Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
Предисловие
Учебное пособие систематически излагает основы электроники — динамично развивающейся области науки и техники, играющей особую роль в современном мире. Оно может использоваться студентами различных специальностей, предполагающих в будущей профессиональной деятельности разработку и применение электронных устройств, а также систем автоматического и автоматизированного управления.
В настоящее время вполне определенно проявился исключительно сильный фактор, который все более настоятельно требует изменения подходов к изучению, анализу и синтезу электронных устройств. Этим фактором является математическое моделирование устройств электроники. Современные системы схемотехнического моделирования (Micro-Cap V, Design Center и др.) существенно изменили характер и повысили эффективность инженерной деятельности при разработке таких устройств.
Признанным становится тот факт, что традиционная методика изложения материала, ориентированная на без- машинные методы анализа и синтеза электронных устройств, все меньше соответствует современным достижениям в области математического моделирования.
Важной задачей является правильная ориентация будущего специалиста уже на стадии первоначального изучения электроники. Авторами предпринята попытка изложить материал так и в таком объеме, чтобы подготовить читателя к систематическому и самбстоятельному изучению современных систем моделирования и проектирования.
Традиционно в начальных разделах книг по электронике описываются физические процессы, имеющие место в электронных приборах. Существуют два диаметрально противоположных подхода, один из которых отличается глубоким, а второй — нарочито поверхностным уровнем такого описания. Авторы придерживались точки зрения, что одним из наилучших ориентиров служит современный уровень систем схемотехнического моделирования. По-
44®ss@r Электроника
4
4
этому с необходимой детализацией описаны те физические процессы, которые непосредственно учитываются при математическом моделировании. Для основных электронных приборов (диодов и транзисторов) дано достаточно подробное описание их математических моделей.
При описании конкретных устройств электроники читатель также ориентируется на использование для их анализа и расчета моделирующих систем.
Учебное пособие написано на основе многолетнего опыта чтения курса лекций по электронике для студентов специальности 21.01 «Управление и информатика в технических системах» в Южно-Российском государственном техническом университете (Новочеркасском политехническом институте). Основу систем управления и информатики составляют электронные устройства, поэтому курс является основательным и отличается практической направленностью.
Чтобы описание было предметным и давало специалисту необходимые сведения о реальных характеристиках и параметрах, в качестве основы изложения широко используются конкретные элементы схем. Приводятся примеры расчетов. Дается информация по конкретным интегральным микросхемам. Из большого многообразия электронных устройств для изучения отобраны наиболее важные, составляющие основу современной электроники.
В третье издание внесены следующие основные изменения:
введен раздел по современным силовым полупроводниковым приборам с описанием устройства, основных физических процессов и характеристик; дана сравнительная характеристика силовых приборов;
существенно дополнена глава по цифровой электронике: введен раздел по алгебре логики (булевой алгебре); расширены разделы по логическим элементам, комбинационным и последовательностным устройствам; существенно переработан и расширен раздел по цифровым запоминающим устройствам;
(Предисловие ^^^ введен раздел по программируемым логическим интегральным схемам.
В пятое издание внесены следующие основные изменения и дополнения:
существенно дополнена глава по цифровой электронике: введен раздел по арифметическим устройствам, в котором рассмотрены последовательный и накапливающий сумматоры, двоичные умножители и арифметико-логические устройства;
существенно переработан и дополнен раздел по цифроаналоговым и аналого-цифровым преобразователям;
введен раздел по устройствам выборки и хранения аналоговых сигналов;
введен раздел по формирователям импульсов;
существенно дополнен раздел по генераторам импульсных сигналов;
— введена глава по силовой электронике, в которой описана ее все возрастающая роль в современном мире, изложены общие подходы к построению силовых электронных устройств, рассмотрены основные устройства силовой электроники (прерыватели, выпрямители, инверторы, преобразователи частоты, импульсные преобразовательные устройства), изложены принципы построения систем управления и защиты.
Введение
Электроника является универсальным и исключительно эффективным средством при решении самых различных проблем в области сбора и преобразования информации, автоматического и автоматизированного управления, выработки и преобразования энергии. Знания в области электроники становятся необходимыми все более широкому кругу специалистов.
Сфера применения электроники постоянно расширяется. Практически каждая достаточно сложная техническая система оснащается электронными устройствами. Трудно назвать технологический процесс, управление которым осуществлялось бы без использования электроники. Функции устройств электроники становятся все более разнообразными [1].
Обратимся к идеализированной системе управления некоторым объектом (рис. 1). Электрические сигналы, содержащие информацию о контролируемых величинах, вырабатываются соответствующими датчиками. Эти сигналы фильтруются, усиливаются и преобразуются в цифровую форму с помощью аналого-цифровых преобразователей (АЦП). Затем они обрабатываются микропроцессором, который может взаимодействовать с ЭВМ. Формируемые микропроцессором сигналы управления преобразуются в аналоговую форму с помощью цифро-аналоговых преобразователей (ЦАП), усиливаются и подаются на силовые электронные устройства, управляющие исполнительными устройствами, непосредственно воздействующими на объект.
Рассмотренная система содержит электронные устройства, работающие с аналоговыми сигналами (фильтры, усилители, силовые электронные устройства), цифровыми сигналами (микропроцессор, ЭВМ), а также устройства,
‘Введение
Рис. 1
осуществляющее преобразование сигналов из аналоговой формы в цифровую и обратно. В данном курсе изучаются все основные элементы, из которых строятся вышеназванные устройства. Некоторые представления об электронных устройствах имеет каждый: радиоприемники, магнитофоны, телевизоры, калькуляторы состоят в основном из
электронных элементов. Характеристики электронных устройств определяются прежде всего характеристиками составляющих их элементов.
Роль электроники в настоящее время существенно возрастает в связи с применением микропроцессорной техники для обработки информационных сигналов и силовых полупроводниковых приборов для преобразования электрической энергии.
Электроника имеет короткую, но богатую событиями историю, которая составляет чуть более 100 лет. Первый ее период связан с эпохой вакуумных ламп и с появлением чуть позже ионных приборов. На этой основе были разработаны электронные устройства, а затем долгие годы их совершенствовали.
К концу Второй мировой войны масса электронного оборудования тяжелых самолетов приближалась к 1000 кг (без учета энергетического оборудования, необходимого для питания электронной аппаратуры) [2]. Так, например, электронная аппаратура одной только системы вооружения на самолетах американской фирмы «Боинг» за десятилетие с 1949 по 1959 г. усложнилась в 50 раз: на самолетах выпуска 1959 г. электронная схема этой системы содержала уже 100 000 элементов.
Основным показателем совершенства электронной аппаратуры является плотность упаковки, т. е. количество элементов схемы в 1 см3 действующего устройства. Если, например, основным элементом электронного устройства являются лампы, то можно достигнуть плотности 0,3 эл/см3. С учетом этого для размещения современной ЭВМ потребуется объем в несколько тысяч кубических метров. Кроме того, нужна мощная энергетическая установка для питания такой машины.
Создание в конце 40-х годов первых полупроводниковых элементов (диодов и транзисторов) привело к появлению нового принципа конструирования электронной аппаратуры — модульного. Основой при этом является
элементарная ячейка-модуль, стандартный по размерам, способу сборки и монтажу. При этом плотность упаковки возросла до 2,5 эл/см3.
Дальнейшее совершенствование полупроводниковых приборов, резисторов, конденсаторов и других элементов, уменьшение их размеров привели к созданию микромодулей. Плотность упаковки при этом превышала 10 эл/см3. Микромодули завершили десятилетнюю эпоху транзисторной электроники и привели к возникновению интегральной электроники или микроэлектроники.
В схемотехническом отношении интегральная электроника часто не отличается от транзисторной, так как в интегральной схеме можно выделить все элементы принципиальной схемы устройства, но размеры этих элементов очень малы (примерно 0,05—1 мкм). Технология изготовления интегральных схем позволила резко повысить плотность упаковки, доведя ее до миллионов и более элементов в 1 см3.
В курсе электроники будут рассмотрены элементы электронных устройств, аналоговые электронные устройства, устройства цифровой и импульсной электроники, устройства силовой электроники и современные подходы к анализу и синтезу электронных устройств.
Рис. 1.1Рис. 1.1
Рис. 1.1
Рис. 1.1
ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ
СХЕМ
В данной главе рассматриваются следующие элементы электронных схем, указанные на рис. 1.1.
Много места отведено описанию устройства и основных физических процессов, характеристикам и параметрам элементов. Приводятся и математические модели этих элементов, дается анализ схем с рассматриваемыми элементами. Указываются особенности практического применения этих элементов.
Элементы, электронные с%ем
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Краткое описание полупроводниковых материалов
Полупроводниковые материалы (германий, кремний) по своему удельному электрическому сопротивлению р занимают место между проводниками и диэлектриками (р = 1О-3...1О8 Ом • см). Разная величина проводимости у металлов, полупроводников и диэлектриков обусловлена разной величиной энергии, которую надо затратить на то, чтобы освободить валентный электрон от связей с атомами, расположенными в узлах кристаллической решетки. Причем проводимость полупроводников в значительной степени зависит от наличия примесей и температуры.
В полупроводниках присутствуют подвижные носители заряда двух типов: отрицательные электроны и положительные дырки.
Чистые (собственные) полупроводники в полупроводниковых приборах практически не применяются, так как обладают малой проводимостью и не обеспечивают односторонней проводимости. Подвижные носители заряда в собственных полупроводниках возникают обычно в результате термогенерации. Техническое применение получили так называемые примесные полупроводники, в которых в зависимости от рода введенной примеси преобладает либо электронная, либо дырочная проводимость.
Если в кристаллическую решетку 4-валентного кремния ввести примесь 5-валентного элемента (фосфора Р, сурьмы Sb, мышьяка As), то четыре валентных электрона каждого примесного атома примут участие в образовании ковалентных связей с четырьмя соседними атомами кремния, а пятый валентный электрон окажется избыточным. Он слабо связан с атомом и легко превращается в свободный. При этом атом примеси превращается в положитель-
^gS Электроника 12
ный неподвижный ион. Увеличение концентрации свободных электронов увеличивает вероятность рекомбинации, поэтому концентрация дырок уменьшается. При нормальной температуре практически все атомы примеси превращаются в положительные неподвижные ионы, а число свободных электронов значительно превышает число дырок. Основными носителями заряда в таких полупроводниках являются электроны, поэтому такой полупроводник называется полупроводником л-типа (электронного типа). Неосновными носителями заряда в нем являются дырки. Примеси, атомы которых отдают электроны, называют донорами.
При введении примеси 3-валентного элемента (бора В, индия In, алюминия А1) три валентных электрона каждого атома примеси принимают участие в образовании только трех ковалентных связей, а для четвертой связи атом примеси забирает электрон из какой-либо другой связи между атомами кремния, образуя при этом дырку. Атом примеси превращается в отрицательный неподвижный ион. Таким образом, 3-валентная примесь увеличивает концентрацию дырок, что в свою очередь уменьшает концентрацию электронов. Основными носителями заряда таких полупроводников являются дырки, поэтому полупроводник называется полупроводником p-типа (дырочного типа). Неосновными носителями заряда являются электроны. Вещества, отбирающие электроны, называются акцепторами.
Чтобы примесная электропроводность преобладала над собственной, концентрация атомов примеси N должна превышать концентрацию электронов л, и дырок р, в собственном полупроводнике (и,-=р,). Практически всегда N гораздо больше tij и р,.
Концентрация неосновных носителей уменьшается во столько раз, во сколько раз увеличивается концентрация основных носителей. Это объясняется увеличением веро-
ятности рекомбинации. Для примесного полупроводника
справедливо равенство
пр=п,р, = и,? = р,^
где п, р — концентрация электронов и дырок в примесном полупроводнике.
Число атомов примеси мало по сравнению с числом атомов полупроводника. Если использовать фосфор Р, атомный вес которого примерно равен атомному весу кремния, и добавить в 1 кг расплава кремния только 20 мкг фосфора, то эта добавка увеличит число свободных электронов на 5 порядков. На столько же порядков уменьшится концентрация неосновных носителей.
Концентрация основных носителей определяется концентрацией примеси и практически не зависит от температуры, так как уже при комнатной температуре все атомы примеси ионизированы, а число основных носителей, возникающих за счет генерации пар электрон-дырка, пренебрежимо мало по сравнению с общим числом основных носителей. В то же время концентрация неосновных носителей мала и сильно зависит от температуры, увеличиваясь в 2—3 раза при увеличении температуры на каждые 10°С.
Устройство и основные физические процессы
Полупроводниковым диодом называется электропре- образовательный полупроводниковый прибор с одним выпрямляющим электрическим переходом, имеющий 2 вывода.
Структура полупроводникового диода с электроннодырочным переходом и его условное графическое обозначение приведены на рис. 1.2, а, б.
Буквами рил обозначены слои полупроводника с проводимостями соответственно p-типа и л-типа.
Анод (А)Анод (А)ааОбласть р-л-переходаКатод (К)Область р-л-переходаКатод (К)Невыпрямляющие контактыметалл—полупроводник(омические контакты)
Анод (А)
Анод (А)
а
а
Область р-л-перехода
Катод (К)
Область р-л-перехода
Катод (К)
А^КбА^КбРис. 1.2
А^К
б
А^К
б
Обычно концентрации основных носителей заряда (дырок в слое р и электронов в слое л) сильно различаются. Слой полупроводника, имеющий большую концентрацию, называют эмиттером, а имеющий меньшую концентрацию, — базой.
Далее рассмотрим основные элементы диода (р-и-пе- реход и невыпрямляющий контакт металл-полупровод- ник), физические явления, лежащие в основе работы диода, а также важные понятия, использующиеся для описания диода. Глубокое понимание физических явлений и владение указанными понятиями необходимо не только для того, чтобы правильно выбирать конкретные типы диодов и определять режимы работы соответствующих схем, выполняя традиционные расчеты по той или иной методике. В связи с быстрым внедрением в практику инженерной работы современных систем схемотехнического моделирования эти явления и понятия приходится постоянно иметь в виду при выполнении математического моделирования. Системы моделирования быстро совершенствуются, и математические модели элементов электронных схем все более оперативно учитывают самые «тонкие» физические явления. Это делает весьма желательным постоянное углубление знаний в описываемой области и необходимым понимание основных физических явлений, а также использование соответствующих основных понятий.
Приведенное ниже описание основных явлений и по
нятий, кроме прочего, должно подготовить читателя к
систематическому изучению вопросов математического
моделирования электронных схем.
Рассматриваемые ниже явления и понятия необходимо знать при изучении не только диода, но и других приборов.'
Структурар-п-перехода. Вначале рассмотрим изолированные друг от друга слои полупроводника (рис. 1.3).
Пары электрон—дырка, возникшие в результате термогенерацииПары электрон—дырка, возникшие в результате термогенерацииСвободный электронСвободный электронРис. 1.3Рис. 1.3
Пары электрон—дырка, возникшие в результате термогенерации
Пары электрон—дырка, возникшие в результате термогенерации
Свободный электрон
Свободный электрон
Рис. 1.3
Рис. 1.3
Изобразим соответствующие зонные диаграммы (рис. 1.4).
Ширина запрещенной зоны
В отечественной литературе по электронике уровни зонных диаграмм и разности этих уровней часто характе
ризуют потенциалами и разностями потенциалов, измеряя
их в вольтах, например, указывают, что ширина запрещенной зоны ф3 для кремния равна 1,11 В.
В то же время зарубежные системы схемотехнического моделирования реализуют тот подход, что указанные уровни и разности уровней характеризуются той или иной энергией и измеряются в электронвольтах (эВ), например, в ответ на запрос такой системы о ширине запрещенной зоны в случае кремниевого диода вводится величина 1,11 эВ.
В данной работе используется подход, принятый в отечественной литературе.
Теперь рассмотрим контактирующие слои полупроводника (рис. 1.5).
- Рис. 1.5
В контактирующих слоях полупроводника имеет место диффузия дырок из слоя р в слой п, причиной которой является то, что их концентрация в слое р значительно больше их концентрации в слое п (существует градиент концентрации дырок). Аналогичная причина обеспечивает диффузию электронов из слоя п в слой р. Диффузия дырок из слоя р в слой п, во-первых, уменьшает их концентрацию в приграничной области слоя р и, во-вторых, уменьшает концентрацию свободных электронов в приграничной области слоя п вследствие рекомбинации. По-
17 Элементы, электронные с^еМ ^^^
добные результаты имеет и диффузия электронов из слоя п в слой р.
В итоге в приграничных областях слоя р и слоя п возникает так называемый обедненный слой, в котором мала концентрация подвижных носителей заряда (электронов и дырок). Обедненный слой имеет большое удельное сопротивление. Ионы примесей обедненного слоя не компенсированы дырками или электронами. В совокупности ионы образуют нескомпенсированные объемные заряды, создающие электрическое поле с напряженностью Е, указанной на рис. 1.5. Это поле препятствует переходу дырок из слоя р в слой п и переходу электронов из слоя п в слой ■ р. Оно создает так называемый дрейфовый поток подвижных носителей заряда, перемещающий дырки из слоя п в слой р и электроны из слоя р в слой п. В установившемся режиме дрейфовый поток равен диффузионному, обусловленному градиентом концентрации. В несимметричном р-л-переходе более протяженным является заряд в слое с меньшей концентрацией примеси, т. е. в базе.
Изобразим зонную диаграмму для контактирующих слоев (рис. 1.6), учитывая, что уровень Ферми для них является единым.
Валентная зонаВалентная зонаУровень Ферми VfУровень Ферми VfЗона проводимости РпЗона проводимости Рп
Валентная зона
Валентная зона
Уровень Ферми Vf
Уровень Ферми Vf
Зона проводимости Рп
Зона проводимости Рп
Рассмотрение структуры р-л-перехода и изучение зонной диаграммы (рис. 1.6) показывают, что в области перехода возникает потенциальный барьер. Для кремния высота Аф потенциального барьера примерно равна 0,75 В.
Примем условие, что потенциал некоторой удаленной от перехода точки в слое р равен нулю. Построим график зависимости потенциала ф от координаты х соответствующей точки (рис. 1.7). Как видно из рисунка, значение координаты х = 0 соответствует границе слоев полупроводника.
Важно отметить, что представленные выше зонные диаграммы и график для потенциала ф (рис. 1.7) строго соответствуют подходу, используемому в литературе по физике полупроводников, согласно которому потенциал определяется для электрона, имеющего отрицательный заряд.
В электротехнике и электронике потенциал определяют как работу, совершаемую силами поля по переносу единичного положительного заряда.
Построим график зависимости потенциала фэ, определяемого на основе электротехнического подхода, от координаты х (рис. 1.8).
Ниже индекс «э» в обозначении потенциала будем опускать и использовать только электротехнический подход (за исключением зонных диаграмм).
Рис. 1.7Рис. 1.7Прямое и обратное включение р-п-перехода. Идеализированное математическое описание характеристики перехода.
Рис. 1.7
Рис. 1.7
Рис. 1.8
19 Элементы электронные о&М ^^^
Подключим к р-л-переходу внешний источник напряжения
так, как это показано на рис. 1.9. Это так называемое прямое включение ^-«-перехода. В результате потенциальный
барьер уменьшится на величину напряжения и (рис. 1.10), дрейфовый поток уменьшится, р-л-переход перейдет в неравновесное состояние, и через него будет протекать так называемый прямой ток.
Подключим к р-л-переходу источник напряжения так, как это показано на рис. 1.11. Это так называемое обратное включение р-л-перехода. Теперь потенциальный барьер увеличится на напряжение и (рис. 1.12). В рассматриваемом случае ток через р-л-переход будет очень мал. Это так называемый обратный ток, который обеспечивается термогенерацией электронов и дырок в областях, прилегающих к области р-л-перехода.
Обозначим через и напряжение на р-л-переходе, а через / — ток перехода (рис. 1.13). Для идеального р-л-пе- рехода имеет место следующая зависимость тока / от напряжения и:
Рис. 1.13
i = is • (еФт -1), причем Фт = —,
где is— ток насыщения (тепловой ток), индекс 5 — от английского saturation current, для кремниевых диодов обычно is= IO"15... IO"13 А;
к — постоянная Больцмана, к=1,38-10~23 Дж/К = = 8,62 • 10~5 эВ/К;
Т — абсолютная температура, К;
q — элементарный заряд, q = 1,6-10~19 Кл;
Фг— температурный потенциал, при температуре 20 °C (эта температура называется комнатной в отечественной литературе) фг« 0,025 В, при температуре 27°С (эта температура называется комнатной в зарубежной литературе) фг« 0,026 В. ■
Изобразим график зависимости тока / от напряжения и, которую называют вольт-амперной характеристикой р-л-перехода (рис. 1.14).
Полезно отметить, что, как следует из приведенного выше выражения, чем меньше ток is, тем больше напряжение и при заданном положительном (прямом) токе. Учитывая, что ток насыщения кремниевых (Si) переходов обычно меньше тока насыщения германиевых (Ge) переходов, изобразим соответствующие вольт-амперные характеристики (рис. 1.15).
Пробой р-п-перехода. Пробоем называют резкое изменение режима работы перехода, находящегося под обратным напряжением. Характерной особенностью этого изменения является резкое уменьшение дифференциального сопротивления перехода гдиф, которое определяется выражением
du
где и — напряжение на переходе;
/ — ток перехода (см. рис. 1.13).
После начала пробоя незначительное увеличение обратного напряжения сопровождается резким увеличением обратного тока. В процессе пробоя ток может увеличиваться при неизменном и даже уменьшающемся (по модулю) обратном напряжении (в последнем случае дифференциальное сопротивление оказывается отрицательным). Изобразим соответствующий участок вольт-амперной характеристики р-л-перехода (рис. 1.16).
В основе пробоя р-п-перехода лежат три физических явления:
туннельного пробоя р-л-перехода (эффект, явление Зенера);
лавинного пробоя р-л-перехода;
теплового пробоя р-л-перехода.
Термин «пробой» используется для описания всей совокупности физических явлений и каждого отдельного явления.
И туннельный, и лавинный пробой принято называть электрическим пробоем.
Рассмотрим все три вида пробоя.
Туннельный пробой. Его называют также зенеровским пробоем по фамилии (Zener) ученого, впервые описавшего соответствующее явление в однородном материале. Ранее явлением Зенера ошибочно объясняли и те процессы при пробое перехода, в основе которых лежал лавинный пробой.
В иностранной литературе до сих пор называют диодами Зенера стабилитроны (диоды, работающие в режиме пробоя), независимо от того, используется туннельный или лавинный пробой. Напряжение, при котором начинается пробой, называют напряжением Зенера. Для объяснения механизма туннельного пробоя схематически изобразим соответствующую зонную диаграмму р-zi-перехода (рис. 1.17).
Если геометрическое расстояние между валентной зоной и зоной проводимости (ширина, толщина барьера)
- Элементы электронные схем ^^^ Зона проводимости
достаточно мало, то возникает туннельный эффект — явление прохождения электронов сквозь потенциальный барьер. Туннельный пробой имеет место в р-л-переходах с базой, обладающей низким значением удельного сопротивления.
Лавинный пробой. Механизм лавинного пробоя подобен механизму ударной ионизации в газах, схематично явление лавинного пробоя изобразим на рис. 1.18.
Лавинный пробой возникает, если при движении до очередного соударения с атомом дырка (или электрон)
Электроника приобретает энергию, достаточную для ионизации атома. Расстояние, которое проходит носитель заряда до соударения, называют длиной свободного пробега. Лавинный пробой имеет место в переходах с высокоомной базой (имеющей большое удельное сопротивление).
Тепловой пробой. Увеличение тока при тепловом пробое объясняется разогревом полупроводника в области р-л-пе-
рехода и соответствующим увеличением удельной проводимости. Тепловой пробой характеризуется отрицательным дифференциальным сопротивлением. Если полупроводник — кремний, то при увеличении обратного напряжения тепловой пробой обычно возникает после электрического (во время электрического пробоя полупроводник разогревается, а затем начинается тепловой пробой). После электрического пробоя р-л-переход не изменяет своих свойств. После теплового пробоя, если полупроводник успел нагреться достаточно сильно, свойства перехода необратимо изменяются (соответствующий полупроводниковый прибор выходит из строя).
Явление изменения нескомпенсированных объемных зарядов в области р-п-перехода. Барьерная емкость. Как уже отмечалось, вследствие диффузии электронов и дырок через р-л-переход в области перехода возникают нескомпен- сированные объемные (пространственные) заряды ионизированных атомов примесей, которые закреплены в узлах кристаллической решетки полупроводника и поэтому не
участвуют в процессе протекания электрического тока. Однако объемные заряды создают электрическое поле, которое в свою очередь самым существенным образом влияет на движение свободных носителей электричества, т. е. на процесс протекания тока.
При увеличении обратного напряжения область пространственных зарядов (главным образом за счет базы) и величина заряда в каждом слое (рил) полупроводника увеличиваются. Это увеличение происходит непропорци-- онально: при большом по модулю обратном напряжении
Элементы электронных схем ^^^
заряд увеличивается при увеличении модуля напряжения медленнее, чем при малом по модулю обратном напряжении.
Дадим поясняющую иллюстрацию (рис. 1.19), где используем обозначения:
Q — пространственный заряд в слое п полупроводника; и — внешнее напряжение, приложенное кр-л-переходу.
Обозначим через / функцию, описывающую зависимость Q от и. В соответствии с изложенным Q=/(и).
В практике математического моделирования (и при ручных расчетах) удобно и поэтому принято пользоваться не этим выражением, а другим, получаемым из этого в результате дифференцирования. На практике широко используют так называемую барьерную емкость С6д/> р-л-перехрда, причем по определению С6ар = |dQ/d«|. Изобразим графики для Q (рис. 1.20) и С6ар(рис. 1.21).
Явление возникновения и изменения объемного заряда неравновесных носителей электричества. Диффузионная емкость. Если напряжение внешнего источника напряжения смещает р-л-переход в прямом направлении (w > 0), то начинается инжекция (эмиссия) — поступление неосновных носителей электричества в рассматриваемый слой полупроводника. В случае несимметричного р-л-перехо-
да (что обычно бывает на практике) основную роль играет инжекция из эмиттера в базу.
Далее предполагаем, что переход несимметричный и что эмиттером является слой р, а базой — слой п. Тогда инжекция — это поступление дырок в слой п. Следствием инжекции является возникновение в базе объемного заряда дырок.
Известно, что в полупроводниках имеет место явление диэлектрической релаксации (релаксации Максвелла), которое состоит в том, что возникший объемный заряд практически мгновенно компенсируется зарядом подошедших свободных носителей другого знака. Это происходит за время порядка 10-12 с или 10-11 с.
В соответствии с этим поступивший в базу заряд дырок будет практически мгновенно нейтрализован таким же по модулю зарядом электронов.
Используем обозначения:
Q — объемный заряд неравновесных носителей в базе; и — внешнее напряжение, приложенное к р-л-переходу; / — функция, описывающая зависимость Q от и.
Дадим поясняющую иллюстрацию (рис. 1.22).
В соответствии с изложенным Q = /(«). На практике удобно и принято пользоваться не этим выражением, а другим, получаемым из этого в результате дифференцирования. При этом используют понятие диффузионной емкости Сдцф^-n-перехода, причем по определению Сдиф = = dQ/du. Емкость называют диффузионной, так как рас-
'll'llЭлементы, электронные схемЭлементы, электронные схемQ (заряд дырок)Q (заряд дырок)
'll
'll
Элементы, электронные схем
Элементы, электронные схем
Q (заряд дырок)
Q (заряд дырок)
сматриваемый заряд Q лежит в основе диффузии носителей в базе. Сдиф удобно и принято описывать не как функцию напряжения и, а как функцию тока i р-п-перехода.
Сам заряд Q прямо пропорционален току i (рис. 1.23, а). В свою очередь ток i экспоненциально зависит от напряжения и (соответствующее выражение приведено выше), поэтому производная di/би также прямо пропорциональна току (для экспоненциальной функции ее производная тем больше, чем больше значение функции). Отсюда следует, что емкость Сдиф прямо пропорциональна току / (рис. 1.23, б):
с -1^Сд“Ф ~т ’Фтгде фг— температурный потенциал (определен выше);
т — среднее время пролета (для тонкой базы), или время жизни (для толстой базы).
Среднее время пролета — это время, за которое инжектируемые носители электричества проходят базу, а время жизни — время от инжекции носителя электричества в базу до рекомбинации.
Общая емкость р-п-перехода. Эта емкость Спер равна сумме рассмотренных емкостей, т. е. Спвр = С6ар + Сдиф.
При обратном смещении перехода (и < 0) диффузионная емкость практически равна нулю и поэтому учитыва-
2828Электроника
28
28
ют барьерную емкость. При прямом смещении обычно ^диф > ^бар1
Невыпрямляющий контакт металл-полупроводник. Для подключения внешних выводов в диодах используют так называемые невыпрямляющие (омические) контакты металл-полупроводник. Это такие контакты, сопротивление которых практически не зависит ни от полярности, ни от величины внешнего напряжения.
Получение невыпрямляющих контактов — не менее важная задача, чем получение р-л-переходов. Для кремниевых приборов в качестве металла контактов часто используют алюминий. Свойства контакта металл-полупроводник определяются разностью работ выхода электрона. Работа выхода электрона из твердого тела — это приращение энергии, которое должен получить электрон, находящийся на уровне Ферми, для выхода из этого тела.
Обозначим работу выхода для металла через Кю а для полупроводника — через А„. Разделив работы выхода на заряд электрона q, получим соответствующие потенциалы: фм = ЛУ5,<ря=Л^.
Введем в рассмотрение так называемую контактную разность потенциалов ф^: <рмп= фЛ — ф„. Для определенности обратимся к контакту металл-полупроводник л-типа. Для получения невыпрямляющего контакта необходимо выполнение условия фмп< 0.
Изобразим соответствующие зонные диаграммы для неконтактирующих металла и полупроводника (рис. 1.24).
Как следует из диаграммы, энергетические уровни в полупроводнике, соответствующие зоне проводимости, заполнены меньше, чем в металле. Поэтому после соединения металла и полупроводника часть электронов перейдет из металла в полупроводник. Это приведет к увеличению концентрации электронов в полупроводнике типа п.
Таким образом, проводимость полупроводника в области контакта окажется повышенной и слой, обедненный свободными носителями, будет отсутствовать. Указанное
явление оказывается причиной того, что контакт будет невыпрямляющим. Для получения невыпрямляющего кон- такта металл-полупроводник p-типа необходимо выполнение условия ф^ > 0.
Характеристики-и параметры полупроводникового диода
Вольт-амперная характеристика (ВАХ) полупроводникового диода на постоянном токе (статическая характеристика). Вольт-амперная характеристика — это зависимость тока /, протекающего через диод, от напряжения и, приложенного к диоду (рис. 1.25). Вольт-амперной характеристикой называют и график этой зависимости.
Вначале будем полагать (см. рис. 1.25), что обратное напряжение (и < 0) по модулю меньше напряжения пробоя р-л-перехода. Тогда в первом приближении можно считать, что вольт-амперная характеристика диода определяется уже рассмотренным идеализированным описанием характеристики р-л-перехода:
и
Рис. 1.25
и
,i = is\e^ -1).
Тепловой ток is обусловлен генерацией неосновных носителей в областях, прилегающих к области ^-«-перехода. Однако часто это идеализированное описание дает неприемлемую погрешность. Особенно большая погрешность возникает при вычислении тока диода, включенного в обратном направлении (к < 0, i < 0). Вычисленный по рассматриваемому выражению ток (/ = —is при |м| » фт) для кремниевых диодов оказывается на несколько порядков меньше реального. В то же время стоит отметить, что в некоторых расчетах обратным током вообще можно пренебречь.
Укажем причины отличия характеристик реальных диодов от идеализированных. Обратимся к прямой ветви вольт-амперной характеристики диода (к > 0, / > 0). Она отличается от идеализированной из-за того, что в реальном случае на нее влияют :
сопротивления слоев полупроводника (особенно базы);
сопротивления контактов металл-полупроводник.
Важно отметить, что сопротивление базы может существенно зависеть от уровня инжекции (уровень инжекции показывает, как соотносится концентрация инжектированных неосновных носителей в базе на границе перехода с концентрацией основных носителей в базе). Влияние
указанных сопротивлений приводит к тому, что напряжение на реальном диоде при заданном токе несколько больше (обычно на доли вольта), чем это следует из формулы.
Обратимся к обратной ветви (и < О, i < 0). Основные причины того, что реально обратный ток обычно на несколько порядков больше тока is, следующие:
термогенерация носителей непосредственно в области р-л-перехода;
поверхностные утечки.
Термогенерация в области р-л-перехода оказывает существенное влияние на ток потому, что область перехода обеднена подвижными носителями заряда, и процесс рекомбинации (обратный процессу генерации и в определенном смысле уравновешивающий его) здесь замедлен.
При комнатной температуре для кремниевых приборов ток термогенерации обычно существенно превышает тепловой ток is.
Для ориентировочных расчетов можно считать, что с повышением температуры ток is удваивается примерно на каждые 5°С, а ток термогенерации удваивается примерно на каждые 10°С. При температуре около 100’С ток is сравнивается с током термогенерации.
Поверхностные утечки часто составляют подавляющую долю обратного тока. Их причинами являются:
поверхностные энергетические уровни, обеспечивающие активные процессы генерации и рекомбинации;
молекулярные и ионные пленки, шунтирующие р-л-переход.
При увеличении модуля обратного напряжения ток утечки вначале изменяется линейно, а затем более быстро. Ток утечки характеризуется так называемой «ползучестью» — изменением в течение времени от нескольких секунд до нескольких часов.
При практических ориентировочных расчетах иногда принимают, что общий обратный ток кремниевого диода увеличивается в 2 раза или в 2,5 раза на каждые Ю’С.
Для примера изобразим характеристики выпрямительного кремниевого диода Д229А при различных температурах (максимальный средний прямой ток — 400 мА, максимальное импульсное обратное напряжение — 200 В). Прямые ветви характеристик представлены на рис. 1.26, а обратные (до режима пробоя) — на рис. 1.27.
Обратимся к режиму пробоя полупроводникового диода и соответствующему участку обратной ветви вольт- амперной характеристики (на рис. 1.27 этот участок не показан).
Диоды многих конкретных типономиналов не предназначены для работы в режиме пробоя. Для них этот режим работы — аварийный. Если при пробое ток в цепи не ограничивается (например, внешним сопротивлением), то диод выходит из строя. В таких приборах при чрезмерном увеличении обратного напряжения (по модулю) практически сразу же начинается тепловой пробой (участок электрического пробоя практически отсутствует).
Напряжение начала пробоя для рассматриваемых диодов — величина нестабильная (пробой начинается при и = —ипро6, где ипро6 — так называемое напряжение пробоя — положительная величина). Изобразим соответствующую вольт-амперную характеристику (рис. 1.28).
Элементы электронных. схем ^^^
Диоды некоторых конкретных типов спроектированы с расчетом на работу в режиме лавинного пробоя в течение некоторого короткого времени. Такие диоды называют лавинными. Если отрезок времени, в течение которого диод находится в режиме лавинного пробоя, невелик, то его р-п -переход не успевает перегреться и диод не выходит из строя. Иначе лавинный пробой перейдет в тепловой и диод выйдет из строя. Изобразим вольт-амперную характеристику для лавинного диода (рис. 1.29).
Лавинные диоды, как правило, более надежны в сравнении с обычными (кратковременные перенапряжения не выводят лавинный диод из строя).
Для некоторых конкретных типов диодов режим пробоя является основным рабочим режимом. Это так называемые стабилитроны, рассматриваемые ниже.
Зависимость барьерной емкости диода от напряжения. Приведем график зависимости общей емкости Сд кремниевого диода 2Д212А от обратного напряжения (основной вклад в общую емкость вносит барьерная емкость) (рис. 1.30). Для этого диода максимальный постоянный (средний) прямой ток — 1 А, максимальное постоянное (импульсное) обратное напряжение — 200 В.
Временные диаграммы тока и напряжения диода при его переключении. Обратимся к схеме на рис. 1.31. Предполагается, что вначале ключ К подключает источник напря-
2 Электроника
жения ub а затем, в момент времени / = 0, источник напряжения и2-
Предполагается также, что напряжения ^ и «2 значительно больше прямого падения напряжения на диоде. Изобразим соответствующие временные диаграммы (рис. 1.32).
До момента времени t=0 протекает ток ^, который с учетом принятого условия «!» и определяется выражением
Сразу после переключения ключа Кив течение так называемого времени рассасывания tpoc протекает ток /2,
Рис. 1.32
который ограничивается практически только сопротивле
нием R, т. е.
В этот отрезок времени в базе диода уменьшается (рассасывается) заряд накопленных при протекании тока /] неравновесных носителей. Заряд уменьшается в результате рекомбинации и перехода неосновных носителей в эмиттер.
По истечении времени t^ концентрация неосновных носителей в базе на границе р-л-перехода становится равной равновесной. В глубине же базы неравновесный заряд еще существует. Длительность времени рассасывания прямо пропорциональна среднему времени жизни неосновных носителей в базе и зависит от соотношения токов /, и Z2 (чем больше по модулю ток /2, тем меньше, при заданном токе ix, время рассасывания).
В момент времени tx напряжение на диоде начинает быстро возрастать по модулю, а ток i уменьшаться по модулю (спадать). Соответствующий отрезок времени tcn называют временем спада. Время спада отсчитывают до того момента /2, которому соответствует достаточно малое (по модулю) значение тока /3. Время спада зависит от времени жизни носителей, а также от барьерной емкости диода и от сопротивления R схемы. Чем больше указанные емкость и сопротивление R, тем медленнее спадает ток.
Отрезок времени teoc = tpoc + tcn называется временем восстановления (временем обратного восстановления).
После завершения переходного процесса (момент времени /3) через диод течет ток io6pycm — обратный ток в установившемся режиме (определяемый по статической вольт-амперной характеристике диода).
Для упомянутого выше диода 2Д212А типовое время восстановления — 150 нс (150 • 10-9с) при /х = 2 А (импульсный ток) и /2 = 0,2 А.
Параметры диодов. Для того, чтобы количественно охарактеризовать диоды, используют большое количество (измеряемое десятками) различных параметров. Некоторые параметры характеризуют диоды самых различных подклассов. Другие же характеризуют специфические свойства диодов только конкретных подклассов.
Укажем наиболее широко используемые параметры, применяемые к диодам различных подклассов:
4р. макс — максимально допустимый постоянный прямой ток;
Unp — постоянное прямое напряжение, соответствующее заданному току;
Уобр.макс— максимально допустимое обратное напряжение диода (положительная величина);
1обр макс — максимально допустимый постоянный обратный ток диода (положительная величина; если реальный ток больше, чем 1^ макс, то диод считается непригодным к использованию);
гдиф ~ дифференциальное сопротивление диода (при заданном режиме работы).
В настоящее время существуют диоды, предназначенные для работы в очень широком диапазоне токов и напряжений. Для наиболее мощных диодов 1пр макс составляет килоамперы, a Uo6p макс — киловольты.
Использование вольт-амперной характеристики диода для определения его режима работы
Рассмотрим следующий пример. -
В схеме, изображенной на рис. 1.33, необходимо определить ток, протекающий через диод, напряжение на диоде и напряжение на резисторе.
Здесь ии — напряжение источника напряжения (известная величина). Запишем уравнение по 2-му закону Кирхгофа для указанной на рисунке ориентации контура:
-“и+«я+«д=0.
Отсюда
-ии+ id-R+ ид=0,
_им-идд R "
Графиком этой линейной зависимости тока id от напряжения ид является прямая линия — так называемая линия нагрузки. Сама зависимость называется уравнением линии нагрузки, это одно из уравнений, необходимых для определения двух неизвестных: 1д и ид. Уравнение линии нагрузки показывает, как связаны ток id и напряжение ид в рассматриваемой схеме.
Второе необходимое уравнение — нелинейное — зависимость тока id от напряжения ид в форме вольт-амперной характеристики. Эта зависимость показывает, как связаны ток 1д и напряжение ид для конкретного рассматриваемого диода.
Практический анализ электронных схем в настоящее время рекомендуется выполнять на ЭВМ с помощью моделирующих программ. Но при первом знакомстве с подобной схемой очень поучительно выполнить ее графический анализ. Пусть ии = ЗВ, 7? = 10 Ом и используется
дйод Д229А при температуре 25°С. Выполним соответству
ющие графические построения (рис. 1.34).
Искомый ток диода Гд = 230 мА, искомое напряжение на диоде и д = 0,7 В.
Легко заметить, что отрезок ab — это искомое напряжение и R на резисторе R (и R= ии — и д = 2,3 В).
Математические модели диодов и их использование для анализа электронных схем
При анализе электронных схем на ЭВМ все электронные приборы, в том числе и диоды, заменяются их математическими моделями.
Математическая модель диода — это совокупность эквивалентной схемы диода и математических выражений, описывающих элементы эквивалентной схемы. Кратко рассмотрим математическую модель диода, используемую в пакете программ для анализа схем MicroCap-2. Это одна из наиболее простых моделей. Изобразим эквивалентную схему диода (рис. 1.35). Постоянное сопротивление R включено в схему с целью учета тока утечки. Емкость С моделирует барьерную и диффузионную емкости диода.
Управляемый источник тока iy моделирует статическую вольт-амперную характеристику. Математическое описание тока iy и емкости С достаточно громоздкое, но основано на учете уже рассмотренных выше физических явлений в диоде.
Модель является универсальной и хорошо моделирует диод как в статическом (на постоянном токе), так и в динамическом (в переходных процессах) режиме, учитывает влияние температуры на свойства диода.
В простейших случаях, например при ориентировочных ручных расчетах, иногда используют несложные математические модели диодов. При этом часто пользуются кусочно-линейной аппроксимацией вольт-амперной характеристики диода.’
Изобразим вольт-амперную характеристику диода (рис. 1.36), выполним линейную аппроксимацию прямой
и обратной ветвей и изобразим соответствующие эквивалентные схемы диодов для прямого (рис. 1.37) и обратного включений (рис. 1.38).
Рассмотрим в качестве примера расчет тока и напряжений в простейшей схеме (рис. 1.39).
Ao [X окAo [X окГдиф. пр. UqГдиф. пр. UqРис. 1.37Рис. 1.37Ао У окАо У окРис. 1.38Рис. 1.38
Ao [X ок
Ao [X ок
Гдиф. пр. Uq
Гдиф. пр. Uq
Рис. 1.37
Рис. 1.37
Ао У ок
Ао У ок
Рис. 1.38
Рис. 1.38
Поскольку диод смещен в прямом направлении, то используем эквивалентную схему для прямого включения диода и получим линейную схему постоянного тока, представленную на рис. 1.40.
Выполним анализ этой цепи:
Е = Ur + ид;
Е i(R + г^иф Пр ) + uq, откуда"
н Е-и0
Е + Гциф.пр ’
Е -«а«я-iR- „., ° R-п + гдиф. пр
При приближенном анализе схемы с диодом иногда можно пренебречь величинами гдиф пр и ид и заменить включенный диод идеальным источником напряжения с нулевой величиной напряжения, т. е. так называемой «за- короткой», а также пренебречь обратным током i0 (близ-
ким к нулю) и сопротивлением гдифобр (близким к бесконечности) и заменить выключенный диод разрывом. Это
соответствует замене реального диода идеальным, облада
ющим вольт-амперной характеристикой, представленной на рис. 1.41.
Изобразим эквивалентные схемы идеального диода для прямого (рис. 1.42) и обратного включений (рис. 1.43).
Рис. 1.39Рис. 1.39Zk ; Характеристика г реального диода
Рис. 1.39
Рис. 1.39
Характеристика •/ идеального диода /
Рис. 1.42 Рис. 1.43Рис. 1.42 Рис. 1.43Рис. 1.41
Рис. 1.42 Рис. 1.43
Рис. 1.42 Рис. 1.43
Разновидности полупроводниковых диодов
Стабилитрон. Это полупроводниковый диод, сконструированный для работы в режиме электрического пробоя. Условное графическое обозначение стабилитрона представлено на рис. 1.44, а.
В указанном режиме при значительном изменении тока стабилитрона напряжение изменяется незначительно. Говорят, что стабилитрон стабилизирует напряжение. Изобразим для примера вольт-амперные характеристики кремниевого стабилитрона Д814Д (рис. 1.45).
В стабилитронах может иметь место и туннельный, и лавинный, и смешанный пробой в зависимости от удельного сопротивления базы. В стабилитронах с низкоомной базой (низковольтных, до 5,7 В) имеет место туннельный пробой, а в стабилитронах с высокоомной базой (высоковольтных) — лавинный пробой.
Основными являются следующие параметры стабилитрона:
Ucm — напряжение стабилизации (при заданном токе в режиме пробоя);
1стмин — минимально допустимый ток стабилизации;
1стмакс ~ максимально допустимый ток стабилизации; гст — дифференциальное сопротивление стабилитрона (на участке пробоя), rcm = du/di;
аУст(ТКН) — температурный коэффициент напряжения стабилизации.
Величины Ucm, 1стмин и 1ст.макс принято указывать как
положительные.
Не рекомендуется использовать стабилитрон при обратном токе, меньшем по модулю, чем /,„ „„„, так как стабилизация напряжения при этом будет неудовлетворительной (дифференциальное сопротивление будет чрезмерно большим). Если же обратный ток по модулю превысит 1стМакс> то стабилитрон может перегреться, начнется тепловой пробой и прибор выйдет из строя. Чем меньше величина гст, тем лучше стабилизация напряжения.
По определению ctUcm — это отношение относительного изменения напряжения стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей среды при постоянном токе стабилизации.
Пусть при температуре ^ напряжение стабилизации было равно ucmV Тогда при температуре /2 напряжение стабилизации ист2 можно в соответствии с определением aUcm вычислить по формуле
- “cm2 = “cml + “cml * «Ост * (^ “ О •
У стабилитронов с туннельным пробоем коэффициент аУст отрицателен: aUcm < 0. У стабилитронов с лавинным пробоем коэффициент aUcm положителен: aUcm > 0.
Иногда стабилитрон с лавинным пробоем включают последовательно с диодом, работающим в прямом направлении. У диода соответствующий температурный коэффициент отрицательный, и он компенсирует положительный коэффициент стабилитрона.
Для стабилитрона Д814Д (при t = 25°С)
^стмин ^ мА, Iст.макс 24 мА,
гст — не более 18 Ом,
aUcm— не более 0,00095 1/°С.
’ Для примера применения стабилитрона обратимся к
схеме так называемого параметрического стабилизатора напряжения (рис. 1.46). Легко заметить, что если напряжение ивх настолько велико, что стабилитрон находится в режиме пробоя, то изменения этого напряжения практически не вызывают изменения напряжения ивых (при изменении напряжения ивх изменяется только ток /, а также напряжение uR; uR = i- R).
В режиме пробоя отсутствует инжекция неосновных носителей, и поэтому нет накопления избыточных зарядов. Вследствие этого стабилитрон является быстродействующим прибором и хорошо работает в импульсных схемах.
Стабистор. Это полупроводниковый диод, напряжение на котором при прямом включении (около 0,7 В) мало зависит от тока (прямая ветвь на соответствующем участке почти вертикальная). Стабистор предназначен для стабилизации малых напряжений.
Диод Шоттки. В диоде Шоттки используется не р-и-переход, а выпрямляющий контакт металл-полупро- водник. Условное графическое обозначение диода Шоттки представлено на рис. 1.44, б.
Обратимся к соответствующей зонной диаграмме (рис. 1.47), которую полезно сравнить с зонной диаграммой для невыпрямляющего контакта. Для выпрямляющего контак
та металл-полупроводник л-типа характерно то, что контактная разность потенциалов ф^ = ф„ — Фл положительна: Ф^ > 0.
Энергетические уровни, соответствующие зоне проводимости, в полупроводнике заполнены больше, чем в металле. Поэтому после соединения металла и полупроводника часть электронов перейдет из полупроводника в металл. Это приведет к уменьшению концентрации электронов в полупроводнике л-типа. Возникнет область полупроводника, обедненная свободными носителями электричества и обладающая повышенным удельным сопротивлением. В области перехода появятся объемные заряды и образуется потенциальный барьер, препятствующий дальнейшему переходу электронов из полупроводника в металл.
Если подключить источник внешнего напряжения плюсом к металлу, а минусом к полупроводнику л-типа,
Уровень вакуума
МеталлМеталлПолупроводник л-типаПолупроводник л-типаФ»Ф»ф Зона проводимостиф Зона проводимости
Металл
Металл
Полупроводник л-типа
Полупроводник л-типа
Ф»
Ф»
ф Зона проводимости
ф Зона проводимости
Уровень Ферми металла фрУровень Ферми металла фрФзФз
Уровень Ферми металла фр
Уровень Ферми металла фр
Фз
Фз
. Уровни доноров
фрп - Уровень Фермиполупроводника
Валентная зона
то потенциальный барьер понизится и через переход начнет протекать прямой ток. При противоположном подключении потенциальный барьер увеличивается и ток оказывается очень малым.
При работе диода Шоттки отсутствуют инжекция неосновных носителей и соответствующие явления накопления и рассасывания, поэтому диоды Шоттки — очень быстродействующие приборы, они могут работать на частотах до десятков гигагерц (ИТц = 1 • 109 Гц). У диода Шоттки может быть малый обратный ток и малое прямое напряжение (при малых прямых токах) — около 0,5 В, что меньше, чем у кремниевых приборов. Максимально допустимый прямой ток может составлять десятки и сотни ампер, а максимально допустимое напряжение — сотни вольт.
Для примера изобразим прямые ветви вольт-амперных характеристик (рис. 1.48) кремниевого диода КД923А с барьером Шоттки (диода Шоттки), предназначенного для работы в импульсных устройствах. Для него 1„р „„,,=100 мА, иобрзюкс = 14 В (при / < 35°С), время жизни носителей заряда — не более 0,1 нс, постоянный обратный ток при Uo6p = 10 В и t = 25’С — не более 5 мкА.
Варикап. Это полупроводниковый диод, предназначенный для работы в качестве конденсатора, емкость которого управляется напряжением. Условное графическое обозначение варикапа представлено на рис. 1.44, в.
На варикап подают обратное напряжение. Барьерная емкость варикапа уменьшается при увеличении (по модулю) обратного напряжения. Характер изменения емкости у варикапа такой же, как и у обычного диода.
Туннельный диод. Это полупроводниковый диод, в котором используется явление туннельного пробоя при включении в прямом направлении. Характерной особенностью туннельного диода является наличие на прямой ветви вольт-амперной характеристики участка с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Условное графическое обозначение туннельного диода представлено на рис. 1.44, г.
Для примера изобразим (рис. 1.49) прямую ветвь вольт- амперной характеристики германиевого туннельного усилительного диода 1И104А Цмр = 1 мА — постоянный прямой ток, U^p„„„= 20 мВ), предназначенного для усиления в диапазоне волн 2... 10 см (это соответствует частоте более 1 ГГц).
’ Общая емкость диода в точке минимума характеристики составляет 0,8... 1,9 пФ. Полезно отметить, что проверка диода тестером не допускается. Туннельные диоды могут работать на очень высоких частотах — более 1 ГГц.
Наличие участка с отрицательным дифференциальным сопротивлением на вольт-амперной характеристике обеспечивает возможность использования туннельных диодов в качестве усилительного элемента и в качестве основного элемента генераторов.
В настоящее время туннельные диоды используются именно в этом качестве в области сверхвысоких частот.
Обращенный диод. Это полупроводниковый диод, физические явления в котором подобны физическим явлениям в туннельном диоде, поэтому зачастую обращенный диод рассматривают как вариант туннельного диода. При этом участок с отрицательным дифференциальным сопротивлением на вольт-амперной характеристике обращенного диода отсутствует или очень слабо выражен.
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики обращенного диода (отличающаяся очень малым падением напряжения) используется в качестве прямой ветви «обычного» диода, а прямая ветвь — в качестве обратной ветви. Отсюда и название — обращенный диод.
Условное графическое обозначение обращенного диода представлено на рис. 1.44, д.
Изобразим для примера вольт-амперные характеристики германиевого обращенного диода 1И104А (рис. 1.50), предназначенного, кроме прочего, для работы в импульсных устройствах (постоянный прямой ток — не более 0,3 мА, постоянный обратный ток — не более 4 мА (при / < 35°С), общая емкость в точке минимума вольт-амперной характеристики 1,2...1,5 пФ).
1.1.7. Классификация и система обозначений
Классификация современных полупроводниковых диодов (ПД) по их назначению, физическим свойствам, основным электрическим параметрам, конструктивно-технологическим признакам, исходному полупроводниковому материалу находит отражение в системе условных обозначений диодов и приведена в [3].
Система обозначений ПД установлена отраслевым стандартом ОСТ 11336.919-81, а силовых полупроводниковых приборов — ГОСТ 20859.1-89. В основу системы обозначений положен буквенно-цифровой код.
Первый элемент (цифра или буква) обозначает исходный полупроводниковый материал, второй (буква)— подкласс приборов, третий (цифра) — основные функциональные возможности прибора, четвертый — число, обозначающее порядковый номер разработки, пятый элемент — буква, условно определяющая классификацию
(разбраковку по параметрам) приборов, изготовленных по единой технологии.
Для обозначения исходного полупроводникового материала используются следующие символы:
Г, или 1, — германий или его соединения;
К, или 2, — кремний или его соединения;
А, или 3, — соединения галлия;
И, или 4, — соединения индия. Для обозначения подклассов диодов используется одна из следующих букв:
Д — диоды выпрямительные и импульсные;
Ц — выпрямительные столбы и блоки;
В — варикапы;
И — туннельные диоды;
А — сверхвысокочастотные диоды;
С — стабилитроны;
Г — генераторы шума;
Л — излучающие оптоэлектронные приборы;
О — оптопары.
Для обозначения наиболее характерных эксплуатационных признаков приборов (их функциональных возможностей) используются следующие цифры.
Диоды (подкласс Д):
— выпрямительные диоды с постоянным или средним значением прямого тока не более 0,3 А;
— выпрямительные диоды с постоянным или средним значением прямого тока более 0,3 А, но не свыше 10 А;
— импульсные диоды с временем восстановления обратного сопротивления более 500 нс;
— импульсные диоды с временем восстановления более 150 нс, но не свыше 500 нс;
— импульсные диоды с временем восстановления 30... 150 нс;
— импульсные диоды с временем восстановления 5...30 нс;
— импульсные диоды с временем восстановления 1...5 нс;
— импульсные диоды с эффективным временем жизни неосновных носителей заряда менее 1 нс.
Выпрямительные столбы и блоки (подкласс Ц):
— столбы с постоянным или средним значением прямого тока не более 0,3 А;
— столбы с постоянным или средним значением прямого тока 0,3... 10 А;
— блоки с постоянным или средним значением тока не более 0,3 А;
— блоки с постоянным или средним значением прямого тока 0,3... 10 А.
Варикапы (подкласс В):
— подстроечные варикапы;
— умножительные варикапы.
Туннельные диоды (подкласс И):
— усилительные туннельные диоды;
— генераторные туннельные диоды;
— переключательные туннельные диоды;
— обращенные диоды.
Сверхвысокочастотные диоды (подкласс А):
— смесительные диоды;
— детекторные диоды;
— усилительные диоды;
— параметрические диоды;
— переключательные и ограничительные диоды;
— умножительные и настроечные диоды;
— генераторные диоды;
— импульсные диоды.
Стабилитроны (подкласс С}:
— стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напряжением стабилизации менее 10 В;
— стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напряжением стабилизации 10... 100 В;
— стабилитроны мощностью не более 0,3 Вт с номинальным напряжением стабилизации более 100 В;
— стабилитроны мощностью 0,3...5 Вт с номинальным напряжением стабилизации менее 10 В;
— стабилитроны мощностью 0,3...5 Вт с номинальным напряжением стабилизации 10... 100 В;
— стабилитроны мощностью 0,3...5 Вт с номинальным напряжением стабилизации более 100 В;
— стабилитроны мощностью 5... 10 Вт с номинальным напряжением стабилизации менее 10 В;
— стабилитроны мощностью 5... 10 Вт с номинальным напряжением стабилизации 10... 100 В;
— стабилитроны мощностью 5... 10 Вт с номинальным напряжением стабилизации более 100 В.
Генераторы шума (подкласс Г):
— низкочастотные генераторы шума;
— высокочастотные генераторы шума.
■ Для обозначения порядкового номера разработки используется двухзначное число от 01 до 99. Если порядковый номер разработки превышает число 99, то в дальнейшем применяется трехзначное число от 101 до 999.
В качестве квалификационной литеры используются буквы русского алфавита (за исключением букв 3, О, Ч, Ы, Ш, Щ, Ю, Я, Ь, Ъ, Э).
В качестве дополнительных элементов обозначения применяются следующие символы:
цифры 1...9 — ДДЯ обозначения модификаций прибора, приводящих к изменению его конструкции или электрических параметров;
буква С — для обозначения сборок — наборов в общем корпусе однотипных приборов, не соединенных электрически или соединенных одноименными выводами;
цифры, написанные через дефис, — для обозначения следующих модификаций конструктивного исполнения бескорпусных приборов:
— с гибкими выводами без кристаллодержателя;'
— с гибкими выводами на кристаллодержателе (подложке);■
— с жесткими выводами без кристаллодержателя (подложки);
— с жесткими выводами на кристаллодержателе (подложке);
— с контактными площадками без кристаллодержателя (подложки) и без выводов;
— с контактными площадками на кристаллодержателе без выводов, буква Р после последнего элемента обозначения — для приборов с парным подбором, буква Г — с подбором в четверки, буква К — с подбором в шестерки.
Примеры обозначения приборов:
2Д204В — кремниевый выпрямительный диод с постоянным и средним значением тока 0,3... 10 А, номер разработки 04, группа В.
2 Д 2 04 8
Группа прибора Порядковый номер разработки
Характерные эксплуатационные признаки
Подкласс прибора
Исходный полупроводниковый материал
КС620А — кремниевый стабилитрон мощностью 0,5...5 Вт, с номинальным напряжением стабилизации более 100 В, номер разработки 20, группа А.
ЗИЗО9Ж— арсенидогаллиевый переключательный туннельный диод, номер разработки 09, группа Ж.
До введения в 1982 г. ОСТ 11336.919-81 применялась иная система условных обозначений. Она включала в себя два или три элемента (ГОСТ 5461-59).
Первый элемент — буква Д, характеризующая весь класс полупроводниковых диодов.
Второй элемент — число (номер), определяющее область применения:
..100 — для точечных германиевых диодов;
..200 — для точечных кремниевых диодов;
..300 — для плоскостных кремниевых диодов;
„400 — для плоскостных германиевых диодов;
..500 — для смесительных СВЧ-детекторов;
..600 — для умножительных диодов;
601.„700 — для видеодетекторов;
701.„749 — для параметрических германиевых диодов;
..800 — для параметрических кремниевых диодов.
БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Биполярный транзистор — это полупроводниковый прибор с двумя р-л-переходами, имеющий три вывода. Действие биполярного транзистора основано на использовании носителей заряда обоих знаков (дырок и электронов), а управление протекающим через него током осуществляется с помощью управляющего тока.
Биполярный транзистор является наиболее распространенным активным полупроводниковым прибором.
55 1.2.1.55 1.2.1. Элементы электронны^схем
55
1.2.1.
55
1.2.1.
Устройство и основные
физические процессы
Устройство транзистора. Биполярный транзистор в своей основе содержит три слоя полупроводника (р-п-р или п-р-п) и соответственно два ^-«-перехода. Каждый слой полупроводника через невыпрямляющий контакт металл-полупроводник подсоединен к внешнему выводу.
Средний слой и соответствующий вывод называют базой, один из крайних слоев и соответствующий вывод называют эмиттером, а другой крайний слой и соответствующий вывод — коллектором.
Дадим схематическое, упрощенное изображение структуры транзистора типа п-р-п (рис. 1.51, а) и два допустимых варианта условного графического обозначения (рис. 1.51, б).
полупроводник а Рис. 1.51полупроводник а Рис. 1.51Транзистор типа р-п-р устроен аналогично, упрощенное изображение его структуры дано на рис. 1.52, а, более простой вариант условного графического обозначения — на рис. 1.52, б.
полупроводник а Рис. 1.51
полупроводник а Рис. 1.51
Транзистор называют биполярным, так как в процессе протекания электрического тока участвуют носители электричества двух знаков — электроны и дырки. Но в различных типах транзисторов роль электронов и дырок различна.
Транзисторы типа п-р-п более распространены в сравнении с транзисторами типа р-п-р, так как обычно имеют лучшие параметры. Это объясняется следующим образом: основную роль в электрических процессах в транзисторах типа п-р-п играют электроны, а в транзисторах типа р-п-р — дырки. Электроны же обладают подвижностью в два-три раза большей, чем дырки.
Важно отметить, что реально площадь коллекторного перехода значительно больше площади эмиттерного перехода, так как такая несимметрия значительно улучшает свойства транзистора.
Количественное своеобразие структуры транзистора. Для определенности обратимся к транзистору типа п-р-п. В основе работы биполярного транзистора лежат не какие- либо новые физические процессы, еще не рассмотренные при изучении полупроводникового диода: своеобразие транзистора определяется особенностями его конструкции.
Основными элементами транзистора являются два соединенных р-л-перехода. Это позволяет дать формальное представление структуры транзистора, представленное на рис. 1.53.
Для понимания принципа работы транзистора исключительно важно учитывать, что р-л-переходы транзистора сильно взаимодействуют. Это означает, что ток одного перехода сильно влияет на ток другого, и наоборот. Именно это взаимодействие радикально отличает транзистор от схемы с двумя диодами (рис. 1.54).
В схеме с диодами ток каждого диода зависит только от напряжения на нем самом и никак не зависит от тока другого диода.
Указанное взаимодействие имеет исключительно простую главную причину, а именно: очень малое расстояние
Рис. 1.53Рис. 1.53Коллекторный р-л-переходКоллекторный р-л-переходЭмиттерный р-л-переход Взаимо- гдействиеЭмиттерный р-л-переход Взаимо- гдействиеККРис. 1.54Рис. 1.54
Рис. 1.53
Рис. 1.53
Коллекторный р-л-переход
Коллекторный р-л-переход
Эмиттерный р-л-переход Взаимо- гдействие
Эмиттерный р-л-переход Взаимо- гдействие
К
К
Рис. 1.54
Рис. 1.54
между переходами транзистора (от 20—30 мкм до 1 мкм и менее). Это расстояние называют толщиной базы. Именно эта количественная особенность структуры создает качественное своеобразие транзистора.
Вообще полезно отметить, что в электронике достаточно часто реализуется следующий способ получения устройства, обладающего новым качеством: особым образом соединяют два одинаковых, уже хорошо изученных элемента. При изучении дифференциального усилителя станет ясно, что новое качество можно получить при использовании в роли таких элементов уже самих двух транзисторов.
Основные физические процессы. Концентрация атомов примеси (и свободных электронов) в эмиттере сравнительно велика, поэтому этот слой низкоомный. Концентрация атомов примеси (и дырок) в базе сравнительно низка, поэтому этот слой высокоомный. Концентрация атомов примеси (и свободных электронов) в коллекторе может быть как больше концентрации атомов примеси в базе, так и меньше ее. '
С помощью источников напряжения сместим эмиттерный переход в прямом, а коллекторный — в обратном направлении (рис. 1.55). Тогда через эмиттерный переход потечет ток /э, который будет обеспечиваться главным образом инжекцией электронов из эмиттера в базу. Инжекция дырок из базы в эмиттер будет незначительной вследствие указанного выше различия в концентрациях атомов примесей.
5858БРис. 1.55БРис. 1.55
58
58
Б
Рис. 1.55
Б
Рис. 1.55
Из-за малой толщины базы почти все электроны, пройдя базу, через так называемое время пролета достигают коллектора. Только малая доля электронов рекомбинирует в базе с дырками. Убыль этих дырок компенсируется протеканием тока базы i6. Из изложенного следует, что •б << ‘э •
Обратное смещение коллекторного перехода способствует тому, что электроны, подошедшие к нему, захватываются электрическим полем перехода и переносятся в коллектор. В то же время это поле препятствует переходу электронов из коллектора в базу.
Ток коллектора iK лишь незначительно меньше тока эмиттера, т. е. iK« 1Э. Более точно:
*К ~ ^ст *Э "^ ^ко» где аст — так называемый статический коэффициент передачи эмиттерного тока (термин статический подчеркивает тот факт, что этот коэффициент связывает постоянные токи);
/ко — так называемый обратный ток коллектора.
Природа обратного тока коллектора такая же, как и у обратного тока диода (т. е. тока диода, включенного в обратном направлении). Ток 40 протекает и тогда, когда ток эмиттера равен нулю.
Различают диффузионные (бездрейфовые) и дрейфовые транзисторы. В диффузионных транзисторах концен-
трация атомов примесеи в базе примерно одинакова во всех ее частях, поэтому ионы атомов примесей не создают в базе дополнительное электрическое поле, которое влияло бы на движение носителей электричества через базу. При этом движение этих носителей проходит главным образом в форме диффузии. В дрейфовых транзисторах указанная концентрация различна в различных точках базы. Это приводит к появлению дополнительного элек
трического поля, которое оказывает существенное влияние на движение носителей через базу (говорят, что носители дрейфуют под действием этого поля). Дрейф ускоряет движение носителей через базу, поэтому дрейфовые транзисторы часто отличаются высоким быстродействием.
Характеристики и параметры
Рассмотрим характерные схемы включения транзистора и соответствующие характеристики.
Схема с общей базой. Приведенная схема включения транзистора в электрическую цепь называется схемой с общей базой, так как база является общим электродом для источников напряжения. Изобразим ее с использованием условного графического обозначения транзистора (рис. 1.56).
Транзисторы традиционно характеризуют их так называемыми входными и выходными характеристиками. Для схемы с общей базой входной характеристикой называют зависимость тока /э от напряжения и6э при заданном напряжении икб, т. е. зависимость вида
где /— некоторая функция.
Входной характеристикой называют и график соответствующей зависимости (это справедливо и для других характеристик).
Выходной характеристикой для схемы с общей базой называют зависимость тока /к от напряжения икб при заданном токе /э, т. е. зависимость вида
^к KU* ) |j3 =const ’где /— некоторая функция.
Входные характеристики для схемы с общей базой. Каждая входная характеристика в значительной степени определяется характеристикой эмиттерного перехода и поэтому аналогична характеристике диода. Изобразим входные характеристики кремниевого транзистора КТ603А (максимальный постоянный ток коллектора — 300 мА, максимальное постоянное напряжение коллектор- база — 30 В при t < 70°С) (рис. 1.57). Сдвиг характеристик влево при увеличении напряжения ик6 объясняется проявлением так называемого эффекта Эрли (эффекта модуляции толщины базы).
Указанный эффект состоит в том, что при увеличении напряжения икб коллекторный переход расширяется (как и всякий обратно смещенныйр-и-переход). Если концентрация атомов примеси в базе меньше концентрации атомов примеси в коллекторе, то расширение коллекторно-
Рис. 1.57
го перехода осуществляется в основном за счет базы. В любом случае толщина базы уменьшается. Уменьшение толщины базы и соответствующее уменьшение ее сопротивления приводит к тому, что при неизменном токе /9 напряжение ибэ уменьшается. Как было отмечено при рассмотрении диода, при малом по модулю обратном напряжении на р-л-переходе это напряжение влияет на ширину перехода больше, чем при большом напряжении. Поэтому различные входные характеристики, соответствующие различным напряжениям икб, независимо от типа транзистора практически сливаются, если икб > 5 В (или даже если икб > 2 В).
Входные характеристики часто характеризуют дифференциальным сопротивлением гдиф, определяемым аналогично дифференциальному сопротивлению диода.
Теперь
Гдиф ,...
и1э I,- заданныйик6=сопз1
Выходные характеристики для схемы с общей базой. Изобразим выходные характеристики для транзистора КТ603А (рис. 1.58).
Как уже отмечалось, если коллекторный переход смещен в обратном направлении (икб > 0), то ток коллектора примерно равен току эмиттера: iK = z3. Это соотношение сохраняется даже при ик6 = 0 (если ток эмиттера достаточно велик), так как и в этом случае большинство электронов, инжектированных в базу, захватывается электрическим полем коллекторного перехода и переносится в коллектор.
Только если коллекторный переход смещают в прямом направлении (икб < 0), ток коллектора становится равным нулю, так как при этом начинается инжекция электронов из коллектора в базу (или дырок из базы в коллектор). Эта
инжекция компенсирует переход из базы в коллектор тех электронов, которые были инжектированы эмиттером. Ток коллектора становится равным нулю при выполнении условия |«к6| < 0,75 В.
Режим, соответствующий первому квадранту характеристик ^ик6 > 0, iK> 0, причем ток эмиттера достаточно велик), называют активным режимом работы транзистора. На координатной плоскости ему соответствует так называемая область активной работы.
Режим, соответствующий второму квадранту (икб < 0), называют режимом насыщения. Ему соответствует область насыщения.
Обратный ток коллектора 40 мал (для КТ603А1К0 < 10 мкА при / < 25’С). Поэтому выходная характеристика, соответствующая равенствам /э = 0 и iK = аст • /э + 40= 1К0, практически сливается с осью напряжений.
При увеличении температуры ток 1К0 возрастает (для КТ603 /ко = 100 мкА при / < 85’С) и все выходные характеристики несколько смещаются вверх.
Режим работы транзистора, соответствующий токам коллектора, сравнимым с током /ко, называют режимом отсечки. Соответствующую область характеристик вблизи оси напряжений называют областью отсечки.
В активном режиме напряжение икб и мощность рк = = iK • ик6, выделяющаяся в виде тепла в коллекторном переходе, могут быть значительны. Чтобы транзистор не перегрелся, должно выполняться неравенство
Рк ^ Рк макс.’
где Рк макс — максимально допустимая мощность (для КТ603А Ркмже = 500 мВт при t < 50’С).
График зависимости 1К = Ркмакс./ик6 (гипербола) изображен на выходных характеристиках пунктиром.
Таким образом, в активном режиме эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный — в обратном. В режиме насыщения оба перехода смещены в
прямом направлении, в" режиме отсечки коллекторный переход смещен в обратном направлении, а эмиттерный или смещен в обратном направлении, или находится под очень малым прямым напряжением.
Транзистор часто характеризуют так называемым дифференциальным коэффициентом передачи эмиттерного тока а, который определяется выражением
_ di,,Ct — —— iK — заданный .«Ч и^ = const
Для приращения тока коллектора Д/к и приращения тока эмиттера Д/э можно записать:
■Д iK « а • Д/э.
Коэффициент а несколько изменяется при изменении режима работы транзистора. Важно учитывать, что у различных (вполне годных) экземпляров транзистора одного и того же типа коэффициент а может заметно отличаться. Для транзистора КТ603А при t = 25°С а = 0,909 ... 0,988.
Наличие наклона выходных характеристик, отражающее факт увеличения тока коллектора при заданном токе эмиттера при увеличении напряжения икб, объясняется проявлением эффекта Эрли: при уменьшении толщины базы все большее количество электронов, инжектированных эмиттером, переходит в коллектор.
Наклон выходных характеристик численно определяют так называемым дифференциальным сопротивлением коллекторного перехода:
_ duKg
*К “‘7 икб-заданное #
I i3=const
С учетом эффекта Эрли
••71
^к ®ст " ^э ^ко "*" "^кб.
Гк
Схема с общим эмиттером. Очень часто транзистор характеризуют характеристиками, соответствующими схеме, представленной на рис. 1.59. Ее называют схемой с общим эмиттером, так как эмиттер является общим электродом для источников напряжения.
Для этой схемы входной характеристикой называют зависимость тока i6 от напряжения и6з при заданном напряжении икэ, т. е. зависимость вида
б бэ )| =const ’ где /— некоторая функция.
Выходной характеристикой называют зависимость тока iK от напряжения икэ при заданном токе i6, т. е. зависимость вида
^к^к= fiu^l. .
^к
^к
J V КЗ'tl6=const 1
где / — некоторая функция.
Очень важно уяснить следующие два факта.
Характеристики для схемы с общим эмиттером не отражают никакие новые физические эффекты по сравнению с характеристиками для схемы с общей базой и не несут никакой принципиально новой информации о свойствах транзистора. Для объяснения особенностей характеристик с общим эмиттером не нужна никакая информация кроме той, что необходима для объяснения особенностей характеристик схемы с общей базой. Тем не менее характеристики для схемы с общим эмиттером очень широко используют на практике (и приводят в справочниках), так как ими удобно пользоваться.
При расчетах на компьютерах моделирующие программы вообще никак не учитывают то, по какой схеме включен транзистор. Программы используют математические модели транзисторов, являющиеся едиными для всевозможных схем включения. Тем не менее, очень полез-
3 Электроника
но уметь определить тип схемы включения транзистора. Это облегчает понимание принципа работы схемы.
Входные характеристики для схемы с общим эмиттером. Изобразим характеристики уже рассмотренного транзистора КТ603А (рис. 1.60). Теперь эффект Эрли проявляется в том, что при увеличении напряжения и^ характеристики сдвигаются вправо. Дифференциальное сопротивление теперь определяется выражением
**диф**дифdu63di6du63di6ig-заданный UjQSCOJWrig-заданный UjQSCOJWr
**диф
**диф
du63di6
du63di6
ig-заданный UjQSCOJWr
ig-заданный UjQSCOJWr
Выходные характеристики для схемы с общим эмиттером. Изобразим эти характеристики для транзистора КТ603А (рис. 1.61).
Обратимся к ранее полученному выражению
*к ^ст *э "*" Лео-
В соответствии с первым законом Кирхгофа
и с учетом предыдущего выражения получим
'к — ^ст " Uk "*" (б) "*" 1ко>
67 откуда67 откудаЭлементы. электронныз(.схеМ'Элементы. электронныз(.схеМ'к"1-«стк"1-«ст11 ~ «ст11 ~ «стКО.КО.Введем обозначение:Введем обозначение:Per -Per -«ст1— «ст«ст1— «ст
67
откуда
67
откуда
Элементы. электронныз(.схеМ'
Элементы. электронныз(.схеМ'
к"1-«ст
к"1-«ст
1
1 ~ «ст
1
1 ~ «ст
КО.
КО.
Введем обозначение:
Введем обозначение:
Per -
Per -
«ст
1— «ст
«ст
1— «ст
Коэффициент Рст называют статическим коэффициентом передачи базового тока. Его величина обычно составляет десятки-сотни (это безразмерный коэффициент).
Легко заметить, что
Введем обозначение Iю = (РСТ + ^)"1Ко-
В итоге получаем iK = gCT• i6 + 1К0.
Это выражение в первом приближении описывает выходные характеристики в области активной работы, не учитывая наклона характеристик.
Для учета наклона выражение записывают в виде
^"к ~ Per ' *6 "*" ^ко "* ~ “кэ,
где гк =где гк =ditiQditiQdiKdiKикэ-заданное ig =constикэ-заданное ig =const
где гк =
где гк =
ditiQ
ditiQ
diK
diK
икэ-заданное ig =const
икэ-заданное ig =const
В первом приближении ^ = (1/1+Р^) • гк (сопротивление гк определено выше).-
Часто пользуются так называемым дифференциальным коэффициентом передачи базового тока р.'
По определению
в=—к ^бв=—к ^бiK — заданный.= constiK — заданный.= const
в=—к ^б
в=—к ^б
iK — заданный.= const
iK — заданный.= const
Для приращения тока коллектора Мк и тока базы М6 можно записать: '
д/к«р- Д/6.
Для транзистора КТ603А при / = 25°С 0 = 10...80.
Величина Р зависит от режима работы транзистора. Приведем типичный график зависимости Р от тока эмиттера (он практически равен току коллектора) для икб= 2 В (рис. 1.62).
Для нормальной работы транзистора на постоянном токе, кроме рассмотренного выше условия рк < Рк.макс., должны выполняться условия
^к ^ ^к.макс. И “кэ ^ ^кэ-максл
где 1кмакс и Uк? "л- ~ соответственно максимально допустимый постоянный ток коллектора и максимально допустимое постоянное напряжение между коллектором и эмиттером.
Для рассмотренного выше транзистора КТ603А 1к.макс= 300 мА, Цк. „„„ = 30 В (при / < 70°С).
Изобразим схематически на выходных характеристиках для схемы с общим эмиттером так называемую область безопасной работы, в которой указанные условия выполняются (рис. 1.63).
Обычно допустимо предполагать (с той или иной погрешностью), что выходные характеристики для схемы с общим эмиттером расположены на отрезках прямых, расходящихся веерообразно из одной точки на оси напряжений (рис. 1.64).
Напряжение U3 (это положительная величина) называют напряжением Эрли. Для транзистора КТ603А U3 • 40 В.
Инверсное включение транзистора. Иногда транзистор работает в таком режиме, что коллекторный переход сме-
Рис. 1.63
Рис. 1.62
щен в прямом направлении, а эмиттерный — в обратном. При этом коллектор играет роль эмиттера, а эмиттер — роль коллектора. Это так называемый инверсный режим. Ему соответствует так называемый инверсный коэффициент передачи базового тока РР Из-за отмеченных выше несимметрии структуры транзистора и различия в концентрациях примесей в слоях полупроводника обычно Pi « р. Часто Pj= 1.
Изобразим выходные характеристики для схемы с общим эмиттером и для прямого, и для инверсного включения (рис. 1.65).
1.2.3. Математические модели биполярного транзистора
Рассмотрим различные математические модели биполярного транзистора.
Простейший вариант модели Эберса—Молла с двумя источниками тока, управляемыми токами. Как и для диода, математическая модель транзистора — это совокупность эквивалентной схемы и математических выражений, описывающих элементы этой схемы.
Эбере и Молл предложили в 1954 г. модель, различные варианты которой с развитием вычислительной техники и машинных методов анализа электронных схем стали широко использоваться на практике.
Рассмотрим простейший вариант модели (рис. 1.66), характерный использованием двух управляемых источников. Каждый из них является источником тока, управляемым током.
Определим еще не описанные величины:
аст I— коэффициент передачи коллекторного тока (т. е. инверсный коэффициент передачи тока, индекс /означает инверсное включение);
Iks» ‘as ~ соответственно ток насыщения (тепловой ток) коллектора и эмиттера.
Обратим внимание на то, что тепловой ток обычно значительно меньше обратного тока соответствующего перехода: ток /^ « 1К0. Это необходимо помнить при использовании систем схемотехнического моделирования.
Именно источники тока, управляемые токами, отражают взаимодействие />-л-переходов транзистора.
Используя первый закон Кирхгофа, можно записать:
^бэ^бк
I, -\¥«=,vi.,VT
мбэмбк
iK = а -i s \еФт -l)-zK5 -(еФт -1).
Исключительно поучительным является детальное изучение этой, казалось бы, элементарной математической модели, особенно если это изучение включает численные расчеты по приведенным формулам. Здесь следует учитывать, что для ручного анализа схемы с управляемыми источниками обычно оказываются кардинально более сложными, чем без них. Часто трудно осознать характер влияния на режим работы схемы того или иного управляемого источника.
Электроника
" Практически используемые модели дополняются конденсаторами и резисторами. В таких моделях используют достаточно сложные математические зависимости. Эти модели хорошо моделируют транзистор и в установившихся, и в переходных режимах, и при прямом, и при инверсном включении.
Вариант модели Эберса—Молла с одним источником тока, управляемым током. Часто допустимо считать, что
^•ст I ^к$ ^ст ^эs•
Это равенство обосновывают, детально рассматривая физическую картину процессов в идеальном транзисторе. Для реальных транзисторов это равенство часто выполняется с большой погрешностью. Обозначим
Ч " ^ст I ‘ *ks ^ст " *$$•
Из выражения
3cm — “cm / (1 “ст)
следует, что•
“ст = Зет/О + Зет)- Обозначим
3cm I = “cm I / (1 “cm l)"
Коэффициент РСЯ| J называют статическим коэффициентом передачи базового тока для инверсного включения (обратным коэффициентом усиления тока в схеме с общим эмиттером).
Из последнего выражения следует, что
“cm I — Зет I /(1 Зет l)1
Используя выражения для /э и /к, получим
«6,и6к
73— ЭлгМенти электрс
С учетом соотношения между аст и Рст и между аст j и Рст ! ПОЛУЧИМ'
• ^fo^бк
Per
«бэ.«бк
i«-i,VT -О-а+Ап)™^ -О-
Perl
^бз^бк^бз^бз^бк^бзПосле преобразований эти соотношения примут следующий вид:
^бз^бк^бз
^бз^бк^бз
Последняя система двух уравнений позволяет использовать математическую модель транзистора с одним источником тока, управляемым током, представленную на рис. 1.67.
' Этот вариант модели лежит в основе более сложных моделей, широко используемых в практике математического моделирования электронных схем (и применяемых в пакетах программ Micro-Cap, Design Center и др.).
Эквивалентная схема транзистора для расчета схем с общим эмиттером. Упрощенные математические модели принято называть эквивалентными схемами.
Рассмотрим эквивалентную схему, которую можно использовать только при прямом (не инверсном) включении в режиме активной работы и режиме отсечки (в режиме насыщения ее использовать нельзя), и в случае, когда амплитуда переменной составляющей тока коллектора, а также амплитуда переменной составляющей напряжения и^ невелика. При выполнении этих условий в первом приближении выходные и входные характеристики транзистора можно считать линейными. Переходя к идеализированным входным (рис. 1.68) и выходным (рис. 1.69) характеристикам транзистора, которые показаны пунктирными линиями, получим эквивалентную схему транзистора, представленную на рис. 1.70.
Резистор с сопротивлением г6 отражает факт наличия сопротивления базового слоя транзистора, а резистор с сопротивлением гэ — факт наличия сопротивления эмиттерного слоя.
Рис. 1.68
Рис. 1.69
Иногда вместо резистора гэ включают идеальный диод D, который во включенном состоянии заменяют закорот- кой, а в выключенном — разрывом.
Емкость С'к, которую иногда включают в схему при ее анализе на переменном токе, отражает факт влияния на ток коллектора переменной составляющей напряжения между коллектором и эмиттером.
В первом приближении
с; = (1 + р)-ск,
где Ск — барьерная емкость коллекторного перехода.
Остальные элементы эквивалентной схемы соответствуют уже полученному выражению iK = ₽cm • i6 + FK0 + + \/r'K • Окэ .
Подобные эквивалентные схемы рекомендуется использовать в учебных целях и при простых приближенных расчетах.
Профессиональные расчеты транзисторных схем рекомендуется выполнять с помощью моделирующих программ, использующих современные математические модели транзисторов.
Электроника
‘ 1.2.4. Анализ схем с транзисторами
Хотя практический анализ электронных схем рекомендуется выполнять на ЭВМ, для лучшего уяснения принципов работы схем с транзисторами и для проведения прикидочных расчетов следует ознакомиться с графическим анализом схем, а также с анализом схем на основе простейших эквивалентных схем транзистора.
Графический анализ схем с транзисторами. При анализе схем с транзисторами графическим способом используется тот же подход, что и при анализе диодных схем. Применяются линии нагрузки. Но теперь для анализа схемы используют две линии нагрузки — для входной и выходной цепей.
Обратимся к рис. 1.71. Уравнение линии нагрузки для входной цепи имеет следующий вид: Еб = i6- R6+ ибэ. Линия нагрузки для выходной цепи описывается выражением Ек = iK • RK + ику
Построим линии нагрузки для входной (рис. 1.72) и выходной (рис. 1.73) цепей. При анализе напряжением и6э часто пренебрегают (если напряжение Еб достаточно велико).
Вначале по входной характеристике (часто используют характеристику для ма= 5 В) определяют искомый ток базы i 6, а затем по выходной характеристике, соответствующей этому току, определяют искомый ток коллектора Гк, искомое напряжение между коллектором и эмиттером и кэ и искомое напряжение и*/^на резисторе RK. Найденную точку 0 называют начальной рабочей точкой.
Анализ схем с использованием эквивалентных схем транзистора. Заменим транзистор в схеме на рис. 1.71 эквивалентной схемой. Получим схему, представленную на рис. 1.74 (при этом вместо диода в эквивалентной схеме используется закоротка).
Из схемы на рис. 1.74 следует, что
Рис. 1.71
*6 Eg/^Rg+Гд), iR ig* $ст+Гк0, **а EK iK * RK.
Рассмотрим более сложный пример (рис. 1.75). На схеме, как это принято в электронике, показан только один полюс источника напряжения Ек. Пусть Рст = 99; г6 = = 0,5 кОм; г' = оо; /^ = 0,01 мА. Определим i6.
Вначале выполним преобразование схемы, используя теорему об эквивалентном генераторе. Получим схему на рис. 1.76. При этом
^экв ^к • — 5 В,^ +А2
^жв = т> , D : = 0»5 кОм.«1 +«2
Заменим транзистор его эквивалентной схемой и проведем анализ полученной схемы (рис. 1.77).
Вначале определим /'ко: /^ = (1 + рся|) • /^ = 1 мА.
Из схемы рис. 1.77 следует, что
^экв *6 (^экв + *"б) (Рет *б^ ^ ко "*" *б) ^э-
Отсюда i6= (Е^- Гко • Аэ)/(Лэкв+ г6+ (1 + рст) • R^ = = 0,137 мА.
Рис. 1.76
Рис. 1.75
Рис. 1.77
Три схемы включения транзистора с ненулевым сопротивлением нагрузки
Транзисторы часто применяют для усиления переменных сигналов (которые при расчетах обычно считают синусоидальными), при этом в выходной цепи транзистора применяется нагрузка с ненулевым сопротивлением.
" Во входной цепи, кроме источника постоянного напряжения, необходимого для обеспечения активного режима работы, также используют источник входного переменного напряжения. Изобразим три характерные схемы включения транзистора.
Схема с общей базой (ОБ) (рис. 1.78). Если сопротивление нагрузки достаточно велико, то амплитуда переменной составляющей напряжения ивых значительно больше амплитуды напряжения ивх. Учитывая, что /вых == i^, можно утверждать, что схема не обеспечивает усиления тока, но усиливает напряжение. Входной ток такой схемы достаточно большой, а соответствующее входное сопротивление малое.
Схема с общим эмиттером (ОЭ) (рис. 1.79). Так как /вых » iex, а при достаточно большом сопротивлении RK
81 Элементы, электронных схем ^^^
амплитуда переменной составляющей напряжения ивых значительно больше амплитуды напряжения и^, следовательно, схема обеспечивает усиление и тока, и напряжения.
Входной ток схемы достаточно мал, поэтому входное сопротивление больше, чем у схемы с общей базой.
Схема с общим коллектором (ОК) (рис. 1.80). При определении переменных составляющих токов и напряжений источники постоянного напряжения «] и и2 заменяют закоротками (закорачивают). После этого к коллектору оказываются подключенными и источник входного напряжения ивх, и сопротивление нагрузки. Отсюда и название — схема с общим коллектором.
Само напряжение и6э и особенно переменная составляющая этого напряжения достаточно малы, поэтому амплитуда переменной составляющей напряжения ивх примерно равна амплитуде переменной составляющей напряжения ивых. В соответствии с этим усилительные каскады, в которых транзисторы включены по схеме с общим коллектором, называют эмиттерными повторителями.
Учитывая также, что im « 1вых, отмечают, что схема усиливает ток, но не усиливает напряжение.
Схема отличается повышенным входным сопротивлением, так как при увеличении входного напряжения уве-
личению входного тока препятствует увеличение как напряжения ибу так и напряжения ивых.
На практике наиболее часто используется схема с общим эмиттером.
h-параметры транзистора
При определении переменных составляющих токов и напряжений (т. е. при анализе на переменном токе) и при условии, что транзистор работает в активном режиме, его часто представляют в виде линейного четырехполюсника (рис. 1.81). В четырехполюснике условно изображен транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером.
Для разных схем включения транзистора токи и напряжения этого четырехполюсника обозначают различные токи и напряжения транзистора. Например, для схемы с общим эмиттером эти токи и напряжения следующие:
ц — переменная составляющая тока базы;
их — переменная составляющая напряжения между базой и эмиттером;
/2 — переменная составляющая тока коллектора;
и2 — переменная составляющая напряжения между коллектором и эмиттером.
Транзистор удобно описывать, используя так называемые й-параметры. При этом
ЙцЙ12 .^21^22ЙцЙ12 .^21^22
ЙцЙ12 .^21^22
ЙцЙ12 .^21^22
83 т. е.
и1~ ^п ‘ h + ^12 ' “2»
/*2 = ^2] * /, “Ь А22 ' U^ •
Коэффициенты hy определяют опытным путем. Например, Йц определяют, устанавливая и2= О (режим коротко
го замыкания на выходе). При этом йиго замыкания на выходе). При этом йиихих^1 М2 =0^1 М2 =0
го замыкания на выходе). При этом йи
го замыкания на выходе). При этом йи
их
их
^1 М2 =0
^1 М2 =0
Как легко заметить, коэффициент йн представляет собой входное сопротивление транзистора для переменного сигнала.
Аналогично й12Аналогично й12= 21“2 ,,=о= 21“2 ,,=о— коэффициент обратной— коэффициент обратной
Аналогично й12
Аналогично й12
= 21
“2 ,,=о
= 21
“2 ,,=о
— коэффициент обратной
— коэффициент обратной
связи по напряжению.
Далее й21 = ~Далее й21 = ~Режим работы при ц = 0 называют холостым ходом на входе.
Далее й21 = ~
Далее й21 = ~
— коэффициент передачи тока, «2=0
й22 = —~ выходная проводимость.
“2,,=о
Параметры, соответствующие схеме с общим эмиттером, обозначают буквой «э», а схеме с общей базой — буквой «б».
Можно показать, что
кпэ = ^+(1+Р)гэ ; й12э = гэ/(2 • г/У й21э = р; й22э = V г/.
Для создания математической модели транзистора полный набор й-параметров часто не требуется.
8484ar Электроника
84
84
Временные диаграммы токов транзистора при его вхождении в активный режим работы и частотные (динамические) свойства
Для характеристики инерционных, динамических свойств транзистора изобразим указанные в заголовке временные диаграммы (рис. 1.82). При этом предполагается, что ток эмиттера изменяется скачкообразно..
Наличие задержки при изменении тока 1№ характеризуемой временем задержки t3, объясняется тем, что электроны, инжектированные эмиттером, достигают коллектора спустя некоторое время. Плавное нарастание тока коллектора в течение так называемого времени нарастания tH объясняется хаотичностью движения электронов и их различной средней скоростью.
Непосредственно после начала протекания тока /э ток i6 достаточно велик, что объясняется накоплением зарядов в базе транзистора. После накопления этих зарядов ток базы принимает значение, соответствующее коэффициенту рст.
Обратимся к режиму работы транзистора, характерному тем, что имеется переменная составляющая тока базы малой амплитуды. Для анализа таких режимов и раньше (при ручных расчетах) и теперь (при использовании математического моделирования) широко используют комплексный (символический) метод. Обратимся к этому методу.
Пусть 1б — комплексное действующее значение (комплекс действующего значения) переменной составляющей тока базы, а/к — комплексное действующее значение переменной составляющей тока коллектора. Введем в рас-
смотрение комплексный коэффициент передачи базового тока 0. По определению 0 = 4^-.
1б
На коэффициент 0 оказывают влияние многие факторы, и в первую очередь частота сигнала и емкости р-п-пе- реходов транзистора.
Раньше, при ручных расчетах, частотные свойства транзистора учитывали, включая в соответствующие эквивалентные схемы источник тока, управляемый током и характеризуемый комплексным коэффициентом 0. При этом обычно использовали несложные формулы, описывающие зависимость коэффициента 0 от частоты.
Часто в одну и ту же эквивалентную схему включали и указанный управляемый источник, и некоторые емкости (например, барьерные емкости переходов).
При современном машинном анализе электронных схем используют универсальные математические модели транзисторов, правильно моделирующие самые различные режимы. В таких моделях используют управляемые источники с вещественными, а не комплексными коэффициентами 0. При этом полное отражение частотных свойств транзистора достигается включением в его математическую модель дополнительных элементов, в частности диффузионных емкостей. Изложенное очень полезно осознать как пример того, насколько сильно развитие методов вычислений влияет на инженерные подходы при проектировании электронных схем.
Однако использование для представления коэффициента 0 комплексных чисел очень наглядно, так как позволяет оценить кроме амплитуды выходного сигнала его сдвиг по фазе по отношению к входному. Этот сдвиг воз-
гт•
никает на высоких частотах. По-видимому, такое представление будет использоваться и в дальнейшем.
Кроме коэффициента 0, в форме комплексных чисел представляют и другие параметры транзистора (а, г/и т. д.). Изобразим график зависимости модуля |0| от частоты /для транзистора КТ6ОЗА (рис. 1.83) и дадим более детальный типичный график зависимости модуля |0| от
частоты (рис. 1.84). Значение коэффициента 0 на постоянном токе 0л,. имеет нулевую мнимую часть, поэтому 0ПТ= =|0 ml- На графиках/предОЭ — предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером (частота среза), а /граноэ — граничная частота этого коэффициента (частота единичного усиления). В некоторых книгах в эти термины вкладывают другой смысл.
Для транзистора КТ603А {гран Оэ ~ не менее 200 МГц, а на частоте 100 МГц выполняется условие |0| > 2.
1.2.8.1.2.8.Классификация и система обозначений
1.2.8.
1.2.8.
Система обозначений современных типов транзисторов приведена в [3] и установлена отраслевым стандартом ОСТ 11336.919-81. В основу системы обозначений положен буквенно-цифровой код.
Первый элемент (цифра или буква) обозначает исходный полупроводниковый материал, на основе которого изготовлен транзистор, второй элемент (буква) определяет подкласс (или группу) транзисторов, третий (цифра) — основные функциональные возможности транзистора, четвертый (число) — обозначает порядковый номер разработки технологического типа транзистора, пятый (буква) — условно определяет классификацию по параметрам транзисторов, изготовленных по единой технологии.
Для обозначения исходного материала используются следующие символы:
Г, или 1, — германий или его соединения;
К, или 2, — кремний или его соединения;
А, или 3, — соединения галлия (арсенид галлия);
И, или 4, — соединения индия.
Для обозначения подклассов используется одна из двух букв: Т — биполярные и П — полевые транзисторы.
Для обозначения наиболее характерных эксплуатационных признаков транзисторов применяются следующие цифры:
для транзисторов малой мощности (максимальная мощность, рассеиваемая транзистором, не более 0,3 Вт):
— с граничной частотой коэффициента передачи тока или максимальной рабочей частотой (далее граничной частотой) не более 3 МГц;
— с граничной частотой 3...30 МГц;
— с граничной частотой более 30 МГц;
8888*||^|р Электроника
88
88
для транзисторов средней мощности (0,3..Л,5 Вт):
— с граничной частотой не более 3 МГц;
— с граничной частотой 3...30 МГц;
— с граничной частотой более 30 МГц;
для транзисторов большой мощности (более 1,5 Вт):
— с граничной частотой не более 3 МГц;
— с граничной частотой 3...30 МГц;
— с граничной частотой более 30 МГц.
Для обозначения порядкового номера разработки используют двузначное число от 01 до 99. Если порядковый номер разработки превышает число 99, то применяется трехзначное число от 101 до 999.
В качестве классификационной литеры применяются буквы русского алфавита (за исключением 3, О, Ч, Ы, Ш, Щ, Ю, Ь, Ъ, Э).
* Стандарт предусматривает также введение в обозначение ряда дополнительных знаков. В качестве дополнительных элементов обозначения используют следующие символы:
цифры от 1 до 9 — для обозначения модернизаций транзистора, приводящих к изменению его конструкции или электрических параметров;
буква С — для обозначения наборов в общем корпусе (транзисторные сборки);
цифра, написанная через дефис, для бескорпусных транзисторов:
— с гибкими выводами без кристаллодержателя;
— с гибкими выводами на кристаллодержателе;
— с жесткими выводами без кристаллодержателя;
— с жесткими выводами на кристаллодержателе;
— с контактными площадками без кристаллодержателя и без выводов;
— с контактными площадками на кристаллодержателе, но без выводов.
Примеры обозначения приборов:
К Т 9 37 А -2
Дополнительный элемент обозначения
Группа прибора
Порядковый номер разработки
Характерные
эксплуатационные признаки
Подкласс прибора
Исходный
полупроводниковый
КТ937А-2 — кремниевый биполярный, большой мощности, высокочастотный, номер разработки 37, группа А, бескорпусный, с гибкими выводами на кристаллодержа- теле.
Биполярные транзисторы, разработанные до 1964 г. и выпускаемые по настоящее время, имеют систему обозначений, включающую в себя два или три элемента.
Первый элемент обозначения — буква П, характеризующая класс биполярных транзисторов, или две буквы
• МП — для транзисторов в корпусе, герметизируемом способом холодной сварки.
Второй элемент — двух- или трехзначное число, которое определяет порядковый номер разработки и указывает на подкласс транзистора по роду исходного полупроводникового материала, значениям допустимой рассеиваемой мощности и граничной частоты:
от 1 до 99 — германиевые маломощные низкочастотные транзисторы;
’ от 101 до 199 — кремниевые маломощные низкочастот
ные транзисторы;
от 201 до 299 — германиевые мощные низкочастотные транзисторы;
от 301 до 399 — кремниевые мощные низкочастотные транзисторы;
от 401 до 499 — германиевые высокочастотные и СВЧ маломощные транзисторы;
от 501 до 599 — кремниевые высокочастотные и СВЧ маломощные транзисторы;
от 601 до 699 — германиевые высокочастотные и СВЧ мощные транзисторы;
от 701 до 799 — кремниевые высокочастотные и СВЧ мощные транзисторы.
Третий элемент обозначения (у некоторых типов он может отсутствовать) — буква, условно определяющая классификацию по параметрам транзисторов, изготовленных по единой технологии.
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Полевой транзистор является очень широко используемым активным (т. е. способным усиливать сигналы) полупроводниковым прибором. Впервые он был предложен в 1930 г.
Полевыми транзисторами называют активные полупроводниковые приборы, в которых выходным током управляют с помощью электрического поля (в биполярных транзисторах выходной ток управляется входным током). В англоязычной литературе эти транзисторы называют транзисторами типа FET (Field Effect Transistor).
Полевые транзисторы называют также униполярными, так как в процессе протекания электрического тока участвуют только основные носители.
Различают два вида полевых транзисторов: с управляющим переходом и с изолированным затвором. Для определенности вначале обратимся к так называемому полевому транзистору с управляющим р-п -переходом с каналом />-типа.
Устройство и основные физические процессы
Устройство транзистора. Дадим схематическое изображение структуры полевого транзистора с управляющим переходом и каналом p-типа (рис. 1.85) и условное графическое обозначение этого транзистора (рис. 1.86, о). Стрелка указывает направление от слоя р к слою п (как и стрелка в изображении эмиттера биполярного транзистора). В интегральных микросхемах линейные размеры транзисторов могут быть меньше 1 мкм.
ииссааииззссбб
и
и
с
с
а
а
и
и
з
з
с
с
б
б
Рис. 1.86
Удельное сопротивление слоя п (затвора) намного меньше удельного сопротивления слоя р (канала), поэтому область р-л-перехода, обедненная подвижными носителями заряда и имеющая очень большое удельное сопротивление, расположена главным образом в слое р.
Если типы проводимости слоев полупроводника в рассмотренном транзисторе изменить на противоположные, то получим полевой транзистор с управляющим р-п-пере- ходом и каналом л-типа, его условное графическое обозначение представлено на рис. 1.86, б.
Основные физические процессы. Подадим положительное напряжение между затвором и истоком транзистора с каналом p-типа: изи > 0. Оно сместит р-л-переход в обратном направлении.
При увеличении обратного напряжения на р-л-перехо- де он расширяется в основном за счет канала (в силу указанного выше различия в удельных сопротивлениях). Увеличение ширины р-л-перехода уменьшает толщину канала и, следовательно, увеличивает его сопротивление. Это приводит к уменьшению тока между истоком и стоком. Именно это явление позволяет управлять током с помощью напряжения и соответствующего ему электрического поля. Если напряжение изи достаточно велико и равно напряжению отсечки U3U omc, канал полностью перекрывается областью р-п -перехода.
В рабочем (не аварийном) режиме р-л-переход должен находиться под обратным или нулевым напряжением. Поэтому в рабочем режиме ток затвора примерно равен нулю Ц3= 0), а ток стока /с примерно равен току истока iu Vc” *и)-
93 Элементы электронные се?М Ц^^
Важно учитывать, что на ширину р-л-перехода и тол
щину канала прямое влияние может оказывать напряжение между истоком и стоком иис
Пусть «„а = 0 (между истоком и затвором включена за- коротка) и подано положительное напряжение иис (рис. 1.87). Это напряжение через закоротку окажется поданным на промежуток затвор — сток, т. е. окажется, что изс = ииси что р-л-переход находится под обратным напряжением.
Обратное напряжение в различных областях р-л-пере- хода различно. В областях вблизи истока это напряжение практически равно нулю, а в областях вблизи стока это напряжение равно величине «„с. Поэтому р-л-переход будет шире в тех областях, которые ближе к стоку. Обычно считают, что напряжение в канале от истока к стоку увеличивается линейно.
Электронику.
' Можно утверждать, что при иис= Umomc канал полностью перекроется вблизи стока. При дальнейшем увеличении напряжения иис та область канала, в которой он перекрыт, будет расширяться (рис. 1.88).
Рис. 1.88
Характеристики и параметры
Кратко охарактеризуем различные схемы включения полевого транзистора и рассмотрим его характеристики и параметры.
Схемы включения транзистора. Для полевого транзистора, как и для биполярного, выделяют три схемы включения. Для полевого транзистора это схемы с общим затвором (ОЗ), общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее часто используются схемы с общим истоком.
Для понимания особенностей работы некоторого электронного устройства очень полезно уметь относить конкретное решение к той или иной схеме включения (если схема такова, что это в принципе возможно).
Моделирующие программы при замене транзистора математической моделью никак не учитывают способ включения транзистора. Важно понять, что если даже на стадии разработки математической модели имеет место ориентация на конкретную схему включения, то на стадии использования эта модель должна правильно моделировать транзистор во всех самых различных ситуациях.
При объяснении влияния напряжения иис на ширину ^-«-перехода фактически использовалась схема с общим истоком (см. рис. 1.87). Рассмотрим характеристики, соответствующие этой схеме (что общепринято).
Так как в рабочем режиме i3 »0,iu = i^ входными характеристиками обычно не пользуются. Например, для транзистора КП103Л, подробно рассматриваемого ниже, для тока утечки затвора Гзуг при / < 85’С выполняется условие 13уг < 2 мкА.
Изобразим схему с общим истоком (рис. 1.89).
Выходные (стоковые) характеристики. Выходной характеристикой называют зависимость вида ic •^^M«C^LTO=con5t > где /— некоторая функция.
Изобразим выходные характеристики для кремниевого транзистора типа КП103Л с р-л-переходом и каналом p-типа (рис. 1.90).
Обратимся к характеристике, соответствующей условию изи = 0. В так называемой линейной области (иис < 4 В) характеристика почти линейна (все характеристики этой
Линейная область (крутая область, область открытого состояния, «омическая область»)Линейная область (крутая область, область открытого состояния, «омическая область»)Рис. 1.90Рис. 1.90
Линейная область (крутая область, область открытого состояния, «омическая область»)
Линейная область (крутая область, область открытого состояния, «омическая область»)
Рис. 1.90
Рис. 1.90
области представляют собой почти прямые линии, веерообразно выходящие из начала координат). Она определяется сопротивлением канала. Транзистор, работающий в линейной области, можно использовать в качестве линейного управляемого сопротивления.
При иис ~ 3 В канал в области стока перекрывается. Дальнейшее увеличение напряжения приводит к очень незначительному росту тока ic, так как с увеличением напряжения область, в которой канал перекрыт (характеризующаяся очень большим удельным сопротивлением), расширяется. При этом сопротивление на постоянном токе промежутка исток-сток увеличивается, а ток ic практически не изменяется.
Ток стока в области насыщения при изи = 0 и при заданном напряжении иис называют начальным током стока и обозначают через 1С нач. Для рассматриваемых харак-
теристик 1с нач = 5 мА при иис = 10 В. Для транзистора типа КПЮЗЛ минимальное значение тока 1снач равно 1,8 мА, а максимальное — 6,6 мА. При иис > 22 В возникает пробой ^-«-перехода и начинается быстрый рост тока.
Теперь кратко опишем работу транзистора при различных напряжениях изи Чем больше заданное напряжение
изи, тем тоньше канал до подачи напряжения иис и тем ниже располагается характеристика.
Как легко заметить, в области стока напряжение на р-и-переходе равно сумме изи *иис. Поэтому чем больше напряжение изи, тем меньше напряжение иис, соответствующее началу пробоя.
Когда изи = 3 В, канал оказывается перекрыт областью р-л-перехода уже до подачи напряжения иис. При этом до пробоя выполняется условие ic= 0. Таким образом, U3U отс = = ЗВ.
Для рассматриваемого типа транзистора минимальное напряжение отсечки +2 В, а максимальное +5 В. Эти величины соответствуют условию /с= 10 мкА. Это так называемый остаточный ток стока, который обозначают через ^с.остг
Полевой транзистор характеризуется следующими предельными параметрами (смысл которых понятен из обозначений). UUCJMKC, UXMaKCt Рмакс
Для транзистора КПЮЗЛ (7и,,,як,=Ю В, UXMa=\5 В, VMQK = 120 мВт (все при t = 85"С).
Графический анализ схем с полевыми транзисторами. Для лучшего уяснения принципа работы схем с полевыми транзисторами полезно провести графический анализ одной из них (рис. 1.91). Пусть Ес= 4 В; определим, в каких пределах будет изменяться напряжение иис при изменении напряжения изи от 0 до 2 В.
При графическом анализе используется тот же подход, который был использован при анализе схем с диодами и биполярными транзисторами. Для рассматриваемой схе-
4 Электроника
Электроника
мы, в которой напряжение между затвором и истоком рав
но напряжению источника напряжения изн, нет необходимости строить линию нагрузки для входной цепи. Линия нагрузки для выходной цепи задается выражением
Построим линию нагрузки на выходных характеристиках транзистора, представленных на рис. 1.92. Из рисун
ка следует, что при указанном выше изменении напряжения и^ напряжение иис будет изменяться в пределах от 1 до 2,6 В, что соответствует перемещению начальной рабочей точки от точки А до точки В. При этом ток стока будет изменяться от 1,5 до 0,7 мА.
Стокозатворные характеристики (характеристики передачи, передаточные, переходные, проходные характеристики). Стокозатворной характеристикой называют зависимость вида
где / — некоторая функция.
Такие характеристики не дают принципиально новой информации по сравнению с выходными, но иногда более удобны для использования. Изобразим стокозатворные характеристики для транзистора КП103Л (рис. 1.93).
Для некоторых транзисторов задается максимальное (по модулю) допустимое отрицательное напряжение и^, например, для транзистора 2П103Д это напряжение не должно быть по модулю больше чем 0,5 В.
Параметры, характеризующие свойства транзистора усиливать напряжение.
Крутизна стокозатворной характеристики S (крутизна
характеристики полевого транзистора): S=характеристики полевого транзистора): S=dtcdu3Udtcdu3Uизи-заданное * иис -constизи-заданное * иис -const
характеристики полевого транзистора): S=
характеристики полевого транзистора): S=
dtcdu3U
dtcdu3U
изи-заданное * иис -const
изи-заданное * иис -const
Обычно задается и^О. При этом для транзисторов рассматриваемого типа крутизна максимальная. Для КП103Л S = 1,8...3,8 мА/B при иис = 10В, изи= 0, t = 20°С.
Внутреннее дифференциальное сопротивление Ruc диф
(внутреннее сопротивление) Ruc диф=(внутреннее сопротивление) Ruc диф=d^ucdied^ucdieиис — заданное u3U = constиис — заданное u3U = const
(внутреннее сопротивление) Ruc диф=
(внутреннее сопротивление) Ruc диф=
d^ucdie
d^ucdie
иис — заданное u3U = const
иис — заданное u3U = const
Для КП103Л Ruc диф « 25 кОм при и^ = 10 В, изи=0. Коэффициент усиления
duuc
— «зи — заданноеd.U3u ic = const
• ’ Можно заметить, что
^*^ ^ис. диф •
Для КП103Л при 5=2 мА/B и Rwc диф= 25 кОм М= = 2 (мА/В) • 25 кОм = 50.'
Инверсное включение транзистора. Полевой транзистор, как и биполярный, может работать в инверсном режиме. При этом роль истока играет сток, а роль стока — исток.
Прямые (нормальные) характеристики могут отличаться от инверсных, так как области стока и истока различаются конструктивно и технологически.
Частотные (динамические) свойства транзистора. В полевом транзисторе в отличие от биполярного отсутствуют инжекция неосновных носителей и их перемещение по каналу, и поэтому не эти явления определяют динамические свойства. Инерционность полевого транзистора определяется в основном процессами перезаряда барьерной емкости р-п-перехода. Свое влияние оказывают также паразитные емкости между выводами и паразитные индуктивности выводов.
В справочных данных часто указывают значения следующих дифференциальных емкостей, которые перечислим ниже:
входная емкость Сзи — это емкость между затвором и истоком при коротком замыкании по переменному току выходной цепи;
проходная емкость С^ — это емкость между затвором и стоком при разомкнутой по переменному току входной цепи;
выходная емкость Сис — это емкость между истоком и стоком при коротком замыкании по переменному току входной цепи.
101 Элементы электронные, скеМ ^^^
Для транзистора КШОЗЛ Сзи < 20 пФ, С5с < 8 пФ'при им = 10 В и um = 0.-
Крутизну 8, как и коэффициент 0 биполярного транзистора, в ряде случаев представляют в форме комплексного числа 8. При этом, как и для коэффициента 0, определяют предельную частоту /пред. Это та частота, на которой выполняется условие:
где 8пт — значение S на постоянном токе.
Для транзистора КПЮЗЛ данные по fnped в использованных справочниках отсутствуют, но известно, что его относят к транзисторам низкой частоты (предназначенным для работы на частотах до 3 МГц).
Математические модели полевого транзистора
Рассмотрим две математические модели полевого транзистора.
Универсальная модель.
Опишем с некоторыми несущественными упрощениями модель, использующуюся в пакете программ MicroCap II.
Приведем эквивалентную схему транзистора (рис. 1.94), где обозначено:
ги и гс — соответственно объемные сопротивления истока и стока (это малые величины);
iy — источник тока, управляемый напряжениями.
Приведем выражения, описывающие управляемый источник и полученные на основе анализа физических процессов:
для области отсечки
iy = 0 при изц > U3U.omc\
для линейной области
1у ~ Р " ^зи. отс1у ~ Р " ^зи. отс\12~^зи/^ис ^‘^ис\12~^зи/^ис ^‘^ис
1у ~ Р " ^зи. отс
1у ~ Р " ^зи. отс
\12
~^зи/^ис ^‘^ис
\12
~^зи/^ис ^‘^ис
при 0 < иис < U3U отс изи
где Р — так называемая удельная крутизна;
для области насыщения
ty ~ 2 Р ^Рзи. отс изи)
при U3U отс изи иис.
Продифференцируем последнее выражение по изи:
du^
Отсюда следует, что при U3U отс — u3U = 1 В Р = 5, что и
объясняет название — удельная крутизна (но следует учитывать, что размерность Р — A/В2 или мА/В2).
В соответствии с приведенными выражениями точки
выходных характеристик, соответствующие началу режима насыщения, должны лежать на параболе, которая описывается следующим образом. На границе режима насыщения выполняется условие: U3uomc— изи=иис. Из выражений для тока iy как в линейной области, так и в
области насыщения получим: ic = iy=--p-u„c.
Дадим графическую иллюстрацию (рис. 1.95).
Для реальных транзисторов такое разграничение линейной области и области насыщения имеет место не всегда (отрицательный пример — транзистор КП103Л).
С учетом сделанного замечания транзистор КП103Л в первом приближении можно описать приведенными выражениями при Р = 1,1 мА/В2.
Упрощенная эквивалентная схема для переменных составляющих сигналов. Для учебных целей, а также имея в
^^^ Электроника 104
вццу простые приближенные расчеты, рассмотрим эквивалентную схему, которую можно использовать, если известно, что транзистор работает в режиме насыщения (которому соответствует область насыщения), и если амплитуда и частота сигнала достаточно малы (рис. 1.96). Знаком «~» отмечено, что используются переменные составляющие сигналов.
Знак «минус» в выражении — S-u^. отражает тот факт, что при увеличении напряжения между затвором и истоком ток стока уменьшается.
Разновидности полевых транзисторов
Полевые транзисторы с изолированным затвором. В транзисторах этого типа затвор отделен от полупроводника слоем диэлектрика, в качестве которого в кремниевых приборах обычно используется двуокись кремния. Эти транзисторы обозначают аббревиатурой МОП (металл- окисел-полупроводник) и МДП (металл-диэлектрик-по- лупроводник). В англоязычной литературе их обычно обозначают аббревиатурой MOSFET или MISFET (Metal- Oxide (Insulator) — Semiconductor FET).
В свою очередь МДП-транзисторы делят на два типа.
В так называемых транзисторах со встроенным (собственным) каналом (транзистор обедненного типа) и до подачи напряжения на затвор имеется канал, соединяющий исток и сток.
В так называемых транзисторах с индуцированным каналом (транзистор обогащенного типа) указанный выше канал отсутствует.
МДП-транзисторы характеризуются очень большим входным сопротивлением. При работе с такими транзисторами надо предпринимать особые меры защиты от статического электричества. Например, при пайке все выводы необходимо закоротить.
МДП-транзистор со встроенным каналом. Канал может иметь проводимость как p-типа, так и л-типа. Для определенности обратимся к транзистору с каналом р-типа. Дадим схематическое изображение структуры транзистора (рис. 1.97), условное графическое обозначение транзистора с каналом p-типа (рис. 1.98, а) и с каналом л-типа (рис. 1.98, б). Стрелка, как обычно, указывает направление от слоя р к слою л.
Рассматриваемый транзистор (см. рис. 1.97) может работать в двух режимах: обеднения и обогащения.
Режиму обеднения соответствует положительное напряжение изи. При увеличении этого напряжения концен-
ИзоляторИзоляторИсток (И)Исток (И)Затвор (3)Затвор (3)Сток (С)Сток (С)Канал Подложка (П)Канал Подложка (П)33И П СИ П Сбб
Изолятор
Изолятор
Исток (И)
Исток (И)
Затвор (3)
Затвор (3)
Сток (С)
Сток (С)
Канал Подложка (П)
Канал Подложка (П)
3
3
И П С
И П С
б
б
трация дырок в канале уменьшается (так как потенциал затвора больше потенциала истока), что приводит к уменьшению тока стока.
Если напряжение изи больше напряжения отсечки, т. е. если изи > U3U отс, то канал не существует и ток между истоком и стоком равен нулю.
Режиму обогащения соответствует отрицательное напряжение изи. При этом чем больше модуль указанного напряжения, тем больше проводимость канала и тем больше ток стока.
Приведем схему включения транзистора (рис. 1.99).
На ток стока влияет не только напряжение изи, но и напряжение между подложкой и истоком ипи. Однако управление по затвору всегда предпочтительнее, так как при этом входные токи намного меньше. Кроме того, наличие напряжения на подложке уменьшает крутизну.
Подложка образует с истоком, стоком и каналом р-л-переход. При использовании транзистора необходимо следить за тем, чтобы напряжение на этом переходе не смещало его в прямом направлении. На практике подложку подключают к истоку (как показано на схеме) или к точке схемы, имеющей потенциал, больший потенциала
Рис. 1.99
107107Элементы электронных схемЭлементы электронных схем
107
107
Элементы электронных схем
Элементы электронных схем
истока (потенциал стока в приведенной выше схеме мень
ше потенциала истока).
Изобразим выходные характеристики МДП-транзисто- ра (встроенный p-канал) типа КП201Л (рис. 1.100) и его стокозатворную характеристику (рис. 1.101).
МДП-транзистор с индуцированным (наведенным) каналом. Канал может иметь проводимость как p-типа, так и
Рис. 1.100Рис. 1.100
Рис. 1.100
Рис. 1.100
^^р Электроника 108
Рис. 1.102Рис. 1.102313313л-типа. Для определенности обратимся к транзистору с каналом p-типа. Дадим схематическое изображение структуры транзистора (рис. 1.102), условное графическое обозначение транзистора с индуцированным каналом р-типа (рис. 1.103, а) и каналом л-типа (рис. 1.103, б).
Рис. 1.102
Рис. 1.102
313
313
И П С И П С
а6
Рис. 1.103
При нулевом напряжении изи канал отсутствует (рис. 1.102) и ток стока равен нулю. Транзистор может работать только в режиме обогащения, которому соответствует отрицательное напряжение изи. При этом ию > 0.
Если выполняется неравенство и^ > U^,,,^ где (^„^ — так называемое пороговое напряжение, то между истоком и стоком возникает канал p-типа, по которому может протекать ток. Канал p-типа возникает из-за того, что концентрация дырок под затвором увеличивается, а концентрация электронов уменьшается, в результате чего концентрация дырок оказывается больше концентрации электронов. Описанное явление изменения типа проводимости называют инверсией типа проводимости, а слой полупроводника, в котором оно имеет место (и который является каналом), — инверсным (инверсионным). Непосредственно под инверсным слоем образуется слой, обедненный подвижными носителями заряда. Инверсный слой значительно тоньше обедненного (толщина инверс-
109 Элементы электронные с?(еМ W
кого слоя 1 • 10~9 ...5 • 10-9 м, а толщина обедненного слоя
больше в 10 и более раз).
Изобразим схему включения транзистора (рис. 1.104), выходные характеристики (рис. 1.105) и стокозатворную характеристику (рис. 1.106) для МДП-транзистора с индуцированным p-каналом КП301Б.
Полезно отметить, что в пакете программ Micro-Cap II
для моделирования полевых транзисторов всех типов используется одна и та же математическая модель (но, естественно, с различными параметрами).
Применение принципа полевого транзистора
Рассмотрим использование идей, реализованных в полевых транзисторах, в более сложных электронных устройствах.
Ячейка памяти на основе полевого транзистора с изолированным затвором (флэш-память). Рассмотрим структуру и принцип действия ячейки так называемой флэш-па- мяти.
Устройства флэш-памяти являются современными быстродействующими программируемыми постоянными запоминающими устройствами (ППЗУ) с электрической записью и электрическим стиранием информации (ЭСП- ПЗУ; в аббревиатуре нет букв, соответствующих словам «электрическая запись», так как такая запись подразумевается).
Эти устройства являются энергонезависимыми, так как информация не стирается при отключении питания. Ячейки памяти выдерживают не менее 100 000 циклов записи/стирания.
Изобразим упрощенную структуру ячейки флэш-памяти (рис. 1.107).
Ill Элементы электронные сееМ ^Цр
Слои полупроводника, обозначенные через л+, имеют повышенную концентрацию атомов-доноров. Изоляция затворов для упрощения рисунка не показана. Структура ячейки в некотором отношении подобна структуре МДП-транзистора с индуцированным каналом л-типа.
Один из затворов называют плавающим, так как он гальванически не связан с электродами прибора и его потенциал изменяется в зависимости от заряда на нем («плавающий» потенциал).
При записи информации в ячейку памяти электроны из истока туннелируют через тонкий слой изолирующего окисла кремния (толщиной около 1 • 10~8 м) и переходят на плавающий затвор. Накопленный отрицательный заряд на плавающем затворе увеличивает пороговое напряжение U3U порог Поэтому в будущем при обращении к транзистору такой ячейки он будет восприниматься как выключенный (ток стока равен нулю).
При стирании информации электроны уходят с плавающего затвора (также в результате туннелирования) в область истока. Транзистор без заряда на плавающем затворе воспринимается при считывании информации как включенный.
Длительность цикла считывания (чтения) информации составляет не более 85 нс. Состояние ячейки памяти может сохраняться более 10 лет.
Полупроводниковые приборы с зарядовой связью (ПЗС). Прибор с зарядовой связью имеет большое число расположенных на малом расстоянии затворов и соответствующих им структур металл — диэлектрик — полупроводник (МДП). Изобразим упрощенную структуру прибора с зарядовой связью (рис. 1.108).
При отрицательном напряжении на некотором затворе под ним скапливаются дырки, совокупность которых называют пакетом. Пакеты образуются из дырок, инжектированных истоком или возникающих в результате генерации пар электрон-дырка при поглощении оптического
и 31 32 33 34 35 36 си 31 32 33 34 35 36 сшшшшоо
и 31 32 33 34 35 36 с
и 31 32 33 34 35 36 с
шш
шш
о
о
Рис. 1.108
излучения. При соответствующем изменении напряжений на затворах пакеты перемещаются в направлении от истока к стоку.
Приборы с зарядовой связью используются:
в запоминающих устройствах ЭВМ;
в устройствах преобразования световых (оптических) сигналов в электрические.
Классификация полевых транзисторов такая же, как и биполярных транзисторов, т. е. используется буквенноцифровой код, в котором второй элемент — буква П, определяющая подкласс [3].
Примеры обозначения приборов:
КП310А — кремниевый транзистор малой мощности, с граничной частотой более 30 МГц, номер разработки 10, группа А;
2П701Б — кремниевый транзистор большой мощности, с граничной частотой не более 30 МГц, номер разработки 1, группа Б.
ТИРИСТОРЫ
Устройство и основные физические процессы
Тиристорами называют полупроводниковые приборы с двумя устойчивыми режимами работы (включен, выключен), имеющие три или более р-л-переходов.
Тиристор по своему принципу — прибор ключевого действия. Во включенном состоянии он подобен замкнутому ключу, а в выключенном — разомкнутому ключу. Те тиристоры, которые не имеют специальных электродов для подачи сигналов с целью изменения состояния, а имеют только два силовых электрода (анод и катод), называют неуправляемыми, или диодными, тиристорами (дини- сторами). Иначе тиристоры называют управляемыми тиристорами, или просто тиристорами.
Они являются основными элементами в силовых устройствах электроники, которые называют также устройствами преобразовательной техники. Типичными представителями таких устройств являются управляемые выпрямители (преобразуют переменное напряжение в однонаправленное) и инверторы (преобразуют постоянное напряжение в переменное). Динисторы, как правило, используются в слаботочных импульсных устройствах.
Существует большое количество различных тиристоров. Для определенности вначале обратимся к так называемому управляемому по катоду незапираемому тиристору с тремя выводами (два силовых и один управляющий), который проводит ток только в одном направлении.
Дадим упрощенное изображение структуры тиристора (рис. 1.109) и его условное графическое обозначение (рис. 1.110).
Обратимся к простейшей схеме с тиристором (рис. 1.111), где использованы следующие обозначения:
Невыпрямляющиеконтакты металл-полупроводник
Рис. 1.109
К
Рис. 1.110
ia — ток анода (силовой ток в цепи анод—катод тиристора);
«як — напряжение между анодом и катодом;
iy — ток управляющего электрода (в реальных схемах используют импульсы тока);
«ук — напряжение между управляющим электродом и катодом;
“пит — напряжение питания.■
Предположим, что напряжение питания меньше так называемого напряжения переключения Unep (и„ит < Unep) и что после подключения источника питания импульс управления на тиристор не подавался. Тогда тиристор будет находиться в закрытом (выключенном) состоянии. При этом р-л-переходы П] и П3 будут смещены в прямом направлении, а переход П2 — в обратном направлении (см. рис. 1.109), поэтому ток тиристора будет малым Va« 0) и будут выполняться соотношения иак = ипюп, uR«0 (нагрузка отключена от источника питания).
Если предположить, что выполняется соотношение “пит > Unep или что после подключения источника питания (даже при выполнении условия ипит < Unep) был подан импульс управления достаточной величины, то тиристор будет находиться в открытом (включенном) состоянии. При этом все три перехода будут смещены в прямом направлении и будут выполняться соотношения иак « 1 В, *а * “пит/^н» “к” “пит (т е- нагрузка оказалась подключенной к источнику питания).
Существуют тиристоры, для которых напряжение Unep больше, чем 1 кВ, а максимально допустимый ток i0 больше, чем 1 кА.
При изучении принципа работы тиристора очень важно понять, что происходит в момент его включения и почему переход П2 во включенном состоянии смещен в прямом направлении. Для соответствующих объяснений обратимся к условному изображению структуры тиристо-
ра (рис. 1.112). Можно заметить, что такая структура соответствует схеме на двух транзисторах (рис. 1.113). Вначале рассмотрим процесс включения тиристора при иак = = Unep и iy= 0 (так называемое включение по аноду), однако такой способ включения не рекомендуется исполь
зовать на практике.зовать на практике.ОКОКАА—ОУ—ОУ41 = '«при/у = 041 = '«при/у = 0
зовать на практике.
зовать на практике.
ОК
ОК
А
А
—ОУ
—ОУ
41 = '«при/у = 0
41 = '«при/у = 0
Рис. 1.113
Имеют место соотношения:
^к! ^cml 41 "^" ^ко\’
^к2 ^ст! " 1»2 "*" ^ко2’
где а^а^г,!^,!^ - соответственно статические коэффициенты передачи токов эмиттеров и обратные токи коллекторов транзисторов Т, и Т2.
Обозначим через 1КО общий обратный ток />-л-пер*ехо- да П2> тогда
^ко ^ко\ "^ ^коЬполучим
^а *э1(э2 ” *к1 + *к2>
откуда
^а ^ст\ * *а ^ ^ст2 * ^а + ^ко^ ^ i / V
Как уже отмечалось, коэффициенты передачи токов транзисторов изменяются при изменении режимов работы транзисторов.
При малых токах acml+ acm2«l и через тиристор протекает ток ia = 1К0. При увеличении напряжения иак ток JK0 возрастает, и вместе с этим возрастают коэффициенты астХ и аст2. При приближении суммы acml+ аст2 к единице ток ia резко, скачкообразно возрастает и тиристор переходит в открытое (включенное) состояние, после чего ток в схеме ограничивается только сопротивлением нагрузки /?н. Время, в течение которого тиристор переходит во включенное состояние, составляет доли микросекунды или единицы микросекунд (это так называемое время включения teMY
Так как токи баз транзисторов велики и приближаются по своим значениям к токам коллекторов, оба транзистора находятся в режиме насыщения. Это означает, что переход П2 тиристора смещен в прямом направлении.
Процесс включения тиристора можно объяснить и не прибегая к представлению тиристора в виде двух транзисторов. Но и при таком анализе вывод остается прежним: переход П2 во включенном состоянии смещен в прямом направлении. Такое состояние перехода П2 обеспечивается наличием избыточной (по сравнению с выключенным состоянием тиристора) концентрацией в слоях пх и р2 неосновных и основных носителей электричества. Это озна-
чает, что во включенном состоянии в указанных слоях имеются избыточные заряды.
Динисторы, естественно, могут включаться только по аноду.
Теперь рассмотрим процесс включения тиристора при подаче импульса управления и при условии, что иак< Unep (так называемое включение по управляющему электроду). Это рекомендуемый способ включения.
Обратимся к эквивалентной схеме на двух транзисторах (см. рис. 1.113). Легко увидеть, что подача положительного напряжения на управляющий электрод относительно катода вызывает появление тока базы транзистора Т2. Это приводит к включению транзисторов эквивалентной схемы, т. е. к включению тиристора, причем чем больше ток управления, тем при меньшей величине напряжения иак происходит включение тиристора. После окончания импульса управления тиристор остается включенным.
Характерной особенностью рассматриваемого незапи- раемого тиристора, который очень широко используется на практике, является то, что его нельзя выключить с помощью тока управления.
Для выключения тиристора на практике на него подают обратное напряжение иак< 0 и поддерживают это напряжение в течение времени, большего так называемого времени выключения 1выкл. Оно обычно составляет единицы или десятки микросекунд. За это время избыточные заряды в слоях пх и рг исчезают. Для выключения тиристора напряжение питания ипит в приведенной выше схеме (см. рис. 1.111) должно изменить полярность.
После указанной выдержки времени на тиристор вновь можно подать прямое напряжение (ji0K > 0), и он будет выключенным до подачи импульса управления.
Тиристор выключается также в случае, когда обратное напряжение не подается, но ток iQ уменьшается до некоторой малой величины, называемой током удержания i^ При этом напряжение на тиристоре увеличивается скач-
119
кообразно. Такой способ выключения на практике ис
пользуется редко, так как время выключения при этом оказывается значительным.
Существуют так называемые запираемые тиристоры, которые могут быть выключены с помощью тока управления.
Если на тиристор подано обратное напряжение иок<0, то переходы П] и П3 смещаются в обратном направлении и через тиристор протекает малый обратный ток.
Рис. 1.114Рис. 1.114Существуют и широко используются так называемые симметричные тиристоры (симисторы, триаки). Каждый симистор подобен паре рассмотренных тиристоров, включенных встречно-параллельно (рис. 1.114). Дадим условное графическое обозначение симистора (рис. 1.115).
Рис. 1.114
Рис. 1.114
Рис. 1.115
Характеристики
Изобразим семейство статических выходных вольт-амперных характеристик тиристора (рис. 1.116).
Различные характеристики соответствуют различным значениям постоянного тока управления. Но важно помнить, что на практике тиристор обычно включают не постоянным, а импульсным током управления.
При расчете тиристорных схем используют также характеристику цепи управления тиристора, т. е. цепи управляющий электрод—катод. Это зависимость вида iy =/(иук),
где / — некоторая функция. Такая характеристика подобна характеристике диода.
В заключение изобразим семейство статических выходных вольт-амперных характеристик симистора (рис. 1.117).
121 1.4.3.121 1.4.3. Элементы электронные скем
121
1.4.3.
121
1.4.3.
Графический анализ схем
с тиристорами
Выполним анализ схемы с тиристором (рис. 1.118).
Составим для выходного контура уравнение линии нагрузки:
“ак ® ^а ^Н-
Построим эту линию нагрузки на выходных характеристиках тиристора (рис. 1.119). Для определения значений ia и иак необходимо найти ток управления:
Еу-иу Еу
так как напряжение uy близко к нулю.
Если iy > iy2, то режим работы тиристора соответствует точке А (ток ia велик, а напряжение иок мало), т. е. тиристор включен.
Если iy< iyl, то для определения положения рабочей точки тиристора нужна дополнительная информация о предыстории его работы. Если он уже был включен, то режим работы соответствует точке А, если был выключен, то режим работы соответствует точке В.
Классификация и система обозначений
Выпускаемые с 1980 г. тиристоры имеют классификацию и систему обозначений, установленные ГОСТ 20859.1-89 и приведенные в [3]. Вместе с тем в эксплуатации находятся тиристоры, система обозначений которых регламентировалась стандартами (ГОСТ 10862-72, ГОСТ 14069-72 и др.), в настоящее время отмененными. В основу обозначений тиристоров положен буквенноцифровой код, состоящий из четырех элементов (ГОСТ 10862-72): .
Первый элемент (буква или цифра) обозначает исходный материал: Г, или 1, — германий; К, или 2, — кремний; А, или 3, — арсенид галлия.
Второй элемент (буква) — вид прибора: Н — диодный тиристор (динистор); У — триодный тиристор.
Третий элемент (число) обозначает основные функциональные возможности прибора и номер разработки:
от 101 до 199 — диодные и незапираемые триодные тиристоры малой мощности Цос ср < 0,3 А, 10ССр — средний ток в открытом состоянии);
123 Элемента электроиних.с?(еМ ^^^
от 201 до 299 — диодные и незапираемые триодные тиристоры средней мощности (0,3 А < 10с.ср.^ Ю А);
от 301 до 399 — триодные запираемые тиристоры малой мощности (1^ ср < 0,3 А);
от 401 до 499 — триодные запираемые тиристоры средней мощности (0,3 А < 1ос,ср^ Ю А);
от 501 до 599 — симметричные незапираемые тиристоры малой мощности Uoccp < 0,3 А);
от 601 до 699 — симметричные незапираемые тиристоры средней мощности (0,3 А < 1осср < 10 А).
Четвертый элемент (буква) А, Б, В и т. д. обозначает
типономинал прибора.
Буквенно-цифровой код системы в соответствии с ГОСТ
20859.1—89 состоит из следующих элементов:
первый элемент — буква или буквы, обозначающие вид прибора: Т — тиристор; ТЛ — лавинный тиристор; ТС — симметричный тиристор (симистор); ТО — оптотиристор; ТЗ — запираемый тиристор; ТБК — комбинированно выключаемый тиристор; ТД —
тиристор-диод;
второй элемент — буква, обозначающая подвид тиристора по коммутационным характеристикам: Ч — высокочастотный (быстро включающийся) тиристор; Б — быстродействующий; И — импульсный;
третий элемент — цифра (от 1 до 9), обозначающая порядковый номер модификации (разработки);
четвертый элемент — цифра (от 1 до 9), обозначающая классификационный размер корпуса прибора;
пятый элемент — цифра (от 0 до 5), обозначающая конструктивное исполнение;
шестой элемент — число, равное значению максимально допустимого среднего тока в открытом состоянии для тиристоров, лавинных тиристоров, оптотиристоров, комбинированно выключаемых тиристоров, максимально допустимого импульсного тока для импульсных тиристоров, максимально допустимого
'* действующего тока для симисторов и импульсного запираемого тока для запираемых тиристоров. Для тиристоров-диодов шестой элемент состоит из дроби, в числителе которой — значение максимально допустимого среднего тока в открытом состоянии, а в знаменателе — значение максимально допустимого среднего тока в обратном проводящем состоянии;
седьмой элемент — буква X для приборов с обратной полярностью (основание корпуса — катод);
восьмой элемент — число, обозначающее класс по повторяющемуся импульсному напряжению в закрытом состоянии (сотни вольт);•
девятый элемент — группа цифр, обозначающая сочетание классификационных параметров: (du^/d^ для низкочастотных приборов (аббревиатура «зс» означает запертое состояние, а аббревиатура «кр» — критическое значение); (du^/d?)^ и (выкл для высокочастотных приборов; (du^/dt^, 1вкл и !выкл для быстродействующих приборов; для симметричных тиристоров (симисторов) и тиристоров-диодов вместо (du^/d/)^ классификационным параметром является (dijdt\p.
Пример условных обозначений тиристоров по ГОСТ 20859.1-89:
ТЛ171-320-10-6 — тиристор лавинный первой модификации, размер шестигранника «под ключ» 41 мм, конструктивное исполнение — штыревое с гибким катодным выводом, максимально допустимый средний ток в открытом состоянии 320 А, повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 1000 В (10-й класс), критическая скорость нарастания напряжения в закрытом состоянии 500 В/мкс.
125 Элементы. электрояны^асеМ
ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Общая характеристика оптоэлектронных приборов
Оптоэлектронными называют приборы, которые чувствительны к электромагнитному излучению в видимой, инфракрасной и ультрафиолетовой областях, а также приборы, производящие или использующие такое излучение.
Излучение в видимой, инфракрасной и ультрафиолетовой областях относят к оптическому диапазону спектра. Обычно к указанному диапазону относят электромагнитные волны с длиной от 1 нм до 1 мм, что соответствует частотам примерно от 0,5 • 1012 Гц до 5 • 1017 Гц. Иногда говорят о более узком диапазоне частот — от 10 нм до 0,1 мм («5 • 10,2...5 • 1016 Гц). Видимому диапазону соответствуют длины волн от 0,38 мкм до 0,78 мкм (частота около, но меньше 1015 Гц). -
На практике широко используются источники излучения (излучатели), приемники излучения (фотоприемники) и оптроны (оптопары).
Оптроном называют прибор, в котором имеется и источник, и приемник излучения, конструктивно объединенные и помещенные в один корпус.
Из источников излучения нашли широкое применение светодиоды и лазеры, а из приемников — фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы и фототиристоры.
Широко используются оптроны, в которых применяются пары светодиод—фотодиод, светодиод—фототранзистор, светодиод—фототиристор.
Перечислим основные достоинства оптоэлектронных приборов:
высокая информационная емкость оптических каналов передачи информации, что является следствием больших значений используемых частот;
полная гальваническая развязка источников и при
емников излучения;
отсутствие влияния приемника излучения на источник (однонаправленность потока информации);
невосприимчивость оптических каналов к электромагнитным полям (высокая помехозащищенность).
Излучающий диод (светодиод) „
Излучающий диод, работающий в видимом диапазоне волн, часто называют светоизлучающим, или светодиодом.
Рассмотрим устройство, характеристики, параметры и систему обозначений излучающих диодов.
Устройство. Схематическое изображение структуры излучающего диода представлено на рис. 1.120, а; его условное графическое обозначение — на рис. 1.120, б.
Излучение возникает при протекании прямого тока диода в результате рекомбинации электронов и дырок в области />-я-перехода и в областях, примыкающих к указанной области. При рекомбинации излучаются фотоны.
Характеристики и параметры. Для излучающих диодов, работающих в видимом диапазоне (длина волны от
бб
б
б
127 Элементы электронные сеем ^^^
0,38 до 0,78 мкм, частота около, но меньше 1015 Гц), широко используются следующие характеристики:
зависимость яркости излучения L от тока диода / (яркостная характеристика);
зависимость силы света /v от тока диода /.
Для излучающих диодов, работающих не в видимом диапазоне, используют характеристики, отражающие зависимость мощности излучения Р от тока диода /".
Изобразим яркостную характеристику для светоизлучающего диода типа AJI102A (рис. 1.121). Цвет свечения этого диода — красный.
кд — кандела
Изобразим график зависимости силы света от тока для светоизлучающего диода типа AJI316A (рис. 1.122) (цвет свечения — красный).
Изобразим зону возможных положений (рис. 1.123) графика зависимости мощности излучения от тока для излучающего диода типа AJI119A, работающего в инфракрасном диапазоне (длина волны 0,93...0,96 мкм).
Приведем для диода типа AJI119А его некоторые параметры:
время нарастания импульса излучения — не более 1000 нс;
время спада импульса излучения — не более 1500 нс;
постоянное прямое напряжение при / = 300 мА — не более 3 В;
постоянный максимально допустимый прямой ток при / < +85’С — 200 мА;
температура окружающей среды -60...+85°С.
Для информации о возможных значениях коэффициента полезного действия отметим, что излучающие диоды типа ЗЛ115А, АЛ115А, работающие в инфракрасном
диапазоне (длина волны около 0,95 мкм, ширина спектра не более 0,05 мкм), имеют коэффициент полезного действия не менее 10%.
Система обозначений. Давно существующая система обозначений предполагает использование двух или трех букв и трех цифр, например АЛ316 или АЛС331 и приведена в [3]. Первая буква указывает на материал, вторая (или вторая и третья) — на конструктивное исполнение: Л — единичный светодиод, ЛС — ряд или матрица светодиодов. Последующие цифры (а иногда буквы) обозначают номер разработки. Нельзя не признать такую систему несовершенной. .
В настоящее время источники излучения обозначаются как частный случай индикаторов. Современные обозна
чения индикаторов содержат семь элементов.
Первый элемент — буква И, обозначающая принадлежность прибора к знакосинтезирующим индикаторам (ЗСИ).
Второй элемент — буква, обозначающая вид индикатора: Н — вакуумные накаливаемые; Л — вакуумные электролюминесцентные; Ж — жидкокристаллические; П — полупроводниковые; Э — электролюминесцентные.
Третий элемент — буква, характеризующая отображаемую информацию: Д — единичная; Ц — цифровая; В — буквенно-цифровая; Т — шкальная; М — мнемоническая; Г — графическая.
Четвертый элемент — число, указывающее на порядковый номер разработки: номер с 1-го по 69-й — индикаторы без встроенного управления; с 70-го по 99-й — со
встроенным управлением.
Пятый элемент — буква, обозначающая принадлежность индикатора к одной из классификационных групп приборов, изготовленных по общему технологическому процессу. Используются буквы русского алфавита от А до Я (не употребляются 3, О, Ы, Ь, Ъ, Ш, Щ).
* Шестой элемент — дробь или произведение, характеризующее информационное поле индикатора (кроме единичных индикаторов). Для одноразрядных и многоразрядных сегментных индикаторов — дробь, числитель которой — число сегментов, знаменатель — число разрядов. Для одноразрядных и многоразрядных матричных индикаторов — дробь, числитель которой — число разрядов, знаменатель — произведение числа элементов в строке на число элементов в столбце. Для матричных индикаторов без фиксированных знакомест — произведение числа элементов в строке на число элементов в столбце. Для мнемонических и шкальных индикаторов шестой элемент указывает число элементов индикатора.
Седьмой элемент — буква, обозначающая цвет свечения. Для одноцветных индикаторов: К — красный, Л — зеленый, С — синий, Ж — желтый, Р — оранжевый, Г — голубой (для одиночных и полупроводниковых индикаторов всех видов). Для многоцветных индикаторов всех видов — буква М.
Обозначение бескорпусных полупроводниковых индикаторов содержит цифру — восьмой элемент, определяющий модификацию конструктивного исполнения: 1 — с гибкими выводами без кристаллодержателя подложки; 2 — с гибкими выводами на кристаллодержателе; 3 — с жесткими выводами без кристаллодержателя; 4 — с жесткими выводами на кристаллодержателе; 5 — с контактными площадками без кристаллодержателя и выводов; 6 — с контактными площадками на кристаллодержателе без выводов, кристалл на подложке; 7 — с жесткими выводами без кристаллодержателя, не разделенными на общей пластине; 8 — с контактными пластинами без кристаллодержателя и выводов, на общей пластине.
Иногда перед буквой И появляется буква К, что обозначает прибор широкого общепромышленного применения.•. ..
131 1.5.3.131 1.5.3. Элементы электронных. схем
131
1.5.3.
131
1.5.3.
Фоторезистор
Поток излученияПоток излученияНевыпрямляющие контакты металл-полупроводник аНевыпрямляющие контакты металл-полупроводник аФоторезистором называют полупроводниковый резистор, сопротивление которого чувствительно к электромагнитному излучению в оптическом диапазоне спектра. Дадим схематическое изображение структуры фоторезистора (рис. 1.124, а) и его условное графическое обозначение (рис. 1.124, б).
Поток излучения
Поток излучения
Невыпрямляющие контакты металл-полупроводник а
Невыпрямляющие контакты металл-полупроводник а
б
Рис. 1.124
Поток фотонов, падающих на полупроводник, вызывает появление пар электрон-дырка, увеличивающих проводимость (уменьшающих сопротивление). Это явление называют внутренним фотоэффектом (эффектом фотопроводимости).
Фоторезисторы часто характеризуются зависимостью тока i от освещенности Е при заданном напряжении на резисторе. Это так называемая люкс-амперная характеристика.
Изобразим такую характеристику для фоторезистора типа ФСК-Г7, который работает в видимой части спектра (рис. 1.125).
Рис. 1.125
Часто используют следующие параметры фоторезисторов:
номинальное темновое (при отсутствии светового потока) сопротивление (для ФСК-Г7 это сопротивление равно 5 МОм);
интегральную чувствительность (чувствительность называют интегральной, так как ее определяют при освещении фоторезистора светом сложного спектрального состава).
Интегральная чувствительность (токовая чувствительность к световому потоку) 5 определяется выражением
где 1ф — так называемый фототок (это разность между током при освещении и током при отсутствии освещения);
Ф — световой поток.
Для фоторезистора ФСК-Г7 S = 0,7 А/лм.
Фотодиод
Рассмотрим устройства, основные физические процессы, характеристики и параметры фотодиода.
Устройство и основные физические процессы. Изобразим упрощенную структуру фотодиода (рис. 1.126, а) и его условное графическое обозначение (рис. 1.126, б).
АОАОПоток излученияПоток излученияОбласть р-п-перехода аОбласть р-п-перехода аОКОК
АО
АО
Поток излучения
Поток излучения
Область р-п-перехода а
Область р-п-перехода а
ОК
ОК
Рис. 1.126
Физические процессы, протекающие в фотодиодах, носят обратный характер по отношению к процессам, протекающим в светодиодах. Основным физическим явлением в фотодиоде является генерация пар электрон- дырка в области р-л-перехода и в прилегающих к нему областях под действием излучения.
Электрическое поле р-л-перехода разделяет электроны и дырки. Неосновные носители электричества, для которых поле является ускоряющим, выводятся этим полем за переход. Основные носители задерживаются полем в своей области проводимости.
Генерация пар электрон-дырка приводит к увеличению обратного тока диода при наличии обратного напряжения и к появлению напряжения иак между анодом и катодом при разомкнутой цепи. Причем в соответствии со сделанным замечанием о разделении электронов и дырок иак > О (дырки переходят к аноду, а электроны — к катоду).
Характеристики и параметры. Фотодиоды удобно характеризовать семейством вольт-амперных характеристик, соответствующих различным световым потокам (световой поток измеряется в люменах, лм) или различным освещенностям (освещенность измеряется в люксах, лк).
Обратимся к вольт-амперным характеристикам (ВАХ) фотодиода (рис. 1.127). Пусть вначале световой поток равен нулю, тогда ВАХ фотодиода фактически повторяет
ВАХ обычного диода. Если световой поток не равен нулю, то фотоны, проникая в область />-л-перехода, вызывают генерацию пар электрон-дырка. Под действием электрического поля р-л-перехода носители электрода движутся к электродам (дырки — к электроду слоя р, электроны — к электроду слоя п\ В результате между электродами возникает напряжение, которое возрастает при увеличении светового потока. При положительном напряжении анод- катод ток диода может быть отрицательным (четвертый квадрант характеристики). При этом прибор не потребляет, а вырабатывает энергию.
На практике фотодиоды используют и в так называемом режиме фотогенератора (фотогальванический режим, вентильный режим), и в так называемом режиме фотопреобразователя (фотодиодный режим).
135 Элементы электронных, схем ^^р
Режим фотогенератора имеет место при и > 0 и Z < О (четвертый квадрант). При этом диод отдает энергию во внешнюю цепь (и - i< 0). В этом режиме работают солнечные элементы. В настоящее время коэффициент полезного действия солнечных элементов достигает 20%. Пока энергия, вырабатываемая солнечными элементами, примерно в 50 раз дороже энергии, получаемой из угля, нефти или урана. Но ожидается, что стоимость энергии, получаемой с помощью солнечных батарей, будет снижаться.
Режим фотопреобразователя соответствует соотношениям и < 0 и z < 0 (третий квадрант). В этом режиме фотодиод потребляет энергию (и • i > 0) от некоторого обязательно имеющегося в цепи внешнего источника напряжения (рис. 1.128). Графический анализ этого режима выполняется при использовании линии нагрузки, как и для обычного диода. При этом характеристики обычно условно изображают в первом квадранте (рис. 1.129).
Рис. 1.129Рис. 1.129Рис. 1.128Рис. 1.128
Рис. 1.129
Рис. 1.129
Рис. 1.128
Рис. 1.128
Фотодиоды являются более быстродействующими приборами по сравнению с фоторезисторами. Они работают на частотах 107—1010 Гц. Фотодиод часто используется в оптопарах светодиод-фотодиод. В этом случае различные характеристики фотодиода соответствуют различным токам светодиода (который при этом создает различные световые потоки). Изобразим соответствующие току светоди-
ода 20 мА характеристики фотодиода, входящего в оптопару АОД112А-1 (рис. 1.130, о).
При этом ток i и напряжение и фотодиода соответствуют обычным для диодов условно-положительным направлениям (рис. 1.130, б).
Рис. 1.130Рис. 1.130
Рис. 1.130
Рис. 1.130
Фототранзистор и фототиристор
Выходные характеристики фототранзистора подобны выходным характеристикам обычного биполярного транзистора, но теперь положение характеристик определяется не током базы, а уровнем освещенности (или величиной светового потока).
Свойства фототиристора подобны свойствам обычного тиристора, однако с той лишь особенностью, что включение тиристора осуществляется не с помощью импульса тока управления, а с помощью светового импульса.
137 1.5.6.137 1.5.6. Элемента электронки;^ с?(.еМ
137
1.5.6.
137
1.5.6.
Оптрон (оптопара)
Оптрон — полупроводниковый прибор, содержащий источник излучения и приемник излучения, объединенные в одном корпусе и связанные между собой оптически, электрически или одновременно обеими связями. Очень широко распространены оптроны, у которых в качестве приемника излучения используются фоторезистор, фотодиод, фототранзистор и фототиристор.
В резисторных оптронах выходное сопротивление при изменении режима входной цепи может изменяться в 107...108 раз. Кроме того, вольт-амперная характеристика фоторезистора отличается высокой линейностью и симметричностью, что и обусловливает широкую применимость резисторных оптопар в аналоговых устройствах. Недостатком резисторных оптронов является низкое быстродействие — 0,01...1 с.
В цепях передачи цифровых информационных сигналов применяются главным образом диодные и транзисторные оптроны, а для оптической коммутации высоковольтных сильноточных цепей — тиристорные оптроны. Быстродействие тиристорных и транзисторных оптронов характеризуется временем переключения, которое часто лежит в дипазоне 5...50 мкс. Для некоторых оптронов это время меньше.
Рассмотрим несколько подробнее оптопару светодиод-фотодиод. Дадим условное графическое обозначение этой оптопары (рис. 1.131, о).
' Напомним, что излучающий диод (слева) должен быть включен в прямом направлении, а фотодиод — в прямом (режим фотогенератора) или в обратном направлении (режим фотопреобразователя).
Воспользуемся общепринятым выбором условно-положительных направлений для токов и напряжений диодов оптопары (рис. 1.131, б).
Изобразим зависимость тока 1вых от тока iex при ивых=0 для оптопары АОД107А (рис. 1.132).
Рис. 1.132
Указанная оптопара предназначена для работы как в фо- тогенераторном, так и в фотопреобразовательном режиме.
Разновидности индикаторов
К основным типам индикаторов относятся: полупроводниковые индикаторы (ППИ), вакуумные люминесцентные индикаторы (ВЛИ), газоразрядные индикаторы (ГРИ) и жидкокристаллические индикаторы (ЖКИ).
Простейшими ППИ являются светодиоды. Помимо них выпускаются цифровые и буквенно-цифровые, одно- и многоразрядные, шкальные и матричные ППИ. Они характеризуются высокой яркостью, большим сроком службы, низким рабочим напряжением, имеют малую инерционность и очень стойки к механическим воздействиям. '
ВЛИ представляют собой вакуумный триод, содержащий прямонакальный катод, сетку и несколько анодов, покрытых люминофором и расположенных в одной плоскости. При подаче напряжения накала катод испускает электроны, которые под действием электрических полей сетки и анодов устремляются к анодам, и люминофор анодов начинает светиться.
Индикаторы этого типа обладают большой яркостью и долговечностью, незначительной потребляемой мощностью и хорошо сопрягаются с микросхемами на МДП- структурах.
Газоразрядные индикаторы до появления ВЛИ и ППИ были основными приборами техники индикации. И сейчас они широко применяются из-за высокой яркости, малой потребляемой мощности и высокого быстродействия. Но значительные рабочие напряжения (сотни вольт) не позволяют подключить ГРИ непосредственно к микросхемам. '
Практически все ГРИ представляют собой газоразряд
ные диоды, содержащие один или несколько катодов и анод. При увеличении разности потенциалов между анодом и некоторым катодом ток через такой диод резко возрастает, а газ начинает светиться.
ЖКИ имеют небольшие размеры, питаются от источника с низким напряжением, потребляют очень малую мощность (не более 100 мкВт) и обеспечивают хорошую четкость знаков при самом различном наружном освещении.
Поясним подробнее, что же такое жидкие кристаллы. Среди большого количества различных веществ, находящихся в жидком состоянии, значительная часть состоит из молекул, имеющих форму нити. Под воздействием электрического поля и в определенном диапазоне температур (1О...55°С) в таких веществах возникает специфический эффект динамического рассеивания, в результате которого их коэффициент преломления (как для проходящего, так
^^^ Электроника 140
и для отраженного света) изменяется, и жидкость, непрозрачная в нормальном состоянии, начинает пропускать свет (она оказывается подобной твердому кристаллу). Таким образом, сами жидкокристаллические индикаторы света не излучают. Для них необходимы источники постороннего света той или иной длины волны.
1.6. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Операционный усилитель (ОУ) — это высококачественный усилитель, предназначенный для усиления как постоянных, так и переменных сигналов. Ранее такие усилители использовали главным образом в аналоговых вычислительных устройствах для выполнения математических операций (сложения, вычитания и т. д.). Это объясняет происхождение термина «операционный». В настоящее время очень широко используются операционные усилители в виде полупроводниковых интегральных схем. Эти схемы содержат большое число (десятки) элементов (транзисторов, диодов и т. д.), но по размерам и стоимости приближаются к отдельным транзисторам. Оказалось, что операционные усилители очень удобно использовать для решения самых различных задач преобразования и генерирования маломощных сигналов, поэтому эти усилители очень широко используются на практике.
При инженерной разработке электронных устройств на основе операционных усилителей полезно иметь представление о внутренней структуре операционных усилителей, особенно об устройстве входных и выходных каскадов, что помогает правильно решать вопросы согласования операционных усилителей с источниками входных сигналов и приемниками преобразованных сигналов.
Однако во многих случаях нет необходимости учитывать особенности электронной схемы, реализованной в том или ином операционном усилителе. При этом операционный усилитель рассматривается как «черный ящик», который описывается характеристиками и параметрами,
соответствующими токам и напряжениям только внешних выводов. Особенности электрических процессов во внутренних цепях операционного усилителя при таком подходе не учитываются. Именно поэтому начальные сведения по операционным усилителям даются в начальном разделе курса электроники, в котором изучают электронные приборы (диоды, транзисторы и т. д.).
Вообще следует отметить, что при обращении к тому или иному объекту как электроники, так и других областей науки и техники всегда можно выделить следующие две тенденции. Первая тенденция состоит в стремлении как можно подробнее изучить и учесть внутреннюю структуру и внутренние процессы объекта, а вторая — в стремлении охарактеризовать объект так, чтобы эта структура и эти процессы учитывались как можно меньше. В отношении операционного усилителя можно сказать, что представление его в форме «черного ящика» значительно упрощает анализ электронных схем и обычно дает вполне приемлемые практические результаты.
Краткое описание операционного усилителя
Рассмотрим наиболее широко используемые разновидности операционных усилителей, для питания которых применяются два источника напряжения (обычно +15 В и —15 В). По-другому это называют питанием от источника с нулевым выводом или от расщепленного источника ±15 В.
" Приведем один из вариантов условного графического обозначения операционного усилителя (рис. 1.133). Обозначение общего вывода «0V» расшифровывается как «ноль вольт». Для уяснения назначения выводов изобразим типичную схему на операционном усилителе — схему инвертирующего усилителя (рис. 1.134).
Инвертирующий вход
Неинвертирующий вход Выводы для подключения положительного и отрицательного напряжения питания
Общий вывод
Рис. 1.133Рис. 1.133Ниже будет показано, что если входное напряжение ивх достаточно мало по модулю, то выходное напряжение ивых определяется выражением *
Рис. 1.133
Рис. 1.133
143143Элементы электроннызссхеМЭлементы электроннызссхеМивых ~ивых ~—U™ вх—U™ вх^ос«1 •^ос«1 •Часто на схемах выводы + U, —17 и 0V не указывают (но, естественно, подразумевают) и используют упрощенное условное графическое обозначение (рис. 1.135). При этом приведенная выше типичная схема приобретает упрощенный вид (рис. 1.136).
143
143
Элементы электроннызссхеМ
Элементы электроннызссхеМ
ивых ~
ивых ~
—U™ вх
—U™ вх
^ос
«1 •
^ос
«1 •
Рис. 1.136Рис. 1.136Рис. 1.135
Рис. 1.136
Рис. 1.136
В литературе, особенно зарубежной, часто используют условные графические обозначения, не соответствующие стандарту, принятому у нас (рис. 1.137).
Инвертирующий вход
ВыходВыходНеинвертирующий вход
Выход
Выход
' Обозначим напряжения на выводах операционного усилителя (рис. 1.138).
“диф“дифивыхивыхРис. 1.138Рис. 1.138
“диф
“диф
ивых
ивых
Рис. 1.138
Рис. 1.138
Напряжение идиф между инвертирующим и неинвертирующим входами называют дифференциальным напряжением (дифференциальным сигналом). Ясно, что
идиф =“+- «-•
Операционные усилители конструируют таким образом, чтобы они как можно больше изменяли напряжение «выхпри изменении дифференциального сигнала (т. е. разности «+ — и_) и как можно меньше изменяли напряжение ивых при одинаковом изменении напряжений «+ и и_.
Пусть идиф = 0. Сделаем обозначение: иСФ= и* = и_. Напряжение исф называют синфазным напряжением (синфазным сигналом). Используя этот термин, можно сказать, что операционные усилители конструируют таким образом, чтобы влияние синфазного сигнала на выходное напряжение было как можно меньше.
Передаточная характеристика
Операционный усилитель хорошо характеризует его передаточная характеристика — зависимость вида
“вых / ^диф)’
где /— некоторая функция.
Изобразим график этой зависимости (рис. 1.139)" для операционного усилителя К140УД1Б (это один из первых отечественных операционных усилителей). Эта конкрет
ная характеристика не проходит через начало координат. У различных экземпляров операционных усилителей одного и того же типа эта характеристика может проходить как слева, так и справа от начала координат. Заранее предсказать точное положение этой характеристики невозможно. Значение напряжения и^, при котором выполняется условие ивых= 0, называют напряжением смещения (напряжением смещения нуля) и обозначают через Uy, Для операционного усилителя типа К140УД1 известно только то, что напряжение UCM лежит в диапазоне от —10 до +10 мВ. А это означает, что при нулевом напряжении идиф напряжение ивых может лежать в пределах от минимально возможного (около —7 В) до максимально возможного (около +10 В).
Для того чтобы при нулевом усиливаемом сигнале напряжение на выходе было равным нулю, т. е. для того чтобы передаточная характеристика проходила через начало координат, предусматривают меры по компенсации напряжения смещения (балансировка, коррекция нуля, на-
^^^ Электроника 146
стройка нуля). В некоторых операционных усилителях (в том числе и типа К.140УД1Б) не предусмотрены специальные выводы, воздействуя на которые можно было бы компенсировать напряжение смещения. В этом случае на входы операционного усилителя, кроме усиливаемого сигнала, нужно подавать напряжение, компенсирующее напряжение смещения. В некоторых операционных усилителях для компенсации напряжения смещения предусмотрены специальные выводы. Изобразим типовую схему включения операционного усилителя типа К140ХЦ8А, в котором предусмотрены такие выводы (рис. 1.140).
Через NC обозначены специальные выводы для балансировки. Цифрами обозначены номера выводов.
Диапазон выходного напряжения, соответствующий почти вертикальному участку передаточной характеристики, называется областью усиления. Соответствующий этому диапазону режим работы называют режимом усиления (линейным, активным режимом). В линейном режиме
“вых ^ ‘ “диф>■
где К — коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления напряжения, коэффициент усиления дифференциального сигнала).
Обычно величина К лежит в пределах 1О4...1О5. К примеру, для операционного усилителя типа К140УД1Б К = 1350...12 000, для операционного усилителя К140УД14А К не менее 50 000.
Диапазоны выходного напряжения вне области усиления называются областями насыщения. Соответствующий этим областям режим называют режимом насыщения. Обычно считается, что в режиме насыщения выполняется условие
“вых = ^Unum -ЗВ (при идиф > 0) ИЛИ
“вых ^пит + 3 В (при и^иф < 0), где +Unum и —Unum — напряжения питания.
В приближенных расчетах иногда считают, что в режиме насыщения ивых = или ивых = -Unum.
Реальные электронные устройства на основе операционного усилителя практически всегда имеют коэффици- - ент усиления значительно меньше К, так как в них используется отрицательная обратная связь. Пример схемы с отрицательной обратной связью приведен на рис. 1.134.
Легко заметить, что чем больше коэффициент К при заданных напряжениях+U„„m и — Unum, тем меньше тот диапазон значений напряжения «^, который соответствует режиму усиления. Так, если К = 50000 и + (/„„„ = |~1/|пит= = 15 В, то величина («^ не может превышать значения 15 / 50000 = 300 • 10-6 В = 300 мкВ. Если наперед известно, что операционный усилитель работает в режиме усиления, то при практических расчетах обычно принимают, чтои^-0.
Влияние различных факторов на выходное напряжение операционного усилителя
При практическом использовании операционного усилителя необходимо учитывать, что различные факторы могут существенно влиять на его выходное напряжение.
Влияние синфазного напряжения на выходное напряжение. Обратимся к схеме (рис. 1.141), в которой имеется только синфазный сигнал иСф^идиф= 0). Изобразим типичный график зависимости ивых от исф для операционного усилителя (рис. 1.142).
Если модуль |мс^| сравнительно мал, то синфазный сигнал слабо влияет на напряжение ивых. Иначе его влияние, как следует из графика, может быть очень существенным.
Если синфазный сигнал оказывается чрезмерно большим по модулю, то операционный усилитель может выйти из строя. Влияние синфазного сигнала при его малых по модулю значениях характеризуют коэффициентом усиления синфазного сигнала Ксф и коэффициентом ослабления синфазного сигнала К^. сф:
If _ “»ЫХ If _ ^
^сф ,,’• ^оссф If "
^сф^сф
Коэффициент К всегда положителен. Коэффициенты К^ и К^ ^ могут быть как положительными, так и отрицательными. Но в справочных данных обычно указывают модули этих коэффициентов. Модуль коэффициента К^ обычно близок к единице, поэтому модуль коэффициента К^ обычно такого же порядка, что и коэффициент К. Коэффициент Кд,. сф часто измеряют в децибелах, обозначая его в этом случае через Кос- сф дБ:
. Кос. сф. дБ 20 * log (К^ сф|.
Например, для операционного усилителя типа К140УД1Б при напряжении питания ±12,6 В синфазный сигнал исф должен лежать в пределах —6...+6 В. Для этого усилителя коэффициент К^. сф дБ не меньше 60 дБ. Это означает, что модуль (К^ ^ не меньше 1000.
Влияние входных токов на выходное напряжение. Рассмотрим схему с операционным усилителем, во входной цепи которого включены два резистора (рис. 1.143).
В этой схеме источники входных сигналов отсутствуют, однако входные токи /+ и /_ для реальных операционных усилителей не равны нулю. Эти токи могут быть в зависимости от типа операционного усилителя и положительными, и отрицательными. Если во входном каскаде операционного усилителя используются биполярные
Электронику.Электронику.150150
Электронику.
Электронику.
150
150
транзисторы, то токи i+ L обычно лежат в пределах от десятков наноампер до единиц микроампер, а если используются полевые транзисторы, то они обычно лежат в пределах от долей пикоампер до десятков наноампер. К примеру, для операционного усилителя типа К140УД1Б токи /+, /_ при / = 85°С не превышают 11 мкА (во входном каскаде — биполярные транзисторы), а для усилителя К140УД8А типовое значение этих токов при / — 70°С равно 10 нА (во входном каскаде — полевые транзисторы с р-л-переходом).
Даже если выполняется равенство i+ = /_, но сопротивления R+ и R_ различны (R+ * R_), разность падений напряжения на этих сопротивлениях будет воспринята усилителем как дифференциальный сигнал и вызовет появление напряжения на нагрузке. Поэтому стремятся к тому, чтобы эквивалентные сопротивления цепей, подключенных к инвертирующему и неинвертирующему входам, были одинаковыми. К сожалению, токи /+ и i_ не всегда одинаковы, и это является еще одной причиной нарушения режима работы операционного усилителя.
Влияние температуры, напряжения питания и времени (старения) на выходное напряжение. Влияние указанных факторов проявляется в том, что под их воздействием изменяется напряжение смещения UCM. Для приближенной
оценки этого влияния можно считать, что напряжение UCM может изменяться следующим образом:
на единицы — десятки микровольт при изменении температуры на ГС;
на единицы — десятки микровольт при изменении напряжения питания на 1 В;
на доли — единицы микровольт при увеличении срока службы схемы на 1 месяц.
Амплитудно-частотная, фазочастотная характеристики операционного усилителя и его эквивалентная схема
При увеличении частоты / уменьшается коэффициент К и возникает сдвиг по фазе ф между напряжениями идиф и ивых (предполагается, что эти напряжения синусоидальные). Для учета этого удобно использовать комплексный коэффициент усиления по напряжению к:
_ ^вЫХдиф
где Uвых, идиф — соответственно комплексные действующие значения переменных напряжений идиф и ивыг На практике широко используют графики амплитудно
частотной и фазочастотной характеристик для К. Каждую отдельную характеристику или пару этих характеристик называют диаграммой Боде.
На практике модуль | к | часто измеряют в децибелах, обозначая его при этом через | К| дБ.
По определению | к |d£ = 20-lg| к |.
' Изобразим схематически амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики для операционного усилителя типа К140УД8 (рис. 1.144, а, б).
а
Ф, градФ, градбРис. 1.144бРис. 1.144/, Гц/, Гц
Ф, град
Ф, град
б
Рис. 1.144
б
Рис. 1.144
/, Гц
/, Гц
По оси ординат будем откладывать как значения |£|, так и значения | к| дБ.
Обратим внимание на тот факт, что для оси абсцисс каждого графика используется логарифмический масштаб.
Очень важно отметить, что несмотря на то, что модуль | А" | и сдвиг по фазе начинают уменьшаться уже при очень малых частотах (около 10 Гц), подобные операционные усилители могут вполне успешно работать на значительно более высоких частотах (в десятки и сотни килогерц).
Дело в том, что в практических схемах, как уже отмечалось, обычно используется отрицательная обратная связь, а она, как будет показано ниже, значительно улучшает частотные свойства схем на основе операционных усилителей.
У некоторых операционных усилителей частотные характеристики таковы, что возможно самовозбуждение (при этом усилитель на основе операционного усилителя превращается в генератор). Для необходимого изменения частотных характеристик используют корректирующие устройства (конденсаторы или ЛС-цепочки). Выводы операционного усилителя, предназначенные для подключения корректирующих цепей, обозначают через FC (от англ, frequency correction). Операционный усилитель К140УД8 не требует использования внешних корректирующих цепей.
рI f-o ВыходрI f-o ВыходИнвертирующий о вход11Инвертирующий о вход11“вых Д.“диф1“вых Д.“диф1Рис. 1.145Рис. 1.145Простейшая эквивалентная схема операционного усилителя изображена на рис. 1.145. Она может использоваться только на низких частотах (или на постоянном токе). Функция Ни^ф) отражает особенности передаточной характеристики операционного усилителя. Часто принимают, что /?вЛ.= оо (/_ = /+ = 0), Квых = 0, К-ь о».
р
I f-o Выход
р
I f-o Выход
Инвертирующий о вход11
Инвертирующий о вход11
“вых Д.“диф1
“вых Д.“диф1
Рис. 1.145
Рис. 1.145
^диф
Неинвертирующий о— входi
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Интегральные микросхемы часто называют просто интегральными схемами. По определению интегральная схема (ИС) — микроэлектронное изделие (т. е. изделие с высокой степенью миниатюризации), выполняющее определенную функцию преобразования и обработки сигнала и имеющее высокую плотность упаковки электрически соединенных элементов (или элементов и компонентов) и (или) кристаллов, которое с точки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматривается как единое целое. •
Элемент интегральной схемы — часть интегральной схемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента (резистора, диода, транзистора и т. д.), причем эта часть выполнена нераздельно от других частей и не может быть выделена как самостоятельное изделие с точки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации.
Компонент интегральной схемы в отличие от элемента может быть выделен как самостоятельное изделие с указанной выше точки зрения.
По конструктивно-технологическим признакам интегральные схемы обычно разделяют на:
полупроводниковые;
гибридные;
пленочные.
В полупроводниковой схеме все элементы и межэлементные соединения выполнены в объеме или на поверхности полупроводника. В таких схемах нет компонентов. Это наиболее распространенная разновидность интегральных схем.
Интегральную схему называют гибридной, если она содержит компоненты и (или) отдельные кристаллы полупроводника.•
В пленочных интегральных схемах отдельные элементы и межэлементные соединения выполняются на поверхности диэлектрика (обычно используется керамика). При этом применяются различные технологии нанесения пленок из соответствующих материалов.
По функциональным признакам интегральные схемы подразделяют на аналоговые (операционные усилители, источники вторичного электропитания и др.) и цифровые (логические элементы, триггеры и т. п.).
Краткая историческая справка. Первые опыты по созданию полупроводниковых интегральных схем были осуществлены в 1953 г., а промышленное производство интегральных схем началось в 1959 г. В 1966 г. был начат выпуск интегральных схем средней степени интеграции (число элементов в одном кристалле до 1000). В 1969 г. были созданы интегральные схемы большой степени интеграции (большие интегральные схемы, БИС), содержащие до 10 000 элементов в одном кристалле.
В 1971 г. были разработаны микропроцессоры, а в 1975 г. — интегральные схемы сверхбольшой степени интеграции (сверхбольшие интегральные схемы, СБИС), содержащие более 10 000 элементов в одном кристалле. Полезно отметить, что предельная частота биполярных транзисторов в полупроводниковых интегральных схемах достигает 15 ГГц и более (1 ГГц = 109 Гц).
Освоено производство интегральных схем, содержащих более 100 млн МОП транзисторов в одном кристалле (речь идет о цифровых схемах).
Система обозначений. Условное обозначение интегральных микросхем включает в себя основные классификационные признаки. Оно состоит из четырех элементов и приведено в [3].
Первый элемент — цифра, соответствующая конструктивно-технологической группе. Цифрами 1, 5, 6 и 7 в первом элементе обозначаются полупроводниковые интегральные микросхемы. Гибридным микросхемам присвоены
цифры 2, 4 и 8. Пленочные, вакуумные и керамические интегральные микросхемы обозначаются цифрой 3.
Второй элемент, определяющий порядковый номер разработки серии, состоит из двух (от 00 до 99) или трех (от ООО до 999) цифр.
Третий элемент, обозначающий подгруппу и вид микросхемы, состоит из двух букв (см. таблицу).
Четвертый элемент, обозначающий порядковый номер разработки микросхемы данной серии, состоит из одной или нескольких цифр.
К этим основным элементам обозначений микросхем могут добавляться и другие классификационные признаки.
Дополнительная буква в начале четырехэлементного обозначения указывает на особенность конструктивного исполнения:
Р — пластмассовый корпус типа ДИП;
А — пластмассовый планарный корпус;
Е — металлополимерный корпус типа ДИП;
С — стеклокерамический корпус типа ДИП;
И — стеклокерамический планарный корпус;
Н — керамический «безвыводной» корпус.
К Р 13 4 ЛА 2
Номер разработки в серии
Функциональное назначение (И-НЕ)
Порядковый номер серии
Группа по конструктивно-технологическому исполнению (полупроводниковая)
Тип корпуса (пластмассовый)
Характер применения (широкий)
В начале обозначения для микросхем, используемых в условиях широкого применения, приводится буква К.
Серии бескорпусных полупроводниковых микросхем начинаются с цифры 7, а бескорпусные аналоги корпусных микросхем обозначаются буквой Б перед указанием серии.
Через дефис после обозначения указывается цифра, характеризующая модификацию конструктивного исполнения: 1 — с гибкими выводами; 2 — с ленточными (па- учковыми) выводами, в том числе на полиамидном носителе; 3 — с жесткими выводами; 4 — на общей пластине (неразделенные); 5 — разделенные без потери ориентировки (наклеенные на пленку); 6 — с контактными площадками без выводов.
СИЛОВЫЕ (МОЩНЫЕ)ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Осознать значение силовых полупроводниковых приборов и вообще силовой электроники будет легче, если учесть, что в настоящее время именно силовую электронику некоторые эксперты считают наиболее интенсивно развивающейся и перспективной областью техники.
Выше рассмотрены тиристоры — силовые приборы, которые в свое время практически не имели конкурентов. Тиристоры широко используются и в настоящее время. Но теперь на первый план вышли другие силовые приборы, которые и изучаются ниже.
Силовые (мощные) биполярные транзисторы
Силовые транзисторы предназначены для управления большими токами (в единицы, десятки ампер и более) и
большими напряжениями (в десятки, сотни вольт и больше). Силовые транзисторы были разработаны вскоре после изобретения в 1948 г. биполярных транзисторов. Современные силовые биполярные транзисторы обычно являются кремниевыми..
По принципу действия, характеристикам и параметрам мощные транзисторы, естественно, подобны маломощным, однако имеют определенные особенности. Эти особенности необходимо учитывать при проектировании как самих силовых устройств, так и их систем управления.
Силовые модули. В схемах силовой электроники часто используют типовые узлы (фрагменты), состоящие из некоторого количества (обычно измеряемого единицами) соединенных определенным образом мощных приборов. К примеру, часто используют узел, состоящий из транзистора и диода. Оказалось удобным размещать такие узлы в одном корпусе. Соответствующее устройство принято называть силовым модулем. Использование силовых модулей часто упрощает конструирование и улучшает многие параметры различных устройств силовой электроники.
Основная схема включения силового транзистора — схема с общим эмиттером. Для этой схемы, как следует из изложенного выше, и входной (управляющий) ток (ток базы), и входное (управляющее) напряжение (напряжение между базой и эмиттером) достаточно малы. Поэтому сравнительно легко формировать необходимый управляющий сигнал.
Составной транзистор (схема Дарлингтона). Часто на одной полупроводниковой пластине формируют структуры двух транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона (рис. 1.146).
Эти два транзистора в совокупности называют составным транзистором. В общих чертах составной транзистор подобен обычному, но, естественно, имеет и свои Отличия.
Легко заметить, что дифференциальный коэффициент передачи базового тока 0 для составного транзистора определяется равенством
Р ~ Pi' Рг>где Рь Рг - дифференциальные коэффициенты передачибазового тока соответственно транзисторов Тх и Т2.
Даже для сравнительно небольших значений коэффициентов Р, и Р2 значение коэффициента Р составляет тысячи. Таким образом, для составного транзистора управляющий ток (ток базы) может быть в тысячи раз меньше тока нагрузки (тока коллектора). Это значительно упрощает управление составным транзистором.
По существу в составном транзисторе силовым является только транзистор Т2, так как ток его коллектора во много раз больше тока коллектора транзистора Тх (отношение этих токов определяется коэффициентом Р2).
Входное напряжение составного транзистора, обеспечивающее его включенное состояние (режим насыщения), больше соответствующего напряжения обычного транзистора, так как равно сумме входных напряжений двух транзисторов. Тем не менее оно остается достаточно малым (не более нескольких вольт).
Напряжение между коллектором и эмиттером в режиме насыщения составного транзистора также превышает соответствующее напряжение обычного транзистора. Причина в том, что по существу в режиме насыщения работает только транзистор Тх, а транзистор Т2 остается в активном режиме. Напряжение между коллектором и ба-
зой транзистора Т2 (т. е. напряжение между коллектором и эмиттером транзистора Т0 остается положительным и в режиме насыщения транзистора Tv Однако и для составного транзистора напряжение между коллектором и эмиттером в режиме насыщения невелико (обычно не более 2 В).
Силовые интегральные схемы. Рассматривая составной транзистор, легко усвоить важное понятие современной силовой электроники — понятие силовой интегральной схемы.
В ряде случаев на одной полупроводниковой пластине, кроме двух транзисторов, формируют дополнительные элементы (рис. 1.147).
Резисторы Rv и R2 увеличивают максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером, уменьшают время выключения.
Диод D обеспечивает протекание тока по направлению от эмиттера к коллектору составного транзистора при запертых транзисторах 7^ и Т2. Он необходим во многих схемах силовой электроники.
Подобные устройства силовой электроники, содержащие в одном корпусе и силовые, и слаботочные элемен
ты, называют силовыми интегральными схемами.
Интеллектуальные силовые интегральные схемы. Слаботочные элементы могут образовывать электронные системы, не уступающие по сложности интегральным микросхемам. Эти системы выполняют многие функции по
управлению, защите и диагностике силовых интегральных схем. Такие устройства по существу являются устройствами информативной (информационной) электроники, которые предназначены не для управления большими токами и напряжениями, а для преобразования и передачи электрических сигналов, содержащих некоторую информацию.
Силовые интегральные схемы, оснащенные электронными системами информативной электроники, называют интеллектуальными (Smart Power Integrated Circuit).
Интеллектуальные приборы. Если в одном корпусе находится только один силовой прибор (транзистор), дополненный системой информативной электроники, то говорят об интеллектуальном приборе.
Интеллектуальный прибор обладает кардинальными преимуществами по сравнению с обычным. К примеру, если интеллектуальный прибор обнаруживает, что он начинает перегреваться, он может «принять решение» выключиться и тем самым избежать выхода из строя.
Интеллектуальные силовые модули. Системы информативной электроники, естественно, могут размещаться и в силовых модулях. Такие модули называют интеллектуальными (Intelligent Power Modulus).
Особенности режимов работы силовых транзисторов. Силовые транзисторы обычно приходится использовать в тяжелых режимах, достаточно близких к предельным. В противном случае стоимость силовых устройств, их вес и габаритные размеры оказываются чрезмерно большими.
Температура кремниевого кристалла, составляющего основу транзистора, может достигнуть 200°С и более. Ос-
6 Элеюроника
новная доля мощности выделяется в области коллекторного перехода и его температура наибольшая. Максимально допустимая температура коллекторного перехода часто указывается в справочниках и используется в тепловых расчетах. Часто, говоря о температуре коллекторного перехода, прилагательное «коллекторный» опускают (и поэтому в справочниках фигурирует температура перехода).
В некоторых устройствах силовой электроники транзистор работает в активном режиме (например, в рассматриваемых ниже усилителях мощности). Однако в этом режиме и ток коллектора, и напряжение между коллектором и эмиттером велики, и поэтому велика мощность рк, выделяющаяся в коллекторном переходе. Это, во-первых, снижает коэффициент полезного действия устройства, и, во-вторых, создает проблемы с охлаждением транзистора.
Наиболее эффективным способом снижения мощности рк является переход на ключевой режим работы транзистора (режим переключения). При этом транзистор подавляющую долю времени или закрыт (работает в режиме отсечки, причем ток коллектора практически равен нулю), или полностью открыт (работает в режиме насыщения или в близком к нему режиме, причем напряжение между коллектором и эмиттером близко к нулю). В обоих случаях мощность, выделяющаяся в коллекторном переходе, мала. Только в короткие отрезки времени, соответствующие переключению, указанные ток и напряжение одновременно велики и мощность значительна. Но среднее значение мощности остается малым и оно тем меньше, чем более быстродействующим является транзистор и чем меньше частота его переключения.
Мощность в режиме отсечки обычно значительно меньше мощности в режиме насыщения. Поэтому при расчетах мощность в режиме отсечки часто не учитывают.
Ниже (в главе 3) ключевой режим работы рассмотрен подробнее.
Конечно, разработчик силовых устройств, ориентйру- ясь на ключевой режим работы, сталкивается со многими специфическими проблемами. Однако указанное преимущество режима настолько велико, что только он используется в достаточно мощных устройствах.
Силовые транзисторы, как правило, предназначаются для работы именно в ключевом режиме. Поэтому для них важными являются следующие параметры:
^4э.яас — напряжение между коллектором и эмиттером в режиме насыщения при заданном токе коллектора и заданном токе базы;
параметры, определяющие быстродействие, в том числе время включения и время выключения (подробнее рассмотрены в главе 3).
Пробой транзистора. Говоря о пробое транзистора и не делая уточнений, обычно имеют в виду пробой коллекторного р-л-перехода. Будем следовать этой традиции. Естественно, принципиально возможен пробой и эмиттерного р-л-перехода. Однако для большинства случаев практического применения биполярных транзисторов проблема предотвращения пробоя эмиттерного перехода является существенно менее сложной (и поэтому ниже не рассматривается). Так как коллекторный и эмиттерный переходы сильно взаимодействуют, на процесс развития пробоя коллекторного перехода сильно влияет режим работы эмиттерного (т. е. режим работы цепи база-эмиттер). Ниже этот вопрос рассмотрен подробнее. Но уже здесь необходимо уяснить, что в общем случае пробой транзистора — это пробой одного перехода (коллекторного), сильно взаимодействующего с другим (эмиттерным).
В настоящем пункте рассматривается «обычный» пробой, подобный уже изученному пробою р-л-перехода диода. Такой пробой называют также первичным. В биполярных транзисторах может иметь место и так называемый вторичный пробой, который описывается ниже.
^^^ Электроника 164
’ Явление пробоя будем рассматривать, главным образом, применительно к схеме с общим эмиттером — основной схеме включения силового транзистора.
При чрезмерном увеличении напряжения икэ между коллектором и эмиттером (подавляющая доля которого приложена к коллекторному переходу, смещенному в обратном направлении) транзистор входит в режим пробоя. В этом режиме ток коллектора резко возрастает, что может привести к выходу транзистора из строя.
Существуют различные механизмы пробоя. Наиболее распространенными являются лавинный и тепловой (термический). Эти механизмы пробоя рассмотрены выше при изучении р-л-перехода.
Обычно вначале возникает лавинный пробой, который может перейти в тепловой.
Рассмотрим явление возникновения пробоя транзистора, работающего в режиме отсечки (с малыми токами коллектора) при достаточно низкой температуре коллекторного перехода. В этих условиях обычно имеет место лавинный пробой.
Предварительно обратимся к схеме (рис. 1.148), по существу являющейся схемой с общей базой (хотя в ней отсутствует источник напряжения в цепи база—эмиттер).
В этой схеме режим отсечки обеспечивается тем,' что эмиттер отключен от внешних цепей и ток эмиттера равен нулю. Эмиттер транзистора такой схемы называют оборванным.
В схеме с оборванным эмиттером используется только коллекторный переход. Эмиттерный переход не влияет на его режим работы и анализ режима пробоя упрощается. Поэтому такой анализ удобно начинать именно с этой схемы.
Пробой коллекторного перехода в схеме с оборванным эмиттером совершенно аналогичен пробою р-л-перехода диода.
В соответствии с изложенным выше, в рассматриваемой схеме, без учета эффекта Эрли, iK = 1К0.
Как следует из первого закона Кирхгофа, при этом i6 = —iK = —/го, т. е. ток базы для используемого условно положительного направления является отрицательным.
Изобразим выходную характеристику для схемы с общей базой, соответствующую оборванному эмиттеру, в крупном масштабе (рис. 1.149)..
Эта характеристика подобна обратной ветви вольт-амперной характеристики диода (но в соответствии с используемыми условно положительными направлениями
тока iK и напряжения ик6 расположена не в третьем, а в первом квадранте).
Через UK6o npo6 обозначено напряжение пробоя. В обозначении буква «о» указывает на оборванный эмиттер.
Вследствие того, что эмиттерный переход не влияет на режим работы коллекторного, в схеме с оборванным эмиттером транзистор выдерживает наибольшее напряжение Ек источника питания. В этом отношении схему можно рассматривать как недостижимый идеал для схемы с общим эмиттером, в которой пробой транзистора наступает при меньших напряжениях Ек.
Теперь обратимся к схеме с общим эмиттером (рис. 1.150), в которой режим отсечки обеспечивается отключением базы от внешних цепей (т. е. используется оборванная база).
В схеме с оборванной базой взаимодействие коллекторного перехода с эмиттерным проявляется в полной мере. Как следует из изложенного выше, в рассматриваемой схеме, без учета эффекта Эрли, /к = Гко, причем
1'ко = (РсТ + О ' ко ко-
Полезно вспомнить, что этот результат был получен формально на основе выражения iK = аСТ • /э + /ко, отражающего взаимодействие переходов и связывающего токи транзистора в схеме с общей базой. Дополнительные рас-
суждения о физике явления при этом не понадобились. Основным исходным был тот факт, что коэффициент аСТ близок к единице (так как почти все электроны, инжектированные эмиттером, достигают коллектора). Вследствие этого коэффициент рсг значительно больше единицы (Рст= аст/^ ~ аст))-
Естественно, коллекторный и эмиттерный переходы взаимодействуют и при развитии пробоя, что имеет следствием значительный рост тока коллектора при напряжениях, меньших напряжения UK6onpo6.
Изобразим выходную характеристику транзистора для схемы с общим эмиттером с оборванной базой (^=0) (рис. 1.151). На этой же координатной плоскости условно и в соответствии со сложившейся традицией изобразим выходную характеристику для схемы с оборванным эмиттером (/э = 0).
Кроме указанных характеристик на этом же рисунке изображены выходные характеристики транзистора для схемы с общим эмиттером при других режимах работы цепи база—эмиттер. Там же указаны соответствующие напряжения пробоя.
Характеристика X соответствует случаю, когда режим отсечки создается с помощью напряжения Ех, запирающего эмиттерный переход (рис. 1.152).
Рис. 1.152
Характеристика ^соответствует короткому замыканию входной цепи (база и эмиттер соединяются закороткой).
Характеристика R относится к схеме, в которой база и эмиттер соединены резистором с сопротивлением R.
Из рис. 1.151 следует, что в схеме с общим эмиттером транзистор выдерживает наибольшее напряжение при использовании запирающего напряжения во входной цепи. Соответствующее напряжение пробоя ^кахп/)об может быть достаточно близким к напряжению UK6onpo6.
Как напряжение UK3xnpo6l так и другие напряжения пробоя для схемы с общим эмиттером могут зависеть от времени действия напряжения икэ (для более коротких импульсов допустимым является большее напряжение).
Напряжение UK3O npo6, соответствующее оборванной базе, является наименьшим. Поэтому схему с оборванной базой не рекомендуется использовать на практике.
Вторичный пробой. Уже в начале практического использования транзисторов наблюдались катастрофические отказы, которые не находили объяснения. Ситуация обострилась с появлением мощных транзисторов. В 1958 г. впервые был описан эффект, ответственный за многие такие отказы, и введен термин «вторичный пробой».
Для вторичного пробоя характерно резкое уменьшение напряжения между коллектором и эмиттером при росте тока коллектора.
Часто вторичный пробой возникает при запирании транзистора в процессе перехода из режима насыщения в режим отсечки.
Интересно, что ограничение коллекторного тока с помощью внешних цепей при вторичном пробое часто не предотвращает выход транзистора из строя.
Явление вторичного пробоя достаточно сложное. Часто в качестве причины пробоя указывают неравномерное распределение электрического тока под эмиттером, вызывающее локальное повышение напряженности электрического поля. Из-за этого начинается лавинный пробой, который затем переходит в тепловой. В результате может произойти даже расплавление полупроводника.
Для вторичного пробоя характерен локальный разогрев полупроводника, т. е. разогрев малой его области. При этом образуется так называемый шнур — канал с повышенной температурой и проводимостью, по которому протекает все большая доля всего коллекторного тока.
Рассмотрим явление образования шнура (которое называют также шнурованием тока) подробнее. Если по каким-либо причинам плотность тока в некоторой области коллекторного перехода оказалась повышенной, то это приведет к повышению температуры этой области. В свою очередь, рост температуры увеличит проводимость и плотность тока и т. д. Произойдет локальный саморазогрев полупроводника.
Диаметр шнура очень мал (он может составлять единицы микрометров), поэтому шнур может возникнуть уже при малом токе и малой мощности, выделяющейся в коллекторном переходе, которой было бы явно недостаточно для разогрева всей полупроводниковой пластины. Инерционность теплового пробоя при шнуровании тока также может быть очень незначительной. Пробой может
развиться в течение времени, меньшего микросекунды. Лавинный пробой развивается еще быстрее (в течение наносекунд).
Область безопасной работы. Выше область безопасной работы была определена без учета явления вторичного пробоя. Для силовых транзисторов такой учет необходим.
Область безопасной работы для силового транзистора принято изображать, используя логарифмический масштаб как для оси напряжения икэ между коллектором и эмиттером, так и для оси тока iK коллектора.
Легко показать, что в логарифмическом масштабе линия, ограничивающая область безопасной работы по максимально допустимой мощности Ркмакс, является прямой (в линейном масштабе эта линия — гипербола).
Линию, ограничивающую область безопасной работы по вторичному пробою, в логарифмическом масштабе обычно изображают также в виде прямой.
Максимально допустимое постоянное напряжение между коллектором и эмиттером, использующееся при определении области безопасной работы, соответствует оборванной базе как наиболее опасному случаю. Обозначим это напряжение через UK30MaKC.
Изобразим типичную область безопасной работы (рис. 1.153) для статического режима.
В импульсном режиме область безопасной работы расширяется. При сокращении длительности импульсов тока коллектора отрезок АВ смещается вверх, а отрезки ВС и CD — вверх и вправо. Для достаточно коротких импульсов область безопасной работы может стать прямоугольной и ограничиваться только максимально допустимым импульсным током коллектора и напряжением t^j,^.
Иногда область безопасной работы дополняют подобластью, определяющей допустимые токи и напряжения для такого режима входной цепи, который обеспечивает режим отсечки более надежно, чем оборванная база. К примеру, такая подобласть может соответствовать наличию резистора, соединяющего базу и эмиттер и имеющего сопротивление, не превышающее заданное значение. Изобразим область безопасной работы с такой подобластью (рис. 1.154).
Рис. 1.154
Выход точки, характеризующей состояние транзистора (с абсциссой икэ и ординатой /к), за область безопасной работы вообще нежелателен, но особенно опасен при больших напряжениях и, соответственно, малых токах (в частности, в области ограничения по вторичному пробою).
Часто к силовому транзистору подключают дополнительные цепи (снабберы — от английского Snubber), ко-
торые препятствуют выходу траектории точки за область безопасной работы при его переключениях.
Параллельное включение транзисторов. Такое включение приходится использовать при больших токах нагрузки. Для предотвращения перегрузки током одних транзисторов (при недостаточной загрузке других) рекомендуется в цепях эмиттеров использовать резисторы (рис. 1.155).
Силовые (мощные) полевые транзисторы
Полевые транзисторы долгое время оставались маломощными.
Первые промышленные образцы силовых полевых транзисторов появились в 70-е гт. XX в.
В настоящее время полевой транзистор является одним из наиболее важных и перспективных силовых приборов электроники.
Как правило, силовые полевые транзисторы являются кремниевыми. Перспективными являются транзисторы на основе арсенида галлия.
В настоящее время полевые транзисторы очень широко (опережая в этом биполярные транзисторы) используются в качестве основы интеллектуальных силовых интегральных схем, интеллектуальных приборов и интеллектуальных силовых модулей.
Из всего многообразия полевых транзисторов в силовой электронике наиболее широко используются полевые транзисторы с изолированным затвором и индуцированным каналом. Изложение ориентировано именно на эти транзисторы.
Используются транзисторы как с каналом л-типа, так и каналом р-типа.
Силовые полевые транзисторы, как и биполярные, обычно работают в ключевом режиме. Поэтому для них, как и для биполярных транзисторов, важными величинами являются напряжение в открытом состоянии (теперь это напряжение иис между истоком и стоком), а также время включения и время выключения. Рабочая точка транзистора в открытом состоянии находится в линейной («омической») области, причем напряжение «ис определяется сопротивлением гис цепи исток—сток транзистора. Поэтому это сопротивление является важным параметром полевого транзистора. В справочниках оно указывается для заданного напряжения ииз между истоком и затвором. Зная ток стока ic, напряжение иис легко вычислить, воспользовавшись законом Ома:
^ис *с " *"ие
Часто говорят не о сопротивлении цепи исток—сток, а о сопротивлении канала, так как оно составляет значительную долю сопротивления гис.
Проблема уменьшения сопротивления цепи исток- сток и, в частности, сопротивления канала в настоящее время является одной из наиболее актуальных и успешно решается. Постоянно появляются новые типы силовых полевых транзисторов со все меньшими значениями этих сопротивлений.
' Один из путей уменьшения сопротивления канала — уменьшение его длины. Поэтому силовые транзисторы имеют короткие каналы.
Многоканальность силовых полевых транзисторов. Для снижения сопротивления цепи исток—сток и увеличения максимально допустимого тока стока в силовых транзисторах используют многоканальные структуры (число каналов — сотни и тысячи), причем каналы соединяют параллельно.
Параллельное соединение большого количества каналов оказывается возможным потому, что при увеличении температуры в допустимом диапазоне сопротивление канала увеличивается. Если по какой-либо причине некоторый канал окажется перегруженным током, то его температура возрастет. Это приведет к увеличению сопротивления канала и к уменьшению его тока. Равномерная загрузка каналов токами восстановится.
Высокая теплостойкость силовых полевых транзисторов. Свойство канала увеличивать сопротивление при увеличении температуры является одним из важнейших достоинств полевого транзистора. Это свойство резко снижает вероятность саморазогрева и вторичного пробоя, описанных при рассмотрении биполярного транзистора. Оно препятствует дальнейшему росту тока стока при токовых перегрузках. Это свойство также позволяет использовать параллельное включение силовых транзисторов без дополнительных элементов.
Вертикальная структура силового полевого транзистора. Структуру маломощного полевого транзистора формируют на одной стороне полупроводниковой пластины. С одной стороны расположены исток, затвор и сток. Такую структуру называют горизонтальной. Иллюстрацией может служить схематическое изображение структуры МДП-транзистора с индуцированным каналом, приведенное выше.
Силовые полевые транзисторы имеют вертикальную структуру, для которой характерно то, что исток и затвор расположены с одной стороны полупроводниковой пластины, а сток — с другой. Электроны или дырки значительную часть пути между истоком и стоком движутся в поперечном
направлении по отношению к пластине полупроводника.
Горизонтальный и вертикальный каналы. В силовых транзисторах (имеющих вертикальную структуру) канал может располагаться как горизонтально, так и вертикально (если говорить более точно, то почти вертикально). Горизонтальный канал формируют параллельно, а вертикальный — почти перпендикулярно по отношению к поверхности полупроводниковой пластины.
МДП-транзистор, изготовленный методом двойной диффузии (ДМДП-транзистор). Этот транзистор имеет горизонтальный канал. Дадим схематическое изображение структуры такого транзистора с каналом p-типа (рис. 1.156). На рисунке показан один элемент структуры, содержащий один канал.
Рис. 1.156
Подложкой является слой полупроводника и-типа.
Истоком является верхний слой полупроводника р-типа.
" Подложка соединена с истоком через металлический контакт. Назначение этого соединения было указано при описании полевых транзисторов.
Легко увидеть, что структура содержит паразитный транзистор типа р-п-р и паразитный диод (образованный подложкой и нижним слоем полупроводника р-типа).
Изобразим эквивалентную схему структуры ДМДП (рис. 1.157).
В эквивалентную схему входит сопротивление R6 базовой области биполярного транзистора. Это сопротивление достаточно малое, поэтому в обычных режимах биполярный транзистор закрыт (соответствующие пояснения были даны при изучении силового биполярного транзистора) и оказывает слабое влияние на процессы в структуре полевого транзистора.
Однако при быстром нарастании напряжения иис, т. е. при большом значении производной этого напряжения по времени duuc/dt через паразитные емкости, не показанные на эквивалентной схеме, начинает протекать ток базы, который может открыть биполярный транзистор. Это может привести к выходу из строя силового полевого транзистора. Описанный эффект называют эффектом du/dt.
Диод, в зависимости от особенностей структуры силового транзистора, включают в эквивалентную схему или так, как показано сплошной линией, или так, как показано пунктирной.
Если потенциал истока больше потенциала стока, что
соответствует нормальному включению транзистора, то диод заперт.
У-образный МДП-транзистор (УМДП-транзистор). Канал рассматриваемого транзистора — вертикальный.
Приведем схематическое изображение структуры такого транзистора с каналом p-типа (рис. 1.158). Этот рисунок соответствует одному элементу структуры, содержащему два канала.
Рис. 1.158
Легко заметить, что структура УМДП-транзистора подобна структуре ДМДП-транзистора. Поэтому и эквивалентная схема по существу остается прежней.
Эффект Миллера. Этот эффект имеет место и в биполярном транзисторе, но особые проблемы он создает при использовании именно полевых транзисторов.
Обратимся к схеме (рис. 1.159) на основе МДП-тран- зистора с каналом p-типа, на которой показаны емкости
Cm и С* транзистора (рассмотрены при изучении полевого транзистора).
Через «ист обозначено напряжение, через /ист — ток, а через Rucm — выходное сопротивление источника входного сигнала.
Когда напряжение иист равно нулю, напряжение «ю также равно нулю и транзистор находится в режиме отсечки. При этом ток нагрузки iK равен нулю и поэтому выполняется равенство и^ = Ес (используя второй закон Кирхгофа и закон Ома, легко показать, что иис = Ес — iK- R^.
Учитывая, что ию = 0, получаем и^ = иис = Ес (в соответствии со вторым законом Кирхгофа и^ = «ис — ииз). Таким образом, проходная емкость Сзс будет заряжена до напряжения источника питания. Полярность этого напряжения показана на рис. 1.159.
При возникновении напряжения иист достаточной величины транзистор начинает открываться.
Вначале рассмотрим идеализированную ситуацию, когда влияние проходной емкости Сзс несущественно (хотя
реально именно эта емкость играет основную роль). При этом напряжение на входной емкости Сзи (т. е. напряжение мю) будет увеличиваться по экспоненциальному закону с постоянной времени т, которая определяется выражением т = Rucm • Сзи. Чем больше входная емкость С^, тем медленнее будет открываться транзистор (что, как отмечалось при изучении силовых биполярных транзисторов, имеет негативные последствия). Полярность напряжения на входной емкости показана на рис. 1.159.
Теперь перейдем непосредственно к изучению эффекта Миллера и рассмотрим влияние проходной емкости Сзс на процесс заряда входной емкости С^.
Увеличение тока нагрузки будет приводить к уменьшению напряжения иис (так как иис = ЕС- i„ • Rh)hk уменьшению напряжения изс (так как изс = «ис — «ю, причем напряжение иис уменьшается, а напряжение ию увеличивается). Проходная емкость Сзс начнет разряжаться. На рисунке указано условно положительное направление для тока ic этой емкости, соответствующее положительным значениям тока разряда.
Легко заметить, что ток ic будет препятствовать росту напряжения ииг В результате напряжение ыю будет увеличиваться значительно медленнее, чем в идеализированной ситуации.
При запирании транзистора проходная емкость также будет оказывать вредное влияние, замедляя уже процесс выключения транзистора.
Для количественной оценки степени влияния проходной емкости вычисляют эквивалентную входную емкость Сзи экв. Эквивалентная емкость в идеализированной ситуации так же замедляет процесс переключения, как и совместно действующие две емкости в реальной ситуации.
Можно показать, что
Сцз.экв = Qu "*■ Ос ' (^ + D»
где Ки — коэффициент усиления по напряжению схемы.
Легко показать, что в случае, когда сопротивление RM не очень большое,.
KU=SR„,
где 5 — крутизна стокозатворной характеристики (рассмотрена при изучении полевых транзисторов).
Эквивалентная емкость может многократно превышать входную емкость Сзи.
Эффект Миллера состоит в увеличении входной эквивалентной емкости из-за влияния проходной емкости.
Эффект Миллера, с одной стороны, замедляет переключение транзистора, а с другой — увеличивает ток, потребляемый от источника входного сигнала. Иногда этот ток настолько возрастает, что работа источника входного сигнала нарушается.
Область безопасной работы. Одним из преимуществ силовых палевых транзисторов по сравнению с биполярными является расширение области безопасной работы, так как ограничение по вторичному пробою исчезает (рис. 1.160).
Рис. 1.160
При уменьшении длительности импульсов тока стока отрезок АВ перемещается вверх, а отрезок ВС — вверх и вправо. При достаточно коротких импульсах область безопасной работы становится прямоугольной.
IGBT — биполярный транзистор
с изолированным затвором
Рассматриваемый транзистор обычно называют, используя именно аббревиатуру, IGBT — от английского Insulated Gate Bipolar Transistor.
IGBT — гибридный полупроводниковый прибор. В IGBT совмещены два способа управления электрическим током, один из которых характерен для полевых транзисторов (управление электрическим полем), а второй — для биполярных (управление инжекцией носителей электричества).
Ранее предпринимались попытки (и довольно успешные) механического объединения структур полевого и биполярного транзистора в одной полупроводниковой пластине. В результате были созданы так называемые комбинированные транзисторы. Но только органическое объединение этих структур, реализованное в IGBT, дало действительно значительный эффект.
Создание IGBT можно рассматривать как поучительный пример творчества в электронике.
Устройство IGBT. Основой при создании IGBT послужил силовой МДП-транзистор.
Обычно в IGBT используется структура МДП-транзи- стора с индуцированным каналом л-типа. Учитывая, что конкретно такой транзистор не рассматривался, изобразим его схему включения (рис. 1.161).
Дадим схематическое изображение структуры силово
го ДМДП-транзистора указанного типа (рис. 1.162).
Эта структура, как и приводимая ниже эквивалентная схема, естественно, подобны структуре и схеме, описанным при изучении силового ДМДП-транзистора с каналом р-типа.
Изобразим эквивалентную схему силового транзистора (рис. 1.163).
Рис. 1.163Рис. 1.163
Рис. 1.163
Рис. 1.163
Теперь перейдем непосредственно к изучению КлВТ. Структура этого транзистора отличается от структуры ДМДП-транзистора дополнительным слоем полупроводника p-типа (рис. 1.164).
Рис. 1.164
Обратим внимание на то, что для обозначения электродов IGBT принято использовать термины «эмиттер», «коллектор» и «затвор».
Добавление слоя p-типа приводит к образованию второй структуры биполярного транзистора (типа р-п-р). Таким образом, в IGBT имеется две биполярные структуры — типа п-р-п и типа р-п-р.
Изобразим эквивалентную схему IGBT (рис. 1.165).
Названия выводов IGBT могут представляться несколько непривычными (особенно это относится к коллектору, так как фактически он подключен к эмиттеру транзистора р-п-р). И тем не менее эти названия общеприняты.
Через RMod обозначено сопротивление нижнего слоя n-типа, который является слоем базы для транзистора типа р-п-р. При изменении тока, проходящего через этот слой, сопротивление RMod изменяется (модулируется).
Рис. 1.165
Дадим условное графическое обозначение IGBT (рис. 1.166).
I Коллектор (К)
Затвор (3)/
Эмиттер (Э)
Рис 1.166
Изобразим схему включения IGBT (рис. 1.167).
Эта схема с общим эмиттером. Именно она использу
ется на практике.
Основные физические процессы. В нормальных условиях работы транзистор Т2 типа п-р-п заперт и практически не оказывает влияния на работу IGBT. Вообще транзистор Т2 рассматривается как паразитный (как и для структуры силового полевого транзистора).
Главную роль играют транзисторы Тх и Т3.
Основное назначение дополнительного р-л-перехода (который является эмиттерным переходом для транзистора Т3) состоит в инжекции дырок в нижний слой л-типа. Инжекция значительно уменьшает сопротивление этого слоя. В результате напряжение икэ между коллектором и эмиттером IGBT в открытом состоянии значительно уменьшается по сравнению с соответствующим полевым транзистором.
Именно меньшее напряжение в открытом состоянии является основным преимуществом IGBT по сравнению с полевым транзистором.
Уменьшение напряжения приводит к пропорциональному снижению мощности, рассеиваемой транзистором.
Преимущество IGBT особенно заметно при коммутации больших напряжений (около тысячи вольт и более), так как высоковольтные полевые транзисторы имеют повышенное значение сопротивления цепи сток—исток в открытом состоянии.
Однако инжекция дырок приводит к возникновению объемного заряда неравновесных носителей электричества в базе транзистора типа р-п-р (т. е. в нижнем слое л-типа). Это явление рассмотрено выше при изучении диода. Явление накопления заряда имеет следствием уменьшение быстродействия IGBT по сравнению с полевым транзистором. Такова плата за снижение напряжения в открытом состоянии.
Легко заметить, что биполярные транзисторы Т2 и Т3 образуют рассмотренную выше эквивалентную схему ти-
рйстора (часто говорят о тиристорной структуре). Эта схема может находиться в двух устойчивых состояниях: во включенном и выключенном.
В аварийном для IGBT режиме работы схема на транзисторах Т2 и Т3 может включиться и после этого IGBT становится неуправляемым и может выйти из строя.
Эффект включения транзисторов Т2 и Т3 называют триггерным. Он обычно проявляется при выключении IGBT. Разработчики IGBT прилагают все усилия для борьбы с этим эффектом.
Современные IGBT настолько защищены от триггерного эффекта, что их допустимо моделировать, используя эквивалентную схему, не содержащую паразитный транзистор типа п-р-п (рис. 1.168).
3О3О
3
О
3
О
Характеристики IGBT. Обратимся к выходным характеристикам IGBT для схемы с общим эмиттером. Выходной характеристикой называют зависимость тока коллектора iK от напряжения между коллектором и эмиттером икэ при заданном напряжении между затвором и эмиттером us, т. е. зависимость вида
187187Элементы. электронных схемЭлементы. электронных схем*Кf б«О^| «33 = const»*Кf б«О^| «33 = const»
187
187
Элементы. электронных схем
Элементы. электронных схем
*Кf б«О^| «33 = const»
*Кf б«О^| «33 = const»
где / — некоторая функция.
Вначале дадим общий типичный вид выходных характеристик (рис. 1.169) без учета ограничения по максималь
но допустимой мощности (т. е. для импульсов тока огра-но допустимой мощности (т. е. для импульсов тока огра-
но допустимой мощности (т. е. для импульсов тока огра-
но допустимой мощности (т. е. для импульсов тока огра-
Теперь изобразим выходные характеристики в области малых напряжений икэ (рис. 1.170).
Из рисунка следует, что ток коллектора начинает заметно расти после некоторого (в доли вольта) порогового значения напряжения ию . Это объясняется наличием р-п- перехода в области коллектора IGBT.
' Передаточной характеристикой называют зависимость вида
*с / б“зэ^1 “кэ = const >
где f — некоторая функция.
Изобразим передаточную характеристику (рис. 1.171).
На рисунке указано пороговое напряжение U33 nopor
IGBT характеризуется также крутизной передаточной характеристики 5:
S = —— Ди-зэS = —— Ди-зэита — заданное = constита — заданное = const
S = —— Ди-зэ
S = —— Ди-зэ
ита — заданное = const
ита — заданное = const
Высокая теплостойкость IGBT. Как и полевой транзистор, IGBT обладает достоинствами, позволяющими говорить о его тепловой устойчивости.
Область безопасной работы IGBT подобна области безопасной работы силового полевого транзистора (рассмотрена выше).
IGBT устойчив к короткому замыканию нагрузки.- Если после возникновения режима короткого замыкания тран-
зистор своевременно выключить, он не потеряет работо
способность.
SIT — транзистор со статической индукцией
Аббревиатура SIT соответствует английскому названию транзистора — Static Induction Transistor.
По существу SIT — полевой транзистор с управляющим р-л-переходом. Однако он имеет своеобразное устройство и, вследствие этого, своеобразные характеристики.
Производятся SIT как с каналом л-типа, так и с каналом р-типа.
Для SIT используются уже рассмотренные условные графические обозначения полевых транзисторов с управляющим переходом.
Как и силовой МДП-транзистор, SIT является многоканальным и имеет вертикальную структуру.
Устройство SIT. Дадим схематическое изображение структуры SIT с каналом л-типа (рис. 1.172).
На рис. 1.172, а представлен вид спереди, а на рис. 1.172, б — вид сбоку.
Области полупроводника p-типа имеют форму цилиндров, диаметр которых составляет единицы микрометров и более. Эта система цилиндров играет роль затвора. Каждый цилиндр подсоединен к электроду затвора (на рис. 1.172, а электрод затвора условно не показан).
Пунктиром обозначены области р-л-переходов. Реально число каналов может составлять тысячи.
Обычно SIT используется в схеме с общим истоком (рис. 1.173). .
Рис. 1.173
Характерной особенностью SIT является очень малая длина каналов (которая сравнима с диаметром цилиндров).
Физические процессы в SIT достаточно сложны. В отдельных моментах они подобны физическим процессам в изученном полевом транзисторе с управляющим переходом.
При увеличении запирающего напряжения ииз области р-л-переходов расширяются. В этом отношении SIT имеет общие черты с «обычным» полевым транзистором.
Элементи электронны^с^М
Однако влияние напряжения иси на ток ic для SIT йме-
ет другой характер по сравнению с «обычным» полевым транзистором. '
Для транзистора с «обычным» каналом, как это было показано выше, увеличение напряжения ucu приводит к тому, что канал перекрывается в области стока. После этого дальнейшее увеличение напряжения иси незначительно изменяет ток ic. При этом рабочая точка, характеризующая состояние транзистора, оказывается в области насыщения.
Падение напряжения в каждом канале SIT, вызванное протеканием тока стока, невелико благодаря очень малой длине каналов. Оно достаточно слабо влияет на расширение областей р-и-переходов. Поэтому увеличение напряжения иси не сопровождается уменьшением скорости роста тока ic (т. е. выходная характеристика при увеличении напряжения иси не становится более пологой).
Более того, при увеличении напряжения иси уменьшается напряженность электрического поля в области истока и затвора, тормозящего электроны при их движении от истока к стоку. Это приводит к тому, что увеличение напряжения иси сопровождается увеличением скорости роста тока стока (т. е. выходная характеристика при увеличении напряжения «си становится более крутой).
Характеристики. Изобразим типичные выходные характеристики SIT (рис. 1.174).
Такие вольт-амперные характеристики типичны и для электроламповых триодов. Поэтому их называют триодными. Внутреннее дифференциальное сопротивление Ксидиф, соответствующее таким характеристикам, невелико.
Изобразим стокозатворную характеристику (рис. 1.175).
Стокозатворные характеристики SIT отличаются протяженными линейными участками. Эта особенность характеристик и малое внутреннее сопротивление хорошо соответствуют требованиям, предъявляемым к транзистору со стороны усилителей мощности звуковых частот вы-
сокого качества (класса HiFi — High Fidelity). Поэтому SIT широко используется в этих усилителях.
SIT широко применяется и в других устройствах силовой электроники. При этом он обычно работает в ключевом режиме.
Биполярный режим SIT. Если напряжение ию становится отрицательным, управляющий р-л-переход открывается и SIT переходит в режим работы, подобный режиму работы биполярного транзистора. В этом режиме затвор играет роль базы. Достоинством биполярного режима является малое напряжение между стоком и истоком в открытом состоянии. Но ток затвора при этом значителен. Кроме того, быстродействие транзистора в этом режиме существенно уменьшается из-за явления накопления и рассасывания заряда неравновесных носителей электричества.
Сравнительная характеристика силовых полупроводниковых приборов
Перечислим управляемые силовые полупроводниковые приборы (дискретные или использующиеся в модулях и силовых интегральных схемах), которые наиболее широко применяются в настоящее время:
IGBT;
МДП-транзистор;
биполярный транзистор;
SIT;
тиристор;
симистор;
запираемый тиристор.
Выпускаемые промышленностью отдельные конкретные типы всех перечисленных выше транзисторов и тиристоров имеют высокие значения максимально допустимых напряжений (сотни вольт) и максимально допустимых токов (сотни ампер).
Существуют конкретные типы тиристоров, запираемых тиристоров и IGBT, для которых максимально допустимое напряжение существенно больше 1000 В, а максимально допустимый ток существенно больше 1000 А.
7 Электроника
Рекордные значения максимально допустимого напряжения и максимально допустимого тока по каждому силовому полупроводниковому прибору постоянно растут.
Выбор полупроводникового прибора в качестве основы устройства силовой электроники является ответственным этапом. От этого выбора сильно зависят технико-экономические показатели разрабатываемого устройства.
При выборе прибора часто приходится учитывать большое число факторов. Из технических факторов обычно наиболее важными являются значения:
коммутируемых токов;
коммутируемых напряжений;
выходной мощности разрабатываемого устройства;
частоты коммутации (переключения).
Характерные особенности силовых полупроводниковых приборов. Эти особенности необходимо учитывать при выборе прибора.
МДП-транзистор имеет наилучшие динамические свойства. Он обладает неоспоримыми преимуществами при повышенной (более 100 кГц) частоте коммутации (так как другие приборы практически неспособны работать на такой частоте). Другими характерными преимуществами МДП-транзистора являются высокая теплостойкость и простота формирования сигналов управления.
IGBT обладает хорошими динамическими свойствами (частота коммутации до 100 кГц). Высоковольтный IGBT имеет меньшее напряжение в открытом состоянии в сравнении с соответствующим МДП-транзистором. IGBT обладает высокой теплостойкостью. Для него несложно сформировать управляющие сигналы.
Биполярный транзистор характеризуется малым напряжением в открытом состоянии. Однако его динамические свойства невысоки (частота коммутации до 10 кГц).
SIT в некоторых случаях имеет меньшее напряжение в открытом состоянии в сравнении даже с биполярным транзистором.
Тиристор способен коммутировать очень большие токи и напряжения, однако он может использоваться при достаточно низкой частоте коммутации (десятки, сотни и, иногда, тысячи герц).
В настоящее время наиболее перспективными силовыми приборами часто называют МДП-транзистор и IGBT.
Типовая область применения силового полупроводникового прибора. Для определения области предпочтительного применения прибора используют координатную плоскость, откладывая по оси абсцисс частоту / коммутации, а по оси ординат — выходную мощность р устройства силовой электроники (рис. 1.176).
В настоящее время IGBT и МДП-транзистор в ряде случаев вытесняют биполярный транзистор и SIT.
С развитием технологии типовые области применения силовых приборов быстро изменяются.
Рис. 2.1Рис. 2.1
Рис. 2.1
Рис. 2.1
2
АНАЛОГОВЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА
КЛАССИФИКАЦИЯ,ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫИ ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилитель — это электронное устройство, управляющее потоком энергии, идущей от источника питания к нагрузке. Причем мощность, требующаяся для управления, намного, как правило, меньше мощности, отдаваемой в нагрузку, а формы входного (усиливаемого) и выходного (на нагрузке) сигналов совпадают (рис. 2.1).
Все усилители можно классифицировать по следующим признакам:
— по частоте усиливаемого сигнала: усилители низкой частоты (УНЧ) для усиления сигналов от десятков герц до десятков или сотен килогерц; широкополосные усилители, усиливающие сигналы в единицы и десятки мегагерц; избирательные усилители, усиливающие сигналы узкой полосы частот;
— по роду усиливаемого сигнала: усилители постоянного тока (УПТ), усиливающие электрические сигналы с частотой от нуля герц и выше; усилители переменного тока, усиливающие электрические сигналы с частотой, отличной от нуля;
— по функциональному назначению: усилители напряжения, усилители тока и усилители мощности в зависимости от того, какой из параметров усилитель усиливает.
Основным количественным параметром усилителя является коэффициент усиления. В зависимости от функционального назначения усилителя различают коэффициенты усиления по напряжению Кц, току А} или мощности Кр.
UIР
V _ выхV — выхV — вых
и иIР
где Uex, 1вх — амплитудные значения переменных составляющих соответственно напряжения и тока на входе;
ивых, 1вых — амплитудные значения переменных составляющих соответственно напряжения и тока на выходе;
Рвх, Рейх — мощности сигналов соответственно на входе и выходе.
Коэффициенты усиления часто выражают в логарифмических единицах — децибелах:
^(дБ) = 20 lg Ки, А}(дБ) = 20 lg Kf, KPW - 10 lg Кр.
Усилитель может состоять из одного или нескольких каскадов. Для многокаскадных усилителей его коэффици-
ент усиления равен произведению коэффициентов усиления отдельных его каскадов: К= Кх • Кг •... • Кп. Если коэффициенты усиления каскадов выражены в децибелах, то общий коэффициент усиления равен сумме коэффициентов усиления отдельных каскадов:
ДдБ) = ^(дБ) + ^(дБ) +... + А^дБ).
Обычно в усилителе содержатся реактивные элементы, в том числе и «паразитные», а используемые усилительные элементы обладают инерционностью. В силу этого коэффициент усиления является комплексной величиной:
Ки=Кие^,
где Ки = ^^ — модуль коэффициента усиления; U®c
Ф — сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями с амплитудами Uex и Uebix.
Помимо коэффициента усиления важным количественным показателем является коэффициент полезного действия
р— _ ‘вых
р ’ гист
где Рист — мощность, потребляемая усилителем от источника питания.
Роль этого показателя особенно возрастает для мощных, как правило, выходных каскадов усилителя.
К количественным показателям усилителя относятся также входное Rex и выходное Квых сопротивления усилителя:
U_|А^вых1
р вХ ер II
Пвх ~ у 9^вЫХIД Т I 9
*вх
где Ue, и 1вх — амплитудные значения напряжения и тока на входе усилителя;
М1вых и Д/вых — приращения аплитудных значений" напряжения и тока на выходе усилителя, вызванные изменением сопротивления нагрузки.
Рассмотрим теперь основные характеристики усилителей.
Амплитудная характеристика — это зависимость амплитуды выходного напряжения (тока) от амплитуды входного напряжения (тока) (рис. 2.2). Точка 1 соответствует напряжению шумов, измеряемому при Uex= 0, точка 2 — минимальному входному напряжению, при котором на выходе усилителя можно различать сигнал на фоне шумов. Участок 2—3 — это рабочий участок, на котором сохраняется пропорциональность между входным и выходным напряжениями усилителя. После точки 3 наблюдаются нелинейные искажения входного сигнала. Степень нелинейных искажений оценивается коэффициентом нелинейных искажений (или коэффициентом гармоник):
где Utm, U2m, U3m, t/nm — амплитуды 1-й (основной), 2, 3 и
и-й гармоник выходного напряжения соответственно.
Величина D = exmax характеризует динамический ^ex.min
диапазон усилителя.
Рассмотрим пример возникновения нелинейных искажений (рис. 2.3).
При подаче на базу транзистора относительно эмиттера напряжения синусоидальной формы ибэ в силу нелинейности входной характеристики транзистора /б = /(wfe) входной ток транзистора /б (а следовательно, и выходной — ток коллектора) отличен от синусоиды, т. е. в нем появляется ряд высших гармоник. Из приведенного примера видно, что нелинейные искажения зависят от амплитуды входного сигнала и положения рабочей точки транзистора и не связаны с частотой входного сигнала, т. е. для уменьшения искажения формы выходного сигнала
t
входной должен быть низкоуровневым. Поэтому в многокаскадных усилителях нелинейные искажения в основном появляются в оконечных каскадах, на вход которых поступают сигналы с большой амплитудой.
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и фазочастотная характеристика (ФЧХ) усилителя. АЧХ — это зависимость модуля коэффициента усиления от частоты, а ФЧХ — это зависимость угла сдвига фаз между входным и выходным напряжениями от частоты. Типовая АЧХ приведена на рис. 2.4. Частоты Л и Л называются нижней и верхней граничными частотами, а их разность ун— /в) — полосой пропускания усилителя.
При усилении гармонического сигнала достаточно малой амплитуды искажения формы усиленного сигнала не возникает. При усилении сложного входного сигнала, содержащего ряд гармоник, эти гармоники усиливаются усилителем неодинаково, так как реактивные сопротивления схемы по-разному зависят от частоты, и в результате это приводит к искажению формы усиленного сигнала. Такие искажения называются частотными и характеризуются ко-
эффициентом частотных искажений: М = —-, где Kf — Kf
модуль коэффициента усиления усилителя на заданной
Коэффициенты частотных искажений Мн =—— и Кн
Мв ~^Т^ называются соответственно коэффициентами
искажений на нижней и верхней гранйчных частотах.
АЧХ может быть построена и в логарифмическом масштабе. В этом случае она называется ЛАЧХ (рис. 2.5), коэффициент усиления усилителя выражают в децибелах, а
Рис. 2.5
по оси абсцисс откладывают частоты через декаду (интервал частот между 10/и/). Обычно в качестве точек отсчета выбирают частоты, соответствующие / = 10п. Кривые ЛАЧХ имеют в каждой частотной области определенный наклон. Его измеряют в децибелах на декаду.
Типовая ФЧХ приведена на рис. 2.6. Она также может быть построена в логарифмическом масштабе. В области средних частот дополнительные фазовые искажения минимальны. ФЧХ позволяет оценить фазовые искажения, возникающие в усилителях по тем же причинам, что и частотные.
Пример возникновения фазовых искажений приведен на рис. 2.7, где показано усиление входного сигнала, состоящего из двух гармоник (пунктир), которые при усилении претерпевают фазовые сдвиги.
Переходная характеристика усилителя — это зависимость выходного сигнала (тока, напряжения) от времени при скачкообразном входном воздействии (рис. 2.8).
Частотная, фазовая и переходная характеристики усилителя однозначно связаны друг с другом. Области верхних частот соответствует переходная характеристика в области малых времен, области нижних частот — переходная характеристика в области больших времен.
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
Понятие «обратная связь» (ОС) широко используется как в технике, так и в других областях знаний. Обратной связью называют влияние некоторой выходной величины на некоторую входную, которая в свою очередь существенным образом влияет на выходную величину (определяет эту выходную величину). В усилителях, как правило, используется так называемая отрицательная обратная связь (ООС), которая и будет рассматриваться ниже. При наличии отрицательной обратной связи выходной сигнал таким образом влияет на входной, что входной сигнал уменьшается и это приводит к уменьшению выходного сигнала.
Когда в 1928 г. была предпринята попытка запатентовать отрицательную обратную связь, то эксперты не увидели ее полезности и дали отрицательный ответ. И действительно, на первый взгляд, отрицательная обратная связь только уменьшает коэффициент усиления усилителя. Однако, как это часто бывает в технике вообще и в электронике в частности, один недостаток того или иного решения может значительно перевешиваться его достоинствами. Отрицательная обратная связь, хотя и умень-
шает коэффициент усиления, но исключительно благотворно влияет на многие параметры и характеристики усилителя. В частности, уменьшаются искажения сигнала, в значительно большем диапазоне частот коэффициент усиления оказывается не зависящим от частоты и т. д.
Классификация обратных связей в усилителях
Различают следующих 4 вида обратных связей в усили-Различают следующих 4 вида обратных связей в усили-ввггРис. 2.9Рис. 2.9
Различают следующих 4 вида обратных связей в усили-
Различают следующих 4 вида обратных связей в усили-
в
в
г
г
Рис. 2.9
Рис. 2.9
последовательная по напряжению (а);
параллельная по напряжению (б);
последовательная по току (в);
параллельная по току (г).
На рис. 2.9 обозначено: К — коэффициент прямой передачи, или коэффициент усиления усилителя без обратной связи; р — коэффициент передачи цепи обратной связи.
Для определения вида обратной связи (ОС) нужно «закоротить» нагрузку. Если при этом сигнал обратной связи обращается в нуль, то это ОС по напряжению, если сигнал ОС не обращается в нуль — то это ОС по току. При обратной связи по напряжению сигнал обратной связи, поступающий с выхода усилителя на вход, пропорционален выходному напряжению. При обратной связи по току сигнал обратной связи пропорционален выходному току. При последовательной обратной связи (со сложением напряжений) в качестве сигнала обратной связи используется напряжение, которое вычитается (для отрицательной обратной связи) из напряжения внешнего входного сигнала. При параллельной обратной связи (со сложением токов) в качестве сигнала обратной связи используется ток, который вычитается из тока внешнего входного сигнала.
Анализ влияния отрицательной
■ обратной связи на примере последовательной обратной связи по напряжению
Рассмотрим влияние ООС на примере усилителя, охваченного последовательной обратной связью по напряжению (рис. 2.10).
В структурную схему входит цепь прямой передачи и цепь обратной связи (цепь обратной передачи). Предполагается, что указанные цепи линейные. На усилитель с обратной связью подается внешний синусоидальный входной сигнал ивх1, а на цепь прямой передачи — сигнал u„q. Цепь прямой передачи характеризуется комплексным ко-
Рис. 2.10
эффициентом усиления по напряжению Ки (коэффициентом прямой передачи):
где й-, 0_„ — соответственно комплексные действующие значения напряжений ивд и ивых.
Цепь обратной связи характеризуется комплексным коэффициентом обратной связи 0:
U
вых
где Uдр — комплексное действующее значение напряжения обратной связи иос
Коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной • связью. Этот коэффициент Киос определяется по формуле
К = выхиос иивх1
где й^ — комплексное действующее значение напряжения и^.
Легко заметить, что
йвх1=йвхх-йо=.
Поэтому
_ ивых _ Ки .Цвхг _ Ки • Uвх^_
""и„,+й„ u„2+P-u_
. K.U^ _ К,М-хА 1+рк/
Таким образом,.
иос 1+^Ки'
Величину 1+Р-^ называют глубиной обратной связи (коэффициентом грубости схемы), а величину ^-Ки называют петлевым усилением. Если глубина обратной связи достаточно велика, то IP Л1»1 и
Киос~^
Отсюда можно сделать следующий очень важный вывод: если глубина отрицательной обратной связи достаточно велика, то коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью Киос, зависит только от свойств
цепи обратной связи и не зависит от свойств цепи прямой передачи.
В цепи прямой передачи используются активные приборы (транзисторы, операционные усилители и т. д.), которые обычно не отличаются высокой стабильностью параметров. Из-за этого и коэффициент^ является нестабильным. Но если используется глубокая отрицательная обратная связь и в цепи обратной связи применяются высокостабильные пассивные элементы (резисторы, конденсаторы и т. д.), то общий коэффициент усиления
Киос оказывается стабильным.
Даже если глубина обратной связи не настолько велика, что можно пренебрегать единицей в выражении
+ Р • Ки, отрицательная обратная связь, как можно пока
зать, уменьшает нестабильность коэффициента Кнос.
Важно уяснить, что сделанный вывод справедлив независимо от того, какие-дестабилизирующие факторы влияют на изменение величины Ки (температура, уровень радиации и т. д.).
Частотные характеристики усилителя, охваченного обратной связью. Если рассуждать формально, то при наличии частотных характеристик для Ки и 0 частотные характеристики для Киос оказываются однозначно определенными выражением
К -иос \^Ки •
И тем не менее очень поучительно более детально рассмотреть вопрос влияния отрицательной обратной связи на частотные свойства усилителя. Пусть коэффициенты
Км и 0 являются вещественными. Тогда и коэффициент
Киос — вещественный. Будем для этого случая использовать обозначения ^, Р и Киос Пусть в некотором частотном диапазоне коэффициент Ки изменяется в пределах от 10000 до 1000 (на 90 % по отношению к значению 10000), 1 а коэффициент Р является постоянным, Р = 0,1. Тогда в соответствии с формулой для Киос окажется, что Киос будет изменяться в пределах от 9,99 до 9,9 (примерно на 1%). Таким образом, изменение коэффициента усиления после введения отрицательной обратной связи станет значительно меньшим.
Важно уяснить, что если все же необходимо повысить коэффициент усиления до 10000, то и в этом случае использование отрицательной обратной связи значительно улучшит стабильность.
Пусть для получения большого коэффициента усиления использованы 4 включенных последовательно описанных усилителя, охваченных отрицательной обратной связью. Тогда в рассматриваемом диапазоне частот общий коэффициент усиления будет изменяться в пределах от 9960 (9,99 • 9,99 • 9,99 -9,99) до 9606 (9,9 • 9,9 • 9,9 • 9,9).
9960 — 9606
Изменение составит 3,6 % (———100%). Это, очевид-
ууои
но, значительно меньше 90 %.■
В том диапазоне частот, в котором выполняется усло
вие | Р • Ки |»1, коэффициент Киос можно определить из
выражения
^иос^иосГГ
^иос
^иос
Г
Г
В первом приближении можно считать, что единицей
можно пренебречь при условии, что 1 < | Р^„ |.
Рис. 2.11Рис. 2.11Отсюда получаем | Ки |Отсюда получаем | Ки |Пусть в качестве цепи прямой передачи используется рассмотренный выше операционный усилитель К140УД8, а в качестве цепи обратной связи — делитель напряжения,
Рис. 2.11
Рис. 2.11
Отсюда получаем | Ки |
Отсюда получаем | Ки |
Легко заметить, что иос = ивыхЛегко заметить, что иос = ивых19+119+1“ ивых *®Д-“ ивых *®Д-причем р = Р = 0,1 (рис. 2.11).
Легко заметить, что иос = ивых
Легко заметить, что иос = ивых
19+1
19+1
“ ивых *®Д-
“ ивых *®Д-
Таким образом, для этой схемы действительно
Р = -^=0,1.•
Увых
В соответствии с полученным выше неравенством можно, в первом приближении, считать, что ^„„J = 1/Р =
= 10 в том диапазоне частот, в котором | Ки | > 10.
Поэтому для определения частоты среза fcp ж усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, в первом приближении достаточно провести горизонтальную линию на уровне | Кн | = 10 до пересечения с амплитудночастотной характеристикой используемого операционного усилителя К140УД8. Из рис. 2.12 видно, что fcp.oc~
Рис. 2.12
* 5 • 105 Гц, это значительно больше частоты среза fcp операционного усилителя (£,== 10 Гц), не охваченного обратной связью. Характеристика, изображенная жирной линией, представляет собой в первом приближении амплитудночастотную характеристику усилителя с отрицательной обратной связью, которая, естественно, оказывает благотворное воздействие и на фазочастотную характеристику.
Входное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью. Обратимся к структурной схеме усилителя с последовательной отрицательной обратной связью (рис. 2.13).
Рис. 2.13
Обозначим через Zex входное комплексное сопротивление цепи прямой передачи:
^вХ ~;>
*вх
тде!^ — комплексное действующее значение тока /^
Найдем входное комплексное сопротивление Zexoc усилителя, охваченного обратной связью:
^вХ ОС 7(
Получим
7-_ Uвх2 + Uос _ Uвх2 + Uвых * Р _
^вх ос™ *-33
^вх *вх^вх
= Цгх2±^х^^ 'вХ1вх
Таким образом,
2^00= 7^.(1 + ^. Р).
Пусть коэффициенты Км и р являются вещественны
ми (Ки = Ки и р = Р), тогда
Zexo== 7^.(1 + ^ Р).
Отсюда следует, что последовательная отрицательная обратная связь увеличивает входное сопротивление по модулю. Практически всегда это является положительным фактором.
Выходное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью. Обозначим через Zebtx и Zeblx ^ соответственно выходное комплексное сопротивление цепи прямой пере-
дачи и выходное комплексное сопротивление усилителя, охваченного обратной связью.
По определению
_ ^йвых^вых ~. ;>
^вых
. где М)вых, Ывых — приращения комплексных действующих значений соответственно напряжения ивых и тока *вых-
При этом предполагается, что обратная связь отключена (например, выход цепи обратной связи закорочен). Также предполагается, что йю1 = const, а изменение величин й^ и 1вых вызвано изменением сопротивления нагрузки.
По определению
но при этом предполагается, что обратная связь действует и что й^ = Const.
В этом случае причиной возникновения приращения А1/вых является не только падение напряжения на выходном сопротивлении 2вых, но и появление приращения k.Uoc комплексного действующего значения напряжения иос
Следовательно,
LU = -М Z -^U К .выхвых вых ос и
Знаки «минус» использованы потому, что и увеличение тока 1вых, и увеличение напряжения иос вызывают уменьшение напряжения ивых.
Отсюда с учетом, что ^Uoc = AU^ • 0, получим
м)вых = -м^-z^-м)^ ^Ки, ..7
MJ = -М .. .
вых1+р.^и
В соответствии с этим
7^вых ОС7^вых ОСkU вых _ ^выхмю 1+М„ •kU вых _ ^выхмю 1+М„ •
7
^вых ОС
7
^вых ОС
kU вых _ ^вых
мю 1+М„ •
kU вых _ ^вых
мю 1+М„ •
Пусть коэффициенты ^-цб являются вещественными. Тогда, очевидной отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление усилителя. Очень часто это является положительным фактором.
Разновидности отрицательных обратных связей и анализ их влияния
Для упрощения изложения принимаем условие, что цепь прямой передачи и цепь обратной связи характеризуются вещественными коэффициентами и что все токи и напряжения описываются вещественными действующими значениями.
Обратимся к обратной связи по напряжению. Она препятствует изменению выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки. Это означает, что введение отрицательной обратной связи по напряжению уменьшает выходное сопротивление усилителя. Этот же вывод был сделан выше на основе полученного математического выражения для выходного сопротивления. Можно показать, что характер изменения выходного сопротивления не зависит от того, является связь параллельной или последовательной.
Электроника
' Обратимся к обратной связи по току. Она препятствует изменению выходного тока при изменении сопротивления натрузки. Это означает, что введение отрицательной обратной связи по току увеличивает выходное сопротивление. При этом характер изменения выходного сопротив
ления также не зависит от того, является ли связь параллельной или последовательной.
Подобные рассуждения (и соответствующие математические выражения) показывают, что параллельная обратная связь уменьшает входное сопротивление усилителя, охваченного ею, а последовательная увеличивает (что подтверждает полученное выше математическое выражение). Характер изменения входного сопротивления не зависит от того, является ли обратная связь связью по току или по напряжению.
Обратимся к структурной схеме усилителя с отрицательной последовательной обратной связью по напряжению и к полученному выражению
г —А_
иос 1+ки&
Если окажется, что на некоторой частоте аргумент ф комплексной величины Км • $ окажется равен л, то это будет означать, что напряжение обратной связи м^ по фазе совпадает с напряжением и^ и напряжением ивД. В этом случае окажется, что обратная связь станет положительной. Если к тому же окажется, что на рассматриваемой частоте выполняется условие | Ки -р| ^ 1, то это будет означать, что сигнал, проходящий последовательно через цепь прямой передачи и цепь обратной связи, усиливается. При этом и в случае нулевого напряжения ивхХ напряжения «ед, ивых, иос окажутся ненулевыми, т. е. усилитель по существу превратится в генератор. Это явление называют самовозбуждением усилителя.
тт==
Для предотвращения самовозбуждения необходимо предпринимать меры (например, осуществлять частотную
коррекцию операционного усилителя, играющего роль цепи прямой передачи), обеспечивающие выполнение одного из следующих, по сути равноценных, условий:
Ф = л, |^„ р|<1;
|^„ *р| = 1, Ф < я.
На практике обычно пользуются вторым условием.
Угол а, определяемый выражением а = я — ф, называ
ют запасом устойчивости по фазе.
Запас устойчивости по фазбддлжен быть не менее 30...60 или даже 65 градусов.
2.3. УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХТРАНЗИСТОРАХ
Режимы работы транзистора в усилителе
Перед тем как подавать на вход усилителя на транзисторе сигнал, подлежащий усилению, необходимо обеспечить начальный режим работы (статический режим, режим по постоянному току, режим покоя). Начальный режим работы характеризуется постоянными токами электродов транзистора и напряжениями между этими электродами. Используют термин «начальный режим работы транзистора» и фактически равноценный ему термин «начальный режим работы усилителя». Для определенности обратимся к схеме с общим эмиттером и соответствующим выходным характеристикам транзистора. Тогда начальный
Электроника режим работы характеризуется положением так называемой начальной рабочей точки (НРТ) с координатами (^кэн, ^кн), гДе ^кэн и 4н — начальное напряжение между коллектором и эмиттером и начальный ток коллектора. Для стабильной работы усилителя стремятся не допускать изменения положения начальной рабочей точки. Для характеристики проблемы обеспечения начального режима традиционно и вполне оправданно рассматривают следующие три схемы:
с фиксированным током базы;
с коллекторной стабилизацией;
с эмиттерной стабилизацией.
На практике первую из этих схем почти никогда не используют. Из остальных двух схем предпочтение часто отдают схеме с эмиттерной стабилизацией. Рассмотрим каждую из этих схем.
Схема с фиксированным током базы (рис. 2.14). На подобных схемах источник напряжения Ек обычно не изображают.
Рис. 2.14
В соответствии со вторым законом Кирхгофа •к" Ак + икэ~ Ек= 0.
Отсюда находим ток коллектора /к:
^к^к-RKU,°-RKU,°’Ек>’Ек>
^к
^к
-RKU,°
-RKU,°
’Ек>
’Ек>
что соответствует линейной зависимости вида у = а • х + Ъ.
Это уравнение описывает так называемую линию нагрузки (как и для схемы с диодом). Изобразим выходные характеристики транзистора и линию нагрузки (рис. 2.15).
В соответствии со вторым законом Кирхгофа
<5" Re + ибэ -■ Ек = 0.
Отсюда находим ток базы /б:
1б"6’ибэ^’Ек-
Будем пренебрегать напряжением и6Э так как обычно
Ей и6э « Ек. Тогда 1б « —.
Кб
Таким образом, в рассматриваемой схеме ток i6 задается величинами Ек и R6 (ток «фиксирован»). При этом *№Рст ‘ *6* 1'кй-
Пусть i6 = <62. Тогда НРТ займет то положение, которое указано на рис. 2.15. Легко заметить, что самое нижнее возможное положение начальной рабочей точки соответ-
ж Электронику 220
ствует точке Y (режим отсечки, i6 = 0), а самое верхнее положение — точке Z (режим насыщения, i6 > i^.
Схему с фиксированным током базы используют ред
ко по следующим причинам:
при воздействии дестабилизирующих факторов (например, температуры) изменяются величины 0СТ и Гю, что изменяет ток Irh и положение начальной рабочей точки;
для каждого значения Рст необходимо подбирать соответствующее значение R6, что нежелательно при использовании как дискретных приборов (т. е. приборов, изготовленных не по интегральной технологии), так и интегральных схем.
Схема с коллекторной стабилизацией (рис. 2.16). Эта схема обеспечивает лучшую стабильность начального ре
жима. В схеме имеет место отрицательная обратная связь по напряжению (выход схемы — коллектор транзистора соединен со входом схемы — базой транзистора с помощью сопротивления R^. Рассмотрим ее проявление на следующем примере. Пусть по каким-либо причинам (например, из-за повышения температуры) ток iK начал увеличиваться. Это приведет к увеличению напряжения и^, уменьшению напряжения икэ и уменьшению тока i6
Uя ~*^-\ что будет препятствовать значительному уве- Кб
221 Аналоговые электронные устройства
личению тока iK, т. е. будет осуществляться стабилизация тока коллектора.
Рис. 2.17Рис. 2.17Схема с эмиттерной стабилизацией (рис. 2.17). В зарубежной литературе такую схему называют схемой с Н-сме-
Рис. 2.17
Рис. 2.17
щением (конфигурация схемы соответствует букве Н). Основная идея, реализованная в схеме, состоит в том, чтобы зафиксировать ток /э и через это ток iK Цк= Q. С указанной целью в цепь эмиттера включают резистор R3 и создают на нем практически постоянное напряжение ы^. При этом оказывается, что
'• UR3
l^ =^2- = COTlSt.
R3
Для создания требуемого напряжения и^ используют делитель напряжения на резисторах R\ и R^. Сопротивления R^ и Д2 выбирают настолько малыми, что величина тока i6 практически не влияет на величину напряжения ию. При этом
В соответствии со вторым законом Кирхгофа
Электроника “& = «ю - ufe.
При воздействии дестабилизирующих факторов величина ибз изменяется мало, поэтому мало изменяется и величина и^. На практике обычно напряжение иКз составляет небольшую долю напряжения Ек.
Различают следующие режимы работы транзистора (классы работы): А, АВ, В, С и D. Рассматриваемые /?С-усилители обычно работают в режиме А. В режиме А ток коллектора всегда больше нуля (4 > 0). При этом он увеличивается или уменьшается в зависимости от входного сигнала. В режиме В /ки= 0, поэтому ток коллектора может только увеличиваться. При синусоидальном входном сигнале в цепи коллектора протекают положительные полуволны тока. Режим АВ является промежуточным между режимами А и В. В режиме С на вход транзистора подается начальное запирающее напряжение, поэтому в цепи коллектора в каждый период входного сигнала ток протекает в течение времени меньшего, чем половина периода. Режимом D называют ключевой режим работы (транзистор находится или в режиме насыщения, или в режиме отсечки).
Усилитель с эмиттерной стабилизацией
Рассмотрим АС-усилитель, в котором транзистор включен по схеме с общим эмиттером и используется эмиттерная стабилизация начального режима работы (рис. 2.18).
Конденсатор Сь называемый разделительным, препятствует связи по постоянному току источника входного сигнала с усилителем, что может вызвать нарушение режима работы транзистора по постоянному току. Конденсатор С2, также называемый разделительным, служит для
Рис. 2.18Рис. 2.18
Рис. 2.18
Рис. 2.18
разделения выходной коллекторной цепи от внешней нагрузки по постоянному току. Конденсатор Сэ обеспечивает увеличение коэффициента усиления усилителя по напряжению, так как уменьшает амплитуду переменной составляющей напряжения мкэ (говорят, что конденсатор Сэ ликвидирует отрицательную обратную связь на переменном токе).
Легко заметить, что для рассматриваемой схемы линия нагрузки на постоянном токе (ЛН=, при ивх = 0) описывается следующим выражением, полученным при замене тока эмиттера током коллектора (так как i3« iKY
1rk + R31rk + R3"икэ +"икэ +1Rk +R31Rk +R3•Ек.•Ек.
1
rk + R3
1
rk + R3
"икэ +
"икэ +
1
Rk +R3
1
Rk +R3
•Ек.
•Ек.
Пусть параметры элементов схемы таковы, что в начальном режиме работы i6 = i^. Соответствующее положение начальной рабочей точки указано на рис. 2.19. На основании приведенного выше краткого анализа схемы с эмиттерной стабилизацией получаем
UR2UR2Ек *R2Ry + R2Ек *R2Ry + R2UR3 — UR2 -мбЭ>UR3 — UR2 -мбЭ>Ек "Ei иUR3 _Е\*Е2ЕЭ ЕэЕк "Ei иUR3 _Е\*Е2ЕЭ Еэ
UR2
UR2
Ек *R2
Ry + R2
Ек *R2
Ry + R2
UR3 — UR2 -мбЭ>
UR3 — UR2 -мбЭ>
Ек "Ei и
UR3 _Е\*Е2
ЕЭ Еэ
Ек "Ei и
UR3 _Е\*Е2
ЕЭ Еэ
При расчетах часто принимают, что мбЭ=0,6...0,7 В (для кремниевых транзисторов). Пренебрегая током /'ко, получаем iK = Рет' *6- Учитывая, что i3= 1к* Ч» получаем
1б -;—К~ • Отсюда следует, что в схеме с эмиттерной
’ Рст-
стабилизацией ток базы непосредственно зависит от того, какое значение коэффициента Рст будет иметь конкретный используемый транзистор. Если значение коэффициента Рст окажется большим, то ток базы будет малым, и наоборот.
Предположим, что напряжение питания £к задано и требуется обеспечить начальный режим работы при заданном начальном токе 1К н
Изложим порядок предварительного определения величин R3, Ri и R^.
Напряжение икэ выбирают из соотношения
икэ = (0,1...0,3) • Ек-
Затем, учитывая, что ig ~ 1к> определяют R3;
R3=^!кн
Определяют максимальный ток базы ig,^^ соответствующий минимальному значению Ржии коэффициента Р:
;_ 1кн
‘6. макс — о.
уРгИиИ
Выбирают ток iaen делителя напряжения на резисторах Rx и Ri, протекающий при отключении базы транзистора от делителя. При этом пользуется соотношением ‘дел ~ (8... 10) * igjHOKC1
Находят сумму сопротивлений R\+R2:
‘дел
Определяют напряжение ию= uR3* и63. При этом считают, что иб3= (0,6...0,7) В.
Определяют
‘дел и, используя вычисленное выше значение суммы <Rx*Ri), получают
К\= (^1+^2) -Ri-
Изложенный порядок расчета величин R3, Rx и Ri, а также другие подобные методики расчета электронных схем до применения математического моделирования составляли основу ручного проектирования устройств электроники. После подобных расчетов из конкретных электрорадиоэлементов изготавливали макет устройства и в результате его практического исследования уточняли значения параметров элементов схемы (к примеру, определяли действительно необходимое значение R3).
В настоящее время значение подобных расчетов состо
ит в том, что они:
во-первых, помогают уяснить взаимосвязь различных параметров элементов электронной схемы, т. е. позволяют более глубоко проникнуть в сущность явлений, имеющих место в этой схеме;
во-вторых, позволяют получить предварительные, ориентировочные значения параметров элементов, которые используются при математическом моделировании для определения окончательных значений.
Проведем анализ усилителя с эмиттерной стабилизацией. Поскольку в данной схеме действуют одновременно постоянные и переменные напряжения, то осуществляют анализ схемы сначала по постоянному току, а затем по переменному. Но для этого вначале изображают эквивалентную схему замещения усилителя, заменяя транзистор его эквивалентной схемой замещения. Для упрощения анализа часто в эквивалентной схеме замещения транзистора источником тока /'ко и резистором г'к пренебрегают, так как г'к велико (г'к -^~), а /^ мало (/'ко->0). Получают эквивалентную схему замещения усилителя (рис. 2.20).
Параметры элементов усилйтеля (в частности, емкости конденсаторов Сь С2 и Сэ) выбирают таким образом, чтобы в области средних частот переменные составляю-
щие напряжений на конденсаторах Сь С2 и Сэ были пре
небрежимо малы.
Полезно отметить, что амплитуды указанных переменных составляющих зависят не только от емкостей Сь С2 и Сэ. В соответствии сизЛоженным в линейной эквивалентной схеме для средних частот сопротивлениями указанных конденсаторов пренебрегают.
Транзистор для усилителя выбирают таким образом, чтобы в области средних часТот ухудшение его усилительных свойств при увеличении частоты было незначитель
ным. Если обратиться к комплексному коэффициенту 0, то сказанное означает, что выбирают транзистор с такой предельной частотой /пред, которая не меньше наибольшей частоты из области средних частот. Поэтому в линейной эквивалентной схеме усилителя для средних частот не используют емкости транзистора, а коэффициент 0 считают вещественным и постоянным.
В соответствии с изложенным, а также с целью упрощения расчетов, в эквивалентной схеме транзистора оставлены только резисторы с сопротивлением г6, гэ и источник тока, управляемый током 0 • i6.
Поскольку нас интересуют только переменные составляющие токов и напряжений, то величиной Ек и сопротивлением источника питания Ек пренебрегают. Будем считать, что Rr= 0 и влиянием резисторов Rt и R2 на коэффициент усиления переменного сигнала и8Х можно пренебречь.
Рассмотрим линейную эквивалентную схему для средних частот, изображенную на рис. 2.21.
Ценность этой схемы не ограничивается тем, что она позволяет выполнить ручной расчет режима усиления. Еще более важно то, что эта схема помогает уяснить влияние параметров различных элементов усилителя на способность усиливать входной сигнал. Из этой схемы хорошо видно, что для переменных составляющих токов и
напряжений резисторы RK и RH включены параллельно. При ручных графических расчетах этот факт находит отражение в том, что на выходных характеристиках строят так называемую линию нагрузки на переменном токе ЛН-, наклон которой определяется величиной
Rk»RhRk»RhRk RhRK +RHRk RhRK +RH
Rk»Rh
Rk»Rh
Rk Rh
RK +RH
Rk Rh
RK +RH
Выше указывалось, что наклон линии нагрузки на постоянном токе ЛН= определяется величиной Rk+ Rs- Именно по линии ЛН~ перемещается рабочая точка РТ (не НРТ!), характеризующая режим работы усилителя при наличии переменного входного сигнала ивх. На рис. 2.22 указана амплитуда UHm напряжения на нагрузке ин, равная амплитуде переменной составляющей напряжения икэ, и соответствующие предельные точки к и е на линии ЛН~. При этом предполагается, что ток базы изменяется в пределах от i6X до 1Й. Изобразим временные диаграммы, характеризующие работу усилителя (рис. 2.23).
Обратим внимание на тот факт, что выходной сигнал «ясдвинут относительно входного ивх на 180°, т. е. ЛС-уси-
Рис. 2.22
“ex А
®наВ Электроника
литель инвертирует сигнал по фазе. Иногда этот факт под
черкивают тем, что считают коэффициент усиления по напряжению отрицательной величиной.
Коэффициент усиления усилителя по напряжению Ки является одним из наиболее важных параметров усилителя. При условии, что Rr= 0, коэффициент Ки определяется выражением
где Uexm —амплитуда входного напряжения ивх. •
Обратимся к линейной эквивалентной схеме для средних частот (рис. 2.21). Обозначим через 1бт амплитуду переменной составляющей 1^. тока базы. Тогда амплитуда 1Э-Ю переменной составляющей тока эмиттера ig равна (1 + Р)/б.т, а величина t/gxm определяется выражением
Uex.m = 1б.т * гб + (1 + Р) * 1б.т ' ГЭ = 1б.т ’ Vr6 + (1 + Р) ‘ Гэ1-
Величина UHm определяется выражением
UUн.тн.т= Мбт’= Мбт’Rkrh . Rk*RhRkrh . Rk*Rh
U
U
н.т
н.т
= Мбт’
= Мбт’
Rkrh . Rk*Rh
Rkrh . Rk*Rh
С учетом выражений для Uexm и UHm получим
о . RK RH
_ RK+RH .Гб +(1 + РУгд
Обозначим через гдоэ входное дифференциальное сопротивление транзистора для схемы с общим эмиттером. Очевидно, что гдоэ = r6+ (1 + Р) • гэ.
В соответствии с этим можно записать:
о Rk’rh
_ Rr*Rh ,гд^>э
Важными параметрами усилителя являются его входное и выходное сопротивления. Из линейной эквивалентной схемы, соответствующей принятым допущениям, хорошо видно, что входное сопротивление усилителя фактически является входным дифференциальным сопротивлением транзистора для схемы с общим эмиттером (гдоз). Очевидно и то, что выходное сопротивление усилителя равно величине RK.
Коэффициент усиления по току Kt определяют выражением
^ — ^н,т^вхм
где 1вхт, 1нт — соответственно амплитуды тока источника входного сигнала и тока нагрузки.
В соответствии с принятыми допущениями 1вх.т= 1б.т-
Легко заметить, что
RK *RH
• -R 7^ *RH
н.т ~ Р 1 б.тп
С учетом этого получим
^=Р-^=Р-rk , rk*rhrk , rk*rh
^=Р-
^=Р-
rk , rk*rh
rk , rk*rh
АЧХ и ФЧХ усилителя аналогичны типовым характеристикам, рассмотренным в предыдущем параграфе. Спад АЧХ в области низких частот обусловлен уменьшением коэффициента усиления усилителя за счет увеличения реактивного сопротивления емкостей Сь С2, Сэ. Спад АЧХ в области высоких частот обусловлен ограниченными частотными свойствами транзистора.
Электроника
УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ
ТРАНЗИСТОРАХ
В качестве примера рассмотрим ЛС-усилитель на полевом транзисторе с р-л-переходом, включенном с общим истоком (рис. 2.24). Используем транзистор с каналом
Для используемого транзистора начальное напряжение иИЗ должно быть положительным (р-л-переход должен находиться под запирающим напряжением). С целью получения этого напряжения в цепь истока включают резистор Ки, на котором возникает падение напряжения «кн от протекания по нему начального тока истока 1ИН. Напряжение urh через резистор К3 передается на затвор. Так как ток затвора полевого транзистора пренебрежимо мал, падение напряжения на сопротивлении К3 практически равно нулю, поэтому иИЗ = иКИ. Рассмотренную схему . обеспечения начального режима работы называют схемой с автоматическим смещением.
Пусть задан начальный ток стока (1СН = 1ин) и начальное напряжение иИЗН между истоком и затвором. Тогда сопротивление Ки следует выбрать из соотношения
233233ЯналогобтлеЯналогобтлеэлектронние устройстваэлектронние устройства
233
233
Яналогобтле
Яналогобтле
электронние устройства
электронние устройства
_ Uизн^снСопротивление R3 обычно выбирают порядка 1 МОм.Полезно отметить, что рассматриваемая схема обеспе-чения начального режима работы характеризуется повы-шенной стабильностью. Если по каким-либо причинамначальный ток стока 1СН начнет увеличиваться, то это при-ведет к увеличению напряжений URM и ииз, что будет пре-пятствовать значительному увеличению тока 1СН.
Модуль коэффициента усиления каскада в области средних частот определяется равенством
Kg-SKg-SRcrhRc^RhRcrhRc^Rh
Kg-S
Kg-S
RcrhRc^Rh
RcrhRc^Rh
где S — крутизна стокозатворной характеристики полевого транзистора, определяемая по справочникам.
Назначение конденсаторов Сь С2 и С4 аналогично назначению соответствующих конденсаторов RC — усилителя на биполярном транзисторе.
Частотные характеристики рассматриваемого усилителя подобны частотным характеристикам RC — усилителя на биполярном транзисторе.
ЛИНЕЙНЫЕ СХЕМЫ НА ОСНОВЕОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ (ОУ)
Как уже отмечалось, операционные усилители в настоящее время используются в самых различных электронных устройствах. Их широко применяют как в аналоговых, так и в импульсных устройствах электроники. В то же время существуют и часто используются типовые линейные схемы на основе операционных усилителей. Такие типовые схемы должен знать каждый инженер, использующий
электронные устройства. Именно такие схемы рассматриваются ниже.
Очень полезно овладеть достаточно простыми приемами ручного анализа электронных схем на основе операционных усилителей. Это значительно облегчит понимание принципа действия конкретных устройств электроники и будет способствовать получению достоверных результатов машинного анализа. Указанные приемы анализа основаны на ряде допущений, принимаемых в предположении, что используемые операционные усилители достаточно близки к идеальным. Практика расчетов показывает, что результаты, получаемые на основе допущений, имеют вполне приемлемую погрешность.
Примем следующие допущения:
Входное сопротивление операционного усилителя равно бесконечности, токи входных электродов равны нулю (/?«,-> °°, U = L = 0).
Выходное сопротивление операционного усилителя равно нулю, т. е. операционный усилитель со стороны выхода является идеальным источником напряжения ^вЫХ~ 0).
Коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления дифференциального сигнала) равен бесконечности, а дифференциальный сигнал в режиме усиления равен нулю (при этом не допускается закорачивания выводов операционного усилителя).
В режиме насыщения напряжение на выходе равно по модулю напряжению питания, а знак определяется полярностью входного напряжения. Полезно обратить внимание на тот факт, что в режиме насыщения дифференциальный сигнал нельзя всегда считать равным нулю.
Синфазный сигнал не действует на операционный усилитель.
Напряжение смещения нуля равно нулю.
235 2.5.1.235 2.5.1.— Яналогобые электронние устройства
235
2.5.1.
235
2.5.1.
Инвертирующий усилитель
на основе ОУ
Рассмотрим схему инвертирующего усилителя (рис. 2.25), из которой видно, что в ней действует параллельная об
ратная связь по напряжению. Так как i_ = 0, то в соответствии с первым законом Кирхгофа ц = z2.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда и^ф = 0. В соответствии с этим на основании второго закона Кирхгофа получим
; _ ивХ : _ ивЫХ
Учитывая, что /j = z2, получаем ивых = -и^ —.
Таким образом, инвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению, равным
Ri
' Например, если Rt = 1 кОм, R2 = 10 кОм, тогда
ивых = —^"ивх •
Для уменьшения влияния входных токов операционного усилителя на выходное напряжение в цепь неинвертирующего входа включают резистор с сопротивлением R3 (рис. 2.26), которое определяется из выражения
/?3 = R^ И R^ —
^Г^2 ^1+^2 "^Г^2 ^1+^2 "Входное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах значительно ниже собственного входного сопротивления операционного усилителя. Это полностью соответствует сделанному раннее выводу о том, что параллельная отрицательная обратная связь, имеющая место в схеме, уменьшает входное сопротивление. Учитывая, что «зиф » 0, легко заметить, что входное сопротивление усилителя на низких частотах приблизительно равно Rt.
^Г^2 ^1+^2 "
^Г^2 ^1+^2 "
Выходное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах ReblX0C существенно меньше выходного сопротивления на низких частотах Reblx собственно операционного усилителя. Это является следствием действия отрицательной обратной связи по напряжению.
Можно показать, что
о _ RвЫX ПвЫХ.ОС -о ’
1+К—Ri * R^
где К — коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя.
Неинвертирующий усилитель на основе ОУ
Рассмотрим схему неинвертирующего усилителя (рис. 2.27), где имеет место последовательная отрицательная связь по напряжению. Вначале выполним анализ схе-
ию
Рис. 2.27 мы, используя принятые допущения, а затем выполним анализ на основе выражений, полученных для усилителя с указанной обратной связью.
В соответствии с ранее принятыми допущениями входные токи ОУ равны нулю, т. е. /_ = /+ = О и, следовательно, ц = <2.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда идиф = 0. На основании второго закона Кирхгофа получаем
МЛ1 = —ивх 1 UR2 = мвх — ивых •
Далее имеем следующие выражения:
Ч " ^1 = ~мвх> г2 ' ^2 = ивх — мвых»h — ^“’
К1
Таким образом, неинвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению
^и=1+—•Ri
Воспользуемся общим выражением для коэффициента усиления усилителя, охваченного последовательной отрицательной обратной связью по напряжению. Предположим, что используется входной сигнал низкой частоты, и поэтому будем использовать вещественные коэффициенты К, Р и Киос. В соответствии с общим выражением
"ос = 1 + ^р’
При К—><»
К
Коэффициент Р, как можно заметить из рис. 2.27, определяется выражением
Ry
Ry + R^
Таким образом, при К —><»
К -1 + ^2К1
что совпадает с результатом, полученным на основании используемых допущений.
Пусть, например, Ry = 2 кОм, /?2 = 4 кОм и м^ = 2 В.
Тогда•
ивыхивых= 2- 1 += 2- 1 +4Л03>2Л03>4Л03>2Л03>6 В.6 В.
ивых
ивых
= 2- 1 +
= 2- 1 +
4Л03>
2Л03>
4Л03>
2Л03>
6 В.
6 В.
Обратимся к общим выражениям для входного И выходного сопротивлений. Предполагая, что усилитель работает на низкой частоте, используем вещественные сопротивления ReX, Rexoc, Rgux, Reux.oc- Получаем, что входное
сопротивление рассматриваемого усилителя
Rex ос = ^вх * 1 + ^Rex ос = ^вх * 1 + ^^1+^2 )’^1+^2 )’
Rex ос = ^вх * 1 + ^
Rex ос = ^вх * 1 + ^
^1+^2 )’
^1+^2 )’
причем при К -> о» R^ —> °°.
Аналогично
Re«X.OC —Re«X.OC —RвЫXRвЫXик-ик-RiRy + R^RiRy + R^
Re«X.OC —
Re«X.OC —
RвЫX
RвЫX
ик-
ик-
Ri
Ry + R^
Ri
Ry + R^
Очевидно, при К —> °° Rgbix —> 0. Заметим, что полученное выражение совпадает с приведенным выше выражением для усилителя с параллельной отрицательной обратной связью.
входах операционного усилителя, использующегося в неинвертирующем усилителе, имеется синфазный сигнал, равный напряжению ивх. Это недостаток такого усилителя. В инвертирующем усилителе синфазный сигнал отсутствует.
Повторитель напряжения на основе ОУ
Схема повторителя (рис. 2.28) легко может быть получена из схемы неинвертирующего усилителя при Ry-* °°, Т?2 —» 0. Здесь предполагается, что операционный усилитель работает в режиме усиления (^диф " 0)- Исходя из полученного выше общего выражения для напряжения ивых или используя второй закон Кирхгофа, получаем
^вЫХ ^вХ'
Рис. 2.28Рис. 2.28
Рис. 2.28
Рис. 2.28
Сумматор напряжений (инвертирующий сумматор)
Рассмотрим схему сумматора, приведенную на рис. 2.29.
Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда идиф * 0.
п
Учитывая, что i_ = U = 0, получим ^.ij = ioc. При
>1
“диф = 0 получим
uRj = ивх р j ” 1» •••> и>
UROC = “вЫХ •
На основании этих выражений после несложных преобразований, аналогичных выполненным для инвертирующего усилителя, получаем
ивых = ~Roc ■ 5< “^ .
у=1 Rj
ДляДляуменьшения влияния входных токов операционно
Для
Для
го усилителя в цепь неинвертирующего входа включают
резистор с сопротивлением
R,= Rxf! ММ! Rnll Roe
Вычитающий усилитель (усилитель с дифференциальным входом)'
В вычитающем усилителе (рис. 2.30) один входной сигнал подается на инвертирующий вход, а второй — на неинвертирующий. Предположим, что операционный усилитель работает в линейном режиме. Тогда все устройство можно считать линейным и для анализа использовать принцип суперпозиции (наложения).
Предположим, что и^ = 0, тогда соответствующее выходное напряжение и'^ будет определяться выражением, соответствующим инвертирующему усилителю:
КвЫХ ивх1 „ •
К1
Определим напряжение на выходе и"^, если ивх1 = 0.
Для оценки воздействия напряжения и^ целесообразно выполнить, на основе теоремы об эквивалентном генера
торе, преобразование цепи, подключенной к неинвертирующему входу (рис. 2.31).
Как следует из указанной теоремы,
“же = «вх2 ^> «же = MR4 = ^ ^
ЭКв ^Кз+К*/?з+/?4
В рассматриваемом случае напряжение на выходе и'^ будет определяться выражением, соответствующим неинвертирующему усилителю:
f n \D ( р
1 + — = ««221 + —
вых ЭКвD вХД п . пп •
В соответствии с принципом суперпозиции, общее на
пряжение на выходе ивых определяется из выражения
“вых “вых + “вых “вх2“вых “вых + “вых “вх2R3 + RAR3 + RA, R2\ r21 + ~ ~ «8X1 " ~, R2\ r21 + ~ ~ «8X1 " ~R-.R-.ДД
“вых “вых + “вых “вх2
“вых “вых + “вых “вх2
R3 + RA
R3 + RA
, R2\ r2
1 + ~ ~ «8X1 " ~
, R2\ r2
1 + ~ ~ «8X1 " ~
R-.
R-.
Д
Д
при Rx= R2=R3= R4
“вых — “вх"1 “exl •
Схемы с диодами и стабилитронами на основе ОУ
Рассматриваемые схемы являются нелинейными, так как содержат нелинейные элементы — диоды и стабилитроны. Однако часто такие схемы анализируют, без использования ЭВМ, как линейные. При этом часто диоды и стабилитроны считают идеальными и заменяют открытые диоды и стабилитроны закоротками, запертые диоды и стабилитроны — разрывами, а стабилитроны, работающие в режиме пробоя, — источниками напряжения.
При использовании подобных способов линеаризации нелинейных схем основная проблема состоит в том, чтобы перед анализом определить, в каком режиме работает каждый нелинейный элемент. Здесь большую помощь может оказать опыт анализа подобных схем. Пусть сделано некоторое предположение о состоянии нелинейных элементов (например, предполагается, что первый диод открыт, второй закрыт и т. д.). Тогда после анализа схемы, выполненного на основе этого предположения, необходимо проверить его правильность. Например, необходимо убедиться, что через предположительно открытый диод, замененный закороткой, ток протекает в прямом направлении. При машинном анализе схемы, подобные рассматриваемым, анализируются как нелинейные.
Для примера выполним анализ схемы на рис. 2.32, предполагая, что диоды — идеальные. Пусть вначале ивх = 1 В. Если диод D1 открыт (заменяем его закороткой), а диод D2 — закрыт (заменим его разрывом), то получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.33. Из данной схемы следует, что
Г ^2 I
ивыхивых— ивх * 1 + _ —ЗВ.
ивых
ивых
I М
245245Яналогобие электпроншле устройстба ^^^Яналогобие электпроншле устройстба ^^^
245
245
Яналогобие электпроншле устройстба ^^^
Яналогобие электпроншле устройстба ^^^
Проверим правильность сделанного предположения, для чего определим ток iDX диода Dx и напряжение ию диода Z)2. Используя допущение о том, что идиф = 0, получаем ии = -2 В и iDX = 0,2 мА. Так как напряжение на диоде D2 отрицательное, а ток через диод Dx положителен, можно утверждать, что предположение было правильным.
Пусть теперь «^ = — 1 В. Предположим, что диод Dx закрыт, а диод Вг открыт. Тогда получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 2.34, из которой получаем, что
ивых — ивх
Для проверки правильности сделанного предположения определим iD1:
.. "Ur, 1
lD2 = lRl = ~— =з = 0,2 мА.
Ri 5-103
Очевидно, что md| = 0. Полученные результаты позволяют утверждать, что предположение было правильным.
««=-1в|
" I
Рис. 2.34
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилитель называют усилителем постоянного тока (УПТ), если он может усиливать постоянные и медленно изменяющиеся сигналы. Такой усилитель может использоваться и для усиления переменных сигналов.
Выше рассмотрены операционные усилители, являющиеся усилителями постоянного тока. Но внутреннее устройство операционных усилителей не рассматривалось.
Для того, чтобы постоянные или медленно изменяющиеся сигналы могли быть переданы с входа усилителя на его выход, должны использоваться только гальванические связи между отдельными частями усилителя или эти сигналы должны быть преобразованы в переменные. Полученные переменные сигналы могут быть усилены с помощью усилителей переменного тока, в которых гальванические связи разорваны с помощью конденсаторов или трансформаторов. После усиления переменные сигналы должны быть преобразованы в постоянные или медленно изменяющиеся.
При построении УПТ с использованием гальванической связи между каскадами получают УПТ, которому присуще такое вредное явление, как дрейф нуля. Под дрейфом нуля понимают самопроизвольное изменение выходного напряжения при неизменном нулевом входном. Основными причинами дрейфа нуля усилителя являются: изменение параметров элементов схемы, прежде всего транзисторов, за счет изменения температуры окружающей среды; изменение питающих напряжений; постоянное изменение параметров активных и пассивных элементов схемы; вызванное их старением. Сигнал дрейфа нуля может быть соизмерим с полезным сигналом, поэтому при построении УПТ принимают меры по снижению дрейфа нуля. Основными мерами снижения дрейфа являются жесткая стабилизация источников питания усилителей, использование отрицательных обратных связей, применение балансных компенсационных схем УПТ, использование элементов с нелинейной зависимостью параметров от температуры для компенсации температурного дрейфа, применение УПТ с промежуточным преобразованием и др.
ж Электроника 248
’ Важным вопросом при построении УПТ является также согласование потенциалов соседних каскадов, согласование источника входного сигнала с УПТ, а также подключение нагрузки к УПТ таким образом, чтобы при нулевом входном напряжении напряжение на нагрузке было также равно нулю. Поэтому простейшие УПТ, состоящие из нескольких каскадов, включенных последовательно и соединенных гальванической (непосредственной) связью, даже при условии согласования потенциалов обладают рядом недостатков, главным из которых является дрейф нуля.
Таким образом, для устранения отмеченных выше недостатков УПТ строят в виде параллельно-балансных каскадов, представляющих собой сбалансированный мост, в одно плечо которого включена нагрузка, а в другое — источник питания. Схема такого УПТ приведена на рис. 2.35.
Коллекторные сопротивления R^ и R^, транзисторы Тх и Т2, резистор R3 образуют мост, к одной диагонали которого подключен источник питания Ек, а в другую диагональ — между коллекторами транзисторов — включается нагрузка.
Аналоговые электронные устройства W
При нулевых входных сигналах и полной симметрии
схемы (RKX = Кщ, Tx и T2 одинаковы) потенциалы коллекторов транзисторов Тх и Г2 одинаковы и ивых, равное «к1 — икЪ равно нулю. Высокая стабильность схемы объясняется тем, что при изменении напряжения источника питания или при одинаковых изменениях параметров транзисторов (например, за счет температуры) потенциалы обоих коллекторов получают равные приращения и, следовательно, выходное напряжение остается равным нулю. В реальных схемах всегда имеется некоторая несимметрия плеч и существует некоторый дрейф нуля, хотя он и значительно меньше, чем в других схемах. Входной сигнал в этой схеме может подаваться либо между базами, либо на одну из баз при фиксированном потенциале другой.
Представив R3 в виде двух параллельно соединенных сопротивлений удвоенной величины (см. пунктир на рис. 2.35), можно увидеть, что рассматриваемый УПТ представляет собой два каскада с эмиттерной стабилизацией, объединенных соответствующим образом (см. вертикальные разделительные линии). Включив последовательно с R3 дополнительный источник Еэ, можно обеспечить такой начальный режим работы транзисторов, при котором потенциалы входов равны нулю и, следовательно, возможно убрать из схемы сопротивления делителей Rb R^, R3, R4. В результате получится схема дифференциального усилителя. ,
Дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах
Схема дифференциального усилителя представлена на рис. 2.36. Как и при анализе операционного усилителя, при рассмотрении дифференциального усилителя широко используют дифференциальное входное напряжение
ивх.диф и синфазное входное напряжение и^^ф. Эти понятия при обращении к операционному усилителю используют потому, что в качестве его входного каскада применяется дифференциальный усилитель. Дифференциальное входное напряжение определяется выражением
и«х.диф — Mex2 — мвх1 •
Пусть и^^цф = 0, тогда ^вх^инф = ивх1 — ^вх! • Напряжение ивых^мф называют выходным дифференциальным сигналом, причем ивых диф = ик1 — и^.
Основная идея, реализованная в дифференциальном каскаде, как это было показано выше, состоит в использовании в одном целом двух совершенно одинаковых половин. Эта идея достаточно часто применяется в электронике.
Использование двух одинаковых половин приводит к тому, что выходное напряжение «вых.ди^ очень слабо зависит от входного синфазного напряжения и практически
определяется только напряжением и^^ф. Усилитель называют дифференциальным потому, что и8ЫХ виф пропор
ционально напряжению и^мф (пропорционально разно
сти напряжений и^ и и^2). Другие дестабилизирующие факторы, кроме синфазного напряжения, также оказывают слабое влияние на величину ивыхдиф.
Если увеличилась температура и возросли тепловые токи /'ко1 и /"К02 соответственно транзисторов Т| и Т2, то из-за изменения напряжений urki и ища на резисторах Rk\ и Rm изменяются напряжения икх и ию. Если сопротивления Rk\ и Rjq равны, а изменения токов 7к0| и /^2 оди
наковы, то напряжение ивых-диф не изменится.
Допустим, что ток <0 является неизменным, а схема полностью симметрична и и^ф =0, тогда <к| = zk2 = ^, так как ток коллектора каждого транзистора примерно равен току эмиттера. В случае изменения входного синфазного сигнала токи zK1 и /к2 не изменяются и поэтому не изменяются напряжения икХ и и^, не говоря уже о напряжении ивых.диф- В соответствии с эт«2* в реальных усилителях вместо резистора R3 и источника напряжения Еэ часто для ослабления влияния синфазного сигнала используют ту или иную схему на транзисторах, которая выполняет функцию источника тока. Эту схему при анализе обычно заменяют источником тока (на рис. 2.36 пунктир).
В интегральных схемах области полупроводника, соответствующие транзисторам, располагают очень близко друг от друга. Поэтому параметры транзисторов оказываются очень близкими, что обеспечивает симметрию дифференциального усилителя.
» Электроника
* Рассмотрим кратко процессы, происходящие в усилителе при поступлении на его вход положительного сигнала и^уф. При увеличении этого сигнала, во-первых, увеличиваются ток базы и ток коллектора транзистора Т2. Это приводит к увеличению напряжения и^ и уменьшению напряжения и^. Во-вторых, уменьшаются ток базы и ток коллектора транзистора Тх. Это приводит к уменьшению напряжения uRKX и увеличению напряжения икХ. В результате напряжение ивых.дмф увеличивается. Если напряжение «дх^ф чрезмерно велико, то транзистор Т2 может войти в режим насыщения, а транзистор Тх — в режим отсечки. При отрицательном напряжении «вх.дмф транзисторы меняются ролями.
На практике широко используются также дифференциальные усилители на полевых транзисторах.
Проведем количественный анализ рассмотренного выше усилителя (рис. 2.36). Пусть идиф = 0 и установлен фиксированный ток /0. Обозначим через рсп ,рст2 статические коэффициенты передачи тока базы, а через pt ,р2 динамические коэффициенты соответственно для транзисторов Т] и Т2. Если рсп = рстг = PCT,Pi= Pi= Р, тогда в начальном режиме
; _ ; - Z0 _ *0 51 62 2.(1 + 0„)~2.Д„’ ..io
^1 = 1К2
Допустим, RKX = RK2 = Rr« тогда
“к1“к2 Е 2 *^*’ ^вых.диф ^’
В частности, если i0 = ——, то и^ = и^2 = —— • Кк2
Такой начальный режим работы обеспечивает максимально возможный диапазон изменения напряжений ик1, мк2 и ивых.диф к-Ек„.А- Ек).
Определим коэффициент усиления по напряжению для дифференциального сигнала К^. Пусть под воздействием входного дифференциального напряжения «вх.диф токи Ч\ и z62 получили приращения, модуль которых обозначим через |Az6|. Если и^уф > 0, то приращение тока i62 будет положительным, а тока i6x — отрицательным. Если в эквивалентной схеме транзистора учитывать сопротивление гэ и не учитывать сопротивление г6, то
ивхх>иф = 2 • (Д +1^- гэ • |Az’g|.
Нетрудно заметить, что
ивыхл>иф = l^^l ’ Р
С учетом выражений для и^диф и ивыхдиф получим
„_ ивых.диф _ Р * RK _ RK '
диф и^иф (Д + 0-гэ гэ "
Как известно, при увеличении начального тока в цепи эмиттера величина гэ уменьшается, а при уменьшении увеличивается. Поэтому при увеличении тока i0 коэффи-
циент К^иф увеличивается. Это позволяет изменять коэф
фициент усиления, изменяя начальный режим работы
усилителя.
Усилитель постоянного тока с модуляцией и демодуляцией (усилитель типа МДМ)
В усилителях рассматриваемого типа входной постоянный или медленно изменяющийся сигнал, как уже отмечалось, преобразуется (модулируется) в переменный повышенной частоты. Полученный сигнал усиливается с помощью усилителя переменного напряжения, а затем вновь преобразуется (демодулируется) в постоянный или медленно изменяющийся. Частота переменного напряжения часто составляет десятки килогерц.
Структурная схема усилителя типа МДМ приведена на рис. 2.37. Модулятор преобразует постоянный или медленно изменяющийся входной сигнал в переменное напряжение с частотойХ,п, определяемой генератором опорного напряжения, и амплитудой, пропорциональной входному сигналу. Переменное напряжение им с выхода модулятора поступает на вход низкочастотного усилителя переменного тока. Демодулятор — фазочувствительный выпрямитель — преобразует переменное напряжение в постоянное, причем величина постоянного напряжения пропорциональна амплитуде переменного напряжения, а следовательно, пропорциональна входному сигналу.
Временные диаграммы указанных на схеме напряжений, поясняющие работу усилителя, приведены на рис. 2.38.
Вследствие того, что в усилителях типа МДМ разорваны гальванические связи между каскадами, удается дос-
Рис. 2.37
тичь высокого качества усиления, так как дрейф нуля в данной схеме отсутствует. Такие усилители могут использоваться в высокоточных (прецизионных) устройствах. Еще одним достоинством усилителей типа МДМ является возможность изолировать с помощью трансформатора входную и выходную части. Изолирующие усилители широко используются, к примеру, в медицинской электронике.
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ(мощные выходные усилители)
Усилителем мощности называют усилитель, предназначенный для обеспечения заданной мощности нагрузки Рн при заданном сопротивлении нагрузки Кц. Усилитель мощности является примером устройств силовой электроники. Основная цель при разработке таких устройств состоит в том, чтобы отдать нагрузке заданную мощность.
В противоположность устройствам силовой электроники при проектировании устройств информативной (информационной) электроники основная цель состоит в том, чтобы выполнить заданную обработку сигнала и получить выходные сигналы, содержащие ту или иную информацию о входных. В качестве примера можно назвать устройства, определяющие в какой момент времени входной сигнал принимает максимальное значение. В устройствах информативной электроники, как правило, стремятся снизить мощность обрабатываемых сигналов до такого уровня, при котором помехоустойчивость устройства еще приемлема. В устройствах силовой электроники такую задачу в соответствии с изложенным нельзя ставить в принципе.
Реальное устройство может содержать черты как силовой, так и информативной электроники, но об указанном
различии следует постоянно помнить. Необходимо отметить, что функции устройств информативной электроники все чаще берут на себя микропроцессоры. Но микропроцессоры, естественно, не в состоянии выполнять функции устройств силовой электроники.
На усилитель мощности, как правило, приходится подавляющая часть мощности, потребляемая тем устройством, составной частью которого он является. Поэтому всемерное внимание уделяется повышению коэффициента полезного действия усилителя мощности. Другой важной проблемой является уменьшение габаритных размеров и веса усилителя мощности, так как они часто определяют габаритные размеры и вес всего устройства. Проблемы повышения коэффициента полезного действия и уменьшения габаритных размеров тесно связаны, потому что габаритные размеры и вес усилителя сильно зависят от габаритных размеров и веса охладителей. Чем больше коэффициент полезного действия, тем меньше габаритные размеры и вес усилителя.
Транзисторы усилителей мощности работают в режиме большого сигнала, когда амплитуды переменных составляющих токов и напряжений достаточно велики. При этом заметно проявляются нелинейные свойства транзисторов и возникают нелинейные искажения входного сигнала. С другой стороны, обычно не допускается, чтобы выходной сигнал был сильно искаженным.
Уровень нелинейных искажений и КПД усилителя мощности существенно зависят от начального режима работы, причем нелинейные искажения обусловливаются нелинейностью не только входных, но и выходных характеристик транзисторов, так как они работают в режиме большого сигнала. Минимально возможный уровень нелинейных искажений можно обеспечить в режиме класса А, а максимально возможный КПД — в режиме классов В или АВ.
9 Электроника
Усилители мощности бывают однотактные и двухтактные, причем первые работают в режиме класса А, а вторые — в режиме классов В или АВ. Однотактные усилители мощности применяются при относительно малых выходных мощностях (единицы ватт).
В соответствии с требованием обеспечить заданную мощность нагрузки Ру при разработке усилителя мощности должен быть решен вопрос о соответствующем выборе напряжения питания усилителя Е. Предположим, что усилитель с указанным напряжением питания может создать на нагрузке синусоидальный сигнал с максимально возможной амплитудой напряжения
''Um= —
т 2*
rh макс -rh макс -Тогда максимально возможная мощность нагрузки Ру макс определится выражением
rh макс -
rh макс -
х _ Цщ 2 Е2RH ^'RH *'Rh’
откуда
Е = 2 • ^Phmakc,rh ‘2- '
Если по каким-либо причинам выбрать полученное значение Е не представляется возможным, для согласования усилителя и нагрузки можно использовать трансформатор. Однако трансформатор часто является нежелательным элементом усилителя мощности, так как это сравнительно дорогое и сложное в изготовлении устройство.
Рассмотрим согласование нагрузки и усилителя с помощью трансформатора (рис. 2.39). Через Wv и Ж2 обозначено соответственно количество витков первичной и вторичной обмоток трансформатора, а через ивых и Квых — соответственно выходное напряжение и выходное сопротивление усилителя.
Рис. 2.39Рис. 2.39
Рис. 2.39
Рис. 2.39
При определении мощности нагрузки эту схему можно заменить эквивалентной схемой, приведенной н 1 рис. 2.40. В ней через R'H обозначено приведенное сопротивление нагрузки
RR, - RH
R
R
Н~ 2п
W7 где п — коэффициент трансформации (и = —-).
Изменяя коэффициент трансформации, можно добиться необходимого согласования усилителя и нагрузки, причем известно, что максимальная мощность в нагрузку отдается при Reblx = R'H. Отсюда определим оптимальное значение коэффициента трансформации:
Rh поит ~ л р V ^выхRh поит ~ л р V ^вых^вых^вых
Rh поит ~ л р V ^вых
Rh поит ~ л р V ^вых
^вых
^вых
Трансформаторные усилители
мощности
Рассмотрим однотактный усилитель мощности, в котором трансформатор включен по схеме с ОЭ (рис. 2.41). Трансформаторы ТР] и ТРг предназначены для согласова
ния нагрузки и выходного сопротивления усилителя и входного сопротивления усилителя с сопротивлением источника входного сигнала соответственно. Элементы R и D обеспечивают начальный режим работы транзистора, а Сувеличивает переменную составляющую, поступающую на транзистор Т.
Для анализа схемы изобразим семейство выходных характеристик транзистора, линии нагрузки и временные диаграммы (рис. 2.42). Линия 1 — это линия нагрузки по постоянному току, выходящая из точки, соответствующей Ек, а наклон ее определяется омическим сопротивлением первичной обмотки трансформатора ТР2. Точка 0 является начальной рабочей точкой транзистора. Через нее проходит линия нагрузки по переменному току 2, наклон которой определяется приведенным сопротивлением на-
грузки. Из графических построений следует, что напряжение на транзисторе может достигать почти удвоенной величины Ек.
Проведем количественный анализ рассматриваемой схемы:
р' —— ^ ГУ 7
Н^кт1кт’
где FH — выходная мощность, приведенная к первичной обмотке трансформатора ТР2;
рн -^н ’Лгр»
где чхтр— КПД ТР2 (т]^ = 0,75 + 0,95).
Мощность, потребляемая усилителем от источника питания, РПотр ~Ек*1кн • Следовательно, КПД усилителя
ПОТРПОТР1 U -Iкт
ПОТР
ПОТР
Лтр .Лтр .Кт кт
Лтр .
Лтр .
2 ^к -1КН
Для идеального усилителя U^ = Е^ 1^ = /кн, Т];? = 1, а следовательно, теоретический КПД усилителя х\теор= = 0,5. Реальный же КПД
'ПлЕ4Д~ 0,3 + 0,35.
Рассмотрим двухтактный усилитель мощности (рис. 2.43). Транзисторы могут быть включены по схеме либо с ОЭ (рис. 2.43, а), либо с ОБ (рис. 2.43, б).
Обе схемы могут работать в режиме класса В (резисторы Rx и Кг не используются) либо в режимах классов АВ или А (резисторы Кх и Кг обеспечивают соответствующий начальный режим работы транзисторов).
аа
а
а
Временные диаграммы, соответствующие классу В (рис. 2.44), показывают, что двухтактный усилитель можно рассматривать как две независимые схемы, работающие поочередно, каждая в течение полупериода входного сигнала. Проведем количественный анализ двухтактного усилителя, работающего в режиме класса В при включении транзисторов по схеме с общей базой (рис. 2.43, 6). Средний ток (постоянная составляющая) каждого из транзисторов с учетом обратного тока /^
1фТ\ ^срТг ^ ^кт "^ ЛсО-
Рис. 2.44
Таким образом, ток и мощность, потребляемые усилителем от источника тока, соответственно равны:
где Z] I цщ + л • 1^ .
Так же, как это делалось ранее для однотактного усилителя мощности, определим /д =, а
Ря-Р^тр-^5^'^
Следовательно, КПД двухтактного усилителя мощности в режиме класса В
'yi —^^— ^ ^кт " ^кт —
Ч- рA FT•
ГПОТР 4 ^к *\
Для идеального усилителя UKm = Ек, 1кт = Л.^тр^ b а и следовательно, теоретический КПД Лтеор = — = 0,78. Реаль
ный же КПД составляет 0,6 + 0,7.
Поскольку трансформатор является нежелательным элементом усилителей мощности, так как имеет большие габариты и вес, относительно сложен в изготовлении, то в настоящее время наибольшее распространение находят бестрансформаторные усилители мощности.
Бестрансформаторные усилители мощности
Рассмотрим двухтактный усилитель мощности на биполярных транзисторах различного типа проводимости
(комплементарный эмиттерный повторитель, усилитель с дополнительной симметрией) (рис. 2.45). Транзисторы усилителя работают в режиме класса В. При поступлении
Рис. 2.45
на вход усилителя положительной полуволны напряжения «в, транзистор Т] работает в режиме усиления, а транзистор Т2 — в режиме отсечки. При поступлении отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями. Так как напряжение между базой и эмиттером открытого транзистора мало (около 0,7 В), напряжение ивых близко к напряжению ивх. Однако выходное напряжение оказывается искаженным из-за влияния нелинейностей входных характеристик транзисторов. Для рассматриваемого усилителя максимально возможная амплитуда напряжения на нагрузке Um равна Е. Поэтому максимально возможная мощность нагрузки определяется выражением
1 _ Е2 RH ^"Rh1 _ Е2 RH ^"Rh
1 _ Е2 RH ^"Rh
1 _ Е2 RH ^"Rh
" Можно показать, что при максимальной мощности нагрузки усилитель потребляет от источников питания мощность, определяемую выражением
р гпотр.макс _ п *
Отсюда получаем максимально возможный коэффициент полезного действия усилителя
Л максЛ максР1 н.максР1 потр.максР1 н.максР1 потр.макс= — «0,78.4= — «0,78.4
Л макс
Л макс
Р
1 н.макс
Р
1 потр.макс
Р
1 н.макс
Р
1 потр.макс
= — «0,78.4
= — «0,78.4
Для уменьшения нелинейных искажений обеспечивают некоторое начальное смещение на входах транзисторов и тем самым переводят их в режим класса АВ (рис. 2.46). При этом коэффициент полезного действия несколько уменьшается.
Рис. 2.46Рис. 2.46
Рис. 2.46
Рис. 2.46
Рассмотрим двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем (рис. 2.47). В схеме использована общая отрицательная обратная связь (резисторы Rx и R^, охватывающая оба каскада (на операционном усилителе и на биполярных транзисторах), благодаря которой схема создает настолько малые нелинейные искажения, что ча-
сто не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах Т\ и Тг. Поскольку напряжение на нагрузке /?ц примерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе всего усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ.
АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Фильтром называют устройство, которое передает (пропускает) синусоидальные сигналы в одном определенном диапазоне частот (в полосе пропускания) и не передает (задерживает) их в остальном диапазоне частот (в полосе задерживания). Естественно, фильтры используют для передачи не только синусоидальных сигналов, но, определяя полосы пропускания и задерживания, ориентируются именно на синусоидальные сигналы. Зная, как фильтр передает синусоидальные сигналы, обычно достаточно легко определить, как он будет передавать сигналы и другой формы. В устройствах электроники фильтры ис-
пользуются очень широко. Различают аналоговые и цифровые фильтры. В аналоговых фильтрах обрабатываемые сигналы не преобразуют в цифровую форму, а в цифровых перед обработкой сигналов осуществляют такое преобразование.
Ниже рассматриваются аналоговые фильтры. Такие фильтры строят на основе как пассивных (конденсаторов, катушек индуктивности, резисторов), так и активных элементов (транзисторов, операционных усилителей). Для аналоговой фильтрации широко используют также электромеханические фильтры: пьезоэлектрические и механические. В пьезоэлектрических фильтрах используют естественный и искусственный кварц, а также пьезокерамику. Основу механического фильтра составляет то или иное механическое устройство.
Важно различать требования, предъявляемые к фильтрам силовой и информативной (информационной) электроники. Фильтры силовой электроники должны иметь как можно больший коэффициент полезного действия. Для них очень важной является проблема уменьшения габаритных размеров. Такие фильтры часто строят на основе только пассивных элементов. К фильтрам силовой электроники относятся сглаживающие фильтры, рассматриваемые при изучении вторичных источников питания. Фильтры информативной электроники чаще разрабатывают при использовании активных элементов. При этом широко используют операционные усилители.
Фильтры, содержащие активные элементы, называют активными. Ниже рассматриваются активные фильтры, в которых обычно не используются катушки индуктивности. Поэтому они могут быть изготовлены с применением технологии интегральных микросхем (катушки с большой индуктивностью не удается изготовить по указанной технологии). Нередко активные фильтры оказываются дешевле соответствующих фильтров на пассивных элементах и занимают меньшие объемы. Активные фильтры
269 Яналогобие электронние устройства Ж^^
способны усиливать сигнал, лежащий в полосе пропуска
ния. Во многих случаях их достаточно легко настроить. Укажем также и недостатки активных фильтров:
использование источника питания;
невозможность работы на таких высоких частотах,
на которых используемые операционные усилители уже не способны усиливать сигнал.
Общее математическое описание фильтров-
Фильтры вообще и активные фильтры, в частности, являются настолько важными устройствами электроники, что вопросам их строгого, математического описания уделялось и уделяется самое серьезное внимание. Публикуется большое число научных статей и книг, посвященных фильтрам. Для того, чтобы инженер или научный работник был в состоянии воспользоваться указанными источниками информации, а также средствами автоматизированного проектирования, он должен хотя бы в общих чертах знать особенности математического описания фильтров.
Обычно фильтр анализируется как конечная линейная электронная схема с сосредоточенными параметрами. Если реальная схема фильтра является нелинейной (например, содержит транзисторы или операционные усилители), то при анализе она линеаризуется и затем рассматривается как линейная.
В соответствии с изложенным фильтр описывается обыкновенным линейным дифференциальным уравнением некоторого порядка п:
d"y d^'y dy , d"x . d""lx .. . dx , ,
+ a । ——-— +... + a.h a0 у — b —-+b, —г +...+b,ь bQx dt" "1 dt" 1 dt °'" dt" "' dt"" ' dt °^
где х = x<f) — входной сигнал фильтра (обычно — вход
ное напряжение);
у = у(/) — выходной сигнал фильтра (обычно — выходное напряжение);
ab i = 0,..., п; bb i = 0, „., т — вещественные коэффициенты.
Для фильтров, которые могут быть реализованы, выполняется соотношение п > т. Величину п называют также порядком фильтра. Если, например, л = 2, то говорят, что фильтр второго порядка.
Необходимо отметить, что вместо записанного одного уравнения фильтр может быть описан линейной системой из п дифференциальных уравнений первого порядка (системой дифференциальных уравнений в форме Коши). Показано, что величина п равна или меньше количества реактивных элементов (конденсаторов и катушек индуктивности) фильтра. Например, если в фильтре три конденсатора, то он может быть третьего или меньшего порядка. Инженеру нужно знать, что порядок фильтра определяется количеством тех напряжений на конденсаторах и токов катушек индуктивности, которые могут задаваться как
начальные независимо друг от друга.
Для примера обратимся к схеме, приведенной на рис. 2.48.
Рис. 2.48
Уже до составления одного дифференциального, уравнения или эквивалентной системы дифференциальных уравнений можно сказать, что это схема второго порядка.
так как начальные напряжения при расчете переходного
процесса можно задавать независимо для двух из трех конденсаторов.
Применим к приведенному выше уравнению прямое преобразование Лапласа и определим передаточную функцию T(s) как отношение операторного изображения У($) выходной величины к операторному изображению .¥($) входной величины:
Т(А ^^^т8 *^m-xs *.~*bvs*bQ
TU) = Т7Т =^ZS’
-XU) ans +an_xs 1 +...+als+a0 где s — комплексная частота.
Запишем передаточную функцию в следующем вице:
Т^ = ^U-zi)U-z2) -U~zm) , (s-ptXs-p2')...(s-Pn) ’ где К — вещественный коэффициент;
^1—^» ~ корни полинома числителя (их принято называть нулями);
Р\-Рп — корни полинома знаменателя (их принято называть полюсами).
Известно, что полюсы и нули могут быть или вещественными, или комплексно-сопряженными.
Как уже отмечалось, при описании свойств фильтров обычно ориентируются на синусоидальные сигналы. При этом имеют в виду установившийся режим работы. В такой ситуации широко используют частотную передаточную функцию Дд°), которую получают из обычной передаточной функции при использовании подстановки
$ =jto, где со — круговая частота, рад/с.
Получаем
тит)=к y^zh^zb)r^zZmL
<N - Pi )О - Рг V-O -P„Y
Укажем три характеристики, которые широко используются для описания фильтров:
амплитудно-частотная;
фазочастотная;
времени замедления (группового времени замедления).
Амплитудно-частотная характеристика представляет собой зависимость вида
Л «о) - |Т(ЛО)|.
Значение А (го) на некоторой частоте дает отношение действующих (и амплитудных) значений сигналов на выходе и входе фильтра. На практике широко используют амплитудно-частотную характеристику в децибелах, которая представляет собой зависимость вида
^((o)=2Olg|r(Ao)|.
Фазочастотная характеристика — это зависимость вида Ф (со) = arg Т(/со).
Значение ф (to) на некоторой частоте является сдвигом по фазе выходной величины по отношению ко входной.
Характеристика времени замедления — это зависимость вида
, . dф(to)т(ю) =.dm
Величина т (со) — это время замедления (групповое). Оно характеризует сдвиг по времени выходной величины по отношению к входной.
- Наиболее широко используют амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики. Характеристика времени замедления не несет принципиально новой информации по сравнению с фазочастотной характеристикой, но является весьма полезной и используется достаточно часто. Для уяснения роли времени замедления при анализе
фильтров кратко рассмотрим проблему искажения формы сигнала, содержащего несколько гармоник, при прохождении его через фильтр. Напомним, что фильтр рассматривается как линейное устройство, поэтому речь идет не о нелинейных искажениях. Имеются в виду искажения, причиной которых является несовершенство фазочастотной характеристики фильтра.
Вначале рассмотрим фильтр с настолько совершенной фазочастотной характеристикой, что искажение формы сигнала отсутствует. Такая фазочастотная характеристика является линейной однородной функцией круговой частоты и определяется выражением
ф(о>) = -к • о), где к — постоянная положительная величина. Приведем соответствующий график (рис. 2.49). Пусть входным сигналом является напряжение ивзо содержащее две гармоники (рис. 2.50):
Рис. 2.49Рис. 2.49Рис. 2.50
Рис. 2.49
Рис. 2.49
Uex = Um\ silW + Um2 Sint*^ = Um\ ^^ + Um2 sin 2(0] Л
Для первой гармоники фильтр обеспечивает сдвиг по фазе фх(со) = —А;*(0], а для второй гармоники сдвиг по фазе будет равен ф2(со) = —k-to^ = —2**<о1. Обозначим через Тх и Т-x периоды соответственно первой и второй гармоник, а через /] и ^ — их частоты. Определим сдвиги по времени Ч и <2, соответствующие сдвигам по фазе ф! и фг. Обратимся к первой гармонике. Для нее сдвиг по фазе —2л соответствует периоду Т\, а сдвиг по фазе ф1 соответствует искомому времени tv
-2л т;
Составим пропорцию = —,
Ф1 Ч отсюда
1ф. —ФгЦ-/1 _ Ф| _ _jc-2л-2л -Ю| —со,
Аналогично получаем
t _ ф2 _ -lktoX k
2 —со2 —2(0|1
Таким образом, в рассматриваемом случае гармоники будут сдвинуты по времени на одну и ту же величину к и поэтому сигнал не будет искажен, т. е. форма его останется прежней. Но, естественно, выходной сигнал будет сдвинут относительно входного на время +к (в рассматриваемом случае выходной сигнал будет отставать от входного на время к).
Определим для рассматриваемого фильтра время замедления:
т(со) = —-2-^-д = кdw
Таким образом, в рассматриваемом случае время замедления — это время, на которое выходной сигнал будет сдвинут относительно входного.
Если фазочастотная характеристика не будет линейной однородной функцией круговой частоты, то различные гармоники будут сдвинуты фильтром на различные отрезки времени, и поэтому форма сигнала, содержащего не одну гармонику, будет искажаться. Чем ближе фазочастотная характеристика некоторого фильтра к линейной однородной функции (и чем меньше значения времени замедления отличаются от некоторой константы), тем искажения будут меньше.
Поэтому при использовании систем автоматизированного проектирования (САПР) характеристику времени замедления часто выводят на экран компьютера и используют для оценки искажений сигналов фильтром. Время замедления называют также временем запаздывания.
Из изложенного следует, что частотные характеристики фильтра полностью определяются значением коэффициента К передаточной функции, а также значением ее нулей и полюсов. Нули и полюсы часто изображают в виде точек на плоскости комплексной частоты (s-плоскости), получая так называемую диаграмму нулей и полюсов. Такая диаграмма вместе с коэффициентом К несет полную информацию о частотных свойствах фильтра. Имея диаграмму нулей и полюсов, легко определить значения модуля и аргумента частотной передаточной функции, т. е. коэффициент усиления и сдвиг по фазе.
Допустим, что некоторый полюс рк расположен на s-плоскости так, как показано на рис. 2.51. Пусть круговая частота равна сор Тогда для учета полюса рк в знаменатель дроби, определяющей величину |T(/io)|, следует добавить сомножитель, равный длине вектора с началом в полюсе рк и окончанием на мнимой оси с ординатой о>/, а в алгебраическую сумму, определяющую величину
aig T (/ш), следует добавить слагаемое —фА, где ф^ — угол, указанный на рисунке.
Классификация фильтров по виду их амплитудночастотных характеристик
Рассмотрим основные типы фильтров, классифицируемых по виду амплитудно-частотных характеристик.
Фильтры нижних частот. Для фильтров нижних частот (ФНЧ) характерно то, что входные сигналы низких частот, начиная с постоянных сигналов, передаются на выход, а сигналы высоких частот задерживаются.
Приведем примеры амплитудно-частотных характеристик фильтров нижних частот. На рис. 2.52, а показана характеристика идеального (не реализуемого на практике) фильтра (ее иногда называют характеристикой типа «кирпичная стена»). На других рисунках представлены характеристики реальных фильтров.
Рис. 2.52
Полоса пропускания лежит в пределах от нулевой частоты до частоты среза 0)с. Обычно частоту среза определяют как частоту, на которой величина А(со) равна 0,707 от максимального значения (т. е. меньше максимального значения на 3 дБ).
Полоса задерживания (подавления) начинается от частоты задерживания со3 и продолжается до бесконечности. В ряде случаев частоту задерживания определяют как частоту, на которой величина А(ю) меньше максимального значения на 40 дБ (т. е. меньше в 100 раз).
Между полосами пропускания и задерживания у реальных фильтров расположена переходная полоса. У идеального фильтра переходная полоса отсутствует.
Фильтры верхних частот. Фильтр верхних частот характерен тем, что он пропускает сигналы верхних и задерживает сигналы нижних частот.
Частотные характеристики фильтров верхних частот, как и характеристики фильтров нижних частот, многообразны в своих деталях.
Изобразим для иллюстрации две характеристики: идеальную, нереализуемую (рис. 2.53, а), и одну из типичных реальных (рис. 2.53, б). Через гос и ю3 обозначены частоты среза и задерживания.
Рис. 2.53
Полосовые фильтры (полосно-пропускающие'). Полосовой фильтр пропускает сигналы одной полосы частот, расположенной в некоторой внутренней части оси частот. Сигналы с частотами вне этой полосы фильтр задерживает.
Изобразим амплитудно-частотную характеристику для идеального (нереализуемого) фильтра (рис. 2.54, а) и одну из типичных реальных характеристик (рис. 2.54, б). Через <ос1 и со^ обозначены две частоты среза, (00 — средняя частота. Она определяется выражением
Рис. 2.54
Режекторные фильтры (полосно-заграждающие). Режекторные фильтры не пропускают (задерживают) сигналы, лежащие в некоторой полосе частот, и пропускают сигналы с другими частотами. Изобразим амплитудночастотную характеристику для идеального (нереализуемого) фильтра (рис. 2.55, а) и одну из типичных реальных характеристик (рис. 2.55, б).
279279Рис. 2.55Рис. 2.55
279
279
Рис. 2.55
Рис. 2.55
Всепропускающие фильтры (фазовые корректоры). Эти фильтры пропускают сигналы любой частоты. Построим соответствующую амплитудно-частотную характеристику (рис. 2.56). Такие фильтры используются в некоторой электронной системе для того, чтобы изменить с той или иной целью фазочастотную характеристику всей системы.
б1б1А((0) А
б1
б1
>(О
Рис. 2.56
Исходя из приведенного выше математического описания фильтров, нетрудно сделать вывод, что ход амплитудно-частотной характеристики надостаточном удалении от полосы пропускания прямо определяется порядком фильтра. Этот факт хорошо иллюстрируют амплитудно-частотные характеристики, выполненные в логарифмическом масштабе. Рассмотрим указанные характеристики для некоторых фильтров различного порядка, имеющих одинаковые коэффициенты усиления на нулевой частоте, равные 100 (рис. 2.57).
Из математического описания следует; что на достаточном расстоянии от полосы пропускания наклон характеристики равен —20/1 дБ/дек, где п — порядок фильтра. Наклон —20 дБ/дек означает, что увеличение частоты в 10 раз приводит к уменьшению коэффициента усиления в 10 раз, а наклон —40 дБ/дек означает, что увеличение частоты в 10 раз приводит к уменьшению коэффициента усиления в 100 раз.
Из изложенного следует, что если необходимо обеспечить более быстрое изменение коэффициента усиления на удалении от полосы пропускания, то следует увеличить порядок фильтра (но при этом схема фильтра усложняется).
Классификация фильтров по особенностям полиномов, входящих в передаточные функции
Рассмотрим эту классификацию на примере фильтров нижних частот. Свойства фильтров сильно зависят от того, какими полиномами описываются их передаточные функции, или, другими словами, от того, как расположены нули и полюсы на плоскости комплексной частоты. Указанные особенности математического описания определяют ход амплитудно-частотных характеристик в полосе пропускания и в переходной полосе. Ход характеристик на удалении от полосы пропускания, как уже отмечалось, определяется порядком фильтра.
На практике широко используются фильтры, отличающиеся характерными особенностями полиномов передаточных функций. Это фильтры Баттерворта, Чебышева, Бесселя (Томсона).
Для фильтров Баттерворта характерно то, что полюсы лежат на полуокружности в левой половине s-плоскости. Полюсы фильтра Чебышёва расположены на части эллипса. Полюсы фильтра Бесселя расположены на кривой, лежащей вне указанной полуокружности. Сказанное иллюстрируется на рис. 2.58. Характер расположения полюсов определяет следующие особенности этих фильтров.
Фильтры Баттерворта характеризуются наиболее плоской амплитудно-частотной характеристикой в полосе пропускания. Это их достоинство. Но в переходной полосе указанные характеристики спадают плавно, недостаточно резко.
Фильтры Чебышёва отличаются резким спадом амплитудно-частотных характеристик в переходной полосе, но в полосе пропускания эти характеристики не являются плоскими.
Фильтры Бесселя характеризуются очень пологими участками амплитудно-частотных характеристик в переходной полосе, еще более пологими, чем у фильтров Баттерворта. Их фазочастотные характеристики достаточно близки к идеальным, соответствующим постоянному времени замедления, поэтому такие фильтры мало искажают форму входного сигнала, содержащего несколько гармоник.
Изобразим амплитудно-частотные характеристики фильтров указанных типов (рис. 2.59). Предположим, что все фильтры имеют одинаковый порядок и близкие коэффициенты усиления в полосе пропускания. Для того чтобы характеристики были особенно наглядными, воспользуемся линейным масштабом.
Полезно выполнить сравнение типов фильтров и по их переходным характеристикам (т. е. во временной области).
На рис. 2.60 показаны типичные переходные характеристики фильтров, т. е. временные диаграммы выходных напряжений при ступенчатом изменении входных напряжений. Из рисунка следует, что во временной области фильтр Бесселя имеет наилучшие свойства, фильтр Чебышева — наихудшие свойства, а фильтр Баттерворта по своим свойствам занимает промежуточное положение.
Рис. 2.59
Рис. 2.60
Особенности проектирования активных фильтров
Технические требования при проектировании активных фильтров обычно определяют основные параметры амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик, а также другие требования, наиболее важные для заказчика. Среди указанных других требований часто фигурируют требования в отношении чувствительности частотных характеристик к изменению параметров элементов, вхо-
дящих в фильтр (сопротивлений резисторов, емкостей конденсаторов и т. д.). Если чувствительность высока, то фильтр может потребовать сложной настройки, и существует опасность, что в процессе его эксплуатации при старении элементов свойства фильтра начнут изменяться.
При проектировании фильтров высокого порядка п часто используют следующий подход. Вначале будем считать, что п — четное число. Передаточную функцию T(s) представляют в виде произведения сомножителей, причем каждый сомножитель является передаточной функцией второго порядка:
п//2T(s) = ПВД.
1=1
При этом фильтр порядка п строится как схема, состоящая из каскадов в количестве л/2, причем каждый каскад является фильтром второго порядка и соответствует определенному сомножителю Т\ (s). Часто используют одну и ту же базовую схему для всех каскадов. Параметры элементов этой схемы (сопротивления резисторов и емкости конденсаторов) для каждого i-го каскада определяют так, чтобы каскад описывался передаточной функцией Tt(s). В общем случае параметры элементов различных каскадов различны. Если число п нечетное, то в схему фильтра дополнительно включают один каскад, являющийся цепью первого порядка.
Схемы активных фильтров
Приведем в качестве примера две схемы фильтров второго порядка.
Вначале изобразим схему фильтра нижних частот (рис. 2.61). Можно заметить, что на низких частотах (и на постоянном токе) фильтр имеет коэффициент усиления, который описывается следующим выражением:
R
где К — величина, определяющая сопротивление в цепи обратной связи (К — 1)Л (рис. 2.61).
Приведенное выражение соответствует неинвертирующему усилителю.
При увеличении частоты входного сигнала напряжение на выходе уменьшается. Укажем две причины этого уменьшения. Во-первых, уменьшается напряжение на неинвертирующем входе (т. е. на емкости С2) из-за уменьшения модуля комплексного сопротивления емкости С2. Во-вторых, уменьшается напряжение иа из-за того, что модуль комплексного сопротивления емкости С] уменьшается и через эту емкость с выхода усилителя в точку «а» подается ток, который значительно сдвинут по фазе относительно напряжения ивх.
Далее рассмотрим схему фильтра верхних частот (рис. 2.62). На высоких частотах коэффициент усиления фильтра равен К. Рассмотренные фильтры могут составлять основу фильтров Баттерворта, Чебышева, Бесселя или фильтров другого типа в зависимости от параметров резисторов Я] и Я2 и конденсаторов Ct и С2.
Краткая характеристика активных фильтров на переключаемых конденсаторах. Переключаемый конденсатор — это своего рода дозатор, передающий строго определенные заряды из одной электрической цепи в другую. Изобразим упрощенную схему, поясняющую работу переключаемого конденсатора (рис. 2.63). Ключи 5] и 52 ра-
Рис. 2.63
ботают в противофазе, т. е. когда ключ 5] замкнут, ключ S2 разомкнут, и наоборот. После замыкания ключа ^ конденсатор накапливает заряд ивх-С, получая его от источника входного напряжения. После замыкания ключа ^ конденсатор отдает указанный заряд в цепь этого ключа. Чем чаще будут переключаться ключи, тем больший заряд в единицу времени будет передаваться в указанную цепь, т. е. тем больше будет среднее значение тока L Использование переключаемого конденсатора позволяет изменять среднее значение тока i путем изменения частоты переключения. В этом смысле переключаемый конденсатор играет роль резистора с регулируемым сопротивлением.
Активные фильтры на переключаемых конденсаторах имеют следующие достоинства: .
они достаточно дешевые, так как при их изготовлении используется относительно простая технология;
их легко перестраивать на другие частоты, для чего достаточно изменять частоту переключения.
Активные фильтры на переключаемых конденсаторах уже довольно долго используются на практике.
ГЕНЕРАТОРЫГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Генератором гармонических колебаний называют устройство, создающее переменное синусоидальное напряжение при отсутствии входных сигналов. Генератор преобразует энергию источника постоянного напряжения в энергию переменного выходного сигнала.
Различают два режима возбуждения генератора. При так называемом мягком режиме колебания (сигнал на выходе) возникают после подключения генератора к источнику питания самопроизвольно. Мягкий режим называют также режимом самовозбуждения. При жестком режиме для возникновения колебаний требуется внешний начальный сигнал.
Обратимся к структурной схеме генератора с последовательной положительной обратной связью по напряжению (рис. 2.64). Эта схема аналогична ранее изученной соответствующей структурной схеме усилителя с отрицательной обратной связью. Аналогичны и обозначения величин.
При наличии колебаний
йвнх=к.йос=кйвых^,
откуда получаем условие самовозбуждения: К-Р=1.
“вх О“вх О“вых“выхРис. 2.64Рис. 2.64
“вх О
“вх О
“вых
“вых
Рис. 2.64
Рис. 2.64
Запишем это условие в развернутом виде: 1^-0| = 1;
ф + ф = Inn, п = 0, 1,...где ф — сдвиг по фазе для цепи прямой передачи (для уси-лителя); ф— сдвиг по фазе для цепи обратной связи.
Выражение |А>0| = 1 называют условием баланса амплитуд, а выражение ф + ф = 2ли — условием баланса фаз.
Если условие самовозбуждения К-0=1 выполняется только для одной частоты, то на выходе генератора поддерживается синусоидальное напряжение этой частоты (именно это характерно для генераторов гармонических колебаний). Если это условие выполняется для нескольких частот, то выходное напряжение оказывается несинусоидальным, в нем имеется несколько гармоник.
Из изложенного следует, что генератор гармонических колебаний должен содержать по крайней мере одну частотно-избирательную цепь, которая бы обеспечивала выполнение условия самовозбуждения на заданной частоте. В зависимости от вида частотно-избирательной цепи, использующейся в генераторе, генератор относят к тому или
иному типу. В так называемых £С-генераторах используются £С-цепи. В АС-генераторах используются АС-цепи. В кварцевых генераторах используют кварцевые резонаторы. В некоторых схемах совместно используются кварцевые резонаторы и £С-контуры. Существуют также генераторы с керамическими и механическими (электромеханическими) резонаторами.-
/?С-генераторы с мостом Вина
Мостом Вина обычно называют схему, приведенную на рис. 2.65.
При частоте входного сигнала, равной резонансной частоте Jo, напряжение на выходе ивых равно нулю (при ненулевом входном напряжении и^. Легко показать, что г 1
Jo = Т"7^ • Иногда мостом Вина называют схему, приве- Z.HRC
денную на рис. 2.66. На частоте Jo коэффициент передачи такой схемы Р = ^«5. = 1.
10 Электронно
’ Далее мостом Вина будем называть первую схему с конфигурацией, действительно характерной для мостовых схем, а схему на рис. 2.66 — упрощенным мостом Вина.
В реальных схемах генераторов для поддержания колебаний необходимо, чтобы на частоте колебаний напряжение ивых несколько отличалось от нуля. Поэтому реально мост работает с некоторым рассогласованием, когда отно-
шение сопротивлений — несколько отличается от 2 (бо- /?2
лее точно, —>2) R1
с
Рис. 2.66
Для генераторов гармонических колебаний важной проблемой является автоматическая стабилизация амплитуды выходного напряжения. Если в схеме не предусмотрены устройства автоматической стабилизации, устойчивая работа генератора окажется невозможной. В этом случае после возникновения колебаний амплитуда выходного напряжения начнет постоянно увеличиваться, и это приведет к тому, что активный элемент генератора (к примеру, операционный усилитель) войдет в режим насыщения. В результате напряжение на выходе будет отличать-
ся от гармонического. Схемы автоматической стабилизации амплитуды могут быть достаточно сложными и содержать, к примеру, несколько дополнительных операционных усилителей.
Изобразим схему генератора на операционном усилителе с очень простой схемой автоматической стабилизации амплитуды (рис. 2.67), которую обеспечивают диоды. Поясним их роль на следующем примере. Если по каким-
Рис. 2.67
либо причинам амплитуда напряжения на выходе ивых увеличилась, то увеличится амплитуда полуволн тока, проходящих через диоды. Но это приведет к тому, что для каждого диода уменьшится дифференциальное сопротивление и сопротивление на постоянном токе для соответствующих моментов времени. Это эквивалентно уменьшению сопротивления в цепи между выходом операционного усилителя и его инвертирующим входом. Но такое уменьшение, как известно, приводит к уменьшению коэффициента усиления усилителя на основе ОУ, охваченного отрицательной обратной связью (ООС). В результате выходное напряжение уменьшится, возвратившись к исходному значению. Назначение потенциометра — регулирование амплитуды выходного напряжения.
Предыдущую схему можно представить так, как показано на рис. 2.68. Тогда становится очевидным, что пунк-
тиром обведен усилитель, представляющий из себя ОУ, охваченный цепью ООС и имеющий коэффициент усиления К. С помощью частотно-зависимой /?С-цепи (упрощенный мост Вина) этот усилитель охвачен цепью положительной обратной связи. На частоте Jo коэффициент
передачи упрощенного моста Вина Р = ~ • Следовательно, для соблюдения условия баланса амплитуд необходимо, чтобы К • Р > 1, т. е. (пренебрегая прямым сопротивлением
• ~ ^ 1, или R^ + R^ ^ 2R3,• ~ ^ 1, или R^ + R^ ^ 2R3,(./?i + Ri
• ~ ^ 1, или R^ + R^ ^ 2R3,
• ~ ^ 1, или R^ + R^ ^ 2R3,
диодов D| и D2) 1 + —-
т. е. получаем тот же результат, что и ранее, но более строго.
При практическом применении подобных генераторов нагрузку часто желательно подключать через дополнительный так называемый буферный усилительный каскад.
Кварцевые генераторы '
Как уже отмечалось, основу кварцевых генераторов составляют кварцевые резонаторы. Кварцевый резонатор — это пластинка кварца, закрепленная определенным образом в кварцедержателе и представляющая собой электромеханическую колебательную систему. Эти резонаторы относятся к пьезоэлектрическим элементам, принцип действия которых основан на использовании прямого и обратного пьезоэффекта. Прямой пьезоэффект состоит в том, что механическая нагрузка на материал элемента вызывает появление электрического напряжения между соответствующими поверхностями элемента. Обратный пьезоэффект состоит в том, что электрическое напряжение между соответствующими поверхностями элемента, создаваемое с помощью внешнего источника напряжения, вызывает появление механических напряжений, которые могут изменять форму и размеры элемента.
Кварцевые резонаторы изготавливают из природного и искусственного монокристаллического кварца. Из заготовки вырезают пластины, грани которых определенным образом ориентированы относительно кристаллографических осей монокристалла. В рабочем режиме на обкладках пластины имеется переменное напряжение и имеют место механические колебания пластины. Используются колебания сжатия-растяжения, изгиба, кручения и другие.
При анализе схемы с кварцевым резонатором (рис. 2.69, а) его удобно заменять эквивалентной схемой, представленной на рис 2.69, б.
Необходимо отметить, что именно эта эквивалентная схема кварцевого резонатора используется в пакете программ PSpice для моделирования электронных схем. В эквивалентной схеме могут иметь место и параллельный, и последовательный резонанс. На практике используют оба вида резонанса.
^□н
На частоте последовательного резонанса сок* 1
«■у/^'тг резонатор имеет минимальное сопротивление N^K " С к
RK. Частота параллельного резонанса
В диапазоне частот между о* и о)о резонатор ведет себя как некоторая индуктивность.
Кварцевые резонаторы характеризуются высокой стабильностью и добротностью (&= 104 + 105). Использование кварцевых резонаторов позволяет снизить относительное изменение частоты генераторов до очень малых значений (Ю-6^- 10-9).
Приведем для примера упрощенную схему кварцевого генератора на основе операционного усилителя при использовании последовательного резонанса (рис. 2.70). На частоте последовательного резонанса в схеме имеет место сильная положительная обратная связь, что и поддерживает автоколебания.
ВТОРИЧНЫЕИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Вторичные источники питания предназначены для получения напряжения, необходимого для непосредственного питания электронных и других устройств. Предполагается, что вторичные источники в свою очередь получают энергию от первичных источников питания, вырабатывающих электричество от генераторов, аккумуляторов и т. д. Питать электронные устройства непосредственно от первичных источников обычно нельзя.
Вторичные источники питания являются одними из наиболее важных устройств электроники. Например, часто надежность того или иного устройства электроники существенно зависит от того, насколько надежен его вторичный источник питания. Общепринято вторичные источники называть источниками питания.
Рассмотрим типичные структурные схемы источников питания, получающих энергию от промышленной сети с частотой 50 Гц.
Рассмотрим вначале источник питания без преобразо
вателя частоты, структурная схема которого представлена на рис. 2.71.
Рис. 2.71
Трансформатор предназначен для гальванической развязки питающей сети и нагрузки и изменения уровня переменного напряжения. Обычно трансформатор является понижающим. Выпрямитель преобразует переменное напряжение в напряжение одной полярности (пульсирующее). Сглаживающий фильтр уменьшает пульсации напряжения на выходе выпрямителя. Стабилизатор уменьшает изменения напряжения на нагрузке (стабилизирует напряжение), вызванные изменением напряжения сети и изменением тока, потребляемого нагрузкой.
Напряжение в сети обычно может изменяться в диапазоне +15...—20 % от номинального значения.
Рассмотренный источник питания является источником питания без преобразования частоты. Такие источники питания ранее использовались широко, одноко в последнее время вместо них все чаще используют источники с преобразованием частоты. Причиной этого является то, что в источниках без преобразования частоты вес и габариты трансформатора, работающего на частоте 50 Гц, а также сглаживающего фильтра оказываются довольно большими. Тем не менее, рассматриваемые источники питания используются и в настоящее время. '
Рассмотрим источник питания с преобразователем ча
стоты (рис. 2.72).
Рис. 2.72
В этих источниках напряжение от сети подается непосредственно на выпрямитель 1. На выходе сглаживающего фильтра 1 создается постоянное напряжение, которое вновь преобразуется в переменное с помощью так называемого инвертора. Полученное переменное напряжение имеет частоту, значительно превышающую 50 Гц (обычно используют частоты в десятки килогерц). Затем напряжение передается через трансформатор, выпрямляется и фильтруется. Так как трансформатор в этой схеме работает на повышенной частоте, то его вес и габариты, а также вес и габариты сглаживающего фильтра 2 оказываются очень незначительными. Как и в предыдущей схеме, основная роль трансформатора состоит в гальванической развязке сети и нагрузки. Инвертор, трансформатор и выпрямитель 2 образуют конвертор — устройство для изменения уровня постоянного напряжения.
Необходимо отметить, что в такой схеме инвертор выполняет роль стабилизатора напряжения. В качестве активных приборов в инверторе используются транзисторы (биполярные или полевые). Иногда применяются тирис-
торы. В любом случае активные приборы работают в ключевом режиме (например, транзистор или включен и находится в режиме насыщения, или выключен и находится в режиме отсечки), поэтому источники питания с преобразованием частоты называют также импульсными. Однако следует иметь в виду, что и в источниках без преобразования частоты могут использоваться импульсные стабилизаторы, в которых транзисторы работают в ключевом режиме.
Рассматриваемые источники питания широко используются в современных устройствах электроники, в частности в компьютерах. Они обладают, как правило, значительно лучшими технико-экономическими показателями в сравнении с рассмотренными выше источниками без преобразования частоты.
Перейдем теперь к рассмотрению отдельных элементов структурных схем источников питания.
Выпрямители
В маломощных источниках питания (до нескольких сотен ватт) обычно используют однофазные выпрямители. В мощных источниках целесообразно применять трехфазные выпрямители.
Выпрямители имеют следующие основные параметры:
среднее значение выходного напряжения ивых
1 Т
Uср = I ивых^,1 0
где Т — период напряжения сети (для промышленной сети — 20 мс);
среднее значение выходного тока 1вых
1 т.
^ср = ~ / ^вЫХ^ ’
1 п
коэффициент пульсаций выходного напряжения
где Um — амплитуда низшей (основной) гармоники выходного напряжения.
Часто коэффициент пульсаций измеряют в процентах.
Обозначим его через е%: е% = —— • 100 %.
иср
Указанные параметры являются наиболее важными при использовании выпрямителя.
При проектировании выпрямителя широко применяются также следующие параметры, характеризующие его внутренние особенности:
действующее значение ивх входного напряжения выпрямителя;'•
максимальное обратное напряжение U^. макс на отдельном диоде или тиристоре (т. е. на вентиле). Это напряжение принято выражать через напряжение Ucp;
среднее значение 1д. ср тока отдельного вентиля;
максимальное (амплитудное) значение 1д ^aKC тока отдельного вентиля.
Токи 1д ср и 1д. макс принято выражать через 1ср. Значение Uo6P, макс используется для выбора вентиля по напряжению. Значения 1д ср и 1д мокс используются для выбора вентиля по току. Здесь следует иметь в виду, что вследствие малой тепловой инерционности полупроводникового вентиля он может выйти из строя даже в том случае, когда его средний ток 1д- ср мал, но велик максимальный ток 1д макс.
Однофазный однополупериодный выпрямитель является простейшим и имеет схему, изображенную на рис. 2.73, а. В таком выпрямителе ток через нагрузку протекает лишь в течение полупериода сетевого напряжения (рис. 2.73, б).
а
Рис. 2.73
Исходя из приведенных выше определений, получим основные параметры:
«„=0,45-У„,
к
и^г^и^
^ = ^ = 1’57 ,
^обрмакс — '2 • Ugx — It • U Ср,
^.ср ^ср ’
*д.макс —„~^^ср
Такой выпрямитель находит ограниченное применение в маломощных устройствах. Кроме прочего, характерной отрицательной чертой однополупериодного выпрямителя является протекание постоянной составляющей тока во входной цепи. Если выпрямитель питается через трансформатор, как показано на рис. 2.73, в, то наличие указанной постоянной составляющей тока вызывает подмагничивание сердечника трансформатора, что приводит к необходимости увеличивать его габаритные размеры.
Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой представляет собой параллельное соединение двух однополупе- риодных выпрямителей. Рассматриваемый выпрямитель может использоваться только с трансформатором, имеющим вывод от середины вторичной обмотки (рис. 2.74, а).
а
Рис. 2.74
Диоды схемы проводят ток поочередно, каждый в течение полупериода (рис. 2.74, б).
Основные параметры такого выпрямителя получим
аналогично тому, как это делалось ранее:
17 =2.^.[/2»0,9*(/2, я
где U2 — действующее значение напряжения каждой половины вторичной обмотки;
U^W-U^
,_ Ucp
*СР~ d ’ КН
£ = — «0,67, 3
^обр^макс ^ • V2 • U2 Я * UСр,
^д.ср^д.ср2^ср’2^ср’
^д.ср
^д.ср
2^ср’
2^ср’
^д.макс^д.макс-J2-U2 Я _=— = — • 7 .
^д.макс
^д.макс
Rh 2 ср
Рассматриваемый выпрямитель характеризуется довольно высокими технико-экономическими показателями и широко используется на практике. При его проектировании полезно помнить о сравнительно большом обратном напряжении на диодах.
Однофазный мостовой выпрямитель (рис. 2.75, а) можно считать пределом совершенства тех однофазных выпрямителей, которые могут использоваться без трансформатора. Не известна другая однофазная схема без трансформатора, в которой бы так рационально исполь-
б
Рис. 2.75
305 Аналоговые элелдпронние устройства ^^^
зовались диоды. Диоды в рассматриваемой схеме включаются и выключаются парами. Одна пара — это диоды Dx и D^, а другая — Z)3 и Д4. Таким образом, к примеру, диоды Dx и D^ или оба включены и проводят ток, или оба выключены (рис. 2.75, б). Если не забывать мысленно заменять каждый включенный диод закороткой, а каждый выключенный — разрывом цепи, то анализ работы этой схемы оказывается совсем нетрудным.
Основные параметры выпрямителя следующие:
U„-'l~U«t-0j9.Ue, ТС
Uex»l^-Ucp,
UCD
1<:Р» ’
2
e = —= 0,67, 3
TT — J ЭЛТ — — J] обр.максw ex 2 v ср»
^д.ср ^ * ^cp
д.макс D~ *cp
Такой выпрямитель характеризуется высокими технико-экономическими показателями и широко используется на практике. Часто все четыре диода выпрямителя помещают в один корпус.■
Схема трехфазного выпрямителя с нулевым выводом и его временные диаграммы работы приведены на рис. 2.76.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения составляет 0,25, в то время как для двухполупериодного
Рис. 2.76
однофазного выпрямителя коэффициент пульсаций равен 0,67. Частота пульсаций в трехфазном выпрямителе в три раза выше частоты питающей сети.
Схема трехфазного мостового выпрямителя (схема Ларионова) приведена на рис. 2.77. Используемые в данной схеме 6 диодов выпрямляют как положительные, так и отрицательные полуволны трехфазного напряжения. Этот выпрямитель является аналогом однофазного мостового
Рис. 2.77
выпрямителя. Рассматриваемый выпрямитель характеризуется высокими технико-экономическими показателями и очень широко используется на практике. Коэффициент пульсаций схемы очень мал (е =0,057), а частота пульсаций в шесть раз выше частоты сети. Все это позволяет в некоторых случаях не использовать выходной фильтр. Анализ работы рассматриваемой схемы сложнее, чем анализ работы однофазного мостового выпрямителя, однако не сопряжен с какими-либо принципиальными затруднениями.
Сглаживающие фильтры
Выпрямленное напряжение имеет существенные пульсации, поэтому широко используют сглаживающие фильтры — устройства, уменьшающие эти пульсации. Важнейшим параметром сглаживающего фильтра является
коэффициент сглаживания 5. По определению $ =—, е2
причем 61 и е2 определяют как коэффициенты пульсаций на входе и выходе фильтра соответственно.
Для емкостного фильтра, у которого вход и выход фактически совпадают, под Ej понимают коэффициент пульсаций до подключения фильтра, а под е2 — коэффициент пульсаций после его подключения. Коэффициент сглаживания показывает, во сколько раз фильтр уменьшает пульсации. На выходе фильтра напряжение оказывается хорошо сглаженным, а коэффициент пульсаций может иметь значения в диапазоне 0,001...0,00003.
Простейшим фильтром является емкостной фильтр (С-фильтр). Рассмотрим его работу на примере однофазного однополупериодного выпрямителя (рис. 2.78). Емкостной фильтр подключают параллельно нагрузке (рис. 2.78, а).
На отрезке времени Г|...Г2 диод открыт и конденсатор заряжается (рис. 2.78, б). На отрезке /2—6 Диод закрыт, источник входного напряжения отключен от конденсатора и нагрузки. Разряд конденсатора характеризуется экспонентой с постоянной времени т = RH • С. Ток через диод протекает только часть полупериода (отрезок Ь..Л2\ Чем короче отрезок 1Ь.Л2> тем больше амплитуда тока диода при заданном среднем токе нагрузки. Если емкость С очень велика, то отрезок 1х..Лг оказывается очень малым, а амплитуда тока диода очень большой, и диод может выйти из строя. Такой фильтр широко используется в маломощных выпрямителях; в мощных выпрямителях он используется редко, так как режим работы диода и соответствующих электрических цепей (к примеру, обмоток трансформатора) достаточно тяжел.
В качестве фильтра можно использовать и индуктивность. Легко доказать, что индуктивный фильтр (£-фильтр) практически не дает полезного эффекта в однофазном однополупериодном выпрямителе. Рассмотрим работу индуктивного фильтра на примере однофазного мостового выпрямителя. Индуктивный фильтр включают последовательно с нагрузкой (рис. 2.79, а). Часто используют
Рис. 2.78
катушку индуктивности (реактор) на магнитном сердечнике с зазором.
Предположим, что постоянная времени т, определяе-
L,
мая выражением т = —, достаточно велика (как это
обычно бывает на практике). Тогда ток нагрузки оказывается практически постоянным (рис. 2.79, б). Такой фильтр широко используется в выпрямителях, особенно мощных. Режим работы диодов (и соответствующих электрических цепей) не является тяжелым.
На практике используют также следующие типы фильтров (рис. 2.80): индуктивно-емкостной или Г-образный АС-фильтр (о), Г-образный АС-фильтр (б), П-образный АС-фильтр (в), П-образный АС-фильтр (г).
Обычно Г- и П-образные АС-фильтры применяются только в маломощных схемах, так как они потребляют значительную долю энергии. На практике применяют и другие, более сложные фильтры.
Рассмотрим внешние характеристики выпрямителей с фильтрами. Внешняя характеристика — это зависимость среднего значения выходного напряжения (напряжения на нагрузке) от среднего значения выходного тока (тока нагрузки). При увеличении выходного тока выходное напряжение уменьшается из-за увеличения падения напряжения на обмотках трансформатора, диодах, подводящих проводах, элементах фильтра.
’ Рассмотрим типичные внешние характеристики (рис. 2.81), которые получают, изменяя сопротивление нагрузки, подключенное к выходу фильтра. Наклон внешней характеристики при том или ином токе 1ср характеризуют выходным сопротивлением Квых, которое определяется выражением
^вых ~^вых ~dUcpdUcp1С, — заданный1С, — заданный
^вых ~
^вых ~
dUcp
dUcp
1С, — заданный
1С, — заданный
Чем меньше величина /?вых, тем меньше выходное напряжение зависит от выходного тока, что обычно и требуется.
Как следует из рис. 2.81, выпрямитель с ЯС-фильтром характеризуется повышенным выходным сопротивлением. Здесь отрицательную роль играет резистор фильтра.
Рис. 2.81Рис. 2.81
Рис. 2.81
Рис. 2.81
313 Яналогобые электронные устройства
Стабилизаторы напряжения
Важнейшими параметрами стабилизатора напряжения являются коэффициент стабилизации Кст, выходное сопротивление RgMX и коэффициент полезного действия 7}ст.
Коэффициент стабилизации определяют из выражения
&Нвх
К' =
СТ ^«вых ’ивых
где ивх,ивых — постоянные напряжения соответственно на входе и выходе стабилизатора;
Ди^— изменение напряжения ивх;
^ивых — изменение напряжения ивых, соответствующее изменению напряжения Д«вх. .
Таким образом, коэффициент стабилизации — это отношение относительного изменения напряжения на входе к соответствующему относительному изменению напряжения на выходе стабилизатора. Чем больше коэффициент стабилизации, тем меньше изменяется выходное напряжение при изменении входного. У простейших стабилизаторов величина Кст составляет единицы, а у более сложных — сотни и тысячи. -
Выходное сопротивление стабилизатора определяется выражением
где Дмвых — изменение постоянного напряжения на выходе стабилизатора;
' ^вых — изменение постоянного выходного тока стабилизатора, которое вызвало изменение выходного напряжения.
Выходное сопротивление стабилизатора является величиной, аналогичной выходному сопротивлению выпрямителя с фильтром. Чем меньше выходное сопротивление, тем меньше изменяется выходное напряжение при изменении тока нагрузки. У простейших стабилизаторов величина Квых составляет единицы Ом, а у более совершенных — сотые и тысячные доли Ома. Необходимо отметить, что стабилизатор напряжения обычно резко уменьшает пульсации напряжения.
Коэффициент полезного действия стабилизатора Т)ст — это отношение мощности, отдаваемой в нагрузку Рц, к мощности, потребляемой от входного источника напряжения Рд^
Традиционно стабилизаторы разделяют на параметрические и компенсационные.
Параметрические стабилизаторы являются простейшими устройствами, в которых малые изменения выходного напряжения достигаются за счет применения электронных приборов с двумя выводами, характеризующихся ярко выраженной нелинейностью вольт-амперной характеристики. Рассмотрим схему параметрического стабилизатора на основе стабилитрона (рис. 2.82). Проанализируем данную схему (рис. 2.82, о), для чего вначале ее преобразуем, используя теорему об эквивалентном генераторе (рис. 2.82, б). Проанализируем графически работу схемы, построив на вольт-амперной характеристике стабилитрона линии нагрузки для различных значений эквивалентного напряжения, соответствующих различным значениям входного напряжения (рис. 2.82, в). Из графических
Ro
+
R» - Ro//R*
^о +^я
“э — “ех
^|р Электроника
построений очевидно, что при значительном изменении эквивалентного напряжения иэ (на Дмэ), а значит, и входного напряжения и^, выходное напряжение изменяется на незначительную величину Д«»ых. Причем, чем меньше дифференциальное сопротивление стабилитрона (т. е. чем более горизонтально идет характеристика стабилитрона), тем меньше Дм»^ Определим основные параметры такого стабилизатора, для чего в исходной схеме стабилитрон заменим его эквивалентной схемой и введем во входную цепь (рис. 2.82, г) источник напряжения, соответствующий изменению входного напряжения Дм^ (на схеме пунктир):
Квых = гд II Ro = гд, так как Ro » гд;
„ _ ивых^ Н _ ^вых^Н . „ _ ДМвх . ^вых ивхЦх ивх^Н + Лт) СТ Uex ивых
Определим &ивых, задав ^и^
’вх^"rd+R0’’вх^"rd+R0’^вых - ^ивх «У ” ~ Дм. ■ гд II КН + к0
’вх^"rd+R0’
’вх^"rd+R0’
так как обычно гд « RH.
Следовательно, Кст * мвх гд
Обычно параметрические стабилизаторы используют для нагрузок от нескольких единиц до десятков миллиампер. Наиболее часто они используются как источники опорного напряжения в компенсационных стабилизаторах напряжения.
Компенсационные стабилизаторы представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования. Характерными элементами компенсационного стабилизатора являются источник опорного (эталонного) напряжения (ИОН), сравнивающий и усиливающий элемент (СУЭ) и регулирующий элемент (РЭ).
Напряжение на выходе стабилизатора или некоторая часть этого напряжения постоянно сравнивается с эталонным напряжением. В зависимости от их соотношения сравнивающим и усиливающим элементом вырабатывается управляющий сигнал для регулирующего элемента, изменяющий его режим работы таким образом, чтобы напряжение на выходе стабилизатора оставалось практически постоянным.
В качестве ИОН обычно используют ту или иную электронную цепь на основе стабилитрона, в качестве СУЭ часто используют операционный усилитель, а в качестве РЭ — биполярный или полевой транзистор. Чаще всего регулирующий элемент включают последовательно с нагрузкой. В этом случае стабилизатор называют последовательным (рис. 2.83, а). Иногда регулирующий элемент включают параллельно нагрузке, и тогда стабилизатор называют параллельным (рис. 2.83, б, здесь СУЭ и ИОН с целью упрощения не показаны). В параллельном стабилизаторе используется балластное сопротивление 7^, включаемое последовательно с нагрузкой.
аа
а
а
Управляющий " сигналУправляющий " сигнал
Управляющий " сигнал
Управляющий " сигнал
^вых
о
б
Рис. 2.83
ggSr Электроника 318
В зависимости от режима работы регулирующего эле
мента стабилизаторы разделяют на непрерывные и импульсные (ключевые, релейные). В непрерывных стабилизаторах регулирующий элемент (транзистор) работает в
активном режиме, а в импульсных — в импульсном.
Рассмотрим типичную принципиальную схему непрерывного стабилизатора (рис. 2.84, а). Эта схема соответствует приведенной выше структурной схеме последовательного стабилизатора. Для того чтобы выполнить наиболее просто анализ этой схемы на основе тех допу-
щений, которые были рассмотрены при изучении операционного усилителя, изобразим эту схему по-другому. При этом цепи питания операционного усилителя для упрощения рисунка изображать не будем. Из схемы (рис. 2.84, б) очевидно, что на элементах Я2, ^з, DA и VT построен неинвертирующий усилитель на основе ОУ с выходным каскадом в виде эмиттерного повторителя на транзисторе VT, а входным напряжением для него является выходное напряжение параметрического стабилизатора напряжения на элементах Rt и VD. В соответствии с указанными выше допущениями получаем: '
«ю = “ст, т. е. 1Ю ♦ R3= и„\
иК1 — иЮ — “вых>
; - -1 - - ст 1т~ lR3~ D •
Подставляя выражение для i^ в предыдущее уравнение, получим
Т-' ^2 = “ст — ивых , К3
следовательно,
ивых ~ иСГивых ~ иСГ1^2• 1 + — •R31^2• 1 + — •R3
ивых ~ иСГ
ивых ~ иСГ
1^2
• 1 + — •R3
1^2
• 1 + — •R3
Последнее выражение в точности повторяет соответствующие выражения для неинвертирующего усилителя (входным напряжением является напряжение «ст).
Полезно отметить, что ООС охватывает два каскада — на операционном усилителе и на транзисторе. Рассматриваемая схема является убедительным примером, демонстрирующим преимущество общей отрицательной обратной связи по сравнению с местной.
Основным недостатком стабилизаторов с непрерывным регулированием является невысокий КПД, поскольку зна-
читальный расход мощности имеет место в регулирующем элементе, так как через него проходит весь ток нагрузки, а падение напряжения на нем равно разности между входным и выходным напряжениями стабилизатора.
В конце 60-х гг. стали выпускать интегральные микросхемы компенсационных стабилизаторов напряжения с непрерывным регулированием (серия К142ЕН). В эту серию входят стабилизаторы с фиксированным выходным напряжением, с регулируемым выходным напряжением и двухполярным и входным и выходным напряжениями. В тех случаях, когда через нагрузку необходимо пропускать ток, превышающий предельно допустимые значения интегральных стабилизаторов, микросхему дополняют внешними регулирующими транзисторами.
Некоторые параметры интегральных стабилизаторов приведены в табл. 2.1, а вариант подключения к стабили-
Таблица 2.1
Тип
и„,в
Uhux, В
1н,А
Рмакс> Вт
К142ЕН1Б
40
3 + 12
0,15
0,8
К142ЕН2Б
40
12 + 30
0,15
0,8
К142УНЗ; 4
40
15 + 30
1
4
К142ЕН5А
35
5
3
10
К142ЕН6
±30
±15
0,2
4
затору К142ЕН1 внешних элементов — на рис. 2.85. Резистор /? предназначен для срабатывания защиты по току,
а /?] — для регулирования выходного напряжения. Микросхемы К142УН5, ЕН6, ЕН8 являются функционально законченными стабилизаторами с фиксированным выходным напряжением, но не требуют подключения внешних элементов.
Импульсные стабилизаторы напряжения в настоящее время получили распространение не меньшее, чем непрерывные стабилизаторы. Благодаря применению ключевого режима работы силовых элементов таких стабилизаторов, даже при значительной разнице в уровнях входных и выходных напряжений можно получить КПД, равный 70 + 80 %, в то время как у непрерывных стабилизаторов он составляет 30 + 50%. В силовом элементе, работающем в ключевом режиме, средняя за период коммутации мощность, рассеиваемая в нем, значительно меньше, чем в непрерывном стабилизаторе, так как хотя в замкнутом состоянии ток, протекающий через силовой элемент, максимален, однако падение напряжения на нем близко к нулю, а в разомкнутом состоянии ток, протекающий через него, равен нулю, хотя напряжение максимально. Таким образом, в обоих случаях рассеиваемая мощность незначительна и близка к нулю.
Малые потери в силовых элементах приводят к уменьшению или даже исключению охлаждающих радиаторов, что значительно уменьшает массогабаритные показатели. Кроме того, использование импульсного стабилизатора позволяет в ряде случаев исключить из схемы силовой трансформатор, работающий на частоте 50 Гц, что также улучшает показатели стабилизаторов.
К недостаткам импульсных источников питания относят наличие пульсаций выходного напряжения.
Рассмотрим импульсный последовательный стабилизатор напряжения (рис. 2.86). Ключ 5 периодически включается и выключается схемой управления (СУ) в зависимости от значения напряжения на нагрузке. Напряжение на выходе регулируют, изменяя отношение tBXJtBUK3l1 где
/вкл, 4ыкл ~ длительности отрезков времени, на которых ключ находится соответственно во включенном и выключенном состояниях. Чем больше это отношение, тем больше напряжение на выходе. В качестве ключа 5 часто используют биполярный или полевой транзистор. Диод обеспечивает протекание тока катушки индуктивности тогда, когда ключ выключен и, следовательно, исключает появление опасных выбросов напряжения на ключе в момент коммутации. ZC-фильтр снижает пульсации напряжения на выходе.
Инверторы, умножители напряжения и управляемые выпрямители
Инверторы — это устройства, преобразующие постоянный ток в переменный. Изобразим упрощенную схему инвертора на биполярных транзисторах (рис. 2.87), где
11имеет место соотношение исх = иС2 = —ивхимеет место соотношение исх = иС2 = —ивх. В. Всхеме чассхеме час
1
1
имеет место соотношение исх = иС2 = —ивх
имеет место соотношение исх = иС2 = —ивх
. В
. В
схеме час
схеме час
то используют электролитические конденсаторы (боль-шой емкости). Транзисторы работают в ключевом режи-
Рис. 2.87Рис. 2.87
Рис. 2.87
Рис. 2.87
ме: включаются и выключаются поочередно. На выходе схемы возникает переменное напряжение.
Умножители напряжения преобразуют переменное напряжение в постоянное, причем выходное постоянное напряжение значительно превышает амплитуду входного переменного напряжения. Различают симметричные и несимметричные умножители напряжения.
Рассмотрим схему симметричного удвоителя напряжения (схему Латура) (рис. 2.88). Диоды включаются в разные полупериоды входного напряжения. В те полупериоды, когда и,, < 0, включается диод Dx и заряжается конденсатор Сх, в другие полупериоды (ивх< 0), включается диод D^ и заряжается конденсатор С2.
Dx^м°+Dx^м°+Сх У “а "“выхСх У “а "“вых
Dx
^м°+
Dx
^м°+
Сх У “а "“вых
Сх У “а "“вых
* Напряжения на конденсаторах при холостом ходе приближаются к амплитудному значению Uexm входного напряжения, поэтому ивых = 26^ „.
Схема несимметричного удвоителя напряжения имеет вид, показанный на рис. 2.89.
Рис. 2.89
В отрицательные полупериоды входного напряжения кивх< 0) через диод Dx заряжается конденсатор С| до амплитудного значения входного напряжения, а в положительные полупериоды ^ивх> 0) через диод D2 под действием суммы напряжений ивх и исъ действующих согласно, заряжается конденсатор С2 до удвоенного амплитудного значения входного напряжения.
Аналогичным образом строят утроители (рис. 2.90, а), учетверители (рис. 2.90, б) и другие умножители напряжения. В этих схемах напряжение на конденсаторе С\ равно амплитудному значению входного напряжения, а на всех остальных конденсаторах — удвоенному амплитудному значению входного напряжения. Входное напряжение на такие умножители поступает обычно со вторичной обмотки трансформатора, и тогда такое устройство называют выпрямителем с умножением напряжения. Обычно они применяются в высоковольтных выпрямителях, потребляющих небольшой ток (единицы миллиампер), например для питания кинескопов телевизоров.
Рассмотренные ранее выпрямители являлись нерегулируемыми, так как величина выходного постоянного напряжения однозначно определялась входным напряжением выпрямителя.
а
Рис. 2.90
Управляемые выпрямители позволяют регулировать выходное напряжение. Они, как правило, построены на основе однооперационных (обычных, незапираемых) тиристоров.
Для примера рассмотрим схему однофазного двухполу- периодного управляемого выпрямителя со средней точкой (рис. 2.91).
Если импульсы управления подаются сразу после появления на тиристорах положительных напряжений, то схема будет работать точно так же, как схема на диодах.
Изобразим временную диаграмму выходного напряжения для случая, когда импульсы управления подаются с некоторой задержкой по отношению к указанным моментам времени (рис. 2.92, жирная линия). Через teiu обозначена указанная выше задержка. Часто временные диаграммы подобных схем изображают, откладывая по горизонтальной
Рис. 2.91
Рис. 2.92
оси не время t, а величину со • t (со — круговая частота). Тогда указанной задержке соответствует определенный угол аво сдвига по фазе между напряжением на тиристоре и импульсами управления, причем
®в<м to " teKft.
Угол авК4 называют углом управления. Для рассматриваемой схемы угол управления, как легко заметить, может изменяться в пределах от 0 до л (от 0 до 180°). Чем больше угол управления, тем меньше среднее напряжение на выходе выпрямителя.
Пунктиром изображена временная диаграмма, соответствующая отсутствию задержки.
33ЦИФРОВАЯЭЛЕКТРОНИКАЦИФРОВАЯЭЛЕКТРОНИКА
3
3
ЦИФРОВАЯ
ЭЛЕКТРОНИКА
ЦИФРОВАЯ
ЭЛЕКТРОНИКА
ИМПУЛЬСНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫИ ЦИФРОВОЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЕ
ПРЕОБРАЗУЕМОЙ ИНФОРМАЦИИ
Импульсный режим работы электронного устройства характерен резкими изменениями токов и напряжений. При этом в промежутках времени между этими изменениями токи и напряжения меняются сравнительно мало. Импульсный режим широко используется в устройствах как силовой, так и цифровой электроники.
Часто активные приборы (например, транзисторы) устройства электроники, работающего в импульсном режиме, используются как ключи, т. е. основную долю времени находятся или в открытом, или в закрытом состоянии, и только в течение очень коротких отрезков времени находятся в промежуточном состоянии. Это так называемый ключевой режим работы активных приборов. В соответствии с этим импульсный и ключевой режимы иногда отождествляют. Широкое использование импульсного режима объясняется многими его преимуществами. Импульсный режим устройства силовой электроники позволяет существенно повысить коэффициент полезного действия.
Дадим соответствующие пояснения. Пусть в устройстве используется силовой транзистор, работающий в режиме
ключа, причем в открытом состоянии транзистор находится в режиме насыщения (напряжение на транзисторе мало), а в закрытом — в режиме отсечки (ток через транзистор мал). Тогда мощность, идущая на нагрев транзистора, мала как в его открытом, так и закрытом состояниях. Эта мощность возрастает в момент переключения транзистора из одного состояния в другое. Но процесс переключения протекает достаточно быстро, и в среднем мощность оказывается малой.
Импульсный режим работы устройств информативной электроники имеет следующие два важнейших преимущества:
резко повышается помехоустойчивость, так как и при высоком уровне помех обычно не возникает проблемы отличить одно состояние схемы от другого, а именно состояние схемы определяет информацию о преобразуемом сигнале;
информация о сигнале простым и естественным образом представляется в цифровой форме, что позволяет использовать большие и все возрастающие возможности цифровой обработки информации.
Описание импульсных сигналов
Рассмотрим основные термины. Обратимся для примера к идеализированному импульсу, который называют трапецеидальным (рис. 3.1, о). Участок импульса АВ называют фронтом, участок ВС — вершиной, участок CD — срезом; отрезок времени AD — основанием. Иногда участок АВ называют передним фронтом, а участок CD — задним фронтом.'
На рис. 3.1,5 приведены другие идеализированные импульсы характерных форм и даны их названия.
Рис. 3.1Рис. 3.1КолоколообразныйКолоколообразный
Рис. 3.1
Рис. 3.1
Колоколообразный
Колоколообразный
Обратимся к идеализированному, но более сложному по форме импульсу (рис. 3.2, а).
Участок импульса, соответствующий отрицательному напряжению, называется хвостом импульса, или обратным выбросом.
Для величин, указанных на рисунке, обычно используют следующие названия:
/и — длительность импульса;
/ф — длительность фронта импульса;
/с — длительность среза импульса; •
tx — длительность хвоста импульса;
Um — амплитуда (высота) импульса;
Рис. 3.2
LU — спад вершины импульса;
U^ — амплитуда обратного выброса.
При определении параметров реальных импульсов обычно нет возможности однозначно разделить импульс на характерные участки, поэтому в этих случаях параметры импульсов определяют, исходя из тех или иных соглашений. Например, длительности импульса и фронта импульса часто определяют так, как это показано на рис. 3.2, б.
Обратимся к периодически повторяющимся импульсам (рис. 3.3).■
Рис. 3.3Рис. 3.3
Рис. 3.3
Рис. 3.3
В этом случае используются следующие параметры: Т — период повторения импульсов;
/ = ^7 — частота повторения импульсов;
tn — длительность паузы;
Т
Q =скважность импульсов;
3 Q3 Q— коэффициент заполнения.
3 Q
3 Q
Анализ переходных процессов (динамических режимов)
в импульсных схемах
Задача анализа переходных процессов является наиболее важной и характерной для импульсных схем. Это одна из наиболее трудных вычислительных задач. Она состоит в определении частного решения системы обыкновенных дифференциальных уравнений, удовлетворяющего заданным начальным условиям. Это так называемая задача
Коши для обыкновенных дифференциальных уравнений. Особенно сложной задачу делает то обстоятельство, что указанная система уравнений для практически используемых схем оказывается нелинейной из-за проявления нелинейности характеристик диодов, транзисторов и т. д. Это приводит к тому, что для реальных более или менее сложных схем задача анализа переходных процессов во всей полноте может быть решена только численно при использовании компьютера.
Однако следует учитывать, что в современных, практически используемых пакетах программ для анализа электронных схем (Micro-Cap и др.) численные методы используются не в классической форме, а в особой, можно сказать, схемотехнической форме. Такое использование этих методов стало результатом глубокого переосмысления сущности задачи и взаимосвязи прикладной математики и электроники. Это наиболее эффективный современный профессиональный подход к анализу переходных процессов в электронных схемах. Настоятельно рекомендуется выполнять анализ переходных процессов в реальных схемах с помощью современных пакетов программ. Эффективность таких расчетов исключительно высока.
В учебных целях для уяснения особенностей переходных процессов в тех или иных электронных схемах очень полезно выполнять упрощенный, ручной анализ динамических режимов.
При ручном анализе часто принимают следующие допущения:
электронная схема является линейной или квазилинейной (т. е. характеристики элементов схемы являются кусочно-линейными);
электронная схема является схемой первого порядка (т. е. на каждом отрезке времени схема описывается одним обыкновенным дифференциальным уравнением первого порядка);
в схеме не нарушаются законы
предполагается, что напряжение на каждом конден- • саторе и ток каждой катушки индуктивности не из
меняются скачкообразно);
входные сигналы являются постоянными или кусочно-постоянными.
Иногда схему удается разделить на несколько не связанных между собой частей, каждая из которых является схемой первого порядка. Известно, что если схема является схемой первого порядка, а входные сигналы являются постоянными, то изменения токов и напряжений описываются экспоненциальными функциями. Это позволяет без громоздких расчетов изображать временные диаграммы токов и напряжений. При этом нет необходимости даже записывать исходные дифференциальные уравнения.
График экспоненциальной функции легко изобразить, зная начальную точку экспоненты, асимптотический уровень (т. е. тот уровень, к которому стремится экспонента) и постоянную времени, характеризующую экспоненту.
Начальную точку экспоненты находят, используя законы коммутации. Асимптотический уровень и постоянную времени определяют в результате анализа (как правило, несложного) схемы.
Для примера выполним анализ переходного процесса в простейшей электронной RC-схеме при воздействии на нее прямоугольного импульса. Это так называемая задача анализа прохождения прямоугольного импульса через простейшую АС-цепь. Изобразим анализируемую схему (рис. 3.4, а) и временные диаграммы (рис. 3.4, б), характеризующие переходной процесс. Рассматриваемая схема характеризуется постоянной времени t=R • С. В этой схеме, естественно, все токи и напряжения изменяются с одной и той же постоянной времени.
При анализе схем первого порядка необходимо знать характерные значения экспоненциальных функций. Изоб-
a
Рис. 3.4
разим соответствующие временные диаграммы (рис. 3.5) для функций
Кх> = е' и ф(О = 1-е т.
Рис. 3.5
Цифровое представление преобразуемой информации и логические состояния.
Аналоговые и цифровые ключи
Для цифрового представления информации характерно полное абстрагирование от особенностей электрических процессов в электронной схеме, выполняющей обработку сигналов. '
В устройствах цифровой электроники в большинстве случаев используются сигналы двух уровней — высокого и низкого. При этом обычно имеются в виду уровни напряжения, а не тока. Цифровые схемы конструируют таким образом, чтобы воздействие некоторого сигнала определялось не конкретным значением его напряжения, а тем, к какой из двух разновидностей сигналов (высокого или низкого уровня) этот сигнал относится. Предполагается, что каждый сигнал характеризуется «разумным» уровнем напряжения. При конструировании цифровых
схем предпринимаются все меры к тому, чтобы, например, сигнал высокого уровня был не очень малым и не очень большим по напряжению. Если напряжение сигнала находится в установленных пределах, то конкретное значение напряжения практически никак не влияет на реакцию того устройства цифровой электроники, на которое этот сигнал подан. Такие сигналы принято называть цифровыми. Сигналы, не являющиеся цифровыми, называют аналоговыми.
Изобразим диаграмму, поясняющую изложенное (рис. 3.6). На этой диаграмме, соответствующей цифровым схемам транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ), имеющей напряжение питания 5 В, укажем диапазоны напряжений для входных и выходных сигналов (заштрихованные прямоугольники). Это такие диапазоны, что сигнал, оказавшись в одном из них, безошибочно квалифицируется как сигнал высокого или низкого уровня. Высокому и низкому уровню сигналов ставятся в соответствие логические состояния 1 («истина») и 0 («ложь»). Если высокому уровню сигналов ставится в соответствие состояние 1, а низ-
ВыходныеВходныесигналысигналыВыходныеВходныесигналысигналыВысокий уровеньВысокий уровеньНизкий уровеньНизкий уровеньРис. 3.6Рис. 3.6
ВыходныеВходные
сигналысигналы
ВыходныеВходные
сигналысигналы
Высокий уровень
Высокий уровень
Низкий уровень
Низкий уровень
Рис. 3.6
Рис. 3.6
кому — состояние 0, то говорят о так называемой позитивной (положительной) логике. Если высокому уровню соответствует состояние 0, а низкому — 1, то говорят о так называемой негативной (отрицательной) логике.
Транзисторный ключ является основным элементом
устройств цифровой электроники и очень многих устройств силовой электроники. Параметры и характеристики транзисторного ключа в очень большой степени определяют свойства соответствующих схем. Качественное
улучшение параметров и характеристик транзисторных ключей приводит к радикальному улучшению электронных устройств и часто сопровождается пересмотром использующихся схемотехнических решений.
Знание основных особенностей транзисторного ключа является обязательным условием при разработке импульсных силовых устройств. Эти знания оказывают существенную помощь и при конструировании устройств цифровой электроники.
Распространены ключи, в выходных цепях которых используются источники постоянного напряжения (источники питания). Назначение таких ключей состоит в том, чтобы создать на выходе или напряжение, близкое к нулю (когда ключ открыт), или напряжение, близкое к напряжению питания (когда ключ закрыт, а ток, потребляемый нагрузкой, подсоединенной к ключу, достаточно мал). Такая работа характерна для ключей цифровой электроники (их называют цифровыми ключами) и силовой электроники.
В информативной электронике используются также и ключи, имеющие другое назначение. Оно состоит в том, чтобы соединять или рассоединять источник входного, содержащего информацию аналогового сигнала и приемник этого сигнала. Такие ключи принято называть аналоговыми. Их также называют аналоговыми коммутаторами.
Рассмотрим цифровые и аналоговые ключи на биполярных и полевых транзисторах.
3.1.4. Цифровые ключи3.1.4. Цифровые ключина биполярных транзисторах
3.1.4. Цифровые ключи
3.1.4. Цифровые ключи
Изобразим схему простейшего ключа на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, и соответствующую временную диаграмму входного напряжения (рис. 3.7).
Вначале рассмотрим работу транзисторного ключа в установившихся режимах. До момента времени /, эмиттерный переход транзистора заперт и транзистор находится в режиме отсечки. В этом режиме /к = —16 = /^ Цко — обратный ток коллектора), <э = 0. Малым током 1К0 часто можно пренебречь и считать, что 1К =1б « 0. При этом uR6= = “я* » 0; ufe = -U2, и^ * -Ек.
В промежутке времени /, ...^ транзистор открыт. Для того, чтобы напряжение на транзисторе икэ было минимальным, напряжение Ux обычно выбирают так, чтобы транзистор находился или в режиме насыщения, или в пограничном режиме, очень близком к режиму насыщения.
Определим токи и напряжения для рассматриваемого
.<71-ы6э Ux . Е -и Е
отрезка времени: <6 = —"— ” Т-’ ^ = —о" Т“- Лб К6Кк ^
Ток коллектора в режиме насыщения обозначим через
Е
1кнас. Таким образом, 1кнас »—. Напряжение в режиме ''RK
насыщения у транзисторов разного типа различно. Обычно оно лежит в пределах 0,08... 1 В.
Для оценки глубины насыщения пользуются так называемым коэффициентом насыщения qHac, показывающим, во сколько раз реальный ток базы больше того минимального значения тока базы, которое необходимо для обеспечения режима насыщения. Очевидно, что минимальный
ивхиUy ■ивхиUy ■
ивхи
Uy ■
ивхи
Uy ■
Рис. 3.7
ток базы 16.наслшн> необходимый для режима насыщения, определяется выражением
6.NOC.MUH6.NOC.MUH— кнас _ к— кнас _ к
6.NOC.MUH
6.NOC.MUH
— кнас _ к
— кнас _ к
16 ^бяас.мин16 ^бяас.мин
16 ^бяас.мин
16 ^бяас.мин
поэтому
Янае
При выборе значения коэффициента насыщения для конкретного транзисторного ключа обычно используют следующие соображения:
Электроника
' • режим насыщения должен быть обеспечен для различных экземпляров транзисторов выбранного типа при работе ключа в заданном диапазоне температуры;
увеличение тока базы в режиме насыщения уменьшает напряжение между коллектором и эмиттером, что уменьшает мощность, выделяющуюся в выходной цепи транзистора, но это уменьшение практически прекращается при ^ = 3;
чрезмерное увеличение тока базы приводит к заметному увеличению мощности, выделяемой во входной цепи транзистора.
Кроме этих соображений, относящихся к установившемуся режиму, учитывают влияние величины тока базы на длительность переходных процессов. Чем больше ток базы, тем быстрее включается (т. е. входит в режим насыщения) транзисторный ключ, но длительность переходного процесса выключения транзистора при этом увеличивается. Подробнее эти вопросы рассматриваются ниже.
Часто величину qHQC выбирают из диапазона 1,5...2.
Изобразим временные диаграммы, соответствующие процессу включения (рис. 3.8).
Через и6э порог обозначено пороговое напряжение между базой и эмиттером, которое соответствует некоторому малому значению тока базы.
Например, считают, что напряжение и6эпорог соответствует току базы, в 10 раз меньшему тока 1б,насмин.
Через 1км)рог обозначен ток коллектора, соответствующий напряжению ибэ порог.
Интервал /|...<2 называют интервалом задержки включения, интервал ^..Л) — интервалом формирования фронта, а интервал t3.„t4 — интервалом накопления заряда-. Разность t3—tv называют временем включения.
Длительность интервала формирования фронта определяется током базы, током насыщения коллектора 1К нас.
величиной Р транзистора, а также временем жизни неосновных носителей в базе.
На интервале задержки включения изменяются напряжения на эмиттерном и коллекторном переходах, и поэтому изменяются объемные нескомпенсированные заряды в области этих переходов. Это находит отражение в том, что возникают токи электродов транзистора. Но ток коллектора на рассматриваемом интервале мал. Указанное явление изменения зарядов условно называют перезарядом барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов. Однако не следует забывать, что барьерные емкости, как и диффузионные, являются по определению дифференциальными емкостями. Поэтому к термину «перезаряд» следует относиться с осторожностью. Например, если напряжение между базой и эмиттером равно нулю, это не
означает, что нескомпенсированныи заряд в области эмиттерного перехода равен нулю (а заряд «обычной» емкости равен нулю при нулевом напряжении). К концу интервала задержки напряжение между базой и эмиттером увеличивается до значения ибэпорог.
На интервале формирования фронта токи электродов транзистора являются значительными. В начале этого интервала продолжается изменение напряжения на эмиттерном переходе. В течение всего интервала изменяется напряжение на коллекторном переходе. Это вызывает изменение соответствующих нескомпенсированных объемных зарядов. На интервале формирования фронта, кроме этого, происходит накопление неравновесных носителей электричества в базе транзистора. Это условно называют процессом накопления неосновных носителей. Но следует учитывать, что заряд неосновных носителей практически мгновенно компенсируется зарядом основных носителей. Подробнее этот вопрос рассмотрен при изучении полупроводникового диода и явления диэлектрической релаксации (релаксации Максвелла). Чем больше коэффициент насыщения, тем меньше длительность фронта 1ф.
На интервале накопления заряда продолжается накопление неравновесных носителей электричества. При этом напряжение и^ незначительно уменьшается, а ток коллектора незначительно увеличивается.
Изобразим временные диаграммы, иллюстрирующие процесс выключения (рис. 3.9).
На рис. 3.9 введены следующие обозначения интервалов времени:
/р..^ — рассасывания заряда;
h—h- формирования спада;
/3..Д4 — установления.
Разность /3 — tv называют временем выключения.
На интервале рассасывания ток базы отрицательный и ограничивается резистором R6. Если пренебречь напряже-
Рис. 3.9
нием и6э, то ig ». На этом интервале происходит
R6
уменьшение концентрации неравновесных носителей электричества, и к концу интервала транзистор выходит из режима насыщения. Чем больше коэффициент насыщения, тем больше время рассасывания tpac. Чем больше по модулю ток i6, тем меньше время рассасывания.
На интервале форсирования спада продолжается уменьшение концентрации неравновесных носителей, ток iK значительно уменьшается, а напряжение на коллекторном переходе и напряжение икэ значительно возрастают. Изменение напряжения на коллекторном переходе приводит к изменению объемных нескомпенсированных за-
рядов в области этого перехода (говорят, что барьерная коллекторная емкость перезаряжается).
На интервале установления напряжение и6э изменяется от величины ибэпорог№ —U^ При этом изменяются не- скомпенсированные объемные заряды переходов транзистора.
После момента времени /3 ток коллектора становится равным току базы, эмиттерный переход смещается в обратном направлении, ток базы быстро уменьшается по модулю и становится нулевым.
Количественный анализ динамических режимов транзисторных ключей настоятельно рекомендуется выполнить с помощью пакетов программ для машинного анализа электронных схем (Micro-Cap V и др.). Эти пакеты программ позволяют анализировать переходные процессы при самых сложных входных сигналах. Ранее для расчета переходных процессов в транзисторных ключах применялись упрощенные методики, предполагающие к тому же использование простых входных сигналов. В настоящее время эти методики рекомендуются применять только в учебных целях.
Из изложенного следует, что время включения ключа можно уменьшить, увеличивая отпирающий ток базы. В то же время увеличивать коэффициент насыщения нежелательно, так как это удлиняет время выключения. Аналогично время выключения можно уменьшить, увеличивая запирающий (отрицательный) ток базы.
Представим схему транзисторного ключа с форсирующим конденсатором, который увеличивает положительную и отрицательную амплитуды тока базы и тем самым повышает быстродействие (рис. 3.10). Работу ключа поясняют временные диаграммы. Подобные схемы широко используются на практике.
Ненасыщенные цифровые ключина биполярных транзисторах
Одним из способов повышения быстродействия является предотвращение насыщения транзистора. Это, как отмечалось выше, уменьшает время рассасывания. Важно учитывать, что предотвращение насыщения обычно достигается не уменьшением отпирающего базового тока, так как этот способ предотвращения насыщения имеет существенные недостатки. Во-первых, если ориентироваться на уменьшение тока базы, то придется принять меры по точной регулировке этого тока. Иначе ключ на одном эк-
земпляре транзистора, имеющего малый коэффициент R не будет полностью открываться, а ключ на другом экзем- . пляре транзистора, имеющего большой коэффициент (3, все-таки будет входить в режим насыщения. Во-вторых, работа ключа может оказаться нестабильной. Например, существенное дестабилизирующее воздействие может оказать температура. В-третьих, длительность фронта импульса будет значительной.
Вначале рассмотрим идеализированную схему ненасыщенного ключа (рис. 3.11, а), принцип действия которого легко понять. Напряжение смещения U^ должно быть ‘ порядка 0,4...0,6 В. До тех пор, пока режим работы транзистора не приближается к режиму насыщения, диод VD,
остается закрытым и весь ток источника входного сигнала поступает в базу транзистора, вызывая его быстрое отпирание. На границе активного режима и режима насыщения напряжение икб оказывается близким к нулевому, и диод начинает открываться. После этого часть тока источника входного сигнала ответвляется в цепь диода, ток базы уменьшается, и транзистор не входит в режим насыщения. Таким образом, в схеме имеет место нелинейная отрицательная обратная связь по напряжению. В таких схемах должны использоваться высокочастотные диоды.
Очень хорошие результаты дает использование диодов Шоттки (рис. 3.11, 6). При рассмотрении этих диодов отмечалось, что они отличаются большим быстродействием и малым падением напряжения (время восстановления может быть порядка 0,1 нс и меньше, напряжение отпирания около 0,25 В). При использовании диодов Шоттки источники напряжения смещения не требуются. Биполярный транзистор с диодом Шоттки стали называть «транзистор Шоттки» и обозначать, как показано на рис. 3.11, в.
Кроме достоинств, следует иметь в виду и следующие недостатки ненасыщенных ключей:
повышенное напряжение на открытом ключе;
пониженная помехоустойчивость;
пониженная температурная стабильность.
Несмотря на указанные недостатки, ненасыщенные ключи широко используются на практике.
Аналоговые коммутаторы (аналоговые ключи) на биполярных транзисторах
Рассмотрим простейшие схемы аналоговых ключей на биполярных транзисторах. На рис. 3.12, а представлена схема с общим эмиттером. Изобразим выходные характе-
ристики транзистора для прямого и инверсного включения в области, близкой к началу координат (рис. 3.12, б).
Через ивх обозначено входное напряжение, которое в зависимости от управляющего сигнала иупр подается или не подается на нагрузку RH. Напряжение ивх может быть как положительным, так и отрицательным. Если ugx > О, то рассматриваемый аналоговый ключ работает так же, как изученный ключ с постоянным напряжением питания.,. Если ивх < 0, транзистор работает в инверсном режиме.
Одним из недостатков биполярного транзистора с точки зрения применения его в аналоговых ключах является
то, что выходные характеристики не проходят через начало координат. Вследствие этого ток iK и напряжение ивых будут равны нулю не тогда, когда ивх = 0, а при некотором положительном входном напряжении U. Напряжение U обычно составляет 10... 100 мВ. Это напряжение называют остаточным или напряжением смещения.
На практике для уменьшения величины U транзистор включают так, чтобы роль эмиттера играл коллектор, а роль коллектора — эмиттер. Изобразим соответствующие характеристики и схему, которую иногда называют схемой с общим эмиттером при инверсном включении транзистора (рис. 3.13).
Из-за несимметрии структуры транзистора, различия в концентрациях примесей в различных его областях остаточное напряжение для инверсного включения UUHe обычно значительно меньше напряжения U. Часто UUHe составляет 1...5 мВ. Но, используя инверсное включение, следует помнить, что максимально допустимое запирающее напряжение эмиттерного перехода обычно значительно меньше соответствующего напряжения для коллекторного перехода.
Обратимся к третьей простейшей схеме — схеме с общим коллектором (рис. 3.14). Можно заметить, что последняя схема фактически повторяет предыдущую, отли-
чаясь только условно-положительными направлениями токов и напряжений. Подобным образом соотносятся и характеристики.
Рассмотрим компенсированный аналоговый ключ на биполярных транзисторах. С целью уменьшения напряжения на открытом ключе используют последовательное включение одинаковых транзисторов. Промышленность выпускает интегральные схемы, содержащие пары транзисторов, предназначенные для такого использования. Изобразим принципиальную схему интегральной микросхемы 101КТ1А (рис. 3.15). Такие устройства называют также прерывателями. Изобразим схему аналогового ключа на основе такой микросхемы (рис. 3.16). Входной сиг-
Рис. 3.15
нал ивх может быть постоянным любой полярности или переменным. Управляющий сигнал передается через трансформатор.
Пусть в некоторый момент времени имеют место те полярности входного напряжения и напряжения на вторичной обмотке трансформатора, которые указаны без скобок, тогда транзисторы будет открыты и входной ток /„ будет положительным. Транзистор Тх будет работать в нормальном режиме, причем он включен по схеме с общим коллектором. В соответствии с приведенными выше характеристиками в режиме насыщения икэ1 < 0. Транзистор Т2 будет работать в инверсном режиме. В соответствии с приведенными выше характеристиками для схемы с общим эмиттером при инверсном включении икэ2 > 0. Таким образом, остаточные напряжения на транзисторах будут взаимно компенсироваться. Поэтому такие аналоговые ключи называют компенсированными. Благодаря этому общее напряжение на транзисторах оказывается очень малым. Для указанной микросхемы это напряжение не более 100 мкВ.
Для уяснения особенностей работы схемы полезно учитывать сделанное выше замечание о том, что используемые в рассматриваемом ключе простейшие схемы фактически совпадают. В случае такой полярности напряжения на вторичной обмотке трансформатора, которая указана в скобках, ключ будет закрыт. Для данной микросхемы ток утечки не более 40 нА. Максимальный ток открытого ключа — 10 мА.
Компенсированные транзисторные ключи входят в состав различных микросхем серий 124, 129, 162.
Ключи на полевых транзисторах
Ключи на полевых транзисторах широко используются для коммутации аналоговых и цифровых сигналов.
В аналоговых ключах обычно используют транзисторы с управляющим ^-«-переходом или МДП-транзисторы с индуцированным каналом. В цифровых ключах обычно используют МДП-транзисторы с индуцированным каналом. В последнее время полевые транзисторы все чаще используют в силовой импульсной электронике.
Ключи на полевых транзисторах отличаются малым остаточным напряжением. Они могут коммутировать слабые сигналы (в единицы микровольт и меньше). Это следствие того, что выходные характеристики полевых транзисторов проходят через начало координат.
Для примера изобразим выходные характеристики транзистора с управляющим переходом и каналом р-типа в области, прилегающей к началу координат (рис. 3.17). Обратим внимание, что характеристики в третьем квадранте соответствуют заданным напряжениям между затвором и стоком.
12. Электроника
Однако минимальное сопротивление включенного ключа на полевом транзисторе может быть больше, чем ключа на биполярном транзисторе (т. е. наклон самой круто поднимающейся характеристики полевого транзистора может быть меньше, чем наклон соответствующей характеристики биполярного транзистора). Поэтому при значительном токе падение напряжения на полевом транзисторе может быть больше, чем падение напряжения на биполярном транзисторе.
Иногда остаточным напряжением на ключе называют
не то напряжение, которое соответствует нулевому току, а то, которое соответствует некоторому значительному току ключа. Это нужно иметь в виду, чтобы понять смысл на первый взгляд парадоксального утверждения, встречающегося у некоторых авторов и состоящего в том, что остаточное напряжение ключей на полевых транзисторах больше, чем ключей на биполярных транзисторах, и поэтому «полевой транзистор обладает худшими ключевыми свойствами по сравнению с биполярным». Кстати будет сказать, что наличие подобных на первый взгляд противоречивых утверждений полезно воспринимать как знак того, что выбор конкретного решения (в данном случае выбор для коммутации полевого или биполярного транзистора) следует осуществлять на основе всестороннего анализа.
В статическом состоянии ключ на полевом транзисторе потребляет очень малый ток управления. Однако этот ток увеличивается при увеличении частоты переключения. Очень большое входное сопротивление ключей на полевых транзисторах фактически обеспечивает гальваническую развязку входных и выходных цепей. Это позволяет обойтись без трансформаторов в цепях управления. Ключи на полевых транзисторах часто менее быстродействующие в сравнении с ключами на биполярных транзисторах.
Изобразим схему цифрового ключа на МДП-транзис- торе с индуцированным каналом и-типа и резистивной
нагрузкой и соответствующие временные диаграммы (рис.
. На схеме изображена емкость нагрузки Сн, моделирующая емкость устройств, подключенных к транзисторному ключу. Очевидно, что при нулевом входном сигнале транзистор заперт и ига = Ес. Если напряжение и^ больше порогового напряжения изи порог транзистора, то он открывается и напряжение и^ уменьшается.
Ключи на полевых транзисторах с управляющим ^-«-переходом входят в состав различных микросхем серий 284, 504 и др.
Напряжение на ключе в его включенном состоянии U^ ' зависит от сопротивления стока Rc, величины входного
|——о*Ес|——о*Ес
|——о*Ес
|——о*Ес
сигнала и особенностей стоковых характеристик транзистора. Скорость изменения напряжения на выходе определяется сопротивлением Rc, емкостью Сн и частотными свойствами транзистора.
Изобразим схему цифрового ключа на МДП-транзис- торе с нагрузочным МДП-транзистором (с динамической нагрузкой) (рис. 3.19). Отметим, что при использовании интегральной технологии такой ключ, как ни странно на
Рис. 3.19
первый взгляд, изготовить проще в сравнении с рассмотренным выше, имеющим нагрузочный резистор. Транзистор Тх называют активным, а транзистор Т2 — нагрузочным.
Вначале рассмотрим закрытое состояние ключа. При этом ию< изипорогХ, где изипорогХ - пороговое напряжение для транзистора Тх.
В этом случае транзистор Тх закрыт и через оба транзистора протекает очень малый ток (обычно не более 1 нА). При этом напряжение иси1 близко к напряжению £с, а напряжение иси2 близко к нулю. В рассматриваемом состоянии транзистор Т2 также закрыт, хотя напряжение между затвором и истоком этого транзистора положительно (очевидно, что изи2 = иси2\ Но соотношение между параметрами транзисторов обеспечивается именно такое,
357 ‘Цифровая электроника Жа^
чтобы в закрытом состоянии ключа выполнялось соотно
шение мси1 = Ее. По крайней мере очевидно, что напряжение исц2 не может быть больше порогового напряжения изи.порог2 Д™” транзистора Т2, иначе бы транзистор Т2 открылся и напряжение на нем уменьшилось.
Теперь рассмотрим открытое состояние ключа. При этом ивх > изипорогХ. Транзистор Тх открыт и напряжение исиХ близко к нулю, а напряжение на транзисторе Т2 близко к напряжению питания. В рассматриваемом состоянии транзистор Т2 также открыт, при этом изи2 = иси2* Ес Но транзисторы конструируют таким образом, чтобы удельная крутизна транзистора Т2 была намного меньше, чем удельная крутизна транзистора Тх. Именно поэтому в открытом состоянии ключа исцХ = 0 (часто это напряжение лежит в пределах 50... 100 мВ). Так как удельная крутизна транзистора Т2 мала, ток, протекающий через открытый ключ, сравнительно мал.
Изобразим схему цифрового ключа на комплементарных МДП-транзисторах (комплементарный МДП-ключ, КМОП-ключ) (рис. 3.20). Здесь использованы взаимодополняющие друг друга (комплементарные) транзисторы: транзистор Тх с каналом л-типа и транзистор Т2 с каналом p-типа. Обозначим через (^„^i и {7ШЛ0/тог2 пороговые напряжения для транзисторов соответственно Тх и Т2.
Стоит обратить внимание, что каждое из указанных пороговых напряжений является положительным.
Пусть ивх= 0, тогда, очевидно, транзистор Тх закрыт, а транзистор Т2 открыт. При этом исиХ = Ес, иис2 * 0. Если ивх > иэип(фогХ) тогда транзистор Тх открыт. Пусть, кроме того, ию>Ес— иизпорог2, тогда транзистор Т2 закрыт. При этом исиХ* 0, иис2« Ес
Надо отметить, что если Ес < U^-порогХ + U^^^ то при изменении входного сигнала не возникает ситуация, когда оба транзистора включены. Но если данное неравенство не выполняется, то такая ситуация будет иметь место при
некотором промежуточном напряжении ивх, и тогда через транзисторы протекает так называемый сквозной ток. Если длительность переднего фронта и длительность среза (заднего фронта) входного импульса мала, то сквозной ток протекает короткое время, но и в этом случае он оказывает негативное влияние на работу схемы.
Как следует из изложенного, в каждом из двух установившихся режимов, т. е. и в открытом, и в закрытом состоянии, ключ практически не потребляет ток от источника питания. Это первое важное достоинство комплементарного ключа. Вторым важным достоинством комплементарного ключа является резкое отличие выходного напряжения в открытом состоянии ключа (единицы микровольт и менее) и выходного напряжения в закрытом состоянии (это напряжение меньше напряжения питания всего лишь на единицы микровольт и менее). Это обеспечивает высокую помехоустойчивость цифровых схем на комплементарных ключах.
Третьим важным достоинством комплементарного ключа является его повышенное быстродействие. Оно может быть на порядок больше, чем у двух других ранее изученных ключей на полевых транзисторах. Повышенное быстродействие объясняется тем, что как разряд емкости С„, так и ее заряд происходит через соответствующий открытый транзистор (емкость разряжается через транзис-
тор Тх и заряжается через транзистор Т2). При этом в начале заряда или разряда через соответствующий транзистор протекает большой ток, который быстро изменяет напряжение емкости. Естественно предположить, что входной сигнал поступает от такого же ключа, т. е. или ивх~ 0, или ивх= Ес В этом случае, чем больше напряжение питания Ес, тем больше отпирающий сигнал на соответствующем транзисторе и тем больше его начальный ток (к примеру, при ию = 0, и^ = Ес). Поэтому при увеличении напряжения питания быстродействие комплементарного ключа увеличивается.
Описанные достоинства, а также отработанность технологии изготовления явились причиной широкого использования КМОП-ключей.
Рассмотрим простейшую схему аналогового ключа на МДП-транзисторе (рис. 3.21). Эта схема получается из предыдущей при замене транзистора Тх резистором на-
Рис. 3.21
грузки, а источника питания — источником входного сигнала.
Подложка транзистора подключена к положительному полюсу источника питания, т. е. к точке с наибольшим- потенциалом, для того чтобы р-л-переходы между подложкой и истоком и подложкой и стоком не открывались.
Транзистор этого аналогового ключа работает подобно тому, как работает транзистор Т2 рассмотренного компле-
ментарного ключа. Например, для отпирания транзистора необходимо, чтобы напряжение uw было малым. Ключ может коммутировать как положительное, так и
отрицательное входное напряжение.
Рассмотрим теперь двунаправленный аналоговый ключ (передающий вентиль) на комплементарных транзисторах (рис. 3.22). Ключ предназначен для передачи напряжения и0 с вывода А на вывод В или напряжения иь с вывода В
на вывод А. Предполагается, что эти напряжения находятся в пределах от 0 до +£„. Транзисторы Тх и Т2 образуют рассмотренный выше комплементарный ключ. Двунаправленный ключ открыт, когда иупр = +Еп. В этом случае по крайней мере один из транзисторов Т3 или Т4 открыт. Ключ закрыт, когда иупр = 0.
Если схему изменить и на затворы транзисторов Т3 и Т4 подавать не только положительные, но и отрицательные напряжения, то ключ будет в состоянии работать не только при положительных, но и отрицательных напряжениях иа и иь.
Ключи на полевых транзисторах с изолированным затвором входят в состав микросхем серий 168, 547 и др., а на комплементарных транзисторах — в состав микросхем серий 590, 591, 176, 561, 1564.
3.2. ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИИ АЛГЕБРА ЛОГИКИ(БУЛЕВА АЛГЕБРА)
■ 3.2.1. Логические функции и способы их записи
В устройствах цифровой электроники используются элементы, входные и выходные сигналы которых могут принимать лишь два значения: логической единицы «1» и логического нуля «О». Такие элементы, называемые логическими, осуществляют простейшие операции с такими двоичными числами.
Для описания алгоритмов работы и структуры логических схем используют простую алгебру логики, или булеву алгебру, называемую по имени разработавшего ее в середине XIX века ирландского математика Д. Буля. В ее основе лежат три основные логические операции: логическое отрицание, или операция НЕ (инверсия), логическое сложение, или операция ИЛИ (дизъюнкция) и логическое умножение, или операция И (конъюнкция).
Операция НЕ над переменной х записывается в виде х.
Операция ИЛИ над двумя переменными х и у записывается в виде х + у, а операция И — в виде х • у.
Фактически каждая логическая операция задает функцию своих аргументов (переменных). Поэтому можно говорить о функциях дизъюнкции, конъюнкции и инверсии.
Число аргументов функций дизъюнкции и конъюнкции может быть произвольным (больше двух).
Некоторая логическая функция может быть задана в алгебраической форме или в виде таблицы истинности.
Алгебраическая форма, или булево выражение, представляет собой формулу, состоящую из логических переменных, связанными операциями И, ИЛИ и НЕ, например: Дхх,Х2,Х3) = X, Xj X, + (Xj +Х2).(Х| +х3).
Как и в обычных алгебраических выражениях для задания порядка действий используются скобки. Предполагается, что выполнение операции И предшествует операция ИЛИ.
Таблицей истинности называется таблица, содержащая все возможные комбинации значений входных переменных и соответствующие им значения логической функции. Так, для логической функции п переменных таблица истинности содержит 2” строк и п + 1 столбцов, как показано в таблице на рис. 3.23.
*1
*2
^п
/ (Xi, X 2» ••• Яп)
0
0
...
0
/ (0,0, .... 0)
0
0
...
1
/ (0, 0, .... 1)
1
1
...
1
f (1,1,...»1)
Рис. 3.23
Очевидно, что значение логической функции / (хь х2, ... х„) в каждой строке будет принимать значение 0 или 1 в зависимости от значений входных логических переменных.
Поскольку булево выражение и соответствующая ей таблица истинности описывают одну и ту же функцию, то можно переходить от одной формы описания к другой.
Таблицы истинности логических функций И, ИЛИ, НЕ приведены на рис. 3.24.
Рис. 3.24Рис. 3.24Xf(x)0110Xf(x)0110Цифровая электпроника. ^^^ Функция НЕ
Рис. 3.24
Рис. 3.24
X
f(x)
0
1
1
0
X
f(x)
0
1
1
0
Построим таблицу истинности (рис. 3.25) для вышеприведенного булева выражения
/(хь х2,х3)=Х| -х2 -х3 +(х( +х2)"(х1 +х3).
*1
*2
*3
/ (хъ х2, х3)
0
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
1
0
1
1
1
1
0
1
1
1
1
1
Рис. 3.25
Чтобы построить таблицу, нужно вычислить значение функции / (хь х2, х3) для каждой из восьми комбинаций значений входных переменных.
Так, например, при хх = 0, х2 = 0, х3 = 0, получим
/(О, 0, 0) = 0 0 0+(0+0) (0+б) = 0+0-(0+1) = 0+0 = 0.
Для X, = 1, Х2 = 1, х3 = 1, получим
/(1,1,1)=ы1+(1+1)(1+Т)=1+1(1+о)=1+11=1+1=1.
По таблице истинности также можно составить алгебраическое (булево) выражение. При этом запись алгебра-
ического выражения осуществляется с использованием совершенной дизъюнктивной нормальной формы (СДНФ) или совершенной конъюнктивной нормальной формы (СКНФ).
Для представления логической функции F в виде СДНФ необходимо составить сумму (дизъюнкцию) произведений (конъюнкций) значений логической функции F; и минтермов ть причем число слагаемых п равно числу строк в таблице истинности, т. е.
п
/=1
Минтерм т{ — это логическое произведение всех переменных, причем переменные, равные нулю, записываются с инверсией.
Так для таблицы истинности (см. рис. 3.25) можно записать следующие минтермы:
тх=хх-х2-х3, т2=хх-х2-х3,т3=хх-х2-х3.
тА=хх-х2-х3; т5=хх-х2-х3, л% = хх-х2-х3;
т7=х1-х2-х};т8=хх-х2-х3.
Следовательно, логическая функция F, заданная таблицей истинности, имеет следующую СДНФ:
F = mx •0+/и2>0+/Пз'1+?и4-0+/?%-1+/и6-1+»174+^-1 =
= Х( -Х2-Х3*ХХ -Х2 -Хз + Х]-Х2 -Хз+Х! -х2 -Хз + х, -х2 -х3.
Таким образом, для записи функции в виде СДНФ можно использовать следующее правило: следует записать столько дизъюнктивных членов, представляющих собой конъюнкции (произведения) всех переменных, сколько раз функция принимает значение 1, причем переменные, равные нулю, записываются с инверсией.
Для представления логической функции F в виде СКНФ необходимо составить произведение (конъюнк-
цию) сумм (дизъюнкций) значений логической функции Fj и макстермов kb причем число произведений п равно числу строк в таблице истинности, т. е.
/=|
Макстерм kj — это логическая сумма всех переменных, причем переменные, равные 1, записываются с инверсией.
Так, для таблицы (см. рис. 3.25) можно записать следующие макстермы:
А^ = х1+х2+х3; ^=xt+x2+x3; ^=X|+x2+Xj; ^б=х1+х2+х3; ке=хх*х2*х3.А^ = х1+х2+х3; ^=xt+x2+x3; ^=X|+x2+Xj; ^б=х1+х2+х3; ке=хх*х2*х3.кх = хх +х2 ч-х^
А^ = х1+х2+х3; ^=xt+x2+x3; ^=X|+x2+Xj; ^б=х1+х2+х3; ке=хх*х2*х3.
А^ = х1+х2+х3; ^=xt+x2+x3; ^=X|+x2+Xj; ^б=х1+х2+х3; ке=хх*х2*х3.
Л4=х1+х2+х3;
к] = хх +х2 +х3;
Следовательно, логическая функция F, заданная таблицей истинности, описывается следующей СКНФ:
F = (X| +х2 +х3 +0)-(Х[ +х2 +х3 +0)х
Х(Х| +х2 +х3 + 1)-(х1 +х2 +х3+0)х
Х(х( +Х2+Х3+1)-(Х] +Х2+Х3+1)-(Х| +х2 +х3+1)х
х(х( +х2+х3 + 1) =
= (Х| +х2 +x3)-(xt +х2 +Х3Н*1 + *2 +х3).
Таким образом, для записи функции в виде СКНФ используют следующее правило: следует записать столько конъюнктивных членов, представляющих собой дизъюнкции (суммы) всех переменных, сколько раз функция принимает значение 0, причем переменные, равные единице, записываются с инверсией.
' 3.2.2. Основы алгебры логики
1.х + 0 = х;
х • 1 = х;
2. х + 1 = 1;
х • 0 = 0;
3. х + х = х;
х • х = х;
4. х + х = 1;
х • х = 0;
х=х;
х + у = у + х;
х • у = у • х;
7. х + х • у = х;
х • (х + у) = х;
8. х + (у + г) = (х + у) + z;
х • (у • z) = (х • у) • г;
9. х + у • г = (х + у) • (х + г);
х(у + г) = ху + хг;
_
10. х+у = х у;
х-у =х+у;
11. (х + у) • (х +у) = у;
х • у + х • у = у.
Рис. 3.26
Наиболее важные теоремы, отражающие основные соотношения алгебры логики, приведены в таблице (рис. 3.26).
Легко заметить, что все теоремы (кроме 5) представлены парой соотношений, каждое из которых получается заменой операции И на ИЛИ, операции ИЛИ на И, логической 1 на логический 0 и логического 0 на логическую 1. Теоремам булевой алгебры присуще свойство симметрии, известное как принцип двойственности.
Правильность всех перечисленных теорем легко доказать перебором всех возможностей, т. е. методом совершенной индукции. Поскольку переменные в булевой алгебре принимают лишь два значения, то число всех возможных комбинаций значений переменных невелико и проверка выполнения теорем для каждой комбинации не является сложной.
Минимизация логических
функций
Логическая функция, задающая принцип построения схемы цифрового устройства, может быть, как было показано выше, представлена в виде таблицы истинности или в виде СДНФ или СКНФ и может быть использована для получения логической схемы устройства. Однако полученная логическая схема, как правило, не будет оптимальна. Поэтому важным этапом синтеза логических схем является минимизация логических функций, для чего разработан ряд методов.
Одним из простых методов минимизации является метод непосредственных преобразований, который осуществляется с использованием основных теорем алгебры логики.
Например, логическую функцию F в виде СДНФ, полученную в 3.2.1, можно минимизировать следующим образом:
Добавим к данной функции слагаемое х, -,х2 • х^, которое уже есть в данной функции, используя правило 3 (см. рис. 3.26): ■
F = Х] -х2 *х3 +х( -х2 -х3+х, -х2 -х3 +Х[ -х2 -х3 +
+ Xj -Х2 -Х3 +Х| -х2 -х3.
Применим метод склеивания (теорема 11, рис. 3.26) одинаково подчеркнутых элементарных конъюнкций
' F=х2-х3+Х]-х2+Х|-х2.
Применим метод склеивания для двух последних элементарных конъюнкций
f=x2-x3+x1.
’ Полученная в результате минимизации логическая функция называется тупиковой. Логическая функция может иметь несколько тупиковых форм.
Для минимизации логических функций широко используется графический метод с помощью карт Карно или карт (диаграмм) Вейча, который удобен при небольшом числе переменных.
Карты Карно и карты Вейча являются важным средством проектирования логических схем, представляют собой определенную таблицу истинности обычно для двух, трех и четырех переменных и отличаются друг от друга способом обозначения строк и столбцов таблиц истинности. На рис. 3.27 представлены карты Вейча для двух, трех и четырех переменных соответственно.
Рис. 3.27
Расположение групп переменных х, не имеет значения, необходимо лишь, чтобы каждая клетка отличалась от любой соседней лишь на одну переменную. Согласно принятой форме построения карт соседними также считаются клетки первой и последней строк, клетки первого и последнего столбцов. Число клеток карты равно числу возможных комбинаций значений переменных и в каждую клетку записывается значение логической функции, соответствующее данному набору переменных. Этот набор переменных определяется присвоением значения логической 1 переменным, на пересечении строк и столбцов которых расположена клетка.
Например, если логическая функция задана таблйцей
истинности (рис. 3.28, о), то карта Карно для нее будет иметь вид, показанный на рис. 3.28, б.
Булево выражение данной функции имеет вид
F = хх-х2 +Х] -х2+хх •х2.
Данное выражение можно упростить, используя теоремы 3, 4 и 9 (см. рис. 3.26):
F = xx -х2 +Х] -х2 +Х] -х2 +Х] -х2 =
= Х2 -(X] +Х() + Х] -(Х2 +Х2) = Х] + х2-
Но для упрощения функции можно использовать и карты Карно, в которых логические 1, записанные в соседних клетках, обозначают, что соответствующие этим 1 конъюнкции (произведения) отличаются лИшь по одной переменной, которые дополняют друг друга и их можно опустить.
Так, в первой строке карты Карно (см. рис. 3.28, б) переменная X] встречается в комбинации с х2 и х2, которые дополняют друг друга: ^ -х2+хх • х2 = х( • (х2 + х2) = хх.
Таким образом, группируя две соседние клетки в верхней строке (контур на рис. 3.28, б), можно исключить одну переменную и получить упрощенное выражение — хх.
Аналогично, группируя две соседние клетки в левом столбце (контур на рис. 3.28, б) и исключая отличающиеся переменные (х, и %!), получим упрощенное выражение — х2.
Полученные упрощенные выражения объединяют с помощью операции ИЛИ.
Таким образом, упрощенное выражение логической функции будет иметь вид'
F = xx +х2.
• Таким образом, соседние клетки карты Карно можно группировать для исключения переменной. Число группируемых клеток может быть и больше двух, но их число должно быть четным и они должны соприкасаться (являться соседними) друг с другом.
Допускается также иметь несколько групп перекрывающихся клеток, как в только что рассмотренном примере.
Группироваться могут также клетки первой и последней строк, первого и последнего столбцов, т. е. карту допускается сворачивать в цилиндр как по вертикальной, так и по горизонтальной оси.
Для исключения п переменных общее число группируемых клеток должно быть равно 2". Так, для исключения одной переменной требуется объединить две соседние клетки, а для исключения трех переменных уже требуется объединить восемь соседних клеток.
Таким образом, для того чтобы получить минимизированную логическую функцию, необходимо сгруппировать все соседние клетки карты Карно, содержащие 1, а затем объединить полученные группы с помощью операции ИЛИ. Клетки, содержащие 1, которые не удалось объединить с другими клетками, образуют в минимизированной логической функции самостоятельные члены, каждый из которых содержит все переменные.
Рассмотрим несколько примеров карт Вейча и спосо
бы построения контуров группировки соседних клеток для получения упрощенной логической функции.
Так, карта Вейча для логической функции
приведена на рис. 3.29.
На этом рисунке показан правильный способ объединения соседних ячеек, т. е. карта Вейча как бы свернута в вертикально расположенный цилиндр. .
Упрощенное выражение логической функции имеет
ВИД F = Xj-X4._
Таким образом, группируя соседние клетки в единый квадрат, удалось исключить две переменные (xj и Х2) и получить простое выражение для логической функции.
Рассмотрим пример минимизации логической функции
Е = Хх-Хг-Х3-Х4*Х1-Х2-Хз-Х4*Хх -x2-x3-x4+xl-x2-xi-x4 +
+ Х| Х2‘Х3-х4 + Х] -х2 -х3-х4 , для которой карта Вейча имеет вид рис. 3.30.
Группируемые ячейки обведены двумя контурами. Нижний контур дает возможность исключить одну пере-
менную х3 и после этого в нем остается член х( -хг -х4. В верхнем контуре можно исключить две переменные (х2 и х4) и после этого в нем остается член х, • х3. Упрощенное булево выражение логической функции имеет вид
г =х|-х3+х|-х2х4. _
Можно объединять в квадрат также четыре угловые клетки карты Вейча, как это показано на рис. 3.31, которая построена для логической функции
Г =Х] -Х2 -Х3 -Х4 + Х| -Х2 -Хз -Х4 + Х( -х2 -Х3 -х4 +Х] -х2 -х3 -х4.
Объединенные клетки являются соседними (если поверхность представить в виде тора), и это объединение
позволяет исключить две переменные xt и х2 и получить
простое выражение логической функции
F =х3-х4.
Рассмотрим минимизацию логической функции, карта Вейча которой представлена на рис. 3.32.
Булево выражение этой функции имеет вид
F=Х] х2 х3 -х4 +х| -х2 х3 х4 +Xj -х2 -х3 -х4+Х] -х2 х3 -х4 +
+ Х] Х2 Х3 -Х4 + Х, -Х2 Х3 -Х4 +Х] -х2 х3 -х4.
Четыре угловые клетки можно объединить в одну группу, как это делалось в предыдущем примере. Это объединение позволяет исключить две переменные (х, и х2) и
получить член х3-х4.
Две единицы из первой строки можно объединить с двумя единицами из нижней строки, получить группу из четырех ячеек, которая позволяет исключить две переменные (х4 и х3) и получить член х2 -х4.
Наконец, единственную оставшуюся единицу (из второй строки и последнего столбца) можно объединить с
клеткой, находящейся над ней, и это позволит исключить
одну переменную (х4) и получить член Х| х2 х3.
Таким образом, мы получим минимизированную логи
ческую функцию F = Х3-Х4 + Х2-Х4+Х|-Х2-Х3.
Следует отметить, что для получения минимальной формы логической функции необходимо группировать наибольшее число клеток, причем некоторые клетки могут входить в разные группы. В зависимости от выбора групп объединения клеток можно получить несколько упрощенных выражений логической функции.
В ряде случаев не все значения логической функции бывают определены однозначно. Например, в некоторых случаях известно, что какие-то комбинации входных переменных (сигналов на входе логической схемы) появиться не могут, или, если они появляются, то значение логической функции (сигнала на выходе логической схемы) не существенно. В таких случаях говорят о неопределенных условиях, и на карте Вейча такое неопределенное условие может обозначаться прочерком.
Рассмотрим, как карту Вейча с неопределенными условиями можно использовать для минимизации логической функции.
Пусть имеется карта Вейча такой функции (рис. 3.33).
При минимизации клетки с недоопределенными состояниями могут произвольным образом включаться в группы при объединении клеток, причем им может присваиваться любое значение (0 или 1) таким образом, чтобы сгруппировать наибольшее число клеток.
Так, в рассматриваемом примере вместо всех прочерков можно проставить логические 1 и получить две большие группы по восемь клеток (два контура на рис. 3.33), что позволит исключить три переменные и получить следующее упрощенное выражение логической функции:
.Г = Х2+Х4.
Если клетки с неопределенными условиями не использовать, то можно получить две группы по четыре клетки, что позволит получить следующее упрощенное выражение
логической функции: F = xt • х4 + х, • х2.
• Очевидно, что данное выражение логической функции сложнее предыдущего.
При минимизации логической функции, содержащей более четырех переменных, используются другие способы минимизации.
Реализация логических функций
Техническая реализация логической функции предполагает построение цифрового устройства, сигналы на выходе которого определяются сигналами на его входах в соответствии с этой функцией. Для построения цифрового устройства достаточно иметь элементы, реализующие три основные логические операции И, ИЛИ и НЕ. На практике также используют элементы, выполняющие другие простейшие логические операции. Такие элементы называют логическими. Их называют также логическими вентилями. Если соединить логические элементы в соответствии со структурой выражения для логической функции, то получим цифровое устройство, реализующее заданную логическую функцию.
Логический элемент может быть реализован в виде интегральной схемы. Часто интегральная схема содержит несколько логических элементов.
На рис. 3.34 приведены примеры условных графических обозначений некоторых логических элементов, булево выражение реализуемой логической функции и их таблицы истинности.
Название элемента
И
И-НЕ
или
ИЛИ-НЕ
Исключающее ИЛИ
F
X -у
Ту
х+у
х*у
X + у = = x-v*x-v
Графическое
обозначение
--Ц—
—1=11
2LJL
Таблицы 0 0
0
1
0
1
0
истин- 0 1
0
1
1
0
1
ности 1 0
0
1
1
0
1
1 1
1
0
1
0
0
Рис. 3.34
Положим, что имеется логическая функция вида
F=xx-x2*xx-x3-vx2-x3.
По этому выражению можно построить устройство, схема которого приведена на рис. 3.35.
При проектировании цифрового устройства рекомендуется поступать следующим образом:
" 1. По условию работы устройства определяется, что именно должно делать устройство, и уточняется алгоритм его работы.
Составляется таблица истинности для логической функции, реализуемой устройством.
Составляется логическая функция и проводится ее минимизация.
Разрабатывается схема проектируемого устройства.
Рассмотрим примеры проектирования некоторых цифровых устройств.
Пример 1. Необходимо спроектировать устройство включения и выключения звукового сигнала в помещении переключением одного из двух ключей, независимо от состояния другого ключа.
Требуется спроектировать логическое устройство, на выходе которого появляется сигнал логической 1 (F= 1), когда сирена включается. Если ключи (х и у) замкнуты, то это соответствует логическим нулям на входах устройства (х = 0, у = 0), а разомкнутые ключи соответствуют логическим единицам на входах устройства (х = 1, у = 1).
Учитывая сказанное, составим таблицу истинности (рис. 3.36).'
X
У
F
0 0
1 1
0
1 0
1
1 0 0
1
Рис. 3.36
Поясним таблицу истинности. При обоих замкнутых ключах сирена включена (первая строка таблицы истинности). Выключение любого из двух ключей приводит к
отключению сирены (вторая и третья строки таблицы). Выключение оставшегося включенного ключа приводит к включению сирены (последняя строчка).
По данной таблице истинности составим логическую
функцию F=x-y*xy.
Полученное логическое выражение может быть реализовано следующим образом (рис. 3.37).
Рис. 3.37
Пример 2. Требуется спроектировать логическое устройство, осуществляющее передачу данных с одного из четырех входов на один выход в зависимости от комбинации сигналов на адресных входах.
Из описания следует, что проектируемое устройство имеет один выход Fи четыре входа хь х^, х3 и х4, на которые могут подаваться логические сигналы 0 или 1, и один из входов должен подключаться к выходу в зависимости от комбинации сигналов на адресных входах. Так как входов четыре, то, следовательно, и комбинаций на адресных шинах должно быть четыре, а для этого достаточно иметь два адресных входа Л] и Л2.
С учетом этого описания можно составить следующую таблицу истинности (рис. 3.38).
Аг
At
F
0 0
1
1
0 1
0 1
Х1 ^2 *3 Х4
Рис. 3.38
Из данной таблицы следует, что при нулях на обоих адресных входах к выходу устройства подключен первый вход данных X], при Л] = 1, Л2 = 0 к выходу подключен вход данных х2, при ^ = О, Я2 = 1 к выходу подключен вход данных х3, а при ^ = 1, Л2 = 1 к выходу подключен вход данных х4.
По данной таблице составим логическую функцию
F — X] • Л, • Л2 4* х2 • А, • Л2 4* х3 • Л] • Л2 4* х4 • Л| • Л2 •
Используя данное выражение, построим логическую схему проектируемого устройства (рис. 3.39).
' Далее мы увидим, что спроектированное устройство является мультиплексором на четыре входа и находит широкое применение в цифровой электронике.
Особенности построения логических устройств .
Обычно при построении логических устройств, с целью сокращения номенклатуры используемых логических элементов, используют либо два элемента, выполняющих операции И-НЕ и ИЛИ-HE, либо только один из этих элементов.
Это обусловлено тем, что эти элементы И-НЕ и ИЛ И-НЕ являются универсальными. Универсальность проявляется в том, что каждый из них позволяет реализовать все три основные булевы операции И, ИЛИ, НЕ (рис. 3.40).
а
Следовательно, любую логическую функцию можно реализовать, используя только логические элементы И-НЕ или ИЛИ-НЕ.
При построении логического устройства число входов логических элементов обычно бывает задано, что тоже вносит определенные трудности. Для построения устройства на заданных логических элементах И-НЕ или ИЛИ-HE необходимо логическую функцию преобразовать к соответствующему виду так, чтобы в ней присутствовали только логические операции И-НЕ или ИЛИ-HE. Для этого используют теоремы 5 и 10 (см. рис. 3.26) булевой алгебры, т. е. двойное отрицание, и теорему Де Моргана. В качестве примера рассмотрим построение логического устройства на двухвходовых элементах И-НЕ и ИЛИ-HE по логической функции
F=x*y-^*x-y.
Построим вначале устройство на элементах И-НЕ
F = F = х~у-1’Х’у •
Полученная форма является алгебраической формой
эдемента И-НЕ с тремя входами: х, у-г и х-у, т. е. схема данного устройства будет иметь следующий вид (рис. 3.41):
хГ7? xvхГ7? xvРис. 3.41Рис. 3.41
х
Г7? xv
х
Г7? xv
Рис. 3.41
Рис. 3.41
Путем несложных преобразований, которые понятны из окончательной схемы устройства (рис. 3.42), получим устройство, построенное на двухвходовых элементах И-НЕ
с входными сигналами х, у, г.
Рис. 3.42
Проводя аналогичные преобразования, функцию F можно реализовать на двухвходовых элементах ИЛИ-НЕ
F = F=х*у-злх-у.
Учитывая, что у-£=у-г=у*£ = у+£ и
ху=ху=х+у=х*у, получим'
F = x+(y+z)+(x+y).
Следовательно, схема проектируемого устройства будет иметь следующий вид (рис. 3.43).
При реализации цифровых устройств на конкретных логических элементах не все их входы, по ряду причин, могут быть использованы. Обычно с неиспользуемыми входами поступают следующим образом:
Рис. 3.43
— объединяют их с используемыми (с учетом теоремы 3, рис. 3.26), если это не ведет к превышению нагрузочной способности логического элемента, к выходу которого подключены объединенные входы;
— в зависимости от логики работы устройства подают на неиспользуемые входы либо логический 0, либо логическую 1. Для того чтобы не изменять логику работы элемента с неиспользуемыми входами, на них нужно подать: либо логическую 1, если элемент реализует логическую функцию И, так как согласно теореме 1 (см. рис. 3.26) х • 1 = х, либо логический 0, если элемент реализует логическую функцию ИЛИ, так как согласно теореме 1 (см. рис. 3.26) х + 0 = х.
Для подачи логического 0 неиспользуемые входы просто соединяют с шиной питания («землей»).
Для подачи логической 1 неиспользуемые входы подключают к источникам питания микросхем обычно через резисторы (в единицы кОм), предотвращающие пробои неиспользуемых входов.
Реализовать логическую функцию можно не только на основе логических элементов, как это было только что показано, но и другими способами, о чем речь пойдет ниже.
3.3. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
Классификация и основные параметры
Рассмотрим наиболее широко используемую исторически сложившуюся классификацию. Она построена и с учетом того, какие электронные приборы являются основными в соответствующих интегральных схемах, и с учетом особенностей использованных схемотехнических решений.
Выделяются следующие классы логических элементов (так называемые логики):
резисторно-транзисторная логика (РТЛ);
диодно-транзисторная логика (ДТЛ);
транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ);
эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ);
транзисторно-транзисторная логика с диодами Шоттки (ТТЛШ);
логика на основе МОП-транзисторов с каналами типа р (р-МДП);'
логика на основе МОП-транзисторов с каналами типа п (и-МДП);
логика на основе комплементарных ключей на МДП-транзисторах (КМДП, КМОП);
интегральная инжекционная логика И2Л;
логика на основе полупроводника из арсенида галлия GaAs.
В настоящее время наиболее широко используются следующие логики: ТТЛ, ТТЛШ, КМОП, ЭСЛ. Устарела и практически не используется РТЛ. Для разрабатываемых в настоящее время устройств можно рекомендовать использовать КМОП-логику, а также логику на основе GaAs.
Логические элементы и другие цифровые электронные устройства выпускаются в составе серий микросхем. Серия микросхем — это совокупность микросхем, характеризуемых общими технологическими и схемотехническими решениями, а также уровнями электрических сигналов и напряжения питания.
Приведенная классификация охватывает не только собственно логические элементы, но и другие цифровые устройства, в том числе микропроцессорные. Однако здесь следует учитывать, что при производстве сложных цифровых устройств некоторые логики не использовались и не используются.
Приведем примеры серии микросхем: ТТЛ — К155, КМ155, К133, КМ133; ТТЛШ - 530, КР531, КМ531, КР1531, 533, К555, КМ555, 1533, КР1533; ЭСЛ - 100, К500, К1500; КМОП - 564, К561, 1564, КР1554; GaAs - К6500;
Каждая серия микросхем, несмотря на то, что она обычно содержит самые разнообразные цифровые устройства, характеризуется некоторым набором параметров, дающих достаточно подробное представление об этой серии. При определении этих параметров ориентируются именно на логические элементы — простейшие устройства серии микросхем. В соответствии с этим говорят о параметрах не серии микросхем, а о параметрах логических элементов данной серии.
Рассмотрим наиболее важные из параметров.
Быстродействие характеризуют временем задержки распространения сигнала t3p и максимальной рабочей частотой FMaKC. Обратимся к идеализированным временным Диаграммам, соответствующим элементу НЕ (инвертору) (рис. 3.44). Через U^ и ивыхХ обозначены уровни входно- | го и выходного напряжений, соответствующие логической I единице, а через U^ и ивыхЙ — соответствующие логиче- I скому нулю. Различают время задержки /^ю распростра- I Нения при переключении из состояния 1 в состояние 0 и
Ц' Электроника
Рис. 3.44
при переключении из состояния 0 в состояние 1 — (^q], а также среднее время задержки распространения t3p, причем /зр = O.S^gp^^]). Время задержки принято определять по перепадам уровней О^ДС^и О^ДС/^ Максимальная рабочая частота Емакс — это частота, при которой сохраняется работоспособность схемы.
Нагрузочная способность характеризуется коэффициентом объединения по входу ^и коэффициентом разветвления по выходу Краз (иногда используют термин «коэффициент объединения по выходу»). Величина Коб—это число логических входов, величина Краз — максимальное число однотипных логических элементов, которые могут быть подключены к выходу данного логического элемента. Типичные значения их таковы: К^ = 2...8, Краз = 4... 10. Для элементов с повышенной нагрузочной способностью Краз = Ж.ЗО.
Помехоустойчивость в статическом режиме характеризуют напряжением Uncp которое называют статической помехоустойчивостью. Это такое максимально допустимое напряжение статической помехи на входе, при котором
еще не происходит изменение выходных уровней логического элемента.
Важным параметром является мощность, потребляемая микросхемой от источника питания. Если эта мощность различна для двух логических состояний, то часто указывают среднюю потребляемую мощность для этих состояний.
Важными являются также следующие параметры:
напряжение питания;
входные пороговые напряжения высокого и низкого уровня ивх 1порог и ^Опорог, соответствующие изменению состояния логического элемента;
выходные напряжения высокого и низкого уровней ^?ых1 ^ ^выхО*
Используют и другие параметры.
Особенности выходных каскадов цифровых микросхем
Часто возникает необходимость подключения выходов нескольких цифровых микросхем к одной нагрузке. Одним из способов объединения выходов является использование в выходных каскадах микросхем транзисторов, один из выводов которых (коллектор, эмиттер, сток, исток) никуда не подключен. Такой вывод называют открытым.
Покажем схематически (рис. 3.45, а), как объединяются выходы микросхем с открытым коллектором. Такой элемент выполняет дополнительную логическую операцию, называемую операцией монтажной логики. Таблица истинности такого устройства с учетом инвертирования сигнала в выходном каскаде приведена на рис. 3.45, б. Выходное напряжение принимает уровень логической единицы
лишь то^да, когда транзисторы выходных каскадов закрыты, т. е. на входы поданы логические 0.
Нетрудно видеть, что схема реализует логическую операцию ИЛИ-HE, и поэтому такую схему называют «монтажным (проводным) ИЛИ», т. е.
y = xi+x2.
Используя теорему 10 (см. рис. 3.26), нетрудно получить
У=хх-х2 .
С учетом данного выражения такое соединение (рис. 3.45, а) иногда называют «монтажное (проводное) И».
Если открытым является коллектор транзистора л-р-и-типа, эмиттер транзистора р-л-р-типа, сток транзистора с каналом л-типа, исток транзистора с каналом p-типа, то вывод обозначают символом ^. Если открытым является коллектор транзистора р-л-р-типа, эмиттер транзистора л-р-л-типа, сток транзистора с каналом p-типа, исток транзистора с каналом л-типа, вывод обозначают символом О.
Выходные каскады некоторых микросхем могут работать в таком режиме, когда микросхема оказывается фактически отключенной от нагрузки. Это так называемое третье (высокоимпедансное) состояние микросхемы. Ис
пользование третьего состояния является еще одним способом объединения выходов микросхем, который широко используется в вычислительной технике, при подключении к общей шине многих устройств. Приведем фрагмент схемы, поясняющей возникновение третьего состояния (рис. 3.46). Если оба транзистора закрыты, то микросхема и нагрузка фактически являются разъединенными. Наличие третьего состояния обозначают символом О.
Рис. 3.46
Если в выходных каскадах микросхем используются мощные транзисторы, то выходные каскады обеспечивают большие выходные токи и на условных графических обозначениях микросхем в этом случае используется символ t>.
Так, например, микросхема К155ЛА18 (два двухвходных элемента И-НЕ) имеет открытый коллектор и выходной ток может достигать 300 мА при логическом нуле на
выходе, а микросхема КР531ЛА17 (два четырехвходных элемента И-НЕ) имеет три состояния выхода и выходные токи составляют 50 мА при логическом нуле на выходе.
В некоторых микросхемах выходные каскады представляют собой изолированные транзисторы, т. е. коллектор, эмиттер и база мощных выходных транзисторов подключены только к внешним выводам микросхем.
Так, микросхема К155ЛП7 представляет собой два элемента И-НЕ и два транзистора типа п-р-п, обеспечивающие выходной ток 300 мА и имеющие предельно допустимое коллекторное напряжение, равное 30 В.
Такие логические элементы с изолированными транзисторами позволяют более гибко выбирать схему подключения транзисторов как к логическим элементам, так и к нагрузке.
При. использовании в едином цифровом устройстве микросхем различных серий, и в особенности различных логик, может возникнуть проблема согласования уровней входных и выходных напряжений. Для указанных целей производятся специальные микросхемы, которые называют преобразователями уровня сигналов.
Преобразователи уровня сигналов и шинные формирователи
Преобразователи уровней используются для согласования входных и выходных сигналов по напряжению и току при построении цифровых устройств на различных логических элементах.
Логические элементы, в зависимости от элементной базы, на которой они построены, имеют разные напряжения питания и разные значения входных и выходных сигналов. Кроме того, однотипные микросхемы могут допус-
кать разное напряжение питания и при таком их исполь
зовании в разных частях одного устройства также требуется согласование уровней.
Так, для микросхем транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ), которые построены на биполярных транзисторах, уровень логического «О» входного напряжения < 0,8 В, уровень логического 0 выходного напряжения < 0,4 В, уровень логической 1 входного напряжения > 2,4 В, а уровень логической 1 выходного напряжения > 2,8 В. Напряжение питания ТТЛ равно 5 В.
Для микросхем, построенных на полевых транзисторах (КМОП), напряжение питания Епит обычно лежит в пределах от 5 до 15 В, а уровень логического 0 входного напряжения < 0,2 Епит, уровень логического 0 выходного напряжения равен 0 В, уровень логической 1 входного напряжения > 0,8 £„„„, а уровень логической 1 выходного напряжения равен Епит.
Пороговое напряжение переключения для ТТЛ составляет 1,2 В, а для КМОП —Епит12.
Кроме того, большинство КМОП-элементов имеют
малые выходные токи, поэтому к ним нельзя подключать даже один вход ТТЛ даже при одинаковых Епит
Так, для согласования выходов КМОП элементов со входами ТТЛ можно применять микросхемы К176ПУ1, К176ПУ2, К176ПУЗ, К561ПУ4, КР1561ПУ4. По принципу функционирования они аналогичны друг другу, но имеют разное число входов и некоторые, помимо преобразования, еще осуществляют инверсию сигнала (ПУ1, ПУ2).
Например, микросхема КР1561ПУ4 (рис. 3.47, а) имеет 6 входов и выходов и позволяет при подаче на нее напряжения питания 5 В и подключении ее входов к выходам КМОП-микросхем подключать к каждому из ее выходов от двух до восьми микросхем ТТЛ в зависимости от их схемотехнической реализации.
Для согласования выходов ТТЛ микросхем со входами КМОП микросхем применяются микросхемы К176ПУ5, 564ПУ6, К561ПУ7, К561П8.
Все они аналогичны друг другу по принципу функционирования, но имеют разное число преобразователей, требуют одного или двух источников питания, осуществляют инвертирование сигнала или нет (П56ШУ8).
Так, микросхема К561ПУ7 (рис. 3.47, б) представляет собой шесть инвертирующих преобразователей, требует одного источника питания и при напряжении 10—15 В осуществляет хорошее согласование с выходными уровнями ТТЛ микросхем.
К561ПУ7К561ПУ7ааК1561ПУ4
К561ПУ7
К561ПУ7
а
а
Для коммутации сигналов в цифровых устройствах, например, сигналов адреса, сигналов управления, подключения внешних устройств к системной шине данных в микропроцессорной системе, используются шинные формирователи (шинные драйверы, буферные элементы).
Реализуются они на логических элементах с повышенной нагрузочной способностью, имеющих открытый выход (коллекторный или стоковый) или три состояния выхода.
Они могут быть как однонаправленные, так и двунаправленные (могут осуществлять передачу данных как со входов на выход, так и наоборот).
Так, микросхема К555АП5 (рис. 3.48, а) представляет собой восемь буферных элементов, выходы которых имеют три состояния. Буферные элементы сформированы в две группы, каждая из которых имеет инверсный вход управления. Включение элементов каждой группы происходит при подаче на соответствующий вход управления Е] или Е2 логического нуля, переход в высокоимпедансное состояние осуществляется при подаче на эти входы логи
ческой единицы.
К555АП5К555АП5Рис. 3.48Рис. 3.48К555АП6К555АП6бб
К555АП5
К555АП5
Рис. 3.48
Рис. 3.48
К555АП6
К555АП6
б
б
Микросхема К555АП6 (рис. 3.48, б) представляет собой восемь двунаправленных буферных элементов, все выводы которых имеют три состояния, а также имеются два входа управления. Логический нуль на входе Е разрешает включение буферных элементов, и если при этом на вход Т подана логическая 1, то выводы Al—А8 являются входами, а выводы Bl—В8 выходами. При логическом 0 на
входе Т выводы Bl—В8 являются входами, а выводы А1— А8 выходами. При логической 1 на входе Е все выводы переводятся в высокоимпедансное состояние.
Схемотехника логических элементов различных логик
Для конкретной серии микросхем характерно использование типового электронного узла — базового логического элемента. Этот элемент является основой построения самых разнообразных цифровых электронных устройств. Ниже рассмотрим особенности базовых логических элементов различных логик.
Элементы транзисторно-транзисторной логики. Характерной особенностью ТТЛ является использование многоэмиттерных транзисторов. Эти транзисторы сконструированы таким образом, что отдельные эмиттеры не оказывают влияния друг на друга. Каждому эмиттеру соответствует свой р-л-переход. В первом приближении многоэмиттерный транзистор может моделироваться схемой на диодах (см. пунктир на рис. 3.49).
Упрощенная схема ТТЛ-элемента приведена на рис. 3.49. При мысленной замене многоэмиттерного транзис-
тора диодами получаем элемент диодно-транзисторной логики И-НЕ. Из анализа схемы можно сделать вывод, что
если на один из входов или на оба входа подать низкий уровень напряжения, то ток базы транзистора Т2 будет равен нулю, и на коллекторе транзистора Т2 будет высокий уровень напряжения. Если на оба входа подать высокий уровень напряжения, то через базу Т2 транзистора будет протекать большой базовый ток и на коллекторе транзистора Т2 будет низкий уровень напряжения, т. е.
данный элемент реализует функцию И-НЕ: ивых = Kt • и2.
Базовый элемент ТТЛ содержит многоэмиттерный транзистор, выполняющий логическую операцию И, и сложный инвертор (рис. 3.50). Если на один или оба входа одновременно подан низкий уровень напряжения, то многоэмиттерный транзистор находится в состоянии насыщения и транзистор Т2 закрыт, а следовательно, закрыт и транзистор Т4, т. е. на выходе будет высокий уровень напряжения. Если на обоих входах одновременно действует высокий уровень напряжения, то транзистор Т2 открывается и входит в режим насыщения, что приводит к открытию и насыщению транзистора Т4 и запиранию транзистора Т3, т. е. реализуется функция И-НЕ.
Выпускаются микросхемы ТТЛ с повышенной нагрузочной способностью, с открытым коллектором, с третьим (высокоимпедансным) состоянием, что значительно расширяет их функциональные возможности.
Для увеличения быстродействия элементов ТТЛ используются транзисторы с диодами Шоттки (транзисторы Шоттки).
Базовый логический элемент ТТЛШ (на примере серии К555). В качестве базового элемента серии микросхем К555 использован элемент И-НЕ. На рис. 3.51, а изображена схема этого элемента, а условное графическое обозначение транзистора Шоттки приведено на рис. 3.51, б. Такой транзистор эквивалентен рассмотренной выше паре из обычного транзистора и диода Шоттки. Транзистор КТ4 — обычный биполярный транзистор.
Если оба входных напряжения ивхХ и ивх2 имеют высокий уровень, то диоды VD3 и VD^ закрыты, транзисторы КТ], КТ5 открыты и на выходе имеет место напряжение низкого уровня. Если хотя бы на одном входе имеется напряжение низкого уровня, то транзисторы КТ] и КТ5
закрыты, а транзисторы КГ3 и VT4 открыты, и на входе имеет место напряжение низкого уровня. Полезно отметить, что транзисторы КТ3 и РТ4 образуют так называемый составной транзистор (схему Дарлингтона).
Микросхемы ТТЛШ серии К555 характеризуются сле
дующими параметрами:
напряжение питания +5 В;
выходное напряжение низкого уровня — не более 0,4 В;
выходное напряжение высокого уровня — не менее 2,5 В;
помехоустойчивость — не менее 0,3 В;
среднее время задержки распространения сигнала — 20 нс;
максимальная рабочая частота — 25 МГц. .
Микросхемы ТТЛШ обычно совместимы по логическим уровням, помехоустойчивости и напряжению питания с микросхемами ТТЛ. Время задержки распространения сигнала элементов ТТЛШ в среднем в два раза меньше по сравнению с аналогичными элементами ТТЛ. К тому же они значительно меньших размеров, что уменьшает емкости их р-л-переходов. Мощность, потребляемая ими, в 4—10 раз меньше.
Элементы эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ). Основой базового логического элемента ЭСЛ является токовый ключ. Схема токового ключа (рис. 3.52) подобна схеме дифференциального усилителя. Необходимо обратить внимание на то, что микросхемы ЭСЛ питаются отрицательным напряжением (к примеру, —4,5 В для серии К1500). На базу транзистора УТ\ подано отрицательное постоянное опорное напряжение Z7on. Изменение входного напряжения ивхХ приводит к перераспределению постоянного тока 1^, заданного сопротивлением R3, между транзисторами, что имеет следствием изменение напряжений на их коллекторах. Транзисторы не входят в режим насыщения, и это является одной из причин высокого быстродействия элементов ЭСЛ.
Микросхемы серий 100, 500 имеют следующие параметры: напряжение питания5,2 В; потребляемая мощность — 25 мВт; коэффициент разветвления по выходу — 15; задержка распространения сигнала — 2 нс.
Базовый элемент ЭСЛ получают заменой в схеме токового ключа транзистора VTX параллельно включенными транзисторами (для увеличения числа входов) и включением в качестве выходных схем элемента ЭСЛ эмиттерных повторителей (рис. 3.53).
На транзисторы VTX,VT2, VT3 подаются входные сигналы, и они совместно с транзистором КТ4 образует токовый ключ. Транзистор КГ5 с элементами R^, Rs, R6 и KDb KD2 является стабильным источником напряжения, задающим постоянное напряжение Uon на базе транзистора РТ4, который находится в активном режиме работы. '
На транзисторах VT6 и VT2 реализованы эмиттерные повторители, обеспечивающие малые выходные сопротивления. Цепи нагрузок транзисторов VT6 и VT2 (резисторы R2 и R8) обычно вынесены за микросхему ЭСЛ, что расширяет ее функциональные возможности.
В схеме ЭСЛ реализован принцип положительной логики, при котором большему выходному напряжению (в нашем случае, менее отрицательному) соответствует сигнал логической 1, а меньшему (более отрицательному) сигнал логического 0.
Когда на всех входах схемы Ux, U2, U3 действуют сигналы логического 0 (большое отрицательное напряжение), то транзисторы VTX—VT3 закрыты, РТ4 открыт. В результате транзистор КТ7 будет закрыт, т. е. на его выходе установится менее отрицательное напряжение (логическая 1).
Если на любой из входов Ux— U3 подана логическая единица (менее отрицательное,чем Uon на базе РТ4), то откроется соответствующий транзистор, что приведет к перераспределению токов между этим транзистором и транзистором VT4, после чего транзистор VT6 закроется, т. е. на его выходе установится большое отрицательное напряжение (логический 0), а транзистор КТ7 откроется, т. е. на его выходе установится логическая 1.
Таким образом, данная схема одновременно выполня-' ет функции ИЛИ и ИЛИ-НЕ
Ueblx\=UxA-U2A-U3, что значительно расширяет ее функциональные возможности.
" Логические элементы на полевых транзисторах. В микросхемах «-МОП и p-МОП используются ключи соответственно на МОП-транзисторах с «-каналом и динамической нагрузкой (рассмотрены выше) и на МОП-транзисторах с р-каналом.
В качестве примера рассмотрим элемент логики «-МОП, реализующий функцию ИЛИ-HE (рис. 3.54). Он состоит из нагрузочного транзистора Г3 и двух управляю-
Рис. 3.54
щих транзисторов Тх и Т2. Если оба транзистора Тх и Т2 закрыты, то на выходе устанавливается высокий уровень напряжения. Если одно или оба напряжения их и и2 имеют высокий уровень, то открывается один или оба транзистора Тх и Т2 и на выходе устанавливается низкий уро
вень напряжения, т. е. реализуется функция ивых = их + и2.
Для исключения потребления мощности логическим элементом в статическом состоянии используются комплементарные МДП — логические элементы (КМДП или КМОП-логика). В микросхемах КМОП используются комплементарные ключи на МОП-транзисторах. Они отличаются высокой помехоустойчивостью. Логика КМОП является очень перспективной. Рассмотренный ранее комплементарный ключ фактически является элементом НЕ (инвертором).
Рассмотрим КМОП — логический элемент, реализую
щий функцию ИЛИ-HE (рис. 3.55). Если входные напряжения имеют низкие уровни (ut и и2 меньше порогового
напряжения л-МОП-транзистора С4и.порог.п)’то транзисторы Тх и Т2 закрыты, транзисторы Т3 и Т4 открыты и выходное напряжение имеет высокий уровень. Если одно или оба входных напряжения их и и2 имеют высокий уровень, превышающий ^эи.Порог.п> то открывается один или оба транзистора Тх и Т2, а между истоком и затвором одного или обоих транзисторов Т3 и Т4 устанавливается низкое напряжение, что приводит к запиранию одного или обоих транзисторов Т3 и Т4, а следовательно, на выходе устанавливается низкое напряжение. Таким образом, этот элемент реализует функцию ивых =их +и2 и потребляет мощность от источника питания лишь в короткие промежутки времени, когда происходит его переключение.
Достоинствами КМОП микросхем по сравнению с ТТЛ микросхемами являются:
малая потребляемая мощность в статическом режиме;
очень высокое входное сопротивление;
большая нагрузочная способность (коэффициент разветвления 50—100);
‘ • большой диапазон напряжения питания (3—15 В);
малая зависимость характеристик от температуры.
К недостаткам КМОП микросхем можно отнести:
повышенное выходное сопротивление;
большие времена задержки (200 нс);
большой разброс всех параметров.
Элементы интегрально-инжекционной логики. Интегральная инжекционная логика (ИИЛ или И2Л) построена на использовании биполярных транзисторов и применении оригинальных схемотехнических и технологических решений. Для нее характерно очень экономичное использование площади кристалла полупроводника. Элементы И2Л могут быть реализованы только в интегральном исполнении и не имеют аналогов в дискретной схемотехнике. Структура такого элемента и его эквивалентная схема приведены на рис. 3.56, из которого видно, что транзистор Тх (р-п-р)
расположен горизонтально, а многоколлекторный транзистор Т2 (п-р-п) расположен вертикально. Транзистор Г] выполняет роль инжектора, обеспечивающего поступление
дырок из эмиттера транзистора Тх (при подаче на него положительного напряжения через ограничивающий резистор) в базу транзистора Т2. Если их соответствует логическому «0», то инжекционный ток не протекает по базе многоколлекторного транзистора Т2 и токи в цепях коллекторов транзистора Т2 не протекают, т. е. на выходах транзистора Т2 устанавливаются логические 1. При напряжении их, соответствующем логической 1, инжекционный ток протекает по базе транзистора Т2 и на выходах транзистора Т2 — логические нули.
Рассмотрим реализацию элемента ИЛИ-HE на основе элемента, представленного на рис. 3.57 (для упрощения другие коллекторы многоколлекторных транзисторов Т3 и Т4 на рисунке не показаны). Когда на один или оба входа подается логический сигнал 1, то напряжение мвых соответствует логическому нулю. Если на обоих входах логичес-
кие сигналы 0, то напряжение ивых соответствует логической единице.
Логика на основе полупроводника из арсенида галлия GaAs характеризуется наиболее высоким быстродействием, что является следствием высокой подвижности электронов (в 3...6 раз больше по сравнению с кремнием). Микросхемы на основе GaAs могут работать на частотах порядка 10 ГГц и более.
Сравнительные характеристики логических элементов и их особенности
В таблице (рис. 3.58) приведено сравнение элементов различных логик по основным параметрам, причем 1 соответствует лучшему значению параметра, а 7 — худшему.
Тип элемента
Быстродействие
Рассеиваемая мощность
Разветвление по входу
Помехоустойчивость
ТТЛ
3
4
4
4
ТТЛШ
2
5 •
4
4
р-МОП
7
2
2
2
п-МОП
5
2
2
3
КМОП
6
1
1
1
ЭСЛ
1
6
3
4
и2л
4
3
4
4
Рис. 3.58
Из всех логических элементов наибольшее быстродействие имеют элементы ЭСЛ, а элементы КМОП имеют наименьшее потребление, причем они же имеют лучшую нагрузочную способность.
Для выбора типа микросхемы при построении электронного устройства обычно вначале определяют, какой из перечисленных в таблице параметров имеет наибольшее значение. Затем определяют следующий по значимости параметр и т. д.
В зависимости от заданных приоритетов и выбирается тот или иной тип микросхемы. Следует подчеркнуть, что опыт разработчика играет при этом весьма существенную роль..
Как отмечалось ранее, логические элементы выпускаются в составе серий микросхем, причем конкретная микросхема может выполнять ряд логических операций. Приведем для примера некоторые выпускаемые микросхемы.
Так, микросхема КР531ЛР11 (рис. 3.59, а) выполнена по технологии ТТЛ и представляет собой два одинаковых элемента, каждый из которых содержит по два двухвходо-
Рис. 3.59
вых элемента И, объединенных функцией ИЛИ-HE, т. е. каждый из элементов выполняет функцию 2И + 2И-ИЛИ-
НЕ, т. е. у = хх -х2 +Х]-х2.
Микросхема К155ЛЕЗ (рис. 3.59, б) выполнена по технологии ТТЛШ и представляет собой два четырехвходо-
вых элемента ИЛИ-HE со стробированием, т. е. реализу
ет функцию у = ^Т^+^ + х^ТЁ.
Микросхема К531ЛА17 (рис. 3.60, а) выполнена по технологии ТТЛШ и представляет два четырехвходовых элемента И-НЕ со стробированием. Микросхема имеет мощ-
Рис. 3.60Рис. 3.60
Рис. 3.60
Рис. 3.60
ные выходы и может обеспечивать три состояния выхода, в том числе и высокоимпеденсное состояние Z. Каждый элемент микросхемы реализует функцию
_ хх-х2-х3-х4, при£ = 0
Z,при£ = 1.
Микросхема К176ЛП2 (рис. 3.60, б) выполнена по технологии КМОП и представляет собой четыре двухвходовых элемента «Исключающее ИЛИ», т. е. каждый элемент
реализует функцию у = хх Ф х2.
КОМБИНАЦИОННЫЕЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
Логические устройства разделяют на два класса: комбинационные и последовательностные.
Устройство называют комбинационным, если его выходные сигналы в некоторый момент времени однозначно определяются входными сигналами, имеющими место в этот момент времени.
Иначе устройство называют последовательностным, или конечным автоматом (цифровым автоматом, автоматом с памятью). В последовательностных устройствах обязательно имеются элементы памяти. Состояние этих элементов зависит от предыстории поступления входных сигналов. Выходные сигналы последовательностных устройств определяются не только сигналами, имеющимися на входах в данный момент времени, но и состоянием элементов памяти. Таким образом, реакция последовательностного устройства на определенные входные сигналы зависит от предыстории его работы.
Среди как комбинационных, так и последовательностных устройств выделяются типовые, наиболее широко используемые на практике.
Шифраторы, дешифраторы и преобразователи кодов
Шифратор — это комбинационное устройство, преобразующее десятичные числа в двоичную систему счисления, причем каждому входу может быть поставлено в соответствие десятичное число, а набор выходных логических сигналов соответствует определенному двоичному коду. Шифратор иногда называют «кодером» (от англ, coder) и используют, например, для перевода десятичных чисел,
набранных на клавиатуре кнопочного пульта управления, в двоичные числа. Если количество входов настолько велико, что в шифраторе используются все возможные комбинации сигналов на выходе, то такой шифратор называется полным, если не все, то неполный. Число входов и выходов в полном шифраторе связано соотношением п = 2“, где п — число входов, т — число выходов. Так, для преобразования кода кнопочного пульта в четырехразрядное двоичное число достаточно использовать лишь 10 входов, в то время как полное число возможных входов будет равно 16 (л = 24 = 16), поэтому шифратор 10 х 4 (из 10 в 4) будет неполным.
Рассмотрим пример построения шифратора для преобразования десятиразрядного единичного кода (десятичных чисел от 0 до 9) в двоичный код. При этом предполагается, что сигнал, соответствующий логической единице, в каждый момент времени подается только на один вход. Условное обозначение такого шифратора и таблица соответствия кода приведены на рис. 3.61. Используя данную таблицу соответствия, запишем логические выражения, включая в логическую сумму те входные переменные, которые соответствуют единице некоторой выходной переменной. Так, на выходе У] будет логическая «1» тогда, когда логическая «1» будет или на входе Хь или Х3, или Х5, или Х7, или Хд, т. е.
У! = X, + Х3 + Х5 + Х7 + Хд.
Аналогично получаем
у2 = Х2 + Х3 +Х$ +Х7,
у3 = Х4 + Х5 + Xs + Х7, у4 = Х8 + Хд.
Представим на рис. 3.62 схему такого шифратора, используя элементы ИЛИ.
На практике часто используют шифратор с приоритетом. В таких шифраторах код двоичного числа соответствует наивысшему номеру входа, на который подан сиг-
Ход Х>о— Х2О—
0 1 2
CD
1
»У|
ХэО X* G XsG Х«о—
3
4
2
4
°У2
—о Уз
Х?о— Хю— X.G
7 8
9
8
—ОУ4
Десятичное число
Двоичный код 8421
У*
Уз
У2
У1
0
0
0
0
0
1
0
0
0
1
2
0
0
1
0
3
0
0
1
1
4
0
1
0
0
5
0
1
0
1
6
0
1
1
0
7
0
1
1
1
8
1
0
0
0
9
1
0
0
1
Рис. 3.61
нал «1», т. е. на приоритетный шифратор допускается подавать сигналы на несколько входов, а он выставляет на выходе код числа, соответствующего старшему входу.
Рассмотрим в качестве примера (рис. 3.63) шифратор с приоритетом (приоритетный шифратор) К555ИВЗ серии микросхем К555 (ТТЛШ). Шифратор имеет 9 инверсных
входов, обозначенных через PRY,..., РЮ. Аббревиатура PR обозначает «приоритет». Шифратор имеет четыре инверсных выхода В1, ... , В8. Аббревиатура В означает «шина» (от англ. bus). Цифры определяют значение активного уровня (нуля) в соответствующем разряде двоичного числа. Например, В8 обозначает, что ноль на этом выходе соответствует числу 8. Очевидно, что это неполный шифратор. ■
Если на всех входах — логическая единица, то на всех выходах также логическая единица, что соответствует числу 0 в так называемом инверсном коде (1111). Если хотя бы на одном входе имеется логический ноль, то состояние выходных сигналов определяется наибольшим номером входа, на котором имеется логический ноль, и не зависит от сигналов на входах, имеющих меньший номер.
Например, если на входе PR1 —логический ноль, а на всех остальных входах — логическая единица, то на выходах име-
ются следующие сигналы: 51 - 0, 52 -1, 54 -1, 58 -1, что
соответствует числу 1 в инверсном коде (1110).
Если на входе PR9 логический ноль, то независимо от других входных сигналов на выходах имеются следующие
сигналы: 51-0, 52-1, 54-1, 58-0, что соответствует числу 9 в инверсном коде (ОНО).
Основное назначение шифратора — преобразование номера источника сигнала в код (например, номера нажатой кнопки некоторой клавиатуры).
Для получения шифраторов с большим числом входов, т. е. наращивания размерности шифратора, объединяют микросхемы шифраторов с дополнительными выводами.
Так микросхема К555ИВ1 (рис. 3.64) представляет собой приоритетный шифратор 8 х 3, т. е. имеет 8 инверсных входов и 3 инверсных выхода. Помимо этого она имеет вход разрешения EI, выход переноса Е0 и выход G, определяющий признак входного информационного сигнала.
Если на всех информационных входах логическая 1, то при подаче на вход EI логического 0, на выходах 1—2—4 и G будут такие логические 1, а на выходе переноса Е0 — логический 0.
Если активизировать один из информационных входов (подать на него логический 0), то на выходах 1—2—4 по-
явится инверсный код, соответствующий номеру активизированного входа, на выходе G — логический 0, являющийся признаком подачи входного сигнала, а на выходе ЕО — логическая 1.
Если же микросхема не активизирована, т. е. на вход разрешения EI подана логическая 1, то на всех выходах микросхемы также будет логическая 1 независимо от того, что будет подано на информационные входы.
Дешифратором называется комбинационное устройство, преобразующее «-разрядный двоичный код в логический сигнал, появляющийся на том выходе, десятичный номер которого соответствует двоичному коду. Число входов и выходов в так называемом полном дешифраторе связано соотношением т = 2”, где п — число входов, а т — число выходов. Если в работе дешифратора используется неполное число выходов, то такой дешифратор называется неполным. Так, например, дешифратор, имеющий 4 входа и 16 выходов, будет полным, а если бы выходов было только 10, то он являлся бы неполным.
Обратимся для примера к дешифратору К555ИД6 серии К555 (рис. 3.65). Дешифратор имеет 4 прямых входа, обозначенных через Л1, ..., Л8. Аббревиатура А обозначает «адрес» (от англ, address'). Указанные входы называют
адресными. Цифры определяют значения активного уров
ня (единицы) в соответствующем разряде двоичного числа.
Дешифратор имеет 10 инверсных выходов УО,..., У9. Цифры определяют десятичное число, соответствующее заданному двоичному числу на входах. Очевидно, что этот дешифратор неполный.
Значение активного уровня (нуля) имеет тот выход, номер которого равен десятичному числу, определяемому двоичным числом на входе. Например, если на всех входах — логические нули, то на выходе УО— логический ноль, а на остальных выходах — логическая единица. Если на входе Л2 — логическая единица, а на остальных входах — логический ноль, то на выходе У2 —' логический ноль, а на остальных выходах — логическая единица. Если на входе — двоичное число, превышающее 9 (например, на всех входах единицы, что соответствует двоичному числу 1111 и десятичному числу 15), то на всех выходах — логическая единица.
Помимо информационных имеется один или более входов, называемых входами разрешения, или адресными входами. Так, микросхема КР531ИД14 представляет собой два дешифратора 2 х 4, т. е. каждый дешифратор имеет два информационных входа и четыре инверсных выхода, а также инверсный вход разрешения (рис. 3.66).
Цифры на входе (1, 2) обозначают вес разряда двоичного числа, а цифры на выходе (0—3) определяют десятичное число, соответствующее заданному числу на входе.
При логической 1 на входе разрешения на всех выходах будут также логические 1. При активизации входа разрешения, т. е. при Е = 0, логический 0 появляется на том выходе дешифратора, номер которого соответствует десятичному эквиваленту двоичного числа, поданного на информационные входы. Благодаря наличию входа разрешения можно наращивать размерность дешифраторов. Так, используя 5 дешифраторов 2x4, можно построить дешифратор 4 х 16 (рис. 3.67).
Понять принцип работы такой схемы несложно. Так, при подаче на вход числа 0100 (двоичный эквивалент десятичного числа 4) и при Е = 0 логический 0 появится лишь на втором (сверху) выходе дешифратора DC1, а на всех остальных выходах будут логические 1. Это приведет к активизации лишь дешифратора DC3 и активизируется (появится логический 0) лишь его верхний выход, что и будет соответствовать десятичному числу 4. При подаче на вход числа 1111 будет активизирован дешифратор DC5 и на его нижнем выходе появится логический 0, что будет соответствовать десятичному числу 15.
Очевидно, что если использовать две микросхемы КР531ИД14, т. е. четыре дешифратора 2x4, можно построить неполный дешифратор.
Дешифратор — одно из широко используемых логических устройств. Его применяют для построения различных комбинационных устройств.
Это основано на том обстоятельстве, что на выходе дешифратора вырабатываются все возможные логические произведения всех входных переменных (конъюнктивные минтермы). •
Подключая к определенным выводам дешифратора логический элемент ИЛИ или используя дешифратор с открытым выходом и реализуя на нем «монтажное ИЛИ», можно реализовать любую логическую функцию.
Так дешифратор 3x8 (рис. 3.68) можно описать следующей системой логических выражений:
Го= Хх-Х2-Х3;
¥х= хх-хгх3;
Y2= Yx-x2-Y3;
y3= xx-x2-Y3;y4 = Yx-x^-x3;
Рис. 3.68
У5= ^.у,.^;•
у6 =
у7= хгхгхз:
Соединяя соответствующие выходы дешифратора (например Ур У4, У5 и У7) со входами элемента ИЛИ, получим следующую логическую функцию:
F= У, + У4+ У5 + У7 = YXY2Y3 + ¥хТ2Х3 +
+ ХхХ^Х3 + ^X2y3.
После несложных преобразований получим
F = YxX^ + ХхХ3.
Особенно целесообразно такое использование дешифратора, когда нужно получить несколько различных логических функций одних и тех же переменных. В этом случае к соответствующим выходам дешифратора следует подключить то или иное число логических элементов ИЛИ.
Рассмотренные шифраторы и дешифраторы являются примерами простейших преобразователей кодов.
Преобразователями кодов, в общем случае, называют ус
тройства, предназначенные для преобразования одного кода в другой, при этом часто они выполняют нестандартные преобразования кодов. Преобразователи кодов обозначают через Л/К
Рассмотрим особенности реализации преобразователя на примере преобразователя трехэлементного кода в пятиэлементный. Допустим, что необходимо реализовать таблицу соответствия кодов, приведенную на рис. 3.69.
Трехэлементный код
Пятиэлементный код
N
Хз
Х2
Х1
У1
У2
Уз
У4
Уб
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
0
0
1
0
0
1
1
0
2
0
1
0
0
1
0
0
1
3
0
1
1
1
0
0
0
1
4
1
0
0
0
1
1
0
0
5
1
0
1
1
0
1
0
0
6
1
1
0
1
1
0
0
0
7
1
1
1
0
0
1
1
0
Рис. 3.69
Здесь через N обозначено десятичное число, соответствующее входному двоичному коду. Преобразователи кодов часто создают по схеме дешифратор — шифратор. Дешифратор преобразует входной код в некоторое десятичное число, а затем шифратор формирует выходной код. Схема преобразователя, созданного по такому принципу, приведена на рис. 3.70, где использован матричный диодный шифратор. Принцип работы такого преобразователя довольно прост. Например, когда на всех входах дешифратора логический «0», то на его выходе 0 появляется логическая «1», что приводит к появлению «1» на выходах у4 и у5, т. е. реализуется первая строка таблицы соответствия кодов.
14 Электроника
Рис. 3.70Рис. 3.70
Рис. 3.70
Рис. 3.70
Преобразователи кодов в виде микросхем выпускаются для выполнения таких операций, как преобразования двоично-десятичного кода вдвоичный или обратного преобразования, для преобразования двоичного кода в код Грея, для преобразования двоичного кода в код управления шкальными или матричными индикаторами, для преобразования двоичного кода в код управления сегментными индикаторами.
Так, микросхема К155ПП5 (рис. 3.71, а) представляет преобразователь двоично-десятичного кода в код семисегментного индикатора.
На рис. 3.71, б показано стандартное обозначение сегментов сегментного индикатора. '
Вход Е используется либо для осуществления индикации (подачей на него логического 0), либо для гашения индикатора (подачей на него логической 1).
Промышленность выпускает большое число шифраторов, дешифраторов и преобразователей кодов, таких как дешифратор 4 х 16 со стробированием (К555ИДЗ), преобразователь кода для управления светодиодной матрицей 7x5 (К155ИД8), преобразователь кода для управления шкальным индикатором (К155ИД15) и др.
Мультиплексоры и демультиплексоры
Мультиплексором называют комбинационное устройство, обеспечивающее передачу в желаемом порядке цифровой информации, поступающей по нескольким входам на один выход. Мультиплексоры обозначают через MUX (от англ, multiplexor), а также через MS (от англ, multiplexor selector). Схематически мультиплексор можно изобразить в виде коммутатора, обеспечивающего подключение одного из нескольких входов (их называют информационными) к одному выходу устройства. Кроме информационных входов в мультиплексоре имеются адресные входы и, как правило, разрешающие (стробирующие). Сигналы на адресных входах определяют, какой конкретно информационный канал подключен к выходу. Если между числом информационных входов п и числом адресных входов т действует соотношение п = 2т, то такой мультиплексор называют полным. Если п < 2т, то мультиплексор называют неполным.
Разрешающие входы используют для расширения функциональных возможностей мультиплексора. Они исполь-
зуются для наращивания разрядности мультиплексора, синхронизации его работы с работой других узлов. Сигналы на разрешающих входах могут разрешать, а могут и запрещать подключение определенного входа к выходу, т. е. могут блокировать действие всего устройства.
Рассмотрим функционирование двухвходового мультиплексора (2—>1), который условно изображен в виде коммутатора, а состояние его входов Хъ Х2 и выхода У приведено в таблице (рис. 3.72). Исходя из таблицы, можно записать следующее уравнение:
Y = Xv4*X2-4.
На рис. 3.73 показаны реализация такого устройства и его условное графическое обозначение. Основой данной схемы являются две схемы совпадения на элементах И, которые при логическом уровне «1» на одном из своих входов повторяют на выходе то, что есть на другом входе.
Если необходимо расширить число входов, то используют каскадное включение мультиплексоров. В качестве примера рассмотрим мультиплексор с четырьмя входами (4->1), построенный на основе мультиплексоров (2->1).
Адресный входВыход У0X,1ХгАдресный входВыход У0X,1ХгХ2 °1 Рис. 3.72Х2 °1 Рис. 3.72
Адресный вход
Выход У
0
X,
1
Хг
Адресный вход
Выход У
0
X,
1
Хг
Х2 °1 Рис. 3.72
Х2 °1 Рис. 3.72
Схема и таблица состояний такого мультиплексора приведены на рис. 3.74.
Мультиплексоры являются универсальными логическими устройствами, на основе которых создают различные комбинационные и последовательностные схемы. Муль
типлексоры могут использоваться в делителях частоты, триггерных устройствах, сдвигающих устройствах и др. Мультиплексоры часто используют для преобразования
Рис. 3.74
параллельного двоичного кода в последовательный. Для такого преобразования достаточно подать на информационные входы мультиплексора параллельный двоичный код, а сигналы на адресные входы подавать в такой последовательности, чтобы к выходу поочередно подключались входы, начиная с первого и кончая последним..
Рассмотрим пример использования мультиплексоров для реализации так называемого комбинационного устройства сдвига, обеспечивающего сдвиг двоичного числа по разрядам. Принцип функционирования данного устройства понятен из схемы устройства и таблицы состояний его входов и выходов (рис. 3.75).
Мультиплексор может использоваться для реализации любой логической функции, содержащей до (и + 1) переменных, где п — число адресных входов мультиплексора.
Рассмотрим такое использование мультиплексора на примере восьмивходового мультиплексора (8 —> 1). Работа такого мультиплексора описывается уравнением
У = Х1А^А^4 + XrA"3-A^At + Х^-А^ +
+ X4.43.A2.At + X5A3A2.AV + Х6-А3-А2-Ах +
+ Х7 • А3 • А2 • Ах + Х8 • А3 • А2 • Ах, где X; — информационные входы;
Aj — адресные входы, причем больший номер адресного входа соответствует более старшему разряду адресного входа.
Положим, что нужно реализовать следующую функцию
трех переменных:
F= 4? • Л2 • 4 + Л3 • v42 • 4 + Л3 • Л2 • Л, + Л3 • Л2 • 4.
Сравнивая выражение для логической функции F с
уравнением мультиплексора, нетрудно видеть, что если входные переменные логической функции F подать на адресные входы мультиплексора, а на информационных входах мультиплексора установить ^ = 1, Х2 = О, Х3 = 1, Х4 = О, Х5 = О, Х6 = 1, Х3 = О, Х8 = 1, то на выходе мультиплексора получим требуемую функцию F (рис. 3.76).
Рис. 3.76
Положим, что нужно реализовать следующую логическую функцию: F= А3- А2-А{ + А3 • А2.
Составим для нее таблицу истинности (рис. 3.77).
N
Аз
а2
Ai
F
1
0
0
0
0
2
0
0
1
1
3
0
1
0
0
4
0
1
1
0
5
1
0
0
0
6
1
0
1
0
7
1
1
0
1
8
1
1
1
1
Очевидно, что если входные переменные At подать на
адресные входы мультиплексора, на его втором, седьмом и восьмом информационных входах установить логические единицы, а на остальных — логические 0, то мы получим требуемую логическую функцию (рис. 3.78).
Рис. 3.78
Реализовать логическую функцию, содержащую 3 переменные F = А3-Аг-Ах + А3 • Аг, можно и на мультиплексоре, у которого не три, а два адресных входа, т. е. на мультиплексоре 4 -> 1.
В этом случае сигналы, подаваемые на информационные входы мультиплексора (сигналы настройки), определяются следующим образом. Одна из переменных переносится в число сигналов настройки, а на адресные входы подаются две оставшиеся переменные. В качестве переносимой переменной принимается та переменная, которая входит в выражение для логической функции меньшее число раз (в нашем примере в качестве такой переменной возьмем А(). Составляют таблицу истинности для переменных, подаваемых на адресные входы (в нашем примере это А3, А2), и находят функцию для переносимой переменной, фиксируя в выражении для этой искомой
функции переменные, подаваемые на адресные входы.
Полученная функция называется остаточной (рис. 3.79, о), и именно ее значения нужно подать на информационные входы мультиплексора (рис. 3.79, б).
Рис. 3.79Рис. 3.79
Рис. 3.79
Рис. 3.79
Так, при А, = 0 и Л2 = 0 из выражения для логической функции F следует, что F^ будет равна
7^= 1 • 1 • Л,+00 = Л„
= 0 • 1 • Л, + 1 • 0 = О,
при Л3 = 1, Л2 = 0.•
Очевидно, что такое применение мультиплексора позволило использовать более простой, чем ранее, мультиплексор.
Рассмотренное применение мультиплексоров для реализации логических функций гораздо удобнее, чем реализация логических функций на элементах И, НЕ, ИЛИ и др. Кроме того, очевидно, что, меняя лишь сигналы настройки на информационных входах мультиплексора, можно реализовать различные логические функции, что позволяет избежать дополнительных затрат.
В обозначении мультиплексоров используют две русские буквы КП, например, промышленностью выпускаются такие мультиплексоры, как К155КП1, К531КП18, К561КПЗ, К555КП17идр.
Демультиплексором называют устройство, в котором сигналы с одного информационного входа поступают в желаемой последовательности по нескольким выходам в зависимости от кода на адресных шинах. Таким образом, демультиплексор в функциональном отношении противоположен мультиплексору. Демультиплексоры обозначают через DMX или DMS.
Если соотношение между числом выходов п и числом адресных входов т определяется равенством п = 2т, то такой демультиплексор называется полным, при п < 2т демультиплексор является неполным.
Рассмотрим функционирование демультиплексора с двумя выходами, который условно изображен в виде коммутатора, а состояние его входов и выходов приведено в таблице (рис. 3.80). Из этой таблицы следует:
Уг = X • А ; У2 = X • А, т. е. реализовать такое устройство
можно так, как показано на рис. 3.80.
А О-—
Yi
Адресный вход А
Yi
у2
XJ
0
X
0
1
0
X
112
Рис. 3.80
Для наращивания числа выходов демультиплексора используют каскадное включение демультиплексоров. В качестве примера (рис. 3.81) рассмотрим построение демультиплексоров с 16 выходами (1 -» 16) на основе демультиплексоров с 4 выходами (1 -> 4). При наличии на адресных шинах Ао и Aj нулей информационный вход X подключен к верхнему выходу DMX0 и в зависимости от состояния адресных шин А2 и А3 он может быть подклю-
Рис. 3.81
чен к одному из выходов DMXt Так, при А2 = А3 = 0 вход X подключен к Уо. При Aq = 1 и At = О вход X подключен к DMX2, в зависимости от состояния А2 и А3 вход соединяется с одним из выходов У4 -э У7 и т. д.
Функции демультиплексоров сходны с функциями дешифраторов. Дешифратор можно рассматривать как демультиплексор, у которого информационный вход поддерживает напряжение выходов в активном состоянии, а адресные входы выполняют роль входов дешифратора. Поэтому в обозначении как дешифраторов, так и демультиплексоров используются одинаковые буквы — ИД. Выпускают дешифраторы (демультиплексоры) К155ИДЗ, К531ИД7идр.
Так, если в дешифраторе КР531ИД14А вход разрешения Е считать за информационный и поскольку он инверсный, то подать на него 0, а информационные входы дешифратора считать за адресные входы демультиплексора, то получим демультиплексор 1 -> 4 (см. рис. 3.66).
При использовании КМОП-технологии можно построить двунаправленные ключи, которые обладают возможностью пропускать ток в обоих направлениях и передавать не только цифровые, но и аналоговые сигналы. Благодаря этому можно строить мультиплексоры — демультиплексоры, которые могут использоваться либо как мультиплексоры, либо как демультиплексоры. Мультиплексоры-демультиплексоры обозначаются через MX (рис. 3.82).
Так мультиплексор — демультиплексор К561КП1 (рис. 3.83) содержит два четырехвходовых мультиплексора 4 -> 1, которые могут использоваться и как демультиплексоры 1 -»
Микросхема содержит один общий инверсный вход разрешения (стробирования) и два общих адресных входа. При логической 1 на входе разрешения выходы отключаются от информационных входов и переходят в высокоимпедансное состояние.
При активизации входа разрешения, т. е. при подаче на него логического 0, происходит соединение одного из информационных входов (в соответствии с кодом на адресных входах) с выходом микросхемы. Поскольку это состояние происходит при помощи двунаправленных ключей на КМОП-транзисторах, то сигнал может передаваться как со входов на выход (режим мультиплексора), так и с выхода на входы (режим демультиплексора). Кроме того, передаваемый сигнал может быть как аналоговым, так и цифровым.
Среди выпускаемых мультиплексоров-демультиплексоров можно выделить такие, как К564КП2, К590КП1. Мультиплексоры-демультиплексоры входят в состав серий К176, К561, К591, К1564.
Сумматоры
Сумматоры — это комбинационные устройства, предназначенные для сложения чисел. Рассмотрим сложение двух одноразрядных двоичных чисел, для чего составим таблицу сложения (таблицу истинности), в которой отразим значения входных чисел А и В, значение результата суммирования S и значение переноса в старший разряд Р (рис. 3.84).
А
в
р
S
0
0
0
0
0
1
0
1
1
0
0
1
1
1
1
0
Работа устройства, реализующего таблицу истинности, описывается следующими уравнениями: 5 = А • В + А • В; Р =А - В. Очевидно, что по отношению к столбцу S реализуется логическая функция «исключающее ИЛИ», т. е. 5 = А © В. Устройство, реализующее таблицу (см. рис. 3.84), называют полусумматором, и оно имеет логическую структуру, изображенную на рис. 3.85. Поскольку полусум-
1 S=A®Be
& Р=А-В
Рис. 3.85
матор имеет только два входа, он может использоваться для суммирования лишь в младшем разряде.
При суммировании двух многоразрядных чисел для каждого разряда (кроме младшего) необходимо использовать устройство, имеющее дополнительный вход переноса. Такое устройство (рис. 3.86) называют полным сумматором и его можно представить как объединение двух
Полу-сумма-тор
Полу-сумма-тор
полусумматоров (Р^ — дополнительный вход переноса). Сумматор обозначают через SM.
Соединяя определенным образом полусумматоры и
полные сумматоры друг с другом, получают устройство для
выполнения сложения нескольких разрядов двоичных чисел. В качестве примера рассмотрим устройство для сложения двух трехразрядных двоичных чисел А2 А| Aq и В2 В] Во, где Aq и Во — младшие разряды двоичных чисел (рис. 3.87).
Рис. 3.87Рис. 3.87
Рис. 3.87
Рис. 3.87
На выходах 5]—53 формируется код суммы чисел >42 Ах Д, и В2 Вх Bq, а на выходе Р3 — сигнал переноса в следующую микросхему, так как при сложении двух трехразрядных двоичных чисел может получиться четырехразрядное число.
Рассмотренный сумматор называется параллельным сумматором.
В виде интегральных микросхем выпускаются одноразрядные, двухразрядные и четырехразрядные двоичные сумматоры.
Микросхема К155ИМЗ (рис. 3.88) является четырехразрядным сумматором, имеющим входы Ag и Bt для подачи разрядов суммируемых чисел, выходы разрядов суммы
13
РО А1
SM
S1
9
11—
8
В1
А2
S2
6
7
3
В2 Аз
S3
2
4
вз
S4
15
1
16
А4
В4
Р4
14
Рис. 3.88
чисел Sg, вход переноса Ро, имеющийся у младшего разряда входных чисел, и выход переноса Р4.
С целью наращивания разрядности суммируемых чисел микросхемы соединяют последовательно, для чего выход переноса непосредственно соединяют со входом переноса микросхем, принадлежащим более высоким разрядам.
У микросхемы, суммирующей младшие разряды чисел, вход переноса Ро следует соединять с общим проводом.
Следует отметить, что в рассмотренных параллельных сумматорах для суммирования в каждом разряде используется отдельный сумматор, но перенос из разряда в разряд осуществляется последовательно, что и определяет время выполнения суммирования в таком параллельном сумматоре с последовательным переносом.
Для повышения быстродействия сумматоров необходимо уменьшить время переноса, что достигается использованием вместо последовательного параллельного переноса. Так микросхема К555ИМ6 представляет собой четырехразрядный сумматор с параллельным переносом.
Рассмотренные сумматоры могут использоваться для вычитания двоичных чисел. В этом случае операция вычитания заменяется сложением уменьшаемого с вычита-
емым, представленным в дополнительном коде, т. е. опе
рацией
^Пр Аф ~ ^Пр "^ ®ЦОП — ^Пр "*" 5Обр + 1’где А и В — многоразрядные двоичные числа, например,
четырехразрядные.
Тогда Лпр = Л4* Л3 • Л2 • Лх, Snp = В4 • В3 • В2 • Вь
•Добр — В4В3В2ВХ, Вд0П — Д)бр 4* 1.
Рассмотрим пример вычитания двух десятичных чисел: из 10 вычесть 5.
Двоичный эквивалент 10 равен 1010, а 5 — 0101.
Для реализации описанного алгоритма вычитаемое нужно преобразовать в обратное, т. е. получим 1010, затем это преобразованное вычитаемое сложить с уменьшаемым и к результату прибавить 1, т. е.
. 1010
1010
10100tL
ЮЮ1
Четыре младших разряда результата представляют собой результат 0101, т. е. 5-десятичное число.
Следует подчеркнуть, что если А > В, т. е. результат — положительное число, то ответ формируется в прямом коде, при этом формируется 1 переноса в более старший разряд, при А < В ответ формируется в обратном коде и 1 переноса в более старший разряд не образуется.
Рассмотрим реализацию операции вычитания на примере четырехразрядного сумматора (рис. 3.89).
Наличие или отсутствие логической 1 на выходе переноса Р4 используют для распознавания знака результата, образуя циклический перенос, т. е. соединяя выход переноса Р4 со входом переноса Ро. Когда сигнал переноса соответствует логической 1, то реализуется описанный выше алгоритм и на выходе 5; формируется результат в прямом коде, при нулевом значении сигнала переноса результат формируется в обратном коде, который несложно преобразовать в прямой.
Рис. 3.89
Если вместо инверторов включить логические элементы «исключающее ИЛИ» и на один из входов каждого элемента подавать соответствующие разряды вычитаемого, а вторые входы всех элементов объединить, то при подаче на этот объединенный вход с логического 0 устройство будет работать как сумматор, а при подаче на этот объединенный вход логической 1 — как вычитатель. В цепи циклического переноса включен логический элемент И, который в режиме сложения блокирует эту цепь (рис. 3.90). В справедливости сказанного легко убедиться самостоятельно.
*3 вз*4В4*3 вз*4В4А]В1А]В1А2В2А2В2
*3 вз
*4
В4
*3 вз
*4
В4
А]
В1
А]
В1
А2
В2
А2
В2
Цифровые компараторы
Цифровые компараторы выполняют сравнение двух чисел, заданных в двоичном коде. Они могут определять равенство двух двоичных чисел А и В с одинаковым количеством разрядов либо вид неравенства А > В или А < В. Цифровые компараторы имеют три выхода.
Схема одноразрядного компаратора представляет собой структуру логического элемента «исключающее ИЛИ-НЕ» (рис. 3.91).
ААе-е-ВВВВР = А-В(А< В)F = ABVABp(A = В)С=А-В(А>В)Р = А-В(А< В)F = ABVABp(A = В)С=А-В(А>В)Рис. 3.91Рис. 3.91
А
А
е-
е-
В
В
В
В
Р = А-В(А< В)
F = ABVABp(A = В)
С=А-В(А>В)
Р = А-В(А< В)
F = ABVABp(A = В)
С=А-В(А>В)
Рис. 3.91
Рис. 3.91
Из анализа схемы следует, что если А = В, то F = 1, в противном случае, т. е. при А * В, F = 0. Если А > В, т. е. А = 1, В = 0, то С = 1, а если А < В, т. е. А = 0, В = 1, то D= 1.
Если попарно равны между собой все разряды двух «-разрядных двоичных чисел, то равны и эти два числа А и В. Применяя цифровой компаратор для каждого разряда, например, четырехзначных чисел, и определяя значения Fb F2, F3, F4 логических переменных на выходах компараторов, факт равенства А = В установим в случае, когда F = F] • F2 • F3 • F4 = 1. Если же F = 0, то А * В. '
Неравенство А > В обеспечивается (для четырехразрядного числа) в четырех случаях: или А) > В4, или Ai = В4 и А3 > В3, или А4 = В4, А3 = В3 и А2>В2, или А» = В4, А3 = В3, А2 = В2 и А] > В] (где А4 и В4 — старшие разряды чисел А и В). Очевидно, что если поменять местами А; и Вь то будет выполняться неравенство А < В.
8 Цифровые компараторы выпускают, как правило, в виде самостоятельных микросхем. Так, микросхема К564ИП2 (рис. 3.92) является четырехразрядным компаратором, в котором каждый из одноразрядных компараторов аналогичен рассмотренной ранее схеме. Данная микросхема имеет расширяющие входы А < В, А = В, А > В, что позволяет наращивать разрядность обоих чисел. Для этого компараторы соединяют каскадно или параллельно (пирамидально).
Если используется одна микросхема, то на ее вход 5 следует подать логический 0, а на входы 6 и 4 — логические 1.
Рассмотрим каскадное соединение компараторов К564ИП2 для сравнения двух восьмиразрядных чисел (рис. 3.93). При этом соединении выходы А = В и А < В предыдущей микросхемы (младшие разряды) подключают к соответствующим входам последующей. На входы А < В, А = В, А > В микросхемы младших разрядов подают соответственно потенциалы U°, U1 и U1 ( U0 соответствует логическому 0, а С/1 — «Ь). В последующих микросхемах на входах А > В поддерживают потенциал логической единицы С/1.
3.5. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫЕЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
Триггеры
Триггер — простейшее последовательностное устройство, которое может находиться в одном из двух возможных состояний и переходить из одного состояния в другое под воздействием входных сигналов. Триггер является базовым элементом последовательностных логических устройств. Входы триггера разделяют на информационные и управляющие (вспомогательные). Это разделение в значительной степени условно. Информационные входы ис-
пользуются для управления состоянием триггера. Управляющие входы обычно используются для предварительной установки триггера в некоторое состояние и для синхронизации.
Триггеры могут иметь 2 выхода: прямой Q и инверсный Q.
Триггеры классифицируют по различным признакам, поэтому существует достаточно большое число классификаций. К сожалению, эти классификации не образуют стройной системы, но инженеру необходимо их знать.
Триггеры классифицируют по следующим признакам:
способу приема информации;
принципу построения;
функциональным возможностям.
Различают асинхронные и синхронные триггеры.
Асинхронный триггер изменяет свое состояние непосредственно в момент появления соответствующего информационного сигнала.
Синхронные триггеры реагируют на информационные сигналы только при наличии соответствующего сигнала на так называемом входе синхронизации С (от англ, clock). Этот вход также обозначают терминами «строб», «такт».
Синхронные триггеры в свою очередь подразделяют на триггеры со статическим (статические) и динамическим (динамические) управлением по входу синхронизации С. Статические триггеры воспринимают информационные сигналы при подаче на вход С логической единицы (прямой вход) или логического нуля (инверсный вход). Динамические триггеры воспринимают информационные сигналы при изменении (перепаде) сигнала на входе С от О к 1 (прямой динамический С-вход) или от 1 к 0 (инверсный динамический С-вход).
Статические триггеры в свою очередь подразделяют на одноступенчатые (однотактные) и двухступенчатые (двухтактные). В одноступенчатом триггере имеется одна ступень запоминания информации, а в двухступенчатом —
две такие ступени. Вначале информация записывается в первую ступень, а затем переписывается во вторую и появляется на выходе. Двухступенчатый триггер обозначают через ТТ.
По функциональным возможностям триггеры разделяют на следующие классы:
с раздельной установкой состояния 0 и 1 (ЛУ-триг- геры);
универсальные (/АГ-триггеры);
с приемом информации по одному входу D (D-триггеры, или триггеры задержки);
со счетным входом Т (Т-триггеры).
Входы триггеров обычно обозначают следующим образом:
S — вход для установки в состояние «1»;
К — вход для установки в состояние «О»;
J — вход для установки в состояние «1» в универсальном триггере;
К — вход для установки в состояние «О» в универсальном триггере;
Т — счетный (общий) вход;
. D — вход для установки в состояние «1» или в состояние «О»;
V — дополнительный управляющий вход для разрешения приема информации (иногда используют букву Е вместо Р).
Рассмотрим некоторые типы триггеров и их реализацию на логических элементах.
Обратимся к асинхронному /?5-триггеру, имеющему условное графическое обозначение, приведенное на рис. 3.94. Триггер имеет два информационных входа: 5 (от англ, set) и 7? (от англ, reset).
Закон функционирования триггеров удобно описывать таблицей переходов, которую иногда также называют таблицей истинности (рис. 3.95). Через S'.R^Q* обозначе-
S'
д'
Q,+ 1
Режим
0
0
Q*
Хранение
1
0
1
Установка 1
0
1
0
Установка 0
1
1
—
Неопределенность
Рис. 3.95
ны соответствующие логические сигналы, имеющие место в некоторый момент времени t, а через Q‘*x — выходной сигнал в следующий момент времени t*L Комбинацию входных сигналов S' = 1,R‘ =1 часто называют запрещенной, так как после нее триггер оказывается в состоянии (1 или 0), предсказать которое заранее невозможно. Подобных ситуаций нужно избегать.
Рассматриваемый триггер может быть реализован на двух элементах ИЛИ-HE (рис. 3.96). Необходимо убедить-
ся, что эта схема функционирует в полном соответствии с приведенной выше таблицей переходов, которая на рис. 3.95 приведена в сокращенном виде. Полная таблица истинности (таблица переходов) ЯЗ'-триггера имеет следующий вид (рис. 3.97).
s‘
R*
Q‘
Qt + 1
Режим
о
0
о
0
Хранение
0
0
1
1
' 1
0
0
1
Установка 1
1
0
1
1
0
1
0
0
0
1
1
0
Установка 0
1
1
1
1
0
1
—
Неопределенность
Рис. 3.97
Составим карту Вейча (рис. 3.98) ЛУ-триггера, используя таблицу переходов (см. рис. 3.97).
Рис. 3.98
Из карты Вейча получим характеристическое уравнение Я^-триггера
Q,+1 =S‘ R* *R‘ Q1.
Поскольку комбинация 8* = R * = 1 является запрещенной, то характеристическое уравнение должно быть дополнено условием 8* • R* = 0.
С учетом этого условия получим
Q‘*x =8' -vR* 0‘ ,8‘- R‘ = 0.
Микросхема К564ТР2 содержит 4 асинхронных RS- триггера и один управляющий вход (рис. 3.99). При подаче на вход V низкого уровня выходы триггеров отключаются от выводов микросхем и переходят в третье (высокоимпедансное) состояние. При подаче на вход V логического сигнала «1» триггеры работают в соответствии с вышеприведенной таблицей переходов.
Рис. 3.99
В асинхронном А5-триггере на элементах И-НЕ переключение производится логическим «0», подаваемым на вход R или 5, т. е. реализуется обратная рассмотренной ранее таблица переходов (рис. 3.100). Запрещенная комбинация соответствует логическим «0» на обоих входах. Для такого триггера с инверсными входами аналогично можно получить следующее характеристическое уравнение:
QH1 =S‘+Q,R.
Рассмотрим синхронный 7?5-триггер (рис. 3.101). Если на входе С — логический «0», то и на выходе верхнего входного элемента «И-НЕ», и на выходе нижнего будет логическая «1». А это, как отмечалось выше, обеспечивает хранение информации. Таким образом, если на входе С — логический «0», то воздействие на входы R, S не приводит к изменению состояния триггера. Если же на вход синх-
R‘s‘Q,+1с1001011100Q*111—1R‘s‘Q,+1с1001011100Q*111—1Рис. 3.101Рис. 3.101s с RTs с RT
R‘
s‘
Q,+1
с
1
0
0
1
0
1
1
1
0
0
Q*
1
1
1
—
1
R‘
s‘
Q,+1
с
1
0
0
1
0
1
1
1
0
0
Q*
1
1
1
—
1
Рис. 3.101
Рис. 3.101
s с R
T
s с R
T
ронизации С подана логическая единица, то схема реагирует на входные сигналы точно так же, как и рассмотренная ранее (см. рис. 3.96).
Ц^р Электроника
" Рассмотрим принцип построения двухступенчатого триггера, который называют также триггером типа MS (от англ, master, slave, что переводят обычно как «ведущий» и
«ведомый»). Его упрощенная структурная схема приведена на рис. 3.102. В схеме имеются два одноступенчатых триггера (ведущий М и ведомый S) и два электронных ключа (Кл1 и Кл2).
Входные
информа-
Рис. 3.102
Временная диаграмма сигнала синхронизации, поясняющая работу триггера, приведена на рис. 3.103.
Рассмотрим ряд временных интервалов указанной диаграммы:
t < tQ — ведущий триггер отключен от информационных входов, ведомый триггер подключен к ведущему;
t0 < t < tb — ведущий триггер отключен от информационных входов, ведомый триггер отключен от ведущего;
tb < t < tc — ведущий триггер подключен к информационным входам, ведомый триггер отключен от ве-
дущего. В ведущий триггер записывается информа
ция, поданная на входы;
tc < t < td — ведущий триггер отключен от информационных входов, ведомый триггер отключен от ведущего;
td< t — ведущий триггер отключен от информационных входов, ведомый триггер подключен к ведущему, информация из ведущего триггера переписывается в ведомый. Это происходит сразу после момента времени td и означает, что фактически двухступенчатый триггер срабатывает при изменении сигнала синхронизации от 1 к 0. При этом выходные сигналы определяются теми входными инфор
мационными сигналами, которые имели место непосредственно перед отрицательным фронтом сигнала синхронизации.
Рассмотрим /^-триггер (от англ, jump и keep), отличающийся от рассмотренного 7?5-триггера тем, что появление на обоих информационных входах (/и К) логических единиц (для прямых входов) приводит к изменению состояния триггера. Такая, комбинация сигналов для /^-триггера не является запрещенной. В остальном /А'-триггер подобен ЛУ-триггеру, причем роль входа S играет вход J, а роль входа R — вход К. /А"-триггеры реализуют в виде триггеров типа MS или в виде динамических триггеров (т. е. /^-триггеры являются синхронными).
На рис. 3.104 приведено условное графическое обозначение двухступенчатого /А^-триггера.
— к— кQQQQ
— к
— к
Q
Q
Q
Q
Полная таблица истинности ./^-триггера (таблица переходов, таблица истинности) аналогична таблице истинности ЛУ-триггера (см. рис. 3.97), но не имеет неопределенных состояний (рис. 3.105).
У
к*
Q*
Qt+t
Режим
' 0
0
0
0
Хранение
0
0
1
1
0
1
0
0
Установка 0
0
1
1
0
1
0
0
1
Установка 1
1
0
1
1
1
1
0
1
. 1
1
1
0
е"'=е'
Рис. 3.105
Данная таблица справедлива при активизации входа синхронизации. Составив по ней карту Вейча (см. рис. 3.106), получим характеристическое уравнение /К-триггера
Q‘*x =J‘ Q* *К‘ Q*.
Рис. 3.106
Следует отметить, что /ЛГ-триггер может снабжаться дополнительными входами и служит для установки триггера в состояние 0 и 1 независимо от сигналов на информационных входах и входах синхронизации.
Обратимся к динамическим триггерам. Для них характерно блокирование информационных входов в тот момент, когда полученная информация передается на выход.
Нужно отметить, что в отношении реакции на входные сигналы динамический триггер, срабатывающий при изменении сигнала на входе С от 1 к 0, подобен рассмотрен
ному двухступенчатому триггеру, хотя они отличаются внутренним устройством.
Для прямого динамического С-входа используют обозначения, приведенные на рис. 3.107, а, а для инверсного динамического С-входа используют обозначения, приведенные на рис. 3.107, б.
Микросхема К555ТВ6 (рис. 3.108) представляет собой два /^-триггера с динамическим управлением по входу синхронизации, имеющие инверсные входы асинхронной установки R и 8.
При подаче логического 0 на вход 8 и логической 1 на вход R триггер устанавливается в единичное состояние (0 = 1). При подаче на вход Алогической 1, а на вход R логического 0 триггер устанавливается в нулевое состояние (0=0). При 8 = R = 1 триггер работает как синхронный /^-триггер, причем срабатывает он при изменении сигнала на входе синхронизации С от 1 к 0.
Рассмотрим D-триггер (от англ, delay), повторяющий на своем выходе состояние входа. Рассуждая чисто теоретически, D-триггер можно образовать из любых RS- или
//(-триггеров, если на их входы одновременно подавать взаимно инверсные сигналы.
Хранение информации в D-триггерах обеспечивается за счет синхронизации, поэтому все реальные D-триггеры имеют два входа: информационный D и синхронизации С (рис. 3.109). В этом триггере сигнал на входе по сигналу синхронизации записывается и передается на выход. Так
Рис. 3.109Рис. 3.109СDQ<+ 1100111СDQ<+ 1100111
Рис. 3.109
Рис. 3.109
С
D
Q<+ 1
1
0
0
1
1
1
С
D
Q<+ 1
1
0
0
1
1
1
как информация на выходе остается неизменной до прихода очередного импульса синхронизации, D-триггер называют также триггером с запоминанием информации или триггером-защелкой.
Условное графическое обозначение D-триггера приве
дено на рис. 3.110.
Рис. 3.110Рис. 3.110
Рис. 3.110
Рис. 3.110
D-триггер также может быть снабжен дополнительными входами асинхронной установки.
Так, микросхема К561ТМ2 (рис. 3.111) представляет собой два триггера с динамическим управлением по входу синхронизации, имеющие входы асинхронной установки R и 8.
При подаче на вход 8 логической 1 и на вход R логического 0 триггер устанавливается в единичное состояние (0 = 1). При подаче на вход 5логического 0 и на вход R логической 1 триггер устанавливается в нулевое состояние. При 5 = R = 0 триггер работает как D-триггер, повторяя на выходе Q сигнал на входе D при воздействии положительного напряжения на входе синхронизации.
15 Электроника
Рассмотрим Т-триггер, который изменяет свое логичес
кое состояние на противоположное по каждому активному сигналу на информационном входе Т. Условное графическое обозначение двухступенчатого Т-триггера приведено на рис. 3.112.
т
ТТ
Рис. 3.112
Согласно таблице истинности JAT-триггера (см. рис. 105) JAT-триггер переходит в инверсное состояние каждый раз при одновременной подаче на входы /и АГ логической 1. Это свойство позволяет создать на базе /АГ-тригтера Т-триггер, объединяя входы /и К. Т-триггер часто называют счетным триггером. -
Счетчики импульсов
Счетчик импульсов — это последовательностное цифровое устройство, обеспечивающее хранение слова информации и выполнение над ним микрооперации счета, заключающейся в изменении значения числа в счетчике на 1. По существу счетчик представляет собой совокупность соединенных определенным образом триггеров. Основной параметр счетчика — модуль счета. Это максимальное число единичных сигналов, которое может быть сосчитано счетчиком. Счетчики обозначают через СТ (от англ, counter).
Счетчики классифицируют:
по модулю счета:
двоично-десятичные;
двоичные;
с произвольным постоянным модулем счета;
с переменным модулем счета;
по направлению счета:
суммирующие;
вычитающие;
реверсивные;
по способу формирования внутренних связей:
с последовательным переносом;
с параллельным переносом;
с комбинированным переносом;
кольцевые.
Рассмотрим суммирующий счетчик (рис. 3.113, а\ Такой счетчик построен на четырех JJ^-триггерах, которые при наличии на обоих входах логического сигнала «1» переключаются в моменты появления на входах синхронизации отрицательных перепадов напряжения.
0000 0001 0010 ООП 0100 0101 ОНО 0111 10 000000 0001 0010 ООП 0100 0101 ОНО 0111 10 00Кс„ = 2т = 24 = 16 бКс„ = 2т = 24 = 16 б
0000 0001 0010 ООП 0100 0101 ОНО 0111 10 00
0000 0001 0010 ООП 0100 0101 ОНО 0111 10 00
Кс„ = 2т = 24 = 16 б
Кс„ = 2т = 24 = 16 б
’ Временные диаграммы, иллюстрирующие работу счетчика, приведены на рис. 3.113, б. Через Кси обозначен модуль счета (коэффициент счета импульсов). Состояние левого триггера соответствует младшему разряду двоичного числа, а правого — старшему разряду. В исходном состоянии на всех триггерах установлены логические нули. Каждый триггер меняет свое состояние лишь в тот момент, когда на него действует отрицательный перепад напряжения. Таким образом, данный счетчик реализует суммирование входных импульсов. Из временных диаграмм видно, что частота каждого последующего импульса в два раза меньше, чем предыдущая, т. е. каждый триггер делит частоту входного сигнала на два, что и используется в делителях частоты.
Микросхема К155ИЕ5 является суммирующим счетчиком с последовательным переносом.
Структура микросхемы и ее условно-графическое обозначение приведены на рис. 3.114.
Рис. 3.114
Данная микросхема содержит четыре счетных триггера, причем первый триггер имеет отдельный вход и прямой выход, а оставшиеся три триггера образуют трехразрядный двоичный счетчик.
При соединении между собой выводов 12 и 1 образуется четырехразрядный суммирующий счетчик с модулем счетчика Кси =16. Установка счетчика в нулевое состояние (сброс триггеров в нулевое состояние, т. е. Q = 0) производится при подаче логической 1 одновременно на два входа установки R. Входы установки объединены по схеме И.
Наличие таких входов установки позволяет строить счетчики с различными модулями счета без использования дополнительных логических элементов. Для этого используют метод управляемого сброса, т. е. формируют сигнал сброса триггеров счетчика появлением на выходе счетчика кода, совпадающего с требуемым модулем.счета.
Так, например, на микросхеме К155ИЕ5 можно получить счетчик с модулем счета Кси = 10, соединяя выводы 9 и 11 с выводами 2 и 3 (рис. 3.115).
Рис. 3.115
Микросхемы К155ИЕ2 и К155ИЕ4 также содержат 4 триггера, причем первый из них отделен от остальных, как в К155ИЕ5, а три оставшихся соединены так, что об-
разуют трехразрядные счетчики с модулем счета 5 в К155ИЕ2 и с модулем счета 6 в К155ИЕ4.
Рассмотрим трехразрядный вычитающий счетчик с последовательным переносом, схема и временные диаграммы работы которого приведены на рис. 3.116. В счетчике используются три //^-триггера, каждый из которых работает в режиме Т-триггера (триггера со счетным входом). На входы /и £каждого триггера поданы логические 1, поэтому по приходу заднего фронта импульса, подаваемого на его вход синхронизации С, каждый триггер изменяет предыдущее состояние. Вначале сигналы на выходах всех триггеров равны 1. Это соответствует хранению в счетчике двоичного числа 111 или десятичного числа 7. После окончания первого импульса F первый триггер из-
меняет состояние: сигнал Qi станет равным 0, a <2i — 1. Остальные триггеры при этом свое состояние не изменяют. После окончания второго импульса синхронизации первый триггер вновь изменяет свое состояние, переходя в состояние 1 (Qx = 0). Это обеспечивает изменение состояния второго триггера (второй триггер изменяет состояние с некоторой задержкой по отношению к окончанию второго импульса синхронизации, так как для его опрокидывания необходимо время, соответствующее времени срабатывания его самого и первого триггера). После первого импульса F счетчик хранит состояние ПО. Дальнейшее изменение состояния счетчика происходит аналогично изложенному выше. После состояния ООО счетчик вновь переходит в состояние 111.
Рассмотрим трехразрядный самоостанавливающийся вычитающий счетчик с последовательным переносом (рис. 3.117). После перехода счетчика в состояние ООО на выходах всех триггеров возникает сигнал логического 0, который подается через логический элемент ИЛИ на входы J и К первого триггера, после чего этот триггер выходит из режима Т-триггера и перестает реагировать на импульсы F.
Электроника 456
' Рассмотрим трехразрядный реверсивный счетчик с
последовательным переносом (рис. 3.118). В режиме вы
читания входные сигналы должны подаваться на вход Тв.
Рис. 3.118
На вход Тс при этом подается сигнал логического 0. Пусть все триггеры находятся в состоянии 111. Когда первый сигнал поступает на вход Тв, на входе Т первого триггера появляется логическая 1, и он изменяет свое состояние. После этого на его инверсном выходе возникает сигнал логической 1. При поступлении второго импульса на вход Тв на входе второго триггера появится логическая 1, поэтому второй триггер изменит свое состояние (первый триггер также изменит свое состояние по приходу второго импульса). Дальнейшее изменение состояния происходит аналогично. В режиме сложения счетчик работает аналогично 4-разрядному суммирующему счетчику. При этом сигнал подается на вход Тс. На вход Тв подается логический 0.
В качестве примера рассмотрим микросхемы реверсивных счетчиков (рис. 3.119) с параллельным переносом серии 155 (ТТЛ):
ИЕ6 — двоично-десятйчный реверсивный счетчик;
ИЕ7 — двоичный реверсивный счетчик.
Направление счета определяется тем, на какой вывод (5 или 4) подаются импульсы. Входы 1,9, 10, 15 — информационные, а вход 11 используется для предварительной
К155ИЕ7
D1
Q1
D2
Q2
D4
Q4
D8
>С
Q8
4-1
'-1
>15с
R
< 0<
R
с
4-1
-4
D1
D2
D4
D8
Qi
Q2
Q4
Q8
>9, >15
<0
Режим
1
♦
0
♦
0
0
0
0
1
0
Установка 0
1
♦
1
*
*
*
♦
0
0
0
0
1
1
Установка 0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
0
Предустановка
0
0
♦
1
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
Предустановка
0
0
0
♦
1
*
♦
1
Q=D
0
1
Предустановка
0
0
1
*
1
*
1
O=D
1
1
Предустановка
0
I
1
1
*
*
♦
Суммирующий
1
1
Прямой счет
0
1
1
*
♦
*
♦
Вычитающий
1
1
Обратный счет
Знак * означает любое состояние.
Рис. 3.119
D1QiD2Q2D4Q4D8Q8>С'4-1'-1> 9<R<0<D1QiD2Q2D4Q4D8Q8>С'4-1'-1> 9<R<0<К155ИЕ6К155ИЕ6записи. Эти 5 входов позволяют осуществить предварительную запись в счетчик (предустановку). Для этого нужно подать соответствующие данные на информационные входы, а затем подать импульс записи низкого уровня на вход 11, и счетчик запомнит число. Вход 14 — вход установки 0 при подаче высокого уровня напряжения. Для построения счетчиков большей разрядности используются выходы прямого и обратного переноса (выводы 12 и 13 соответственно). С вывода 12 сигнал должен подаваться на вход прямого счета следующего каскада, ас 13 — на вход обратного счета.
D1
Qi
D2
Q2
D4
Q4
D8
Q8
>С
'4-1
'-1
> 9<
R
<0<
D1
Qi
D2
Q2
D4
Q4
D8
Q8
>С
'4-1
'-1
> 9<
R
<0<
К155ИЕ6
К155ИЕ6
Регистры
Регистр — это последовательностное логическое устройство, используемое для хранения «-разрядных двоичных чисел и выполнения преобразований над ними. Регистр представляет собой упорядоченную последовательность триггеров, число которых соответствует числу разрядов в слове. С каждым регистром обычно связано комбинационное цифровое устройство, с помощью которого обеспечивается выполнение некоторых операций над словами.
Типичными являются следующие операции:
прием слова в регистр;
передача слова из регистра;
поразрядные логические операции;
сдвиг слова влево или вправо на заданное число разрядов;
преобразование последовательного кода слова в параллельный и обратно;
установка регистра в начальное состояние (сброс).
Фактически любое цифровое устройство можно представить в виде совокупности регистров, соединенных друг с другом при помощи комбинационных цифровых устройств.
Регистры классифицируются по следующим видам:
накопительные (регистры памяти, хранения);
сдвигающие.
В свою очередь сдвигающие регистры делятся:
по способу ввода-вывода информации на:
— параллельные,
— последовательные,
— комбинированные;
по направлению передачи информации на:
— однонаправленные, — реверсивные.
Рассмотрим накопительный регистр с параллельными вводом и выводом информации (рис. 3.120). Основой ре-
Y| = 1 — параллельная запись;
Y| = У2 = 0 — хранение;
Y2 = 1 — параллельное считывание.
Рис. 3.120
гистра являются D-триггеры, которые на своих выходах повторяют значения сигналов на входах Х(—Х4 (информационные входы) при логическом сигнале 1 на входе синхронизации (т. е. осуществляется параллельный ввод входной информации в регистр). На четырех двухвходовых элементах «И» реализованы схемы совпадения, входные сигналы которых совпадают с выходными сигналами триггеров в том случае, когда на вход У2 подана логическая единица. Таким образом осуществляется параллельный вывод информации.
В качестве примера рассмотрим микросхему регистра К155ИР15. Приведем условное обозначение и таблицы внутренних и выходных состояний (рис. 3.121).
Микросхема К155ИР15 представляет собой четырехразрядный параллельный регистр памяти с тремя входными состояниями. Микросхема имеет следующие выводы: Dx—D4 — информационные входы, Qx—Q4 — выходы регистра, С — вход синхронизации, R — вход сброса триггеров регистра в нулевое состояние, входы Е] и Е2 — для управления режимом работы регистра, Ez( и Ez2 — для перевода выходов регистра в высокоимпедансное состояние.
R
С
Ei
е2
Di
Qi
Режим
0
0
0
0
0
Параллельный ввод
0
0
0
1
1
Параллельный ввод
0
*
1
*
*
Qi
Хранение
0
*
*
1
*
Qi
Хранение
1
*
*
*
*
0
Установка 0
Выходы регистров
EZ]
EZ2
Qi
Режим
0
0
0
0
Вывод цифр
1
0
0
1
Вывод цифр
*
1
*
Z
Выходы огключ.
*
*
1
Z
Выходы огключ.
Знак * означает любое состояние.
Знак —Jозначает передний фронт импульса.
Знак Z означает третье состояние.
При Е] = Е2 = 0 осуществляется параллельный ввод информации со входов DX—DA при воздействии положительного перепада на входе синхронизации С.
Хранение информации осуществляется, если хотя бы на одном из входов Ej или Е2 действует логическая 1.
При подаче 1 на вход R осуществляется сброс тригге
ров регистра.
Если хотя бы на одном из входов EZ] или EZ2 действует логическая 1, то все выходы отключены, т. е. они переведены в высокоимпедансное состояние.
На рис. 3.122 представлен сдвигающий регистр. В исходном состоянии на выходах всех триггеров логический сигнал «О». При подаче логического сигнала «1» младшего разряда числа на вход 1-го триггера он запоминается в нем в момент действия положительного перепада тактового импульса. Состояние же остальных триггеров не меняется, так как на их входах были логические сигналы «О». Во время второго тактового импульса на входе первого триггера действует логический сигнал «О», на входе второго триггера — логический сигнал «Ь, на входе третьего и четвертого — логические сигналы «О». Эти сигналы запоминаются триггерами, на входе которых они действовали, т. е. осуществляется сдвиг единицы вправо, и т. д. Таким
№ такта
Данные
Qi
о2
Оз
04
0
0
0
0
0
0
1
1
1
0
0
0
2
0
0
1
0
0
3
0
0
0
1
0
4
0
0
0
0
1
Рис. 3.122
образом, за четыре такта осуществляется последовательный ввод в регистр 4-разрядного двоичного числа.
В качестве примера приведем микросхему сдвигающего регистра К155ИР13 и его таблицу состояний (рис. 3.123).
И,<С2 DRRG22DL23S1Qi1 S0q23D1Q35D2Q«7 D3Qs9 D4Qe15 D5q717D6Q819D721D813<>RИ,<С2 DRRG22DL23S1Qi1 S0q23D1Q35D2Q«7 D3Qs9 D4Qe15 D5q717D6Q819D721D813<>RК155ИР13К155ИР1344636310101416141618201820
И,
<С
2
DR
RG
22
DL
23
S1
Qi
1
S0
q2
3
D1
Q3
5
D2
Q«
7
D3
Qs
9
D4
Qe
15
D5
q7
17
D6
Q8
19
D7
21
D8
13<
>R
И,
<С
2
DR
RG
22
DL
23
S1
Qi
1
S0
q2
3
D1
Q3
5
D2
Q«
7
D3
Qs
9
D4
Qe
15
D5
q7
17
D6
Q8
19
D7
21
D8
13<
>R
К155ИР13
К155ИР13
4
4
6
3
6
3
10
10
14
16
14
16
18
20
18
20
R
c
SI
so
DR
DL
Qi-Qi
Режим
1
-Г
1
1
1
*
Qi-Qs
Параллельный ввод
1
0
0
*
*
Dl ...Dg
Хранение
1
-r
1
0
*
0
Qz-OsO
Сдвиг влево
1
1
0
*
1
Qz-Qs 1
Сдвиг влево
1
0
1
0
*
0Q...Q,
Сдвиг вправо
1
0
1
1
*
IQ—Qj
Сдвиг вправо
0
*
*
*
*
*
0..D
Сброс
Знак * означает любое состояние.
Знак - Jозначает передний фронт импульса.
Микросхема К155ИР13 является универсальным восьмиразрядным реверсивным сдвигающим регистром и может работать в режимах последовательного ввода информации со сдвигом вправо или влево, параллельного ввода информации, хранения информации, сброса (установки нулей).
Микросхема имеет следующие входы:
Л1—Л8 — для параллельного ввода информации, DR и DL — информационные входы для последовательного ввода информации при сдвиге соответственно вправо или влево, входы 51 и 50 — для выбора режима работы, R — вход сброса триггеров регистра в нулевое состояние и С — вход синхронизации.
Сброс триггеров осуществляется при подаче логического 0 на вход R.
При 51 = 0 и 50 = 1 осуществляется последовательный ввод информации со входа DR в первый разряд регистра со сдвигом вправо.
При 51 = 1, 30 = 0 осуществляется последовательный ввод информации со входа DL в восьмой разряд регистра со сдвигом влево.
При 51 = SO = 1 осуществляется параллельная запись информации со входов DI—D8 при воздействии положительного перепада на входе синхронизации С.
При 51 = 50 = 0 осуществляется режим хранения информации.
“ 3.6. ЦИФРОВЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕУСТРОЙСТВА
Общая характеристика устройств
Цифровыми запоминающими называют устройства, предназначенные для записи, хранения и считывания информации, представленной в цифровом коде. Запоминающие устройства (ЗУ) классифицируют по назначению, технологии изготовления, способу адресации, способу хранения информации и т. д. По назначению запоминающие устройства подразделяют на оперативные запоминающие устройства (ОЗУ) и постоянные запоминающие устройства (ПЗУ). ОЗУ обеспечивает режим записи, хранения и считывания информации в процессе ее обработки. ПЗУ в рабочем режиме допускает только считывание информации.
. По технологии изготовления ЗУ делятся на биполярные (ТТЛ-,ТТЛШ-, ЭСЛ-, И2Л-технологии) и униполярные (л-МОП, КМОП- и другие технологии).
По способу адресации все ЗУ делятся на адресные и безадресные (ассоциативные). В адресных ЗУ обращение к элементам памяти производится в соответствии с их адресом, задаваемым двоичным кодом. Большинство ЗУ являются адресными. В ассоциативных ЗУ считывание информации осуществляется по ее содержанию и не зависит от физических координат элементов памяти. Ассоциативные ЗУ не имеют входов адресных сигналов.
К основным параметрам ЗУ относятся информационная емкость, потребляемая мощность, время хранения информации, быстродействие и др.
Информационная емкость определяется числом ячеек памяти ЗУ и указывает максимальный объем хранимой информации. Если ЗУ рассчитано на хранение п чисел (слов), каждое из которых имеет т разрядов, то информа-
ционная емкость N определяется выражением N = п- т. Так, например, если ЗУ предназначено для хранения 16 слов, каждое из которых содержит 4 разряда, то ЗУ имеет структурную организацию 16 х 4 и информационную емкость N = 16 х 4 = 64 бит. ЗУ емкостью 64 бит может быть организовано и как ЗУ 32 х 2 (32 слова по 2 разряда каждое). Емкость часто выражают в байтах (1 байт = 8 бит). Емкость ЗУ составляет от нескольких десятков до нескольких миллионов бит.
Потребляемая мощность — мощность, потребляемая ЗУ в установившемся режиме работы.
Время хранения информации — интервал времени, в течение которого ЗУ сохраняет информацию в заданном режиме.
Быстродействие — промежуток времени, необходимый для записи или считывания информации.
Основой любого ЗУ является матрица памяти (накопитель).
Структуры запоминающих устройств
Запоминающие устройства с произвольным доступом, т. е. адресные запоминающие устройства, несмотря на большое разнообразие вариантов их реализации, имеют много общего в структуре их построения. Следует отметить, что так называемые динамические ОЗУ имеют свою особенность структуры.
Рассмотрим наиболее характерные структуры запоминающих устройств, которые подразделяют на ЗУ:
с одномерной адресацией (или структуры 2D и 2DM, или со словарной организацией накопителей);
с двумерной адресацией (или структуры 3D, или с матричной организацией накопителей).
' Структура ЗУ с одномерной адресацией представляет собой матрицу (рис. 3.124), число строк которой соответствует числу хранимых слов п, а число столбцов — их разрядности т (ЗЭ — запоминающий элемент).
m - разрядовm - разрядовРис. 3.124Рис. 3.124
m - разрядов
m - разрядов
Рис. 3.124
Рис. 3.124
Дешифратор DC служит для выбора того или иного слова, разрешая доступ ко всем запоминающим элементам (ЗЭ) выбранной строки. Далее в зависимости от режима работы ЗУ осуществляется либо считывание информации из ячеек выбранной строки, либо запись информации в ячейки выбранной строки. Рассмотренную структуру называют структурой 2D и основным недостатком такой структуры является значительное увеличение количества выходов дешифратора при наращивании объема памяти.
Так, для ЗУ с организацией 4x4 требуется дешифратор с четырьмя выходами, а для ЗУ с организацией 256 х 4 тре-
буется дешифратор, имеющий 256 выходов, что сильно
усложняет аппаратную реализацию.
Избежать этого можно, если использовать матрицу, длина строки которой многократно превышает разрядность хранимых слов. Это ведет к уменьшению числа
строк матрицы, а следовательно, к уменьшению числа выходов дешифратора. Из выбранной строки матрицы затем выбирается ее часть, соответствующая тому или иному слову.
Структура такого ЗУ (структура 2DM) содержит дешифратор для выбора строки матрицы и мультиплексоры для выбора разрядов слова (рис. 3.125).
Адресный код для выбора того или иного слова в ЗУ содержит к +1 разрядов. Часть их к используется для выбора строки матрицы из 2* строк, а другая часть I используется для выбора нужного слова в данной строке. Длина строки равна т • 2*, где т — разрядность хранимых слов.
На выходах т мультиплексоров формируется выходное слово, каждый разряд которого выбирается из отрезка строки длиной 2Z.
Так, для ЗУ с организацией 256 х 4 согласно описанному принципу можно использовать матрицу размером 32 х 32 элемента, для доступа к каждому запоминающему элементу которого необходимо восьмиразрядное адресное слово. Пять разрядов этого слова, поступая на дешифратор адреса, выбирают одну из 32 строк матрицы. Три другие разряда адресного слова, поступая на адресные входы четырех мультиплексоров, выбирают из отрезков длиной 2? = 8 разрядов один бит каждого слова.
Описанные структуры целесообразно использовать для одновременной записи или считывания слов большой разрядности.
Рассмотрим ЗУ с двумерной адресацией, которая позволяет осуществлять побитовую запись или считывание информации. ЗУ с такой структурой осуществляют двухкоординатную выборку запоминающих элементов матрицы, что позволяет упростить дешифраторы адреса, т. е. уменьшить число выходов дешифратора.
Структура такого ЗУ с произвольным доступом к одному биту выбираемого слова приведена на рис. 3.126.
Адресный код разрядностью k+l делится на две части: одна (к разрядов) служит для определения строки, вторая (/ разрядов) — для определения столбца. Таким образом, выбирается один бит нужного слова, находящийся в ЗЭ на пересечении активных выходов обоих дешифраторов. При построении ЗУ для многоразрядных слов к дешифраторам DC] и DC2 (см. рис. 3.126) подключаются параллельно несколько матриц М, число которых равно разрядности хранимых слов.'
Так, для ЗУ с организацией 256 х 4 требуется 4 матрицы, каждая из которых содержит 16 строк и 16 столбцов. Таким образом, дешифраторы имеют гораздо меньшее число выходов, чем в ЗУ с одномерной адресацией (см. рис. 3.124).
м 1м 1Рис. 3.126Рис. 3.126
м 1
м 1
Рис. 3.126
Рис. 3.126
Оперативные запоминающие устройства
ОЗУ (их обозначают английской аббревиатурой RAM) подразделяются на статические и динамические. В статических ОЗУ запоминающая ячейка представляет собой триггер на биполярных или полевых транзисторах, что определяет потенциальный характер управляющих сигналов и возможность считывания информации без ее разрушения. Статические ОЗУ выполняются по различным технологиям (ТТЛ, ЭСЛ, КМОП, л-МОП, И2Л) и обладают теми же достоинствами и недостатками, что и элементы, изготовленные по той или иной технологии. Так, для получения высокого быстродействия статические ОЗУ выполняются по ЭСЛ-технологии, а И2Л-технология позволяет увеличивать функциональную плотность ЗУ в
несколько раз по сравнению с ТТЛ-технологией. В последнее время интенсивно развиваются статические ОЗУ по КМОП-технологии.
Среди отечественных серий микросхем статических ОЗУ серии К500, К1500 выполнены по ЭЛС-технологии, К132, К1809 - по л-МОП-технологии, К176, К561, К573, К581 — по КМОП-технологии, К555 — по ТТЛ-технологии, К541, К185— по И2Л-технологии.
Благодаря высокому быстродействию статические ОЗУ широко используются в КЭШ-памяти. КЭШ-память (или буферная память) предназначена для запоминания копий информации, передаваемой между различными устройствами, прежде всего между процессором и основной памятью различных вычислительных устройств.
КЭШ-память имеет небольшую информационную емкость по сравнению с основной памятью, но более высокое быстродействие и особенно эффективна, когда требуется многократное использование одних и тех же данных.
Так например, микросхема К1500 представляет собой статическое ОЗУ, выполненное по ЭСЛ-технологии, имеющее организацию 64 х 4 и предназначенное для построения локальных и буферных ОЗУ (КЭШ-память).
В динамических ОЗУ элементом памяти является емкость (например, входная емкость полевого транзистора), что требует периодического восстановления (регенерации) записанной информации в процессе ее хранения.
ОЗУ динамического типа позволяют реализовать большой объем памяти, но они сложнее в использовании, так как необходимо наличие специальной схемы управления режимами работы. В современных динамических ОЗУ имеются встроенные системы регенерации и синхронизации. Такие ОЗУ по внешним сигналам управления не отличаются от статических ОЗУ.
Рассмотрим в качестве примера некоторые микросхемы ОЗУ (рис. 3.127). В обозначении микросхем после но-
К565РУ5К565РУ5Рис. 3.127Рис. 3.127
К565РУ5
К565РУ5
Рис. 3.127
Рис. 3.127
мера серии идут две буквы РУ, относящие микросхемы к виду ОЗУ.
Плотность упаковки элементов памяти динамических ОЗУ в несколько раз превышает плотность упаковки в статических ОЗУ, т. е. они имеют большую информационную емкость. Они в несколько раз дешевле статических ОЗУ.
Динамические ОЗУ имеют ряд особенностей, существенно отличающих их от статических, одной из которых является использование в них последовательной адресации.
К динамическим ОЗУ относятся микросхемы серии К565.
Выводы микросхем имеют следующие назначения: CS — выбор микросхемы, А; — адресные входы, Dlj —
информационные входы, DOj — информационные выходы, W/R — разрешение записи/считывания, RAS — строб адреса строки, CAS — строб адреса столбца, СЕ — сигнал разрешения.
Микросхема К155РУ2 — это статическое ОЗУ с открытым коллекторным выходом — выполнена на основе ТТЛ- структур емкостью 64 бит. Имеет структуру 16 х 4, т. е. может хранить 16 слов длиной 4 разряда каждое.
Микросхема К537РУ8 — это статическое ОЗУ объемом 2 Кбайта, выполнена на основе структур КМОП, по входу и выходу совместима с ТТЛ-структурами. Имеет двунаправленную 8-разрядную шину данных, которая используется и для записи, и для считывания информации.
Микросхема К565РУ5 — это динамическое ОЗУ на основе л-МОП-структур, по входам и выходам совместима с ТТЛ-структурами, имеет организацию 64К х 1. Шина адреса работает в мультиплексном режиме. Вначале на ней выставляются адреса строк,, которые запоминаются во внутреннем регистре по спаду сигнала RAS. Затем выставляются адреса столбцов,, которые запоминаются по спаду сигнала CAS.
Микросхемы К537РУ8 и К565РУ5 имеют выходы с тремя состояниями.
Постоянные запоминающие устройства
Все ПЗУ можно разделить на следующие группы:
программируемые при изготовлении (обозначают как ПЗУ или ROM);
с однократным программированием, позволяющим пользователю однократно изменить состояние матрицы памяти электрическим путем по заданной программе (обозначают как ППЗУ или PROM);
перепрограммируемые (репрограммируемые), с воз
можностью многократного электрического перепрограммирования, с ультрафиолетовым (обозначают как РПЗУУФ или EPROM) или электрическим (обозначают как РПЗУЭС или EEPROM, или E2PROM) стиранием информации.
Для обеспечения возможности объединения по выходу при наращивании памяти все ПЗУ имеют выходы с тремя состояниями или открытые коллекторные выходы.
В запоминающие устройства, программируемые при изготовлении (ПЗУ или ROM), информация записывает
ся непосредственно в процессе их изготовления с помощью фотошаблона, называемого маской, на завершающем этапе технологического процесса.
Такие ПЗУ называются масочными ПЗУ, они могут быть построены на диодах, биполярных или МОП-транзисторах.
Фрагменты схем матриц масочных ПЗУ на биполярных (а) и полевых транзисторах (б) приведены на рис. 3.128.
Если соединительный транзистор в данных схемах выполнен полностью (без разрыва), то при подаче на соответствующую строку сигнала активного уровня этот транзистор открывается и на столбце, к которому он под-
ключей, появляется логический 0. Если транзистор не подключен к соответствующему столбцу, то активизация соответствующей строки не приводит к закорачиванию столбца и на нем остается логическая 1.
К масочным ПЗУ относят микросхемы серий 155, 568, 541, 555, 1656, 1801 и др., выполненные по технологии ТТЛ, ТТЛШ, л-МОП, КМОП. Для обозначения данного вида ПЗУ после номера серии помещают две буквы РЕ. Так, микросхемы К155РЕ21 и К155РЕ22 предназначены для воспроизведения соответственно букв русского (за исключением буквы Ъ) и латинского алфавитов, а также некоторых знаков.
В ППЗУ накопитель часто построен на запоминающих ячейках с плавкими перемычками, изготовленными из нихрома или других тугоплавких материалов. Процесс записи состоит в избирательном пережигании плавких перемычек.
Фрагмент схемы диодной матрицы ППЗУ с плавкими перемычками приведен на рис. 3.129.
столбцы
Рис. 3.129
Пропуская импульсы тока между соответствующими строками и столбцами матрицы, такие ЗУ можно программировать, расплавляя те или иные перемычки. На рис. 3.129 часть перемычек показаны уже разрушенными.
Фрагмент схемы матрицы ППЗУ с многоэмиттерными транзисторами и плавкими перемычками приведен на рис. 3.130.
Рис. 3.130
Разрушая соответствующие перемычки, осуществляют программирование таких ППЗУ.
Фрагмент схемы матрицы ППЗУ еще одного типа приведен на рис. 3.131.
столбцы
Рис. 3.131
* Здесь запоминающий элемент представляет собой два встречно включенных диода и сопротивление такой цепочки изначально велико в отличие от цепей с плавкими перемычками. В исходном состоянии запоминающий элемент хранит логический 0, а не 1, как в ППЗУ с плавкими перемычками. Программирование (запись 1) осуществляют приложением между соответствующими строками и столбцами повышенного напряжения, что приводит к пробою диода, смещенного в обратном направлении, с образованием в нем короткого замыкания.
Образовавшееся короткое замыкание играет роль проводящей перемычки (см. рис. 3.131).
ППЗУ выпускаются в составе серий микросхем 155,541, 565, 1608. В обозначениях таких ЗУ используют буквы РТ.
Так, например, микросхема К541РТ1 выполнена по ТТЛШ-технологии с открытым коллекторным выходом и имеет организацию 256 х 4.
В РПЗУ запоминающие ячейки строятся на основе МОП-технологий. Используются различные физические
явления хранения заряда на границе между двумя различными диэлектрическими средами или проводящей и диэлектрической средой.
В первом случае диэлектрик под затвором МОП-транзистора делают из двух слоев: нитрида кремния и двуокиси кремния (SiN4 — SiO2). Было обнаружено, что в сложной структуре SiN4 — SiO2 при изменении электрического напряжения возникает гистерезис заряда на границе раздела двух слоев, что и позволяет создавать запоминающие ячейки.
Такие транзисторы называют МНОП-транзисторами в соответствии с их структурой: металл-нитрид кремния- окисел-полупроводник.
Запись информации в ячейки на МНОП-транзисторах осуществляется подачей относительно высоких напряжений (около 20 В), а перед записью осуществляется электрическое стирание старой информации (запись 0 во все
запоминающие элементы). Таким образом, ЗУ на МНОП- транзисторах — это РПЗУ ЭС или EPROM. Они позволяют осуществлять 104 — 106 перезаписей, энергонезависимы и могут хранить информацию годами.
В обозначении микросхем с электрическим стиранием после номера серии указывают две буквы РР.
Так, микросхема К1601РР1 выполнена на основе р-МНОП-транзисторов, по входу и выходу совместима с ТТЛ-структурами, имеет выходы с тремя состояниями и организацию 1К х 4. Время хранения информации 500 ча
сов.
Во втором случае основой запоминающей ячейки является лавинно-инжекционный МОП-транзистор с плавающим затвором (ЛИЗМОП-транзисторы). Упрощенная структура такого транзистора приведена на рис. 3.132.
Подложка
Рис. 3.132
В лавинно-инжекционном транзисторе с плавающим затвором при достаточно большом напряжении на стоке происходит обратимый лавинный пробой диэлектрика, и в область плавающего затвора инжектируются носители заряда. Поскольку плавающий затвор окружен диэлектриком, то ток утечки мал и хранение информации обеспечивается в течение длительного промежутка времени (десятки лет). При подаче напряжения на основной затвор
происходит рассасывание заряда за счет туннельного эффекта, т. е. стирание информации.
С использованием ЛИЗМОП-транзисторов строятся РПЗУ как с ультрафиолетовым (EPROM), так и электрическим (E2PROM) стиранием информации.
В ЗУ с ультрафиолетовым стиранием в корпусе микросхемы имеется специальное прозрачное окошко для облучения кристалла, причем информация стирается во всем кристалле.
При электрическом стирании информацию можно стирать не со всего кристалла, а выборочно.
Кроме того, длительность электрического стирания значительно меньше, чем ультрафиолетового, а число циклов перезаписи значительно больше. *
Поэтому ЗУ с электрическим стиранием информации вытесняют ЗУ с ультрафиолетовым стиранием.
В обозначении микросхем с ультрафиолетовым стиранием после трех цифр серии указывают две буквы РФ.
РПЗУ с ультрафиолетовым стиранием информации серии 573 выполнены на основе ЛИЗМОП-транзисторов, по входу и по выходу совместимы с ТТЛ-структурами.
Приведем некоторые характеристики ПЗУ (рис. 3.133).
Тип ПЗУ
Быстродействие, нс
Потребляемая мощность, МВт/бит
Информационная емкость, Кбит
ПЗУ и ППЗУ на биполярных структурах
15-150
0,01—0,8
* <64
ПЗУ и ППЗУ на МОП-структурах
70—4000
0,01—0,3
<256
РПЗУ
50—1500
<0,1
<256
Рис. 3.133
Промышленность выпускает большое количество типов микросхем ПЗУ. Укажем в качестве примера две микросхемы ПЗУ (рис. 3.134). На схемах использованы следующие обозначения: А,- — адресные входы; Dj — информационные выходы; CS — выбор микросхемы; СЕ — разрешение выхода.
АОА1А2 АЗ А4As Аб А?А8 А9 А10ярдомD0D1D2D3D4D5 D6D7ell• 12о 13 1510 е9 •6 •4°3 •• 1724е• 1921е> СЁАОА1А2 АЗ А4As Аб А?А8 А9 А10ярдомD0D1D2D3D4D5 D6D7ell• 12о 13 1510 е9 •6 •4°3 •• 1724е• 1921е> СЁК573РФ5К573РФ5АоА1А2АЗА4AsАбА7А8РЛОМ$D0D1D2D3D4D5D6D7О 9*10® 117 о6 о5 ,4 23е• 14CS1 CS2 >CS3 ’CS4- - *15*16® 1721 вАоА1А2АЗА4AsАбА7А8РЛОМ$D0D1D2D3D4D5D6D7О 9*10® 117 о6 о5 ,4 23е• 14CS1 CS2 >CS3 ’CS4- - *15*16® 1721 вК556РТ5К556РТ5
АО
А1
А2 АЗ А4
As Аб А?
А8 А9 А10
ярдом
D0
D1
D2
D3
D4
D5 D6
D7
ell
• 12
о 13
15
10 е
9 •
6 •
4°
3 •
• 17
24е
• 19
21е
> СЁ
АО
А1
А2 АЗ А4
As Аб А?
А8 А9 А10
ярдом
D0
D1
D2
D3
D4
D5 D6
D7
ell
• 12
о 13
15
10 е
9 •
6 •
4°
3 •
• 17
24е
• 19
21е
> СЁ
К573РФ5
К573РФ5
Ао
А1
А2
АЗ
А4
As
Аб
А7
А8
РЛОМ
$
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
О 9
*10
® 11
7 о
6 о
5 ,
4
23е
• 14
CS1 CS2 >CS3 ’CS4
- - *15
*16
® 17
21 в
Ао
А1
А2
АЗ
А4
As
Аб
А7
А8
РЛОМ
$
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
О 9
*10
® 11
7 о
6 о
5 ,
4
23е
• 14
CS1 CS2 >CS3 ’CS4
- - *15
*16
® 17
21 в
К556РТ5
К556РТ5
Рис. 3.134
Микросхема К573РФ5 — это репрограммируемое ПЗУ (РПЗУУФ) с ультрафиолетовым стиранием, имеющее структуру 2К х 8. По входу и выходу эта микросхема совместима с ТТЛ-структурами. Время хранения информации — 50 тыс. часов.
Микросхема К556РТ5 — это однократно программируемая ПЗУ, выполнена на основе ТТЛШ-структур, по входу и выходу совместима с ТТЛ-структурами, имеющая структуру 512 бит х 8.
Флэш-память
По основным принципам работы и типу запоминающих элементов Флэш-память (Flash-Memory) подобна ППЗУ с электрической записью и стиранием информации. Флэш-память имеет ряд особенностей, что и позволяет выделить ее в отдельный класс. В ней осуществляется стирание или всей записанной информации одновременно, или больших блоков информации, а не стирание отдельных слов (Flash-вспышка, мгновение).'
Флэш-память предназначена для хранения редко обновляемой информации и замены памяти на магнитных дисках (жесткий диск) в портативных компьютерах.
Матрица запоминающих элементов Флэш-памяти, построенная на ЛИЗМОП-транзисторах с их параллельным включением, обеспечивает режим быстрого произвольного доступа и используется для построения памяти хранения редко обновляемой информации.•
Так, фирма Intel разработала Флэш-память, которая допускает до 105 циклов стирания, причем время стирания и время программирования всей памяти составляет 0,6— 4 с для памяти емкостью 256 Кбит—2 Мбит, а время доступа при чтении составляет примерно 100 нс.
Для замены файлов на магнитных дисках разработана файловая Флэш-память (Flash-File-Memory), в которой накопитель (матрица запоминающих элементов) делится на блоки, являющиеся аналогами секторов магнитных дисков.
Так, файловая Флэш-память фирмы Intel имеет информационную емкость до 32 Мбит (организация 2М х 16 или 4М х 8) при времени доступа 70—150 нс и допускает до 106 циклов стирания на блок.
Использование ПЗУ
для реализации цифровых устройств
Применимость ПЗУ для реализации любых логических функций рассмотрим на примере одноразрядного перепрограммируемого ПЗУ. Положим, что такое ПЗУ имеет к адресных входов, на которые подадим к переменных. Матрица такого одноразрядного ППЗУ имеет структуру 2* х 1, т. е. в матрице (на ее строках) можно реализовать все возможные конъюнкции (2*) входных переменных. Программируя матрицу (т. е. обеспечивая соединение соответствующих строк с выходным столбцом), можно на выходе ПЗУ получить требуемую логическую функцию.
Положим, что имеется ППЗУ организации 16 х 1, т. е. такое ППЗУ имеет 4 адресных входа (к = log216).
Рассмотрим реализацию на таком ППЗУ следующей
логической функции: Р = Хх-Х2*Хх-Х3*Х3-Х4.
Поскольку в ППЗУ логические функции реализуются в СДНФ, то данную логическую функцию следует представить в виде СДНФ. Это делается или заполнением карты Вейча, или преобразованием функции, для чего в неполные произведения вводят недостающие переменные
путем домножения их на единичную сумму (Xj + Х}) с последующим раскрытием скобок.■
Заполним карту Вейча для указанной функции (рис. 3.135).
Для реализации этой функции по девяти адресам (строкам) в ППЗУ следует записать логические 1, а по остальным адресам — логические 0. Для записи логической 1 соответствующие строки следует соединить с выходом (со
16 Электроника
Рис. 3.136Рис. 3.136FF
Рис. 3.136
Рис. 3.136
F
F
столбцом) с помощью запоминающих элементов, напри
мер, диодов (рис. 3.136).
На строках матрицы указаны конъюнкции логической функции, при которых активизируются строки.
Из рассмотренного примера видно, что ППЗУ может вырабатывать выходной код для любой комбинации адресных входов и, следовательно, реализовать любую логическую функцию. Очевидно, что если использовать ППЗУ с организацией п х т (п — число слов (строк) матрицы, а т — число разрядов слова (или столбцов матрицы)), то можно реализовать систему из т логических функций для к(к = log2 л) переменных.
Преимущество ППЗУ по сравнению с обычными логи
ческими схемами становится очевидным с увеличением сложности логических функций, связанной, например, с увеличением числа входных переменных или сложностью минимизации логической функции.
В сложных системах ППЗУ обычно обеспечивают значительно большее быстродействие по сравнению с обычными логическими схемами. Это объясняется тем, что максимальная задержка ППЗУ равна времени обращения, в то время как в обычных логических схемах задержки отдельных логических элементов суммируются.
Используя ППЗУ, можно реализовывать не только комбинационные устройства, но и последовательностные.
ПРОГРАММИРУЕМЫЕЛОГИЧЕСКИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Основные сведения, классификация и области применения
Усложнение цифровых электронных устройств приводит к резкому росту числа корпусов интегральных схем малой и средней степени интеграции. В результате увеличиваются потребляемая мощность и габаритные размеры устройства, снижаются быстродействие и надежность, усложняется монтаж устройства. В то же время даже небольшая модификация устройства требует значительных усилий от разработчика, поскольку зачастую приходится разрабатывать практически новые устройства.
Построение цифровых электронных устройств на специализированных больших и сверхбольших интегральных схемах (БИС и СБИС) позволяет не только улучшить технические характеристики устройств, но и расширить их функциональные возможности. Однако это экономически целесообразно лишь при больших объемах выпускаемых устройств, поскольку разработка и изготовление заказных специализированных БИС и СБИС — это длительный и дорогостоящий процесс.
Устранить возникшие противоречия удалось созданием универсальных логических устройств большой степени интеграции, алгоритмы работы которых задаются разработчиком.
Такие устройства получили название программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). Программируя ПЛИС, получают требуемые изменения структуры, что и
обеспечивает реализацию необходимых функций. Очевидно, что универсальность, присущая ПЛИС, достигается избыточностью их аппаратной части, что, конечно, ска
зывается на быстродействии, которое ниже, чем при использовании специализированных БИС и СБИС, но зна
чительно выше, чем при применении интегральных схем малой и средней степени интеграции.
Однако преимущества ПЛИС и прежде всего многофункциональность способствуют их широкому распространению.
В настоящее время производятся ПЛИС с эквивалентной емкостью более 1 млн логических вентилей (обычно это количество двухвходовых элементов И-НЕ или ИЛИНЕ), причем цены на производимые ПЛИС неуклонно падают. Так ПЛИС емкостью 100 000 вентилей стоит сейчас 100 * 400 у.е., а емкостью 10 000 + 30 000 элементов — менее 10 у.е.
Для понимания принципа, положенного в основу ПЛИС, рассмотрим, в какой структуре можно реализовать систему логических уравнений, заданных в совершенной дизъюнктивной нормальной форме.
) =хп-хп_х -х2 -X! +х„-хпЦ -х2 -Xj + ... + х„ -х,^ -х2 Хр
Гт =Х„-Х^ -хг -X! 4-Х„ -Хп_х -ХГХХ + ... + Х„ -Х^-Х^ -X!.
Число конъюнкций (произведений) в каждой функции не может превышать 2” (л — число аргументов функции).
Очевидно, чтобы реализовать такую систему логических функций, необходимо два блока, в одном из которых осуществляется формирование конъюнкций (произведений входных переменных), а в другом — их логическое сложение (т. е. дизъюнкция). Следовательно, укрупненная структура ПЛИС выглядит следующим образом (рис. 3.137).
Рис. 3.137
Входные (Вх) и выходные (Вых) буферные каскады осуществляют необходимые (иногда довольно сложные) преобразования входных и выходных сигналов. Например, формируют прямые и инверсные входные сигналы, формируют сигналы необходимой мощности, обеспечивают необходимую нагрузочную способность выходов и т. п.
Входные переменные (прямые и инверсные) поступают на матрицу И и на ее выходах формируются необходимые произведения этих переменных, которые затем складываются в матрице ИЛИ, обеспечивая реализацию требуемых логических функций.
По структурному признаку (по архитектуре) ПЛИС подразделяют на следующие классы:.
Программируемые логические матрицы (ПЛМ или PLA, Programmable Logic Array) — ПЛИС, имеющие программируемые матрицы И и ИЛИ.
Программируемая матричная логика (ПМЛ или PAL, Programmable Array Logic) — ПЛИС, имеющие программируемую матрицу И и фиксированную матрицу ИЛИ.
В зарубежной литературе ПЛИС этих двух классов ПЛМ и ПМЛ объединяют аббревиатурой PLD (Programmable Logic Devices).
Базовые матричные кристаллы (БМК), которые также называют вентильными матрицами (ВМ или GA, Gate Array). ВМ представляют собой набор несоединенных логических элементов.
Программируемые вентильные матрицы (ПВМ или FPGA, Field Programmable Gate Array). ПВМ — это ПЛИС, состоящая из логических блоков, содержа-
щих логические элементы, и программируемых мат
риц соединений.
Программируемые коммутируемые матричные блоки ПКМБ. В зарубежной литературе их обозначают аббревиатурой CPLD (Complex Programmable Logic Devices). ПКМБ — это ПЛИС, содержащие несколько матричных логических блоков (каждый из которых имеет структуру ПМЛ), объединенных коммутирующей матрицей.
ПЛИС комбинированной архитектуры и типа «сис
тема на кристалле».
Если вернуться к рассмотренному в параграфе 3.6.6 использованию ППЗУ для реализации цифровых устройств, то в структуре ППЗУ (см. рис. 3.136) можно выделить блоки, соответствующие укрупненной структуре ПЛИС (см. рис. 3.137), причем дешифратор выполняет роль матрицы И. Таким образом, ППЗУ можно рассматривать как ПЛИС с постоянной структурой матрицы И и программируемой структурой матрицы ИЛИ.
Программируемые логические матрицы
ПЛМ (PLA) появились в середине 70-х гг., являются наиболее традиционным типом ПЛИС и обеспечивают возможность программирования (изменения связей) матриц И и ИЛИ.
Рассмотрим фрагмент принципиальной схемы ПЛМ (рис. 3.138), на которой точками условно (для упрощения рисунка) показаны соединения соответствующих строк и столбцов в матрицах И и ИЛИ.
На рис. 3.139, а показано реальное соединение строк и столбцов матрицы И с помощью диодов, а на рис. 3.139, б— соединение в матрице ИЛИ с помощью биполярных тран-
зисторов. Именно такое соединение использовано в отечественной ПЛМ К556РТ1.
Определим с учетом рис. 3.139, какие логические функции Fx и F2 будут реализованы на ПЛМ, имеющей показанные на рис. 3.138 соединения. Только при наличии и на входе хь и на входе Xj сигналов высокого уровня (соответствующих логической единице), на выходе первого столбца Рх имеется сигнал высокого уровня. Таким образом, по отношению к выходу первого столбца реализуется функция И, т. е. Рх = X] • х^.
Для второго столбца высокое напряжение на выходе (логическая 1) будет лишь тогда, когда высокий уровень напряжения будет на шинах хх,х2, х3, т. е. Р2=хх-х2х3.
Аналогично получим Р3 = хх х3, Р4=х2-х3.
Высокий уровень напряжения (логическая 1) на шине Fx матрицы ИЛИ будет лишь тогда, когда высокий уровень напряжения (логическая 1) действует или на третьем, или на четвертом столбцах, т. е. по отношению к выходной шине Fx выполняется функция ИЛИ:
Fx = Р3 +Р4 =хх -х3*х2-х3.
По аналогии получим
F2 =Рх *Р2 =Хх -х2 +Х! -х2-Хг
Таким образом, осуществляя программирование ПЛМ, т. е. оставляя лишь необходимые элементы связи шин и столбцов и устраняя ненужные пережиганием перемычек, можно реализовать большое число логических функций (которое определяется прежде всего количеством входов и выходов ПЛМ).
Основными параметрами ПЛМ являются число входов, число выходов и число термов (последнее определяет максимальное число конъюнкций в выражении для логической функции).
' В качестве примера укажем, что микросхемы ПЛМ типа К556РТ1, РТ2, РТЗ выполнены по ТТЛШ-техноло- гии, имеют программируемые (пережиганием перемычек) матрицы И и ИЛИ. Их размерность 16 входов, 8 выходов и 48 термов. Длительность цикла чтения 50+70 нс. Микросхема РТ1 имеет выходы с открытым коллектором, а РТ2 и РТЗ — выходы с тремя состояниями.
Часто используют упрощенное изображение ПЛИС, в котором многовходовые элементы И и ИЛИ условно изображаются одновходовыми. Реальное же число входов такого элемента равно числу пересечений его единственной линии входа с линиями входных переменных. Упрощенное изображение фрагмента схемы ПЛМ (см. рис. 3.138) приведено на рис. 3.140.
Используя ПЛМ, можно реализовать логические функции, представленные в скобочной форме записи.
Положим, что требуется получить логические функции
Fv = х1 -х2 +х2 -х3,
Ег =х, -х3 -(Х] -х2 + х2 -х3).
Реализация данных функций показана на рис. 3.141.
Рис. 3.141
Из выражений для логических функций видно, что функция Fx входит в состав функции F-^ т. е. F2 = F, • х, • х3. Поэтому, реализовав функцию Fb ее можно использовать в качестве четвертой входной переменной для ПЛМ. Для этого в схему вводится обратная связь, т. е. выход Fv соединяется со входом четвертого входного элемента.
Из анализа схемы следует, что Рх = хх • х^ Р2=х2-х3 и
Рх = Рх + Р2 = X] • х2 + х2 • х3.
Следовательно,
Г2 = Р3 = Гх-хх-х3=(ххх2+х2-х3)-хх-х3.
Если возможностей ПЛМ (число входов, выходов, термов) недостаточно для получения тех или иных функций, то ПЛМ можно наращивать, расширяя ПЛМ по числу входов, числу выходов и числу термов.
Программируемая матричная логика
Большинство современных ПЛИС небольшой степени интеграции относятся к классу ПМЛ (PAL), т. е. имеют программируемую матрицу И и фиксированную матрицу ИЛИ. Фрагмент схемы ПМЛ приведен на рис. 3.142.
Поскольку в ПМЛ матрица ИЛИ фиксирована, то появляется ограничение на максимальное число конъюнкций в логических функциях, что приводит к необходимости минимизировать логическую функцию при ее реализации с использованием ПМЛ.
В настоящее время функциональные возможности ПМЛ и ПЛМ достаточно широки.
Так за счет использования программируемого выходного буфера возможно получение реализуемых логических функций в прямом или инверсном виде.
Существуют схемы с двунаправленными выводами, которые можно использовать как входы или выходы в зависимости от программирования, появились схемы с памятью за счет введения дополнительных триггеров.
Производятся ПМЛ, которые допускают частичное программирование матрицы ИЛИ. -
К отечественным ПМЛ относятся микросхемы КР1556ХЛ8, КР1556ХП4, ХП6, ХП8. Эти микросхемы выполнены по ТТЛШ-технологии.
Микросхема КР1556ХЛ8 имеет двунаправленные выводы, благодаря чему число входов может измениться от 10 до 18, а число выходов — от 2 до 8.
Микросхемы КР1556ХП4, ХП6 и ХП8 имеют в структуре D-триггеры (4, 6 или 8 триггеров соответственно для каждой микросхемы).
Базовые матричные кристаллы
Базовые матричные кристаллы (БМК или ВМ, или GA) появились в середине 70-х гг. как альтернатива полностью заказным БИС и СБИС и ознаменовали собой новый подход к проектированию специализированных БИС и СБИС. Их стали называть полузаказными БИС и СБИС.
БМК — это набор регулярно расположенных элементов (базовых ячеек), которые могут соединяться между собой для образования различных электронных схем.
В первых БМК между ячейками были оставлены свободные зоны для создания соединений между нужными ячейками. Такие БМК назывались канальными. Фрагмент изображения структуры канального БМК приведен на рис. 3.143, где показана часть матрицы базовых ячеек (БЯ), вертикальные (1) и горизонтальные (2) каналы для трассировки.
. Рис. 3.143
Затем появились бесканальные БМК и БМК с блочной структурой.
Таким образом, БМК является полуфабрикатом, на основе которого можно реализовать различные электронные устройства, задавая тот или иной вариант соединений.
Очевидно, что БМК уступают полностью заказным БИС и СБИС по ряду параметров (например, по быстродействию, плотности упаковки), поскольку они, в силу универсальности, содержат избыточные элементы.
Но БМК значительно превосходят схемы малой и средней степени интеграции, например, по быстродействию.
БМК выполняются по ЭСЛ-, ТТЛШ-, КМОП-техно
логиям.
Первые БМК были выполнены по ЭСЛ-технологии и содержали матрицу элементов, которые позволяли реализовать несколько десятков двухвходовых логических элементов.
БМК, в зависимости от схемотехнической разновидности базовых ячеек, подразделяют на цифровые, аналоговые и цифро-аналоговые. Аналоговые БМК позволяют реализовывать операционные усилители, коммутаторы ит. п. Они менее распространены в сравнении с цифровыми.
Основой БМК является кристалл полупроводника, в середине которого расположена матрица базовых ячеек, а по его краям — периферийные ячейки, содержащие элементы для ввода и вывода сигналов (контактные площадки, выходные усилители и т. п.).
Так, микросхема К1520ХМ6 выполнена по ЭСЛ-техно- логии, содержит 10000 эквивалентных вентилей и имеет 208 контактных площадок.
Программируемые вентильные матрицы
Такие ПЛИС (обозначаемые как ПВМ или FPGA), явились развитием БМК и в них реализованы логические элементы, триггеры и межсоединения, которые могут программироваться пользователем.
Архитектура ПВМ возникает из архитектуры БМК, если базовые ячейки заменить на логические блоки, а периферийные ячейки — на блоки ввода/вывода. Но благодаря наличию программируемых матриц соединений
ПВМ относят уже не к полузаказным интегральным схемам, как БМК, а к полностью готовым, которые, как и другие ПЛИС, могут программироваться пользователем.
В ПВМ, а также в других сложных ПЛИС в программируемых матрицах соединений используются: '
— перемычки;
ЛИЗМОП-транзисторы с двойным затвором;
ключевые транзисторы.
Перемычки обеспечивают возможность лишь однократного программирования, но позволяют создавать соединения с управляемыми параметрами (сопротивление перемычки изменяется в зависимости от величины тока программирования), которые могут сохраняться в течение десятков лет. Так, перемычки фирмы Actel, которые обозначают как ONO (в соответствии с их структурой: оксид- нитрид-оксид), в первоначальном (исходном) состоянии не проводят ток. Для образования проводящей перемычки необходимо подать импульс напряжения.
ЛИЗМОП-транзисторы используются в ПЛИС аналогично тому, как они использовались в ППЗУ, и позволяют реализовать перепрограммируемые ПЛИС.
Транзисторные ключи, управляемые триггерами памяти конфигурации, также позволяют реализовывать перепрограммируемые ПЛИС. Конфигурацией называют процесс физической загрузки данных в устройство.
Если ПВМ (FPGA) реализованы с использованием транзисторных ключей, управляемых триггерами памяти конфигурации, то их называют ПВМ с триггерной памятью конфигурации. Следует подчеркнуть, что при каждом выключении питания конфигурация разрушается и, следовательно, при каждом включении питания требуется загрузка данных конфигурации, которые должны быть сохранены в энергонезависимой памяти.
Логические блоки, являющиеся важными элементами
архитектуры ПВМ, могут содержать цепочки транзисторов, логические элементы И-НЕ, ИЛИ-HE, мультиплексоры, программируемые ПЗУ и т. п.
Если логические блоки реализованы, например, в виде
цепочки транзисторов, то это расширяет возможности реализации логических функций, т. е. повышается гибкость использования, однако усложняет систему связей в ПВМ в связи с большим числом точек связей.
Построение логических блоков, например, с использованием мультиплексоров, упрощает систему связей в ПВМ.
Логический блок семейства АСТ1 фирмы Actel реализован на двухвходовых мультиплексорах (рис. 3.144, а)
а .Рис. 3.144а .Рис. 3.144
а .Рис. 3.144
а .Рис. 3.144
В зарубежной литературе мультиплексоры изображают иначе, чем в нашей (рис. 3.144, б), располагая адресные входы сбоку.
Система коммутации логических блоков в FPGA довольно сложна и представляет систему сегментированных связей, т. е. линии связи состоят из проводящих участков
(сегментов) разной длины, соединяемых друг с другом программируемыми элементами. С целью оптимизации системы связи по количеству программируемых элементов связи, минимизации задержек сигналов и т. п. используются иерархические системы связей, содержащие различные разновидности линий связи: линии связи общего назначения, прямые связи, линии тактирования и т. п.
К ПВМ (FPGA) относятся ПЛИС фирмы Xilinx (ХС2000, ХС3000, ХС4000, Spartan), фирмы Actel (АСТ1, 1200XL, 3200DX) и др.
Программируемые коммутируемые матричные блоки
Такие ПЛИС (обозначаемые аббревиатурами ПКМБ или CPLD), явились развитием PLD и содержат объединенные коммутационной матрицей (программируемой матрицей соединений — PIA) логические блоки (ЛБ), имеющие архитектуру ПМЛ (PAL). Такие логические блоки содержат макроячейки, каждая из которых состоит из программируемой матрицы логических элементов И, фиксированной матрицы ИЛИ и других элементов.
На периферии кристалла CPLD имеются блоки ввода и вывода сигналов.
Система коммутации CPLD отличается от системы коммутации FPGA, является не сегментированной, а непрерывной системой связей и обеспечивает возможность коммутации логических блоков друг с другом, подачи на требуемые входы логических блоков сигналов от различных источников: сигналов обратной связи, сигналов от элементов ввода и вывода и т. п.
К CPLD относятся ПЛИС фирмы Altera (МАХ3000, МАХ7000), фирмы Xilinx (ХС7000, ХС9500), а также ряд ПЛИС фирм Atmel, Vantis, Lucent и др.
Так ПЛИС семейства МАХ3000 имеет архитектуру, близкую к архитектуре МАХ7000 (первые CPLD фирмы Altera), выполнены по КМОП-технологии с электрическим стиранием. Содержат от 32 до 256 макроячеек, объединенных в логические блоки (от 2 до 16). Рассчитаны на работу в системах с уровнями сигналов 2,5 В, 3,3 В, 5 В. Имеется режим пониженного энергопотребления, а также возможность задания бита безопасности для защиты от несанкционированного тиражирования разработки. Корпусы МАХ3000 содержат от 44 до 208 выводов.
Фрагмент CPLD семейства МАХ3000 приведен на рис. 3.145.1
Сигналы, поступающие (на рис. 3.145 сверху пунктиром) на PIA (программируемая матрица соединений ПМС) и логические блоки ЛБ, — это сигналы от специализированных входов, которые на рис. 3.145 не показаны. К таким сигналам относятся глобальные (т. е. единые для всех одноименных блоков ПЛИС) сигналы тактирования и сброса, сигналы разрешения выходов.
Основу МАХ3000 составляют логические блоки, которые соединяются с помощью программируемой матрицы соединений ПМС. Каждый логический блок ЛБ состоит из 16 макроячеек и имеет 36 входов. Каждый Л Б; непосредственно связан со своим блоком ввода/вывода БВВЬ имеющим от 4 до 16 выводов.
На ПМС поступает 16 сигналов обратной связи от каждого ЛБ, от 4 до 16 сигналов от каждого БВВ, 4 сигнала от специализированных входов.
Каждая макроячейка ЛБ содержит локальную программируемую матрицу элементов И, матрицу распределения термов, позволяющую объединять логические произведения по ИЛИ, и триггер.
Реализовать логическую функцию с большим числом переменных можно, объединяя макроячейки, входящие в один логический блок, с помощью логических расширителей. Программируемый логический расширитель позволяет реализовать логические функции до 32 переменных на одной макроячейке.
Логический блок позволяет реализовывать схемы с элементами памяти.
Блок ввода/вывода БВВ обеспечивает возможность гибкого управления разрешением выходного буфера и позволяет организовать режимы работы выхода с открытым коллектором и третьим состоянием. Число программируемых пользователем выводов в микросхемах семейства МАХ7000 составляет от 34 до 158.
501 3.7.7.501 3.7.7.Рис. 3.146Рис. 3.146
501
3.7.7.
501
3.7.7.
Рис. 3.146
Рис. 3.146
"Цифровая электроника
ПЛИС комбинированной
архитектуры и типа «система на кристалле»
Ряд ПЛИС трудно отнести к структурам FPGA или CPLD, так как по сути они имеют комбинированную структуру и сочетают достоинства структур FPGA и CPLD.
К таким ПЛИС можно отнести ПЛИС семейств FLEX10K, FLEX10KA, FLEX10KE (Flexible Logic Element Matrix), которые являются весьма распространенными в настоящее время.
Фрагмент структуры FLEX10K приведен на рис. 3.146.
Микросхема FLEX10K содержит логические блоки ЛБ, реконфигурируемые блоки памяти БП (от 3 до 20), строки (1) и столбцы (2) глобальной программируемой матрицы соединений и элементы ввода/вывода ЭВВ, подсоеди-
ненные к концам строк и столбцов. Имеются глобальные цепи управления, синхронизации и управления вводом/ выводом. Блоки памяти БП (EAB, Embedded Array Blocks) представляют собой статические ОЗУ и состоят из модуля памяти, локальной матрицы соединений, буферных регистров и программируемых мультиплексоров. БП расположены в центре каждой строки матрицы логических блоков.
Блок памяти используется не только как блок памяти, но и позволяет реализовать различные устройства, как АЛУ, сумматоры, перемножители, имеющие высокое быстродействие (до 100 МГц).
Логический блок ЛБ содержит логическую матрицу соединений и 8 логических элементов.
Каждый логический элемент содержит четырехвходовый табличный функциональный преобразователь (часто используют понятие четырехвходовой таблицы перекодировок — LUT, Look-Up Table), схемы ускоренного переноса и каскадирования, программируемый триггер, схему уп
равления триггером и программируемые мультиплексоры.
Табличный функциональный преобразователь реализует логические функции с малыми задержками.
Триггер, который может функционировать как RS-, JK-, D-, Т-триггер, используется или как отдельный элемент, или совместно с комбинационной частью логиче
ского элемента.
Расширить функциональные возможности логических элементов можно, используя схемы переноса и каскадирования.
Число логических элементов в различных микросхемах семейства FLEX10K составляет от 576 до 12160.
Выводы микросхем могут управлять или управляться сигналами с уровнями 2,5 В, 3,3 В или 5 В.
Следует отметить, что структура микросхем FLEX10K похожа на структуру типа FPGA, поэтому часто микросхемы этого семейства относят к ПЛИС типа FPGA.
Однако они сохранили ряд качеств, присущих предыдущим ПЛИС типа CPLD. Кроме того, глобальная матрица соединений имеет непрерывную структуру, что типично для ПЛИС типа CPLD, поэтому их и относят к комбинированным ПЛИС.
Увеличение интеграции современных программируемых логических интегральных схем, расширение их функциональных возможностей, повышение быстродействия, развитие и разнообразие их архитектур привело к тому, что стало возможным разместить на одном кристалле целую электронную систему, например, память, процессор, интерфейсные схемы и т. п.
Такие микросхемы стали называть «система на кристалле» (SOC, System On Chip).
Особенностью таких систем является то, что они, помимо областей, в которых путем программирования можно реализовать различные функциональные устройства, содержат специализированные области с заранее определенными функциями. В таких специализированных областях реализованы блоки, которые используются в электронных системах разного назначения. Это прежде всего ОЗУ, а также умножители и т. п.
Наличие таких аппаратных специализированных блоков уменьшает, как правило, в несколько раз площадь кристалла, занимаемую ими, и повышает быстродействие, однако очевидно, что при этом сужаются функциональные возможности ПЛИС.
К ПЛИС типа SOC относятся семейства АРЕХ20К фирмы Altera, Virtex фирмы Xilinx, ProASIC500K фирмы Actel и др.
Так, ПЛИС семейства АРЕХ20К сочетают в себе достоинства ПЛИС типа FPGA и CPLD. В состав микросхе-
мы также входят модули памяти и макроячейки, имеющие программируемую матрицу И и параллельный логический расширитель.
Логические элементы данного семейства похожи на логические элементы FLEX10K. В состав логического блока входит 10 логических элементов, а логические блоки объединяются в мегаблоки (Mega LAB), имеющие собственные непрерывные матрицы соединений.
В различных микросхемах семейства АРЕХ20К содержится от 26 до 264 встроенных блоков памяти, от 4160 до 42240 логических элементов, от 416 до 4224 макроячеек, от 252 до 780 выводов пользователя, а максимальное число эквивалентных вентилей достигает 2670000.
АРИФМЕТИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА
В разделе 3.4 уже были рассмотрены некоторые арифметические устройства, а именно параллельные сумматоры и вычитатели, которые были реализованы в виде комбинационных цифровых устройств. Однако существует большое разнообразие арифметических устройств, которые представляют собой, в частности, комбинацию последовательностных и комбинационных устройств. В этом разделе будут рассмотрены устройства суммирования, умножения, а также арифметико-логические устройства, которые могут осуществлять как арифметические, так и логические операции над входными данными.
Последовательный сумматор
В ранее рассмотренных параллельных сумматорах при суммировании многоразрядных двоичных чисел для каждого двоичного разряда нужен отдельный полный сумма-
тор. В последовательном сумматоре используется один полный сумматор совместно с регистрами сдвига. Схема такого сумматора приведена на рис. 3.147.
Изображенные на рис. 3.147 регистры сдвига не входят непосредственно в схему сумматора, а предназначены для подачи на вход полного сумматора разрядов слагаемых, начиная с младшего (RG1 и RG2) и выдачи результатов сложения (RG3). Регистры RG1 и RG2 могут быть с параллельными или последовательными входами и, следовательно, складываемые многоразрядные числа в них могут загружаться либо параллельно, либо последовательно. Регистр RG3 может быть либо с параллельным, либо с последовательным выводом информации и в нем накапливается сумма двух чисел. Обычно регистры RG1 и RG2 — сдвиговые регистры с параллельным вводом, а регистр RG3 — регистр сдвига с параллельным выводом информации. D-триггер выполняет роль элемента задержки и первоначально сброшен. На первом тактовом импульсе Ти складываются значения младших разрядов чисел Ау и Во и сумма So поступает в регистр суммы RG3. На следующем тактовом импульсе складываются следующие разряды чисел А] и В! и сигнал переноса, поступающий на вход переноса Рю полного сумматора с выхода триггера задержки D. Результат Sj также поступает в регистр суммы RG3 и т. д.
Таким образом, в данном устройстве при поступлении каждого тактового импульса складываются только по одному разряду входных чисел, которые последовательно подаются на входы полного сумматора SM из регистров сдвига RG1 и RG2. Именно поэтому данная схема называется последовательным сумматором. Очевидно, что именно из-за последовательного характера работы такой сумматор является сравнительно медленно действующим устройством. Однако достоинством последовательного сумматора является малое число элементов (необходимо иметь всего лишь один полный сумматор).
Микросхема 555ИМ7 выполнена по технологии ТТЛШ и представляет собой четыре последовательных одноразрядных сумматора — вычитателя с общим тактовым сигналом и инверсным потенциальным сбросом.
Накапливающий сумматор
Такой сумматор называют также сумматором-накопителем, и алгоритм его работы заключается в том, что к содержимому сумматора добавляется очередное слагаемое и полученный результат заменяет старое значение суммы. Он состоит из комбинационного сумматора и регистра. Пример накапливающего четырехразрядного сумматора приведен на рис. 3.148.
В исходном состоянии сумматор и регистр сброшены, т. е. на всех их выходах установлены нулевые состояния. Если на вход сумматора SM подать четырехразрядное число А, то по приходу первого импульса синхронизации СИ, подаваемого на вход синхронизации регистра, это число запишется в регистр RG и, следовательно, с его выхода поступит на входы Bi сумматора и на выходе сумматора появится число 2А. По приходу второго тактового импульса число 2А запишется в регистр и на выходе сумматора
Рис. 3.148
появится число ЗА и т. д. Таким образом, в накапливающем сумматоре (на выходе регистра) постепенно нарастает число п-А (где п — число тактов или импульсов синхронизации, подаваемых на вход синхронизации регистра). Учитывая особенности функционирования, накапливающие сумматоры иногда называют аккумуляторами.
Очевидно, что как только накопленная сумма превышает объем сумматора, равный 2N — 1 (где N — число разрядов суммируемых чисел), то на выходе переноса сумматора Р4 появится сигнал логической «1». Таким образом, на выходе переноса Р4 логическая «1» появляется после прихода m тактовых импульсов (где m = 2N/A), т. е. частота следования импульсов на выходе переноса Р4 равна F=l/m=A/2N, т. е. пропорциональна числу А на входе сумматора.
Это свойство накапливающего сумматора преобразовывать входное число А в частоту импульсов на выходе Р4 используют, например, в электронных музыкальных инструментах, музыкальных игрушках, звонках и т. д.
Различные включения накапливающего сумматора позволяют производить различные преобразования, напри-
мер, производить умножение числа на некоторый коэф
фициент, реализовывать квадратичный накопитель и т. д.
Двоичные умножители
Операции умножения играют большую роль в различных цифровых устройствах обработки информации, а время их выполнения в значительной степени определяет быстродействие таких систем.
Умножать числа можно путем многократного сложения. Например, чтобы получить произведение (7 х 3 = 21), необходимо найти сумму трех одинаковых слагаемых, каждое из которых равно множимому (7), т. е. 7 + 7 + 7 = 21, где 7 — множимое, 3 — множитель, а 21 — произведение.
Структурная схема умножителя, реализующего способ многократного сложения, приведена на рис. 3.149.
Рис. 3.149Рис. 3.149
Рис. 3.149
Рис. 3.149
Рассмотрим умножение двоичного числа 111 (десятичный эквивалент равен 7) на двоичное число 011 (десятичный эквивалент равен 3).
Вначале с помощью схемы управления СУ регистр произведения и сумматор SM очищаются («обнуляются»), а в регистр множимого и вычитающий счетчик загружаются
множимое (111) и множитель (011) соответственно. Состояние регистра произведения в исходном состоянии — 00000.‘
После первого этапа счета, т. е. после уменьшения записанного значения в вычитающем счетчике на единицу (состояние счетчика будет 010) в регистре произведения появляется число 111 (десятичное число 7). Это число поступает на вход сумматора, где во время второго такта складывается с множимым, и после второго такта в регистре произведения появляется число OHIO (десятичное число 14), а уменьшенное состояние вычитающего счетчика соответствует 001 (десятичное число 1). После третьего этапа в регистре произведения появляется полное произведение 10101 (десятичное число 21), состояние вычитающего счетчика соответствует 000 (десятичное число 0) и процесс вычисления произведения двух двоичных чисел 111 и 011 (десятичные числа 7 и 3) завершен. Следует обратить внимание, что основой данного умножителя является рассмотренный нами ранее накапливающий сумматор, построенный на сумматоре и регистре произведения.
Процесс умножения больших чисел путем многократного сложения занимает слишком много времени. Из вышеизложенного следует, что это время определяется числом тактов сложения, которое равно множителю.
Более быстродействующим способом умножения является способ сложения со сдвигами (способ сдвига и сложения). Для облегчения понимания сути процесса умножения рассмотрим процесс умножения двоичных чисел 111 и 011 (десятичные числа 7 и 3).
Из анализа данного примера (рис. 3.150), выполняемого способом сдвига и сложения, следует, что:
Частичное произведение всегда равно множимому, если соответствующий разряд множителя равен «1», и равно 000, если соответствующий разряд множителя равен «0».
При сложении каждое последующее частичное про
изведение сдвигается влево по отношению к предыдущему.
^111—множимое
О 1 1множитель
111—Первое частичное произведение
111—Второе частичное произведение
ООО—Третье частичное произведение
10 10 1Полное произведение
Рис. 3.150
Упрощенная структурная схема умножителя, реализующего такой способ, приведена на рис. 3.151.
Рассмотрим подробно процесс умножения, который приведен на рис. 3.152. На этом рисунке показано состояние выходов регистра произведения RG3 на каждом этапе процесса умножения.
Об
О<
Оз
02
Qi
1 этап
0
0
0
0
0
0
2 этап
0
0
0
1
1
1
Первое частичное произведение
3 этап
0
0
1
1
1
0
Число А на входах SM (второе частичное произведение)
0
1
0
1
0
1
Сумма первого и второго частичных произведений
4 этап
0
1
0
1
0
1
Окончательный результат
Рис. 3.152
На первом этапе множимое А загружается в регистр RG1, множитель В — в регистр RG2,a регистр произведения RG3 очищается, т. е. на всех его выходах Qj появляются логические нули. На втором этапе, поскольку в младшем разряде множителя «1», происходит запись в RG3 результата сложения в сумматоре SM содержимого регистра RG3 (000000) и содержимого RG1 (000111). Сложение двух шестиразрядных чисел (000000 и 000111) дает результат сложения (000111), которыый появляется на выходах RG3. На третьем этапе происходит сдвиг содержимого RG1 на один разряд вниз и появляющееся на его выходах число (001110) складывается в сумматоре с содержимым RG3, т. е. в сумматоре происходит сложение двух чисел: 001110 и 000111.
Поскольку второй разряд множителя является логической «1», то схема управления СУ разрешает записать этот результат в регистр RG3 и на его выходах появляется число 010101. Нетрудно видеть, что это число является суммой приведенных на рис.. 3.150 первого и второго частичных произведений. Затем на четвертом этапе происходит сдвиг вниз содержимого RG1 и на его выходах появляется число 011100, которое в сумматоре складывается с содержимым RG3, но поскольку в старшем разряде множителя содержится «0», то схема управления не разрешает изменения содержимого регистра RG3 и имеющееся на его выходе чис-
ло 010101 является окончательным результатом перемножения множимого Ши множителя 011 и на этом процесс умножения заканчивается.
Несмотря на то, что умножитель, реализующий умножение способом сложений со сдвигами, значительно более быстродействующий, чем умножитель, реализующий многократное сложение, тем не менее требуется значительное время для выполнения операции умножения. Наибольшее быстродействие обеспечивают умножители, построенные на основе комбинационных схем.
Структура математических выражений, описывающих операцию умножения, определяет структуру таких умножителей.
Рассмотрим способ построения комбинационного умножителя на примере умножения двух четырехразрядных двоичных чисел (рис. 3.153).'
27
г6
25
г4
23
г2
21
2°- веса разрядов
*3
а2
*1
Ао
X
Вз
В2
В1
Во
А3»В0
а2*в0
АрВ0
Ао»Во
A3.Bj
a2-Bi
АГВ!
А0’В1
а3-в2
А2*В2
Агв2
Aq*B2
Аз*Вз
а2»в3
АГВ3
Aq«B3
Р?
Рб
Р5
Р4
Рз
Р2
Р1
Ро
Рис. 3.153
Таким образом, произведение двух двоичных чисел А, и By (где / = 0...(m — 1) и у = О...(л — 1), a m и п — разрядность чисел) выражается числом Pm+„= Pm+„-i Рт+„_2—Ро-
Принципиальная схема умножителя, реализующая данную структуру, приведена на рис. 3.154.
Рис. 3.154
Первый член произведения Ро = Aq • Во вырабатывается с помощью элемента И. Второй член произведения Р] равен сумме А] • Во и Aq ■ В,, которая вырабатывается с помощью двух логических элементов И и сумматора. Произведение Р2 представляет сумму А2 • Во, А] • Bt и Aq • В2 и для его вычисления требуется две операции сложения. Для вычисления Р3 требуется три операции сложения. Аналогичным образом вычисляются Р4 и Р5. Произведение Р6 образуется путем сложения А3 • В3 с битом переноса, образующимся при сложении предыдущих бит.
При этом может возникнуть перенос, который будет действовать в качестве восьмого члена произведения Р7. Таким образом, при умножении двух четырехразрядных чисел получим восьмиразрядное двоичное число.
Такие умножители называют матричными умножителями. Такое название станет понятным, если построить умножители на основе одноразрядных полных сумматоров.
17 Электроника
Структура таких умножителей является регулярной (похожей на матрицу) и может быть расширена до любых разрядностей перемножаемых двоичных чисел. Умножители с выводами для расширения иногда называют матрично- суммирующими умножителями. Для построения, например, матрично-суммирующих умножителей чисел равной разрядности п требуется п2 одноразрядных сумматоров и столько же двухвходовых элементов И.
Двоичное деление
Для деления можно использовать тот же самый алгоритм, что и в десятичной системе, который обычно называют «делением в столбик», причем для двоичных чисел этот процесс проще, поскольку приходится иметь дело лишь с двумя числами: 0 и 1.
Обычно в цифровых системах промежуточные операции вычитания осуществляются с использованием дополнительных кодов, т. е. вычитаемое представляется в дополнительном коде, а затем суммируется с уменьшаемым.
Арифметико-логическое устройство
Арифметико-логические устройства (АЛУ или в английской аббревиатуре ALU — Arithmetic Logic Unit) являются составной частью любого микропроцессора и выполняют над двоичными числами (словами) ряд математических и логических операций.
Основное назначение АЛУ заключается в приеме данных, хранящихся в памяти, и осуществление над ними арифметических и логических операций под действием устройства управления. Поясним это с помощью следующей упрощенной схемы (рис. 3.155).
Рис. 3.155
АЛУ содержит комбинационные логические схемы, составляющие ядро АЛУ, и как минимум два регистра. Один из регистров является накапливающим регистром (аккумулятором) и представляет собой рассмотренный выше накапливающий сумматор.
Рассмотрим, например, как происходит сложение числа из конкретной ячейки памяти с числом из накапливающего регистра. Устройство управления получает из запоминающего устройства команду на такую операцию. Сначала число, которое надо прибавить, передается из памяти в регистр В. Затем оно по команде из устройства управления складывается с числом из накапливающего регистра, а результат записывается в накапливающий регистр. По завершении этого процесса результат сложения может быть передан в память или к нему, аналогичным образом может быть прибавлено новое число из памяти, и новый результат вновь будет занесен в накапливающий регистр. Таким образом, регистр А накапливает или «аккумулирует» полученные результаты и поэтому его часто называют «аккумулятором». '
Очевидно, что арифметические и логические операции осуществляются в ядре АЛУ, и далее мы это подробно рассмотрим. Причем ядро АЛУ часто выпускаются в виде отдельных интегральных схем и их также называют АЛУ.
Обычно АЛУ четырехразрядны, выпускаются в виде интегральных схем и при необходимости наращивания разрядности объединяются с формированием последовательных или параллельных переносов. Несмотря на различные технологии изготовления АЛУ (ТТЛШ, КМОП, ЭСЛ) их возможности сходны. АЛУ выполняют над двоичными числами арифметические и логические операции, перечень которых приведен в следующей таблице (рис. 3.156).
№ п/п
Состояние ВХОДОВ Sf
Логические операции (М = 1)
Арифметико-логические операции (М = 0)
1
0000
А
А + Со
2
000 1
А V В
A VB + Co
3
00 10
А V В
А V В + Со
4
ООН
0
1+Со
5
0 100
А А В
А + А А Б + Со
6
0 10 1
В
AV В+ААВ + Со
7
оно
А @ В
А + В + Со
8
0 111
А V В
А А Б + Н- Со
9
1000
А V В
А + А А В + Со
10
100 1
А @ В
А + В + Со
11
10 10
В
AvB + AAB + Cq
12
10 11
А А В
AAB + l+Co
13
1100
1
А + А + Со
14
110 1
А V В
А V В 4- А 4- Со
15
1110
А V В
А V Б + А + Со
16
1111
А
А + 1 + Со
Рис. 3.156
В данной таблице приняты следующие обозначения: + — арифметическое сложение; v — логическое сложе-
ние (дизъюнкция); л — логическое умножение (конъюнкция);©— логическая операция «исключающее ИЛИ»; А и В — четырехразрядные входные числа (слова); Sj — разряды четырехразрядного слова S выбора операций; вход М (Mode), сигнал на котором задает тип выполняемых операций (логических при М = 1 или арифметико-логических при М = 0); Со — вход переноса (входной перенос поступает в младший разряд слова, т. е. равен ОООСо); под обозначениями 1 и 0 подразумевают четырехразрядные числа 1111 и 0000.
В АЛУ реализованы все 16 возможных логических операций над двумя переменными А и В. В арифметико-логических операциях встречаются одновременно и логические и арифметические операции. Следует подчеркнуть, что логические операции в АЛУ осуществляются поразрядно. При выполнении арифметических операций АЛУ представляет собой четырехразрядный сумматор с параллельным переносом.
Рассмотрим в качестве примера выполнение в АЛУ операций под номером 6, причем будем считать, что на входе переноса Со действует сигнал логического нуля, т. е. Со = 0. Тогда при М = 1 реализуется логическая функция
F = В, т. е. осуществляется поразрядное инвертирование входной переменной В и на четырех выходах АЛУ появляется четырехразрядный результат этой операции.
При М = 0 в результате выполнения арифметико-логических операций реализуется следующая функция F:
F = A vB + АлВ.
Вначале поразрядно выполняются операции инвертирования (В), логического сложения (A v В) и логического умножения (А л В), а затем полученные в результате логического сложения и логического умножения два четырехразрядных числа складываются арифметически. АЛУ может осуществлять сравнение двух переменных А и В на равенство и имеет соответствующий вывод FA=B с открытым коллектором.
^|р Электроника 518
' АЛУ имеет выход переноса Сп, используемый при последовательном соединении АЛУ для наращивания разрядности, а также дополнительные выходы G и Р, используемые при параллельном соединении АЛУ для наращивания разрядности входных переменных.
Так микросхема 1533ИПЗ (рис. 3.157) является четырехразрядным АЛУ, изготовляемым по ТТЛШ-технологии.
Микросхема 564ИПЗ является четырехразрядным АЛУ, выполненным по КМОП-технологии.
Рассмотрим в качестве примера наращивание разрядности для получения восьмиразрядного АЛУ путем последовательного соединения двух четырехразрядных АЛУ (рис. 3.158).
Поскольку выходы РА=В выполнены с открытым коллектором, то они соединяются по схеме «монтажное И» для получения восьмиразрядной функции равнозначности двух восьмиразрядных чисел А7А6А5А4АзА2А1А0 и ^765858483828! Bq.
519
Рис. 3.158Рис. 3.158
Рис. 3.158
Рис. 3.158
Рис. 3.159Рис. 3.159
Рис. 3.159
Рис. 3.159
При большом числе разрядов время выполнения операций возрастает из-за большого числа переносов из разряда в разряд. Для ускорения этого процесса используют параллельный (ускоренный) перенос при наращивании разрядности АЛУ, для чего используются устройства ускоренного переноса. В английской аббревиатуре они обозна
чаются CRU (Carry Unit).
Так, например, микросхема 1533ИП4 (рис. 3.159) представляет собой устройство ускоренного переноса для обслуживания четырех АЛУ.
На рис. 3.160 приведена схема шестнадцатиразрядного АЛУ, построенная с использованием схемы ускоренного переноса.
Для упрощения восприятия схемы входы для подачи переменных А и В, а также управляющих сигна-
Рис. 3.160
лов М и S на рис. 3.160 не показаны. Управляющие входы М и S должны быть соединены так же как и на рис. 3.158.
3.9. УСТРОЙСТВА ДЛЯ ОГРАНИЧЕНИЯИ АНАЛОГО-ЦИФРОВОГОПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ
Амплитудные ограничители
Различают односторонние и двусторонние амплитудные ограничители.
Односторонний ограничитель — это устройство, напряжение на выходе которого Ue№$ остается на постоянном уровне Uoty когда входное напряжение U^t) либо превышает некоторое пороговое значение <7пор (ограничение сверху), либо ниже порогового значения (ограничение снизу). Иначе выходное напряжение повторяет форму входного.
Двусторонние ограничители ограничивают сигнал на двух уровнях.
На рис. 3.161, а приведены передаточная характеристика и графики входного и выходного напряжений для одностороннего ограничителя сверху, на рис. 3.161, б — для
одностороннего ограничителя снизу, а на рис. 3.161, в — для двустороннего ограничителя.
Наиболее простыми являются ограничители на диодах (диодные ограничители).
Диодные ограничители бывают последовательные и параллельные. В последовательных ограничителях диод включен последовательно с нагрузкой, а в параллельных — параллельно нагрузке.
Рассмотрим идеализированную схему последовательного диодного ограничителя (рис. 3.162). До тех пор пока входное напряжение меньше £0, диод закрыт и (7вых равно Eq. В промежутках времени, когда входное напряжение превышает £0, диод открыт и ивых повторяет U^. Таким образом, рассмотренный ограничитель является последовательным диодным ограничителем на положительном уровне снизу.
Рис. 3.162
Практически используемая схема рассмотренного ограничителя приведена на рис. 3.163. Она позволяет регулировать уровень ограничения, сделав одно из сопротивлений Rx или R2 переменным. Данную схему можно преобразовать в предыдущую, применив теорему об эквивалентном генераторе. Тогда RH и Ео будут иметь следующие значения: RH = Rv || R2, Eq = Е- R^Rx + ^г)-
Рассмотрим принцип действия параллельного диодного ограничителя (рис. 3.164). Лишь в промежутках времени, когда входное напряжение меньше напряжения — Eq, диод открыт (его при анализе можно заменить закорот- кой) и ивых равно — Е. Во все остальные моменты времени диод закрыт (его при анализе можно заменить разрывом цепи) и UeMX повторяет Uex. Таким образом, данный ограничитель является параллельным диодным ограничителем на отрицательном уровне снизу.
Рассмотрим работу параллельного ограничителя в случае, когда сопротивление нагрузки соизмеримо с балластным сопротивлением (рис. 3.165).
Исходная схема (рис. 3.165, а) по теореме об эквивалентном генераторе преобразуется в эквивалентную схему (рис. 3.165, б), в которой ограничивается уже не входное напряжение, а эквивалентное, являющееся результатом деления входного напряжения между сопротивлениями /^ и RH. Uex.3 = UexRAR* + Ro)» R3 = Шс Диаграммы работы этого ограничителя приведены на рис. 3.166. В момент начала ограничения (/^ входное напряжение будет соответствовать некоторому напряжению —Ev
Рассмотрим двусторонний диодный ограничитель (рис. 3.167), который является комбинацией двух параллельных односторонних диодных ограничителей. Из анализа схемы видно, что диод Dx открыт лишь в промежутках времени, когда входное напряжение меньше — Ех и ивых на этом промежутке ограничивается на уровне — Ev Диод D2 открыт лишь в промежутках времени, когда Uex больше, чем Ej, и в этих промежутках времени Uebix ограничивается уровнем Е^.
Широкое распространение нашли ограничители амплитуды, построенные на основе ОУ. Рассмотрим некоторые из них. На рис. 3.168, а приведена схема одностороннего ограничителя на основе ОУ, на рис. 3.168, б — передаточная характеристика ограничителя, а на рис. 3.168, в — временные диаграммы его работы.
Основой данного ограничителя является инвертирующий усилитель на основе ОУ. В промежутках времени, когда напряжение Ueb0C отрицательное или меньше, чем ^ст+ Цу ДИ°Д закрыт (его при анализе можно заменить разрывом цепи) и устройство работает как обычный инвертирующий усилитель (UCT — напряжение стабилизации стабилитрона, (^ — прямое падение напряжения на диоде). В промежутках времени, когда напряжение Увх выше уровня ист+ид) диод открыт, а стабилитрон находится в режиме стабилизации и напряжение ивых ограничивается на уровне UCT-HJa. Входное напряжение U^ при котором начинается ограничение выходного, определяется выражением
Ц = -«7СТ + ^д)/К,
где К= R^R^
Рассмотрим двусторонний ограничитель на основе ОУ (рис. 3.169, а). Если к стабилитрону приложено прямое напряжение, то он выполняет функции диода, и напряжение Uyp на нем достаточно мало (около 0,7 В). Поэтому
Рис. 3.168
при положительном выходном напряжении стабилитрон СТЬ выполняет функции диода, и как только выходное напряжение достигает уровня Z7ct2+ Unp, оно ограничивается на этом уровне ( Z7ct2 — напряжение стабилизации стабилитрона СТ2). При отрицательном выходном напряжении стабилитрон СТ2 используется как диод. Как только напряжение ивых достигает значения —(^СТ1+^Пр), оно огра-
Рис. 3.169
ничивается на этом уровне (рис. 3.169, б) (1/ст1 — напряжение стабилизации стабилитрона СТ,). Входные напряжения Ux и иъ при которых начинаются ограничения, определяются выражениями
их = (Уст1 + Ц,р)/К, иг = -(^ + ty/K, где К = ад.
Цифроаналоговые преобразователи
Цифроаналоговые преобразователи (ЦАП, DAC — Digital to Analog Converter) предназначены для преобразования цифровых сигналов в аналоговые. Они используются для формирования сигнала в виде напряжения или тока, функционально связанного с управляющим кодом, причем в большинстве случаев эта функциональная зависимость является линейной. ЦАП преобразует цифровой (двоичный или двоично-десятичный) код в напряжение или ток, значения которых пропорциональны цифровому сигналу. Так, например, на вход четырехбитового ЦАП могут поступать 16 различных двоичных чисел (24 = 16) и каждому такому числу будет соответствовать строго свое значение напряжения на выходе ЦАП или величина выходного тока. Очевидно, что с увеличением количества входов ЦАП увеличивается количество возможных значений выходного параметра, а разность между двумя их соседними значениями уменьшается, т. е. формируется выходной сигнал, все более близкий к аналоговой величине.
Такое преобразование цифрового сигнала в аналоговый необходимо, например, при восстановлении аналогового сигнала, предварительно преобразованного в цифровой сигнал для передачи на большое расстояние или хранения (таким сигналом, в частности, может быть звук).
Другой пример использования такого преобразования — получение управляющего сигнала при цифровом
управлении устройствами, режим работы которых определяется непосредственно аналоговым сигналом (что, в частности, имеет место при управлении двигателями).
ЦДЛ применяются в системах передачи данных, в измерительных приборах (вольтметры, генератрры, цифровою осциллографы и т. п.), в компьютерных системах (формирование изображений на экранах дисплеев и т. п.), в радиолокационной технике и во многих других областях.
К основным параметрам ЦАП относят разрешающую способность, время установления, погрешность нелинейности, погрешность смещения нуля и др.
Разрешающая способность — величина, обратная максимальному числу шагов квантования. Иногда разрешающую способность ЦАП оценивают величиной шага квантования, т. е. величиной выходного напряжения при изменении входного кода на единицу младшего разряда. Очевидно, что разрешающая способность тем выше, чем больше разрядность ЦАП.
Время установления ty^ — интервал времени от подачи кода на вход до момента, когда выходной сигнал войдет в заданные пределы, определяемые погрешностью.
Погрешность нелинейности — максимальное отклонение графика изменения выходного напряжения от идеальной прямой во всем диапазоне преобразования.
Погрешность смещения нуля — значение, на которое выходной сигнал смещается относительно нуля, когда входной код соответствует нулю.
Все ЦАП классифицируют по ряду признаков: принципу действия, по виду выходного сигнала, по характеру источника опорного напряжения, по полярности выходного сигнала и др.
Кроме этого ЦАП подразделяют по количеству входных разрядов, элементной базе, времени установления, потребляемой мощности, напряжению питания и т. п.
№2® Электроника 532
По принципу действия наибольшее распространение получили ЦАП с суммированием токов, делением напряжений и суммированием напряжений.
По виду выходного сигнала все ЦАП разделяют на ЦАП с токовым выходом и ЦАП с выходом по напряжению.
По характеру источника опорного напряжения различают ЦАП с постоянным опорным напряжением и с из
меняющимся опорным напряжением.
По полярности выходного сигнала ЦАП подразделяют на одно- и двухполярные.
Как и рассматриваемые ниже аналого-цифровые преобразователи (АЦП), ЦАП являются «связующим звеном» между аналоговой и цифровой электроникой. Существуют различные принципы построения ЦАП.
Рассмотрим наиболее используемые из них. На рис. 3.170 приведена схема ЦАП с суммированием весовых токов.
Ключ S5 замкнут только тогда, когда разомкнуты все ключи 5]...SA (при этом ивых = 0). Uo — опорное напряжение. Каждый резистор во входной цепи соответствует определенному разряду двоичного числа.
■Si.™ t^-t^i■Si.™ t^-t^iПо существу этот ЦАП — инвертирующий усилитель на основе операционного усилителя. Анализ такой схемы не представляет затруднений. Так, если замкнут один ключ
■Si.™ t^-t^i
■Si.™ t^-t^i
что соответствует единице в пер
вом и нулям в остальных разрядах.
Из анализа схемы следует, что модуль выходного напряжения пропорционален числу, двоичный код которого определяется состоянием ключей SV..S4. Токи ключей 51...5’4 суммируются в точке а, причем токи различных ключей различны (имеют разный «вес»). Это и определяет название схемы. Из вышеизложенного следует, что
tvtv / <ыtv / 4tv / о
т.е. ^=-(/^(854 + 453+252+5!), tv
где 5;, / = 1, 2, 3, 4 принимает значение 1, если соответствующий ключ замкнут, и 0, если ключ разомкнут.
Состояние ключей определяется входным преобразуемым кодом. Схема проста, но имеет недостатки: значительные изменения напряжения на ключах и использование резисторов с сильно отличающимися сопротивлениями. Требуемую точность этих сопротивлений обеспечить затруднительно.
Рассмотрим ЦАП на основе резистивной матрицы R—2R (матрицы постоянного сопротивления) (рис. 3.171). В схеме использованы так называемые перекидные ключи 51...54, каждый из которых в одном из состояний подключен к общей точке, поэтому напряжения на ключах невелики. Ключ S5 замкнут только тогда, когда все ключи 5!„.54 подключены к общей точке. Во входной цепи использованы резисторы всего с двумя различными значениями сопротивлений. '
Из анализа схемы можно увидеть, что и для нее модуль выходного напряжения пропорционален числу, двоичный код которого определяется состоянием ключей 5].„54. Анализ легко выполнить, учитывая следующее. Пусть каждый из ключей 5]...54 подключен к общей точке. Тогда, как легко заметить, напряжение относительно общей точки в каждой следующей из точек a...d в 2 раза больше, чем в предыдущей. К примеру, напряжение в точке b в 2 раза больше, чем в точке а (напряжения Uo, Ub, Ucn UdB указанных точках определяются следующим образом: Ud = ий*, Uc = f70/2; Ub = Uq/4; Ua = t/0/8). Допустим, что состояние указанных ключей изменилось. Тогда напряжения в точках a...d не изменятся, так как напряжение между входами операционного усилителя практически нулевое.
Нетрудно видеть, что особенностью данной матрицы является то, что при любом положении ключей 5к..54 входное сопротивление матрицы всегда равно R, а следовательно, ток, втекающий в матрицу от источника опор-
ного напряжения Uo, всегда равен /0 = U^/R. Далее он по
следовательно делится в узлах матрицы d, с, Ь, а по дво
ичному закону.
Из вышеизложенного следует, что
и= — XJ• S — —— • ^°° • S -• S - о •• S.
вых 0 2Я 42 2Д 34 2Д 28 2Я ^
т- е. U^ = -Uo ^ (8S4 +4S3 + 2S2 + sj,
где Sb i = 1, 2, 3, 4 принимает значение 1, если соответствующий ключ замкнут, и 0, если ключ разомкнут.
Рассмотрим ЦАП для преобразования двоично-деся
тичных чисел (рис. 3.172).-
Рис. 3.172Рис. 3.172
Рис. 3.172
Рис. 3.172
Для представления каждого разряда десятичного числа используется отдельная матрица R—2R (обозначены прямоугольниками). 2^...Z3 обозначают числа, определенные состоянием ключей каждой матрицы R—2R. Принцип действия становится понятным, если учесть, что сопротивление каждой матрицы R, и если выполнить анализ фрагмента схемы, представленного на рис. 3.173.
Из анализа следует, что
U2 = Щ,
21 8,1В + R || 9R
Рис. 3.173
где Я || 9Я == о,9В.
R + 9R
Следовательно, U2 = 0,1(Ар С учетом этого получимиеыж = -^о^1О"3(ю3 Z3 +1О2 Z2 +10^ + Z0).
10л
Таким образом, в рассмотренных схемах с помощью операционного усилителя осуществляется преобразование двоично-масштабированных токов в выходное напряжение. Однако операционные усилители являются самыми медленнодействующими частями ЦАП. Более высокое быстродействие обеспечивают ЦАП с токовым выходом. Токи в таких ЦАП можно сформировать с помощью матрицы транзисторных источников тока с масштабирующими эмиттерными резисторами или используя матрицу R—2R из эмиттерных резисторов. Рассмотрим оба эти варианта. На рис. 3.174 представлена схема четырехразрядного ЦАП с матрицей R—2R, а на рис. 3.175 — ЦАП с масштабирующими эмиттерными резисторами.
Преобразователь опорного напряжения в ток построен на основе операционного усилителя ОУ, транзистора То и образцового резистора Ro, и опорный ток равен /0 = U0/RQ. Напряжения на базах транзисторов источников разрядных токов равны напряжению на базе транзистора То (все базы транзисторов соединены), поэтому токи в них определяются матрицей R—2R (рис. 3.174) или матрицей масштабирующих (взвешенных) резисторов R...SR (рис. 3.175) и удваиваются от транзистора к транзистору. Так, ток в транзисторе Тх в два раза меньше, чем в транзисторе Г2, в 4 раза
Рис. 3.175
меньше, чем в транзисторе Г3 и в 8 раз меньше, чем в транзисторе Г4, т. е. ключ 5j соответствует младшему разряду четырехразрядного двоичного числа, а 54 — старшему разряду. Если ключ 5; находится в левом положении, то это соответствует единице в соответствующем z-м разряде входного числа. Правое положение ключа Sj соответствует нулю в этом /-м разряде. Таким образом, через транзисторы Г4— Г] протекают двоично-взвешенные токи и транзисторы имеют соотношение площадей 8:4:2:1 соответственно. Изменение этих токов от расчетных величин контролируется по току /0 транзистора То, который находится с транзисторами Т4—Т] в одинаковых температурных условиях. При отклонении /0 от заданного значения на базы транзисторов Т4—^ будет подаваться сигнал коррекции, что
приведет к восстановлению между ними исходного соотношения 8:4:2:1.
Выпускаемые ЦАП часто содержат комбинированные резистивные матрицы. Так, микросхема ЦАП типа К594ПА1 представляет собой двенадцатиразрядный ЦАП на комбинированной резистивной матрице и биполярных транзисторах. В резистивной матрице использованы двоично-взвешенные резисторы в старших разрядах с первого по восьмой и матрица R—2R в младших разрядах с девятого по двенадцатый. Матрица выполнена на отдельном кристалле, входящем в микросхему, по тонкопленочной технологии и при ее изготовлении используется лазерная подгонка резисторов матрицы.
Если для ЦАП с токовым выходом требуется получить выходное напряжение, то сделать это можно подключая к его выходу внешний операционный усилитель с резистором в цепи отрицательной обратной связи, аналогично как в выше рассмотренных ЦАП (рис. 3.170—3.172). Зачастую этот (или эти) резисторы встроены в ЦАП. Так, в ЦАП типа К594ПА1 имеются 2 прецизионных резистора по 5 кОм каждый, и они могут включаться в цепь отрицательной обратной связи внешнего операционного усилителя либо последовательно, либо параллельно, либо может включаться один из резисторов. При этом выходное напряжение будет изменяться в первом случае до 20 В, во втором — до 5 В, а в третьем — до 10 В.
Как следует из анализа ранее рассмотренных ЦАП (рис. 3.170 и 3.171), их выходное напряжение пропорционально произведению опорного напряжения на входной цифровой код. Это используют для построения умножающих ЦАП, в которых отсутствует источник опорного напряжения, но имеется вход для его подключения. Если на этот вход умножающего ЦАП подавать переменное напряжение, то на выходе ЦАП будет также переменное напряжение, амплитуда которого определяется цифровым кодом на входе ЦАП. Это обстоятельство используют для изме-
нения величины переменного аналогового сигнала в заданное число раз, например, в цифровых аттенюаторах различных приборов.
В умножающих ЦАП обычно применяются токовые ключи на основе МДП-транзисторов в режиме малых напряжений стока, что дает им возможность работать с опорным напряжением произвольных знака и формы. Выходное напряжение таких ЦАП также может быть как положительным, так и отрицательным.
Применение рассмотренных ЦАП (с параллельной передачей данных) совместно с микропроцессорами приводит к тому, что эти устройства занимают слишком много портов микропроцессора. В этом случае можно использовать последовательные ЦАП (ЦАП с последовательным интерфейсом). Такие ЦАП часто имеют встроенный регистр сдвига данных, которые поступают на ЦАП в последовательном виде, а снимаются в параллельном. Следует иметь в виду, что скорость передачи данных в таких ЦАП ниже, чем в ЦАП с параллельной передачей данных.
ЦАП могут быть одно- и многоканальными. Многоканальная работа ЦАП обеспечивается либо объединением в одной микросхеме нескольких идентичных ЦАП, работающих независимо друг от друга, либо использованием коммутатора каналов.
Наиболее распространенными являются ЦАП серий микросхем 572, 594, 1108, 1118 и др. В табл. 3.1 приведены параметры некоторых ЦАП.
Так, микросхема К1108ПА1 представляет собой быстродействующий 12-разрядный ЦАП и согласуется с ТТЛ схемами. Преобразует 12-разрядный параллельный код в выходной униполярный или биполярный ток. В состав микросхемы входят 12 токовых ключей, схема стабилизации тока ключей, резисторная матрица R—2R. Преобразование осуществляется по принципу суммирования двоично-взвешенных токов. Применяется в быстродействующих системах обработки информации, измерительной техни-
Таблица 3.1
Тип схемы
Число разрядов
^уст> МКС
t70.B
^пит/^пит> В/мА
мА
К594ПА1
12
3,5
9+11
(5 + 15)/2,5 -15/3,5
2
К1108ПА1
12
0,4
2,2 +10,5
4-5/15 -16/46
5
К572ПА1А
10
5
-17+4-17
(5 + 17)/2
1
К575ПА2А
10
15
-15+4-15
5/2 + 15/2
0,8
МАХ5352
12
14
внешний
(4,5 + 5,5)/0,4
—
МАХ551
12
0,08
внешний
(4,5 + 5,5)/510*8
—
ке, системах автоматического регулирования, связи, промышленного и вещательного телевидения.
В табл. 3.1 две последние микросхемы — это ЦАП фирмы Maxim с последовательным интерфейсом. Так, микросхема МАХ551 представляет собой 12-разрядный ЦАП с выходом по току с напряжением питания 5 В, очень малым током потребления — 5 мкА и малым временем установления — 80 нс.
В тех случаях, когда необходимо уменьшить количество разрядов используемых ЦАП, необходимо на нужное количество младших разрядов ЦАП подать логические нули, т. е. подключить то или иное число младших разрядов ЦАП к «земле».
Аналого-цифровые преобразователи
Аналого-цифровые преобразователи (АЦП, ADC — Analog to Digital Convertor) — это устройства, предназначенные для преобразования аналоговых сигналов в цифровые.
Цифровой сигнал на выходе АЦП состоит из определенного количества бит, которые соответствуют величине входного аналогового сигнала.
Цифровые сигналы, имеющие всего два значения «О» и «1», гораздо лучше защищены от воздействия различных шумов, помех и наводок, чем аналоговые сигналы. Небольшие воздействия различных шумов и помех обычно не искажают цифровой сигнал, так как величины логического «О» и <1» существенно отличаются друг от друга. Так, для ТТЛ-схем напряжение от 0 до 0,8 В соответствует логическому «0», а напряжение от 2 до 5 В — логической «1». Все значения напряжения, попадающие в эти диапазоны, будут расцениваться как «0» или «Ь соответственно, независимо от их конкретных значений.
Аналого-цифровое преобразование используется в различных измерительных системах, в устройствах генерации и обработки сигналов, в компьютерных системах для хранения и обработки цифровых сигналов в соответствии с определенной программой и т. д.
Процесс аналого-цифрового преобразования обычно более сложный, чем цифроаналоговое преобразование, и занимает больше времени.
Для преобразования аналогового сигнала в цифровой необходимо осуществить 3 операции: дискретизацию, квантование и кодирование.
Дискретизация представляет собой преобразование непрерывного (аналогового) сигнала х(/) в последовательность отдельных его значений х(^), соответствующих некоторым фиксированным моментам времени /,.
Дискретизация аналогового сигнала может осуществляться с постоянным периодом дискретизации (равномерная дискретизация) или с переменным периодом дискретизации (адаптивная дискретизация). В подавляющем большинстве случаев используется равномерная дискретизация. Дискретизацию следует осуществлять с таким периодом, чтобы затем по полученной последовательности
сигналов можно было бы восстановить сигнал в аналоговой форме с требуемой точностью. Для этого частота дискретизации должна по меньшей мере в два раза превышать максимальную частоту в спектре преобразуемого аналогового сигнала х(/). Дискретизация осуществляется не мгновенно, а в течение конечного промежутка времени, что в итоге приводит к появлению так называемой апертурной погрешности.
После дискретизации аналогового сигнала осуществляют его квантование и кодирование. При этом каждому значению дискретизированного аналогового сигнала ставится в соответствие определенный уровень квантования. Уровни квантования образуются путем разбиения всего диапазона изменения аналогового сигнала на ряд участков, каждому из которых присваивается определенный номер (рис. 3.176). Эти номера кодируются заранее выбранным кодом. Расстояние между двумя соседними уровнями квантования называется шагом квантования h (рис. 3.176). Если шаг квантования постоянен, то квантование является ли-
h h hkЧk1
011110111110110101
нейным, при изменении шага квантования осуществляется нелинейное квантование.
Характеристика идеального квантования имеет вид, приведенный на рис. 3.177.
Аналоговый сигнал Рис. 3.177
Квантование представляет собой округление аналоговой величины до ближайшего уровня квантования, т. е. максимальная погрешность квантования равна +0,5й (й — шаг квантования).
Поскольку число уровней квантования конечно, а аналоговый сигнал может принимать любое значение в диапазоне своего изменения, то очевидно, что процесс квантования приводит к ошибке, называемой погрешностью квантования. Для уменьшения погрешности квантования необходимо увеличивать число уровней квантования, т. е. число разрядов кода, которым обозначаются уровни квантования.
Увеличение разрядности кода на единицу вдвое увеличивает число уровней квантования, т. е. вдвое снижает погрешность квантования.
К основным характеристикам АЦП относят число разрядов, время преобразования, максимальную частоту дискретизации, нелинейность и др.
* Число разрядов — количество разрядов кода, связанного с аналоговой величиной, которое может вырабатывать АЦП. Часто говорят о разрешающей способности АЦП, которую определяют величиной, обратной максимальному числу кодовых комбинаций на выходе АЦП. Так, 10-разрядный АЦП имеет разрешающую способность (210 = 1024)"1, т. е. при шкале АЦП, соответствующей 10 В, абсолютное значение шага квантования не превышает 10 мВ.
Время преобразования /пр — интервал времени от момента заданного изменения сигнала на входе АЦП до появления на его выходе соответствующего устойчивого
кода.
Максимальная частота дискретизации — частота преобразования входного сигнала, при котором погрешность не выходит за заданные пределы. Этот параметр определяет быстродействие АЦП.
Все существующие АЦП можно классифицировать:
по признаку измеряемого напряжения;
по способу осуществления операций дискретиза
ции, квантования и кодирования.
АЦП первой группы подразделяются на АЦП мгновенных значений напряжения и АЦП средних значений напряжения (интегрирующие АЦП).
АЦП второй группы подразделяются на параллельные, последовательные и последовательно-параллельные АЦП.
Рассмотрим АЦП с параллельным преобразованием входного аналогового сигнала. По параллельному методу входное напряжение одновременно сравнивают с п опорными напряжениями и определяют, между какими двумя опорными напряжениями оно лежит. При этом результат получают быстро, но схема оказывается достаточно сложной.
Рассмотрим принцип действия такого АЦП (рис. 3.178). При Uex = 0, поскольку для всех ОУ разность напряжений ф* — U_) < 0 ф*, U_ — напряжения относительно общей точки соответственно неинвертирующего и инвертирующего входа), напряжения на выходе всех ОУ равны — Епит,
Рис. 3.178
а на выходах кодирующего преобразователя (КП) Zo, Zb Z2 устанавливаются нули. Если Uex > 0,517, но меньше 3/2 U, лишь для нижнего ОУ U+ — U_ > 0 и лишь на его выходе появляется напряжение *Епит, что приводит к по-
18 Электроника
явлению на выходах КП следующих сигналов: Zo = 1, Z2 = Z] = 0. Если Uex> 3/2U, но меньше 5/2U, то на выходе двух нижних ОУ появляется напряжение +Епмт, что приводит к появлению на выходах КП кода 010, и т. д.
Такие АЦП являются АЦП мгновенных значений напряжения и входной сигнал за время преобразования существенно не изменяется. Для синхронизации моментов формирования выходного кода компараторы обычно делают стробируемыми. Параллельные АЦП являются самыми быстродействующими и способны работать на частотах дискретизации до 20 МГц и выше. Однако с увеличением числа разрядов уровней квантования на единицу удваивается число компараторов и схема получается громоздкой. Тем не менее такие преобразователи широко используются при построении последовательно-параллельных АЦП. Структурная схема 8-разрядного двухкаскадного последовательно-параллельного АЦП приведена на рис. 3.179.
Такой АЦП работает в три такта. В первом такте осуществляется грубое квантование входного сигнала и результат этого квантования поступает на выход в качестве старших разрядов 27...24. Во втором такте эти разряды с помощью ЦАП преобразуются в напряжение, которое
сравнивается со входным, и разность от этого сравнения поступает на вход второго четырехразрядного АЦП2. В третьем такте осуществляется преобразование этой разности в четыре младших разряда выходного кода. Очевидно, что
быстродействие такого компаратора в три раза меньше,
чем аналогичного параллельного, однако для его построения требуется и меньшее (в несколько раз) число компараторов. Например, 8-битовый АЦП параллельного типа должен иметь 28 = 256 уровня напряжения, включая нулевой уровень. Для этого требуется 28 — 1 = 255 компаратора (для формирования нулевого уровня отдельный компаратор не требуется). Для построения двухкаскадного последовательно-параллельного АЦП требуется всего 2 • (24 — 1) = 30 компараторов, т. е. в 8 с лишним раз меньше. Количество каскадов в таких АЦП может быть увели
чено, поэтому их часто называет многокаскадными или конвейерными.
Перейдем к рассмотрению последовательных АЦП.
Рассмотрим конкретный вариант АЦП с последовательным преобразованием входного сигнала (последовательного счета), который называют АЦП со следящей связью (рис. 3.180). В АЦП рассматриваемого типа используются ЦАП и реверсивный счетчик, сигнал с которого обеспечивает изменение напряжения на входе ЦАП. Настройка схемы
23 ^2 2| ^
такова, что обеспечивается примерное равенство напряжений на входе ию и на выходе ЦАП — U. Если входное напряжение (^больше напряжения t/навыходе ЦАП, то счетчик переводится в режим прямого счета и код на его выходе увеличивается, обеспечивая увеличение напряжения на выходе ЦАП. В момент равенства ^и U счет прекращается и с выхода реверсивного счетчика снимается код, соответствующий входному напряжению. Такой АЦП является интегрирующим, так как преобразует не мгновенные значения входных напряжений, а их средние значения за время преобразования.
Помимо рассмотренного известны интегрирующие АЦП последовательного преобразования, в которых вместо реверсивного счетчика содержится обычный суммирующий счетчик. Работа такого АЦП полностью аналогична рассмотренному АЦП, однако он является более медленнодействующим АЦП, так как с началом каждого последующего преобразования необходимо обнулить счетчик.
В рассмотренном же АЦП, который по сути является АЦП следящего типа, не нужно обнулять реверсивный счетчик и его отсчет начинается от последнего записанно
го значения в направлении, которое определяется сигналом со схемы сравнения. Форма напряжения U с выхода ЦАП будет содержать как возрастающие, так и убывающие участки, т. е. отслеживать входное напряжение Uex. Таким образом, счет начинается не с нуля каждый раз, а продолжается от последнего записанного в счетчик значения, что и приводит к уменьшению времени преобразования. Максимальное время преобразования интегрирующего АЦП равно
Тпр = (2”-1)ТИ,
где п — разрядность АЦП,
Ти — период следования импульсов.
Одним из наиболее распространенных типов АЦП являются АЦП последовательного приближения (поразрядного уравновешивания).
Структурная схема такого АЦП приведена на рис. 3.181. В отличие от приведенного выше АЦП последовательного счета в схему АЦП вместо счетчика введен регистр последовательных приближений (РПП), что изменило алгоритм работы АЦП и позволило существенно уменьшить время преобразования.
^»-i 2t Zq
Рис. 3.181
В основе работы такого АЦП лежит принцип последовательного приближения ко входной величине Ugx путем ее сравнения с 1/2, 1/4,1/8 ... 1/2” ее максимального возможного значения Un (п — разрядность выходного кода АЦП). Обычно процесс начинается с установки всех разрядов РПП в ноль. Затем, начиная со старшего разряда, каждый разряд по очереди временно устанавливается в «1». Если выходное напряжение ЦДЛ не превышает величины входного напряжения, то этот разряд остается в состоянии «1», в противном случае он возвращается в «О». Рассмотрим работу четырехразрядного АЦП с шагом квантования 1 В при величине входного напряжения, равного 7 В. Временная диаграмма, поясняющая работу такого АЦП, приведена на рис. 3.182. На этой диаграмме показано изменение напряжения на выходе ЦАП.
Вначале все разряды РПП устанавливаются в «О». На следующем этапе в момент времени tt в старший разряд регистра Хг записывается «1», а в остальные разряды «О»,
Рис. 3.182 .
т. е. в регистре устанавливается состояние 1000, что соответствует напряжению на выходе ЦАП, равному U = 8 В. Так как U больше Uex, то регистр сбрасывается и в нем в момент времени /2 устанавливается «1» в следующем за старшим разряде ^, а во всех остальных разрядах — «0», т. е. устанавливается состояние 0100, что соответствует напряжению на выходе компаратора 17= 4 В. Так как это напряжение 17 меньше входного Uex, то «1» в разряде ^ регистра сохраняется и в момент времени /3 устанавливается «1» в разряд Zj, т. е. в регистре устанавливается состояние 0110, что соответствует 6 В на выходе ЦАП. Поскольку это напряжение меньше входного, то «1» в разрядах ^ и Zx сохраняются, а в момент времени /4 «1» записывается в младший разряд 2^ регистра, т. е. в регистре устанавливается состояние 0111, что соответствует 7 В на выходе ЦАП и на этом процесс преобразования заканчивается.
Обычно используемые на практике АЦП имеют большую разрядность, а следовательно, и более высокую разрешающую способность.
Очевидно, что время преобразования такого преобразователя равно Гпр = п • Т№ где п — разрядность АЦП, а Ти— период следования импульсов.
Так рассмотренный 4-разрядный АЦП последовательного приближения будет в (2” — 1)/л = 15/4 раз более быстродействующим, чем АЦП последовательного счета (преобразования).
Выигрыш по времени для десятиразрядных сравниваемых АЦП составляет примерно 100 раз.
.(2" - 1)/л= 1023/10= 102,3.
Благодаря этому своему основному преимуществу АЦП последовательного приближения находят очень широкое
применение.
Метод последовательного преобразования реализуется и в АЦП время — импульсного преобразования (АЦП с генератором линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН)). Принцип действия рассматриваемого АЦП (рис. 3.183) основан на подсчете числа импульсов в отрезке времени, в течение которого линейно изменяющееся напряжение (ЛИН), увеличиваясь от нулевого значения, достигает уровня входного напряжения Uex. Использованы следующие обозначения: СС — схема сравнения, ГИ — генератор импульсов, Кл — электронный ключ, Сч — счетчик
Ur»Ur»
Ur»
Ur»
импульсов. Отмеченный во временной диаграмме момент времени Г, соответствует началу измерения входного напряжения, а момент времени ^ соответствует равенству входного напряжения и напряжения ГЛИН. Погрешность измерения определяется шагом квантования времени. Ключ Кл подключает к счетчику генератор импульсов от момента начала измерения до момента равенства Uw и Урдин- Через иСч обозначено напряжение на входе счетчика. Код на выходе счетчика пропорционален входному напряжению. Одним из недостатков этой схемы является невысокое быстродействие.
Рассмотренный АЦП относится к АЦП мгновенных значений.'
Рассмотрим АЦП с двойным интегрированием, который также реализует метод последовательного преобразования входного сигнала (рис. 3.184).
Использованы следующие обозначения: СУ — система управления, ГИ — генератор импульсов, Сч — счетчик импульсов. Принцип действия АЦП состоит в определении отношения двух отрезков времени, в течение одного из которых выполняется интегрирование входного напря-
жения Uex интегратором на основе ОУ (напряжение иИ на выходе интегратора изменяется от нуля до максимальной по модулю величины), а в течение следующего — интегрирование опорного напряжения Uon (иИ меняется от максимальной по модулю величины до нуля) (рис. 3.185).
Пусть время Г] интегрирования входного сигнала постоянно, тогда чем больше второй отрезок времени /2 (отрезок времени, в течение которого интегрируется опорное напряжение), тем больше входное напряжение. Ключ К3 предназначен для установки интегратора в исходное нулевое состояние. В первый из указанных отрезков времени ключ К, замкнут, ключ К2 разомкнут, а во второй отрезок времени их состояние является обратным по отношению к указанному. Одновременно с замыканием ключа К2 импульсы с генератора импульсов ГИ начинают поступать через схему управления СУ на счетчик Сч. Поступление этих импульсов заканчивается тогда, когда напряжение на выходе интегратора оказывается равным нулю.
Напряжение на выходе интегратора по истечении отрезка времени tv определяется выражением
UH^ =UH^ =Uexdt = -(Uex-t1)IRC.Uexdt = -(Uex-t1)IRC.
UH^ =
UH^ =
Uexdt = -(Uex-t1)IRC.
Uexdt = -(Uex-t1)IRC.
Используя аналогичное выражение для отрезка времени /2, получим
/2 = -(Rc/u^-iw).
' Подставив сюда выражение для ЦМ)» получим^2 = (^Вх/^ОП^Ь
откуда UBX =Uon^-.
Код на выходе счетчика определяет величину входного напряжения.
Одним из основных преимуществ АЦП рассматриваемого типа является высокая помехозащищенность. Случайные выбросы входного напряжения, имеющие место в течение короткого времени, практически не оказывают влияния на погрешность преобразования. Кроме того, для получения высокой точности преобразования не требуется высокой точности применяемых элементов, стабильности тактовой частоты генератора импульсов. Недостаток АЦП — малое быстродействие.
Для преодоления низкого быстродействия таких АЦП используют АЦП быстрого (ускоренного) интегрирования. Такой АЦП также является АЦП двойного (двухэтапного) интегрирования и реализует процесс время — импульсного преобразования. Однако разряд емкости интегратора осуществляется ускоренным образом (рис. 3.186) в два (или более) этапа.
Вначале емкость разряжается большим током от значения U^t^ до Ub а затем от значения Ux до нуля — меньшим током. Время разряда, как и в предыдущем случае, измеряется путем подсчета тактовых импульсов, однако в интервале Ц*1г подсчет ведется одним счетчиком, а в интервале t^t3- другим счетчиком. Вес каждого разряда первого счетчика превышает вес каждого разряда другого счетчика, также как величина тока разряда в промежутке времени 1Х-Нг превышает величину тока в промежутке времени /2+ /3. В таких АЦП сокращается время разряда интегратора и повышается точность компарирования в конце разряда.
К интегрирующим АЦП относятся АЦП с частотноимпульсным преобразованием, в основе которых лежит преобразование входного напряжения в пропорциональную ему частоту следования импульсов, которые потом подсчитываются за определенный интервал времени.
Структурная схема такого АЦП приведена на рис. 3.187, а временные диаграммы работы — на рис. 3.188.
При помощи преобразователя напряжения в частоту (ПНЧ), который является генератором, управляемым напряжением (ГУН), входное напряжение Uex преобразуется в частоту следования импульсов/пнч, причем_/дНч = * * У®» где к — постоянный коэффициент. Число импульсов N,
содержащихся в любом из выбранных промежутков времени Ги, определяется следующим выражением:
N= j/пнч -dt = k Jt/дх-dt = k-TH-Uexcp ,
i V
где Uex cp IUexdt — среднее (на интервале преоб- ■ т» ;
разования Ги) значение входного напряжения.
Запись этих импульсов в счетчик и сброс счетчика в «О» осуществляются импульсами с генератора импульсов ГИ.
Еще один подход в преобразовании аналогового напряжения в цифровую форму реализован в АЦП с сигма-дельта модуляцией (ХА-модуляцией). В этом названии отражается два процесса: интегрирование за малое время А и сложение X результатов интегрирования.
В этом АЦП осуществляется дискретизация аналогового сигнала с частотой во много раз большей, чем минимальная частота дискретизации. Напомним, что минимальная частота дискретизации должна быть по меньшей мере в два раза выше максимальной частоты в спектре преобразуемого сигнала. Такая супердискретизация (дискретизация с повышенной частотой) позволяет интерполировать входное аналоговое напряжение Uex между теми точками данных, где были взяты отсчеты с минимальной частотой дискретизации. На выходе АЦП при этом формируется импульсный сигнал, содержащий варьируемое количество «1» и «О» в зависимости от величины входного сигнала. Причем следует подчеркнуть, что длительность как «единичного», так и «нулевого» уровней строго кратна периоду тактовой частоты супердискретизации Тс. На рис. 3.189 показана сущность сигма-дельта модуляции и
приведено соотношение между уровнями входного аналогового напряжения 1Гвхи выходным сигналом, эквивалентным входному напряжению.
На этом рисунке Тм — время, соответствующее минимальной частоте дискретизации.
Таким образом, на выходе АЦП с дельта-сигмой модуляцией формируется выходной сигнал, причем при преобразовании положительных участков преобразуемого вход-
ного напряжения он содержит большое число «1» (в нашем примере формируется сигнал — 111110111110111110), а при преобразовании отрицательных участков — большое число «0» (100001000010000100). Число единиц и нулей определяет величину входного преобразуемого сигнала.
Поскольку частота дискретизации выбирается очень высокой, то восстановить преобразуемый сигнал можно довольно просто, подавая полученный одноразрядный поток данных (выходной сигнал) через фильтр низких частот, полоса пропускания которого соответствует полосе частот преобразуемого сигнала. Однако для получения более высокой точности восстановления используют другие, более точные методы.
При выборе АЦП следует обращать внимание на следующие факторы: точность или погрешность квантования; быстродействие или время преобразования; необходимые напряжения питания; наличие или отсутствие источника опорного напряжения и генератора тактовых импульсов; вид выхода АЦП: последовательный, параллельный; совместимость выхода АЦП с микропроцессором и т п.
Если необходимо преобразовывать аналоговые сигналы от нескольких источников входных сигналов, то следует уточнить, имеет ли АЦП встроенный коммутатор аналоговых сигналов или нет?
Наиболее распространенными являются АЦП серий микросхем 572, 1107, 1138 и др. (табл. 3.2).
Таблица 3.2
Тип м/схемы
Число разрядов
мкс
У пит> в
Рд^р, мВт
Преобразование
К1107ПВ1
6
0,1
+5 -6
800
Параллельное
К1107ПВ2
8
0,1
+5 -6
3000 '
Параллельное
КР572ПВ1А
12
110
5+ 15 -15
30
Последовательное
К572ПВЗ
8
15
5
25
Последовательное
К572ПВ4
8
32
5
15
Последовательное
К1108ПВ1А
10
0,9
9 -5,2
800
Последовательное
К1138ПВ1А
10
30
5 -15
225
Последовательное
К1113ПВ1
10
30
5-15
300
Последовательное
Из таблицы видно, что наилучшим быстродействием обладает АЦП параллельного преобразования, а наихудшим — АЦП последовательного преобразования.
Так, АЦП типа К1108ПВ1А изготовлен по биполярной технологии и представляет собой быстродействующий 10-разрядный АЦП последовательного приближения и предназначен для преобразования аналогового сигнала в цифровой 10-разрядный параллельный двоичный код ТТЛ-уровней в быстродействующих системах сбора и обработки информации, спектроанализаторах, системах автоматики и управления и т. п. Микросхема содержит ' встроенный источник опорного напряжения и выходной регистр с тремя логическими состояниями, рассчитана на преобразование однополярного входного напряжения в диапазоне 0 3 В.
Микросхема К572ПВ1 является многофункциональным узлом для устройств аналогового ввода-вывода микропроцессорных систем. Источник опорного напряжения внешний. Может выполнять функции 12-разрядного АЦП последовательных приближений с выводом параллельного двоичного кода через выходные каскады с тремя состояниями, а также умножающего ЦАП с параллельным и последовательным выводами информации. В составе микросхемы имеются устройства для организации побайтового обмена информацией с 8-разрядной шиной данных
микропроцессора.
Микросхема К1113ПВ1 представляет собой 10-разряд- ный АЦП последовательного приближения, сопрягаемый с микропроцессором. Обеспечивает преобразование как однополярного напряжения в диапазоне 0 * 9,95 В, так и двуполярного напряжения в диапазоне ±4,975 В в параллельный двоичный код. Выходные каскады с тремя логическими состояниями позволяют считывать результат преобразования непосредственно на шину данных микропроцессора. Имеет встроенный источник опорного напряжения.
Микросхемы КМ1108ПП1 представляют собой прецизионный преобразователь напряжение — частота — напряжение (ПНЧ) и предназначены для преобразования входного напряжения в последовательность импульсов с частотой следования, пропорциональной его значению, а также для выполнения обратного преобразования частоты входного сигнала в напряжение. Уровни импульсного выходного или входного сигналов согласуются с ТТЛ-схемами с помощью внешних напряжений. Частоты генерируемых выходных или воспринимаемых входных импульсов устанавливаются с помощью внешних элементов и могут изменяться в диапазоне от долей герц до 500 кГц. Входное напряжение в зоне линейного преобразования может изменяться от 0 до 10 В и иметь положительную или отрицательную полярность.
Микросхема КМ1175ПВ2 выполнена по КМДП-техно- логии и представляет собой АЦП двойного интегрирования с выходом на семисегментный светодиодный индикатор. Аналогична по параметрам микросхеме КР572ПВ2.
В настоящее время различными фирмами выпускается большое разнообразие АЦП. Следует подчеркнуть, что резко увеличилась разрешающая способность АЦП. Ряд фирм выпускает 24-разрядные АЦП, однако наиболее распространенными являются 8-, 10-, 12- и 16-разрядные АЦП. Повысилось быстродействие серийных АЦП, так, выпускаются АЦП с максимальной частотой преобразования 20—50 МГц. Уменьшается мощность, потребляемая АЦП, которая может составлять всего несколько десятков или сотен мВт.
Устройства выборки и хранения аналоговых сигналов
Если входной сигнал АЦП изменяется с большой скоростью, то за время преобразования может произойти су-
шественное изменение входного напряжения, т. е. существует неопределенность в отношении уровня входного сигнала в указанное время. Чтобы эта неопределенность была меньше разрешающей способности АЦП, т. е. меньше величины шага квантования, необходимо, чтобы максимальная скорость изменения входного сигнала не превышала величины шага квантования в течение времени преобразования. Максимальная скорость изменения синусоидального сигнала Ц(Г) = Цта„ • sin tot составляет 2л/ #mav, где /— частота, a Umax — амплитуда синусоидального сигнала. Если время преобразования обозначить через /пр, число разрядов АЦП — через N, а шаг квантования — через А, то можно записать
2ufUmax< — = 2^.
1пр 4 *гпр
И, следовательно, / <.
Частота, рассчитанная согласно этому выражению, может оказаться недопустимо низкой.
Стабильность процесса, а следовательно, уменьшение погрешности преобразования и расширение спектра преобразуемого входного сигнала могут быть существенно улучшены при использовании устройств выборки и хранения (УВХ), в которых на время преобразования сохраняется постоянное значение аналоговой величины. Таким образом, УВХ выполняют операцию дискретизации, а АЦП — функции квантования и кодирования. УВХ осуществляет из входного напряжения выборку значения, соответствующего моменту дискретизации, и хранит эту выборку неизменной в течение времени, необходимого АЦП для ее преобразования в цифровую форму.
В реальности выборка осуществляется в течение конечного промежутка времени при помощи стробирующего импульса. Наибольшее распространение получили УВХ,
стробируемые прямоугольными импульсами малой длительности, которая, как правило, много меньше времени преобразования АЦП. Длительность стробирующего импульса определяет время выборки УВХ. Отношение выбранного значения к значению входного напряжения в момент выборки называют коэффициентом передачи УВХ. В большинстве случаев коэффициент передачи УВХ равен 1, т. е. УВХ повторяет входной сигнал. Отличие выходного сигнала от входного определяется погрешностью коэффициента передачи.
Основными параметрами УВХ в режиме хранения являются время хранения и скорость спада (изменения) выходного напряжения. Время хранения — время, в течение которого выбранное напряжение хранится с заданной погрешностью. Скорость спада выходного напряжения — максимальная скорость изменения напряжения на запоминающем элементе УВХ. Эта скорость определяет время хранения выбранного напряжения с заданной погрешностью.
Упрощенная схема УВХ приведена на рис. 3.190.
Рис. 3.190
Схема УВХ содержит два буферных усилителя на основе операционных усилителей ОУ 1 и ОУ2, накопительный конденсатор См и ключ, управляемый стробирующим импульсом напряжения Uw. Буферные усилители ОУ1 и ОУ2 представляют собой повторители напряжения, имеющие коэффициент усиления, равный 1, большое входное и малое выходное сопротивления. Благодаря большому
563 ‘Цифробая электроника ^^^
входному сопротивлению ОУ1 исключается влияние внут
реннего сопротивления источника входного напряжения на работу УВХ, а благодаря большому входному сопротивлению ОУ2 устраняется влияние нагрузки УВХ на разряд накопительного конденсатора См. Когда под действием стробирующего импульса напряжения t/упр ключ К замыкается, то происходит заряд накопительной емкости С„ через малое выходное сопротивление ОУ1 до величины входного напряжения ию в этот момент времени, т. е. происходит выборка входного напряжения. При размыкании ключа К схема переходит в режим хранения, а выбранное входное напряжение поступает на АЦП и преобразуется в цифровую форму.
Ключ К обычно выполняют на полевом транзисторе, как это показано на рис. 3.191.
Полученная схема УВХ может использоваться на практике, однако ей присущи погрешности, обусловленные сопротивлением коммутирующего полевого транзистора Т] и разрядом накопительной емкости С„ за счет тока утечки транзистора Tv Используя общую отрицательную обратную связь так, как это показано на рис. 3.192, можно снизить эти погрешности.
В режиме выборки транзистор Тх открыт, а транзистор 7*2 заперт и УВХ охвачено общей отрицательной обратной связью с выхода ОУ2 на вход ОУ1. Это приводит к тому,
Рис. 3.192
что сопротивление цепи, по которой происходит заряд емкости Сн, значительно снижается. В режиме хранения транзистор Г2 открывается, а транзистор Тх закрывается, в результате чего ОУ1 переходит в режим повторителя напряжения, обеспечивая высокое входное сопротивление УВХ.
Накопительная емкость может включаться и в цепь отрицательной обратной связи ОУ2, как это показано на упрощенной схеме УВХ (рис. 3.193). ОУ2 в этом случае работает как интегратор.
565 Уифробая электроника ^^^
В настоящее время выпускаются интегральные VBX
различного типа. Так, УВХ типа KPI 100СК2 содержит два операционных усилителя, схему управления и ключевой элемент. Накопительная емкость подключается внешне и при ее величине в 1 нФ время выборки составляет 5 мкс.
ЗЛО. ГЕНЕРАТОРЫИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Наиболее распространены генераторы прямоугольных и линейно изменяющихся (пилообразных) импульсов напряжения.
Генераторы импульсных сигналов (импульсные генераторы) могут работать в одном из трех режимов: автоколебательном, ждущем или синхронизации.
В автоколебательном режиме генераторы непрерывно формируют импульсные сигналы без внешнего воздействия. В ждущем режиме генераторы формируют импульсный сигнал лишь по приходе внешнего (запускающего) сигнала. В режиме синхронизации генераторы вырабатывают импульсы напряжения, частота которых равна или кратна частоте синхронизирующего сигнала.
Рассмотрим некоторые из генераторов импульсных сигналов.
Генераторы прямоугольных
импульсов
Генераторы прямоугольных импульсов делятся на мультивибраторы и блокинг-генераторы. И те и другие могут работать как в автоколебательном, так и в ждущем режимах.
Рассмотрим вначале автоколебательные мультивибраторы.
Такие генераторы могут быть построены на дискрет
ных, логических элементах или на операционных усилителях. Автоколебательный мультивибратор на основе ОУ представлен на рис. 3.194. В данной схеме с помощью ре-
зисторов Rx и R2 введена положительная обратная связь, что является необходимым условием для возникновения в схеме электрических колебаний. В зависимости от напряжения на выходе (которое может быть равно либо *Епиж, либо —Епит, где Епит — напряжения питания ОУ) на неинвертирующем входе ОУ устанавливается или напряжение U+1, или напряжение U+2, причем
П = F ^ П — -F ^ +1"""R^R^
Емкость С, входящая в цепь отрицательной обратной связи, перезаряжается с постоянной времени т= RC. Напряжение Uc на емкости, равное напряжению U_ на инвертирующем входе, стремится либо к уровню *Епит (при ивых=^пит), либо к уровню —E„um (при ивы=-ЕЙШП). До момента времени tx U+ — U_= U+1 — Uc> 0, следовательно, ОУ находится в режиме насыщения и на его выходе удерживается напряжение +Епит. Начиная с момента времени tx эта разность меняет знак, что приводит к изменению напряжения на выходе ОУ на —Епит. После момента времени tx емкость С перезаряжается, причем ее напряжение стремится к уровню —Е„ит. Очевидно, что до момента времени t2 U+ — U_=U+2 — Ut < 0, что и удерживает выходное напряжение ОУ на уровне —Епит. Начиная с момента времени /2, эта разность вновь меняет знак, происходит изменение напряжения ивых и т. д. Таким образом, данный мультивибратор формирует прямоугольные импульсы напряжения. Период следования импульсов Топределяется выражением
гТ=2RC\nгТ=2RC\n1 + 2— Л,1 + 2— Л,
г
Т=2RC\n
г
Т=2RC\n
1 + 2— Л,
1 + 2— Л,
В случае использования вместо резистора R двух разных резисторов и диодов можно построить несимметричный мультивибратор (рис. 3.195, а), у которого длитель
ности положительного и отрицательного импульсов не
Рис. 3.195Рис. 3.195v)mnodvbi9v£v)mnodvbi9v£
Рис. 3.195
Рис. 3.195
v)mnodvbi9v£
v)mnodvbi9v£
совпадают. Принцип работы мультивибратора поясняют временные диаграммы (рис. 3.195, б).
Из приведенных построений очевидно, что разная длительность положительного и отрицательного импульсов обеспечивается разными постоянными времени перезаряда емкостей ^ и т2:
Т] = R'- С; т2 = R"* С, y№R">R'.
Рассмотрим ждущий мультивибратор на основе ОУ (рис. 3.196), который иногда называют одновибратором.
Нетрудно заметить, что эта схема аналогична схеме автоколебательного мультивибратора, но в нее введены диод Р2 (для осуществления ждущего режима) и цепь запуска на элементах Ch R3, Dx (рис. 3.196, а). Схема имеет одно устойчивое состояние, когда напряжение на выходе отрицательное (примерно равно — Епит). Если бы по какой-либо причине напряжение на выходе оказалось положительным (+Епит), то в результате рассматриваемых дальше процессов состояние схемы изменилось бы.
В исходном состоянии (на выходе — Епцт) диод D2 открыт, напряжение на инвертирующем входе U_ примерно равно нулю, а напряжение Щ на неинвертирующем
входе определяется выражением U+ = U+2 = -Епит—, Rx + R2
U+— U_ < 0 и Ueblx = —Enum. Диод Db подключеный к неинвертирующему входу, закрыт. В момент времени tt входной сигнал открывает этот диод, на неинвертирующий вход подается положительный сигнал (на инвертирующем входе остается нулевой сигнал), и ОУ переходит в режим с положительным напряжением на выходе. После этого начинается заряд конденсатора С. Когда напряжение на нем становится больше напряжения U^, определяемого
выражением U+1 = Епитвыражением U+1 = ЕпитRiRx + R2RiRx + R2дифференциальный сиг-дифференциальный сиг-
выражением U+1 = Епит
выражением U+1 = Епит
Ri
Rx + R2
Ri
Rx + R2
дифференциальный сиг-
дифференциальный сиг-
нал U* — U_ становится отрицательным и ОУ возвращается в исходное устойчивое состояние (в таком состоянии дифференциальный сигнал отрицательный).
Из временных диаграмм (рис. 3.196, б) следует, что лишь после момента времени /3 можно подавать очередной запускающий импульс.
Существуют схемы ждущих мультивибраторов на дискретных и логических элементах.
Для получения мощных прямоугольных импульсов малой длительности (от долей микросекунды до долей миллисекунды) и скважностью до нескольких десятков тысяч используют блокинг-генераторы. Основным элементом таких генераторов является импульсный трансформатор. Блокинг-генератор может работать в автоколебательном, ждущем режимах или режиме синхронизации.
Рассмотрим схему автоколебательного блокинг-генера- тора (рис. 3.197, а). Во время паузы (выходное напряжение отсутствует) происходит перезаряд конденсатора по цепи E—R—W2 с постоянной времени т, = RC. В момент времени, когда напряжение на конденсаторе С (и, следовательно, на базе транзистора) становится равным нулю, транзистор начинает открываться (выходить из режима отсечки), начинает протекать ток коллектора, что вызывает появление сигнала положительной обратной связи (через обмотку трансформатора IP^), под действием которой транзистор скачкообразно переходит в режим насыщения. При этом конденсатор С перезаряжается по цепи И^—С — входное сопротивление транзистора гвх с постоянной времени т2 = гвх • С. При увеличении напряжения на конденсаторе С ток базы начинает уменьшаться и в конце концов транзистор выходит из насыщения и начинает закрываться. Возникает сигнал положительной обратной связи, который скачкообразно переводит транзистор в запертое состояние. После этого энергия, запасенная в индуктивности намагничивания, рассеивается на сопротивлении нагрузки. Так как rex<<R, то время нахождения
транзистора в открытом состоянии /и, а следовательно, и
длительность импульса на нагрузке значительно меньше периода следования импульсов. Временные диаграммы работы автоколебательного блокинг-генератора приведены на рис. 3.197, б.
Рассмотрим теперь генераторы импульсов, построен
ные на логических элементах.
Одна из простых и распространенных схем генератора прямоугольных импульсов и упрощенные временные диаграммы его работы приведены на рис. 3.198. -
При включении питания конденсатор С разряжен, а потенциалы в точке а и на выходе схемы низкие. Потенциал в точке б высокий, что и обеспечивает начало процесса заряда конденсатора С. Когда изменяющееся по экспоненте напряжение в точке а превысит пороговое напряжение Unop, первый инвертор переключится и сформирует на своем выходе (в точке б) низкий потенциал и, следовательно, начинается разряд конденсатора С. В момент времени /2 напряжение в точке а уменьшится до значения Unop и вновь произойдет переключение схемы, и т. д. Данная схема может быть реализована, например, на элементах К155ЛН1.
Поскольку времязадающий конденсатор С подключен к выходу генератора, то это приводит к затягиванию фронтов выходных импульсов. Уменьшить длительность фронтов можно включением дополнительного инвертора, как это показано на рис. 3.199.
Если перерисовать эту схему несколько по-другому, то получим схему (рис. 3.200), которая по конфигурации очень близка к ранее рассмотренной. Принцип ее работы также аналогичен схеме рис. 3.198 и ясен из приведенных упрощенных временных диаграмм работы (рис. 3.200).
Следует подчеркнуть, что рассмотренные схемы генераторов не обеспечивают высокой стабильности частоты генерируемых импульсов и используются в тех случаях,
когда точное значение частоты непринципиально.
В ряде случаев при построении генераторов прямоугольных импульсов необходимо управлять запуском и остановом генератора. Это легко обеспечить, если в схеме рис. 3.199 в качестве выходного элемента генератора использовать двухвходовой элемент И-НЕ (рис. 3.201).
R
Рис. 3.201
При подаче на вход управления Uynp логической «Ь генерация разрешена, а при логическом «0» — запрещена.
Реализовать генератор прямоугольных импульсов можно и на триггере, вводя в него емкостную обратную связь. Схема такого генератора и упрощенные временные диаграммы работы приведены на рис. 3.202.
Генерация импульсов начинается при подаче на вход синхронизации «С» логической «1». Стабильность частоты данной схемы выше, чем ранее рассмотренных.
При реализации ряда цифровых устройств важное значение имеет стабильность частоты генератора импульсов. В этом случае широко распространенным способом повышения стабильности частоты является использование кварцевых резонаторов (рис. 3.203).
Рис. 3.203
Частота выходного сигнала такого генератора определяется только характеристиками кварцевого резонатора.
Генераторы линейно изменяющегося напряжения
Линейно изменяющимся напряжением (ЛИН) называют напряжение, которое в течение промежутка времени, называемого рабочим ходом, изменяется по линейному закону, а затем в течение промежутка времени, называемого обратным ходом, возвращается к исходному уровню (рис. 3.204).
На рис. 3.204 приняты следующие обозначения:
Uo — начальный уровень, Um — амплитуда ЛИН, Тр — время рабочего хода, То — время обратного хода.
Линейность ЛИН оценивается коэффициентом нелинейности, который определяется по формуле
кГ(О)-1Г(Т,)|
|^'(0)|’
где £/'(0) — первая производная напряжения по времени (скорость изменения ЛИН) в начале рабочего хода; ^(Тр) — первая производная напряжения по времени в конце рабочего хода.
Устройства, предназначенные для формирования ЛИН, называют генераторами ЛИН (ГЛИН). Генераторы ЛИН часто называют генераторами пилообразного напряжения.
Принцип построения генераторов ЛИН основан на заряде емкости постоянным или почти постоянным током. Основой ГЛИН (рис. 3.205) является емкость, через которую от источника постоянного тока ИТ протекает постоянный ток, благодаря чему при разомкнутом ключевом устройстве КУ напряжение на емкости определяется выра-
Рис. 3.205Рис. 3.205
Рис. 3.205
Рис. 3.205
жением Uc = - icdt = —t (при ic = 1= const), т. e. изменя- -% C
ется по линейному закону. При замыкании КУ емкость разряжается через сопротивление КУ и т. д.
ГЛИН могут работать либо в ждущем (рис. 3.205, а), либо в автоколебательном режиме (рис. 3.205, б). ГЛИН в автоколебательном режиме формирует ЛИН регулярно, а для получения ЛИН в ГЛИН в ждущем режиме необходим внешний импульс напряжения Uex.
Все ГЛИН можно разделить на три типа:
с интегрирующей 7?С-цепочкой;
с токостабилизирующим двухполюсником;
с компенсирующей обратной связью (ОС).
В простейшем случае (рис. 3.206) основой ГЛИН является интегрирующая 7?С-цепочка. В этой схеме
и-и си-и сdUcducdt dtdUcducdt dtU "UeRCU "UeRC
и-и с
и-и с
dUcduc
dt dt
dUcduc
dt dt
U "Ue
RC
U "Ue
RC
При т= RC»tx Ucl « U и, следовательно, на отрезке времени [0, /J
dUc U _'
—;— ” ~г~ - const т. е. на начальном участке экспо- dt RC
ненты скорость изменения напряжения Uc примерно по
стоянна и при малых значениях t формируется ЛИН. ■
R
Достоинством данных генераторов является простота их реализации. Существенным же недостатком является то, что для получения малого коэффициента нелинейности необходимо, чтобы напряжение генератора U было гораздо (на порядок и более) больше амплитуды ЛИН.
Такой генератор может быть реализован на основе транзисторного ключа (рис. 3.207).
До момента времени /] транзисторный ключ находится в режиме насыщения, т. е. напряжение UK3, а значит, и напряжение ивых равны нулю. При подаче в момент времени ^ запирающего импульса напряжения транзистор входит в режим отсечки, и емкость С заряжается от источ-
Рис. 3.207
ника Ек через сопротивление Кк, причем напряжение на емкости стремится к уровню Ек. В момент времени ^транзистор вновь входит в режим насыщения, и емкость через малое сопротивление промежутка коллектор-эмиттер
транзистора разряжается. Если промежуток времени /2 — /| гораздо меньше RC, то, как было показано выше, напряжение на емкости изменяется по линейному закону. Для предотвращения пробоя транзистора (например, при увеличении длительности входного импульса) к его коллектору подключен диодный ограничитель (Д Еф). Если по какой- либо причине напряжение на емкости увеличивается, то, как только оно достигнет уровня Еф, диод D открывается и напряжение Ueblx удерживается на уровне Еф.
Рассмотрим принцип построения ГЛИН с токостабилизирующим двухполосником, обеспечивающим протекание через него постоянного тока независимо от приложенного напряжения. Схема, поясняющая принцип построения такого ГЛИН, приведена на рис. 3.208.
В этой схеме через двухполюсник R и емкость С про
текает ток iR, определяемый выражением iR = —^-^. По мере роста напряжения на емкости Д числитель этого выражения уменьшается, но во столько же раз уменьшается и сопротивление двухполюсника R, так что частное от деления остается неизменным.
Простейшим токостабилизирующим элементом является транзистор. При постоянном токе базы (например, z&), даже при значительном уменьшении напряжения иж между эмиттером и коллектором (например, от U2 до Ц)
коллекторный ток транзистора уменьшается незначительно. Эти изменения определяются выходной характеристикой транзистора, причем рабочая точка транзистора перемещается из точки А в С (рис. 3.209, а). Изменение тока коллектора обозначено через Mv.
Более точный токостабилизирующий двухполюсник на основе транзистора приведен на рис. 3.209, б. Предположим, что напряжение иэк уменьшается от иг до Up, при этом коллекторный ток тоже стремится уменьшиться. Эго должно привести к уменьшению тока <э, а значит, и к уменьшению падения напряжения /3 • R на сопротивлении R. Согласно выражению и^ = Е — 1Э • R напряжение и^ при этом возрастет, что приведет к увеличению тока базы /б. В конечном итоге ток коллектора /к уменьшится менее значительно в сравнении со случаем, когда ток базы не изменяется. На рис. 3.209, а изменение тока коллектора, соответствующее схеме рис. 3.209, б, обозначено через Д/2.
б
Генератор ЛИН с токостабилизирующим двухполюсником приведен на рис. 3.210.
По принципу действия данный генератор аналогичен ранее рассмотренному ГЛИН с интегрирующей 7?С-цепоч-
кой, но теперь вместо сопротивления RK используется токостабилизирующий двухполюсник.
Недостатком данной схемы является то, что при подключении к выходу (т. е. к емкости Q сопротивления нагрузки искажается линейность выходного напряжения. Избежать этого можно, реализовав ГЛИН так, как показано на рис. 3.211. По отношению к выходу 2 на транзисторе Тх построен эмиттерный повторитель, благодаря чему к этому выходу можно подключить низкоомную нагрузку, не искажая форму выходного ЛИН.
Рассмотрим ГЛИН с компенсирующей ОС. Поясним принцип действия такого ГЛИН (рис. 3.212). Компенсирующее напряжение UK повторяет напряжение на емкос-
Рис. 3.212
ти Uc при размыкании ключа и заряде емкости от источника U. Поскольку компенсирующее напряжение включено встречно по отношению к напряжению на емкости, то напряжение, приложенное к сопротивлению R, все время постоянно и равно U. Следовательно, ток, проходящий через сопротивление, а значит, и через емкость, также постоянен, что и обеспечивает линейность выходного напряжения.
Укрупненная структурная схема такого ГЛИН приведена на рис. 3.213. Для этой схемы справедливы следующие соотношения:
585585Рис. 3.213Рис. 3.213
585
585
Рис. 3.213
Рис. 3.213
Ur=E* ивых- Uc; и^=Кив=иДтаккакК=Г).^R=ZR ‘ R-
Решая их относительно zR, получим
.E^U^-U. Е t
1= =~ = — = const
R R R
С учетом того, что ток i в таких схемах пренебрежимо мал, можно записать -
■/с = zR = const.
Так как ток, проходящий через емкость, постоянен, то напряжение на ней, а значит, и на выходе изменяется по линейному закону. По окончании формирования прямого хода ЛИН ключ Кд замыкается и напряжение Ueux устанавливается на нулевом уровне.
Принципиальная схема генератора ЛИН приведена на рис. 3.214.
На транзисторе Тх реализован насыщенный транзисторный ключ, а на транзисторе Т2 ~ эмиттерный повторитель. В исходном состоянии емкость С разряжена: Uc = О, U= 0; диод открыт, а значит U^ = Ек. При подаче входного запирающего напряжения (положительного) транзистор Тх запирается, емкость С начинает заряжаться, а напряжения 11си U начинают возрастать. Следовательно, потенциал точки а становится меньше — Ек, диод закрывается и заряд емкости С происходит за счет разряда емкости Со. Так как UR = U^ + U — Uc и U = Uc, то
Рис. 3.214
Ur “ U^. Напряжение U^ изменяется незначительно, поэтому ток, протекающий по сопротивлению Кк и емкости С, практически не изменяется, что и обеспечивает линейность выходного напряжения. Для обеспечения постоянства тока необходимо, чтобы за время формирования прямого хода напряжение на емкости Со сохранялось примерно постоянным, поэтому величину емкости Со выбирают как можно большей. В момент окончания входного запирающего напряжения транзистор Тх входит в режим насыщения, и емкость С разряжается.
ГЛИН можно реализовать, используя ОУ (рис. 3.215, а).
Анализ такой схемы прост и не требует особых пояснений (в момент времени tx ключ А-размыкается и осуществляется прямой ход, а в момент времени /2 ключ замыкается, емкость С разряжается и на выходе устанавливается нулевое напряжение). Из приведенных ниже выражений следует, что емкость С заряжается почти постоянным током, а значит, напряжение на ней (как и напряжение UgMX) изменяется по линейному закону (рис. 3.215, б).
Протекающий через резистор R ток определяется выражением iR = (Е — U^/R.
Если ОУ близок к идеальному (К ->«», Uex-^0,
/ -> 0), то /в= — = const, и Uehl.= —Uc+ U„ = —Uc =
— zc • d/. Из выражения iR = ic+i_ с учетом, что о
i_ = 0, получим iR = ic. Следовательно,
ивых- cJzzt-df- с J Л - d/ — RCt.
ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ
К формирователям импульсов относят достаточно широкий круг различных устройств, предназначенных для преобразования входных сигналов с целью получения, импульсов с требуемыми временными и амплитудными параметрами. К таким устройствам относят устройства увеличения крутизны переднего и заднего фронтов импульса, устройства задержки, «укорачивания» и «расширения» импульсов и ряд других устройств.
Рассмотрим некоторые из таких устройств.
Триггер Шмитта
Триггер Шмитта — это устройство, передаточная характеристика которого имеет вид, приведенный на рис. 3.216.
^4ых1
их v выхих v вых
их v вых
их v вых
^тл ^Ф ^вх
Рис. 3.216
Из характеристики следует, что она имеет значительный гистерезис, обусловливающий ряд положительных свойств триггера Шмитта.
При подаче на вход триггера Шмитта входного сигнала, как только он превышает уровень срабатывания Ucp (рис. 3.217, о), на выходе устанавливается низкое выход-
Рис. 3.217
ное напряжение (рис. 3.217; б), и при уменьшении входного напряжения ниже порога отпускания (^„„на выходе устанавливается высокое входное напряжение.
Выходной сигнал триггера Шмитта имеет крутые фронты выходного сигнала, длительность которых не зависит от скорости нарастания или спада входного сигнала. Именно это обстоятельство позволяет использовать триггеры Шмитта для восстановления формы цифровых сигналов, искаженных в результате прохождения по линиям связи, в результате чего их фронты становятся более пологими и искажается форма сигнала. Использование же
ЖаВ Эладпроник» 590
триггера Шмитта позволяет восстановить исходную форму сигнала.
Кроме того, благодаря наличию гистерезиса в передаточной характеристике триггера Шмитта, устраняется влияние помех и шумов при условии, что их амплитуда меньше разности (Ucp— Uom^ (рис. 3.217, в). В то же время обычный логический элемент, например инвертор, будет реагировать на любое изменение входного напряжения, которое за счет помехи становится больше или меньше его порога срабатывания.
Триггеры Шмитта выпускаются в виде интегральных схем ТТЛ- и КМОП-серий.
Так, в 155-ю серию микросхем, изготовленных по ТТЛ- технологии, входят инвертирующие триггеры Шмитта: два четырехвходовых элемента (микросхема К155ТЛ1), четыре двухвходовых элемента (микросхема К155ТЛЗ), шесть инверторов (микросхема К155ТЛ2).
Обозначение одного элемента этих микросхем приведено на рис. 3.218.
ТЛ2ТЛЗТЛ1
. Рис. 3.218
Для этих микросхем Ucp« 1,7 В, Uom„~ 0,9 В, 1/’^ = 3,5 В, V°.„-0,5 В.
По КМОП-технологии выпускаются микросхемы К561ТЛ1 и КР1561, представляющих собой четыре двухвходовых инвертирующих триггера Шмитта. В этих триггерах напряжение (/ср почти во всем диапазоне больше половины напряжения питания, a Uomn — меньше, причем разность между этими напряжениями достигает нескольких вольт.
Одно из распространенных применений триггера Шмитта это формирование импульса сброса при включении питания, обеспечивающее крутой фронт при большой длительности импульса. Формирование такого импульса при включении напряжения питания необходимо для приведения различных узлов цифровых устройств (регистров, счетчиков и т. п.) в исходное состояние. Схема такого устройства и временные диаграммы его работы приведены на рис. 3.219.
Эту же схему с небольшой модификацией (рис. 3.220) применяют для подавления дребезга контактов при замыкании различных кнопок, тумблеров и переключателей. Любое механическое замыкание и размыкание контактов приводит к нескольким быстрым замыканиям и размыканиям (дребезг контактов), что сопровождается появлением коротких «паразитных» импульсов, которые могут исказить работу цифрового устройства. АС-цепочка на входе триггера Шмитта имеет большую постоянную времени и
позволяет сгладить эти импульсы и устранить этот нежелательный эффект.
Вводя в схему рис. 3.220 обратную связь, благодаря наличию в передаточной характеристике триггера Шмитта гистерезиса, получим генератор прямоугольных импульсов (рис. 3.221).
Если использовать двухвходовой триггер Шмитта, то подача на этот второй вход (пунктир на рис. 3.221) разрешающего напряжения UpQ3p будет разрешать генерацию импульсов (поскольку входы триггера объединены по схеме И), а при нулевом напряжении Upa3p генерация будет прекращаться (рис. 3.222).
Рис. 3.222Рис. 3.222
Рис. 3.222
Рис. 3.222
Устройства задержки импульсов
В некоторых случаях при построении цифровых устройств необходимо получить задержку цифрового сигнала.
Для получения такой задержки можно использовать естественную инерционность логических элементов и применять простейшие инверторы, соединяя их в последовательные цепочки (рис. 3.223).
UeMXUeMX
UeMX
UeMX
Суммарная задержка равна сумме задержек отдельных
элементов и ее можно регулировать дискретно, изменяя число элементов в цепочке. Поскольку отдельные элементы имеют разброс значений задержки, то можно говорить лишь о примерном значении получаемой суммарно задержки. Следует отметить, что при четном числе инверторов в цепочке получается просто задержка, а при нечетной происходит задержка с инверсией сигнала. Такие схемы обеспечивают незначительную задержку в пределах 5+100 нс.
Для получения задержек большей длительности используют интегрирующие ДС-цепочки, включаемые в цепь передачи сигнала. Типичная схема такого элемента приведена на рис. 3.224.
Рис. 3.224Рис. 3.224он^выхон^вых
Рис. 3.224
Рис. 3.224
он^вых
он^вых
Задержка возникает из-за медленного заряда и разряда конденсатора С, благодаря чему смещается время переключения второго инвертора и происходит задержка сигнала. Если считать напряжением переключения инвертора Unep половину напряжения питания Епит, что характерно для КМДП-логических элементов, то время задержки будет определяться следующим выражением:
^зад^зад= RC\a= RC\aF питU„epF питU„ep= RC\n2»0,7RC= RC\n2»0,7RC
^зад
^зад
= RC\a
= RC\a
F пит
U„ep
F пит
U„ep
= RC\n2»0,7RC
= RC\n2»0,7RC
Рассмотренная схема может обеспечить задержки до единиц миллисекунд.
Формирователи импульсов
по длительности
В ряде случаев требуется изменить длительность импульса: либо его укоротить, либо расширить, либо стандартизовать, т. е. получить строго определенный по длительности независимо от длительности существующего импульса. Реализовать это можно, используя ранее рассмотренные элементы задержки.
Схема укорочения длительности импульса и временные диаграммы ее работы приведены на рис. 3.225. В качестве элемента задержки ЭЗ могут быть использованы элемен-
ты, приведенные на рис. 3.223 и 3.224. Очевидно, что логическая «1» на выходе появляется только тогда, когда действуют «1» на обоих входах двухвходового элемента И. Таким образом, происходит укорачивание входного импульса /яна величину времени задержки t3.
Если использовать элемент задержки с инверсией задержанного импульса, то получим схему стандартизации длительности импульса (рис. 3.226), которая всегда равна времени задержки ^независимо от длительности входного импульса. Принцип работы схемы ясен из приведенных временных диаграмм работы.
Если в схеме рис. 3.225 вместо элемента И использовать элемент ИЛИ, то получим схему удлинения импульса (рис. 3.227), принцип действия которой предельно ясен из приведенных временных диаграмм работы.
Рис. 3.227
Сформировать импульсы требуемой длительности можно с помощью выпускаемых в сериях ТТЛ и КМДМ интегральных схем устройств, называемых одновибраторами или ждущими мультивибраторами. Так, например, микросхема К155АГ1 (ТТЛ-технология) представляет собой одноканальный ждущий мультивибратор, формирующий
импульсы с хорошей стабильностью длительности. Он имеет прямой и инверсный выходы. Используя внешние времязадающие элементы R и С, длительность выходных импульсов можно изменять от десятков наносекунд до десятых долей секунды. Следует подчеркнуть, что длительность выходного импульса не зависит от длительности входного и ждущий мультивибратор во время формирования выходного импульса нечувствителен к изменению входных сигналов.
Микросхема К155АГЗ является сдвоенным ждущим ' мультивибратором. Эти мультивибраторы обладают способностью к повторному запуску. Если во время формирования выходного импульса вновь обеспечить запуск мультивибратора, то длительность выходного импульса увеличится.
Микросхема КР1561АГ1 (КМДП-технология) представляет собой два ждущих мультивибратора, каждый из которых имеет прямой и инверсный выходы, выводы для подключения времязадающих элементов R и С, по два входа для запуска и вход для сброса. Эти ждущие мультивибраторы также обладают способностью повторного запуска. Однако их недостатком является способность легко запускаться от помех как по цепи питания, так и по входным цепям.
44СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКАСИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
4
4
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКАВ СОВРЕМЕННОМ МИРЕ
Силовой электроникой называют область науки и техники, которая решает проблему создания силовых электронных приборов, а также проблемы получения значительной электрической энергии, управления мощными электрическими процессами и преобразования электрической энергии в достаточно большую энергию другого вида при использовании в качестве основного инструмента этих приборов.
Ниже рассматриваются устройства силовой электроники на основе полупроводниковых приборов. Именно эти приборы используются наиболее широко.
Основные силовые полупроводниковые приборы рассмотрены выше.
Для получения электрической энергии уже длительное время используются рассмотренные выше солнечные элементы. В настоящее время доля этой энергии в общем объеме электроэнергии невелика. Однако многие ученые, к которым относится и лауреат Нобелевской премии академик Ж.И. Алферов, считают солнечные элементы очень перспективными источниками электрической энергии, не нарушающими энергетический баланс на Земле.
Управление мощными электрическими процессами является именно той проблемой, при решении которой сило-
вые полупроводниковые приборы уже очень широко используются, а интенсивность их применения быстро возрастает. Это объясняется достоинствами силовых полупроводниковых приборов, основными из которых являются высокое быстродействие, малое падение напряжения в открытом состоянии и малый ток в закрытом состоянии (что обеспечивает малые потери мощности), высокая надежность, значительная нагрузочная способность по току и напряжению, малые размеры и вес, простота в управлении, органическое единство с полупроводниковыми устройствами информативной электроники, что облегчает объединение сильноточных и слаботочных элементов.
Во многих странах развернуты интенсивные научноисследовательские работы по силовой электронике и благодаря этому силовые полупроводниковые приборы, а также электронные устройства на их основе постоянно совершенствуются. Это обеспечивает быстрое расширение области применения силовой электроники, что, в свою очередь, стимулирует научные исследования. Здесь можно говорить о положительной обратной связи в масштабах целой области человеческой деятельности. Результатом является стремительное проникновение силовой электроники в самые различные области техники.
Особенно быстрое распространение устройств силовой электроники началось после создания силовых полевых транзисторов и IGBT.
Этому предшествовал достаточно длительный период, когда основным силовым полупроводниковым прибором был незапираемый тиристор, созданный в 50-е годы прошлого столетия. Незапираемые тиристоры сыграли выдающуюся роль в развитии силовой электроники и широко используются в наше время. Но невозможность выключения с помощью импульсов управления часто затрудняет их применение. Десятилетия разработчикам силовых устройств приходилось смиряться с этим недостатком, ис-
пользуя в ряде случаев довольно сложные узлы силовых
схем для выключения тиристоров.
Широкое распространение тиристоров обусловило популярность возникшего в то время термина «тиристорная техника», который использовали в том же смысле, что и термин «силовая электроника».
Разработанные в указанный период силовые биполярные транзисторы нашли свою область применения, но радикально ситуацию в силовой электронике не изменили.
Только с появлением силовых полевых транзисторов и IGBT в руках инженеров оказались полностью управляемые электронные ключи, приближающиеся по своим свойствам к идеальным. Это резко облегчило решение самых различных задач по управлению мощными электрическими процессами.
Наличие достаточно совершенных электронных ключей дает возможность не только мгновенно подключать нагрузку к источнику постоянного или переменного напряжения и отключать ее, но и формировать для нее очень большие сигналы тока-или напряжения практически любой требуемой формы.
Наиболее распространенными типовыми устройствами силовой электроники являются:
бесконтактные переключающие устройства переменного и постоянного тока (прерыватели), предназначенные для включения или выключения нагрузки в цепи переменного или постоянного тока и, иногда, для регулирования мощности нагрузки;
выпрямители, преобразующие переменное напряжение в напряжение одной полярности (однонаправленное);
инверторы, преобразующие постоянное напряжение в переменное;
преобразователи частоты, преобразующие переменное напряжение одной частоты в переменное напряжение другой частоты;
' • преобразователи постоянного напряжения (конверторы), преобразующие постоянное напряжение одной величины в постоянное напряжение другой величины;’
преобразователи числа фаз, преобразующие переменное напряжение с одним числом фаз в переменное напряжение с другим числом фаз (обычно однофазное напряжение преобразуется в трехфазное или трехфазное — в однофазное);
компенсаторы (корректоры коэффициента мощности), предназначенные для компенсации реактивной мощности в питающей сети переменного напряжения и для компенсации искажений формы тока и напряжения.
По существу устройства силовой электроники выполняют преобразование мощных электрических сигналов. Поэтому силовую электронику называют также преобразовательной техникой.
Устройства силовой электроники, как типовые, так и специализированные, используются во всех областях техники и практически в любом достаточно сложном научном оборудовании.
В качестве иллюстрации укажем некоторые объекты, в которых устройства силовой электроники выполняют важные функции:
электропривод (регулирование скорости и момента вращения и др.);
установки для электролиза (цветная металлургия, . химическая промышленность);
электрооборудование для передачи электроэнергии на большие расстояния на постоянном токе;
электрометаллургическое оборудование (электромагнитное перемешивание металла и др.);
электротермические установки (индукционный нагрев и др.);
электрооборудование для зарядки аккумуляторов;
• компьютеры;
электрооборудование автомобилей и тракторов;
электрооборудование самолетов и космических ап
паратов;
устройства радиосвязи;
оборудование для телевещания;
устройства для электроосвещения (питание люминесцентных ламп и др.);
медицинское электрооборудование (ультразвуковая терапия и хирургия и др.);
электроинструмент;
устройства бытовой электроники.
Развитие силовой электроники изменяет и сами подходы к решению технических задач. К примеру, создание силовых полевых транзисторов и IGBT существенно способствует расширению области применения индукторных двигателей, которые в ряде областей вытесняют коллекторные двигатели.
Существенным фактором, благотворно влияющим на распространение устройств силовой электроники, являются успехи информативной электроники и, в частности, микропроцессорной техники. Для управления мощными электрическими процессами используются все более сложные алгоритмы, которые могут быть рационально реализованы только при применении достаточно совершенных устройств информативной электроники.
Эффективное совместное использование достижений силовой и информативной электроники дает действительно выдающиеся результаты.
Существующие устройства для преобразования электрической энергии в энергию другого вида при непосредственном использовании полупроводниковых приборов еще не имеют большой выходной мощности. Однако и здесь получены обнадеживающие результаты.
Полупроводниковые лазеры превращают электрическую энергию в энергию когерентного излучения в ультра-
фиолетовом, видимом и в инфракрасном диапазонах. Эти лазеры были предложены в 1959 г., а впервые реализованы на основе арсенида галлия (GaAs) в 1962 г.
Лазеры на основе полупроводников отличаются высоким коэффициентом полезного действия (выше 10 %) и большим сроком службы. Их применяют, к примеру, в инфракрасных прожекторах.
Сверхъяркие светодиоды белого свечения, появившиеся в 90-х годах прошлого века, уже используются в ряде случаев для освещения вместо ламп накаливания. Светодиоды существенно более экономичны и имеют значительно больший срок службы. Предполагается, что область применения светодиодных светильников будет быстро расширяться.
ОБЩИЕ ПОДХОДЫК ПОСТРОЕНИЮ СИЛОВЫХЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
Изучать конкретные устройства силовой электроники проще, если знать общие подходы к их созданию. Естественно, эти знания будут также способствовать разработке новых схем и конструкций.
Общие подходы являются воплощением .результатов теоретических исследований и опыта многих квалифицированных специалистов и достойны внимательного рассмотрения.
Одной из важнейших задач при разработке силовых устройств является повышение коэффициента полезного действия. Такие устройства потребляют значительную мощность. Поэтому даже небольшое увеличение этого коэффициента дает большую экономию электроэнергии. Устройства с меньшим коэффициентом очень часто неконкурентоспособны.
В устройствах достаточно большой мощности должен использоваться только ключевой режим работы силовых приборов. Иначе потери энергии в этих приборах будут чрезмерными. Ключевой режим описан выше. Его преимущества должны быть осознаны.
В силовых цепях, как правило, не должны использоваться резисторы, рассеивающие существенную мощность, так как это снижает коэффициент полезного действия. Кроме силовых электронных приборов, источника питания и нагрузки в них могут использоваться катушки индуктивности, трансформаторы и конденсаторы, которые в идеальном случае не рассеивают мощность. Разработчик устройства должен так распорядиться этим не отличающимся большим разнообразием набором элементов, чтобы на нагрузке формировался требуемый электрический сигнал.
В простой ситуации это не требует значительной интеллектуальной работы. Но может оказаться, что типовые схемы не обеспечивают выполнение заданных требований. Тогда придется начинать поиск новых схемотехнических решений. В этом отношении силовая электроника является благодатным полем для изобретательства.
Одним из наиболее эффективных и часто используемых способов улучшения технико-экономических показателей устройств является повышение частоты переключения силовых приборов.
Конечно, существуют и широко используются устройства, в которых силовые приборы или вообще не переключаются в течение значительных отрезков времени (т. е. длительное время находятся или во включенном, или в выключенном состоянии), или переключаются с фиксированной частотой, определяемой, к примеру, частотой питающего переменного напряжения.
Но во многих устройствах очень важными являются процессы обмена энергией между реактивными элементами, в частности, между магнитосвязанными катушками индуктивности, являющимися обмотками трансформато-
ра. Чем выше частота коммутаций в целях с такими элементами, тем меньше размеры реактивных элементов и трансформаторов.
Обратимся к линейной катушке индуктивности (рис.
4.1, а\
и
а
Рис. 4.1
Ток i определяется выражением
о
в
и
о
где /0 — начальное значение тока катушки, L — индуктивность катушки, и — напряжение на катушке, t — время.
Пусть используется прямоугольное напряжение (рис.
4.2) с периодом Ти частотой/= 1/Т, причем /0 = 0.
Тогда импульсы тока будут треугольными, а их амплитуда 1т определится выражением
* L-2 L-2-f
Отсюда следует, что при заданных значениях Um и 1т увеличение частоты позволяет уменьшить индуктивность, а это обеспечивает уменьшение геометрических размеров катушки.
Обратимся к трансформатору с ферромагнитным сердечником (рис. 4.1,6), который работает на холостом ходе (т. е. вторичная обмотка не подключена к нагрузке).
В соответствии с законом электромагнитной индукции
сГР о ав
1 dt 1 dt
где Uj — напряжение первичной обмотки, Т — потокосцепление, и>] — число витков первичной обмотки, 5— площадь сечения сердечника, В — магнитная индукция сердечника, t— время.
' Отсюда получаем
В = Bq + —-— [ и* • dt,ил - SJ1 о
где Bo — начальное значение магнитной индукции.
Пусть используется прямоугольное напряжение (рис. 4.3) с периодом Ти частотой/= 1/Т, причем Во = 0. Тогда импульсы магнитной индукции будут треугольными.
Полезно отметить, что из-за нелинейной зависимости магнитной индукции от напряженности магнитного поля для сердечника форма тока ix первичной обмотки может сильно отличаться от треугольной (как это показано на рис. 4.3).
Амплитуда Вт магнитной индукции определяется выражением
в -Ulm-T .. Цщт w^S-2 wvS-2-r
Отсюда следует, что при заданном значении UXm и выбранным значением Вт (в соответствии с магнитными свойствами сердечника и с учетом потерь энергии на его перемагничивание) увеличение частоты позволяет уменьшить число витков первичной обмотки или площадь сечения сердечника, что обеспечивает уменьшение геометрических размеров и массы трансформатора.
Естественно, этот вывод остается справедливым и в случае работы трансформатора на нагрузку.
Обратимся к линейному конденсатору (рис. 4.1, в).
Напряжение и определяется выражением
1 Г
u = и0 + — It • dt,
о
где и0— начальное напряжение конденсатора, С— ем
кость конденсатора, / — ток конденсатора, t— время.
Пусть через конденсатор протекает прямоугольный ток (рис. 4.4) с периодом Ти частотой/ = 1/Т, причем Uo = 0.
Рис. 4.4Рис. 4.4
Рис. 4.4
Рис. 4.4
Тогда импульсы напряжения будут треугольными, а их амплитуда Um определится выражением
I T Iи = m= шm С-2С-2-f’
из которого следует, что при заданных значениях Um и Im увеличение частоты обеспечивает уменьшение емкости и, соответственно, геометрических размеров конденсатора. Однако повышение частоты переключения силовых приборов, как указывалось выше, увеличивает мощность, идущую на их нагрев.
Кроме того, при увеличении частоты импульсов все сильнее проявляется поверхностный эффект в проводниках (и сечения проводников, в том числе обмоток, используются все хуже), увеличивается влияние паразитных индуктивностей и емкостей, растут потери энергии на пере-
20 Электроника
магничивание сердечников катушек индуктивности и трансформаторов, повышаются потери энергии в конденсаторах, увеличивается уровень электромагнитных наводок в конструктивных элементах, а также помех в цепях управления и в окружающем пространстве.
Поэтому выбор частоты переключения силовых приборов' должен выполняться на основе всестороннего анализа.
И вместе с тем повышение частоты — это магистральный путь совершенствования силовых устройств многих типов.
Как правило, должна быть предусмотрена гальваническая развязка цепей управления и силовых цепей. Она используется для предотвращения поражения электрическим током обслуживающего персонала и защиты цепей управления. Гальваническая развязка может защитить цепи управления не только от высоковольтных сигналов, способных вывести их из строя, но и от электромагнитных помех, создаваемых силовыми цепями.
В редких случаях гальваническая развязка отсутствует, но при эксплуатации таких устройств должны приниматься особые меры предосторожности.
Обычно для гальванической развязки используют рассмотренные выше оптроны или трансформаторы.
Гальваническая развязка питающей электрической сети и нагрузки обеспечивается трансформаторами.
Разработчик обязан иметь глубокие знания по силовым приборам. Выше отмечалось, что они работают в тяжелых режимах. Их выбор с многократным запасом, к примеру, по току или по напряжению, не практикуется. Поэтому принятие непродуманных решений может сильно сказаться на работоспособности устройства.
При разработке систем управления необходимо ориентироваться на формирование как можно более качественных управляющих сигналов. Параметры этих сигналов обычно существенно влияют на сильноточные процессы в приборах. К примеру, увеличение крутизны переднего
фронта импульса управления тиристора снижает потери энергии при его включении и способствует увеличению срока службы.
Одной из важнейших задач является обеспечение теплового режима силовых приборов. Мощность тепловыделения в одном полупроводниковом приборе может превышать один киловатт. Широко используется естественное воздушное, принудительное воздушное, водяное охлаждение и охлаждение с помощью тепловых труб.
При проектировании необходим детальный анализ электромагнитных процессов в устройстве (возможно, дополненный подробным анализом тепловых процессов).
Часто устройство силовой электроники представляет собой систему со сложным взаимодействием ее элементов. Фактически после каждого очередного переключения силового прибора в устройстве начинается новый переходной процесс.
Практически безальтернативным способом анализа является математическое моделирование, которое может дать полную информацию о процессах, происходящих в устройстве.
При анализе следует учитывать паразитные индуктивности, емкости, сопротивления проводников. Эти параметры сильно зависят от особенностей конструкции силового устройства. Разработчик должен оптимально расположить в пространстве и соединить элементы устройства при учете особенностей питающей электрической сети и нагрузки.
Для некоторых силовых электронных устройств особые проблемы возникают при пуске. Может даже оказаться, что без принятия специальных мер пуск вообще невозможен. К примеру, это имеет место в изучаемом ниже параллельном инверторе тока на тиристорах, нагруженном на высокодобротный колебательный контур. В таких ситуациях в устройства приходится вводить специальные схемы для пуска.
При проектировании устройств большой мощности может потребоваться расчет механических сил, действующих на проводники с током.
Мощные импульсы тока, особенно при малой длительности передних фронтов и срезов, могут создавать значительные сигналы помех в цепях управления и радиопомехи. При разработке силовых устройств должны быть предусмотрены меры борьбы с этими помехами.
Эффективным способом снижения сигналов помех в цепях управления является скрутка соединительных проводов (использование витых пар), а также экранирование соединительных проводов.
Пусть в области некоторого участка витой пары (рис. 4.5) существует изменяющееся магнитное поле с вектором индукции, направленным перпендикулярно к плоскости рисунка.
Рис. 4.5
Тогда в соседних контурах наводятся взаимно компенсирующие (из-за скрутки проводов) электродвижущие силы е. При полной компенсации сигнал помехи в линии связи отсутствует.
Устройства силовой электроники потребляют от питающей сети значительный ток, который может существенно отличаться от синусоидального, вследствие чего будет искажаться напряжение сети.
В последние годы во многих странах, к которым относится и Россия, ужесточаются требования к потребителям электроэнергии. Это заставляет разработчиков силовых устройств уделять особое внимание борьбе с указанными искажениями. Используются два основных подхода к ре-
шению рассматриваемой проблемы: совершенствование входных цепей устройств различного назначения и использование специализированных силовых электронных устройств, предназначенных для борьбы с искажениями, — компенсаторов (корректоров).
На характер процессов в устройстве силовой электроники существенное влияние может оказывать нагрузка. Поэтому при их анализе часто предварительно уточняют вид нагрузки. Типичными являются следующие нагрузки: активная (рис. 4.6, а), активно-индуктивная (рис. 4.6, б), активно-емкостная (рис. 4.6, в), активная со встречной электродвижущей силой (с противо-э.д.с.) (рис. 4.6, г), индуктивная со встречной электродвижущей силой (рис. 4.6, 5).
Только всесторонний учет особенностей процессов в устройстве может обеспечить правильный выбор силовых приборов, конденсаторов, катушек индуктивности, трансформаторов, проводников и других элементов.
К примеру, при выборе конденсатора необходимо учитывать не только значение максимального напряжения на нем, но также как величину, так и форму протекающего через него тока. Известно, что игнорирование этого требования может привести не только к перегреву, но и к взрыву конденсатора.
Форма импульсов тока силового прибора существенно влияет на тепловые потери и надежность.
К примеру, при почти прямоугольных импульсах тока тиристора тепловые потери в процессе его включения могут быть существенно больше, чем в случае импульсов тока в форме полусинусоид при равном среднем значении тока. Объясняется это тем, что после подачи импульса управления силовой ток начинает протекать только в тех областях кристалла кремния, которые расположены вблизи управляющего электрода, а позже (обычно по истечении нескольких микросекунд) распространяется на весь кристалл. В этот промежуток времени падение напряжения на тиристоре и, соответственно, мощность тепловых потерь повышены. Если же скорость нарастания тока превышает так называемую критическую (составляющую обычно десятки-сотни ампер в микросекунду), то возможны шнурование тока (рассмотрено выше при изучении силовых биполярных транзисторов) и выход тиристора из строя.
Существенную роль играет и форма импульсов напряжения на силовых приборах.
К примеру, если на выключенном тиристоре скорость нарастания прямого напряжения превышает критическую (составляющую обычно десятки-сотни вольт в микросекунду), то тиристор может самопроизвольно (без подачи импульса управления) включиться.
Форма импульсов тока существенно влияет на требуемое сечение соединительных проводов и обмоток катушек индуктивности и трансформаторов (и, следовательно, на массу и геометрические размеры катушек и трансформаторов)".
Нагрев проводов и обмоток определяется действующим значением тока. В то же время при расчете устройств силовой электроники часто используется среднее значение тока. В таблице (рис. 4.7) указаны среднее /СР и действующее I значения тока при заданном амплитудном значе-
нии 1т для характерных временных диаграмм (две верхние временные диаграммы построены на основе синусоиды).
Анализируя таблицу, можно заметить, что чем меньше среднее значение /СР тока при заданном амплитудном значении /„, тем значительней действующее значение /превышает среднее (и нагрев проводов и обмоток фиксированного сечения при заданном среднем значении тока все больше).
При разработке устройства силовой электроники должны быть приняты меры по его защите в случае аварии. Выход из строя элементов силовой части, а также сбои в работе системы управления могут вызвать развитие сильноточных неконтролируемых процессов, опасных и для оборудования, и для обслуживающего персонала. Для остановки этих процессов необходимо предусматривать устройства защиты.
Наибольшим быстродействием обладают электронные устройства защиты, построенные на основе силовых приборов. Широко используются также предохранители и автоматические выключатели.
Изложенное показывает, что разработка устройств силовой электроники имеет явно выраженную специфику, а также требует наличия соответствующей теоретической подготовки и опыта проектирования.
БЕСКОНТАКТНЫЕПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА(ПРЕРЫВАТЕЛИ) '
Рассматриваемые устройства называют также регуляторами и переключателями.■
Прерыватели являются сравнительно простыми по схемотехническим решениям и принципам действия, но эффективными устройствами силовой электроники, позволяющими подключать нагрузку к питающей электрической сети и отключать ее. Некоторые прерыватели, кроме этого, обеспечивают регулирование напряжения на нагрузке.
Прерыватели переменного тока
В прерывателях переменного тока обычно используются незапираемые тиристоры или симисторы.
Изменение полярности напряжения питающей сети обеспечивает выключение таких силовых приборов при уменьшении их токов до нуля. Таким образом, их недостаток, состоящий в том, что выключение с помощью импульсов управления невозможно, в прерывателях переменного тока нивелируется.
Более того, здесь указанное свойство может оказаться
полезным, так как фактический разрыв силовой цепи без воздействия управляющих сигналов всегда происходит
при почти нулевом токе, что снижает перенапряжения в случае индуктивной нагрузки (ниже этот вопрос рассмотрен подробней).
Прерыватели на тиристорах. Обратимся к прерывателю (рис. 4.8), подключенному к активной нагрузке с сопротивлением RH.
Предполагаем, что входное напряжение — синусоидальное:
Uex=Uexm‘^tot » где иют — амплитудное значение входного напряжения, со — круговая (угловая) частота, t — время.
Для промышленной сети частота /равна 50 Гц, поэтому со = 2 л/ =314 рад/с (радиан в секунду).
Система управления формирует в необходимые моменты времени импульсы для включения тиристоров. Через 1уХ и iy2 обозначены токи управляющих электродов.
В силовой электронике широко используют понятие угла управления. Применительно к рассматриваемому прерывателю углом управления называют угол сдвига по фазе между началом каждой положительной полуволны входного напряжения и соответствующим моментом включения тиристора Ть а также равный ему угол сдвига по фазе между началом каждой отрицательной полуволны и соответствующим моментом включения тиристора
Пусть угол управления а равен нулю. Изобразим временные диаграммы (рис. 4.9), характеризующие работу
прерывателя (хотя по оси абсцисс откладываются значения ш-t, такие диаграммы также называют временными, так как при постоянном значении со они также показывают развитие процессов во времени).
Так как а = 0, в каждый момент времени один из тиристоров будет включен и напряжение иТ будет практически нулевым (как указывалось выше, напряжение на включенном тиристоре составляет примерно 1 В). Поэтому напряжение на нагрузке будет повторять входное напряжение.
Пусть а = 90 электрических градусов (эл. град.), что соответствует значению л/2 радиан (рад). В этом случае (рис. 4.10) действующее напряжение на нагрузке будет пониженным.
Очевидно, что при а > 180 эл. град, напряжение на нагрузке будет нулевым.
Действующее значение UeMX напряжения на выходе при измерении угла управления в радианах для 0 < а < л определяется выражением:
п =^&. L-a + l-sin(2-a)
ТГл V 2'
Эту зависимость называют регулировочной характеристикой.
Фазовое регулирование, рассмотренное на примере прерывателя на тиристорах, широко используется в силовой электронике. Оно характерно тем, что изменение напряжения на нагрузке достигается изменением угла управления.
Так как включение силовых приборов производится с помощью импульсов управления, фазовое регулирование называют также импульсно-фазовым управлением.
Недостатком устройств с фазовым регулированием является сильно отличающаяся от синусоидальной форма тока, потребляемого от сети (для активной нагрузки форма тока совпадает с формой напряжения ивьи). Вследствие
этого напряжение сети также искажается. Ток содержит основную гармонику с частотой напряжения питающей сети и спектр высших гармоник. Первая гармоника тока отстает по фазе от напряжения питающей сети. .
Если же угол управления — нулевой, то указанные искажения отсутствуют.
Использование импульсов управления обеспечивает включение тиристоров в строго заданные моменты времени и облегчает их режим работы. Однако достаточно часто используют простейшие схемы управления со сравнительно медленным нарастанием тока управления.
Простейшие схемы управления.
Обратимся к схеме с контактом кнопки или реле (рис.
4.11).
При разомкнутом контакте S тиристоры не включаются.
Пусть контакт замкнут, и^ > 0 и тиристоры выключены. Тогда, в соответствии с изложенным, иТ=ию> 0. При этом будет протекать ток в цепи, содержащей следующие элементы: точка a, D2, Ry S, цепь управления тиристора Г] (цепь управляющий электрод — катод), точка Ь.
Пренебрегая падением напряжения на диоде D2 и в цепи управления, получаем
. Мт*
По мере роста напряжения ивх этот ток будет увеличиваться и тиристор Тх включится.
Тиристор Т2, находящийся под обратным напряжением, естественно, является выключенным. На его управляющем р-п — переходе (управляющий электрод — катод)
имеется обратное напряжение, равное по модулю падению напряжения на диоде Z)2 (примерно 0,7 В), поэтому iy2 = 0. После включения тиристора Тх ит « 1 В, поэтому iyX~ 0 (включение тиристора автоматически снимает сигнал управления).
При изменении полярности входного напряжения тиристоры меняются ролями.
Из изложенного следует, что очередной тиристор включается при малом по модулю, но заметном напряжении ивх, что вызывает скачок тока в силовой цепи. Кроме прочего это создает помехи.
Таким образом, данная схема обеспечивает работу прерывателя при угле управления, близком к нулю, не позволяет плавно изменять действующее напряжение на нагрузке и дает возможность только включать ее или отключать.
Обратимся к схеме прерывателя на основе симистора (рис. 4.12).
Эта схема по своим свойствам полностью аналогична предыдущей. Но ток управления iy симистора VS может быть как положительным, так и отрицательным. Симис- тор включается, если иС1М< > 0 (при этом iy< 0), а также если исим < 0 (ПРИ 31X1111 ,у> 0)-
Обратимся к схеме прерывателя на основе симистора с гальванической развязкой цепи управления и силовой
цепи с помощью оптопары светодиод — фототиристор
(рис. 4.13).
В рассматриваемой схеме роль контакта играет фототиристор оптопары U. Если система управления обеспечит протекание тока id через светодиод оптопары, фототиристор включится, потечет ток /у (положительный или отрицательный) и симистр VS включится.
Такая схема управления является несоизмеримо более быстродействующей в сравнении с контактными, но и она неспособна включать симистор точно в начале каждой полуволны питающего напряжения.
Более совершенные схемы управления формируют качественные, с крутыми фронтами импульсы управления вне зависимости от напряжения на тиристоре (симисторе). Они обеспечивают включение прибора и в самом начале каждой полуволны напряжения питания, и в любой другой момент времени (если в силовой цепи имеется необходимое напряжение).
Прерыватели, в которых силовые приборы включаются точно в момент перехода питающего напряжения через ноль, называют устройствами с контролем перехода фазы коммутируемого напряжения через ноль. Уровень помех у них пониженный.
Защита силовых приборов в прерывателях от перенапряжений является важной проблемой, так как превышение допустимого напряжения может вызвать пробой и выход приборов из строя.
Одной из причин возникновения перенапряжений является наличие даже небольшой индуктивности нагрузки или соединительных проводов.
Обратимся к схеме с активно-индуктивной нагрузкой (рис. 4.14).
Рассмотрим подробно процесс выключения тиристора.
Пусть в начале рассматриваемого малого отрезка времени тиристор включен, но ток / вследствие изменения входного напряжения стремится к нулю (рис. 4.15).
В момент времени tx напряжение ию изменяет полярность. С некоторой задержкой, вызванной влиянием индуктивности L, изменит полярность также ток / (момент времени /2).
Обратный (отрицательный) ток i будет протекать из-за наличия избыточных зарядов в полупроводниковой структуре тиристора.
К моменту времени /3 избыточные заряды настолько уменьшатся, что увеличение модуля тока / прекратится.
Напряжение итк этому моменту станет отрицательным и практически сравняется с напряжением и^
С момента времени /3 начнется быстрое уменьшение по модулю тока /, вызванное дальнейшим уменьшением избыточных зарядов, причем скорость изменения тока будет определяться внутренними процессами в тиристоре вне зависимости от параметров внешней цепи.
Это приведет к скачкообразному росту обратного напряжения.
Максимальное по модулю значение [/„„,,. этого напря
жения определяется выражением
U„„„„ = ueJt4) - L —(t4),макс в*хdt х о*
где u^t^ — напряжение «вхв момент времени t3; ^(h) — производная тока i по времени в момент времени t3.
di
Так как uex(t3) < О, — (Ч) > 0, модуль напряжения UM0KC
равен сумме модулей напряжений ивх^ и L-^(t3).
Напряжение UMaKC может оказаться чрезмерно большим по модулю, вполне достаточным для пробоя тиристора.
К моменту времени /4 напряжение на тиристоре сравняется с входным напряжением.
Для предотвращения пробоя тиристоров (симисторов) в прерывателях достаточно часто используют дополнительные элементы.
Обратимся к рекомендуемой схеме включения отечественного прерывателя (твердотельного оптоэлектронного реле) 5П19.10ТСВ1-100-12 (напряжение изоляции 4000 В, среднеквадратичное значение коммутируемого напряжения 630 В, пиковое значение коммутируемого напряжения 1200 В, среднеквадратичное значение коммутируемого тока 100 А, импульсный коммутируемый ток 1000 А при длительности импульса 10 мс) (рис. 4.16).
Рассматриваемое устройство имеет оптоэлектронную гальваническую развязку входной и силовой цепей.
Для защиты от перенапряжений используется АС-цепочка (Rx и С]), а также варистор R2 (нелинейный резистор, ток которого начинает быстро возрастать после достижения напряжением некоторого порогового значения).
Рис. 4.16
Энергия, запасенная в индуктивности, при выключении тиристоров поглощается варистором и ЛС-цепочкой, и перенапряжение ограничивается.
Естественно, указанные элементы ограничивают перенапряжения, вызванные и другими причинами (например, кратковременным увеличением напряжения «„,).
Реверсивные однофазные прерыватели фактически содержат два рассмотренных обычных (нереверсивных) прерывателя и обеспечивают, к примеру, изменение направления вращения однофазных электродвигателей.
Трехфазный прерыватель (рис. 4.17) по существу состоит из 3 однофазных прерывателей. Нагрузки могут быть соединены в звезду (рис. 4.17, о) или в треугольник (рис. 4.17, б). '
ааРис. 4.17Рис. 4.17а оа осОсО
а
а
Рис. 4.17
Рис. 4.17
а о
а о
с
О
с
О
Реверсивные трехфазные прерыватели обеспечивают изменение направления вращения трехфазных электродвигателей.'
Преимуществами бесконтактных переключающих устройств в сравнении с контактными являются:
большая допустимая частота переключений,
большой срок службы,
искробезопасность и взрывобезопасность,
бесшумность,
простота обслуживания и малые эксплуатационные расходы.
Прерыватели постоянного тока
В рамках настоящего пункта рассматриваются устройства силовой электроники, предназначенные для включения или выключения нагрузки в цепи постоянного тока. С их помощью можно также регулировать среднее (или действующее) значение напряжения, изменяя соотношение между длительностью импульсов напряжения на нагрузке и длительностью пауз (т. е. осуществлять импульсное регулирование).
Преобразователи постоянного напряжения одного уровня в Постоянное напряжение другого уровня, обеспечивающие регулирование постоянного напряжения на нагрузке, рассматриваются в другом подразделе.
Ранее основой мощных прерывателей постоянного тока служили незапираемые тиристоры. Такие прерыватели отличались сложностью схем.
В настоящее время для коммутаций в цепях постоянного тока широко используют полевые транзисторы, IGBT, запираемые тиристоры (Gate turn-off thyristor — GTO), тиристоры с полевым управлением (MOS-control thyristor — МСТ, для включения и выключения которых используются встроенные полевые транзисторы), а также, в некоторых случаях, биполярные транзисторы.
Современные силовые полупроводниковые приборы способны коммутировать ток в тысячи ампер и выдерживать напряжение в тысячи вольт.
По существу прерыватели постоянного тока представляют собой электронные ключи (к примеру, транзисторные), дополненные системами управления и элементами, обеспечивающими защиту силовых приборов.
Прерыватель на основе IGBT.
Обратимся к отечественному прерывателю (твердотельному реле) постоянного тока с малым временем срабатывания 5П59.1001-160-12 (напряжение изоляции 4000 В, коммутируемое напряжение 0...1200 В, коммутируемый
ток 160 А, остаточное напряжение во включенном состоянии 3 В, время включения не более 5 мкс, частота коммутации нагрузки до 10 Гц).
Изобразим рекомендуемую схему включения (рис. 4.18).
Для питания входной цепи рассматриваемого твердотельного реле необходимо использовать источник с напряжением (/„„„, гальванически связанный с входной цепью (питание по входу).
Для защиты от перенапряжений, возникающих при отключении нагрузки, имеющей индуктивность, используется внешний диод D. При выключении IGBT ток нагрузки /„ замыкается через диод (в остальное время диод находится под обратным напряжением и не влияет на работу схемы).
631 Силовая электроника №зЭ
Прерыватель на основе ЮВТс параллельно включенным
диодом.
Рассмотрим рекомендуемую схему включения (рис. 4.19) отечественного прерывателя (твердотельного реле) постоянного тока 5II20.10GDA1-120-6 (напряжение изоляции 4000 В, коммутируемое напряжение 0...600 В, коммутируемый ток 120 А, остаточное напряжение во включенном состоянии 2,5 В).
Реле имеет встроенный диод Въ который обеспечивает, совместно с внешним диодом D3, защиту IGBT от перенапряжений.
Особенностью рассматриваемого реле является также использование источника питания с напряжением Unum, гальванически связанного с силовой цепью {питание по выходу).
SsB Электроника 632
ГО* Двуполярныи прерыватель постоянного тока на полевых
транзисторах.
Двуполярные прерыватели обеспечивают протекание положительного тока в двух направлениях. Они также способны коммутировать переменный ток.
Обратимся к рекомендуемой схеме включения (рис. 4.20) отечественного двуполярного прерывателя (биполярного твердотельного реле) 5П19.10П 1-12-4 (напряжение изоляции 4000 В, коммутируемое напряжение —400...+400 В, коммутируемый ток 12 А, сопротивление во включенном состоянии 0,5 Ом).
Рис. 4.20
При анализе схемы нужно учитывать, что структура каждого из полевых транзисторов Тх и Г2 содержит шунтирующий диод, как показано пунктиром (структуры силовых полевых транзисторов рассмотрены выше). Пунктир использован потому, что в подобных схемах диоды часто не показывают (но их наличие подразумевают).
Ток нагрузки при любой полярности входного напряжения протекает через один открытый транзистор и диод
другого транзистора.
Для защиты транзисторов от перенапряжений применяется варистор Rx.
Управление реле осуществляется с помощью токового сигнала iynp (iynp = 10...25 мА).
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Выпрямители предназначаются для преобразования переменного напряжения в напряжение одной полярности (однонаправленное, выпрямленное). Они являются одними из наиболее широко используемых устройств силовой электроники.
Электрическая энергия вырабатывается и распределяется, как правило, на переменном токе, но значительная ее доля потребляется при использовании постоянного тока (электролиз, электропривод, питание радиоэлектронной аппаратуры и др.), получаемого с помощью выпрямителей. Кроме того, выпрямители применяются как промежуточные звенья в преобразователях переменного напряжения одной частоты в переменное напряжение другой частоты (например, в блоках питания компьютеров). ■
В зависимости от числа фаз питающего напряжения различают однофазные и многофазные выпрямители, причем из последних наиболее широко используются трехфазные.
Выпрямители на диодах называют неуправляемыми, а содержащие управляемые силовые приборы — управляемыми.
' Основу управляемых выпрямителей обычно составляют незапираемые тиристоры. В выпрямителях, как и в прерывателях переменного тока, недостаток таких тиристоров, заключающийся в неполной управляемости, обычно себя не проявляет. Тиристоры выключаются автоматически, под действием переменных напряжений.
Управляемый однофазный мостовой выпрямитель
Рассматриваемый выпрямитель (рис. 4.21) широко используется в самых различных устройствах сравнительно малой мощности (до сотен ватт и, иногда, единиц киловатт).
Опишем работу выпрямителя для двух характерных видов нагрузки: активной (рис. 4.21, а) и активно-индуктивной (рис. 4.21, б). .
■о9
аб
Рис. 4.21
Работа выпрямителя на активную нагрузку при нулевом угле управления.
Для рассматриваемого выпрямителя углом управления называют угол а сдвига по фазе между началом каждой положительной полуволны напряжения питания мвхи со-
ответствующим моментом включения тиристоров Тх й Т4, а также равный ему угол сдвига между началом каждой
отрицательной полуволны напряжения ивх и соответствующим моментом включения тиристоров Г2 и Г3 (тиристоры включаются парами).
При а = 0 электрические процессы в управляемом вып
рямителе совпадают с процессами в рассмотренном выше неуправляемом выпрямителе. Естественно, остаются прежними и математические выражения, характеризующие
выпрямитель.
Работа выпрямителя на активную нагрузку при угле управления п/2рад (90 эл. град.) (рис. 4.22).
Анализ процессов в выпрямителе при ненулевом угле управления а усложняется, так как на некоторых отрезках оси абсцисс (и на некоторых отрезках времени) все тиристоры схемы выключены и приходится решать задачу распределения на них напряжения м,г При этом два тиристора находятся под прямым, а другие два — под обратным напряжением.
Предполагаем (это общепринято), что эквивалентные сопротивления всех выключенных тиристоров одинаковы и не зависят от полярности напряжения. В этом случае напряжение на каждой паре тиристоров, один из которых находится под прямым, а второй — под обратным напряжением, делится поровну (это легко понять, если мысленно заменить все четыре выключенные тиристоры резисторами с одинаковыми сопротивлениями). Именно так временные диаграммы изображены на отрезках оси абсцисс 0...Л/2, л...(3/2)-л, и т. д.
При to -1 = л/2 включаются тиристоры Тх и Т4. При этом на тиристорах Т2 и Т3 скачкообразно возрастает в два раза обратное напряжение. При со • / = л тиристоры Тх и Т4 выключаются под действием напряжения ивг
Аналогично при (о • / = (3/2)-л после включения тиристоров Т2 и Т3 увеличивается обратное напряжение на ти-
'л> 'Им
*п> 'тз11
ристорах Г] и Г4. Тиристоры Т2 и Т3 выключаются "при w / = 2л.
Анализ схемы с включенными тиристорами несложен.
Как и прерыватель переменного тока, при а * 0 выпрямитель потребляет из питающей сети ток с формой, сильно отличающейся от синусоидальной.
Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя — это зависимость среднего значения Ucp выпрямленного напряжения от угла управления. Регулировочной характеристикой называют и график этой зависимости.
Регулировочная характеристика выпрямителя, работа
ющего на активную нагрузку, имеет вид
иСР = ^2.(1 +cos а).
Изобразим соответствующий график (рис. 4.23, сплошная линия).
Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку при нулевом угле управления (рис. 4.24).
Предполагаем (как общепринято), что индуктивность нагрузки LH очень велика, так что ток нагрузки 1вых практически постоянный. Это допущение можно использовать, если постоянная времени нагрузки тн значительно больше периода напряжения сети (т„ = LJR^.
Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку при угле управления и/4рад (45 эл. град.) (рис. 4.25),
При принятом условии о существенном влиянии индуктивности одна пара тиристоров в каждый момент времени открыта (электродвижущая сила самоиндукции препятствует выключению некоторой пары тиристоров до включения следующей пары). Это упрощает анализ схемы.
Временная диаграмма входного тока iex смещена отно
сительно диаграммы напряжения ивх и, следовательно, основная гармоника входного тока отстает по фазе от напряжения питания. При 0 < о • t < л/4, ивх > 0,1вх < 0 и поэтому мгновенное значение рвх входной мощности отрицательное (рю = ивх • iex < 0), т. е. при таких значениях со • t выпрямитель не потребляет электроэнергию из сети, а
отдает ее в сеть.
Из изложенного следует, что в рассматриваемом режиме выпрямитель загружает питающую сеть реактивной мощностью и это, безусловно, является отрицательным фактором.
Регулировочная характеристика выпрямителя, работающего на активно-индуктивную нагрузку, определяется
выражением
о • Пи,_ = вхт cos а.ср л
Соответствующий график (рис. 4.23) изображен пунктиром.
Среднее значение 1ср тока активно-индуктивной нагрузки определяется выражением
» в, '
так как среднее значение напряжения на идеальной катушке индуктивности равно нулю (иначе ее ток возрастал бы до бесконечности).
Мощность Рн, потребляемая резистором ^активно-ин
дуктивной нагрузки, вычисляется по формуле
Рн =• RK
(так как ток 1вых — постоянный, его действующее и среднее значения совпадают).
Катушка индуктивности периодически запасает энергию (когда uL > 0, при этом в случае конечных значений LH ток 1вых несколько возрастает) и отдает ее (когда uL < О, при этом ток 1вых несколько убывает) резистору RH а также питающей сети (последнее имеет место при рех < 0).
Управляемый трехфазный мостовой выпрямитель
Рассматриваемый выпрямитель (рис. 4.26) широко используется в устройствах большой мощности.
Опишем работу выпрямителя при подключении его к активной (рис. 4.26, а) и активно-индуктивной (рис. 4.26, б) нагрузке.
Изучаемый выпрямитель подобен рассмотренному однофазному мостовому, но получает питание от трехфазного источника напряжения, содержит 6 тиристоров, пред-
21 Электроника
ставляет собой достаточно сложную систему и вследствие этого более труден для анализа.
Так как тиристоры Ть Г2 и Т3 соединены катодами, принято говорить, что они составляют катодную группу тиристоров.
Тиристоры Тм Т5 и Т6, соединенные анодами, составляют анодную группу.
В однофазном мостовом выпрямителе каждый тиристор может проводить ток в паре с единственным тиристором и таких пар всего две.
В трехфазном мостовом выпрямителе каждый тиристор может проводить ток в паре с одним из двух тиристоров противоположной группы.
К примеру, тиристор Тх может проводить ток или в паре с тиристором Г5, или в паре с тиристором Т6.
Вследствие этого имеется 6 пар тиристоров, совместно проводящих ток нагрузки.
Основная трудность при анализе выпрямителя состоит в том, чтобы определить, какая пара тиристоров находится во включенном состоянии или может в нем находиться (т. е. может быть включена импульсами управления).
Подобные проблемы типичны для всех электронных устройств, содержащих нелинейные и, в частности, работающие в ключевом режиме элементы. При анализе таких устройств очень полезно выявить их характерные особенности, сужающие круг возможных сочетаний режимов работы элементов и упрощающие определение токов и напряжений.
Укажем такие особенности для рассматриваемой схемы.
Не могут быть включены два тиристора одной группы (так как их проводящее состояние обеспечило бы протекание под действием соответствующего линейного напряжения очень большого обратного тока одного из тиристоров, что невозможно для исправного прибора).
Если имеется пара включенных тиристоров, то напряжение ивых равно определенному линейному напряжению, причем возможны 6 вариантов:
“вых “ab> “вых “ab“ba> “вых “bo “вых “be“cb> “вых “са> “вых “са “аг
Например, при включенных тиристорах Тх и Т5 ивых = = иоЬ а при включенных тиристорах Т4 и Т2 ивых = — иаЬ
Пусть в некоторый момент времени при включенной одной паре тиристоров ивых = их Тогда не может быть включена другая пара, для которой ивых = и2ии2< их (иначе это соответствовало бы включению тиристора, находящегося под обратным напряжением, что невозможно).
Отсюда следует, что в рассматриваемой схеме исключено скачкообразное уменьшение напряжения ивых (ордината точки временной диаграммы напряжения ивых не может совершать скачки вниз). Но скачкообразное увеличение напряжения ивых вполне возможно.
Второе следствие этой особенности рассматриваемого выпрямителя состоит в том, что в случае, когда все тиристоры непрерывно получают импульсы управления (и таким образом выполняют функции диодов), в некоторый момент времени во включенном состоянии будет находиться та пара приборов, которая обеспечит наибольшее значение напряжения ивых (иначе, по крайней мере, на одном тиристоре этой пары создавалось бы существенное прямое напряжение).
Если тиристоры работают в режиме диодов (или если анализируется неуправляемый трехфазный мостовой выпрямитель, кратко рассмотренный выше), для выявления включенных в заданный момент времени приборов достаточно:
по временным диаграммам выбрать из трех (иаЬ, иЬс, иса) одно линейное напряжение, имеющее максимальное по модулю значение;
выделить в трехфазной схеме однофазную мостовую, питающуюся выбранным напряжением;
определить два прибора (из четырех), которые открываются выбранным напряжением.
" Ниже приводится пример использования этого алгоритма.
Работа выпрямителя на активную нагрузку при нулевом угле управления.
В рассматриваемом случае тиристоры выполняют функции диодов (и результаты анализа применимы также к неуправляемому выпрямителю)..
Рассмотрим временные диаграммы (рис. 4.27), характеризующие работу схемы.
Через Um обозначено амплитудное значение линейных напряжений иаЬ, иЬс, исо (общим обозначением всех линейных напряжений является ыл).
Ось абсцисс разделена на отрезки, каждому из которых присвоен номер, обозначаемый через п.
На временной диаграмме напряжения ивых для каждого отрезка указано совпадающее с ним линейное напряжение, а на временной диаграмме тока 1вых — совпадающий с ним ток включенной пары тиристоров.
Обратимся к отрезку с номером 1 (0 < to • / < л/3).
На этом отрезке максимальным по модулю является напряжение иЬс
Однофазный выпрямитель, питающийся напряжением иЬс, образуют тиристоры Тг, Т3, Т5, Т6.
Так как иЬс < 0, открыты тиристоры Т3 и Т5 причем
Ивых иЬс
Аналогично выполняется анализ для других отрезков.
Частота пульсаций (частота основной гармоники пульсаций) напряжения ивых в 6 раз больше частоты напряжения питающей сети, что сильно облегчает их фильтрацию.
Приведем основные соотношения, характеризующие рассматриваемый режим.
Среднее значение Ucp выходного напряжения:
О .. ТТ
Ucp=^=- U = 1,35 U = л-^- = 0,95 Um,К7С
где U — действующее значение линейного напряжения.
Среднее значение 1ср выходного тока:
I ср
Действующее значение 1вх тока фазы:
^=^-•^ = 0,82.1ср.
Коэффициент пульсаций £ выходного напряжения:
Е = 0,057.
Максимальное обратное напряжение Uo6pMaKC на тиристоре:
Уобрлшкс Цп 1»05 • Ucp.
Среднее значение 1Тср тока тиристора:
г _ ср
Максимальное значение IfMaKC тока тиристора:
^Т-макс — g " ^ср — 1»05 • 1Ср .
Регулировочная характеристика выпрямителя при работе на активную нагрузку. •
Угол управления а для каждого тиристора отсчитывается от момента включения соответствующего диода неуправляемого выпрямителя (по существу это справедливо и для рассмотренного однофазного мостового, и для других управляемых выпрямителей).
При 0 < а < л/3 ток 1вых не равен нулю для каждого значения <0 • t. Это так называемый режим непрерывного тока, причем
U =-Umcosa.7С
При л/3 < а < 2-л/З для определенных значений о> • /ток Чых равен нулю. Это режим прерывистого тока, причем
1 + COS1 + COSо
1 + COS
1 + COS
Как следует из последнего выражения, при а = 2л/3 иср = 0.
Используя полученные выражения, изобразим регулировочную характеристику графически (рис. 4.28, сплошная линия).
Рис. 4.28
Работа выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку при угле управления п/Зрад (60 эл. град.) (рис. 4.29).
При построении временных диаграмм предполагалось, что индуктивность LH достаточно велика и ток нагрузки практически постоянный.
Регулировочная характеристика выпрямителя при работе на активно-индуктивную нагрузку.
Наличие индуктивности обеспечивает режим непрерывного тока, причем
UCp = -Umcosa.л
Отсюда следует, что при а = л/2, Ucp = 0.
Дадим графическое изображение регулировочной характеристики (рис. 4.28, пунктир).
ИНВЕРТОРЫ
Инверторы преобразуют постоянное напряжение в переменное.
Они осуществляют функцию, обратную по отношению к функции выпрямителя. Но в тех и других устройствах часто используются одни и те же схемотехнические решения.
Более того, некоторые устройства могут осуществлять как выпрямление, так и инвертирование. В них возможно изменение направления потока энергии: или от цепи переменного тока в цепь постоянного (выпрямительный режим), или в обратном направлении (инверторный режим). Обобщенно эти устройства называют преобразователями.
Пусть такое устройство (рис. 4.30) подключено и к источнику переменного напряжения, и к источнику постоянного напряжения с напряжением и, причем через последний протекает постоянный ток / > 0.
Преобразователь в режиме выпрямления или инвертированияПреобразователь в режиме выпрямления или инвертирования+(-)+(-)-(+)-(+)ии
Преобразователь в режиме выпрямления или инвертирования
Преобразователь в режиме выпрямления или инвертирования
+(-)
+(-)
-(+)
-(+)
и
и
Рис. 4.30
Если будет иметь место полярность постоянного напряжения, указанная без использования скобок, то мощность Р источника постоянного напряжения будет положительной (Р = i ■ и > 0). Это означает, что энергия передается из цепи переменного тока в цепь постоянного тока, т. е. преобразователь работает в выпрямительном режиме.
При другой полярности (указанной с использованием скобок) Р = —/•«< 0, что соответствует переходу энергии
из цепи постоянного тока в цепь переменного и, следовательно, инверторному режиму.
В преобразователях на тиристорах, подобных рассмотренным выше управляемым выпрямителям, направление тока I не может быть изменено в силу особенностей использованных силовых приборов (через тиристор ток может протекать только в одном направлении). Поэтому для них переход в режим инвертирования возможен только после изменения полярности постоянного напряжения.
Существуют преобразователи, которые обеспечивают изменение направления тока и В них инверторный режим возможен без изменения полярности постоянного напряжения.
Такие преобразователи широко используются, к примеру, в электроприводе постоянного тока. Когда преобразователь осуществляет выпрямление, электрическая машина работает в двигательном режиме. Если выполняется инвертирование, то осуществляется рекуперативное торможение электрической машины, которая в этом случае выполняет функции генератора электрической энергии.
Очень широко используются и собственно инверторы (которые выполняют только функцию инвертирования). Их применяют в преобразователях частоты для индукционного нагрева и плавки металла, в блоках питания и во многих других случаях.
Инвертор, ведомый сетью (зависимый), требует наличия источника переменного напряжения, обеспечивающего требуемую частоту и величину напряжения на выходе инвертора. Упомянутые выше преобразователи для электропривода в инверторном режиме работают именно как зависимые. Зависимые инверторы применяются также в системах передачи электроэнергии на постоянном токе.
Автономный (независимый) инвертор функционирует без источника переменного напряжения. Переменное напряжение необходимой частоты и величины создается самим инвертором. В упомянутых выше преобразователях
для индукционного нагрева и плавки металла применяют
ся автономные инверторы.
Инвертор тока характерен тем, что его входной ток (протекающий через источник постоянного напряжения) практически не изменяется при переключениях силовых приборов, т. е. входная цепь работает в режиме источника тока. Силовые приборы коммутируют этот ток для получения переменного напряжения на выходе. Обычно постоянство тока обеспечивает катушка индуктивности во входной цепи инвертора (входной реактор), имеющая, большую индуктивность.
Инвертор напряжения имеет входную цепь, которая работает в режиме источника напряжения. Силовые приборы подключают этот источник к нагрузке с заданной частотой и с переменой полярности и в результате на нагрузке создается переменное напряжение прямоугольной формы.
Однофазный мостовой автономный параллельный инвертор тока
В рассматриваемом инверторе (рис. 4.31), как и в описанном выше управляемом однофазном выпрямителе, используются 4 незапираемых тиристора. Схема соединения тиристоров остается прежней.
Но на входе инвертора имеется источник постоянного напряжения с напряжением ивх. Полярность этого источника противоположна полярности выходного напряжения выпрямителя, что является необходимым условием для передачи энергии от источника постоянного напряжения к нагрузке.-
Как и в схеме выпрямителя с активно-индуктивной нагрузкой в рассматриваемой схеме имеется катушка ин-
дуктивности (теперь она обозначена через Lex так как расположена во входной цепи инвертора).
Предполагаем (как и при анализе выпрямителя с активно-индуктивной нагрузкой), что ток 1вх в цепи катушки практически постоянный.
В выходной цепи (т. е. в цепи переменного тока) имеется конденсатор С и активно-индуктивная нагрузка с сопротивлением RH и LH
Реальной нагрузкой инвертора может быть, к примеру, индуктор, предназначенный для индукционного нагрева металла. В этом случае схему, состоящую из резистора и катушки индуктивности, следует рассматривать как эквивалентную схему (схему замещения) индуктора.
Рассматриваемый инвертор называют параллельным, так как нагрузка подключена параллельно конденсатору.
Предполагаем, что колебательный контур, образованный конденсатором и нагрузкой, имеет высокую добротность, вследствие чего напряжение ивых практически синусоидально (на практике бывает трудно или невозможно визуально отличить осциллограмму выходного напряжения от синусоиды).
При описании инверторов, подобных рассматриваемому, наряду с понятием угла управления, используют понятие угла опережения.
Для изучаемой схемы угол опережения — это угол сдвига по фазе между моментом включения противоположной пары тиристоров и моментом возникновения прямого напряжения на каждом тиристоре рассматриваемой пары.
Применяется также понятие угла запирания.
Угол запирания — это угол сдвига по фазе между моментом возникновения на тиристоре обратного напряжения и моментом возникновения на нем прямого напряжения.
В течение отрезка времени, соответствующего углу запирания, выключающийся тиристор находится под обратным напряжением. Если этот отрезок окажется меньше времени выключения тиристора, он может самопроизвольно (без импульса управления) включиться после появления на нем прямого напряжения. Это аварийный, сопровождающийся резким увеличением тока режим работы инвертора, который называют опрокидыванием инвертора или срывом инвертирования. ,
Чем выше частота выходного напряжения, тем меньше отрезок времени, соответствующий фиксированному значению угла запирания. Поэтому при увеличении частоты угол запирания приходится увеличивать.
При частоте 50 Гц допустим малый угол запирания (в пределах 0.2...2 эл. град.).
Для рассматриваемой схемы угол запирания равен углу опережения. В реальных устройствах угол запирания может быть заметно меньше угла опережения.
Обозначим угол управления через а (как и при анализе выпрямителей), а угол опережения через р. Тогда
Р = л — а.
Изобразим временные диаграммы (рис. 4.32), поясняющие работу инвертора при Р = л/4 рад (45 эл. град.).
При (о • t = (pi тиристоры Т2 и Т3 включаются под действием импульсов управления и через них начинает про-
ип> UT4 ‘ к
ип> “п'‘
655
текать ток катушки индуктивности L^ На тиристорах Тх и
Т4 появляются обратные напряжения и они выключаются.
Прямое напряжение на тиристорах Тх и Т4 появляется при со • / = ф2.
При со • t = ф3 включаются тиристоры Тх и Т4 и на тиристорах Т2 и Г3 возникают обратные напряжения.
В дальнейшем процесс развивается аналогично.
Имеет место следующее соотношение:
ивх-*П. _ивх‘^»112-V2cosP cosP ’
где ивых— действующее значение напряжения ивых.
Минимальное значение ивых соответствует равенству Р = 0 и равно ««1,11.
При увеличении угла р напряжение на выходе возрастает, причем при Р -> л/2 ивых -» ~.
Действующее значение IRh тока /^ резистора нагрузки, мощность Рн, потребляемая нагрузкой, а также ток /^ определяются соотношениями
^Rh^RhивыхивыхRHRH
^Rh
^Rh
ивых
ивых
RH
RH
р _U^x
. _ ивх Г Ulf Uex l,23
вХ RH (cospj ^.(cosP)2'
Инвертор на запираемых тиристорах, имеющий рассматриваемую схему (получаемый в результате простой замены незапираемых тиристоров запираемыми), способен работать при нулевом угле опережения. В таком инверторе исключен режим опрокидывания (при правильном функционировании системы управления).
* 4.5.2. Зависимые инверторы
Рассмотрим однофазный мостовой и трехфазный мостовой инверторы на незапираемых тиристорах.
Тиристоры в инверторах соединены так же, как в описанных выше мостовых управляемых выпрямителях.
Но в схемы введены трансформаторы, которые обычно используются в зависимых инверторах.
При предварительном анализе электрических процессов в инверторах трансформаторы могут быть исключены из схем (заменой каждой обмотки, подключенной к инвертору, источником синусоидального напряжения).
Однако паразитные параметры трансформатора (индуктивности рассеяния и сопротивления обмоток) оказывают существенное влияние на процесс передачи энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного и поэтому при подробном анализе должны учитываться (совместно с паразитными параметрами сети переменного напряжения и источника постоянного напряжения).
Однофазный мостовой инвертор (рис. 4.33).
Рис. 4.33
В выходной цепи инвертора имеется независимый источник переменного напряжения с напряжением ивыг '
Если этот источник непосредственно подключить к точкам а и b (исключив из схемы трансформатор Тр), то электрическим процессам будут соответствовать те же временные диаграммы (рис. 4.32), которые поясняли работу автономного однофазного инвертора (причем сохранит силу и соотношение ивых = ивх • 1,11/cos Р).
Однако для такой идеализированной схемы значения входного тока и мощности, передаваемой в цепь переменного тока, окажутся неопределенными (определенность
восстанавливается после учета указанных выше паразитных параметров).Трехфазный мостовой инвертор (рис. 4.34).восстанавливается после учета указанных выше паразитных параметров).Трехфазный мостовой инвертор (рис. 4.34).^са^саФаза АФаза АФаза ВФаза ВФаза СФаза СРис. 4.34Начинать изучение этого инвертора целесообразно, анализируя его идеализированный вариант, в котором неРис. 4.34Начинать изучение этого инвертора целесообразно, анализируя его идеализированный вариант, в котором не
восстанавливается после учета указанных выше паразитных параметров).
Трехфазный мостовой инвертор (рис. 4.34).
восстанавливается после учета указанных выше паразитных параметров).
Трехфазный мостовой инвертор (рис. 4.34).
^са
^са
Фаза А
Фаза А
Фаза В
Фаза В
Фаза С
Фаза С
Рис. 4.34
Начинать изучение этого инвертора целесообразно, анализируя его идеализированный вариант, в котором не
Рис. 4.34
Начинать изучение этого инвертора целесообразно, анализируя его идеализированный вариант, в котором не
применяется трансформатор Тр (вместо него следует использовать независимые источники напряжения с напряжениями иаЬ, ик, иса).
В этом случае работу инвертора хорошо иллюстрируют временные диаграммы, подобные построенным (рис. 4.29) для трехфазного мостового выпрямителя с активноиндуктивной нагрузкой (но следует учитывать, что режим инвертирования имеет место при а > л/2)..
Полный анализ электрических процессов требует учета паразитных параметров источников напряжения и трансформатора.
Автономные инверторы напряжения на IGBT
IGBT являются полностью управляемыми ключами. Поэтому их использование в силовой электронике резко расширяет возможности по формированию требующихся сигналов на нагрузке.
Однофазный мостовой инвертор напряжения (рис. 4.35).
Параллельно каждому транзистору подключен диод, который называют обратным (возвратным).
К выходу инвертора подключена активно-индуктивная нагрузка с сопротивлением RH и индуктивностью
Наличие полностью управляемых ключей позволяет обеспечивать различные режимы работы инвертора. Рассмотрим наиболее характерные.
Вначале выполним анализ процессов в инверторе (рис. 4.36) при включении транзисторов парами через равные промежутки времени (как включаются тиристоры в рассмотренных однофазных выпрямителях и инверторах).
По оси абсцисс по-прежнему откладываются значения tot, но теперь частота/, входящая в формулу для круговой частоты © (со = 2-л-/), понимается как частота переключения транзисторов (в рассматриваемом режиме она одина
кова для двух транзисторов и неизменна, но возможны режимы, в которых это условие не выполняется).
Непосредственно перед нулевым значением ©7 открыты транзисторы Т2 и Т3 и через них протекает ток нагрузки ивых< 0).
При ©7 = 0 транзисторы Т2 и Г3 выключаются. Возникающая электродвижущая сила самоиндукции катушки индуктивности LH вызывает включение диодов Dx и D4. В результате этого нагрузка оказывается фактически подключенной к источнику входного напряжения таким образом, что ток 1Ю начинает уменьшаться по модулю. Кроме того, каждый из транзисторов Т2 и Т3 также оказывается фактически подключенным к источнику входного напряжения.
При ©7= ф! ток 1вых становится равным нулю, а затем меняет полярность. К. этому моменту на затворы транзисторов Тх и Т4 подаются сигналы на включение. Поэтому транзисторы Тх и Т4 открываются, а диоды Dx и D4 закрываются. Это не изменяет значений напряжений их и и4 (каждое из указанных напряжений при этом практически нулевое, независимо от того, включен соответствующий транзистор или подключенный параллельно ему диод). Ток 1вых продолжает увеличиваться.
При ©7 = ф2 под действием сигналов управления транзисторы Тх и Т4 выключаются. В результате возникающая
электродвижущая сила самоиндукции катушки обеспечивает включение диодов D2 и D3. Вследствие этого нагрузка и транзисторы Ть Т4 подключаются к источнику входного напряжения и ток 1вых начинает уменьшаться.
При art = ф3 ток ieblx становится равным нулю, а затем изменяет полярность. К этому времени на затворы транзисторов Т2 и Т3 подаются соответствующие сигналы и они включаются, а диоды D2 и D3 выключаются.
Затем процесс повторяется.
При проектировании систем управления для рассматриваемых инверторов серьезной проблемой является предотвращение таких ситуаций, когда оказываются одновременно включенными два IGBT, соединенные последовательно (Tj и Т3, а также Т2 и Т4). В таких случаях через транзисторы протекает очень большой ток, который называют сквозным. Он может вывести приборы из строя.
Большим преимуществом рассматриваемой схемы является ее способность формировать на нагрузке импульсы напряжения различной длительности (рис. 4.37).
Предполагаем, что RH = 0 (т. е. нагрузка чисто индуктивная; как было показано выше, постоянное напряжение на идеальной катушке индуктивности обеспечивает линейное изменение ее тока).
При t< tx включены транзистор Тх и диод D2, которые пропускают ток нагрузки. Все остальные приборы выключены. Напряжение на нагрузке практически равно нулю
и ее ток остается неизменным.
При / = /1 при включенном транзисторе Тх включается транзистор Т4. При этом диод D2 выключается и оказывается под обратным напряжением. Под действием напряжения ивх ток нагрузки увеличивается.
При t = /2 транзистор Т4 выключается, в результате чего включается диод D2 Напряжение на нагрузки падает до нуля и изменение тока прекращается.
При t = t3 транзистор Тх выключается, в результате чего включается диод D3. Диод D2 остается включенным. Поэтому напряжение ивых становится отрицательным и ток нагрузки начинает уменьшаться.
При t= t4 ток нагрузки изменяет полярность. К этому моменту времени транзисторы Т2 и Т3 включаются. Диоды D2 и D3 выключаются. Отрицательный ток нагрузки увеличивается по модулю.
При /= /5 транзистор Т2 выключается и в результате этого включается диод D4 Напряжение на нагрузке становится практически нулевым и ток нагрузки уже не изменяется.
Описанное свойство схемы позволяет, используя импульсы различной длительности, частоты и полярности, создавать на нагрузке напряжение, среднее значение (определяемое для некоторого достаточно малого отрезка времени) которого изменяется по требуемому закону.
Такое управление указанным средним значением напряжения называют широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).
Так как модуляция обычно выполняется на большой частоте (в десятки килогерц), фильтрация переменной составляющей не представляет большой проблемы (и в результате обеспечивается плавное изменение напряжения в соответствии с выбранным законом).
Изобразим упрощенно, при выбранных для наглядности малой частоте и большой длительности импульсов, временную диаграмму (рис. 4.38) напряжения на нагруз-
Рис. 4.38 ке, соответствующую синусоидальному изменению среднего на малом отрезке времени значения (синусоида показана пунктиром).
Трехфазный мостовой инвертор напряжения по существу имеет тот же принцип действия, что и однофазный. Его основу составляет 6 транзисторов с обратными диодами (рис. 4.39). Такой инвертор обеспечивает формирование трехфазного синусоидального напряжения требуемой частоты.
Представленная на рисунке схема реализуется в соответствующих силовых модулях, широко использующихся на практике.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Преобразователи частоты осуществляют преобразование переменного напряжения одной частоты в переменное напряжение другой частоты. Некоторые преобразователи, кроме этого, изменяют число фаз (обычно преобразуют трехфазное напряжение в однофазное или однофазное — в трехфазное).
Преобразователи частоты нашли самое широкое применение в различных областях техники.
Именно использование преобразователей переменного напряжения промышленной частоты в напряжение высокой частоты (десятки килогерц) позволило отказаться от применения сравнительно больших и массивных сетевых трансформаторов в блоках питания компьютеров.
Созданы преобразователи частоты большой мощности (в сотни, тысячи киловатт) для электропривода, индукци-
онного нагрева и плавки металлов, преобразовательных подстанций на железнодорожном транспорте.
Частота выходного напряжения может быть не только больше, но и меньше частоты напряжения на входе. Например, для питания асинхронных электродвигателей напряжение частотой 50 Гц может преобразовываться в напряжение с изменяемой частотой, лежащей в диапазоне 0...20 Гц.
Преобразователь частоты с промежуточным звеном постоянного тока содержит выпрямитель и инвертор.
Преобразователь частоты с непосредственной связью (непосредственный преобразователь частоты, преобразователь частоты без промежуточного звена постоянного тока) не содержит выпрямитель. Он формирует выходное напряжение путем периодического соединения с помощью силовых приборов источника входного переменного напряжения и нагрузки.
Непосредственный преобразователь частоты с естественной коммутацией характерен тем, что выключение использующихся в нем силовых приборов (обычно это незапираемые тиристоры) обеспечивается переменным напряжением силовой цепи.
Непосредственный преобразователь частоты с искусственной (принудительной) коммутацией отличается тем, что выключение силовых приборов (как правило, это запираемые тиристоры) выполняется по сигналам управления.
Преобразователи частоты с промежуточным звеном постоянного тока
Основными элементами преобразователя частоты с промежуточным звеном постоянного тока являются выпрямитель, инвертор и фильтр на выходе выпрямителя (все эти устройства рассмотрены выше). Иногда отдельный фильтр не применяется, так как он уже имеется во входной цепи инвертора (как индуктивный фильтр в описанном выше автономном параллельном инверторе тока).
‘ Обычно используются мостовой однофазный или мостовой трехфазный выпрямители (рассмотрены выше).
Выпрямитель может быть как управляемым, так и неуправляемым.
Изменение угла управления выпрямителя обеспечивает изменение его выходного напряжения и, следовательно, выходного напряжения преобразователя частоты.
Иногда управляемый выпрямитель работает при нулевом угле управления, а регулирование выходного напряжения преобразователя частоты осуществляется с помощью инвертора. Такой режим работы выпрямителя обеспечивает наименьший уровень искажения напряжения питающей сети. В рассматриваемом случае использование тиристоров в выпрямителе (а не диодов) обеспечивает оперативное подключение преобразователя к питающей сети и отключение, а также быстрое отключение в случае аварии.
В зависимости от назначения преобразователя частоты в нем могут использоваться различные инверторы.
Рассмотрим один из широко используемых вариантов преобразователя частоты (рис. 4.40).
В преобразователь входит трехфазный мостовой выпрямитель на тиристорах Тх ... Т6, Г-образный АС-фильтр и автономный мостовой инвертор напряжения на IGBT Т7... Тх0 и диодах Dx... D4. ■
Все эти конкретные устройства рассмотрены выше.
Конденсатор С при использовании инвертора напряжения является необходимым элементом, так как входной ток инвертора содержит большую переменную составляющую и изменяет полярность.
Преобразователи частоты с непосредственной связью
Интересно отметить, что непосредственные преобразователи частоты теоретически разрабатывались (и патентовались) еще в 20-е годы прошлого столетия, когда не было силовых электронных приборов, позволяющих осуществить их практическую реализацию. Причем уже тогда предусматривалась возможность передачи энергии из нагрузки обратно в питающую сеть.
К настоящему времени предложено большое число различных схем непосредственных преобразователей частоты.
Обычно рассматриваемые преобразователи применяются для получения выходного напряжения с частотой, меньшей частоты входного напряжения.
Непосредственные преобразователи частоты широко используются в
электроприводе, обеспечивая непрерывное изменение частоты и амплитуды выходного напряжения;
устройствах стабилизации частоты напряжения на нагрузке при выработке электроэнергии генераторами с нестабильной частотой вращения (к примеру, в авиации);
устройствах компенсации реактивной мощности.
Рассмотрим преобразователь частоты с непосредственной связью (рис. 4.41), предназначенный для формирования однофазного синусоидального переменного напряжения низкой частоты при питании от трехфазной сети.
В преобразователе использована трехфазная мостовая схема, подобная схеме трехфазного мостового управляемого выпрямителя (описан выше).
Фаза АФаза В исаФаза СФаза АФаза В исаФаза СРис. 4.41Рис. 4.41
Фаза А
Фаза В иса
Фаза С
Фаза А
Фаза В иса
Фаза С
Рис. 4.41
Рис. 4.41
Но в качестве силовых приборов применены запираемые тиристоры Тх... Тп, соединенные парами встречнопараллельно.
Такое включение тиристоров позволяет получать как положительное, так и отрицательное значение выходного напряжения ивых (и выходного тока /вых).
Поучительно изучить принцип действия непосредственного преобразователя в сравнении с принципом действия автономного инвертора напряжения на IGBT, также формирующего синусоидальное напряжение (такой режим работы инвертора описан выше).
Формально принципы действия сравниваемых устройств различны, но имеются и общие черты.
В инверторе напряжения используются прямоугольные импульсы постоянной амплитуды и формирование синусоидального напряжения достигается изменением длительностей импульсов, длительностей пауз и изменением полярности импульсов.
В непосредственном преобразователе частоты указанная цель достигается использованием импульсов, получаемых кратковременным подключением к нагрузке соответствующих источников линейных напряжений питающей сети. Запираемые тиристоры вполне способны осуществлять
такое подключение. Обычно указанные импульсы следуют один за другим без пауз. Так как линейные напряжения изменяются, со сменой полярности, во времени, формирование синусоидального напряжения вполне возможно, причем могут быть использованы различные алгоритмы такого формирования.
■ Рассмотрим временные диаграммы (рис. 4.42), соответствующие одному из возможных способов управления запираемыми тиристорами.
На рисунке использованы те же обозначения линейных напряжений, что и при рассмотрении управляемого трехфазного выпрямителя.
Временная диаграмма формируемого напряжения Нфор изображена пунктиром.
Изменяя алгоритм включения и выключения тиристоров, можно изменять частоту и амплитуду напряжения ифор.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ(ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИНАПРЯЖЕНИЯ)
Общее описание преобразователей постоянного напряжения
Преобразователи постоянного напряжения преобразуют постоянное напряжение одного уровня в постоянное напряжение другого уровня.
Эти преобразователи могут также осуществлять стабилизацию или регулирование выходного напряжения, а также гальваническую развязку источника входного напряжения и нагрузки.
Рассматриваемые преобразователи широко используются, кроме прочего, в электроприводе, в блоках питания радиоэлектронной аппаратуры, в сварочном оборудовании.
Силовые приборы в преобразователях постоянного напряжения достаточно большой мощности (как и в других мощных устройствах) работают в ключевом (импульсном режиме). Поэтому такие преобразователи называют импульсными.
В настоящее время основными силовыми управляемыми приборами в рассматриваемых преобразователях являются полевые транзисторы и IGBT.
Трансформаторный преобразователь содержит трансформатор, который обеспечивает гальваническую развязку, необходимую, например, по соображениям электробезопасности (в частности, в сварочном оборудовании), и может изменять уровень напряжения. Использование нескольких вторичных обмоток позволяет получить несколько различных уровней напряжения.
Но для передачи энергии через трансформатор входное постоянное напряжение должно быть преобразовано с помощью инвертора в переменное. Кроме того, напряжение, снимаемое со вторичной обмотки, необходимо выпрямить и подвергнуть фильтрации.
Бестрансформаторный преобразователь не содержит трансформатор и поэтому не требует получения переменного напряжения. Вследствие этого он может быть существенно проще трансформаторного.
Однотактный трансформаторный преобразователь характерен тем, что энергия в выходную цепь преобразователя передается в течение части периода его работы: или когда силовой транзистор включен, или когда он выключен (могут также использоваться два транзистора, включающиеся и выключающиеся одновременно).
Это приводит к тому, что сердечник трансформатора перемагничивается по частному гистерезисному циклу (при пониженных значениях приращений магнитной
индукции) и, таким образом, магнитные свойства сердечника используются неэффективно. Поэтому габаритные размеры и масса трансформатора оказываются повышенными.
Двухтактный трансформаторный преобразователь содержит два силовых транзистора (или две их пары), которые переключаются поочередно. При каждом очередном переключении порция энергии передается из цепи первичной обмотки в цепь вторичной.
Такой режим работы обеспечивает перемагничивание сердечника трансформатора по гистерезисному циклу, приближающемуся к предельному. Магнитные свойства сердечника используются эффективно, а геометрические размеры и масса трансформатора являются наименьшими.
Прямоходовой однотактный преобразователь отличается тем, что энергия передается из цепи первичной обмотки в цепь вторичной при включении силового транзистора.
Обратноходовой однотактный преобразователь характерен
тем, что при включении силового транзистора энергия, поступающая от источника входного напряжения, накапливается в трансформаторе. При выключении транзистора накопленная энергия передается в цепь вторичной обмотки.
Полумостовой преобразователь содержит 2 силовых транзистора, которые образуют однофазную мостовую схему совместно с двумя другими элементами (конденсаторами, диодами).
Мостовой преобразователь имеет 4 силовых транзистора, образующих мостовую схему.
Основные схемотехнические решения, использующиеся в преобразователях постоянного напряжения
Выше, в подразделе, посвященном вторичным источникам питания, рассмотрен импульсный последовательный стабилизатор напряжения. В общем случае (когда
функция стабилизации не является единственной или обязательной) такое устройство называют понижающим преобразователем, так как его выходное напряжение всегда меньше входного (иначе бы и при разомкнутом, и при замкнутом ключе ток катушки индуктивности уменьшался). Ниже силовые транзисторные ключи, как и в схеме указанного преобразователя, изображаем упрощенно.
Повышающий преобразователь (рис. 4.43).
Рис. 4.43
Очевидно, что если ключ S постоянно разомкнут, то “вых — “ex ’ — “вх /^н •
При замыкании ключа диод D выключается, ток iL линейно возрастает и катушка индуктивности накапливает энергию. При размыкании ключа диод включается и эта энергия передается конденсатору С и нагрузке RH, а ток катушки под действием напряжения ивых уменьшается, так как ивых > ивг
В установившемся режиме (после завершения режима пуска) выходное напряжение не может быть меньше входного. Если бы напряжение на выходе было меньше, чем напряжение на входе, ток iL возрастал бы и при замкнутом, и при разомкнутом ключе S.
Инвертирующий преобразователь (рис. 4.44) обеспечивает изменение полярности напряжения, т. е. инвертирует его (здесь термин «инвертирующий» используется в другом смысле, чем при описании устройств, преобразующих постоянное напряжение в переменное).
Рис. 4.44
При замыкании ключа 5диод D выключается и происходит увеличение тока iL катушки индуктивности.
При размыкании ключа диод D включается и пропускает ток iL. Под действием напряжения ивых ток iL уменьшается.
Инвертирующий преобразователь может как повышать напряжение, так и понижать его до нуля (когда ключ 5 постоянно разомкнут).
Преобразователь Кука (рис. 4.45) изменяет полярность напряжения. Он может как понижать напряжение до нуля, так и повышать его.
Рис. 4.45
Токи iLX и <£2 катушек индуктивности в этом преобразователе непрерывны.
При замыканий ключа 5 ток iLX катушки индуктивности Lx увеличивается, и она накапливает энергию. Одновременно с этим конденсатор Сх разряжается через замкнутый ключ и катушку индуктивности Z2 на параллельно
22 Электроника
соединенные конденсатор С2 и резистор нагрузки RH, отдавая энергию, которую он накапливает при разомкнутом ключе 5. Диод D выключен напряжением исХ на конденсаторе С] (исх > 0).
При разомкнутом ключе 5 ток in протекает через конденсатор Сх и включенный диод D. Конденсатор Сх накапливает энергию (напряжение исх увеличивается). Через включенный диод D также протекает ток iL1 катушки индуктивности £2. Катушка £2 отдает энергию конденсатору С2 и нагрузке.
Другие схемы преобразователя постоянного напряжения образуются, если меняются местами элементы Lx и 5 или D и £2.
Прямоходовой преобразователь с размагничивающей обмоткой (обмоткой рекуперации) (рис. 4.46).
Рис. 4.46
В преобразователе используется трансформатор Тр с тремя обмотками: wb w2, w3. Обмотку w2 называют размагничивающей (обмоткой рекуперации).
При замыкании ключа S диод Dx включается и под действием напряжения обмотки w3 ток iL катушки индуктивности L увеличивается (и увеличивается энергия, запасенная в катушке). Ток намагничивания трансформатора также увеличивается, т. е. в трансформаторе накапливается
энергия.
При размыкании ключа 5 диод Dx выключается, но включается диод D2, через который начинает протекать
ток iL. Катушка L отдает запасенную энергию. Диод D3 включается и энергия, накопленная в трансформаторе, возвращается источнику входного напряжения.
Использование размагничивающей обмотки препятствует росту магнитной индукции сердечника трансформатора и предотвращает насыщение сердечника.
Иногда обмотку размагничивания не используют, но тогда на выключающемся ключе возникают перенапряжения, с которыми приходится бороться с помощью дополнительных элементов, вводимых в схему.
Прямоходовой полумостовой преобразователь (рис. 4.47).
Рис. 4.47
Ключи ^ и 52 включаются и выключаются одновременно. Принцип действия этой схемы подобен принципу действия предыдущей.
Достоинством полумостового преобразователя является ограничение напряжения на ключах уровнем напряжения ивх, которое обеспечивается отпиранием диодов Dt и D2 при размыкании ключей. Обмотка размагничивания в такой схеме не нужна.
Прямоходовой мостовой преобразователь может быть создан на основе рассмотренного выше автономного инвертора напряжения на IGBT.
676676Обратноходовой преобразователь (рис. 4.48).Обратноходовой преобразователь (рис. 4.48).Рис. 4.48Рис. 4.48
676
676
Обратноходовой преобразователь (рис. 4.48).
Обратноходовой преобразователь (рис. 4.48).
Рис. 4.48
Рис. 4.48
При замыкании ключа S начинается увеличение тока намагничивания и трансформатор запасает энергию. Диод DT выключен.
При размыкании ключа диод D2 включается и энергия, запасенная в трансформаторе, передается в цепь нагрузки.
Элементы Rb Cb Dx ограничивают перенапряжения на ключе S в момент его размыкания.
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯИ ЗАЩИТЫ УСТРОЙСТВСИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Характеристики и параметры устройства силовой электроники определяются не только схемотехническими и конструктивными решениями, реализованными в силовой части. Важнейшую роль играют также свойства используемой системы управления и защиты (эту систему кратко называют также системой управления).
В устройство силовой электроники (рис. 4.49) входят
силовая часть;
информативная часть;
датчики;
формирователи управляющих сигналов.
Система управления и защиты
Рис. 4.49
Систему управления и защиты образуют информативная часть, датчики и формирователи управляющих сигналов.
Эта система осуществляет управление силовой частью, формируя импульсы управления, а также контроль над процессами в силовой части и в ней самой.
Разработка системы управления и защиты должна выполняться на основе глубокого анализа процессов, протекающих в силовой части во всех возможных режимах, включая аварийные.
Функции системы по защите должны соответствовать особенностям силовых устройств. К примеру, для рассмотренного выше однофазного мостового параллельного инвертора тока целесообразно предусмотреть защиту от опрокидывания.
Но следует учитывать возможность возникновения и типовых опасных ситуаций, таких как короткие замыкания в нагрузке, перенапряжения питающей сети, перегрев силовых электронных приборов.
Центральное место в системе управления и защиты занимает информативная часть, которая осуществляет обработку поступающих с датчиков сигналов и вырабатывает информативные (маломощные) сигналы для воздействия на формирователи управляющих сигналов.
Формирователи, получая информативные сигналы, формируют мощные сигналы управления, вызывающие включение или выключение силовых электронных приборов.
Датчики выдают сигналы, несущие информацию о процессах, происходящих в силовой части.
Принципы организации системы управления и защиты, состав устройств, элементная база, схемотехнические решения и использующиеся алгоритмы определяются требованиями, предъявляемыми к этой системе объектом управления и защиты, т. е. силовой частью.
Функциональные возможности системы управления и защиты, ее сложность, размеры, масса, стоимость и другие свойства должны правильно соотноситься с соответствующими показателями силовой части.
В некоторых устройствах силовой электроники еще используются простейшие или относительно несложные системы управления и защиты, выполняющие элементарные функции.'
Однако в настоящее время имеет место явно выраженная тенденция к усложнению функциональных возможностей таких систем, обеспечивающих работу даже относительно простых устройств силовой электроники.
Эта тенденция объясняется быстрым развитием информативной электроники и микропроцессорной техники.
Стоимость информативных электронных устройств постоянно снижается, а функциональные возможности расширяются. Даже сложные устройства информативной электроники могут быть значительно дешевле силового оборудования и, в частности, силовых электронных приборов.
Убытки, вызванные возникновением неоптимальных режимов работы, ставших причиной, к примеру, перерасхода электроэнергии или увеличения потребляемой реактивной мощности, часто несоизмеримы с затратами на систему управления и защиты. Тяжелые последствия могут иметь аварии силовых устройств (такие, например, как авария преобразователя частоты, обеспечивающего плавку металла).
Поэтому приходится разрабатывать и применять все более сложные системы управления и защиты, выполняющие все более разнообразные функции.
Для многих типов стандартных устройств силовой электроники (например, для рассмотренных выше преобразователей постоянного напряжения) промышленность выпускает специализированные микросхемы (контроллеры), обеспечивающие надежное управление и эффективную защиту.
Серийно производятся микросхемы (драйверы), обеспечивающие формирование качественных сигналов для управления силовыми приборами. На входы таких микросхем необходимо подавать стандартные логические сигналы.
В информативной части систем управления и защиты широко используются микроконтроллеры, обеспечивающие реализацию сложных алгоритмов управления и защиты.
Интересно отметйть, что в силовой электронике (которую тогда чаще называли преобразовательной техникой) применялись уже первые микропроцессоры.
К настоящему времени уровень микропроцессорной техники настолько возрос, что оказалось возможным решать очень многие задачи управления и защиты не на аппаратном, а на программном уровне.
Современные микроконтроллеры способны выполнять сложные вычисления в режиме реального времени, в процессе функционирования устройств силовой электроники.
Это радикально расширяет возможности разработчика систем управления и защиты. Например, на основе таких вычислений можно прогнозировать развитие процесса нагрева силовых приборов, что обеспечивает возможность коррекции алгоритмов управления с целью недопущения перегрева приборов и выхода из строя.
Но указанные возможности могут быть реализованы только при наличии знаний в области методов вычислений.
5
СОВРЕМЕННЫЕ ПОДХОДЫ КАНАЛИЗУ
И СИНТЕЗУ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
Для создания электронного устройства, обладающего высокими технико-экономическими показателями, приходится рассматривать различные варианты его схемотехнической реализации и выполнять множество самых разнообразных расчетов. Например, может потребоваться определение токов и напряжений схемы, расчет амплитудно-частотной характеристики, вычисление входного сопротивления.
В настоящее время наиболее эффективным способом получения самой разнообразной информации, характеризующей разрабатываемое электронное устройство, является математическое моделирование.
ВВОДНЫЕ СВЕДЕНИЯПО МАТЕМАТИЧЕСКОМУМОДЕЛИРОВАНИЮ ЭЛЕКТРОННЫХУСТРОЙСТВ
Математическое моделирование — это использование вместо реального объекта его математической модели. В свою очередь математическая модель по существу является количественным описанием объекта. Слово «матема-
тическая» в термине «математическая модель» подчеркивает тот факт, что это описание отличается строгим математическим характером.
Для современного специалиста исключительно важно осознать следующий факт. К настоящему времени развитие науки достигло такого уровня и количественное описание различных объектов является настолько точным, что очень многая отсутствующая информация об объекте может быть получена на основе только этого описания, без использования самого объекта.
В определенном смысле математическое моделирование — это уровень развития науки в настоящее время. Особую роль при математическом моделировании играет ЭВМ, являющаяся инструментом моделирования. Математическое моделирование радикально повышает эффективность труда специалиста.
Особенно важную роль математическое моделирование играет в электронике. Здесь наиболее существенными являются следующие обстоятельства:
большая сложность и большое разнообразие электронных устройств; традиционные методы анализа и синтеза и тем более интуитивные представления о работе устройств часто оказываются бесполезными;
особое значение электроники в современном мире, которое заставляет направлять большие усилия на ее развитие; так как это развитие возможно только при постоянном совершенствовании математического моделирования электронных схем, ему уделяется особое внимание и выделяются значительные силы и средства;
необходимость резкого сокращения сроков разработки и внедрения новых электронных устройств, что невозможно без математического моделирования; например, в настоящее время на подготовку опытного образца электронного устройства с момента выдачи технического задания может отводиться 2—3 недели;
‘ • сравнительно хорошая изученность физических процессов, происходящих в электронных приборах и устройствах, и наличие развитой теории, что является благодатной почвой для математического моделирования; ясность задачи моделирования электронных схем, прозрачность проблемы описания устройств электроники средствами математики стимулирует применение математического моделирования.
Математическое моделирование электронной схемы начинается с ввода в ЭВМ информации об электронных приборах (или элементах и компонентах интегральных схем) и способе их соединения.
При использовании современных систем схемотехнического моделирования, оснащенных специальными программами (так называемыми графическими редакторами), ввод указанной информации обеспечивается изображением на экране ЭВМ электрической принципиальной схемы моделируемого устройства и указанием типов электронных приборов.
На рис. 5.1 приведен пример электронной схемы (RC- усилителя на биполярном транзисторе), подготовленной к моделированию с помощью пакета программ Micro-Cap V.
По указанному типу прибора система моделирования обращается к соответствующей математической модели прибора и заменяет ей прибор, изображенный на схеме. Как уже отмечалось при рассмотрении отдельных приборов, математическая модель прибора — это совокупность его эквивалентной схемы и математических выражений, описывающих элементы эквивалентной схемы. После замены каждого прибора его эквивалентной схемой образуется математическая модель всего электронного устройства, т. е. совокупность эквивалентной схемы устройства и математических выражений, описывающих элементы этой эквивалентной схемы.
Достаточные для первого ознакомления представления об использующихся математических моделях приборов дают рассмотренные выше модели диодов и транзисторов.
ОСОБЕННОСТИ МАТЕМАТИЧЕСКОГОМОДЕЛИРОВАНИЯ РАЗЛИЧНЫХРЕЖИМОВ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОННЫХУСТРОЙСТВ
Современные программные системы (Micro-Cap V, Design Center 6.2 и др.) позволяют автоматизированно моделировать практически все режимы работы электронного устройства, представляющие интерес для специалиста.
Рассмотрим особенности моделирования различных режимов, используя их наименования, характерные для математического моделирования.
' Режим постоянного тока. Это режим покоя, начальный режим работы электронной схемы. При моделировании этого режима предполагается, что к электронному устрой
ству уже достаточно долго подключены только источники постоянного напряжения и тока.
Моделирование рассматриваемого режима основано на использовании метода Ньютона (Ньютона—Рафсона) для решения систем нелинейных уравнений или модификаций данного метода. Этот метод является итерационным. Характерной его особенностью является линеаризация системы нелинейных уравнений на каждом этапе вычисления очередной итерации (приближения к решению).
Важно отметить, что в системах схемотехнического моделирования этот метод реализован не в классической форме, рассматриваемой в различных руководствах по вычислительным методам, а в оригинальной схемотехнической форме, отличающейся логической красотой, совершенством и ориентированной именно на моделирование электронных схем. Моделирующая программа, фактически решая систему нелинейных уравнений, описывающую электронное устройство, не формирует эту систему. Вместо этого при вычислении очередной итерации каждый нелинейный элемент эквивалентной схемы электронного устройства заменяется линейной так называемой дискретной моделью, соответствующей методу Ньютона. В результате образуется линейная схема, анализ которой и приводит к определению очередной итерации.
Для полученной линейной схемы моделирующая программа формирует систему линейных узловых уравнений, в которой неизвестными являются узловые напряжения (потенциалы). Затем эта программа решает полученную систему линейных алгебраических уравнений, используя LU-факторизацию. LU-факторизация выполняется на основе метода исключения Гаусса для решения системы линейных алгебраических уравнений или по алгоритму Кра- ута, который по существу является модификацией метода
исключения Гаусса. Современные моделирующие программы учитывают разреженность матрицы системы узловых уравнений. Это значительно сокращает затраты машинного времени и памяти. По завершении решения системы узловых уравнений определяются все остальные искомые токи и напряжения схемы.
После вычисления некоторого количества итераций (например, нескольких десятков) определяется решение, т. е. находится установившийся режим схемы.
На рис. 5.2 приведен график зависимости напряжения VCE(Q1) между коллектором и эмиттером транзистора от напряжения питания V(V2) для схемы рис. 5.1.
Этот график получен при анализе режима постоянного тока в результате многократного расчета установившегося режима.
На рис. 5.3 показано соответствующее окно для задания параметров моделирования.
EES® ;
Ж©йбй^Хий'гйзо:шпк1^^^
т^ЖМ^тш[ж£жЕ/^ЖГ^^DC Analysis Limits|т^ЖМ^тш[ж£жЕ/^ЖГ^^DC Analysis Limits|Input 2 RangeInput 2Input 1 RangeInput 1Number of PointsTemperature Maximum Change XInput 2 RangeInput 2Input 1 RangeInput 1Number of PointsTemperature Maximum Change X|T||V(V2j[|VCE(Q1)|15.0|[sT0.5||5.3 ||T||V(V2j[|VCE(Q1)|15.0|[sT0.5||5.3 |
т^ЖМ^тш[ж£жЕ/^ЖГ^
^DC Analysis Limits|
т^ЖМ^тш[ж£жЕ/^ЖГ^
^DC Analysis Limits|
Input 2 Range
Input 2
Input 1 Range
Input 1
Number of Points
Temperature Maximum Change X
Input 2 Range
Input 2
Input 1 Range
Input 1
Number of Points
Temperature Maximum Change X
|T||V(V2j[|VCE(Q1)|15.0|[sT0.5||5.3 |
|T||V(V2j[|VCE(Q1)|15.0|[sT0.5||5.3 |
Рис. 5.3
Динамический режим. Этим термином обозначают режим работы электронного устройства, при котором могут иметь место различные переходные процессы. По существу динамический режим — это реальный режим работы электронной схемы во всем его многообразии, развивающийся во времени. При моделировании динамического режима учитывается воздействие на схему самых разнообразных источников сигналов.
Моделирование динамического режима основано на использовании неявных методов решения систем обыкновенных дифференциальных уравнений. Обычно используются методы 1ира (формулы дифференцирования назад).
В системах схемотехнического моделирования указанные методы также реализованы не в классической, а в специфической схемотехнической форме, в наивысшей степени соответствующей задаче моделирования переход-
687 Современные подходы. к анализу и синтезу ЭЧ ЖдаВЕ ных процессов в электронных схемах. Система моделирования выполняет численный расчет переходных процессов без формирования соответствующей системы обыкновенных дифференциальных уравнений. Для определения то
ков и напряжений схемы в некоторый следующей момент времени все реактивные элементы (конденсаторы и катушки индуктивности) заменяются дискретными моделя
ми, соответствующими используемому неявному методу. В результате образуется схема без реактивных элементов, анализ которой и приводит к определению указанных токов и напряжений. Многократное повторение описанных действий и обеспечивает анализ динамического режима в течение достаточно длительного отрезка времени.
На рис. 5.4 приведены временные диаграммы напряжений на входе (V(7)) и выходе (V(5)), схемы, полученные при анализе динамического режима.
Ti*e Range Махеш* Таве Step Nunbef of Points TexipefatweTi*e Range Махеш* Таве Step Nunbef of Points Texipefatwefle-4 0.001 e-4 50 27fle-4 0.001 e-4 50 27
Ti*e Range Махеш* Таве Step Nunbef of Points Texipefatwe
Ti*e Range Махеш* Таве Step Nunbef of Points Texipefatwe
fle-4 0.001 e-4 50 27
fle-4 0.001 e-4 50 27
Pi Auto Scale Ranges
Рис. 5.5
На рис. 5.5 показано соответствующее окно для задания параметров моделирования.
Режим переменного тока. Это установившийся режим работы схемы при воздействии на нее синусоидального входного сигнала настолько малой амплитуды, что нелинейности характеристик электронных приборов не проявляются и схема может анализироваться как линейная. В рассматриваемом режиме определяют различные частотные характеристики электронных схем, наиболее употребительными из которых являются амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики.
Моделирование режима переменного тока основано на использовании комплексного (символического) метода анализа электронных схем. При этом для каждой частоты входного сигнала формируется система линейных алгебраических уравнений, описывающая рассматриваемый
режим и имеющая комплексную матрицу коэффициентов и комплексный столбец правых частей. Решение этой си
стемы позволяет определить переменные составляющие токов и напряжений и значения соответствующих параметров схемы. При этом используют те же указанные выше методы решения систем линейных алгебраических уравнений, которые применяются при анализе режима постоянного тока (для которого характерно применение вещественных матриц коэффициентов и столбцов правых частей). Повторение таких вычислений при различных частотах обеспечивает анализ рассматриваемого режима в требуемом диапазоне частот.
На рис. 5.6 приведены амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики схемы рис. 5.1, полученные при анализе режима переменного тока.
Рис. 5.6
На рис. 5.7 показано соответствующее окно для задания параметров моделирования.
dbMSMdbMSM1et006.1015.-205.31e»006.10II-30.-300||5Л1et006.1015.-205.31e»006.10II-30.-300||5ЛРис. 5.7Рис. 5.7
dbMSM
dbMSM
1et006.1015.-205.3
1e»006.10II-30.-300||5Л
1et006.1015.-205.3
1e»006.10II-30.-300||5Л
Рис. 5.7
Рис. 5.7
УРОВЕНЬ СОВРЕМЕННЫХ СИСТЕММАТЕМАТИЧЕСКОГО МОДЕЛИРОВАНИЯЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
Системы математического моделирования устройств электроники на протяжении длительного времени постоянно развиваются и совершенствуются. Укажем характерные возможности современных систем моделирования.
Моделирование смешанных аналого-цифровых устройств. Электронная схема, подлежащая моделированию, может состоять как из аналоговых, так и цифровых устройств. Важно отметить, что допускается использование обратных связей. Цифровые устройства моделируются на логическом уровне. Система моделирования в автоматическом режиме обеспечивает взаимодействие аналоговых и цифровых устройств, поэтому математическая модель всего аналого-цифрового устройства электроники функционирует как единое целое, адекватно отражая особенности работы реального устройства.
На рис. 5.8 приведен пример аналого-цифровой схемы, подготовленной к моделированию с помощью пакета Micro-Cap V. В этой схеме кроме аналоговых элементов используется JK-триггер.
Рис. 5.8
Статистический анализ. Для оценки влияния изменения параметров элементов электронной схемы (в рамках их заданных допусков) на режим ее работы, определение чувствительности режима работы схемы к изменению параметров элементов система моделирования выполняет многократный анализ схемы, случайным образом изменяя требуемые параметры элементов. При этом изменения выполняются в соответствии с конкретными законами распределения.
Спектральный анализ. Сигналы, полученные при моделировании, можно подвергнуть спектральному анализу, разлагая в усеченный ряд Фурье. Могут учитываться более сотни гармоник.
Анализ шумов. При моделировании предусмотрено задание шумовых параметров элементов электронных схем.
Использование этих параметров дает возможность оценивать шумовые свойства электронных устройств.
Использование функциональных блоков. Отдельные узлы электронного устройства могут моделироваться как функциональные блоки, описываемые передаточными функциями. Нелинейные передаточные функции могут задаваться как аналитически, так и в табличной форме.
Параметрический синтез (параметрическая оптимизация). Для конкретной схемы электронного устройства программная система может осуществить поиск наилучшего соотношения параметров элементов схемы в соответствии с заданной целевой функцией. Параметрический синтез позволяет создавать устройства электроники, обладающие наивысшими технико-экономическими показателями.
Структурный синтез. Схемы электронных устройств отдельных классов (в частности, активных фильтров) могут создаваться в автоматизированном режиме в соответствии с заданными требованиями.
Создание математических моделей элементов. Системы моделирования комплектуются программами, обеспечивающими получение в автоматизированном режиме математических моделей элементов электронных схем. При этом используются справочные данные, характеризующие эти элементы.
На рис. 5.9 приведен пример графика зависимости коэффициента Р-транзистора от тока коллектора, который строится по точкам, задаваемым пользователем на основе справочных данных.
Проектирование печатных плат. В последнее время появились программные системы (Design Center 6.2, Design Lab 8.0), обеспечивающие, кроме моделирования электромагнитных процессов, также и проектирование печатных плат электронных устройств. Ранее для этого проектирования использовались специализированные программы разработки печатных плат (P-CAD, OrCAD), которые не осуществляли моделирования этих процессов. Таким образом, в настоящее время в распоряжении разработчика имеются системы сквозного проектирования, обеспечивающие выполнение всех основных этапов разработки устройств электроники.
693 (Убременныетю^о^ ^анализу и с^^
Part 1Error = 5Х NPNPart 1Error = 5Х NPN1с Bet?1с Bet?
Part 1Error = 5Х NPN
Part 1Error = 5Х NPN
1с Bet?
1с Bet?
Рис. 5.9
ВЛИЯНИЕ РАЗВИТИЯМАТЕМАТИЧЕСКОГО МОДЕЛИРОВАНИЯНА ХАРАКТЕР ТРУДА РАЗРАБОТЧИКАЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
Для продуктивной работы по созданию устройств электроники важно осознать, что достижения математического моделирования электронных схем в очень сильной степени изменили характер работы современного специалиста. Теперь эффективность его деятельности непосредственно зависит от уровня подготовки в области моделирования. Уже можно утверждать, что без овладения основами математического моделирования практически нельзя надеяться на получение результатов, составляющих конкуренцию результатам работы тех специалистов, которые хорошо освоили моделирование.
Электроника
В то же время важно рассмотреть вопрос о том, что может дать математическое моделирование и чего оно, по крайней мере, в настоящее время, дать не может.
Математическое, моделирование берет на себя многие прежние обязанности разработчика электронных схем, но при этом возлагает на него новые обязанности, что можно считать вполне справедливой платой за новые, исключительно полезные возможности.
Существует заблуждение, в соответствии с которым использование математического моделирования освобождает от необходимости глубоко изучать особенности построения конкретных электронных схем, а также происходящих в них процессов. Возможно, это заблуждение возникло потому, что математическое моделирование в высшей степени полезно для уяснения самых сложных вопросов, возникающих при изучении электронных схем, и поэтому во многих случаях быстро компенсирует пробелы в начальной подготовке. Но это не оправдывает заблуждение, а говорит только о том, что математическое моделирование следует использовать все более широко и на все более ранних этапах изучения электроники. Что же касается самих знаний в области электроники, то они безусловно необходимы для плодотворной работы с использованием пакетов схемотехнического моделирования.
Современный этап математического моделирования характерен тем, что практически все ключевые решения при создании электронной схемы принимает разработчик, а не система моделирования. Поэтому недопонимание тех или иных особенностей электронной схемы приводит к выбору неоптимальных вариантов схемы, значений параметров элементов, а также режимов работы. При этом существует опасность, что моделирование не выявит все характерные режимы работы схемы, в том числе и опасные, так как именно разработчик определяет начальные условия моделирования. Нужно осознать, что основная функция моделирующей программы состоит в получении численных значений тех или иных переменных, определяемых по достаточно жестким алгоритмам. Моделирова-
ние не снимает с разработчика обязанности качественной интеллектуальной оценки и самой схемы, и происходящих
в ней процессов.
На разработчике лежит вся ответственность за окончательный выбор конкретной схемы даже в случае автоматизированного структурного синтеза типовых устройств. Он должен или непосредственно устанавливать, или из
менять параметры элементов схемы, или определять целевую функцию для параметрического синтеза. Успешно решать эти задачи можно только при глубоком понимании работы устройства. Необходимым является знание основных количественных соотношений, характеризующих электронную схему и являющихся основой для выбора начальных значений параметров элементов, а также направления и степени изменения этих параметров.
Приступая к математическому моделированию, следует уяснить, что необходимым условием для получения положительных результатов являются знания в области математических моделей элементов и методов вычислений, реализованных в моделирующих программах. Важно с самого начала понять, что результаты моделирования некоторой электронной схемы определяются не только ее характерными особенностями, но и особенностями используемых математических моделей и алгоритмов. Здесь будет кстати вспомнить тот факт, что и при экспериментальном исследовании реальных электронных устройств результаты зависят и от особенностей организации эксперимента, и от параметров измерительных приборов. Точно так же, как неправильная настройка экспериментальной установки и использование не соответствующих цели эксперимента испытуемых образцов и приборов являются причинами ошибочных экспериментальных результатов, неправильные применение математических моделей, настройка и использование вычислительных алгоритмов приводят к получению ошибочных результатов моделирования.
Конечно, некоторые пользователи предпочли бы те программные средства, которые вообще не требуют зна-
ния использующихся в них моделей и методов моделирования. Однако таких программных средств не существует и они вряд ли появятся.
Характерной чертой прежних подходов к анализу и проектированию электронных схем является то, что для каждого отдельного класса электронных схем (усилители, стабилизаторы и т. д.) используются специализированные приемы и методы. Эти приемы и методы, как правило, логически слабо связаны. Поэтому слабо связаны и различные разделы руководств по расчету электронных схем.
Современные подходы к математическому моделированию электронных схем характеризуются использованием достаточно малого числа универсальных эффективных методов, основанных на последних достижениях прикладной математики и электроники. Эти методы позволяют выполнять анализ и расчет различных электронных схем единообразно, с использованием единых исходных позиций. Но данные методы, отличающиеся глубиной реализуемых идей, достаточно сложны. Их усвоение требует глубокой всесторонней проработки. Представляется возможным провести аналогию между переходом к современным методам моделирования и переходом к широкому использованию дифференциального исчисления, сделавшим ненужными многие прежние приемы и способы решения конкретных частных задач математики.
Однако дополнительные обязанности разработчика электронных схем по выбору, созданию и корректировке математических моделей, настройке моделирующих программ и контролю за их работой многократно компенсируются возможностями быстро и с высокой точностью выполнять самые сложные расчеты, абсолютно невозможные при использовании прежних подходов. Математическое моделирование освобождает от рутинной работы и радикально увеличивает возможности для творчества в электронике.
ЛИТЕРАТУРА
Аналоговая и цифровая электроника: Учебник для вузов / Ю.Ф. Опадчий, О.П. Глудкин, А.И. Гуров. Под ред. О.П. Глудкина. —М.: Радио и связь, 1996. — 786 с.
Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники. — Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2003. — 664 с.
Новиков Ю.В. Основы цифровой схемотехники. Базовые элементы и схемы. Методы проектирования. — М.: Мир, 2001. — 379 с.
Прянишников В.А. Электроника: Курс лекций. — СПб.: Корона-принт, 2004. — 416 с.
Семенов Б.Ю. Силовая электроника для любителей и профессионалов. — М.: Солон-Р, 2001. — 327 с.
Точчи Р., Уидмер Н. Цифровые системы. Теория и практика. Пер. с англ. 8-е изд. — М.: Издательский дом «Вильямс», 2004. — 1024 с.
Угрюмое Е.П. Цифровая схемотехника. — СПб.: БХВ — Санкт-Петербург, 2000. — 528 с.
Фрике К. Вводный курс цифровой электроники. — М.: Техносфера, 2003. — 432 с.
СОДЕРЖАНИЕ
ПРЕДИСЛОВИЕ3
Введение6
ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМ11
Полупроводниковые диоды11
Краткое описание полупроводниковых материалов... 11
Устройство и основные физические процессы13
Характеристики и параметры полупроводникового диода29
Использование вольт-амперной характеристики диода для определения его режима работы36
Математические модели диодов и их использование для анализа электронных схем38
Разновидности полупроводниковых диодов41
Классификация и система обозначений49
Биполярные транзисторы54
Устройство и основные физические процессы55
Характеристики и параметры59
Математические модели биполярного транзистора ... 70
Анализ схем с транзисторами76
Три схемы включения транзистора с ненулевым сопротивлением нагрузки/....79
h-параметры транзистора82
Временные диаграммы токов транзистора при его вхождении в активный режим работы и частотные (динамические) свойства84
Классификация и система обозначений87
Полевые транзисторы90
Устройство и основные физические процессы91
Характеристики и параметры94
Математические модели полевого транзистора101
Разновидности полевых транзисторов104
Применение принципа полевого транзистораПО
Тиристоры113
Устройство и основные физические процессы113
Характеристики119
Графический анализ схем с тиристорами121
Классификация и система обозначений122
Оптоэлектронные приборы125
Общая характеристика оптоэлектронных приборов125
Излучающий диод (светодиод)126
Фоторезистор-131
Фотодиод133
Фототранзистор и фототиристор136
Оптрон (оптопара)137
Разновидности индикаторов138
Операционные усилители 140
Краткое описание операционного усилителя141
Передаточная характеристика144
Влияние различных факторов на выходное напряжение операционного усилителя148
Амплитудно-частотная, фазочастотная характеристики операционного усилителя и его эквивалентная схема151
Интегральные микросхемы154
Силовые (мощные) полупроводниковыеприборы.... 157
Силовые (мощные) биполярные транзисторы157
Силовые (мощные) полевые транзисторы172
IGBT — биполярный транзистор с изолированным затвором181
SIT — транзистор со статической индукцией189
Сравнительная характеристика силовых полупроводниковых приборов193
АНАЛОГОВЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА196
Классификация, основные параметры и характеристики усилителей196
Обратная связь в усилителях204
Классификация обратных связей в усилителях205
Анализ влияния отрицательной обратной связи на примере последовательной обратной связи по напряжению206
Разновидности отрицательных обратных связей и анализ их влияния215
Усилители на биполярных транзисторах217
Режимы работы транзистора в усилителе217
Усилитель с эмиттерной стабилизацией222
Усилители на полевых транзисторах232
Линейные схемы на основе операционных усилителей (ОУ)233
*2.5.1. Инвертирующий усилитель на основе ОУ235
Неинвертирующий усилитель на основеОУ237
Повторитель напряжения на основе ОУ240
Сумматор напряжений (инвертирующий
сумматор)241
Вычитающий усилитель (усилитель с дифференциальным входом)242
Схемы с диодами и стабилитронами на основе ОУ.... 244
Усилители постоянного тока246
Дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах249
Усилитель постоянного тока с модуляцией и демодуляцией (усилитель типа МДМ)254
Усилители мощности (мощные выходные усилители)256
Трансформаторные усилители мощности260
Бестрансформаторные усилители мощности264
Активные фильтры267
Общее математическое описание фильтров269
Классификация фильтров по виду их амплитудночастотных характеристик276
Классификация фильтров по особенностям
полиномов, входящих в передаточные функции .... 281
Особенности проектирования активных фильтров.... 283
Схемы активных фильтров284
Генераторы гармонических колебаний287
RC-генераторы с мостом Вина289
Кварцевые генераторы293
Вторичные источники питания295
Выпрямители298
Сглаживающие фильтры307
Стабилизаторы напряжения313
Инверторы, умножители напряжения и управляемые выпрямители322
ЦИФРОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА327
Импульсный режим работы и цифровое представление преобразуемой информации327
Описание импульсных сигналов 328
Анализ переходных процессов (динамических
режимов) в импульсных схемах331
Цифровое представление преобразуемой ** информации и логические состояния.
Аналоговые и цифровые ключи335
Цифровые ключи на биполярных транзисторах338
Ненасыщенные цифровые ключи на биполярных транзисторах345
Аналоговые коммутаторы (аналоговые ключи) на биполярных транзисторах347
Ключи на полевых транзисторах353
Логические функции и алгебра логики (булева алгебра)361
Логические функции и способы их записи361
Основы алгебры логики366
Минимизация логических функций367
Реализация логических функций375
Особенности построения логических устройств380
Логические элементы384
Классификация и основные параметры384
Особенности выходных каскадов цифровых микросхем387
Преобразователи уровня сигналов и шинные формирователи390
Схемотехника логических элементов различных логик394
Сравнительные характеристики логических элементов и их особенности404
Комбинационные цифровые устройства407
Шифраторы, дешифраторы и преобразователи кодов407
Мультиплексоры и демультиплексоры419
Сумматоры429
Цифровые компараторы435
Последовательностные цифровые устройства437
Триггеры437
Счетчики импульсов450
Регистры458
Цифровые запоминающие устройства464
Общая характеристика устройств464
Структуры запоминающих устройств465
Оперативные запоминающие устройства469
Постоянные запоминающие устройства472
‘3.6.5. Флэш-память480
Использование ПЗУ для реализации цифровых устройств481
Программируемые логические интегральные схемы484
Основные сведения, классификация и области применения484
Программируемые логические матрицы487
Программируемая матричная логика492
Базовые матричные кристаллы493
Программируемые вентильные матрицы495
Программируемые коммутируемые матричные блоки498
ПЛИС комбинированной архитектуры и типа «система на кристалле»501
Арифметические устройства504
Последовательный сумматор504
Накапливающий сумматор506
Двоичные умножители508
Двоичное деление514
Арифметико-логическое устройство514
Устройства для ограничения и аналого-цифрового преобразования сигналов520
Амплитудные ограничители520
Цифроаналоговые преобразователи530
Аналого-цифровые преобразователи540
Устройства выборки и хранения аналоговых сигналов560
Генераторы импульсных сигналов565
Генераторы прямоугольных импульсов565
Генераторы линейно изменяющегося напряжения576
Формирователи импульсов588
Триггер Шмитта588
Устройства задержки импульсов593
Формирователи импульсов по длительности595
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА599
Силовая электроника в современном мире599
Общие подходы к построению силовых электронных устройств604
Бесконтактные переключающие устройства * (прерыватели).’616
Прерыватели переменного тока616
Прерыватели постоянного тока629
Управляемые выпрямители633
Управляемый однофазный мостовой выпрямитель... 634
Управляемый трехфазный мостовой выпрямитель.... 641
Инверторы649
Однофазный мостовой автономный параллельный инвертор тока651
Зависимые инверторы656
Автономные инверторы напряжения на IGBT658
Преобразователи частоты664
Преобразователи частоты с промежуточным звеном постоянного тока665
Преобразователи частоты с непосредственной связью667
Преобразователи постоянного напряжения (импульсные преобразователи напряжения)669
Общее описание преобразователей постоянного напряжения669
Основные схемотехнические решения, использующиеся в преобразователях постоянного напряжения671
Системы управления и защиты устройств силовой электроники676
СОВРЕМЕННЫЕ ПОДХОДЫ К АНАЛИЗУ И СИНТЕЗУ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ680
Вводные сведения по математическому моделированию электронных устройств680
Особенности математического моделирования различных режимов работы электронных устройств683
Уровень современных систем математического моделирования электронных устройств690
Влияние развития математического моделирования на характер труда разработчика электронных устройств693
Литература697
Учебное пособие
Вячеслав Иванович Лачин,Николай Семенович Савёлов
ЭЛЕКТРОНИКА
Ответственный редактор И. ЖиляковТехнический редактор Л. БагрянцеваОбложка А. ПащенкоКорректоры: Н. Никанорова, Т. Лазарева
Подписано в печать 05.06.2007.
Формат 84x108 732. Бумага тип. № 2.
Гарнитура NewtonC. Печать офсетная.
Усл. печ. л. 36,96. Уч.-изд. л. 38,72. Тираж 4000 экз.Заказ № 2641.
Издательство «Феникс»
344082, г. Ростов-на-Дону, пер. Халтуринский, 8 0.
Отпечатано с готовых диапозитивов в ОАО «ИПП «Курск».305007, г. Курск, ул. Энгельса, 109.
E-mail: kursk-2005@yandex.ru www.petit.ruКачество печати соответствует качествупредоставленных заказчиком диапозитивов.
Высшее образование
В. И. Лачин, Н. С. Савёлов
ЭЛЕКТРОНИКА
Рекомендовано учебно-методическим объединением вузовРоссийской Федерации по образованию в области радиотехники,электроники, биомедицинской техники и автоматизациив качестве учебного пособия для студентов высших учебныхзаведений, обучающихся по направлению подготовки220200 «Автоматизация и управление»
Издание шестое, переработанное и дополненное
Ростов-на-Дону«Феникс»2007
УДК 621.38 (075.8)
ББК 32.85я73
КТК 222
Л 31jL
Рецензенты:
кафедра автоматики и компьютерных систем Томского политехнического университета (зав. кафедрой д.т.н., проф. Г. П. Цапко);
зав. кафедрой автоматики и управления в технических системах Самарского государственного технического университета д.т.н., проф. Э. Я. Рапопорт
Лачин В. И., Савёлов Н. С.
Л 31 Электроника: учеб, пособие / В. И. Лачин, Н. С. Савёлов. — Изд. 6-е, перераб. и доп. — Ростов н/Д : Феникс, 2007. — 703, [1] с. — (Высшее образование).
ISBN 978-5-222-11812-2
В учебном пособии рассмотрены все основные, включая силовые, полупроводниковые приборы и наиболее широко используемые устройства аналоговой, цифровой и силовой электроники?Описаниям характеристик и параметров приборов предшествуют необходимые сведения по физическим явлениям, учитываемые при математическом моделировании. Изучаемый материал ориентирован на практическое применение.
Предназначено для студентов высших технических учебных заведений.
УДК 621.38 (075.8)
ISBN 978-5-222-11812-2ISBN 978-5-222-11812-2ББК 32.85я73
ISBN 978-5-222-11812-2
ISBN 978-5-222-11812-2
© Лачин В. И., Савёлов Н. С., 2007
© Оформление, изд-во «Феникс», 2007