Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
Предлагаемая вниманию читателей книга Э. Реда «Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике» освещает основные вопросы разработки высокочастотных устройств приемопередающей аппаратуры. В ней описываются принциды действия различных элементов и функциональных узлов, приводится большое число практических схем приемников, передатчиков, а также цифровых синтезаторов частоты, из которых состоят современные радиостанции (трансиверы).
Отдельное описание узлов, входящих в состав приемопередатчика, т. е. смесителей, фильтров, задающих генераторов, усилителей и др. с конкретными техническими данными и характеристиками, а также большое количество вариантов построения различных трактов позволяет быстро оценить ситуацию и выбрать оптимальные решения при проектировании. Теоретическая часть представлена кратко и носит чисто практический характер, что не перегружает читателя.
Автор описывает элементарные устройства: трансформаторы, ответвители, фильтры, диодные смесители, усилители. Помимо традиционных трансформаторов с магнитной связью он приводит также сведения о трансформаторах на линиях с электромагнитной связью, используемых для согласования низких импедансов мощных транзисторов с нагрузками в широком диапазоне частот. На рисунках даны схемы расположения обмоток, являющиеся своего рода наглядным пособием и упрощающие конструирование трансформаторов.
В книге рассмотрены синфазные и противофазные гибридные соединения (ответвители), которые находят широкое применение в технике связи для деления и суммирования мощностей. Дан также анализ различных фильтров (полосовых, ФНЧ, ФВЧ при различных аппроксимациях) и их характеристики: рассмотрены фильтры Чебышева, Баттерворта, Кауэра и др. В зависимости от конкретной задачи, для решения которой предназначен тот или иной фильтр, даются рекомендации по правильному выбору типа фильтра в различных местах тракта. При этом приводится порядок расчета, который доведен до уровня номограмм, что позволяет легко и быстро выбирать требуемую АЧХ (амплитудно-частотную характеристику) и обеспечивать необходимое подавление нежелательных частот. В концентрированном виде изложены важные с практической точки зрения рекомендации по проектированию фильтров. В книге также уделено значительное внимание кварцевым фильтрам в виде как решетчатых, так и лестничных структур. Приведены (в зависимости от назначения) рекомендации по выбору фильтров и расчетные формулы для их проектирования. Достаточно подробно рассмотрены вопросы проектирования диодных смесителей разных типов: балансных, кольцевых и др. При этом анализируются смесители для различных значений входной мощности.
Большое внимание уделяется усилителям. Рассматриваются разные типы усилителей в различных режимах работы. Приведенные характеристики позволяют быстро, оценить необходимые параметры усилителей в широком диапазоне частот. Конкретные схемы каскадов как на биполярных, так и на полевых транзисторах с указанием номиналов элементов упрощают проектирование. Аналогичные устройства обсуждаются в той или иной мере в работах [1-13], но в них отдельные функциональные узлы (усилители, фильтры и др.) обычно рассматриваются в теоретическом плане и в большинстве случаев анализируются изолированно без связи с конкретными устройствами, в которых они применяются. Изложение в книге ведется с практических позиций, при этом учитывается роль данного устройства в зависимости от требований, предъявляемых к приемнику в целом.
Автор дал общий подход к проектированию приемников при различных уровнях внешнего шума и для разных диапазонов частот, а также привел важнейшие характеристики приемников, такие, как коэффициент шума, динамический диапазон, определяемый с позиции интермодуляционных искажений, и др.
Рассмотрены также варианты построения передатчиков. Представлены разнообразные схемы гетеродинных трактов кварцевых генераторов. Для упрощения конструирования приведены фотошаблоны некоторых устройств. Изучаются цифровые синтезаторы частоты, являющиеся непременным атрибутом современных приемопередатчиков. Естественно, что этому вопросу в книге уделено значительное внимание. Приводятся варианты схем построения синтезаторов, оцениваются достоинства и недостатки той или иной схемы в зависимости от предъявляемых к синтезатору требований, а также фазовые шумы различных синтезаторов.
Из указанных выше устройств состоит радиостанция (трансивер), которая может работать в различных режимах: телеграфном, в режиме с подавлением несущей, в однополосном режиме и др.
Приведен ряд интересных схемных решений, особенно при устранении помех и наводок; показаны способы решения неординарных задач, возникающих в практической работе.
При этом, как и в другой книге этого же автора «Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие» (ML: Мир, 1989), расчеты в гл. 2 доведены до уровня графиков, номограмм и таблиц, позволяющих даже тем, кто не обладает хорошей теоретической подготовкой, проводить необходимые расчеты при конструировании как приемопередающего устройства в целом, так и его отдельных узлов.
Глава 3 книги носит чисто справочный характер и весьма информативна. В ней приведены аналитические выражения, номограммы и графики для расчета различных элементов (катушек трансформатора, емкостей, индуктивностей и др.), требуемых для конструирования приемопередающих устройств. Даны номограммы и характеристики для расчета коэффициента стоячей волны (КСВ), эквивалентной шумовой температуры приемного устройства и других величин, необходимых разработчику при проектировании приемопередающих систем. Большинство рассмотренных в книге устройств широко используется в любой связной аппаратуре. Приведенные схемы, функционально законченные узлы, блоки имеют входное/выходное сопротивление, равное 50 Ом. 50-омная техника широко применяется в настоящее время в приемопередающей аппаратуре и имеет ряд достоинств, одно из которых заключается в том, что она позволяет без затруднений осуществить замену некоторых устройств на другие с требуемыми характеристиками.
Методическое построение книги дает возможность после краткого ознакомления со схемами проследить их применение и местоположение в различных трактах. Материал в книге изложен весьма удачно, причем каждая глава книги носит самостоятельный характер.
Книга может послужить хорошим пособием при разработке и конструировании различных устройств - от элементарных до функционально законченных, т. е. от смесителей, усилителей, фильтров и др. до сложных блоков передатчиков, приемников, цифровых синтезаторов частоты и т. д.
Книга будет весьма интересна широкому кругу инженерно-технических работников, занимающихся разработкой и проектированием приемопередающих устройств и входящих в них элементов. Она полезна студентам вузов и техникумов при курсовом проектировании, а также квалифицированным радиолюбителям.
Ю. А. Лурье
Литература
Шумилин М. С. и др. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. -М.: Радио и связь, 1987.
Муравьев О. Л. Радиопередающие устройства связи и вещания.-М.: Радио и связь, 1983.
Богданович Б. М. Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройствах.-М.: Связь, 1980.
Петровский В. Н. и др. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств.-М.: Радио и связь, 1986.
Маттей Д. Л. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи.-М.: Связь, 1972.
Радиоприемные устройства/Под ред. Барулина Л.Г.-М.: Радио и связь, 1984.
Справочник по элементам радиоэлектронных устройств/Под ред. Дулина В. Н. и др.-М.: Энергия, 1987.
Поляков В.Т. Трансиверы прямого преобразования.-М.: ДОСААФ СССР, 1984.
Зарубежные интегральные микросхемы широкого применения (справочник)/Под ред. А. А. Чернышева. -М.: Энергоиздат, 1984.
Отечественные полупроводниковые приборы и зарубежные аналоги.-М.: Энергия, 1978.
Буга Н. Н. и др. Радиоприемные устройства.-М.: Радио и связь, 1988.
Манасевич В. А. Синтезаторы частоты: Пер. с англ.-М.: Связь, 1979.
Гассанов Л. Г. и др. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи.-М.: Радио и связь, 1988.
Каждая из трех глав этого справочника охватывает широкий круг вопросов, богато иллюстрирована и практически не связана с другими.
В гл. 1 дается введение в так называемую 50-омную технику. Все устройства, относящиеся к этой технике, имеют общую черту: их схемные функции реализованы в виде модулей, имеющих одинаковое входное/выходное сопротивление, а именно 50 Ом. Примерами таких модулей могут служить фильтры, широкополосные смесители и усилители, которые вследствие стандартизации входных/выходных параметров очень просто соединяются друг с другом, образуя сложные радиоэлектронные и измерительные системы. В этой главе приведены также многочисленные данные о конструкции устройств, способах измерения параметров, размерах печатных плат и монтаже на них радиоэлементов.
В гл. 2 приводятся разнообразные схемы устройств приемной, передающей и измерительной техники. Все схемы относятся к реально функционирующей аппаратуре и пригодны для практического использования. Наряду с любительскими конструкциями здесь представлены профессиональные промышленные и военные разработки. Приведенные схемы находят чрезвычайно широкое применение: от простых устройств до сложнейших систем, функционирующих в диапазоне от звуковых до сверхвысоких частот и обрабатывающих как аналоговые, так и цифровые сигналы. В описании приводятся подробные сведения о номиналах, параметрах схем, расчетные соотношения, необходимые при проектировании, а также топология печатных плат и варианты монтажных схем. При этом используется важная особенность 50-омной техники: возможность «разделить» сложное устройство на подсистемы, которые можно проектировать независимо друг от друга. В гл. 2 излагаются разнообразные подходы к проектированию и приводятся соответствующие методики, основанные на количественных и качественных рекомендациях.
В гл. 3 собраны очень разнообразные по тематике практически необходимые данные, справочные материалы, примеры конструкции ВЧ-элементов и методы их расчета. Все эти сведения очень важны для практической деятельности радиоконструктора.
Все сказанное выше позволяет читателю составить представление о содержании и тематике книги.
Книга такого типа отвечает требованиям профессионалов и позволяет им «подсматривать через замочную скважину конкуренции», полупрофессионалы получают точные сведения о том, что им было известно до сих пор только в общих чертах. Научные работники, занимающиеся поисками нового и неизвестного, найдут много полезного при знакомстве с данной книгой, да и студенты, утомленные теорией, далекой от практики, получат замечательный обзор актуальных проблем, ожидающих их в будущем. Радиолюбители тоже проявят интерес к содержанию книги.
Теперь бросим краткий взгляд за кулисы специальных проблем: подробные принципиальные схемы промышленных и военных приборов, представляемые их изготовителями или пользователями, как правило, невозможно опубликовать вследствие обоснованных или необоснованных запретов. Тем не менее автор сделал все возможное, чтобы читатель получил в свое распоряжение упомянутый материал. Если вы все же заметите отсутствие той или иной информации, попытайтесь разыскать ее в других источниках, но не забывайте, что при подготовке книги автор не имел права нарушать рамки закона.
Резюме
Данная книга содержит исключительно интересный и актуальный материал из практики специалистов по ВЧ-технике и может непосредственно использоваться в работе. Книга пригодна также для повышения уровня читателей без научно-инженерной подготовки, так как в ней систематически изложены основы соответствующих областей знаний без привлечения сложного математического аппарата.
Э. Ред
PS: Книги пишут чаще всего для того, чтобы прославиться. У этой книги другая цель: она должна принести пользу и доставить радость своему читателю. Она может долго служить Вам, читатель, если вы по своему желанию будете уточнять, развивать и детализировать материал, изложенный в ней, принимая во внимание все то, что относится к области ВЧ-техники. Все вышесказанное обращено и к производителям, и к продавцам радиоэлементов.
Э. Ред
Внимание!
При освещении в книге различных тем основные теоретические положения не приводятся. Соответствующую информацию можно получить из книг, список которых помещен в конце книги.
Сокращения и сокращенные слова разъясняются в разд. 3.4.
В математических соотношениях в основном используются базовые единицы: В, А, Вт, Ом, Гц и т. д. Отступления от этого правила сразу же отмечаются.
Важные замечания
При включении в эту книгу схем устройств и методов их проектирования не принималось во внимание патентное право. Преследовались исключительно учебные цели и делалась ориентация на любительские применения, поэтому эти схемы не должны использоваться в промышленном производстве1).
Все схемы и технические сведения подготовлены автором чрезвычайно тщательно, и при их воспроизведении они подвергались эффективному контролю. Но несмотря на это, не исключены ошибки. Издательство «Францис» не предоставляет гарантий и не может нести юридической или какой-либо другой ответственности за последствия, которые могут произойти вследствие ошибочных данных. Автор и издательство заранее благодарны за сообщения об ошибках.
п В противном случае следует брать разрешение у возможных владельцев лицензий.
50-ОМНАЯ ТЕХНИКА
50-омные функциональные блоки-это надежные стандартные профессиональные системы (рис. 1.1.)
Далее мы обсудим основы 50-омной техники. Твердое усвоение основополагающих понятий позволит вам при проектировании представить исходные данные таким образом, чтобы ограничиться незначительным числом несложных расчетов или использовать номограммы и рисунки для решения конкретной прикладной задачи, т. е. осуществить то, что называется «блицпроектирование». Следует отметить, что во многих приводимых ниже функциональных блоках входное/выходное сопротивление может несколько отличаться от 50 Ом.
Широкополосные трансформаторы
50-омные блоки имеют внутри себя цепи с сопротивлением, часто значительно отличающимся от 50 Ом и лежащим в пределах 1—500 Ом. К тому же необходимо, чтобы вход/выход 50-омного звена был симметричным или несимметричным. В этом смысле согласование должно выполняться относительно входов/выходов сигнала.
Для взаимного соединения ВЧ-блоков целесообразно использовать различные пассивные устройства, обладающие широкой полосой пропускания, свободной от резонансов, а именно апериодические трансформаторы, выполненные в виде традиционных согласующихся трансформаторов (с магнитной связью) или трансформаторов на линии п. Для оптимального использования полоса их рабочих частот должна быть выбрана несколько больше ширины спектра сигнала. Обмотки трансформатора размещаются чаще всего на тороидальном или трубчатом сердечнике из феррита, обладающем соответствующими
Рис. 1.1. Военный KB-приемопередатчик, в ВЧ- и ПЧ-каскадах которого используются преимущественно 50-омные блоки. Это позволяет без труда соединять между собой его модули и, кроме того, дает возможность вносить отдельные изменения в модули для их модернизации в соответствии с прогрессивными техническими решениями или для образования различных модификаций. На рисунке изображены два контрольно-измерительных блока (а), собственно приемопередатчик (б) и антенный блок (усилитель мощности) (в).
п То есть трансформаторов с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий [1, 23.-Прим. ред.
Стандартное значение (s^ 1,25):шминОптимальное значение (s ^ 1,1):,10-RLR =шминСтандартное значение (s^ 1,25):шминОптимальное значение (s ^ 1,1):,10-RLR =шминLR' получается обязательно корректным из М-^LR' получается обязательно корректным из М-^Рис. 1.2. Схема трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при произвольном значении коэффициента трансформации 7ц. Приведенные здесь расчетные формулы находят широкое применение.Рис. 1.2. Схема трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при произвольном значении коэффициента трансформации 7ц. Приведенные здесь расчетные формулы находят широкое применение.
Стандартное значение (s^ 1,25):
шмин
Оптимальное значение (s ^ 1,1):
,10-R
LR =
шмин
Стандартное значение (s^ 1,25):
шмин
Оптимальное значение (s ^ 1,1):
,10-R
LR =
шмин
LR' получается обязательно корректным из М-^
LR' получается обязательно корректным из М-^
Рис. 1.2. Схема трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при произвольном значении коэффициента трансформации 7ц. Приведенные здесь расчетные формулы находят широкое применение.
Рис. 1.2. Схема трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при произвольном значении коэффициента трансформации 7ц. Приведенные здесь расчетные формулы находят широкое применение.
частотными и мощностными свойствами с относительно высокой начальной магнитной проницаемостью щ и высоким коэффициентом индуктивности AL.
Тщательный выбор размеров трансформатора приводит к тому, что вносимое им затухание Aj будет менее 0,8 дБ, как правило 0,3-0,6 дБ, реже 0,1-0,3 дБ при сопротивлениях ^ 250 Ом, на частотах ^ 50 МГц. При этом коэффициент стоячей волны (КСВ) не превышает 1,25 (s С 1,25).
Прежде всего скажем немного о согласующих трансформаторах. Они позволяют получить желаемый коэффициент трансформации Z^ значение которого может выбираться в широких пределах. Полоса рабочих частот составляет около пяти октав при сопротивлениях ^ 250 Ом. На более высоких частотах следует учитывать ухудшение коэффициента трансформации Zq и уменьшение полосы пропускания, вызванные влиянием паразитной распределенной емкостной связи, а также значительное увеличение вносимого затухания АР
Эквивалентная электрическая схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике трансформатора для произвольного Zq приведены на рис. 1.2. В данном случае можно включать трансформатор в режиме без поворота фазы. Этот трансформатор можно использовать и с двусторонней симметричной нагрузкой.
Расчетные соотношения, представленные на рис. 1.2, справедливы для всех случаев. Обмотки трансформаторов выполняются скрученными между собой проводами с целью получения оптимального коэффициента связи (на рисунках для наглядности показано параллельное расположение проводов). Обязательно соблюдайте верную фазировку включения обмоток, обращайте внимание на концы, обозначенные точками.
На рис. 1.3 представлены схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух трансформаторов, у которых Zq 1: | > 1... < 4|. В этом устройстве используется так называемая квазилиния, и поэтому оно обладает очень широкой полосой рабочих частотп. Конструкция на основе коаксиального кабеля предпочтительнее в каскадах усиления мощности. В данном случае поворот фазы невозможен.
Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике согласующего трансформатора с Z^ 1:4:9 представлена на рис. 1.4. Поворот фазы невозможен; для преодоления этого недостатка можно использовать вариант схемы, изображенный на рис. 1.2.
Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике трансформатора, согласующего симметричную и несимметричную нагрузки с Zn 1:|2:2|, изображена на рис. 1.5. Такую схему можно применять и в случае симметричной нагрузки с обеих сторон.
Схема еще одного симметрирующего трансформатора и расположение его обмоток
п Практически электрическую длину линии выбирают значительно меньше Х/4(^0,05- 0,15)Х[2].-/7/иш. ред.
Рис. 1.3. Схемы двух трансформаторов и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации ZQ (1 :|> ! <4|).
Рис. 1.4. Схема трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zq (1 :4:9).
Рис. 1.5. Схема симметрирующего трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Z^ (1 :|2:2|).
Рис. 1.6. Схема симметрирующего трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zu (1: > 12: 2|).
Рис. 1.7. Схема симметрирующего трансформатора и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1 : < 12: 2|).
Рис. 1.8. Схема согласующего трансформатора и расположение обмоток на трубчатом сердечнике при произвольном значении коэффициента трансформации 7ц. Трансформатор используется для передачи больших мощностей.
изображены на рис. 1.6. Этот трансформатор имеет Zy 1: > 12:2|. Мы можем применять данную схему в случае симметричной нагрузки с обеих сторон.
На рис. 1.7 представлены эквивалентная схема и расположение обмоток симметрирующего трансформатора с Zy 1: <|2:2|. Эту схему можно использовать и в случае симметричной нагрузки с обеих сторон.
Схема и расположение обмоток на трубчатом сердечнике трансформатора с произвольным 2й см. на рис. 1.8. Эту схему можно применять для передачи больших мощностей, в особенности при сопротивлениях <50 Ом в оконечных каскадах и возбудителях передатчиков. Возможно как синфазное, так и противофазное включение нагрузки. Трансформатор может использоваться в однотактном режиме (класс А) в качестве симметрирующего трансформатора или как симметричный с обеих сторон (см. рис. 1.8, а\
На рис. 1.9-1.12 представлены схемы и формулы для расчета емкостной компенсации
— R— RR ТR Т-о-оПаразитная индуктивность (измеренное значение Ls)Паразитная индуктивность (измеренное значение Ls)N : 1N : 1^MQKC ' LsR^MQKC ' LsRСв ^макс' ^Св ^макс' ^С2 = Nu-^С2 = Nu-^Рис. 1.9. Эквивалентная схема иРис. 1.9. Эквивалентная схема иСв- ^макс' Ci * ^Св- ^макс' Ci * ^ssформулы для расчета компенсирующих элементов трансформатора.формулы для расчета компенсирующих элементов трансформатора.Рис. 1.10. Номограмма для определения компенсирующих емкостей (к рис. 1.9).Рис. 1.10. Номограмма для определения компенсирующих емкостей (к рис. 1.9).
— R
— R
R Т
R Т
-о
-о
Паразитная индуктивность (измеренное значение Ls)
Паразитная индуктивность (измеренное значение Ls)
N : 1
N : 1
^MQKC ' LsR
^MQKC ' LsR
Св ^макс' ^
Св ^макс' ^
С2 = Nu-^
С2 = Nu-^
Рис. 1.9. Эквивалентная схема и
Рис. 1.9. Эквивалентная схема и
Св- ^макс' Ci * ^
Св- ^макс' Ci * ^
s
s
формулы для расчета компенсирующих элементов трансформатора.
формулы для расчета компенсирующих элементов трансформатора.
Рис. 1.10. Номограмма для определения компенсирующих емкостей (к рис. 1.9).
Рис. 1.10. Номограмма для определения компенсирующих емкостей (к рис. 1.9).
Для ^-|>0,44|-1,09;Х^-ы^-LsДля ^-|>0,44|-1,09;Х^-ы^-Ls
Для ^-|>0,44|-1,09;Х^-ы^-Ls
Для ^-|>0,44|-1,09;Х^-ы^-Ls
^макс' Lgп
LBrс1=-^
^макс R
Св = ^макс * С1 * R . L1 L2 ” о
Lib' R
^максC2 = Мц • С1
Рис. 1.11. Эквивалентная схема и формулы для определения компенсирующих элементов трансформатора в широком диапазоне частот.
Рис. 1.12. Номограмма для определения компенсирующих емкостей и индуктивностей (к рис. 1.11). индуктивных составляющих рассеяния трансформаторов в высокочастотной области рабочих частот. Критерием, используемым при компенсации, является максимальная рабочая частота fMaKC, на которой измеряется Ls высокоомных обмоток при короткозамкнутых низкоомных обмотках. Исходной величиной при расчете компенсации является Ls, а также допустимое значение КСВ (s). Вначале следует определить величины LB и Св, соответствующие заданному s, и, наконец, необходимо рассчитать значения Ct/C2 или L1/C1/C2/L2; как правило, вычисленное значение L2 столь мало, что им можно пренебречь. При компенсации симметрирующих трансформаторов наличие среднего симметрирующего отвода симметричной обмотки не принимается во внимание (за исключением измерений).
Относительно компенсации согласующих традиционных трансформаторов следует, во-первых, отметить, что при сопротивлениях > 50 Ом она необходима только для обеспечения чрезвычайно широкой полосы пропускания. С другой стороны, трансформаторы, используемые в каскадах усиления мощности при сопротивлениях «50 Ом, должны компенсироваться всегда, даже при небольших полосах пропускания; при сопротивлениях <10 Ом в диапазоне fMaKC«30 МГц, типичном для широкополосной коротковолновой техники, результирующее значение емкости С2 может достигать величины 1 нФ (!). Поэтому индуктивности обмоток (см. рис. 1.2) следует по возможности снижать.
И наконец, упомянем о трансформаторах на линии (с электромагнитной связью). Они в отличие от согласующих трансформаторов (с магнитной связью) должны иметь коэффициент трансформации, выраженный отношением квадратов целых натуральных чисел, таких, как I2, 22, З2 и т. д., что соответствует значениям ZB 1:1, 1:4, 1:9 и т. д. Это ограничение можно рассматривать как недостаток; с другой стороны, трансформаторы данного типа обладают очень широкой полосой рабочих частот, достигающей десяти октав при сопротивлениях нагрузок ^ 500 Ом1}.
1} На низких частотах трансформатор на линии переходит в трансформатор с магнитной связью между обмотками [2].-Прим. ред.
Стандартное значение (s ^ 1,25): Zw=VRi *R2
^мин|\| = "\/Ь/Аь
Оптимальное значение (s^ 1,1):
L ? 10 R
шминL = N * Al
Особое значение см. в тексте
Рис. 1.13. Схемы двух трансформаторов на линии для противофазного включения нагрузок и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zti (1:1). Приведенные здесь формулы находят широкое применение.
Схемы и эскизы размещения обмоток на тороидальном сердечнике для двух фазоинверсных трансформаторов при Zti 1:1 приведены на рис. 1.13. Синфазное включение нагрузок в данном случае невозможно, так как теряется функция линии. К неудовлетворительным результатам приводят попытки использовать этот тип трансформатора в качестве симметрирующего. Разновидность трансформатора, выполненного на коаксиальных кабелях, применяется в основном в каскадах усиления мощности.
Формулы, приведенные на рисунке, имеют широкое применение при проектировании. Конструктивная реализация линии с волновым сопротивлением Zw будет описана ниже. Всегда обращайте внимание на точки, обозначающие фазировку обмоток трансформатора, и подключайте многообмоточные структуры, строго соблюдая полярность.
На рис. 1.14 приведены электрические схемы и размещение обмоток на тороидальном сердечнике для двух симметрирующих трансформаторов с Zq 1:1. Линия и вспомогательная обмотка выполняются с согласованным числом витков. Оптимальная конструкция трансформатора реализуется при использовании тороидального сердечника.
Схемы и размещение обмоток на тороидальном сердечнике для двух других симметрирующих трансформаторов с Z^ 1:1 изображены на рис. 1.15. Эти схемы имеют средний отвод (С) с симметричной обмотки (в отличие от схем на рис. 1.14). Обе линии должны обладать почти согласованными индуктивностями и размещаться на одном сердечнике.
Электрическая схема и расположение витков на тороидальном сердечнике для двух трансформаторов с Zq 1:4 приведены на рис. 1.16. Поворот фазы невозможен.
На рис. 1.17 представлены схемы и расположение обмоток для двух симметрирующих трансформаторов с Z^ 1:|2:2|. Обе линии секции 1:4 должны содержать удвоенное количество витков по сравнению с обмотками секции 1:1. Если данная схема используется при симметричной нагрузке с обеих сторон, секция 1:1 может отсутствовать. Оптимальная конструкция трансформаторов реализуется при использовании тороидального сердечника.
Схемы и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух симметрирующих трансформаторов с Zq 1:| 1/8:1/8| представлены на рис. 1.18. Обе линии секции 4:1 должны содержать половинное число витков по сравнению с обмотками секции 1:1. И в данном случае при использовании устройства с симметричными нагрузками с обеих
Рис. 1.14. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и
тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:1).
расположение обмоток на
Рис. 1.15. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:1).
Схему размещения обмоток на U1 см. на рис 1.13
Рис. 1.16. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zq (1:4).
I Рис. 1.17. Схемы двух симметрирую- 2RH щих трансформаторов на линии и рас- |—1 положение обмоток на тороидальном 2рП сердечнике при коэффициенте транс- У формации Zti (1: |2: 2|).
сторон секция 1:1 может отсутствовать. Оптимальная реализация предполагает, что в конструкции трансформатора используется тороидальный сердечник.
Схемы и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух трансформаторов с 7ц 1:9 показаны на рис. 1.19. Участок цепи, обозначенный цифрами 5-8, содержит обмотки с удвоенным числом витков по сравнению с обмотками 1-4. Синфазное включение нагрузок невозможно.
Рис. 1.18. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zu (1:11/8:1/8|).
Рис. 1.19. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Z^ 1:9).
Рис. 1.20. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации Zti (1 :|4,5:4,5|).
На рис. 1.20 приведены схемы и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух симметрирующих трансформаторов с 7ц 1:|4,5:4,5|. Обе обмотки секции 1:9 должны содержать примерно в полтора раза больше витков, чем обмотки секции 1:1. Оптимальная реализация предполагает, что в конструкции трансформатора используется тороидальный сердечник.
Схемы и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух симметрирующих трансформаторов с 7ц 1:11/18:1/181 представлены на рис. 1.21. Обе обмотки секции 1:9 должны содержать примерно 0,67 витков от числа витков в обмотках секции 1:1. Для данного трансформатора при его симметричной нагрузке с обеих сторон секция 1:1 может отсутствовать. И в этом случае оптимальная реализация конструкции трансформатора предполагает, что используется тороидальный сердечник.
Схемы и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для двух трансформаторов с 7q 1:16 показаны на рис. 1.22. Обмотки секции со стороны нагрузки 16R должны содержать удвоенное число витков по сравнению с обмотками со стороны R. Поворот фазы невозможен.
На рис. 1.23 изображена номограмма для определения волнового сопротивления 7W двухпроводной линии. С ее помощью можно приближенно определить величину 7W, которая кроме всего прочего сильно зависит от характеристик изоляции проводов. Точное значение волнового сопротивления можно определить экспериментально путем измерений.
R/ЭПR/ЭПРис. 1.21. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:11/18:1/18|).Рис. 1.21. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:11/18:1/18|).Рис. 1.22. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7й (1:16).
R/ЭП
R/ЭП
Рис. 1.21. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:11/18:1/18|).
Рис. 1.21. Схемы двух симметрирующих трансформаторов на линии и расположение обмоток на тороидальном сердечнике при коэффициенте трансформации 7ц (1:11/18:1/18|).
Рис. 1.23. Номограмма для определения волнового сопротивления Zw двухпроводных линий.
В соответствии с рис. 1.24 можно уменьшить эффективное волновое сопротивление Zw линии путем параллельного соединения двух ее отрезков, что аналогично параллельному включению активных сопротивлений. Обе двухпроводные линии следует свить между собой. Перекрестное соединение двух коаксиальных линий, согласно приведенной схеме, приводит к аналогичным результатам. Допуск на величину эквивалентного волнового сопротивления Zw параллельно включенных отрезков коаксиальных кабелей составляет заведомо меньше 10% и зависит в первую очередь от расстояния между экранами кабелей.
На рис. 1.25 иллюстрируется возможность увеличения эффективного волнового сопротивления Zw отрезка линии путем последовательного включения двух коаксиальных кабелей, что аналогично последовательному соединению активных сопротивлений. В данном случае экраны коаксиальных кабелей не подключаются, т. е. они разомкнуты по ВЧ. Допуск на величину эквивалентного волнового сопротивления Zw заведомо меньше 10% и зависит в первую очередь от расстояния между экранами кабелей. Включать таким образом витые двухпроводные линии не рекомендуется.
На рис. 1.26 показана схема емкостной компенсации индуктивности рассеяния для трансформатора на линии путем подключения емкостей Сх и С2. Их номиналы определяются, как правило, экспериментально, так как математическое решение чрезвычайно
Zw/2
Zw/2
Zwi * Zw2
Рис. 1.24. Уменьшение эффективного волнового сопротивления Zw двух линий путем их параллельного включения.
Рис. 1.25. Увеличение эффективного волнового сопротивления Zw двух коаксиальных кабелей путем их последовательного включения.
С1 = С2
Рис. 1.26. Схема емкостной компенсации паразитных индуктивных компонент трансформаторов на линии в случае больших сопротивлений Zw. Представленные способы имеют основополагающее значение.
громоздко и поэтому обладает низкой точностью. Этот способ компенсации используется преимущественно при высоких значениях Zw, встречающихся в первую очередь при сопротивлениях менее 50 Ом. Критерием служит получение возможно более широкой полосы рабочих частот. Для типичных случаев использования в широкополосных KB-устройствах с fMaKC « 30 МГц требуются значения С от десятых долей пФ до 100 нФ; рекомендуется применять подстроечные конденсаторы с воздушным диэлектриком. Предложенный метод компенсации имеет основополагающее значение и может использоваться для всех описанных в данном разделе разновидностей трансформаторов на линии.
Гибридные ответвители
Гибридные ответвители предназначены для деления или суммирования энергии высокочастотных сигналов, при этом взаимное влияние источников должно быть исключено. Кроме того, они должны обеспечивать точные фазовые соотношения выходных сигналов, в особенности это относится к фазовым сдвигам 0° и 0О/18О°, так как сигналы с такой разностью фаз необходимы для устройств, работающих в однотактном и двухтактном режимах.
Гибридные ответвители состоят обычно из одного или нескольких широкополосных трансформаторов, подобных описанным в предыдущем разделе, а также из одного или нескольких активных резисторовГ), служащих для поглощения части мощности, поступающей не в противофазе (с нежелательным сдвигом фаз). В качестве трансформаторов предпочтительно использовать трансформаторы на линии вследствие их широко- полосности и присущих им хороших фазовых и амплитудных балансных свойств, от которых в значительной мере зависит развязка между входами Ах, т. е. взаимное влияние источников сигнала; величина Ах для оптимальной реализации конструкции составляет ^ 30 дБ в полосе частот до 150 МГц. В равной мере все сказанное относится к величинам собственного затухания Aj и КСВ (s). В качестве поглощающих резисторов преимущественно используют безындуктивные металлопленочные резисторы; в случае режимов с большой мощностью сигнала предпочитают тонкопленочные компоненты в микро- полосковом или коаксиальном исполнении.
Прежде всего скажем о цепях с 0° фазовым сдвигом. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две функционально идентичные схемы с двумя фазорасщепляющими ветвями R3, R4 изображены на рис. 1.27. Rt, R3 и R4 представляют собой источники сигнала и нагрузочные резисторы, которые включены в гибридный ответвитель вместе с поглощающим резистором R2. Обратите внимание на различные значения номиналов сопротивлений. Минимальная рабочая частота fMHH для входа R, составляет 0 Гц (!) и вообще зависит от типа используемого трансформатора. Независимо от многочисленных конфигураций Rr и R2, R3 и R4 развязаны между собой.
Схемы 0°-гибридных ответвителей, у каждого из которых имеются две фазорасщепляющие ветви, приведены на рис. 1.28. На входы можно подключать нагрузки. Для данных схем частотная характеристика входа Rr не начинается от 0 Гц, а определяется частотными свойствами трансформирующей квазилинии.
На рис. 1.29 изображены две схемы 0° ответвителей с четырьмя расщепляющими ветвями. Нагрузки на входах здесь одинаковой величины. Как особое преимущество этих схем следует отметить возможность их реализации с использованием трансформаторов на линии.
Представленные здесь так называемые «столбовые»-структуры можно реализовать оптимальным образом в случае четного числа расщепляющих входов, т. е. 2, 4, б и т. д. В противоположность этому описанные ниже 4 схемы 0°-гибридных ответвителей свободны от указанных ограничений, но при своей реализации требуют больших затрат. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений, а также две схемы, каждая с двумя расщепляющими ветвями, изображены на рис. 1.30. Входы нагружены на различные сопротивления.
На рис. 1.31 показаны еще две разновидности 0°-схем, которые имеют одинаковые входные сопротивления.
На рис. 1.32 представлены две схемы 0° ответвителей, каждая с тремя расщепляющими цепями и одинаковыми входными сопротивлениями.
Наконец, на рис. 1.33 приведены схемы еще двух 0° ответвителей с четырьмя расщепляющими ветвями каждая и одинаковыми входными сопротивлениями.
Конфигурации, приведенные на рис. 1.30-1.33, используются в основном при передаче больших мощностей, например в случае параллельного включения нескольких усилителей мощности на общую нагрузку. При эксплуатации в данном режиме величину мощности Ptx, рассеиваемой балластным сопротивлением Rx, а также величину полезной мощности Ро, поступающей на общее нагрузочное сопротивление RL, можно рассчитать по формулам, приведенным в табл. 1.1. При расчетах предполагается, что недействующие (вы-
Рис. 1.27. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.
zw = Rzw = RРис. 1.28. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.Рис. 1.28. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
zw = R
zw = R
Рис. 1.28. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.28. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.29. Схемы двух 0°-гибрид- ных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.Рис. 1.29. Схемы двух 0°-гибрид- ных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.29. Схемы двух 0°-гибрид- ных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.29. Схемы двух 0°-гибрид- ных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.30. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.
Рис. 1.31. Схемы двух 0°-гиб- ридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.32. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с тремя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Оптимальное значение Rx для п недействующих блоков RQ-Rd: n=1=0,56R, n=2=R/2, n=3=0,38R; Условие: недействующие блоки высокоомные
Рис. 1.33. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
ключенные) модули обладают сравнительно высоким сопротивлением, что типично для практики. Последняя формула в табл. 1.1 показывает, что Ptx сильно зависит от Rx. При использовании сигналов с неподавленной несущей мощность Ptx, рассеиваемая на Rx, должна равняться расчетной, а в случае сигналов с подавленной несущей мощность будет составлять одну треть от вычисленной величины Ptx.
Таблица 1.1. Формулы для определения мощности, поглощаемой балластными сопротивлениями, а также мощности, суммированной на одной общей нагрузке при влиянии недействующих источников сигнала
Условие: Недействующие источники относительно высокоомны
Мощность потерь на высоконагруженном Rx:
Р-Р •— •
“1 RL
Мощность, поступающая в RL при ntz = 2:
Ро = Р. - Р.„
при nlz > 2:
/Р \
Ро = (Р. "J- Р„ + -^ ,
\Пг/
где п2- число действующих источников;
ntz-общее число источников;
Pi-выходная мощность одного источника;
RL-общее нагрузочное сопротивление;
Rx - балластное сопротивление
Рис. 1.34. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°/18О°-гибридных ответвителей, каждый из которых образован из 2 4- 2 расщепляющих цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.Рис. 1.34. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°/18О°-гибридных ответвителей, каждый из которых образован из 2 4- 2 расщепляющих цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.
Рис. 1.34. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°/18О°-гибридных ответвителей, каждый из которых образован из 2 4- 2 расщепляющих цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.
Рис. 1.34. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°/18О°-гибридных ответвителей, каждый из которых образован из 2 4- 2 расщепляющих цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.
И наконец, поговорим о 0°/18О°-схемах. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две соответствующие схемы, каждая из которых содержит 2 + 2 расщепляющих цепи, изображены на рис. 1.34. В противоположность 0°-схеме сопротивление К2 будет в данном случае внешним элементом. Сопротивления Rj-R4 можно свободно выбирать в качестве нагрузки или поглощающего элемента. Обратите внимание на то, что сопротивления R имеют различные значения. Значение нижней рабочей частоты Гмин для входа Rj составляет в данной схеме 0 Гц, а вообще оно зависит от типа трансформатора. Между входами R, и R2, а также R3 и R4 существует полная развязка, не зависящая от многочисленных возможных конфигураций схем.
Если требуется иметь одинаковые входные сопротивления для всех входов гибридного ответвителя, то следует использовать 0°/18О°-схемы, изображенные на рис. 1.35. Для
Рис. 1.35. Схемы двух 07180°- гибридных ответвителей, каждый из которых образован 2 + 2 расщепляющимися цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.Рис. 1.35. Схемы двух 07180°- гибридных ответвителей, каждый из которых образован 2 + 2 расщепляющимися цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.35. Схемы двух 07180°- гибридных ответвителей, каждый из которых образован 2 + 2 расщепляющимися цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
Рис. 1.35. Схемы двух 07180°- гибридных ответвителей, каждый из которых образован 2 + 2 расщепляющимися цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.
входа Rj этих схем область частот вблизи 0 Гц является нерабочей; величина нижней граничной частоты fMHH рабочего диапазона зависит от частотной характеристики трансформирующей квазилинии.
Для всех схем, описанных выше, а в особенности для сложных, содержащих несколько трансформаторов и поглощающих сопротивлений, следует обращать особое внимание на электрическую симметрию, так как даже самые незначительные отклонения приводят к неприемлемому фазовому и амплитудному разбалансу, и в результате получаются значительные потери мощности и снижение Ах.
ВЧ-фильтры
Высокочастотные избирательные устройства (ВЧ-фильтры) выполняются, как правило, на основе L/C реализаций низкочастотных, высокочастотных и полосовых фильтров. Ниже мы обсудим реализацию подобных устройств при аппроксимации их характеристик полиномами Чебышева, Баттерворта (степенными) и эллиптическими (Кауэра) функциями.
Общее представление об амплитудно-частотных характеристиках фильтров можно получить, рассматривая рис. 1.36. Слева на рисунке изображена амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) фильтра низкой частоты (ФНЧ) с полосой пропускания от 0 Гц до граничной частоты fc, выше которой, вплоть до бесконечности, расположена полоса задержания. В середине рисунка расположена АЧХ полосового фильтра (ПФ), полоса пропускания которого заключена между нижней fc и верхней f граничными частотами, полоса задержания этого фильтра расположена от 0 Гц до fc и от fc до бесконечности. Справа на рисунке показана АЧХ фильтра высокой частоты (фВЧ), полоса пропускания которого лежит от граничной частоты fc до бесконечности, а полоса задержания расположена ниже fc до нулевой частоты.
Более детально АЧХ изображена на рис. 1.37. Приведенные диапазоны допусков для функций Чебышева и Баттерворта справедливы для ФНЧ, ФВЧ и ПФ с учетом того, что они изображены в координатах нормированной расстройки О, причем значению О = 1 соответствуют частота fc для ФНЧ и ФВЧ и частоты fCi и f для ПФ. При Q < 1 расположена полоса пропускания, а при П> 1-полоса задержания. Значение 0 = 0 соответствует нулевой частоте для ФНЧ, бесконечным частотам для ФВЧ и средней геометрической частоте f для ПФ. Величина Qs соответствует граничной частоте fc, на которой достигается заданное значение затухания As. В пределах полосы пропускания фильтра задается неравномерность характеристики Ар.
Теперь поговорим о фильтрах нижних и высоких частот. На рис. 1.38 изображены схемы основных структур, частотные характеристики которых описываются функциями
Рис. 1.36. Общие определения амплитудно-частотных характеристик низкочастотных, полосовых и высокочастотных фильтров.
Рис. 1.37. Типовые амплитудно-частотные характеристики НЧ- и ВЧ-фильтров 3-го порядка, выполненных на L/C-элементах. Данные фильтры достаточно эффективно используются на практике.Рис. 1.37. Типовые амплитудно-частотные характеристики НЧ- и ВЧ-фильтров 3-го порядка, выполненных на L/C-элементах. Данные фильтры достаточно эффективно используются на практике.С2С2П-ФВЧП-ФВЧРис. 1.38. Типовые схемы фильтров Чебышева и Баттерворта. Фильтры с характеристикой Чебышева обладают сравнительно более высоким отношением затраты/эффективность.
Рис. 1.37. Типовые амплитудно-частотные характеристики НЧ- и ВЧ-фильтров 3-го порядка, выполненных на L/C-элементах. Данные фильтры достаточно эффективно используются на практике.
Рис. 1.37. Типовые амплитудно-частотные характеристики НЧ- и ВЧ-фильтров 3-го порядка, выполненных на L/C-элементах. Данные фильтры достаточно эффективно используются на практике.
С2
С2
П-ФВЧ
П-ФВЧ
Чебышева и Баттерворта. Эти схемы соответствуют фильтрам третьего порядка (п = 3). В данном случае крутизна спада характеристики в полосе задержания составляет 18 дБ/октаву и обусловлена совместным влиянием каждого элемента, образующего фильтр (6 дБ/октаву). Сопротивления Rt и R2 представляют собой источник сигнала и нагрузку соответственно. Для типичных нечетных значений п они равноценны, так что можно допустить любое их расположение относительно входных клемм фильтра. На практике из-за меньшего значения собственного затухания Ах предпочитают П-образные ФНЧ и Т-образные ФВЧ, как содержащие меньшее число индуктивностей.
Результирующие избирательные свойства фильтров в зависимости от типа (Чебышева и т.д.) и порядка приведены на рис. 1.39 и 1.40. Эти рисунки служат для выбора оптимального аппроксимирующего полинома Чебышева или Баттерворта. По оси абсцисс откладывается значение Qs, нормированное к величине Q = 1 = fc, где fc-граничная частота ФНЧ и ФВЧ. При проектировании ФНЧ используют непосредственно Q>1, а в случае проектирования ФВЧ необходимо использовать обратную величину- 1/Q.
Чтобы определить конкретные номиналы L/C, исходят из схем и расчетных формул, изображенных на рис. 1.41, при этом в расчетах используют в качестве исходных данных тип аппроксимирующей функции, порядок фильтра, значение граничной частоты и соответствующие коэффициенты Кт, приведенные в табл. 1.2.
Рис. 1.39. Зависимость характеристик избирательности фильтров Чебышева 3, 5, 7 и 9-го порядка для различных значений Ар.
Порядок расчета следующий: а) по формулам (рис. 1.41, внизу слева) определяют базовые значения LB и Св исходя из значений fc и R; б) вычисляют окончательные значения Сп и Ln, основываясь на значениях коэффициентов Кт, взятых из табл. 1.2 и зависящих от порядка п фильтра. Нумерация элементов С15 L1? Cn, Ln на рис. 1.41 соответствует третьему столбцу в табл. 1.2. Используя аналогичный порядок расчета, следует проектировать и эллиптические фильтры1}, типичные АЧХ которых изображены на рис. 1.42, а принципиальные схемы и расчетные формулы-на рис. 1.43. Задается требуемое значение As (в дБ), соответствующее Qs, а так как частотная характеристика фильтров этого типа в области выше Qs сильно изрезана, то применение для расчета номограмм нецелесообразно. Соответствующая информация об обсуждаемых здесь функциях, необходимая при проектировании, приведена в зависимости от п в табл. 1.3-1.5. Эти таблицы содержат также значения Кт и Q0n, нормированные к частоте fc.
п Эллиптические фильтры имеют большую крутизну скатов, чем фильтры Чебышева и Баттерворта. - Прим. ред.
Рис. 1.40. Характеристики избирательности фильтров Баттерворта 3, 5, 7 и 9-го порядков.Рис. 1.40. Характеристики избирательности фильтров Баттерворта 3, 5, 7 и 9-го порядков.Фильтр низких частотr =r2 = r Фильтр высоких частотФильтр низких частотr =r2 = r Фильтр высоких частотФильтр высоких частот:Фильтр высоких частот:с = — п ктпс = — п ктпсв= —— шс" Rсв= —— шс" RФильтр низких частот:Фильтр низких частот:Сп = Св ' ктп 1Сп = Св ' ктп 1Ln~ lb " KTnLn~ lb " KTn
Рис. 1.40. Характеристики избирательности фильтров Баттерворта 3, 5, 7 и 9-го порядков.
Рис. 1.40. Характеристики избирательности фильтров Баттерворта 3, 5, 7 и 9-го порядков.
Фильтр низких частотr =r2 = r Фильтр высоких частот
Фильтр низких частотr =r2 = r Фильтр высоких частот
Фильтр высоких частот:
Фильтр высоких частот:
с = — п ктп
с = — п ктп
св= —— шс" R
св= —— шс" R
Фильтр низких частот:
Фильтр низких частот:
Сп = Св ' ктп 1
Сп = Св ' ктп 1
Ln~ lb " KTn
Ln~ lb " KTn
Рис. 1.41. Эквивалентные схемы и формулы для расчета ФВЧ и ФНЧ с характеристиками Чебышева и Баттерворта. Значения коэффициентов Кт для ФНЧ и ФВЧ приведены в табл. 1.2.
Таблица 1.2. Коэффициенты, используемые при расчете ФВЧ и ФНЧ 3, 5, 7 и 9-го порядков с различными характеристиками Чебышева и Баттерворта (к рис. 1.41)
Фильтр
С
L
Коэффициенты Кт
Ар, дБs
п = 3
п = 5
п = 7
п = 9
1
0,775
0,897
0,930
0,951
2
1,069
1,359
1,431
1,459
3
0,775
1,727
1,874
1,922
Чебышев
4
1,359
1,634
1,696
5
0,897
1,874
2,009
0,0281,174
6
1,431
1,696
7
0,930
1,922
8
1,459
9
0,951
1
1,028
1,144
1,178
1,193
2
1,147
1,371
1,423
1,443
3
1,028
1,972
2,094
2,132
Чебышев
4
1,371
1,574
1,617
5
1,144
2,094
2,202
0,1001,353
6
1,423
1,617
7
1,178
2,132
8
1,443
9
1,193
1
1,345
1,445
1,488
1,501
2
1,141
1,306
1,343
1,356
3
1,345
2,283
2,387
2,419
Чебышев
4
1,306
1,451
1,481
5
1,445
2,387
2,480
0,2801,666
6
1,343
1,481
7
1,488
2,419
8
1,356
9
1,501
1
1,000
0,618
0,445
0,347
2
2,000
1,618
1,247
1,000
3
1,000
2,000
1,802
1,532
Баттерворт
4
1,618
2,000
1,879
5
0,618
1,802
2,000
3,0105,829
6
1,247
1,879
7
0,445
1,532
8
1,000
9
0,347
Сводка практически используемых основных параметров фильтров приведена в табл. 1.6, где указаны минимально допустимые значения собственной добротности индуктивностей Q0l на частоте fc и максимальные допуски (в %) для номиналов элементов фильтра. Предполагается также, что собственная добротность конденсаторов Q0c по меньшей мере в 10 раз превышает добротность катушек индуктивности Q0l, т.е. Q0c > | 1OQ0lI, что является основным практическим требованием. Катушки с оптимальной добротностью можно реализовать только при нагрузочных сопротивлениях фильтра
S?—*
О 1^s\^06 ^0 2
S?04^
Рис. 1.42. Типовые характеристики эллиптических фильтров. По сравнению с другими фильтрами, обладающими характеристиками с аналогичными параметрами п и Ар, эллиптические фильтры имеют лучшее отношение затра- ты/эффективность.
LB= 7^-
Фильтр высоких частот: СпОп = , LnOn= ~
КТп,топ ' ^TnJOn
Cb = ^RCl)c гХCb = ^RCl)c гХ
Cb = ^R
Cl)c гХ
Cb = ^R
Cl)c гХ
Фильтр низких частот: Сп оп_^в* ^тп, топ i ^n,On = LB,KTniTon
Рис. 1.43. Эквивалентные схемы и формулы для расчета эллиптических ФНЧ и ФВЧ (коэффициенты Кт для ФНЧ и ФВЧ приведены в табл. 1.3-1.5).
Таблица 1.3. Коэффициенты, используемые при расчете различных эллиптических ФВЧ и ФНЧ 5-го порядка (к рис. 1.43)
Фильтр
С
Коэффициенты Кт
Ар, дБ S
А„дБ О,
L
п
0„
^п
73,8
1,2
0,874
1,327
0,029
5,132
3,072
3,4
5
1,660
0,829
1,256
9,077
3,221
0,028
52,3
1,2
0,839
1,277
0,074
3,251
1,174
2,000
3,4
5
1,564
0,726
1,105
0,207
2,089
37,6
1,2
0,779
1,192
0,156
2,321
1,494
3,4
5
1,420
0,556
0,868
0,479
1,551
79,3
1,2
1,121
1,341
0,028
5,132
3,072
3,4
5
1,899
1,076
1,279
0,075
3,221
0,100
58,8
1,2
1,085
1,293
0,073
3,251
1,353
2,000
3,4
5
1,791
0,974
1,143
0,200
2,089
43,1
1,2
1,024
1,214
0,153
2,321
1,494
3,4
5
1,627
0,810
0,931
0,446
1,551
83,9
1,2
1,431
1,278
0,030
5,132
3,072
3,4
5
2,200
1,384
1,225
0,079
3,221
63,5
1,2
1,392
1,235
0,077
3,251
2,000
3,4
5
2,078
1,277
1,106
0,207
2,089
0,280
47,8
1,2
1,327
1,163
0,160
2,321
1,666
1,494
3,4
5
1,888
1,106
0,919
0,452
1,551
36,2
1,2
1,240
1,067
0,278
1,837
1,252
3,4
5
1,668
0,897
0,702
0,855
1,290
(Rt = R2), находящихся в пределах от 25 до 200 Ом, что, вообще говоря, не является значительным ограничением. Значения обоих R должны отличаться не более чем на 5% от номинальной величины. Следует отметить, что описанные фильтры будут обладать требуемыми параметрами только в случае тщательного выполнения всех требований и
Фильтр
С
Коэффициенты Кт
Ар, дБ
Ач,дБ
L
п
0„
п.„
S
о»
1,2
0,902
1,382
0,041
4,211
86,1
3,4
1,697
1,379
0,184
1,984
1,942
5,6
1,638
1,251
0,137
2,413
7
0,814
1,2
0,871
1,338
0,079
3,072
0,028
66,2
3,4
1,557
1,174
0,367
1,523
1,174
1,494
5,6
1,450
1,100
0,277
1,813
7
0,708
1,2
0,826
1,272
0,138
2,391
50,0
3,4
1,372
0,918
0,674
1,271
1,252
5,6
1,218
0,901
0,513
1,471
7
0,561
1,2
1,113
1,335
0,079
3,072
71,8
3,4
1,752
1,149
0,375
1,523
1,494
5,6
1,632
1,122
0,271
1,813
7
0,951
1,2
1,066
1,274
0,137
2,391
0,100
55,6
3,4
1,553
0,912
0,679
1,271
1,252
1,353
5,6
1,375
0,941
0,491
1,471
7
0,806
1,2
1,012
1,202
0,208
1,999
43,6
3,4
1,357
0,688
1,108
1,145
1,133
5,6
1,134
0,757
0,796
1,288
7
0,650
1,2
1,417
1,263
0,084
3,072
76,4
3,4
2,006
1,069
0,404
1,523
1,494
5,6
1,871
1,076
0,283
1,813
7
1,247
1,2
1,367
1,207
0,145
2,391
60,2
3,4
1,785
0,856
0,723
1,271
1,252
5,6
1,579
0,914
0,506
1,471
0,280
7
1,096
1,666
1,2
1,308
1,142
0,219
1,999
48,3
3,4
1,567
0,655
1,164
1,145
1,133
5,6
1,302
0,750
0,803
1,288
7
0,935
1,2
1,211
1,034
0,353
1,655
35,4
3,4
1,280
0,407
2,190
1,059
1,051
5,6
0,963
0,528
1,440
1,147
7
0,700
Фильтр
С
Коэффициенты Кт
Ар, дБ
А$,дБ
L
п
0П
^0П
S
^
1,2
0,883
1,853
0,083
2,978
74,0
3,4
1,520
1,110
0,480
1,370
1,252
5,6
1,256
0,977
0,642
1,263
7,8
1,315
1,085
0,316
1,707
9
0,694
1,2
0,848
1,307
0,126
2,466
0,028
58,7
3,4
1,365
0,896
0,756
1,215
1,174
1,132
5,6
0,100
0,737
1,044
1,140
7,8
1,104
0,929
0,501
1,466
9
0,578
1,2
0,787
1,219
0,203
2,009
42,1
3,4
1,148
0,617
1,340
1,100
1,051
5,6
0,687
0,447
2,007
1,056
7,8
0,841
0,701
0,890
1,267
9
0,393
1,2
1,122
1,348
0,084
2,978
79,6
3,4
1,700
1,073
0,497
1,370
1,252
5,6
1,392
0,949
0,660
1,263
7,8
1,476
1,102
0,311
1,707
9
0,934
1,2
1,078
1,301
0,126
2,466
0,100
64,2
3,4
1,534
0,874
0,775
1,215
1,353
1,132
5,6
1,113
0,725
1,060
1,140
7,8
1,244
0,959
0,485
1,466
9
0,82
1,2
1,025
1,220
0,203
2,009
47,6
3,4
1,303
0,614
1,346
1,100
1,051
5,6
0,769
0,454
1,974
1,056
7,8
0,948
0,749
0,832
1,267
9
0,642
1,2
1,425
1,270
0,089
2,978
84,2
3,4
1,940
0,990
0,538
1,370
1,252
5,6
1,577
0,878
0,713
1,263
7,8
1,687
1,053
0,326
1,707
9
1,227
1,2
1,387
1,228
0,134
2,466
68,9
3,4
1,775
0,811
0,835
1,215
1,132
5,6
1,266
0,677
1,136
1,140
7,8
1,425
0,926
0,503
1,466
0,280
9
1,107
1,666
Продолжение табл. 1.5
Фильтр
С
Коэффициенты Кт
А дБА8,дБ
L
п
0„
^0п
sQs
1,2
1,321
1,155
0,215
2,009
52,3
3,4
1,499
0,577
1,432
1,100
1,051
5,6
0,878
0,432
2,075
1,056
7,8
1,089
0,739
0,843
1,267
9
0,923
1,2
1,270
1,098
0,281
1,801
43,5
3,4
1,341
0,443
2,009
1,059
1,026
5,6
0,671
0,304
3,105
1,029
7,8
0,900
0,617
1,154
1,185
9
0,796
Таблица 1.6. Типичные для фильтров значения ненагруженной собственной добротности катушек индуктивности и соответствующие диапазоны допусков*
Функция
Ар, дБПорядок фильтра, добротность (Q0J, допуск (Д)
п = 3п = 5п = 7п = 9
Q0L Д % Q0L Д % Q0L Д % Q0L Д %
ФНЧ - Чебышев
ФВЧ - Чебышев
0,028251050109551502
0,100301065512051901
0,280351075513522301
ФНЧ - Баттерворт ФВЧ - Баттерворт
3,01030104010605905
ФНЧ - эллиптич.
ФВЧ - эллиптич.
0,028--65511521751
0,100--80514022151
0,280--90515512551
* Приведены минимальные пусков.
значения собственных добротностей и максимальные значения до-
предположений, положенных в основу расчетов. Кроме того, можно приближенно считать, что для значений fc порядка 3-6 октав действительное значение собственного затухания Aj составляет Ар плюс 0,2-0,3 дБ на каждую индуктивность фильтра, а при значениях полосы пропускания, отличных от вышеуказанного диапазона, величина Aj должна считаться несколько большей. Теперь скажем несколько слов о полосовых фильтрах. Мы будем различать два типа таких фильтров: узкополосные и широкополосные. Для первых отношение полосы пропускания Вр к средней геометрической частоте fmg меньше или равно 10%, а для вторых - больше 10%. Узкополосные полосовые фильтры можно относительно просто реализовать на основе сравнительно высокодобротных элементов только при аппроксимации их характеристики функциями Баттерворта.
Добротность фильтра:Добротность фильтра:Средняя геометрическая частота:и=л/С^-Нижняя граничная частота:Средняя геометрическая частота:и=л/С^-Нижняя граничная частота:Верхняя граничная частота: f г = f - mg lc2 m8 £*Нормированная расстройка:Верхняя граничная частота: f г = f - mg lc2 m8 £*Нормированная расстройка:Рис. 1.44. Номограмма для определения оптимальных значений резонансного сопротивления в зависимости от ширины полосы пропускания для чебышевских и баттервортовских полосовых фильтров 3-го порядка в интегральном исполнении (см. также рис. 1.45).Рис. 1.44. Номограмма для определения оптимальных значений резонансного сопротивления в зависимости от ширины полосы пропускания для чебышевских и баттервортовских полосовых фильтров 3-го порядка в интегральном исполнении (см. также рис. 1.45).
Добротность фильтра:
Добротность фильтра:
Средняя геометрическая частота:
и=л/С^-
Нижняя граничная частота:
Средняя геометрическая частота:
и=л/С^-
Нижняя граничная частота:
Верхняя граничная частота: f г = f - mg lc2 m8 £*
Нормированная расстройка:
Верхняя граничная частота: f г = f - mg lc2 m8 £*
Нормированная расстройка:
Рис. 1.44. Номограмма для определения оптимальных значений резонансного сопротивления в зависимости от ширины полосы пропускания для чебышевских и баттервортовских полосовых фильтров 3-го порядка в интегральном исполнении (см. также рис. 1.45).
Рис. 1.44. Номограмма для определения оптимальных значений резонансного сопротивления в зависимости от ширины полосы пропускания для чебышевских и баттервортовских полосовых фильтров 3-го порядка в интегральном исполнении (см. также рис. 1.45).
Таблица 1.7. Элементарные формулы для расчета частотных параметров полосовых фильтров (ПФ)
Здесь Вр-ширина полосы пропускания фильтра (по уровню Ар);
fc -нижняя граничная частота фильтра (по уровню Ар);
fc -верхняя граничная частота фильтра (по уровню А,);
fmg-средняя геометрическая частота фильтра;
^-произвольная частота в области задержания фильтра;
QF-добротность фильтра;
Qx - нормированная относительно fx расстройка
В дальнейшем речь пойдет об интегральных структурах 2-го и 3-го порядков, т. е. с двумя-тремя контурами. В табл. 1.7 представлены элементарные соотношения для расчета частотно-зависимых параметров фильтров.
Вообще, трехконтурные структуры оказываются предпочтительными, особенно с неравномерностью Ар = 0,1 дБ и чебышевской характеристикой. Базовыми будут ФНЧ 3-го порядка П- и Т-конфигураций, изображенные на рис. 1.38 слева. Если Вр^30%, используют П-звенья, а если Вр от 30% до 70%-Т- и П-звенья; при еще больших значениях относительной полосы пропускания рекомендуется реализовывать полосовой фильтр в виде каскадно соединенных фильтров низких и высоких частот. Избирательные
Пп3- фильтрыПп3- фильтрыLTpLTpLtp СтрLtp СтрРис. 1.45. Синтез схем полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (см. рис. 1.44 и табл. 1.8).Рис. 1.45. Синтез схем полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (см. рис. 1.44 и табл. 1.8).
Пп3- фильтры
Пп3- фильтры
LTp
LTp
Ltp Стр
Ltp Стр
Рис. 1.45. Синтез схем полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (см. рис. 1.44 и табл. 1.8).
Рис. 1.45. Синтез схем полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (см. рис. 1.44 и табл. 1.8).
свойства фильтров зависят от их типа, что следует из рис. 1.39 и 1.40; для п = 3 нормированная расстройка Qx/fx вычисляется по формуле, приведенной в табл. 1.7. На рис. 1.44, 1.45 и в табл. 1.8 представлена типовая методика проектирования. При использовании приведенного метода и расчетных формул следует обращать особое внимание на соотношения между Вр, Q0l и |Ар + AJ. На рис. 1.46 сконцентрированы данные, важные с практической точки зрения и полезные в ходе проектирования; следует отметить, что при расчете полосовых фильтров с чебышевской характеристикой, имеющих узкую полосу пропускания Вр, можно получить практически нереализуемые значения собственной добротности катушек индуктивности Q0l-
Избежать этой трудности можно, если при расчетах использовать практически достижимые значения Q0l, полученные в результате измерений или оценочных расчетов. В этом случае достаточно считать, что значение Q0l равно удвоенной добротности фильтра QF. В результате этого предположения значение А; будет более высоким. В качестве примера возьмем схему, часто применяемую в узкополосных ВЧ-усилителях, а именно П-образную схему с двумя параллельными колебательными контурами в интегральном исполнении. Соответствующая методика проектирования этого полосового фильтра с характеристикой Баттерворта второго порядка приведена на рис. 1.47 и в табл. 1.9, а его избирательные свойства иллюстрируются на рис. 1.48 и 1.40 (п = 2).
Следует отметить, что три или два колебательных контура полосового фильтра должны рассчитываться независимо от величины Вр на основе значения частоты fmg. Корректное значение Вр получается в результате совместного включения колебательных
Таблица 1.8. Метод расчета схем, приведенных на рис. 1.45. Наряду с нижеприведенными формулами при проектировании используются значения Ар, соответствующие ФНЧ 3-го порядка
Определить оптимальное значение R
Выбрать П- или Т-структуру
Рассчитать базовую структуру ФНЧ для fc = fc2 — fci> гДе fci и fc2-граничные частоты полосового фильтра
Определить среднюю геометрическую частоту полосового фильтра
^mg = \ДсГ^2
Рассчитать
1
^вр = —3 7^
®mg " ^ТР
Для П-ФНЧ: последовательно и параллельно включенные L, а также Rx и R2 преобразовать в параллельно включенную L:
Имеется в виду общее число витков
Для Т-ФНЧ: последовательно включенные L преобразовать в R (пересчитать R, и R2 в R):
ГвЛс • с"
С = Стр^^ С" = СТР-С, С^^^, С„ = 2С„ С2 = СТР-Си,
где Ct и Си используются как вспомогательные величины*
* В формуле для С, исправлена опечатка: в знаменателе знак умножения заменен на знак суммирования,- Прим, перев.
Рис. 1.46. Практически достижимые параметры полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (ВР-Тп3 и ВР-Вп3).Рис. 1.46. Практически достижимые параметры полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (ВР-Тп3 и ВР-Вп3).L/C-ДОПУСК, %L/C-ДОПУСК, %
Рис. 1.46. Практически достижимые параметры полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (ВР-Тп3 и ВР-Вп3).
Рис. 1.46. Практически достижимые параметры полосовых фильтров в интегральном исполнении с характеристиками Чебышева и Баттерворта 3-го порядка (ВР-Тп3 и ВР-Вп3).
L/C-ДОПУСК, %
L/C-ДОПУСК, %
R' C12 R'
возможно R1 * R2
Рис. 1.47. Схема интегрального полосового фильтра (ПФ) 2-го порядка с характеристикой Баттерворта (ВР-Вп2).
Таблица 1.9. Метод расчета схемы, приведенной на рис. 1.47, с характеристикой Баттерворта
Определить fmg для полосового фильтра: ^mg = \Acl "fC2
Для цепи С вычислить значение
1
С”^71оо
Рассчитать
Для цепи С определить действующее значение
Для цепи L определить
1
L= _
Wmg-C
Рассчитать добротность индуктивности с учетом нагрузки
f
Qll~V Вр
Вычислить
R' = QLL <»me L.(o ^)103
По R' и Rj 2 определить
Рис. 1.48. Зависимость вносимого затухания от отношения ненагруженной добротности катушек к добротности фильтра для интегральных ПФ с характеристикой Баттерворта 1, 2 и 3-го порядков.
Рис. 1.49. Основное представление АЧХ при каскадировании интегральных ПФ с характеристикой Баттерворта (см. табл. 1.10).
контуров и шунтирования их сопротивлениями Rt и R2. Для полосового фильтра 3-го порядка ВРп3 необходимо иметь в виду, что значения граничных частот fcl и fc2 определяются внешними колебательными контурами, а величина Ар зависит от внутреннего контура, соединяющего внешние.
В случае, если к избирательным свойствам полосовых фильтров Баттерворта (ПФ-Б) с Ар = 3 дБ предъявляют особые требования, т. е. хотят, чтобы неравномерность спектра полезного сигнала Ар составляла, как и для полосовых фильтров Чебышева (ПФ-Ч), десятые доли децибела, тогда величина Вр фильтров Баттерворта будет больше, чем ширина спектра сигнала. Эта зависимость подтверждается характеристиками, приведенными на рис. 1.49. О требуемой величине Вр+ для полосовых фильтров, образованных каскадным включением звеньев Баттерворта 2-го и 3-го порядков, можно судить на основе данных табл. 1.10. В этой таблице приведены также величины Вр+ для двух каскадно включенных полосовых фильтров Баттерворта, для каждого из которых Ар = 3 дБ; при этом предполагается, что развязка между каскадами Ах составляет не менее 10 дБ.
Что касается проектирования широкополосных (Вр > 70%) полосовых фильтров из ФНЧ и ФВЧ, то можно рекомендовать использовать методы, изложенные ранее. В данном случае оба фильтра независимо друг от друга формируют склоны частотной
Таблица 1.10. Значения Вр для каскадно включенных полосовых фильтров Баттерворта (к рис. 1.49)
Фильтр
ВР+
Ар = 0,028 дБ
Ар = 0,100 дБ
Ар = 0,280 дБ
ФПЧ-Б2
3,521
2,564
1,986
ФПЧ-БЗ
2,315
1,866
1,570
ФПЧ-Б2 + ФПЧ-Б2
4,394
3,200
2,456
ФПЧ-Б2 + ФПЧ-БЗ
3,597
2,653
2,078
ФПЧ-БЗ + ФПЧ-БЗ
2,683
2,163
1,820
ФПЧ-Б2-полосовой фильтр Баттерворта 2-го порядка;
ФПЧ-БЗ-полосовой фильтр Баттерворта 3-го порядка;
Составляющие Вр+ отдельных каскадов фильтра имеют одинаковые значения. Взаимная развязка каскадов фильтра ^ 10 дБ.
Ri = Rb= R2 = RRi = Rb= R2 = RРис. 1.50. Схема полосового диплексера и формулы для его расчета.Рис. 1.50. Схема полосового диплексера и формулы для его расчета.Параллельная цепь: Bp=Bp0 +Параллельная цепь: Bp=Bp0 +Последовательная цепь: Вр= Вр0Последовательная цепь: Вр= Вр0п ^гВР0 = 5~U0Lп ^гВР0 = 5~U0LЗначение Вр для холостого хода:Значение Вр для холостого хода:
Ri = Rb= R2 = R
Ri = Rb= R2 = R
Рис. 1.50. Схема полосового диплексера и формулы для его расчета.
Рис. 1.50. Схема полосового диплексера и формулы для его расчета.
Параллельная цепь: Bp=Bp0 +
Параллельная цепь: Bp=Bp0 +
Последовательная цепь: Вр= Вр0
Последовательная цепь: Вр= Вр0
п ^г
ВР0 = 5~
U0L
п ^г
ВР0 = 5~
U0L
Значение Вр для холостого хода:
Значение Вр для холостого хода:
характеристики полосового фильтра и могут непосредственно каскадироваться. Также можно соединять интегральные полосовые фильтры с ФНЧ и ФВЧ.
В заключение рассмотрим так называемые диплексеры. Если необходимо соединить друг с другом две функциональные цепи, одна из которых является широкополосной, а другая, наоборот, обладает узкой полосой пропускания, то это можно сделать посредством специальной согласующей цепи, представляющей собой полосовой фильтр с характеристикой Баттерворта и образованный элементами L, С и R. Типичным примером устройства такого рода является цепь связи между диодным кольцевым смесителем и предусилителем ПЧ в приемнике. Оптимальная структура подобного устройства и соответствующие расчетные формулы приведены на рис. 1.50. Рекомендуется использовать колебательные контуры с одинаковыми полосами Вр (по уровню-3 дБ). Для получения минимального значения Aj необходимо применять индуктивности с максимально возможным значением Q0l-
1.4. Кварцевые ПЧ-фильтры
Фильтрация сигналов промежуточной частоты (ПЧ) осуществляется, как правило, путем использования серийно выпускаемых кварцевых или монолитных фильтров, номенклатура которых чрезвычайно разнообразна. Для ряда устройств, таких, как преселекторы, системы с многократным преобразованием частоты, линии задержки в системах подавления импульсных помех, избирательные каскады в приемниках специального назначения, необходимо разрабатывать индивидуальные схемные решения. Во всех случаях желательно применять устройства минимальной сложности.
Учитывая вышесказанное, рассмотрим реализацию кварцевых полосовых избирательных цепей в виде решетчатых структур 2-го и 4-го порядков с характеристиками, аппроксимированными функциями Чебышева, Баттерворта и Гаусса, а также в виде многозвенных лестничных структур 2, 3 и 4-го порядков с чебышевской характеристикой. Все эти фильтры, как правило, реализуются путем соединения стандартных, выпускаемых серийно избирательных элементов. В дальнейшем изложении используются основные определения и понятия, относящиеся к полосовым фильтрам, приведенные в разд. 1.3 при описании L/C-цепей.
Рассмотрим полосовые фильтры, имеющие решетчатую структуру. Фильтры данного типа, реализованные на основе наиболее распространенных, серийно выпускаемых кварцевых резонаторов, и представленная ниже простая методика их проектирования позволяют получить типичное значение относительной ширины полосы пропускания Вр ~ 0,02-0,35%, т.е. 200-3500 Гц на 1 МГц, что, впрочем, не является значительным ограничением для основных практически важных случаев.
На рис. 1.51 изображены соответствующие функции для фильтров с различными характеристиками. Следует отметить, что значение затухания на частотах fcl и fc2 для всех характеристик составляет 3 дБ, и это позволяет осуществить их непосредственное сравнение. На рис. 1.52 и 1.53 приведены рекомендуемые схемы фильтров и формулы
Рис. 1.51. Типовые параметры фильтров с характеристиками Чебышева (Т), Баттерворта (В) и Гаусса (G) 2-го и 4-го порядков.
для их проектирования. В табл. 1.11 даны соответствующие коэффициенты к и q, используемые при расчетах. Информация о типичных значениях L/C широко распространенных кварцевых резонаторов дается на рис. 1.54. На рис. 1.55 изображены переходные характеристики (отклик на скачок напряжения на входе) рассмотренных решетчатых фильтров 4-го порядка. Величины сопротивлений Rt и R2 этих фильтров в общем значительно больше 50 Ом. Если необходимо использовать данные устройства с каскадами, имеющими меньшее входное/выходное сопротивление, то согласование можно осуществить путем уменьшения числа витков во входной/выходной обмотке трансформатора или путем применения трансформаторов с отводами (автотрансформаторное включение). Этот способ иллюстрируется в табл. 1.9; вполне допустимо, что Ri ^ R2.
Nq = 1:1:1 G^
R1 - R2 -
2-Л • Lq • Вр
Qi
Рис. 1.52. Схема решетчатого полосового фильтра 2-го порядка и расчетные формулы.
C^ 2,4 пФ/тЛ , C2~ 1,2 пФ/тл .
Контур из емкости С1 и индуктивностей обмоток трансформатора и контур, образованный Ь2С2, имеют резонансную частоту, равную fmg
Nq 1:1:1 Gi Q3 Nu1:1:1
^З-^ I 2 ' lk23+k34j К %4-^тд ( 2 1^23 ^34J h
Емкости С и индуктивности
Ck= g—-———; обмоток трансформаторов
* я • Bp • fmg • Lq • k23 образуют резонансные контуры с частотой f^; »2,4пФ/т;1
Рис. 1.53. Схема решетчатого полосового фильтра 4-го порядка и расчетные формулы.Рис. 1.53. Схема решетчатого полосового фильтра 4-го порядка и расчетные формулы.R ^‘^’Вр^з 4i * 1) р ^‘Lg‘ М^’^*1)
Рис. 1.53. Схема решетчатого полосового фильтра 4-го порядка и расчетные формулы.
Рис. 1.53. Схема решетчатого полосового фильтра 4-го порядка и расчетные формулы.
Q12=<14
Таблица 1.11. Коэффициенты для расчета полосовых фильтров, приведенных на рис. 1.52 и 1.53
Коэффициенты
п = 2п = 4
ФПЧ-ЧФПЧ-БФПЧ-ЧФПЧ-БФПЧ-Г
ki2 ^23 ^34
0,710,710,690,842,28
0,540,540,76
0,690,840,99
41
44
1,641,411,350,770,27
——1,350,770,41
ФПЧ-Ч-полосовой фильтр с характеристикой Чебышева;
ФПЧ-Б-полосовой фильтр с характеристикой Баттерворта;
ФПЧ-Г-полосовой фильтр с характеристикой Гаусса;
ФПЧ-Ч имеет Ар = 0,1 дБ. fcl и fc2 берутся по уровню-3 дБ.
Вообще говоря, наилучшими избирательными свойствами обладают полосовые фильтры с чебышевской характеристикой. С точки зрения задержки сигнала и оптимизации группового времени запаздывания лучшие результаты можно получить, используя полосовые фильтры с характеристикой Баттерворта и особенно Гаусса. Необходимо иметь в виду, что, хотя в основу расчета положен чебышевский полосовой фильтр с Ар = 0,1 дБ, практически неравномерность характеристики фильтра в полосе пропускания достигает почти 2 дБ.
Рассмотрим многозвенные лестничные фильтры. Они обладают несимметричной частотной характеристикой и могут удовлетворить практически любым разумным требованиям. Фильтры этого типа применяются в основном в диапазоне 3-12 МГц,
Рис. 1.54. Типовые значения L/C высококачественных кварцевых резонаторов, выпускаемых серийно.
Рис. 1.55. Переходная характеристика решетчатого кварцевого фильтра 4-го порядка.
так как на более низких частотах и особенно на более высоких нельзя использовать распространенные, серийно выпускаемые кварцы. Можно рекомендовать для данных фильтров следующий диапазон значений полосы пропускания Вр: 0,007-0,1%, т.е. 70-1000 Гц на 1 МГц. Для фильтров с Вр > 0,03% можно использовать кварцы с относительно невысокой добротностью, имеющие низкую стоимость.
На рис. 1.56 приведены типичные частотные характеристики лестничных фильтров 2, 3 и 4-го порядков, а также соответствующих двухкаскадных фильтров. На рис. 1.57 изображены схемы фильтров и расчетные формулы.
Q Q Q
Рис. 1.56. Типовая амплитудно-частотная характеристика лестничных полосовых фильтров 2, 3 и 4-го порядков, в том числе для двух последовательно соединенных идентичных каскадов.
°-^П|^Пьт^О^т-<)
Q Q Q QQ Q Q Q
Q Q Q Q
Q Q Q Q
Все fQ взаимосогласованны
Рис. 1.57. Схемы лестничных полосовых фильтров 2, 3 и 4-го порядков и расчетные формулы.
R,Om
Cn" G)Q-R‘KTn
Рис. 1.58. Типовая зависимость входного сопротивления лестничных полосовых фильтров, изображенных на рис. 1.57, от частоты.
Т - цепьТ - цепьДля R50=50 0m и R=50 - 300 0мДля R50=50 0m и R=50 - 300 0мП - цепьП - цепьДля R50= 50 Ом и R=300 - 4000 ОмДля R50= 50 Ом и R=300 - 4000 ОмТаблица 1.12. Коэффициенты для расчета полосовых фильтров, приведенных на рис. 1.57.
Т - цепь
Т - цепь
Для R50=50 0m и R=50 - 300 0м
Для R50=50 0m и R=50 - 300 0м
П - цепь
П - цепь
Для R50= 50 Ом и R=300 - 4000 Ом
Для R50= 50 Ом и R=300 - 4000 Ом
С„
Коэффициенты Кт
п = 2п = 3п = 4
1
2
3
4
5
1,0000,7070,414
2,0002,1211,820
1,0002,1212,828
0,7071,820
0,414
Cn-^ .V i ^-^ ’ Вр/-ЗДБ-^^ *1^0Ь^| 18* Ов |
штд ЛСпштдм/1
Рис. 1.59. Широкополосные избирательные согласующие цепи для лестничного полосового фильтра.
Рис. 1.60. Значения реактивных сопротивлений компонент фильтров приведенных на рис. 1.59.
На рис. 1.58 показана зависимость входного сопротивления фильтров от частоты fmg при различных значениях Вр; зависимость при промежуточных значениях Вр можно получить с достаточной точностью путем интерполяции. В табл. 1.12 приведены значения коэффициентов Кт, используемые при расчетах.
Для перехода от относительно высокого значения входного сопротивления фильтра (R) к величине 50 Ом (R50) можно использовать схемы, изображенные на рис. 1.59, для которых значения реактивных элементов приведены на рис. 1.60.
Неравномерность АЧХ в полосе пропускания для лестничных структур составляет 1-2 дБ и пропорционально увеличивается при их каскадировании. В этом случае предполагается, что взаимная развязка между каскадами (Ах) составляет более 10 дБ.
Во всех описанных здесь полосовых кварцевых фильтрах необходимо применять кварцы, допуск резонансной частоты которых не превышает 20% от Вр фильтра, например для Вр«2000 Гц он составляет < 400 Гц. При величине Вр«0,025% значение вносимого затухания Aj для решетчатого фильтра равно 1-2 дБ, а для лестничного-0,08-1,5 дБ. Вносимое затухание Ai увеличивается с ростом числа кварцев и снижается пропорционально росту ВрО/о, при этом величина Ai зависит от собственной добротности кварцевых резонаторов. Согласующие цепи, изображенные на рис. 1.59, вносят дополнительное затухание от 0,3 до 0,5 дБ в зависимости от числа индуктивностей. Всегда следует использовать катушки индуктивности с максимальной ненагруженной добротностью Q0l
Широкополосные диодные смесители
В данном разделе рассмотрены схемы пассивных устройств, в которых применяются сверхвысокочастотные смесительные диоды Шотки. Термин «пассивные» означает, что рассматриваемые устройства обладают собственным затуханием и способны к развязке последующих каскадов. Это свойство особенно ценно для снижения интермодуляционных искаженийи в проектируемых приемниках и при применении в модуляторах передатчиков, где для дальнейшего усиления мощности используются специально спроектированные усилители. Чтобы получить высокие, качественные показатели, необходимо использовать балансные устройства; оптимальной с этой точки зрения является схема двойного балансного кольцевого смесителя.
Как основные качественные показатели для схем смесителей используются так называемая «точка пересечения 3-го порядка» IPi3 и связанное с ней значение мощности гетеродина Рй.
Общеупотребительной будет следующая классификация:
Очень низкий уровень IPi3<+ 7 дБм Рц^0 дБм
Низкий уровень~+ 13дБм~4-7 дБм
Средний уровень~4- 20дБм~+13 дБм
Высокий уровень^+ 25дБм~+17 дБм
Очень высокий уровень >4-30 дБм >4-20 дБм
Пассивные смесители двух первых названных выше классов на практике используются редко; смесители этих классов, как правило, выполняются в виде интегральных микросхем. Распространенное название «смеситель стандартного уровня мощности» относится, вообще говоря, к устройству второго класса: смесителю низкого уровня.
IP-l3~ +17 дБм, КР^ЗдБм, А(^10дБ,, Pq+ИдБм, Р^ 200 мВт;
Источники и нагрузка широкополосные и частотно-независимые;
D1,D2-диоды Шотки HP 2900 или подобные; U с Мц 1:1:1
Рис. 1.61. Схемы и параметры двух простых балансных смесителей для сигналов среднего уровня мощности.
Следующими важными параметрами, характеризующими смеситель, являются: вносимое (собственное) затухание А^, собственные шумы FM и взаимная развязка входов Ах. При этом для кольцевых смесителей типичное значение А; составляет 5,5-6,5 дБ, из них » 3 дБ приходится (согласно основному определению fz = fu ± fh) на нежелаемую и поэтому отфильтрованную компоненту. Значение FM ^ 0,5 дБ (при использовании диодов Шотки) вследствие малости может не приниматься во внимание или учитываться в величине АР Величина Ах для сигнальных входов может достигать более 25 дБ, а развязка сигнальных и гетеродинного входов может превышать 45 дБ. На частотах выше 150 МГц наблюдается ухудшение качества смесителей. Значение КСВ (s) отчетливо зависит от мощности раскачки, особенно от мощности гетеродина Рй
На рис. 1.61 представлены схемы и характеристики двух простых балансных смесителей, относящихся к классу смесителей среднего уровня мощности. В связи с их средними качественными показателями эти смесители используются преимущественно в модемах (модулятор/демодулятор). Таблица 1.13 позволяет сравнить свойства балансных и двойных балансных смесителей.
Теперь поговорим о двойных балансных смесителях, которые применяются в высококачественных приемных и передающих устройствах, а также в измерительной технике.
В связи с относительно высокими требованиями, предъявляемыми к динамическому диапазону, будем рассматривать только схемы, относящиеся к среднему уровню мощности. Эти схемы, как изображено на рис. 1.62, включают в себя два симметрирующих трансформатора согласующего типа с Z^ 1:|2:2| (см. рис. 1.5), диодный кольцевой смеситель на основе диодов Шотки и симметрирующую емкость Сс, которая улучшает развязку между входами Ах. Для Рц = + 13 дБм величина IPi3 составляет 4-120-221 дБм, а точка компрессии по входу КР\ = + 17-91 дБм.
Смесители высокого уровня мощности отличаются от рассмотренного устройства только тем, что каждое плечо смесительного кольца образовано не одним, а двумя последовательно включенными диодами Шотки, что показано на рис. 1.63. При Рй = + 17 дБм удается получить IPi3 « + 125-271 дБм и KPj « + |13-15| дБм.
Таблица 1.13. Сравнение качественных показателей балансного и двойного балансного диодных смесителей
№ПараметрыБалансный
смеситель
Двойной балансный смеситель
1 Вносимое затухание*, дБ10-13
5-8
2 Развязка между входами, дБГь:Гц20
f,:fQ20
fh:f.6
40
30
25
3 s (КСВ)f62,5
fb2,5
f,2,5
2,5
1,8
1,5
4 Динамический диапазон1
2
5 Уровень высших гармонических со-1
ставляющих
0,5
6 Подавление шумов АМ по входу Гц, дБ20-30
30-50
* Относительно одной из двух боковых составляющих (SSB). Параметры 4 и 5 выражены в относительных единицах. Выходные сопротивления генераторов и сопротивление нагрузки имеют активный характер в широком диапазоне частот.
Смесители очень высокого уровня мощности отличаются от описанных смесителей среднего уровня тем, что каждый диод в кольце включается последовательно с цепью из параллельно соединенных резистора R и конденсатора С, как следует из рис. 1.64. Реактивное сопротивление конденсатора Сг должно составлять ^ 50 Ом на самой низкой частоте рабочего диапазона fu±fz. Для Рц = +20 дБм типичны значения IPi3 « « + 130-33 I дБм и KPi « + 115-181 дБм.
Что касается требований, предъявляемых к трансформаторам при проектировании, то мы будем ориентироваться на содержание разд. 1.1. Схему, приведенную на рис. 1.5, можно использовать для всех трех описанных выше смесителей любого класса мощности. Частотная характеристика входа (частота fx) начинается с 0 Гц, что позволяет передавать самые низкие частоты рабочего спектра; по обоим другим входам (при некомпенсированных трансформаторах) ширина полосы рабочих частот достигает
IPt3 ^ + 20 дБм KP-L ^ + 7 дБм А[~6 дБ Pq +13 дБм Pt 200 мВтIPt3 ^ + 20 дБм KP-L ^ + 7 дБм А[~6 дБ Pq +13 дБм Pt 200 мВтD1 - 04-диоды Шотки типа HP 2900 или имD1 - 04-диоды Шотки типа HP 2900 или им50 Ом50 Омподобные; U1 и U2 идентичны с Nq 1:1:1подобные; U1 и U2 идентичны с Nq 1:1:1
IPt3 ^ + 20 дБм KP-L ^ + 7 дБм А[~6 дБ Pq +13 дБм Pt 200 мВт
IPt3 ^ + 20 дБм KP-L ^ + 7 дБм А[~6 дБ Pq +13 дБм Pt 200 мВт
D1 - 04-диоды Шотки типа HP 2900 или им
D1 - 04-диоды Шотки типа HP 2900 или им
50 Ом
50 Ом
подобные; U1 и U2 идентичны с Nq 1:1:1
подобные; U1 и U2 идентичны с Nq 1:1:1
Рис. 1.62. Схема и параметры кольцевого смесителя для сигналов среднего уровня мощности.
IPL3^ + 25 дБмКР[ ^+13 дБмА(~6 дБPq + 17 дБмPt 400 мВтIPL3^ + 25 дБмКР[ ^+13 дБмА(~6 дБPq + 17 дБмPt 400 мВт50 0м50 0м9 D1 - 08-диоды Шотки “^ U1 и 0 2 идентичны с9 D1 - 08-диоды Шотки “^ U1 и 0 2 идентичны стипа HP 2900 Na 1:1:1типа HP 2900 Na 1:1:1или им подобные;или им подобные;для сигналов высокого уровня мощности.для сигналов высокого уровня мощности.Рис. 1.63. Схема и параметры кольцевого смесителяРис. 1.63. Схема и параметры кольцевого смесителя1Р13^ + ЗО дБмKP-L 3^+15 дБмА(~6 дБРц + 20 дБмPt 400 мВт1Р13^ + ЗО дБмKP-L 3^+15 дБмА(~6 дБРц + 20 дБмPt 400 мВт50 0м 01-0 4 диоды Шотки HP 2900 или подобные; у U1 и U 2 идентичны с Nq 1:1:1;^ Rr1- Rr4 = 100 Ом, Сг зависит от частоты50 0м 01-0 4 диоды Шотки HP 2900 или подобные; у U1 и U 2 идентичны с Nq 1:1:1;^ Rr1- Rr4 = 100 Ом, Сг зависит от частоты
IPL3^ + 25 дБм
КР[ ^+13 дБм
А(~6 дБ
Pq + 17 дБм
Pt 400 мВт
IPL3^ + 25 дБм
КР[ ^+13 дБм
А(~6 дБ
Pq + 17 дБм
Pt 400 мВт
50 0м
50 0м
9 D1 - 08-диоды Шотки “^ U1 и 0 2 идентичны с
9 D1 - 08-диоды Шотки “^ U1 и 0 2 идентичны с
типа HP 2900 Na 1:1:1
типа HP 2900 Na 1:1:1
или им подобные;
или им подобные;
для сигналов высокого уровня мощности.
для сигналов высокого уровня мощности.
Рис. 1.63. Схема и параметры кольцевого смесителя
Рис. 1.63. Схема и параметры кольцевого смесителя
1Р13^ + ЗО дБм
KP-L 3^+15 дБм
А(~6 дБ
Рц + 20 дБм
Pt 400 мВт
1Р13^ + ЗО дБм
KP-L 3^+15 дБм
А(~6 дБ
Рц + 20 дБм
Pt 400 мВт
50 0м 01-0 4 диоды Шотки HP 2900 или подобные; у U1 и U 2 идентичны с Nq 1:1:1;
^ Rr1- Rr4 = 100 Ом, Сг зависит от частоты
50 0м 01-0 4 диоды Шотки HP 2900 или подобные; у U1 и U 2 идентичны с Nq 1:1:1;
^ Rr1- Rr4 = 100 Ом, Сг зависит от частоты
Рис. 1.64. Схема и параметры кольцевого смесителя для сигналов сверхвысокого уровня мощности.
Таблица 1.14. Пример параметров элементов кольцевых смесителей, приведенных на рис. 1.62-1.64, и их зависимость от частоты
Частотный диапазон*
и
4 + 4 + 4 витка, провод 0 = 0,16 мм, медный 2 + 2 + 2 витка, провод 0 = 0,16 мм, медный лакированный, намотка скрученными прово- лакированный, намотка скрученными проводами на тороидальном сердечнике FT-23-72 дами на тороидальном сердечнике FT-23-43
Со
1,2-6,0 пФ, воздушный подстроечный кон-0,4-3,5 пФ, воздушный подстроечный конденсаторденсатор
сг
1 мкФ/50 В, многослойный керамический 2,2 нФ/50 В, многослойный керамический конденсаторконденсатор
Rr
100 Ом/0,33 Вт, металлопленочный резистор 100 Ом/О,33 Вт, металлопленочный резистор
К
5 (0,009)-120 МГц
50 (5)-300 МГц
* Значение нижней граничной частоты для входов Гй и fh; для входа fx оно равно 0 Гц; значения в скобках справедливы для смесителей сверхвысокого уровня мощности (зависят от Сг).
25 Ом25 ОмD 1-D 8-диоды Шотки HP 2900 или подобные; U1 и U2 идентичные с Nq0,41 : 1 :1 :1;Rr1 — Rr4 51 Ом; Сг зависит от частоты; согласующая цепь для входа fx трансформирует 25 : 50 Ом (см. в тексте )D 1-D 8-диоды Шотки HP 2900 или подобные; U1 и U2 идентичные с Nq0,41 : 1 :1 :1;Rr1 — Rr4 51 Ом; Сг зависит от частоты; согласующая цепь для входа fx трансформирует 25 : 50 Ом (см. в тексте )
25 Ом
25 Ом
D 1-D 8-диоды Шотки HP 2900 или подобные; U1 и U2 идентичные с Nq0,41 : 1 :1 :1;
Rr1 — Rr4 51 Ом; Сг зависит от частоты; согласующая цепь для входа fx трансформирует 25 : 50 Ом (см. в тексте )
D 1-D 8-диоды Шотки HP 2900 или подобные; U1 и U2 идентичные с Nq0,41 : 1 :1 :1;
Rr1 — Rr4 51 Ом; Сг зависит от частоты; согласующая цепь для входа fx трансформирует 25 : 50 Ом (см. в тексте )
I
Рис. 1.65. Схема и параметры кольцевого смесителя с увеличенным динамическим диапазоном для сигналов сверхвысокого уровня мощности.
пяти октав. В области верхних рабочих частот частотная характеристика для всех трех входов спадает практически одинаково. В табл. 1.14 приведены сведения о конструкции и номиналах элементов для кольцевых смесителей, представленных на рис. 1.62-1.64, для двух диапазонов рабочих частот.
На рис. 1.65 изображена еще одна схема смесителя, относящегося к классу сверхвысокого уровня мощности; она обладает расширенным динамическим диапазоном. Высокая эффективность достигается путем параллельного включения двух смесительных колец (см. рис. 1.64) и использования модифицированного симметрирующего трансформатора с Zu 1:1:1. Номинал Сг выбирают таким образом, чтобы его реактивное сопротивление Хс равнялось 25 Ом на низшей частоте диапазона Гц + fz. Схема расположения обмоток трансформатора приведена на рис. 1.66. Для Рд = + 24 дБм результирующее значение IPi3 и KPf составляет около + 35 дБм и +20 дБм соответственно. Необходимо принимать во внимание наличие паразитного излучения при уровнях мощности Рц более 0,25 Вт и осуществлять соответствующее экранирование конструкции. Входное сопротивление для входа частоты fx, равное в данной схеме 25 Ом, можно преобразовать к номинальному значению 50 Ом при помощи одного из двух согласующих устройств, изображенных на рис. 1.67. Т-образную структуру (рис. 1.67, а) следует применять тогда, когда необходимо обеспечить для входа частоты fx частотную характеристику, начинающуюся с 0 Гц. Диплексер (рис. 1.67,6) следует использовать в тех случаях, когда вход частоты fx является входом промежуточной частоты. Параметры трансформаторов и колебательных контуров для обеих структур
Рис. 1.66. Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике симметрирующего трансформатора, приведенного на рис. 1.65.
Рис. 1.67. Схемы двух устройств для согласования сопротивления со стороны входа fx с входным сопротивлением смесителя и расчетные формулы для смесителя, изображенного на рис. 1.65. а-реализация в виде низкочастотного диплексера для работы в диапазоне частот от 0 Гц- ^-реализация в виде полосового фильтра для работы в диапазоне промежуточных частот.
приведены на рис. 1.2 и 1.50 соответственно. Величина собственных потерь Aj согласующих устройств составляет 0,3-0,5 дБ и зависит от собственной добротности используемых катушек индуктивности.
В табл. 1.15 для двух диапазонов рабочих частот приведены параметры элементов
Таблица 1.15. Пример зависящих от частотного диапазона параметров элементов для комбинации схем, приведенных на рис. 1.65 и 1.67
Частотный диапазон
и 1,02
5 + 5 + 5 + 5 витков, провод 0 = 0,16 мм, медный эмалированный, отвод от 3-го витка сверху, намотка скрученным проводом на тороидальном сердечнике FT-23-43
Сс Rb R, С,
0,4-3,5 пФ, воздушный подстроечный конденсатор
2 х 51 Ом/О,33 Вт, соединены параллельно, металлопленочные резисторы
51 Ом/0,33 Вт, металлопленочный резистор
2,2 мкФ/50 В, многослойный керамический
конденсатор10 нФ/50 В, многослойный керамический
конденсатор
с,
С3 ^4 с, и
68,3 пФ148,7пФ
0,121 мкГн1,487 мкГн
96,6 пФ744 пФ
0,084 мкГн0,298 мкГн
10 пФ
-5 + 5 витков, провод 0 = 0,16 мм, медный
эмалированный, отвод от 3-го витка сверху,
fh 45 МГц (30-200 МГц)
К fx 0,009-30,0 МГц
fQ 30-200 МГц
fh 30-200 МГц
fx 10,7 МГц (2-30 МГц)
Гй 30-200 МГц
50-омная линия выполнена на тороидальном сердечнике FT-23-72
Примечание. ФНЧ с fc = МГц, ФПЧ с fmg = 10,7 МГц.
Рис. 1.68. Схема мощного «дуального смесителя». В обоих каналах устройств данного типа используются, как правило, смесители сигналов сверхвысокого уровня мощности, аналогичные изображенному на рис. 1.65.
комбинации схем, представленных на рис. 1.65 и 1.67. Указанные значения справедливы для обеих структур, изображенных на рис. 1.67.
На рис. 1.68 представлена структурная схема смесителя, известного под названием «дуальный смеситель». Смеситель образован двумя ветвями из кольцевых балансных смесителей, которые соединены со стороны входов fh и (^ противофазно, а со стороны входа fx синфазно; это достигается путем соответствующего включения 0°/18О° и 0° гибридных ответвителей. Данное устройство при использовании в его ветвях смесителей, изображенных на рис. 1.65, имеет следующие характеристики: при Рц = +27 дБм (0,5 Вт) значение IPi3 « + 138-401 дБм, a KPj « + 123-251 дБм. Величина А; равна 7-9 дБ в зависимости от типа используемых устройств, взаимной связи ветвей смесителя. Развязка Ах между входами fh и fx, ^ и fx примерно на 30 дБ больше, чем соответствующие значения для одиночного смесителя; одновременно снижаются примерно на 10-20 дБ уровни высших гармоник. При реализации такого рода структур следует обращать особое внимание на необходимость тщательной амплитудной и фазовой балансировки отдельных ветвей смесителя. При проектировании всегда выполняйте следующие рекомендации:
Информационный сигнал должен поступать на вход одного из трансформаторов, а сигнал гетеродина подаваться на вход другого трансформатора; никогда не включайте иначе! (В качестве критерия служит развязка Ах.)
Диоды и трансформаторы, используемые в устройстве, должны обладать как можно более идентичными электрическими параметрами (это определяет фазовый и амплитудный баланс). Требуется индивидуальная сортировка и отбор элементов из числа поставляемых производителями. Обмотки трансформаторов должны быть выполнены без видимых отличий.
Монтаж трансформаторов и элементов смесительного кольца должен выполняться как можно более симметричным и осуществляться проводниками минималь-
ной длины. Для эффективного симметрирования смесителя (для достижения максимального значения Ах) может потребоваться кроме подбора конденсатора Сс переключение половин симметричной обмотки одного (любого) из трансформаторов. При этом необходимо соблюдать правильную фазировку обмоток и обращать внимание на подключение выводов, обозначенных точками.
Следует в первую очередь согласовывать выходное сопротивление источника с входным сопротивлением смесителя по входу информационного сигнала fx; с точки зрения частотных свойств входы fh и fx являются взаимозаменяемыми.
Сигнал гетеродина должен поступать от линейного широкополосного источника. Следует избегать применения в этой цепи гетеродина любых частотно-избирательных цепей. Значение развязки Ах относительно фильтра частоты Гц должно составлять не менее 10 дБ.
1.6. Широкополосные усилители малых сигналов
Для усиления малых сигналов чаще всего используют монолитные интегральные схемы (ИС). В настоящее время серийно выпускается много типов ИС для разнообразных применений. Тем не менее существуют такие задачи, решая которые можно добиться наилучших результатов, если использовать специально разработанные устройства, реализованные на дискретных элементах, по совокупности параметров точно соответствующие специфическим требованиям и в этом смысле являющиеся оптимальными.
К таким устройствам относятся усилители, обладающие сравнительно большим динамическим диапазоном и/или чувствительностью, а также высокой линейностью амплитудной характеристики.
Для достижения данной цели наиболее подходят схемы с отрицательной обратной связью; в них используются малошумящие биполярные транзисторы с большим коллекторным током, относящиеся к категории дешевых СВЧ-транзисторов. Предельная частота fT1) этих полупроводниковых приборов, составляющая 4-5 ГГц, позволяет реализовывать усилители с предельной частотой более 1 ГГц и полосой пропускания около десяти октав. Они имеют при этом во всем рабочем диапазоне почти идентичные значения входного и выходного сопротивлений и поэтому идеально подходят для использования в 50-омных устройствах.
Структуры с отрицательной обратной связью следует рассматривать с учетом специфики их применения. Так, если необходимо обеспечить оптимальный динамический диапазон и одновременно высокую чувствительность, то в цепи обратной связи следует использовать нешумящие реактивные элементы (Х-обратная связь). Если же требуется большой динамический диапазон, то можно использовать простые схемы с активными омическими сопротивлениями в качестве элементов отрицательной обратной связи (R-образная связь).
Критериями для выбора транзисторов кроме предельного тока и допустимой мощности рассеяния являются прежде всего величина fT и динамический коэффициент усиления тока в схеме с общим эмиттером (ОЭ) Ро (измеряется на частоте 1 кГц). Возможное значение предельной рабочей частоты для этого усилителя можно приближенно определить по формуле 10(fT/Po), а частотно-зависимый коэффициент усиления тока Pf можно аппроксимировать с достаточной для практики точностью функцией fT/f, т. е. Pf^P0; следует отметить, что допуски на значения Ро достигают — 50/+ 500% от приведенных в справочниках значений (как правило, 50-80). В последующих расчетах можно рекомендовать применять при коллекторных токах
Х) Предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером fT-частота, на которой модуль коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ в режиме короткого замыкания выходной цепи уменьшается до единицы (|0| = |Ь21Э| = 1)[3]-/7рмл/. ред.
RG 1:nRG 1:nRB = RBB + Rbe ; Rbb - диффузное conpo - тивление базы,Rbe- внутреннее сопротивление база-эмиттер;RB = RBB + Rbe ; Rbb - диффузное conpo - тивление базы,Rbe- внутреннее сопротивление база-эмиттер;J3 - коэффициент усиления тока в схеме с общим эмиттером,
RG 1:n
RG 1:n
RB = RBB + Rbe ; Rbb - диффузное conpo - тивление базы,
Rbe- внутреннее сопротивление база-эмиттер;
RB = RBB + Rbe ; Rbb - диффузное conpo - тивление базы,
Rbe- внутреннее сопротивление база-эмиттер;
Транзистор п-р-п или р-п-р
Zo=Гг(^‘кс+кв)J3-(N + 1) ' G 61Zo=Гг(^‘кс+кв)J3-(N + 1) ' G 61Gu~Gu~Рис. 1.69. Основная схема усилителя типа А с реактивной Х-отрицательной обратной связью и формулы для его расчета.
Zo=Гг(^‘кс+кв)
J3-(N + 1) ' G 61
Zo=Гг(^‘кс+кв)
J3-(N + 1) ' G 61
Gu~
Gu~
1С < 60 мА хорошо зарекомендовавшие себя транзисторы типа BFT 66, BFR 96(S), MRF 904, MRF 965 или им подобные.
В дальнейшем будут рассмотрены три сходные, но более или менее отличающиеся друг от друга схемы усилителей; по режиму работы для лучшего различия мы обозначим их как схемы типа А, В или С.
Для каждого из типов усилителей будут рассмотрены три подтипа, соответствующие значениям коллекторных токов 14, 33 и 55 мА. Из перечисленных выше транзисторов для усилителей с коллекторным током 14 мА наиболее подходят BFT 66 и MRF 904, но могут использоваться и BFR 96(S) и MRF 965; эти транзисторы обладают наилучшими шумовыми свойствами для транзисторов данной мощности.
Рассмотрим усилитель типа А. Основная схема этого усилителя с цепью отрицательной обратной связи типа X и соотношения, используемые при ее проектировании, приведены на рис. 1.69. Мы конкретизируем параметры усилителя, требуемые для соответствующих условий применения. В качестве основных критериев следует указать входную интермодуляционную точку 3-го порядка IPi3, входную точку компрессии KPi? коэффициент усиления мощности Gp; коэффициент шума F, а иногда коэффициент обратной передачи сигнала Ах. Затем на номограммах, представленных на рис. 1.70-1.72, мы отыскиваем рассчитанные или желаемые сочетания параметров в зависимости от 1С. При этом мы располагаем следующими диапазонами значений-для IPi3 + 116-39| дБм, для KPi — 3-+ 10 дБм, для Gp 4,5-9,5 дБ и для F 1,7-3,6 дБ, для Ах имеем Ах = Gpr — Gp, где Gpr представляет собой коэффициент передачи мощности. И наконец, следует записать соответствующие значения коллекторного тока 1С и полученные значения коэффициентов трансформации Nq для трансформаторов U1 (только при W^ ^ W2) и U2.
Все три подтипа общей схемы как с трансформатором U1, так и без него представлены в виде полных принципиальных схем на рис. 1.73.
В табл. 1.16 приведены зависящие от тока 1С значения R1-R4 и указаны номиналы элементов для двух диапазонов частот 1-50 МГц и 30-200 МГц.
Общие замечания о частотно-зависимых элементах: реактивное сопротивление емкости С1 должно составлять менее 10 Ом, емкости С2- менее 1 Ом, а дросселя Hfd-более 500 Ом; эти значения относятся к низшей рабочей частоте. На рис. 1.74 представлена схема расположения обмоток на тороидальном сердечнике трансформатора U2 (обмотки следует выполнять бифилярно/трифилярно из скрученных проводов).
Рис. 1.70. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токеРис. 1.70. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токе1С = 14 мА.1С = 14 мА.
Рис. 1.70. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токе
Рис. 1.70. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токе
1С = 14 мА.
1С = 14 мА.
Рис. 1.71. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токе 1с = 33 мА.
Трансформатор U1 выполняют в соответствии с рис. 1.2 или в виде трансформатора на линии согласно рис. 1.3.
Теперь скажем несколько слов об усилителях типа В. Основная схема усилителя с цепью отрицательной обратной связи (Х-тип) и используемые в процессе проектирования формулы приведены на рис. 1.75. В данном случае также необходимо конкретизировать желательные параметры усилителя. Затем мы определяем соответствующий набор параметров в зависимости от величины коллекторного тока 1С, руководствуясь
Рис. 1.72. Семейство характеристик усилителя типа А при коллекторном токе 1С = 55 мА.
номограммами на рис. 1.76-1.78. Диапазон возможных значений параметров будет составлять: для IPi3 + 121-461 дБм, для KPj — 7-+ 12 дБм, для коэффициента усиления напряжения Gy 2-12 дБ, для F 2,2-4,0 дБ, величина Ах имеет относительно большое значение и поэтому далее не рассматривается.
Все три подтипа данной схемы можно выполнить в виде, изображенном на рис. 1.79. В табл. 1.17 приведены зависящие от тока 1С значения R1-R4, параметры обмотки W3 трансформатора U и указаны номиналы элементов для двух диапазонов частот. Реактивные сопротивления элементов Cl, С2 и Hfd на низшей рабочей частоте должны иметь значения ^10 Ом, ^ 1 Ом, ^ 500 Ом соответственно. На рис. 1.80 представлена схема расположения обмоток на тороидальном сердечнике трансформатора U; намотка осуществляется скрученными проводами.
Следует отметить, что входное сопротивление (импеданс) схемы типа В является относительно высоким и составляет более 1 кОм. Самый простой способ получить
50 Ом50 ОмТ: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА - BFR 96 (s), MRF 965 или подобные.Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора?Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА - BFR 96 (s), MRF 965 или подобные.Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора?Рис. 1.73. Полные принципиальные схемы двух усилителей типа А с различными входными цепями.Рис. 1.73. Полные принципиальные схемы двух усилителей типа А с различными входными цепями.
50 Ом
50 Ом
Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА - BFR 96 (s), MRF 965 или подобные.
Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора?
Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА - BFR 96 (s), MRF 965 или подобные.
Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора?
Рис. 1.73. Полные принципиальные схемы двух усилителей типа А с различными входными цепями.
Рис. 1.73. Полные принципиальные схемы двух усилителей типа А с различными входными цепями.
Рис. 1.74. Схема и расположения обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U2, приведенного на рис. 1.73.Рис. 1.74. Схема и расположения обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U2, приведенного на рис. 1.73.rb=rbb+rbe/' rbb~диффузное сопротивление базы rbe“внутреннее сопротивление база-эмиттер В-коэффициент усиления токаrb=rbb+rbe/' rbb~диффузное сопротивление базы rbe“внутреннее сопротивление база-эмиттер В-коэффициент усиления токаNN2 RBIHN+1)' RlNN2 RBIHN+1)' RlРис. 1.75. Основная схема усилителя типа В с реактивной Х-отрицательной обратной связью и формулы для его расчета.Рис. 1.75. Основная схема усилителя типа В с реактивной Х-отрицательной обратной связью и формулы для его расчета.Таблица 1.16. Номиналы резисторов RI R4 для схемы, приведенной на рис. 1.73, при различных значениях тока 1С и пример номиналов реактивных элементов, соответствующих двум рабочим диапазонам частот (Gp см. на рис. 1.70-1.72)
Рис. 1.74. Схема и расположения обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U2, приведенного на рис. 1.73.
Рис. 1.74. Схема и расположения обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U2, приведенного на рис. 1.73.
rb=rbb+rbe/' rbb~диффузное сопротивление базы rbe“внутреннее сопротивление база-эмиттер В-коэффициент усиления тока
rb=rbb+rbe/' rbb~диффузное сопротивление базы rbe“внутреннее сопротивление база-эмиттер В-коэффициент усиления тока
N
N2 RB
IHN+1)' Rl
N
N2 RB
IHN+1)' Rl
Рис. 1.75. Основная схема усилителя типа В с реактивной Х-отрицательной обратной связью и формулы для его расчета.
Рис. 1.75. Основная схема усилителя типа В с реактивной Х-отрицательной обратной связью и формулы для его расчета.
К*
Зависимость от 1с
Зависимость от f
14 мА
33 мА
55 мА
1-50 МГц
30-200 МГц
R1, Ом
120
56
39
R2, Ом
150
56
43
R3, Ом
2,2 ТО3
820
560
R4, Ом
560
270
180
С1
47 нФ
2,2 нФ
С2
0,47 мкФ
22 нФ
Hfd
220 мкГн
4,7 мкГн
01
> 9 витков для обмотки W15 провод 0 =
^3
витка для обмотки W15 провод 0 =
= 0,16 мм, медный эмалированный, обмот
= 0,16 мм, медный эмалированный, обмот
ка скрученными проводами на тороидаль-
ка скрученными проводами на тороидаль
ном сердечнике FT-23-72
ном сердечнике FT-23-43
U2
4 + 10 + 10 витков, провод 0 =
= 0,16 мм,
2 + 5 + 5 витков, провод 0 = 0,16 мм, мед
медный эмалированный, обмотка скручен
ный эмалированный, обмотка скрученны
ными проводами на тороидальном сер-
ми проводами на тороидальном сердечни-
дечнике FT-23-72
ке FT-23-43
Значения компонент К, зависящих от частоты, приведены в качестве примера (см. в тексте).
Рис. 1.77. Семейство характеристик усилителя типа В при коллекторном токе 1с = 33 мА.
меньшее значение (например, 50 Ом)-это заменить дроссель Hfd обычным резистором RHfd с соответствующим номиналом. Правда, при этом, естественно, увеличивается коэффициент шума, а в наиболее желательном случае равенства RHfd и внутреннего сопротивления генератора RG происходит согласование по мощности, тогда как динамический диапазон остается практически неизменным. Если предположить, что RG = RHfd = Zo = ZL (см- Рис- 1-75), то мы получим одинаковые значения Gy и Gp, выраженные в децибелах (при условии согласования усилителя по входу и выходу).
Рассмотрим теперь усилитель типа С. Основная схема данной разновидности усилителя с отрицательной обратной связью (R-типа) изображена на рис. 1.81. Вначале мы
f 1 -150 МГц 1Р13+8,5 дБм KPt - 1,7 дБм
F = 5,1 дБ (^50 МГц)Gp= 20 дБАх~ 3 дБF = 5,1 дБ (^50 МГц)Gp= 20 дБАх~ 3 дБ>1 кОм>1 кОмТ- BFR 96 (s), MRF 965 или подобныеD-1 N 4148 или подобныйU-2x6 витков, провод 00,25мм, медный с лаковой изоляцией, намотка бифилярная, виток кТ- BFR 96 (s), MRF 965 или подобныеD-1 N 4148 или подобныйU-2x6 витков, провод 00,25мм, медный с лаковой изоляцией, намотка бифилярная, виток кТ: для Ic^18mA-BFT 66, MRF 904 или подобные, для Ic^60mA-BFR 96 (s),Т: для Ic^18mA-BFT 66, MRF 904 или подобные, для Ic^60mA-BFR 96 (s),MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!витку на тороидальном сердечнике FT- 23 - 72
F = 5,1 дБ (^50 МГц)
Gp= 20 дБ
Ах~ 3 дБ
F = 5,1 дБ (^50 МГц)
Gp= 20 дБ
Ах~ 3 дБ
>1 кОм
>1 кОм
Т- BFR 96 (s), MRF 965 или подобные
D-1 N 4148 или подобный
U-2x6 витков, провод 00,25мм, медный с лаковой изоляцией, намотка бифилярная, виток к
Т- BFR 96 (s), MRF 965 или подобные
D-1 N 4148 или подобный
U-2x6 витков, провод 00,25мм, медный с лаковой изоляцией, намотка бифилярная, виток к
Т: для Ic^18mA-BFT 66, MRF 904 или подобные, для Ic^60mA-BFR 96 (s),
Т: для Ic^18mA-BFT 66, MRF 904 или подобные, для Ic^60mA-BFR 96 (s),
MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!
MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!
L-B 82114-R-АЗ (Сименс) или аналогичный (широкополосный дроссель с Q с 1)
Рис. 1.79. Полная принципиальная схема усилителя типа В.
Таблица 1.17. Номиналы резисторов RI -R4 и данные обмотки W3 трансформатора U при различных значениях тока 1С для схемы, приведенной на рис. 1.79, и пример номиналов реактивных элементов, соответствующих двум рабочим диапазонам частот (Gu см. на рис. 1.76-1,78)
Зависимость от 1с
Зависимость от f
14 мА
33 мА
55 мА
1-50 МГц
30-200 МГц
R1, Ом
R2, Ом
R3, Ом
R4, Ом и, W3,
200
1,5 103
820
220
6 витков
56 820 390 100
7 витков
33
470
220
56
9 витков
Cl
С2
Hfd
и
wt, w2
3+10 витков (+ W3), провод 0 = 0,16 мм, медный эмалированный, обмотка скрученными проводами на тороидальном сердечнике FT-23-75
47 нФ 0,47 мкФ 470 мкГн
3 + 10 витков (+ W3) медный эмалировань ными проводами на нике FT-23-75
2,2 нФ
22 нФ
10 мкГн
►, провод 0 = 0,16 мм, 1ый, обмотка скручен- тороидальном сердеч-
* Значения компонент К, зависящих от частоты, приведены в
качестве примера (см. в тексте). Hfd- дроссель.
Рис. 1.80. Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U, приведенного на рис. 1.79.Рис. 1.80. Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U, приведенного на рис. 1.79.Условия: RG = RL = 50 0м; Re • Rf Reзyльтaты: Z^ ~ Zo ~ 50 0м, Gu»Условия: RG = RL = 50 0м; Re • Rf Reзyльтaты: Z^ ~ Zo ~ 50 0м, Gu»= 2500 0м,= 2500 0м,
Рис. 1.80. Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U, приведенного на рис. 1.79.
Рис. 1.80. Схема и расположение обмоток на тороидальном сердечнике для трансформатора U, приведенного на рис. 1.79.
Условия: RG = RL = 50 0м; Re • Rf Reзyльтaты: Z^ ~ Zo ~ 50 0м, Gu»
Условия: RG = RL = 50 0м; Re • Rf Reзyльтaты: Z^ ~ Zo ~ 50 0м, Gu»
= 2500 0м,
= 2500 0м,
N = 1:1;
Транзисторы п-р-п или р-п-р
Рис. 1.81. Основная схема усилителя типа С с резистивной R-обратной связью и формулы для его расчета.
Rf, ОмRf, ОмРис. 1.82. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 14 мА.Рис. 1.82. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 14 мА., ДБ, ДБ
Rf, Ом
Rf, Ом
Рис. 1.82. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 14 мА.
Рис. 1.82. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 14 мА.
, ДБ
, ДБ
Rf, Ом
Рис. 1.83. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 33 мА.
Рис. 1.84. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 55 мА.Рис. 1.84. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 55 мА.должны конкретизировать желательные параметры усилителя. После этого мы определяем соответствующий набор параметров в зависимости от величины коллекторного тока 1С, исходя из номограмм 1.82-1.84. Для данной разновидности схемы возможны следующие диапазоны параметров: для IPi3 —5-4- 17 дБм, для KPj — 14-+ 10 дБм, для Gp 9-22 дБ и для F 3-7 дБ. Наконец мы записываем найденное значение 1С и соответствующие значения Rf и Re.
Рис. 1.84. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 55 мА.
Рис. 1.84. Семейство характеристик усилителя типа С для 1С = 55 мА.
На рис. 1.85 изображена принципиальная схема, справедливая для любого из трех
+ 15 В стаб.+ 15 В стаб.Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА — BFR 96 (s), MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА — BFR 96 (s), MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!Рис. 1.85. Полная принципиальная схема усилителя типа С.
+ 15 В стаб.
+ 15 В стаб.
Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА — BFR 96 (s), MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!
Т: для 1С^ 18 мА - BFT 66, MRF 904 или подобные, для 1С^ 60 мА — BFR 96 (s), MRF 965 или подобные. Остальные компоненты описаны в тексте. Строго соблюдайте полярность при подключении обмоток трансформатора U!
Таблица 1.18. Номиналы резисторов Rf/p, Re/E, R1 и R2 при различных значениях тока 1С для схемы, приведенной на рис. 1.85, и пример номиналов реактивных элементов, соответствующих двум рабочим диапазонам частот (Gp см. на рис. 1.82-1.84)
к*
Зависимость от Ic
Зависимость от f
14 мА
33 мА
55 мА
1-50 МГц
30-200 МГц
Re + Re> Rf "Р RF, RI, Ом R2, Ом
Ом
Om
179
2,25 Ю3
820
150
75,8 903 330
62
45,5
600
220
39
Cl
C2
Hfd
47 нФ 0,47 мкФ 220 мкГн
2,2 нФ 22нФ
4,7 мкГн
U
9 + 9 витков, провод 0 = 0,16 мм, медный эмалированный, 100-Ом линия выполняется на тороидальном сердечнике FT-23-72
3 + 3 витка, провод 0 = 0,16 мм, медный эмалированный, 100-Ом линия выполняется на тороидальном сердечнике FT-23-43
* Значения компонент К, зависящих от частоты, приведены в качестве примера (см. в тексте). При R1 ^ 500 Ом может отсутствовать дроссель Hfd.
Рис. 1.86. Зависимости величины входного и выходного сопротивлений, характерные для усилителя типа С, от сопротивлений Rf и Re.
подтипов разновидности С. В табл. 1.18 приведены конкретные значения элементов схемы Rf/F, Re/E, R1 и R2 в зависимости от величины тока 1С, а также указаны номиналы реактивных элементов для двух диапазонов частот. Реактивные сопротивления элементов Cl, С2 и Hfd на низшей из рабочих частот должны составлять <10 Ом, < 1 Ом и
у22- выходная проводимость;qg = у21 • (RL || Rb)
Транзистор: п-канальный МОП полевой транзистор
Рис. 1.87. Основная схема усилителя типа D на полевом транзисторе с N-каналом и формулы для его расчета.
> 500 Ом соответственно. Трансформатор выполняется в виде трансформатора на линии согласно рис. 1.16. На рис. 1.86 изображены типовые зависимости Zj и Zo от Rf и Re при Zj ^ Zo ^ 50 Ом, что является практически незначительным ограничением. *
Наконец, мы обсудим реализацию усилителя на основе N-канального полевого транзистора с р-п-переходом, включенного по схеме с общим затвором. Эту разновидность усилителя обозначим как тип D. В противоположность трем ранее рассмотренным типам усилителей усилитель этого типа можно использовать без обратной связи, и поэтому априори он отличается высоким значением коэффициента обратной передачи сигнала (высокое Ах).
При выборе транзистора необходимо принимать во внимание кроме максимально допустимого тока и допустимой мощности рассеяния, во-первьрс, крутизну прямой передачи у21, предельную частоту крутизны fy21 (или у2И = ci/V23•у21), коэффициент шума F и, во-вторых, ток стока 1D. Для использования в 50-омном устройстве в диапазоне частот до 500 МГц можно рекомендовать следующие типы транзисторов: 2N 4856 A, BF 246 А, Р 8002 и U 310 при токах ID = 25 мА (ориентировочное значение и сильный разброс параметров).
Основная схема усилителя типа D и используемые при расчетах формулы приведены на рис. 1.87.
Вначале следует конкретизировать желаемые параметры усилителя. Далее мы определяем соответствующий набор параметров для различных значений UD, исходя из номограмм 1.88 и 1.89. Диапазон возможных значений параметров будет составлять для IPi3 0- + 18 дБм, для KPj — 10-+ 8 дБм, для Gp 1 — 16 дБ и для F 1,2 дБ. Определенные по номограммам значения Wj:W2 и Rb следует записать.
На рис. 1.90 изображена принципиальная схема, справедливая для обоих подтипов усилителя. С точки зрения реализации конструкции трансформатора U следует ориентироваться на данные и рекомендации, изложенные в разд. 1.1; если позволяет значение Zq, то следует использовать трансформатор на линии. Реактивные сопротивления элементов Cl, С2 и Hfd на самой низкой частоте рабочего диапазона должны составлять ^ 10 Ом, ^ 1 Ом и ^ 500 Ом соответственно.
Если отношение Wt: W2 вообще составляет | > 12|: 4 или | > 16| :4, то использование апериодичных Zu-цепей всегда приводит к неудовлетворительным результатам. С учетом частотных свойств усилителя предпочтительно применять в цепи стока транзистора П-образную Zu-структуру, как это показано на рис. 1.91 (см. табл. 1.19). В таблице приведены также примеры конкретных значений Zu, необходимых при проектировании; промежуточные значения можно получить путем интерполяции с достаточной для практики точностью.
Рис. 1.88. Семейство характеристик усилителяРис. 1.88. Семейство характеристик усилителятипа D при UD = 13,6 В и у21 » 20 мСим.типа D при UD = 13,6 В и у21 » 20 мСим.Gp, дБGp, дБ
Рис. 1.88. Семейство характеристик усилителя
Рис. 1.88. Семейство характеристик усилителя
типа D при UD = 13,6 В и у21 » 20 мСим.
типа D при UD = 13,6 В и у21 » 20 мСим.
Gp, дБ
Gp, дБ
Рис. 1.89. Семейство характеристик усилителя типа D при UD = 20 В и у21 ~ 20 мСим.
Т:для ID~25 мА/у21~20 мОм—
2 N 4856 A, BF 246 A, U 310 и подобные.
Остальные компоненты описаны в тексте.
Строго соблюдайте полярность при под-Рис. 1.90. Полная принципиальная схема усили-
ключении обмоток трансформатора U!теля типа D.
Для описанных выше четырех типов усилителей следует привести следующие замечания, справедливые в любом случае.
Тип А. Эти структуры склонны к самовозбуждению при рассогласованиях (при значениях КСВ (s) > 3). Частота колебаний при самовозбуждении, как правило, расположена выше рабочего спектра частот; возможно двухчастотное самовозбуждение. В этом случае устранению самовозбуждения может способствовать ферритовое колечко, одетое на коллекторный вывод транзистора. При частотно-избирательном включении усилителя мы должны со всей тщательностью уменьшать взаимную связь между выходом и входом усилителя.
Тип В. Эта структура имеет чрезвычайно стабильные параметры в 50-омных устройствах. Самовозбуждение все-таки может возникнуть при включении высокоомного селективного источника вследствие взаимной связи выход/вход. Схемных способов нейтрализации не существует, поэтому следует всеми способами устранять обратную связь.
Тип С. Эта структура очень стабильна. При частотно-избирательном включении все же следует обращать внимание на устранение связи между выходом и входом, обусловленной периферийными избирательными цепями.
Рис. 1.91. Вариант усилителя, представленного на рис. 1.90 в виде широкополосной избирательной схемы с общим затвором, и формулы для расчета частотно-зависимых параметров.
Таблица 1.
19. К рис.
1.91.
Gp, дБ
2,3
4,7
6,7
7,7
9,2
Rb, кОм
0,51
1
1,6
2,7
4,7
ХСа, Ом
90
114
125
150
175
XLb, Ом
ПО
135
145
171
196
ХСс, Ом
36,4
34,3
28,7
28,7
28,8
Qb
5
7
10
12
14
Ql0
>90
>130
>180
>220
>250
Тип D. По стабильности данная структура в основном сравнима со структурой типа С. Особым преимуществом данной схемы является возможность в широком диапазоне точно подстраивать Zf и Zo посредством изменения тока стока ID (Zj = l/y2i) или величины Rb.
1.7. Модульная реализация
Из рассмотрения фотографий на рис. 1.92-1.96 можно почерпнуть массу информации о конструкторских приемах и конкретных реализациях радиоэлектронных устройств, выполненных на модульной основе высококвалифицированными конструкторами-профессионалами. Эти фотографии говорят сами за себя.
На рис. 1.97 и 1.98 изображены топология печатных плат и размещение элементов некоторых диодных кольцевых смесителей, рассмотренных в разд. 1.5. На проволочные перемычки, включенные в разрыв шины питания + UB, должны быть одеты по всей их длине маленькие ферритовые колечки с высокой магнитной проницаемостью (щ > 1000), служащие дросселем и экраном; расстояние между платой и колечками должно быть не менее 3 мм. Эти перемычки устанавливаются только в случае большой длины печатных проводников.
На рис. 1.98-1.104 изображены топология печатных плат и монтажные схемы усилителей, описанных в разд. 1.6. Печатные платы усилителей типа А-С рассчитаны на установку транзисторов типа MRF 904 и MRF 965, у которых выводы, если смотреть со стороны печатных проводников, расположены в следующем порядке (по часовой стрелке): эмиттер-база-коллектор-корпус. У транзистора BFT 66 изменены места выводов эмиттера и базы по сравнению с вышеуказанным расположением. В случае использования в конструкции транзистора этого типа следует перекрестить
Рис. 1.92. Пример модульной конструкции: НЧ- и ВЧ- блоки синтезатора расположены в изолированных по высокой частоте отсеках. Вверху находятся три подстраиваемых генератора, управляемых напряжением, (ГУН), с фазовыми детекторами и полосовыми фильтрами; внизу - предварительные каскады ГУНа.
Рис. 1.93. Пример модульной конструкции: НЧ- и ВЧ-блоки синтезатора расположены в изолированных по высокой частоте отсеках. Вверху и слева находятся каскады смесителей ВЧ-сигналов и вспомогательные генераторы; справа-цифровая схема управления.
Рис. 1.94. Пример модульной конструкции: входная часть ОВЧ- УВЧ-трансивера расположена в изолированных по высокой частоте отсеках. Внизу находятся четыре входных низкочастотных фильтра; выше-смеситель и часть тракта промежуточной частоты.
Рис. 1.95. Пример модульной конструкции: блоки ОВЧ- и УВЧ-синтезатора расположены в изолированных по высокой частоте отсеках. Вверху слева находятся: опорный кварцевый генератор, цепи настройки и управления, а также переключатель каналов; внизу слева-ГУН, справа блоки формирования сигналов управления частотой.
его выводы, при этом необходимо обратить внимание на то, чтобы не было замыканий. Все вышесказанное относится и к двум разновидностям печатной платы усилителя типа D; кроме того, она позволяет без всяких изменений применять транзисторы типов 2N 4856 А и U 310. Полупроводниковые приборы в сравнительно большом корпусе типа Т, например BFR 96 (S), установить в описанные печатные платы невозможно. Как показали лабораторные исследования, вносить изменения в описанные платы можно без особого ухудшения параметров только при работе на частотах ниже 50 МГц.
Печатные платы для фильтров здесь не приводятся, так как они должны разрабатываться специалистами для каждого случая индивидуально с соблюдением всех правил и с учетом ограничений. Соответствующие схемные реализации и их конструкции приведены в гл. 2.
Примеры конструкций дискретных функциональных модулей изображены на фотографиях 1.92-1.96. Шины питания соединяются посредством проволочных перемычек, а ввод питания + UB производится в ряде случаев через проходные конденсаторы или фильтры. Для входов сигнала используют возможно более короткие отрезки проводов или применяют коаксиальный кабель. При этом рекомендуется использовать 50-омные кабели типа RG-174/U и RG-178B/U с внешним диаметром 2,5 или 1,5 мм.
Отдельные модули можно объединить между собой в один «супермодуль» на общей плате (например, типа «Евростандарт»). При этом шины питания должны соединяться
Рис. 1.96. Пример модульной конструкции: ВЧ- и НЧ-части приемника, выполненные в виде супермодульной кассеты.
через проходные конденсаторы, а экранирующая фольга на стороне расположения элементов должна быть замкнута. Для соединения сигнальных клемм друг с другом во всех случаях используются разъемные проволочные перемычки или коаксиальный кабель, что позволяет обеспечить легкий доступ к отдельным модулям. В качестве длинных соединительных проводников используются полосковые линии, размеры которых можно определить из рис. 1.105. Отдельные модули и основные излучающие
Шина корпуса (масса)RhШина питания (+ив)Шина корпуса (масса)RhШина питания (+ив)(Вг^см. текст(Вг^см. текстРис. 1.97. Печатная плата и расположение элементов кольцевого смесителя сигналов среднего уровня мощности, схема которого приведена на рис. 1.62.Рис. 1.97. Печатная плата и расположение элементов кольцевого смесителя сигналов среднего уровня мощности, схема которого приведена на рис. 1.62.
Шина корпуса (масса)
Rh
Шина питания (+ив)
Шина корпуса (масса)
Rh
Шина питания (+ив)
(Вг^см. текст
(Вг^см. текст
Рис. 1.97. Печатная плата и расположение элементов кольцевого смесителя сигналов среднего уровня мощности, схема которого приведена на рис. 1.62.
Рис. 1.97. Печатная плата и расположение элементов кольцевого смесителя сигналов среднего уровня мощности, схема которого приведена на рис. 1.62.
Шина корпуса (масса)Шина корпуса (масса)Шина питанияШина питанияМатериал основы: толщина 1,5 мм, е=5, двусторонние покрытия медной фольгой толщиной 35 мкмМатериал основы: толщина 1,5 мм, е=5, двусторонние покрытия медной фольгой толщиной 35 мкмж - сквозная• - не соединено с проводниками со стороныж - сквозная• - не соединено с проводниками со стороныI —*С1 Тип А1 * ■—J_ НН 4 R4 QR1^Зм^сТ^+UB — R2 1536’"Ц-I —*С1 Тип А1 * ■—J_ НН 4 R4 QR1^Зм^сТ^+UB — R2 1536’"Ц-+UR—• R2 15 36 •—в+ив+UR—• R2 15 36 •—в+ивРис. 1.100. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа А, схема которого приведена на рис. 1.73,6.Рис. 1.100. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа А, схема которого приведена на рис. 1.73,6.Тип А2Тип А2,—Rg01,—Rg01Шина корпуса (масса)Тип ВШина корпуса (масса)Тип ВШина питания (+UB)Шина питания (+UB)_LRl+ив_LRl+ив- МС2Л1С1^-4#^2R2Q "^^^Ll ^R1 ^C15 Тип В- МС2Л1С1^-4#^2R2Q "^^^Ll ^R1 ^C15 Тип В_LRg+ UB_LRg+ UB
Шина корпуса (масса)
Шина корпуса (масса)
Шина питания
Шина питания
Материал основы: толщина 1,5 мм, е=5, двусторонние покрытия медной фольгой толщиной 35 мкм
Материал основы: толщина 1,5 мм, е=5, двусторонние покрытия медной фольгой толщиной 35 мкм
ж - сквозная
• - не соединено с проводниками со стороны
ж - сквозная
• - не соединено с проводниками со стороны
I —*С1 Тип А1 * ■—J_ НН 4 R4 QR1
^Зм^сТ^
+UB — R2 1536’"Ц-
I —*С1 Тип А1 * ■—J_ НН 4 R4 QR1
^Зм^сТ^
+UB — R2 1536’"Ц-
+UR—• R2 15 36 •—
в+ив
+UR—• R2 15 36 •—
в+ив
Рис. 1.100. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа А, схема которого приведена на рис. 1.73,6.
Рис. 1.100. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа А, схема которого приведена на рис. 1.73,6.
Тип А2
Тип А2
,—Rg
01
,—Rg
01
Шина корпуса (масса)
Тип В
Шина корпуса (масса)
Тип В
Шина питания (+UB)
Шина питания (+UB)
_L
Rl
+ив
_L
Rl
+ив
- МС2Л1С1^-4#^2R2Q "
^^^Ll ^R1 ^C1
5 Тип В
- МС2Л1С1^-4#^2R2Q "
^^^Ll ^R1 ^C1
5 Тип В
_L
Rg
+ UB
_L
Rg
+ UB
деталей
Рис. 1.98. Печатная плата и расположение элементов кольцевых смесителей сигналов высокого и сверхвысокого уровней, схемы которых изображены на рис. 1.63 и 1.64.
Шина корпуса (масса)
Тип А1
Rg
Шина питания (+UB)
Рис. 1.99. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа А, схема которого приведена на рис. 1.73, а.
Рис. 1.101. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа В, схема которого приведена на рис. 1.79.
Шина корпусаШина корпусаРис. 1.102. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа С, схема которого приведена на рис. 1.85.Рис. 1.102. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа С, схема которого приведена на рис. 1.85.
Шина корпуса
Шина корпуса
Рис. 1.102. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа С, схема которого приведена на рис. 1.85.
Рис. 1.102. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа С, схема которого приведена на рис. 1.85.
ШинаШинаRlRlRs " HfU£ciRs " HfU£ci+UB —*22^~TnnDI +UB+UB —*22^~TnnDI +UBШина корпуса (масса) v 1 Тип D2Шина корпуса (масса) v 1 Тип D2ШинаШинаKL —* 1*4KL —* 1*4+UB+UBСс, *%с.Сс, *%с.RsRsтХ HfdтХ HfdТип D2 +UBТип D2 +UB
Шина
Шина
Rl
Rl
Rs " HfU
£ci
Rs " HfU
£ci
+UB —*22^~
TnnDI +UB
+UB —*22^~
TnnDI +UB
Шина корпуса (масса) v 1 Тип D2
Шина корпуса (масса) v 1 Тип D2
Шина
Шина
KL —* 1*4
KL —* 1*4
+UB
+UB
Сс, *%с.
Сс, *%с.
Rs
Rs
тХ Hfd
тХ Hfd
Тип D2 +UB
Тип D2 +UB
Шина корпуса (масса)
Тип D1
Рис. 1.103. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа D, схема которого приведена на рис. 1.90.
Рис. 1.104. Печатная плата и расположение элементов усилителя типа D, схема которого приведена на рис. 1.91.
Рис. 1.105. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от ширины полоски, толщины и диэлектрической проницаемости материала подложки.Рис. 1.105. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от ширины полоски, толщины и диэлектрической проницаемости материала подложки.
Рис. 1.105. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от ширины полоски, толщины и диэлектрической проницаемости материала подложки.
Рис. 1.105. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от ширины полоски, толщины и диэлектрической проницаемости материала подложки.
цепи должны быть отделены друг от друга экранирующими перегородками. Всегда следует экранировать открытые цилиндрические катушки, генераторы и смесители.
Используйте, пожалуйста, в своей практической деятельности вместе с фактами, изложенными в этом разделе, данные о конструкции радиоэлементов, приведенные в гл. 3.
ОБЗОР СХЕМ
В этой главе рассматриваются схемы и элементы схем профессиональных приемников, передатчиков и приемопередатчиков. Среди представленных сложных и довольно трудных для изготовления схем есть типичные для радиолюбительской и измерительной техники.
Даваемые объяснения, указания и комментарии объединены тематически. Пояснения в тексте большей частью очень краткие. Глава 1, в которой приведены сведения из области 50-омной техники, легла в основу данной главы; последняя содержит также информацию из гл. 3.
Общий подход к конструированию приемников
Наиболее сложная проблема ВЧ-техники-создание высококачественных схем приемников с малыми габаритами и высокими техническими и конструктивными характеристиками. Основополагающим узлом является сигнальный тракт, и прежде всего входная часть приемника.
Входная часть приемника определяет чувствительность и динамический диапазон сигналов, т. е. охватывает блоки от гнезда включения антенны до выделения промежуточной частоты, а также непосредственно связанный со смесителем гетеродинный тракт, который, как правило, специально не рассчитывается.
Прежде всего следует различать приемники для частотного диапазона до 50 МГц и для диапазона более высоких частот. В первые в соответствии с рис. 2.1 поступают значительные входные мощности; эти приемники должны обладать широким динами-
Рис. 2.1. Средняя загрузка частотного диапазона 10 кГц-1 ГГц сигналами излучения: вверху-при полосе измерения I МГц, внизу-при 10 кГц. Точки компрессии приемника должны быть выше верхнего параметра на >10 дБ.
Рис. 2.2. Средняя загрузка частотного диапазона 0,3-300 МГц различными составляющими внешнего шума. Для коэффициента шума приемника следует выбирать параметр «С», за исключением внеземной связи, когда в качестве критерия выбирается параметр «С».
Входная мощность Ри на каждый тон (частоту), дБм ^
Рис. 2.3. Зависимость выходной мощности на каждый тон (частоту) от входной мощности на каждый тон (частоту). По оси ординат отложена относительная величина, т. е. отношение выходной мощности к входной плюс усиление мощности приемника (функционального звена).
ческим диапазоном, а их чувствительность лишь ненамного превышает уровень внешнего шума. С увеличением частоты снижаются уровни мощности внешних сигналов и внешнего шума, поэтому динамический диапазон на частотах выше 50 МГц может понижаться, а чувствительность, как видно из рис. 2.2, может постепенно увеличиваться.
Точка компрессии КР, т. е. абсолютная граница практически линейной амплитудной характеристики, должна быть во всем рабочем диапазоне частот на 10 дБ выше верхней кривой на рис. 2.1; точка пересечения 1Р3, очень важная в отношении интермодуляции, равна КР плюс 10-20 дБ. Рекомендуется субоктавная ВЧ-фильтрация, однако следует использовать по возможности полосовые фильтры с отношением граничных частот менее 1:2. При выполнении этих рекомендаций можно значительно проще преодолеть влияние увеличения мощности сигнала, которое происходит в диапазоне < 15 МГц в последней четверти суток. Ключ к решению проблемы выбора динамического диапазона сигналов - рис. 2.3.
При выборе коэффициента шума FRX приемника следует ориентироваться на параметр «С» уровня внешнего шума Fex (рис. 2.2). Если FRX = Fex, получается минимальный уровень шума на выходе, который на 3 дБ выше, чем в отсутствие внешнего шума, т. е. следует выбирать FRX ^ Fex — 3 дБ; при этом необходимо учитывать затухание антенных кабелей как дополнительной составляющей FRX. Так как сигналы на Земле обычно принимаются в диапазоне атмосферного теплового шума с температурой
Тех % 290К = « 17°С = Fex « 3 дБ, то значения FRX ниже этого порога вряд ли имеют смысл. Исключением является космическая радиосвязь в относительно малошумящем диапазоне > 200 МГц при оптимальном выборе направления антенн; в данном случае необходимо определять FRX в соответствии с параметром «G» (см. рис. 2.2), но практически коэффициент FRX должен быть как можно меньше, так как Тех « 50К =
= — 223°С =FeX « 0,7 дБ. Зависимость F от Т представлена на рис. 2.41).
Между 1Р3 и RFrx должен быть большой интервал, так как он определяет два чрезвычайно важных качественных признака - динамический диапазон 1-го и 3-го порядков DBt и DB3. Оба диапазона начинаются от RFrx; DBt имеет интервал до КР, где полезный сигнал ограничивается, а ВВ3-до уровня допустимого значения интермодуляционных помех, который измеряется при подаче на вход приемника двух частот с одинаковыми уровнями (см. рис. 2.5). Более важен динамический диапазон DB3, так как он включает уровень первичных собственных интермодуляционных помех 3-го порядка Ps3, которые равны уровню RFrx; при увеличении их на 3 дБ пороговая чувствительность уменьшается на ту же величину. Последнее показывает, что Frx ненамного меньше Fex из-за интермодуляционных составляющих. Динамический диапазон увеличивается с помощью омического высокочастотного аттенюатора, устанавливаемого за гнездом включения антенны, в такой же степени увеличиваются КР и IP. Эту зависимость необходимо тщательно проанализировать.
Расширения динамического диапазона добиваются путем введения однократного преобразования частоты. Каждое дальнейшее преобразование понижает величины КР и IP, и в результате уменьшается динамический диапазон DB. Следовательно, и эту проблему мы должны также изучить.
Многократное преобразование необходимо в том случае, когда только таким образом можно обеспечить требуемое затухание по зеркальному каналу, и/или затухание по промежуточной частоте > 70 дБ, и/или когда оптимальная промежуточная частота находится в диапазоне приема, и/или высокое значение ПЧ препятствует получению желаемой ширины полосы пропускания. Промышленность выпускает кварцевые и мо-
п Она выражается формулой Тех « 290°(Fex — 1).- Прим. ред.
Рис. 2.4. Зависимость коэффициента шума от шумовой температуры для высокочувствительных
приемников (функциональных звеньев).
IMA2 = IP2-Psig P1M2=lP2-(2-HP2-Psig])
IMA3 = (IP3 - Psig )-2 Р1Мз = 1Рз-(ЗЧ1Рз-Рз1д])
PRF-t 2- IP3)
3
более высоких
Ps-Lg возникает риск десенсибилизации
DB] - РКр * Prf
и,.?.Ы
=+Bp)=+Bp)Шумовая дорожка (минимальный уровень шума)Шумовая дорожка (минимальный уровень шума)Рис. 2.5. Сзязь между минимальным уровнем шума (шумовая дорожка) и граничными значениями динамических диапазонов. Динамика и граничные значения мощности зависят от ширины полосы.
=+Bp)
=+Bp)
Шумовая дорожка (минимальный уровень шума)
Шумовая дорожка (минимальный уровень шума)
нолитные фильтры, обеспечивающие полосы пропускания порядка 25-3500 Гц/МГц (для вышеизложенных целей).
Учитывая это, в приемниках с рабочей частотой до 1 ГГц используют максимально две ступени преобразования, а при ширине полосы более 1 кГц-как правило, одну. Прием сигналов с полностью или частично подавленной несущей осуществляется с использованием одного или нескольких детекторов-смесителей.
При проектировании схем руководствуйтесь следующим правилом: усиление между гнездом включения антенны и каскадами, обеспечивающими избирательность по соседнему каналу (т. е. во входной части), должно быть как можно меньше, чтобы обеспечить требуемый коэффициент шума приемника. При проектировании следует а) проявлять крайнюю осторожность в выборе усиления высокой частоты; б) смеситель для разгрузки последующих каскадов всегда выполнять пассивным (т.е. с усилением < 1); в) использовать по возможности малошумящий предусилитель промежуточной частоты с диплексером со стороны входа fz = Гц + fh; г) после этого каскада устанавливать схему, обеспечивающую избирательность по соседнему каналу. Сверхвысокое усиление вызывает перегрузку и снижение КР и IP, а также обоих DB.
Принимается, что точка IPi3 каждого последующего каскада должна быть выше на 3 дБ или больше, чем соответствующая точка 1Р03 предыдущего каскада, так как только таким образом можно устранить взаимное влияние и избежать потери качества сигнала. То же самое относится и к точкам компрессии KJ+ и КР0, но здесь достаточно превышения на 1 дБ или немного больше. В качестве исходной точки этого «ориентируемого назад» способа вычислений следует использовать узел, обеспечивающий избирательность по соседнему каналу, так как он, будучи самым слабым звеном
функциональной цепи, выдерживает не больше +10 дБм =10 мВт промежуточной частоты; внеполосная энергия сигнала может быть выше. В полосе пропускания кварцевых и монолитных фильтров lPi3 возрастает от уровня +30 (> 50) дБм.
В заключение следует отметить, что сигнальный тракт входной части приемника вплоть до ПЧ-тракта должен быть высоколинейным в интересах оптимального качества сигнала. Следует избегать ограничений и других нелинейных эффектов ПЧ-фильтров; при цифровой обработке ПЧ-сигналов не отказываются от предварительной фильтрации. Высокая линейность необходима также для связанного со смесителем комплекса задающего генератора.
Характеристики приемника, работающего в диапазоне
1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц
КВ-приемник, блок-схема которого представлена на рис. 2.6, преобразует частоту сигнала «вверх» (повышает) в ПЧ 45 МГц с последующей фильтрацией по соседнему
ВЧПЧнч
Рис. 2.6. Блок-схема приемного тракта.
каналу. Первый режим работы-J3E с двумя боковыми полосами USB и LSB1^ кроме того, имеется НЧ-процессор для А1А, А1В и FIB-режимов.
Переносной профессиональный приемник при напряжении питания 13,6 В имеет следующие характеристики: fe = 1,6000-29,9999 МГц с шагом сетки 100 Гц; 1Р3 > + 25 дБм; 1Р2 > + 45 дБм; КР » + 6 дБм; F ^ 12 дБ; Вр = 2,4 кГц (J3E); RF ^ — 128 дБм = 90 нВ/50 Ом; DB3 « 102 дБ; Ps3 « — 26 дБм; подавление сигнала промежуточной частоты и зеркального канала > 80 дБ.
Общая схема приемника, расположенная на трех платах, соответствующих европейскому стандарту (100 х 160), включает сигнальный тракт, синтезатор (рассмотрен в разд. 2.10), электропитание и дополнительные НЧ-процессоры (в зависимости от рода работ). Синтезатор можно использовать одновременно и для управления передатчиком на 100 Вт (рассмотрен в разд. 2.6).
ВЧ-фильтр, смеситель и усилитель
На рис. 2.7 показана входная часть приемника, состоящая из антенного ввода ВЧ-аттенюатора, управляемого с помощью АРУ и ВЧ-фильтров.
Резистор, установленный параллельно входу антенны, препятствует накоплению статических зарядов гальванически не заземленной антенны. Дополнительная емкость 1 мкФ/I кВ защищает приемник при случайном контакте его антенны с источником высокого напряжения.
Составная часть автоматической регулировки усиления (АРУ) приемника-переключаемый с помощью реле омический аттенюатор на 25 дБ. Он включается (при этом регулировка АРУ составляет около 45 дБ) и остается в таком состоянии при более высокой степени регулировки; в этом случае увеличивается линейность тракта и понижается чувствительность. При выходе из этого состояния остаточное регулирование примерно равно 10 дБ. Гистерезис составляет, таким образом, около 35 дБ.
Необходимо заметить, что пороги включения и выключения могут находиться вблизи минимального уровня шума и вследствие этого могут неблагоприятно повлиять на отношение сигнал/шум при слабом сигнале и одновременно малом внешнем шуме. С другой стороны, эти пороги можно регулировать и их можно несколько поднять.
ВЧ-фильтрация осуществляется фильтрами ТР-Еп5, НР-Тп3 и ТР-Тп5. Эллиптический НЧ-фильтр обеспечивает затухание в среднем 30 дБ при непременном подавлении побочного канала промежуточной частоты ^ 55 дБ; остальное подавление обеспечивается развязкой между входами смесителя, которая > 25 дБ. В соответствии со статистическим распределением внешнего шума (см. рис. 2.2) фильтр Чебышева ослабляет (отражает) сигналы в диапазоне <12 МГц обратно пропорционально частоте (эта ступень фильтра включается с помощью небольших проволочных перемычек); вследствие этого улучшается динамический диапазон сигналов, но ухудшается чувствительность. Фильтр Чебышева используется прежде всего для ослабления сигналов диапазона зеркальных частот 46,6-75,0 МГц.
Не рекомендуется шунтировать фильтр перемычкой, так как на смеситель попадут неослабленными все сигналы длинных и средних волн; при этом также следует принять во внимание избирательные свойства примененной антенны.
На рис. 2.7 показана схема фильтра с экранирующими перегородками и проходными конденсаторами. Катушки намотаны на тороидальные сердечники для уменьшения индуктивности рассеяния.
Антенна t^Bii 1
Избирательность по ВЧ
220п 220п
1Н>-<^
Z = 50 Ом
430
fc=34,9 МГц
fc= 12,2 МГц
Юн
Юн
CD - проходной конденсатор С 82 пФ
1 N 4003
Цифровая регулировка затухания
Рис. 2.7. Схема входной части приемника с управляемыми с помощью АРУ ВЧ-аттенюатором и ВЧ-фильтром.
56п
68п
^ CD °'315мк CD
Ослабление ВЧ0/25 дБ4,7 к
0,16 мк
0,315мк cn|Z = 50 Ом
■iei ,■ В
68п
56п
fc=33 МГц
+ 13,6 6
■ Г * А 22м J
Обзор схем
Смеситель
0,59 мк
Рис. 2.8. Схема выходной части приемника со смесителем и усилителем сигнала гетеродина (Рй).
Z=50 0m " '-17дБм
На рис. 2.8 показана выходная часть схемы, состоящая из смесителя, диплексера промежуточной частоты и усилителя Рй. Используется смеситель высокого уровня с lPi3 ^4-25 дБм и Ai « 5,5 дБ; на входе смесителя установлен диплексер R/C-HP для оптимизации согласования полного сопротивления в высокочастотной части полосы задерживания ВЧ-фильтра. На выходе смесителя установлен диплексер ВР, обеспечивающий выделение нужного сигнала в соответствии с формулой fz = Гц — fe и поэтому осуществляющий разгрузку последующих каскадов.
Задающий генератор и 50-омный возбудитель на выходе интегральной схемы усилителя обеспечивают обратную развязку ^ 50 дБ и почти чисто резистивную связь, а следовательно, очень широкую полосу согласования выходного и входного сопротивлений смесителя по входу Гц; к этому следует стремиться всегда. Все катушки, трансформаторы и дроссели намотаны на тороидальные сердечники.
Усилитель и фильтр промежуточной частоты
На рис. 2.9 показана входная часть схемы, состоящая из двух ПЧ-предусилителей, устройства избирательности по соседнему каналу и третьего ПЧ-предусилителя. Точка «G» этой схемы завершает входную часть приемника, отвечающую за динамический диапазон и чувствительность.
2,2 н2,2 нЦифровое управление фильтромЦифровое управление фильтром2-й предусилитель ПЧ BFR 962-й предусилитель ПЧ BFR 961ПЧ - фильтрВр=2,4кГц 2i2hZ=500m Р1ПЧ - фильтрВр=2,4кГц 2i2hZ=500m Р1-й предусилитель ПЧ1-й предусилитель ПЧо BFT 97о BFT 97Z= 50 ОмZ= 50 ОмРис. 2.9. Схема входной части приемника с предварительным ПЧ-усилителем и ПЧ-фильтром.Рис. 2.9. Схема входной части приемника с предварительным ПЧ-усилителем и ПЧ-фильтром.
2,2 н
2,2 н
Цифровое управление фильтром
Цифровое управление фильтром
2-й предусилитель ПЧ BFR 96
2-й предусилитель ПЧ BFR 96
1ПЧ - фильтр
Вр=2,4кГц 2i2hZ=500m Р
1ПЧ - фильтр
Вр=2,4кГц 2i2hZ=500m Р
1-й предусилитель ПЧ
1-й предусилитель ПЧ
о BFT 97
о BFT 97
Z= 50 Ом
Z= 50 Ом
Рис. 2.9. Схема входной части приемника с предварительным ПЧ-усилителем и ПЧ-фильтром.
Рис. 2.9. Схема входной части приемника с предварительным ПЧ-усилителем и ПЧ-фильтром.
Три нерегулируемых ПЧ-предусилителя, функционально идентичные, малошумящие, с реактивной отрицательной обратной связью, отличаются друг от друга главным образом схемой соединений, током коллектора и коэффициентом трансформации.
8-полюсные кварцевые фильтры верхней USB и нижней LSB боковых полос промежуточной частоты, обеспечивающие функционирование ЗЗЕ-режима, включаются с помощью реле и имеют смещение от номинальной величины промежуточной частоты на — 1,5 кГц + 1,5 кГц соответственно. Такая схема дает возможность осуществлять демодуляцию сигнала независимо от расположения боковой полосы частот относительно поднесущей частоты 45 МГц; использование синтезатора для сдвига боковой полосы частот было бы дорогостоящим. Знак отклонения частоты выбран правильно, так как схема при Гц > fz > fe обеспечивает инверсию боковой полосы частот в смесителе.
На рис. 2.10 показан ПЧ-усилитель с АРУ; он выполнен на интегральных схемах (ИС).
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) охватывает три первых каскада. При увеличении силы сигнала вначале регулируется третья интегральная схема, затем вторая, и наконец входная. Такой «обратно ориентируемый» режим обеспечивает оптимальное отношение сигнал/шум и соответствующую линейность. Задержка регулирования достигается падениями напряжения на диодах в цепи первых двух интегральных схем. Следует также учитывать звено аттенюатора высокой частоты (см. рис. 2.7).
Усиление выходной микросхемы регулируется установочным напряжением от за-
Усилитель ПЧ с АРУ
Цифровая установка усиления
Рис. 2.10. Схема ПЧ-усилителя с автоматической регулировкой усиления (АРУ).
дающего генератора настройки. Оно зависит от частоты и связано с кривой затухания ВЧ-фильтра на входе. На частотах fe > 8 МГц коэффициент Gu постоянен и равен 0 дБ; при уменьшении частоты он возрастает до 26 дБ на частотах < 4 МГц. При зашун- тированном фильтре высоких частот коэффициент Gu постоянен и остается равным 0 дБ. Таким образом, на выходе (в точке I) поддерживается (независимо от fe) постоянная величина сигнала.
Эффективный диапазон автоматической регулировки усиления с учетом всех активных элементов схемы составляет около 120 дБ. В пределах этого широкого диапазона напряжений 1:106 изменения величины сигнала на выходе уменьшаются до пренебрежимо малой величины, равной + 2 дБ.
цепь автоматическойцепь автоматическойДетектор-смеситель, процессор низких частот и
цепь автоматической
цепь автоматической
регулировки усиления
Эта часть схемы приемника показана на рис. 2.11. В верхней части схемы представлен тракт формирования информационного сигнала, в нижней-цепь автоматической регулировки усиления, включающая звено для управления реле ВЧ-аттенюатора. Эта схема высокоинтегрированная и не требует объяснений.
Блоки обработки низкой частоты подключаются к точке включения регулятора громкости и состоят из полосовых фильтров и ограничителей для работы телетайпа и др., а также из интерфейсов и каскадов переключения линейного тока для телетайпа.
Инвертируется ли боковая полоса?
Инвертируется ли в процессе смешения сигнал верхней боковой полосы в сигнал нижней боковой полосы? Этот вопрос возникает среди прочих при определении избирательности по соседнему каналу и при выборе частотной характеристики фильтров относительно поднесущей при демодуляции сигналов с одной боковой полосой SSB.
Все возможные варианты взаимного расположения спектров показаны на рис. 2.12. Это в одинаковой степени справедливо для приемника и передатчика. Схема основана на положении боковой полосы относительно рабочей частоты fb. Она сохраняется при многократном преобразовании частоты, и в зависимости от расположения частот инвертированная боковая полоса может вернуться в свое первоначальное положение.
ft = 45 МГц - 7 дБм Z=50 Ом
Громкость
НЧ - предусилитель 220к ЛИН к Юк
Юк
Разъем для дополнительных НЧ-каскадов
Оконечный НЧ -усилитель^
56
47п
3I
Юмк Hfd Г^Ьбмк
Детектор сигнала .Юмк
Ufz «ЮмВ 7 1^—-
SL1640 С
® 2,2н~" 0,1мк J7
Юну
Порог АРУ
2
1/2 TL 072
3
0,47мк
12Ок
0,47мк
6
1270k
к
0,1мк Л
1 4= 270кП
2
SL 6310 С
5
°.,ик1 |_LT Г
Наушники ^>8^ ^0,8 Вт
D-*—■■■-
Юмк Hfd
Пороги переключения ЮОмк,
Uagc ^2 4,6 В
1к
2 N 2222
6.8к 6,8к
0,47мк J
Юмк Hfd
ЮОмк 47мк ^ЮОмк
на входе от АРУ
На внешние устройства UAGC
Напряжение АРУ UAGC
SL 1621 С
Рис. 2.11. Часть схемы с детектором сигнала, НЧ-предусилителем и АРУ.
Порог АРУ
Юмк
0,1 мк 4=
hL
|+6 В (стабил.)
1к ЛИН 2,7к ЮОк
2
0,1мкЗ
0,1мк
+ 13,6 В
Рис. 2.12. Схема, дающая ответ на вопрос: приводят ли процессы смешения к инверсии боковой полосы? Мы исходим из рабочей частоты приемопередатчика fb.
В преобразователе приемопередатчика используются, как правило, соответствующие преобразования, в результате которых сигнал передатчика и приемника имеет одинаково сориентированные боковые полосы.
Приемопередатчик коротковолнового диапазона
для телеграфии сигналов с одной боковой полосой частот (CW/SSB)
Этот радиолюбительский приемопередатчик предназначен для работы в диапазоне от 10 до 160 м. Режим работы приемопередатчика-А1 А, у приемника еще и J3E. Сигнальный тракт приемника и задающий генератор приемопередатчика, с одной стороны, и устройство формирования сигналов передатчика - с другой - разные устройства, поэтому можно использовать приемник самостоятельно. Необходимое напряжение питания должно быть 11-15 В.
С помощью этого переносного приемопередатчика успешно осуществляется дальний прием сигналов со всех континентов в диапазоне 20 м. В качестве антенны используется исключительно полуволновой вибратор.
Блок-схема этого относительно сложного высокоинтегрированного приемопередатчика показана на рис. 2.13. Характеристики приемника следующие: 1Р3 ^ + 5 дБм, F ^ 15 дБ; Вр = 100 Гц в А1А и ~ 2000 Гц в ЗЗЕ-режиме; передатчик имеет мощность ^ 2,5 Вт в непрерывном режиме. Кварцевый генератор настройки с раздельной
Рис. 2.13. Блок-схема приемопередатчика коротковолнового диапазона с фильтрацией одной боковой полосы.Рис. 2.13. Блок-схема приемопередатчика коротковолнового диапазона с фильтрацией одной боковой полосы.FF+6 В TRCV+6 В TRCV55RXRXR1 620R1 620Регулируемый кварцевый генераторРегулируемый кварцевый генераторR102 Юк линR102 Юк линЧастота передатчикаЧастота передатчика16 ВR2 22 к16 ВR2 22 кС1 1мк35 ВС1 1мк35 ВЧастота . приемникаЧастота . приемника07 С8 220п ЗЗп07 С8 220п ЗЗп01 .01 .из -р тСЮ 10н± 1Юниз -р тСЮ 10н± 1ЮнСледующие контактныеАгруппы 'Т +13,6 В TRCV^Следующие контактныеАгруппы 'Т +13,6 В TRCV^+ 9В+ 9ВС5 4=470пС5 4=470пС6 >- _470п 1 ~ С11Т 33пхС6 >- _470п 1 ~ С11Т 33пхЕ RX-fQAЕ RX-fQAССС4 и ЮнС4 и Юн51а51аIC1 5L 1680 СIC1 5L 1680 С558866С12С12С18+ ^С19С18+ ^С19ЮнЮн2-30п X10н.2-30п X10н.Q2 НОНQ2 НОНС16 С17 470п 68 пС16 С17 470п 68 пС13 +ihС13 +ihС15 RX-ftЮнС15 RX-ftЮн22IC2SL 1680 СIC2SL 1680 СфС141нфС141нКварцевый генератор несущей частотыКварцевый генератор несущей частоты
Рис. 2.13. Блок-схема приемопередатчика коротковолнового диапазона с фильтрацией одной боковой полосы.
Рис. 2.13. Блок-схема приемопередатчика коротковолнового диапазона с фильтрацией одной боковой полосы.
F
F
+6 В TRCV
+6 В TRCV
5
5
RX
RX
R1 620
R1 620
Регулируемый кварцевый генератор
Регулируемый кварцевый генератор
R102 Юк лин
R102 Юк лин
Частота передатчика
Частота передатчика
16 В
R2 22 к
16 В
R2 22 к
С1 1мк
35 В
С1 1мк
35 В
Частота . приемника
Частота . приемника
07 С8 220п ЗЗп
07 С8 220п ЗЗп
01 .
01 .
из -р тСЮ 10н± 1Юн
из -р тСЮ 10н± 1Юн
Следующие контактныеА
группы 'Т +13,6 В TRCV^
Следующие контактныеА
группы 'Т +13,6 В TRCV^
+ 9В
+ 9В
С5 4=470п
С5 4=470п
С6 >- _470п 1 ~ С11Т 33пх
С6 >- _470п 1 ~ С11Т 33пх
Е RX-fQA
Е RX-fQA
С
С
С4 и Юн
С4 и Юн
51а
51а
IC1 5L 1680 С
IC1 5L 1680 С
5
5
8
8
6
6
С12
С12
С18+ ^С19
С18+ ^С19
Юн
Юн
2-30п X10н.
2-30п X10н.
Q2 НОН
Q2 НОН
С16 С17 470п 68 п
С16 С17 470п 68 п
С13 +ih
С13 +ih
С15 RX-ft
Юн
С15 RX-ft
Юн
2
2
IC2
SL 1680 С
IC2
SL 1680 С
фС141н
фС141н
Кварцевый генератор несущей частоты
Кварцевый генератор несущей частоты
TX-fmTX-fmTX-fQ2
TX-fm
TX-fm
Рис. 2.14. Схема задающего генератора приемопередатчика, включающая регулируемый кварцевый генератор и генератор несущей частоты.
установкой частоты передатчика/приемника обеспечивает диапазон перестройки 35 кГц в 20-метровом диапазоне; независимо от диапазона это составляет 0,25%. Стабильность частоты вычисляется с учетом очень малой полосы частот в CW-режиме.
Катушки и кварцевые генераторы, представленные на схемах, рассматриваются в разд. 2.4.4.
Кварцевый генератор настройки и кварцевый генератор несущей частоты
Эта схема показана на рис. 2.14. Независимо от характеристик кварца обе интегральные схемы генератора имеют внутренне регулируемое напряжение сигнала «120 мВ при нагрузке > 100 Ом.
Индуктивность L1 кварцевого генератора настройки составляет около 50-60 нГн на 1 м длины волны, генерируемой кварцем; это ориентировочная величина (!); она должна быть уточнена экспериментально. Кварц Q1 используется «без емкостей», поэтому следует избегать любых паразитных емкостей. Для R101 и R102 используются высококачественные металлокерамические резисторы с допустимой мощностью рассеяния 1 Вт и точным приводом с замедлением 1 :|6-10|. Обе шкалы настройки калибруются с помощью частотомера (с разрешающей способностью ^ 100 Гц) непосредственно или в случае возможной смены кварца-с помощью калибровочной кривой (на миллиметровке).
Подстройка частоты кварца Q2 на совпадение боковой полосы и полосы пропускания ПЧ-фильтра приемника производится с помощью С12; при использовании хорошо зарекомендовавшего себя кварца KVG (см. разд. 2.4.4) значение промежуточной частоты составляет 9 МГц.
Относительно частоты Q1 обратимся к схеме на рис. 2.12 (вторая строка сверху); для инверсии боковой полосы (спектра) в смесителе на КВ-диапазонах >10 МГц используется верхняя боковая полоса (USB).
В одном (из 6) приемников установлен кварц Q1 с последовательным резонансом на 23,12 МГц (KVG типа XS-2804) и L1 с 7,22 мкГн. Таким образом получают диапазон перестройки рабочей частоты 23,094-23,132 МГц = 14,094-14,132 МГц при Q2, работающем на частоте 9 МГц. Ширина этого диапазона 38 кГц, т. е. он охватывает 380-100 Гц-CW- каналов и обеспечивает дальний прием в пределах континента и прием в полосе частот >14,1 МГц для 13Е-режима. (Это граничное значение различно в разных странах.) Качественный дальний (DX) прием зависит не в последнюю очередь от раздельной и даже полностью автономной подстройки частоты передатчика и приемника.
Вместо подстраиваемого кварцевого генератора можно использовать перестраиваемый LC-генератор. Однако в таком случае необходимы высокая стабильность частоты для работы в узкополосном CW-режиме и существенное усложнение схемы, что приводит к увеличению стоимости.
Приемный тракт
На рис. 2.15 показана часть схемы с антенным переключателем. Граничные частоты полосового фильтра ВР-Вп2 для 20-метрового любительского диапазона составляют 13,3 и 15,1 МГц.
На рис. 2.16 представлена схема ПЧ-тракта с детектором. Лестничный SSB-фильтр (с одной боковой полосой) с чебышевской аппроксимацией, соответствующий рис. 1.56, выделяет нижнюю боковую полосу (так как в смесителе происходит инверсия боковой полосы). Установка усиления промежуточной частоты происходит с помощью R107, диапазон регулировки 70 дБ (плюс ослабление высокой частоты 0/20 дБ), и используется для установки уровня сигнала низкой частоты в диапазоне регулировки АРУ усилителя низкой частоты.
Рис. 2.15. Схема соединенияРис. 2.15. Схема соединенияантенны приемопередатчика и входного тракта с ВЧ-селектором иантенны приемопередатчика и входного тракта с ВЧ-селектором исмесителем.смесителем.Фильтр одной боковой +6 В RX полосыВр~2кГцD-*—Фильтр одной боковой +6 В RX полосыВр~2кГцD-*—ПЧ-усилительПЧ-усилительGGС28_:8,2пС28_:8,2п□io□ioD^0l ОТ2x1N4148D^0l ОТ2x1N4148С 33 ЮнС 33 ЮнSL 1612 СSL 1612 СС 35 ЮОпС 35 ЮОп71 -347| Юн71 -347| ЮнIC 6SL1641 СIC 6SL1641 СС 32Q3 Q4 Q5 idOnС 32Q3 Q4 Q5 idOn1| Тон |С39 Юмк/ЮВ1| Тон |С39 Юмк/ЮВIR4 °,6IR4 °,688НН3322R6 750R6 750Детектор сигнала С 37 1Qmk/1OBСЗбЮнДетектор сигнала С 37 1Qmk/1OBСЗбЮнDDR107 2,2к ЛИН г
Рис. 2.15. Схема соединения
Рис. 2.15. Схема соединения
антенны приемопередатчика и входного тракта с ВЧ-селектором и
антенны приемопередатчика и входного тракта с ВЧ-селектором и
смесителем.
смесителем.
Фильтр одной боковой +6 В RX полосыВр~2кГц
D-*—
Фильтр одной боковой +6 В RX полосыВр~2кГц
D-*—
ПЧ-усилитель
ПЧ-усилитель
G
G
С28_:
8,2п
С28_:
8,2п
□io
□io
D^0l ОТ2x1N4148
D^0l ОТ2x1N4148
С 33 Юн
С 33 Юн
SL 1612 С
SL 1612 С
С 35 ЮОп
С 35 ЮОп
71 -34
7| Юн
71 -34
7| Юн
IC 6
SL1641 С
IC 6
SL1641 С
С 32
Q3 Q4 Q5 idOn
С 32
Q3 Q4 Q5 idOn
1| Тон |С39 Юмк/ЮВ
1| Тон |С39 Юмк/ЮВ
IR4 °
,6
IR4 °
,6
8
8
Н
Н
3
3
2
2
R6 750
R6 750
Детектор сигнала С 37 1Qmk/1OB
СЗбЮн
Детектор сигнала С 37 1Qmk/1OB
СЗбЮн
D
D
УсилениеУсилениеFFРис. 2.16. Схема ПЧ-тракта приемника, включающая фильтр одной боковой полосы (SSB), ПЧ-усилитель и детектор сигнала.
Усиление
Усиление
F
F
На рис. 2.17 показано продолжение схемы, представленной на рис. 2.16, с активным НЧ-фильтром, в данном случае его характеристика описывается двухполюсной функцией Баттерворта. Фильтр настраивается с помощью R12 на среднюю частоту 1000 Гц.
На рис. 2.18 представлены схема тракта низкой частоты и элементы схемы переключения приемник/передатчик. Диапазон автоматической регулировки усиления IC8 « « 60 дБ, т. е. при установке на выводе 4 с помощью R107 « 30 мВ сигнал низкой частоты попадает в середину этого диапазона, при этом напряжение выходного сигнала, приблизительно равное 85 мВ/на R > 600 Ом, практически остается постоянным при изменениях ± 30 дБ на входе; такая схема важна при плохих условиях приема.
Величина сопротивления регулятора громкости R108 должна быть в 100-500 раз больше сопротивления Z наушников, поэтому существует определенная зависимость от типа используемых наушников. Вначале срабатывает R108, затем-S2 и R107.
Входной тракт передатчика
На рис. 2.19 показана малосигнальная часть тракта передачи. На смеситель поступают сигналы двух генераторов, Гй1 и Гй2 (см. рис. 2.14), выходная рабочая частота смесителя равна fui-fiiz- Для фильтрации нежелательных продуктов смешения на частоте f^ + fu2 используются два контура с L4 и L5.
Выходное сопротивление возбудителя в точке «В» равно 50 Ом, что позволяет
1 I
1 еВыкл.Вкл.
Фильтр для CW-режима Шунтирование фильтра
1 I
Фильтр для СW-режима
Вр=100 Гц
_С40 ТЮн
2^0=4. ?8
н
ЗЗн 160к
042 ЗЗн
R9 г1] 160 у
960 Гц
8
9
Uref
10 7а
RC 4136
R10
22к
045
НН 046 ЗЗн
R13 150к
__049
Т0,47мк
043
0,1 мк
R11 100
R12 100 ЛИН I—I,
044 22мк/16В
13
1040 Гц
IC 7Ь
+ 13,6 В RX
10 7с
5
R14
ЮОк
047 10мк/35В
1 F1R15С48Т U100k0,1 мк х
Опорный источник
Рис. 2.17. Схема фильтра приемника для CW-режима.
НЧ- предусилитель
р c+6B RX
Оконечный усилитель с АРУ1
i RX ТХ +6В
R211м
R17 270к
S1b
I
В
-К
R16 10 к I-*HZ3-
К
uref 2
050_
0,1 мкТ
1
3
10 7
RC4136
R19
47к
2,2мк 4,7мк
054
10 В
3
051
4,7мк
10 В
053
10 мк
6В _Т^7нГГром- 4,7мк ! «о^- Т&ВГ
SL 6270
055
ТХ 1 ’Приглушение [звука (+4в)
। Наушники 'z>600 Ом
__+6В TRCV
+ 13,6 В TRCV
+ 13,6 В RX
052 2,2мк/6В ^ 6В
059 22мк +
10 В
R108 1g см. текст
i + 13£B ' тх^* 1 + 13 6 в
'TRCV
Следующие контактные группы
Рис. 2.18. Схема НЧ-тракта приемника с предусилителем и оконечным усилителем с АРУ, включающая элементы управления приемопередатчиком.
Ключ
061 Юн
Смеситель
060 Юн
072
+15,6 Bi рОн TX^f
TX-fu
065 _ 68п о \
L4i т
if2-30п
С624,7мк/ЮВ r
^HR23l
750 J
ВозбудительBFR 96
TX-fQ2
IC 10
SL 1641 С
С 65 470п
R26 10 С68 68п
Т 1
R24 10
R25 182
R22
2,7к
/1
066 Юн
Ви 5 • J"10h
0 71 ф
4,7мк 1
55 В
А
R27 89
067 2—50п]
069 Юн
2N 3906
T| R28 R29 10k 1,5 k
0 70= = 4,7mk 55BX Каскад манипуляций в CW-режиме
Рис. 2.19. Схема входного тракта передатчика, включающая смеситель, возбудитель и каскад манипуляций в CW-режиме.
применить другие (по сравнению с используемым здесь) выходные каскады. Мощность возбудителя Ро около + 19 дБм = 80 мВт.
Для сглаживания переходных процессов Т2 работает с использованием в базе резистивного делителя R29/R30 и конденсатора С71. Постоянная времени нарастания и затухания (т) не превышает 7 мс. При изменениях (на 1 кОм • мкФ = мс) необходимо сохранить сумму R29 + R30 = 3 кОм.
На рис. 2.20 представлена схема усилителя мощности РА, обеспечивающего в непрерывном режиме мощность ВЧ-сигнала Ро = 2,5 Вт = +34 дБм.
Выходной транзистор работает в режиме класса С, т. е. нелинейном, в отличие от предыдущего тракта. В качестве фильтра высших гармоник 3-го или 2-го порядков используется эллиптический фильтр низких частот (ТР-Еп5). Эти компоненты подавляются примерно на 60 дБ, все другие (менее критичные) - больше чем на 40 дБ. Измеренная в гнезде антенны мощность паразитных колебаний составляет абсолютно малую величину 6 мкВт = — 23 дБм.
НЧ-фильтр высших гармоникНЧ-фильтр высших гармоникС 74 68 пС 74 68 пZ=50 0м!Z=50 0м!5-90п+15,6 В ТХ А5-90п+15,6 В ТХ АОконечный каскад (усилитель мощности)MRF 476Оконечный каскад (усилитель мощности)MRF 476С 80 59пС 80 59пL9 L10L11L9 L10L115 ^+1 1С841С86 .5 ^+1 1С841С86 ..078 ' Юн С79 Юмк/35В.078 ' Юн С79 Юмк/35ВТХ-Р0 Z=50 0мТХ-Р0 Z=50 0м__С88 :__С88 :J ]220nj390n ]220пJ ]220nj390n ]220п5*f5*f42+42+
НЧ-фильтр высших гармоник
НЧ-фильтр высших гармоник
С 74 68 п
С 74 68 п
Z=50 0м!
Z=50 0м!
5-90п
+15,6 В ТХ А
5-90п
+15,6 В ТХ А
Оконечный каскад (усилитель мощности)
MRF 476
Оконечный каскад (усилитель мощности)
MRF 476
С 80 59п
С 80 59п
L9 L10L11
L9 L10L11
5 ^+1 1С841С86 .
5 ^+1 1С841С86 .
.078 ' Юн С79 Юмк/35В
.078 ' Юн С79 Юмк/35В
ТХ-Р0 Z=50 0м
ТХ-Р0 Z=50 0м
__С88 :
__С88 :
J ]220nj390n ]220п
J ]220nj390n ]220п
5*f
5*f
4
2+
4
2+
Рис. 2.20. Схема оконечного каскада передатчика с фильтром высших гармоник.
Таблица 2.1. Характеристики катушек и кварцевых резонаторов для 20-метрового любительского диапазона, рассмотренных в разд. 2.4.1.-2.4.3
Элемент схемы
Характеристики
L1
L2
7,22 мкГн; 49 вит., 0,2 мм CuL, на тороидальном сердечнике Т-37-6
1,47 мкГн; 22 вит., 0,32 мм CuL, отвод от 4-го витка со стороны «земли», на тороидальном сердечнике Т-37-6
L3
L4
L5
L6
L7, 8
L9
L10
L11
Q1
как L2, только отвод от 5-го витка со стороны «земли»
как L2, только без отвода
как L2, только отвод от 6-го витка со стороны «земли»
0,51 мкГн; 13 вит., 0,32 мм CuL, на тороидальном сердечнике Т-37-6
1-мкГн миниатюрный дроссель высокой частоты
1,63 мкГн; 19 вит., 0,88 мм CuL, на тороидальном сердечнике Т-68-6
0,55 мкГн; 11 вит., 0,8 мм CuL, на тороидальном сердечнике Т-68-6
0,65 мкГн; 12 вит., 0,8 мм CuL, на тороидальном сердечнике Т-68-6
Рабочая частота плюс 9 МГц (^23 МГц), последовательный резонанс; в миниатюрном держателе HC-43/U
Q2-Q5
Кварц боковой полосы KVG XF-902L (9,0015 кГц при параллельном резонансе и емкости нагрузки 30 пФ).
Рекомендации по изготовлению
В табл. 2.1 представлены данные для катушек и кварцевых резонаторов для 20-метрового любительского диапазона при промежуточной частоте 9 МГц.
В данном случае используются резисторы с мощностью рассеяния 0,33 Вт и конденсаторы с предельно допустимым напряжением 50 В. По возможности следует выбирать многослойные керамические конденсаторы.
Для монтажа используются две эпоксидные платы с шагом отверстий и точками пайки на расстоянии 2,5 мм. На одной из плат собран приемник (см. рис. 2.13 и 2.14), на другой - передатчик (см. рис. в разд. 2.4.3).
Схема узкополосного усилителя мощности
На рис. 2.21 представлена основная схема узкополосного усилителя мощности. Наиболее важные характеристики-входное и выходное полное сопротивление Zx и Zo употребляемых транзисторов, которое состоит из активной R и реактивной X составляющих. Последняя бывает, как правило, отрицательной до частоты 30 МГц (— X), т. е. емкостной; на более высоких частотах (до 150 МГц) она, наоборот, положительная (+Х), т. е. индуктивная. Эти частотно-зависимые величины указаны в технических паспортах транзисторов.
Резистор R4 обеспечивает электрическую стабильность усилителя. В случае самовозбуждения следует снизить величину сопротивления, но оно все же должно быть как можно больше.
Согласующие цепи принципиальной схемы используют последовательные комбинации R/X (полных сопротивлений транзисторов). Если в техническом паспорте даны параллельные величины R/X-наиболее часто это имеет место для Zo-расчеты выполняются по формулам, представленным на рис. 2.22.
На рис. 2.23 показана зависимость рабочих добротностей согласующих цепей от активных составляющих сопротивлений транзисторов при выходном сопротивлении каскада 50 Ом. Указанные звенья можно использовать как со стороны входа, так и со
XC1=A-RG1 X^,
XL5>4-R0 для fMMH c Q»1 ( ВЧ-дроссель),
Х^зв Q* R[ + Xqj , или Х^з ■ Q' R^ Х^, XGq^ 0,1 * Rq для f^H' Х|^7=О* Rq+X^q, или
/Г^О+о^Г , ox A—1/ -^--1, B=Rf(l+Q ),
R4*5- Rl
Xl7=Q* Ro-XLo; xC6=q^1 XL9-Rl*B,
A~R0-(i+a2), B=y^^-i
Относительно Г™; C=^——
штд‘хС
L-^; "-Я’ ‘-"^ ^-“-^
Рис. 2.21. Основная схема узкополосного усилителя мощности, включающая расчет селективных согласующих цепей, построенных на элементах L и С (предпочтительных в 50-омной технике). Информация о Zj и Zo содержится в технических паспортах.
( X2Rp-Rs" 1+ту \ Ks( X2Rp-Rs" 1+ту \ Ks
( X2
Rp-Rs" 1+ту \ Ks
( X2
Rp-Rs" 1+ту \ Ks
R —”-
1+-Ч-Rp
XD
XsE-
X,
R.
Sr
*р
Xp- xs*
Рис. 2.22. Способы последовательного/параллель- ного пересчета полного сопротивления транзисторов на основе значений R и X, содержащихся в технических паспортах.
Рис. 2.23. Благоприятные рабочие добротности Q согласующих цепей в зависимости от активных составляющих сопротивления транзистора Rj и Ro при выходном сопротивлении 50 Ом. Rj и Ro взаимозаменяемы.
стороны выхода, т.е. Ri и Ro взаимозаменяемы. Если мы должны иметь относительно большую ширину полосы, то должны быть выбраны малые рабочие добротности; рекомендуется для оптимального соединения двух звеньев выбирать R промежуточного звена в соответствии с V^gj/^lo •
Указанные рекомендации не зависят от используемой рабочей точки усилителя (установка тока покоя; класс А, АВ, В или С). Следует учитывать, что Zj и Zo связаны определенной зависимостью. Отличия настолько малы, что их можно устранить с помощью корректирующих элементов.
Катушки (для снижения тепловыделения) изготавливаются с как можно большей ненагруженной добротностью. Сердечники из карбонильного железа или феррита применяются при рабочих частотах выше 50 МГц, однако в случаях Р > 10 Вт уже с частот > 10 МГц катушки используются только без сердечников. В качестве подстроечных конденсаторов устанавливаются высокочастотные триммеры на 10 Вт (высококачественные) со слюдяным или воздушным диэлектриком. Монтаж усилителя осуществляется на плате из двустороннего фольгированного эпоксидного материала или тефлона. Следует по возможности укорачивать соединительные проводники, причем это особенно необходимо при увеличении частоты сигналов.
Тракт передатчика диапазона 1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц
Блок-схема этого широкополосного коротковолнового устройства, представленного на рис. 2.24, обеспечивает однократное преобразование частоты из промежуточной частоты 45 МГц в частоту передачи. Основной режим работы-J3E с верхней и нижней боковыми полосами при возможном использовании процессоров для режимов А1А, А1В и F1B.
Наиболее важные рабочие характеристики этого профессионального портативного передатчика при напряжении питания 13,6 В: fs = 1,6000 — 29,9999 МГц с шагом сетки
Рис. 2.24. Блок-схема тракта передатчика.
100 Гц; мощность 100 Вт = +50 дБм на ВЧ в 13Е-режиме и в непрерывном CW-режиме; подавление несущей частоты ^45 дБ; подавление боковой полосы ~35 дБ при частоте модуляции 300 Гц и ^50 дБ при ^1000 Гц; ослабление высших и побочных гармоник в гнезде антенны ^ 50 дБм = ^ 1 мВт.
Соединив этот передатчик и приемник, рассмотренный в разд. 2.2, можно получить полную систему приемопередачи. Для подстройки частоты в приемник устанавливают синтезатор, описанный в разд. 2.10.
Процессор низкой частоты, модулятор и тракт промежуточной частоты
Входная часть схемы, состоящая из 2 независимых друг от друга усилителей различных модулирующих сигналов и DSB-модулятора (с двумя боковыми полосами), представлена на рис. 2.25. Слева внизу изображен микрофонный усилитель с автоматической регулировкой усиления. Диапазон АРУ « 40 дБ, постоянные времени для процесса нарастания и затухания ~ 15 мс и ~ 0,7 с соответственно, т. е. практически оптимальные величины. Полоса передаваемых частот составляет приблизительно 300-3000 Гц. Выходной микрофонный усилитель используется как ВЧ-фильтр 1-го порядка с fc « 1 кГц. С его помощью As увеличивается в среднем на 6 дБ/октава, т. е. обеспечивается подъем верхних частот для повышения достоверности при неблагоприятных условиях. Усилитель низкой частоты (слева вверху) передает на модулятор подготовленные и стабилизированные по уровню данные (например, азбука Морзе, телетайп).
Справа вверху изображен двойной балансный модулятор, на выходе которого имеется сигнал с двумя боковыми полосами. Несущая частота 45 МГц подавляется на 40 дБ; ее ослабление оптимизируется с помощью переменного резистора R (на входе 7 ИС).
Выходная часть схемы состоит из фильтра одной боковой полосы (SSB), ПЧ-усили- теля и выходного смесителя ПЧ/ВЧ; она представлена на рис. 2.26. Слева-фильтр сигналов с одной боковой полосой, практически это аналог фильтра приемника, показанного на рис. 2.9; 8-полюсные кварцевые фильтры выделения сигнала с одной боковой полосой обеспечивают дополнительное подавление несущей частоты на 10 дБ и более, хотя предназначены они для подавления нежелаемой боковой полосы.
Усилитель промежуточной частоты снабжен автоматической логической регулировкой усиления (адаптивная регулировка). В качестве критерия регулировки используется величина KCB(s) со стороны антенны. При слишком высокой отраженной мощности, соответствующей s > 2, уменьшается усиление промежуточной частоты, и таким образом обеспечивается защита тракта передачи мощности от критических рабочих ситуаций (перегрев, пробои из-за перенапряжения). Справа показан смеситель с интерфейсом на выходе для перехода на 50 Ом. С помощью двух подстроечных резисторов R сигналы с частотами fz и Гц минимизируются на выходе смесителя (подавление побочных составляющих).
НЧ-усилитель сигнала данных Юк лин < 15
Данные
18к
Юмк 620
-Усиление
6
Юмк
Юмк
8
О,1МК с
।it9
1/2 TL 072
18к
Минимум несущей частоты "
),1мк
750к
8-0 0
1н
1к
с АРУ
Рис. 2.25. Схема Н Ч-процессора и модулятора.
+_6В| (стабил.)!
8
Юмк
SL 6270 С
2,2мк 220
ft=45 МГц 1-7 дБм
<?Z = 50 0m
2,2к7
j।'
Юн 16 к2
Модулятор
2
2,2к
2,2 мк
1/2 TL 072
Юк лин
Р^ЗЗОк
2’2hZ=50 0m НН——В
0,1 мк Юмк 47 п 4= Н
I68
SL 1640 С
Юмк Т
3
Усиление 220к / ЛИН А 18к
ВЧ- фильтр/усилитель
Цифровое управление фильтрами
Рис. 2.26. Схема тракта промсжуточной/высокой частоты с фильтрацией одной боковой полосы, ПЧ-усилителем и смесителем.
2=50^ Jpp2=50^ Jpp0,315мк „0,315мк „0,315мк „ CDX0,315мк „ CDXЕЕ_[56пТ 68п_[56пТ 68п_|68п56п_|68п56пfc=33 МГцfc=33 МГц5656880,1 мк0,1 мк+6 в с-*- (стабил.) = =+6 в с-*- (стабил.) = =CD - проходной 0,1 мкCD - проходной 0,1 мкSL 1611 СSL 1611 СВЧ-усилительВЧ-усилитель2Ц2Ц[47п[47п8п ЗЗп8п ЗЗп0,16 мк „!1 cdJ_0,16 мк „!1 cdJ_0,243мк1 CPL0,243мк1 CPLI J^^45МГц]^,^’^I J^^45МГц]^,^’^Гс=34,9 МГцГс=34,9 МГцZ=50 ОмZ=50 Омконденсатор Of 82 пФконденсатор Of 82 пФ120120390390ЮнЮн4747ЮмкЮмк47 мк Hfdl47 мк HfdlBFR 96BFR 96*58 мА*58 мА1+14 дБм = 25мВт;Z=50 0м1+14 дБм = 25мВт;Z=50 0м0,1 мк"[ WB0,1 мк"[ WB1-й предвозбудитель1-й предвозбудитель
2=50^ Jpp
2=50^ Jpp
0,315мк „
0,315мк „
0,315мк „
CDX
0,315мк „
CDX
Е
Е
_[56п
Т 68п
_[56п
Т 68п
_|68п
56п
_|68п
56п
fc=33 МГц
fc=33 МГц
56
56
8
8
0,1 мк
0,1 мк
+6 в с-*- (стабил.) = =
+6 в с-*- (стабил.) = =
CD - проходной 0,1 мк
CD - проходной 0,1 мк
SL 1611 С
SL 1611 С
ВЧ-усилитель
ВЧ-усилитель
2Ц
2Ц
[47п
[47п
8п ЗЗп
8п ЗЗп
0,16 мк „!
1 cdJ_
0,16 мк „!
1 cdJ_
0,243мк
1 CPL
0,243мк
1 CPL
I J^
^45МГц]^,^’^
I J^
^45МГц]^,^’^
Гс=34,9 МГц
Гс=34,9 МГц
Z=50 Ом
Z=50 Ом
конденсатор Of 82 пФ
конденсатор Of 82 пФ
120
120
390
390
Юн
Юн
47
47
Юмк
Юмк
47 мк Hfdl
47 мк Hfdl
BFR 96
BFR 96
*58 мА
*58 мА
1+14 дБм = 25мВт
;Z=50 0м
1+14 дБм = 25мВт
;Z=50 0м
0,1 мк"[ WB
0,1 мк"[ WB
1-й предвозбудитель
1-й предвозбудитель
Процессор высокой частоты
На рис. 2.27 представлена малосигнальная часть схемы, включающая ВЧ-фильтр, ВЧ-усилитель и предварительный каскад возбудителя. В верхней части рисунка показан фильтр ВЧ-сигнала, состоящий из низкочастотных фильтров типа ТР-Тп5 и ТР-Еп5, служащих для подавления сигналов зеркальной и промежуточной частот, последнее также обеспечивается развязкой между входами смесителя (рис. 2.26). На рисунке представлен фильтр с экранирующими перегородками и проходными конденсаторами, что позволяет уяснить его конструкцию. В нижней части рисунка - продолжение схемы с усилителем высокой частоты и предварительным каскадом возбудителя. Последний выполнен на дискретных элементах с двухпетлевой частотнонезависимой резистивной отрицательной обратной связью для оптимизации интермодуляционных свойств.
На рис. 2.28 показано продолжение схемы возбудителя. Слева-высоколинейная однотактная схема с отрицательной обратной связью как R-, так и Х-вида. Ее рабочая точка устанавливается для режима класса А. Справа-двухтактная схема режима класса АВ с относительно небольшим током покоя, установка которого выполняется схемой, указанной в нижней части рисунка. Два диода схемы имеют тепловую связь с двумя выходными транзисторами возбудителя и регулируют их токи покоя в диапазоне температур. И этот усилитель линеаризуется с помощью частотно-зависимой отрицательной обратной связи R/X.
На рис. 2.29 показана схема усилителя мощности РА. По своей структуре и выполняемым функциям усилитель близок к возбудителю, который был уже рассмотрен. Подобный усилитель будет обсуждаться также в разд. 2.7.
ВЧ - фильтр
Рис. 2.27. Схема малосигнального ВЧ-тракта с селектором, усилителем и 1-м предвозбудителем.
4764760,1 мк0,1 мк2-й предвозбудитель (класс а)2-й предвозбудитель (класс а).10мк!|'тЮн0,1мк т М Т т т.10мк!|'тЮн0,1мк т М Т т т0,1 мк*0,1 мк*[*Термосоедине-|ние с транзисторами возбудителя[*Термосоедине-|ние с транзисторами возбудителя1кЛИН1кЛИНJc0Jc0100100ВозбудительВозбудитель100 Юн100 Юн47н47н220п220п47нн47нн0,1 мк0,1 мк100 Юн100 Юн47 н47 н47мк47мк1,2мк‘ Hfd !1,2мк‘ Hfd !3,9 мк Hfd 1qh3,9 мк Hfd 1qh0,1мк 2x1N 4003*0,1мк 2x1N 4003*2 N 55512 N 55511,2 мк { Hfd |1,2 мк { Hfd |% +40дБм ^Ю Вт Z=50 Ом% +40дБм ^Ю Вт Z=50 Ом47н " MRF 47947н " MRF 47910 мк Hfd10 мк Hfd330LJ330 иСТочник тока покоя возбудителя330LJ330 иСТочник тока покоя возбудителя0,1 мк0,1 мк10 мк+ 13,6 В■■■<-А/Юмк Hfd+R R10 мк+ 13,6 В■■■<-А/Юмк Hfd+R R
476
476
0,1 мк
0,1 мк
2-й предвозбудитель (класс а)
2-й предвозбудитель (класс а)
.10мк!|
'тЮн
0,1мк т М Т т т
.10мк!|
'тЮн
0,1мк т М Т т т
0,1 мк*
0,1 мк*
[*Термосоедине-
|ние с транзисторами возбудителя
[*Термосоедине-
|ние с транзисторами возбудителя
1к
ЛИН
1к
ЛИН
Jc0
Jc0
100
100
Возбудитель
Возбудитель
100 Юн
100 Юн
47н
47н
220п
220п
47нн
47нн
0,1 мк
0,1 мк
100 Юн
100 Юн
47 н
47 н
47мк
47мк
1,2мк‘ Hfd !
1,2мк‘ Hfd !
3,9 мк Hfd 1qh
3,9 мк Hfd 1qh
0,1мк 2x1N 4003*
0,1мк 2x1N 4003*
2 N 5551
2 N 5551
1,2 мк { Hfd |
1,2 мк { Hfd |
% +40дБм ^Ю Вт Z=50 Ом
% +40дБм ^Ю Вт Z=50 Ом
47н " MRF 479
47н " MRF 479
10 мк Hfd
10 мк Hfd
330LJ330 иСТочник тока покоя возбудителя
330LJ330 иСТочник тока покоя возбудителя
0,1 мк
0,1 мк
10 мк
+ 13,6 В
■■■<-А
/Юмк Hfd+R R
10 мк
+ 13,6 В
■■■<-А
/Юмк Hfd+R R
Рис. 2.28. Схема тракта усиления ВЧ-мощности со 2-м предвозбудителем и возбудителем.
Оконечный каскад (усилитель мощности)
4,74,7Z=50 ОмС-^—ЮОпZ=50 ОмС-^—ЮОп3,9н3,9н4,74,7220п_220п_51л I51л I4,74,73,9н3,9н0,1 мк0,1 мк4,74,71^130 Вт =+51,1 дБм Z=50 Ом1^130 Вт =+51,1 дБм Z=50 ОмВВ1к ЛИН1к ЛИН1°0 То 1МК1°0 То 1МКN 5991N 5991А^А^Юн 1^0,1мк НН ^гТ* 0,47мк • ЮОмк 1 . \\ г ДЮн 1^0,1мк НН ^гТ* 0,47мк • ЮОмк 1 . \\ г Д2х 1 N 4003 (Термосоедине- ЮОмк ние с транзисторами усилителя +'2х 1 N 4003 (Термосоедине- ЮОмк ние с транзисторами усилителя +'0,47мк!14-6 В0,47мк!14-6 Вмощности)Источник тока покоя усилителя мощностимощности)Источник тока покоя усилителя мощности! (стабил.)! (стабил.)
4,7
4,7
Z=50 Ом
С-^—
ЮОп
Z=50 Ом
С-^—
ЮОп
3,9н
3,9н
4,7
4,7
220п_
220п_
51л I
51л I
4,7
4,7
3,9н
3,9н
0,1 мк
0,1 мк
4,7
4,7
1^130 Вт =+51,1 дБм Z=50 Ом
1^130 Вт =+51,1 дБм Z=50 Ом
В
В
1к ЛИН
1к ЛИН
1°0 То 1МК
1°0 То 1МК
N 5991
N 5991
А^
А^
Юн 1^0,1мк НН ^гТ* 0,47мк • ЮОмк 1 . \\ г Д
Юн 1^0,1мк НН ^гТ* 0,47мк • ЮОмк 1 . \\ г Д
2х 1 N 4003 (Термосоедине- ЮОмк ние с транзисторами усилителя +'
2х 1 N 4003 (Термосоедине- ЮОмк ние с транзисторами усилителя +'
0,47мк!
14-6 В
0,47мк!
14-6 В
мощности)
Источник тока покоя усилителя мощности
мощности)
Источник тока покоя усилителя мощности
! (стабил.)
! (стабил.)
Рис. 2.29. Схема оконечного ВЧ-усилителя.
Фильтрация высших гармоник и автоматическая регулировка уровня модуляции
На рис. 2.30 представлена подробная схема фильтрации высших гармоник. Для всех паразитных продуктов обеспечивается подавление As > 35 дБ с помощью фильтра ТР-Еп7; вследствие высокой линейности усилителя получают подавление ^ 50 дБ (дБс) относительно максимальной выходной мощности передатчика в 100 Вт в гнезде антенны. Включение нужного фильтра происходит с помощью шагового переключателя при
Рис. 2.30. Схема фильтрации высших гармоник.
500м500мНаправленный ответвитель ^Управление автоматической регулировкой уровня модуляцииНаправленный ответвитель ^Управление автоматической регулировкой уровня модуляции661/2 TL 0721/2 TL 0725510 мк10 мкТракт управленияТракт управления3,9 В 0,5 Вт,3,9 В 0,5 Вт,+13,6 В А+13,6 В АUalc^VBUalc^VB6*0,1мк6*0,1мк220г ЛИН220г ЛИНj220n |;j220n |;1100 Вт=+50дБм1100 Вт=+50дБмЮкЮк1/2 TL 0721/2 TL 07222н22н2 Юк2 Юк3 10к3 10к2 х HP 28002 х HP 28000,1мк__0,1мк__^+6 В 10мкО^л-)^+6 В 10мкО^л-)
500м
500м
Направленный ответвитель ^
Управление автоматической регулировкой уровня модуляции
Направленный ответвитель ^
Управление автоматической регулировкой уровня модуляции
6
6
1/2 TL 072
1/2 TL 072
5
5
10 мк
10 мк
Тракт управления
Тракт управления
3,9 В 0,5 Вт,
3,9 В 0,5 Вт,
+13,6 В А
+13,6 В А
Ualc^VB
Ualc^VB
6
*0,1мк
6
*0,1мк
220г ЛИН
220г ЛИН
j220n |;
j220n |;
1100 Вт
=+50дБм
1100 Вт
=+50дБм
Юк
Юк
1/2 TL 072
1/2 TL 072
22н
22н
2 Юк
2 Юк
3 10к
3 10к
2 х HP 2800
2 х HP 2800
0,1мк__
0,1мк__
^+6 В 10мкО^л-)
^+6 В 10мкО^л-)
Z=50 Ом В
Рис. 2.31. Схема автоматической регулировки усиления (адаптивная регулировка).
установке частоты настройки синтезатора (необходимая для этого электроника и шаговый двигатель не показаны).
На рис. 2.31 показана схема, которая управляет усилением усилителя, приведенного на рис. 2.26. Часть отраженной В Ч-мощности ответвляется направленным ответвителем и с помощью диода [Потки детектируется; последующие каскады формируют регулирующее постоянное напряжение. При допустимо малом КСВ (s < 2) UALC = 2 В; оно возрастает вместе с величиной s до 3,2 В, снижая на 12 дБ усиление промежуточной частоты; при этом мощность передатчика в гнезде антенны не превышает 10 Вт. Использование двух диодов Шотки вместо одного обеспечивает тепловую стабилизацию этой схемы.
Линейный усилитель мощности передатчика
Этот широко распространенный вид усилителей разрабатывается с учетом параметров транзисторов и сердечников трансформаторов. Такие сложные работы может выполнять только высококвалифицированный специалист. Для настройки этого усилителя необходимо различное высокочастотное лабораторное оборудование. Для защиты дорогостоящих транзисторов при изготовлении усилителя следует использовать токоограничивающие приборы электропитания. Немаловажную роль играют также существующие тепловые условия.
При производстве проверенной схемы рекомендуется крайне тщательное копирование оригинала на материал платы.
Ниже будут рассмотрены различные профессиональные широкополосные усилители коротковолнового диапазона и избирательные ОВЧ-схемы. При выходной мощности 20 320 Вт и 35-75 Вт соответственно, токе коллектора до 25 А и при напряжении питания 13,6 В они являются примером особой схемотехники. Для начинающих радиолюбителей схемы снабжены фотошаблонами и монтажными схемами. Для некоторых схем даны варианты.
ВЧ-усилитель с выходной мощностью 20/30 Вт
для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц при напряжении 13,6 В
Усилитель мощности в J3E и А1А-режимах с коэффициентом модуляции ^ 30% имеет пиковую мощность огибающей (РЕР) 20 Вт, а в непрерывном режиме допустимая мощность составляет 8 Вт. Важные характеристики даны на рис. 2.32. Что касается РЕР, то высшие гармоники ослабляются на 30 дБ или больше, а 3-я гармоника в спектре <5 МГц ослабляется на 17 дБ или больше.
Схема типичного линейного двухступенчатого двухтактного усилителя в режиме класса АВ приведена на рис. 2.33. Транзисторы MRF 476 и MRF 475-недорогие элементы, выдерживающие перегрузку. Их токи покоя в цепи коллектора 1С0 для оптимальной линейности усилителя равны 40 мА и 100 мА. Они устанавливаются с помощью Д1 и Д2 и добавочных сопротивлений R5 и R6 соответственно. Температурная стабильность 1С0 обеспечивается тепловым соединением D1/T1/T2, а также D2/T3/T4.
Элементы в цепи базы R1/C2/R2/C3 и R8/C8/R9/C9 частотно-зависимые и используются для компенсации уменьшения усиления транзисторов по мощности, обратно пропорционального частоте; таким образом, спектр рабочих частот составляет более четырех октав.
В петлях R7/LB1/LB2 и R12/LB5/LB6 отрицательная обратная связь вида R/X оптимизирует обработку сигнала и обеспечивает дальнейшее выравнивание частотной характеристики. Соединительные провода обоих сопротивлений являются составной частью обмоток трансформаторов U2 или U3. Эффективность петли изменяется обратно пропорционально частоте из-за дросселей LB и из-за увеличения входного сопротивления при уменьшении частоты (частотно-зависимый делитель напряжения). Кроме того, характеры зависимости внутреннего сопротивления источника от частоты и зависимости сопротивления нагрузки от частоты почти одинаковы; в результате получается частотно-независимая величина КС В (s).
Трансформаторы U1 и U3 осуществляют согласование несимметричного сопротивления 50 Ом с входным и выходным импедансом двухтактных каскадов и имеют коэффициент трансформации Zq 4:1. Трансформатор U2 используется как симметричный интерфейс с Zq 4:1. Для изготовления трансформаторов используются два фер-
Рис. 2.32. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности усилителя на 20 Вт, к.п.д. транзистора, коэффициентов интермодуляции IMA и КСВ по входу (sj.Рис. 2.32. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности усилителя на 20 Вт, к.п.д. транзистора, коэффициентов интермодуляции IMA и КСВ по входу (sj.
Рис. 2.32. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности усилителя на 20 Вт, к.п.д. транзистора, коэффициентов интермодуляции IMA и КСВ по входу (sj.
Рис. 2.32. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности усилителя на 20 Вт, к.п.д. транзистора, коэффициентов интермодуляции IMA и КСВ по входу (sj.
Неназванные элементы схемы см. в тексте
Рис. 2.33. Схема усилителя на 20 Вт.
ритовых трубчатых сердечника в соответствии с рис. 2.34. Характеристики LB, Hfd5 и UI, U2, U3, включая варианты, приведены в табл. 2.2.
На рис. 2.35 показан фотошаблон верхней и нижней сторон печатной платы, а на рис. 2.36-монтажная схема. Для изготовления плат используется эпоксидный материал толщиной 1,5 мм, армированный стекловолокном, с толщиной покрытия из меди 35 мкм. Транзисторы Т1-Т4 помещаются в чашеобразный радиатор размерами 24 х 13 х 15 мм (длина х ширина х высота; Т1 и Т2) или 24 х 18 х 15 мм (ТЗ и Т4). Так как коллекторы этих транзисторов соединены с корпусом ТО-220, то их надо изолировать от корпуса платы.
Транзисторы, работающие в двухтактном режиме, выбираются попарно с разбросом по 1С0 ^ 10%.
Если в оконечном каскаде вместо двух MRF 475 установить два MRF 479, то при непрерывном CW-режиме (например, F1B, радиотелетайп) можно получить ВЧ-мощ- ность в 30 Вт при мощности на входе усилителя даже 50 мВт. Другие параметры схемы, включая 1С0, остаются неизменными. Однако в данном случае следует либо увеличить поверхность охлаждения в 4 раза, либо повысить эффективность охлаждения, используя вентилятор, при его неисправности необходимо автоматически снизить мощность усилителя или выключить его. Радиатор для ТЗ и Т4 в данном случае может быть общим, так как при использовании MRF 479 эмиттер соединен с корпусом ТО-220. Необходимо также поменять положение выводов 2 и 3 у транзистора MRF 479 по сравнению с MRF 475.
При использовании на выходе усилителя НЧ-фильтров высших гармоник в зависимости от выбора ТЗ или Т4 в гнезде антенны получают мощность высокой частоты 15 Вт или 25 Вт.
Рис. 2.34. Конструкция широкополосных трансформаторов U1-U3, представленных на рис. 2.33.
Элемент схемыЭлемент схемыLB1,LB2, LB5, LB6LB3, LB4Hfd501U2LB1,LB2, LB5, LB6LB3, LB4Hfd501U2изиз
Элемент схемы
Элемент схемы
LB1,
LB2, LB5, LB6
LB3, LB4
Hfd5
01
U2
LB1,
LB2, LB5, LB6
LB3, LB4
Hfd5
01
U2
из
из
Таблица 2.2. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.33
Характеристики
ферритовая бусинка, феррит фирмы Fair-Rite 2643000101, или Ferroxcube 5659065/ЗВ, или 3 тороидальных сердечника FT-23-43
ферритовые бусинки или 6 тороидальных сердечников; тип, как указано выше Ferroxcube VK-200-19/4B или Siemens B82114-R-A3
4- 1 вит., 0,5 мм CuPTFE *, или Си- или М5-трубка через двухдырочный феррит фирмы Fair-Rite 2643006301 или 2x4 тороидальных сердечника FT-37-43
4- 1 вит., 0,5 мм CuPTFE при вторичной обмотке, 1 вит. через Си- или М..-трубку в двухдырочном феррите фирмы Fair-Rite 2643006301 или 2x4 тороидальных сердечника FT-37-43. Соединительные провода R7 проходят через одно из двух литых отверстий
Как U1, только соединительные провода R12 проходят через одно из двух литых отверстий
* CuPTFE-медный провод с изоляцией из тефлона.
Рис. 2.35. Фотошаблон печатной платы, для схемы, изображенной на рис. 2.33. Слева вид со стороны печати, справа-вид со стороны элементов.
Рис. 2.36. Монтажная схема к рис. 2.35. Расположение такое же, как указано на рис. 2.35.
®-внешнее соединение х-запаянный (перемычка)
Усилитель мощности на 180/320 Вт
для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц при напряжении 13,6 В
Усилитель на 180 Вт обеспечивает усиление по мощности около 13,6 дБ. Его выходной мощности достаточно как для работы SSB, так и CW в непрерывном режиме. Исходя из полной модуляции определяется степень подавления высших гармоник > — 20 дБ, за исключением 3-й гармоники ^—15 дБ <10 МГц; выше 15 МГц всегда получают > — 30 дБ. При этом степень подавления продуктов интермодуляции > -32 дБ при
Рис. 2.37. Схема усилителя на 180 Вт.
подаче сигналов двух частот с равными энергиями. Входная величина KCB(s) равна 1,25-1,75 с максимумом на 12 МГц. К.п.д. составляет около 45%.
Усилитель на 320 Вт составляется из двух усилителей на 180 Вт, параллельно соединенных с помощью гибридных ответвителей. Их эффективный коэффициент усиления мощности 13 дБ. В данном случае в качестве возбудителя используется рассмотренный в разд. 2.7.1 усилитель мощности на 20 Вт, входная мощность которого около 30 мВт.
Схема усилителя на 180 Вт, один каскад которого имеет двухтактное включение в режиме класса АВ, показана на рис. 2.37.
В верхней части рисунка-тракт высокой частоты. Эта схема отличается от рассмотренных в разд. 2.7.1 только тем, что в ней по-другому размещена петля отрицательной обратной связи. Емкость, установленная параллельно индуктивности обмотки
Таблица 2.3. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.37
Элемент схемы
Характеристики
Lt, L2
L3, L4
Ferroxcube VK-200,19/4B или Siemens B82114-R-A3
4 ферритовые бусинки, феррит фирмы Fair-Rite 2673021801 или 8 тороидальных сердечников FT-23-72 на выпрямленной медной проволоке толщиной 1,5 мм.
L5
01
1 вит. на U2, 0,5 мм CuPTFE*
4 + 1 вит., 0,5 мм CuPTFE и Си- или М8-трубка на двухдырочном феррите фирмы Fair-Rite 2873000201 или 2x3 тороидальных сердечниках FT-37-72
02
2x6 вит., 0.8 мм CuPTFE, бифилярная скрутка, плюс L5, на тороидальном сердечнике из феррита фирмы Fair-Rite 1101-Q1 или FT-50-61
Оз
5 + 1 вит., 1,5 мм CuPTFE и Си- или М8-трубка в двухдырочном сердечнике Stackpole 57-3238-7D или 2x5 тороидальных сердечников FT-82-72
* CuPTFE- медный провод с изоляцией из тефлона.
трансформатора U2, образует с ней резонанс на частоте выше максимальной рабочей частоты (30 МГц) на 10%.
В нижней части-схема питания усилителя мощности РА для установления 1с0= 150 мА на каждый транзистор. Включенный как диод Т4 термически соединен с Т1 и Т2 и обеспечивает стабилизацию 1^ по температуре. Для такого вида регулировки 1С0 в противоположность схемотехнике на рис. 2.33 требуется небольшой по величине собственный ток, и поэтому эта регулировка часто применяется в мощных усилителях; подобная схема представлена на рис. 2.29.
В табл. 2.3 даны характеристики катушек и трансформаторов, включая возможные варианты. Конструкции трансформаторов совпадают с теми типичными конструкциями подобных элементов, которые представлены на рис. 2.34.
Усилители этого класса мощности следует изготавливать на пластинах из эпоксидной смолы, армированной стекловолокном, или тефлона с двусторонним медным покрытием толщиной 70 мкм (или 105 мкм). В зависимости от раскладки в коллекторной цепи используются монтажные провода большого поперечного сечения. Вследствие небольшого полного сопротивления транзисторов (~ 1 Ом) соединительные провода внутри двухтактной схемы должны быть очень короткими (с малой индуктивностью) и одинаковыми по длине (симметричными). В качестве ВЧ-конденсаторов применяются высококачественные безвыводные конденсаторы добротностью Q > 3000. Большое внимание следует уделять тепловым режимам работы. Не следует применять в этом случае любительские схемы.
На рис. 2.38 показана схема параллельного соединения двух ранее рассмотренных модулей на 180 Вт для получения на выходе ВЧ-мощности порядка 320 Втэфф. В качестве элементов связи используются гибридные ответвители 0° (синфазные), включающие U1/U2 и U3/U4, характеристики которых представлены в табл. 2.4.
С целью уменьшения фазового разбаланса при монтаже следует использовать короткие и одинаковые по длине соединительные провода. Усиление обоих модулей усилителя мощности не должно отличаться больше чем на 0,5 дБ, иначе необходимо поставить на входе усилителя с большим усилением омический аттенюатор с соответствующим затуханием и допустимой мощностью. Поглощающее сопротивление входного ответвителя можно сделать из обычных элементов, например, включив параллельно 11 резисторов 270 Ом/1 Вт. В противоположность этому для выходного поглощающего резистора следует устанавливать тонкопленочный 100-ваттный резистор (довольно дорогой). Необходимо учитывать также тепловой режим.
Рис. 2.38. Соединение двух модулей по 180 Вт с помощью двух гибридных ответвителей (синфазных).
Таблица 2.4. Список элементов схемы, представленных на рис. 2.38
Элемент схемы
Характеристики
U1
5 + 5 витков, 1 мм CuL, бифилярная скрутка 1,5 вит./см, отвод от 3-го витка от верхней точки, на тороидальном сердечнике FT-82-43
U2
По 5 витков, коаксиальный кабель RG-174/U, на тороидальном сердечнике FT-82-43
из
1 коаксиальный кабель RG-142/U, протянутый по всей длине через трубчатый
U4
сердечник, состоящий из 6 тороидальных сердечников FT-82-75
5 + 5 витков, 1,6 мм CuPTFE *, параллельная намотка отвод от 3-го витка сверху, на тороидальном сердечнике FT-114-43
* CuPTFE- медный провод с изоляцией из тефлона.
Если на выходе описанных усилителей мощности на 180 Вт, образующих усилитель с Р = 320 Вт, установить ВЧ-фильтры для подавления высших гармоник, то можно получить 150 Вт и соответственно 0,25 кВт на антенном выходе.
Усилитель мощности на 35/75 Вт для частотного диапазона 140-160 МГц при напряжении 13,6 В
На рис. 2.39 представлены основные рабочие характеристики ОВЧ-усилителсй, включая коэффициенты усиления по мощности и входные величины KCB(s), а на рис. 2.40- диапазон подавления продуктов интермодуляции и к. п.д. коллектора. Указанные выше выходные мощности допустимы также и для работы в непрерывном CW-режиме. При этом высшие гармоники подавляются на ^ —25 дБ.
Схема этого однокаскадного устройства, работающего в режиме класса АВ, показана на рис. 2.41, а в табл. 2.5 даны характеристики элементов схемы на рис. 2.41 в зависимости от мощности Ро.
Основное различие по Ро связано с типом транзистора Т1. Для получения 35 Вт на выходе используется MRF 240, его 1С0 составляет — 50 мА. С помощью MRF 247
Рис. 2.40. Зависимость коэффициентов интермодуляции усилителя на 35/75 Вт и к.п.д. транзистора от мощности усилителя Р„-Рис. 2.40. Зависимость коэффициентов интермодуляции усилителя на 35/75 Вт и к.п.д. транзистора от мощности усилителя Р„-
Рис. 2.40. Зависимость коэффициентов интермодуляции усилителя на 35/75 Вт и к.п.д. транзистора от мощности усилителя Р„-
Рис. 2.40. Зависимость коэффициентов интермодуляции усилителя на 35/75 Вт и к.п.д. транзистора от мощности усилителя Р„-
Рис. 2.39. Зависимость КСВ по входу (Sj) и коэффициента усиления по мощности Gp усилителя на 35/75 Вт от частоты.
получают 75 Вт; его 1С0 % 100 мА. Ток покоя определяется с помощью Т2 в диодном включении и с помощью R2 как добавочного сопротивления. Между Т1 и Т2- тепловое соединение для регулировки 1С0 по температуре.
На рис. 2.42 дан фотошаблон верхней и нижней сторон печатной платы. Для ее изготовления используется эпоксидная смола, армированная стекловолокном толщиной 1,5 мм, толщина проводящего медного покрытия составляет 35 мкм.
В табл. 2.5 названные первыми значения С1-С5 используются для усилителя на 35 Вт, а названные вторыми-для усилителя на 75 Вт. Что касается расположения С2 и С5, изображенных на рис. 2.43, то их местоположение подбирается; таким образом правильно регулируются печатные катушки индуктивности LI, L2, L4 и L5. Для С2-С5
Таблица 2.5. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.41
Элемент схемы
Характеристики
С2
СЗ, С4
С5
LI, L2, L4, L5
L3
RL
56 или 68 пФ (см. текст)
390 или 470 пФ (см. текст)
68 или 91 пФ (см. текст)
Печатные катушки (см. текст)
12 вит., 1 мм CuL, внутренний 0 6,3 мм.
реле, 2 конт. на перекл., предназначенное для очень высоких частот, напряжение
12 В
Т1
MRF 240 (35 Вт) или MRF 247 (75 Вт)
1N 914 или 1 N 41481N 914 или 1 N 4148или7,5 Вт/+38,8 дБм2,6Вт/+34,2дБм 2=50 Омили7,5 Вт/+38,8 дБм2,6Вт/+34,2дБм 2=50 ОмL7 II 1мк • (Hfd)||L7 II 1мк • (Hfd)||D2ZKD2ZK012 - Юмк012 - Юмк2 N 4401 ТЗ2 N 4401 ТЗС11 Зп D1ННН4С11 Зп D1ННН4С10,12 - танталС10,12 - тантал1 или |75Вт/+48,8дБм1 или |75Вт/+48,8дБм50-омная полосковая линия |35Вт/+45,4дБм50-омная полосковая линия |35Вт/+45,4дБм2=50 Ом2=50 Ом2 N 51902 N 5190Т2Т2L1L1Неназванные элементы схемы см. в текстеНеназванные элементы схемы см. в тексте07 08 091 н Юн 0,1мк07 08 091 н Юн 0,1мк__С6 Т1н__С6 Т1нR2 120 -200/3 ВтR2 120 -200/3 ВтL6 | Юмк (Hfd)|L6 | Юмк (Hfd)|04=4=05 =4=04=4=05 =4=010 1= 220мк010 1= 220мкРис. 2.41. Схема усилителя на 35/75 Вт.Рис. 2.41. Схема усилителя на 35/75 Вт.С2=4=С2=4=R110R110=4=СЗ=4=СЗ+13,6 В+13,6 В
1N 914 или 1 N 4148
1N 914 или 1 N 4148
или
7,5 Вт/+38,8 дБм
2,6Вт/+34,2дБм 2=50 Ом
или
7,5 Вт/+38,8 дБм
2,6Вт/+34,2дБм 2=50 Ом
L7 II 1мк • (Hfd)||
L7 II 1мк • (Hfd)||
D2ZK
D2ZK
012 - Юмк
012 - Юмк
2 N 4401 ТЗ
2 N 4401 ТЗ
С11 Зп D1
ННН4
С11 Зп D1
ННН4
С10,12 - тантал
С10,12 - тантал
1 или |75Вт/+48,8дБм
1 или |75Вт/+48,8дБм
50-омная полосковая линия |35Вт/+45,4дБм
50-омная полосковая линия |35Вт/+45,4дБм
2=50 Ом
2=50 Ом
2 N 5190
2 N 5190
Т2
Т2
L1
L1
Неназванные элементы схемы см. в тексте
Неназванные элементы схемы см. в тексте
07 08 09
1 н Юн 0,1мк
07 08 09
1 н Юн 0,1мк
__С6 Т1н
__С6 Т1н
R2 120 -200/3 Вт
R2 120 -200/3 Вт
L6 | Юмк (Hfd)|
L6 | Юмк (Hfd)|
04=4=05 =4=
04=4=05 =4=
010 1= 220мк
010 1= 220мк
Рис. 2.41. Схема усилителя на 35/75 Вт.
Рис. 2.41. Схема усилителя на 35/75 Вт.
С2=4=
С2=4=
R1
10
R1
10
=4=СЗ
=4=СЗ
+13,6 В
+13,6 В
следует использовать обычные подстроечные конденсаторы, выводы которых обладают индуктивностью; в случае применения безвыводного конденсатора необходимо скорректировать его величину.
На рис. 2.41, вверху слева, показана управляющая схема реле приемник/передатчик, необходимая ОВЧ-мощность для ее работы 0,4-0,5 Вт. С12 обеспечивает задержку отпускания реле.
На рис. 2.44 показан вариант схемы фильтра типа ТР-Еп5 для подавления высших гармоник. Соответствующие паразитные продукты снижаются >50 дБ. В данном случае используются безвыводные конденсаторы, в ином случае необходимо проводить экспериментальную «подгонку» их величины. Катушки должны быть взаимно развязаны. Кроме того, фильтр должен быть экранированным. На его выходе мощность ОВЧ-усилителя либо 30, либо 65 Вт.
ВыходВыходРис. 2.42. Фотошаблон печатной платы схемы, изображенной на рис. 2.41. Вверху-вид со стороны элементов, внизу-вид со стороны печати.Рис. 2.42. Фотошаблон печатной платы схемы, изображенной на рис. 2.41. Вверху-вид со стороны элементов, внизу-вид со стороны печати.ггHOG 12 СHOG 12 СО-внешнее соединение х-запаянный (перемычка)О-внешнее соединение х-запаянный (перемычка)Рис. 2.43. Монтажная схема к рис. 2.42; расположение такое же, как на рис. 2.42.Рис. 2.43. Монтажная схема к рис. 2.42; расположение такое же, как на рис. 2.42.
Выход
Выход
Рис. 2.42. Фотошаблон печатной платы схемы, изображенной на рис. 2.41. Вверху-вид со стороны элементов, внизу-вид со стороны печати.
Рис. 2.42. Фотошаблон печатной платы схемы, изображенной на рис. 2.41. Вверху-вид со стороны элементов, внизу-вид со стороны печати.
г
г
HOG 12 С
HOG 12 С
О-внешнее соединение х-запаянный (перемычка)
О-внешнее соединение х-запаянный (перемычка)
Рис. 2.43. Монтажная схема к рис. 2.42; расположение такое же, как на рис. 2.42.
Рис. 2.43. Монтажная схема к рис. 2.42; расположение такое же, как на рис. 2.42.
290 МГц 435 МГц
Рис. 2.44. НЧ-фильтр высших гармоник (эллиптический, 5-го порядка) с выраженным затуханием на 2-й и 3-й гармониках.Рис. 2.44. НЧ-фильтр высших гармоник (эллиптический, 5-го порядка) с выраженным затуханием на 2-й и 3-й гармониках.50 Ом50 ОмРекомендуемое рабочее направление передачиРекомендуемое рабочее направление передачиL 1,2 -1,5 вит. внутренний 0= 15,9мм;L 1,2 -1,5 вит. внутренний 0= 15,9мм;длина 9,5мм; 2мм Си Аддлина 9,5мм; 2мм Си АдАр^0,2дБ; А5 на полюсах ослабления ^40дБАр^0,2дБ; А5 на полюсах ослабления ^40дБ
Рис. 2.44. НЧ-фильтр высших гармоник (эллиптический, 5-го порядка) с выраженным затуханием на 2-й и 3-й гармониках.
Рис. 2.44. НЧ-фильтр высших гармоник (эллиптический, 5-го порядка) с выраженным затуханием на 2-й и 3-й гармониках.
50 Ом
50 Ом
Рекомендуемое рабочее направление передачи
Рекомендуемое рабочее направление передачи
L 1,2 -1,5 вит. внутренний 0= 15,9мм;
L 1,2 -1,5 вит. внутренний 0= 15,9мм;
длина 9,5мм; 2мм Си Ад
длина 9,5мм; 2мм Си Ад
Ар^0,2дБ; А5 на полюсах ослабления ^40дБ
Ар^0,2дБ; А5 на полюсах ослабления ^40дБ
В качестве соединителей на входе и на выходе используются разъемы типа BNC или N. В данном случае не подходят разъемы типа УВЧ.
Наконец, необходимо обеспечить эффективный отвод тепла около 50 и 100 Вт соответственно с учетом конкретной ситуации.
Элементы схем
Схемы и конструкции, рассматриваемые и кратко описанные в этом разделе, зачастую очень сложные. Тем не менее их анализ относительно прост, так как мы имеем дело в большинстве случаев с устройствами 50-омной техники, которые легко разделяются на
составные функциональные части (описанные в гл. 1), что позволяет их «охватить одним взглядом».
Интегральные субоктавные полосовые фильтры для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц
На рис. 2.45 показан набор полосовых фильтров, отвечающих высоким требованиям, предъявляемым к селекторам для этого частотного диапазона. Подробно представлены
fb 20,8-30,0 МГц fci-fC2 20,30-30,77МГц’"I °,
L=T-50-6,14вит/0.8мм
CuL
18 п
0,784 Я .
> мк7
2-45п£,
18п_
2-45п_
-0,784мк р*
2-45п
ВР-Тп3, Ар-О,1дБ, |а( + Ар|« 1,2дБ
Z-бООм
Z=500m
.27п
1 13156мк*
156мк
" 27п_
р156мк р<
1
4,5-70nJ_
435-70it
45-ТОп Х
fb 14,5-20,8 МГц fc1-fc2 14,15-21,25 МГц
L=T-50-6, 17в>п/О35мм CuL
fb 10,0-14,5 МГц4,5 ^^fc1-fc2 9,70-14,83 МГц "lL=T-50-6, 20вит./0,5мм 'CuL^бмк; [68п22п435-70п_. 68 п~4,5-70г4,5-70п - 1,6мк р*1fb 6,9-10,0 МГцfc1-fc2 6.87-1004 МГц2,59мк-L=T-50-23 23wt/0,5mm4,5-70п ^CuLJ47п 2359мк;|” ]56п39i1* / 47п__56пХ^ 4,5-70?= 2,59мк р»4,5-70п1fb 4,8-6,9 МГц_о. Jfc1-fc2 4,79-6,92 МГц±jL=T-50-2, 28вит./034мм4,5-70пCuL|68п р34мк L$2n')б(1' / 68п_ ? _.82п1^5-901= 3,84мк р*4,5-70 ппfb 3,3-4,8 МГцА_и Jfc1-fc2 3,29-4,82 МГцL=T—50—2, ЗЗвит/0,4мм5—ЭОгМCuLJ100п Б,34мк!|[120п120"7Р' /Ю0п=J2°nl<5-90п= 5,34мк р’$-90пfb 2,3-3,3 МГцJfci-fc2 2,28-3,33 МГц р^4йй^L-Т-50-2, 40вит./0^5мм5-ЭОп ;CuL150п * 284мк!1^$20пI/18()п27(J 150nj220i£<Dn= 7,84мк р>,5-ЭОпfb 1,6-2,3 МГц6-110п^fci-fc2 1,59-2,32 МГцL=T-50-23 48вит./0,25мм CuL.113ЗмкЦ390п и150п[ , 6-HOri^ . 39°п10п-1L3mk Нfb 10,0-14,5 МГц4,5 ^^fc1-fc2 9,70-14,83 МГц "lL=T-50-6, 20вит./0,5мм 'CuL^бмк; [68п22п435-70п_. 68 п~4,5-70г4,5-70п - 1,6мк р*1fb 6,9-10,0 МГцfc1-fc2 6.87-1004 МГц2,59мк-L=T-50-23 23wt/0,5mm4,5-70п ^CuLJ47п 2359мк;|” ]56п39i1* / 47п__56пХ^ 4,5-70?= 2,59мк р»4,5-70п1fb 4,8-6,9 МГц_о. Jfc1-fc2 4,79-6,92 МГц±jL=T-50-2, 28вит./034мм4,5-70пCuL|68п р34мк L$2n')б(1' / 68п_ ? _.82п1^5-901= 3,84мк р*4,5-70 ппfb 3,3-4,8 МГцА_и Jfc1-fc2 3,29-4,82 МГцL=T—50—2, ЗЗвит/0,4мм5—ЭОгМCuLJ100п Б,34мк!|[120п120"7Р' /Ю0п=J2°nl<5-90п= 5,34мк р’$-90пfb 2,3-3,3 МГцJfci-fc2 2,28-3,33 МГц р^4йй^L-Т-50-2, 40вит./0^5мм5-ЭОп ;CuL150п * 284мк!1^$20пI/18()п27(J 150nj220i£<Dn= 7,84мк р>,5-ЭОпfb 1,6-2,3 МГц6-110п^fci-fc2 1,59-2,32 МГцL=T-50-23 48вит./0,25мм CuL.113ЗмкЦ390п и150п[ , 6-HOri^ . 39°п10п-1L3mk НРис. 2.45. Схема набора интегральных субоктавных фильтров для диапазона 1,6-30,0 МГц.Рис. 2.45. Схема набора интегральных субоктавных фильтров для диапазона 1,6-30,0 МГц.
fb 10,0-14,5 МГц4,5 ^^
fc1-fc2 9,70-14,83 МГц "l
L=T-50-6, 20вит./0,5мм '
CuL
^бмк; [68п
22
п
435-70п_
. 68 п~
4,5-70г
4,5-70п - 1,6мк р*
1
fb 6,9-10,0 МГц
fc1-fc2 6.87-1004 МГц2,59мк-
L=T-50-23 23wt/0,5mm4,5-70п ^
CuLJ
47п 2359мк;|
” ]56п
39i
1
* / 47п_
_56пХ^ 4,5-70?
= 2,59мк р»
4,5-70п
1
fb 4,8-6,9 МГц_о. J
fc1-fc2 4,79-6,92 МГц
±j
L=T-50-2, 28вит./034мм4,5-70п
CuL
|68п р34мк L$2n'
)б(
1
' / 68п_ ? _
.82п1^
5-901
= 3,84мк р*
4,5-70 п
п
fb 3,3-4,8 МГцА_и J
fc1-fc2 3,29-4,82 МГц
L=T—50—2, ЗЗвит/0,4мм5—ЭОгМ
CuLJ
100п Б,34мк!|
[120п
120
"7
Р
' /Ю0п=
J2°nl<
5-90п
= 5,34мк р’
$-90п
fb 2,3-3,3 МГцJ
fci-fc2 2,28-3,33 МГц р^4йй^
L-Т-50-2, 40вит./0^5мм5-ЭОп ;
CuL
150п * 284мк!1
^$20п
I/
18(
)п
27(
J 150nj
220i£<
Dn
= 7,84мк р>
,5-ЭОп
fb 1,6-2,3 МГц6-110п^
fci-fc2 1,59-2,32 МГц
L=T-50-23 48вит./0,25мм CuL.
113ЗмкЦ
390п и
150п[ , 6-HOri^ . 39°п
10п
-1L3mk Н
fb 10,0-14,5 МГц4,5 ^^
fc1-fc2 9,70-14,83 МГц "l
L=T-50-6, 20вит./0,5мм '
CuL
^бмк; [68п
22
п
435-70п_
. 68 п~
4,5-70г
4,5-70п - 1,6мк р*
1
fb 6,9-10,0 МГц
fc1-fc2 6.87-1004 МГц2,59мк-
L=T-50-23 23wt/0,5mm4,5-70п ^
CuLJ
47п 2359мк;|
” ]56п
39i
1
* / 47п_
_56пХ^ 4,5-70?
= 2,59мк р»
4,5-70п
1
fb 4,8-6,9 МГц_о. J
fc1-fc2 4,79-6,92 МГц
±j
L=T-50-2, 28вит./034мм4,5-70п
CuL
|68п р34мк L$2n'
)б(
1
' / 68п_ ? _
.82п1^
5-901
= 3,84мк р*
4,5-70 п
п
fb 3,3-4,8 МГцА_и J
fc1-fc2 3,29-4,82 МГц
L=T—50—2, ЗЗвит/0,4мм5—ЭОгМ
CuLJ
100п Б,34мк!|
[120п
120
"7
Р
' /Ю0п=
J2°nl<
5-90п
= 5,34мк р’
$-90п
fb 2,3-3,3 МГцJ
fci-fc2 2,28-3,33 МГц р^4йй^
L-Т-50-2, 40вит./0^5мм5-ЭОп ;
CuL
150п * 284мк!1
^$20п
I/
18(
)п
27(
J 150nj
220i£<
Dn
= 7,84мк р>
,5-ЭОп
fb 1,6-2,3 МГц6-110п^
fci-fc2 1,59-2,32 МГц
L=T-50-23 48вит./0,25мм CuL.
113ЗмкЦ
390п и
150п[ , 6-HOri^ . 39°п
10п
-1L3mk Н
Рис. 2.45. Схема набора интегральных субоктавных фильтров для диапазона 1,6-30,0 МГц.
Рис. 2.45. Схема набора интегральных субоктавных фильтров для диапазона 1,6-30,0 МГц.
Рис. 2.46. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для диапазона 2-30 МГц.Рис. 2.46. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для диапазона 2-30 МГц.Фильтр АФильтр АL1L1СЗСЗФильтр В С11 L4Фильтр В С11 L4С1ТС2С1ТС2/ТС8 11С13Т Теи/ТС8 11С13Т ТеиСопротивление нагрузки (А, В) = 50 ОмСопротивление нагрузки (А, В) = 50 ОмРис. 2.47. Типичная частотная характеристика субоктавных полосовых фильтров, изображенных на рис. 2.46.Рис. 2.47. Типичная частотная характеристика субоктавных полосовых фильтров, изображенных на рис. 2.46.Таблица 2.6. Характеристики интегральных субоктавных полосовых фильтров для диапазона 2-30 МГц
Рис. 2.46. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для диапазона 2-30 МГц.
Рис. 2.46. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для диапазона 2-30 МГц.
Фильтр А
Фильтр А
L1
L1
СЗ
СЗ
Фильтр В С11 L4
Фильтр В С11 L4
С1ТС2
С1ТС2
/ТС8 11
С13Т Теи
/ТС8 11
С13Т Теи
Сопротивление нагрузки (А, В) = 50 Ом
Сопротивление нагрузки (А, В) = 50 Ом
Рис. 2.47. Типичная частотная характеристика субоктавных полосовых фильтров, изображенных на рис. 2.46.
Рис. 2.47. Типичная частотная характеристика субоктавных полосовых фильтров, изображенных на рис. 2.46.
Диапазон
Фильтр
L1,
L2,
L3,
L4,
С1,
СЗ,
С5,
С7,
С9,
СП,
С13,
(G — ^Х
МГц
мкГн
—
пФ
2-3
А(1)
7,6
15,2
15,2
7,6
390
120
82
68
82
120
390
—
33
12
22
12
33
—
3-5
А(2)
4,4
7,6
7,6
4,4
180
100
68
82
68
100
180
68
27
10
—
10
27
68
5-7
В(3)
3,9
3,9
—
3,9
100
56
—
100
—
56
100
22
10
—
—
—
10
22
7-10
В(4)
2,5
2,5
—
2,5
68
56
—
39
—
56
68
22
—
—
33
—
—
22
10-13
В(5)
1,95
1,95
—
1,95
56
33
—
39
—
33
56
10
—
—
15
—
—
10
13-17
В(6)
1,4
1,8
—
1,4
39
15
—
12
—
15
39
15
10
—
12
—
10
18
17-22
В(7)
1,26
1,26
-
1,26
33
18
-
27
-
18
22
22-30
В(8)
0,68
1,0
-
0,69
33
18
-
6
-
18
22
Примечание. К точкам А,
В подключены сопротивления
50 Ом.
Рис. 2.48. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для коротковолнового любительского диапазона.Рис. 2.48. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для коротковолнового любительского диапазона.Тип:
Рис. 2.48. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для коротковолнового любительского диапазона.
Рис. 2.48. Схема интегральных субоктавных полосовых фильтров для коротковолнового любительского диапазона.
В-ВР-В, Ар-ЗдБ
Т-ВР-Т, Ар-0,1 дБ
Таблица ТЛ. Типичные параметры элементов субоктавных полосовых фильтров, изображенных на рис. 2.46
Тип
Диапазон*, МГц
L1-L3, мкГн Сердечник, обмотка
Отводы** от С1-СЗ, пФ витка
А; (без Ар), дБ
Т***
28,0-30,0
0 748 Т-50-6
’14 вит./0,8 мм CuL
227
1,2
(27,7-30,3)
11,8-22
Т
24,89-30,00
nТ-50-6
’14 вит./0,8 мм CuL
427
0,9
(24,6-30,3)
32-30
в***
24,89-24,99
0 784 Т-50-6
14 вит./0,8 мм CuL
227
1,7
(24,05-25,85)
12-45
т
21,00-24,99
0 9Т-50"6
*15 вит./0,8 мм CuL
427
0,9
(20,80-25,25)
32-45
в
21,00-21,45
1 024 Т-50-6
’16 вит./0,5 мм CuL
227
1,7
(20,5-22,0)
12-45
т
18,068-21,450
Т-50-6
’17 вит./0,5 мм CuL
433
0,9
(17,9-21,7)
32-4:
в
18,068-18,168
Т-50-6
’17 вит./0,5 мм CuL
347
1,7
(17,45-18,75)
12-45
в
14,00-14,35
,Т-50-6
’18 вит./0,5 мм CuL
368
1,6
(13,7-14,7)
12-45
в
10,10-10,15
,Т-50-6
’22 вит./0,5 мм CuL
3100
3,0
(9,9-10,4)
12-45
в
7,0-7,3
. _Т-50-2
’25 вит./0,5 мм CuL
4120
2,4
(6,95-7,35)
14,5-70
т
3,5-4,0
я 66т-50-2
’34 вит./0,4 мм CuL
8270
0,9
(3,45-4,05)
56-110
т
1,8-2,0
13 3т"50-2
’52 вит./0,25 мм CuL
10470
1,0
(1,78-2,02)
66-110
* Значения без скобок-рабочие диапазоны, значения в скобках-граничные частоты полосы пропускания (fcl-U.
** Отводы считаются от заземленного конца катушки.
*** Т-фильтр с характеристикой Чебышева, В-фильтр с характеристикой Баттерворта.
конструктивные элементы. Общие затраты - 80 L/C компонент; это подтверждает истину: каждая вещь имеет свою цену.
Интегральные субоктавные полосовые фильтры для частотного диапазона 2-30 МГц
На рис. 2.46 и в табл. 2.6 представлены фильтры, по качеству равноценные фильтрам, рассмотренным в разд. 2.8.1, но имеющие другие элементы настройки, что бывает необходимо во многих случаях.
На рис. 2.47 представлена характеристика избирательности субоктавных полосовых фильтров при fmg = 1.
Интегральные фильтры коротковолнового любительского диапазона
Схема, частотные диапазоны и номиналы элементов этой схемы представлены на рис. 2.48 и в табл. 2.7. Характеристики избирательности рассмотрены в разд. 1.3. При использовании тороидальных сердечников с их крайне малыми полями рассеяния практически исключаются нежелательные связи катушек.
Фильтры высокой частоты для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц
Схема этого устройства приведена на рис. 2.49. Из рис. 2.1 следует, что три фильтра (1-3), обладающие почти равными относительными полосами1), пропускают примерно одинаковую (в среднем) энергию сигнала; возможно апериодическое управление. Фильтр 4 используется для ослабления сигналов зеркальной и промежуточной частот; последняя-45 МГц.
В структурную схему включены такие необходимые элементы, как экранирующие перегородки и развязывающие проходные конденсаторы.
Фильтры высокой частоты в приемнике/передатчике для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц
Первая часть схемы представлена на рис. 2.50. НЧ-фильтры типа ТР-Еп5 используются либо в передатчике как высокоэффективные фильтры высших гармоник, либо при работе приемника как ВЧ-звено полосового фильтра.
Вторая часть схемы показана на рис. 2.51, ВЧ-фильтры типа НР-Еп5 используются в качестве НЧ-звена полосового фильтра приемника. Вместе с указанным выше НЧ-фильтром они образуют субоктавные фильтры ТР-Еп5 (см. нижнюю часть рисунка) и обеспечивают ослабление зеркальной и промежуточной частот; последняя-70 МГц. (Система двойного преобразования частоты.) В передатчике эти фильтры используются как более или менее широкополосные фильтры входного каскада. Вследствие малых затрат при реализации рекомендуется применять описанные устройства в трансиверах.
Вспомогательный эллиптический НЧ-фильтр для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц
Элемент передатчика, представленный на рис. 2.52, так же полезен, как и дорог из-за механической перестройки. Полосы задержания фильтра каждый раз автоматически приходятся на гармоники передатчика 2-го и 3-го порядков, что приводит к более
1} Отношение полосы пропускания к средней частоте фильтра. -Прим, перев.
Z-500m П^акт фильтра 17
lRK11_]l00n 0,284 мк100п[
Тракт фильтра 4
0J92mk [ 0х205мк JZ=50 0m
11-30 | МГн
ЗЗп
[Тракт Т
фильтра 2 | сс
|RK21j_ 0,84мк |£]0,644мк$
1°'
15п
т ^
4-11 МГц
| 27п
| ==62п hpai^~фйльт-
HrK31 I 2^_к
27п,
1,5-4,0 МГц
ю
180п
_270п
0271мк
б
ф39п
5,86мк
Тракт фильтра 1: fc=10,5 и 32,0 МГц Тракт фильтра 2: fc=3,8 и 11,5МГц Тракт фильтра 3: ^=1^45 и 4,2 МГц
Тракт фильтра 4: fc=35,4 МГц
12'2н II |3,86мк;
10,553 I I мк!
17 2=500мГ“'Ь
270п | 150п 270п |рк12П п'
470п I ЗЭОп 68п
, Т560п
I |2,24мк ЮОп 1
1,33мк 8 2со
180„п
470п
560п
1 47п£Т 1 680пГ]1,2н
1 JZZ5600!!
Рис. 2.49. Схема ВЧ-фильтров для диапазона 1,5-30,0 МГц.
12п
15,IP
39ц
К
47п
Т22п
фЮп
-1,5-30,0МГц
Антенна
От ТХ-РА
2=50Ом ТХ
TRK1
, JX TRK21 z.RX ; Iх] 2=500^Ж Дополнительный J фильтр
0,299мк
ЮП|| '
0,171 МК
.10ПII .
0,166 мк
II ,
,«П Н ,
66п(|
11
ЮОп
1 II 1
ЮОП
ЗЗП 56п
47П
приемопередатчика
Z=50 Ом
SWK2
О,484МК 0,277мк 0,305мк
I Ю0|Х X ^l 115ХI
Шаговый переключатель
ЗЗП
180П
27П
SWK1
270П
|150П _|22ОП
ЮОп
_ jeon Jioon
1 II 1
2<7ОП
ЮОП
0,805мк 0,461 мк 0,507мк
56П
ззп]_ _|ззоп | JisoqL Ji( J J160^
1,34MK 0,764MK 0,641 МК
3,65 мк 2,09мк2,3 мк
II’5Н j_ JT,2h^£ Jeeon
fc= 32 МГц (18,8-30,0 МГц)
fc= 19,74 МГц (11,3—18,8 МГц)
fc= 11,88 МГц (6,8-11,3 МГц)
fc= 7,16 МГц (4,1-6,8 МГц)
fc= 4,37 МГц (2,5-4,1 МГц)
fc= 2,62 МГц (1,5-2,5 МГц)
ЗЗП 18п
ННгНН 150п
120п 150п
1Н ньнм
fc= 18,3 МГц (18,8-30,0 МГц)
1б0п.|270;|
Л"';|о,зобмк
0,4б4мк|
!|1н
2,11МК
{■ 560П||i,39mk
fc= 4,02 МГц (4,1-6,8 МГц)
47П Ф ф150п
22Оп 4=
^660п
fc= 11,05 МГц (11,3-18,8 МГц)
27пг-ГПчнЗЗОП'1о,7б8мк;|;
27п
1220П 0,506mk
100 п
150п
3,47МК
,28МК
ЗЗП
82nJ_22nJ7322On
I "II
fc= 2,45 МГЦ (2,5-4,1 МГЦ)
120п 120П 39п
НН H t-IH
ЗЗОп 150п
2,7н I—IHrHh^
fc= 6,65 МГц (б,8-11,3 МГц)
470п'| 1,28i мк 1
1390П0,84МК
5,71МК
,8н
,8мк
fc= 1,47 МГц (1,5-2,5 МГц)
/II “И
ЗЗОп
ЗЗП
Шаговый переключатель
I J560nJ_ jl,5H /I P^l 7 39п—
7SWK4 РА-ТР \
Z=500m SWK3^
Входной каскад передатчика
^^TRK31
°т РА-ТР Rxf^
Z=500m,
^ГС=33]5МГ^
ЮОп
Смеситель о^зотмк о,272мк приемопередатчика
,6,80]
150П
2-3(|16п
2=50 Ом 70 МГц
= = J68n = J22n
Рис. 2.51. Набор ВЧ-фильтров для диапазона 1,5-30,0 МГц (в данном случае-ВЧ-фильтры с дополнительным широкополосным НЧ-фильтром).
эффективному ослаблению паразитных частот, как показано на рис. 2.53 для двух крайних (граничных) частот настройки.
Такие элементы при передаче больших мощностей бывают очень громоздкими. Необходимо заметить, что подавление гармоник > 4 порядка, по меньшей мере для рабочих частот > 20 МГц, потребует дополнительных мер.
Приемопередатчик Z=500m
Rk
Rk Г
20-120П
5~42п
6,8—30,0МГц
1120П
47П
_Антенна [приемопе- !редатчика
Z=50 Ом
0,3—1»5мк0,27—1,3мк
[установочная ось
Частота синтезатора с шагом 10 кГц
Реле
Устройство управления фильтром кодирующее устройство, привод, реле и шаговый двигатель
30-160П
1,6 -6,8 МГц
470П
ЗЗОП
390П
100-5ЮП 390П
1,4—6,4МК1,2—5,6мк
Izp^bsgnjj^o-^sooiLj 65-1650П
i -b\j- ; Д^- ГД^
_ ^30_-_47рП^ 56-750П__j 50-450П
Рис. 2.52. Схема перестраиваемого эллиптического НЧ-фильтра для диапазона 1,6-30,0 МГц.
Рис. 2.53. Типичная характеристика избирательности схемы, представленной на рис. 2.52.
ВЧ- фильтр
Антенна
43
43
120П
СТ
7,5
RL2
39п
2=50 Ом 5^3
II120П1II1
RK2 Jl О1З11МК 120ПI 0.243МК \_|_ о,215мк 12рп I 0,256мк120п । 220п 220nlz=5QQM
Аттенюатор, управляемый АРУ
-24 дБ
JWk/IBt I е Цифровое АРУ I RL1 (вкл. корпус) | <н
! ^
Т 96,8 МГц
СТ=1,8-22,0пФ^ ТР^^бмЩ^^^Д^МГц
'е
+15 В (стабил.)
160
2х 1 N 4151
0,566МК 0,264 мк
750 П
Предварительный
62 U1
-8 дБм
2 = 50 Ом
юо мк J
J22H
_j|—11 N 4003 I—1|—
2,2Н2,2Н
Гё=0,5-30,0МГц, ^41,5-71,ОМГц, Г2=41МГц
^2н ।
6,8 мк Hfd 2 2н .
2'4k[]2N 3866
2,2н М
2,2н-
56 6,6п
*А
^z
2=50 Ом ^В
ЗЗП]_
I
Элемент 2 ц
2,4 К
Усилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рц)
1,2~6п
7^
220
2N 5160
Смеситель
Рис. 2.54. Часть схемы входного тракта приемника с ВЧ-фильтром, кольцевым смесителем высокого уровня и трактом гетеродина.
Глава 2
Диплексер
1-й предусилитель ПЧ
2-й предусилитель ПЧ
ПЧ-фильтр
Z=50 Ом 0,628мк 12п
В 1 I — I lh 56 И 16-22пЦ1Ц
MRF 965
0р?8мк
+ 15 В (стабил.)
1220 И
6,8 мк Hfd
fz= 41 МГц
MRF 904
U1
In 41 МГц J
./2,2 MK
11=5 Hfd г
33
2,2H
2.2MW Hfd
2,2Н
1к
U2
33
2.2hZ=500m
22Н = =
Z=50 Ом
1r*^4j3e usbJ№2|—
Вр=2400Гц
ПКк^ПзГТ^^^
Вр=2400Гц
3-й предусилитель ПЧ 4-й предусилитель ПЧ
2,2н
^ MRF904
1^’Данные №2^'
Вп=800Гц
MRF 965
2,2 Н
U4
из
330
5x1 N4001
Устройство (вкл. корпус) управления фильтрами
Рис. 2.55. Часть схемы входного тракта приемника с сильноточным (линейным) ПЧ-предусилителем, обеспечивающим избирательность по соседнему каналу.
RL11 RL12 RL21 RL22 RL31 RL32
2.2МК1 Hfd
2,2МК] Hfd ।
22н|_
2,2Н
fz
Z=50 Ом
Обзор схем
Входная часть приемника для диапазона 0,5-30 МГц с промежуточной частотой 41 МГц
В данном случае речь идет о профессиональном переносном приемнике с одним преобразованием частоты. Его основные характеристики: 1Р3 + 30 дБм, F ^ 12 дБ и DB3 > 100 дБ.
Часть схемы, от ее входа до выхода смесителя, включая каскады гетеродинного тракта, представлена на рис. 2.54. На входе установлен очень простой, но, с другой стороны, обеспечивающий хорошую избирательность ВЧ-фильтр, который просто заменяется при употреблении смесителя очень высокого уровня и при низкой эффективности антенны. Комплементарная структура каскада усиления предпочтительна для получения высокого уровня мощности гетеродина.
На рис. 2.55 показано продолжение схемы ПЧ-усилителя с АРУ. В данном случае используется высококачественный высокочувствительный усилитель с большим динамическим диапазоном с отрицательной обратной связью Х-типа. В качестве ПЧ-фильтров используются 8-полюсные кварцевые фильтры.
Сигнальный тракт и тракт гетеродина выполнены с использованием 50-омной техники. При конструировании все соединения 50-омных узлов выполняются легкосъемными проволочными перемычками для функционального разделения блоков при измерениях и настройке.
fe О, оюоо- 29,99999 МГц Z=50 0Mfe О, оюоо- 29,99999 МГц Z=50 0M0,68мк0,68мкЮкЮк226666ЮкЮкЮкЮк0,68мк0,68мкИсточник шумаИсточник шума4-14 В iS^MKHfd4-14 В iS^MKHfdтооптооп82 П82 П_ z ЗЗП 56П_ z ЗЗП 56П5 П1С25 П1С21,5- 30,0 МГц^ 8 субоктавных фильтров X1,5- 30,0 МГц^ 8 субоктавных фильтров X5О,1мк5О,1мк^ 0,5 МГц0,34МК0,34МК0,22МК^ 0,5 МГц0,34МК0,34МК0,22МК^D1^5,6 В^D1^5,6 В332233ВЧ-фильтрВЧ-фильтрIC1 SL1610CIC1 SL1610C0,1мк0,1мк47П 0t15MK0,68мкГ47П 0t15MK0,68мкГSL1610 СSL1610 С+ _D2+ _D22*2*ЮОмкЮОмкЮкЮкСамоконтроль вкл. / выкл.Самоконтроль вкл. / выкл.Т2BCY 793,9MKHfdТ2BCY 793,9MKHfdФ п,-| Широкополосный генератор шумов j (самоконтроль приемника)Ф п,-| Широкополосный генератор шумов j (самоконтроль приемника)Т z ^ 2,7к 10кТ z ^ 2,7к 10к111105-1,5 МГц05-1,5 МГц—*—а—*—аZ3,9nЮОп ТZ3,9nЮОп Т5656^30 МГц+ 14В^30 МГц+ 14ВВВ
fe О, оюоо- 29,99999 МГц Z=50 0M
fe О, оюоо- 29,99999 МГц Z=50 0M
0,68мк
0,68мк
Юк
Юк
2
2
6
6
6
6
Юк
Юк
Юк
Юк
0,68мк
0,68мк
Источник шума
Источник шума
4-14 В iS^MKHfd
4-14 В iS^MKHfd
тооп
тооп
82 П
82 П
_ z ЗЗП 56П
_ z ЗЗП 56П
5 П1С2
5 П1С2
1,5- 30,0 МГц
^ 8 субоктавных фильтров X
1,5- 30,0 МГц
^ 8 субоктавных фильтров X
5
О,1мк
5
О,1мк
^ 0,5 МГц
0,34МК0,34МК0,22МК
^ 0,5 МГц
0,34МК0,34МК0,22МК
^D1
^5,6 В
^D1
^5,6 В
3
3
2
2
3
3
ВЧ-фильтр
ВЧ-фильтр
IC1 SL1610C
IC1 SL1610C
0,1мк
0,1мк
47П 0t15MK
0,68мкГ
47П 0t15MK
0,68мкГ
SL1610 С
SL1610 С
+ _D2
+ _D2
2*
2*
ЮОмк
ЮОмк
Юк
Юк
Самоконтроль вкл. / выкл.
Самоконтроль вкл. / выкл.
Т2
BCY 79
3,9MKHfd
Т2
BCY 79
3,9MKHfd
Ф п,-
| Широкополосный генератор шумов j (самоконтроль приемника)
Ф п,-
| Широкополосный генератор шумов j (самоконтроль приемника)
Т z ^ 2,7к 10к
Т z ^ 2,7к 10к
11
11
05-1,5 МГц
05-1,5 МГц
—*—а
—*—а
Z3,9n
ЮОп Т
Z3,9n
ЮОп Т
56
56
^30 МГц
+ 14В
^30 МГц
+ 14В
В
В
Рис. 2.56. Часть схемы входного тракта приемника с ВЧ-фильтром и встроенным генератором шума для самоконтроля.
Входная часть приемника для диапазона 10 кГц-30 МГц с промежуточной частотой 81,4 МГц
Подлежащая рассмотрению схема - составная часть универсального профессионального связного приемника с двойным преобразованием частоты. Его основные характеристики: 1Р3 ^ + 25 дБм, F ^ 13,5 дБ и DB3 (в зависимости от ширины полосы) = 96-109 дБ.
На рис. 2.56 показаны ВЧ-фильтры и встроенный генератор шума для проверки тракта приема. На схеме не указаны номиналы элементов ВЧ-фильтров. Источник шума выдает сигнал с равномерным спектром, который при нормальной работе приемника достигает определенного уровня, пройдя через приемный тракт, и попадает в тракт низкой частоты, где и анализируется соответствующей логикой.
На рис. 2.57-продолжение вышеуказанной схемы.
Наконец, на рис. 2.58 представлены выходные каскады входной части приемника. Кварцевый фильтр 1-й промежуточной частоты использован для лучшей обработки широкополосных сигналов.
В двух последующих разделах рассматриваются примеры других схем этого высококачественного приемника.
1-й смеситель1-й смесительD3D3С4С4СЗСЗD6D6D5D50,18мк 22П0,18мк 22П56,2156,21=81,4 ТМГц=81,4 ТМГцD4D4R4R4R3R3R1R1R2R2ЮнЮнU2U2изиз3,3к3,3к|560|5603,9мк Hfd3,9мк Hfd1Н нь1Н нь1-й усилитель 1-й ПЧ^211-й усилитель 1-й ПЧ^21СС+14 В—^—В+14 В—^—В0,47мк0,47мк82п82пДиплексерВ+14ВДиплексерВ+14Вfulful01-4= 1мк D3-6=HP 2900 R1-4=1006801-4= 1мк D3-6=HP 2900 R1-4=100683£мк] Hfd!|3£мк] Hfd!|t 0,15мк-^НТ52 N 5160t 0,15мк-^НТ52 N 51605,9мк Hfd3,9мк Hfd5,9мк Hfd3,9мк Hfd2,2К О,39мк!|1н^ 0,39мк2,2К О,39мк!|1н^ 0,39мк270ко,47мк 3N 204270ко,47мк 3N 204ЮНЮНD7v 08 Ч 1НD7v 08 Ч 1Нl*-f0«7,5 МГц0,47МК 1Нl*-f0«7,5 МГц0,47МК 1Н4=1204=1201Н1НJ10HJ10H22ЗЗОК Буфер Рщ нЗЗОК Буфер Рщ н|ЗЗОКЮн|ЗЗОКЮнУсилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рщ)fQ1 81,41000-111*39999 МГцУсилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рщ)fQ1 81,41000-111*39999 МГцЮОКЮОКBU 2BU 2+ 9,9 дБм 2 = 50 Ом+ 9,9 дБм 2 = 50 Ом
1-й смеситель
1-й смеситель
D3
D3
С4
С4
СЗ
СЗ
D6
D6
D5
D5
0,18мк 22П
0,18мк 22П
56,21
56,21
=81,4 ТМГц
=81,4 ТМГц
D4
D4
R4
R4
R3
R3
R1
R1
R2
R2
Юн
Юн
U2
U2
из
из
3,3к
3,3к
|560
|560
3,9мк Hfd
3,9мк Hfd
1Н нь
1Н нь
1-й усилитель 1-й ПЧ
^21
1-й усилитель 1-й ПЧ
^21
С
С
+14 В
—^—В
+14 В
—^—В
0,47мк
0,47мк
82п
82п
ДиплексерВ+14В
ДиплексерВ+14В
ful
ful
01-4= 1мк D3-6=HP 2900 R1-4=100
68
01-4= 1мк D3-6=HP 2900 R1-4=100
68
3£мк] Hfd!|
3£мк] Hfd!|
t 0,15мк
-^Н
Т5
2 N 5160
t 0,15мк
-^Н
Т5
2 N 5160
5,9мк Hfd
3,9мк Hfd
5,9мк Hfd
3,9мк Hfd
2,2К О,39мк!|
1н^ 0,39мк
2,2К О,39мк!|
1н^ 0,39мк
270к
о,47мк 3N 204
270к
о,47мк 3N 204
ЮН
ЮН
D7v 08 Ч 1Н
D7v 08 Ч 1Н
l*-f0«7,5 МГц
0,47МК 1Н
l*-f0«7,5 МГц
0,47МК 1Н
4=120
4=120
1Н
1Н
J10H
J10H
2
2
ЗЗОК Буфер Рщ н
ЗЗОК Буфер Рщ н
|ЗЗОКЮн
|ЗЗОКЮн
Усилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рщ)
fQ1 81,41000-111*39999 МГц
Усилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рщ)
fQ1 81,41000-111*39999 МГц
ЮОК
ЮОК
BU 2
BU 2
+ 9,9 дБм 2 = 50 Ом
+ 9,9 дБм 2 = 50 Ом
Рис. 2.57. Часть схемы входного тракта приемника с кольцевым смесителем высокого уровня, выходными каскадами усиления сигнала гетеродина и 1-м сильноточным (линейным) ПЧ-уси- лителем.
2-й усилитель 1-й ПЧ 1-й ПЧ-фильтр * ^ 3,9MK^fd2-й усилитель 1-й ПЧ 1-й ПЧ-фильтр * ^ 3,9MK^fdcfzi 2T3,9мк|| Hfd •’cfzi 2T3,9мк|| Hfd •’Т7 (Ibfw 16Т7 (Ibfw 1656561н Ф1н Ф1Н= 391Н= 39|Ю0|Ю0, 3,3к 1з90, 3,3к 1з90D9--lMK HfdD9--lMK Hfd=felOH 2,2H 4. 2,2H +14B 1B —=felOH 2,2H 4. 2,2H +14B 1B —нОн < ^61^ МГЦ ВВ=12кГЦнОн < ^61^ МГЦ ВВ=12кГЦDODO3,9 мк Hfd3,9 мк Hfdф15пф15п1001001МКHfd1МКHfdТбBFT 66ТбBFT 66И у1н ПжИ у1н Пж0,15мк 0,22 мк 0,15мк|0,15мк 0,22 мк 0,15мк|47П J 47П47П J 47ПЮОмк HfdЮОмк HfdфЮОмкфЮОмк1н1н-5 В-5 В1н0,15мк 0,22мк 0,15мк1н0,15мк 0,22мк 0,15мк13,3k13,3k3-й усилитель 1-й ПЧ3-й усилитель 1-й ПЧifz1I 81,4 МГцifz1I 81,4 МГцi Z=50 0mi Z=50 0mЮН Ф47П 4=47ПЮН Ф47П 4=47ПR подбираютсяR подбираются
2-й усилитель 1-й ПЧ 1-й ПЧ-фильтр * ^ 3,9MK^fd
2-й усилитель 1-й ПЧ 1-й ПЧ-фильтр * ^ 3,9MK^fd
cfzi 2T
3,9мк|| Hfd •’
cfzi 2T
3,9мк|| Hfd •’
Т7 (
Ibfw 16
Т7 (
Ibfw 16
56
56
1н Ф
1н Ф
1Н
= 39
1Н
= 39
|Ю0
|Ю0
, 3,3к 1з90
, 3,3к 1з90
D9--lMK Hfd
D9--lMK Hfd
=felOH 2,2H 4. 2,2H +14B 1
B —
=felOH 2,2H 4. 2,2H +14B 1
B —
нОн < ^61^ МГЦ ВВ=12кГЦ
нОн < ^61^ МГЦ ВВ=12кГЦ
DO
DO
3,9 мк Hfd
3,9 мк Hfd
ф15п
ф15п
100
100
1МК
Hfd
1МК
Hfd
Тб
BFT 66
Тб
BFT 66
И у1н Пж
И у1н Пж
0,15мк 0,22 мк 0,15мк|
0,15мк 0,22 мк 0,15мк|
47П J 47П
47П J 47П
ЮОмк Hfd
ЮОмк Hfd
фЮОмк
фЮОмк
1н
1н
-5 В
-5 В
1н0,15мк 0,22мк 0,15мк
1н0,15мк 0,22мк 0,15мк
13,3k
13,3k
3-й усилитель 1-й ПЧ
3-й усилитель 1-й ПЧ
ifz1
I 81,4 МГц
ifz1
I 81,4 МГц
i Z=50 0m
i Z=50 0m
ЮН Ф47П 4=47П
ЮН Ф47П 4=47П
R подбираются
R подбираются
Рис. 2.58. Часть схемы входного тракта приемника со 2-м сильноточным ПЧ-усилителем и 1-м ПЧ-фильтром.
Задающий генератор настройки для частотного диапазона 10 кГц-30 МГц с промежуточной частотой 81,4 МГц
Назначение схемы-генерировать и формировать сигнал гетеродина для смесителя, представленного на рис. 2.57. Этот сигнал находится в частотном диапазоне ~| 81,41-111,40|МГц с квазинепрерывной перестройкой с шагом сетки 10 Гц. Синтезатор с высокостабильным главным кварцевым генератором управляется по двум каналам. Общая погрешность по частоте при температуре от — 25° до + 55°С составляет < 0,3 импульсов в 1 мин.
На рис. 2.59 представлена часть схемы задающего генератора настройки. Частота ГУНа, показанного в верхней части рисунка, предварительно устанавливается с помощью поступающего в синтезатор кода частоты внутри одного из б поддиапазонов с шириной полосы частот 5 МГц. Переключение поддиапазонов осуществляется с помощью диодов D2-D7 электронным способом. Для точной установки частоты в соответствии с желаемой рабочей частотой приемника в тракте поддиапазона установлен диод D1. В нижней части рисунка показана электроника управления предварительной настройкой.
На рис. 2.60 изображена схема, связанная с предыдущей. В верхней части рисунка показан усилитель сигнала гетеродина с малым обратным прохождением сигнала (для развязки), а также регулятор амплитуды ГУНа для стабилизации мощности гетеродина. В нижней части-фазовый детектор с фильтром для подстройки частоты ГУНа в соответствии с высокостабильным кварцевым генератором.
Указанные задающие генераторы-сложные, и их проектирование рассмотрено в специальной литературе. Кроме того, в разд. 2.10 будет рассмотрен относительно простой синтезатор приемопередатчика для рабочего диапазона частот 1,6-30,0 МГц и с промежуточной частотой 45 МГц.
D5
D6
56
10П: -
Iki
^+зв
L= Юмк Hfd
4,7К
+ 5В
|47К
+5В
Синте-
j220n
ЮОМК
100МК
D6
BCY 79
150 мк HfCL
IC4 5406
0,1 мк.
47Н
D7
6,6п
ГУН fQ1 81,41000-111,39999 МГц
fill 0,32 В - BFT GG
+14 В
Uagc р Upll_d
Q2Q4Q5Q6
<R id
-ок 14174
D2D4D5P6
2 х 3 9н
D2 ЛСЗ
Q2Q4Q5C IC2
26 R
14174
СК 6
D2D4D5D
|бх2,2н—
I 9х22К
тгН—$—Жт—
'' Строб 3^'
Цифры В 1МГц/ЮМГц ЦИФРЫ А
1н ВВ139 ih
ЮОмк
Юк
BCY 59
1,5 мк Hfd
+ 5В
150мк НШ
+ 14В
Рис. 2.59. Часть схемы управления настройкой передатчика, ГУНом и электронным переключателем диапазонов.
Усилитель сигнала гетеродина (возбудитель Рщ ) 4-14 В Т
в
D95?
uagc
с-*-
2,7к
2,2к ]
11МА
fQ1 А-*
470 470мк
U1
;| fee
Т4 *—
BFY 90
UpLL
16К
—КЬ 15кР^
I'
1,6к:3,9Н
IC6 741
ГУН
2,2К
1н
|2,7К
390 390
0,1 мк
39к
2N 2369
220
27П
101
62П
Юк
160п
D12
-^Н 120к
Ту 61,41000- IH, 39999 МГц
Jo,1MK ЮОкГц 200кГц^
Р01С5р1 14046 si рр
yiMK f BCY
Юк
Г
]1Н
22МК 47
I юкП, _
^1 Т ЮОГ
47
2О,_В4М 19,7М1,6К
4,7Н 390"
ЮМА
3,9 К470
Т5
2 N 3866
27к£ ^(
2 N 3866
|О,47МК[
Ю,1МК у6,6Н Фб,2Н =т=4,7Н
। ^Петлевой фильтр ( 2-я петля регулировки фазы )
Фазовый
■I детектор j
-ЮОкГц
Фазовые ] импульсы ! Управление |настройкой
Рис. 2.60. Часть схемы управления настройкой передатчика с предварительным усилителем сигнала гетеродина, ГУНом, фазовым детектором и петлевым фильтром (ФПЧ).
Логарифмический/линейный усилитель промежуточной частоты с автоматической регулировкой усиления для системы 81,4/1,4 МГц
Схема, представленная в данном разделе, присоединяется ко входному тракту, описанному в разд. 2.8.8. Ее выходные сигналы соответствуют предварительно выделенной 1-й промежуточной частоте порядка 81,4 МГц, которая затем преобразовывается во 2-ю промежуточную частоту-1,4 МГц, далее выполняется фильтрация по соседнему каналу, сигнал усиливается и демодулируется.
На рис. 2.61 представлена первая часть схемы, включающая ПЧ-смеситель, предусилитель 2-й промежуточной частоты, фильтр ПЧ-2 (обеспечивает избирательность по соседнему каналу), а также выходной каскад гетеродинного тракта и цепь соединения с панорамным индикатором.
На рис. 2.62 показана подробная схема набора фильтров. Она включает усилитель, который с помощью синфазного направленного ответвителя (0°) разделяет сигнал в режиме АЗВ на две боковые полосы.
На рис. 2.63 представлена схема логарифмического/линейного усилителя с автоматической регулировкой усиления. Усилитель обеспечивает логарифмическую амплитудную характеристику при линейном напряжении регулировки (UAGC), которое с помощью аналого-цифрового преобразователя переводится в цифровую форму, и используется для цифрового управления; это-типичная схема для измерительного приемника.
Тракт ЛОГ/ЛИН усилителя работает следующим образом: транзисторы Т6-Т15 образуют каскад из пяти псевдодифференциальных усилителей, включенных по схеме с общей базой (ОБ). Транзисторы, изображенные слева, имеют на базе постоянное опорное напряжение, которое может подстраиваться ступенчато с шагом 0,1 В в интер-
F 2-й смеситель1"й предусилитель" 2-й ПЧ ‘2-й'предусилитель 2-й ПЧ
0,1 мк
0,1 мк
0,1 мк
из
U4
12Н 1МК
2,2к
2,2к
0,1 мк
U2
220Г
59
4,7к
0,1 мк
Цифровой выбор X"
фильтра
0 = 1,4 МГц
Набор фильтров для избирательности по соседнему каналу
Т2
BCY
*02
80 МГц +7дБм
Z = 50 0м
^21
81,4 МГц
Z=50 0м
Панорамный индикатор 1,4 МГц Т ±6 к Г и,L
Z=50 0m Г
IOmk-L
5445
®1С1®5 =2=
+300.± 3400Гц (LSB) *300.7.3400 Гц (USB) ±3000Гц
±6000Гц
fZ2 22
0,1 мк
220
4,7К
Общее fz2 ^—*D *Z2
АЗВх
2. SB
-^ZF2 1,4 МГц ^4вВ±75ГЦ
±150ГЦ ±300Гц ±750Гц
±1500 Гц
^2
+ 14В
-^Усилитель сигнала
ЦУетеродина (возбудитель Ра2) Усилитель 2-й ПЧ
(панорамный сигнал)
Рис. 2.61. Часть схемы тракта промежуточной частоты с кольцевым смесителем высокого уровня, 2-м сильноточным ПЧ-усилителем и фильтрацией по соседнему каналу.
+14 В
150мк Hfd
0,1 мк
НН
100
iui
Рис. 2.62. Часть схемы тракта промежуточной частоты с фильтрацией по соседнему каналу (см. рис. 2.61) и развязывающим усилителем боковой полосы частот.
0,68мк
22,11
D2
Т8
0,68
-1- мк 4-5,58
2хJ
33,2^
4-14 В
^Z2
D*
0,1мк
22
4-14 В
Обзор схем
Усилитель 2-й ПЧ с АРУ (каскады 2-5)
D4 4L B3V^iF
ТЮ,
0,15 мкIF—Т9^Г
4-5,38
0,15МК Jz2
100
Юмк Hfd
0,1мк
Юн
150МК Hfd
0,15МК
4-5,28
22 0,68мк_
Т11 22,1
0,15
LMK
68мк
10н
D7A
3,9к
0,15МК
"4-5,18
1Юн
0,15 L мк
1К
1,5мк Hfd
150ПК Hfd
150MK: Hfd I
Ur
]220
0,68мк
!U8
Т7
Юмк Hfd
0,1мк
: |Т16, Т17=ВСУ 79 'ТD1-D9=1 N 4151
T6-T9=2N 5109 тю-Т15= BCY 59
150MK Hfd
[ISO™ Kyo,15MK= !
8,281 1 Выходной усилитель '2-йПЧ
0,1мк Hfd „ П220
Усилитель 2-й ПЧ^омк;
с АРУ (1-й каскад)1
0,68 мк
390л|
+5,6В +5,5В
^agc/mgc '
~-t
4-5,16-4-5,6В
4-5В
Рис. 2.63. Часть схемы тракта 2-й промежуточной частоты с ПЧ-усилителем с АРУ.
Буфер 2-й ПЧ Опорный источник Uref ^игногРо НЧ-переключатель]
Рис. 2.64. Часть схемы тракта промежуточной частоты с детектором сигнала и линейным НЧ-уси- лителем.
вале 5,1-5,5 В. Для транзисторов, указанных справа, в качестве напряжения на базе используется напряжение UAGC в интервале 5,1-5,6 В. Трансформатор в коллекторной цепи левых транзисторов имеет полное включение, правые транзисторы соединяются с отводом и имеют соответственно меньший импеданс. Напряжение UAGC возрастает с увеличением напряжения сигнала. Коллекторный ток транзистора с полным включением трансформатора, имеющий первоначально относительно большое усиление, при поступлении увеличивающегося напряжения регулировки уменьшается. При этом усиление становится все меньше и меньше, но общий ток и зависящий от него динамический диапазон остаются неизменными.
Правильное ЛОГ/ЛИН сопряжение зависит частично от трансформатора, а также от искусного выбора рабочих точек каскада. Т16 и Т17 обеспечивают последующее постоянное усиление промежуточной частоты.
Заключительная часть схемы, представленная на рис. 2.64, не требует никаких объяснений. Следует только отметить аналоговый интегральный ключ, выполняющий функцию детектора-смесителя с цифровым сигналом поднесущей. Помимо этого детектора, используемого для приема сигналов с подавленной несущей, этот приемник снабжен другими демодуляторами для приема передач с амплитудной и частотной модуляцией.
Каскады ПЧ-трансивера с промежуточной частотой 40 МГц
Изображенная на рис. 2.65 схема представляет собой классическую схему, известную под названием «Plessey-Konzept». В данном случае вместо обычно используемых в качестве модема интегральных схем установлены кольцевые смеситель высокого уровня и высокочувствительный предусилитель промежуточной частоты приемника. Относительно точных количественных параметров этой схемы мы, к сожалению, ничего не можем сказать (это военная разработка), однако мы твердо уверены в ее высоком качестве; более подробную информацию можно получить, используя паспортные данные на интегральные микросхемы.
Ограничитель
Фильтр верхней и нижней боковой полосы частот -^Н ПЧ-усилитель Г
TX-ZF
Z=50 Ом
/2247437Н
Ин ?Н
/1С2 16136
6
1Н
022
передатчика
5.
4
6,8MK HfcK.
_бГ "
i9j^6B USB
2015 В LSB
+6 в тхOB R?
1 J?
4.7HHF
2
4
4,7H
7.
3
2
ifzf-ce^. 47
2F
•T
io т
e^MKjHfd
б3бмк.н^1*
7 ]б 4,7Н 1
618MK HfCl
;4,7н Формирователь сигнала АРУ у^н
D1 47
-м=
"тлектор1
40 МГц
T
560
270П JyJ
З^вХ 1 4,7мГ Т |°£55мк
W 1 1
40 МГц Диплексер
‘Несущая (частота ПЧ *40 МГц |WB Zf/ Z=500m
RX-AGC2|24
Индикация Ue, индикатор с R;^ 100 Ом
приемника
■1Н
D4 юк НЬ
—м—=—г-
ИН
мтх D1—6=
RX-Zf
! 1тз
j BCY 65 Е
j 4,7k D6 D5
j Т4,7Н
L^b23 BFT66
J23 f^^Т ^
KA-ZT .
ZF=50 0m
56k,22hT
O,1MK:
2^
3
IC 8
1МК 680MK_Hfd
5]
.621+
1
51 бТ-5!модем11
RXm
’'RX D7=l
4]
с2тгг1т 681/1/1
ЮОмк
C1/33MK C3/68MK
47H
JCM-1H8^ я вГ
6=1 N 4148 |(+17дБм)
BZX83/C6V2|Bu3J\
С*подбирается :уХ_^р 13!RX-NF
6,8мк_нга
Г—=—4. ЕЯ ^ М—КЗ П1|
ЩЧ-предусилитель кПЧ-усилитель приемника
приемника'’ ”~
Si JOB тх 4 7н1 !+6В RX
4,7H
^2
ICT'"'* SL611
V
1 39| 820n.
'8
I RX |+1335В
Рис. 2.65. Схема ПЧ-процессора приемопередатчика.
Надо добавить, что для выделения промежуточной частоты устанавливается еще общий фильтр трансивера с верхней/нижней (USB/LSB) боковой полосой, подключаемый в точках 22/022 и 23/023.
Широкополосный усилитель мощности на 1 Вт для частотного диапазона 14-30 МГц
На рис. 2.66 представлена схема для любительской коротковолновой связи на частотах ^ 14 МГц, а в табл. 2.8 характеристики ее элементов. Фильтр высших гармоник охватывает полосы 20, 17 и 15м или 15, 12 и Юм. Транзистор усилителя мощности с рабочей точкой С обеспечивает CW-режим работы (радиотелеграф) или непрерывную генерацию. Постоянные времени в режиме CW-манипуляции можно изменить с помощью конденсатора; при этом следует сохранять сумму сопротивлений в цепи базы 610 Ом ± 30%.
Широкополосный усилитель мощности на 50 Вт для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц
На рис. 2.67 представлена первая часть линейного тракта. В предыдущих разделах уже были описаны схемы такого вида, поэтому не требуется дополнительных объяснений. Интерес представляет стабилизатор тока покоя усилителя мощности, использующий интегральную схему, транзистор которой находится в диодном включении, выполнен по ВЧ-технологин и соответствует по типу и классу мощности элементам Т4 и Т5.
о
0
Zu 2:1
Юн
Т1
Юн L6
L4 L2
Ро4-30,8 дБм
Bu2j ^1.2Вт
Р[ 4-13 дБм
Z=500m
47
"22н
6,8mki |Hfd I ^22н
С7
С6
04
С2
сз4=
л Ю0к[ ^вт!
Z=500m
л!» 27015°/1Вт
Вт;
Ро
„ Ви1 390
Ключ _.-о-—।—।
Юмк у
220 1
-0 4-13,6 в
б,8к|
T1-2N3866 или подобный
Т-„мягкое” манипулированиеТ-„мягкое” манипулированиеT2-2N 4407 или подобный
Т-„мягкое” манипулирование
Т-„мягкое” манипулирование
Глава 2Глава 2Рис. 2.66. Схема усилителя мощности для CW-режима.
Глава 2
Глава 2
Таблица 2.8. Характеристики элементов усилителя мощности для CW-режима
Диапазон, МГц
TP-f„ МГц0*L2, мкГн L4, мкГн L6, мкГн С1, пФ С2, пФ СЗ, пФ С4, пФ С5, пФ С6, пФ С7, пФ
30,0 Т
2 х 5 вит./0,5 мм 0,320,2390,2431001015047100396-110
CuL, 32Скрутка 4 вит./смпарал. парал.
21,0
Отвод от 3-го вит- 7,5 вит. 6,5 вит. 6,5 вит.1239
ка от верхней точки
21,5 т 14,0
На тороидальном 0,4710,3510,3581501515047100476-110
сердечникепарал. парал. парал. парал. парал.
fj.23.439,5 вит. 8 вит. 8 вит.82391001539
(см. рис. 1.3)
* Внутренний 0 катушки 10 мм; длина катушки 15 мм; обмоточный провод 1 мм CuL.
Оконечный ВЧ-усилитель (усилитель мощности)
J Hf-T2
3,35£н"
5,6
5,6л
3,3
Dr2*
Т4 680П
2х
27ОП
Hf-T3 в
I Hfj тх i +13,5 В ^Т
5,6 5^
2,2Н нн 0,22мк
22h
2,2h
22h
T4,5=BLW 85 (парный)
ЮОмк 0,22мк
1ГЙ=50МАм
100 мк
2^500 Ом
О,1мк Hfd2A 1/6ВТ
B8211.4-R-A3
56==0,1мк
220
Юн
ТХ-HF |
Z=500Mi.
47 П0,1 МК
0,1 МК
Hf-TT
T1
0,1 мк -
BCY 77
100
120П 2,
1001
Тепловое соединение с Т4 и Т5
IC
BYI-1F
Пюн
I
390
Установка тока покоя усилителя мощности
Регулировка рабочего тока возбудителя
! Возбудитель Стабилизатор рабочего Стабилизатор тока покоя |тока возбудителяусилителя мощности
Рис. 2.67. Часть схемы коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности со стабилизатором тока покоя усилителя мощности.
Антенна , приемопередатчика
Фильтр высших гармоник передат- I Z = 50 Ом
1К1 К2Г
D1,2=BAS 70-02!
220мк| Hfd ;
Н-
D1
22 1Н
Направленный ответвитель Rk-U
тх
1к А —о
Юн47К
220 мк Hfd
Юн
15мк.RX'
1К
BCY 77
2,2к
^„'^и
-^Ь
Dy 1
чика,предварительный фильтр прием-j 0^4 - йвмкх1т1 ника
100-
570П
RI
7-30 МГЦ 1,0~5,6мк _
30-
200П-
490
2450л.
|ШагЮОГц|
см. текс?
0,29—1,5мк
^ ^™1
' 5ЮП'
7ь3800п^2150п^550Л
1,6-7,0 МГц
D3=BZX83/C4V7
Ру1-3вреле 0<1мк
1 VD4
D3 $ >omk|1N4148 L
Самозащита при Привод подстройки ухудшении КСВ мощности
Юн
9999 МГц
300
29,9999 МГц
Устройство управления /фильтром kx-Hf
29| , 2=50 Ом
Частота в двоичном коде
TX/RX гКнопка
+13^5В^| (нажать для 9; переговоров)
25ТИндикатор Р
4,7н|2,2Н26;ТХ-АР£
LL j
Рис. 2.68. Часть схемы коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности с самозащитой (при ухудшении КСВ) и фильтром высших гармоник.
Продолжение схемы, включающей направленный ответвитель для обеспечения контроля и фильтр высших гармоник, представлено на рис. 2.68. Защита при плохом КСВ действует на усилитель с АРУ в тракте ПЧ. Фильтр ТР-Еп5 известен из разд. 2.8.6. Дроссель Msd в точках включения 29/90 препятствует связи ТХ/РХ (приемник/пере- датчик) через экран кабеля; он представляет собой несколько витков кабеля на кольцевом феррите с высокой проницаемостью ц.
Указанная мощность высокой частоты допустима при режиме CW (частотная радиотелеграфия при непрерывной генерации).
Широкополосный усилитель мощности на 75 Вт для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц
Линейная схема на рис. 2.69 представляет весь тракт усиления мощности. Раскачка усилителя может производиться сразу от кольцевого смесителя высокого уровня. Предусилитель на Т1 работает в режиме класса А, все другие усилители-в режиме класса АВ. Указанная ВЧ-мощность при CW-режиме допустима с непрерывной генерацией.
ЮОмкЮОмкHfdHfd3,3н3,3нЮОмк JЮОмк J470МК470МК12120,1 мк0,1 мк0,1 мк0,1 мк1 N4001 N4001К1К),5Вт),5ВтЮОмк Hfd'ЮОмк Hfd'РА-1РА-14,7К1,2к4,7К1,2к22К ЛИН22К ЛИН510ЗЗн510ЗЗн0,1 мк0,1 мк30 МА30 МАЮмк HfdЮмк Hfd1,6- 30,0 МГц PL + ЗДбМ1,6- 30,0 МГц PL + ЗДбМ= 2 мВт ’ Z=50 Ом I= 2 мВт ’ Z=50 Ом I/II 0,1 мк/II 0,1 мкЮмк* .Hfd!Юмк* .Hfd!2 N 5109 Т12 N 5109 Т1ЮОмк Hfd 270ЮОмк Hfd 2705,1В/ Ж °'1МК^ 0,5 ВТ Т X5,1В/ Ж °'1МК^ 0,5 ВТ Т Xи1 ТЗЗни1 ТЗЗн*1к лин*1к линВозбудитель Источник тока покоя усилителя мощностиВозбудитель Источник тока покоя усилителя мощностиНЧ-фильтр высших гармоникНЧ-фильтр высших гармоникСамозащита усилителя "1z=500m мощности при ухудшении КСВ j л_Т9^Самозащита усилителя "1z=500m мощности при ухудшении КСВ j л_Т9^!660g vb/^jJI Предвозбудитель!660g vb/^jJI ПредвозбудительОконечный каскад (усилитель мощности)Оконечный каскад (усилитель мощности)Т 3, 4 - MRF 977Т 3, 4 - MRF 977Рис. 2.69 Схема коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности.Рис. 2.69 Схема коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности.7,57,5из7,57,5из0,1 мк0,1 мк3333ЮмкЮмк330ПТ6=2 N 3904330ПТ6=2 N 3904+ 46,6 ДБМ=75 ВТ РЕРZ=50 ОМ+ 46,6 ДБМ=75 ВТ РЕРZ=50 ОМЦарсЦарсПорог автоматичес- кого управления " мощности т А 1с0 2х 50МАПорог автоматичес- кого управления " мощности т А 1с0 2х 50МА0,22 мк Hfd ЗЗН=0,22 мк Hfd ЗЗН=MRF 476 Т2MRF 476 Т24,7MKi Hfd4,7MKi Hfd2 N 2219 А °^-Т52 N 2219 А °^-Т5*■-*^2 х 1N 4001*■-*^2 х 1N 4001
ЮОмк
ЮОмк
Hfd
Hfd
3,3н
3,3н
ЮОмк J
ЮОмк J
470МК
470МК
12
12
0,1 мк
0,1 мк
0,1 мк
0,1 мк
1 N400
1 N400
1К
1К
),5Вт
),5Вт
ЮОмк Hfd'
ЮОмк Hfd'
РА-1
РА-1
4,7К
1,2к
4,7К
1,2к
22К ЛИН
22К ЛИН
510
ЗЗн
510
ЗЗн
0,1 мк
0,1 мк
30 МА
30 МА
Юмк Hfd
Юмк Hfd
1,6- 30,0 МГц PL + ЗДбМ
1,6- 30,0 МГц PL + ЗДбМ
= 2 мВт ’ Z=50 Ом I
= 2 мВт ’ Z=50 Ом I
/II 0,1 мк
/II 0,1 мк
Юмк* .Hfd!
Юмк* .Hfd!
2 N 5109 Т1
2 N 5109 Т1
ЮОмк Hfd 270
ЮОмк Hfd 270
5,1В/ Ж °'1МК^ 0,5 ВТ Т X
5,1В/ Ж °'1МК^ 0,5 ВТ Т X
и1 ТЗЗн
и1 ТЗЗн
*1к лин
*1к лин
Возбудитель Источник тока покоя усилителя мощности
Возбудитель Источник тока покоя усилителя мощности
НЧ-фильтр высших гармоник
НЧ-фильтр высших гармоник
Самозащита усилителя "1z=500m мощности при ухудшении КСВ j л
_Т9^
Самозащита усилителя "1z=500m мощности при ухудшении КСВ j л
_Т9^
!660g vb/^jJ
I Предвозбудитель
!660g vb/^jJ
I Предвозбудитель
Оконечный каскад (усилитель мощности)
Оконечный каскад (усилитель мощности)
Т 3, 4 - MRF 977
Т 3, 4 - MRF 977
Рис. 2.69 Схема коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности.
Рис. 2.69 Схема коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности.
7,5
7,5
из
7,5
7,5
из
0,1 мк
0,1 мк
33
33
Юмк
Юмк
330П
Т6=2 N 3904
330П
Т6=2 N 3904
+ 46,6 ДБМ
=75 ВТ РЕР
Z=50 ОМ
+ 46,6 ДБМ
=75 ВТ РЕР
Z=50 ОМ
Царс
Царс
Порог автоматичес- кого управления " мощности т А 1с0 2х 50МА
Порог автоматичес- кого управления " мощности т А 1с0 2х 50МА
0,22 мк Hfd ЗЗН=
0,22 мк Hfd ЗЗН=
MRF 476 Т2
MRF 476 Т2
4,7MKi Hfd
4,7MKi Hfd
2 N 2219 А °^-Т5
2 N 2219 А °^-Т5
*■-*^2 х 1N 4001
*■-*^2 х 1N 4001
Широкополосный усилитель мощности на 300 Вт для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц
Линейная схема, приведенная на рис. 2.70, представляет весь тракт усиления, раскачка которого выполняется усилителем на монолитной интегральной схеме (например, SL640C). Высококачественные комплементарные каскады работают в режиме А или АВ: такая структура встречается довольно редко.
Указанная ВЧ-мощность допустима при CW-режиме с непрерывной генерацией. Чтобы избежать перегрева, необходимо снабдить усилитель принудительным охлаждением.
Широкополосный возбудитель с IPi3 = + 22 дБм для частотного диапазона 1-200 МГц
Широкополосная линейная схема с активной отрицательной обратной связью (R-типа), представленная на рис. 2.71, из-за своей широкополосности подходит для измерительных целей. Если рассеиваемая мощность транзистора превышает 1,5 Вт, необходимо обеспечить теплоотвод.
Усилитель такого типа электрически стабилен и имеет низкие входные и выходные значения KCB(s).
Малошумящий усилитель с G = 22 дБ для частотного диапазона 1-300 МГц
Схема усилителя, представленная на рис. 2.72 дБ несложная, и следовательно, в данном случае не требуется специальной сборки. По возможности, однако, следует использовать короткие соединительные провода. На рис. 2.73 представлена частотная зависимость коэффициента передачи Gp и коэффициента шума F усилителя. Транзистор BFT66 менее шумящий, чем BFT67; с BFT66 по коэффициенту шума сравнимы BFT97 и MRF904.
Такой усилитель подходит для дальнего приема в относительно малошумящем частотном диапазоне > 50 МГц. При использовании высокоэффективных направленных антенн рекомендуется их непосредственно соединять без избирательных цепей. Усилитель должен работать на нагрузку 50 Ом; его выходное сопротивление относительно высокоомно. Оптимальная пороговая чувствительность и динамический диапазон сигналов при каскадировании определяются:
частотно-избирательной направленной антенной;
коротким ВЧ-кабелем;
вышеуказанным усилителем;
ВЧ-фильтрацией в соответствии с требованиями ослабления сигналов промежуточной и зеркальной частот;
использованием в качестве нагрузки фильтра усилителя на полевых транзисторах с n-каналом (либо КМОП) по схеме с общим затвором с 50-омным входным сопротивлением с Gp = 2-3 дБ;
кольцевым смесителем среднего уровня.
Высокую чувствительность получают при использовании фильтрации между усилителем на полевых транзисторах и кольцевым смесителем.
Указанные схемы при работе в условиях реального внешнего шума являются абсолютно оптимальными. Только в случае космической связи выгоднее использовать усилители с полевыми транзисторами из арсенида галлия.
1,6- 30,0 МГц Pl -ЮдБм = 0,1 мВт 2 = 50 Ом
Предвозбудитель
Предусилитель
10
5£9 3
МР 2=50 Ом
47
2 N 5991 T9
_ 7
8 МС1723 G
0,1мк аТ *40мА
100мк Hfd
1н
ззо
0,68мк
15
Hfd
ТЗ
330
0,1 мк
22
0,1 мк
560—]
680 I 0,1 мк
,22
' 10,1 мк
6,8 0,1 мк
220
6,8
Hfd
^0 7О-8ОмА^Н
Т2,4-MRF433
ТЗ, 5-MRF432
Возбудитель
6,8мк Hfd
220
6,8мк
L*- среррокскуб VK200 20/4 В
Источник тока покоя
PA-L
1н Т18к
Тепловое [ соединение усилителем мощности
4-27,5 В
ЮОмк
1мк
Юмк Hfd
ро
+ 54,8 ДБм =ЗООВГРЕР Z=50 0m
^
Юмк } Hfd I
lMt U3 ЮОп
1мк
Тб, 7-MRF422
ГА |
5,6 н
1мк
Тб
U6
U5
680п
1мк__
|3,9
Ъ^н
Термодатчик усилителя мощности
Оконечный каскад (усилитель мощности)
47°МК 2 N 5191 ТВ U4
3,3
3,3
Глава 2Глава 2
Глава 2
Глава 2
Рис. 2.70. Схема коротковолнового широкополосного тракта передачи мощности.
Рис. 2.71. Схема широкополосного возбудителя.Рис. 2.71. Схема широкополосного возбудителя.
Рис. 2.71. Схема широкополосного возбудителя.
Рис. 2.71. Схема широкополосного возбудителя.
f« 1-200 МГц
Gp= 9 дБ IPi3= + 22 дБм КР^ + 13дБм Г»13дБ (BFR 94)
T-BFR94 или MRF511
D-1N4151 или подобный
L1, 2=6вит,11мм CuL, на FT-37-72
Ь3=4вит., 0,8мм CuL, 5мм ф, 5мм длина
BFT 66
BFT 67
60н22н
Рис. 2.72. Схема усилителя ВЧ/ОВЧ.
Рис. 2.73. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и коэффициента шума F для схемы на рис. 2.72.
50 Ом50 ОмВкл. + 13,6 ВВкл. + 13,6 ВУсилитель АУсилитель АУсилитель ВУсилитель В
50 Ом
50 Ом
Вкл. + 13,6 В
Вкл. + 13,6 В
Усилитель А
Усилитель А
Усилитель В
Усилитель В
Двунаправленный усилитель с G = 20 дБ для частотного диапазона 1-150 МГц
Схема усилителя с резистивной отрицательной обратной связью R-типа, показанная на рис. 2.74, работает с электронным переключением направления сигнала, которое реализуется при подаче рабочего напряжения на соответствующий транзистор. Такой режим работы характеризуется высокой надежностью.
Подобные системы используются в трактах высокой и промежуточной частот американских военных трансиверов, частично как модульные звенья в тонкопленочной технологии.
Усилитель с Gp = 10 дБ для частотного диапазона 30-900 МГц
Схема, показанная на рис. 2.75, используется прежде всего при измерениях. Неравномерность Gp составляет менее — 0,5 дБ в диапазоне до ~ 800 МГц. Для правильной настройки с помощью триммера необходим анализатор спектра.
Рис. 2.74. Схема, рабочие характеристики и параметры двунаправленного усилителя для диапазона СЧ-ОВЧ.
0,1 мк1,1 к
Рис. 2.75. Схема и рабочие характеристики усилителя ОВЧ/УВЧ.
82
]0,1мк
0,1 мк
Гз-10п
1с^10мА
3,3мк* Hfd I
3,3мк!| Hfd I
3,6к| Ю-ЮОп .
50 0м* ™|
BFW 92+500м
1
+24 В
f=30-900МГц
Ср=10дБ 1Р;з=+4 дБм KPL= -1 дБм Р«5дБ/600 МГц
Малошумящий усилитель с G = 19 дБ для частотного диапазона 25-1000 МГц
Этот усилитель с резистивной отрицательной обратной связью (R-типа), представленный на рис. 2.76, предназначен в первую очередь для измерений. На рис. 2.77 показана зависимость Gp и F усилителя от частоты.
Собрать такую высокочастотную многоступенчатую широкополосную структуру сложно. Все элементы R, С безвыводные; при монтаже следует использовать максимально короткие соединительные проводники.
Малошумящий усилитель с G = 10 дБ для частотного диапазона 1-1400 МГц
На рис. 2.78 показаны схема и справочные данные этого более чем десятиоктавного усилителя с отрицательной обратной связью (R-типа).
На рис. 2.79 показаны зависимость коэффициента передачи Gp, а также КСВ по входу и выходу от частоты.
500м —
о
+12 В
Рис. 2.76. Схема усилителя ОВЧ/УВЧ.
Рис. 2.77. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и коэффициента шума F для схемы на рис. 2.76.
R4 + 15 8
% 16 мА
01* 6,8н Нр- Ви
Сб1
R2 4,3к Z1
200
СЗ*
Z2 R1 Z3
1С2* Тб,8н
6,8hBi>
R3
2,1 пТ 680
R5*
15
|R6* 115
f= 1-1400 МГц 0р=10дБ 1Р^З=+7дБм
^1—5Zo=500m KF\=-8a6m ОГ~СпС/1 ГП
Р«5дБ/1 ГГц
T=MRF 901 или 2 N 6603
С*Р*-безвыводные Вц-гнезда SMA
С4*5,6п 05*5,бп 1
Рис. 2.78. Схема и рабочие характеристики усилителя для диапазона СЧ-УВЧ.
На рис. 2.80 представлен фотошаблон печатной платы со стороны деталей. Используется тефлон толщиной 1,5 мм, армированный стекловолокном, с двусторонним медным покрытием, толщина которого 35 мкм.
На рис. 2.81 приведена монтажная схема. Отверстия для конструктивных элементов необязательны, необходимо только хорошо пропаять покрытие в местах соединения при сборке схемы.
Центральные проводники коаксиальных разъемов SMA-типа следует соединить непосредственно с соответствующим входом/выходом на плате, корпуса разъемов соединяются также непосредственно с земляной шиной печатной платы у входа/выхода. Промежуточные соединения с помощью коаксиального кабеля недопустимы.
Сделать такую схему даже при наличии фотошаблона печатной платы и монтажной схемы сложно. Подобные усилители помещаются в герметичный экранирующий корпус; они пригодны для высококачественных измерительных работ. Можно также использовать каскадное соединение этих усилителей.
Напряжение питания подается через проходной УКВ фильтр. В случае каскадирования нескольких устройств для равязки по питанию в точки питания каскадов рекомендуется устанавливать конденсаторы емкостью 0,1 мкФ и располагать их ближе к корпусу транзистора.
Рис. 2.79. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и КСВ по входу (Sj) и выходу (so).Рис. 2.79. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и КСВ по входу (Sj) и выходу (so).
Рис. 2.79. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и КСВ по входу (Sj) и выходу (so).
Рис. 2.79. Зависимость от частоты коэффициента усиления по мощности Gp и КСВ по входу (Sj) и выходу (so).
Рис. 2.80. Фотошаблон печатной платы схемы, изображенной на рис. 2.78.
Рис. 2.81. Монтажная схема к рис. 2.80.
Сверхмалошумящий усилитель ОВЧ/УВЧ на канальных полевых транзисторах из арсенида галлия
Схема с элементами Шотки в диапазоне до 1 ГГц обеспечивает коэффициент шума ~ 0,4-0,8 дБ при усилении мощности от 20 до 25 дБ. Мощности IPi3 и KPj равны 5 и 16 дБм, что при связи вне пределов земли с использованием направленных антенн не играет существенной роли, как может показаться сначала.
На рис. 2.82 представлена первая схема, включающая собственно усилитель на канальном полевом транзисторе из арсенида галлия (Т1) и активный согласующий
f 144 —148 МГц, СР~24дБ, Р0,4-0,5дБ, [Р^-БдБм, КР,-16дБм
Рис. 2.82. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе из арсенида галлия для ОВЧ-диапазона.
С1-СЗ
F
LI, L2
L3
R1
R2
Т1
Т2
2-13 пФ, подстроечный конденсатор с воздушным диэлектриком Ферритовые бусинки
5 вит., 1 мм CuAg, внутренний 0 12 мм, длина 12 мм
4 вит., 1 мм CuAg, внутренний 0 12 мм, длина 12 мм
Подбирается для 1D « 10 мА
Подбирается для ID « 25 мА
CFY 13 или подобные (например, типа MFG 1200 или MFG 1400) 2N 4856А, Р 8002, U 310 или подобные
Таблица 2.9. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.82
Элемент схемы
Характеристики
каскад (Т2). Эта схема, предназначенная для 2-метрового любительского диапазона, может настраиваться в диапазоне 100-200 МГц. В табл. 2.9 даны характеристики основных элементов схемы.
В усилителях такого типа устойчивость обычно обеспечивается при относительно узкополосных антеннах и при широкополосной резистивной номинальной нагрузке (+ 30%, определяется Т2). При этом входное/выходное полное сопротивление транзисторов из арсенида галлия оказывается относительно высоким, > 1 кОм, что исключает непосредственное каскадирование таких усилителей без согласующих каскадов, так как это привело бы к самовозбуждению, а при определенных условиях к «выгоранию» высокочувствительных транзисторов.
При установке схемы, приведенной на рис. 2.82, перед приемником с F = 5 дБ коэффициент шума системы снижается до 0,6-0,7 дБ; минимальный уровень шума в полосе 500 Гц понижается с — 142 до — 146,3 дБм.
Схема следующего усилителя на канальном полевом транзисторе из арсенида галлия и согласующего каскада представлена на рис. 2.83. Схема, предназначенная для любительского 70-см диапазона, может настраиваться в частотном диапазоне 380-480 МГц. Характеристики элементов схемы даны в табл. 2.10.
При установке этой схемы перед приемником с F = 5 дБ коэффициент шума системы снижается до 1 дБ; минимальный уровень шума в полосе 500 Гц понижается с — 142 до — 146 дБм.
f 450-440 МГц z GP^21 дБ, Р0,7-0/9дБ, IPi3-6дБм, КР; —16дБм
Рис. 2.83. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе из арсенида галлия для УВЧ-диапазона.
С1-С5
0,1-4,0 пФ, подстроечный конденсатор с воздушным диэлектриком
L1-L3
1 мм CuAg, длина выпрямленного проводника 22 мм
R1
Подбирается для ID « 10 мА
R2
Подбирается для ID « 25 мА
Т1
CFY 13 или подобные (например, типа MFG 1200 или MFG 1400)
Т2
2N4856 А, Р8002, U310 или подобный
Таблица 2.10. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.83
Элемент схемы
Характеристики
Для работы с такими схемами, в частности с арсенид-галлиевым канальным полевым транзистором, необходимы некоторый, по крайней мере полупрофессиональный, опыт работы с высокочастотной техникой и наличие соответствующих измерительных приборов. При таких условиях, например с помощью специально подобранных элементов, можно снизить минимальный уровень шума еще на 0,1-0,2 дБ.
Внимание! При применении арсенид-таллиевого канального полевого транзистора не следует использовать кабельные соединения усилителя с антенной, кратные нечетному количеству 1/4 длины волны, так как вследствие внутренних рассогласований произойдут нежелательные изменения полного сопротивления, в результате увеличатся собственные шумы, уменьшится или увеличится усиление, усилится также электрическая нестабильность вплоть до самовозбуждения. По возможности выбирают точно Х/2 или кратную 1/2 длины волны или соединяют непосредственно антенну и усилитель. Поэтому рекомендуется использовать узкополосные антенны.
Малошумящий усилитель на канальном полевом транзисторе для частотного диапазона 14-30 МГц
Эта схема на рис. 2.84 состоит из переключаемого звена ВЧ-аттенюатора, интегрального полосового фильтра и собственно усилителя, а также некоторых частотно-зависимых конструктивных элементов, характеристики которых даны в табл. 2.11.
Для выделения высокой частоты можно использовать другие схемы, приведенные в этой книге.
ВЧ-аттенюатор 0/20 дБВЧ-аттенюатор 0/20 дБВЧ-филыр ВР-Т ВЧ-усилительАр+А^^ЗдБСР5дБВЧ-филыр ВР-Т ВЧ-усилительАр+А^^ЗдБСР5дБРис. 2.84. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе для ВЧ-диапазона.Рис. 2.84. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе для ВЧ-диапазона.
ВЧ-аттенюатор 0/20 дБ
ВЧ-аттенюатор 0/20 дБ
ВЧ-филыр ВР-Т ВЧ-усилитель
Ар+А^^ЗдБСР5дБ
ВЧ-филыр ВР-Т ВЧ-усилитель
Ар+А^^ЗдБСР5дБ
Рис. 2.84. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе для ВЧ-диапазона.
Рис. 2.84. Схема и рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе для ВЧ-диапазона.
Таблица 2.11. Рабочие характеристики усилителя на канальном полевом транзисторе для ВЧ-диапазона
Диапазон*, МГц
г„,, МГц
L1-L3, мкГн
Сердечник, обмотка
С1,С4 пФ
СЗ пФ
С2,СЗ пФ
21,0-30,0 (20,52-30,98)
25,211
1,024
Т-50-6
16 вит., 0,5 мм CuL
12
2-45
2-45
14,0-21,5 (13,65-21,91)
17,294
1,296
Т-50-6
18 вит., 0,5 мм CuL
2-45
2-45
39
L4
Т
0
Широкополосный дроссель, например Siemens B82114-R-A3
2N4856A, Р8002, U 310
8 + 2 витка, 0,5 мм CuL, бифилярная скрутка проводов, на тороидальном сердечнике
FT-37-72
* Значения без скобок-рабочие диапазоны, значения в скобках-граничные частоты настройки (fcl, fc2).
Возможные частотные диапазоны 14,0-21,5 МГц и 21-30 МГц точно соответствуют диапазонам усилителя мощности QPR-PA в соответствии с разд. 2.8.12.
Оптимальные ВЧ-селекторы для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц
Приемники, рассматриваемые в данной книге, обладают вполне достаточной избирательностью по ВЧ, однако на них могут воздействовать помехи от мощных передатчиков, расположенных по соседству, на борту судов и самолетов и/или вблизи широкополосной антенны высокой эффективности, например типа T2FD или логопериодической. Нежелательные помехи можно устранить только с помощью дополнительных ВЧ-фильтров.
Часто встречающийся в профессиональной практике пример представлен на рис. 2.85. Это одноконтурная Т-образная схема, выделяющая 3 поддиапазона в диапазоне 1,5-30,0 МГц, состоящая из звеньев C/C/L, которые соединены между собой со сторон L. Для настройки частоты используются два переменных конденсатора. Так как от величины последних зависят соотношения Zu, Вр, Аь эффективность работы схемы зависит от настройки. Приведенные в блок-схеме интервалы Aj и Вр определяются пределами регулировки fMHH-fMaKc- Таким образом, получают наименьшее Вр пру fMHH и наименьшее А; при Гмякс.
39п -Z=500m39п -Z=500mZ=50 ОмZ=50 Ом1,5-4,0 МГц1,5-4,0 МГц2x15 — 515 п2x15 — 515 пЦифровое управление фильтромЦифровое управление фильтромРеле, привод и шаговый двигательРеле, привод и шаговый двигатель4 —11МГц124 —11МГц1211 - 30МГцL311 - 30МГцL3J А; 5 — 0,7 дБ; ВР 0,14-1,6МГц, 13 = 0,912 мк,Шит. 1мм CuL,I на тороидальном■ сердечнике Т-80-6J А; 5 — 0,7 дБ; ВР 0,14-1,6МГц, 13 = 0,912 мк,Шит. 1мм CuL,I на тороидальном■ сердечнике Т-80-6I А, 12-4 дБ; ВР 0,09-0,65 МГц . L2 = 6,88mk, 39вит. 0,63мм CuL, |на тороидальном сердечнике Т-80-6I А, 12-4 дБ; ВР 0,09-0,65 МГц . L2 = 6,88mk, 39вит. 0,63мм CuL, |на тороидальном сердечнике Т-80-6Рис. 2.85. Схема и рабочие характеристики ВЧ-фильтра.Рис. 2.85. Схема и рабочие характеристики ВЧ-фильтра.Переключение и регулировкаПереключение и регулировка|А;14—ЗдБ; ВР 0,018—0,12 МГц, 11= 46,6 мк, 92вит. 0,32 мм CuL, на тороидальном
39п -Z=500m
39п -Z=500m
Z=50 Ом
Z=50 Ом
1,5-4,0 МГц
1,5-4,0 МГц
2x15 — 515 п
2x15 — 515 п
Цифровое управление фильтром
Цифровое управление фильтром
Реле, привод и шаговый двигатель
Реле, привод и шаговый двигатель
4 —11МГц
12
4 —11МГц
12
11 - 30МГц
L3
11 - 30МГц
L3
J А; 5 — 0,7 дБ; ВР 0,14-1,6МГц, 13 = 0,912 мк,Шит. 1мм CuL,
I на тороидальном
■ сердечнике Т-80-6
J А; 5 — 0,7 дБ; ВР 0,14-1,6МГц, 13 = 0,912 мк,Шит. 1мм CuL,
I на тороидальном
■ сердечнике Т-80-6
I А, 12-4 дБ; ВР 0,09-0,65 МГц . L2 = 6,88mk, 39вит. 0,63мм CuL, |на тороидальном сердечнике Т-80-6
I А, 12-4 дБ; ВР 0,09-0,65 МГц . L2 = 6,88mk, 39вит. 0,63мм CuL, |на тороидальном сердечнике Т-80-6
Рис. 2.85. Схема и рабочие характеристики ВЧ-фильтра.
Рис. 2.85. Схема и рабочие характеристики ВЧ-фильтра.
Переключение и регулировка
Переключение и регулировка
j сердечнике Т-80-2
Соединение смеситель/фильтр промежуточной частоты с малыми отражениями
На рис. 2.86 представлена пассивная схема этого соединения на промежуточной частоте 40 МГц. Она выполняет функцию смешивания оптимально с точки зрения интермодуляционных искажений.
Принцип работы: генерируемая смесителем промежуточная частота сначала попадает в полосно-пропускающий диплексер, который фильтрует нежелательную составляющую fz = fh ± fu. Гибридный соединитель U разделяет полезный сигнал на два равных,
^=40МГц^=40МГц—О*100 Ом1△ Ф=90°40^6 МГц—О*100 Ом1△ Ф=90°40^6 МГцт*100 Омт*100 ОмГибридный ответвитель ФазовыйДиплексер (синфазный)корректор
^=40МГц
^=40МГц
—О
*100 Ом
1
△ Ф=90°
40^6 МГц
—О
*100 Ом
1
△ Ф=90°
40^6 МГц
т
*100 Ом
т
*100 Ом
Направление работы ^
Рис. 2.86. Схема гибридного соединения: смеситель-ПЧ-фильтр.
фазы которых относительно входа U повернуты на 180°. Эти сигналы поступают в фазовый фильтр, который поворачивает один сигнал по фазе на —45°, другой-на 4- 45°; разница фаз сигналов на выходах фазового фильтра составляет 90°. На выходах схемы с сопротивлением 100 Ом устанавливается кварцевый фильтр, осуществляющий избирательность по соседнему каналу. Сигналы вне полосы пропускания обычно отражаются из-за рассогласований, присущих полосно-пропускающим фильтрам вне полосы, и проходят через фазовые фильтры в обратном направлении, при этом получается сдвиг фаз — 45° или + 45°, а разность фаз составляет 180°, и таким образом сигналы рассеиваются на балластном сопротивлении RB. Смеситель вследствие этого «чувствует» даже при ненагруженных входах фильтра (как нарисовано) нагрузку 50 Ом.
На выходах фильтра оба полезных сигнала промежуточной частоты, сдвинутые по фазе на 90°, объединяются снова с помощью селективного 90°-гибридного ответвителя.
В качестве фильтров используются в таких случаях двухполюсные структуры. Их Вр определяется максимальным значением, необходимым для подавления соседнего канала. Важно иметь одинаковый фазовый сдвиг в тракте двух разделенных сигналов.
Соединения данного типа, установленные за входным ВЧ-фильтром приемника с Aj % 1 дБ и пассивным смесителем с А, ^ 6 дБ, при наличии фильтра с затуханием ~ 1 дБ и последующего усилителя с F ^ 2 дБ позволяют получить общий коэффициент шума 10-12 дБ. При отличных остальных параметрах системы такого рода функционально оптимальны как с ВЧ-усилителем, так и без него.
Двунаправленный селективный усилитель промежуточной частоты 9 МГц
Схема усилителя приведена на рис. 2.87. Его G % 0 дБ, т. е. усиление по мощности с помощью транзистора компенсируется затуханием А; фильтра. Коэффициент шума равен 2 дБ.
СмесительZ = 500mСмесительZ = 500mДиплексерТрансформаторZ
СмесительZ = 500m
СмесительZ = 500m
4,5—70п 22MKHfd 5,1м к
ПН-усилитель BF246 B 7Z = 50 0m " 7П\—.Г Г"1™ /10нПН-усилитель BF246 B 7Z = 50 0m " 7П\—.Г Г"1™ /10нПА 15°Л51 и9МГцПА 15°Л51 и9МГцRXRXRXRX0,411 • МК I0,411 • МК I3903903303306-110 п6-110 пRXRX+13,6 ВТХ/Р)Г+13,6 ВТХ/Р)ГRL2RL2Ф47нФ47н1N4151Юн1N4151ЮнКнопка I 1 "(нажать |для переговоров;Кнопка I 1 "(нажать |для переговоров;25мА|25мА|U2U2вх.вх.RXRX IXRXRX IXПЧ-фильтрПЧ-фильтрKYGKYGвых.вых.U1U1ЮнЮнU1,2 : Zj=1:9; RL 1,2-релеU1,2 : Zj=1:9; RL 1,2-реле: z=soom: z=soom1,66м_кг+ IX | )И Н“"“|
ПН-усилитель BF246 B 7
Z = 50 0m " 7П\—.Г Г"1™ /10н
ПН-усилитель BF246 B 7
Z = 50 0m " 7П\—.Г Г"1™ /10н
ПА 15°Л
51 и9МГц
ПА 15°Л
51 и9МГц
RX
RX
RX
RX
0,411 • МК I
0,411 • МК I
390
390
330
330
6-110 п
6-110 п
RX
RX
+13,6 В
ТХ/Р)Г
+13,6 В
ТХ/Р)Г
RL2
RL2
Ф47н
Ф47н
1N4151
Юн
1N4151
Юн
Кнопка I 1 "
(нажать |
для переговоров;
Кнопка I 1 "
(нажать |
для переговоров;
25мА|
25мА|
U2
U2
вх.
вх.
RX
RX IX
RX
RX IX
ПЧ-фильтр
ПЧ-фильтр
KYG
KYG
вых.
вых.
U1
U1
Юн
Юн
U1,2 : Zj=1:9; RL 1,2-реле
U1,2 : Zj=1:9; RL 1,2-реле
: z=soom
: z=soom
Рис. 2.87. Схема двунаправленного П Ч-усилителя.
Переключение приемник/передатчик происходит с помощью реле; это следует учитывать при создании других устройств переключения.
Тракт промежуточной частоты 41 МГц с подавлением импульсной помехи
Схема состоит из тракта (информационного) сигнала от смесителя до выхода фильтра, который обеспечивает избирательность по соседнему каналу, а также из устройства подавления импульсной помехи.
На рис. 2.88 показан вход этой схемы. Непосредственно перед задерживающим звеном снимается сигнал, необходимый для управления подавлением (точка С). Временная зедержка сигнала (относительно сигнала управления) обеспечивается кварцевым фильтром, так что при появлении (см. рис. 2.89) импульса помехи вырабатываются запирающие импульсы для коммутатора, прежде чем полезный сигнал поступит на вход. На рис. 2.90 показан выход этой схемы.
На рис. 2.91 представлены усилитель с АРУ и детектор управляющих сигналов, а на рис. 2.92-генератор включающих импульсов и электронный переключатель полярности для коммутатора. При отсутствии импульса помехи усилитель с АРУ регулируется в зависимости от величины полезного сигнала от демодулятора приемника и импульсный детектор (ограничитель) работает ниже своего порога. Если появляется паразитный импульс, то из-за относительно очень большой величины сигнала в точке «С» срабатывает детектор, а через последующий преобразователь уровня запускается одновибратор. Таким образом, сигналы в точках переключения «D» и «Е» меняют уровень (при нормальном состоянии H/L на L/H)1^ в результате запираются последовательно включенные диоды коммутатора и открываются внутренние диоды (см. рис. 2.89). Одновременно в точке «I» появляется высокий уровень Н, прошедший через инвертор с выхода Q1 одновибратора, что приводит к отмене действия АРУ (напряжения UAGC) двух ИС SL 611С. По истечении длительности импульса одновибратора и возвращении выходов «D» и «Е» снова на уровни H/L точка «I» также возвращается на низкий уровень L, запирающее напряжение (~ 5В) относительно быстро снимается с ИС, а усилитель сигналов управления снова может управляться напряжением в зависимости от уровня полезного сигнала UAGC.
Разработка таких устройств-трудоемкий процесс. Отличные характеристики можно получить только с учетом всего тракта сигнала от гнезда антенны до демодулятора и с учетом тракта АРУ. При таком условии схему можно полностью автоматизировать, т.е. чувствительность и длительность подавления паразитных импульсов будут саморегулироваться даже при эхо-импульсах, например в радиолокации. Используемый коммутатор на частотах до 50 МГц подавляет статическую импульсную помеху на ^ 80 дБ, а динамическую на ^ 60 дБ; это-важный критерий, поэтому исключается использование простых схем.
Следует добавить, что описанный здесь тракт сигнала имеет ослабление сигналов на входе ^ 8 дБ (ВЧ-фильтр, пассивный кольцевой смеситель очень высокого уровня), но с помощью схем, представленных на рис. 2.88-2.90, получает усиление по мощности 12 дБ и со стороны выхода тракт имеет F ^ 9 дБ. В результате приемник обладает следующими характеристиками: 1Р3 + 30 дБм (измерено в интервале > 30 кГц от установленной частоты) и F ^ 12 дБ.
n Н (high)-высокий уровень; L (low)-низкий уровень.-Прим, перев.
2-й предусилитель ПЧMRF9652-й предусилитель ПЧMRF965Звено задержки1=^140 мксЗвено задержки1=^140 мкс1,5н1,5нZ=50OmZ=50OmZ=50 ОмZ=50 Ом4-х полюсный4-х полюсный,5н,5нZ=50OmZ=50Om2,2 мк2,2 мкРис. 2.88. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае вход с звеном задержки).Рис. 2.88. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае вход с звеном задержки).От смесителяОт смесителя+ 18В—*- В (стабил.)+ 18В—*- В (стабил.)<* кварцевый фильтр<* кварцевый фильтрч Запирающий сигнал процессорач Запирающий сигнал процессора
2-й предусилитель ПЧMRF965
2-й предусилитель ПЧMRF965
Звено задержки1=^140 мкс
Звено задержки1=^140 мкс
1,5н
1,5н
Z=50Om
Z=50Om
Z=50 Ом
Z=50 Ом
4-х полюсный
4-х полюсный
,5н
,5н
Z=50Om
Z=50Om
2,2 мк
2,2 мк
Рис. 2.88. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае вход с звеном задержки).
Рис. 2.88. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае вход с звеном задержки).
От смесителя
От смесителя
+ 18В
—*- В (стабил.)
+ 18В
—*- В (стабил.)
<* кварцевый фильтр
<* кварцевый фильтр
ч Запирающий сигнал процессора
ч Запирающий сигнал процессора
ПЧ-диплексер 1-й предусилитель ПЧ п„10-60п MRF904
ОУМК <
Коммутатор
4-й предусилитель ПЧMRF 965
В *
530
1,2 к
=^1,5н
Запирающий сигнал процессора
Рис. 2.89. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае средняя часть с коммутатором).
Z=50Om 1,5н
2,2 4 мк а Hfdil
5-й предусилитель ПЧ MRF904
Z=50Om 8X1N6263 Z=50Om 1,5 н
82 И
■L 550|
1,5н Z=500m
2 •
т1,5н
2,2MKHfd
2,2! МК| •Hfdil
+ 18В - (стабил.)
Глава 2
1.5н
Z=500m
-^-50 Ом
15н
15н
15н
DSB
2,2 мк Hfd
47 м к.
Цифровые данные ВР — 600Гц
2,2' н । Hfdd
5-й предусилитель MFR904
LSB
1,5 н
Оми
—|— 15 н
+18 В
(стабил.)
Запирающий сигнал процессора Н
Избирательность по соседнему каналу, 8 полюсные кварцевые фильтры fm=41 МГц
550 Н
Рис. 2.90. Схема тракта промежуточной частоты (в данном случае выход с избирательностью по соседнему каналу).
Вр+|300-2700|гц
ВР±2700 Гц
1,8к
15нх 8 1N 4005X4
К тракту автоматической регулировки усиления Ri 50 Ом
-О
15н
Генератор несущей частоты для частотного диапазона 1-30 МГц
Схема генератора представлена на рис. 2.93. Нижняя граница изменения частоты определяется частотной характеристикой трансформатора U, а верхняя-максимальной частотой основной гармоники используемого кварца. Три кварца переключаются с помощью вспомогательных диодов.
Для частот >15 МГц необходимо использовать транзисторы с более высокой предельной частотой fT, чем приведенные здесь (~ 300 мГц), например типа 2N5179 или BFX89 (fT « 1,8 ГГц).
Модем трансивера
Эта схема для сигналов с двумя боковыми полосами (DSB) и одной боковой полосой (SSB) представлена на рис. 2.94; она работает в частотном диапазоне 5-75 МГц. Уровень несущей передатчика минимизируется с помощью подстроечного резистора R; для частот ^ 12 МГц можно получить подавление порядка 60 дБ. Gu составляет ~ 3 дБ.
15н
560к
1,5н
Н
М
41 МГц 2-16п
Усилитель промежуточной частоты с АРУ
+ 18 В(стабил.)
5,9 к
5N201
220кП ^И У G1
8,2 п
220 к
Импульсный детектор
Преобразователь уровня
22ni
1,5 н
1,26мк
15н
2
SL611 С
6
1,5 н
Запирающий импульс
I
5 47 22п|—
SL611C
+ 6 В(стабил.)
78L06CG
2,2 мк Hfd
47мк
2N2907 А
22п Г™
SL611C
Порог триггера
7
3,3 к
12-5IB тРакта
2,2 к ЛИН
Uagc от сигнального
Управляющий сигнал триггера
К
Рис. 2.91. Часть схемы управления манипулятором с усилителем с АРУ и импульсным детектором.
г KOBifj
ККННРис. 2.92. Часть схемы управления манипулятором с генератором переключающего импульса и электронным переключателем полярности.Рис. 2.92. Часть схемы управления манипулятором с генератором переключающего импульса и электронным переключателем полярности.
К
К
Н
Н
Рис. 2.92. Часть схемы управления манипулятором с генератором переключающего импульса и электронным переключателем полярности.
Рис. 2.92. Часть схемы управления манипулятором с генератором переключающего импульса и электронным переключателем полярности.
Схемы подобного типа оптимальны по отношению стоимость/качество. Для интегральных схем MCI496 и TL442 по сравнению с SL641C (или SL1641C) необходим более сложный монтаж.
Задающий генератор частотного диапазона 5,0-5,5 МГц для коротковолновых любительских систем
Схема генератора показана на рис. 2.95. Диапазон регулировки обеспечивает перекрытие диапазонов 3,5 4,0 МГц и 14,0-14,5 МГц (80/20 м) при значении промежуточной частоты 9 МГц.
Биполярные ВЧ-транзисторы обеспечивают оптимальную электрическую стабильность (устойчивость) и низкий уровень шума; с учетом частотного диапазона используют элементы с fT ^ 250 МГц.
В данном случае мы имеем дело с «архаичной» настройкой с помощью конденсатора переменной емкости. Причина', при перекрытии частотного диапазона 1:1,1 по частоте и требуемом изменении емкости АС, пропорциональном Af2, что составляет
T1,2=2N2222A; IC1 = 7 8M08; D1~6= BA 282 или др.; 07 = 3,9 8/0,5 6?; С1-3 = 2-22пФ; Q1 —3 — параллельный резонанс, при ЗОпФ; Ц=2х20 витков, 0,2 мм СиL, параллельная намотка (виток к витку) на тороидальном сердечнике FT-37-72
Рис. 2.93. Схема генератора несущей частоты.
Глава 2
f 25-1000 МГц
GP19 дБ
IPi3 + 1дБм
KPj — 11дБм
F = 3,9 дБ/500 МГц
100 п Ф
Т1,2 = BFT 66 или
BFT 67
4=100п
100 п4=
47нФ
1
ЮОп
7
75 В=
Модулятор передатчика, работающий на полосах частот с подавлением несущей
ЮОмк Hfd
Минимизация уровня несущей
двух боковых]
Юк:
ЛИН.
+6В ТХ
0В RX
TX-Nf 530 к ^ЮОмВ .2,2 мк Rg^100Om 1Н|—^—
47mkJ ==47н
: ft, с с 3,5дБм )м
2
IC 2
3
750 П 4'5В~ •
47н
47мк
Рис. 2.94. Схема активного модема приемопередатчика.
0,1м к
f 1 -300 МГц
GP 22 дБ
IPi5 — 8,4 дБм
КР, -14,5дБм F = 1,3 дБ/150МГц
2,2 н^=
5 ч
+ 6BRX
0 В ТХ
TX/RX-Zf 5-12 МГц
Z—950 Ом
; RX-Nf 1мк
Детектор сигнала приемника IC1,2 = SL 641 С или SL 1647с
Генератор
3,8 мА
2,2к
1К47О
Буфер/Возбудитель
Т2 ^30 мА
680
0,1м к
+10дБм 7=50 Ом
+ 9В (стабил.)
Рис. 2.95. Схема регулируемого генератора для диапазона 5,0-5,5 МГц.
С1
С2
СЗ
С4
С5, С6
L1
5-65 пФ, конденсатор переменной емкости (см. текст)
10-60 пФ, керамический подстроечный конденсатор
120 пФ, керамический, ТКЕ отрицательный (стирофлекс KS)
220 пФ, керамический, TKENP (многослойный COG)
470 пФ, керамический, TKENP (многослойный COG)
3 мкГн 8 вит., 0,5 мм CuL, на чашеобразном сердечнике 14 х 8 мм, AL = 40 нГн (например, Siemens К1)
L2-L4
Tl, Т2 и
68 мкГн, миниатюрный высокочастотный дроссель
BFR 91 A, MRF 911 или MRF 914
3 + 8 + 7 вит., 0,16 мм CuL, трифилярная/бифилярная намотка (скрученными проводами) на тороидальном сердечнике FT-23-72
Таблица 2.12. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.95
Элемент схемы
Характеристики
примерно 1:1,21, учитывая, что эффективная емкость цепи достаточно высока (~ 300 пФ), использование в качестве элементов настройки варикапов вследствие их малой собственной добротности нежелательно, кроме того, это приведет к низкой стабильности частоты и неудовлетворительным свойствам с точки зрения фазового шума. Как приемлемый вариант можно использовать магнитоуправляемую индуктивность, но это довольно дорого.
В качестве буфера/возбудителя используется структура с реактивной отрицательной обратной связью В-типа в соответствии с разд. 1.6, отличающаяся высокой развязкой между входами и большим динамическим диапазоном.
В табл. 2.12 представлены основные элементы схемы и их характеристики.
Высокостабильный кварцевый генератор для частотного диапазона 180 МГц
Схема генератора, представленная на рис. 2.96, используется прежде всего в измерительных устройствах с высокими требованиями к стабильности частоты и внутреннего сопротивления.
Стабильность частоты зависит практически только от соответствующего параметра колебательного контура. Контур рассеивает мощность 1 мкВт, так что исключается смещение частоты, вызываемое самонагреванием. Конденсатор Со, присоединенный к выводу 3 интегральной схемы генератора, препятствует возбуждению высших гармоник, кроме основной гармоники кварца (^30 МГц); реактивное сопротивление Со на частоте паразитных колебаний должно составлять ~ 50 Ом. В режиме работы на высших гармониках можно использовать гармонику только 3-го порядка. Стабилизация напряжения сигнала обеспечивается внутри интегральной схемы с помощью АРУ независимо от добротности кварца и способа возбуждения.
На выходе возбудителя-омический аттенюатор, обеспечивающий частотно-независимое выходное сопротивление 50 Ом. В данном случае используются металлопленочные элементы с допустимой мощностью рассеяния 0,5 Вт и по возможности наиболее короткие монтажные соединения.
Фазовый шум Aj составляет в среднем 100 дБс/Гц в режиме работы на основной или высшей гармонике при отстройке от частоты на 10 кГц, что явно недостаточно в некоторых случаях.
ВозбудительВозбудитель3939Контроль вил.Контроль вил.510147н510147нBFR96 ~26мАBFR96 ~26мАU:2x9 витков, 0,25мм CuL, параллельная намотка (Zw~1000m) на тороидальном сердечнике FT— 23—72U:2x9 витков, 0,25мм CuL, параллельная намотка (Zw~1000m) на тороидальном сердечнике FT— 23—7210мк+ _ 16В10мк+ _ 16ВUp 15В75мАUp 15В75мА1-80МГЦ Z = 5QOmОдБм 0,63 vss1-80МГЦ Z = 5QOmОдБм 0,63 vssКварцевый генератор 470п СоКварцевый генератор 470п СоНН См.текстНН См.текстРис. 2.96. Схема высокостабильного кварцевого генератора.Рис. 2.96. Схема высокостабильного кварцевого генератора.О(последовательный резонанс) 1-80 МГцЛКО(последовательный резонанс) 1-80 МГцЛККонтакт заземленияКонтакт заземленияSL1680CSL1680C0,226]0,226]0,22 мк0,22 мк1к1к510510МК 1г /МК 1г /20мА20мА10мк+1_16В Т10мк+1_16В Т0,22 МК0,22 МК0,22 м к0,22 м к
Возбудитель
Возбудитель
39
39
Контроль вил.
Контроль вил.
5101
47н
5101
47н
BFR96 ~26мА
BFR96 ~26мА
U:2x9 витков, 0,25мм CuL, параллельная намотка (Zw~1000m) на тороидальном сердечнике FT— 23—72
U:2x9 витков, 0,25мм CuL, параллельная намотка (Zw~1000m) на тороидальном сердечнике FT— 23—72
10мк+ _ 16В
10мк+ _ 16В
Up 15В
75мА
Up 15В
75мА
1-80МГЦ Z = 5QOm
ОдБм 0,63 vss
1-80МГЦ Z = 5QOm
ОдБм 0,63 vss
Кварцевый генератор 470п Со
Кварцевый генератор 470п Со
НН См.текст
НН См.текст
Рис. 2.96. Схема высокостабильного кварцевого генератора.
Рис. 2.96. Схема высокостабильного кварцевого генератора.
О(последовательный резонанс) 1-80 МГц
ЛК
О(последовательный резонанс) 1-80 МГц
ЛК
Контакт заземления
Контакт заземления
SL1680C
SL1680C
0,226]
0,226]
0,22 мк
0,22 мк
1к
1к
510
510
МК 1г /
МК 1г /
20мА
20мА
10мк+1_
16В Т
10мк+1_
16В Т
0,22 МК
0,22 МК
0,22 м к
0,22 м к
Полосовой фильтр на L-, С-элементах для сигнала с одной боковой полосой SSB и для CW-режима при промежуточной частоте 30 кГц
В KB-передатчиках и приемниках с двойным преобразованием частоты при высоких значениях 1-й ПЧ (| > 30|-| » 100] МГц) и при высокой избирательности (^ 10 кГц) по 1-й ПЧ 2-ая ПЧ, как правило, ^ 30 кГц, так что для получения удовлетворительной избирательности по соседнему каналу можно использовать дешевые самодельные полосовые фильтры на L-, С-элементах. Ниже даны характеристики фильтров для выделения нижней боковой полосы LSB, верхней боковой полосы USB и фильтров для CW-режима для промежуточной частоты 30 кГц.
На рис. 2.97 представлены схемы фильтров 2-го и 3-го порядков (п = 2 и п = 3). В табл. 2.13 даны характеристики Вр и Af для фильтров, изображенных на рисунке, а также при каскадном соединении до п = 6 (3 + 3). В табл. 2.14 перечислены характеристики элементов фильтров.
В данном случае речь идет о фильтрах с аппроксимацией Баттерворта в узкополосном CW-режиме, обеспечивающих хорошее нарастание и спадание колебаний (без «звона»). Входы и выходы фильтров должны нагружаться на указанные резистивные нагрузки, иначе произойдет искажение характеристики избирательности.
При каскадировании таких фильтров необходимо обеспечивать достаточную развязку между ними. В качестве промежуточного звена рекомендуется использовать
С12
С12С23
Порядок фильтра п = 2
Порядок фильтра п = 3
Рис. 2.97. Схемы полосовых фильтров (п = 2)- и (п = 3)-порядков.
Таблица 2.13. Характеристика избирательности и затухание, обеспечиваемое фильтром промежуточной частоты 30 кГц порядка 2-6 и с аппроксимацией Баттерворта
п*
Фильтр, выделяющий одну боковую полосу (SSB-фильтр)***
Фильтр для работы в телеграфном режиме (CW-фильтр) ***
S**
Вр/-ЗлБ. кГц
®р/-60дБ» КГЦ
Вр/-3,Б. кГц
Вр/-б0дБ» К^Ц
2
2,4
77
0,3
9,6
1:32
3
2,4
24
0,3
3,0
1:10
2 + 2
2,15
12,3
0,270
1,54
1:5,7
2 + 3
2,20
8,8
0,275
1,10
1:4
3 + 3
2,23
7,1
0,280
1,00
1:3,2
* п-порядок фильтра, соответствующий числу колебательных контуров.
** S-коэффициент прямоугольности = Вр/_3дБ:Вр/_бОдБ.
*** А}-при SSB-фильтре равно 1 дБ или 1,5 дБ, при CW-фильтре 4,5 дБ или 6 дБ для п = 2, п = 3. При каскадировании предполагается обратная развязка > 10 дБ.
Таблица 2.14. Список элементов схемы, представленной на рис. 2.97
Элемент схемы
Характеристики
Фильтр, выделяющий нижнюю Фильтр, выделяющий верхнюю Фильтр для работы в телеграф- боковую полосу (LSB-фильтр) * боковую полосу (USB-фильтр) ** ном режиме (CW-фильтр) ***
п=2п=3
п = 2п = 3п = 2п = 3
Cl, С2, СЗ3,3 нФ/± 1%
С12, С23180 пФ/+2,5%
L1157 вит.159 вит.
А = 7 вит. А = 9 вит.
L2как L1154 вит.
L3-159 вит.
А = 6 вит.
R2-ПО кОм
3,3 нФ/+ 1%3,3 нФ/± 1%
180 пФ/±2,5%22 пФ/+ 1 пФ
150 вит.152 вит.157 вит.157 вит.
А = 6 вит. А = 8 вит. А = 2 вит. А = 3 вит. как L1147 вит.как L1157 вит.
152 вит.-157 вит.
А = 6 вит.А = 2 вит.
ПО кОм
* Для фильтра, выделяющего нижнюю боковую полосу fmg = 28,5 кГц.
** Для фильтра, выделяющего верхнюю боковую полосу fmg = 31,5 кГц.
*** Для CW-фильтра fmg = 30 кГц.
Конденсаторы из Styroflex (KS), добротность > 3500. Катушки на чашеобразном сердечнике 18x11 мм, материал № 58 (Siemens) с Аь = 315 нГ, различительный цвет подстроечного сердечника черный, магнитоэкранирующее крепление. Обмотка ВЧ-дросселя 30 х 0,04 мм CuLS, однослойная катушка. Отводы катушки А считаются от заземленного конца. R2 - металлопленочный, мощность рассеяния 0,33 Вт.
усилитель со слабой обратной связью; при достаточном коэффициенте шума можно использовать омический поглотитель ^ 10 дБ с полным сопротивлением 50 Ом.
ВниманиеХ Используйте только те элементы и характеристики, которые указаны в табл. 2.13. Так как характеристики фильтров зависят от значения ненагруженной добротности катушек, то связанные с этим различия неизбежно приведут к нежелательным результатам.
Конструирование генераторов
Проблема конструирования генераторов многогранна и объемна, поэтому в данной книге рассматриваются только общие положения с учетом распространенных на профессиональном уровне точек зрения и методов. Предпочтение отдается эффективным и недорогим системам.
Критерии
Первый критерий-стабильность частоты. С одной стороны, она ограничивается схемотехникой, а с другой-качеством изготовления элементов. В многочисленных применениях огромную отрицательную роль играет фазовый шум генерируемого сигнала и, прежде всего в высокочувствительных приемниках, в которых из-за фазового шума гетеродина может ухудшиться избирательность по соседнему каналу, что приведет к снижению чувствительности. В результате отсутствия стабильности во время радиосвязи может теряться до 50% ширины полосы частот сигнала. Но нет правил без (существенных) исключений:
Максимально допустимое смещение частоты в режиме J3E составляет 200 Гц; при превышении этой величины сигналы становятся нечеткими.
При работе радиотелетайпа на прием и при узкополосных избирательных цепях (когда селекция осуществляется на низких частотах) определяющей является ширина полосы данных фильтров.
Следует, однако, разделить эти допуски пополам для каждой из участвующих в работе радиостанций, так как их частоты могут смещаться в разные стороны относительно друг друга и в результате смещения просуммируются. Чтобы исключить такие случаи, необходимо иметь высокие технические характеристики, а также проводить расчеты соответствующим образом.
Для получения допустимого уровня фазового шума сигнала гетеродина Aj в приемниках нужно исходить из определения
Aj > DB3 + Вр/дв в дБс/Гц с Вр/дБ = 101g Вр/Гц,
где Вр/Гц-ширина полосы по уровню | —6| дБ (называемая импульсной шириной полосы); Aj следует измерять на частоте, отстоящей от несущей на 10 кГц. Как следует из рис. 2.98, с увеличением интервала уменьшается шум боковой полосы [до ~ (1—5) кГц], а затем постепенно устанавливается почти однородная шумовая дорожка. При минимальном значении (по определению) Aj чувствительность приемника (FRX) уменьшается на 3 дБ; и только тогда (как практически принимается) в пределах полосы пропускания фильтра высокой частоты появляются сигналы. Для приемников с ши-
f, кГц^
Рис. 2.98. Типичная шумовая спектральная характеристика сигнала генератора.
роким динамическим диапазоном и высокой чувствительностью трудно получить требуемое значение Aj (^140 дБс/Гц); критическая ситуация складывается особенно с синтезаторами вследствие их многочисленных и часто «трудноподсчитываемых» фазовых шумов при преобразованиях.
При создании высококачественных генераторов мы должны учитывать четыре основных условия:
Следует использовать элементы очень высокого качества и электрически добротные. В качестве генераторных транзисторов лучше всего применять малошумящие биполярные СВЧ-транзисторы (fT ^ 3 ГГц), например типа 2N 6620, BFP 34 А, BFT 66, BFT 97, MRF 904, MRF 914.
Для генераторов на элементах L и С с частотой колебаний >10 МГц монтаж на печатных платах не подходит. Вместо этого следует использовать элементы, показанные на рис. 1.95, слева. В случае необходимости (например, при свободных колебаниях, при отсутствии ФАПЧ) резонатор помещают в жесткий корпус с малыми потерями электросигнала и малым тепловым коэффициентом частоты.
Для генераторов на элементах L и С необходимо использовать буферные каскады с очень малой связью вход/выход. То же самое имеет место для схем кварцевых генераторов, работающих на гармониках.
Генераторы не следует модулировать. Это оказывает воздействие на частоту.
Существует широко распространенное мнение, что генераторы с ФАПЧ имеют преимущества. Хотя синтезатор с одним кварцевым резонатором более устойчив, все же система с ФАПЧ из-за сильной обратной регулировки имеет повышенный фазовый шум1}.
Генераторы на элементах L и С
На рис. 2.99 представлены используемая профессионалами основная схема и расчетные формулы.
f~[0,1 — 200] МГцf~[0,1 — 200] МГцТем.текст; Uce>6BТем.текст; Uce>6B
f~[0,1 — 200] МГц
f~[0,1 — 200] МГц
Тем.текст; Uce>6B
Тем.текст; Uce>6B
Af=j^c; AC=Af*; ДС^ Смин-0^; ХС4=100Ом; ХС56«50Ом;
Т“ин11R
*-к = 772~Л2 г 1 Хск^ттг; Хсв^10м; Х1а^2к0м; Xld>3k0m;
ih'Смаке U/максЧминlu v
Рис. 2.99. Схема и расчет параметров L/C-генераторов (ГУНа и перестраиваемого генератора).
п В петле ФАПЧ спектр фазовых шумов входного колебания замещается шумами ГУНа на частотах, лежащих вне полосы пропускания петли.-Прим. ред.
Генератор на элементах L и С из-за сопротивления отрицательной обратной связи Re имеет мало высших гармоник. Экспериментально оптимизированные характеристики контура и обратной связи минимизируют фазовый шум. В опорную точку Rb вместо постоянного напряжения смещения базы транзистора можно подать регулирующее напряжение, соответствующее среднему уровню для стабилизации амплитуды колебаний по частоте (например, в соответствии с рис. 2.59 и 2.60). На 50-омном выходе обеспечивается согласование по мощности с 50-омным последующим звеном.
При регулировке частоты варикапами емкость диодов должна составлять только небольшую часть (< 20%) общей емкости контура, иначе при относительно небольшой добротности диодов сильно увеличивается фазовый шум. Грубая предварительная регулировка по диапазону производится высококачественными постоянными и/или подстроечными конденсаторами в соответствии с рис. 2.60.
При высоких требованиях к стабильности все частотозадающие элементы должны быть тщательно сделаны и иметь долговременную температурную стабильность.
Кварцевые генераторы
Три основные схемы для различных режимов возбуждения кварца и расчетные формулы приведена на рис. 2.100.
В схеме с основной гармоникой (кварца) (на рисунке слева) корректирующий конденсатор располагается параллельно с кварцевым резонатором. Тогда емкость каждого из двух параллельно соединенных с ним конденсаторов снижается с 470 до 27 пФ. В результате немного уменьшается стабильность частоты. При отсутствии регулировки вышеуказанные конденсаторы должны иметь емкость 56 пФ при полной емкости кварце- держателя, равной 30 пФ.
При работе на высших гармониках (схема в центре) номинальная частота кварца увеличивается с помощью корректирующего конденсатора на несколько сот герц; это следует учитывать при изготовлении контура. От настраивающего элемента можно отказаться для получения высокой стабильности частоты. Самовозбуждение и устойчивость колебаний обеспечиваются конденсаторами Сч и С2. Поэтому есть определенная зависимость от добротностей компонентов Q и Lt и от величины сопротивления нагрузки.
Структура на высших гармониках (схема справа) всегда критична при изготовлении. Реактивное сопротивление компенсирующей индуктивности Г2 должно быть точно равно реактивному сопротивлению статической емкости Со кварца плюс паразитная внешняя емкость; Со составляет обычно 6-7 пФ при субминиатюрных держателях 2-4 пФ. Следует не допускать паразитных возбуждений.
Все ВЧ-конденсаторы (за исключением Св) необходимо выбирать с нейтральными температурными коэффициентами (TKE^NPO)1^ То же самое касается Li-з, где наиболее критично L2.
На рис. 2.101 представлен обзор принципиальных вариантов точной регулировки частоты кварца. Эти схемы общеприняты, они не зависят от способа возбуждения кварца (параллельный или последовательный резонанс). Расчеты можно выполнять, зная параметры кварца (по данным изготовителя).
n ТКЕ примерно составляет (0 + 30%)-10 6 \/°C.-Прим. ред.
Основная гармоника (1-я гармоника) ~ 10,8-301 МГц
5-я гармоника ~| 30— 801 МГц
5, 7 и 9-я гармоники~ 180 — 2001 МГц
Q в параллельном резонансе
Q в последовательном резонансе
U) = 2iT-f ;U) = 2iT-f ;XL2 = XCQp ; ХС5^100Ом; L3cCP в резонансе на частоте колебаний (СРздесь~4,5пФ);XL2 = XCQp ; ХС5^100Ом; L3cCP в резонансе на частоте колебаний (СРздесь~4,5пФ);GO-Xc *'GO-Xc *'X = -L -с М-С ’X = -L -с М-С ’XL=hMXL=hM
U) = 2iT-f ;
U) = 2iT-f ;
XL2 = XCQp ; ХС5^100Ом; L3cCP в резонансе на частоте колебаний (СРздесь~4,5пФ);
XL2 = XCQp ; ХС5^100Ом; L3cCP в резонансе на частоте колебаний (СРздесь~4,5пФ);
GO-Xc *'
GO-Xc *'
X = -L -с М-С ’
X = -L -с М-С ’
XL=hM
XL=hM
Xld~1kOm; Хск^—; Хсв< 1 Ом; ХС1~ 100Ом ; ХС2~200 Ом; L1 с С1 в резонансе на частоте колебаний; L=-j—
10о) • С
Рис. 2.100. Схемы и расчет параметров кварцевых генераторов.
С-корректировкаС-корректировкаL-корректировкаL-корректировка
С-корректировка
С-корректировка
L-корректировка
L-корректировка
О = =гСрО = =гСр6 fs >fs fP не изменяется6 fs >fs fP не изменяетсяо fP<fp fs не изменяетсяо fP<fp fs не изменяетсяо° ТLS I6 fs<fsfp не изменяетсяо° ТLS I6 fs<fsfp не изменяетсяооf'-частота, полученная с помощью корректировкиf'-частота, полученная с помощью корректировкиО f р > f рfs не изменяетсяО f р > f рfs не изменяется
О = =гСр
О = =гСр
6 fs >fs fP не изменяется
6 fs >fs fP не изменяется
о fP<fp fs не изменяется
о fP<fp fs не изменяется
о
° Т
LS I
6 fs<fsfp не изменяется
о
° Т
LS I
6 fs<fsfp не изменяется
о
о
f'-частота, полученная с помощью корректировки
f'-частота, полученная с помощью корректировки
О f р > f рfs не изменяется
О f р > f рfs не изменяется
Рис. 2.101. Метод и результаты корректировки частоты кварцевого генератора.
Регулируемый синтезатор для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц
Рассматриваемый в данном разделе задающий генератор-составная часть приемопередатчика, описанного в разд. 2.2 и 2.6 и работающего в диапазоне частот ~ 11,6-30,01 МГц и с промежуточной частотой 45 МГц. Частота сигнала гетеродина, генерируемого для ВЧ/ПЧ-смесителя, выше промежуточной частоты (преобразователь с повышением); одновременно генерируется дополнительная несущая частота с частотой промежуточной частоты для режимов работы А1А, А1В, F1B и J3E.
Основные характеристики синтезатора: выход Гй: 46,600-74,9999 МГц, перестройка квазинепрерывная с шагом сетки 100 Гц, ручная регулировка настройки 5 кГц/оборот (медленная) и электрическая ручная перестройка вперед/назад 1 МГц/с (10000 100-Гц шагов/с, быстрая); время установления ФАПЧ ^ 25 мс; номинальный сигнал промежуточной частоты (45 МГц) не зависит от рода работ; стабильность частоты ^ 50 Гц (уход в температурном диапазоне-30—h 70°С); коэффициент фазового шума > — 75 дБс/Гц при отстройке (частота наблюдения) 300 Гц и > — 138дБс/Гц при отстройке ^ 10 кГц.
В общем и целом этот синтезатор высококачественный. Высокую эффективную чувствительность приемника, которую определяет низкий коэффициент фазового шума, нельзя использовать в полной мере в диапазоне рабочих частот из-за внешнего шума.
Не следует забывать, что подобный синтезатор обычно более дорогостоящий, чем другие элементы приемопередатчика, и любительское конструирование в этом случае нереально.
Принцип действия
На рис. 2.102 показаны функциональная схема синтезатора с указанием частот сигналов. На схеме даны различные методы формирования и генерирования сигналов, но отсутствует цифровое управляющее устройство для установки частоты.
Блок-схема содержит полную информацию, необходимую для анализа функций синтезатора. В любом случае для работы с ними, однако, необходим по меньшей мере полупрофессиональный уровень знаний.
Ниже рассмотрены 1-я петля регулировки фазы, 2-я петля регулировки фазы и устройство управления (схемы) за исключением генератора задающей частоты ввиду недостатка соответствующей информации.
1-я петля регулировки фазы
На рис. 2.103 представлена схема 1-го ГУНа (VCO1). В левой части схемы со стороны устройства управления производится предварительная установка частоты с помощью переключательных диодов D1-D6, включаемых сигналами ТТЛ. Справа-схема собственно генератора с варикапом D7, являющимся элементом точной установки частоты fvcol с помощью фазового детектора 1 (UVCO1-установочное напряжение).
На рис. 2.104 дана схема обработки сигнала 1-го ГУНа для получения сигнала гетеродина Гй для смесителя либо приемника, либо передатчика. Мощность ВЧ-сигнала на обоих выходах удовлетворяет специфическим требованиям.
На рис. 2.105 дана схема процессора-смесителя и его внешних устройств.
На рис. 2.106 представлена схема делителя 4- М. Внизу справа преобразователь кода, который непосредственно преобразует двоично-десятичный код, поступающий от устройства управления для установки 10 МГц частоты (с 0-2 на 1-3) на входы А и В интегральной схемы IC5.
Сигнал fuРегулировка f
(тракт приемопередатчика)(от устройства управления)
Рис. 2.102. Функциональная схема и распределение частот перестраиваемого синтезатора (без устройства управления).
Глава 2
о
>р схем
1н
70...<75МГц 65...<70МГц 60...<65МГц 55...<60МГц 50...<55 МГц 46,6...<50 МГц
=±=22н
ЮОмк
% 5407
ЮОмк
+ 5В(стабил.)
+ 8В(стабил.)
Uvcoi
*В
Цифровая предварительная установка 1-го ГУМа (низкий уровень "L" —активный)
D1-6= MPN 3504 (А ВА244); 07= MV 309 (А ВА139); 1а=22мкГн,НГд; Са = 2,2 нФ; Св= 2 —20 пФ
Ферритовое BFT66 кольцо
011
Рис. 2.103. Схема 1-го ГУНа. Этот генератор выдает сигнал гетеродина для смесителя ВЧ/ПЧ в приемнике и передатчике.
НН
Юн
6,2 к
Буфер-усилитель
Возбудитель и делитель мощности гетеродина Ри
1,2 к
От 1-го ГУМа
fc«80 МГц
,2н 47 0,12мк 0,068мк 0,075мк 2,2н
22 п
ЗЗп
I 2
56 п 4=22 п 4=
К процессору- смесителю 1 *~
С +6 В (стабил.)
6,8 п 39п+ 56 п 4=
Рис. 2.104. Схема обработки сигнала гетеродина для смесителя ВЧ/ПЧ в приемнике и передатчике.
BFR96
гЧ Юн
Q470
22н
22 н
+ 8 В (стабил.)
250м
27
27
33
100
fu-RX
I -17 дБм
2=^50 Ом
1 fU-TX
-7дБм J 2=50 Ом
Подсоединить к 50 Ом только при отдельной работе приемника
Рис. 2.105. Схема 1-го процессора-смесителя.
Глава 2
Обзор схем
4-10-59
Постоянное 4-100
Ро
Р16
Р21
Установка частоты 1 МГц
Установка частоты 10 МГц
Цифровая установка частоты
Рис. 2.106. Схема делителя -~ М.
Петлевой фильтр
1-й фазовый детектор
Рис. 2.107. Схема 1-го фазового детектора с петлевым фильтром.
2-й ГУН
Постоянное -МО
Рис. 2.108. Схемы 2-го ГУ На и делителя -г- К.
Глава 2
На рис. 2.107 дана схема 1-го фазового детектора с петлевым фильтром. Опорный сигнал 10 кГц в точке «С» как задающая величина контура ФАПЧ получен делением частоты температурно-компенсированного кварца (ТСХО) 45 МГц на 4500.
2-я петля регулировки фазы
На рис. 2.108 показана часть схемы, состоящая из 2-го ГУНа (VCO2) и делителя 4- К. Избирательный ФНЧ работает как цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП).
На рис. 2.109 даны схемы процессоров-смесителей 2а и 2Ь. Оба сигнала 25 и 90 МГц соответственно в точках «Г» и «М» вырабатываются генератором задающей частоты.
На рис. 2.110 представлена схема делителя ~ N. Двоичный код, определяющий рабочую частоту, поступает от устройства управления.
На рис. 2.111 дана схема 2-го фазового детектора с петлевым фильтром. Опорный сигнал в 1 кГц в точке «Q»-опорная величина для ФАПЧ-поступает от задающего кварцевого генератора.
Устройство управления
На рис. 2.112 представлена схема кодирующего устройства для формирования сетки частот синтезатора (частоты настройки приемопередатчика). Оно в основном представляет собой счетчик прямого (увеличивающего) и обратного (уменьшающего) счета, который формирует на своих выходах Р0-21 частотно-зависимый двоичный код для делителей — М и — N в зависимости от сигналов на входах «CU», «CD» (число импульсов на этих входах регулируется вручную). Устройство автоматического запуска действует так, что при включении системы вначале устанавливается рабочая частота РХ/ТХ 10 МГц и входы А-D микросхем IC 1-6 могут принимать в диапазоне рабочих частот РХ/ТХ любые значения.
Процессор-смеситель 2 аБуфер/усилитель
Процессор-смеситель 2ЬПроцессор-смеситель 2ЬТТЛ- преобра зовател ь (интерфейс)ТТЛ- преобра зовател ь (интерфейс)Рис. 2.109. Схемы процессоров-смесителей 2 а и 2Ь.Рис. 2.109. Схемы процессоров-смесителей 2 а и 2Ь.
Процессор-смеситель 2Ь
Процессор-смеситель 2Ь
ТТЛ- преобра зовател ь (интерфейс)
ТТЛ- преобра зовател ь (интерфейс)
Рис. 2.109. Схемы процессоров-смесителей 2 а и 2Ь.
Рис. 2.109. Схемы процессоров-смесителей 2 а и 2Ь.
2A IC12A IC1Цифровая регулировка частотыЦифровая регулировка частотыРис. 2.110. Схема делителя ч- N.Рис. 2.110. Схема делителя ч- N.
2A IC1
2A IC1
Цифровая регулировка частоты
Цифровая регулировка частоты
Рис. 2.110. Схема делителя ч- N.
Рис. 2.110. Схема делителя ч- N.
У* ic 1
Петлевой фильтр
-^ 2-й фазовый детектор
Рис. 2.111. Схема 2-го фазового детектора с петлевым фильтром.
Обзор схем
Цифровая регулировка частоты
К делителю т-NК делителю -г М
Блокировка регулировкиАвтозапуск f (10МГц)
Рис. 2.112. Схема двоичного кодера частотной информации синтезатора.
CUCUКлавиша-балансир Ручка настройкиКлавиша-балансир Ручка настройкиРегулировка fРегулировка f
CU
CU
Клавиша-балансир Ручка настройки
Клавиша-балансир Ручка настройки
Регулировка f
Регулировка f
Рис. 2.113. Схема ручной установки частоты (в двоичном коде) (к рис. 2.112).
Рис. 2.114. Схема определения граничных частот регулировки (границы диапазона настройки приемопередатчика).Рис. 2.114. Схема определения граничных частот регулировки (границы диапазона настройки приемопередатчика).На рис. 2.113 показана схема установки кода кодирующего устройства, представляющая собой продолжение схемы, приведенной на рис. 2.112. С помощью ручки настройки оптического кодирующего устройства (не показано) в зависимости от направления поворота выдается импульс для точной регулировки. ТТЛ-сигнал с частотой 10 кГц = 10000 импульсов/с, выдаваемый задающим генератором, управляет быстрой регулировкой Г при нажатии кнопки.
Рис. 2.114. Схема определения граничных частот регулировки (границы диапазона настройки приемопередатчика).
Рис. 2.114. Схема определения граничных частот регулировки (границы диапазона настройки приемопередатчика).
Предварительная установка 1-го ГУМа (низкий уровнь "L" —активный )Предварительная установка 1-го ГУМа (низкий уровнь "L" —активный )Pi6*Pi6*Р21Р21От кодирующих устройств IC5 и IC6 (рис. 2.112)101,2 = 5418 445; 10 3,4 = 54 LS30; 10 5-7=54LS00; все R = 2,2kOmОт кодирующих устройств IC5 и IC6 (рис. 2.112)101,2 = 5418 445; 10 3,4 = 54 LS30; 10 5-7=54LS00; все R = 2,2kOmРис. 2.115. Схема управления предварительной установкой частоты 1-го ГУНа.Рис. 2.115. Схема управления предварительной установкой частоты 1-го ГУНа.
Предварительная установка 1-го ГУМа (низкий уровнь "L" —активный )
Предварительная установка 1-го ГУМа (низкий уровнь "L" —активный )
Pi6*
Pi6*
Р21
Р21
От кодирующих устройств IC5 и IC6 (рис. 2.112)
101,2 = 5418 445; 10 3,4 = 54 LS30; 10 5-7=54LS00; все R = 2,2kOm
От кодирующих устройств IC5 и IC6 (рис. 2.112)
101,2 = 5418 445; 10 3,4 = 54 LS30; 10 5-7=54LS00; все R = 2,2kOm
Рис. 2.115. Схема управления предварительной установкой частоты 1-го ГУНа.
Рис. 2.115. Схема управления предварительной установкой частоты 1-го ГУНа.
На рис. 2.114 дана схема определения граничных значений f. Она блокирует настройку вне диапазона частот приемопередатчика 1,6000-29,9999 МГц.
На рис. 2.115 представлена схема предварительной установки частоты f 1-го ГУНа, который изображен на рис. 2.103. Чтобы избежать перекрестной модуляции, лучше использовать синтезатор, разработанный профессионалами.
СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ, ФАКТЫ, ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Представленные в данной главе сведения имеют тематическую направленность. Тематическая систематизация заняла бы слишком много места, а это непрактично.
В разд. 3.3 рассмотрены радиоэлементы с учетом постоянных усовершенствований, в частности это относится к использованию полупроводников. Чаще всего усовершенствования касаются не области электроники, а создания технически готового элемента. Чтобы быть в курсе последних технических достижений, а также получать информацию о поставщиках и действующих ценах, читайте специальные журналы.
В данной книге кратко рассматриваются некоторые виды маломощных транзисторов, которые подходят для использования в 50-омной технике в соответствии с гл. 1. Здесь есть возможность выбора и замены транзисторов. Совершенно противоположное следует сказать о мощных транзисторах, схемное окружение которых должно выполняться в зависимости от конкретного типа, что в большинстве случаев исключает возможность простой замены сравнимых по электрическим параметрам элементов, поэтому следует руководствоваться конкретными конструктивными параметрами транзисторов. Вышесказанное относится к многочисленным полевым транзисторам и интегральным микросхемам. Для полного представления можно использовать примеры промышленных конструкций, приведенные в предыдущих главах.
Наконец, мы вновь напоминаем радиолюбителям: Высокое напряжение опасно для жизни! Выполняйте все измерения с возможной осторожностью.
Общие сведения
Таблица 3.1. Важнейшие физические величины, единицы измерения, обозначения в формулах и сокращения, используемые в электронике
Обозначение и наименова- Напряжение
Ток I
Сопротивле- Мощность
Частота f
Индуктивность L
Емкость С
ние приставок для кратных и дробных единиц
и
ние R, X
Р
Т = тера = 1012
♦
♦
ТОм
*
♦
♦
♦
Г = гига = 109
♦
*
ГОм
♦
ГГц
♦
♦
М = мега = 106
♦
♦
МОм
♦
МГц
*
♦
к = кило = 103
кВ
♦
кОм
кВт
кГц
♦
*
Основная единица
Вольт, В
Ампер, А
Ом, Ом
Ватт, Вт
Герц, Гц
Генри, Гн
Фарада, Ф
м = милли = 10"3
мВ
мА
мОм
мВт
мГц
мГн
мФ
мк = микро = 10“6
мкВ
мкА
*
мкВт
♦
мкГн
мкФ
н = нано = 10“9
нВ
нА
*
нВт
*
нГн
нФ
п = ПИКО = 10~12
пВ
пА
♦
пВт
♦
*
пФ
ф = фемто = 10"15
*
*
♦
фВт
♦
♦
фф
а = атто = 10“18
♦
♦
♦
аВт
♦
♦
♦
Величины: напряжение, ток, сопротивление и т. д.
Единицы измерения: вольт, ампер, ом и т.д.; кратные и дробные единицы: киловольт, миллиампер и т.д.
Сокращенные обозначения единиц: В, мА, кОм, и т.д.
Обозначения, используемые в формулах: U, I, R и т.д.
Звездочкой (♦) отмечены кратные и дробные единицы измерения, которые, как правило, в электронике не используются.
дБм —*
Рис. 3.1. Диаграмма для расчета взаимосвязи между мощностью, напряжением и S-значениями (в ДБ).
Таблица 3.2. Математические выражения к рис. 3.1
РдБм = 10 1g”" + 30,
РдБм = Ю IgP + 30,
идВмкВ-201§и [мкВ],
S1>OB4 = ” 141 ДБм
S1 ^ вч = — 121 дБм
S точка,
_ отстоящая на 6 дБ _
Таблица 3.3. Отношения токов, напряжений и мощностей, выраженные в децибелах (дБ)
дБ
и,I 1:1
P 1:1
дБ
и,I 1:1
P 1:1
-0,1
0,989
0,977
+ 0,1
1,012
1,023
-0,2
0,977
0,955
+ 0,2
1,023
1,047
-0,3
0,966
0,933
+ 0,3
1,035
1,072
-0,4
0,955
0,912
+ 0,4
1,047
1,097
-0,5
0,944
0,891
+ 0,5
1,059
1,122
-0,6
0,933
0,871
+ 0,6
1,072
1,148
-0,7
0,923
0,851
+ 0,7
1,084
1,175
-0,8
0,912
0,832
+ 0,8
1,096
1,202
-0,9
0,902
0,813
+ 0,9
1,109
1,230
- 1
0,891
0,794
+ 1
1,122
1,259
-2
0,794
0,631
+ 2
1,259
1,585
-3
0,708
0,501
+ 3
1,413
1,995
-4
0,631
0,398
+ 4
1,585
2,512
- 5
0,562
0,316
+ 5
1,778
3,163
-6
0,501
0,251
+ 6
1,995
3,981
-7
0,447
0,200
+ 7
2,239
5,012
-8
0,398
0,159
+ 8
2,512
6,310
-9
0,355
0,126
+ 9
2,818
7,943
- 10
0,316
0,100
+ 10
3,162
10,000
-20
0,100
0,010
+ 20
10,000
100,000
-30
0,0316
0,001000
+ 30
31,623
1000,0
-40
0,01000
10“4
+ 40
100,00
104
-50
0,00316
10"5
+ 50
316,23
105
-60
0,00100
10"6
+ 60
1000,0
106
-70
0,0003162
107
+ 70
3162,3
107
- 80
0,0001000
IO8
+ 80
10000,0
108
-90
0,0000316
109
+ 90
31623,0
109
- 100
10 5
IO10
+ 100
105
io10
Таблица 3.4. Математические выражения к табл. 3.3
U, Ц
- ДБ u,i = 20 • 1g — = 20 • lg —
U2I2
+ дБщ = 20-1ё— = 201g-
UiIi
Ut-дБ
— = antilg
U220
U
+ дБ
— = anti 1g=
Ui20
Pi
-дБР= 101g—;
Pz
Pi ч "ДБ — = anti lg;
P210
p2
+ дБр = 10 lg— Pi
P2 + дБ
— = antilg
Pi10
Рис. 3.2. Номограмма для определения реактивного сопротивления индуктивности L и емкости С.
Таблица 3.5. Математические выражения для расчета параметров резонансного контура (справедливо для рис. 3.2)
Таблица 3.6. Математические выражения для расчета реактивного сопротивления X, индуктивности L и емкости С (справедливо для рис. 3.2)
11
L ==;
to2C (2л-1)2-С
11
С ==;
го2 • L (2л • f)2 • L
1 f == 2-hVL'C
2533025330159,2
L =; С =;f = —=;
f2Cf2L^ь-с
[МГц, мкГн, пФ]
2,533-1072,533-1075033
L =; С =; f=
f2 Сf2-L^/l-C
[кГц, мГн, пФ]
XL Xl
Х,=юГ = 2л-ГГ; L = —=;
со 2-лГ
1111
х —=■ с ==•
С ®-С 2л-гс’ ®-Хс 2-л-ГХс’
L-fX,
; L =; 0,15922-n-f
159200159200
[Ом, МГц, мкГн, пФ]
s L (KCB)i
Согласование
Полное отражение
и,1
А.
А1
р
1,251,50 1,75 2,00
2,50 3,00 ч,ии o,ui I Коэффициент
4,оо 5,оо б,оо вро ю
О 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80
11 i I । । II I I।ill1
ор\302520181б 14 12 11 10 9 8 765
40
3 ДБ
2
15 20 50100со
85 90 95 100
0
30,050,1
0,2 0,3 0,5 0,75 1,0
ii1ii
1,52,03,0 4,0
ДБ —
IIIIL_
5,0 6,010 15 с
5
О 0,51 2
101520 25 30405060
70 80 90 100
Ру
100 99,5 99 98959085 80 75 706050 40
II -^%
30 20 10 О
S I (КСВ>1
1,251,50 1,75 2,002,50 3,004,00 5,00 6,00 8,00 10 15 20 50100оо
Коэффициент ~**
Рис. 3.3. Диаграмма для расчета взаимосвязи между коэффициентом стоячей волны (КСВ), отражением, затуханием, и падающей мощностью (см. продолжение на рис. 3.4).
(
5 I (ксв) 1
Согласование
1,021,041,061,08 1,1
0 1,12 1,14 1,16 1,181,2
’01,225 / 1,2751,301,325 X 1,375 1/
1,250'1,350 »
Коэффициент
10 \ 1,450X1,50
1,425 1,475 ।
ГЦ1 ^
)123 4
5 6 7 8 i
10 11 12 к
5 14 15 16 %—*
17 18 19 20
г оо50 40 3530 27,5
25 24 23 22 21
20 19 1В
1716
-*—ДБ
151-
4
с
) \ 0,001 0,005 0,С 0,0001
)10,02 0,03
0,04 0,050,С
1750,10,1:
ДБ -*
25 0,15 0,17!
ГР (
)|о,6Д0,05 0,1 0,2 |0,001 0,02
0,4 0,6 0,1
3 1,01,5
2,02,5
% —
3,0 3,5 4,
0
v 10099,9 99,8
Siiiii
99,6 99,4 99,2 99,098,5
।।।।।111।
98,0 97,5 %
97,0 96,5 96,0
(ксв) <
) 1,021,041,061,08 1,101,121,14 1,16 1,181,201,2251,250/ 1,301,325 / 1,3751,40/ 1,450/ 1,50 ^2?511350^425 ^475
Коэффициент
Рис. 3.4. Диаграмма для расчета взаимосвязи между коэффициентом стоячей волны (КСВ), отражением, затуханием и падающей мощностью (продолжение диаграммы, приведенной на рис. 3.3); здесь представлена область малых значений КСВ.
Таблица 3.7. Математические выражения к рис. 3.3 и 3.4
Таблица 3.8. Математические выражения для пиковой мощности огибающей и действующее значение напряжения
Ris = — для R. > R2 r2r2s = — для Rt < R2 ris — 1 гъ i =-• 100s + 11 Ar = 201g/— \100/Ris = — для R. > R2 r2r2s = — для Rt < R2 ris — 1 гъ i =-• 100s + 11 Ar = 201g/— \100/A.= 10 lg AГгил з\\LiooJ //8- 1\2rP = I100\s + 1/Pv = 100 — rPA.= 10 lg AГгил з\\LiooJ //8- 1\2rP = I100\s + 1/Pv = 100 — rP
Ri
s = — для R. > R2 r2
r2
s = — для Rt < R2 ri
s — 1 гъ i =-• 100
s + 1
1 Ar = 201g
/— \100/
Ri
s = — для R. > R2 r2
r2
s = — для Rt < R2 ri
s — 1 гъ i =-• 100
s + 1
1 Ar = 201g
/— \100/
A.= 10 lg AГгил з\
\LiooJ /
/8- 1\2
rP = I100
\s + 1/
Pv = 100 — rP
A.= 10 lg AГгил з\
\LiooJ /
/8- 1\2
rP = I100
\s + 1/
Pv = 100 — rP
s =
1 - —100
[Коэффициент стоячей волны (КСВ)]
[Недосогласование]
[Пересогласование]
[%]
[ДБ]
[ДБ]
[%]
[%]
Эфф , ут /р р .
РЕ ~> °эфф — v *РЕ
U2/
ppe = —-; us = Vppe (2 RJ;
u2 ,
PpE = ™; uss = Vppe (8 RJ.
8 • KL
Примечание.
Ue- амплитуда напряжения;
U88-двойная амплитуда (размах) напряжения.
Рис. 3.5. Средняя загрузка частотного спектра в диапазоне 10 кГц-1 ГГц сигналами радиостанций. Вверху - измерения проводились в полосе 1 МГц, внизу-в полосе 10 кГц.
Рис. 3.6. Средний уровень компонент внешних шумов в диапазоне 0,3-300 МГц. Максимум шума приходится на область частот около 10 кГц.
Рис. 3.7. Зависимость коэффициента шума от шумовой температуры.
Ширина полосы ВГ1 ГцШирина полосы ВГ1 ГцРис. 3.8. Диаграмма быстрого расчета мощности, напряжения и коэффициента шума в зависимостиРис. 3.8. Диаграмма быстрого расчета мощности, напряжения и коэффициента шума в зависимостиКоэффициент шума F дБКоэффициент шума F дБот ширины полосы частот при согласовании 50:50 Ом.от ширины полосы частот при согласовании 50:50 Ом.
Ширина полосы ВГ1 Гц
Ширина полосы ВГ1 Гц
Рис. 3.8. Диаграмма быстрого расчета мощности, напряжения и коэффициента шума в зависимости
Рис. 3.8. Диаграмма быстрого расчета мощности, напряжения и коэффициента шума в зависимости
Коэффициент шума F дБ
Коэффициент шума F дБ
от ширины полосы частот при согласовании 50:50 Ом.
от ширины полосы частот при согласовании 50:50 Ом.
Таблица 3.9. Математические выражения к рис. 3.8
U2 ^EM=101g— + 30,
II /р п ^“^ 30^
<J^> = yRantilg^j
F
F = 10igFz [дБ]; Fz = antilg— [Коэффициент];
/ Fz2 - 1 Fz3 - 1
Рзфф=10-ЦР21+——+ —— + ...+
\Opi OPI VJP2
GP1 • GP2 •... • GPn/
Рис. 3.9. Векторные диаграммы, действующее сопротивление, сдвиг фаз, амплитудно- и фазочастотная характеристики различных цепей, в которые входят элементы L, С, R в разных комбинациях.
Рис. 3.9. (Продолжение.)
Рис. 3.10. Номограмма для быстрого пересчета частоты и длины электромагнитной волны.
Таблица 3.10. Математические выражения к рис. 3.10
с 2,99792458 108 ЗЮ8 f = - =^,
XXX
с 2,99792458 • 108 ЗЮ8
X - -=«,
fff
300300
f =; X =;
Xf
[|МГц, м| или |кГц, km|]
300 000300 000
f =; x =;
Xf
[|Гц, км| или |кГц, м| или |МГц, мм|]
983,6983,6
f =; Х =;
Xf
[МГц, фут]
11
Т = -; f = -; Tf =1
fТ
[|Гц, с| или |кГц, мс| или|МГц, мкс|]
Частотные диапазоны и радиосвязь
Таблица 3.11. Административное деление спектра частот ниже 300 ГГц и типовые свойства электромагнитных волн при дальних связях
Диапазон
DX-свойства (пригодность для дальней связи)*
3-30 кГц
100-10 км
CCIR 4
Очень низкие частоты
(ОНЧ)
Дальняя связь днем и ночью, практически без заметного влияния замираний. Возможен прием под водой (на глубине нескольких метров)
30-300 кГц
10-1 км
CCIR 5
Низкие частоты
Внутриконтинентальная связь днем и ночью; иногда возможна связь в пределах всего земного шара; в высокочастотной части диапазона часто возникает ограничение дальности связи, особенно в дневное время
ЗОО-ЗООО кГц 1000-100 м
CCIR 6
Средние частоты
Связь в дневное время на расстоянии ^ 1500 км, ночью на расстоянии ^ 4000 км, в особо благоприятных условиях ночью возможна связь в пределах всего земного шара; в дневное время с ростом частоты уменьшается дальность связи. В верхней части диапазона заметно влияние солнечной активности
3-30 МГц 100-10 м
CCIR 7 Высокие частоты
Типично использование для передачи отражений от ионосферных слоев. Зависит от солнечной активности
3-6 МГц 100-50 м
Связь в дневное время на расстоянии ^ 600 км, ночью на расстоянии ^ 3000 км, в особо благоприятных условиях ночью возможна связь в пределах всего земного шара. Несильно зависит от солнечной активности
6-10 МГц 50-30 м
Связь в дневное время на расстоянии ^ 5000 км, ночью возможна внутриконтинентальная связь, и даже в пределах всего земного шара. Заметно зависит от солнечной активности
10-20 МГц
30 -15 м
Внутриконтинентальная связь днем и ночью, часто возможна связь в пределах всего земного шара. Сильно зависит от солнечной активности
20-30 МГц 15-10 м
Внутриконтинентальная связь, кроме того, днем возможна связь в пределах всего земного шара. Высокочастотная часть диапазона с успехом используется для космической связи. Очень сильно зависит от солнечной активности
30 -300 МГц
10-1 м
CCIR 8
Очень высокие частоты
(ОВЧ)
Связь в основном в пределах прямой видимости (квазиоптическая связь), однако возможна и внутриконтинентальная связь; в особо благоприятных условиях возможна связь в пределах всего земного шара. Хорошо служит для космической связи. В низкочастотной части диапазона временами заметно зависит от солнечной активности
ЗОО-ЗООО МГц 1-0,1 м
CCIR 9
Ультравысокие частоты (УВЧ)
Связь в основном квазиоптическая или оптическая; в низкочастотной части диапазона связь внутриконтинентальная; в особо благоприятных условиях возможна связь в пределах всего земного шара. Космическая связь используется для измерения очень больших расстояний
3-30 ГГц
10-1 см
CCIR 10
Сверхвысокие частоты
(СВЧ)
Связь в основном оптическая; в низкочастотной части диапазона заметно увеличивается дальность связи; в особо благоприятных условиях возможна связь в пределах всего земного шара. Космическая связь используется для измерения очень больших расстояний
Продолжение табл. 3.11
ДиапазонДиапазон30-300 ГГц10-1 ммCCIR 11Крайне высокие частоты (КВЧ)30-300 ГГц10-1 ммCCIR 11Крайне высокие частоты (КВЧ)DX-свойства (пригодность для дальней связи)*
Диапазон
Диапазон
30-300 ГГц
10-1 мм
CCIR 11
Крайне высокие частоты (КВЧ)
30-300 ГГц
10-1 мм
CCIR 11
Крайне высокие частоты (КВЧ)
Связь в основном оптическая, однако вследствие значительного поглощения в атмосфере дальность связи невелика. До сих пор не используется для дальней связи (DX). Связь осуществляется между объектами в космосе (отсутствует влияние атмосферы), при этом связь возможна на очень больших расстояниях
* DX-сигналы в диапазоне выше 30 кГц почти всегда подвержены замираниям.
Таблица 3.12. Передатчики нормированных частот и отметок времени в КВ-диапазоне*
Обозначение
Частоты, кГц
Место расположения радиостанции
ВРУ
5000, 10000, 15000
Шанхай, Китай
сни
3300, 7335, 14670
Оттава, Канада
JJY
2500, 5000, 10000, 15000
Токио, Япония
LOL
5000, 10000, 15000
Буэнос-Айрес, Аргентина
RAt, RWM
5000, 10000, 15000
Москва, СССР
RCH, RIM
2500, 5000, 10000
Ташкент, СССР
RID, RKM
5004, 10004, 15004
Иркутск, СССР
RTA
4996, 9996, 14996
Новосибирск, СССР
VNG
7500
Лэндхорст, Австралия
WWV
2500, 5000, 10000, 15000, 20000
Форт Коллинз, шт. Колумбия,
США
WWVH
2500, 5000, 10000, 15000
Кекаха (остров Коу), Гавайи
ZUO
2500, 5000
Претория, ЮАР
* Подробные данные и параметры для определения сигналов многих дополнительных станций содержатся в справочниках морской службы, таких, например, как «Admiral List of Radio Signals», т. 5 (Великобритания), по желанию Вы можете уточнить приведенные здесь сведения.
Таблица 3.13. KB-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для радиовещания
Диапазон частот, МГц
Примечание *
2,300-2,495
120-м диапазон; в тропиках
3,200-3,400
90-м диапазон; в тропиках
3,900-4,000
75-м диапазон; в тропиках
4,750-5,060
60-м диапазон; в тропиках
5,950-6,200
49-м диапазон
7,100-7,300
41-м диапазон
9,500-9,775
31-м диапазон
11,700-11,975
25-м диапазон
15,100-15,450
19-м диапазон
17,700-17,900
16-м диапазон
21,450-21,750
13-м диапазон
25,600-26,100
11 -м диапазон
* Радиовещательные передатчики могут работать вне указанных диапазонов, особенно это относится к KB-радиолюбительским передатчикам.
Таблица 3.14. Диапазоны частот < 25 ГГц, выделенные в соответствии с международным соглашением для любительской радиосвязи
Диапазон
Частота
Длина волны
160 м
1,8-2,0 МГц
166,7-150,0 м
80 м
3,5-4,0 МГц
85,7- 75,0 м
40 м
7,0-7,3 МГц
42,9- 41,1 м
30 м
10,10-10,15 МГц
29,7- 29,6 м
20 м
14,00-14,35 МГц
21,4- 20,9 м
17 м
18,068-18,168 МГц
16,6- 16,5 м
15 м
21,00-21,45 МГц
14,3- 14,0 м
12 м
24,89-24,99 МГц
12,1- 12,0 м
10 м
28,0-29,7 МГц
10,7- 10,1 м
6 м
50-54 МГц
6,00-5,56 м
2 м
144-148 МГц
2,08-2,03 м
1,5 м
220-225 МГц
1,36-1,33 м
70 см
420-450 МГц
71,4-66,7 см
33 см
902-928 МГц
33,3-32,3 см
23 см
1215-1300 МГц
24,7-23,1 см
13 см
2300-2450 МГц
13,0-12,2 см
9 см
3300-3500 МГц
9,09-8,57 см
5 см
5650-5925 МГц
5,31-5,06 см
3 см
10,00-10,50 ГГц
3,00-2,86 см
1,25 см
24,00-24,25 ГГц
1,25-1,24 см
Таблица 3.15. KB-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для стационарных передатчиков
Диапазон частот’
*, МГц
4,850- 4,995
5,250- 5,450
8,195- 8,815
23,350-24,990
25,010-25,330
26,100-26,480
27,280-27,540
29,700-29,800
* Возможны отклонения от приведенных значений.
Таблица 3.16. KB-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для связи между морскими объектами
Диапазон частот*, МГц
2,000-2,107
2,182 4,063-4,483 6,200-6,252
8,195-8,815 12,330-13,200 16,480-17,360 22,000-22,720
* Возможны отклонения от приведенных значений. Канал 2,182 МГц является международной частотой аварийного вызова.
Таблица 3.17. KB-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для авиационной радиосвязи
Диапазон частот*, МГц
2,850-3,1558,815-8,965
3,400-3,5009,775-9,995
4,650-4,75010,005-10,100
5,450-5,68011,175-11,400
6,252-6,685
* Возможны отклонения от приведенных значений.
Таблица 3.18. КВ-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для стационарных радиопередатчиков
Диапазон частот
♦, МГц
1,605-2,000
11,400-11,700
2,107-2,170
11,975-12,330
2,194-2,495
13,360-14,000
2,505-2,850
14,350-14,990
3,155-3,400
15,450-16,460
4,000-4,063
17,360-17,770
4,438-4,650
18,168-19,990
4,750-4,995
20,010-21,000
5,005-5,450
22,720-23,200
5,730-5,950
23,350-24,890
6,765-7,000
25,330-25,600
7,300-8,195
26,480-26,950
8,965-9,500
27,540-28,000
* Возможны отклонения от приведенных значений.
Таблица 3.19. КВ-диапазоны частот, выделенные в соответствии с международным соглашением для передвижных радиопередатчиков
Диапазон частот'
*, МГц
1,605-2,000
2,107-2,170
2,194-2,495
2,505-2,850
3,165-3,400
4,438-4,650 25,010-25,600 26,480-26,950 27,540-28,00
* Возможны отклонения от приведенных значений.
Таблица 3.20. Типы модуляции, эксплуатационные характеристики и официально принятые старые и новые сокращенные обозначения
Вид передачи (старая классификация)
Тип модуляцииТип поднесущей
Дополнительные признакиСтарое обозна-Новое обозна-
основной несущей
чение
чение
Амплитудная Без модуляции
—
АО
NON
Телеграфия
Телеграфия Морзе
—
А1
А1А
Фототелеграф
Тоновая телеграфия
—
А1
А1В
Морзе
—
А2
A2A
Фототелеграф
—
А2
А2В
Телеграфия Морзе
Однополосная
подавленная несущая
A2J
J2A
Фототелеграф
подавленная несущая
A2J
J2B
Телеграфия Морзе
частично подавленная несущая
A2A
R2A
Телеграфия Морзе
без подавления несущей
А2Н
Н2А
для автоматического приема
А2Н
Н2В
Передача речи
Две боковые полосы Однополосная
АЗ
АЗЕ
частично подавленная несущая
АЗА
R3E
без подавления несущей
АЗН
НЗЕ
подавленная несущая
Две независимые боковые поло-
A3J
J3E
сы
АЗВ
В8Е
Факсимильная связь (передача изображений)
Однополосная
А4
АЗС
частично подавленная несущая
А4А
R3C
подавленная несущая
A4J
J3C
Телевидение (изображение)
Две боковые полосы
С частично подавленной боко
А5
АЗЕ
вой
Одна боковая полоса
А5С
C3F
с подавленной несущей
A5J
J3F
Частотно-манипулиро-
Однополосная
ванная многократная
с частично подавленной несу
телеграфия
щей
А7А
R7B
с подавленной несущей
A7J
J7B
Особые случаи
Две боковые полосы
А9
АХХ
один канал с квантованной или цифровой информацией без модулированной поднесущей
А9
AID
с модулированной поднесущей
А9
A2D
Две независимые боковые поло
сы
А9В
B9W
Телеграфия Морзе
Одна боковая полоса
с подавленной несущей; один канал с квантованной или цифровой информацией с модулированной поднесущей
A9J
J2A
Фототелеграф
Аналогично
A9J
J2B
Телеуправление
Аналогично
A9J
J2D
Продолжение табл. 3.20
Тип модуляции Тип поднесущейДополнительные признаки Старое обозна-Новое обозна-
основной несущейчениечение
Частотная
(или фазовая)
Телеграфия без модуляции на звуковых частотах (частотная манипуляция) Телеграфия Морзе-FlF1A
Фототелеграф-FlF1B
Телеграфия путем включе- ния/выключения звуковой модулирующей частоты Телеграфия Морзе-F2F2A
Фототелеграф-F2F2B
Дальная телефонная связь и радиовещание-F3F3E
Фазовая модуляция СВЧ- и УВЧ-телефонияF3G3E
Факсимильная связьОдин канал
(передача изображений) с аналоговой информациейF4F3C
с квантованной или цифровой информацией без модулированной поднесущейF4F1C
с модулированной поднесущейF4F2C
Телевидение-F5F3F
Четырехчастотная диплек- сная телеграфия-F6F7B
Особые случаи-F9FXX
ТелеуправлениеОдин канал
с квантованной или цифровой информацией без модулированной поднесущейF9F1D
с модулированной поднесущейF9F2D
Импульсная
Импульсная модуляция несущей частоты без дополнительной модуляции (например, радиолокатор)-РОPON
Телеграфия-P1DК1А
Модуляция
амплитуды импульсаP2DК2А
длительности импульсаР2ЕL2A
фазы импульсаP2FМ2А
РадиотелефонияМодуляция
амплитуды импульсаP3DК2Е
длительности импульсаРЗЕL3E
фазы импульсаP3GУЗЕ
Особые случаи импульсной модуляции основной несущей-Р9XXX
Таблица 3.21. Оптимальное время для связи Центральная Европа *<-► Северная Африка в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Таблица 3.22. Оптимальное время для связи Центральная Европа * ^ Центральная Африка в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
постоянно
7,000-14,000
0500-2300
14,000 16,000
0800-2100
16,000-18,000
0900-1900
18,000-22,000
1600-0600
5,000- 8,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0500-2300
7,000-14,000
0700-1700
14,000-16,000
0900-1600
16,000-18,000
1100-1500
18,000-22,000
1400-0800
5,000- 8,000
* Направление излучения 130-230°
в Центральной Европе:
Таблица 3.23. Оптимальное время для связи Центральная Европа * <-> Южная Африка в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-1900
14,000-22,000
1400-1800
18,000-22,000
1500-2000
16,000-18,000
1600-2000
14,000-16,000
1600-0100
7,000-14,000
1800-0200
5,000- 8,000
2000-0300
3,000- 5,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-1900
18,000-22,000
0700 0900
14,000-18,000
1500-2000
16,000-18,000
1500-2200
14,000-16,000
1600-2300
7,000-14,000
2000-2400
5,000- 8,000
2100-0100
3,000- 5,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 145-180°
Время (UTC)
Частоты, МГц
постоянно
14,000-16,000
0500-2300
16,000-18,000
0500-2000
18,000-22,000
1600-0800
10,000-14,000
1700-0600
7,000-10,000
1800-0300
5,000- 8,000
1900-0400
3,000- 5,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-2200
14,000-18,000
0700-1800
18,000-22,000
1500-0800
7,000-14,000
1700-0700
3,500- 8,000
2000-0400
3,000- 3,500
* Направление излучения 135-210°
в Центральной Европе:
Таблица 3.24. Оптимальное время для связи Центральная Европа * *-* восточное побережье Северной Америки в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
0000-0600
5,000- 7,000
1200-2400
18,000-22,000
1300-0100
16,000-18,000
1600-0800
14,000-16,000
2200-0800
10,000-14,000
2300-0800
7,000-10,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
1100-1800
18,000-22,000
1100-1900
16,000-18,000
1200-2000
14,000-16,000
2000-0800
7,000-10,000
2300-0700
5,000- 7,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 290-330°
Таблица 3.25. Оптимальное время для связи Центральная Европа * ^ западное побережье Северной Америки, Гавайи в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
0100-0600
10,000-14,000
0200-0700
5,000-10,000
2100-0200
16,000-22,000
2200-0400
14,000-16,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)Частоты, МГц
0000-06007,000-10,000
0100-07005,000- 7,000
1500-180014,000-22,000
2200-050010,000-14,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 300-360°.
Таблица 3.TL Оптимальное время для связи Центральная Европа * <-► Южная Америка южнее экватора в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
0000-0600
3,500- 7,000
0100-0300
3,000- 3,500
0900-1100
18,000-22,000
1600-0500
18,000-22,000
1900-0800
14,000-16,000
2100-0700
10,000-14,000
2300-0700
7,000-10,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0000-0500
3,000- 3,500
0000-0800
3,500- 7,000
0600-0800
14,000-16,000
0700-1100
16,000-18,000
0800-1800
18,000-22,000
1700-2200
16,000-18,000
1800-2300
14,000-16,000
2000-1000
10,000-14,000
2100-0900
7,000-10,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 220-275°.
Таблица 3.26. Оптимальное время для связи Центральная Европа *<-► Центральная Америка, включая Мексику, Карибский бассейн и Южную Америку севернее экватора, в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
1200-0100
18,000-22,000
1700-0100
16,000-18,000
2100-0900
10,000-16,000
2300-0500
3,000- 5,000
2300-0600
7,000-10,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0000-0600
3,000- 3,500
0000-0800
3,500- 7,000
0800 1200
14,000-18,000
1100-1300
18,000-22,000
1500-1900
18,000-22,000
1800-2200
14,000-18,000
2100-0900
7,000-10,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 250-290°.
Таблица 3.28. Оптимальное время для связи Центральная Европа *<-► Западная Азия в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
ПОСТОЯННО
10,000-14,000
0500-2400
14,000-16,000
0700-1600
16,000-18,000
1000-1500
18,000-22,000
1400-0800
7,000-10,000
1800-0300
5,000- 8,000
1800-0100
3,500- 5,000
1900-2400
3,000- 3,500
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-2100
7,000-14,000
0700-1800
14,000-16,000
0800-1600
16,000-18,000
1000-1300
18,000-22,000
1600-0600
5,000- 8,000
1800-0400
3,000- 5,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 030-130°.
Таблица 3.29. Оптимальное время для связи Центральная Европа * *-► Центральная, Южная и Юго-восточная Азия в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Таблица 3.30. Оптимальное время для связи Центральная Европа *<-► Восточная Азия в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, лето
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-1600
18,000-22,000
1000-1800
16,000-18,000
1300-2200
14,000-16,000
1700-2400
7,000-14,000
1800-2300
5,000- 8,000
1900 2300
3,500- 5,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0700-1500
18,000-22,000
0800-1800
16,000-18,000
1000-2100
14,000-16,000
1600-2400
10,000-14,000
1700-2300
7,000-10,000
1900-2300
5,000- 8,000
Северное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
0700-1400
18,000-22,000
0800-1500
16,000-18,000
1200-1800
14,000-16,000
1300-2300
10,000-14,000
1400-2400
6,000-10,000
1600 0100
3,000- 7,000
* Направление излучения в Центральной Европе: 030-100°.
Время (UTC)
Частоты, МГц
0600-1100
18,000-22,000
0700 1300
16,000 18,000
0800-1500
14,000 16,000
1300-2200
10,000-14,000
1400-2400
6,000-10,000
1500-2400
5,000- 7,000
2100 -2300
3,000- 3,500
* Направление излучения в Центральной Европе: 000-050°.
Таблица 3.31. Оптимальное время для связи Центральная Европа *<-+Австралия, Новая Зеландия в зависимости от диапазона при невозмущенном состоянии ионосферы
Северное полушарие, летоСеверное полушарие, зима
Время (UTC)
Частоты, МГц
Время (UTC)
Частоты, МГц
0400-1000
14,000-18,000
0400-0700
5,000- 8,000
0600-1000
7,000-10,000
0600-1000
14,000-16,000
0700-1200
18,000-22,000
0700-1100
7,000-10,000
1300-1800
10,000-14,000
0700-1700
10,000-14,000
1600-2400
6,000-10,000
0800-1400
16,000-22,000
1600-2400
14,000-18,000
1300-2300
7,000-10,000
2000-2400
10,000-14,000
1400-1700
14,000-16,000
1400-2300
5,000- 8,000
* Направление излучения
в Центральной Европе:
в дневное время 040-105°,
в ночное время 220-285°
Рис. 3.11. Зависимость среднего расстояния распространения сигнала при ионосферной дальней связи от вертикальной ориентации антенны. Данные соотношения справедливы только для дневного времени. Дальность может значительно уменьшаться из-за влияния внешних причин.
Рис. 3.12. Зависимость среднего расстояния распространения сигнала при ионосферной дальней связи от вертикальной ориентации антенны. Данные соотношения справедливы в основном в ночное время.
Рис. 3.13. Типовая зависимость затухания сигнала при ионосферной дальней связи от числа отражений. Затухание практически не зависит от частоты, однако из-за влияния внешних причин в диапазоне до 10 МГц в течение дня могут наблюдаться значительно более высокие значения затухания вплоть до полного прекращения связи.
3.3. Радиоэлементы3.3. РадиоэлементыDD35353030б!б!554т4т3-3-2т2т1.51.51т 0,9 т 0.80.70.60.5 —0.4 —1т 0,9 т 0.80.70.60.5 —0.4 —0.3 -10.3 -12525г 20г 20-15-15-10- \- 9\-8 \-10- \- 9\-8 \-7-7-6-6-5-5-4-4-3-3-2.5-2.5мкГнрЮОмкГнрЮО-50-40 - 30-20-50-40 - 30-20NF60 ё-55 ^50 =-45Е-40NF60 ё-55 ^50 =-45Е-40-35-35г30г30-10-10-5-4-3-2-5-4-3-2-20-20Г1Г1-15-15^0.5-х0.4-(5.3-0.2^0.5-х0.4-(5.3-0.2-0.1-0.1-10-9-8-10-9-8-0.05 \ ?0 04 ' -0.03-0.02-0.05 \ ?0 04 ' -0.03-0.02-7-7-6-6-5-5
3.3. Радиоэлементы
3.3. Радиоэлементы
D
D
35
35
30
30
б!
б!
5
5
4т
4т
3-
3-
2т
2т
1.5
1.5
1т 0,9 т 0.80.70.6
0.5 —
0.4 —
1т 0,9 т 0.80.70.6
0.5 —
0.4 —
0.3 -1
0.3 -1
25
25
г 20
г 20
-15
-15
-10
- \
- 9\
-8 \
-10
- \
- 9\
-8 \
-7
-7
-6
-6
-5
-5
-4
-4
-3
-3
-2.5
-2.5
мкГн
рЮО
мкГн
рЮО
-50
-40 - 30
-20
-50
-40 - 30
-20
N
F60 ё-55 ^50 =-45
Е-40
N
F60 ё-55 ^50 =-45
Е-40
-35
-35
г30
г30
-10
-10
-5
-4
-3
-2
-5
-4
-3
-2
-20
-20
Г1
Г1
-15
-15
^0.5
-х0.4
-(5.3
-0.2
^0.5
-х0.4
-(5.3
-0.2
-0.1
-0.1
-10
-9
-8
-10
-9
-8
-0.05 \ ?0 04 ' -0.03
-0.02
-0.05 \ ?0 04 ' -0.03
-0.02
-7
-7
-6
-6
-5
-5
-0.01
-2-2L1.5L1.5D - среднийD - среднийдиаметр катушки (вдиаметр катушки (в-0.005-0004-0.003-0.002мм)-0.005-0004-0.003-0.002мм)-4-4-3-3I-длина обмотки катушки индуктивности (вI-длина обмотки катушки индуктивности (вмм)мм)
-2
-2
L1.5
L1.5
D - средний
D - средний
диаметр катушки (в
диаметр катушки (в
-0.005
-0004
-0.003
-0.002
мм)
-0.005
-0004
-0.003
-0.002
мм)
-4
-4
-3
-3
I-длина обмотки катушки индуктивности (в
I-длина обмотки катушки индуктивности (в
мм)
мм)
Рис. 3.14. Номограмма для быстрого расчета конструктивных параметров катушки индуктивности в бескаркасном исполнении или намотанной на нейтральном сердечнике. Полученные результаты имеют достаточную (с практической точки зрения) точность, так что применение точных расчетных формул необязательно. При расчетах индуктивности выводов радиоэлементов и соединительных проводников можно вообще принять значение 1 нГн на 1 мм длины.
Таблица 3.32. Математические выражения для расчета катушек индуктивности
Для катушек индуктивности без сердечника или с нейтральным сердечником:
L = N2 • D • К(нГн, см).L = N2 • D • К(нГн, см).
L = N2 • D • К(нГн, см).
L = N2 • D • К(нГн, см).
Величина К определяется из рис. 3.15
Для катушек индуктивности с магнитным сердечником:
/ LL
N=L = N2-Al; Al = —.
V al l’ l n2
Рис. 3.15. Номограмма для определения коэффициентов К в соответствии с табл. 3.32.
Таблица 3.33. Коды материалов, соответствующие цветовые обозначения и оптимальные диапазоны частот карбонильных тороидальных сердечников, известных как серия Т-ххх-хх * (производство США)
Материал
Цветовое обозначение на сердечнике
Частота, МГц
41
Зеленый
3
Серый
0,05-0,5
15
Красный/Белый
0,1 -2,0
1
Голубой
0,5 -5,0
2
Красный
1 -30
6
Желтый
10 -90
10
Черный
60 -150
12
Зеленый/Белый
100 -200
0
Яркий (цвет)
150 -300
* Код Т-ххх-хх: первая группа цифр обозначает размеры сердечника в сотых долях дюйма (1 дюйм = 25,4 мм), вторая группа цифр-материал сердечника (в соответствии с обозначением фирмы Amidon, США).
** Оптимальный диапазон для колебательных цепей высокой добротности. Цветовой код соответствует обозначениям фирмы Amidon и Micrometals, США.
Таблица 3.34. Важнейшие параметры практически оптимальных карбонильных тороидальных сердечников Т-серии (см. также табл. 3.35)
Указанные сердечники используются преимущественно в высоко добротных ВЧ-селекторах. Общее правило*, достижимая добротность увеличивается с ростом размеров сердечника
Сердечник
Внешний диаметр, Внутренний, диа-
Высота, мм мм^
А **
ММ
Т
Ае» ММ
мм
метр, мм
Т-25
6,5
3,1
2,4
4,2
15,0
Т-37
9,5
5,2
з,з
7,0
23,2
Т-50
12,7
7,7
4,8
12,1
32,0
Т-68
17,5
9,4
4,8
19,6
42,4
Т-80
20,2
12,6
6,4
24,4
51,5
Т-94
23,9
14,2
7,9
38,5
60,0
Т-106
26,9
14,2
11,1
70,6
64,7
Таблица 3.35. Значения коэффициентов AL для тороидальных сердечников Т-серии, параметры которых приведены в табл. 3.33 и 3.34
Материал
01210621153
Hi
136810202535
Тип
Коэффициент Al**, нГн
Т-25
Т-37
Т-50
Т-68
Т-80
Т-94
Т-106
0,451,31,92,73,47,08,510,0
0,491,52,53,04,08,09,012,0
0,641,83,14,04,910,013,517,5
0,752,13,24,75,711,518,019,5
0,852,23,24,55,511,517,018,0
1,063,25,87,08,416,020,024,8
1,9011,613,532,534,540,5
U«*. МГц
3002001509030520,5
* Значения fMaKC приведены для колебательных цепей с высокой добротностью.
** Допуск на величины AL составляет ^ +25%.
Таблица 3.36. Материалы и сводная таблица фирменных обозначений для ферритовых сердечников, выпускаемых различными производителями
Ферриты применяются в основном для широкополосных трансформаторов и ВЧ-дросселей; для ВЧ-селекторов в приемниках они имеют ограниченное применение (вследствие возможных интермодуляционных искажений при широкополосном усилении, обусловленных эффектом насыщения; с ростом магнитной проницаемости |ij ситуация усугубляется)
Начальная магнитная проницаемость ц,*
1524650900
10——406080125 2000 30005000
1625750950
Амидон
Кофелек Фэйр-Рит Феррокскуб Индиана-Дженерал Сименс
6361437275
Н60 Н52 Н50Н32Т10 Т5 Т4
63617275
4Н14D2 4С6 4С6 3D3 ЗВЗЗЕ1 ЗЕ2
Q3Q2QIТСЗ ТС9 05Р06
U17К12KIМЗЗN27 N41 N30
f ** МГц
*макс ’
22080402015121011
* Разделение материалов по их проницаемости ps осуществляется приближенно.
** Значения fMaKC приведены для колебательных цепей с высокой добротностью; в трансформаторах их можно использовать на значительно более высоких частотах. В конкретных случаях уточните параметры по данным фирмы-изготовителя.
Рис. 3.16. Формы наиболее часто используемых ферритовых сердечников.
Таблица 3.37. Важнейшие параметры практически оптимальных ферритовых тороидальных сердечников серии FT-xxx-xx (производство США: см. также табл. 3.36 и 3.38).
Общее правило', достижимая добротность увеличивается с ростом размеров сердечника
Сердечник *
Внешний диаметр, ВнутреннийВысота,Ае**,Ie***,Ve****,
ммдиаметр, мммммм2мммм3
FT-23
FT-37
FT-50
FT-82
FT-114
5,83,11,52,113,428,5
9,54,83,27,121,5163
12,77,14,813,330,2402
21,013,26,424,652,61293
29,019,07,537,574,22778
* Код FT-xxx-xx: первая группа цифр обозначает размеры сердечника в сотых долях дюйма (1 дюйм = =25,4 мм), вторая группа цифр-материал сердечника (в соответствии с обозначением фирмы Amidon, США).
** Ае-эффективное сечение в магнитном поле.
*** 1е-эффективная длина пути в магнитном поле.
♦♦♦♦ уе- эффективный объем в магнитном поле.
Таблица 3.38. Значения коэффициентов AL для тороидальных сердечников FT-серии (см. табл. 3.37)
Материал
63
61
43
72
75
Pi
40
125
550
2000
5000
Тип
Коэффициент Al**, нГн
FT-23
7,9
24,8
189
396
990
FT-37
17,7
55,3
420
884
2210
FT-50
22,0
68,0
523
1100
2750
FT-82
23,4
73,3
557
1172
2930
FT-114
25,4
79,3
603
1268
3170
f *, МГц
*макс »М
100
50
30
8
8
* Значения Гмакс приведены для каскадов усиления мощности в передатчиках с учетом потерь на нагревание. Значения Гмакс следует увеличить примерно в 5 раз при использовании в колебательных цепях малой мощности.
** Допуск на величины AL составляет ^ ±25%.
Таблица 3.39. Важнейшие параметры практически оптимальных ферритовых тороидальных сердечников фирмы Ferroxcube (см. также табл. 3.36 и 3.40)
Сердечник
Внешний ВнутреннийВысота,Ае*,Ie**,Ve***,
диаметр, мм диаметр, мммммм2мммм3
Ferroxcube,
6,33,72,32,015,531,0
9,45,63,44,523,3105
FCX
14,58,55,512,535,5445
23,613,47,631,557,01790
29,618,48,138,075,02580
* Ае-эффективное сечение в магнитном поле.
** 1е- эффективная длина пути в магнитном поле.
*** Vc-эффективный объем в магнитном поле.
Таблица 3.40. Значения (см. табл. 3.39)
коэффициентов
AL
для тороидальных
сердечников
фирмы Ferroxcube
Материал
4С6
ЗН2
ЗЕ1
ЗЕ2
ЗЕЗ
Pi
100
2380
2700
5000
10000
Тип*
Коэффициент Al***, нГн
6,3
9,4
14,5
23,6
29,6
26,7
48,4
76,2 147
425
636
1265
1815
1991
891
1337
2420
3806
3500
fMaKC **,
МГц
60
8
8
8
3
* Размеры даны в миллиметрах.
** Значения Гмакс приведены для каскадов усиления мощности в передатчиках с учетом потерь на нагревание. Значения fMaxc следует увеличить примерно в 5 раз при использовании в колебательных цепях малой мощности.
*** Допуск на величину AL составляет ^ ±25%.
Таблица 3.41. Максимально возможное число витков в зависимости от диаметра провода при намотке на тороидальных ферритовых сердечниках FT- и Т-серий
Приведенные данные можно использовать и для подобных изделий других типов при сопоставимых размерах.
Диаметр провода*.
FT-114
Т-106
Т-94
FT-82
Т-80
Т-68
FT-50
Т-50
FT-37 Т-37
FT-23 Т-25
мм
А WG-номер
2,6
10
12
12
10
6
4
1
2,1
12
16
16
14
9
6
3
1,6
14
21
21
18
13
8
5
1
1,3
16
28
28
24
17
13
7
2
1,0
18
37
37
32
23
18
10
4
0,8
20
47
47
41
29
23
14
6
0,63
22
60
60
53
38
30
19
9
0,5
24
77
77
67
49
39
25
13
0,4
26
97
97
85
63
50
33
17
0,32
28
123
123
108
80
64
42
23
0,25
30
154
154
136
101
81
54
29
0,2
32
194
194
171
127
103
68
38
0,16
34
247
247
218
162
132
88
49
0,125
36
304
304
268
199
162
108
62
0,1
38
389
389
344
256
209
140
80
0,08
40
492
492
434
324
264
178
102
* Провод имеет однослойную лаковую изоляцию (тип CuL). А WG-номер - обозначение проводов, принятое в США.-77ргш. перев.
Таблица 3.42. Математические выражения для расчета конкретных требующихся магнитных характеристик сердечников для катушек индуктивности, трансформаторов и дросселей, применяемых в мощных каскадах
Только для ВЧ-составляющей поля
Вн-108
макс 4,44fM„H-NAc
Для ВЧ-составляющей поля при наличии постоянного тока в каскадах с однотактным или двухтактным режимами
ЦВЧЮ8 N-L Al
4,44 fMMH-N-Ae 10 Ае
UB4-пиковое значение ВЧ-напряжения в первичной или вторичной обмотках (Vs);
Гмин- низшая рабочая частота (в Гц);
N- число витков относительно используемого UB4;
Ае - эффективное магнитное сечение (в см2);
I = - постоянный ток (в А);
AL-коэффициент индуктивности (в Гн);
4,44 = 2-л (V2);
Вмакс-магнитная индукция (Гаусс [Гс]; 1 Гс = 0,1 мТл = 1 миллитесла)
Допустимая составляющая магнитного поля сердечника (в Гс или мТл) сравнивается с намагниченностью В, приведенной изготовителем в справочных данных; эта составляющая должна находиться в области линейных значений
Отвертка для настройки (только для монтажа ) с соответствующей головкой
Подстроечный сердечник
Скоба
Броневой сердечник
Каркас катушки с одной или двумя секциями
Броневой сердечник
Монтажная основа с резьбой; 4 или 6 выводов для впаивания при монтаже
Рис. 3.17. Составные части конструкции катушки индуктивности с броневым ферритовым сердечником.
Ориентировочное
Внешний диаметр провода с изоляцией, мм —>
Рис. 3.18. Размеры практически оптимальных ферритовых броневых сердечников и максимально возможное число витков в зависимости от диаметра наматываемого провода. Приведенные значения относятся к обеим половинам сердечника (см. рис. 3.17); при этом следует учитывать размеры монтажных элементов.
Справочные данные, факты, определения
Намотка до достижения диаметра стирофлексового каркаса
Рис. 3.19. Значения добротности отдельных экземпляров катушек индуктивности с броневым сердечником размером 9x5 мм. Общее правило: достижимая добротность растет с увеличением размеров сердечника.
Таблица 3.43. К рис. 3.19
L (в мкГн) для
Число ВИТКО1
з Провод ВЧ-литцендрат
Число секций
Диаметр 0*, мм
AL = 25 нГн
Al = 40 нГн
4,37
6,21
12
0,20 CuL
1
6,7
0,76
1,08
5
0,5 CuL
1
6,0
30,4
47,3
35
1 х 20 х 0, 04 CuLS
1
—
8,35
12,2
18
1 х 20 х 0, 04 CuLS
1
—
4,97
7,2
13
1 x 20 x 0, 04 CuLS
1
6,7
Отвертка для настройки ( только для монтажа )
Подстроечный сердечник
Сердечник
Скобы
Каркас катушки с одной или двумя секциями, 5 или 8 выводов
Сердечник
Фланец с резьбой или резьбовая гильза
Изолирующая основа
Рис. 3.20. Составные части конструкции катушки индуктивности с ферритовым броневым разрезным сердечником (R М -сердечником).
Внешний диаметр провода с изоляцией, мм —>
Рис. 3.21. Максимально возможное число витков практически оптимальных ферритовых RM-сердечников в зависимости от диаметра наматываемого провода (конкретные конструктивные размеры сердечников приведены в документации фирм-изготовителей).
Справочные данные, факты, определения
Рис. 3.22. Значения добротности отдельных экземпляров катушек индуктивности с ферритовым RM-сердечником (размер RM4: габариты обеих половин сердечника составляют 10 х 10 х 10 мм). Общее правило: достижимая добротность растет с увеличением размеров сердечника.
Намотка до достижения диаметра стирофлексового каркаса
Г, МГц
Таблица 3.44. К рис. 3.22
L (в мкГн) дляЧисло Провод, Число Диаметр 0*,
AL = 40 нГн
витков ВЧ-литцендрат секциймм
Al = 63 нГн
МЗЗ
Al = 63 нГн
77010020х0,04CuL1
1835245х0,04CuL1
54,52990x0,04CuL1
К1
Al = 25 нГн
5,201445 х 0,04 CuLS16,6
2,65100,5 CuL16,6
1,2770,6 CuL16,4
илиилиоснование с контактамиоснование с контактамиКолоколообразный сердечникКолоколообразный сердечникОснование с контактами для монтажа на поверхностиОснование с контактами для монтажа на поверхностидля подключения к печатной платедля подключения к печатной платеРис. 3.23. Составные части конструкции катушки индуктивности с миниатюрным ферритовым сердечником размером 4,6 х 5,2 мм.Рис. 3.23. Составные части конструкции катушки индуктивности с миниатюрным ферритовым сердечником размером 4,6 х 5,2 мм.Цилиндрический сердечник с обмоткойЦилиндрический сердечник с обмоткойДиапазон регулировки и соответствующая высота сердечника h при п оборотах колоколообразного сердечникаДиапазон регулировки и соответствующая высота сердечника h при п оборотах колоколообразного сердечникааа
или
или
основание с контактами
основание с контактами
Колоколообразный сердечник
Колоколообразный сердечник
Основание с контактами для монтажа на поверхности
Основание с контактами для монтажа на поверхности
для подключения к печатной плате
для подключения к печатной плате
Рис. 3.23. Составные части конструкции катушки индуктивности с миниатюрным ферритовым сердечником размером 4,6 х 5,2 мм.
Рис. 3.23. Составные части конструкции катушки индуктивности с миниатюрным ферритовым сердечником размером 4,6 х 5,2 мм.
Цилиндрический сердечник с обмоткой
Цилиндрический сердечник с обмоткой
Диапазон регулировки и соответствующая высота сердечника h при п оборотах колоколообразного сердечника
Диапазон регулировки и соответствующая высота сердечника h при п оборотах колоколообразного сердечника
а
а
Используемое сечение обмотки AN, мм2
Средняя длина витка LN , мм
Значение AR*, мкОм
0,84
6,9
280
* RCu= \х N2 (сопротивление постоянному току = ARX квадрат числа витков). Значение AR в данном случае задается для коэффициента заполнения меди ^и = 0,5.
** 100%= полностью вывинченному колоколообразному сердечнику.
Рис. 3.24. Максимально возможное число витков N в зависимости от диаметра наматываемого провода с изоляцией (а) и подстроечная характеристика в зависимости от применяемого материала (б) при использовании катушек с ферритовым сердечником, выполненных в соответствии с конструкцией, изображенной на рис. 3.23.
f, кГц
Рис. 3.25. Значения добротности отдельных экземпляров катушек индуктивности с ферритовым сердечником, выполненных в соответствии с рис. 3.23. Общее правило: достижимая добротность растет с увеличением размеров сердечника.
L, мкГц
Провод
Число витков
Число слоев
1,25
0,18 Cut
14
2
0,15
0,23 Cut
4
1
0,020
0,23 Cut
1
-
Материал U 17/К5
L, мкГн
Провод,
Число
Число
ВЧ-литцендрат
витков
слоев
0,81
32 х 0,025 LS
9
2
0,64
0,18 CuL
8
1
0,25
0,23 CuL
5
1
Таблица 3.45. К рис. 3.25
Материал U 17
Рис. 3.26. Схемы и частотные параметры ВЧ-дросселей; значения Z приведены для сердечников, полностью заполненных обмоткой. Эти ферритовые элементы вследствие их собственной чрезвычайно малой добротности (Q1) практически свободны от резонансов. Дроссели данного типа можно использовать и в других частотных диапазонах.
Таблица 3.46. Электрические характеристики различных типов серийно выпускаемых миниатюрных ВЧ-дросселей на ферритовых сердечниках
Типичные габаритные размеры составляют 4 х 9,5 мм; чем миниатюрнее дроссели, тем на меньшую величину тока они рассчитаны
Индуктивность L, Допуск, % Добротность
Частота, МГц
Номинальный ток IN, мА
Сопротивление постоянному току Кмажс> Ом
Резонансная частота fM„H, МГц
мкГн
°МИН
1
60
1250
0,16
295
1,5
60
1100
0,2
250
2,2±10
70
7,9
1000
0,25
220
3,3
70
950
0,28
175
4,7
80
850
0,34
155
6,8
80
800
0,38
135
10
80
750
0,46
90
15
70
660
0,58
17
22
60
600
0,7
13
33
50
2,5
550
0,87
11
47
50
500
1,05
9
68
40
450
1,3
6
100
70
350
1,9
5
150
70
250
4
3,9
220
70
220
5
3,7
330±5
70
0,79
200
6,2
2,9
470
70
180
7,5
2,5
680
60
160
9,4
2,2
1000
50
130
14
1,6
1500
50
0,25
ПО
20
1,4
2200
40
85
32
1,1
3300
40
70
46
1,0
4700
40
55
70
0,7
Частота1 МГц
Рис. 3.27. Зависимость среднего диаметра медного провода и протекающего тока от частоты для бескаркасных катушек индуктивности (тип РА). Для эффективного отвода тепла расстояние между витками катушки должно быть не менее половины диаметра провода.
Таблица ЗА1. Параметры медных проводов с лаковой изоляцией и проводов с лаковой и шелковой изоляцией
Номинальный диаметр ( = диаметру провода), мм
Внешний диаметр провода с изоляцией (маек, величина)
Сопротивление постоянному току (номинальное значение при 20 °C), Ом/м
Однослойная лаковая изоляция L, мм
Двухслойная лаковая изоляция 2L, мм
Однослойная лаковая и шелковая изоляция (натуральный шелк) LS, мм
Однослойная лаковая изоляция и шелковая изоляция (искусственный шелк) LKc, мм
0,03
0,038
0,041
0,077
_
24,39
*0,032
0,040
0,043
—
—
21,44
0,036
0,045
0,049
—
—
16,94
*0,04
0,050
0,054
0,087
—
13,72
0,045
0,056
0,061
—
—
10,84
*0,05
0,062
0,068
0,100
—
8,781
0,056
0,069
0,076
—
—
7,000
0,06
0,074
0,081
0,110
0,125
6,098
* 0,063
0,078
—
—
—
5,531
*0,071
0,088
0,095
—
—
4,355
*0,08
0,098
0,105
0,133
0,148
3,430
*0,09
0,110
0,117
0,147
0,162
2,710
*0,1
0,121
0,129
0,157
0,172
2,195
*0,112
0,134
0,143
—
—
1,750
*0,125
0,149
0,159
—
—
1,405
*0,14
0,166
0,176
0,204
0,219
1,120
0,15
0,177
0,188
0,214
0,229
0,9756
*0,16
0,187
0,199
0,225
0,240
0,8575
0,17
0,198
0,210
0,235
0,250
0,7596
*0,18
0,209
0,222
0,245
0,260
0,6775
0,19
0,220
0,233
0,255
0,270
0,6081
*0,2
0,230
0,245
0,265
0,280
0,5488
*0,224
0,256
0,272
—
—
0,4375
*0,25
0,284
0,301
0,325
0,335
0,3512
*0,28
0,315
0,334
0,357
0,367
0,2800
0,3
0,336
0,355
0,377
0,387
0,2439
*0,315
0,352
0,371
—
—
0,2212
*0,355
0,395
0,414
—
—
0,1742
♦ 0,4
0,442
0,462
0,484
0,504
0,1372
*0,45
0,495
0,516
0,541
0,561
0,1084
*0,5
0,548
0,569
0,591
0,611
0,08781
*0,56
0,611
0,632
—
—
0,07000
0,6
0,654
0,674
0,699
0,719
0,06098
*0,63
0,684
0,706
—
—
0,05531
*0,71
0,767
0,790
—
—
0,04355
*0,75
0,809
0,832
0,862
0,882
0,03903
*0,8
0,861
0,885
0,912
0,932
0,03430
*0,85
0,913
0,937
—
0,992
0,03038
*0,9
0,965
0,990
—
1,042
0,02710
*0,95
1,017
1,041
—
1,092
0,02432
*1
1,068
1,093
-
1,142
0,02195
Обозначенные звездочкой (*) номинальные диаметры провода соответствуют рекомендациям IEC 182-1, издание 1964 г., часть’1: «Диаметры проводников для круглых обмоточных проводов»; их следует преимущественно применять.
Размеры проводов (литцендрат), мм
Номинальный ди-Внешний диаметр провода (литцендрата) сСопротивление
аметр провода с ла-изоляцией (макс, величина)постоянному току
ковой изоляцией, (номинальное
без обмотки,с обмоткойзначение при
20 °C), Ом/м один слой нату- два слоя натурального шелка рального шелка
S, мм2S, мм
1х12х0,04
1х15х0,04
1х20х0,04
1х30х0,04
1х45х0,04
0,2080,2430,2781,190
0,2280,2680,2980,950
0,040,2600,3000,3300,710
0,3210,3610,3910,475
0,4000,4400,4700,316
1х10х0,05
1х15х0,05
1х20х0,05
1х30х0,05
1х45х0,05
0,2260,2660,2960,910
0,2820,3220,3520,610
0,050,3220,3620,3920,456
0,3980,4380,4680,304
0,4960,5360,5660,203
1 х 3 х 0,07
1 х 6 х 0,07
1х10х0,07
1х15х0,07
1х20х0,07
1х30х0,07
1х45х0,07
0,1840,2190,2541,550
0,2550,2950,3250,780
0,3100,3500,3800,465
0,070,3870,4270,4570,310
0,4420,4820,5120,232
0,5460,5860,6260,155
0,6800,7200,7600,103
3 х 20 х 0,04
3 х 30 х 0,04
3 х 45 х 0,04
0,4750,5150,5450,237
0,040,5900,6300,6700,158
0,7350,7750,8150,105
3 х 20 х 0,05
3 х 30 х 0,05
3 х 40 х 0,05
0,5880,6280,6680,152
0,050,7320,7720,8120,101
0,8560,9060,9560,076
3 х 20 х 0,07
3 х 30 х 0,07
3 х 45 х 0,07
0,8070,8470,8870,078
0,071,0051,0551,1050,0517
1,2501,3001,3500,0344
Таблица 3.49. Диаметр и обозначение проводов
Приводится обозначение проводов, принятое в США (так называемый AWG-номер), и соответствующее значение диаметра (провод без изоляции)
AWG-номер
Диаметр, мм AWG-номер Диаметр, мм
AWG-номер Диаметр, мм
AWG-номер Диаметр, мм
1
7,348
11
2,305
21
0,723
31
0,227
2
6,544
12
2,053
22
0,644
32
0,202
3
5,827
13
1,828
23
0,573
33
0,180
4
5,189
14
1,628
24
0,511
34
0,160
5
4,621
15
1,450
25
0,455
35
0,143
6
4,115
16
1,291
26
0,405
36
0,127
7
3,665
17
1,150
27
0,361
37
0,113
8
3,264
18
1,024
28
0,321
38
0,101
9
2,906
19
0,912
29
0,286
39
0,090
10
2,588
20
0,812
30
0,255
40
0,080
L-H-(ui^ + b?-l)
D, СМ
Ф
f, МГЦ
г-1000
-0,0002
-800
1 -
у 600
0,6-
-0,0004
-400
-0,0006
0,6-
-0,0006
-0,001
-200
0,4 -
-0,002
-100
-80
-60
-0,004/
—40
0,2-
^0,006
-0,006
-20
-0,01
-10
-0,02
-6
0,1 -
76
0,06 -
-0,04
-4
-0,06
0,06 -
-0,08
-2
-0,1
0,04 -
-0,2
-1
-0,6
-0,6
-0,24
-0,4
0,02 -
-0,247
-0,249
-0,2
0,01 -
-0,25
-0,1
см; нГн
Рис. 3.28. Расчет индуктивности круглых монтажных проводов с учетом влияния скин-эффекта. При расчете предполагается, что расстояние от проводящей поверхности больше 10D (провода).
для 1^>а
I» Ы,8-^1п^*1-^
[см; мГн ]
др получено из рис. 3.28
Рис. 3.29. Расчет индуктивности монтажного провода, расположенного на большом расстоянии от проводящей поверхности. Для учета скин-эффекта, зависящего от частоты, используется корректирующий коэффициент ф, полученный из рис. 3.28.
L“2-L-(Ln^^+0175) [см;нГн]
ДЛЯ 1»ь
Рис. 3.31. Расчет емкости круглого монтажного провода, расположенного на большом расстоянии от проводящей поверхности.
Рис. 3.30. Расчет индуктивности плоского монтажного провода. Формула приближенная.
Рис. 3.32. Типовые диапазоны значений емкости (в долях Ф) конденсаторов, наиболее часто используемых в радиоэлектронных приборах (с указанием технологии и конструкции).
Таблица 3.50. Основные типы керамических ВЧ-конденсаторов
СокращенноеРазмеры, мм
обозначениеd х I
DIN
NDK-керамика, тип 1
HDK-керамика, тип 2
Вид
Класс применения UN, В
CN, пФ
Класс применения UN, В
CN, нФ
Трубчатые конденсаторы
RDLL 3от 10 до 30
RDLT 3от 10 до 30
GPGKR FPFKR
400
400
1-560
1-560
GPGLR FPFLR
400
400
0,47-10
0,47-10
|)П^
41
Проходные и опорные конденсаторы
DSLKA 37GPG
DSLKA 37
D*ML 314GPGKK
RFZL 47,5-9
400
250
2,5-68
5-120
GPG HPG GPGLR GPFLR
400
63
250
350
0,082-2,2 22-47 0,6-3,2 0,25-2,5
Cl*
1 ^л
Плоские конденсаторы
ZD*U 65-19
HPG
63
4,7-220
——-——
ZDGT 65-19
HPF
63
4,7-220
Многослойные конденсаторы
K*FQот 2 х 1 до 10 х 9
K*FQот 2 х 1 до 10 х 9
KDPUот 5 х 5 до 12 х 12
KDPUот 5 х 5 до 12 х 12
KDPUот 5 х 5 до 12 х 12
FKFKR
FKFKR
100
200
2,2-22 нФ
10-27 нФ
FKFLR LPF FKFLR
100
100
200
0,068-560 0,47-2200 0,33-220 0,33-510 4,7-2200
FKFKR
100
2,2-27 нФ
FKFLR LPF
100
100
Импульсные трубчатые конденсаторы
RDLL 420
RDLT 420
RDLT 420-42FPF
RDLLот 4 х 35 до 8 х 65 GPG
3 кВ
7 кВ
22-150
27-220
GPF FPF
1500
1500
0,27-1,5
0,27-1,5
я
Дисковые конденсаторы
Ширина х Высота
ED*Uот 3 х 4 до 6 х 9
ED*Uот 3 х 4 до 6 х 9
Диаметр
SD**5-12
SDPT5-12
KPDT 1212 х 12
GPG
1-560
GPG
HSG
63В_
40В _
0,18-4,7
1-22
63
i -S* 1 2
GPG FPF HPFHR
400
400
100
0,5-330
0,5-330 4-390
GPG FPF
400
400
0,068-6,8
0,068-6,8
Тип керамики
NDK и HDK
Класс испытаний IEC
40/085/04
Класс применения
GPG
Нижняя рабочая температура,
°C
G -40
Верхняя рабочая температура,
°C
Р +85
Класс влагозащиты
G
Рабочее напряжение, В_
63
Таблица 3.51. Керамические прямоугольные дисковые конденсаторы в пластмассовой оболочке. (К рис. 333,а?)
Керамика класса 1 В и класса 2
Ь^4+0'1b>5+°i5
* На границе заливки диаметр пластмассовых приливов может достигать 0,8 мм
Рис. 3.33,а.
а
Тип керамики
HDK
Класс испытаний IEC
40/085/21
Класс применения
GPF
Нижняя рабочая температура,
°C
G -40
Верхняя рабочая температура,
°C
P +85
Класс влагозащиты
F
Коэффициент потерь tgS
<35-IO"3
Таблица 3.52. Керамические плоские конденсаторы в пластмассовой оболочке. (К рис. 3.33,6.) Керамика 2. Установочный размер 5 мм
Сопротивление изоляции, МОм >5* 103
Рис. 3.33,6.
Рабочее напряжение, В_ 250
Тип керамики
NDK и HDK
Класс испытаний IEC
40/085/04
Класс применения
GPG
Нижняя рабочаятемпература,
°C
G -40
Верхняя рабочая температура,
°C
Р +85
Класс влагозащиты
G
Рабочее напряжение, В_
400
Таблица 3.53. Керамические дисковые конденсаторы в пластмассовой оболочке. (К рис. 3.33,в.) Керамика класса 1 В и класса 2
Обозначение материала керамики
Рис. 3.33, в.
Установочный размер, мм
2,5
Сокращенное обозначение DIN 41930
ZDGU4
Класс испытаний IEC
40/085/56
Класс применения
GPF
Нижняя рабочая температура, °C
G -40
Верхняя рабочая температура, °C
Р +85
Класс влагозащиты
F
Коэффициент потерь tg8
на частоте 1 кГц
« 50 103
Температурная характеристика
2 Е 4
Y5U, Z5U
Сопротивление изоляции, МОм ^10 нФ
Rb> 5103 МОм
>10 нФ
т > 50 с (МОм ■ мкФ)
Рабочее напряжение, В_
63
Таблица 3.54. Керамические плоские конденсаторы в пластмассовой оболочке. (К рис. 3.33, г.)
Керамика класса 2
Рис. 3.33. Керамические прямоугольные, плоские и дисковые конденсаторы (а-г) с различными характеристиками и областями применения. Указанные конденсаторы не должны использоваться в ВЧ-фильтрах, так как они могут вызвать интермодуляционные искажения (следует применять трубчатые и многослойные).
Таблица 3.55. Типичные характеристики керамических многослойных конденсаторов Указанные конденсаторы с успехом используются в высококачественных резонансных цепях
Тип керамики и классNDK, класс 1 В
HDK
Класс 2
Температурная характеристика IEC (материал)CG (NPO)
Обозначение по стандарту EIA
RS-198-BCOG
2С1 (S1400)
X7R
2Е4 (S6000)
Z5U
Класс применения
DIN 40 040.2.73FKF
Нижняя рабочая температура, °C F — 55
Верхняя рабочая температура, °C К +125
Требования к влагозащитеF
Относительная влажность в течение года, %^75
30 дней в году, %95
В обычные дни, %85
FKF
F—55
К +125
F
^75
95
85
HPF Н--25*
Р +85
F
^75
95
85
Класс климатических испытаний согласно публикации 68-1 IEC и
DIN 40 045, 40 04655/125/56
55/125/56
25/085/56
Условия измерения емкости С и коэффициента потерь tgS
Частота измерения f = 1 МГцдля С ^ 1000 пФ
f = 1 кГцдля С > 1000 пФ
Эффективное значение испытательного напряжения, В1
>50 пФ
0,3
>50 пФ
0,3
Коэффициент потерь tg8 >50 пФ <М0"3
(граничное значение) ^50 пФ<+ 0 ?) ю-з
<2510"3
<ЗО1О~3
Изоляция**
Сопротивление изоляции Ris, МОм
при 25°С105
при 125°С104
постоянная времени т (МОм мкФ), с
при 25°С1000
при 125°С100
104
104
1000
100
ю4
500
Старение
Значение изменения емкости для каждой логарифмической временной декады (в часах)—
-2%
-5%
Условия пайки
Рекомендуемая температура пайки, °C210
Максимальная температура пайки, °C240
Время пайки, смакс.5
Рекомендуется пайка волной при максимальной температуре 220°С
Состав припоя: 60% Sn, 36% Pb, 4% Ag с температурой плавления 183°С; рекомендуется применять среднеактивные органические флюсы
* Допускается хранение при температуре до — 55°С.
** Приведены минимальные значения.
CG
0.8 А 0.6 | 0.4 0.2 0
6*0.2 ^-0.4 ^-0.6 <-0,8
-1,0
о _ ^ 55-40-20 0 20 40 60о 80 100 120 140
fec^l-
1,1
rX7R
X7Ri
Г2С1
2СП
0,9 ^0,8 0^0,7 о о.б
0.5
-60-40-20 0 20 40 60
Рис. 3.34. Зависимость емкости керамических многослойных конденсаторов от температуры; параметры конденсаторов приведены в табл. 3.55.
Рис. 3.35. Габаритные размеры керамических многослойных конденсаторов (номинал ^ 2,2 мкФ); параметры конденсаторов приведены в табл. 3.55.
Таблица 3.56. Типичные значения частоты собственного резонанса керамических конденсаторов в зависимости от их емкости и длины выводов
Емкость
Частота (в МГц) при длине выводов*
30 мм25 мм15 мм10 мм
22 нФ
10 нФ
4,7 нФ
2,2 нФ
1 нФ
470 пФ
330 пФ
100 пФ
56 пФ
89,21113
13151821
1618,52225,7
2528,53439,5
43526273
60687285
627186100
130150180210
205242290350
* Общая длина
Рис. 3.36.
Тип керамики и класс применения
NDK: FKF
HDK:FKF и HPF
МеталлизацияМеталлизацияРабочее напряжение: 50В _
Металлизация
Металлизация
Без приливов
Безвыводные
Металлизация: Ag и Pd
Таблица 3.57. Габаритные размеры керамических многослойных без- выводных конденсаторов (область значений ^1,5 мкФ) в соответствии с табл. 3.55. (К рис. 3.36.)
Сокращенное обозначение IEC
Размеры, мм
Вес, мг
1
Ь„„е
8макс
0805
2,3 — о,б
1,5
1,3
9-26
1005
2,8 — о,б
1,5
1,3
12-32
1805
5>0 — 1>0
1,5
1,3
34-87
1210
3,6 — 08
2,8
2,0
50-121
1812
5,0 — 1>0
3,6
2,0
90-215
2220
6,2 - 110
5,5
2,0
187-410
Таблица 3.58. Характеристики типичных ВЧ-конденсаторов с фольговыми обкладками
Указанные конденсаторы с успехом используются в высококачественных резонансных цепях, в особенности это относится к конденсаторам с оптимальной добротностью типа KS. В данном случае не следует опасаться интермодуляционных искажений
Тип
ТехнологияРабочее напряжение, ВОбласть значенийДопуск, %tg 5 на частоте 1 кГц R,, МОм
емкости, нФ
FKP (КР)
Полипропилен/алюминиевая630/1000/15001-68±2,5/±5/± 10/±20(1 — 3)-10~41 • 106
фольга
МКР
Полипропилен/металлизация 160/250/400/630/100010-4700±10/±20(1—3)-10-46-Ю4
алюминием
МКС
Поликарбонат/металлизация 63/100/160/400/630/100010-22000±10/±20(1 - 3)-10-33-104
алюминием
MKS
Полиэстер/металлизация алю- 63/100/250/400/630/100010-33000±10/±206,5 10“32,5 • 104
минием
FKC
Поликарбонат/металлическая 100/160/400/630/10000,1-47±5/±10/±201,5Ю-31 Ю6
фольга
FKS
Полиэстер/металлическая фоль-100/160/4001-100±205,5-10-31 ■ 106
га
TFM
Политерэфталзойреэстер/метал-63/100/16010-10000±20(5 — 10)-10-32 104
лизация алюминием
МКТ
КТ
KS
Полиэстер/металлизация100/250/40010-5600± 10/ ± 205 • 10 ~35 • 104
Полиэстеровая фольга/металл160/4001-330±5/±104-Ю"32-Ю5
Полистироловая фольга/металл63/125/250/5000,05-160± 1... ±5(0,2 — 0,3)* 10-31 • 106
(стирофлекс)
РКР
Бумага и полипропиленовая750/15001,5-27±51Ю-37,5 104
фольга/металл
РКТ
Бумага и полиэстеровая фоль-250В, 50 Гц4,7-220±10/±204,5-10-36103
га/металл
Таблица 3.59. К рис. 331, а
Класс испытаний IEC
40/070/21
Класс применения DIN и эталон надежности
GSE/ZR
Нижняя рабочая температура, °C
G -40
Верхняя рабочая температура, °C
S +70
Класс влагозащиты
Е
Коэффициент надежности, ч-1
Z 200 х 10~9
Длительность функционирования, ч
R 105
Коэффициент потерь tg5 (10 кГц)
(<0,2 до 0,4)" Ю~3
(100 кГц)
(<0,3 до 0,4)" Ю""3
Температурный коэффициент емкости ас, К-1
- (120 ± 60) х 10"6
Сопротивление изоляции Ris, МОм
ю5
Класс точности |iz|
< (0,25% + 0,4 пФ)
Рабочее напряжение, В_
63
Номинальная емкость ( в пФ)
Таблица 3.60. К рис. 331,6
Условная буква, обозначающая допуск Рабочее напряжение (цифра или цветовой код) Внешнее покрытие (штриховой или цветовой код
Класс испытаний IEC
25/085/04
Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °C Класс влагозащиты
НРЕ
Н -25
Р +85
Е (допускается редкое и незначительное увлажнение)
Коэффициент потерь tgS (10 кГц)
(<0,2 до 0,3)-IO"3
Температурный коэффициент емкости ас, К-1
- (200 + 50) х 10~6
Сопротивление изоляции Ris, МОм
>105
Рабочее напряжение, В_
160; 630
Класс точности |iz|
< (0,3% + 0,4 пФ)
Коэффициент потерь tgS 10 кГц
<0,2 х 10-3
100 кГц
<0,4 х 10"3
Температурный коэффициент емкости ас, К-1
— (150 ± 50) х 10"6
Сопротивление изоляции Ris, МОм
>104
Класс точности |iz|
< (0,3% + 0,4 пФ)
Рабочее напряжение, В._
160
Класс испытаний IEC40/085/04Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °CКласс влагозащитыGPEG-40Р +85Е (допускается редкое и незначительное увлажнение)Коэффициент потерь tg5 (1 кГц) (100 кГц)(<0,1 до 0,3)-10"3(<0,3 до 0,5)-10"3Температурный коэффициент емкости ас, К-1- (200 ± 50) х 10"6Сопротивление изоляции Ris, МОм>105Рабочее напряжение, В_63; 160; 630Класс точности |iz|> (0,3% + 0,4 пФ)Класс испытаний IEC40/085/04Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °CКласс влагозащитыGPEG-40Р +85Е (допускается редкое и незначительное увлажнение)Коэффициент потерь tg5 (1 кГц) (100 кГц)(<0,1 до 0,3)-10"3(<0,3 до 0,5)-10"3Температурный коэффициент емкости ас, К-1- (200 ± 50) х 10"6Сопротивление изоляции Ris, МОм>105Рабочее напряжение, В_63; 160; 630Класс точности |iz|> (0,3% + 0,4 пФ)Таблица 3.61. К рис. 3.37, вТаблица 3.61. К рис. 3.37, в°Ао,1°Ао,1Внешнее покрытие Рис. 3.37, в.Внешнее покрытие Рис. 3.37, в.hdНоминальная емкость ( в пФ)11,5515hdНоминальная емкость ( в пФ)11,5515Условная буква, обозначающая допускРабочее напряжение (цифра или цветовой код)Внешнее покрытие (штриховой или цветовой код)Условная буква, обозначающая допускРабочее напряжение (цифра или цветовой код)Внешнее покрытие (штриховой или цветовой код)Рис. 3.37. Различные характеристики и конструкции (а-г) конденсаторов с фольговыми обкладками и оптимальной добротностью типа KS. Эти конденсаторы можно использовать как чипы.Рис. 3.37. Различные характеристики и конструкции (а-г) конденсаторов с фольговыми обкладками и оптимальной добротностью типа KS. Эти конденсаторы можно использовать как чипы.облуженыоблужены25/070/04Рис' 3"37’г-25/070/04Рис' 3"37’г-Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °CКласс влагозащитыКоэффициент надежности, ч-1 Длительность функционирования, чHSG/LRН -25S +70GZ 300 х 10~9R 105Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °CКласс влагозащитыКоэффициент надежности, ч-1 Длительность функционирования, чHSG/LRН -25S +70GZ 300 х 10~9R 105Таблица 3.62. К рис. 3.37, гТаблица 3.62. К рис. 3.37, гКласс испытаний IECКласс испытаний IEC
Класс испытаний IEC
40/085/04
Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °C
Класс влагозащиты
GPE
G-40
Р +85
Е (допускается редкое и незначительное увлажнение)
Коэффициент потерь tg5 (1 кГц) (100 кГц)
(<0,1 до 0,3)-10"3
(<0,3 до 0,5)-10"3
Температурный коэффициент емкости ас, К-1
- (200 ± 50) х 10"6
Сопротивление изоляции Ris, МОм
>105
Рабочее напряжение, В_
63; 160; 630
Класс точности |iz|
> (0,3% + 0,4 пФ)
Класс испытаний IEC
40/085/04
Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °C
Класс влагозащиты
GPE
G-40
Р +85
Е (допускается редкое и незначительное увлажнение)
Коэффициент потерь tg5 (1 кГц) (100 кГц)
(<0,1 до 0,3)-10"3
(<0,3 до 0,5)-10"3
Температурный коэффициент емкости ас, К-1
- (200 ± 50) х 10"6
Сопротивление изоляции Ris, МОм
>105
Рабочее напряжение, В_
63; 160; 630
Класс точности |iz|
> (0,3% + 0,4 пФ)
Таблица 3.61. К рис. 3.37, в
Таблица 3.61. К рис. 3.37, в
°Ао,1
°Ао,1
Внешнее покрытие Рис. 3.37, в.
Внешнее покрытие Рис. 3.37, в.
h
d
Номинальная емкость ( в пФ)
11,5
5
15
h
d
Номинальная емкость ( в пФ)
11,5
5
15
Условная буква, обозначающая допуск
Рабочее напряжение (цифра или цветовой код)
Внешнее покрытие (штриховой или цветовой код)
Условная буква, обозначающая допуск
Рабочее напряжение (цифра или цветовой код)
Внешнее покрытие (штриховой или цветовой код)
Рис. 3.37. Различные характеристики и конструкции (а-г) конденсаторов с фольговыми обкладками и оптимальной добротностью типа KS. Эти конденсаторы можно использовать как чипы.
Рис. 3.37. Различные характеристики и конструкции (а-г) конденсаторов с фольговыми обкладками и оптимальной добротностью типа KS. Эти конденсаторы можно использовать как чипы.
облужены
облужены
25/070/04Рис' 3"37’г-
25/070/04Рис' 3"37’г-
Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °C
Класс влагозащиты
Коэффициент надежности, ч-1 Длительность функционирования, ч
HSG/LR
Н -25
S +70
G
Z 300 х 10~9
R 105
Класс применения DIN и эталон надежности Нижняя рабочая температура, °C Верхняя рабочая температура, °C
Класс влагозащиты
Коэффициент надежности, ч-1 Длительность функционирования, ч
HSG/LR
Н -25
S +70
G
Z 300 х 10~9
R 105
Таблица 3.62. К рис. 3.37, г
Таблица 3.62. К рис. 3.37, г
Класс испытаний IEC
Класс испытаний IEC
С= 0,0885--^-
Рис. 3.38. Расчет емкости двух или более пластин; в последнем случае предполагается, что пластины соединены друг с другом попарно через одну.
Рис. 3.39. Зависимости С, X и f от угла поворота для конденсаторов с обкладками полукруглой формы (конденсаторы переменной емкости и подстроечные конденсаторы).
Рис. 3.40. Зависимости С, X и f от угла поворота для конденсаторов с обкладками Х-образной формы (конденсаторы переменной емкости). Конденсаторы, у которых зависимость от угла поворота линейная, имеют обкладки, огибающая которых описывается логарифмической кривой. Эти конденсаторы обладают хорошей механической и электрической стабильностью параметров.
Рис. 3.41. Пример конструктивного выполнения конденсаторов переменной емкости для высоких частот (ВЧ и ОВЧ); эти конденсаторы можно использовать в качестве подстроечных.
Статор
Рис. 3.42. Конструкция конденсатора переменной емкости с максимальной емкостью 200 пФ для мощных каскадов передатчиков; расстояние между обкладками конденсатора составляет 2,5 мм при общей длине конструкции около 150 мм.
Таблица 3.63. Пробивное напряжение для воздушных конденсаторов в зависимости от расстояния между пластинами
В случае использования этих конденсаторов в цепях, где одновременно действуют постоянное и переменное напряжения, следует складывать их значения
Пиковое напряже-1
ние Us, кВ
1,522,533,544,555,5
Расстояние между пластинами, мм0,4
0,81,31,51,82,12,633,64
Таблица 3.64. Типовые электрические характеристики практически оптимальных конструкций подстроечных конденсаторов
Конструкция
Температурный коэффициент, 106/°С
tg5, 103/1 МГц
АС, пФ
Керамика №750
-750
«1
50
Спиральный подстроечный конденсатор с
особым напылением земляной обкладки
-100-+ 50
<2,5
20
Подстроечный воздушный конденсатор (I)
+ 20/+ 75
^0,5
50
Подстроечный воздушный конденсатор (II)
+ 150/+150
^0,5
50
Полиэтилен - фольга
-750/+300
«1
20
Полипропилен - фольга
-350/+ 250
«1
40
Поликарбонат - фольга
0/+300
«5
70
Тефлон фольга
-250/±150
^0,5
(3 при «100 МГц)
25
in
Рис. 3.43. Конструкция высококачественного воздушного подстроечного конденсатора, применяемого в основном в частотно-подстраиваемых цепях (генераторах) в диапазоне частот до ~ 1,5 ГГц. Этот конденсатор закрывается пыле- и влагозащитным кожухом.
Таблица 3.65. Электрические характеристики, температурный коэффициент емкости и обозначения керамических конденсаторов
Указанные конденсаторы используются для компенсации температурной зависимости колебательных контуров
Керамический материал
Сокра-МеждународноеЦвет точкиТемпера-Диэлект- Коэффи-
щенноесокращенноетурныйрическаяциент
обо-обозначениекоэффи-прони-потерь
значение циентцаемостьtg 5,
. .. „.емкостие10” 3
1А 1В 1Fас, 10-6ЛС
макс.
Р100 NPO
NO33 NO75 N150
N220 N33O
0-АAFAGКрасный/Фиолетовый +100«13
2-АСFСGЧерный±0«39
0-JНFНGКоричневый—33«41 «0,4
1-JLFLGКрасный-75«43
2-JРFРGОранжевый—150«451,5
3-JRGRНЖелтый-220«45
4-JSGSНЗеленый-330«48
«0,5
N470
N750
5-JТ G Т НГолубой-470«51
6-JU Н U JФиолетовый—750«85
2,0
N1500
7-JV К Оранжевый/Оранже-—1500«130
вый
N2200
3-АК L Желтый/Оранжевый—2200«2603,0
«1
N4700
N5600
6-АЕ М Голубой/Оранжевый—4700«4004,0
9-JF М Черный/Оранжевый—5600«4705,0
Температура, °C *-
Рис. 3.44. Зависимость емкости конденсаторов, параметры которых приведены в табл. 3.65, от температуры.
Таблица 3.66. Керамические конденсаторы с соответствующими электрическими характеристиками (см. табл. 3.65), используемые для компенсации температурного влияния
Приводимые в данной таблице размеры относятся к дисковым конденсаторам; чтобы полностью отсутствовали интермодуляционные искажения, необходимо выбирать трубчатые конденсаторы
Емкость, пФ
Материал
Допуск, пФ
Размеры, мм
Емкость, пф
Материал
Допуск, %
Размеры, мм
1
Р100
±0,25
3x4
10
N150
±2%
3x4
1,2
Р100
±0,25
3x4
12
N150
±2%
3x4
1,5
Р100
±0,25
3x4
15
N150
±2%
3x4
1,8
Р100
±0,25
3x4
18
N150
±2%
3x4
2,2
Р100
±0,25
3x4
22
N150
±2%
3x4
2,7
Р100
±0,25
3x4
27
N150
±2%
3x4
3,3
Р100
±0,25
3x4
33
N150
±2%
3x4
3,9
N150
±0,25
3x4
39
N150
±2%
3x4
4,7
N150
±0,25
3x4
47
N150
±2%
4x5
5,6
N150
±0,25
3x4
56
N750
±2%
4x5
6,8
N150
±0,25
3x4
68
N750
±2%
4x5
8,2
N150
±0,25
3x4
82
N750
±2%
4x5
100
N750
±2%
4x5
150
N750
±2%
5x6
Таблица 3.67. Формула, не зависящая от технологии применяемых конденсаторов
(МГц, нГн, пФ),(МГц, нГн, пФ), nom
(МГц, нГн, пФ),
(МГц, нГн, пФ),
эфф"(а>2Ьр.г-С„от)10-9+1
где Спот -номинальная емкость (значение С, требуемое в схеме);
Гаг -паразитная индуктивность (выводов конденсатора или монтажной схемы);
Сэфф -зависящее от частоты значение применяемой емкости С (измененное значение; действует на низких частотах)
На высоких частотах емкость конденсаторов вследствие влияния индуктивности их выводов и соединительных проводов монтажной схемы (см. рис. 3.28) сильно уменьшается по сравнению с соответствующим значением на низких частотах (^ 1 МГц). Поэтому в данном случае, в особенности на частотах > 50 МГц, должны выбираться элементы минимально возможных размеров.
Рис. 3.45. Конструктивное выполнение керамических проходных конденсаторов, используемых для развязки ВЧ-блоков и в качестве шунтирующих емкостей в НЧ-фильтрах.
Рис. 3.46. Проходной П-образный фильтр, выполненный на элементах С и L. Его следует применять при высоких требованиях к развязке каскадов и подавлению помех. Характеристики фильтра представлены на рисунке вместе с соответствующими характеристиками для проходных конденсаторов сопоставимой емкости.
Рис. 3.47. Различные конструкции проходного фильтра, выполненного на элементах С и L. Характеристики фильтра представлены на рис. 3.46.
Тип и характеристика
Технология производства
Температурный коэффициент, К-1
Рабочий диапазон температур, °C
Область применения
Пленочные углеродные резисторы (карбовид)-малый дрейф, малая интенсивность отказов
Термическое разложение раствора углерода
(—200...—800)-10-6
-55...4-125
Радиорелейная техника, информационная техника, дальняя связь
Металлопленочные резисторы (CrNi)-малое значание теплового коэффициента сопротивления (ТКС)
Осаждение в вакууме
0±5010~6
-65...+ 125
Для экстремальных климатических и электрических условий, в авиационной и морской аппаратуре, в измерительных приборах, в усилителях для морской кабельной связи
Резисторы на основе пленок благородных металлов (Au/Pt)- низкоомные, определенный ТКС, хорошая влагоустойчивость, внутреннее или внешнее покрытие
Восстановление из солей редких металлов путем нагрева
(+250.. . + 350+50)-10-6
-65... + 155
Температурная компенсация в транзисторных схемах, мощные высоконадежные сопротивления
Проволочные резисторы рассчитаны на большие мощности (0,25- 200 Вт), малый дрейф, малый температурный коэффициент, небольшой диапазон номиналов, наличие собственной индуктивности
Изготавливаются намоткой
CrNi: +140-10~6 Константан ~ ±30-10"6
Некритичны
Техника связи, измерительная техника и техника больших токов, переменные регулировочные сопротивления
Таблица 3.68. Параметры линейных омических сопротивлений
Для ВЧ-резисторов типичным является отсутствие углеродного или металлического слоя (особенно последнего)
226Глава 3
30 макс30 макс6.6 макс6.6 максРазмеры согласно DIN 41099Размеры согласно DIN 410992 макс jj2 макс jj^,2 макс^,2 максф 1^11,5 макс aJ;i; Флакированный ф ^ 12,5 мин“^ф 1^11,5 макс aJ;i; Флакированный ф ^ 12,5 мин“^
30 макс
30 макс
6.6 макс
6.6 макс
Размеры согласно DIN 41099
Размеры согласно DIN 41099
2 макс jj
2 макс jj
^,2 макс
^,2 макс
ф 1^11,5 макс aJ;i; Флакированный ф ^ 12,5 мин“^
ф 1^11,5 макс aJ;i; Флакированный ф ^ 12,5 мин“^
Таблица 3.69. Характеристики металлопленочных резисторов (рис. 3.48)
Свойства и габариты
согласно DIN 44061 (вып. 6.71)
аналогично MIL-R-10509 F (разд. D)
0309
RN60
Максимальная мощность, Вт при Зи < + 40°С при Эи = +70° С
0,9
0,7
Тепловое сопротивление Rth, °С/Вт приВо=+175°С
140
НадежностьДлительность безотказ
при 0и ^ +40°Сной эксплуатации, ч
при 0о ^ +175°С макс.
130000
Интенсивность отказов, ч—1
<10-8
Температурный коэффициент сопротивления aR,±100 (обозначение 1)
Ю~6/°с+ 50 (обозначение 2)
Номинальное значение при aR = Р100-10 6/°C
Расширенный диапазон
± 2% = G 0,027 - 240 кОм ±2% = G >240 - 510 кОм
Номинальное значение при aR = 50- 106/°С
Расширенный диапазон
± 1 % = F 0,027 - 240 кОм ±1% = F 240 - 510 кОм
Максимальное рабочее напряжение (при дли тельной работе), В~
350
Напряжение пробоя изоляции, В_ Сопротивление изоляции, Ом
900
>1О10
Усилие отрыва выводов, Н
>40
(при усилии в осевом направлении)
Класс применения
Нижняя рабочая температура -65°С
Верхняя рабочая температура + 175°С
Класс влагозащиты D, согласно DIN40040 (вып. 6.70) D = средняя относительная влажность ^ 80%; 60 дней в году 90%; для следующих 30 дней в году 100%, возможно увлажнение
Вес, г
0,35
Рис. 3.48. Основной конструктивный вариант металлопленочных резисторов.
Рис. 3.49. Реактивные составляющие сопротивления для пленочных резисторов с номиналами ^ 10 кОм/^ 1 Вт (качественная зависимость). Для ВЧ-диапазона значения 50-250 Ом оптимальные.
Рис. 3.50. Зависимость действующего сопротивления от частоты для резистора без спирального слоя в соответствии с табл. 3.69 и рис. 3.48 (см. также рис. 3.51).
Рис. 3.51. Зависимость реактивного сопротивления от частоты для резистора без спирального слоя в соответствии с табл. 3.69 и рис. 3.48 (см. также рис. 3.50).
П - цепь
R2
Т- цепь
Рис. 3.52. Схема аттенюатора, используемая для соответствующего ослабления сигнала.
Ah дБ
Значения R, Ом
R1
R2
R3
R4
1
870,0
5,8
2,9
433,9
2
436,0
11,6
5,7
215,2
3
292,0
17,6
8,5
132,0
4
221,0
23,8
11,3
104,8
5
178,6
30,4
14,0
82,2
6
150,5
37,3
16,6
66,9
7
130,7
44,8
19,0
55,8
8
116,0
52,8
21,5
47,3
9
105,0
61,6
23,8
40,6
10
96,2
70,7
26,0
35,0
11
89,2
81,6
28,0
30,6
12
83,5
93,2
30,0
26,8
13
78,8
106,0
31,7
23,5
14
74,9
120,3
33,3
20,8
15
71,6
136,1
35,0
18,4
16
68,8
153,8
36,3
16,2
17
66,4
173,4
37,6
14,4
18
64,4
195,4
38,8
12,8
19
62,6
220,0
40,0
Н,4
20
61,0
247,5
41,0
10,0
21
59,7
278,2
41,8
9,0
22
58,6
312,7
42,6
7,8
23
57,6
348,0
43,4
7,1
24
56,7
394,6
44,0
6,3
25
56,0
443,1
44,7
5,6
30
53,2
789,7
47,0
3,2
35
51,8
1406,1
48,2
1,8
40
51,0
2500,0
49,0
1,0
50
50,3
7905,6
49,7
0,32
60
50,1
25000
49,9
0,10
Таблица 3.71.
Математические
выражения для расчета
аттенюаторов
(см. рис. 3.52
и табл. 3.70)
Таблица 3.70. Значения R резисторов (рис. 3.52)
П-цепь:
RI = R
А + 1
А - Г
R
R2 =—
2
А2 — 1
А
Т-цепь:
R3 = R
А - 1
А + Г
R4 =
2 R
А — —
А
где R- подключаемые сопротивления (равные); А - коэффициент затухания, равный
Ц ^ /Ж
См. также табл. 3.3. и 3.4
R3
Ri > R2
R3=Vr< (^-Рг)
R4--^
Ri
Вносимое затухание I дБ
Рис. 3.53. Схема, расчетные формулы и вносимое затухание для омического аттенюатора (на высоких частотах следует принимать во внимание реактивное сопротивление).
г-^г-л/ц-^г-^г-л/ц-^СгСр Ci+CgСгСр Ci+Cg
г-^г-л/ц-^
г-^г-л/ц-^
СгСр Ci+Cg
СгСр Ci+Cg
Li - динамическая индуктивность
С1 - динамическая емкость
Ri - резонансное сопротивление (последовательное сопротивление потерь)
Со— статическая емкость (емкость держателя) fs - частота (< fp) последовательного резонанса fp - частота (>fs ) параллельного резонанса
Рис. 3.54. Эквивалентная схема замещения кварцевого резонатора и формулы для определения резонансных частот. Составляющая Lx-фиктивная; в области частот, удаленной от резонансных частот, кварцевый резонатор можно представить в виде емкости.
Рис. 3.55. Типичная зависимость сдвига частоты от температуры для кварцевого резонатора. На рисунке нанесены граничные значения, взятые из материалов фирм-производителей. При использовании кварцевого резонатора в термостате устанавливают значение температуры, соответствующее характерной точке инверсии. Представленные характеристики отвечают колебаниям так называемого АТ-сечения, используемого вообще на частотах ^ 0,8 МГц.
Таблица ЗЛТ Частоты и характеристики серийно производимых сверхминиатюрных кварцевых резонаторов (см. также рис. 3.56)
Для данных кварцевых резонаторов используют, как правило, корпуса типов HC-35/U и HC-45/U; вследствие своих малых размеров резонаторы применяются только на частотах ^10 МГц
Диапазон частот, МГц
Срез кристалла
Резонанс
Зависимость частоты от температуры
Допуск подстройки
Af/f0
в диапазоне
10 30
АТ-срез,
Параллель-
±50-10”6
-55° до + Ю5°С
+ 1010 6
основная
ный или
±25 -10-6
-55° до + 105°С
±1010“6
гармоника
последова-
±20-10~6
-20° до +70°С
+ 1010"6
тельный
± 10-10-6
-20° до +70°С
± 10-10-6
±710'6
-20° до + 70°С
±10-10"6
+ 510^6
± 5° от номинальной тем
пературы
25 80
АТ-срез,
Последова-
+ 50-10’6
-55° до +105°С
+ 1010"6
третья
тельный
+ 25-10"6
-55° до + Ю5°С
± 10-10-6
гармоника
±20- 1()6
-20° до +70°С
± 10-10-6
± 10-10-6
-20° до + 70°С
±1010~6
±7-Ю6
-20° до + 70°С
± 10-10-6
±5-106
+ 5° от номинальной
+ 10106
температуры*
60-125
АТ-срез,
Последова
±50-10"6
-55° до + Ю5°С
±10-10-6
пятая гармо
тельный
+25-10-6
-55° до + Ю5°С
± 10-10-6
ника
±20-10'6
-20° до +70° С
±1010'®
±10-10“6
-20° до + 70°С
± 10-10~б
±710 6
-20° до +70°С
±10-10 6
+ 510"6
±5° от номинальной
+ 1010’6
температуры*
110-175
АТ-срез,
Последова
±50-10”6
-55° до + 105°С
±10-10"6
седьмая
тельный
±25-10"6
-55° до + 105°С
±10-10-6
гармоника
±20-10“6
-20° до +70°С
±10Ю“6
±10 10”*
-20° до +70°С
±10-10-6
+ 7-10"6
-20° до + 70°С
± 10-10~6
±510~6
±5° от номинальной
±10-10”6
температуры*
150-200
АТ-срез,
Последова
±50-10” 6
-55° до +105°С
+ 1010'6
девятая
тельный
±20-10—6
-20° до +70°С
+ 1010'6
гармоника
Динамическая Резонансное сопротивление;
Рис. 3.56. Зависимость динамической емкости, резонансного сопротивления (последовательного) и статической емкости от частоты для кварцевых резонаторов, данные о которых приведены в табл. 3.72 (ориентировочные значения).
Таблица 3.73. Частоты и характеристики серийно производимых миниатюрных кварцевых резонаторов (см. также рис. 3.57)
Для данных кварцевых резонаторов используют, как правило, корпуса типов HC-42/U и HC-43/U; вследствие своих малых размеров резонаторы применяются только на частотах ^3 МГц
Диапазон частот, МГц
Срез кристалла
Резонанс
Зависимость частоты от температуры
Допуск подстройки I
Допуск подстройки II
Af/f0
в диапазоне
3-5,2
АТ-срез, основная гармоника
Параллельный или последовательный
±50-10"6 ±2010~6 ±510"6
-55° до +105°С
-20° до + 70°С
±5° от номинальной температуры*
±1010"6 +10-106 ±1010"6
±510 6 ±5-106 ±510 6
5,2-10
АТ-срез, основная гармоника
Параллельный или последовательный
±50-10"6 ±2510“6 ±20-10-6 + 1010"6
±7-10~6 ±510"6
55° до + 105°С
55° до +Ю5°С
20° до + 70°С
20° до +70°С
20° до +70°С
+ 5 от номинальной температуры*
±1010-6 ±1010 6 ±Z 10 106 ± 10 10-6 ±1010 6
±1010 6
±5-10 6 ±510 6 ±510 6 ±510"6
±510 6 ±510“6
Продолжение табл. 3.73
Диапазон частот, МГц
Срез кристалла
Резонанс
Зависимость частоты от температуры
Допуск подстройки I
Допуск подстройки II
Af/fo
в диапазоне
10-30
АТ-срез,
Параллель-
±50-10"®
-55° до + 105°С
±10-10"®
±5-10"®
основная
ный или
±25-10"®
-55° до + 105°С
±10-10"®
±5-10"®
гармоника
последова-
±20-10"®
-20° до + 70°С
±10-10-6
±5-10"®
тельный
±10-10"®
-20° до + 70°С
±10-10-6
±5-10"®
±7-10"®
-20° до + 70°С
±1010-*
±5-10"®
±5-10"®
±5° от номинальной температуры*
± 10-10-6
±5-10"®
20-80
АТ-срез,
Последова-
±50-10"®
-55° до + 105°С
±10-10-6
±5-10"®
третья
тельный
±25-10"®
-55° до + 105°С
±10-10"®
±5-10"®
гармоника
±20-10“®
-20° до + 70°С
± 10-106
±5-10"®
±10-10"®
-20° до + 70°С
±10-10"®
±5-10"®
±7-10"®
-20° до + 70°С
±10-10"®
±5-10"®
±5-10~6
±5° от номинальной температуры*
±10-10"®
±5-10"®
50-125
АТ-срез,
Последо
±50-10"®
-55° до + Ю5°С
±10-10"®
±5-10"®
пятая
ватель
±25-10"®
-55° до + Ю5°С
±10-10"®
±5-10"®
гармоника
ный
±20-10"®
-20° до + 70°С
±10-10"®
±5-10"®
± 10-10-6
-20° до + 70°С
±10-10"®
±5-10"®
±7-10"®
-20° до + 70°С
±10-10"®
±5-10"®
±5-10-6
±5° от номинальной температуры*
±10-10"®
±5-10"®
110-175
АТ-срез,
Последова
±50-10"®
-55° до + 105°С
±10-10"®
седьмая
тельный
±20-10"®
-20° до + 70°С
±10-10"®
гармоника
±5-10"®
±5° от номинальной температуры*
±10-10"®
150-200
АТ-срез,
Последова
±50-10"®
-55° до + 105°С
±20-10"®
девятая гармоника
тельный
±20-10"®
-20° до + 70°С
±20-10"®
При использовании термостата следует поддерживать номинальную температуру.
Рис. 3.57.Рис. 3.57.Зависимость динамической емкости, резонансного сопротивления (последовательного) и
Рис. 3.57.
Рис. 3.57.
статической емкости от частоты для кварцевых резонаторов, данные о которых приведены в табл. 3.73 (ориентировочные значения).
SS
S
S
Рис. 3.58. Геометрические размеры (в мм) современных сверхминиатюрных и миниатюрных кварцевых резонаторов. Сверху вниз показаны HC-35/U, HC-45/U, HC-43/U и HC-42/U; последний резонатор можно вставлять в гнезда. Здесь представлены конструкции в металлическом корпусе с газовым заполнением; основание соединено с корпусом сваркой.
Таблица 3.74. Характеристики высококачественных кварцевых ПЧ-фильтров
Здесь приведены сведения об относительно дешевых 9-МГц-фильтрах KVG-типа, выпускаемых фирмой Spectrum International (США). Имеется много чрезвычайно разнообразных вариантов; эти фильтры можно использовать в 50-омной технике
Тип
XF-9A
XF-9B
XF-9B01
XF-9B02
XF-9B10
XF-9C
XF-9D
XF-9E
XF-9M
XF-9NB
XF-9P
Применение
ESB
ESB
USB
OSB
ESB
АМ
АМ
FM
CW
CW
CW
Порядок
5
8
8
8
10
8
8
8
4
8
8
Средняя частота
9,0 МГц ±200 Гц
9,0 МГц ±200 Гц
8,9985 МГц 9,0015 МГц ±200 Гц ±200 Гц
9,0 МГц ±200 Гц
9,0 МГц ±200 Гц
9,0 МГц ±300 Гц
9,0 МГц ±300 Гц
9,0 МГц 200 Гц
9,0 МГц ±200 Гц
9,0 МГц ±200 Гц
6-дБ ширина полосы, кГц (допуск 0- + 20%)
2,5
2,4
2,4
2,4
2,4
3,75
5,0
12
0,5
0,5
0,25
Неравномерность, дБ
<1
<2
<2
<2
<2
<2
<2
<2
<1
<0,5
<0,5
Собственное затухание, ДБ
<3
<3,5
<3,5
<3,5
<4
<3,5
<3,5
<3,5
<5
<6,5
<7,5
Крутизна склонов
6:50 дБ 1:1,7
6:60 дБ 1:1,8
6:80 дБ 1:2,2
6:60 дБ 1:1,5 6:80 дБ 1:1,8
6:60 дБ 1:1,8
6:80 дБ 1:2,2
6:40 дБ 1:2,5
6:60 дБ 1:4,4
6:60 дБ
6:80 дБ
1:2,2
1:4,0
Затухание вне полосы пропускания, дБ
>45
>100
>100
>100
>100
>100
>100
>90
>90
>90
>100
Параметры эквивалентной схемы
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //25 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
500 Ом //30 пФ
Максимально допустимый уровень входного сигнала, мВт
10
Диапазон рабочих температур, °C
-40-
+ 80
-20
- +70
0- +50
Конструктивное выпол-
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
1
нение
22,66 ±0,13 £
1
н>^
I 2
(XI
°Ч см
V§
7,62 ±0,13
MOLKC. 36,1^
Конструктивное исполнение 1
Конструктивное исполнение 2
Рис. 3.59. Геометрические размеры (в мм) кварцевых фильтров, данные о которых приведены в табл. 3.74.
Таблица 3.75. Специальные кварцевые резонаторы KVG-типа, выпускаемые фирмой Spectrum International (США), для фильтров, характеристики которых приведены в табл. 3.74
Указанные резонаторы имеют приемлемую цену и используются в режиме параллельного резонанса. Они особенно хорошо подходят для реализации высококачественных многозвенных лестничных фильтров (см. разд. 1.4)
Кварцевый резонатор* для Частота, кГцКорпус
фильтров
HC-42/UHC-43/U
XF-9B01, XF-9B02
9000,0
XF-900
XF-900L
XF-9A, XF-9B, XF-9B10
8998,5
XF-901
XF-901L
XF-9A, XF-9B, XF-9B10
9001,5
XF-902
XF-902L
XF-9M, XF-9NB, XF-9P
9001,0
XF-903
XF-903L
* Монтажная емкость 30 пФ.
Таблица 3.76. Характеристики высококачественных кварцевых ПЧ-фильтров
Здесь приведены характеристики фильтров KVG-типа, выпускаемые фирмой Spectrum International (США), для частот >30 МГц. Имеется чрезвычайно много разнообразных вариантов
ОбозначениеСредняя час
тота, МГц
Ширина полосы пропускания, Поря- Входное соп- Входная ем- Выходное соп- Выходная ем- Характеристика Неравномер- кГцдок ротивление кость С1п, пФ ротивление кость Cout, пФность, дБ
Ri„, ОмRout, Ом
XF-302S0130,2000
XF-332S0133,1578
XF-332S0233,1578
XF-334S0133,4000
XF-334S0233,4000
XF-40S0140,0000
XF-41S0141,0000
XF-41S0241,0000
XF-42S0142,0000
XF-45S0345,0000
XF-4 5S0245,0000
XF-4 5S0145,0000
XF-500S0150,0000
XF-545S0154,5000
XF-545S0254,5000
XF-7 5S0175,0000
XF-931S0193,1616
XF-100S28100,0000
±5,00 приЗ дБ4200,025,0200,025,0Чебышевская0,1
±50,00 приЗ дБ21000,010,01000,010,0»0,1
±50,00 приЗ дБ41000,010,01000,010,0»0,1
+ 50,00 приЗ дБ21000,010,01000,010,0»0,1
±50,00 приЗ дБ41000,010,01000,010,0»0,1
±7,50 при 3 дБ850,050,0»0,5
±3,50 при 6 дБ450,050,0»0,1
±3,50 при 6 дБ650,050,0»0,1
±1,30 приЗ дБ250,050,0»0,1
±0,25 при 3 дБ850,050,0»0,1
±1,20 приЗ дБ850,050,0»0,1
±3,75 при 3 дБ850,050,0»0,1
±6,00 приЗ дБ650,050,0»0,1
±3,00 приЗ дБ21200,05,01200,05,0»0,1
±3,00 при 4 дБ41200,05,01200,05,0»0,1
±7,00 при 3 дБ875,075,0»0,1
±1,50 приЗ дБ450,050,0»0,1
±4,00 при 3 дБ450,050,0»0,1
Таблица 3.77. Характеристики высококачественных температурно-компенсированных кварцевых резонаторов (ТСХО; эталонные резонаторы) KVG-типа, выпускаемых фирмой Spectrum International (США) для стандартного диапазона частот 5-20 МГц
Имеется чрезвычайно много разнообразных вариантов
ТСХО-тип
ТСХО-А12
ТСХО-А22
ТСХО-А32
ТСХО-АН
ТСХО-А21
ТСХО-А31
Изменение частоты (в МГц) в диапазоне температур, °C
< ±310~6
-40-+ 80
< ±2-10"6
-20-+ 70
< ±110‘6
0- + 50
< ±210"6
-40-+ 80
< ±110"6
-20-+ 70
^ ±0,5 х х 10"6
-0- + 50
Изменение частоты в год в месяц в день
< ±210"6
< ±110"6
< ±110"7
< ± 1 ■ 10 е
< ±510"7
< + 510~8
Изменение частоты в зависимости от рабочего напряже-
НИЯ
UB ± 10%
от изменения нагрузки
КА ± 10%
< + 510~8
< ±510"8
Коррекция частоты
2? + 510"6
Рабочее напряжение
12 В ± 20%
ц
Потребление тока, мА
<9
Выходное напряжение,
синусоподобное >3 (пик-пик)
в
Эквивалентное сопротивление, Ом
500
макс.12,5
zw-
Рис. 3.61. Математические выражения для расчета волнового сопротивления Zw и задержки распространения сигнала td в коаксиальной линии, заполненной диэлектриком с диэлектрической постоянной ег (см. также табл. 3.78).
-4
Рис. 3.60. Геометрические размеры (в мм) резонаторов типа TCXOs, данные о которых приведены в табл. 3.77.
Таблица 3.78. Коаксиальные ВЧ-кабели KVG-типа и их характеристики в соответствии с распространенным международным стандартным рядом (согласно спецификации MIL)
Выбор кабеля следует производить с учетом типа применяемых разъемов (будет обсуждаться далее)
Тип
Zw, Ом
v*
Емкость, пФ/м
Внешний диаметр, мм
Материал **
Макс иэфф,
кВТип
разъема ***
RG-8A/U
52,0
0,66
88,5
10,3
РЕ
5,0
UHF, N
RG-8/U Foam
50,0
0,80
76,2
10,3
S-PE
1,5
UHF, N
RG-11A/U
75,0
0,66
61,8
10,3
РЕ
5,0
UHF, N
RG-11/U
Foam
75,0
0,80
50,7
10,3
S-PE
1,6
UHF, N
RG-58A/U
53,5
0,66
85,5
5,0
РЕ
1,9
BNC
RG-58B/U
53,5
0,66
85,5
5,0
РЕ
1,9
BNC
RG-58C/U
50,0
0,66
92,4
5,0
РЕ
1,9
BNC
RG-58/U Foam
53,5
0,79
85,5
5,0
S-PE
1,9
BNC
RG-59B/U
73,0
0,66
69,0
6,2
РЕ
1,9
BNC
RG-59/U
Foam
75,0
0,79
50,7
6,2
S-PE
0,8
BNC
RG-71A/U
93,0
0,66
46,0
6,2
РЕ
1,8
BNC
RG-71B/U
93,0
0,66
46,0
6,2
РЕ
1,8
BNC
RG-71/U
Foam
93,0
0,84
92,4
6,2
S-PE
0,8
BNC
RG-174A/U
50,0
0,66
92,0
2,5
РЕ
1,5
SMA
RG-178B/U
50,0
0,70
95,0
1,5
РЕ
1,2
SMA
RG-179B/U
75,0
0,70
63,0
2,5
РЕ
1,2
SMA
RG-213/U
50,0
0,66
92,0
10,3
РЕ
5,0
UHF, N
RG-216/U
75,0
0,66
71,8
10,8
РЕ
5,0
UHF, N
Затухание на длине Юм, дБЗатухание на длине Юм, дБ* Здесь V-коэффициент укорочения.** РЕ-полиэтилен, S-PE - пенообразный полиэтилен.*** Прямое соединение, т. е. без адаптера.* Здесь V-коэффициент укорочения.** РЕ-полиэтилен, S-PE - пенообразный полиэтилен.*** Прямое соединение, т. е. без адаптера.Частота, МГцЧастота, МГцРис. 3.62. Зависимость затухания от частоты для различных типов коаксиального кабеля, указанных в табл. 3.78 (рассматривается 10-метровый отрезок кабеля).Рис. 3.62. Зависимость затухания от частоты для различных типов коаксиального кабеля, указанных в табл. 3.78 (рассматривается 10-метровый отрезок кабеля).
Затухание на длине Юм, дБ
Затухание на длине Юм, дБ
* Здесь V-коэффициент укорочения.
** РЕ-полиэтилен, S-PE - пенообразный полиэтилен.
*** Прямое соединение, т. е. без адаптера.
* Здесь V-коэффициент укорочения.
** РЕ-полиэтилен, S-PE - пенообразный полиэтилен.
*** Прямое соединение, т. е. без адаптера.
Частота, МГц
Частота, МГц
Рис. 3.62. Зависимость затухания от частоты для различных типов коаксиального кабеля, указанных в табл. 3.78 (рассматривается 10-метровый отрезок кабеля).
Рис. 3.62. Зависимость затухания от частоты для различных типов коаксиального кабеля, указанных в табл. 3.78 (рассматривается 10-метровый отрезок кабеля).
Характеристики
Разъем
BNC
UHF
N
Волновое сопротив-
50
50....75
50
ление Zw, Ом
(не определено)
Рабочие частоты
^4 ГГц
^50 МГц
^ 10 ГГц
Максимальная рабо
10 ГГц
180 МГц
11 ГГц
чая частота
Коэффициент сто
<1:1,4
^1:1,15
<1:1,3
ячей волны (КСВ)
(3 ГГц)
(100 МГц)
(3 ГГц)
Максимальная мощ
ность, Вт
на 100 МГц
200
500
1000
500 МГц
120
450
1 ГГц
80
300
Вносимое затухание,
<0,2
<0,3
ДБ
(1 ГГц)
(1 ГГц)
Механическая проч
Да
Нет
Да
ность
Влагозащита
Да
Нет
Да
Таблица 3.79. ВЧ-разъемы BNC-, UHF- и N-типов для 50-омной техники и их основные характеристики в соответствии с распространенным международным стандартным рядом (согласно спецификации MIL); см. также рис. 3.63 и табл. 3 80
Существуют также стандарты для волнового сопротивления 75 Ом и для других значений сопротивления
Соединение
Байонетное
Резьбовое
Резьбовое
PL-259
Разъем УВЧ для кабеля £Г~ 9 мм
PL-259/6
Разъем УВЧ для кабеля 0=6 мм
PL-259/LF
Разъем УВЧ для кабеля -0 = 6 мм ;
монтаж без припоя
Разъем УВЧ для кабеля ЯГ =9 мм;
штепсельное гнездо или резьба
2 х PL-259
Разъем УВЧ с двух сторон PL - 259
UG-175
UG-176
Переходная гильза длясоединения разъема PL~259с кабелем ^=5 или 6 мм
PL-258
УВЧ - переход;
двусторонняя розетка
PL-258/KA
УВЧ кабельный разъем для монтажа без пайки
М-359
УВЧ угловая вилка
М-358
УВЧ тройниковый разветвитель "Т“
(BNC) вилка для коаксиального 50 - омного кабеля типа RG-58. I
BNC - розетка для
УВЧ - розетка для установки УВЧ - розетка для на шасси с креплением установки в отверстие квадратным фланцемшасси
UG-290
ВМС -розетка для установкина шасси с креплениемквадратным фланцем
установки в отверстии шасси
Рис. 3.63. Наиболее употребительные 50-омные ВЧ-разъемы типа UHF и BNC (см. также табл. 3.80).
242Глава 3
Таблица 3.80. Обозначения и краткое описание назначения 50-омных ВЧ-разъемов BNC-, UHF- и N-типов (см. также рис. 3.63)
Разъем
Назначение
Тип-BNC
UG- 88
89
274
290
306
491
913
914
959
1094
1785
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-58
Розетка для монтажа кабеля RG-58
Т-разветвитель розетка/вилка/розетка
Розетка с четырехугольным фланцем
Угловой соединитель вилка/розетка
Прямой соединитель вилка/вилка
Угловой разъем (вилка) для кабеля RG-58
Прямой соединитель розетка/розетка
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-213 и Н-100
Розетка для крепления в отверстии шасси
Вилка для монтажа накруткой кабеля RG-58
Тип-UHF PL- 258
Прямой соединитель вилка/вилка
259
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-213
259/6
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-58
259/6 W
Угловой разъем (вилка) для монтажа пайкой кабеля RG-58
259/Т
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-213, тефлон
259/6 Т
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-58, тефлон
259/С
Вилка для монтажа накруткой кабеля RG-58
SO- 239
Розетка с четырехугольным фланцем
239/Т
Розетка с четырехугольным фланцем, тефлон
239/SH
Розетка для крепления в отверстии шасси
UG- 175
Переходная гильза для монтажа кабеля RG-58
М- 358
Т-разветвитель розетка/вилка/розетка
359
Угловой соединитель вилка/розетка
Тип-N
UG- 21
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-213/214
23
Розетка для монтажа кабеля RG-213/214
27
Угловой соединитель вилка/розетка
29
Прямой соединитель розетка/розетка
57
Прямой соединитель вилка/вилка
58
Розетка с четырехугольным фланцем
58/SH
Розетка для крепления в отверстии шасси
107
Т-разветвитель розетка/вилка/розетка
536
Вилка для монтажа пайкой кабеля RG-58
594
Угловой разъем (вилка) кабеля RG-58/213/214
680
Розетка для крепления в отверстии шасси
1187
Кабельная вилка с четырехугольным фланцем для монтажа кабеля RG-213
М- 913
ВЧ-заглушка для розетки
Переходы
UG- 83
146
201
255
273
349
UHF-вилка на N-розетку N-вилка на UHF-розетку N-вилка на BNC-розетку BNC-вилка на UHF-розетку UHF-вилка на BNC-розетку BNC-вилка на N-розетку
РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (СТАНДАРТНЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (СТАНДАРТНЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)1. Удалить изоляцию. Расплести экранную оплетку и удалить внутреннюю изоляцию. Не соединять экран и внутренний проводник. Внутренний проводник облудить.1. Удалить изоляцию. Расплести экранную оплетку и удалить внутреннюю изоляцию. Не соединять экран и внутренний проводник. Внутренний проводник облудить.Корпус вилкиКорпус вилкиwm (R6 se/Ш h Wm IR6-58/UIwm (R6 se/Ш h Wm IR6-58/UI1/И>| I*1/И>| I*Корпус розеткиКорпус розетки5. Надвинуть корпус с разъема и завинтить гайку. Не допускать поворачивания кабеля.5. Надвинуть корпус с разъема и завинтить гайку. Не допускать поворачивания кабеля.Шайба КлеммаШайба КлеммаГайка ПрокладкаГайка Прокладка2. Собрать экранирующую оплетку. Одеть гайку, шайбу, уплотнение и коническое кольцо на экранирующую оплетку и сдвинуть на изоляцию.2. Собрать экранирующую оплетку. Одеть гайку, шайбу, уплотнение и коническое кольцо на экранирующую оплетку и сдвинуть на изоляцию.РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (УЛУЧШЕННЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (УЛУЧШЕННЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)3. Провода экранирующей оплетки разложить на коническое кольцо. Соблюдайте приведенные размеры ( 1 дюйм=25,4 мм ).3. Провода экранирующей оплетки разложить на коническое кольцо. Соблюдайте приведенные размеры ( 1 дюйм=25,4 мм ).ПрокладкаПрокладкаКлеммаКлемма3/163/16ОтверстиеОтверстиеприпояприпоя4. Одеть штифт вилки на внутренний про водник до внутренней изоляции и аккуратно припаять. Не допускать перегрева.Удалить излишки припоя, для4. Одеть штифт вилки на внутренний про водник до внутренней изоляции и аккуратно припаять. Не допускать перегрева.Удалить излишки припоя, дляРис. 3.64. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа BNC. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.Рис. 3.64. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа BNC. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (СТАНДАРТНЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)
РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (СТАНДАРТНЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)
1. Удалить изоляцию. Расплести экранную оплетку и удалить внутреннюю изоляцию. Не соединять экран и внутренний проводник. Внутренний проводник облудить.
1. Удалить изоляцию. Расплести экранную оплетку и удалить внутреннюю изоляцию. Не соединять экран и внутренний проводник. Внутренний проводник облудить.
Корпус вилки
Корпус вилки
wm (R6 se/Ш h Wm IR6-58/UI
wm (R6 se/Ш h Wm IR6-58/UI
1/И>| I*
1/И>| I*
Корпус розетки
Корпус розетки
5. Надвинуть корпус с разъема и завинтить гайку. Не допускать поворачивания кабеля.
5. Надвинуть корпус с разъема и завинтить гайку. Не допускать поворачивания кабеля.
Шайба Клемма
Шайба Клемма
Гайка Прокладка
Гайка Прокладка
2. Собрать экранирующую оплетку. Одеть гайку, шайбу, уплотнение и коническое кольцо на экранирующую оплетку и сдвинуть на изоляцию.
2. Собрать экранирующую оплетку. Одеть гайку, шайбу, уплотнение и коническое кольцо на экранирующую оплетку и сдвинуть на изоляцию.
РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (УЛУЧШЕННЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)
РАЗЪЕМ ТИПА ВМС (УЛУЧШЕННЫЙ СОЕДИНИТЕЛЬ)
3. Провода экранирующей оплетки разложить на коническое кольцо. Соблюдайте приведенные размеры ( 1 дюйм=25,4 мм ).
3. Провода экранирующей оплетки разложить на коническое кольцо. Соблюдайте приведенные размеры ( 1 дюйм=25,4 мм ).
Прокладка
Прокладка
Клемма
Клемма
3/16
3/16
Отверстие
Отверстие
припоя
припоя
4. Одеть штифт вилки на внутренний про водник до внутренней изоляции и аккуратно припаять. Не допускать перегрева.
Удалить излишки припоя, для
4. Одеть штифт вилки на внутренний про водник до внутренней изоляции и аккуратно припаять. Не допускать перегрева.
Удалить излишки припоя, для
Рис. 3.64. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа BNC. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
Рис. 3.64. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа BNC. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
Проделать описанное выше ( п.1 — 4) с учетом следующих отклонений: заостренный край кольца расположить напротив уплотнителя. Провода экранирующей оплетки разместить на противоположной стороне кольца. Надвинуть корпус разъема и плотно завинтить гайку. Кольцо должно врезаться в уплотнитель ( в противном случае монтаж будет неплотным ).
РАЗЬЕМ ТИПА 83-58 FCPРАЗЬЕМ ТИПА 83-58 FCPM5I/UM5I/UОплетка после подготовки к монтажуОплетка после подготовки к монтажуСоединительное кольцо МуфтаСоединительное кольцо МуфтаЦентральныйЗубец контактЦентральныйЗубец контактФланецу Конец корпуса \Фланецу Конец корпуса \Надвинуть на кабель корпус разъема. Запаять экран и внутренний проводник к корпусу разъема и вилке через специальные отверстия.Надвинуть на кабель корпус разъема. Запаять экран и внутренний проводник к корпусу разъема и вилке через специальные отверстия.КорпусКорпусПодготовить кабель согласно приведенным размерам ( 1 дюйм = 25,4 мм ) Экран и внутренний проводник не подрезать. Надвинуть муфту и накидную гайку. Отделить экран от внутренней изоляции вращательными движениями.Подготовить кабель согласно приведенным размерам ( 1 дюйм = 25,4 мм ) Экран и внутренний проводник не подрезать. Надвинуть муфту и накидную гайку. Отделить экран от внутренней изоляции вращательными движениями.3. Навинтить накидную гайку на корпус разъема .3. Навинтить накидную гайку на корпус разъема .ФланецФланецЗачистка проводника после монтажаЗачистка проводника после монтажа
РАЗЬЕМ ТИПА 83-58 FCP
РАЗЬЕМ ТИПА 83-58 FCP
M5I/U
M5I/U
Оплетка после подготовки к монтажу
Оплетка после подготовки к монтажу
Соединительное кольцо Муфта
Соединительное кольцо Муфта
Центральный
Зубец контакт
Центральный
Зубец контакт
Фланецу Конец корпуса \
Фланецу Конец корпуса \
Надвинуть на кабель корпус разъема. Запаять экран и внутренний проводник к корпусу разъема и вилке через специальные отверстия.
Надвинуть на кабель корпус разъема. Запаять экран и внутренний проводник к корпусу разъема и вилке через специальные отверстия.
Корпус
Корпус
Подготовить кабель согласно приведенным размерам ( 1 дюйм = 25,4 мм ) Экран и внутренний проводник не подрезать. Надвинуть муфту и накидную гайку. Отделить экран от внутренней изоляции вращательными движениями.
Подготовить кабель согласно приведенным размерам ( 1 дюйм = 25,4 мм ) Экран и внутренний проводник не подрезать. Надвинуть муфту и накидную гайку. Отделить экран от внутренней изоляции вращательными движениями.
3. Навинтить накидную гайку на корпус разъема .
3. Навинтить накидную гайку на корпус разъема .
Фланец
Фланец
Зачистка проводника после монтажа
Зачистка проводника после монтажа
РАЗЪЕМ 88-1SP С АДАПТЕРОМ
Надвинуть корпус вилки на промежуточную изоляцию; выдвинуть гильзу до изоляции под экранирующую
оплетку. Экран разместить по фланцу корпуса.
Рис. 3.65. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа UHF. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.Рис. 3.65. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа UHF. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
Рис. 3.65. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа UHF. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
Рис. 3.65. Пример монтажа кабеля в прямой разъем типа UHF. Эти работы требуют опыта и выполняются с большой тщательностью (по возможности они должны выполняться квалифицированным монтажником). Размеры даны в дюймах.
Накидную гайку надвинуть на корпус вилки. Сдвинуть муфту на гильзу до фланца головки. Штифт вилки напаять или навернуть.
РАЗЪЕМ ТИПА 83-1SP (PL-259)
Подготовить кабель согласно приведенным размерам ( 1 дюйм=25,4 мм ). Экран и внутренний проводник не подрезать.Облудить экран и внутренний проводник. Надвинуть накидную гайку.
1.Удалить изоляционный материал согласно приведенным размерам ( 1 дюйм * 25,4 мм ). Экран не подрезать. Одеть на кабель накидную гайку и адаптер (UG- 175 ).
Слегка расправить экранирующую оплетку и уложить ее на адаптер. Внутреннюю изоляцию и внутренний проводник подготовить согласно приведенным размерам. Не подрезать внутренний проводник. Облудить внутренний проводник.
Навернуть на адаптер корпус разъема. Далее действовать так, как описано в п. 2 и 3 для разъема PL-259.
Таблица 3.81. Математические выражения для определения эффективной длины волны в кабеле и микрополосковых линиях
Кабель:
300 V f=300 V f=300 ^Т^
300 V f=
300 V f=
Для коаксиального кабеля соответствующий коэффициент укорочения V можно взять из табл. 3.78 (для кабелей RG-типа)
Микрополосковая линия:
чч300300f-f-
ч
ч
300
300
f-
f-
Здесь Хр-физическая длина волны в кабеле/микрополосковой линии (в м);
f-рабочая частота кабеля/микрополосковой линии (в МГц);
V-коэффициент укорочения кабеля (<1);
8г/эфф-эффективная диэлектрическая проницаемость микрополосковой линии (>1)
Относительно значения 8г/эфф для микрополосковых линий мы будем ориентироваться на данные, приведенные на рис. 3.66
Рис. 3.66. Зависимость эффективного значения диэлектрической проницаемости 8г/эфф для микрополосковых линий от ширины полосового проводника и толщины диэлектрика (используется для расчетов по формулам, приведенным в табл. 3.81).
-^н В Н~-^н В Н~75/ 6е D 0,075- В-= Ln I 4-/Ё7\ 0,75 • B + d D75/ 6е D 0,075- В-= Ln I 4-/Ё7\ 0,75 • B + d Dtd = 0,033 • V 0,48 -ег+ 0,7[ нс/см ]td = 0,033 • V 0,48 -ег+ 0,7[ нс/см ]
-^н В Н~
-^н В Н~
75/ 6е D 0,075- В
-= Ln I 4-
/Ё7\ 0,75 • B + d D
75/ 6е D 0,075- В
-= Ln I 4-
/Ё7\ 0,75 • B + d D
td = 0,033 • V 0,48 -ег+ 0,7[ нс/см ]
td = 0,033 • V 0,48 -ег+ 0,7[ нс/см ]
Рис. 3.67. Микрополосковая линия с заземленной подложкой, заполненная диэлектриком с диэлектрической постоянной ег, и формулы для определения волнового сопротивления Zw и времени распространения сигнала td (см. также рис. 3.68).
Рис. 3.68. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от ширины проводника (В), диэлектрика (ег) и расстояния между полосковыми проводниками (D).
Рис. 3.69. Зависимость емкости микрополосковой линии с заземленной подложкой от ширины проводника (В) при различных значениях D и при ег « 5 (эпоксидный диэлектрик с/без стекловолоконного наполнителя).
Таблица 3.82. Биполярные маломощные транзисторы УВЧ-диапазона, находящие наибольшее применение в 50-омной технике
Перечисленные в одной строке типы транзисторов обладают сравнимыми электрическими параметрами и имеют почти идентичные кристаллы. Транзисторы могут различаться типом корпуса. Расположение выводов транзисторов одного и того же типа, но выпускаемых различными фирмами, может не совпадать, как, например, для транзисторов BFR 96 фирм Motorola и Siemens. Старайтесь использовать данные завода-изготовителя, так как в справочниках часто не приводятся эти различия. В любом случае проблема выбора используемого ряда транзисторов по их параметрам решается индивидуально
НомерТип
NPN
1BFR 34А, BFR 35А, BFR 90, BFR 90А, BFQ 53, 2N 6619, 2N 6620
2BFR 91,BFR 91 A, BFG 91 A, BFQ 22S, MRF 911, MRF 912,MRF 914, 2N 6604
3BFR 96,BFR 96S, BFG 96, MRF 961, MRF 962, MRF 965
4BFT 66,BFT 97, MRF 901, MRF 902, MRF 904, 2N 6603
PNP
5BFQ 23,BFQ24
6BFQ 32,BFQ32S
7BFQ 51,BFQ52
Рис. 3.70. Типичные зависимости граничной частоты (fT) от коллекторного тока для транзисторов, перечисленных в табл. 3.82. Цифры у кривых соответствуют порядковым номерам транзисторов, указанным в табл. 3.82.
Рис. 3.71. Типичные зависимости коэффициента усиления транзисторов по току (0) от частоты.
Цифры у кривых соответствуют порядковым номерам транзисторов, указанным в табл. 3.82.
Рис. 3.72. Типичные зависимости коэффициента шума (F) транзисторов от частоты при коллекторном токе « 15 мА. Цифры у кривых соответствуют порядковым номерам транзисторов, указанным в табл. 3.82.
Рис. 3.73. Примеры конструктивного исполнения наиболее распространенных ВЧ-транзисторов и гибридных интегральных схем. Только часть корпусов стандартизована, поэтому существуют разнообразные обозначения, зависящие от фирмы-изготовителя.
Рис. 3.73. (Продолжение.)
3.4. Сокращения
A/D AF AFC AFSK AGC ALC
Analog/Digital- аналого-цифровой преобразователь (АЦП)
Audio Frequency-звуковые частоты (34)
Automatic Frequency Control-автоматическая подстройка частоты (АПЧ)
Automatic Frequency Shift Keying-тональная частотная манипуляция
Automatic Gain Control - автоматическая регулировка усиления (АРУ)
Automatic Load Control - автоматическая регулировка модуляции (в передатчике)
АМ
ANL
Amplitude Modulation - амплитудная модуляция (АМ)
Automatic Noise Limiter-автоматический ограничитель уровня шума (в приемнике)
АРС
Automatic Power Control - автоматическая регулировка мощности (в передатчике)
AVC
Automatic Volume Control-автоматическая регулировка громкости (в приемнике)
AWG
American Wire Gauge-американский сортамент проводов, в котором толщину провода обозначают цифровым кодом от 1 до 50
ВС
BCI
Broadcast-радиовещание (радио)
Broadcast Interference-помехи при приеме радиовещательных программ, обусловленные внешними факторами
BFO
Beat Frequency Oscillator-генератор несущей частоты в системах связи с одной боковой полосой (SSB) и с манипуляцией (CW)
CCIR
Comite Consultatif International des Radiocommunications - международный консультативный комитет по радиосвязи (МККР) при международном союзе электросвязи (МСЭ, UIT)
COR
Carrier Operated Relay-реле, управляемое несущей частотой (для автоматического переключения передатчик/приемник)
CW
Code Work-обозначение телеграфии Морзе, а также и для других способов передачи с манипуляцией
Continuous Wave - обозначение постоянного излучения передаваемого сигнала без модуляции
D/А DAFCD/А DAFCDM DMODPDM DMODPDR DSBDX ECOEHFERPFAXFM FSK GMTGW HFHFHFO IFIMA IMD IMPIP ITU KP KW LFLMOLO LSB LUFLW MEZDR DSBDX ECOEHFERPFAXFM FSK GMTGW HFHFHFO IFIMA IMD IMPIP ITU KP KW LFLMOLO LSB LUFLW MEZDigital/Analog - цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП)
D/А DAFC
D/А DAFC
DM DMO
DP
DM DMO
DP
DR DSB
DX ECO
EHF
ERP
FAX
FM FSK GMT
GW HF
HF
HFO IF
IMA IMD IMP
IP ITU KP KW LF
LMO
LO LSB LUF
LW MEZ
DR DSB
DX ECO
EHF
ERP
FAX
FM FSK GMT
GW HF
HF
HFO IF
IMA IMD IMP
IP ITU KP KW LF
LMO
LO LSB LUF
LW MEZ
Digital Automatic Frequency Control - цифровая автоматическая подстройка частоты (ЦАПЧ); аналогично АПЧ, но с использованием цифровых методов
Down Mixer-смеситель, понижающий частоту сигнала
Down Mixer Oscillator-генератор (гетеродин), работающий со смесителем, понижающим частоту сигнала
Desensibilisations Punkt - мощность помехи по соседнему каналу, при которой происходит снижение чувствительности приемника на заданную величину
Dynamic Range-динамический диапазон
Double Side Band-две боковые полосы, передается модулированный сигнал с верхней и нижней составляющими спектра
Distance X - неизвестное расстояние, связь на больших расстояниях
Electron Coupled Oscillator-генератор с электронной связью, специальный тип генератора
Extremly High Frequency-крайне высокие частоты (КВЧ), международное обозначение диапазона частот ЗО-ЗОО ГГц, миллиметровые волны
Effective Radiated Power-эффективная излучаемая мощность, мощность передатчика при учете коэффициента полезного действия (к. п. д.) антенны
Faksimile, Ubertragung stehender Bilder, Bildfunk-факсимильная связь, передача неподвижных рисунков
Frequency Modulation - частотная модуляция (ЧМ)
Frequency Shift Keying-частотная манипуляция (ЧМ)
Greenwich Mean Time-время по Гринвичу, всемирное время UTC, среднеевропейское время (MEZ) минус один час
GrenzWellen- неофициальное обозначение диапазона частот 1,6-4,5 МГц
High Frequency-высокие частоты (ВЧ), официальное обозначение диапазона частот 3-30 МГц, короткие волны (КВ)
Hochfrequenz - общее обозначение высоких частот (без определения конкретных значений)
High Frequency Oscillator-генератор высоких частот
Image Frequency-зеркальная частота
Intermediate Frequency-промежуточная частота
InterModulations-Abstand - интермодуляционное расстояние
InterModulation Distortion - интермодуляционные искажения
InterModulations-Produkt - интермодуляционная составляющая
Intercept Punkt-точка перехвата
International Telecommunications Union - Международный союз электросвязи
Kompressions Punkt-точка сжатия
Kurz Wellen- короткие волны (3-30 МГц, ВЧ)
Low Frequency-низкие частоты (НЧ), официальное обозначение диапазона 30-300 кГц, длинные волны (ДВ)
Linear Master Oscillator-перестраиваемый генератор с линейной зависимостью частоты от управляющего воздействия
Local Oscillator-общее обозначение вспомогательного генератора
Lower Side Band-нижняя полоса частот в спектре модулированного сигнала
Lowest Usable Frequency-самая низкая частота, используемая при дальних связях с отражением от ионосферных слоев (ионосферные DX)
LangWellen-длинные волны (ДВ), 30-300 кГц
MittelEuropaische Zeit-среднеевропейское время, время по Гринвичу (GMT, UTC) плюс один час
MF
Medium Frequency-средние частоты (СЧ), официальное обозначение диапазона частот ЗОО-ЗООО кГц, средние волны (СВ)
МО
МОХ
Master Oscillator-задающий генератор
Manuelle TX/RX-Umschaltungmittels Sprech-oder CW-Taste wie auch Gerateschalter-управление переключением передатчик/приемник голосом, телеграфным ключом или переключателем
MUF
Maximum Usable Frequency-самая высокая частота, используемая при дальних связях с отражением от ионосферных слоев (ионосферные DX)
MW
NB NF
NF
MittelWellen- средние волны (СВ), 300-3000 кГц (СЧ)
Noise Blanker-подавитель шумов (в приемнике)
Noise Figure-коэффициент шума (в дБ)
Niederfrequenz- общее обозначение для низких частот (НЧ) (без определения конкретных значений)
OVVO
OVXO
О Ven Variable Oscillator-подстраиваемый термостатированный генератор
О Ven X-tal Oscillator -кварцованный термостатированный генератор (кварцевый генератор в термостате)
OWF
Optimum Working Frequency-оптимальная частота для дальних связей с отражением от ионосферных слоев (ионосферные DX)
РА
РЕР
Power Amplifier-усилитель мощности (в передатчиках)
Peak Envelope Power-пиковое значение мощности огибающей, способ измерения мощности для сигналов с подавленной несущей
PEV
Peak Envelope Voltage-пиковое значение напряжения огибающей, напряжение, соответствующее РЕР
PEL
Phase Locked Loop-система автоматической фазовой подстройки частоты (ФАПЧ) (в синтезаторах)
РМ
РТО
Phasen Modulation-фазовая модуляция (ФМ)
Permeability Tuned Oscillator-генератор с подстройкой частоты путем изменения индуктивности
РТТ RF RFI
Push То Talk-«включайся для разговора», управление от микрофона
Radio Frequency-радиочастоты, общее обозначение высоких частот (ВЧ) Radio Frequency Interference-помехи при радиоприеме, обусловленные внешними причинами
RIT
Receiver Incremental Tuning-автономная точная подстройка приемника в трансивере
RTTY
RX SHE
Radio TeleType - радиотелетайп
Receiver - приемник
Super High Frequency-сверхвысокие частоты (СВЧ), официально принятое обозначение диапазона частот 3-30 ГГц, сантиметровые волны
SNR
SSB
Signal to Noise Ratio - отношение сигнал/шум
Single Side Band-одна боковая полоса, передается модулированный сигнал с одной боковой составляющей спектра
SW SWL SWR TK TRCV TTY TV TVI
Short Wave-короткие волны (КВ)
Short Wave Listener-слушатель KB-станций (KB-наблюдатель)
Standing Wave Ratio-коэффициент стоячей волны (КСВ)
Temperatur-Koeffizient - температурный коэффициент
TRansCeiVer-передатчик/приемник, выполненные как единое целое
TeleTYpe - телетайп
TeleVision - телевидение
TeleVision Interference-помехи при приеме телевизионных сигналов, обусловленные внешними причинами
TX
Trancmitter - передатчик
UHF Ultra High Frequency-ультравысокие частоты (УВЧ), официальное обозначение диапазона частот 300-3000 МГц, дециметровые волны
UIT Union International des Telecommunications -международный союз электросвязи
UKW UltraKurzWellen-ультракороткие волны (УКВ, 30-300 МГц)
UM Upward Mixer-преобразователь с повышением частоты сигнала
USB Upper Side Band-верхняя полоса частот в спектре модулированного сигнала
UTC Universal Time Coordinatet-универсальное время (GMT, MEZ минус 1 ч)
VCO Voltage Controlled Oscillator-генератор с перестройкой частоты управляющим напряжением
VCXO Voltage Controlled X-tal Oscillator-кварцевый генератор с подстройкой частоты управляющим напряжением (ГУН)
VFO Variable Frequency Oscillator-генератор с перестраиваемой частотой
VHF Very High Frequency-очень высокие частоты (ОВЧ), официальное название диапазона частот 30-300 МГц (метровые волны, УКВ)
VLF Very Low Frequency-очень низкие частоты (ОНЧ), официальное название диапазона частот 3-30 кГц (очень длинные волны)
VSWR Voltage Standing Wave Ratio-коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН)
VXO Variable X-tal Oscillator-подстраиваемый в небольших пределах кварцевый генератор
WARC World Administrative Radio Conference-Всемирная административная радиоконференция по распределению диапазонов радиовещательных частот
XIT ТХ Incremental Tuning-автономная подстройка частоты передатчика в трансивере
XTALX-tal, xtal- кварцевый резонатор
ZFZwischen Frequenz-промежуточная частота (ПЧ)
ЛИТЕРАТУРА
Здесь приведено лишь очень небольшое число книг. Хорошую информацию о дальнейших публикациях вы можете получить у книготорговых организаций и из проспектов издательств. Старые, уже распроданные издания можно найти чаще всего в специализированных библиотеках университетов и высших школ; там же можно заказать копии для профессиональных целей.
Blinchikoff Н. J., Zverev A. L, Filtering in the Time und Frequency Domains, John Wiley and Sons, New York.
Carson A., High Frequency Amplifiers, John Wiley and Sons, New York.
Gerzelka G. E., Funkfernverkehrssysteme in Desing und Schaltungstechnik, Franzis-Verlag, Mfinchen.
Kovacs Ferenc, Hochfrequenzanwendungen von Halbleiter-Bauelementen, Franzis-Verlag, Munchen.
Lancaster Don, Das Aktiv-Filter-Kochbuch, IWT-Verlag, Vaterstetten.
Nuhrmann Dieter, Das groBe Wekbuch Elektronik, Franzis-Verlag, Mfinchen.
Das kleine Werkbuch Elektronik, Franzis-Verlag, Mfinchen.
Orr William L, Radio Handbook, Howard and Sams, Indianpolis.
Osinga Maaskant, Handbuch der elektronischen, MeBgerate. Franzis-Verlag, Mfinchen.
Red Eric T, Funkempfanger, Franzis-Verlag, Mfinchen.
Rint Kurt (Hrsg), Handbuch ffir Hochfrequenz-und Elektro-Techniker; 5 Bande, Pflaum-Verlag, Mfinchen.
Rohde Lothar, Digital PLL Frequency Synthesizers, Prentice Hall, Englewood Cliffs.
Rose Georg, GroBe Elektronik-Formelsammlung, Franzis-Verlag, Munchen.
Saal Rudolf, Handbook of Filter, Disgn, Dr. Alfred Huthig-Verlag, Heidelberg.
Zverev A.L, Handbook of Filter-Synthesis, John Wiley and Sons, New York.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие редактора перевода 5
Предисловие 8
Глава 1. 50-омная техника 10
Широкополосные трансформаторы 10
Гибридные ответвители 23
ВЧ-фильтры 29
Кварцевые ПЧ-фильтры 44
Широкополосные диодные смесители 50
Широкополосные усилители малых сигналов 57
Модульная реализация 71
Глава 2. Обзор схем 77
Общий подход к конструированию приемников 77
Характеристики приемника, работающего в диапазоне 1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц 81
ВЧ-фильтр, смеситель и усилитель 82
Усилитель и фильтр промежуточной частоты 84
Детектор-смеситель, процессор низких частот и цепь автоматической регулировки усиления 86
Инвертируется ли боковая полоса? 86
Приемопередатчик коротковолнового диапазона для телеграфии сигналов с одной боко
вой полосой частот (CW/SSB) 88
Кварцевый генератор настройки и кварцевый генератор несущей частоты . .89
Приемный тракт 89
Входной тракт передатчика 90
Рекомендации по изготовлению 93
Схема узкополосного усилителя мощности 93
Тракт передатчика диапазона 1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц. .95
Процессор низкой частоты, модулятор и тракт промежуточной частоты . . .96
Процессор высокой частоты 98
Фильтрация высших гармоник и автоматическая регулировка уровня модуляции 100
Линейный усилитель мощности передатчика 101
ВЧ-усилитель с выходной мощностью 20/30 Вт для частотного диапазона
1,6-30,0 МГц при напряжении 13,6 В102
Усилитель мощности на 180/320 Вт для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц при напряжении 13,6В 105
Усилитель мощности на 35/75 Вт для частотного диапазона 140-160 МГц при напряжении 13,6В108
Элементы схем 111
Интегральныесубоктавные полосовые фильтры для частотногодиапазона
1,6-30,0 МГц112
Интегральныесубоктавные полосовые фильтры для частотногодиапазона
2-30 МГц 115
Интегральныефильтры коротковолнового любительского диапазона. . . .115
Фильтры высокой частоты для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц. . . .115
Фильтры высокой частоты в приемнике/передатчике для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц115
Вспомогательный эллиптический НЧ-фильтр для частотного диапазона 1,6- 30,0 МГц 115
Входная часть приемника для диапазона 0,5 30,0 МГц с промежуточной частотой 41 МГц 122
Входная часть приемника для диапазона 10 кГц-30 МГц с промежуточной частотой 81,4 МГц 123
Задающий генератор настройки для частотного диапазона 10 кГц-30 МГц с промежуточной частотой 81,4 МГц 124
Логарифмический/линейный усилитель промежуточной частоты с автоматической регулировкой усилениядлясистемы81,4/1,4 МГц 126
Каскады ПЧ-трансивера спромежуточнойчастотой 40 МГц128
Широкополосныйусилительмощностина1 Втдлячастотногодиапазона
14-30 МГц 129
Широкополосныйусилительмощностина50 Втдлячастотногодиапазона
30,0 МГц 129
Широкополосныйусилительмощностина75 Втдлячастотногодиапазона
30,0 МГц 132
Широкополосный усилитель мощности на 300 Вт для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц 133
Широкополосный возбудитель с IPi3 = +22 дБм для частотного диапазона 1-200 МГц 133
Малошумящий усилитель с Gp = 22 дБ для частотного диапазона 1-300 МГц 133
Двунаправленный усилитель с Gp = 20 дБ для частотного диапазона 1-150 МГц 136
Усилитель с Gp = 10 дБ для частотного диапазона 30-900 МГц136
Малошумящий усилитель с Gp = 19 дБ для частотного диапазона 25-1000 МГц13 7
Малошумящий усилитель с Gp = 10 дБ для частотного диапазона 1-1400 МГц137
Сверхмалощумящий усилитель ОВЧ/УВЧ на канальных полевых транзисторах из арсенида галлия 139
Малошумящий усилитель на канальном полевом транзисторе для частотного диапазона 14-30 МГц 141
Оптимальные ВЧ-селекторы для частотного диапазона 1,5-30,0 МГц . . . .142
Соединение смеситель/фильтр промежуточной частоты с малыми отражениями 143
Двунаправленный селективный усилитель промежуточной частоты 9 МГц . .144
Тракт промежуточной частоты 41 МГц с подавлением импульсной помехи . . .145
Генератор несущей частоты для частотного диапазона 1-30 МГц147
Модем трансивера 147
Задающий генератор частотного диапазона 5,0-5,5 МГц для коротковолновых любительских систем 149
Высокостабильный кварцевый генератор для частотного диапазона 1-80 МГц 152
Полосовой фильтр на L-, С-элементах для сигнала с одной боковой полосой SSB и для CW-режима при промежуточной частоте 30 кГц 153
Конструирование генераторов154
Критерии 155
Генераторы на элементахL и С156
Кварцевые генераторы 157
Регулируемый синтезатор для частотного диапазона 1,6-30,0 МГц с промежуточной частотой 45 МГц 159
Принцип действия 159
1-я петля регулировки фазы 159
2-я петля регулировки фазы 165
Устройство управления165
Глава 3. Справочные данные, факты, определения 170
Общие сведения 170
Частотные диапазоны и радиосвязь181
Радиоэлементы 192
Сокращения 251
Литература 254
2 р. 60 к.
ISBN 5-03-001098-Х (русск.)
п Речь идет о балластном сопротивлении. - Прим. ред.
1} Интермодуляция - возникновение помех на выходе устройства при действии на его входе двух или более сигналов, частоты (например, fj и f2) которых не совпадают с частотой основного сигнала (и приводят к помехам на частоте основного сигнала). Интермодуляция 3-го порядка представляет комбинацию 2f1-f2 или ^-^.-Прим. ред.
n USB (up side band)-верхняя боковая полоса; LSB (low side band)-нижняя боковая по- лоса.-Прим, перев.
э. Ред Справочное пособие по высоко- „ частотной схемотехнике
Издательство «Мир»
Franzis Professionelle Elektronik
Eric Tart Red
Arbeitsbuch fur den HF-Techniker
Daten, Fakten, HF-Grundschaltungen, 50Q-Technik
Franzis-Verlag GmbH, Munchen, 1986
Э.Ред
Справочное пособие по„
высокочастотной схемотехнике
Схемы, блоки, 50-омная техника
Перевод с немецкого
канд. техн, наук С. Н. Шибалова
под редакцией
канд. техн, наук Ю. А. Лурье
Москва «Мир» 1990
ББК 32.844
РЗЗ
УДК 621.396
Ред Э.
Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: РЗЗ Схемы, блоки, 50-омная техника: Пер. с нем.-М.: 1990.- 256с., ил.
ISBN 5-03-001098-Х
Книга известного специалиста из ФРГ представляет собой пособие по разработке ВЧ-устройств. Рассматриваются схемы профессиональных приемников, передатчиков и радиостанций. В таблицах и на рисунках дается много сведений справочного характера.
Для разработчиков высокочастотной аппаратуры, студентов и аспирантов соответствующих специальностей, а также для радиолюбителей.
2403000000 436 Р 041(01) 90
118 89
ББК 32.844
Редакция литературы по электронике
СПРАВОЧНОЕ ИЗДАНИЕ
Эрик Тарт Ред
СПРАВОЧНОЕ ПОСОБИЕ ПО ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ
СХЕМОТЕХНИКЕ
СХЕМЫ, БЛОКИ, 50-ОМНАЯ ТЕХНИКА
Зав. редакцией Ю. А. Кузьмин
Ст. научный редактор Е. И. Майкова Мл. редактор Т. В. Ежкова Художник Ю. С. Урманчеев
Художественный редактор М.Н. Кузьмина Технический редактор М. А. Страшнова Корректор С. С. Суставова
ИБ № 6985
Сдано в набор 11.05.89. Подписано к печати 29.01.90.
Формат 70 х 100V16. Бумага офсетная Печать офсетная. Гарнитура тайме. Объем 8,00 бум. л.
Усл. печ.л. 20,80. Усл. кр.-отт. 41,93. Уч.-изд.л. 21,49.
Изд. № 8/6429. Тираж 100 000 экз. Зак. 623. Цена 2 р. 60 к.
Издательство «МИР» В/О «Совэкспорткнига» Государственного комитета СССР по печати.
129820, ГСП, Москва, И-110, 1-й Рижский пер., 2
Можайский полиграфкомбинат В/О «Совэкспорткнига» Государственного комитета СССР по печати.
г. Можайск, ул. Мира, 93.
ISBN 5-03-001098-Х (русск.)
ISBN 3-7723-8151-0 (нем.)
© 1986 Franzis-Verlag GmbH, Munchen
© перевод на русский язык, «Мир», 1990