrung rriit Thyristorstellgliedern. Der VEM- Elektro-Anlagenbau 9 (1973) H. 3, S. 134-138.
Borchardt, S.; Himmel, M.: Entwicklungsstand von Schalt- und Steue- ranlagen fiir Flughafen-Befeuerungssysteme. Techn. Mitt. AEG-Telefun- ken 62 (1972) H. 1, S. 26 bis 29.
Beier, H.P.: Helligkeitssteuerung System Logilux im Bemstorffsvejtunnel in Kopenhagen. Techn. Mitt. AEG-Telefunken 62 (1972) H. 2, S. 61 und 62.
Sapper, M.: Triac-Leistungsstellglieder fur die Temperaturregelung. BBC Nachr. 55 (1973) H. 1/2, S. 10-16.
Heisung, O.: Kurze Regelzeit mit hohem Wirkungsgrad-Thyiistorsteller besonders fur Temperaturregelkreise der Verfahrenstechnix. elektrote- chnik (Wurzburg) 58 (1976) H. 8, S. 18-20.
Vahsholz, S.; Hentschel, L.: Ansteuerung von Leistungsthyristoren zum Schalten von Transformatoren. Elektrie 35 (1981) H. I, S. 37-39.
VED 0542 Bestimmungen fiir Lichtbogen-Schweffigleichrichter.
Sundberg, Y.: Prinzip und Funktion der induktiven Umriihrer. ASEA-Z.
16 (1971) H. 5, S. 107-116.
Conrad, H.; Nopirakowski, J.: Die elektromagnetische DurchrnischUng von flussigem Metall. Elektrie 25 (1971) H. 9, S. 375-377.
Algausen, A.P.: Elektroausriistung und Automatisierung von Elektro- warmeanlagen. Handbuch (russ.). Moskva: Izd. Energija 1978.
Thomas, F.W.; Schmidt, IP..- Einsatz von Direktumrichtern fur das Elektro-Schiacke-Umschmelzverfahren. Siemens-Z. 47 (1973) H. 9, S. 676-680.
Matthes, H.G.: Der Thyristorumrichter, ein moderner Mittelfrequenz- generator fur Anwendungen in induktiven Elektrowarmeanlagen. Techn. Mitt. AEG-Teiefunken 67 (1977) H. 7, S. 283-292.
Conrad, H.: Speisequellen fiir Induktionserwarmung. 25. Internal. Wiss. Kolloqu. TH Ilmenau 1980, H. 3, S. 141-145.
Brenner, E.: Nichtstationares Betriebsverhalten von Thyristor-Wechsel- richtern for Induktionserwarmung. 25. Internal. Wiss. Kolloqu. TH Ilmenau 1980, H. 3,S. 151-154.
К гл. 8.
Limann, О,: Fotoblitzgerate mit energiesparender Loschautomatik. Elekt- ronik 25 (1976) H. 6, S. 73-76.
Hey de, H.: Drehrichtungs- und Drehzahlsteuerung fur einen Gleichstrom- motor. Elektronik 25 (1976) H. 8, S. 60.
EN 50006 (Europa-Norm), Oktober 1976. Begrenzung von Riickwirkun- gen in Stromversorgungsnetzen, die durch Elektrogerate fiir din Hausgeb- rauch und ahnliche Zwecke mit elektronischen Steuerungen verursacht werden.
Richtlinie Elektroenergiequalitat. Institut fiir Energieversorgung. Dresden 1982.
Kronberg, M.: Die Steuerung einfacher leistungselektronischer Schaltun- gen. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 8 (1972) H. 1, S. 8-15.
Piiklady pouziti integrovaneho obvodu pro fazove rizeni triaku a tyri- storii MAA 436 (Anwendungsbeispiele des MAA 436 fiir die Phasenan- schnittsteuerung mit Triacs und Thyristoren). Firmenschrift Tesla Roz- nov, CSSR, 1975.
Labies, H.; Lorke, U.: Eine universelle Triac-Steuerung. Elektronik 21 (1972)H. 4, S. 113-114.„
Katalog Integrierte Schaltkreisc. Tesla Roznov, CSSR, 1980.
Buttgereit, D.: Die integrierte Initiatorsc'naltung A 301D. Aufbau und Kennwerte. radio, fernsehen, elektronik 26 (1977) H. 12, S. 403-406.
Hegner, M.: Einphasen-Asynchronmotoren mit elcktronischer Hilfsphase, " Teil 1. Der Elektro-Praktiker 37 (1983) H. 7, S. 228-230.
Ruckstem, W.: Digitaler Leistungsstellei. Elektronik 26 (1977) H. 7, S. 68.
Moller, R.; Trutnovsky, H.; Paletta, B.: Digitale Phasenanschnittsteuerung von netzbetriebenen Verbrauchern. Elektronik 26 (1977) H. 8, S. 47-48, 66.
Domland, Ch.: Die elektronische Ziindung im Vormarsch. Elektronik 29 (1980) H. 5,8.63-68.
Bertling, H.; Schwarz, H.: Anforderungen an Ziindanlagen zur Entflammung magerer Gasgemische. Automobiltechn. Z. 80 (1978) H. 4, S. 155-158.
Klasche, G.: Digital gesteuertes Motor-Ziindsystem. Elektronik 26 (1977) H. 9, S. 64 bis 68.
Miihle, B.: Elektronischer Spannungsregler fiir Drehstromlichtmaschinen- eine neue Erzeugnisgeneration mit hohem Gebrauchswert. '’echn. Mitt. Elektromaschinenbau der DDR I (1980) S. 20-22.
Gretsch, R.: Ein Beitrag zur Gestaltung der elektrischen Anlage in Kraft- fahrzeugen. Habilitationsschrift Univers- Erlangen-Niirnberg, 1978.
Lutjens, H.-W.: Schaltregeler mit hochspannungsfestem Transistor fiir Permanentmagnet-Motoren. Elektronik 26 (1977) H. 5, S. 73-78.
Kraftfahrzeugelektronik (nach Siemens Schaltbeispielen 1977/78). radio, fernsehen, elektronik 29 (1980) H. 6, S. 404.
Gosch, K.: Ladegerate fiir Bleiakkumulatoren. Elektronik 24 (1975) H. 12,8.75.
Glide master, J.: Minimale Langstransistorbelastung bei Stromversorgungen mit MAA 723. radio, fernsehen, elektronik 29 (1980) H. 11, S. 696-698.
СПИСОК ОСНОВНОЙ ЛИТЕРАТУРЫ ПО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКЕ НА РУССКОМ ЯЗЫКЕ
Справочник по преобразовательной технике/ Под ред. И. М. Чи- женко. Киев: Техтка, 1978, 447 с.
Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М. Основы преобразовательной техники. М.: Высшая школа, 1980. 422 с.
Каганов И. Л. Электронные и ионные преобразователи. Т. III. М.: Госэнергоиздат, 1956. 528 с.
Розанов Ю. К. Основы силовой преобразовательной техники. М.: Энергия, 1979. 391 с.
Полупроводниковые выпрямители / Под ред. Ф. И. Ковалева и Г. П. Мостковой. М.: Энергия, 1978. 478 с.
Забродин Ю. С. Промышленная электроника. М.: Высшая школа, 1982. 494 с.
Силовая электроника: примеры и расчеты / Ф. Чаки, И. Герман, И. Ипшич и др.; Пер. с англ. М.: Энергоиздат, 1982. 384 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловиередактора крусскомупереводу 3
Предисловиек первомуизданию 6
Предисловиек третьемуизданию 7
ЧАСТЬ I
ОСНОВЫ ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Глава первая.Введение 3
Народнохозяйственное значение энергетической электроники 8
Принципы построения преобразователей....14
Силовая электроника и микроэлектроника....18
Глава вторая. Полупроводниковые вентили....23
Типы вентилей 23
Физические основы и конструкция диодов, тиристоров, симисторов25
Электрические свойства диодов, тиристоров и симисторов32
Запертое обратное и блокирующее прямое состояния 32
Проводящее состояние 34
Включение по цепи управления37
Процессы при переключениях38
Силовые транзисторы 41
Биполярные силовые транзисторы41
Полевые транзисторы45
Тепловые характеристики полупроводниковых вентилей 48
Температура 48
Установившеесятепловое сопротивление ...48
Тепловые сопротивления для нестационарных режимов50
Последовательноеипараллельное включение вентилей .53
Контроль качестваи надежность55
Глава третья. Схемыпреобразователей55
Выпрямители56
Однофазные однополупериодные схемы выпрямления 57
Двухполупериодные выпрямители ....64
Трехфазная нулевая схема выпрямления,..72
Шестипульсные схемы выпрямления ....74
Составные комбинированные миогопульсиые выпрямители 79
Режим прерывистого тока82
Трансформаторы для преобразователей. Высшие гармо
ники. Регулирование напряженияпреобразователей .32
Трансформаторы для преобразователей ...82
Гармонические составляющие выпрямленного напряжения и потребляемого от сети тока ...88
Регулирование выпрямленного напряжения..92
Ведомые сетью инверторы. Реверсивные преобразователи 97
Ведомые сетью инверторы.,...,,97
Реверсивные преобразователи100
106 107 НО ИЗ116 116 132139 141145 145151106 107 НО ИЗ116 116 132139 141145 145151154156157157160162164164165185187189192192192198203203204207218220225225237243244248248257259154156157157160162164164165185187189192192192198203203204207218220225225237243244248248257259
106 107 НО ИЗ
116 116 132
139 141
145 145
151
106 107 НО ИЗ
116 116 132
139 141
145 145
151
154
156
157
157
160
162
164
164
165
185
187
189
192
192
192
198
203
203
204
207
218
220
225
225
237
243
244
248
248
257
259
154
156
157
157
160
162
164
164
165
185
187
189
192
192
192
198
203
203
204
207
218
220
225
225
237
243
244
248
248
257
259
Токи короткого замыкания
Основные положения
Порядок расчета
Пример расчета
Автономные инверторы, преобразователи частоты ..
Автономные инверторы
Инверторы, ведомые нагрузкой
Преобразователи с промежуточным звеном постоянного напряжения
Непосредственные преобразователи частоты ..
Одно- и трехфазные регуляторы переменного напряжения
Принцип действия
Нагрузочные характеристики и основные параметры
Включение однофазного и трехфазного регуляторов переменного напряжения в цепи выпрямителя
Выбор схемы
Регуляторы постоянного напряжения
Принцип действия основных схем ...,.
Схемы тиристорных регуляторов напряжения ..
Основные показатели и характеристики регуляторов. Пример расчета
Системы управления преобразователями ....
Функции системы управления
Системы управления преобразователями, ведомыми сетью
Системы управления автономными инверторами .
Система управления импульсным регулятором постоянного напряжения
Выходные усилители (оконечные каскады) ..
Глава четвертая. Устройства и установки энергетической электроники
Условия эксплуатации преобразователей, виды и режимы работы, влияние иа питающую сеть ....
Условия эксплуатации
Нагрузочная характеристика
Пульсации выпрямленного напряжения и тока ..
Коэффициент полезного действия
Реактивная мощность, коэффициент мощности .
Влияние преобразователей на питающую сеть и способы его уменьшения
Основные типовые элементы силовых схем . .
Надежность и помехоустойчивость. .. .
Устройства защиты, вспомогательные и дополнительные устройства
Защита от перенапряжений и сверхтоков ...
Конденсаторные батареи и тиристорные компенсаторы реактивной мощности
Радиопомехи
Методы и устройства охлаждения ....
Информационные устройства
Основные понятия
Аналоговый и цифровой методы представления информации
Примеры типовых функциональных узлов ...
ЧАСТЬ II
ПРИМЕНЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Глава пятая. Преобразователи и преобразовательные установки для разветвленных сетей и отдельных потребителей .268
Выпрямители для питания сетей постоянного тока ..268
Выпрямители для питания сетей общего назна
чения 268
Выпрямители для питания контактных сетей электрифицированного транспорта....270
Зарядные преобразователи и преобразователи для питания электронной аппаратуры и устройств проводной связи 280
Зарядные преобразователи 280
Преобразователи для питания устройств провод
ной связи284
Транзисторныестабилизаторы напряжения ...290
Источники бесперебойного питания, питания потребите- телей на подвижных объектах и питания высоковольтных устройств296
Бесперебойное питание1 потребителей переменного
тока 296
Системы электропитания потребителей на подвижном составе железнодорожноготранспорта..299
Электропитание высоковольныхустройств...309
Системы электронного возбуждения синхронных машин 313
Общие положения313
Возбуждение с помощью стационарных выпрямителей 314
Системы возбуждения бесщеточных генераторов .320
Тиристорные контакторы 3*23
Требования к контакторам и тенденции их развития . . . 323
Контакторы переменного тока326
Контакторы трехфазного тока328
Тиристорные переключатели отводов трансформатора ....329
Контакторы постоянного тока331
Управление тиристорами в контакторах ...332
Глава шестая. Преобразователи для регулируемых электроприводов 335
Общие замечания 335
Нереверсивные электроприводы постоянного тока ..338
Применение ведомых сетью преобразователей ..338
Преобразователи на базе импульсных регуляторов постоянногонапряжения352
Влияние на сеть преобразователей с сетевой коммутацией356
Электроприводы среверсоммомента358
Основные схемы 359
Эксплуатационные характеристики ....364
Преобразователи для питания асинхронных двигателей .365
Общие положения 365
Подсиихронные вентильные каскады ....369
Регулирование напряжения, подводимого к асин
хронным двигателям .......371
Частотное управление асихронными двигателями
Частотное управление синхронными двигателями .
Частотное управление линейными двигателями ..
Глава седьмая. Источники питания электротехнологических установок
Выпрямительные устройства для электролиза ...
Общие положения
Требования к выпрямительным установкам..
Конструкция выпрямительных установок ...
Выпрямители для питания устройств дуговой сварки, вакуумных дуговых печей и плазмотронов ....
Требования к устройствам электропитания..
Основные схемы источников электропитания..
Регуляторы переменного тока для осветительных устройств, печей сопротивления и сварочных приборов ..
Осветительные устройства
Регуляторы для печей сопротивления ...
Регуляторы для аппаратов сварки сопротивле
нием
Преобразователи частоты для электронагревательных устройств
Преобразователи с инфранизкой выходной частотой
Преобразователи повышенной частоты для индукционного нагрева Глава восьмая. Бытовая электроника
Схемы устройств управления
Фазовое управление
Низкочастотное широтно-импульсное управление .
Применения
Регулирование частоты вращения двигателей .
Управление мощностью электрических нагревателей .
Автомобильная электроника ...... Список литературы Список основной литературы по преобразовательной технике на русском языке .
374381388388388388390390395395399403403408409409409415422422422428432432438441445460374381388388388388390390395395399403403408409409409415422422422428432432438441445460СПРАВОЧНОЕ ИЗДАНИЕ
374
381
388
388
388
388
390
390
395
395
399
403
403
408
409
409
409
415
422
422
422
428
432
432
438
441
445
460
374
381
388
388
388
388
390
390
395
395
399
403
403
408
409
409
409
415
422
422
422
428
432
432
438
441
445
460
ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Переводчик Н. Н. Богданов
Редактор В. А. Лабунцов
Редактор издательства Л. А. Решмина
Художественные редакторы В. А. Гозак-Хозак» О. П. Тинякова
Технический редактор Н. П. Собакина
Корректоры М. Г. Гулина и Л. С. Тимохова
И Б № 3294
Сдано в набор 05.08.86 Подписано в печать 22.10.86 Формат 84X108*/31 Бумага офсетная № 2 Гарнитура литературная Печать высокая Усл. печ. л. 24,36 Усл. кр.-отт. 24,36 Уч.-изд. л. 27,84 Тираж 18 000 экз. Заказ 5269 Цена 2 р. 20 к.
Энергоатомиздат, 113114, Москва, М-114, Шлюзовая иаб., 10
Ордена Октябрьской Революции н ордена Трудового Красного Знамени МПО «Первая Образцовая типография имени А. А. Жданова» Со- юзполнграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии н книжной торговли. 113054, Москва, М-54, Валовая. 28