Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
Ю.С. Забродин
ПРОМЫШЛЕННАЯЭЛЕКТРОНИКА
Допущено
Министерством высшего и среднегоспециального образования СССРв качестве учебника для студентовэнергетических и электромеханическихспециальностей вузов
ББК 32.85 3 [2 УДК 621.38 (075.8)
Рецензенты：
кафедры «Электронные н магнитные цепи», 、 а также «Диэлектрики и полупроводники»
Ленинградского электротехнического института
(зав. кафедрами — проф. В. И. Анисимов и проф. В. В. Пасынков);
кафедра «Промышленная электроника» Киевского
политехнического института (зав. кафедрой — проф. В. С, Руденко)
Забродин Ю. С.一
312 Промышленная электроника: Учебник для вузов.——М.: Высш, школа, 1982.——496 с., ил.
В пер.: Ip. 50K.
В книге рассматриваются принцип действия полупроводниковых приборов, транзисторных усилителей и интегральных схем импульсной и цифровой техники; выпрямители, инверторы, преобразователи частоты и т. д.
Предназначается для студентов энергетических н электромеханических специальностей.
6Ф0.3ББК 32.856Ф0.3ББК 32.852403000000—350
6Ф0.3
ББК 32.85
6Ф0.3
ББК 32.85
96—82
001(01)—82
Юрий Сергеевич Забродин ПРОМЫШЛЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Научный редактор В. А. Лабунцов. Редактор издательства Т. И. Артемова. Художественный редактор Т. М. Скворцова. Технический редактор Э. М. Чижевский. Корректор Г. И. Кострикова.
ИБ № 2963
Изд. № ЭР-277. Сдано в набор 24.09.81. Подп. к печати 31.05.82. Т-06777. «Формат G0X90/I6. Бум. тип. № 1. Гарнитура литературная. Печать высокая. Объем 31 усл. п. л. Усл. кр.-отт. 31. Уч.-изд. л. 33,25. Тираж 75 000 экз. Зак. № 648. Цена 1 р. 50 к. Издательство «Высшая школа». Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14.
Ярославский полвграфкомбинат Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли. 150014, Ярославль, ул. Свободы, 97.
ПРЕДИСЛОВИЕ
«Промышленная электроника» относится к числу наиболее важных курсов дЛя подготовки современных инженеров — электриков, электромехаников, электроэнергетикой и инженеров других электротехнических специальностей. В этом курсе, стоящем в учебных планах указанных специальностей почти сразу за курсом «Теоретические основы электротехники», будущие специалисты изучают： основные типы приборов и схем, используемых в электронике; принцип действия и особенности линейных, импульсных и цифровых устройств для обработки сигналов в электронных системах управления и отображения информации； принцип действия и особенности выпрямителей, инверторов и других преобразователей электрической энергии, применяемых в электроприводе, электрической тяге, электротехнологии, электроэнергетике и т. д. Даже из этого краткого общего перечня видно, что промышленная электроника является базой дальнейшего прогресса, в частности основой автоматизации многих областей промышленности, транспорта и энергетики.
В то же время для большинства перечисленных специальностей промышленную электронику можно отнести скорее к общейнженерным, чем к специальным дисциплинам. Из этого следует, что главная цель данного курса ——не столько научить студента разрабатывать те или иные функционально законченные электронные устройства (изучение электроники в таком объеме предусмотрено для подготовки инженеров соответствующего профиля в рамках специальности «Промышленная электроника»), сколько научить его понимать принцип действия этих устройств, уметь грамотно эксплуатировать их и формулировать задание на разработку нового устройства. Это и отражено в названиях указанной дисциплины «Промышленная электроника (общий курс)» или «Основы электроники», под которыми она значится в учебных планах большинства электротехнических специальностей.
Предлагаемый учебник написан в соответствии с действующими типовыми программами по курсу «Промышленная электроника» для ряда специальностей.
При написании учебника по этому курсу автор неизбежно сталкивается с трудной задачей, обусловленной, с одной стороны, разнообразием и быстрым развитием современных электронных устройств, существенно различающихся назначением, принципом действия, уровнем мощности и иными признаками, с с другой — ограниченным числом лекционных часов и соответственно ограниченным объемом книги.
Эти два фактора определяют и некоторое различие в программах данного курса для отдельных групп специальностей. Так, для специальностей, связанных с системами управления и контроля (автоматизация энергосистем и релейна я защита, энергетическая кибернетика и др.), повышенное внимание уделяете я информационной электронике—усилителям, генераторам сигналов, логиче- екнм схемам, импульсной и цифровой технике, индикаторным приборам, элек* тронным блокам питания аппаратуры. В то же время для таких специальностей, *ак автоматизированный электропривод, электрификация железнодорожного транспорта, электротермические установки, электрические сети и системы, электрические машины, более важны разделы силовой преобразовательной техниКи ~~ выпрямители средней и большой мощности, ведомые сетью и автономные инверторы, преобразователи частоты и т. д.
Необходимость учета всех этих факторов заставила несколько расширить Ъем Учебника, чтобы обеспечить возможность выборочного использования ност^^аЛЙ в соответствен с конкретными требованиями тех или иных специаль- н Изложение материала книги основывается на современной элементной базе: смо Д^ С° схемами на дискретных транзисторах (биполярных и полевых) рас- схем^еНЫ Различные устройства обработки информации на интегральных микро- ах, включая БИС. Дано описание разнообразных индикаторных приборов.
предназначенных для отображения информации. Изложение вопросов преобразовательной техники базируется на применении полупроводниковых приборов —— диодов, тиристоров, силовых транзисторов. Значительное внимание уделено импульсным преобразователям постоянного напряжения, автономным инверторам и другим преобразоват^пям, получающим в последнее время все большее развитие.
Научный редактор проф. В. А. Лабунл’оз
Предлагаемая книга предназначена служить учебником по дисциплине «Промышленная электроника (общий курс)» или близкой ей по содержанию дисциплине «Основы электроники» для студентов электроэнергетических и электромеханических специальностей.
Ввиду общеинженерной направленности этих дисциплин материал по устройствам промышленной электроники, определяющий главное в содержании книги, дается с точки зрения выяснения принципов действия устройств, выявления важнейших их характеристик и показателей, а, также уяснения основ расчета. Материал по полупроводниковым приборам, составляющим элементную базу современной промышленной электроники, излагается с позиций изучения их принципов действия и необходимости учета влияния параметров этих приборов на работу рассматриваемых устройств.
Основой настоящей книги является курс лекций по промышленной электронике, читаемый автором на электроэнергетическом и электромеханическом факультетах, а также на факультете-электрификации и автоматизации промышленности и транспорта Московского энергетического института. При работе над учебником автор стремился использовать опыт преподавания предмета, накопленный на кафедре промышленной электроники этого института.
Большую творческую помощь при подготовке учебника оказали автору сотрудники кафедры канд. техн- наук, доц. В. В. Попов, канд. техн, наук, доц. Е. Е. Чаплыгин, канд. техн, наук, доц. Ф. М. Яблонский и ст. преподаватель М. Л. Фраткина, принявшие участие в обсуждении методики и структуры книги и прочитавшие отдельные ее главы, за что автор выражает им искреннюю благодарность. Автор признателен зав. кафедрой промышленной электрона ки д-ру техн, наук, проф. В. А. Лабунцову за большую помощь при разработке плана построения рукописи и ее научное редактирование, а также д-ру техн, наук, проф. И. Л. Каганову за многочисленные советы и ценные замена- чания. Автор благодарит д-ра техн, наук, проф. В. И. Анисимова, д-ра техн, наук, проф. В. В. Пасынкова, д-ра техн, наук, проф. В. С. Руденко и канд. техн, наук, доц. В. И. Сенько за ряд замечаний, сделанных ими при рецензировании рукописи.
Все замечания и пожелания по улучшению содержания книги будут приняты с благодарностью. Следует направлять их по адресу： 101430, Москва, к-51, ул. Неглинная* а* 29/14, изд-во «Высшая школа».
Автор
ВВЕДЕНИЕ
В Основных направлениях экономического и социального развИТия СССР на 1981 —— 1985 годы и на период до 1990 года, принятых XXVI съездом КПСС, в числе главных задач повышения эффективности производства указывается на дальнейшее ускорение научнотехнического прогресса и перевод экономики на путь интенсивного развития. Эти задачи невозможно решить без широкого применения электроники для целей автоматизации производства во многих отраслях промышленности, на транспорте, в электроэнергети ке и т. д. Расширение сферы использования электроники — главная особенность научно-технического прогресса на современном этапе,
Электрони к а охватывает обширный раздел науки и техники, связанный с изучением и использованием различных физических явлений, а также разработкой и применением устройств, основанных на протекании электрического тока в вакууме, газе и твердом теле. Промышленная электроника (применение электроники в промышленности, на транспорте, в электроэнергетике) и радиоэлектрони к а (применение электроники в радиотехнике и телевидении) являются важнейшими составными частями электроники, рассматриваемой в широком смысле.
В свою очередь, в промышленную электронику, обесп еч и в аюгцу ю разнообразные виды техники электронными устройствами измерения, контроля, управления и защиты, а также электронными системами преобразования электрической энергии, входят:
информационная электроника, к которой относятся электронные системы и устройства, связанные с измерением, контролем и управлением промышленными объектами и технологическими процессами;
энергетическая электроника fпреобразовательная техника), связанная с преобразованием вида электрического тока для целей электропривода, электрической тяги, электротермии, электротехно- 刀о「ин, электроэнергетики и т. д.
Промышленная электроника постоянно развивается. Это опреде- пяетсх в первую очередь непрерывным совершенствованием ее элементной базы. Элементная база промышленной электроники прошла несколько этапов развития.
Начало развития промышленной электроники было положено созданием электровакуумных и газоразрядных приборов. Низкая надежность, сложность эксплуатации, большая потребляемая могц- ность，громоздкость реализации явились в последующем тормозящими факторами расширения областей применения электроники. Электровакуумные приборы в настоящее время находят ограниченное при* ^нение в промышленной электронике, а газоразрядные приборы используются преимущественно в виде элементов индикации.
Дальнейшему развитию информационной электроники способствовало создание в 1948 г. транзистора, а энергетической электроники ——разработка и последующее совершенствование силовых полу проводниковых приборов (диодов, тиристоров и транзисюров).
Применение транзисторов позволило на определенном этапе значительно повысить надежность, уменьшить потребление мощности, габариты, а также затраты на производство и эксплуатацию электронной аппаратуры. Однако общая тенденция улучшения указанных показателей в условиях возрастающей сложности электронной аппаратуры, связанной с усложнением возлагаемых на нее задач, вызвала необходимость перехода от аппаратуры на дискретных компонентах к ее интегральному исполнению. Начиная с 70-х годов все большая часть электронной аппаратуры стала производиться на интегральных микросхемах. Современный этап развития информационной электроники характеризуется широким использованием компонентов микроэлектроники, включая большие интегральные схемы.
Развитие энергетической электроники стимулируется всевозрастающим требованием повьшения удельного веса электроэнергии, потребляемой на постоянном токе и на переменном токе нестандартной частоты, а также непрерывным совершенствованием элементной базы (увеличением единичной мощности силовых полупроводниковых приборов, улучшением их динамических показателей, появлением приборов новых типов). Все это позволяет создавать более эффективные условия генерирования, передачи и распределения электроэнергии, повышать электровооруженность труда, а также использовать более производительную технологию в различных отраслях промышленности.
ГЛАВА ПЕРВАЯГЛАВА ПЕРВАЯ
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
§ 1.1. ЭЛектропроводность полупроводников.БЕСПРИМЕСНЫЕ И ПРИМЕСНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКИ
Полупроводники занимают по электропроводности промежуточное положение между металлами (проводниками электрического тока) и диэлектриками. Знание физической сущности электропроводности важно для последующего изучения принципа действия полупроводниковых приборов, их параметров и характеристик.
Особенность электропроводности полупроводников обусловливается спецификой распределения по энергиям электронов атомов, которое характеризуется энергетической диаграммой полупроводника.
Прежде чем перейти к рассмотрению энергетических диаграмм кри стаяли чески х тел, ознакомимся с энергети ческой ди аграммой
изолированного атома.
В соответствии с принципами квантовой меха- 川. на ка электроны атома могут обладать определенны- ма значениями энергии или находиться на опреде- ленных (разрешенных) энергетических ____ Уровнях (рис. 1.1). В изолированном атоме су-"
ществует конечное число энергетических уровней, на каждом из которых могут одновременно находиться
не более двух электронов, различающихся направлением спиновых моментов (принцип Паули). Электро- НЬ1 низших уровней сильно связаны с атомом. По мере увеличения энергии уровня, занимаемого электроном, эта связь ослабевает.—
В отсутствие внешних воздействий, увеличиваю- энергию электронов, атом находится в исходном (невозбужденном) состоянии, при котором все низшие энергетические уровни заняты электронами, Рис. 1.1. Энер- а 呼рхнне — свободны. При наличии внешних ВОЗ-гетическая диа-
Деиствий (тепловые кванты ——фононы, кванты све- пованного3 ато" —ротоны, электрическое или магнитное поле и ма
др.) электроны атома приобретают дополнительную энергию и переходят на более высокие энергетические уровни (возбуждение атома) или вовсе освобождаются от атома и становятся свободными, не связанными с атомом (ионизация атома). При этом внешнему воздействию подвержены электроны высоких энергетических уровней, слабее связанные с атомом.
Согласно квантово访 теории, энергетическая диаграмма группы близко расположенных однотипных атомов претерпевает изменения по сравнению с изолированным атомом (рис. 1.2). Вследствие взаимодействия атомов друг с другом разрешенные уровни энергии электронов соседних атомов смещаются, образуя близко расположенные смещенные уровни энергии — подуровни. При этом смещению подвергаются и уровни высоких энергий, где электроны слабо связаны с атомами. Подуровни образуют так называемые зоны разрешенных уровней энергии, которые отделены друг от друга запрещенными зонами. Число подуровней в каждой из разрешенных зон равно количеству атомов в группе.
Рис. 1.2. Энергетическая диаграмма группы (четырех) близко расположенных атомовРис. 1.2. Энергетическая диаграмма группы (четырех) близко расположенных атомовКристалл твердого тела характеризуется большим количеством близко расположенных атомов. Поэтому число подуровней, входящих в разрешенные зоны его энергетической диаграммы, довольно велико.
Рис. 1.2. Энергетическая диаграмма группы (четырех) близко расположенных атомов
Рис. 1.2. Энергетическая диаграмма группы (четырех) близко расположенных атомов
Носители заряда в беспримесных (чистых)полупроводниках
На электропроводность твердого тела оказывает существенное влияние расположение двух соседних зон разрешенных уровней энергии в верхней части энергетической диаграммы (рис. 1 2). В зависимости от электронной структуры атома и строения кристаллической решетки между соседними зонами разрешенных уровней энергии либо может сохраниться запрещенная зона, либо ее может и не быть. Эти две вероятности, а также ширина запрещенной зоны опре-
дел я ют три класса кристаллических тел: проводники, диэлектрики и полупроводники. Расположение двух соседних зон разрешенных уровней энергии в верхней части их энергетических диаграмм приведено на рис. 1.3.
В металлах (рис. 1.3, а) энергетическая диаграмма представляет собой непрерывный спектр разрешенных значений энергии, а в полупроводниках и диэлектриках ——прерывистый (рис. 1.3, б, е). В полупроводниках и диэлектриках зоны разрешенных значений энергии отделены запрещенной зоной энергии А 呼旷 На энергетических диаграммах рис. 1.3 можно выделить две характерные зоны разрешенных значений энергии: нижнюю (заполненную), или в ал е н т н у ю, зону и верхнюю (свободную), или зону проводимости. В отсутствие внешних воздействий на электроны
(электрического и магнитного полей, облучения квантами света), а также при Т == О К все уровни энергии нижней зоны заполнены электронами, в верхней зоне электронов нет.
Рассмотрим различие в электропроводности указанных трех классов кристаллических тел с точки зрения особенностей их энергетических диаграмм.
В металлах зона проводимости непосредственно примыкает к валентной зоне (рис. 1.3, а). Электронам валентной зоны достаточно сообщить весьма малую энергию, чтобы перевести их в зону свобод-
觴觴1 Зона проводимости 组1 Зона проводимости 组Зона.проводимости %Зона.проводимости %Зона, проводимости.Зона, проводимости.
觴
觴
1 Зона проводимости 组
1 Зона проводимости 组
Зона.
проводимости %
Зона.
проводимости %
Зона, проводимости.
Зона, проводимости.
/伙/伙吗吗Валентная зона.Валентная зона.Валентная'зонаВалентная'зона
/伙
/伙
吗
吗
Валентная зона.
Валентная зона.
Валентная'зона
Валентная'зона
Запрещен- Q/丿了 Запрещенная зона. %?»/// ная зона
валентнаязона
6)
Рис. 1.3. Энергетическая диаграмма металла (а), по-лупроводника (6) и диэлектрика (s)
ных уровней. Поэтому уже при воздействии только электрического поля в металле имеется большое число свободных (не связанных с атомами) электронов, которые и обеспечивают его высокую электрическую проводимость.
В полупроводниках (рис. 1.3, б) свободная зона отделена от валентной зоны запрещенной зоной энергии ^We. Величина 厶呼§ определяет энергию (в электрон-вольтах), которую нужно сообщить электрону, расположенному на верхнем энергетическом уровне в валентной зоне, чтобы перевести его на нижний энергетический уровень в зоне свободных уровней. Необходимость сообщения достаточной энергии для преодоления запрещенной зоны затрудняет переход электронов из валентной зоны в зону проводимости, что приводит к уменыиению числа свободных электронов в полупроводнике по сравнению с металлом и, как следствие, к уменьшению его электрической проводи- мести.
Способность преодоления электронами запрещенной зоны зависит от внешних факторов. Особенно значительно влияние температуры кристалла, которое проявляется воздействием на электроны атомов полупроводника тепловых квантов (фононов), излучаемых при теп、 ^овых колебаниях кристаллической решетки. Повышению темпераТУРЫ соответствует увеличение энергии фононов и рост числа элект- Р°нов> способных получить необходимую энергию для преодоления
Кристал германияКристал германия词词Валентная зона.Валентная зона.Рис. 1.4. Возникновение свободного электрона и дыркн в кристалле полупроводника (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)； схема движения дырки в кристалл е полупроводника (в)Рис. 1.4. Возникновение свободного электрона и дыркн в кристалле полупроводника (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)； схема движения дырки в кристалл е полупроводника (в)
Кристал германия
Кристал германия
词
词
Валентная зона.
Валентная зона.
Рис. 1.4. Возникновение свободного электрона и дыркн в кристалле полупроводника (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)； схема движения дырки в кристалл е полупроводника (в)
Рис. 1.4. Возникновение свободного электрона и дыркн в кристалле полупроводника (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)； схема движения дырки в кристалл е полупроводника (в)
запрещенной зоны. По этой причине с повышением температуры проводимость чистых полупроводников возрастает.
Ширина запрещенной зоны кристаллических твердых тел, относящихся к пол у проводим кам, не превышает 3 эВ. Их электрическая проводимость возникает при температуре выше 80—100 К・
Диэлектрики (рис. 1.3, е) отличаются от полупроводников более широкой запрещенной зоной. У них AIF3> 3 эВ и может достигать 6——Ю эВ. В связи с этим проводимость диэлектриков мала и становится заметной лишь при температуре не ниже 400—800℃ или сильных электрических полях (пробой). .
Наличие на энергетической диаграмме запрещенной зоны обусловливает особенности образования носителей заряда в по л у п роводни к а х по сравнению с металлами. Рассмотрим эти особенности на примере германия и кремния, получивших наибольшее распространение при изготовлении полупроводниковых приборов.
Германий и кремний принадлежат к IV группе Периодической системы элементов. На внешней оболочке их атомов находятся четыре валентных электрона. Ширина запрещенной зоны германия равна 0,72 зВ, кремния ——1,12 эВ. Кристаллическая решетка этих полупроводников имеет одинаковую тетраэдрическую структуру. Дву- мерная (плоскостная) модель кристаллической решетки имеет вид, показанный на рис. 1.4, а (на примере германия).
В отсутствие структурных дефектов и при Т = 0 К четыре валентных электрона внешней электронной оболочки каждого атома участвуют в так называемых парноэлектронных или ковалентных связях с соседними атомами о Эти связи х ар а ктери зу ются перекрытиями внешней электронной оболочки каждого атома с внешними электронными оболочками рядом расположенных четырех атомов кристалла. При таком перекрытии каждые два электрона принадлежат двум соседним атомам и все четыре электрона внешней оболочки атома участвуют в создании парноэлектронных связей с четырьмя соседними атомами. Парноэлектронные связи показаны на рис. 1.4, а в виде двух параллельных линий, связывающих атомы, расположенные в соседних узлах кристаллической решетки. Участие всех электронов атомов
，】Зона 二прободимости r=i=: запрещенная / зона
кристалла в создании ковалентных связей между атомами свидетельствует о нахождении электронов на уровнях энергии валентной зоны (ИС. 1.3,6; 1.4,6).
Повышение температуры кристалла вызывает увеличение энергии фононов. При некоторой температуре энергия фонона становится достаточной для освобождения электрона от связей g атомами кристаллической решетки. Валентный электрон освобождается от связей и становится свободным (рис. 1.4, а). Освобождение электрона от связей с атомами соответствует на энергетической диаграмме его переходу с уровня валентной зоны на уровень зоны проводимости (рис. 1.4, б). Свободный электрон способен изменять свою энергию и перемещаться между узлами кристаллической решетки под воздействием электрического поля, т. е. участвовать в создании
тока.
Образование свободного электрона сопровождается разрывом ковалентной связи между атомами и появлением в месте разрыва так называемой дырки (рис. 1.4, а). Отсутствие электрона в ковалентной связи равносильно появлению в данном месте положительного заряда, который и приписывают дырке. На энергетической диаграмме (рис. 1.4, 6) образование дырки после перехода электрона в зону проводимости отождествляют с появлением вакантного уровня энергии в валентной зоне, позволяющего электронам валентной зоны (находящимся в ковалентных связях с атомами) изменять энергию под воздействием электрического поля, т. е. перемещаться в кристалле от атома к атому и участвовать в создании тока. Фактическое перемещение валентных электронов под воздействием внешнего электрического поля при их последовательном заполнении образовавшегося разрыва ковалентной связи формально может быть заменено движением дырки между узлами кристаллической решетки в противоположном направлении. Действительно, валентный электрон, получив необходимую энергию, заполняет (компенсирует) дырку с приближением к ней. Дырка исчезает, и восстанавливается ковалентная связь у данного атома, но возникает новая дырка в той ковалентной связи, откуда ушел электрон. Исчезновение дырки в одном месте кристалла и ее появление в другом учитывают (условно) как движение дырки (рис. 1.4, 6).
Важность учета движения дырок как самостоятельных носителей заряда обусловливается различием в подвижностях свободных электронов и валентных электронов, перемещающихся по вакантным уровням энергии.
При температуре выше абсолютного нуля переход из валентной 3°ны в зону проводимости возможен у многих электронов. В результате этого процесса, получившего название термогенерации носителей заряда, в полупроводнике создается некоторая концентрация электронов п^ в свободной зоне и равная ей концентРация дырок pt в валентной зоне (индекс i означает, что речь идет ° чистых, беспримесных полупроводниках; при этом пн р» называют Собственными концентрациями носителей 3 а Р я д а в полупроводнике). Концентрация носителей заряда sa
висит от температуры кристалла, ширины запрещенной зоны и опре* деляется зависимостью
ni ~ Pt = ^ * (1・1)
где Л —— коэффициент, числовое значение которого зависит от рода кристалла; ^ = 1,37 • 10~33 Дж/К — постоянная Больцмана; Т —— абсолютная температура.
Из выражения (1.1) следует5 что концентрация носителей заряда в полупроводнике и его электрическая проводимость увеличиваются с повышением температуры и уменьшаются с ростом ширины запрещенной зоны.
Электроны и дырки являются подвижными частицами. Постоянство их концентрации, определяемой из соотношения. (1.1), при неизменной температуре обусловливается тем, что в любом элементе объема полупроводника одновременно действуют два процесса: термогенерация носителей заряда, а также исчезновение электронов и дырок за счет возвращения электронов из зоны проводимости на вакантные уровни валентной зоны (рекомбинация носителей заряда). Соответствующая концентрация устанавливается из условия динамического равновесия, при котором число вновь возникающих носителей заряда равно количеству рекомбинирующих носителей.
Носители заряда в примесных полупроводниках
При производстве полупроводниковых приборов помимо чистых полупроводников, в частности чистых германия и кремния, являющихся исходными материалами, используют примесные полупроводники.
Введение примеси связано с необходимостью создания в полупроводнике преимущественно электронной либо дырочной электропроводности и увеличения электрической проводимости. В связи с этим различают соответственно электронные (n-типа) и дырочные (/2-типа) полу проводники. .
Для получения полупроводника с электропроводностью п-типа в чистый полупроводник вводят примесь; создающую в полупроводнике только свободные электроны. Вводимая примесь является «поставщиком» электронов, в связи с чем ее называют донорной. Для германия и кремния, относящихся к IV группе Периодической системы элементов, донорной примесью служат элементы V группы (сурьма, фосфор, мышьяк), атомы которых имеют пять валентных электронов.
При внесении такой примеси атомы примеси замещают атомы исходного полупроводника в отдельных узлах кристаллической решетки (рис. L5, а). Четыре электрона каждого атома дснорной примеси участвуют в ковалентной связи с соседними атомами исходного материала, а пятый («избыточный») электрон, не участвующий в кова-
рентной связи, оказывается значительно слабее связанным со своим атомом. Для того чтобы оторвать его от атома и превратить в свобод- Hbf自 носитель заряда, требуется значительно меньшее количество энергии, чем для освобождения электрона из ковалентной связи. В результате приобретения такой энергии (например, энергии фонона прй комнатной температуре кристалла) «избыточный» электрон поддает атом и становится свободным, а атом примеси превращается
в н
положительный ион (и о -
и з а ц и я атома
п р и-
м е с
и). В условиях доста-
ToqHO большой концентрации атомов примеси их ионизация создает некоторую концентрацию в кристалле полупроводника свободных электронов и неподвижных положи тельных ионов, локализованных
0)
Рис. 1.5. Возникновение свободного электрона в кристалле полупроводника п-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)
в местах расположения атомов примеси. Слой полупроводника остается электрически нейтральным, если освободившиеся электроны не уходят за пределы слоя.
При уходе электронов под
воздействием каких-либо факторов в другие слои кристалла остав
шиеся положительные ионы донорной примеси создают в данном слое нескомпенсированный положительный объемный заряд.
На энергетической диаграмме полупроводника n-типа (рис. 1.5, 6) вводимая примесь приводит к появлению в запрещенной зоне вблизи зоны проводимости близко расположенных друг от друга л о к а л ь-
ных валентных
уровней энергии, заполненных
электронами при температуре абсолютного нуля. Число локальных уровней определяется количеством атомов примеси в кристалле. На рис. 1.5, 6 локальные уровни показаны пунктиром. Так как ширина ^W^ мала (в зависимости от типа исходного полупроводника и материала донорной примеси А й^д = 0,01 4- 0,07 эВ), при комнатной температуре практически все электроны донорных уровней перейдут
в зону проводимости и смогут участвовать в создании тока.
Концентрация электронов в зоне проводимости (свободных электронов) при этом определяется преимущественно концентрацией еве- Денной примеси ^д, а не собственными электронами валентной зоны, п Реодо лев ающими широкую запрещенную зону ^W3. В соответствии с этим концентрация электронов пп в полупроводнике /2-типа существенно выше концентрации дырок рп, образующейся в результате "ерехона электронов из валентной зоны в зону проводимости. Можно ^игать, что в полупроводнике /2-типа ток создается в основном элек- ронами. Другими словами, электроны в этом случае являются о с-
н о в
Нов
hmmz носителями заряда, а дырки — неоснами носителями заряда.
刃刃Рис= 1.6. Возникновение дыркн в кристалле полупроводника p-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)Рис= 1.6. Возникновение дыркн в кристалле полупроводника p-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)В полупроводниках p-типа введение примеси направлено на повышение концентрации дырок. Задача решается использованием в качестве примеси элементов III группы Периодической системы (ин- дий, галлий, алюминий, бор), атомы которых имеют по три валентных электрона. При наличии такой примеси каждый ее атом образует только три заполненные ковалентные связи с соседними атомами исходного полупроводника в кристаллической решетке (рис. 1.6,〃). Четвертая связь остается незаполненной. Н едо ста ющи й вал ент- ный электрон для заполнения связи принимается от одного из соседних атомов кристаллической решетки, так как требуемая для такого пере* хода энергия невелика. Переход электрона приводит к образованию дырки в ковалентной связи соседнего атома, откуда ушел электрон, и превращению атома примеси в неподвижный отрицательный ион. В результате за счет примеси достигается повышение концентрации ды
刃
刃
Рис= 1.6. Возникновение дыркн в кристалле полупроводника p-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)
Рис= 1.6. Возникновение дыркн в кристалле полупроводника p-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (6)
рок в полупроводнике. Атомы примеси, принимающие валентные электроны соседних атомов, называют акцепторными, а саму примесь — акцепторной.
В условиях достаточно большой концентрации атомов акцепторной примеси в кристалле полупроводника создается некоторая концентрация дырок и отрицательных ионов. Пока число дырок в данном слое полупроводника остается равным числу отрицательных ионов в нем, в слое сохраняется зарядная нейтральность. Если вошедшие из других слоев электроны заполнят некоторое число существующих дефектов валентной связи (рекомбинация электронов с дырками), в данном слое появится нескомпенсированный отрицательный объемный заряд, создаваемый ионами акцепторной примеси.
Рассмотрим процесс образования дырок в полупроводнике р-типа, исходя из его энергетической диаграммы. При наличии акцепторной примеси в запрещенной зоне энергетической диаграммы исходного полупроводника вблизи валентной зоны появляются локальные уровни энергии, свободные от электронов при температуре абсолютного нуля (рис. 1.6,6). Число локальных уровней определяется концентрацией атомов примеси в кристалле. Так как разность ^Wa между энергией акцепторных уровней и энергией верхнего уровня валентной зоны мала (в зависимости от типа полупроводника и материала акцепторной примеси ДU7a = 0,01 + 0,07 эВ), то при комнатной температуре все акцепторные уровни будут заняты электронами, перешедшими из валентной зоны. В валентной зоне появится большая концентрация дырок.-
Концентрация дырок в валентной зоне при этом определяется преимущественно концентрацией внесенной акцепторной примеси 2 , а не дырками, возникающими при термогенерации носителей заряда за счет преодоления валентными электронами широкой запрещенной зоны А 忻з・ В соответствии с этим концентрация дьфок рр в полупроводнике p-типа существенно больше концентрации свободах электронов пр. По этой причине ток в дырочном полупроводнике переносится в основном дьфками. Дырки в этом случае являются основными носителями заряда, а электрон ы — неосновными носителями заряда.
Таким образом, в примесных полупроводниках концентрации основных носителей заряда (пп —— электронного полупроводника и рр —дырочного полупроводника) создаются за счет внесения примеси, а концентрации неосновных носителей заряда (рп, пр —— соответственно электронного м дырочного полупроводников)——за стет термогенерации носителей заряда, связанной с переходом электронов из валентной зоны в зону проводимости. Необходимая примесь вносится в количестве, при котором концентрация основных носителей заряда существенно (на два-три порядка) превышает концентрацию неос- новньех носителей заряда. В зависимости от концентрации введенной примеси удельная проводимость примесного полупроводника возрастает по сравнению с чистым полупроводником в десятки и сотни тысяч раз.
Характерной особенностью полупроводников рассматриваемых ти- поз является то, что произведение концентраций основных и неосновных носителей заряда при данной температуре является постоянной величиной и определяется соотношением
= "Мр = Pt"» = /?е，(L2)
где 勺=р» ——собственные концентрации носителей заряда в чистом полу проводни ке.
В соответствии с выражением (1.2) концентрация неосновных носителей заряда в примесном полупроводнике меньше концентрации собственных носителей заряда в чистом полупроводнике. Это связано с тем, что с увеличением концентрации основных носителей заряда возрастает роль рекомбинаций, вследствие чего концентрация неосновных носителей заряда уменьшается. Равновесие достигается, когда □Р。даппой температуре произведение концентрации носителей за- Р»Аа в примесном полупроводнике становится равным произведению концентрации носителей заряда в чистом полупроводнике.
Зависимость концентрации носителей заряда от температуры на- ^ладывает ограничения на температурный диапазон применения °олупроводниковых приборов. Рабочий диапазон температур характеризуется существенным превышением в примесных полупровод- ?0кау концентрации основных носителей зар яда над неосновными 『九 ^ рп и рр > пр) при концентрации основных носителей заряда, низкой к концентрации внесенной примеси (пп^ Nn и 卩卩^ N密.
При температурах, превышающих верхний температурный предел, причиной нарушения условия пп > рп ^ рр пр является повышение роли концентрации носителей заряда, создаваемых в кристалле при термогенерации за счет преодоления валентными электронами запрещенной зоны AIFb. При этом может оказаться, что концентрация носителей заряда и электрическая проводимость в полупроводнике будут определяться не концентрацией внесенной примеси, а концентрацией собственных носителей заряда ——электронов и дырок (вырождение примесного полупроводника в собственный полупроводник). Верхний температурный предел зависит от ширины запрещенной зоны полупроводника и составляет для германия 75 — 85℃, а для кремния 150 —— 170℃. В этом проявляется существенное преимущество кремния как материала для полу проводкиковых приборов.
При температуре ниже рабочего диапазона концентрация неосновных носителей заряда, создаваемая термогенерацией, ничтожно мала. Основную роль здесь играет понижение концентрации основных носителей заряда (и уменьшение электрической проводимости) вследствие уменьшения количества ионизированных атомов примеси. Нижний температурный предел работы полупроводниковых приборов составляет от ■—55 до ——60℃.
Время жизни носителей заряда
Процесс рекомбинации в примесных полупроводниках играет большую роль во многих полупроводниковых приборах.
Предположим, что в некотором слое кристалла полупроводника n-типа с помощью какого-либо внешнего воздействия, например облучения световым потоком, созданы концентрации дырок р0 = = рп + Ар(0) и электронов п0 = пп + Ди(0), превышающие равновесные концентрации, определяемые выражением (1.2) для данной температуры. Абсолютные приращения концентрации носителей заряда обоих знаков △卩(0) = Дп(0) (слой остается электрически нейтральным), так как в данном примере повышение концентрации носителей заряда обусловливается увеличением числа переходов электронов из валентной зоны в зону проводимости. Однако относительное приращение концентраций дырок существенно больше относительного приращения концентраций электронов pjpn》n0/nn, поскольку nn > pn. f Иными словами, можно считать, что внешнее воздействие привело к образованию в слое полупроводника n-типа неравновесной концентрации неосновных носителей заряда (дырок) при оставшейся почти неизменной концентрации основных носителей заряда (электронов). Процесс уменьшения концентрации носителей заряда в слое до значения равновесных после прекращения внешнего воздействия следует рассматривать как рекомбинацию дырок с электронами в условиях высокой концентрации электронов. Спад начальной концентрации дырок Ар(0) во времени подчиняется экспоненциальному закону
Ар(/)= Ap(O)e-f/^Ар(/)= Ap(O)e-f/^(1.3)(1.3)
Ар(/)= Ap(O)e-f/^
Ар(/)= Ap(O)e-f/^
(1.3)
(1.3)
к — характеристическая постоянная, называемая временем 貝о з'н и дырок в электронном полупроводнике (параметр тр соответствует времени, в течение которого избыточная концентрадия неравновесных дырок уменьшается в е раз).
Соотношение, аналогичное (1.3), можно записать и для дырочного полупроводника. Процесс уменьшения концентрации нссителей за- ада здесь следует рассматривать как рекомбинацию неравновесных электронов с дырками в условиях высокой концентрации дырок. Ха- актеростотескую псстоянную тп в этом случае называют временем жизни электронов в дырочном полупроводнике.
Параметры 它卩,тп входят в число основных для примесных полупроводников. Их уменьшение, в частности, сказывается на повышении быстродействия полупроводниковых приборов. Обычные значения тр,тп находятся в пределах 10~7——10~5 с, но в ряде случаев могут быть больше или меньше. ■
Рекомбинация носителей заряда, когда свободный электрон непосредственно переходит из зоны проводимости в валентную зону, т. е. заполняет дырку в ковалентной связи атомов (прямая рекомбинация), мало вероятна. Причиной этого является редкость события, [при котором электрон и дырка находились бы одновременно в одном и том же месте кристалла и имели бы небольшую скорость. Основную роль в рекомбинации носителей заряда играют так называемые центры рекомбинации ——ловушки, имеющие в запрещенной зоне энергетические уровни, способные захватить электроны. Процесс рекомбинации с участием ловушки протекает в две стадии: свободный электрон вначале переходит на уровень ловушки, а затем в валентную зону.
Центрами рекомбинаций могут быть примесные атомы, дефекты кристаллической решетки, расположенные в объеме или на поверхности кристалла. Для повышения интенсивности рекомбинационных процессов (уменьшения 弋加 тп) в примесный полупроводник вводят в небольшом количестве золото или никель, создающие эффективные центры рекомбинаций носителей заряда. Время жизни носителей прм этом снижается до 10~9 ——10~8 с.
Дрейфовое 〃 диффузионное движения носителей заряда
В отсутствие электрического поля в кристалле и одинаковой кон- пентрации носителей заряда в объеме полупроводника электроны и "Ь1рки находятся в непрерывном тепловом (хаотическом) движении, распределенном по всем направлениям. Ввиду хаотического харак- Р|^ Движения носителей заряда ток в кристалле равен нулю.
Электрическое поле и неравномерность распределения концент- д0^Ии носителей заряда являются факторами, создающими упоря- D енн°£ движение носителей заряда, т. е. обусловливающими элект- ^ческий^ ток в кристалле полупроводника. Направленное движение ителей заряда под воздействием электрического _поля называют
дрейфом (дрейфовое движение), а под воздействием разности концентраций носителей заряда — диффузией (д и ф- фузионное движение). В зависимости от характера движения носителей заряда различают соответственно дрейфовый и диффузионный токи в полупроводниках, а в зависимости от типа носителей заряда -электроны ьге и дырочные составляющие этих токов.
Перемещение носителей заряда в кристалле под воздействием электрического поля происходит при непрерывном их столкновении с，узлами кристаллической решетки и атомами примеси. Носители заряда перемещаются в кристалле с некоторой средней скоростью, пропорциональной напряженности электрического поля:
"ср п = %Е，(L4)
%" ~ 卩衣(L4a)
Коэффициент пропорциональности называют подвижностью электронов (卩几)и ды ро к (卩卩).Электроны перемещаются в направлении, противоположном действию поля, а дырки — в направлении действия поля. Этим объясняется наличие знака минус' в формуле (1.4). Движение дырок, обусловливаемое замещением валентными электронами дефектов ковалентных связей атомов в решетке, является более затруднительным, чем свободных электронов. Поэтому при одинаковой напряженности электрического поля средняя скорость электронов выше, чем дырок, и 卩几> 卩歹.Так, для германия 卩几=3800 см2/(В • с), |хр — 1800 см2/(В • с), а для кремния 卩几=1300 см2/(В • с), |хр = 500 см2/(В • с),；
Плотности дрейфовых составляющих тока в кристалле определя-i ютея величиной заряда, переносимого носителями через единичное) сечение в единицу времени：
'пр 几二—9孔％р n>(L5)|
Zur p = "%p p»(1.5a)
где n, p ——концентрации электронов и дырок в объеме полупро-! водника; q——заряд электрона.；
Знак минус в выражении (1.5) означает, что принятому направ-1 лению тока соответствует противоположное направление движения электронов.I
С учетом (1.4) соотношения для плотностей дрейфового электронного и дырочноготоковприобретают видj
/др п ~ е几％Е,(1.6)1
，ир р = qp甘рЕ*(1*6а)]
Суммарнаяплотностьтока, протекающего через полупроводник!
под действием электрического поля,-1
J = Лир = 'up п +，лр р ~ q孔甘пЕ + qp?pE*(1.7)1
В чистых полупроводниках п = р, но 仙几 примерно вдвое выше 口о этой причине в чистых полупроводниках электронная сос- Являющая плотности тока в то же число раз больше дырочной. В примесных же полупроводниках концентрации пир различаются на несколько порядков, в связи с чем в электронном полупроводнике е访巾овы访 ток обусловливается преимущественно электронами, а в дырочном — дырками.
Пз формулы (1.7) следует, что плотность тока (проводимость) полупроводников зависит от концентрации носителей заряда и их под- вижнссти. Подвижность носителей заряда уменьшается с ростом температуры. Это объясняется повышением интенсивности тепловых колебаний атомов в кристаллической решетке и увеличением верс- ятнссти столкновений с ними электронов и дырок. В чистых полупроводниках, несмотря на снижение подвижности носителей, плотность тока и проводимость увеличиваются с ростом температуры вследствие повышения концентрации носителей заряда. В примесных полупроводниках в рабочем диапазоне температур концентрация носителей заряда мало изменяется, так как ее определяет главным образом концентрация основных носителей заряда, созданная при* месью (все атомы примеси ионизированы). В связи с этим плотность тока и проводимость здесь с ростом температуры несколько уменьшаются вследствие уменьшения подвижности (仙 三 丁一財,.Ввину меньшей подвижности носителей заряда удельное сопротивление кремния больше, чем германия.
Диффузионное движение носителей заряда возникает, когда имеется различие в концентрации электронов (дырок) в соседних слоях полупроводника. Носители заряда перемещаются и в слоя с большей концентрацией в слой с меньшей концентрацией. Если в данном слое постоянно поддерживается более высокая концентрация носителей заряда, чем в соседнем с ним слое, то создается непрерывный диффузионный поток носителей заряда в направлении убывания концентрации.
Плотности потоков носителей заряда пропорциональны градиенту
соотно-соотно-их концентрации; при одномерной диффузии (когда концентрация вдоль оси х падает: dn/dx<Z 0 или dpldx之 0) их находят из шений
соотно-
соотно-
人呻п и（一 G % （一黑）=叨П卷＞0⑻
Коэффициент пропорциональности называют к о э ф ф и \°м диффузии электронов (£\) и дырокКоэффициент пропорциональности называют к о э ф ф и \°м диффузии электронов (£\) и дырок(1.8a)
Коэффициент пропорциональности называют к о э ф ф и \°м диффузии электронов (£\) и дырок
Коэффициент пропорциональности называют к о э ф ф и \°м диффузии электронов (£\) и дырок
ц и е н-
屮屮инибнт диффузии равен числу носителей заряда, диффундирую- 嚮х за 1 с через площадку в 1 см2 при единичном градиенте концент-
^ ""% и имеет размерность см2/с. Коэффициент диффузии связан с
“важностью носителей заряда соотношением Эйнштейна
0 H 屮代，(1.9)
где 屮丁 = kT/q ——тепловой потенциал, выражаемый, так же как и электрический потенциал, в вольтах; Т —— абсолютная температура (при Т н 300 К 屮丁 = 0,025 В). В кремнии при комнатной температуре Dn 32 см2/с, Ор 12 см2/с.
Зависимость 屮丁 и ।丄 от температуры обусловливает и температурную зависимость коэффициента диффузии (D 三 Т—").
Носители заряда, выходящие из слоя с повышенной концентрацией и входящие в слой с меньшей концентрацией, по мере продвижения рекомбинируют с носителями заряда противоположного знака (носители заряда обладают конечным временем жизни). Их концентрация уменьшается по экспоненциальному закону, стремясь к равновесной. Расстояние, на котором избыточная концентрация носителей заряда уменьшается в с раз, называют диффузионной длиной L (соответственно Ln ——для электронов и Lp ——для дырок). Иными словами, это среднее расстояние, на которое носитель заряда может переместиться за время своей жизни. Диффузионная длина связана с коэффициентом диффузии и временем жизни носителей заряда соотношениями
УКДЕГ，(1.Ю)
Lp = MOpt卩•(1.10а)
§ 12 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды
Принцип действия и вольт-амперная характеристика диода
Диодами называют двухэлектродные элементы электрической цепи, обладающие односторонней проводимостью тска. В полу-
q
5)5)〃)〃)3%3%
5)
5)
〃)
〃)
3%
3%
Рис. 1.7. Полупроводниковый ди од:
а ~ полупроводниковая "-^-структура диода; 6 — условноеграфическое обозначение диода; 8—упрощенная (идеаль-ная) вольт-амперная характеристика диода
проводниковых диодах односторонняя проводимость обусловливается применением полупроводниковой структуры, сочетающей в себе два слоя, один из которых обладает дырочной (р), а другой —— электронной (п) электропроводностью (рис. 1.7,〃). Обозначение диода на электронных схемах и его упрощенная (идеальная) вольт- амперная характеристика показаны на рис. 1.7, 6, в. Принцип действия полупроводникового диода основывается на специфике процес-； сов, протекающих на границе раздела р- и п-слоев, в так называемом электронно-дырочном переходе (р-/г-переходе),.(
Рис. 1.8. Образование р-п- перехода в ^-«-структуре полупроводника：я — P-n-структура полупроводника; б — распределение концентраций носителей заряда； в — составляющие тока в р-п-пере- ходе； г — распределение заряда; 6 — диаграмма напряженности поля; е ——потенциальный барьер в р-п-переходеРис. 1.8. Образование р-п- перехода в ^-«-структуре полупроводника：я — P-n-структура полупроводника; б — распределение концентраций носителей заряда； в — составляющие тока в р-п-пере- ходе； г — распределение заряда; 6 — диаграмма напряженности поля; е ——потенциальный барьер в р-п-переходе
Рис. 1.8. Образование р-п- перехода в ^-«-структуре полупроводника：
я — P-n-структура полупроводника; б — распределение концентраций носителей заряда； в — составляющие тока в р-п-пере- ходе； г — распределение заряда; 6 — диаграмма напряженности поля; е ——потенциальный барьер в р-п-переходе
Рис. 1.8. Образование р-п- перехода в ^-«-структуре полупроводника：
я — P-n-структура полупроводника; б — распределение концентраций носителей заряда； в — составляющие тока в р-п-пере- ходе； г — распределение заряда; 6 — диаграмма напряженности поля; е ——потенциальный барьер в р-п-переходе
Электрические процессы в "■几-переходев отсутствие внешнего напряжения
В германиевых и кремниевых диодах двухслойная р-п-структура ]8, 〃) создается введением в один из слоев монокристалла ак- "；срно% примеси, а в другой — донорной примеси. При комнатной 吗пехтуре атомы акцепторов и доноров можно считать полностью Тонизированными, т. е. практически все акцепторные атомы присо- и кякуг к себе электроны, создавая при этом дырки, а донорные ато- 器j отдают свои электроны, которые становятся свободными. Кроме основных носителей заряда в каждом из
слоев имеются неосновные нссители заря- да, создаваемые путем перехода электро- но\ основного материала из валентной зокь1 в зону свободных уровней.
На практике наибольшее распрсстра- некие получили р-/?-структуры с неодинаковей концентрацией внесенных акцеп- ТОрной ^a и донорной ^д примесей, т. е. с неодинаковой концентрацией основных носителей заряда в слоях рр ^N а и пп
Мд. Типичными являются структуры с N@》№口 (рр》孔п)・ Распределение концентраций носителей заряда для таких структур показано на рис. 1.8, 6 на примере германия, где приняты Рр= 1018 см^3, пп = 1015 см"% Концентрация собственных носителей заряда в германии при комнатной температуре п； = 2,5 • 1013 см"3. Концентрации неосновных носителей заряда, существенно меньшие концентраций основных носителей заряда, составят для рассматриваемой структуры в ссот- ветствуис (L2) np^ 109 смК 卩也^ 1012см-3.
В /7-п-структуре на границе раздела сл?ев АВ возникает разнссть концентра- ии自 одноименных носителей заряда: в °^нсм слое они являются основными, в 戏У「ом — неосновными. В приграничной области под действием разности концен- трагхи自 возникает диффузионное движение основных носителей заряда во встречном управлении через границу раздела. Дыр- л из ^'Области диффундируют в п-об- гтде"， электроны из п-области в п-об- ласть п 1
комб • 4ь1Ркн， вошедшие в /г-область, ре- а эл ИНиРУют с электронами этой области, днр：ктронн, вошедшие в p-область, — с 'Ми р-области. Вследствие двух факто-
ров (ухода основных носителей заряда из приграничных областей и их рекомбинации с носителями заряда противоположного знака) концентрации основных носителей заряда (рр и 几沱)в обеих приграничных областях, суммарная ширина которых /0, снижаются (рис. 1.8,6). Кроме того, в соответствии с выражением (1.2) снижение концентра-」 ции носителей заряда одного знака сопровождается повышением концентрации носителей заряда другого знака. Вследствие этого в приграничной p-области повышается концентрация электронов, а в приграничной n-области ——концентрация дырок. Таким образом,- становится понятным характер распределения концентрации носителей заряда в /7-п-переходе, показанной на рис. 1.8, 6 сплошными линиями. .
Важнейшим следствиемВажнейшим следствиемряда через границу раздела ных областях объемыряда через границу раздела ных областях объемыдиффузионного движения носителей за\
Важнейшим следствием
Важнейшим следствием
ряда через границу раздела ных областях объемы
ряда через границу раздела ных областях объемы
ы х зарядов,ы х зарядов,создаваемых ионамисоздаваемых ионамислоев является появление в пригранич-
ы х зарядов,
ы х зарядов,
создаваемых ионами
создаваемых ионами
атомов примесей. Так, при уходе дырок из /7-слоя в нем создаете! нес компенсированный отрицательный объемный заряд за счет остав шихся отрицательных ионов акцепторных атомов примеси. Элект
роны же, ушедшие из n-слоя, оставляют здесь нескомпенсированньп положительный объемный заряд, создаваемый положительными иона ми донорных атомов примеси. Наличие объемного заряда являето главной особенностью p-n-перехода. Кривая распределения объемног( заряда в 卩-小переходе показана на рис. 1.8, г. Ввиду наличи5 объемного заряда в р-п-переходе создаются электричес кое поле и разность потенциалов. Кривы； £(х) и(р(х) показаны на рис. 1.8, О, е (за нулевой принят nOTeHunaj n-слоя). Отметим, что рассмотренный процесс формирования р-п-пе рехода происходит уже на этапе введения в монокристалл акцептор ной и донорной примесей.
Толщина слоя объемного заряда /0 составляет доли мик рометров и зависит от концентрации примеси (основных носителе! заряда) в р- и n-областях (от удельного сопротивления слоев). Объем ные заряды по обе стороны границы раздела равны и создаются, ка〕 известно, неподвижными ионами примеси. Если бы концентраци; акцепторной Na и донорной 乂口 примесей были равны (симметричны) р-п-переход), то концентрации отрицательных ионов слева от границ? раздела и положительных ионов справа были бы также равны и / n-переход имел бы одинаковые толщины слоев /ор и /оп. В рассматр^ ваемом случае несимметричного р-п-перехода (储 扌 ”口)концент рация неподвижных отрицательных ионов слева от границы раздел АВ будет выше концентрации неподвижных положительных ионо справа (рис. 1,8, а), в связи с чем равенству объемных зарядов обои； знаков (рис. 1.8, г) здесь будет отвечать условие /оп》/ор. Иным: словами,卩-/г-переход толщиной /0 будет преимущественно сосред( точен в /г~области, как в более высокоомной.
Внутреннее электрическое поле, созданное объемными зарядам] является фактором, под действием которого обеспечивается раве ство потоков носителей заряда через переход в обоих направления: т. е. равенство нулю суммарного тока в отсутствие внешнего элек
иеского поля. Это обусловливается тем, что внутреннее электри- Р 黑 оеполе с потенциальным барьером ф0 (рис. 1.8, е) 4 ает тормозящее действие для основных и ускоряющее ■— для с сн0ВНых носителей заряда. Таким образом, внутреннее электри- ；еское поле приводит к уменьшению плотности диффузионного тока j 叮巾 через переход и появлению встречного ему дрейфового тока плотностью 」др‘
Плотность диффузионного тока 7диф, обусловленного основными носителями заряда (рис. 1.8, в), направлена вдоль оси х и состоит из потока дырок, перемещающихся под действием дйффузии из p-области в «-область, и потока электронов, диффундирующих из n-области в р-область.
' Плотность дрейфового тока 7Др (рис. 1.8, в) создается неосновными носителями заряда прилегающих к р-п-переходу слоев с толщиной, равной диффузионной длине: Ln ——для электронов p-слоя и 厶卩——для дырок n-слоя (рис. 1.8, а). Неосновные носители заряда, совершая тепловое движение в этих слоях, успевают за время своей жизни попасть в область действия электрического поля, увлекаются этим полем и перебрасываются через переход. Таким образом, плотность дрейфового тока определяется потоками подходящих неосновных носителей заряда из прилегающих к р-п-переходу слоев. Она зависит от концентрации неосновных носителей заряда в слоях и диффузионной длины. Дрейфовый ток имеет направление, противоположное направлению диффузионного тока.
Равенству нулю тока через переход в отсутствие внешнего напряжения соответствует уменьшение диффузионной составляющей тока до величины его дрейфовой составляющей. Равенство составляющих тока /диф = J^p создается установлением соответствующей величины потенциального барьера(р0 в 卩-九-переходе. Величина потенциального барьера ф0 (называемого также контактной разностью потенциалов) зависит от соотношения концентраций носителей заряда одного знака по обе стороны перехода и определяется соотношением
Фо = фг In ~ 屮丁 In .(LU)
Рппр
Высота потенциального барьера зависит от температуры ввиду зависимости от нее теплового потенциала и концентрации неосновных носителей заряда в слоях полупроводниковой структуры. Более сильное влияние температуры на концентрацию неосновных носителей заряда, чем влияние на величину 屮丁，приводит к тому, что с ростом температуры высота потенциального барьера уменьшается. При комнатной температуре для германия ф0 = 0,3+ 0,5 В, а для кремния ①。з 0,6— 0,8 В. Различие в значениях ф0 объясняется большей вЗДичиной △步з в кремнии и, следовательно, меньшей концентрацией ^еосновнмх носителей заряда (при одинаковой температуре и оди- акрвых концентрациях внесенных примесей).
^ход неосновных носителей заряда через р-п-переход из приле- 10也их к нему слоев, казалось бы, должен привести к уменьшению
их концентрации с приближением к границе р-п-перехода. Вмест с тем концентрации неосновных носителей заряда в прилегающих〕 р-п-переходу слоях сохраняются на уровнях р„ и пр (рис. 1.8,6) так как в условиях динамического равновесия уменьшение концент рации неосновных носителей заряда за счет их ухода через р-п-пе реход будет постоянно восполняться носителями того же знака з； счет их диффузии из противоположных слоев.
Электрические процессы в р-п-переходе при наличии внешнего напряжения，
Подключение к р-п-структуре внешнего напряжения ( н а п р я ж е н и я смещения) приводит к изменению условий перенос заряда через р-п-переход. Существенную роль при этом играет по лярность внешнего напряжения, с которой оно прикладывается р-п-переходу. Рассмотрение процессов в р-п-переходе при наличи внешнего напряжения имеет непосредственное отношение к изученш вентильных свойств полупроводникового диода и его вольт-амперно характеристики.
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода
Рассмотрим случай, когда внешнее напряжение подключено : р-п-структуре в прямом направлении, т. е. плюсом источника к вь: воду p-области, а минусом источника ——к выводу п-област: (рис. 1.9, а). При таком подключении источника создаваемое им элек трическое поле направлено противоположно внутреннему полю , переходе, что приводит к уменьшению результирующего поля в р-л переходе. Объемный заряд обоих знаков, сосредоточенный в переход по разные стороны границы раздела, будет определяться не тольк величиной (р0, обусловливаемой, как было показано, диффузионны движением носителей заряда под действием разности их концентраци в приграничных слоях, но и внешним напряжением 〃а・ Если пр《 небречь падением напряжения в слоях р~ и n-структуры, то объемном заряду в переходе будет отвечать напряжение (ро ——U ai меньше* чем в отсутствие внешнего источника. Следовательно, уменьши’ ся и обусловленный напряжением объемный заряд в р-п-переход< Величина (ро ——U a определяет высоту потенциального барьера 扌 р-п-переходе при включении внешнего напряжения в прямом напра! лении (рис. 1.9,6), Уменьшение объемного заряда (потенциальное барьера) проявляется в сужении р-п-перехода, которое происходи в основном за счет n-слоя, как более высокоомного.
Уменьшение потенциального барьера облегчает переход основнь носителей заряда под действием диффузии через границу раздела соседние области, что приЕОдит к увеличению диффузионного то? через р-п-переход (рис. 1,9,6). Указанное явление называют и ] же к ц и е й носителей заряда через р-п-переход.
Вместе с тем дрейфовый ток через р-п-переход, создаваемый п< токами неосновных носителей заряда, подходящих из приграничнь
еВ толщиной L к р-п-переходу, остается без изменения. Разность сЛЯфуЗЙОнного и дрейфового токов определяет результирующий "嘿м о й ток через р-п-переход (прямой ток диода). Плотность 満。Г。за
^диФ —
*^др*
(1.12)
С повышением приложенного внешнего напряжения диффузионный “ потенциальный барьер
ток увеличивается (так как уменьшившийся спОсобны преодолеть основные носите- 』；заряда, обладающие меньшей энер-
гией), в связи с чем возрастает прямой ток через р-п-переход. Примерный вид прямой
п е р н о й характеристики р-п-перехо-
ветви в о л ь т- а м-
показан
на рис. 1.9, г (то
к
да (диода).
/а на рис. 1.9 равен произведению плотности тока Ja через р-п-переход
на площадь его сечения S).
В кремниевых диодах величина 中^ выше, чем в германиевых. Одинаковая величина внешнего напряжения U а здесь создает меньшее относительное снижение потенциального барьера, чем в германиевых диодах, и обусловливает меньший прямой ток при одинаковой площади р-п-перехода. Большая величина (ро является одной из причин большего падения напряжения AUa в кремниевых диодах (0,8—1,2 В) по сравнению с германиевыми диодами (0,3—0,6 В) при протекании тока в прямом направлении. Таким образом, падение напряжения AUa в полупроводниковых диодах не превышает 1,2 В, что выгодно отличает их от диодов других типов, в частности электровакуум- Hbix и газоразрядных (ионных).
Рассмотрим распределение неравновесных концентраций носителей за-
4
Рис. диод него
1.9.
при
恢I /
Полупроводниковый подключении внеш-
напряжения в прямом
направлении：
а — схема включения; б — потенциальный барьер при прямом напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда; а—пря-
PW в прилегающих к р-п-переходу споях (рис. 1.9,6), создаваемых диффузией носителей через смещенный в прямом направлении р-п-переход. Это важно для лучшего уяснения вида прямой ветви вольт-амперной Характеристики диода и представления общей картины протекания тока через диод в цепи с внешним источником.
При прямом смещении р-п-перехода диффузионные составляющие т°ка существенно превышают дрейфовые составляющие, В связи с 9THM избыточные концентрации неравновесных носителей заряда в
ветвь вольт-ампериой характеристики
прилегающих к р-п-переходу слоях, создаваемые диффузиеи носителей через р-п-переход, будут значительно превышать снижение концентрации одноименных (неосновных) носителей заряда, создаваемое вследствие их ухода через р-п-переход за счет дрейфа. Иными словами, граничные концентрации электронов пр(0) и дырок рп(0), а также распределение концентрации пр(х) и рп(冷 в прилегающих к переходу слоях (рис. 1.9, в) будут определяться входящими в эти слои в результате диффузии через р-п-переход электронами и дырками.
Граничные концентрации входящих в p-слой электронов 〃р(0) и в п-слой дырок рп(0) влияют на градиенты концентрации неравновесных носителей заряда на границе с р-п-переходом и тем самым согласно (1.8) определяют соответственно диффузионные составляю
связанысвязаны(1.13)(1.13а)(1.13)(1.13а)щие токов 厶吸〃 и /ДИфр, протекающие через р-п-переход.
связаны
связаны
(1.13)
(1.13а)
(1.13)
(1.13а)
Граничные концентрации неосновных носителей заряда с прямым напряжением на р-п~переходе соотношениями
«Р(0) =
Р"(0) =Рпое
где При — равновесная концентрация электронов в p-слое; рп0
равновесная концентрация дырок в п-слое.
Экспоненциальный характер зависимости граничных концентра ций от приложенного прямого напряжения определяет экспоненциаль
следовахаракте-рекомби-следовахаракте-рекомби-ную зависимость от него диффузионных составляющих, а тельно, и анодного тока на прямой ветви вольт-амперной ристики (рис. 1.9, г).
следовахаракте-
рекомби-
следовахаракте-
рекомби-
Диффундируя в глубь слоев, неравновесные электроны
нируют с дырками p-слоя, а неравновесные дырки — с электронами п-слоя. В связи с этим концентрации неравновесных носителей заряда
уменьшаются по экспоненциальному закону до значений равновесных концентраций (рис. 1.9,6). На расстоянии диффузионных длин
дырок в р-слоедырок в р-слоеLn и Lp их концентрации уменьшаются в е раз.
дырок в р-слое
дырок в р-слое
В несимметричном р-п-переходе концентрация
на несколько порядков превышает концентрацию электронов в п- слое (月卩》〃7i), а для концентраций неосновных носителей заряда характерно обратное соотношение: про《рп0. Этим объясняется, что в несимметричном переходе граничная концентрация 卩沱(0)》 》〃卩(0) и ток через р~п-переход создается в основном диффузией дырок из p-слоя в n-слой (дырочной составляющей диффузионного тока), p-слой, осуществ л я ющий эмиссию дырок через р-п-переход, называют эмиттером. Поскольку основой при получении р-п- структуры диода обычно служит полупроводниковый материал п-типа, n-слой называют базой.
Неравновесная концентрация дырок в близлежащем к р-п-пере- ходу слое базы создает положительный заряд. Его компенсируют вошедшие под действием сил электрического притяжения электроны от отрицательного полюса источника, в связи с чем базовый слой
тсЯ электрически нейтральным. Эти электроны увеличивают °СТ центрацию основных носителей заряда в примыкающем к р-п-пере- к°н базовом слое (на рис. 1.9, в не показано). Ее распределение х鳴匕 осИ 无 соответствует распределению вдоль этой оси концентрации равновесных дырок, вызванной их диффузией через р-п-переход. н ^Непрерывные диффузия дырок через р-п-переход и их рекомби- наЦйЯ с электронами в прилегающем слое базы создают непрерывный
ЙТ0К электронов от отрицательного полюса источника, а следовательно, и ток в рассматриваемом участке цепи. Таким образом, в то время как прямой ток в р-п-переходе определяется диффузион- НЬ1М током дырок, ток в основной части базового слоя и внешнем выводе обусловливается дрейфовым током электронов. В примыка- ю111ем к р-п-переходу базовом слое прямой ток равен сумме диффузионного тока дырок и дрейфового тока электронов. Уменьшение дырочной диффузионной составляющей тока по мере удаления от границы р-п-перехода объясняется уменьшением градиента концентрации дырок вследствие их рекомбинации с электронами. Описанное явление обычно наблюдается при относительно большой ширине n-слоя в так называемых диодах с толстой базой.
В диодах с тонкой базой, когда ее толщина соизмерима С диффузионной ДЛИНОЙ дырок Ар (рис, 1.9, е), большинство дырок успевает в результате диффузии пройти базу без рекомбинации, в связи с чем ток в базе будет преимущественно определяться диффузионным током дырок.
Подобные процессы наблюдаются и в слое эмиттера. Избыточная концентрация электронов, созданная в прилегающей к р-п-переходу области под действием диффузии, компенсируется повышением там концентрации дырок (на рис. 1.9, 6 не показано). Однако для несимметричного р-п-перехода роль электронной составляющей диффузионного тока в общем токе, протекающем через переход, мала. Ее роль несущественна и в токе, протекающем через эмиттерный слой. Ток через эмиттерный слой обусловливается в основном дрейфовым током дырок ввиду существующей в этом слое напряженности электрического поля от внешнего источника.
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диода
При подключении к диоду источника внешнего напряжения в ^братном направлении (рис. 1.10, а) потенциальный ?арьер возрастает на величину Uh и становится равным 中。+ U力 (Рнс. I」。，б). При этом увеличиваются объемный заряд в р-п-пере- и его ширина. Возросший потенциальный барьер затрудняет прохождение через р-п-пер.еход основных носителей заряда, вслед- :твие чего диффузионный ток, создаваемый этими носителями, умень- а^тся. Дрейфовый же ток, обусловленный концентрациями неос- Jb^rx носителей заряда по обе стороны перехода (7др = /Др 卩 + gJ口рп), можно считать неизменным (рис. 1.10,6). Однако теперь будет превышать диффузионный ток. Через диод будет протекать в обратном направлении:
Рис. 1.10. Полупроводниковый диод при подключении внешнего напряжения в обратном направлении;Рис. 1.10. Полупроводниковый диод при подключении внешнего напряжения в обратном направлении;з — схема включения; 6 — потенциальный барьер при обратном напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда； г — обратная ветвь вольт-амперной характеристикиз — схема включения; 6 — потенциальный барьер при обратном напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда； г — обратная ветвь вольт-амперной характеристики
Рис. 1.10. Полупроводниковый диод при подключении внешнего напряжения в обратном направлении;
Рис. 1.10. Полупроводниковый диод при подключении внешнего напряжения в обратном направлении;
з — схема включения; 6 — потенциальный барьер при обратном напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда； г — обратная ветвь вольт-амперной характеристики
з — схема включения; 6 — потенциальный барьер при обратном напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда； г — обратная ветвь вольт-амперной характеристики
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диод, показана на рис. 1.10, г. При небольших обратных напряжения: (участок 0—7) увеличение обратного тока наблюдаете за счет уменьшения диффузионной составляющей. При обратное напряжении, соответствующем точке 2 и большем, основные носи тели заряда не способны преодолеть потенциальный барьер, в связ!
с чем диффузионный ток равен нулю Этнм объясняется отсутствие роста об ратного тока при увеличении обратной напряжения (участок характеристик! левее точки /).
Приведенная на рис. 1.10, в ди а грамма распределения концентраци! соответствует обратным напряжени兄м превышающим напряжение в точке 2 Она подтверждает неизменность обрат кого тока на рассматриваемом участке
В отсутствие инжекции распреде ление концентраций носителей заряд； в прилегающих к р-п-переходу слоя: характеризуется уменьшением концеш раций неосновных носителей вслед ствие их ухода через р-п-переход. Н； границах р-n-перехода для неосновны: носителей заряда действует ускоряю щее поле р-п-перехода, вследствие чеп их концентрация там равна нулю. По скольку в прилегающих к р-п-перехо
ду слоях пол^^проводник должен ос таваться электрически нейтральным уменьшение в них концентрации не основных носителей заряда вызывав5
аналогичное уменьшение концентраци! основных носителей заряда. Однакс ввиду существенно большей кон цент рации основных носителей заряда 9Tq снижение слабо отражается на их зн^ чениях (на рис. 1.10,6 не показано). I
Составляющие дрейфового тока (/Дрр и /Др71) создаются неос' новными носителями заряда (дырками и электронами), диффунди^
рующими к границам р-n-перехода из прилегающих к ним слоев Они определяются по градиентам концентрации неосновных носи телей заряда на границах р-п-перехода? т.匕 из условия нх диффу： зии в направлении перехода, и не зависят от приложенного напря. жени я U ь.
Обратный ток., создаваемый неосновными носителями заряда, зайисит от их концен!раций в р- и п-елоях; а также on рабочей но
Рис. 1.11. Идеализированная вол ьт-амперная характеристика ди одаРис. 1.11. Идеализированная вол ьт-амперная характеристика ди одааа一1人一1人(1.15)(1.15)
Рис. 1.11. Идеализированная вол ьт-амперная характеристика ди ода
Рис. 1.11. Идеализированная вол ьт-амперная характеристика ди ода
а
а
一1人
一1人
(1.15)
(1.15)
хНОсти ^-n-перехода. 31MM объясняется тот факт, что в мощных 8°%人且乂， имеющих большую площадь рт-перехода, обратный ток ^1 шет чем в маломощных. Поскольку концентрация неосновных ^°сителей заряда является функцией температуры кристалла, об- Натный ток диода также зависит от температуры. По этой причине обратный ток иногда называют тепловым. Увеличение обратного тока с ростом температуры подчиняется примерно экспоненциальному закону. °
畫ак известно, концентрация неосновных носителей заряда уменьшается с ростом ширины запрещенной зоны на энергетической диаг- „амме полупроводника. Ширина запрещенной зоны в кремнии (1 12 эВ) больше, чем в германии (0,72 эВ). В силу этого обратный то'к в кремниевых диодах на несколько порядков меньше, чем в германиевых, и кремниевые диоды допускают эксплуатацию при более высокой температуре полупроводниковой структуры (135—140℃ против 50—60℃ у германиевых диодов). Кроме того, кремниевые диоды применимы при более высоких обратных напряжениях, чем герма-- ниевые (2500—3500 В против наибольших значений 500—600 В у германиевых диодов).
Полная вольт-амперная характеристика диода
Полная вольт-амперная характеристика полупроводникового диода приведена на рис. 1.11. От характеристики идеального диода (см. рис. 1.7, е) она отличается наличием некото
рого падения напряжения на приборе при пропускании прямого тока и обратного тока в случае приложения обратного напряжения.
Как известно, прямой ток диода создайся основными, а обратный — неосновными носителями заряда. Концентрация основных носителей заряда на несколько порядков превышает концентрацию неосновных носителей. Этим и обусловливаются вентилъ- 砒必 свойства р-п-перехода, а следовательно. 玄 диода.
Проведенному теоретическому анализу вольт-амперной характеристики диода со- 0ТВетствует ее запись в аналитической фор-
где /где /
где /
где /
° sJ^p —— ток насыщения (тепловой ток), создаваемый неос- (внь1ми носителями заряда; ^т——тепловой потенциал.
"ри U = о согласно соотношению (1.15) / а = 0. В случае при- Жени я прямого напряжения (U = Ua> 0) в (1.15) единицей можно Р^Небречь и зависимость /а((7а) будет иметь экспоненциальный
характер. В случае обратного напряжения (U = U8V 0) можно нс учитывать достаточно малую величину「％2T и тогда /а = /ь =.
Учет дополнительных факторов, влияющихна вольт-амперную характеристику диода
В проведенном анализе, позволяющем главным образом объяснить принцип действия полупроводникового диода, не учитывалист некоторые факторы, отражающиеся на его реальной вольт-амперной характеристике.
На прямую ветвь вольт-амперной характеристики диода оказы
вает влияние о б ъ
Рис. 1.12
Обратная
ветвь вольт-амперной характеристики реальных диодов
ем н ое сопротивление слоев р-п， структуры (особенно при больших токах), увеличивающее падение напряжения Д[/а на дио де. В кремниевых диодах это влияние боле* значительно, чем в германиевых, так как изз меньшей подвижности носителей заряда удель ное сопротивление кремния выше. С учетов падения напряжения в слоях в кремниевы? диодах при протекании прямого тока AUa 匚
= 0,8ч- 1,2 В, а в германиевых AU + 0,6 В.
а ~ 0,3т
На обратную ветвь вольт-амперной харак
боя р-п-перехода.
теристики диода утечки через генерация которая является
оказывают влияние т о i поверхность р-п-перехода г носителей заряда причиной возможного про
Оба фактора приводят к тому, что обратна.
ветвь вольт-амперной характеристики диода принимает вид, пока занный на рис. 1,12.
Ток утечки связан линейной зависимостью с напряжением U^ Он создается различными загрязнениями на внешней поверхностг р-汽-структуры, что повышает поверхностную электрическую прово димость р-п-перехода и обратный ток через диод. Эта cocтaвляюLцa^ обратного тока обусловливает появление наклонного участка 1——С на характеристике диода (рис. 1.12). i
Влияние генерации носителей заряда в р-п-переходе обычно ска, зывается 口卩и повышенных обратных напряжениях. Оно проявляется вначале в нарушении линейной зависимости изменения обратного тока от напряжения U& (участок 2——3), а затем в резком возраст тании обратного тока (участок 3—5), характеризующем пробой р- п-перехода. ；
В зависимости от причин, вызывающих появление до пол ни тел ь^ ных носителей заряда в р-п-переходе, различают электрический пробой и тепловой пробой. Электрический пробой, в свою очередь, может быть лавинным или туннельным. Рассмотрим эти виды пробоя.
в и н н ы й пробой обусловлен лавинным размножением "；ле伪 в р-п-переходе в результате ударной ионизации атомов ,сИТ носителями заряда. Он происходит следующим образом.в и н н ы й пробой обусловлен лавинным размножением "；ле伪 в р-п-переходе в результате ударной ионизации атомов ,сИТ носителями заряда. Он происходит следующим образом.Л аЛ ано<но<
в и н н ы й пробой обусловлен лавинным размножением "；ле伪 в р-п-переходе в результате ударной ионизации атомов ,сИТ носителями заряда. Он происходит следующим образом.
в и н н ы й пробой обусловлен лавинным размножением "；ле伪 в р-п-переходе в результате ударной ионизации атомов ,сИТ носителями заряда. Он происходит следующим образом.
Л а
Л а
но<
но<
^пХовные носители заряда, поступающие в р-п-переход при дей> ?е；н обратного напряжения, ускоряются полем и при движении в с® сталкиваются с атомами кристаллической решетки. При соот- н卷те 1Gщей напряженности электрического поля носители заряда в gpeTaIOT энергию, достаточную для отрыва валентных электронов. 罂н этом образуются дополнительные пары носителей заряда —— электроны и дырки, которые, ускоряясь полем, при столкновении с атомами также создают дополнительные носители заряда. Описанный процесс носит лавинный характер.
Лавинный пробой возникает в широких уР-п-переходах, где при
движении под действием электрического поля носители заряда, встречаясь с большим количеством атомов кристалла, в промежутке между столкновениями приобретают достаточную энергию для их ионизации.
В основе туннельного пробоя лежит непосредственный отрыв валентных электронов от атомов кристаллической решетки под действием сильного электрического поля. Образующиеся при этом дополнительные носители заряда (электроны и дырки) увеличивают обратный ток через yP-n-переход. Туннельный пробой развивается в узких р-п-переходах, где при сравнительно небольшом обратном напряжении имеется высокая напряженность поля.
Лавинный и туннельный пробои сопровождаются появлением почти вертикального участка 3——4 на обратной ветви вольт-амперной характеристики (рис. 1.12). Причина этого заключается в том, что небольшое повышение напряжения на /7-п-переходе вызывает более интенсивную генерацию в нем носителей заряда при лавинном или туннельном пробое.
Оба эти вида пробоя являются обратимыми процессами. Это означает, что они не приводят к повреждению диода и при снижении напряжения его свойства сохраняются.
Тепловой пробой возникает за счет интенсивной термогенерации носителей в /7-п-переходе при недопустимом повышении температуры. Процесс развивается лавинообразно и ввиду неоднород- носта р-/г-перехода обычно носит локальный характер. Лавинообразное развитие теплового пробоя обусловливается тем, что увеличение числа носителей заряда за счет повышения температуры вызыВает увеличение обратного тока и, следовательно, еще больший Разогрев участка yP-n-перехода, Процесс заканчивается расплавлением '°^ участка и выходом прибора из строя.
Аловой пробой может произойти в результате перегрева отдель- т 0 участка ^п-перехода вследствие протекания большого обратного Те ' пРиолавинном или туннельном пробое (участок 4——5 на рис. 1.12)。 По^Лов°й пробой здесь является следствием недопустимого р0 【тення обратного напряжения (перенапряжения). Велика ве- p-nJ?0CTb наступления теплового пробоя при общем перегреве 'Перехода ввиду ухудшения, например, условий теплоотвода.
В этом случае он может произойти при меньшем напряжении Uь. минуя стадии лавинного или туннельного пробоя.
Возможность теплового пробоя ^-n-перехода учитывается указанием в паспорте на прибор допустимого обратного напряжения ^^дог и температурного диапазона работы. Величина допустимого обратного напряжения устанавливается с учетом исключения возможности электрического пробоя и составляет (0,5+0,8) U11P.
Емкости р-п-перехода j
Емкость yt?-n-перехода равна сумме так называемых барьерной и диффузионной емкостей.
Барьерная (или зарядная) емкость характеризуется сосредоточением по обе стороны границы раздела р- и п-слоев объем， ных зарядов, создаваемых ионами примесей. Физическим аналогов барьерной емкости приближенно может служить емкость плоског® конденсатора. ]
Наличие барьерной емкости проявляется протеканием тока через yP-n-переход вследствие изменения объемных зарядов (а следовательно] ширины yP-n-перехода) при изменении напряжения на переходе j определяется соотношением Сб = dQ/dU. Зарядная емкость возрастав] с уменьшением толщины р-п-перехода, т. е. при снижении обратног! напряжения. Она выше при прямых напряжениях, чем при обратных! Величина барьерной емкости зависит от площади р-п-перехода и моя жет составлять десятки и сотни пикофарад. Зависимость барьерной емкости ^-/г-перехода от обратного напряжения используется в в а| р и к а п а х (параметрических диодах), применяемых в качеств! конденсаторов переменной емкости, управляемых напряжением, I
В отличие от барьерной емкости, определяемой шириной области объемного заряда yP-n-перехода, диффузионная емкости обусловливается изменением суммарных зарядов неравновесных элегя тронов и дырок соответственно слева и справа от ^-^-перехода в р寸 зультате изменения напряжения на нем (см, рис. 1.9, е). Так ка! эти заряды создаются за счет диффузии (инжекции) носителей через уР-п-переход, диффузионную емкость следует учитывать при прямом напряжении смещения. В несимметричных ^-n-переходах, для коте! рых рр》nni диффузионная емкость определяется преимущественна суммарным зарядом неравновесных дырок в n-слое, величина коте! рого изменяется при изменении прямого напряжения. ]
Величина диффузионной емкости зависит от протекающего через р-Л переход прямого тока и может составлять сотни и тысячи пикофараЛ т. е, она существенно больше барьерной емкости. Таким образом при прямых напряжениях смещения емкость ^-п-перехода опред寸 ляется в основном диффузионной емкостью, а при обратных напр中 жениях, когда диффузионная емкость равна нулю,——барьерной емкостью. I
Методы создания р-п-переходов
При изготовлении диодов полупроводниковые уР-п-структуры создаются по сплавной или диффузионной технологии (сплавные и диффузионные диоды).
При сплавной технологии ^-п-переход получают путем вплавления таблетки акцепторного элемента в пластину германия или кремния п-типа. Акцепторным элементом для германия служит индий, а для кремния —— алюминий. При этом атомы расплавленной таблетки акцепторного элемента, диффундируя в исходный полупроводник, компенсируют в его близлежащей области донорную примесь и придают этой области дырочную электропроводность.
Диффузионная технология нашла наибольшее применение при изготовлении кремниевых диодов, в частности ^-п-пере- ходов для диодов средней и большой мощности. Исходным материалом здесь также является кремний п-типа. Для создания p-слоя используют диффузию акцепторного элемента (бора или алюминия) через поверхность исходного материала. Диффузия может производиться из трех состояний акцепторного вещества: твердого, жидкого или газообразного. При диффузионном методе достигаются достаточно точная воспроизводимость глубины p-слоя и концентрации примеси в нем на большой площади р-п-перехода, что важно для получения требуемых параметров диодов.
Типы диодов
Промышленностью выпускаются германиевые и кремниевые диоды. Преимущества кремниевых диодов: малые обратные токи, возможность использования при более высоких температурах окружающей среды и больших обратных напряжениях, большие допустимые плотности прямого тока (60—80 А/см2 против 20—40 А/см2 у германце、 вых); преимущества германиевых диодов: малое падение напряжения при пропускании прямого тока (0,3—0,6 В против 0,8—1,2 В у кремниевых).
По назначению полупроводниковые диоды подразделяют на выпрямительные диоды малой, средней и большой мощности, импульсные ^иоды и полупроводниковые стабилитроны.
Выпрямительные диоды малой мощности. К ним относятся диоды, вставляемые промышленностью на прямой ток до 300 мА. Справоч- н*м параметром выпрямительных диодов малой мощности является Допустимый выпрямленный ток (допустимое среднее значение прямого тока), который опре- ^еляет в заданном диапазоне температур допустимое среднее за пери- J значение длительно протекающих через диод импульсов прямого 50’^ СИнУсоидальной формы при паузах в 180° (полупериод) и частоте п 1乜・ Максимальное обратное напряжение этих диодов лежит в диа- 口D：°”e от Аес^тков вольт до 1200 В. На более высокие напряжения нщленностью выпускаются выпрямительные столбы, использую-
2—648
щие последовательное соединение диодов. Обратные токи не превы-| шают 300 мкА для германиевых диодов и 10 мкА для кремниевых] С точки зрения частотных свойств диоды рассматриваемого, типа подразделяют на низкочастотные (до 400 Гц) и высоко-j частотные (10—20 кГц). Конструкция выпрямительных 入片0入。& малой мощности приведена на рис. 1.13, а на примера
Рис. 1.13. Конструкция маломощных германиевых выпрямительных диодов Д7А — Д7Ж (а)：]—внешний вывод (анод); 2 — трубка (штенгель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод анода; 6 -— таблетка индия;7 — кристалл германия： S — кристаллодержатель; 5 — внешний вывод (катод);вольт-амперная характеристика диода Д7Ж (б)Рис. 1.13. Конструкция маломощных германиевых выпрямительных диодов Д7А — Д7Ж (а)：]—внешний вывод (анод); 2 — трубка (штенгель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод анода; 6 -— таблетка индия;7 — кристалл германия： S — кристаллодержатель; 5 — внешний вывод (катод);вольт-амперная характеристика диода Д7Ж (б)
Рис. 1.13. Конструкция маломощных германиевых выпрямительных диодов Д7А — Д7Ж (а)：
]—внешний вывод (анод); 2 — трубка (штенгель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод анода; 6 -— таблетка индия;
7 — кристалл германия： S — кристаллодержатель; 5 — внешний вывод (катод);
вольт-амперная характеристика диода Д7Ж (б)
Рис. 1.13. Конструкция маломощных германиевых выпрямительных диодов Д7А — Д7Ж (а)：
]—внешний вывод (анод); 2 — трубка (штенгель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод анода; 6 -— таблетка индия;
7 — кристалл германия： S — кристаллодержатель; 5 — внешний вывод (катод);
вольт-амперная характеристика диода Д7Ж (б)
сплавного германиевого диода Д7Ж (/а.ср.доп.= 300 мА, [/й Доп =J =700 В), а его вольт-амперная характеристика — ня рис. 1.13, q
Выпрямительные диоды средней мощности. К этому типу отно] сятся диоды, допустимое среднее значение прямого тока которы| лежит в пределах 300 мА ■— 10 А. Больший прямой ток этих диодов по сравнению с маломощными диодами достигается увеличением paJ меров кристалла, в частности рабочей площади ^-n-перехода. Диода средней мощности выпускаются преимущественно кремниевыми В связи с этим обратный ток этих диодов при сравнительно больше! площади yp-n-перехода достаточно мал (несколько десятков микр(| ампер). Теплота, выделяек^ая в кристалле от протекания прямого 1 обратного токов в диодах средней мощности, уже не может быть pal сеяна корпусом прибора. I
Для улучшения условий теплоотвода в этих диодах применяв дополнительные охладители-радиаторы. Радиаторы изготовляют ш металла, обладающего хорошей теплопроводностью (обычно спла叫 алюминия) и развитой поверхностью для лучшей передачи теплота в окружающую среду. Для улучшения излучающей способности pl диаторы часто подвергают чернению. В качестве радиатора иногД может быть использовано шасси прибора. Для крепления радиатои корпус диода имеет стержень с винтовой нарезкой. Диоды с плоскЛ основанием корпуса крепят (прижимают) к радиатору с 口омощ电 фланцевого соединения. Пример возможной констрз^кции выпрякД 34 I
HbHbix диодов средней мощности приведен на рис. 1.14, а. На 1 14, б приведена вольт-амперная характеристика диода Д205
力“门。口 = 400 мА, "д°п = 400 В).'
I Тошные (силовые) диоды. К данному типу относятся диоды на токи от 10 А и выше. Отечественная промыщленность выпускает силовые дноды на токи 10, 16, 25, 40 и т. д. до 1000 А и обратные напряжения
Рис. 1.14. Конструкция кремниевых выпрямительных диодов сред- ней мощности Д202 — Д205 (а):Рис. 1.14. Конструкция кремниевых выпрямительных диодов сред- ней мощности Д202 — Д205 (а):/ — внешний вывод (аиод)； 2 ——трубка (штеигель); 5 ~ стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 ——внутренний вывод аиода; 6 — алюминий; 7 — кристалл кремния; 8 — теплоотводящее основание; 9 — кристаллодержатель; 10 — внешний вывод (катод);/ — внешний вывод (аиод)； 2 ——трубка (штеигель); 5 ~ стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 ——внутренний вывод аиода; 6 — алюминий; 7 — кристалл кремния; 8 — теплоотводящее основание; 9 — кристаллодержатель; 10 — внешний вывод (катод);
Рис. 1.14. Конструкция кремниевых выпрямительных диодов сред- ней мощности Д202 — Д205 (а):
Рис. 1.14. Конструкция кремниевых выпрямительных диодов сред- ней мощности Д202 — Д205 (а):
/ — внешний вывод (аиод)； 2 ——трубка (штеигель); 5 ~ стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 ——внутренний вывод аиода; 6 — алюминий; 7 — кристалл кремния; 8 — теплоотводящее основание; 9 — кристаллодержатель; 10 — внешний вывод (катод);
/ — внешний вывод (аиод)； 2 ——трубка (штеигель); 5 ~ стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 ——внутренний вывод аиода; 6 — алюминий; 7 — кристалл кремния; 8 — теплоотводящее основание; 9 — кристаллодержатель; 10 — внешний вывод (катод);
вольт-амперная характеристика диода Д205 (6)
до 3500 В. Силовые диоды имеют градацию по частоте и охватывают частотный диапазон применения до десятков килогерц.
Мощные диоды изготовляют преимущественно из кремния. Кремниевая пластина с р-小переходом, создаваемым диффузионным методом, для таких диодов представляет собой диск диаметром 10——100 мм и толщиной 0,3—0,6 мм. Пример возможной конструкции мощного Диода показан на рис. 1.15.
Рассмотрим некоторые специфические особенности мощных диодов.
Работа при больших токах и высоких обратных напряжениях связана с выделением значительной мощности в р-小переходе. В связи с этим здесь должны предусматриваться эффективные методы отвода теплоты. В установках с мощными диодами применяют воздунг^ к жидкостное охлаждение. При воздушном о х л а ж д е ' °тв决 теплоты производится с помощью радиатора и про* В£Оле его теплоотводящих ребер потока воздуха. При 3丁 «дение может быть естественным, если отвод теплоты в среду определяется естественной конвекцией^ всаду” Дательным, если используется принудительный обг Ра и его радиатора с помощью вентилятора.
При жидкостном охлажден Феодальным каналам пропускается тепмь 2*
Рис. 1.15. Конструкция мощного кремниевого диодаВЛ-200:/ ——внешний гибкий вывод (анод); 2 —стакан;3 ——стеклянный изолятор;4 ——внутренний гибкий вывод анода; 5 — корпус;6 — чашечка; 7 — кристалл с р-п-переходом;8 — кристаллодержатель (катод); 9 — шпилька для крепления к радиаторуРис. 1.15. Конструкция мощного кремниевого диодаВЛ-200:/ ——внешний гибкий вывод (анод); 2 —стакан;3 ——стеклянный изолятор;4 ——внутренний гибкий вывод анода; 5 — корпус;6 — чашечка; 7 — кристалл с р-п-переходом;8 — кристаллодержатель (катод); 9 — шпилька для крепления к радиатору
Рис. 1.15. Конструкция мощного кремниевого диода
ВЛ-200:
/ ——внешний гибкий вывод (анод); 2 —стакан;
3 ——стеклянный изолятор;
4 ——внутренний гибкий вывод анода; 5 — корпус;
6 — чашечка; 7 — кристалл с р-п-переходом;
8 — кристаллодержатель (катод); 9 — шпилька для крепления к радиатору
Рис. 1.15. Конструкция мощного кремниевого диода
ВЛ-200:
/ ——внешний гибкий вывод (анод); 2 —стакан;
3 ——стеклянный изолятор;
4 ——внутренний гибкий вывод анода; 5 — корпус;
6 — чашечка; 7 — кристалл с р-п-переходом;
8 — кристаллодержатель (катод); 9 — шпилька для крепления к радиатору
пример, вода, антифриз, трансформаторное масло, синтетические диэлектрические жидкости. В последние годы широкое применение；
получило испарительное охлаждение, основанное на отводе теплоты за счет образования пузырей пара у теплоотводящей поверхности охладителя. Образовавшийся пар поступает в теплообменник, свя-( занный с внешней средой. Система испарительного охлаждения ос
нована на принципе непрерывного замкнутого1 цикла: испарение жидкости в корпусе диода в результате его нагрева в процессе работы — конденсация паров в теплообменнике вследствие охлаждения ——поступление охлажденной； жидкости вновь к нагретой поверхности. В качестве жидкости при испарительном охлаждении применяют воду, этиловый спирт, фреон.
Другая особенность мощных диодов — необходимость их защиты о т кратко-, временных перенапряжений/ возникающих при резких сбросах нагрузки,! коммутационных и аварийных режимах, а так же атмосферных воздействиях. При этом в диоду прикладывается в обратном направленш помимо напряжения, обусловленного схемой (на которое производится выбор диодов), до полнительный импульс напряжения. При от сутствии защитных мер диод может выйти и; строя.
Выход диода из строя связан вначале ( электрическим пробоем р-?г-перехода, который затем переходит в тепловой пробой, проис ходящий часто не внутри р-?г-перехода, а i
месте выхода его на поверхность кристалла Причина заключается в том, что в реально” диоде в месте выхода р-?г-перехода на поверх ность имеются участки, в которых существеннс сужена область объемного заряда. Это обу； словливается рядом факторов (нарушенш структуры кристалла, различные загрязнений поверхности и т. д.). Естественно, что напр: женность поля в этих участках выше, а напр: жение электрического пробоя ниже, чем вну- ри yp-n-перехода. Поэтому при перенапряж< ниях возникает электрический пробой р-п-пер'
хода в этих участках и весь обратный ток проходит через ни; Плотность тока достигает достаточно больших значений даже пр сравнительно небольших обратных токах. Температура в участт пробоя резко повышается, что в конечном счете приводит к тепл! вому пробою и расплавлению кремния вблизи участка пробоя.
Таким образом, защита силового диода от перенапряжений з; ключается в переводе возможного электрического пробоя р-п-пер1
〃丿〃丿ООа с поверхностных участков в объемные. Поверхностный пробой тоаняют за счет создания косого среза (фаски) по поверхности пласУ ji монокристалла и применения так называемого метода защитного' тоЛьЦа (рис. 1.16, а). Метод основан на внесении меньшей концентра- й акцепторной примеси в периферийную кольцевую часть моно- йСТалла по сравнению с внутренней. В связи с этим концентрация основных носителей заряда в периферийной части р-области будет меньшей, а толщина слоя объемного заряда (ши- кна /7-п-перехода)——большей, чем в централь-
〃丿
〃丿
О
О
匕о京 части. Благодаря указанным мерам напряженность поля на наружной поверхности р-п- перехода будет существенно меньшей, чем в его внутренней области. При наличии пере-
4411775)5)44Рис.Рис.1.16, Полупро-1.16, Полупро-водниковая р-?г-струк・ тура лавинного диода (а) и обратная ветвь его вольт-амперной характеристики (б)водниковая р-?г-струк・ тура лавинного диода (а) и обратная ветвь его вольт-амперной характеристики (б)напряжений возможный электрический пробой p-n-перехода может произойти только в объемной части, причем, пробой носит лавинный характер. Поэтому силовые диоды с такой р” ^-структурой называют лавинными. Обратная ветвь вольт-амперной характеристики лавинного диода показана на рис. 1.16, 6 (кривая /). Там же приведена обратная ветвь вольт-амперной характеристики обычного диода (кривая 2).
4
4
1
1
7
7
5)
5)
4
4
Рис.
Рис.
1.16, Полупро-
1.16, Полупро-
водниковая р-?г-струк・ тура лавинного диода (а) и обратная ветвь его вольт-амперной характеристики (б)
водниковая р-?г-струк・ тура лавинного диода (а) и обратная ветвь его вольт-амперной характеристики (б)
Перенос возможного электрического пробоя в объемную часть перехода обеспечивает не только повышение и стабильность уровня напряжения лавинного пробоя Ол, но и значительное повышение мощности, рассеиваемой прибором при обратном напряжении благода-
ря его способности пропускать достаточно
большой обратный ток без перегрева локальных участков. Последнее достигается тем, что лавинный пробой ^-n-перехода носит объемный характер, распределяясь по большому числу микроканалов. Лишь при значительном обратном токе, когда пробой охва-
пере- про-пере- про-тывает всю объемную часть перехода, в принципе возможен £рев прибора и выход его из строя вследствие теплового _ боя. Поэтому действие импульсов перенапряжения должно быть кратковременным даже в случае применения лавинных диодов.
пере- про-
пере- про-
Рассмотрим подробнее параметры, характермзующие загрузку мощных диодов по току и напряжению и являющиеся важнейшими при их применении.
'°к°в'я загрузка диода зависит ®т теплового режима работы его
^пРов°Дниковой структуры и характеризуется максимально до- н匕сренннм значением прямого тока /а max ДОп- В справоч- / на диоды указывается предельный прямой ток протеТ°^Ь1^ "Ре“ставляет собой среднее за период значение длительно При 口；；©眸弋 ч^Рез диод импульсов тока синусоидальной формы максима' в (полупериод) и частоте 50 Гц. Току /п соответствует льно допустимая температура нагрева полупроводниковой
структуры в условиях охлаждения, оговариваемых в справочника: на диоды.
Поскольку основным критерием токовой загрузки диода являете; допустимая температура его полупроводниковой структуры, отличи( /а max доп от ^п зависит от конкретных условий охлаждения в ре альном устройстве. Важную роль при выборе токовой нагрузкг играет форма кривой тока, протекающего через диод, и частота Так, например, при той же форме кривой прямого тока, для которой указывается ток /п? но частоте, много меньшей 50 Гц, существенн( будут сказываться колебан-ия температуры полупроводниковой стр у к туры, обусловливаемые повышением температуры при протеканш импульсов тока и ее понижением при охлаждении в токовых паузах： Максимальное значение температуры может превысить допустимое что приводит нередко к повреждению прибора. При этом то!
a max допa max допследует выбирать меньше тока /п. Данные для Выборг
a max доп
a max доп
диодов по току, соответствующие конкретным видам кривой проте кающего тока, приводятся в справочниках. В основу расчетов поло, жена мощность потерь в полупроводниковой структуре диода в про цессе его работы. В подавляющем большинстве случаев ток /п явля1- ется предельно допустимым параметром использования диода по ток； при длительной работе.
Мощные диоды характеризуются также токовыми параметрам] режима перегрузки и аварийного режима (ток рабочей перегрузки ток аварийной перегрузки, ударный ток). Током р а б о ч е ■
перегрузкиперегрузкир.пр.пназывают среднее значение тока диода, н
перегрузки
перегрузки
р.п
р.п
вызывающего превышения максимально допустимой температур] полупроводниковой структуры из-за малого (указываемого в cnpw вочниках) времени его протекания (/р,п> /а max доп)- Ток аварийной перегрузки /а.п соответствует среднее зш чение прямого тока, воздействие которого допускается лишь orpz ничейное число раз за время службы прибора (/а.п > /р,п). При это: предполагается принятие защитных мер от выхода диода из стро>. Ударный ток /уд определяет максимальную амплитуду и^ пульса аварийного тока синусоидальной формы длительностью 10 м при нормируемой начальной температуре полупроводниковой струг туры без последующего приложения обратного напряжения (/уд； >/а тах доп). При этом предполагается, что ко времени окончан! действия ударного тока средства защиты успевают исключить дал нейшее протекание тока через диод.
Специфика работы мощных диодов проявляется и в необходимое более тщательного подхода к их выбору по обратному напряжени!-
В процессе работы к диоду могут прикладываться периодичен повторяющиеся дополнительные перенапряжения, обусло ливаемые внутренними факторами (например, при переходе ди о; из открытого состояния в закрытое), а также случайные н е п о теряющиеся перенапряжения, вызываемые внешними прич； нами (атмосферными воз^е访ствмямя или перенапряжениями в пита/ щей сети). В связи с этим для выбора диода по напряжению испол зуют три каталожных параметра: рекомендуемое раб：
e e напряжение Up, определяющее максимально допустимое % атное напряжение диода без учета возможных перенапряжений; °овторяющееся напряжение Un и неповторя- п щ е е с я напряжение иип, характеризующие значения % атного напряжения с учетом соответственно внутренних и внешних Факторов (Umi>Un>Up)・ Для лавинных диодов UHn =力 (см. рис. 1-16,6).
В ряде мощных преобразовательных установок требования к среднему значению прямого тока, обратному напряжению (или к 0^0ЙМ параметрам), превышают номинальные значения параметров существующих диодов. В этих случаях задача решается параллельным или последовательным (а при необходимости и параллельнопоследовательным) соединением диодов.
Параллельное соединение диодов предназначено для увеличения суммарного прямого тока. Оно используется с принятием мер по выравниванию прямых токов приборов, входящих в группу. Это необходимо для исключения перегрузки по току отдельных диодов, приводящей к выходу их из строя вследствие перегрева. Причиной неравномерного распределения токов является несовпадение прямых ветвей вольт-амперных характеристик приборов ввиду разброса параметров. Неравномерность токораспределения в двух диодах при их непосредственном параллельном соединении вследствие различия прямых ветвей вольт-амперных характеристик иллюстрирует рис. 1.17, а. Для выравнивания токов используют диоды с малым различием прямых ветвей вольт-амперных характеристик (производят их подбор по прямой ветви вольт-амперной характеристики). Широко распространены также индуктивные делители тока (рис. 1.17,6). При введении в каждую из параллельных ветвей дополнительной индуктивности возникает э. д. с. самоиндукции при нарастании тока в ветвях, вследствие чего различие токов в параллельных ветвях, вызванное разбросом параметров дио- «дов，становится менее ощутимым. Выравнивание токов может быть в принципе обеспечено и введением в параллельные ветви дополнительных активных сопротивлений, однако при этом создаются дополнительные потери мощности, особенно при больших токах.
Ис, L17. Прямые ветви вольт-амперных характерис- 器к диодов, используемых для параллельного соеди- Ния S)； схема выравнивания токов диодов с помощью индуктивных делителей тока (б)
Последовательное соединение диодов пре, назначено для увеличения суммарного допустимого обратного на] ряжения. При воздействии обратного напряжения через диоды, вкле ченные последовательно, протекает одинаковый обратный ток 」 (рис. 1.18, а). Однако ввиду неизбежного различия обратных ве вей вольт-амперных характеристик общее напряжение будет ра
Рис. 1,18. Схема последовательного соединения диодов и обратные ветви их вольт-амперных характеристик (а); схема выравнивания обратных напряжений, прикладываемых к диодам (5)
пределяться по диодам неравномерно. К диоду, у которого обра ная ветвь вольт-амперной характеристики идет выше, будет прил
жено большее напряжение.
Неравномерность распределения напряжения на последователь: работающих диодах является нежелательной. Превышение хотя f
на одном из диодов обратного напряжения над напряжением проб<
может привести
к пробою не только данного,
но и всех остальнь
диодов вследствие повышения на них обратного напряжения.
Для исключения неравномерного распределения обратного напр
жения диоды в последовательной цепи шунтируют резисторами (рис. 1.18, б). Выбор сопротивления шунтирующих резисторов пр изводят, исходя из того, чтобы ток, протекающий через резистор 」 был на порядок больше обратного тока диодов. При этом неиденти ность обратных ветвей вольт-амперных характеристик диодов буд слабо влиять на равномерность распределения обратных напряжены
Импульсные диоды. Импульсные диоды нашли широкое прим
некие тики.
в маломощных схемах промышленной электроники иТребования, предъявляемые к этим диодам, связаны с
автомобесп
чением быстрой реакции прибора на импульсный характер подв
димого напряжения —— малым временем перехода диода из закрыто состояния в открытое и обратно.
Инерционность процесса переключения диода из закрыт г о состояния в открытое обусловливается продолж тельностью времени, требуемого для накопления необходимых ко
центраций неравновесных носителей заряда в близлежащих
р-п-переходу слоях ством возникшей за
(дырок в n-слое и
электронов в р-слое)
счет прямого напряжения диффузии
гтосре”
носителей
а через переход (см. рис. 1.9, в). Вследствие этого падение на- з'Р^еннх на диоде при отпирании сначала имеет относительно боль- ПР,Я величину, а затем, снижаясь, достигает установившегося Ш чения- Время, в течение которого падение напряжения на диоде зН ает от максимального до 1,2 установившегося значения, называют ；"еменем установления прямого сопротивления (/уст)・
Процесс переключения диода из открытого состояния в закрытое быстром изменении полярности подводимого напряжения ха- актеризуется резким увеличением обратного тока (иногда на один- %ва порядка больше установившегося значения) и его спаданием до установившегося значения в течение некоторого интервала времени. ^акой характер изменения обратного тока свидетельствует о постепенном восстановлении высокого сопротирления диода в обратном направлении при переводе его в непроводящее состояние.
Возникновение броска обратного тока обусловлено тем, что избыточные неосновные носители заряда, созданные по обе стороны р-п- перехода на этапе протекания прямого тока (см. рис. 1.9,6), втягиваются полем обратно в /7-л-переход под действием приложенного к нему обратного напряжения. Обратный ток спадает до номинального значения лишь после того, как концентрации неосновных носителей заряда по обе стороны /7-л-перехода достигнут установившихся значений (см. рис. 1.10, в) вследствие ухода носителей заряда через переход и рекомбинации с носителями заряда противоположного знака. Время, в течение которого обратный ток достигает 1,2 установившегося значения, называют временем восстановления обратного сопротивления (/восст).
Таким образом, время /Уст определяет длительность процесса накопления неравновесных носителей заряда в приграничных к р-п- переходу л- и /7-слоях при отпирании диода, а время /Е0ССТ ——длительность процесса их рассасывания при запирании. В диодах с несимметричным р-п-переходом (рр》лп) главную роль в этих про Нессах играют соответственно накопление и рассасывание дырок в базе.
Значения параметров /уст и /ЕОССТ в импульсных диодах могут составлять от долей наносекунды до сотен наносекунд (1 нс = 10~9 с). Малне значения этих параметров достигаются за счет уменьшения времени жизни дырок в базе. Импульсные диоды имеют малую пло- gaNb р-п-перехода, а их базовый слой обладает повышенной реком- “нанионной способностью носителей заряда. Последняя обусловливается примесью золота, атомы которого создают эффективные Центры рекомбинации (ловушки) для носителей заряда.
^Ремниевые стабилитроны. В полупроводниковых стабилитронах пользуется свойство незначительного изменения обратного напря- п 案"на P-n-переходе при электрическом (лавинном или туннельном) 我巳 °е(Рис. 1.19). Как указывалось, это связано с тем, что неболь- КОГо^Велич^ние напряжения на /7-л-переходе в режиме электричес- ря пР°боя вызывает более интенсивную генерацию носителей за-
“ значительное увеличение обратного тока. Участок /——2 на
рис. 1.19 является рабочим участком вольт-амперной характеристик] полупроводникового стабилитрона.
Главным параметром прибора является напряжение стабилизации равное напряжению пробоя U^p. Шкала напряжений у промышлен пых типов стабилитронов лежит в пределах 3——180 В.
Точка / на характеристике соответствует минимальному ток;
-стабилитрона, при котором наступает пробой. Необходимость полу
и收，叩
чения малого значения /ст min
является одной и^
—^стт1п
причин выполнения стабилитронов из кремния' Точке 2 соответствует максимальный ток стаб:
I
加
I
Ьттах
Рис. 1. 19. Вольт-амперная характеристика полупроводникового стабилитрона
4
литрона, достижение которого еще не грози< тепловым пробоем /7-л-перехода. В зависимо сти от типа стабилитрона величина /ст та может составлять от 2 мА до 1,5 А. Парамеа ром, характеризующим наклон рабочего участк характеристики, является динамическое сопрс тивление стабилитрона 厂江= Д(/ст/Д/ст. Величин гд для низковольтных стабилитронов лежит пределах 1—30 Ом, а для высоковольтных - 18—300 Ом. Показателем зависимости напр丿 жения Uct от температуры служит темпер, турный коэффициент нестабильности напряж ния (ТКН). Он определяет изменение в проце тах напряжения t/CT при изменении темпер туры окружающей среды на ГС. Для кре] ниевых стабилитронов ТКН может быть п
ложительным и отрицательным и составлять зависимости от типа прибора 0,0005——0,2 %/°<
1.3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Транзистор, или полупроводниковый триод, являясь у равляемым элементом, нашел широкое применение в схемах усилени а также в импульсных схемах. Отсутствие накала, малые габарип и стоимость, высокая надежность — таковы преимущества, благ даря которым транзистор вытеснил из большинства областей техни!
трехслойнутрехслойнуэлектронные лампы.
трехслойну
трехслойну
Биполярный транзистор представляет собой
полупроводниковую структуру с чередующим'
типом электропроводности слоев и содержит два /7-л-перехода. зависимости от чередования слоев существуют транзисторы тип р-п-р и п-р-п (рис. 1.20, о, 6). Их условное обозначение на электрс ных схемах показано на рис. 1.20, в, г. В качестве исходного ма‘ риала для получения трехслойной структуры используют герман и кремний (германиевые и кремниевые транзисторы).
Трехслойная транзисторная структура создается по сплавН или диффузионной технологии, по которой выполняется и двухсл《 ная /7-л-структура полупроводниковых диодов (см. § 1.2). Трехсл© ная транзисторная структура типа р・п-р, выполненная по сплавн
а другой ―а другой ―твриэломтвриэломд)е)д)е)Рис. 1.20. Полупроводниковая структура транзисторов типов р-п-р (а) и п-р-п (6)； их условные обозначения в электронных схемах(8, а); сплавная транзисторная структура типа р-п-р (d)； пример конструктивного исполнения маломощного транзистора (е)：丿—донце корпуса; 2 ——колба; 3 — внутренний вывод эмиттера； 4 — таблетка индия; 5 — крист аллодержатель; 6 — пластина германия /г-типа; 7 — таблетка индия; 8 — внутренний вывод коллектора； 9 — стеклянный изоляторРис. 1.20. Полупроводниковая структура транзисторов типов р-п-р (а) и п-р-п (6)； их условные обозначения в электронных схемах(8, а); сплавная транзисторная структура типа р-п-р (d)； пример конструктивного исполнения маломощного транзистора (е)：丿—донце корпуса; 2 ——колба; 3 — внутренний вывод эмиттера； 4 — таблетка индия; 5 — крист аллодержатель; 6 — пластина германия /г-типа; 7 — таблетка индия; 8 — внутренний вывод коллектора； 9 — стеклянный изолятор
а другой ―
а другой ―
твриэлом
твриэлом
д)е)
д)е)
Рис. 1.20. Полупроводниковая структура транзисторов типов р-п-р (а) и п-р-п (6)； их условные обозначения в электронных схемах(8, а); сплавная транзисторная структура типа р-п-р (d)； пример конструктивного исполнения маломощного транзистора (е)：
丿—донце корпуса; 2 ——колба; 3 — внутренний вывод эмиттера； 4 — таблетка индия; 5 — крист аллодержатель; 6 — пластина германия /г-типа; 7 — таблетка индия; 8 — внутренний вывод коллектора； 9 — стеклянный изолятор
Рис. 1.20. Полупроводниковая структура транзисторов типов р-п-р (а) и п-р-п (6)； их условные обозначения в электронных схемах(8, а); сплавная транзисторная структура типа р-п-р (d)； пример конструктивного исполнения маломощного транзистора (е)：
丿—донце корпуса; 2 ——колба; 3 — внутренний вывод эмиттера； 4 — таблетка индия; 5 — крист аллодержатель; 6 — пластина германия /г-типа; 7 — таблетка индия; 8 — внутренний вывод коллектора； 9 — стеклянный изолятор
ехНологии, показана на р:<с. 1.20,。- Пластина полупроводника т типа является основанием, базой (отсюда и название слоя) конст- 7" кции. Два наружных p-слоя создаются в результате диффузии в В^х акцепторной примеси при сплавлении с соответствующим ма-
коллекторным. Так же называются и /7-л-переходы, создаваемые этими слоями со слоем базы, а также внешние выводы от этих слоев.
жектирова- б а з у, функ-жектирова- б а з у, функ-Функция эмиттерного перехода — ин н и е (змпттнрованне) носителей заряда в ^ияо к°ллекторного перехода —— сбор носите- за^и заряда, прошедших через базовый слой. Чтобы носители cog："，инжектируемые эмиттером и проходящие через базу, полнее бел Рались коллектором, площадь коллекторного перехода делают испоШе П"°也эмиттерного перехода. Пример конструктивного
жектирова- б а з у, функ-
жектирова- б а з у, функ-
Вменяя маломощного транзистора показан на рис. 1.20, е.аналорР'нзнсторах типа п-р-п функции всех трех слоев и их названиячерез ^4blb|' изменяется лишь тип носителей заряда, проходящихп-р-п —3|У： в 11Ppiборах типа р-п-р — это дырки, в приборах типа
Р % П口2 PР % П口2 PРис. 1.22. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (@ при наличии внешних напряженийРис. 1.22. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (@ при наличии внешних напряженийРис. 1.21. Транзисторная структура типа р-п~р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (в) в отсутствие внешних напряженийРис. 1.21. Транзисторная структура типа р-п~р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (в) в отсутствие внешних напряжений
Р % П口2 P
Р % П口2 P
Рис. 1.22. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (@ при наличии внешних напряжений
Рис. 1.22. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (@ при наличии внешних напряжений
Рис. 1.21. Транзисторная структура типа р-п~р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (в) в отсутствие внешних напряжений
Рис. 1.21. Транзисторная структура типа р-п~р (а), распределение концентраций носителей заряда (6) и внутренней разности потенциалов (в) в отсутствие внешних напряжений
Принцип действия транзистора а его основные параметры
Принцип действия биполярного транзистора рассмотрим на прр мере структуры типа р-п-р (рис. 1.21, о). Сначала покажем pacnpf деление концентрации носителей заряда в слоях транзисторной струь туры и разности потенциалов, создаваемой объемными зарядам /7-л-переходов, в отсутствие внешних напряжений (рис. 1.21, б, в
Обозначение концентраций основных и неосновных носителей заряда здесь то же, что и для диода. Индекс 《0》в обозначениях указывает на распределение концентраций в слоях в отсутствие внешних напряжений. Соотношение концентраций основных носителей заряда
в эмиттерном и коллекторном слоях транзистора несущественно,： на рис. 1.21, б они приняты одинаковыми. Отличие же в концентр циях основных носителей заряда эмиттерного и базового слоев весь! важно, так как оно влияет (что будет показано в дальнейшем) на и
раметры транзистора, в частности на коэффициент передачи тока Концентрация основных носителей заряда в базе должна быть мн1 меньше концентрации основных носителей заряда в эмиттере, т
Рро ^ ^по- Таким образом, для транзистора базовый слой долж быть более высокоомным, чем эмиттерный. Это достигается за с|
использования высокоомного исходного полупроводника /г-ти С учетом того, что для определенной температуры произведе! рп — величина постоянная, полная картина распределения кон^
ацм立 в слоях транзистора будет иметь вид, показанный на рис.。
Р В отсутствие внешних напряжении на границах раздела трех слоев 任 азуются объемные заряды, создается внутреннее электрическое ° ；е и между слоями действует внутренняя разность потенциалов. ^тенциальный барьер в каждом из переходов устанавливается та- 1 ^ величины, чтобы обеспечивалось равновесие диффузионного и П1 ейфового потоков носителей заряда, движущихся через переходы противоположных направлениях, т. е. равенство нулю протекаю- щер0 через них тока (см. § 1.2). Поскольку концентрации основных /и неосновных) носителей заряда в эмиттерном и коллекторном слоях приняты одинаковыми, потенциальные барьеры в обоих ^-«-переходах согласно выражению (1.11) будут равны. Если за нулевой уровень отсчета принять потенциал базы, то распределение разности потенциалов в транзисторе в отсутствие внешних напряжений будет иметь вид, показанный на рис. 1.21, в.
Внешние напряжения подключают к транзистору таким образом, чтобы обеспечивалось смещение эмиттерного
перехода в прямом направлении, а коллекторного перехода — в обратном направлении. Это достигается с помощью двух источников напряжения U3 и U^ (рис. 1.22,0). Напряжение U3 подключается положительным полюсом к эмиттеру относительно базы, напряжение Ur ——отрицательным полюсом к коллектору относительно базы (схема с общей базой).
VИзучим процессы, протекающие в эмиттерном переходе, базовом
слое и коллекторном переходе транзистора.
(1.16)(1.16)Поскольку в эмиттерном переходе внешнее напряжение U3 действует в прямом направлении, потенциальный барьер для дырок — основных носителей зарядов эмиттерного слоя —■ уменьшается и дырки из эмиттера под действием диффузии будут в большем количестве переходить (инжектировать) в область базы (рис. 1.22, а, в). Аналогичным образом увеличится диффузионный поток электронов (основных носителей заряда области базы) в эмиттер. С учетом достаточно малой для смещенного в прямом направлении "-孔-перехода составляющей дрейфового тока, создаваемой неосновными носителями заряда областей, ток эмиттерного перехода и непн эмиттера можно записать в виде
(1.16)
(1.16)
^Э ~ ^эр Н-厶冷・
Дырочная составляющая тока /эр создается потоком дырок, пе- Реходя1цих из эмиттера в базу. Большинство дырок в последующем 当;т”「'£т коллектора и вызывает коллекторный ток транзистора, т ктр°нная составляющая тока /❷冷 обусловлена движением элек- т^ нов из базы в эмиттер. Она замыкается по входной цепи через ис- Ник °9 и не используется полезно (для создания тока в коллек- цепи). Таким образом, функция эмиттерного
ТорНОЙ
П е
с в о рок)
Р е х о
Д а
Д я т с я
в базу.
и
к
процессы в эмиттерном переходе инжекции носителей заряда (ды-
Одним из важнейших показателей эмиттерного перехода является так называемый коэффициент инжекции 丁， показы вающий, какую часть от полного эмиттерного тока составляет ег< дырочная составляющая:
С точки зрения качества электронная составляющаяС точки зрения качества электронная составляющаяТ = /э 卩〃з. (1.17 эмиттерного перехода необходимо, чтобь эмиттерного тока /эп была существенн!
С точки зрения качества электронная составляющая
С точки зрения качества электронная составляющая
меньше его дырочной составляющей 厶卩.Это достигается значитель ным (на два-три порядка) превышением концентрации основных но сителей заряда (дырок) в эмиттере над концентрацией основных но сителей заряда (электронов) в базе (рр0 » ?in0). Как указывалось задача решается применением высокоомного исходного полупровод^ ника для создания базового слоя и введением большой концентраци) акцепторной примеси для получения эмиттерного слоя. Для выпус каемых промышленностью транзисторов коэффициент инжекции у = 二 0,974- 0,995.
Процессы в базовом слое определяю 1'ся ; основном поведением дырок, перешедших в баз： через эмиттерный переход. Инжектируемые дырки попадая в базовый слой, повышают концентрацию дырок в базе вбли зи эмиттера по сравнению с равновесной концентрацией рп (рис. 1.22, 6)・ На границе с эмиттерным переходом создается концен трация дырок рп(0). Величину этой концентрации, зависящей от под веденного напряжения U&, находят из соотношения, аналогичной (1.13а) для диода:
(1.18(1.18рп (0) = Рп °е
(1.18
(1.18
Под действием движение дырок вПод действием движение дырок вконцентрации рп(0) развивается диффузионное базе в сторону коллектора, т. е. в направлени]
Под действием движение дырок в
Под действием движение дырок в
меньшей концентрации. Концентрация дырок в базе на границе < коллекторным переходом устанавливается близкой к нулю, так ка] дошедшие до коллекторного перехода под действием диффузии дырю ускоряются полем перехода и перебрасываются в коллектор. Устано вившееся при определенном напряжении U3 (определенном токе эмит тера и соответствующей величине рп(О))распределение концентраци) дырок в базе показано на рис. 1.22, б.,
Ввиду относительно малой толщины базового слоя /б (соизмери мой с диффузионной длиной дырок Ер) закон распределения концен трации дырок в базе при диффузии рп(х) близок к линейному. Гра диент концентрации дырок в базе в соответствии с выражением (l.8d определяет диффузионный ток дырок в ней в направлении коллек торного перехода.j
Описанный характер движения дырок в базе возможен тольк
с я в объем' электроновс я в объем' электроновтогда, когда количество находящих базы дырок равно количеству
с я в объем' электронов
с я в объем' электронов
а распределения их концентраций близки (объемный заряд дыро: скомпенсирован объемным зарядом электронов), т. е. при условн」 электрической нейтральности базы.
Электроны, компенсирующие объемный заряд дырок, поступают цепи базы одновременно с дырками, входящими в слой базы сразу П； после подключения напряжений U3 и U^* В установившемся реме концентрации дырок рп и электронов пп близки. Распреде- ^н0£ концентрации электронов на рис. 1.22, б показано пунктирной кривой.
пошедших до коллектора, не будет равно количеству дырок, по- 一 -у эмиттера, и, следовательно, дырочная составляющаяпошедших до коллектора, не будет равно количеству дырок, по- 一 -у эмиттера, и, следовательно, дырочная составляющаяПаличие дырок и электронов в базе приводит к тому, что в про- ссе диффузии некоторая часть дырок рекомбинирует с электронами / йС< 1.22, &)• В результате актов рекомбинации количество дырок, \Р re TzcnnaizTCca 口 а Киттат папип 口 ст才 нас та、7 пк.тппгг. гтп.
пошедших до коллектора, не будет равно количеству дырок, по- 一 -у эмиттера, и, следовательно, дырочная составляющая
пошедших до коллектора, не будет равно количеству дырок, по- 一 -у эмиттера, и, следовательно, дырочная составляющая
эмит-эмит-ступивших из._
эмит-
эмит-
коллекторного тока /кР будет меньше дырочной составляющей терного тока /эР. Вследствие рекомбинации некоторого числа дырок с электронами в процессе их движения через базу концентрация ды-
р0К уменьшается, что приводит к уменьшению их градиента концентрации по оси х и некоторому отличию кривой рп(х) от линейного за- конй (рис. 1 • 22, 6).
(1.19)(1.19)Вместе с тем акты рекомбинации дырок с электронами создают недостаток электронов, требующихся для компенсации дырок, постоять но^входящих в базу из эмиттера. Необходимые электроны поступают по цепи базы, создавая базовый ток транзистора 厶卩(рис. 1.22, а). Следовательно, разность между дырочными составляющими эмиттерного и коллекторного токов представляет собой ток базы, обусловленный рекомбинацией в ней дырок. В соответствии с этим запишем соотношение для дырочных составляющих токов транзистора:
(1.19)
(1.19)
/э р = 'к Р + ‘8 Р・
Для определения части дырок, прошедшей из эмиттера в коллек-Для определения части дырок, прошедшей из эмиттера в коллек-тор, вводят коэффициент переноса торый равен отношению дырочной составляющей к дырочной составляющей эмиттерного тока:"н厶р〃эЖелательно, чтобы величина коэффициента бтор, вводят коэффициент переноса торый равен отношению дырочной составляющей к дырочной составляющей эмиттерного тока:"н厶р〃эЖелательно, чтобы величина коэффициента бдырок в базе б, ко- коллекторного токадырок в базе б, ко- коллекторного тока(1.20)(1.20)как можно меньше к единице коэффи-как можно меньше к единице коэффи-отличалась от единицы. Способы приближения—зента 6 направлены на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается увеличением времени жизни дырок в базе и сокращением времени их нахождения в базе. Сокращение времени нахождения дырок в базе связанозового слоя /б и увеличением скорости их прохождения через базу."еднее используется в так называемых дрейфовых транзисторах к蒙^ соз“ания в слое базы ускоряющего поля. Типовые значенияЗДициента 6 для транзисторов лежат в пределах 0,96——0,996.ходаЗложенное позволяет уяснить и роль коллекторного /7-л-пере- Ходя, ^РеДназначенного для перевода дырок, достигших этого пере-К'ол к°''ект?рну2 область (рис. 1.22, в).тавл^юн吃ту”"' ток транзистора /к, обусловленный дырочной cog- ц и е 'в (рис. 1.22, а), связан с током эмиттера /э коэффи-0 м передачи тока а：отличалась от единицы. Способы приближения—зента 6 направлены на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается увеличением времени жизни дырок в базе и сокращением времени их нахождения в базе. Сокращение времени нахождения дырок в базе связанозового слоя /б и увеличением скорости их прохождения через базу."еднее используется в так называемых дрейфовых транзисторах к蒙^ соз“ания в слое базы ускоряющего поля. Типовые значенияЗДициента 6 для транзисторов лежат в пределах 0,96——0,996.ходаЗложенное позволяет уяснить и роль коллекторного /7-л-пере- Ходя, ^РеДназначенного для перевода дырок, достигших этого пере-К'ол к°''ект?рну2 область (рис. 1.22, в).тавл^юн吃ту”"' ток транзистора /к, обусловленный дырочной cog- ц и е 'в (рис. 1.22, а), связан с током эмиттера /э коэффи-0 м передачи тока а：с уменьшением толщиныс уменьшением толщиныдрейфовых транзисторахдрейфовых транзисторах
Для определения части дырок, прошедшей из эмиттера в коллек-
Для определения части дырок, прошедшей из эмиттера в коллек-
тор, вводят коэффициент переноса торый равен отношению дырочной составляющей к дырочной составляющей эмиттерного тока:
"н厶р〃э
Желательно, чтобы величина коэффициента б
тор, вводят коэффициент переноса торый равен отношению дырочной составляющей к дырочной составляющей эмиттерного тока:
"н厶р〃э
Желательно, чтобы величина коэффициента б
дырок в базе б, ко- коллекторного тока
дырок в базе б, ко- коллекторного тока
(1.20)
(1.20)
как можно меньше к единице коэффи-
как можно меньше к единице коэффи-
отличалась от единицы. Способы приближения—
зента 6 направлены на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается увеличением времени жизни дырок в базе и сокращением времени их нахождения в базе. Сокращение времени нахождения дырок в базе связано
зового слоя /б и увеличением скорости их прохождения через базу.
"еднее используется в так называемых дрейфовых транзисторах к蒙^ соз“ания в слое базы ускоряющего поля. Типовые значения
ЗДициента 6 для транзисторов лежат в пределах 0,96——0,996.
ходаЗложенное позволяет уяснить и роль коллекторного /7-л-пере- Ходя, ^РеДназначенного для перевода дырок, достигших этого пере-
К'ол к°''ект?рну2 область (рис. 1.22, в).
тавл^юн吃ту”"' ток транзистора /к, обусловленный дырочной cog- ц и е 'в (рис. 1.22, а), связан с током эмиттера /э коэффи-
0 м передачи тока а：
отличалась от единицы. Способы приближения—
зента 6 направлены на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается увеличением времени жизни дырок в базе и сокращением времени их нахождения в базе. Сокращение времени нахождения дырок в базе связано
зового слоя /б и увеличением скорости их прохождения через базу.
"еднее используется в так называемых дрейфовых транзисторах к蒙^ соз“ания в слое базы ускоряющего поля. Типовые значения
ЗДициента 6 для транзисторов лежат в пределах 0,96——0,996.
ходаЗложенное позволяет уяснить и роль коллекторного /7-л-пере- Ходя, ^РеДназначенного для перевода дырок, достигших этого пере-
К'ол к°''ект?рну2 область (рис. 1.22, в).
тавл^юн吃ту”"' ток транзистора /к, обусловленный дырочной cog- ц и е 'в (рис. 1.22, а), связан с током эмиттера /э коэффи-
0 м передачи тока а：
с уменьшением толщины
с уменьшением толщины
дрейфовых транзисторах
дрейфовых транзисторах
Умножив числитель и знаменатель равенства (1.21) на /導卩,полупим
(1.22)
Следовательно, коэффициент а тем ближе к 1, чем меньше отлича
ются от 1 коэффициенты у н 3. Способы приближения к 1 коэффици， ента а связаны со способами увеличения коэффициентов у и 6 (увели
носителейносителейосновныхосновныхзаряда в слоях эмитзаряда в слоях эмитчение разности концентраций
носителей
носителей
основных
основных
заряда в слоях эмит
заряда в слоях эмит
тера и базы, увеличение времени жизни дырок в базе, уменьшен印
ширины базового слоя, создание ускоряющего поля в слое базы). Наличие коллекторного перехода, включенного в обратном нап：
равлении, приводит кравлении, приводит кРис. 1.23. Диаграмма составляющих токов в транзистореРис. 1.23. Диаграмма составляющих токов в транзисторепоявлению дополнительной неуправляемой
равлении, приводит к
равлении, приводит к
Рис. 1.23. Диаграмма составляющих токов в транзисторе
Рис. 1.23. Диаграмма составляющих токов в транзисторе
составляющей тока коллектора, обусловленной протеканием обрат н о г о тока коллекторного пере： хода /к0 (рис. 1.22, а). Как известие (см. § 1.2), обратный ток создаете? дрейфом неосновных носителей за ряда из близлежащих областей об ратно включенного /7-л-перехода, £ данном случае концентрациями ды рок Ап。в базе и электронов 九卩。е коллекторе (см. рис. 1.21,5). По
скольку концентрации неосновны: носителей заряда зависят от температуры, величина обратного ток：
также зависит от нее, поэтому этод ток часто называют тепловым. От величины тока эмиттера ток /н0 не зависит. На рис. 1.23 дана наглядная картина протекани! токов через транзистор в рассматриваемой схеме.
В соответствии с изложенным ток эмиттера /э равен сумме дыро1 ной /эр и электронной 1эп составляющих: /э = /эР + 1эп. Ток ко, лектора /к состоит из днрочно访 составляющей /нр и теплового ток /н0 (/к = 'нр + /к0). Ток базы /§ равен алгебраической сумме элек тронной составляющей тока эмиттера I» рекомбинационной дыро^ ной составляющей /&? и теплового тока /н0 (/§ = /^ + /§?——7к0).《
Управляющее свойство транзистора, характеризующё изменение выходного (коллекторного) тока /н под действием подводи мого входного тока /э (или напряжения U^), обусловливается изменё нием дырочной составляющей коллекторного тока /нр за счет измен ния дырочной составляющей эмиттерного тока /эр (рис. 1.23). Таким о( разом, принцип действия биполярного транзистора основан на соз дании транзитного (проходящего) потока носителей заря鸣 из эмиттера в коллектор через базу и управлении коллекторным (в耳 ходным) током за счет изменения эмиттерного (входного) тока. Сл( довательно, биполярный транзистор управляется током.
Основное соотношение для токов транзистора составляется по первому закону Кирхгофа:
厶=/к + /б・
(1.23)
но
С учетом теплового тока /к0 и соотношения (1.21) токи /н и /б мож- внразнть через 厶：
/н н "а + /r О，
/б =(1 —а) /э — /к。
(1.24)
(1.25)
Статические вольт-амперные характеристики транзистора
口рн использовании транзисторов в различных схемах представляют практический интерес зависимости напряжения и тока входной
цепи (к и) и
входные вольт-амперные
выходной цепи (выходные
или
х а р а кколле
теристи- к т о р н ы е
вольт-амперные характеристики). Эти характеристики могут быть записаны аналитически или построены графически. Последний способ наиболее прост и нагляден, поэтому он нашел преобладающее применение. Вольт-амперные характеристики снимают при относительно медленных изменениях тока и напряжения (по по-
стоянному току), Б связи с зывают статическими. Вид тик зависит от способа транзистора.
Существуют три способа
чем их на-характерис-включения
Рис. 1.24. Схема включения транзистора с общей базой (схема ОБ)
транзистора: с (ОБ), общим ром (ОК). О
общей
включения базой
эмиттером (ОЭ) испособе включения с
общим колле кто- общей базой говорилось
ПРН рассмотрении принципа действия транзистора. Различие в способах включения зависит оттого, какой из выводов транзистора явля- етсх общим для входной и выходной цепей. В схеме ОБ общей точкой входной и выходной цепей является база, в схеме ОЭ ——эмиттер, в схеме ОК — коллектор.
В силу того, что статические характеристики транзистора в схе- *х ОЭ или ОК примерно одинаковы, далее рассматриваются харак- Ристики только для двух способов включения: ОБ и ОЭ.
сх №ма ОБ (рис. 1.24). Выходные характеристики транзистора в 口^ ме ОБ отражают зависимость тока коллектора /н от напряжения 賓，*产кторе относительно базы。關 при фиксированном токе эмит- ра《с 厶：厶 = 尸(。工而)/9 = const (рис. 1.25, а). Здесь, как и ранее, 0Три^тРивэется транзистор типа р-л-р, поэтому напряжение Ur^ / ^°ЛЬт'амперные характеристики имеют три характерные области: сильная зависимость /к от (7нб (нелинейная начальная область).
//，—— слабая зависимость /к от。^行(линейная область), III —— пробе коллекторного перехода.
Для схемы ОБ характерно расположение начальной области левее оси ординат. Это обусловлено тем, что напряжение на коллет торном переходе транзистора в схеме ОБ определяется суммой вну ренней разности потенциалов(р0 и внешнего напряжения (/“読 Пр и^б = 0 и заданном токе эмиттера дырки перебрасываются в koj лектор из базы под действием внутренней разности потенциалов (р( при &б = 0 ток /к * 0. Чтобы уменьшить ток /к, нужно создав
т. е. перевести коллекторныт. е. перевести коллекторны3434Рис. 1.25.Рис. 1.25.Выходные характеристикиВыходные характеристики6丿6丿встречный поток дырок через переход,
т. е. перевести коллекторны
т. е. перевести коллекторны
34
34
Рис. 1.25.
Рис. 1.25.
Выходные характеристики
Выходные характеристики
6丿
6丿
полярности напряжения U^ в режим й (в режим эмиттера). При подаче некотполярности напряжения U^ в режим й (в режим эмиттера). При подаче некоттранзистора, включенного по схеме ОБ (а); иллюстрация эффекта модуляции базы в транзисторе (б)； зависимость коэффициента передачи тока а от тока эмиттера /э (в)
полярности напряжения U^ в режим й (в режим эмиттера). При подаче некот
полярности напряжения U^ в режим й (в режим эмиттера). При подаче некот
переход путем изменения жекции носителей заряда рого напряжения положительной полярности U^ (на рис. 1.25； откладывается влево от точки 0) потоки дырок через коллекторн переход будут взаимно скомпенсированы и ток /*= 0. Естествен】 что с увеличением тока 7Э для этого необходимо подать напряжен U^ большей величины. Этим объясняется смещение влево нача. ных участков характеристик при большем токе /э.
Особенностью характеристик в области // является их небольц подъем при увеличении напряжения 厶①
Некоторое увеличение тока /к обусловливается увеличением ко: фициента передачи тока а транзистора вследствие возникающ( эффекта модуляции толщины базового с л < (эффекта модуляции баз ы), а также роста тока /«()， =尸(°К6)・
Эффект модуляции базы связан с расширением коллекторнс перехода /к за счет увеличения объемного заряда в нем (см. § 1. вызванного повышением напряжения U】# (рис. 1.25, б). Поскол^ расширение перехода происходит главным образом за счет базов’ слоя, как более высокоомного, повышение напряжения U^g прпво, 50
ьшению толщины базового слоя /б, а следовательно, к умень- к У числа актов рекомбинаций дырок с электронами в ней, увели- 喘加 коэффициента а и тока /к.
Эффект модуляции базы иллюстрируется рис. 1.25, о, на котором бозначения с индексом 1 относятся к напряжению Uk61, а с индек- 二:2 — к напряжению i/K02 (t/K02 > 几行)
° Постоянство задаваемого тока /э при снятии коллекторных ха- актеристик обусловливает постоянство градиента концентрации пв【- Р dpldx на границе перехода П1 с базой. В связи с этим кривые рас- предел^ния концентраций в базе и PmW идут параллельно д^уг другу. Из рис. 1.25, 6 следует, что начальные уровни концент- ^匸欢济 дырок на границе эмиттерного перехода с базой получаются неодинаковыми, в частности pni(0)> 夕兀2(0)・ Это может быть, как следует из выражения (1.18), только в случае уменьшения напряжения на переходе 77V Таким образом, изменение тока /к с изменением напряжения 0^6 ПРИ /э = const, связанное с изменением коэффициенТа а из-за эффекта модуляции базы, сопровождается также изменением напряжения на эмиттерном переходе. Иными словами, м о- дуляция базы создает внутреннюю обратную связь по напряжению в транзисторе.
Если предположить, что для транзистора задается не ток /э, а напряжение U^, определяющее напряжение на эмиттерном переходе, то при подаче напряжения t/K02 > U^gi концентрация дырок не изменится (「^(О) = /?7г1(0)) и кривая /7n2W примет вид, показанный на рис. 1.25, б пунктирной линией. Больший наклон пунктирной кривой отражает увеличение эмиттерного тока /э2 по сравнению с /э1, а следовательно, и коллекторного тока. В данном случае изменение тока коллектора при проявлении эффекта модуляции базы наблюдается не только за счет изменения коэффициента а, но и за снет обратной связи, влияющей на ток эмиттера.
Некоторое возрастание тока 厶 на выходных характеристиках при повышении напряжения Uk6 вследствие увеличения коэффициента а за счет эффекта модуляции базы (рис. 1.25, а) характеризуется Диффе ренциальным сопротивлением коллекторного перехода 限⑹二I,二'которое мо- бьггь найдено из коллекторных характеристик как отношение приращений напряжения и тока. Для маломощных транзисторов величина составляет 0,5—1 МОм.
иу Ри 厶=0 зависимость /к = F(UK6) представляет собой обрат- ХОда R黑'вольт-амперной характеристики коллекторного /?-п-пере- щую' / ‘Ратной ток коллекторного перехода определяет составляю- В 黑 в коллекторном токе транзистора.
и coriDo*CT" " выходные характеристики практически линейны области оВЛение 「нВ》 можно принять неизменным. Тогда для этой кой формеШ"СИМОСТЬ 4F(〃6 )можно представить в аналитичес
ки ="з + Uk"% ⑹ + /к О
(L26)
и тем самым уточнить соотношение (1.24), полученное без учета aq фекта модуляции базы. 』
Наличие составляющей /к0 в выражении (1.26) является одно: из главных причин температурной зависимости в ь: ходн ы х (коллекторных) характеристик Tpai； з и с т о р а. Влияние температуры приводит к изменению тока 厶 и смещению характеристик вверх при повышении температуры (пун『 тарные кривые на рис. 1.25, а) и вниз при ее снижении. Такое 州 воздействие на коллекторные характеристики (в меньшей степени оказывает и зависимость от температуры коэффициента а. Это об」 словлено тем, что в рабочем диапазоне температур наблюдается н( которое увеличение коэффициента а с ростом температуры. !
Коллекторные характеристики можно считать эквидистантным в небольшой области изменения тока /э. При этом равным прир^ щениям тока /э соответствуют примерно равные приращения ток /式(рис. 1.25, а). В большом диапазоне изменения эмиттерного ток характеристики нельзя считать эквидистантными в силу их боле густого расположения при малых и больших токах /э и более ре; кого ——при промежуточных значениях. Причиной этого являете зависимость коэффициента а от тока эмиттера в виде кривой с маь симумом при некотором токе /э (рис. 1.25, в). Увеличение коэфф! циента а и достижение им максимального значения с возрастание эмиттерного тока объясняется относительным уменьшением чис^ актов рекомбинаций дырок в базе с ростом количества входящих нее дырок, т. е. повышением коэффициента переноса 6 при увелич нии тока /э. После достижения максимума последующее уменьшен! коэффициента передачи тока а обусловливается уменьшением коэ( фициента инжекции 了 с ростом тока /э. Для маломощных транзист ров максимуму коэффициента а соответствует ток эмиттера, равнь
предел повышения коллекторноепредел повышения коллекторное0,8—3 мА.
предел повышения коллекторное
предел повышения коллекторное
Для транзистора существует
Рис. 1.26. Входные характеристики транзистора, включенного по схеме ОБ
Рис. 1.27. Схема включения транзистора с общим эмиттером (схема ОЭ)
жения ввиду возможного электрического пробоя коллектор- йа^ перехода (область III на рис. 1.25, о), который может перейти Й°тепловой пробой. Величина допустимого напряжения U^g указы- :ется в справочниках.
Входные характеристики транзистора в схеме
а)а)Рис. 1.28. Выходные транзистора,Рис. 1.28. Выходные транзистора,с. 1.26) представляют собой зависимость /э = ^(^Эб)^кб const и 匕 виду близки к прямой ветви вольт-амперной характеристики р-п-
а)
а)
Рис. 1.28. Выходные транзистора,
Рис. 1.28. Выходные транзистора,
(а) и входные (б) характеристики включенного по схеме ОЭ
перехода (диода). Входная характеристика, снятая при большем напряжении Uk6j располагается левее и выше. Это обусловливается эффектом модуляции базы, приводящим к повышению градиента концентрации дырок в базе и увеличению тока /э. Указанное явление было рассмотрено ранее.
Схема ОЭ (рис. 1.27). В схеме ОЭ вывод эмиттера является общим
для входной и выходной цепей транзистора. Напряжения питания ^бэ» Ur3 подаются соответственно между базой и эмиттером, а также между коллектором и эмиттером транзистора. Без учета падения напряжения в базовом слое напряжение ибэ определяет напряжение на эмиттерном переходе. Напряжение на коллекторном переходе находят как разность U^ —。6寸
Вы ходные характеристики транзистора в схеме ?' определяют зависимость коллекторного тока /к = F(t/K3) при 'о = const (рис. 1.28, а). Как и для схемы ОБ, здесь можно выделить ТРИ характерные области: / ——начальная область, II——относительно слабая зависимость /к от U® III — пробой коллекторного пе-
схеме ОЭ отлича- ОБ. В частности, / располагается всхеме ОЭ отлича- ОБ. В частности, / располагается вКоллекторные характеристики транзистора в £тся от соответствующих характеристик в схеме и начинаются из начала координат и участок
схеме ОЭ отлича- ОБ. В частности, / располагается в
схеме ОЭ отлича- ОБ. В частности, / располагается в
коллекторном пе-коллекторном пе-；рвом квадранте. При UK3 = 0 напряжение на「―
коллекторном пе-
коллекторном пе-
纟и :臂 Равно U§3, коллекторнн访 переход открыт и инжектирует дыр- в § базу. Потоки дырок через коллекторный переход (от коллектора / 〜з^ и От эмиттера в коллектор) взаимно уравновешиваются и ток н〜0. По мере повышения напряжения и^з в области / прямое нап-
ряжение на коллекторном переходе снижается, его инжекция умен1| шается и ток /к возрастает. На границе с областью II прямое напрЛ жение снимается с коллекторного перехода и в области II на nepd ходе действует обратное напряжение. Точке перехода от области ] к области II соответствует напряжение UK3 порядка 0,5——1,5 В. 1
Отличие характеристик для схемы ОЭ в области II покажем, вы| разив в (1.26) ток /э через /б и ток /к в соответствии с формулой (1.23)1 После замены U^ на ^Кэ получаем коллекторные характеристй
кики1 - a1 - a公 ⑹(1 - a)公 ⑹(1 - a)(L2：(L2：где к агде к а6 = /к//б = сс/(1 — а) — коэффициент передачи т q в схеме ОЭ.|Коэффициент В показывает связь тока коллектора с входным id6 = /к//б = сс/(1 — а) — коэффициент передачи т q в схеме ОЭ.|Коэффициент В показывает связь тока коллектора с входным idком /б. Если для транзисторов коэффициент а 二 0,9+ 0,99, то кд эффициент В = 94- 99. Иными словами, транзистор в схеме ОЭ аа《 усиление по току. Это является важнейшим преимуществом вклю чения транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется бол^ком /б. Если для транзисторов коэффициент а 二 0,9+ 0,99, то кд эффициент В = 94- 99. Иными словами, транзистор в схеме ОЭ аа《 усиление по току. Это является важнейшим преимуществом вклю чения транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется бол^широкое практическое применение ато访 нению со схемой ОБ.Выражение (1.27) можно переписать4 ~財0 +(Э)широкое практическое применение ато访 нению со схемой ОБ.Выражение (1.27) можно переписать4 ~財0 +(Э)схемы включения по срансхемы включения по сранв виде+ /ко ⑶в виде+ /ко ⑶(1.27g(1.27gгде гк(э)= ^б)/(1 + В)，/ко⑼=(1 + 0/ко・Так же как и в схеме ОБ, коллекторные характеристики имекз некоторый наклон к оси абсцисс (рис. 1.28, а), вызванный эффектов модуляции базы. Однако этот наклон в схеме ОЭ больше, чем в cxebd ОБ, так как малые изменения коэффициента а под действием изм! нения напряжения на коллекторном переходе дают значительньв изменения коэффициента (3 а/(1 ——а). Указанное явление учиты вается вторым слагаемым в правой части уравнения (1.27а). Диффе ренциальное сопротивление гк(э) коллекторного перехода в схед| ОЭ в 1 + р раз меньше дифференциального сопротивления гк(б)jгде гк(э)= ^б)/(1 + В)，/ко⑼=(1 + 0/ко・Так же как и в схеме ОБ, коллекторные характеристики имекз некоторый наклон к оси абсцисс (рис. 1.28, а), вызванный эффектов модуляции базы. Однако этот наклон в схеме ОЭ больше, чем в cxebd ОБ, так как малые изменения коэффициента а под действием изм! нения напряжения на коллекторном переходе дают значительньв изменения коэффициента (3 а/(1 ——а). Указанное явление учиты вается вторым слагаемым в правой части уравнения (1.27а). Диффе ренциальное сопротивление гк(э) коллекторного перехода в схед| ОЭ в 1 + р раз меньше дифференциального сопротивления гк(б)jсхеме ОБ исхеме ОБ исоставляет 30—40 кОм.составляет 30—40 кОм.Из принципа действия транзистора известно, что через вывод базв протекают во встречном направлении две составляющие тока (см рис. 1.27): обратный ток коллекторного перехода /к0 и часть Told эмиттера (1 —— а)/&・ В связи с этим нулевое значение тока баз] (/б = 0) определяется равенством указанных составляющих токо! т. е. (1 ——а)/э = /к0. Нулевому входному току соответствуют т& эмиттера /э =厶也/(1 —仪)=(1 卞 р)/к0 и ток коллектора /к = а/э j + /ко = а/©/。一 а) + /к0 = (1 ~й ₽)/к0- Иными словами, при н| левом токе базы через транзистор в схеме ОЭ протекает ток, назй ваемый начальным или сквозным током /к0(9)и ра|Из принципа действия транзистора известно, что через вывод базв протекают во встречном направлении две составляющие тока (см рис. 1.27): обратный ток коллекторного перехода /к0 и часть Told эмиттера (1 —— а)/&・ В связи с этим нулевое значение тока баз] (/б = 0) определяется равенством указанных составляющих токо! т. е. (1 ——а)/э = /к0. Нулевому входному току соответствуют т& эмиттера /э =厶也/(1 —仪)=(1 卞 р)/к0 и ток коллектора /к = а/э j + /ко = а/©/。一 а) + /к0 = (1 ~й ₽)/к0- Иными словами, при н| левом токе базы через транзистор в схеме ОЭ протекает ток, назй ваемый начальным или сквозным током /к0(9)и ра|транзистора в схеме ОЭ, записанные в аналитической форме
ки
ки
1 - a
1 - a
公 ⑹(1 - a)
公 ⑹(1 - a)
(L2：
(L2：
где к а
где к а
6 = /к//б = сс/(1 — а) — коэффициент передачи т q в схеме ОЭ.|
Коэффициент В показывает связь тока коллектора с входным id
6 = /к//б = сс/(1 — а) — коэффициент передачи т q в схеме ОЭ.|
Коэффициент В показывает связь тока коллектора с входным id
ком /б. Если для транзисторов коэффициент а 二 0,9+ 0,99, то кд эффициент В = 94- 99. Иными словами, транзистор в схеме ОЭ аа《 усиление по току. Это является важнейшим преимуществом вклю чения транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется бол^
ком /б. Если для транзисторов коэффициент а 二 0,9+ 0,99, то кд эффициент В = 94- 99. Иными словами, транзистор в схеме ОЭ аа《 усиление по току. Это является важнейшим преимуществом вклю чения транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется бол^
широкое практическое применение ато访 нению со схемой ОБ.
Выражение (1.27) можно переписать
4 ~財0 +(Э)
широкое практическое применение ато访 нению со схемой ОБ.
Выражение (1.27) можно переписать
4 ~財0 +(Э)
схемы включения по сран
схемы включения по сран
в виде+ /ко ⑶
в виде+ /ко ⑶
(1.27g
(1.27g
где гк(э)= ^б)/(1 + В)，/ко⑼=(1 + 0/ко・
Так же как и в схеме ОБ, коллекторные характеристики имекз некоторый наклон к оси абсцисс (рис. 1.28, а), вызванный эффектов модуляции базы. Однако этот наклон в схеме ОЭ больше, чем в cxebd ОБ, так как малые изменения коэффициента а под действием изм! нения напряжения на коллекторном переходе дают значительньв изменения коэффициента (3 а/(1 ——а). Указанное явление учиты вается вторым слагаемым в правой части уравнения (1.27а). Диффе ренциальное сопротивление гк(э) коллекторного перехода в схед| ОЭ в 1 + р раз меньше дифференциального сопротивления гк(б)j
где гк(э)= ^б)/(1 + В)，/ко⑼=(1 + 0/ко・
Так же как и в схеме ОБ, коллекторные характеристики имекз некоторый наклон к оси абсцисс (рис. 1.28, а), вызванный эффектов модуляции базы. Однако этот наклон в схеме ОЭ больше, чем в cxebd ОБ, так как малые изменения коэффициента а под действием изм! нения напряжения на коллекторном переходе дают значительньв изменения коэффициента (3 а/(1 ——а). Указанное явление учиты вается вторым слагаемым в правой части уравнения (1.27а). Диффе ренциальное сопротивление гк(э) коллекторного перехода в схед| ОЭ в 1 + р раз меньше дифференциального сопротивления гк(б)j
схеме ОБ и
схеме ОБ и
составляет 30—40 кОм.
составляет 30—40 кОм.
Из принципа действия транзистора известно, что через вывод базв протекают во встречном направлении две составляющие тока (см рис. 1.27): обратный ток коллекторного перехода /к0 и часть Told эмиттера (1 —— а)/&・ В связи с этим нулевое значение тока баз] (/б = 0) определяется равенством указанных составляющих токо! т. е. (1 ——а)/э = /к0. Нулевому входному току соответствуют т& эмиттера /э =厶也/(1 —仪)=(1 卞 р)/к0 и ток коллектора /к = а/э j + /ко = а/©/。一 а) + /к0 = (1 ~й ₽)/к0- Иными словами, при н| левом токе базы через транзистор в схеме ОЭ протекает ток, назй ваемый начальным или сквозным током /к0(9)и ра|
Из принципа действия транзистора известно, что через вывод базв протекают во встречном направлении две составляющие тока (см рис. 1.27): обратный ток коллекторного перехода /к0 и часть Told эмиттера (1 —— а)/&・ В связи с этим нулевое значение тока баз] (/б = 0) определяется равенством указанных составляющих токо! т. е. (1 ——а)/э = /к0. Нулевому входному току соответствуют т& эмиттера /э =厶也/(1 —仪)=(1 卞 р)/к0 и ток коллектора /к = а/э j + /ко = а/©/。一 а) + /к0 = (1 ~й ₽)/к0- Иными словами, при н| левом токе базы через транзистор в схеме ОЭ протекает ток, назй ваемый начальным или сквозным током /к0(9)и ра|
“ (1 + 6) /к0- Этим обусловливается наличие третьей составляю- нЫ? ^ка /； в выражениях (1.27) и (1.27а). Таким образом, ток кол- “e^Da при входном токе, равном нулю, в схеме ОЭ в 1 +13 раз боль- 臂 чем в схеме ОБ.
Если же эмиттерный переход перевести в непроводящее состояние, е п0Дать напряжение Убэ > 0, то ток коллектора снизится до У 7dhc・ 1.28, а) и будет определяться обратным (тепловым) током /Щ1лекторного перехода, протекающим по цепи база ——коллектор. Область характеристик, лежащая ниже характеристики, соответст- щей /б = 0, называют областью отсечки.
У Коллекторные характеристики в схеме ОЭ? так же как и в схеме ОВ подвержены температурным смещениям. Однако температурные воздействия здесь проявляются сильнее, чем в схеме ОБ. Это обусловлено, во-первых, наличием множителя 1 + 0 перед /к0 в формуле и 27) и, во-вторых, более сильными температурными изменениями коэффициента 6 = а/(1 — а) при относительно малых температурных изменениях коэффициента а.
Более резко здесь выражена и неэквидистантность характеристик, так как зависимость коэффициента а от тока эмиттера (коллектора) сильно сказывается на зависимости коэффициента В от тока /э(/к).
Необходимо указать и на тот факт, что в схеме ОЭ пробой коллекторного перехода наступает при коллекторном напряжении в 1,5—2 раза меньшем, чем в схеме ОБ.
Входные (базовые) характеристики транзистора отражают зависимость тока базы от напряжения база ——эмит- .тер при фиксированном напряжении коллектор ——эмиттер: /б = =尸亿以厶“ const (ряс. L28, 6).
При и^з = 0 входная характеристика соответствует прямой ветви вольт-амперной характеристики двух /?-п-переходов (эмиттерного и коллекторного), включенных параллельно. Ток базы при этом равен сумме токов эмиттера и коллектора, работающего в режиме эмиттера.
При Ur9 V 0 ток базы составляет малую часть тока эмиттера. При определенной величине U63 подача напряжения U^V 0 вызывает уменьшение тока /б, т. е. смещение вниз характеристик относительно кривой со значением U^ = 0. Дальнейшее увеличение абсолютной величины 0^3 также смещает характеристики к оси абсцисс вследствие уменьшения тока /б из-за эффекта модуляции базы.
В токе /б присутствует составляющая /к0. Поэтому при Ur3V 0 входные характеристики исходят из точки с отрицательным значением тока базы, равным /©•
^х^ма замещения транзистора в физических параметрах
Представление транзистора схемой замещения (эквивалентной 0^° « необходимо для проведения расчетов цепей с транзисторами. 乂^丁：'111 интерес представляет схема замещения в физических параКим ^Х? в котоРой все ее элементы связаны с внутренними (физичес- и)параметрами транзистора. Использование такой схемы заме-
щения создает удобство и наглядность при анализе влияния парг метров прибора на показатели схем с транзисторами.
Ниже рассматриваются схемы замещения транзисторов ОБ и О； для переменных составляющих токов и напряжений применительн' к расчету схем с транзисторами, работающими в усилительном ре жиме, в частности усилительных каскадов. Такие схемы замещение
Рис. 1.29. Схема замещения транзистора в физических параметрах, включенного по схемам ОБ (а) и ОЭ (б)Рис. 1.29. Схема замещения транзистора в физических параметрах, включенного по схемам ОБ (а) и ОЭ (б)
Рис. 1.29. Схема замещения транзистора в физических параметрах, включенного по схемам ОБ (а) и ОЭ (б)
Рис. 1.29. Схема замещения транзистора в физических параметрах, включенного по схемам ОБ (а) и ОЭ (б)
справедливы для линейных участков входных и выходных характ^ ристик транзистора, при которых параметры транзистора можн считать неизменными. В этом случае используют так называем^ дифференциальные параметры транзистора, относящиеся к небол^ шим приращениям напряжения и тока. Наиболее точно структур; транзистора при этом отражает Т-образная схема замещения. .
Т-образная схема замещения транзистора ОБ показана н； рис. 1.29, а. По аналогии со структурой транзистора (см. рис. 1.24) она представляет собой сочетание двух контуров: левого, относящ< гося к входной цепи (эмиттер —— база), и правого, относящегося • выходной цепи (коллектор ——база). Общим для обоих контуров яе ляется цепь базы с сопротивлением гб.
Охарактеризуем элементы, входящие в схему замещения.
Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода (вклк ченного в прямом направлении). Это сопротивление определяете выражением 』
(1.(1.dU3 I
(1.
(1.
d% IUE6=CORst*
Сопротивление гэ позволяет учесть связь между напряжением i эмиттерном переходе 〃^ и проходящим через него током J. Объемна сопротивление эмиттерной области является низкоомным, поэтов оно, как и сопротивление вывода эмиттера, в схеме замещения 】 учитывается. Величина гэ зависит от постоянной составляющей то] эмиттера /э и связана с ней соотношением
% —屮〃/з = 0>025//э.
Числовое значение гэ лежит в пределах от единиц до десятков о
о Объемное сопротивление базы гб. Оно определяется в направле- ^прохождения базового тока в слое базы от границы с эмиттер- н“" переходом. Базовый слой является сравнительно высокоомным ""Митино гб> гэ・ Числовое значение гб зависит от типа транзистора ? составляет 100—■400 0M.
"3 Эквивалентный источник тока а^э- Он учитывает транзитную ： оставляющую при ращения эмиттерного тока, проходящую через ■ класть базы в коллектор.
Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода (включенного в обратном направлении). Это сопротивление определяется выражением
(1.30)(1.30)广 —d0К6 I
(1.30)
(1.30)
* ⑹ d/к l/3=const
Сопротивление гк(б), как было показано, учитывает изменение коллекторного тока с изменением напряжения U皿 вследствие эффекта модуляции баз-ы. Значение「【<(6)лежит в пределах 0,5——1 мОм.
Источник напряжения еикб во входной цепи. Он определяет напряжение внутренней положительной обратной связи и отражает влияние эффекта модуляции базы на входную цепь транзистора, в частности изменение входного напряжения под действием изменения коллекторного напряжения. Числовое значение коэффициента обратной связи е сравнительно мало (10~4——10-3), поэтому источник напряжения ezzK6 в схему замещения часто не вводят.
Емкости Сэ(б), Ск(б)эмиттерного " коллекторного переходов. Каждая из них, так же как емкость одиночного「-/^-перехода, равна сумме барьерной и диффузионной емкостей соответствующего перехода.
Величина барьерной емкости зависит от напряжения смещения Р'^-перехода, в частности при прямом смещении барьерная емкость больше, чем при обратном (см. § 1.2). Следовательно, барьерная ем- К0Сть эмиттерного перехода больше, чем коллекторного перехода.
В отличие от барьерной емкости, определяемо访 шириной области объемного заряда /?-п-перехода, диффузионная емкость характеризует изменение заряда в базе, вызванное изменением напряжения на переходе (см. § 1.2). Изменение заряда в базе под действием напряжения на эмиттерном переходе связано с инжекцией носителей ряда в базе, а под действием напряжения на коллекторном пере- Из『с эффектом модуляц-ии базы. Для того чтобы заряд в базе ле；；""'。" на。旦ну и ту же величину, изменение напряжения на кол- НИя *ном переходе должно быть большим, чем изменение напряже- koctJ* эмиттерном переходе. Это означает, что и диффузионная ем- топигчЛМИТтеРного перехода больше диффузионной емкости коллек- р軟го перехода.
у Вь^^ИНы емкостей СЭ{6) и Ск(б) зависят от типа транзистора. Так, низкочас°ЧаСТ°ТНЫХ тРанзистоРов °ни существенно меньше, чем у G(6)，опп°ТНЬ1Х，“"" ориентировочной оценки укажем, что емкость
' ределяемая преимущественно диффузионной емкостью, сос-
тавляет сотни пикофарад, а емкость Ск(б), определяемая в основно! барьерной емкостью,—— десятки пикофарад.I
Несмотря на указанное различие в величинах эмиттерной и кол лекторной емкостей, влияние емкости Ск(б) на работу транзистор! в области повышенных частот проявляется сильнее, чем влиянй емкости Сэ(б). Это связано с тем, что емкость Сэ(б)зашунтироватй малым сопротивлением гэ, а емкость Ск(б)—большим сопротивлени ем Гк(б). Поэтому емкость Ск(б)приходится учитывать в схеме зам§ щения при частотах, составляющих десятки килогерц, а емкоста Сэ(б)— при частотах, превышающих единицы и десятки MerarepJ При работе на средних частотах (десятки герц и единицы килогерц емкости переходов не учитывают и в схему замещения не включаю!
Дифференциалъный коэффициент передачи эмиттерного mo/d более точно характеризующий величину а для малых приращений эт| го тока. Он выражается соотношением1
(1.3|
* 146=2。问I
Величину коэффициента а в области средних частот принима^ неизменной. С переходом в область повышенных частот, при которьн начинает сказываться, время прохождения дырок через базу, ко| лекторный и базовый токи отличаются по фазе от эмиттерного ток! а коэффициент а уменьшается. При повышенных частотах коэфф! циент передачи тока становится комплексной величиной (а = сц [ + /а(①))，модуль и аргумент которой следует рассчитывать для сося ветствующей частоты. О частотных свойствах транзистора судят Д так называемой граничной частоте 九，при которой м] дуль коэффициента передачи тока |а| уменьшается в |^2 раз.
тота % входит в число основных параметров транзистора. В завися мости от частоты % различают низкочастотные (% < 3 МГц), ср" нечастотные (3 МГц < fa < 30 МГц), высокочастотные (30 МГц 1 < /а < 300 МГц) и сверхвысокочастотные 优〉300 МГц) транзи! торы.I
Т-образная схема замещения транзистора ОЭ приведена я рис. 1.29, 6. Сопротивления %, гб имеют тот же физический смы(| и тот же порядок величин, что и в схеме ОБ. Источник напряжения учитывающий обратную связь, в схеме замещения не показан ввил малого значения коэффициента обратной связи. Поскольку входн@ током в схеме ОЭ является ток базы транзистора, в выходную цеЯ схемы замещения включен источник тока ©/^. Направления токои так же как и для схемы ОБ, подчиняются условию = »居 + ^бЛ
Сопротивление &(э)= %(6)/(1 + 6), как указывалось, учит! вает изменение коллекторного тока с изменением напряжения J| вследствие эффекта модуляции базы. Так как исходным в схеме (Я является ток базы, который в 1 + (3 раз меньше тока эмиттера, | при переходе от схемы ОБ к схеме ОЭ в 1 + (3 раз уменьшается Л только активное, но и емкостное сопротивление коллекторного ш рехода. Это означает, что в схеме ОЭ Ск(э)— (1 + 6)以⑹.Уве圆
ОоЯ
е емкости Ск(э)приводит к еще большему ее влиянию в области Човышенных частот, чем Сэ(э) = &⑹.В связи с этим емкость &⑶ " схеме ОЭ обычно не учитывают.
в Дифференциальный коэффициент передачи тока в схеме ОЭ
0=является также частотно-зависимым. Если
У d/б lUffLconst
(1.32)(1.32)граничную частоту % в схеме ОЭ определять, как и в схеме ОБ, по снижению коэффициента передачи тока в 厂2 раз, то
(1.32)
(1.32)
%=勿（1十0），
т е. частотные свойства транзистора в схеме ОЭ хуже, чем в схеме ОБ.
Транзистор как активный четырехполюсник^h-парометры транзистора
Параметры транзистора, входящие в Т-образную схему замещения (рис. 1.29), непосредственно характеризуют физические свойства используемой трехслойной полупроводни-
12 A04—012 A04—00——0——Рис, 1.30. К опреде-лению параметровтранзистора как че-тырехполюсникаРис, 1.30. К опреде-лению параметровтранзистора как че-тырехполюсникакозой структуры. Они могут быть рассчитаны по геометрическим размерам слоев и параметрам материала, из которого изготовлен транзистор. Однако прямое их измерение невозможно, поскольку границы раздела слоев и переходов структуры недоступны для подключения измерительных приборов. По этой причине в качестве измеряемых параметров транзистора выбраны те, которые отражают свойства транзистора как чет ырехполюс-
12 A
0
4
—0
12 A
0
4
—0
0——
0——
Рис, 1.30. К опреде-лению параметровтранзистора как че-тырехполюсника
Рис, 1.30. К опреде-лению параметровтранзистора как че-тырехполюсника
ника (точнее, трехполюсника).
Транзистор можно представить в виде линейного четырехполюсника, если в качестве измеряемых токов и напряжений принимать относительно небольшие их приращения, накладывающиеся на постоянные составляющие. Такие ограничения, как указывалось, приходится принимать во внимание ввиду того, что входные и выход- нме характеристики транзистора нелинейны и параметры транзистора зависят от режима его работы по току и напряжению входной и выходной цепей. Для небольших приращений (малых сигналов) напряжений и токов параметры транзистора как четырехполюсника связаны линейной зависимостью как между собой, так и с физическими параметрами его Т-образной схемы замещения.
Св^зь мехд： входными (С\, /0 и выходными (U2, /2) напряже- "и*ми и токами четырехполюсника (рис. 1.30) выражается системой Mx уравнений. Выбрав два из вхо.цящих в эту систему параметров за 胃зависимее переменные, находят два других.
^Ля транзистора как четырехполюсника в качестве независимых ^еРеменных обычно принимают приращения входного тока А/& доходного напряжения А°2, а приращения входного напряжения м 1 и выходного тока Д/2 выражают через так называемые 左-пара- ктрм транзистора:
(L33 (1.34(L33 (1.34Параметры, входящие в уравнения (1.33), (1.34), определяют:Параметры, входящие в уравнения (1.33), (1.34), определяют:АСЛ/А/1 — входное сопротивление транзистора при неизменАСЛ/А/1 — входное сопротивление транзистора при неизменном выходном напряжениином выходном напряжении(AU2 = 0);厶灯=А/2/А/1 — коэффици(AU2 = 0);厶灯=А/2/А/1 — коэффициент передачи тока при неизменном выходном напряжении (AU? = 0) 左 12 н AU1/AU2——коэффициент обратной связи по напряжению пр неизменном входном токе (A/i = 0);左22 = А/2^^2 —— выходку!ент передачи тока при неизменном выходном напряжении (AU? = 0) 左 12 н AU1/AU2——коэффициент обратной связи по напряжению пр неизменном входном токе (A/i = 0);左22 = А/2^^2 —— выходку!проводимость транзистора при неизменном входном токе (A/iпроводимость транзистора при неизменном входном токе (A/iКонкретные значения Л-параметров зависят от схемы включени транзистора, т. е. от того, какие токи и напряжения являются вход ными и выходными. В справочниках обычно приводят 耳параметра измеренные в схеме ОБ для средней полосы частот при типовых зна чениях постоянных составляющих тока и напряжения.Установим связь й-параметров транзистора с их физическим параметрами в схеме ОБ.Конкретные значения Л-параметров зависят от схемы включени транзистора, т. е. от того, какие токи и напряжения являются вход ными и выходными. В справочниках обычно приводят 耳параметра измеренные в схеме ОБ для средней полосы частот при типовых зна чениях постоянных составляющих тока и напряжения.Установим связь й-параметров транзистора с их физическим параметрами в схеме ОБ.С этой целью воспользуемся схемой рис. 1.29, а. Примем напряжение еикб = 0, переменные составляющие заменимС этой целью воспользуемся схемой рис. 1.29, а. Примем напряжение еикб = 0, переменные составляющие заменимщениями: /бщениями: /б~ АЗ, Q — А/а，幺° ~ AU2， & " А/2,~ АЗ, Q — А/а，幺° ~ AU2， & " А/2,в неприрав неприраа ток 坛 выа ток 坛 выразим через входной ток: J = (1 —a)A/i・Для входной цепи транзистора (см. рис. L29, а) при AU? имеемразим через входной ток: J = (1 —a)A/i・Для входной цепи транзистора (см. рис. L29, а) при AU? имеем△U1 =也11△厶十九12Аu2，А，2 =力 21A/：1 + 力 22au2，
(L33 (1.34
(L33 (1.34
Параметры, входящие в уравнения (1.33), (1.34), определяют:
Параметры, входящие в уравнения (1.33), (1.34), определяют:
АСЛ/А/1 — входное сопротивление транзистора при неизмен
АСЛ/А/1 — входное сопротивление транзистора при неизмен
ном выходном напряжении
ном выходном напряжении
(AU2 = 0);厶灯=А/2/А/1 — коэффици
(AU2 = 0);厶灯=А/2/А/1 — коэффици
ент передачи тока при неизменном выходном напряжении (AU? = 0) 左 12 н AU1/AU2——коэффициент обратной связи по напряжению пр неизменном входном токе (A/i = 0);左22 = А/2^^2 —— выходку!
ент передачи тока при неизменном выходном напряжении (AU? = 0) 左 12 н AU1/AU2——коэффициент обратной связи по напряжению пр неизменном входном токе (A/i = 0);左22 = А/2^^2 —— выходку!
проводимость транзистора при неизменном входном токе (A/i
проводимость транзистора при неизменном входном токе (A/i
Конкретные значения Л-параметров зависят от схемы включени транзистора, т. е. от того, какие токи и напряжения являются вход ными и выходными. В справочниках обычно приводят 耳параметра измеренные в схеме ОБ для средней полосы частот при типовых зна чениях постоянных составляющих тока и напряжения.
Установим связь й-параметров транзистора с их физическим параметрами в схеме ОБ.
Конкретные значения Л-параметров зависят от схемы включени транзистора, т. е. от того, какие токи и напряжения являются вход ными и выходными. В справочниках обычно приводят 耳параметра измеренные в схеме ОБ для средней полосы частот при типовых зна чениях постоянных составляющих тока и напряжения.
Установим связь й-параметров транзистора с их физическим параметрами в схеме ОБ.
С этой целью воспользуемся схемой рис. 1.29, а. Примем напряжение еикб = 0, переменные составляющие заменим
С этой целью воспользуемся схемой рис. 1.29, а. Примем напряжение еикб = 0, переменные составляющие заменим
щениями: /б
щениями: /б
~ АЗ, Q — А/а，幺° ~ AU2， & " А/2,
~ АЗ, Q — А/а，幺° ~ AU2， & " А/2,
в неприра
в неприра
а ток 坛 вы
а ток 坛 вы
разим через входной ток: J = (1 —a)A/i・
Для входной цепи транзистора (см. рис. L29, а) при AU? имеем
разим через входной ток: J = (1 —a)A/i・
Для входной цепи транзистора (см. рис. L29, а) при AU? имеем
AU】=А/】[/"а + (1 —а) гб],
откуда
力口 = % + (1 —a"®(L35
Для того же режима (AUg = 0) ток выходной цепи
A/纟^^ aA/上， е.
"21 竄・(1 "36
В отсутствие приращений входного тока (А/〕= 0) ток в выходно: цепиj
県⑹+ '6 ГK⑹I
или
厶22 = 1"к (б) '(L37
Для этого же режима напряжения на входе и выходе соответса венно равны
△u1~ A/2厂6， AU2 ^a厶限⑹»
(13(13откуда
(13
(13
"12 ^ 厂Wk ⑹•
Полученные соотношения для ^-параметров используем для вы- а*енмя физических параметров транзистора через его ^-параметры:
ГЭ = ^Ц —(1 —力21)力 12’力22,
(1.39)(1.39)「6 =力 12/力22，
(1.39)
(1.39)
G ⑹=1 /力22，а =力 2「
Типы транзисторов
Деление транзисторов на типы связано с их назначением, а также применяемой технологией создания трехслойной транзисторной струк- турЬ1. Наиболее характерными признаками деления транзисторов п0 назначению являются частота усиливаемого с и гн а л а (низкочастотные, среднечастотные, высокочастотные и СВЧ- транзисторы) и допустимая мощно сть рассеяния в коллекторном переходе 尸灯 Показателем частотных свойств транзистора, как отмечалось, является частота
Допустимая мощность рассеяния Р^ определяется условиями отвода теплоты от коллектора. Мощность Р^ имеет прямую связь с энергетическими показателями выходной (нагрузочной) цепи транзистора. По допустимой мощности в коллекторном переходе различают транзисторы малой мощности (Рк< 0,3 Вт), средней мощности (0,3 Вг < Рк < 1,5 Вт) и большой мощности (Рн > 1,5 Вт). При энергетическом расчете выходной цепи транзистора рассчитывают мощность А и выбирают тип транзистора по мощности. При использовании транзисторов средней и большой мощности следует увеличивать теплоотвод для обеспечения допустимой температуры полупроводниковой структуры. С этой целью предусматривают поглощение теплоты массивным корпусом аппаратуры, на котором крепится транзистор, или, как и в мощных диодах, применяют радиатор 口ля теплообмена с окружающей средой.
поверхности эмиттера и коллектора. Повышение нагрузочной способности 、по напряжению достигается путем перевода возможного Режима пробоя коллекторного перехода в область более высоких напряжений. В 'поверхности эмиттера и коллектора. Повышение нагрузочной способности 、по напряжению достигается путем перевода возможного Режима пробоя коллекторного перехода в область более высоких напряжений. В 'настоящее время выпускаются транзисторы обще- назначения на ток /э 二 12+ 15 А и напряжение В.настоящее время выпускаются транзисторы обще- назначения на ток /э 二 12+ 15 А и напряжение В.Повышение мощности транзисторов связано с увеличением их нагрузочной способности по току /э и напряжению U^ (или U^ для схем* ОЭ). Задача увеличения тока решается увеличением рабочей
поверхности эмиттера и коллектора. Повышение нагрузочной способности 、по напряжению достигается путем перевода возможного Режима пробоя коллекторного перехода в область более высоких напряжений. В '
поверхности эмиттера и коллектора. Повышение нагрузочной способности 、по напряжению достигается путем перевода возможного Режима пробоя коллекторного перехода в область более высоких напряжений. В '
настоящее время выпускаются транзисторы обще- назначения на ток /э 二 12+ 15 А и напряжение В.
настоящее время выпускаются транзисторы обще- назначения на ток /э 二 12+ 15 А и напряжение В.
промышленного
4б = 120+ 150
口。технологии изготовления различают сплавные, диффузи- :нн*е, диффузионно-сплавные, конверсионные, эпитаксиальные и ланарные транзисторы.
Принцип изготовления сплавных транзисторов q же, что и сплавных диодов. Отличие заключается лишь в том, вплавление примесных таблеток здесь производится с двух сто
нии коллектора, в связинии коллектора, в связиРис. 1.31. Трехслойная транзисторная структура (а)， распределение концентраций акцепторной и донорной примесей (6) н результирующей примеси (б) при диффузионной технол огинРис. 1.31. Трехслойная транзисторная структура (а)， распределение концентраций акцепторной и донорной примесей (6) н результирующей примеси (б) при диффузионной технол огин
нии коллектора, в связи
нии коллектора, в связи
Рис. 1.31. Трехслойная транзисторная структура (а)， распределение концентраций акцепторной и донорной примесей (6) н результирующей примеси (б) при диффузионной технол огин
Рис. 1.31. Трехслойная транзисторная структура (а)， распределение концентраций акцепторной и донорной примесей (6) н результирующей примеси (б) при диффузионной технол огин
рон исходной полупроводниковой пластины. По сплавной твхе логии изготовляют низкочастотные транзисторы малой, средней большой мощности.
Диффузионная технология позволяет создавать yci ряющее поле в базе для носителей заряда, проходящих в накрав.
с чем транзисторы, изготовленные по так технологии, называют дрейфовым Диффузионную технологию использу] при создании высокочастотных и СВЧ-тра； зисторов. Технология изготовления ди( фузионных транзисторов напоминает т( НОЛОГИЮ ИЗГОТОВЛеНИЯ ДИффуЗИОННЫХ Д1 дов. Отличие заключается в том, что д получения двух р-п-переходов произ! дится диффузия двух видов примеси 〃 норной и акцепторной) на неодинаков^ глубину. Этот метод двойной диффуз рассмотрим на примере изготовления гс маниевых транзисторов типа р~п~р.
Исходным материалом является гep^ ниевая пластина р-тииа с некоторой к( центрацией ^al (рис. 1.31, а, б). Доне ная и акцепторная примеси, вводим методом диффузии, имеют следу юц особенности. Коэффициент диффузии , норной примеси (сурьмы) больше,匸 акцепторной примеси (индия). Концент ция акцепторной примеси задается боль донорной. В результате диффузии дв' компонентной примеси получают расп деление концентраций акцепторной и норной примесей, показанное на р 1.61, б. Донорная примесь проник на большую глубину, так как коэффици* диффузии ее атомов больше, а акцепт иая примесь создает большую концент
цию у поверхности. Тип электропроводности пластины по 「 бине определяется разностью созданной концентрации акц торной и донорной примесей ^a ——^д (рис. 1.31,8). На участ! О ——％i и %2 ——％з акцепторная примесь преобладает над донора На участке %i ——х2 соотношение концентраций обратное. Tai образом, получаем полупроводниковую структуру транзистора т】 р-п-р с двумя р-п-переходами на границах раздела слоев. В силу тс что в слое базы распределение концентрации донорной примеси у вает по глубине, в ней создается ускоряющее поле для дырок, п
ходящих в направлении коллектора.
Принцип создания транзисторной структуры при диффуз онно-сплавной технологии подобен диффузионн Здесь создается аналогичное рис. 1.31, 6 распределение концентра!
вамивамисе汪 по глубине и в базе действует ускоряющее поле. Диффу- пРЙ^о-сплавные транзисторы также являются высокочастотными зй°? ВЬ1МИ транзисторами. Отличие их технологии изготовления APeM^qaeTCH в том, что диффузия акцепторной и донорной примесей заКЛ ствЛяется при вмавлении в исходный материал таблетки, пред- о'У ляющей собой сплав двухкомпонентной примеси. Преимущест- ста такой технологии являются меньшие требования к обработке ва ХНОСТи исходного материала и возможность получения более тонкого базового слоя. „ .
вами
вами
口о технологии, близкой к диффузионно-смавнои, изготовляют
онв^рсионные транзисторы, в которых в качестве исходного материала используют германий, содержащий донорную и акцепторную (медь) примеси. Содержание акцепторной примеси больше донорной, в связи с чем исходный материал является полупроводником р-типа. Медь обладает высоким коэффициентом диффузии й германии. Поэтому при проведении операции сплавления с целью создания эмиттерного слоя из близлежащей к нему области происходит диффузия атомов меди в эмиттерную область. В результате из слоя, примыкающего к эмиттеру, удаляется акцепторная примесь, вследствие чего происходит изменение типа электропроводности (конверсия) и создание базового /2-слоя. Этот метод позволяет получать тонкие базовые слои большой площади. Он нашел применение при изготовлении мощных высокочастотных транзисторов.
Эпитаксиальные транзисторы представляют собой разновидность транзисторов, получаемых с помощью диффузионной технологии. Их особенностью является малое объемное сопротивление коллекторного слоя, что существенно при работе транзисторов в импульсном режиме. Для получения малого сопротивления коллекторного слоя требуется низкоомный исходный материал (с большим содержанием примеси). Однако это приводит к образованию узкого коллекторного перехода, что увеличивает емкость коллекторного перехода и уменьшает пробивное напряжение. В эпитаксиальных транзисторах эти недостатки исключаются благодаря соз- 口анню на границе с коллекторным переходом высокоомного слоя (рис. 1.32).
Принцип создания таких слоев основан на явлении эпитаксии —— ориентированного наращивания полупроводникового слоя, структура которого повторяет структуру подложки. Для эпитаксиальНОГо наращивания чаще всего применяют газе фазные реакции восстановления в водороде чистого полупроводника из хлоридов ермания (кремния) с осаждением его на монокристаллическую под- :呼＜у полупроводника. В процессе наращивания в газовую фазу Д оавляют вещества, необходимые для легирования' создаваемого
°^ требуемой примесью до нужной концентрации.
м эпитаксиальных транзисторах типа п~р-п (рис. 1.32) исходным ТИп^иалом является низкоомная полупроводниковая пластина п- с打о『q3 которой наращивается высокоомный эпитаксиальный п- даю * ^атем методом последовательной или двойной диффузии соз- т базовый ^-слой и эмиттерный /?-слой.
Планарные транзисторы (рис. 1.33) выполняют^ технологии, наиболее полно отражающей современные достижей в производстве полупроводниковых приборов. Процесс создав планарных транзисторов сопровождается диффузией примесей в пл КуЮ (планарную) кремниевую пластину, осуществляемой локаль; т. е. с помощью защитных масок, полученных методами фотоли! графии. Выбор кремния/ для планарных транзисторов обусловь
Рис. 1.32. СтруктураРис. 1.32. Структураэпи-эпи-таксиального транзистора: / ——низкоомный коллекторный слой; 2 — эпитаксиальный высокоомный 72-слой: 3——базовый сдой; 4 — эмиттерный п-слойтаксиального транзистора: / ——низкоомный коллекторный слой; 2 — эпитаксиальный высокоомный 72-слой: 3——базовый сдой; 4 — эмиттерный п-слойРис. 1.33. Структура планар-： кого транзистора:j7 — слой двуокиси кремния SiO2|2 — металлизация базы; 3 — метал% лизация эмиттераjРис. 1.33. Структура планар-： кого транзистора:j7 — слой двуокиси кремния SiO2|2 — металлизация базы; 3 — метал% лизация эмиттераj
Рис. 1.32. Структура
Рис. 1.32. Структура
эпи-
эпи-
таксиального транзистора: / ——низкоомный коллекторный слой; 2 — эпитаксиальный высокоомный 72-слой: 3——базовый сдой; 4 — эмиттерный п-слой
таксиального транзистора: / ——низкоомный коллекторный слой; 2 — эпитаксиальный высокоомный 72-слой: 3——базовый сдой; 4 — эмиттерный п-слой
Рис. 1.33. Структура планар-： кого транзистора:j
7 — слой двуокиси кремния SiO2|
2 — металлизация базы; 3 — метал% лизация эмиттераj
Рис. 1.33. Структура планар-： кого транзистора:j
7 — слой двуокиси кремния SiO2|
2 — металлизация базы; 3 — метал% лизация эмиттераj
вается возможностью использования двуокиси кремния SiO2 ——ст( кого соединения для создания масок при проведении локально询 д^ фузии и защиты 卩-孔-переходов от влаги и агрессивной среды. Г верхностное окисление кремния является одной из составных о】 раций в производстве планарных транзисторов. Из других прекН ществ кремниевых транзисторов следует указать их меньш] стоимость по сравнению с германиевыми, а также возможность j боты при более высоких напряжениях и температурах. Планарн； технология позволяет изготовлять транзисторы групповым метод по 300—400 шт. на общей пластине при достаточно точном восп^ изведении требуемых параметров. Она нашла применение и в nf изводстве мощных транзисторов. ‘
Метод создания слоев транзисторной структуры по планарн технологии, как отмечалось, связан с локальной диффузией прямее Если в число операций при планарной технологии помимо диффуз входит эпитаксиальное наращивание слоев, то технология полу^ ется планарно-эпитаксиальной. Такое же назвав имеют соответственно и транзисторы. Планарная и планарно-эпигт сиальная технологии нашли широкое применение в производстве 2 тегральных макросам.
УНИПОЛЯРНЫЕ (ПОЛЕВЫЕ) ТРАНЗИСТОРЫ
К классу униполярных относят транзисторы, принц действия которых основан на использовании носителей заряда толь одного знака (электронов или дырок). Управление током в унш
X транзисторах осуществляется изменением проводимости к а- 5фН^ через который протекает ток транзистора под воздействием а Эпического поля. Вследствие этого униполярные транзисторы 鳴jot также полевыми.
на% способу создания канала различают полевые транзисторы с ереходом, встроенным каналом и индуцированным каналом.
W^/ние два типа относят к разновидностям МДП-т р а н з иc- т о Р 0 в,U°
Повышенный интерес к этим приборам обусловлен их высокой ологичностью, хорошей воспроизводимостью требуемых пара- р0В> а также меньшей стоимостью по сравнению с биполярными ^занзисторами. Из электрических параметров полевые транзисторы отличает их высокое входное сопротивление.
Транзисторы с р-п-переходом
Анализ работы полевого на его модели, показанной на
ции канал протекания тока транзистора представляет собой слой полупроводника 孔-ткпа, заключенный между двумя р-/?-переходами. Канал имеет контакты с внешними электродами прибора. Электрод, от которого начинают движение носители заряда (в данном случае электроны), называют и с- током, а электрод, к которому они движутся, — стоком. По-
транзистора с р-/?-переходом проведем рис. 1.34, а. В приведенной конструк
Рис. 1.34. Конструкция
Ж
5)
6)
лупроводниковые слои р-типа, образующие с /г-слоем два р-п~п^&- хода, созданы с более высокой концентрацией примеси, чем п~ сл°й. Оба р-слоя электрически связаны между собой и имеют об-
транзистора условные транзистора
полевого
с р-/г-переходом (а); обозначения полевого с р-/г-переходом и ка-
налом /г-типа (6)； с р-п-переходом иканалом p-типа (в)
迎吗 внешний электрод, мм 比 затвором, конструкцию имеют и Условные обозначения :
пов приведены Полярность
на рис.
,называе-
Подобную
полевые транзисторы с каналом р-типа. полевых транзисторов с каналами п- и р-ти- 1.34, б, в.
показана
внешних напряжений, подводимых к транзистору,
на рис. 1.34, а. Управляющее (входное) напряжение пода- ся ^ежДУ затвором и истоком. Напряжение U3n является обратным * обоих ^-«-переходов. В выходную цепь, в которую входит канал к^с^^СТ0Ра» включается напряжение (7СИ положительным полюсом изм^П^)аВЛЯГОШ'ие свойства транзистора объясняются тем, что при лре^ении напряжения L/3H изменяется ширина его /?-孔-переходов, 'тавляющих собой участки полупроводника, обедненные носи-
3—648
телями заряда. Поскольку р-слой имеет большую концентрацию : меси, чем /г-слой, изменение ширины р-/?-переходов происход] основном за счет более высокоомного /г-слоя (эффект модуляции рины базы). Тем самым изменяются сечение токопроводящего ка1 и его проводимость, т. е. выходной ток /с прибора.
Особенностью полевого транзистора является то, что на пров мость канала оказывает влияние как управляющее напряжение
Рис. 1.35. Поведение полевого транзистора с рнпереходом и /г-типа при подключении внешних напряжений: а — ^зи<0* Ucn = 0； 8— %м = 0, Ucm>0； в — ^Зи<°- /^>0Рис. 1.35. Поведение полевого транзистора с рнпереходом и /г-типа при подключении внешних напряжений: а — ^зи<0* Ucn = 0； 8— %м = 0, Ucm>0； в — ^Зи<°- /^>0
Рис. 1.35. Поведение полевого транзистора с рнпереходом и /г-типа при подключении внешних напряжений: а — ^зи<0* Ucn = 0； 8— %м = 0, Ucm>0； в — ^Зи<°- /^>0
Рис. 1.35. Поведение полевого транзистора с рнпереходом и /г-типа при подключении внешних напряжений: а — ^зи<0* Ucn = 0； 8— %м = 0, Ucm>0； в — ^Зи<°- /^>0
так и напряжение i7CK. Влияние подводимых напряжений на пров мость канала иллюстрирует рис. 1.35, а—в, где для простоты не казаны участки /г-слоя, расположенные вне 卩-孔-переходов.
На рис. 1.35, а внешнее напряжение приложено только- к вхо丿 цепи транзистора. Изменение напряжения Узи приводит к измене проводимости канала за счет изменения на одинаковую вели1 его сечения по всей длине канала. Но выходной ток /с = 0, поск ку 4" = о.
Рис. 1.35, 6 иллюстрирует изменение сечения канала при воз ствии только напряжения УСИ(УЗИ — 0). При Оси〉0 через кг протекает ток /с, в результате чего создается падение напряже возрастающее в направлении стока. Суммарное падение напряжс участка исток — сток равно t/CII. В силу этого потенциалы точек нала /г-типа будут неодинаковыми по его длине, возрастая в нап лении стока от нуля до UC№. Потенциал же точек р-области отн тельно истока определяется потенциалом затвора относительно тока и в данном случае равен нулю. В связи с указанным обрт напряжение, приложенное к р-孔-переходам, возрастает в направле от истока к стоку и р-п-переходы расширяются в направлении ст< Данное явление приводит к уменьшению сечения канала от ист к стоку (рис. 1.35, б). Повышение напряжения UcH вызывает ув« чение падения напряжения в канале и уменьшение его сечени! следовательно, уменьшение проводимости канала. При некот(| напряжении Ucn происходит сужение канала, при котором гран? обоих р-/г-переходов смыкаются (рис. 1.35, б) и сопротивление кг ла становится высоким. :
На рис. 1.35, 8 отражено результирующее влияние на канал og напряжений У3и и и©и. Канал показан для случая смыкания : переходов. -
р смотрим вольт-амперные характеристики полевых транзистор J п-/г-переходом. Для этих транзисторов представляют интерес РоВ да вольт-амперных характеристик: стоковые и стоко-затворные, ^ва т0к о вые (выходные) характеристики п о- в0г0 транзистора с р-п” переходом и к а на- "^м 孔-типа показаны на рис. 1.36. Они отражают зависимость л ° стока от напряжения сток — исток при фиксированном напря- 囁ии затвор ——исток /с= ^(^си)^ = const и представляются в виде Действа кривых. На каждой из ；тих кривых можно выделить три характерные области: / ——сильная зависимость тока /с от напряжения 〃 (нананвная область); // — слз- g23 зависимость тока /с от напряжения 儿叮；/// — пробой р-п-п^- хода.
乙盟/乙盟//0/088440510152?4加夕■0510152?4加夕■Рис. 1.36. Семейство стоковых (выходных) характеристик полевого транзистора с р'/г-переходом и каналом /г-типаРис. 1.36. Семейство стоковых (выходных) характеристик полевого транзистора с р'/г-переходом и каналом /г-типарассмотрим выходную характеристику полевого транзистора при U3sl = 0 (см. рис. 1.35, б). В области малых напряжений UCn (участок О——а) влияние напряжения 。©口 на проводимость канала незначительно, в связи с чем здесь имеется практически линейная зависимость /с 工 =F(UC^, По мере увеличения напряжения и^п (участок а——6) сужение токопроводящего канала оказывает все более существенное влияние на его проводимость, что прирассмотрим выходную характеристику полевого транзистора при U3sl = 0 (см. рис. 1.35, б). В области малых напряжений UCn (участок О——а) влияние напряжения 。©口 на проводимость канала незначительно, в связи с чем здесь имеется практически линейная зависимость /с 工 =F(UC^, По мере увеличения напряжения и^п (участок а——6) сужение токопроводящего канала оказывает все более существенное влияние на его проводимость, что приводит к уменьшению крутизны нарастания тока. При подходе к границе с участком // (точка б) сечение токопроводящего канала уменьшается до минимума в результате смыкания обоих р-/?-пере- ходов. Дальнейшее повышение напряжения на стоке не должно приводить к увеличению тока через прибор, так как одновременно с ростом напряжения Ucll будет увеличиваться сопротивление ка~ нала. Некоторое увеличение тока /с на экспериментальных кри- ВЬ1Х объясняется наличием различного рода утечек и влиянием налуН°Г° электРического поля в 卩-孔-переходах, прилегающих к ка-
乙盟/
乙盟/
/0
/0
8
8
4
4
0510152?4加夕■
0510152?4加夕■
Рис. 1.36. Семейство стоковых (выходных) характеристик полевого транзистора с р'/г-переходом и каналом /г-типа
Рис. 1.36. Семейство стоковых (выходных) характеристик полевого транзистора с р'/г-переходом и каналом /г-типа
рассмотрим выходную характеристику полевого транзистора при U3sl = 0 (см. рис. 1.35, б). В области малых напряжений UCn (участок О——а) влияние напряжения 。©口 на проводимость канала незначительно, в связи с чем здесь имеется практически линейная зависимость /с 工 =F(UC^, По мере увеличения напряжения и^п (участок а——6) сужение токопроводящего канала оказывает все более существенное влияние на его проводимость, что при
рассмотрим выходную характеристику полевого транзистора при U3sl = 0 (см. рис. 1.35, б). В области малых напряжений UCn (участок О——а) влияние напряжения 。©口 на проводимость канала незначительно, в связи с чем здесь имеется практически линейная зависимость /с 工 =F(UC^, По мере увеличения напряжения и^п (участок а——6) сужение токопроводящего канала оказывает все более существенное влияние на его проводимость, что при
Участок III резкого увеличения тока /с характеризуется лавин- § F пробоем области р-/?-переходов вблизи стока по цепи сток ——
^Р・ Напряжение пробоя соответствует точке в.
ка Рил°жение к затвору обратного напряжения вызывает сужение Позт"' (см. рис. 1.35, а) и уменьшение его исходной проводимости. Рнх^мУ начальные Участки кривых, соответствующих большим нап- (рИс 1И™ на затворе, имеют меньшую крутизну нарастания тока емнь；м *ЗЬ ” Ввиду наличия напряжения t/3n перекрытие канала объ- щем зарядам /小переходов (см. рис. 1.35, в) происходит при мень- пряжении и границе участков / и II будут соответствовать
меньшие напряжения сток — исток. Напряжениям перекр^ канала соотв етств у ют абсциссы точек пер есечения стоковых ха теристик с пунктирной кривой, покзззнной на рис* 1*36, При 広 тих напряжениях наступает и режим пробоя транзистора по j сток — затвор. ；
Важным параметром полевого транзистора является напряж( на затворе, при котором ток стока близок к нулю. Оно соответст
характеристика полевого транзистора с р-п-переходом ихарактеристика полевого транзистора с р-п-переходом иканалом п-типаканалом п-типанапряжению запирания прибора по 瀆 затвора и называется напряже! ем запирания или отсе ч| Узи0. Числовое значение ^?^。 ра напряжению &乳 в точке б волы| перной характеристики при °зи 耳 Поскольку управление выход! током полевых транзисторов прои| дится напряжением входной цепи, | них представляет интерес так назы| мая переходная или стоко-затвор] вольт-амперная характеристика. С | ко-затворная характе! стика полевого тр анзи тора показывает зависимость 胃 стока от напряжения затвор —— иа при фиксированном напряжении сто^
характеристика полевого транзистора с р-п-переходом и
характеристика полевого транзистора с р-п-переходом и
каналом п-типа
каналом п-типа
исток: /с =尸(/JUcLconst. При?
ный вид этой характеристики пок』 на рис. 1.37. Стоко-затвориая хап теристика связана с выходными xad
тер истинами полевого транзистора и может быть построена по н9 Основными параметрами полевого транзистора являются: мату мальный ток стока /стах, максимальное напряжение стока 〃©乳 J напряжение отсечки 少？】^, внутреннее сопротивление гь крутизнД входное сопротивление г№ а также межэлектродные емкости 理 вор — исток С3и, затвор — сток С3с и сток — исток Сси. fl Максимальное значение тока стока IM соответствует его значению в точке в на выходных характеристик (при。3研 ~ 0). Максимальное значение напряЛ НИЯ СТОК - — ИСТОК U^k max выбирают в 1,2—1,5 раза мен Л напряжения пробоя участка сток —— затвор при Узи = 0. Н а п д ж е н и ю отсечки 4出 соответствует напряжение на затв| при токе стока, близком нулю. Внутреннее сопрот 蜀
「_ % II
л е н и е rz — J。—{ транзистора характеризует Harf
выходной характеристики на участке II (см. рис. 1.36). К р у т ш н а стоко-затворной характеристики > = ——отй
а^зм !t/CI1=const S жает влияние напряжения затвора на выходной ток транзистор Крутизну 5 находят по стоко-затворной характеристике прибо] (рис. 1.37). Входное сопротивление 々区=d力/0 681
6叩°*6叩°*стора определяется сопротивлением 卩-孔-переходов, смешенных ТР嘈атном направлении. Входное сопротивление полевых транзис- в °°Р с ^-/2-переходом довольно велико, что выгодно отличает их от т*%р；ь【х транзисторов. Межэлектродные емкости
6叩°*
6叩°*
；Сз связаны главным образом с наличием в приборе 卩-孔-иере- лП0Б рис. 1.34), примы-
ЛЛCL)CL)Рис.Рис.1.38. Схема замещения полевого1.38. Схема замещения полевоготранзистора с р-/г-переходом в области высоких («) и низких (6) частоттранзистора с р-/г-переходом в области высоких («) и низких (6) частот:篇經 соответственно к истоку и. стоку-
Л
Л
CL)
CL)
Рис.
Рис.
1.38. Схема замещения полевого
1.38. Схема замещения полевого
транзистора с р-/г-переходом в области высоких («) и низких (6) частот
транзистора с р-/г-переходом в области высоких («) и низких (6) частот
У Полевые транзисторы с р-
п переходом выпускаются на т0КИ /с до 50 мА и напряжения 50 в. Приведем типичные качения параметров этих транзисторов: ^зио = °，8+ 10 В, 广=0,02+ 0,5 МОм，S = 0,3+ J- 7 мА/B, гвХ н + Ю9 Ом, Сзи = Сен = 6+ 20 口 ①,= = 2+8 口 ①.
В Л ИВ Л Итуры__параметры рассматриваемого класса транзисторов обусловливаетсятуры__параметры рассматриваемого класса транзисторов обусловливаетсяя н и е темпера- на характеристики и
В Л И
В Л И
туры__
параметры рассматриваемого класса транзисторов обусловливается
туры__
параметры рассматриваемого класса транзисторов обусловливается
I температурными зависимостями контактной разности потенциалов 1 (ро и подвижности носителей заряда (электронов или дырок).
Величина(р0 фактически является одной из составляющих напряжения обратносмещенных 卩-孔-переходов. Изменение(р0 в зависимости от температуры приводит к изменению напряжения на переходах и их ширины, а следовательно, к изменению сечения токопроводящего канала и его проводимости. С ростом температуры контактная разность потенциалов (р0 уменьшается (см. § 1.2), что сказывается на увеличении сечения канала и повышении его проводимости. Вследствие уменьшения подвижности носителей заряда (см. §1.1) проводимость канала уменьшается с повышением температуры.
Схема замещения полевого транзистора с 卩-孔-переходом показана ；：рис. 1.38, а. Она характеризует работу транзистора на участкеВыходных характеристик для переменных составляющих тока и спряжения. При ее построении были использованы следующие со- наРаження. Ток прибора на участке II определяется напряжением за ‘атворе (входе) и крутизной, в связи с чем в выходную цепь схемы ^广‘迎‘“以只 введен источник тока SuBx. Параллельно источнику тока - а^ено сопротивление гг, учитывающее влияние напряжения стока Тр прибора. Величины С3и, Сзс, Сси отражают влияние межэлек- дл^н^ емкостей на работу транзистора в области высоких частот. Ппм °6мастн низких частот схема замещения полевого транзистора ринимает вид, показанный на рис. 1.38, б.Схема замещения полевого транзистора с 卩-孔-переходом показана ；：рис. 1.38, а. Она характеризует работу транзистора на участкеВыходных характеристик для переменных составляющих тока и спряжения. При ее построении были использованы следующие со- наРаження. Ток прибора на участке II определяется напряжением за ‘атворе (входе) и крутизной, в связи с чем в выходную цепь схемы ^广‘迎‘“以只 введен источник тока SuBx. Параллельно источнику тока - а^ено сопротивление гг, учитывающее влияние напряжения стока Тр прибора. Величины С3и, Сзс, Сси отражают влияние межэлек- дл^н^ емкостей на работу транзистора в области высоких частот. Ппм °6мастн низких частот схема замещения полевого транзистора ринимает вид, показанный на рис. 1.38, б.на токна токВлияние температуры на характеристики и параметры полевого транзистора оказывается достаточно сложным и по-разному проявляется в конкретных типах приборов этого класса. Температурные зависимости характеристик и параметров транзисторов приводятся в справочниках.
Схема замещения полевого транзистора с 卩-孔-переходом показана ；：рис. 1.38, а. Она характеризует работу транзистора на участке
Выходных характеристик для переменных составляющих тока и спряжения. При ее построении были использованы следующие со- наРаження. Ток прибора на участке II определяется напряжением за ‘атворе (входе) и крутизной, в связи с чем в выходную цепь схемы ^广‘迎‘“以只 введен источник тока SuBx. Параллельно источнику тока - а^ено сопротивление гг, учитывающее влияние напряжения стока Тр прибора. Величины С3и, Сзс, Сси отражают влияние межэлек- дл^н^ емкостей на работу транзистора в области высоких частот. Ппм °6мастн низких частот схема замещения полевого транзистора ринимает вид, показанный на рис. 1.38, б.
Схема замещения полевого транзистора с 卩-孔-переходом показана ；：рис. 1.38, а. Она характеризует работу транзистора на участке
Выходных характеристик для переменных составляющих тока и спряжения. При ее построении были использованы следующие со- наРаження. Ток прибора на участке II определяется напряжением за ‘атворе (входе) и крутизной, в связи с чем в выходную цепь схемы ^广‘迎‘“以只 введен источник тока SuBx. Параллельно источнику тока - а^ено сопротивление гг, учитывающее влияние напряжения стока Тр прибора. Величины С3и, Сзс, Сси отражают влияние межэлек- дл^н^ емкостей на работу транзистора в области высоких частот. Ппм °6мастн низких частот схема замещения полевого транзистора ринимает вид, показанный на рис. 1.38, б.
на ток
на ток
МДП-транзисторы1
В отличие от полевых транзисторов с р-п-переходом, в кот(1 затвор имеет непосредственный электрический контакт с близлежгЯ областью токопроводящего канала, в МДП-т ранзистоД затвор изолирован от указанной области слоем диэлектрика. По 1 причине МДП-транзисторы относят к классу полевых транзиста ■с изолированным затвором.|
МДП-транзисторы (структура металл —— диэлектрик —— полуп водник) выполняют из кремния. В качестве диэлектрика использ!
無無應恶匿庭
а)力8)г)刃刃 .
Рис. 1.39. Условные обозначения МДП-транзисторов со встроенным каналом «-типа (а), р-тнпа (6) н выводом от подложки (@; с индуцированным каналом «-типа (г), р-типа (0) и выводом от подложки (е)
юкисел кремния SiO2. Отсюда другое название этих транзистором МОП -транзисторы (структура металл — окисел ——полу Л бодник). Наличие диэлектрика обеспечивает высокое входное сом тавление рассматриваемых транзисторов (1012—1014 Ом). V
Принцип действия МДП-транзисторов основан на эффекте иД чтения проводимости приповерхностного слоя полупроводника Л границе с диэлектриком под воздействием поперечного электричесifl поля. Приповерхностный слой полупроводника является токопрм дящим каналом этих транзисторов, МДП-транзисторы выполнЯ двух типов — со встроенным и с индуцированным каналом. Я
МДП-транзисторы представляют собой в общем случае четым электродный прибор. Четвертым электродом (подложкой), выпЗ няющнм вспомогательную функцию, является вывод от подлоЛ исходной полупроводниковой пластины. МДП-транзисторы мои быть с каналом п- или р-типа. Условные обозначения МДП-транЛ торов показаны на рис. 1.39,仪一е. 才
Рассмотрим особенности МДП-транзисторов со встроенным Я налом. Конструкция такого транзистора с каналом n-типа показ^ на рис. 1.40, а, В исходной пластине кремния р-типа с помощью 入胃 ©узионной технологии созданы области истока, стока и канала п-ти| Слой окисла SiO2 выполняет функции защиты поверхнос! близлежащей к истоку и стоку, а также изоляции затвора от кана! Вывод подложки (если он имеется) иногда присоединяют к исто^
Стоковые (выходные) характеристики п| левого транзистора с о встроенным канале! л- т и п а для случая соединения подложки с истоком показаны I рис. 1.40, 6. По виду эти характеристики близки к характеристик! полевого транзистора с р-п-переходом. Рассмотрим характеристи! при /к н °，что соответствует соединению затвора с истоком. ВнЦ
8
1Пряжение приложено к участку исток — сток положительным ом к стоку. Поскольку (73и = 0, через прибор протекает ток, ?ляемый исходной проводимостью канала. На начальном уча- j—a, когда падение напряжения в канале мало, зависимость )близка к линейной. По мере приближения к точке 6 падение Жения в канале приводит ко все более существенному влиянию
工с，мА%, ма工с，мА%, маРис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а); семейство его стоковых характеристик (6)； стоко-затворная характеристика (е)Рис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а); семейство его стоковых характеристик (6)； стоко-затворная характеристика (е)
工с，мА%, ма
工с，мА%, ма
Рис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а); семейство его стоковых характеристик (6)； стоко-затворная характеристика (е)
Рис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а); семейство его стоковых характеристик (6)； стоко-затворная характеристика (е)
его сужения (пунктир на рис. 1.40, а) на проводимость канала, что уменьшает крутизну нарастания тока на участке а——6. После точки 6 токопроводящий канал сужается до минимума, что вызывает ограничение нарастания тока и появление на характеристике пологого участка //.
Покажем влияние напряжения затвор ——исток на ход стоко- внх характеристик.
В случае приложения к затвору напряжения (J73h< 0) поле затвора оказывает отталкивающее действие на электроны ——носители заряда в канале, что приводит к уменьшению их концентрации в канале и проводимости канала. Вследствие этого стоковые характерис- :;ки при U311V 0 располагаются ниже кривой, соответствующей ^зн = 0. Режим работы транзистора (t/3H< 0), при котором происходит уменьшение концентрации заряда в канале, называют р е ж и- му обеднения.
口рк подаче на затвор напряжения Озн〉0 поле затвора притя- увает электроны в канал из p-слоя полупроводниковой пластины, концентрация носителей заряда в канале увеличивается, что соот- в：тствует режиму обогащения канала носителями. Про- Димость канала возрастает, ток /с увеличивается. Стоковые харак- =р*стаки при U^> 0 располагаются выше исходной кривой (J73H =
вви8"" транзистора имеется предел повышения напряжения Uc3 3@丁金丫 наступления пробоя прилежащего к стоку участка сток — °Р・ На стоковых характеристиках пробою соответствует дости-
、71
жение некоторой величины 1^си.пр (область ///). В случае J73J напряжение U©? увеличивается, в связи с чем при UguV 0 пр® наступает при меньшем напряжении (7СП. ]
Рис. 1.41. КонструкцияРис. 1.41. КонструкцияМДП-транзистора с индуцированным каналом п-|МДП-транзистора с индуцированным каналом п-|Примерный вид стоко-затворной характерис к и транзистора с о встроенным каналом* люстрирует рис. 1.40, в. Ее отличие от стоко-затворной характе.
Рис. 1.41. Конструкция
Рис. 1.41. Конструкция
МДП-транзистора с индуцированным каналом п-|
МДП-транзистора с индуцированным каналом п-|
(а)； семейство.его стоковых характеристик (6)； стоко-затворная. характеристика (в)
тики транзистора с р-п-переходом (см. рис. 1.37) обусловлено j можностью работы прибора как при U5n v 0 (режим обеднеш так и при U^> 0 (режим обогащения). |
Конструкция МДП-транзистора с индуцированным каналол| типа показана на рис. 1,41, а. Канал проводимости тока здесь | циально не создается, а образуется (индуцируется) благодаря п току электронов из полупроводниковой пластины в случае прй жения к затвору напряжения положительной полярности di сительно истока. За счет притока электронов в приповерхщ
ном слое происходит изменение электропроводности полупроводнй
т. е. индуцируется токопроводящий канал и-типа, соединяю:
Стоковые (выходные)Стоковые (выходные)области стока и истока. Проводимость канала возрастает с повы нием приложенного к затвору напряжения положительной noj ности. Таким образом, транзистор с индуцированным каналом? ботает только в режиме обогащения. |
Стоковые (выходные)
Стоковые (выходные)
лев ого наломлев ого наломтранзистора странзистора схарактеристики ： индуцированным：;
лев ого налом
лев ого налом
транзистора с
транзистора с
鼠в鼠в介 т и и а приведены на рис. I.4I, 6. Они близки по 耳
鼠в
鼠в
аналогичным характеристикам транзистора со встроенным кан® и имеют тот же характер зависимости /с = F(U©力.Отличие зак
чается в том, что управление током транзистора осуществляется if ряжением одной полярности, совпадающей с полярностью напря| ния f/CH. Ток /с равен нулю при 〃зи = 0, в то время как в тран| торе со встроенным каналом для этого необходимо изменить по* ность напряжения на затворе относительно истока. Вид с?
о_3атворной характеристики транзистора с кндуЦированным каналом показан на рис. 1.41,8.
* МДП-транзисторы обоих типов выпускаются на тот же диапазон оВ и напряжений, что и транзисторы с р-п-переходом. Примерно т °卤 хе порядок величин имеют крутизна S и внутреннее сопро- т ление 勺.Что касается входного сопротивления и межэлектродных остей, то МДП-транзисторы имеют лучшие показатели, чем транзисторы с р-п-переходом. Как указывалось, входное сопротивление них составляет Ю12——10^ 0M. Значение межэлектродных емкостей ^е превышает: для Сзи, Сси —10 п①，для Сэс ——2 口①* Схема замещения мДП-транзисторов аналогична схеме замещения полевых транзисторов с р-/7-переходом (см. рис. 1.38).
МДП-транзисторы широко применяются в интегральном исполнении. Микросхемы на МДП-транзисторах обладают хорошей технологичностью, низкой стоимостью, способностью работы при более высоком напряжении питания, чем микросхемы на биполярных тран
зисторах.
ТИРИСТОРЫ
Тиристор ——это четырехслойный полупроводниковый прибор, обладающий двумя устойчивыми состояниями: состоянием низкой
проводимости (тиристор закрыт) и состоянием высокой проводимости (тиристор открыт). Перевод тиристора из закрытого состояния в открытое в электрической цепи осуществляется внешним воздействием на прибор. К числу факторов, наиболее широко используе-
1.42.
Рис.
Условные динистора тиристора тиристора
тиристоров: рационного рационного
обозначения (а), одноопе- (6), двухопе- (в), фототи-
мнх для отпирания тиристоров, относится воздействие напряжением (током) или светом (фототиристоры).
Основными типами являются
Диодные (рис. 1.42,а) и триодные (Рис. 1.42, 6—*
'В д и о д н
ристора (г), симистора (О)
прибора из
ы х т и
тиристоры,р и с т о р а
X
закрытого состояния вмежду анодом и ]
(д и н и с т о р а х) j открытое связан с катодом достигает
переход тем, что некоторой В т р и- прибора
напряжение
граничной величины, являющейся параметром прибора.
0 дн ы х тиристорах управление состоянием производится по цепи третьего ——управляющего электрода. По "епи управляющего электрода при этом могут выполняться либо :厶на, либо две операции изменения состояния тиристора. В зависи- 0℃тн от этого различают одно- и двухоперационные тиристоры. В Днооперационных тиристорах (рис. 1.42,6) по и” управляющего электрода осуществимо только отпирание ти・
* °т°ра・ С этой целью на управляющий электрод подается положи-
тельный относительно к я то да импульс напряжения. Ззпирание од^ операционного тиристора, а также динистора производится по 口冠 анода изменением полярности напряжения анод — катод. Д в у операционные тиристоры допускают по цепи упра ляющего электрода как отпирание, так и запирание прибора. Д“ запирания на управляющий электрод подается отрицательный 国
пульс напряжения. В фототиристорах (рис. 1.42, г) отпирание прибора производит-
ся с помощью светового пульса.
им-
t万乐
W А
万
4
Л
%
州
(+)
川" "/% % % "2
Р
О-
儿?卄电& 11 Г
汽
L24^
%
^~鳶?П詞
к
УЗ
Рис. 1.44. Составляющие токов в tj ристоре при включении внешних н. пряжений
Рис. 1.43. Полупро-водниковая структуратиристора
Все перечисленные приборы выполняют функцию бес контактного ключа, обладающего односторонней проводимостью тока. Прибор^ позволяющий проводить ток в обоих направлениях, называют с и И метричным тиристором (с им и стор ом). По своем^ назначению симистор (рис. 1.42, d) призван выполнять функции дву; обычных тиристоров (рис. 1.42т 6), включенных встречно-параллельно
Анализ принципа действия указанных типов тиристоров проведек следующим образом. Достаточно подробно рассмотрим работу 0nHо； операционного тиристора (рис. 1.42, б), как наиболее распространенного, а для других типов покажем их особенности. ■)
Тиристор представляет собой четырехслойную полупроводников вую структуру типа р-п-р-п с тремя р-п-переходами (рис. 1.43), Й которой ^-слой выполняет функцию анода, а /?2-слой ——к а- т о д а. Управляющий электрод связан с р2~слоем структуры. Основ'； ной материал в производстве тиристоров ——кремний. Четырехслой-^ на я структура обычно создается по диффузионной технологии. Исходным материалом является кремниевая пластина n-типа толщиной^ 70—600 мкм (в зависимости от типа тиристора). Вначале методом； диффузии акцепторной примеси с обеих сторон пластины создают транзисторную структуру типа р^гг^р» Затем после локальной обработки поверхности р2-слоя вносят донорную примесь в р2-слой для получения четвертого п2-слоя.
длЯ удобства изучения процессов, протекающих в тиристоре, ^тавим его в виде структуры, изображенной на рис. 1.44. Рас- 叫трение проведем с помощью вольт-амперной характеристики ти- с^ст^ра (Рис- L45) при включении внешних напряжений в соответ- ?тв00 c рис. 1.44]。
рассмотрим обратную ветвь вольт-амперной характе- нсткки тиристора, которая снимается при токе управления /у = 0. Обратному напряжению тиристора (£< 0, Uan V。)соответствует
Рис. 1.45. Вольт-амперная характеристика тиристораРис. 1.45. Вольт-амперная характеристика тиристораподключение внешнего напряжениЯ отрицательным полюсам к аноду и положительным — к катоду. Полярность напряжения на тиристоре и его распределение по переходам структуры показаны на рис. 1.44 без скобок.
Рис. 1.45. Вольт-амперная характеристика тиристора
Рис. 1.45. Вольт-амперная характеристика тиристора
тиристора концентрация при-те я достаточно высокой потиристора концентрация при-те я достаточно высокой поПриложение обратного напряжения к тиристору вызывает смещение среднего перехода П2 в прямом направлении, а двух крайних переходов и /73 — в обратном. Переход П2 открыт, и падение напряжения на нем мало. Поэтому можно предположить, что обратное напряжение Иь распределяется главным образом по переходам 必 и 〃з・ Однако в процессе изготовле меси в р2- и /?2-слоях обеспеч
тиристора концентрация при-те я достаточно высокой по
тиристора концентрация при-те я достаточно высокой по
сравнению с концентрацией в 卩厂 и 〃广 слоях и переход П3 получается узким. С приложением обратного напряжения переход 〃з вступает в режим электрического пробоя при напряжении, существенно меньшем рабочих напряжений U“ Обратное напряжение, по существу； прикладывается к переходу П^ т. е. обратная ветвь вольт-амперной характеристики тиристора (рис. 1.45) представляет собой обратную бе加8b вольт-амперной характеристики перехода 〃[•
Таким образом, способность тиристора выдерживать обратное напряжение возлагается на р-/г-переход /7「Проведенный в § 1.2 анализ обратной ветви вольт-амперной характеристики диода цели- 我ом применим к этому р-/г-переходу. В частности, здесь аналогично Решается задача получения лавинной характеристики для защиты тиристора от перенапряжений.
Проанализируем поведение тиристора при подведении к нему напряжения в прямом направлении (Е> 0, t/aK > 0). Полярность внепшего напряжения на тиристоре и переходах струк- турн показана на рис. 1.44 в скобках. Крайние переходы Пь 〃з сме- Щаьотся в прямом направлении, а средний переход 〃2 ——в обратном.
связи с этим напряжение на приборе оказывается приложенным рактически к переходу 〃2・ Вначале рассмотрим случай отсутствия ока управления (/у 工 0). Этот режим, как и предыдущий, справед- 』ив и для динистора.
Анализ процессов в тиристорепри Ua笈 > 0 удобно проводи воспользовавшись так называемой двухтранзисторН] аналогией. При наличии на тиристоре напряжения в пря^ направлении его можно представить в виде двух транзисторов ти! р-^-р и п-р-п: транзистора 7\ типа ргпгр2 и транзистора Т2 ti П2~рг^1 (см. рис. 1.44). Эмиттерным переходом для первого транз тора является переход /7Й для второго транзистора Т2 — пере; 〃з，Переход /72 служит общим коллекторным переходом обоих тр； зисторов. При этом полярность напряжений на переходах соотв ствует той, какая требуется для работы обоих транзисторов в у лительном режиме: эмиттерные переходы смещены в прямом напр, лении, а коллекторный ——в обратном.
Представив тиристор в виде сочетания транзистора 7\ с коэфс циентом передачи тока и током эмиттера /Э1 и транзистора Т; коэффициентом передачи тока а2 и током эмиттера /э2, нетрудно г казать составляющие тока в приборе (см. рис. 1.44). Составляют, (!——а))/э! ~ это ток базы транзисторз 7\, составляющая а!/э1 ток коллектора этого транзистора. Токи транзистора Т【обусловлю главным образом движением дырок через /?「6азу・ В транзисторе ток переносится в основном электронами (пунктирные стрелки рис. 1.44). Его составляющие (показаны на рис. 1.44 сплошными 工 ниями) представляют собой: (!—— а2)/э2 —— ток базы, 々2/92 —— « коллектора. Поскольку коллекторный переход смещен в обратн| направлении, через него протекают также составляющие, обусла ленные неосновными носителями заряда: дырки /2гобласти создав ток Цру электроны ^2-области — ток /нп. Токи 1^р и /вп образуй
суммарный ток /w (см. рис. 1.44).
прямую ветвь вольт-ампер^ зависимость к оэ Примерный вид этой завис! значение коэффициента а2 епрямую ветвь вольт-ампер^ зависимость к оэ Примерный вид этой завис! значение коэффициента а2 еОдним из фэкторов, влияющих на характеристики тиристора, является фи циентов «! и а2 от тока, мости показан на рис. 1.46. Большее
прямую ветвь вольт-ампер^ зависимость к оэ Примерный вид этой завис! значение коэффициента а2 е
прямую ветвь вольт-ампер^ зависимость к оэ Примерный вид этой завис! значение коэффициента а2 е
той, а р2-базу ——тонкой.той, а р2-базу ——тонкой.сравнению с а( объясняется меньшей толщиной р2-базы по сравнен^ с Ирбазой (см. риз 1.44). В связи с этим /г^-базу часто называют то%
той, а р2-базу ——тонкой.
той, а р2-базу ——тонкой.
4力4力Рис. 1.46. Зависимость коэффициентов а2 и а3 от токаРис. 1.46. Зависимость коэффициентов а2 и а3 от токаТребуемая зависимость коэффициентов《 от тока создается в процессе изготовлен!- приборов. Так, например, широко прим няется шунтирование перехода 〃з， 口彳 приводит к уменьшению эффективное^ эмиттера транзистора Т2 H коэффициент! *2 в области малых токов* 审
4力
4力
Рис. 1.46. Зависимость коэффициентов а2 и а3 от тока
Рис. 1.46. Зависимость коэффициентов а2 и а3 от тока
После выяснения составляющих tokq： тиристора и установления зависимости кс эффициентов а от тока можно рассмо^ реть прямую ветвь вольт-амперной харак теристики прибора (рис. 1.45). ]
На начальном участке 0——6, соответс^ вующем малым значениям прямого напря* жения Uа， ток /а мал. Коэффициенты ct| и а? близки к нулю. Близки к нулК
составляющие токов осА/э1 и ос2/Э2 перехода П2. Ток т’к переход П2, а следовательно, и ток через тиристор /а ГЕет равен току 厶，т. е. в данном случае будет опреде- "；bcw обратным (теплсвым) током /к0 перехода 〃2・ Таким образом, ^чайный участок 0~б прямой ветви вольт-амперной характерис- *' “ тиристора представляет собой обратную ветвь вольт-амперной Характеристики р-п-перехода П 2, смещенного 8 обратном напрае- лени^
口 о мере роста анодного напряжения, а следовательно, и на пр я- 必ения на коллекторном переходе увеличиваются ток /к и анодный ток через тиристор. Причина возрастания тока /к связана, как известно, с увеличением тока утечки по поверхности перехода и умножением в нем носителей заряда. Увеличение тока через прибор сопровождается повышением коэффициентов а〕 и а才 С некоторого значения тока /а необходимо учитывать составляющие токов транзисторов a3t и ос2/Э2Т протекающие через коллекторный переход. Вследствие того что повышение напряжения Ua приводит к увели- нению тока /к, а также составляющих 仪人抬 а2/Э2, на вольт- .амперной характеристике появляется участок б~в с более сильной зависимостью тока /а от напряжения Ua・
Ток /а можно найти, определив ток /п2, протекающий через коллекторный переход:
/口2 н а1^Э1 + а2^Э2 + 'к・ (L40)
С учетом того, что в любом сечении прибора при /у — 0 протекает один и тот же ток /а(/П2 = /Э1 = /Э2 二 /а), соотношение (L40) приобретает вид
откудаоткудаи2 =厶=(% + 仪2)/а + 厶，и2 =厶=(% + 仪2)/а + 厶，аа1 一®+出)1 一®+出)(1.41)(1.42)(1.41)(1.42)
откуда
откуда
и2 =厶=(% + 仪2)/а + 厶，
и2 =厶=(% + 仪2)/а + 厶，
а
а
1 一®+出)
1 一®+出)
(1.41)
(1.42)
(1.41)
(1.42)
Вьфажение (1.42) подтверждает наличие участков 0~б и 6—8 на вольт-амперной характеристике тиристора. При малых на пр я- *еним 〃а и токе /а (участок 0——6) сумма коэффициентов передачи тока сц + 々2^ 0，анодный ток /а^ /к. На участке б ~ в ток /а возрастает за счет увеличения тока /к и суммы at + а2, которая, ОДнако, не достигает единицы на этом участке.
1очка 8 является граничной, в которой создаются условия для :тпирання тиристора. Напряжение на приборе в точке в называется ап ряжен и ем переключения f/nep.
^ассмотрим более подробно процесс перехода тиристора из зак? itofo состояния в открытое (участок 8—е). При этом объясним сущ- 咒а；' “вУх явлений, связанных с отпиранием прибора: 1) уменьшение по/ЯЖения На переходе 〃2 〃 тиристоре', 2) действие внутренней ^^Жительно^ обратной связи в приборе, благодаря которой процесс 'ет скачкообразный характер.
Причиной перехода тиристорз из закрытого состояния в открыт； является повышение роли состэвляющих а"》]и ос2/Э2 и соответс венно их суммы (at + а2)/а в токе через переход П* по сравнен^ с током /к. По мере приближения к точке 6 увеличение тока чер прибор происходит главным образом за счет составляющих aj и 々2厶2, а не за счет увеличения тока /к ~ /к0, вызываемого пов] шением напряжения на переходе 〃2・ В точке в роль составляющ! а"з1 и 仪2厶2 и их суммы (оц + 々2〃 а столь значительна в балан； составляющих токов (1.41), протекающих через переход П^ что дал нейшее увеличение тока /а возможно лишь за счет уменьшения Toi /к, а следовательно, уменьшения обусловливающего этот ток напр жен и я на переходе 方2 H тиристоре U@ (отпирание прибора).
Уменьшение напряжения на переходе объясняется тем, что ув личение составляющих токов 仪/川 и а3/э2 через переход П2 вызывав увеличение потока электронов в пгбазу и дырок в р2-базу и соотве ственно появление в базах избыточных носителей заряда, снижав щих потенциальный барьер коллекторного перехода. Одновременц с этим избыточные носители зар яда в базах снижают потенциальнь] барьеры эмиттерных переходов 力！ и /73, вызывая дополнительну! инжекцию носителей заряда. Это приводит к еще большему возрас танию коэффициентов а^ и ос?区 заполнению носителями зарядов о& их баз тиристора. В приборе действуе! внутренняя положительна^ обратная связь, приводящая к лавинообразному развитию процесс! его отпирания.|
Участок г——д соответствует открытому состоянию тиристора. В точке z напряжение на переходе /72 равно нулю, ток /к =0, сум^ коэффициентов оц + о^ = L Ток через переход П2 равен сумме сс"
тавляющих aJs и ct2/32. Напряжение на приборе U& в точке г равН
сумме напряжений на переходах /7〕и /73, смещенных в прямом naif равлении.j
При перемещении по кривой от точки г к точке д ток через тирн《 тор возрастает, что увеличивает коэффициента оц и 仪之，а также 甯 сумму (с%! + 々2> 1)。 Баланс составляющих токов через коллектор" ный переход достигается изменением полярности напряжения н： переходе П2 («переполюсовка» коллекторного перехода на рис. 1.44] вследствие чего ток /к изменяет направление. Иными словами, кол лекторньш переход под действием избыточных зарядов — дырок р2-базе и электронов в /г^базе, создаваемых потоками носителей со ответственно первого и второго транзисторов, переводится в пре водящее состояние, обеспечивая встречную инжекцию носителе!, заряда (ток /к теперь уже не является обратным током коллекторного переходаМ
Таким образом, коллекторный ток /к играет существенную ролЕ в работе тиристора, обеспечивая баланс составляющих токов чере^ коллекторный переход. Необходимая величина /储 устанавливается благодаря изменению на пр яжения на коллекторном переходе 口。口 действием зарядов, накапливаемых в базах тиристора.：
На участке a——d все три р-n-пер входа прибора находятся под прямым напряжением смещения. Напряжения на переходах 〃仃 П3 про 78
S
no знаку напряжению на переходе 〃2・ В связи с этим жения на приборе (0,75—1,5 В) примерно равно падению а одном, переходе (как 8 диоде). Увеличение падения а тиристоре при движении по кривой от точки г к точке повышением напряжения на переходах и ростом па- ения в слоях полупроводниковой структуры с увеличением тока”
/н + а/у/н + а/у&] — (% + а2)&] — (% + а2)(1.43)(1.43)рассмотрим поведение тиристора при наличии тока управления U >0)・ С этой целью получим выражение для его анодного тока. jlpH /у> 0 также справедливо выражение (1.40), определяющее ток коллекторного перехода по его составляющим. Как и в предыдущем сЛучае, /П2 =厶1 =厶，но в ток /э2 будет входить /у, поэтому /э2 = =%+ /у・ С учетом приведенных соотношений решение (1.40) относ итбльно / а. пает、
/н + а/у
/н + а/у
&] — (% + а2)
&] — (% + а2)
(1.43)
(1.43)
В соответствии с выражением (1.43) ток управления приводит к более крутому нарастанию анодного тока. Это связано, во-первых, с наличием в числителе выражения (1 = 43) составляющей ос2/у и, во- вторых, с большим значением коэффициента 々2 вследствие возрастания тока /э2 на величину тока управления. Ввиду появления дополнительной составляющей а2/у в токе коллекторного перехода и повышения коэффициента а2 переключение тиристора из закрытого состояния в открытое происходит при меньшем напряжении на приборе (см. рис. 1 45). Процесс, связанный с переходом тиристора из. закрытого состояния в открытое, происходит при /у 0 подобно- рассмотренному. Влияние тока /у на вольт-амперную характеристику тиристора иллюстрируют участки кривых 0—е и 0—ж、показанные для двух значений тока управления /у2> /у*
При некотором значении тока управления участок закрытого состояния тиристора на прямой ветви вольт-амперной характеристики исчезает и характеристика приближается к прямой ветви вольт- амперной характеристики простого р-п-перехода (ветвь О—г~д)^ Наблюдается так называемое спрямление характеристики. Значение тока /у, при котором происходит спрямление хграктерис- тикн, определяет ток управления спрямления /у.С11р.
Тиристор как ключевой элемент нашел широкое применение в 朋®пях постоянного и переменного токов. Рассмотренный режим ра- ботн, когда отпирание прибора следует после достижения на нем напРяжения переключения t/nep (переключение по цепи анода), исполь» зуетс貝 лишь в схемах с динисторами.
Для тиристора переключение по цепи анода представляет интерес 〃кшь с точки зрения анализа принципа действия и вольт-амперной Характеристики этого прибора. Практическое применение нашел ре- 宛辽加 отпирания по управляющему электроду, т. е. за счет подачи на Управляющий электрод отпирающего импульса напряжения. Сущ- "ость этого режима отпирания тиристора заключается в следующем.
В исходном состоянии тиристор закрыт, ток управления ра「е今
кки напряжения от десятьи напряжения от десять
к
к
и напряжения от десять
и напряжения от десять
нулю. Напряжение источника питания Е меньше напряжения п^ ключения тиристора t7nep. При £> 0 рабочая точка тиристора pad ложена на прямой ветви вольт-амперной характеристики 0 —— 6. ?
рез нагрузку и тиристор (см. рис. 1.44) протекает малый ток, соотв ствующий рабочей точке на этой ветви, В требуемый момент врем( подают импульс управления Еу, задавая необходимый для отпира тиристора импульс тока управления, больший тока спрямления.' ристор открывается, 口 рабочая точка переходит на ветвь г — д.
через тиристор и нагрузку находят теперь из соотношения /а
=(£—— U^/RH1 где U& —— падение напряжения иа тиристоре, оп деляемое рабочей точкой на ветви г ——Э. Задачу определения токо напряжений удобно решать графически, построив линию, проходящ через точки с координатами (0; EIR0 и (Е; 0) (см. рис. 1.45). Ко динаты точек пересечения этой линии с вольт-амперной характе}
тиристоре в закрытом и <тиристоре в закрытом и <стикой определяют ток и напряжение на крытом состояниях.
тиристоре в закрытом и <
тиристоре в закрытом и <
Тиристоры выпускаются на диапазон прямых токов от десят
миллиампер до нескольких сотен ампер вольт до нескольких киловольт.
Тиристоры малой и средней мощности применяются в реле访но^Щ коммутационной аппаратуре. Их справочными параметрами по тс»| служат допустимое значение среднего пр я г о тока (как для маломощных выпрямительных диодов и 区自。;^| средней мощности; см. § 1.2) или максимальный п о сто и ы й прямой ток. Параметром по напряжению этих тнршг^| ров является максимально допустимое нап р：^Н ж е н и е , которое определяется по наименьшему из значений прят^Н го (U^ep ПРИ /у 0) и обратного напряжений, соответствующих на^Д 力у крутого нарастания обратного тока.
Мощные тиристоры используются в системах преобразования эл^И трической энергии. Параметры по току (/口， /р.п, /уд) и напряжен1^И (Up, f/口，U^ у них те же, что и для мощных диодов (см. § 1.2). Па(^И метры по напряжению указываются по наименьшему значению мого и обратного напряжений. Мощные тиристоры выполняют с теп.^И отводом. Способы теплоотвода здесь те же, что и для мощных диод^^В Подобным же образом решаются задачи последовательного и пар^^Н лельного соединения тиристоров.
Из других наиболее существенных параметров необходимо указ^^Н обратный ток тиристора, напряжение и т цепи управления, соответствующие переходу тиристораf^M закрытого состояния в открытое. Динамические параметры тиристо^И характеризуют время перехода тиристора из закрытого состояниями открытое (время включения %/ и время в о с ст новления запирающих свойств (время выключен 幻.■
Восстановление запирающих свойств осуществляется за счет ложеиия к тиристору обратного напряжения. Величина % опредет^^В ет время, в течение которого происходит полное рассасывание нос|^Н т-елей заряда в базовых слоях ранее проводившего тиристора при пр^И
1
（士岁（士岁44% %%% %%%%Рис. 1.47. Полупроводниковая структура симистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)Рис. 1.47. Полупроводниковая структура симистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)4 /f^4 /f^互11万闽%互11万闽%
（士岁
（士岁
4
4
% %%
% %%
%
%
Рис. 1.47. Полупроводниковая структура симистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
Рис. 1.47. Полупроводниковая структура симистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
4 /f^
4 /f^
互11万闽%
互11万闽%
^ении обратного напряжения, по окончании которого к прибору "*ет быть вновь приложено напряжение в прямом направлении без Ксения его самопроизвольного отпирания. Процесс восстановления 0 драющих свойств происходит за счет двух факторов: протекания 3браного тока через тиристор, при котором отводится основная часть носителей заряда, накопленных в базах прибора, и рекомбинации оставшихся носителей заряда. Величины 勾累 и /в определяют частотные свойства тиристора и зависят от его типа. Время /вк составляет от 1 — 5 до 30 мкс, а время % — от 5——12 до 250 мкс.
фототиристор (см. рис. 1.42, а) по принципу действия по- «обен рассмотренному. Отличие заключается в том, что увеличение
числа носителей заряда в тиристоре, необходимое для его отпирания, производится не за счет тока управления, а за счет освещения прибора (Рэ-слоя на рис. 1.44). С этой целью в корпусе прибора предусматривается специальное окно. Фототирисюры нашли широкое приме- ненне в высоковольтных установках преобразования электрической энергии, поскольку они позволяют надежно решать задачу развязки по напряжению выходной цепи прибора и системы управления.
Вольт-амперные характеристики двухоперационного тиристора (см. рис. 1.42, в) такие же, как и у однооперацион- ：о「о. В двухоперационных тиристорах запирание осуществляется не зменением полярности напряжения анод — катод, а пропусканием ‘Рез управляющий электрод импульса тока, противоположного по аправлению току отпирания. При этом используется свойство внутренней положительной обратной связи, действующей в приборе. При ропускании встречного тока в цепи управляющего электрода ток базы ^^з'стора 7含 уменьшается, что приводит к уменьшению всех состав- и 那их токов тиристора, а следовательно, к снижению анодного тока на 黑^а™，прибора. Двухоперационные тиристоры выпускаются 4T48Q.
В симметричных ти ри сторах (симистор я см_ рис. 1.42, д) с помощью комбинации р- и n-слоев создают полут^ водниковую структуру (рис. L47, 〃)，в которой как при одной, Taj при другой полярности напряжения выполняются условия, соот冃 ствующие прямой ветви вольт-амперной характеристики обычн] тиристора. Прибор способен проводить ток в обоих направлени.； его вольт-ампер[{ые характеристики приведены на рис. 1.47, б. ]
Верхняя часть структуры симистора (ряс. 1.47, а) состоят из & ев Пп pt и п4. Ее крайние слои металлизации электрически объ^ йены и связаны с внешним выводом Л прибора. В нижней части стр,， туры слой металлизации, имеющий контакт с внешним выводов^ прибора, связывает электрически слои р2 и п3. Вывод от центр国 ной части р 1-слоя является управляющим электродом тир и сто) Слои с противоположным типом электропроводности образуют структуре пять р-н-перехолов. j
Предположим, что тиристор закрыт и к внешнему выводу Л о£ сительно вывода В подано напряжение положительной полярно! (на рис. 1.47, а показана без скобок). При этом переходы П2, 〃& с! щаются в прямом направлении, а переход 仇 一в обратном. Все вн《 нее напряжение будет приложено к переходу Я3. $
При подаче на управляющий электрод импульса напряжения j ложительной полярности относительно вывода Л переход П5 см^ ется в прямом направлении и инжектирует электроны из п4-сло5 рослой. Инжек1ируемые электроны под действием диффузии про? дят рх-слой в направлении перехода Я2. Прямое напряжение на 1 реходе 〃2 будет ускоряющим дая электронов, которые входят в | слой. Вошедшие электроны снижают потенциал п2-слоя относите! но ргслоя, прямое напряжение на переходе 〃2 увеличивается,( приводит к инжекции дырок из ргслоя в п2-слой. Пройдя под 力 ствием диффузии п2-слой, дырки попадают в ускоряющее поле nepd
да Я3 и перебрасываются в /73-слой. Диффузионное движение дые
в "2-слое в направлении внешнего вывода В возможно лишь по п| огибания перехода 〃《(на рис. 1.47, а показано стрелкой), так | поле перехода П& для дырок будет тормозящим. $
В результате протекания дырочного тока через р2-слой в нем| здается падение напряжения, которое увеличивает прямое смеш,^ перехода П4. В свою очередь, увеличиваются инжекция электрод из 饱-слоя в р2-слой и последующий их переход в п2-елой во вст@ ном направлении. Появление до пол ни тел ьного числа электронов па~слое вызывает еще больший поток дырок в направлении внеш^ вывода В. $
В приборе действует внутренняя положительная обратная св| приводящая к лавинообразному процессу нарастания тока через г| бор и отпиранию правой половины тиристорной структуры ргм2-р| Таким образом, в результате подачи импульса управления《
на кина киществляется переход тиристора с участка закрытого состояния 0 $ ""участок открытого состояния б——s вольт-амперной характерна рис. 1.47, б.W
на ки
на ки
При подведении к тиристору напряжения противоположной
остИ (на рис. 1.47, й показана в скобках) поведение прибора оп- 力父Р^яется структурой левой его части пгр^пгр^ соответствующей Р^^дному тиристору с внешним напряжением, приложенным в прямом направлении.
Симисторы выпускаются на гоки до 160 А и напряжения до 1200 В.
§ 16 КОМПОНЕНТЫ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Современное развитие всех областей промышленности характеризуется "значительным усложнением задач, возлагаемых на электрон- аппаратуру. В этих- условиях построение аппаратуры на основе дискретных компонентов (транзисторов, диодов, резисторов, ксаден- саторов и т, д.) не может удовлетворить предъявляемых к ней требо- ван^й. Множество компонентов, разветвленность межэлементных соединений, обилие паек, низкая плотность монтажа приводят к значительной трудоемкости изготовления, большим массе и габаритам, высокой стоимости и низкой надежности аппаратуры при таком принципе ее выполнения.
Микроэлектроника — это современное направление электроники, охватывающее конструирование, изготовление и применение электронных узлов, блоков и устройств с высокой степенью миниатюризации. Микроэлектроника решает проблемы существенного повышения надежности, уменьшения массо-габаритных показателей и стоимости электронной аппаратуры,
В основу микроэлектроники положен интегральный принцип изготовления и применения электронных компонентов, при котором каждый компонент представляет собой не отдельно взятый транзистор, диод, резистор, конденсатор и т. д., а их неразъемное схемное соединение, представляющее собой некоторый узел, блок или це- 刀ое устройство электронной аппаратуры. В связи с этим компоненты микроэлектроники носят название интегральных микро- с х е м или просто ми кросхем. Количество элементов, входящих в микросхему, может достигать нескольких сотен, тысяч и более (см. § 3.16).
По конструктивно-технологическим признакам интегральные микросхемы классифицируются на полупроводниковые (монолитные), Г1|бридные и совмещенные.
В полупроводниковых интегральных ми к- Р?схемах все элементы изготовляют в общей полупроводнике- "он подложке (кристалле кремния) в процессе общих технологических ^пераций. В качестве активного элемента применяют биполярный или олевой (МПД) транзистор. В соответствии с этим полупроводнико- ie микросхема подразделяют на биполярные и МДП-микросхемы.
ь ^и полярных микросхемах используются почти ^^ключи-г^льно транзисторы типа п-р-п. Это объясняется большим с :ТР°口е百ствием кремниевых транзисторов типа п-р-п по сравнению стооаНЗИСТ°Рами ти“а р-п-р и возможностью получения для транзи*
Р°в типа прп большего значения коэффициента а. Оба преимуще-
ства транзисторов типа п-р-п обусловлены тем, что подвижность . коэффициент диффузии электронов в кремнии почти в три раза вьад чем дырок (см. § 1.1). Задача получения больших значений коэффг циента а облегчается также благодаря широкому применению фосф ра —— лучшего донорного диффузанта для кремния, обладающего х рошей растворимостью в кремнии. Тем самым облегчается зада' создания сильнолегированной эмиттерной области транзистора i сравнению с базовой для увеличения коэффициента инжекции у「 следовательно, и коэффициента передачи а.
Пассивные элементы в биполярных микросхемах изготовляют i основе /7-п-переходов (диоды и конденсаторы) и слоев полупрово, ника (резисторы). При этом диоды получают на основе транзистор ных структур с использованием его /7-п-переходов; например, ан дом диода является эмиттер транзистора, а катодом — соединенна вместе базы и коллектор. Такой принцип получения диодов на пр а: тике оказывается проще, чем специальное формирование /?-п-перех| дов. Емкость конденсаторов, создаваемых на основе р-п-перехол (где используется его барьерная емкость при обратном напряжени1| получается относительно небольшой (400 пФ). Созданные же друг ми методами конденсаторы занимали бы больший объем кристалл В связи с указанным конденсаторы в полупроводниковых микросх мах находят ограниченное применение. Индуктивность как элеме) здесь вообще не используют. ：
В МДП-м икросхемах преимущественное распространен! получили полевые транзисторы с индуцированным каналом. Напр жение пробоя участка сток ——затвор в микросхемных МДП-транз; сторах существенно выше, чем коллекторного перехода в бипол贝 ных транзисторах. По этой причине МДП-микросхемы применяют* при более высоком напряжении питания, чем биполярные микросх мы. При со ответству ющем включении МДП-транзистор может бц использован и как пассивный элемент — резистор. Это позволяв создавать микросхемы только на основе МДП-структур. Техц логия изготовления МДП-микросхем существенно проще технод гии изготовления биполярных микросхем. ?
Полупроводниковые микросхемы изготовляют групповым мете дом, при котором за один технологический цикл одновременно пол^ чают несколько тысяч микросхем. Исходной является кремниевф пластина диаметром 30——50 мм и толщиной 0,2—0,3 мм. Пластид представляет собой основу 300—500 микросхем, причем одновремё! но обрабатывается партия до сотни пластин. Площадь одной микр« схемы определяется единицами квадратных миллиметров (или да即 долями еди ни цы) с числом активных и пассивных элементов, сост^ ляющих десятки, сотни и тысячи штук. Размеры участков криста； ла, занимаемых каждым элементом, измеряются микрометрами. Cq： динение элементов в микросхемах производят частично в объев кристалла, а частично — металлизацией на поверхности. :
Электрическая изоляция элементов в МДП-микросхемах осущед вляется межэлементными областями исходного полупроводник (рис. 1.48, а). Для изоляции элементов в биполярных микросхем?
наибольшее применение получило создание вокруг каждого элемента обратносмещенного /?-п~перехода (рис. 1.48, б) и размещение элемен- то^ внутри охватывающих слоев диэлектрика (рис. 1.48, 8). Обратное смешение /7-п-переходов, расположенных между двум51 соседними элементами (рис. 1.48, 6), создается подачей на подложку /7-типа самого низкого отрицательного потенциала. Слой диэлектрика (рис. 1.48, в)
Рис. L48. Выполнение транзисторных структур в МДП-микросхемах (о), в биполярных микросхемах с изолирующими р-п-переходами (6) и с изоляцией диэлектриком (б)Рис. L48. Выполнение транзисторных структур в МДП-микросхемах (о), в биполярных микросхемах с изолирующими р-п-переходами (6) и с изоляцией диэлектриком (б)
Рис. L48. Выполнение транзисторных структур в МДП-микросхемах (о), в биполярных микросхемах с изолирующими р-п-переходами (6) и с изоляцией диэлектриком (б)
Рис. L48. Выполнение транзисторных структур в МДП-микросхемах (о), в биполярных микросхемах с изолирующими р-п-переходами (6) и с изоляцией диэлектриком (б)
представляет собой пленку двуокиси кремния, получаемую в процессе изготовления микросхемы.
Процесс изготовления микросхем базируется на планарной и планарно-эпитаксиальной технологии. Полупроводниковые слои создаются способами локальной диффузии и эпитаксиального наращивания. Важнейшими этапами получения слоев требуемой конфигурации являются создание защитных слоев из двуокиси кремния и их прецизионное фотолитографическое локальное травление. В связи с этим термическое окисление кремния и методы фотолитографии входят в число основных операций в производстве полупроводниковых микросхем.
В гибридных интегральных микросхемах на керамической подложке методом последовательного нанесения пленок получают пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности, соединительные проводники). Активные элементы (транзисторы), а также диоды в микроминиатюрном бескорпусном исполнении применяют в качестве навесных элементов. Использование дискретных элементов объясняется отсутствием в настоящее время отработанной технологии получения пленочных транзисторов и дио- А°в. Микросхемы с толщи ной пленки менее 1 мкм относят к тонкопленочным, а более 1 мкм — к тол сто пленочным.
Тонкие п л е н к и, из которых создают пассивные элементы, п°лучают методом осаждения в вакууме через трафареты. В основу Ихнологии положены испарение материала путем его нагрева до соответствующей температуры и последующая конденсация материала 3 脚сво百 фазы на более холодную подложку.
м Исходным материалом при производстве толстопленочных икросхем являются различные проводящие пасты для созда- |兄 проводников, контактных площадок, обкладок конденсаторов,
индуктивностей и резисторов, а также диэлектрические пасты для л§ лучения диэлектриков конденсаторов. Пасты наносят на керамич! скую подложку через трафареты с последующим вжиганием. |
В совмещенных интегральных микросх! мах активные элементы создают по планарной или планарно-эп| таксиальной технологии в объеме полупроводника, а пассивные эл| менты получают методами пленочной технологии. 1
Интегральные микросхемы предназначены для решения самь| разнообразных задач. В соответствии с функциональным назнач| нием интегральные микросхемы подразделяют на логические элемей ты, усилители, генераторы и т. д, В общем виде их можно раздели^ на два больших класса: цифровые и аналоговые (лй н е й н ые ) микросхемы (подробнее см. гл. 2, 3). |
ГЛАВА ВТОРАЯ
УСИЛИТЕЛИ
§ 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителем называют устройство, предназначенное для увеличения параметров электрического сигнала (напряжения, тока, мощности). Усилитель (рис. 2.1) имеет входную цепь, к которой подключается усиливаемый сигнал, и выходную цепь, с которой выходной сигнал сни
厶X I 0^- % 》0——厶X I 0^- % 》0——1бЬ!Х^вых—01бЬ!Х^вых—0Рис. 2.1. К определениюпараметров усилите^яРис. 2.1. К определениюпараметров усилите^ямается и подается в нагрузку.
厶X I 0^- % 》
0——
厶X I 0^- % 》
0——
1бЬ!Х
^вых
—0
1бЬ!Х
^вых
—0
Рис. 2.1. К определениюпараметров усилите^я
Рис. 2.1. К определениюпараметров усилите^я
Основными параметрами усилителя являются коэффициент усиления по напряжению Ки = =UbuJUbx， коэффициент усиления П О току К/= /вих〃вх й коэффи ци ент усиления п о МОЩНОСТИ Кр = 今垣* - = P，b，hk/bbik =
= КиК;.
Для усилителя возможны различные значения коэффициентов усиления Ки, К八 Кр, но принципиально то, что коэффициент усиле- к%兄 по мощности Кр больше (обычно существенно больше) единицы. 0з этого следует обязательное условие, согласно которому больше единицы будет также один из двух других коэффициентов усиления (К。или Ki ) или все три коэффициента, что часто и имеет место на практике. При Ku V 1 и К/ V 1 устройство потеряло бы смысл как Усилитель.
Коэффициенты усиления Ки, Л7, Кр являются взаимосвязанными параметрами. Вместе с тем при расчете или выборе усилителя для конкретного случая применения предпочтение может отдаваться одному *з указанных параметров. Это зависит от того, какой параметр сигна- "а на выходе усилителя (напряжение, ток или мощность) является Определяющим. Наиболее часто им служит напряжение выходного '"「нала. По этой причине в справочниках по усилителям, как прави- л°» Указывается параметр Ки.
частотой, приближающейся к нулю 0H f 0). Верхи：частотой, приближающейся к нулю 0H f 0). Верхи：Рис. 2.2. Классификация усилителейРис. 2.2. Классификация усилителей力f专力f专
частотой, приближающейся к нулю 0H f 0). Верхи：
частотой, приближающейся к нулю 0H f 0). Верхи：
Рис. 2.2. Классификация усилителей
Рис. 2.2. Классификация усилителей
力f专
力f专
Коэффициенты усиления Ки, К/, Кр следует считать оснобнье из большого числа параметров, характеризующих усилитель и за¥ сящих от его назначения. Другие параметры рассматриваются да^ по ходу изложения материала. j
Классификация усилителей
Все усилители можно подразделить на два класса — с линейщ и нелинейным режимами работы. j
Куеилителям с линейным режимом pad т ы (или усилителям мгновенных значений) предъявляется требой ние получения выходного сигнала, близкого по форме к входном Искажения формы сигнала, вносимые усилителем, должны быть м нимальными. Это достигается благодаря пропорциональной переа^ усилителем мгновенных значений напряжения (тока), составляющ! во времени входной сигнал. Коэффициенты усиления здесь рассчит! вают по амплитудным или действующим значениям (в случае синус идального сигнала) напряжения и тока. 1
Важнейшим показателем усилителей с линейным режимом рабо! является амплитудно-частотная характернот! к а (АЧХ), отражающая зависимость модуля коэффициента у си 4 ния ku, определенного для синусоидального входного сигнала, 1 частоты. В зависимости от вида АЧХ усилители с линейным режима работы подразделяют (рис. 2.2) на усилители медленно изменяющего сигнала (усилители постоянном тока ——УПТ), усилители звуков частот (УЗЧ), усилители высокой частоты (УВЧ), широкополост усилители (ШПУ) 〃 узкополосные усилители (УПУ). |
Характерная особенность УПТ — способность усиливать сигй
лы с нижней
частоты /в в УПТ может составлять в зависимости от назна- гРанИ |Q3—〔о® Гц. УЗЧ характеризуется частотным диапазоном от чеНИ ков герц (/н) ДО 15——20 кГц (%)・ УВЧ имеют полосу пропускания Дес5^ятК0В килогерц до десятков и сотен мегагерц. ШПУ имеют ниж- otU границу частоты примерно такую же, как УЗЧ, и верхнюю — НЮК)УВЧ. На основе ШПУ выполняются линейные импульсные ус или- каК yfjy характеризуются пропусканием узкой полосы частот. т^Ву силителях с нелинейным режимом р а- А т ы пропорциональность в передаче мгновенных значений вход° % сигнала отсутствует. После достижения некоторой величины наРяжения входного сигнала при его увеличении сигнал на выходе 當жителя остается без изменения (ограничивается на некотором уров- Зе) Такие усилители нашли применение для преобразования входноГо сигнала, например синусоидального, в импульсный сигнал (уси~ лители-ограничители}. Они используются также для усиления импульсов (нелинейные импульсные усилители),
В данной главе рассматриваются преимущественно усилители с линейным режимом работы. Специфика нелинейного режима работы усилителей описана в § 3.2.
В настоящее время усилительная техника базируется на л и н е й” ннх (аналоговых) интегральных микросхемах, что учитывается смысловой направленностью представленного материала.
§ 22 УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Принцип построения усилительных каскадов
Многие усилители состоят из нескольких ступеней, осуществляющих последовательное усиление сигнала и обычно называемых каскадами. Число каскадов в таких многокаскадных усилителях зависит от требуемых значений коэффициентов усиления К/, Ки, Кр. В зависимости от выполняемых функций усилительные каскады подразделяют на к а с к ады предварительно- г ° усиления и выходные каскады. Каскады предварительного усиления предназначены для повышения уровня сигнаЛа 口。напряжению, а выходные каскады ——для получения требуемых тока или мощности сигнала в нагрузке.
Схемы усилительных каскадов характеризуются большим разнообразием. Они могут отличаться числом и режимом работы испольЗуемых транзисторов при усилении переменного сигнала. Вместе с тем принцип построения главных цепей усилительных каскадов один и тот же. Принцип построения 〃 работы различных каскадов удобно доказать на примере структурной схемы рис. 2.3,〃， действитель- н°идля усилительных каскадов на одном транзисторе.
Основными элементами каскада являются управляемый элемент '，Функцию которого выполняет биполярный или полевой тран- "ст°р? и резистор R. Совместно с напряжением питания Е эти элемен- Ь1 образуют выходную цепь каскада. Усиливаемый
превышали постоянных сос- Если эти условия не будутпревышали постоянных сос- Если эти условия не будутзначения переменных составляющих не тавляющих, т. е. /口拱 & 玄 U口：＞ Um^значения переменных составляющих не тавляющих, т. е. /口拱 & 玄 U口：＞ Um^согнал 红в*，принятый на рис. 2.3, й для простоты синусоидальнь] подается 8на вход УЭ. Выходной сигнал йвых снимается с выхода или с резистора R. Он создается в результате изменения сопрот ления УЭ и, следовательно, тока / R выходной цепи под воздействи входного напряжения. Процесс усиления основывается на преобрси вании энергии источника постоянного напряжения £ 6 энергию пе/
превышали постоянных сос- Если эти условия не будут
превышали постоянных сос- Если эти условия не будут
значения переменных составляющих не тавляющих, т. е. /口拱 & 玄 U口：＞ Um^
значения переменных составляющих не тавляющих, т. е. /口拱 & 玄 U口：＞ Um^
a)a)Рис. 2.3. Принцип построения (〃) и временные диаграммы (① усилительного каскадаРис. 2.3. Принцип построения (〃) и временные диаграммы (① усилительного каскадаменного напряжения 6 выходной цепи за счет изменения сопротивле^ ния УЭ по закону, задаваемому входным сигналом.
a)
a)
Рис. 2.3. Принцип построения (〃) и временные диаграммы (① усилительного каскада
Рис. 2.3. Принцип построения (〃) и временные диаграммы (① усилительного каскада
Для усилительных каскадов, питающихся постоянным напряже： нием, важно выявить сущность получения переменного выходного напряжения (или приращений напряжения обоих знаков на выходе при переменном напряжении на входе.
Ввиду использования для питания источника постоянного напря жения Е ток i в выходной цепи каскада является однонаправленный (рис. 2.3, а). При этом переменный ток и напряжение выходной цепй (пропорциональные току и напряжению входного сигнала) следует рассматривать как переменные составляющие суммарных тока и напряжения, накладывающиеся на их постоянны составляющие /口 m 〃口 (рис. 2.3, б). Связь между постоянными и переменными составляющими должна быть такой, чтобы амплитудные
выполняться, ток i в выходной цепи на отдельных интервалах будет равен нулю, что приведет к искажению формы выходного сигнала. Таким образом, для обеспечения работы усилительного каскада при 1 переменном входном сигнале 6 его выходной цепи должны быть созданы : постоянные составляющие тона /п и напряжения 0口. Задачу решают путем подачи во входную цепь каскада помимо усиливаемого сигнала соответствующего постоянного напряжения L^xm (или задания соот-. ветствующего постоянного входного тока /вх п).
Постоянные составляющие тока и напряжения определяют так ； называемый режим покоя усилительного каскада. Параметры :
ма покоя по входной цепи (/вх.п, ^вх.п) и по выходной цепи (/ш ^)характеризуют электрическое состояние схемы в отсутствие вход- сигнала.“
н Таким образом, усилительные свойства каскадов усиления осно- ,1Ваются на следующем.
» При подаче на управляемый элемент напряжения входного сигнала токе выходной цепи создается переменная составляющая, вслед- Б е чего на управляемом элементе образуется аналогичная составляющая напряжения, превышающая переменную составляющую нап- жения на входе. Усилительные свойства проявляются тем сильнее, Еем больше сказывается влияние входного сигнала на выходной ток управляемого элемента и чем сильнее проявляется воздействие изменения тока в выходной цепи на изменение напряжения на управляемом элементе (т. е. чем выше сопротивление R).
г Показатели усилительных каскадов зависят от способа включения транзистора, выполняющего роль управляемого элемента， В связи с этим анализ усилительных каскадов на биполярных транзисторах проводится ниже для трех способов включения: с общим эмиттером (ОЭ), общим коллектором (ОК) и общей базой (05). Каскады рассматриваются в предположении синусоидальной формы кривой усиливаемого сигнала в области средних частот, для которых реактивное сопротивление дополнительно вводимых в схемы конденсаторов можно считать равным нулю, а влиянием паразитных емкостей схемы и транзистора, а также зависимостью коэффициента а транзистора от частоты — пренебречь (частотные свойства каскадов рассматриваются в § 2.4). Анализ проводится на примере каскадов на транзисторах типа р-п-р.
Усилительный каскад ОЭ
Существует множество вариантов выполнения схемы усилитель
ного каскада на транзисторе ОЭ. Это обусловлено главным образом особенностями задания режима покоя каскада. Особенности усили
Рис. 2.4. Схема усилительного каскада ОЭРис. 2.4. Схема усилительного каскада ОЭтельных каскадов ОЭ рассмотрим на. примере схемы рис. 2.4, получившей наибольшее применение при реализации каскада на дискретных компонентах.
Рис. 2.4. Схема усилительного каскада ОЭ
Рис. 2.4. Схема усилительного каскада ОЭ
Основными элементами схемы являются источник питания FK, управляемый элемент ——транзистор Т и резистор 凡・ Эти эле- ментн образуют главную цепь усилительного каскада, в которой за счет протекания управляемого по цепи базы коллекторного тока создается усиленное переменное напряжение на выхо- 4е схемы. Остальные элементы
к ас када в ып ол н я}от саторы Ср1, Ср2 iк ас када в ып ол н я}от саторы Ср1, Ср2 iвспомогательную роль. Конде
к ас када в ып ол н я}от саторы Ср1, Ср2 i
к ас када в ып ол н я}от саторы Ср1, Ср2 i
являются разделительными. Конденсатор
исключает шунтирование входной цепи каскада цепью нст@ ■ ника входного сигнала по постоянному току, что позволяв во-первых, исключить протекание постоянного тока через неточна входного сигнала по цепи 马一R & — R「и, во-вторых, обеспечт! независимость от внутреннего сопротивления этого источника ， напряжения на базе U6n в режиме покоя* Функция конденсат^ Ср2 сводится к пропусканию в цепь нагрузки переменной состав^ ющей напряжения и задержанию постоянной составляющей. |
Резисторы 7?ъ R2 используются для задания режима покоя к? када. Поскольку биполярный транзистор управляется током, J покоя управляемого элемента (в данном случае ток /кп) создае! заданием соответствующей величины тока базы покоя /бп. Резне， Ri предназначен для создания цепи протекания тока /6п. Совмесъ с R2 резистор R〕обеспечивает исходное напряжение на базе t/6n；| носительно зажима «+» источника питания. 1
Резистор /?э является элементом отрицательной обратной свя!
предназначенным для стабилизации режима покоя каскада при изк
нении температуры. Конденсатор Сэ шунтирует резистор & по〔 ременному току, исключая тем самым проявление отрицатель! обратной связи в каскаде по переменным составляющим. Отсутст конденсатора Сэ привело бы к уменьшению коэффициентов усилен схемы. 扌
Название схемы «с общим эмиттером» означает, что вывод эм тер а транзистора по переменному току является общим для вход! и выходной цепей каскада. 彳
Температурная зависимость параметров режима покоя обусЛ ливается зависимостью коллекторного тока покоя /кп от температур Основными причинами такой зависимости являются изменения；］ температуры начального тока коллектора /ко(э), напряжения | и коэффициента 0・ Температурная нестабильность указанных п| метров приводит к прямой зависимости тока /кп от температуры. Я отсутствии мер по стабилизации тока /кп его температурные изм| ния вызывают изменение режима покоя каскада, что может приве| как будет показано далее, к режиму работы каскада в нелиней области характеристик транзистора и искажению формы кривой | ходного сигнала. Вероятность появления искажений повышай с увеличением амплитуды выходного сигнала. J
Проявление отрицательной обратной связи и ее стабилизиш щего действия на ток /кп нетрудно показать непосредственно на J ме рис. 2.4. Предположим, что под влиянием температуры ток!
увеличился. Это отражается на увеличении тока /эп, повышй напряжения (/эп = /эп/?э и соответственно снижении напряж! и^зп = ^бп — ^эп- Ток базы /бп уменьшается, вызывая уменьш1 тока /кп, чем создается препятствие наметившемуся увеличению /кп- Иными словами, стабилизир ующее действие отрицател】 обратной связи, создаваемой резистором /?◎， проявляется в том,
температурные изменения параметров режима покоя переда!
базы транзистора, а следова-базы транзистора, а следова-обратной связи в противофазе на вход каскада, препятствуя ДеП самым изменению тока /кп, а следовательно, и напряжения Укэп. теМрг инцИП действия каскада ОЭ заключается в следующем. При ；ии постоянных составляющих токов и напряжений в схеме пона" на вХ0Д каскада переменного напряжения приводит к появле- А第 переменной составляющей тока '
базы транзистора, а следова-
базы транзистора, а следова-
Рис. 2.5. Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных (а) и базовой (б) характеристиках транзистораРис. 2.5. Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных (а) и базовой (б) характеристиках транзистора
Рис. 2.5. Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных (а) и базовой (б) характеристиках транзистора
Рис. 2.5. Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных (а) и базовой (б) характеристиках транзистора
тельно, переменной составляющей тока в выходной цепи каскада (в коллекторном токе транзистора). За счет падения напряжения на резисторе R^ создается переменная составляющая напряжения
на коллекторе, которая через конденсатор Ср2 передается на выход каскада 一 в цепь нагрузки.
п о с-п о с-Рассмотрим основные положены я, на которых базируется расчет элементов схемы каскада, предназначенных для обеспечения требуемых пар аметров режима покоя (расчет п о тоянному ток у).
п о с-
п о с-
л Анализ каскада по постоянному току проводят г р а ф о-a н а-
二 тическим методом, основанным на использовании гра-
Р еских построений и расчетных соотношений. Графические пост- ТИкНия доводятся с помощью выходных (коллекторных) х ар актер ис- Нагл ^анзист°Ра (рис. 2.5, а). Удобство метода заключается в (U '弋1 手т% нахождения связи параметров режима покоя каскада ①咸口, 'кп ° амплитудными значениями его переменных составляю- ходньшХОДНого напряжения ^ВЫхт и тока /кт), являющимися ис-
На и при расчете каскада.
емую『xo'Hbix характеристиках рис. 2.5, а проводят так называ- МУто『н，ю нагрузки каскада по постоянно- ^Рдина У ； —^1 представляющую собой геометрические места точек^ 侬* 。工⑵ 〃 /代 которых соответствуют возможным значениям
да дналитически зависимость точки (режима) покояхарактеризующего баланс =尸(/总器%2}u儲каскада：да дналитически зависимость точки (режима) покояхарактеризующего баланс =尸(/总器%2}u儲каскада：/ КЭП，на叩/ КЭП，на叩жений вжений в=当一/ 我Н& - /舛& = eК - / ки^В=当一/ 我Н& - /舛& = eК - / ки^Ваа⑵⑵погрезпогрез
да дналитически зависимость точки (режима) покояхарактеризующего баланс =尸(/总器%2}u儲каскада：
да дналитически зависимость точки (режима) покояхарактеризующего баланс =尸(/总器%2}u儲каскада：
/ КЭП，на叩
/ КЭП，на叩
жений в
жений в
=当一/ 我Н& - /舛& = eК - / ки^В
=当一/ 我Н& - /舛& = eК - / ки^В
а
а
⑵
⑵
погрез
погрез
Поскольку коэффициент а близок к единице, без особой ности можно записать
^кэп н Er — /ни (凡 + RJ・
(2.
Выражение (2.2) является графическим уравнением прямой, связи с этим построение линии нагрузки каскада по постоянному ток. удобно провести по двум точкам, характеризующим режим холостой хода (точка а) и короткого замыкания (точка 6) выходной цепи каскада (рис. 2.5, а). Для точки 〃 /кп = О, UK^ ™ —£代也 для точки 6 (/кзп~ =О, /кп = E"(Rk + RJ・ Выбрав по входной (базовой) характерно тике /б =尸(處J необходимое значение тока базы покоя /бп? тем са мым определим координаты точки П пересечения соответствующе! выходной характеристики при /б = /бп с линией нагрузки каскада по постоянному току (рис. 2.5, а).,
При определении переменных составляющих выходного напря-1 жения каскада и коллекторного тока транзистора используют л п・； нию нагрузки каскада п о переменному ток у/ При этом необходимо учесть, что по переменному току сопротивление! в цепи эмиттера транзистора равно нулю, так как резистор R3 шун-； тируется конденсатором Сэ, а к коллекторной цепи подключается^ нагрузка, поскольку сопротивление конденсатора Ср2 по переменному^ току мало. Если к тому же учесть, что сопротивление источника ни- * тания £式 по переменному току также близко к нулю, то окажется»| что сопротивление каскада по переменному току определяется соп- /；
ротивлениями резисторов R^ и 欠口， включенных параллельно,
Rh~ = Rr I] /?н・ Сопротивление нагрузки каскада по постоянному ； току Rh~= Rr + R》больше, чем по переменному току Rh〜=RK II /?н・； Поскольку при наличии входного сигнала напряжение и ток ； транзистора представляют собой суммы постоянных и переменных ； составляющих, линия нагрузки 打。переменному току проходит через точку покоя П (рис. 2.5, о). Наклон линии нагрузки по переменному току будет больше, чем по постоянному току. Линию нагрузки по переменному току строят по отношению приращений напряжения К току: АУКЭ/А/К 工 Rr II Rh・
При подаче на вход каскада (см. рис. 2.4) напряжения uBS в базовой цепи транзистора создается переменная составляющая тока %~, связанная с напряжением ивх входной характеристикой транзистора (рис. 2.5, 6). Так как ток коллектора через коэффициент 0 пропорционально зависит от тока базы, в коллекторной цепи транзистора создаются переменная составляющая тока ，к〜(рис. 2.5,а} и переменное выходное напряжение ивых> связанное с током гк_ линией нагрузки по переменному току. При этом линия нагрузки но
нному току характеризует изменение мгновенных значений “еР коллектора /к и напряжения на транзисторе 厶长丑 или, как гово- тоКа перемещение р а б о ч е й точки. Рабочая точка перемеща- Р'Т] б&〃з от точки покоя /7 при полот ительной полуволне входного е"力少只宓е&〃灭 и 8800% — при отрицательной полуволне. Очевидно, ^я^7исключения искажений выходного сигнала необходимо, чтобы "боиая точка при перемещении вверх по линии нагрузки не захо- Р а в область нелинейных начальных участков выходных характе- пистин, а при перемещении вниз —— в область начальных токов коллектора /ко(э)- Работа каскада без искажений выходного сигнала достигается за счет обеспечения соответствующей величины входного сигнала и правильного выбора режима (точки) покоя.
Рассмотрим факторы, которые следует учитывать при выборе точкИ покоя £ расчете конкретного каскада. Исходными параметрами являются амплитудные значения переменных составляющих напряжения "皿也 и тока нагрузки /ят, мощность в нагрузке Рв и сопротивление нагрузки RH^ При существующих связях между указанными параметрами в принципе достаточно знать только два из них, например Ub&x и Rh，чтобы найти все остальные.
(2.3)(2.4)(2.3)(2.4)Для исключения возможных искажений усиливаемого сигнала параметры режима покоя должны удовлетворять следующим условиям (рис- 2.5, а):
(2.3)
(2.4)
(2.3)
(2.4)
^кэп > ^вых m + AU^”^кп > 'нт + /ко ⑶ max ,
где А(/кэ —— напряжение на коллекторе, соответствующее области нелинейных начальных участков выходных характеристик транзистора; /ко(э)max ~ начальный ток коллектора, соответствующий максимальной температуре.
Ток /代皿 связан с выходным напряжением каскада соотношением
/—^ в ы х т
Чтобы увеличить коэффициенты
UВЫХ 加
Rh ~
(2.5)
усиления
выбирают в 3—5 раз больше R*
По выбранному току /кп находят ток базы
7Лш — /«О ⑶
/бИ = п ，
каскада, величину R^
покоя：
(2.6)
(рис. 2.5, 6) — напря-(рис. 2.5, 6) — напря-и /кп соотношениеми /кп соотношениема по входным характеристикам транзистора 水ен】忙UQ3U.
(рис. 2.5, 6) — напря-
(рис. 2.5, 6) — напря-
и /кп соотношением
и /кп соотношением
Ток эмиттера покоя связан с токами /бп
/ап = (1 + g) /би + /кО (э) = ，"" (1 +。)+ /кО ⑶^/кп- (27)
При выборе величины £к (если она не задана) необходимо руководствоваться условием
?К — ^кэп + /ruRk + "зп，
где
"з口 =厶口欠9 ^ ■^КП^Э*
(2.
(2.1(2.1ротивление цепи Соотношение схемы рис. 2.4:ротивление цепи Соотношение схемы рис. 2.4:Rz =如Rz =如Ri =Ri =—Ugn + U59n /д& — Ugh/Д + /$!!—Ugn + U59n /д& — Ugh/Д + /$!!(2」(2」
(2.1
(2.1
ротивление цепи Соотношение схемы рис. 2.4:
ротивление цепи Соотношение схемы рис. 2.4:
Rz =如
Rz =如
Ri =
Ri =
—Ugn + U59n /д
& — Ugh
/Д + /$!!
—Ugn + U59n /д
& — Ugh
/Д + /$!!
(2」
(2」
При определении величины 〃зП исходят из следующих сообр] жений. Повышение напряжения 。❷口 сказывается на увеличении те! пературной стабильности режима покоя каскада, так как при эта сопротивление R§ получается больше и тем самым увеличивает! глубина отрицательной обратной связи по постоянному току в ка| к аде. Однако при этом необходимо повышать напряжение питана 以 схемы. В соответствии с указанным величину “口 выбирают ра| ной (0,1+ 0,3)Er. 3
С учетом выражения (2.8) получаем I
к — ~0J +0,9~'Сопротивление R^ находят из отношенияR9 = "9口//Кn"
При расчете элементов входного делителя следует исходить й таких соображений. С точки зрения температурной стабильност; режима покоя нужно, чтобы изменение тока базы покоя /бп (всле才 ствие температурной нестабильности напряжения Uбэп) слабо отр! жалось на изменении напряжения t/6n. J
Для этого требуется, чтобы ток делителя /д, протекающий черё резисторы Rt и R?, превышал ток /0П через резистор R^ Однако 口色 условии /д》/бп сопротивления R【и R2 получаются малыми и ока зывают сильное шунтирующее действие на входную цепь транзи| тора. Поэтому при расчете элементов входного делителя вводят о| раничения: J
(2.1?(2.1?Rg = ^i II ^2 = (25) гвх,
(2.1?
(2.1?
/д = (2 5) /бп,
где гвх — входное сопротивление транзистора, характеризующее сог база — эмиттер переменному току (гвх = ДУбэМ/б)
длядлярасчета сопротивлений Ri и ^2 получаем
для
для
Тип транзистора выбирают с учетом частотного диапазона работЕ каскада (по частоте 九 или %), а также параметров по току, нанря； жению и мощности. Максимально допустимый ток коллектора трай зистора /к.доп Должен быть больше наибольшего мгновенного зна чення тока коллектора в каскаде, т・ е. /к max = /кп + /кт V /к.£
9 5 力 Транзистор по напряжению обычно зыбирают с учетом (Р：：но%е/я Укэ. доп > £к- Мощность Рк = Укп/кп, рассеиваемая в С0° пекторном переходе транзистора, должна быть меньше максималь- к0Л пуСтимой мощности Рк.доп транзистора. Кривая предельно до- н0 Унмо访 мощности предстазляет собой гиперболу, для каждой точки которой Uk人=Рк.доп (рис. 2.5,办
Таким образом, расчет каскада по постоянному току решает за- вЫбора элементов схемы для получения в нагрузке необходимых Диаметров выходного сигнала.
раЖНыми показателями каскада являются его коэффициенты усиления по току К/, напряжению ――
ное &х и выходное /?ВЫх сопротивления. Задача определе- н^я этих показателей решается
Ки и мощности Кр , а также вход-
при расчете усилительного каскада п о переменному току. Метод расчета основ ан на замене транзистора и всего каскада его схемой замещения по переменному току. Схема замещения каскада ОЭ приведена на рис. 2.6, где транзистор представлен его схемой замещения в физических параметрах
Схема
замещения усили-
каскада ОЭ в физических параметрах
Рис. 2.6. тельного
(см. рис. 1.29, 6)・ Расчет по переменному
току можно также вес-
ти, используя схему замещения транзистора в й-параметр ах.
Расчет каскада производится для области средних частот, в которой зависимость параметров от частоты не учитывается, а сопротивления конденсаторов в схеме равны нулю и на схеме рис. 2.6 не показаны. 〃о переменному току сопротивление источника питания Р^но нулю, в связи с чем верхний вывод резистора % на схеме замещения связан с выводом эмиттера. Входной сигнал, как и ранее, принимается синусоидальным. Токи и напряжения в схеме характеризуются их действующими значениями, связанными с амплитуд- нь増 значениями коэффициентом 1/]/2.
Определим входное сопротивление каскада 欠^・ fo находят из параллельного соединения сопротивлений R ь R? н ^противления гвх входной цепи тр анзистор а:
&Х = ^1 II 旦 II ГВХ*
(2.16)
口"я определения сопротивления г^х выразим напряжение Убэ :ток /б. Поскольку внутреннее сопротивление источника тока
> (рмс. 2.6) велико, а 加⑶ + RK II Rh》％，имеем
или
4з = '(/б + ‘Уз，
4З = /行【尸行十（1十Р）「J
(2.17)
Поделив левую и правую части уравнения (2.17) на ток /б, naj дим?
вх =厂6 +(1 + В)% •
Подсчитав в первом приближении /?вх по величине гВх с учете возможных значений гб, р и гэ, указанных в § 1.3, м условия R， II J?2 > (24- 5)гвх, получаем, что входное сопротивление каск^ ОЭ не превышает 1—3 кОм.1
Для определения коэффициента усиления каска! п о току К/ =，/н//вх выразим ток /а через /вк. С этой целью ви чале определим ток /б через /вк:J
/б=//・(2.|
При определении тока /н через /б можно не учитывать сопрота ление 尸3， весьма малое по сравнению с сопротивлениями элемент! выходной цепи:J
С учетом выражения (2.19) имеем|
/н =人事—% (2i
Подставив полученное соотношение ввыражение для коэффищ
ента усиления по току, находим1
К/ = в %К/ = в %，к（Э） II 尺甘 II Ан，к（Э） II 尺甘 II АнКнКн
К/ = в %
К/ = в %
，к（Э） II 尺甘 II Ан
，к（Э） II 尺甘 II Ан
Кн
Кн
Видно, что коэффициент К/ пропорционален коэффициенту 0 тр圖 зистора и зависит от шунтирующего действия входного делител^| значений сопротивлений R^, Rh・ Соотношение (2.22) подтвержу сказанное ранее о необходимости выбора Rq || /?2> 公 и выполнен условия /?н> Ан・ Для ориентировочной оценки К/ можно принЯ ^вх^ гвх и「к⑶》А< М Аег Тогда выражение (2.22) принимает Д
Таким образом, каскад ОЭ обладает довольно значительным 團 эффициентом усиления по току, стремящимся в пределе при Rh^^ к коэффициенту передачи тока транзистора 田 事
Коэффициент ус плени я каскада по напря 碣 нию Ku = t/Bblx/£r можно найти, выразив напряжение на нагря через ток нагрузки [7В 工人凡，а напряжение источника — чеЩ входной ток каскада: 1
Ки - -一——=К/ —・ (2』 ，вх (Ri' 十 Квх) & 十 Rbx Я
ПоДстаБИБ в (2.24) соотношение (2.23), находим
Ки ^^Ки ^^Rh U && + &xRh U && + &x(2.25)(2.25)
Ки ^^
Ки ^^
Rh U && + &x
Rh U && + &x
(2.25)
(2.25)
что коэф-выше ко-что коэф-выше ко-В соответствии с выражением (2.25) можно заключить, ент усиления каскада по напряжению тем больше, чем
что коэф-выше ко-
что коэф-выше ко-
Ф ч ицИент 0 транзистора и сопротивление выходной цепи каскадао сравнению с сопротивлением входной цепи. В частности, коэффи-
Рис. 2.7. Схема усилительного каскада ОК (а) и его схема замещения вРис. 2.7. Схема усилительного каскада ОК (а) и его схема замещения вфизических параметрах ⑹физических параметрах ⑹
Рис. 2.7. Схема усилительного каскада ОК (а) и его схема замещения в
Рис. 2.7. Схема усилительного каскада ОК (а) и его схема замещения в
физических параметрах ⑹
физических параметрах ⑹
циент усиления по напряжению возрастает с уменьшением внутреннего сопротивления источника сигнала. Коэффициент К^и в схеме ОЭ составляет 20—100.
Усилительный каскад ОЭ осуществляет поворот 孔。фазе на 180° выходного напряжения относительно входного. Для иллюстрации этого положения предположим, что напряжение 〃》千,имеющее положительную полярность, увеличивается (или воздействует, например, положительная полуволна входного напряжения; рис. 2.4). Повышение напряжения ивх уменьшает ток базы и соответственно ток коллектора транзистора. Падение напряжения на резисторе R^ Уменьшается, что вызывает увеличение напряжения отрицательной полярности на коллекторе (или появление на выходе каскада отрицательной полуволны напряжения). Инверсия фазы выходного напряжения в каскаде ОЭиногда учитывается знаком《一》в выражениях для Ки.
Коэффициент усиления п о мощности Л> = ^вых^вх = KuKi в схеме ОЭ составляет (0,2+ 5) • 103. выходное сопротивление каскада рассчитывают от- ЙОСЙтельно его выходных зажимов:
&ЫХ =凡 II ГК (Э) •(2.26)
Поскольку Гк(з)» /?ю выходное сопротивление каскада ОЭ определяется величиной Rr.
Усилительный каскад ОК (эмиттерный повторитель) |
Схему рис. 2.7, а называют каскадом ОК, потому что коллект! Ный вывод транзистора по переменному току является общим элЛ родом для входной и выходной цепей каскада. Эмиттерным повто! телем схему называют вследствие того, что ее выходное напряжеш снимаемое с эмиттера транзистора, близко по величине входнЦ напряжению (% = uBS + ибэ^ uBS) и совпадает с ним по фазеЯ
Резистор 以 в схеме выполняет ту же функцию, что и резне! Rh в схеме ОЭ, — создание изменяющегося напряжения в выход! цепи за счет протекания в ней тока, управляемого по цепи ба| Функция конденсатора Ср2 сводится к передаче в нагрузку перем ной составляющей выходного сигнала. Резисторы Ri, R2 преднаД чены для задания режима покоя каскада. Для повышения вход™ сопротивления резистор R? в схему часто не вводят. Расчет каск| по постоянному току проводят по аналогии со схемой ОЭ. ]
Рассмотрим параметры каскада ОК по переменному току. С э胃 целью представим каскад его схемой замещения (рис. 2.7, 6) и с| лаем выкладки, подобные выполненным для схемы ОЭ.]
Входное сопротивление каскада ОК определя! ся параллельно соединенными сопротивлениями R» R2 n сопроти ленпем входной цепи транзистора rBS:1
Rrx = R1 II 欠2 II ^"вх •I
При определении гвх выразим напряжение U^ через ток /б:-| /x=/6卜6 + (1+。)(%+&11小)]I
и поделим напряжение UBX на ток /б:'|
尸вх =厂。十(1 +§)(%+ Rjl RJ(2.|
В отличие от выражения (2.18) здесь сопротивление % для схе|
ОК входит в сумме с R^ || R^, в связи с чем сопротивление вход! цепи транзистора гвх и входное сопротивление R^x каскада ОК бо| ше, чем в схеме ОЭ. Поскольку % обычно много меньше R§ || R/
/б меньше второго слагаемого правой части выражения (2.27), J входного сопротивления эмиттерного повторителя можно *
Rbx^RiH & II 1(1 +。)(凡 11 &)]•
При выборе высокоомного входного делителя входное ление каскада получается достаточно большим. Так, при
записав
сопрот!
Ra II Rh — 1 кОм Rrx = 51 кОм. Однако при
В =5(|
повышенных в ходи]
■сопротивлениях нельзя пренебрегать сопротивлением гк(э), шун1 рующим входную цепь каскада (рис. 2.7, б). В этом случае более т《 ное выражение для входного сопротивления каскада имеет вид!
切
&x = R 口 &в W +Р) (^э и О и гк ⑼.
(2,|
Высокое входное сопротивление является одним из важна访屈
Преимуществ каскада ОК-1
100J
годное сопротивление требуется в случае применения кас- 5b/f°"°KaqecTBe согласующего звена при работе от источника входно- ка“а в 窃,обладающего высоким внутренним сопротивлением. 加落*е приемы, что и для схемы ОЭ, используем при определении ^фИциента усиления по току К/. Соотношение ^ 9) действительно также для схемы ОК- Поскольку ток /н здесь ^ляется частью тока /э, выражение (2.20) приобретает вид
/н = (1 + р) /б 筑(2.30)
н с учетом (2.19) получаем
/н = /вх(1 十。)&•(2.31)
Коэффициент усиления по току в схеме ОК
К/ =(1 4- р)区 "Rh. ,(2.32)
т, е. он также зависит от соотношений Rbx и 广вх， Ra и Rh・ В предположении 仆产「вх нмеем
К/ (1 +。)父?" Rh_ .(2.33)
Согласно выражениям (2.32) и (2.33) каскад ОК обеспечивает усиление по току. При R? = & и одинаковых значениях Rh коэффициенты усиления по току в схемах ОК и ОЭ примерно одинаковы.
Коэффициент усиления по напряжению Ки рассчитывают по формуле (2.24). При подстановке в нее К/ (2.33) имеем
К宀 1+Р)(2.34) 仆十аbX
Для оценки коэффициента Ки примем Rbx》Re а величину /?сх определим приближенно по (2.28): R^^(】+ Р)Е^Э II RJ При этом Ки 1. Точный расчет дает Ки< 1 и в пределе Ки стремится к единице Это свойство каскада ОК используют, когда необходимо повыСИТь мощность сигнала при сохранении величины его напряжения.
Поскольку Ки2, коэффициент усиления по мощ- но^тн Кр близок по величине к К/.
&мх =凡 II & + '弋С 旦)凡 U&мх =凡 II & + '弋С 旦)凡 U(2.35)(2.35)BbixoAHoe сопротивление /?ВЬ1Х каскада ОК, пред- 『авляющее собой сопротивление схемы со стороны эмиттера еис・ 2.7, б), определяется из соотношения
&мх =凡 II & + '弋С 旦)凡 U
&мх =凡 II & + '弋С 旦)凡 U
(2.35)
(2.35)
Вь1хсщное сопротивление каскада мало (10—50 Ом). Это свойство 〃 ；°”ьзу2/п, когда необходимо решать задачу согласования выходной Кас" У。〃”〃^е九兄 с низкоомным сопротивлением нагрузки. При этом кад ОК применяют в качестве выходного каскада усилителя.
Усилительный каскад ОБ
Схема каскада ОБ приведена предназначены для задания тока менты каскада выполняют те же
Рис. 2.8. Схема усилительного каскада ОБ (а] и его схема замещения в физических параметрах (6)
на рис. 2.8, а. Его элементы £э| /эп в режиме покоя. Остальные 1 функции, что и в схеме ОЭ. В п| ципе реализация схемы ОБ 区碍 кает использование и общего! точника питания £к.，
Рассмотрим параметры ус| тельного каскада ОБ по пере! ному току. Для этого Bocnojl емся его схемой замещения, | веденной на рис. 2.8, б. 1
Расчет по схеме рис.嚼 даетI
&х =凡 Н%.+ (1 — а"б].(1
Согласно выражению (2g входное сопротивление кас| определяется главным обр| сопротивлением гэ и состав! 50—50 Ом. Малое входное coj шивление является существен недостатком каскада ОБ, так! этот каскад создает большую | рузку для источника вход! сигнала.Я
По переменной составляющей ток коллектора связан с током эд тер а соотношением /к = а/э. Поскольку цепь эмиттера транзит! входит во входную цепь каскада, коэффициент усиления по току J меньше единицы. Соотношение для К/, полученное из расчета с| рис. 2.8, 6, имеет вид |
к产aк产aRk М協RhRk М協Rh
к产a
к产a
Rk М協
Rh
Rk М協
Rh
Коэффициент усиления по току в схеме ОБ существенно (в раз) меньше, чем в схемах ОЭ и ОК.
Расчет коэффициента усиления по напряжению дает
Ки ^仪Ки ^仪& Н Ан . Rr + Rbx& Н Ан . Rr + Rbx
Ки ^仪
Ки ^仪
& Н Ан . Rr + Rbx
& Н Ан . Rr + Rbx
Согласно выражению (2.38), коэффициент усиления по нй женхю каскада ОБ возрастает с уменьшением внутреннего сопр| ления источника входного сигнала. Простейшие расчеты nof| вают, что при R「一＞ 0 коэффициент усиления по напряжению ] к ада ОБ приближается к величине Ки каскада ОЭв |
Выходное сопротивление каскада ОБ ]
&ых =凡 II『к (б) ^ & •
口 рн рассмотрении статических характеристик транзистора
点 1.3) отмечалось, что в схеме ОБ выходные характеристики от- (c^aQTca большей линейностью, а транзистор может использоваться 〃н ^льшем коллекторном напряжении, чем в схеме ОЭ. В соответ- ПР и с этим каскад ОБ будет вполне оправдан при необходимости СТ пучения повышенных значений выходного напряжения, когда "скад ОЭ не может быть применен ввиду невозможности использо- * ни я транзистора по напряжению или недостаточной линейности Б оактеристик. Усилительный каскад ОБ при этом служит в каче- ст^ выходного каскада усилителя, а каскад ОК —— в качестве предвыходного каскада. Каскад ОК будет представлять для каскада ОБ источник входного сигнала с малым внутренним (выходным) сопротивлением, что важно для применения каскада ОБ.
Фазоинверсный каскад
Фазоинверсный каскад (каскад с разделенной нагрузкой) предназначен для получения двух выходных сигналов, имеющих сдвиг по фазе в 180°. Схема фазоинверсного каскада приведена на рис. 2.9, а. Она получается из схемы ОЭ (см. рис. 2.4) при отключении конденсатора Сэ и подключении второй нагрузки 氏日？ через Ср? к R3. Выходные сигналы снимаются с коллектора и эмиттера транзистора. Сигнал иВЫх2) снимаемый с эмиттера, совпадает по фазе с входным сигналом ивх (рис. 2.9, б, 8), а сигнал ивых1, снимаемый с коллектора (рис. 2.9, а), находится с ним в противофазе. Диаграммы, приведенные на рис. 2.9, б一г, иллюстрируют получение обоих выходных сигналов.
Рассмотрим показатели фазоинверсного каскада,, Входное сопротивление каскада рассчитывают по аналогии с каскадом ОК:
^Ис* 2.9. Схема фазоинверсного каскада (а) и его временные диаграммы (б,仇 г)
&Х — Rl li & II [гб + (1 + В)(『э + Ra II &2)1， или приближенно
（斗
凡宀(1 +P)(Q +R3 II &2)・
(2
Коэффициент усиления по напряжению по первому выходу ? определяют по аналогии с каскадом ОЭ, а по второму выходу К《 по аналогии с каскадом OK： I
Kui ^ —
В (Кк W Rm)
& + Rbx
…)(5hJ
R「+ Rbx J
Коэффициенты усиления каскада по обоим выходам могут @ диться в различных соотношениях между собой. Это определя! в основном соотношениями величин 凡 || ^Hi и & || &2・ При вы|
нении равенства (1 + B)(R3 II Rhа) = B(Rr М Rai) коэффициенты ления по обоим выходам получаются одинаковыми.у
Поскольку в знаменатели соотношений (2.42), (2.43) ссзме с Rr входит величина Rb* (2.41), большая выражения в числи!
коэффициенты усиления Kui, Ku2 оказываются меньше единиш
§ 2.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРА^
.Принцип построения усилительных каскадов на полевых т зисторах тот же, что и каскадов на биполярных транзисторах, j бенность заключается в том, что полевой транзистор управл^ по входной цепи напряжением, а не током. По этой причине зад
режима покоя в каскадах на полевых транзисторах осуществлю
区嚴
подачей во входную цепь каскада постоянного напряжения сося ствующей величины и полярности. Этой особенности уделяется 弓 ное внимание при анализе каскадов на полевых транзисторам постоянному току. J
亮 沙
Полевые транзисторы, так же как и биполярные, имеют три с； включения. В соответствии с названиями электродов различают^ кады с общим стоком (ОС), общим истоком | и общим затвором (ОЗ). Каскад 03 обладает низким 目 ным сопротивлением, в связи с чем он имеет ограниченное пр{ ческое применение. Поэтому ниже рассматриваются только ка§ ОС и ОИ. Рассмотрение ведется для транзисторов с каналом 几号 С учетом изменения полярности напряжений питания его можц| пользовать и для усилительных каскадов на транзисторах с | лом p-типа. I
銀
Усилительный каскад ОИ j
Схема усилительного каскада ОИ приведена на рис. 2.10. К? выполнен на МДП-транзисторе со встроенным каналом n-типа,司 которого возможна как в режиме обогащения, так и в режиме ।
дает вдает вРис. 2.11. Графическое определение режима покоя каскада ОИ на вы， ходных характеристиках транзистораРис. 2.11. Графическое определение режима покоя каскада ОИ на вы， ходных характеристиках транзистора(2.44)(2.45) постоянному Для точки а(2.44)(2.45) постоянному Для точки а+ А&ы ‘+ А&ы ‘^сип > ^вых т /си > 4^сип > ^вых т /си > 4с т*с т*
дает в
дает в
Рис. 2.11. Графическое определение режима покоя каскада ОИ на вы， ходных характеристиках транзистора
Рис. 2.11. Графическое определение режима покоя каскада ОИ на вы， ходных характеристиках транзистора
(2.44)
(2.45) постоянному Для точки а
(2.44)
(2.45) постоянному Для точки а
+ А&ы ‘
+ А&ы ‘
^сип > ^вых т /си > 4
^сип > ^вых т /си > 4
с т*
с т*
Основными элементами каскада являются источник питания 噥"транзистор Т и резистор 凡，Нагрузка подключена через раз- + ^с' ^НЬ1Й конденсатор СР2 к стоку транзистора. Основные элемен- ие"；аскааа выполняют вспомогательную роль. Элементы /?в, Rl R血 т^ йазначены для задания 1/вип в режиме покоя. Резистор & соз- "Ре"- касКаде отрицательную обратную связь по постоянному току,
Рис. 2.10. Схема усилительного каскада ОИ
служащую для стабилизации режима покоя при изменении температуры и разбросе параметров транзистора. Конденсатор Си предназначен для исключения отрицательной обратной связи по переменному току. Разделительный конденсатор С〃 обеспечивает связь каскада G источником входного сигнала. .
Принцип выбора режима покоя тот же, что и для схемы на биполярном транзисторе (рис. 2.11). Соотношения (2.3) и (2.4), исполь* зуемые при выборе режима покоя, здесь можно записать в следующем
н T°"Ka покоя П размещается на линии нагрузки по / 士 котора只 проходит через точки л и б (рис. 2.11).
^си = + 冤；для точки 6 &П = 0，/с = E"(Rc + Rj Rh /^агрузкн по переменному току определяется сопротивлением 塞訪誌"с П Rw В многокаскадных усилителях нагрузкой каскада тоЧИоТся входная цепь последующего каскада, обладающая доста- рузк высоким входным сопротивлением &х・ В таких случаях наг- 咏鳥黑俨2 по переменному току в значительной степени опреде- Мейьщр0^^отивлением Rs выбираемым по меньшей мере на порядок «в* По этой причине для каскадов предварительного уси-
ления наклон линии нагрузки по переменному току (прямая & незначительно отличается от линии нагрузки по постоянному т< и в ряде случаев их учитывают одной прямой а——6.
ммРассмотрим вопросы, связанные с осуществлением требуем режима покоя в каскаде (задание величин 〃©血口 и /сп). Ток стока ； коя /сп и напряжение сток ——исток покоя &сии связаны соотно; нием ' :
м
м
(2；(2；COIПО]COIПО]^сип — Eg —厶口 (& + 凡)
(2；
(2；
COI
ПО]
COI
ПО]
и определяются напряжением затвор ——исток транзистора соответствующим точке покоя. Напряжение t/3[in представляет параметр стоковой характеристики, проходящей через точку П (рис. 2.11).
Как известно (см. § 1.4), полевой транзистор со встроенным ■ налом может работать как в режиме обогащения канала носителе заряда, так и в режиме обеднения. Поэтому полному диапазону ； ходных характеристик этого транзистора соответствует напряжё затвор — исток, изменяемое не только по величине, но и по зн； (см. рис. 1.40, б). По указанной причине в режиме покоя напр^ ние на затворе может иметь как по лож ителъную так и отр^ тельную полярность относительно истока и даже быть равным, ну.
Рассмотрим случай, когда Umm С 0. Поскольку он являете? тому же типичным для каскада ОИ на полевом транзисторе с， переходом (см. рис. 1.36), излагаемый ниже принцип задания 孑 буемого режима покоя целиком переносится и на указанный кас?
В связи с этим выбор R血 произвсВ связи с этим выбор R血 произвсЭлементами, предназначенными для создания напряж^ t/aHn< 0 в режиме покоя, являются только резисторы R^ и R3 ； рис, 2.10)，резистор 凡 не нужен. Необходимые величины и з ность напряжения получаются на резисторе /?и в результате пр
В связи с этим выбор R血 произвс
В связи с этим выбор R血 произвс
кания через него тока /ип по величине
Rr = ^ЗИП^СП* (2
Резистор R3 предназначен для обеспечения потенциала зат£ равным потенциалу нижнего вывода резистора /?и, т. е. для noj напряжения U8tm с резистора R^ между затвором и истоком т; зиетора. Сопротивление 凡 выбирают на несколько порядков мей входного сопротивления транзистора. Это необходимо для исключ； влияния температурной нестабильности и разброса значения в но го сопротивления транзисторов на величину входного conpd ления каскада. Значение & принимают равным 1—2 МОм.
Помимо обеспечения требуемого напряжения t/aJin резистор создает отрицательную обратную связь в каскаде, препятствуй изменению тока /сп под действием температуры и разброса парД ров транзистора. Тем самым функция резистора 父口 сводится т@ к стабилизации режима покоя каскада. С целью повышения ста^ ности часто идут на увеличение R血 сверх значения, нужного для £ печения напряжения 〃^收口. Требуемая при этом компенсация g точного напряжения U血口 осуществляется подачей на затвор cod
тег0 напряжения 〃^口 путем включения в схему резистора R「 ^У ^^я указанной компенсации получаем соотношение, которое Мз 》бь1ТЬ использовано для расчета сопротивления R】： МО*?'
%皿=厶口 - 4n = /сЕ -纥，(2.48)
&з -г &.
R =£^R5м - 53R =£^R5м - 53(2.49)(2.49)
R =£^R
5м - 53
R =£^R
5м - 53
(2.49)
(2.49)
Величину 〃班口 определяют с учетом выбора напряжения питания:
线=^сип +。血口 4- /сп^с •(2.50)
Величина Rc оказывает влияние на частотные свойства каскада; ее рассчитывают, исходя из верхней частоты диапазона С точки зренИЯ расширения частотного диапазона., сопротивление Rc желательно уменьшать. Приняв в качестве известной величину внутреннего сопротивления транзистора 々，получим оценку возможных значений 凡：Rc = (0,05+0,15)f加
Относительно напряжения U^n можно высказать те же соображения. что и для напряжения U3rl в каскаде ОЭ: повышение напря-
(2.51)(2.51)Жеиия Ur口 благоприятно сказывается на стабильности точки покоя вследствие увеличения сопротивления R@, однако при этом возрастает требуемое напряжение источника питания Ес. В связи с указанным напряжение 1/ип выбирают порядка (0,1 +0,3) Е©. По аналогии с выражением (2.10) имеем
(2.51)
(2.51)
с— о,7 + 0,9
При изиа > 0 необходимость включения резистора R血 диктуется требованием стабилизации режима покоя. Включение резистора Ri здесь обязательно» Выбор элементов производится с использованием соотношений (2.48) — (2.51). При этом в выражениях (2.48), (2.49) следует соответственно либо положить напряжение (7ЗИП рав- 7HM нулю, либо изменить знак перед напряжением (731Ш. Режим ^эип^5* 0 является типичным для полевых транзисторов с индуциРованным каналом (см. рис. 1.41, б). Поэтому с учетом изменения знак? перед 1/зип соотношения (2.48), (2.49) используют для расчета "еп自 смещения каскада ОИ на этих транзисторах.
可 Выбор типа транзистора производят с учетом тех же данных, что в каскаде ОЭ. Учитывают максимальный ток стока /стах, мак- мальное напряжение 1/си тах и максимальную рассеиваемую мощ- с^ в транзисторе Рр тах (рис. 2.11).
каскад ОИ, так же как и схема ОЭ на биполярном транзисторе, УЩествляет поворот по фазе на 180° усиливаемого сигнала. Пос- (Р；；е^е на вхоа, например, положительной полуволны напряжения ще * 2・11) вызывает увеличение тока стока и соответственно повы- На е напряжения на резисторе и уменьшение напряжения стока. п0ПаВых°Де будет выделена полуволна напряжения отрицательной "兄рности.
Проведем анализ каскада по переменному току. Поскольку п； зитные емкости каскада определяются межэлектродными емкост； полевого транзистора и зависят от схемы включения, анализ ка& будем проводить по полной схеме замещения транзистора ।
рис. 1.38f q), учитывающей и
仔
玲口% %川
О
Рис. 2.12. Схема замещения каскада
绯
%
межэлектродные емкости. Схема; мещения каскада ОИ показ на рис. 2.12, а.
Схема замещения основ
на ка
использовании
S%x
источника^
в выходной цепи.
а)
противления R©, Rh, вклюе ные параллельно в выход]
鼠
цепи, определяют сопротив| ние нагрузки 后〜=凡" J Сопротивления R3, Ri в cxl замещения каскада ОИ та* включены параллельно. И скольку входное сопротивз ние каскада, как правило, | щественно больше 当，вход| напряжение каскада при нима! равным £「. Емкости раздел
к
ОИ с источником тока (а) ком напряжения
и источни- (6)
лю. Поэтому на схеме замещения
тельных конденсаторов Ср1, @ и конденсатора Си достаток велики и их сопротаьления! переменному току близки к н эти конденсаторы, как и
рованный конденсатором Си резистор R血,не показаны.
Выражение для коэффициента усиления к а с к д а п о напряжению для средних частот, когда сопротивл
ния оставшихся в схеме велики, записывается в
замещения конденсаторов еще достаток виде
или
Ки =务
S%X (厂W 0 Rh~ )
/х
=S (九 |] R“),
(2.52
Ku =
SqR“
分十欠”
(2.5|
Произведение S% называют стати ческим коэффиц| м усиления 卩 полевого транзистора. С учетом соотнс
е н т о шения
炉
Sr/ = fi формула (2.53) принимает вид
Ки =
叫〜
ri + ^н^
(2.51
основании выражения (2.54) возможен второй вариант пос； роения схемы замещения каскада ОИ — с источим ком напряжен^ 卩＜7вх (рис. 2.12, б). *
На
田
Ku ^SRa(2.55)Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R】м R/Ku ^SRa(2.55)Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R】м R/В случае, когда схема ОИ является каскадом предварительного ленИЯ в многокаскадном усилителе, Rh〜=&с II &вх^ Кс・ Если У^стЬ к тому же, что R©《尸切 то коэффициент усиления каскада Jo напряжению
Ku ^SRa(2.55)
Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R】м R/
Ku ^SRa(2.55)
Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R】м R/
(2.56)(2.56)(2-57)(2-57)Rbx ~ R】иВыходное сопротивление каскада ОИRbbix = Rc II ri Q &•
(2.56)
(2.56)
(2-57)
(2-57)
При переходе в область высоких частот необходимо учитывать входную и выходную емкости каскада.
При расчете входной емкости должны быть учтены межэлектродные емкости С3и, С^ транзистора (рис. 2.12, а), а также емкость монтажа входной цепи См (емкость деталей и проводов входной цепи каскада по отношению к шине «—》источника питания). Указанные емкости создают на высоких частотах реактивные составляющие токов входной цепи, определяющие суммарный входной ток каскада:
/Свх = ‘Сзн + ‘Сас + 〃м •(2.58)
Токи 'сзн, ，см определяются входным напряжением йвх каскада, а ток /сзс — напряжением сток — затвор. Поскольку напряжение на стоке находится в противофазе с входным напряжением, напряжение между затвором и стоком будет равно L/BS + L/BbIS = (1 + 卜&Мх・
С учетом указанного определяем емкостный входной ток каскада:
/Свх = /зСз/вх + /^^зс (1 +Ки) 〃вх + JsCmUbx' или
‘Свх = м\х£зп + (1 + Ки)4 + См1 =沁。》/… гае Свх — входная емкость каскада;
Свх = Сзи + (1 + Ки) 5с + См，(2.59)
Если принять для примера Сзя=10 пФ, СЭс = 2 пФ, См = 2 пФ "Ки= 50, то входная емкость составит 114 пФ, причем определяю- 迎*% будет второе слагаемое в выражении (2.59).
Выходная емкость каскада зависит от межэлектродных емкостей участков сток — исток и сток — затвор, а также емкости Монтажа выходной цепи. Расчет выходной емкости производят по °и же методике, что и расчет входной емкости:
с^х = а. +-^ а。+■ &•(2・бо)
Усилительный каскад ОС (истоковый повторитель) IСхема истокового повторителя близка по виду к схеме ОК. В| честве примера на рис. 2.13, й показана схема ОС, выполненная! полевом транзисторе с встроенным каналом. Элементы R* R3 d местно с Г玄 используются для задания режима покоя транзисто.| выбираемого с учетом амплитуды выходного сигнала. |Усилительный каскад ОС (истоковый повторитель) IСхема истокового повторителя близка по виду к схеме ОК. В| честве примера на рис. 2.13, й показана схема ОС, выполненная! полевом транзисторе с встроенным каналом. Элементы R* R3 d местно с Г玄 используются для задания режима покоя транзисто.| выбираемого с учетом амплитуды выходного сигнала. |0+й0+й0-0-Рис. 2.13. Схема усилительного каскадаРис. 2.13. Схема усилительного каскада5)5)仔仔ОС (а) и его схема замещения |ОС (а) и его схема замещения |Выбор и обеспечение режима покоя производят по аналогии^ каскадом ОИ. При этом учитывают, что элементы, опрёделяющй сопротивления каскада по постоянному и переменному токам, ра； положены в цепи истока транзистора. Нагрузкой каскада по пост янному току является резистор R^, а по переменному юку —— /?н- =Выбор и обеспечение режима покоя производят по аналогии^ каскадом ОИ. При этом учитывают, что элементы, опрёделяющй сопротивления каскада по постоянному и переменному токам, ра； положены в цепи истока транзистора. Нагрузкой каскада по пост янному току является резистор R^, а по переменному юку —— /?н- =попоRr !l Rh・Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадав фазе с входным напряжением и связано с ним соотношениемRr !l Rh・Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадав фазе с входным напряжением и связано с ним соотношением(2.61；(2.61；илиилиU3tl =U3tl =Выражения (2,61) и (2.62) фициента усиленияВыражения (2,61) и (2.62) фициента усиленияS (e )1 &~) используем для определения каскада п о н а п р я жS (e )1 &~) используем для определения каскада п о н а п р я ж(2,62).(2,62).коэф! e н и ю;коэф! e н и ю;
Усилительный каскад ОС (истоковый повторитель) I
Схема истокового повторителя близка по виду к схеме ОК. В| честве примера на рис. 2.13, й показана схема ОС, выполненная! полевом транзисторе с встроенным каналом. Элементы R* R3 d местно с Г玄 используются для задания режима покоя транзисто.| выбираемого с учетом амплитуды выходного сигнала. |
Усилительный каскад ОС (истоковый повторитель) I
Схема истокового повторителя близка по виду к схеме ОК. В| честве примера на рис. 2.13, й показана схема ОС, выполненная! полевом транзисторе с встроенным каналом. Элементы R* R3 d местно с Г玄 используются для задания режима покоя транзисто.| выбираемого с учетом амплитуды выходного сигнала. |
0+й
0+й
0-
0-
Рис. 2.13. Схема усилительного каскада
Рис. 2.13. Схема усилительного каскада
5)
5)
仔
仔
ОС (а) и его схема замещения |
ОС (а) и его схема замещения |
Выбор и обеспечение режима покоя производят по аналогии^ каскадом ОИ. При этом учитывают, что элементы, опрёделяющй сопротивления каскада по постоянному и переменному токам, ра； положены в цепи истока транзистора. Нагрузкой каскада по пост янному току является резистор R^, а по переменному юку —— /?н- =
Выбор и обеспечение режима покоя производят по аналогии^ каскадом ОИ. При этом учитывают, что элементы, опрёделяющй сопротивления каскада по постоянному и переменному токам, ра； положены в цепи истока транзистора. Нагрузкой каскада по пост янному току является резистор R^, а по переменному юку —— /?н- =
по
по
Rr !l Rh・
Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадав фазе с входным напряжением и связано с ним соотношением
Rr !l Rh・
Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпадав фазе с входным напряжением и связано с ним соотношением
(2.61；
(2.61；
или
или
U3tl =
U3tl =
Выражения (2,61) и (2.62) фициента усиления
Выражения (2,61) и (2.62) фициента усиления
S (e )1 &~) используем для определения каскада п о н а п р я ж
S (e )1 &~) используем для определения каскада п о н а п р я ж
(2,62).
(2,62).
коэф! e н и ю;
коэф! e н и ю;
〃н = °вх — 〃зл
Напряжение U& в свою очередь, в соответствии со схемой заме щения транзистора является функцией напряжения /厶⑺ действующ^ го на входе транзистора (см, рис. 1.38, а): ?
力=SU3m (『£ II &~)，
(2.63)(2.63)S (勺 W &~)…fRg)
(2.63)
(2.63)
видевидеПоскольку 々》Rn〜,соотношение (2.63) записывают в
виде
виде
(2.64)
но
Коэффициент усиления Ки зависит от крутизны транзистора и г Kii каскада по переменному току. С увеличением S и 七~ ко- ^^У^ент усиления по напряжению стремится к единице. В связи эФФи^ я истокового повторителя целесообразно использовать транс *т" - с повышенными значениями крутизны. Важность прибли- единице коэффициента усиления по напряжению в боль-Коэффициент усиления Ки зависит от крутизны транзистора и г Kii каскада по переменному току. С увеличением S и 七~ ко- ^^У^ент усиления по напряжению стремится к единице. В связи эФФи^ я истокового повторителя целесообразно использовать транс *т" - с повышенными значениями крутизны. Важность прибли- единице коэффициента усиления по напряжению в боль-зисторызисторывлияниявлияниянстве случаев диктуется необходимостью уменьшения 噥Jcth Qm на входную емкость каскада.
Коэффициент усиления Ки зависит от крутизны транзистора и г Kii каскада по переменному току. С увеличением S и 七~ ко- ^^У^ент усиления по напряжению стремится к единице. В связи эФФи^ я истокового повторителя целесообразно использовать транс *т" - с повышенными значениями крутизны. Важность прибли- единице коэффициента усиления по напряжению в боль-
Коэффициент усиления Ки зависит от крутизны транзистора и г Kii каскада по переменному току. С увеличением S и 七~ ко- ^^У^ент усиления по напряжению стремится к единице. В связи эФФи^ я истокового повторителя целесообразно использовать транс *т" - с повышенными значениями крутизны. Важность прибли- единице коэффициента усиления по напряжению в боль-
зисторы
зисторы
влияния
влияния
схему замещения истокового повторителя часто представляют источником напряжения в выходной цепи, подобно схеме рис. 2.12, б ° каскада ОИ. Для нахождения эквивалентных параметров схемы замещения преобразуем выражение (2.63), заменив в нем S = 卩九
раскрыв 厶 II ~— • После простейших преобразований
получаем выражение для Ки через статический коэффициент усиления аранзисгора 卩：
(2.65)(2.65)ки=———
(2.65)
(2.65)
g + (1 + 卩)Rr
Поделив числитель и знаменатель правой части выражения (2*65) на 1 ¥ м н заменив Ки =。"力” находим
4 =三一 ％х —込一•(2.66)
На основании выражения (2.66) строим схему замещения каскада (рис. 2.13, б). В выходную цепь такой схемы замещения входит эк- Бивалентный источник напряжения ―-— Ubx с эквивалентным внутренним сопротивлением 后/(1 + 卩).Входная цепь схемы замещения (рис. 2.13, б) состоит из тех же элементов, что и схема замещения ОИ.
По схеме замещения определяем выходное сопротив- л н и е каскада ОС:
Rbkx•(2.67)
Величина /?ВЬ1Х в схеме ОС имеет меньшее значение, чем в схеме и составляет 100—3000 Ом.
Выгодно отличается рассматриваемая схема и по величине в х о д- н 0 г о сопротивления Rbx・ Поскольку напряжение затвор — исток транзистора в схеме истокового повторителя равно раз- Носта и** ——44bix， собственный входной ток транзистора получа- етс只 существенно меньшим, чем в схеме ОИ, и температурная нестабильность сопротивления участка затвор ——исток проявляется 货6証，что допускает применение более высокоомных резисторов 仆，&♦ В соответствии с указанным каскады ОС обеспечивают су-
УСИЛИТЕЛИ связьюУСИЛИТЕЛИ связью弓弓Рис. 2.14. Структурная схема многокаскадного усилителяРис. 2.14. Структурная схема многокаскадного усилителяКК
УСИЛИТЕЛИ связью
УСИЛИТЕЛИ связью
弓
弓
Рис. 2.14. Структурная схема многокаскадного усилителя
Рис. 2.14. Структурная схема многокаскадного усилителя
К
К
шее сопротивление RB (до нескольких мегом), Н щественно оол Я
Ниже приводимые расчеты показывают, что и входная 3 кость и стокового повторителя существенно меньше, чем в w каде ОИ. j
Для истокового повторителя необходимо учитывать емкостЯ составляющие входного тока цепей затвор ——сток и затвор ——и Я транзистора, а также составляющую тока емкости монтажа вхоЛ цепи каскада* Поскольку напряжение стока неизменное, составлЯ щая тока емкости С3c определяется, как и для емкости монтажа 中 напряжением ()»*・ Составляющая тока емкости С3и зависит от нам жения й5Я = Овх — ^вых — (1 — Kt7)l4x・ Суммарный емкостЯ входной ток истокового повторителя 'I
С вх =，①ОвхСзс + С単t(lКи) + См],
откуда
②，②，Свх — °睨 + Сзи(1 —Ku) + См.
②，
②，
Из сравнения выражений (2.68) и (2.59) следует, что входная & кость истокового повторителя меньше» чем в схеме ОИ. При СЬи1 =10 лФ, Сзс = 2 пФ, См = 2 пФ и Ки= 0,85 емкость Свк — 5,5 | против 114 пФ в схеме ОИ. Соотношение (2.68) показывает целесо^ разность приближения к единице коэффициента Ки истокового п| торителя, так как при этом уменьшается влияние на входную емкоф
транзистора — Сзи.транзистора — Сзи.одной из самых значительных емкостей
транзистора — Сзи.
транзистора — Сзи.
МНОГОКАСКАДНЫЕ
С КОНДЕНСАТОРНОЙ
РРПри усилении малых входных сигналов может оказаться, ч!
Р
Р
одного усилительного каскада недостаточно для получения нужного к эффициента усиления. В этом случае задачу решают с помощью мног
каскадных усилителей, получаемых путем поел едователь но го соедй нения отдельных каскадов (рис. 2.14). В многокаскадных усилителж выходной сигнал первого и любого промежуточного каскада служ< входным сигналом последующего каскада. Нагрузкой указаннЦ каскадов является входное сопротивление последующего каскад" Входное и выходное сопротивления усилителя определяются cooi ветственно входным и выходным каскадами.
,ффЙЦЙент усиления многокаскадного усилителя равен произ- енито коэффициентов усиления входящих в него каскадов:,ффЙЦЙент усиления многокаскадного усилителя равен произ- енито коэффициентов усиления входящих в него каскадов:в него каскадов:в него каскадов:0 办0 办—UbBIKI .UbhX2Er и BX2—UbBIKI .UbhX2Er и BX2"в£х N"в£х N"вх N"вх N=KuiK/72 ... К UN*=KuiK/72 ... К UN*(2.69)(2.69)
,ффЙЦЙент усиления многокаскадного усилителя равен произ- енито коэффициентов усиления входящих в него каскадов:
,ффЙЦЙент усиления многокаскадного усилителя равен произ- енито коэффициентов усиления входящих в него каскадов:
в него каскадов:
в него каскадов:
0 办
0 办
—UbBIKI .UbhX2
Er и BX2
—UbBIKI .UbhX2
Er и BX2
"в£х N
"в£х N
"вх N
"вх N
=KuiK/72 ... К UN*
=KuiK/72 ... К UN*
(2.69)
(2.69)
Связь каскадов в многокаскадном усилителе может осуществлять- с поМОщью конденсатора, трансформатора или непосредственно.
соответствии с этим различают усилители с конденсатор- о « трансформаторной и непосредственной р я з ь ю. ;
В настоящее время усилители применяются преимущественно в интегральном исполнении с непосредственной связью между каска-
1Й (см. § 2.7). Исключение составляют узкополосные усилители падиотехнических устройств высокой частота, где связь усилительных каскадов интегрального исполнения, а также связь источника входного сигнала с входом усилителя и выхода усилителя с нагрузкой могут осуществляться через трансформатор (одна из обмоток которого образует с дополнительно вводимым конденсатором параллельный колебательный контур). Конденсаторы в усилителях интегрального исполнения могут применяться как навесные элементы для связи источника входного сигнала с входом усилителя, выхода усилителя с нагрузкой, а также для связи отдельных усилителей между собой. В качестве элемента связи конденсатор используется в усилителях звуковых частот, усилителях высокой частоты и широкополосных
усилителях. _
Для многокаскадных усилителей важными являются а м п л и- тудно-ча стотн а я , фазо-частотная и амплитудная характеристики. В данном параграфе эти показатели рассматриваются для усилителей, в которых в качестве элементов связи используются конденсаторы, поскольку этот случай является более общим. Рассмотрение проводится для наиболее общего случая —— на примере многокаскадного усилителя с конденсаторной связью между каскадами. Материал базируется на применении в усилителях биполярных транзисторов.
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристикиусилителя
В многокаскадных усилителях с конденсаторной связью (рис. 2.15) нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь последующего каскада. С учетом замены Ra на /?вх анализ, проведенный в § 2.2, действителен и для промежуточных каскадов. Число каска- "°в в многокаскадном усилителе определяют по выражению (2.69), ИсхоДя из требуемого коэффициента усиления. Каскады рассчитывают (выбор и обеспечение режима покоя, расчет по переменному ’°ку) в последовательности от оконечного каскада к первому. Сначала проводят расчет оконечного каскада, который обеспечивает получение тРебуемой мощности (тока или напряжения) сигнала на нагрузке /?н. 5-648
По коэффициенту усиления оконечного каскада определяют п! метры его входного сигнала, являющиеся исходными для рас! предоконечного каскада, и т. д. вплоть до первого (входного) 1 када. Расчет вначале ведут для средней частоты fp? что позво^ пренебречь влиянием конденсаторов в усилителе (их сопротиьл! принимают равным нулю или бесконечности для конденсаторов, с| щих в схеме замещения параллельно) и не учитывать зависим!
&0&0Рис. 2.15. Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связьюРис. 2.15. Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связью
&0
&0
Рис. 2.15. Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связью
Рис. 2.15. Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связью
параметров транзисторов от частоты. Учет свойств транзисторов влияния конденсаторов в случае необходимости производят, исхф из диапазона частот усиливаемого сигнала, чем обеспечивается т| буемая полоса пропускания частот у с и л ите л| Наличие в схеме усилителя конденсаторов и зависимость пай метров транзисторов от частоты приводят к тому, что при изменен! частоты входного сигнала напряжение на выходе усилителя из!
няется как по амплитуде, так и по фазе. В соответствии с этим коэ| фициент усиления по напряжению характеризуется комплекс吗
彼彼величиной, определяемой модулем коэффициента усиления |图 и углом фазового сдвига ① выходного синусоидального напряжете усилителя относительно входного. Зависимость модуля коэффициент усиления Ки от частоты определяет амплитудно-частотную харш теристику усилителя, а зависимость угла фаевого сдвига ф от ч|
彼
彼
тоты — его фаза-частотную характеристику. В области низЛ частот полосы пропускания указанные зависимости при чисто акт囑 ной нагрузке обусловливаются наличием конденсаторов в схеме, аЯ области высоких частот ——главным образом частотными парам闻 рами транзисторов. Обычно на практике можно независимо иссл| довать влияние элементов, определяющих ход указанных характ| ристик в области высоких и низких частот. J
啰啰Рассмотрим особенности работы усилителя в области н и ^ к и х частот. J
啰
啰
При расчете в § 2.2 коэффициентов усиления одиночных каскадо! сопротивление конденсаторов переменному току хс = 1/①С прнн璃 ем &
Рис. 2.16. Общий вид амплитудно-частотной характеристики многокаскадного усилителя с конденсаторной связью (а), влияние емкости конденсаторов связи на амплитудночастотную характеристику усилителя в области низких частот (б)Рис. 2.16. Общий вид амплитудно-частотной характеристики многокаскадного усилителя с конденсаторной связью (а), влияние емкости конденсаторов связи на амплитудночастотную характеристику усилителя в области низких частот (б)равным нулю. Как указывалось, такое предположение дей- ма"；елбно для полосы средних частот. Коэффициент усиления уси- СТБеля для этих частот соответствует величине Кио (рис. 2.16, а), 〃"Т 立 произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. 口о мере снижения частоты начинает сказываться уменьшение
Рис. 2.16. Общий вид амплитудно-частотной характеристики многокаскадного усилителя с конденсаторной связью (а), влияние емкости конденсаторов связи на амплитудночастотную характеристику усилителя в области низких частот (б)
Рис. 2.16. Общий вид амплитудно-частотной характеристики многокаскадного усилителя с конденсаторной связью (а), влияние емкости конденсаторов связи на амплитудночастотную характеристику усилителя в области низких частот (б)
пр1
Вследствие падения напряжения на конденсаторах уменьшается напряжение сигнала, поступающее на первый каскад от источника входного сигнала и на последующие каскады с выходов предыдущих. Падение напряжения на конденсаторах приводит к уменьшению амплитудных значений сигналов на выходе каждого каскада и усилителя в целом, что проявляется снижением его коэффициента усиления в области низких частот (рис. 2.16, й). Влияние конденсаторов Ср является причиной того, что в усилителе с конденсаторной связью коэффициент усиления ku f 0 при /-> 0. .Характер зависимости коэффициента усиления в области низких частот определяется величи- но济 емкости конденсаторов Ср. В частности, с увеличением их емкости снижение коэффициента усиления происходит при более низких частотах (рис. 2.16, б).
Необходимо отметить, что на коэффициент усиления усилителя 3 области низких частот оказывают влияние также конденсаторы °》Их влияние проявляется в том, что с уменьшением частоты снижаются коэффициенты усиления каскадов вследствие уменьшения Щунтирующего действия конденсаторов на резисторы ^э.
Уменьшение модуля коэффициента усиления в области низкие частот Кин учитывается коэффициентом частотных Искажений усилителя
〃н = Кио/Кин,(2.70)
который представляет собой произведение коэффициентов частотных адений, обусловленных каждым из конденсаторов в усилителе:
^н = MrCi 嶋с2 Mj1cw .(2.71)
каждого временикаждого времениТак,Так,Мнс = 1/ 1Мнс = 1/ 1для конденсаторадля конденсатора^нр 1 СрKRp + ”вх)「4®^нр 1 СрKRp + ”вх)「4®\侬叫e 7(см. рис. 2.15) постоянная\侬叫e 7(см. рис. 2.15) постояннаякаскада; для сопротивление конденсатора сопротивление ные времени икаскада; для сопротивление конденсатора сопротивление ные времени и(2(2£1 一 входное сопротивление конденсатора C3i тнз1 = Сэ1(/?4 |( /?Г1Э), где транзистора 7\ со стороны эмиттера (Rt^^ г3); ,| Ср2 Тир 2 = Ср2(Пвх2 + ^вых1)5「A® Rbx2В*。方второго каскада. Аналогично определяются поста£1 一 входное сопротивление конденсатора C3i тнз1 = Сэ1(/?4 |( /?Г1Э), где транзистора 7\ со стороны эмиттера (Rt^^ г3); ,| Ср2 Тир 2 = Ср2(Пвх2 + ^вых1)5「A® Rbx2В*。方второго каскада. Аналогично определяются постадля других конденсаторов в схеме.для других конденсаторов в схеме.При расчете ,усилителя на требуемую область низких чаш исходным параметром является низшая частота пол! пропускания &口 усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте | соответствует коэффициент частотных искажений Ми = /|| (рис. 2,16, о), величина которого зависит от назначения усилите! Так, например, для усилителей звуковых частот величину МНп ча| принимают равной М2. Согласно выражениям (2.71) и (2.72), зад| сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в уси|При расчете ,усилителя на требуемую область низких чаш исходным параметром является низшая частота пол! пропускания &口 усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте | соответствует коэффициент частотных искажений Ми = /|| (рис. 2,16, о), величина которого зависит от назначения усилите! Так, например, для усилителей звуковых частот величину МНп ча| принимают равной М2. Согласно выражениям (2.71) и (2.72), зад| сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в уси|геле, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, 8 словливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М^геле, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, 8 словливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М^
каждого времени
каждого времени
Так,
Так,
Мнс = 1/ 1
Мнс = 1/ 1
для конденсатора
для конденсатора
^нр 1 СрKRp + ”вх)「4®
^нр 1 СрKRp + ”вх)「4®
\侬叫e 7
(см. рис. 2.15) постоянная
\侬叫e 7
(см. рис. 2.15) постоянная
каскада; для сопротивление конденсатора сопротивление ные времени и
каскада; для сопротивление конденсатора сопротивление ные времени и
(2
(2
£1 一 входное сопротивление конденсатора C3i тнз1 = Сэ1(/?4 |( /?Г1Э), где транзистора 7\ со стороны эмиттера (Rt^^ г3); ,| Ср2 Тир 2 = Ср2(Пвх2 + ^вых1)5「A® Rbx2В*。方
второго каскада. Аналогично определяются поста
£1 一 входное сопротивление конденсатора C3i тнз1 = Сэ1(/?4 |( /?Г1Э), где транзистора 7\ со стороны эмиттера (Rt^^ г3); ,| Ср2 Тир 2 = Ср2(Пвх2 + ^вых1)5「A® Rbx2В*。方
второго каскада. Аналогично определяются поста
для других конденсаторов в схеме.
для других конденсаторов в схеме.
При расчете ,усилителя на требуемую область низких чаш исходным параметром является низшая частота пол! пропускания &口 усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте | соответствует коэффициент частотных искажений Ми = /|| (рис. 2,16, о), величина которого зависит от назначения усилите! Так, например, для усилителей звуковых частот величину МНп ча| принимают равной М2. Согласно выражениям (2.71) и (2.72), зад| сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в уси|
При расчете ,усилителя на требуемую область низких чаш исходным параметром является низшая частота пол! пропускания &口 усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте | соответствует коэффициент частотных искажений Ми = /|| (рис. 2,16, о), величина которого зависит от назначения усилите! Так, например, для усилителей звуковых частот величину МНп ча| принимают равной М2. Согласно выражениям (2.71) и (2.72), зад| сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в уси|
геле, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, 8 словливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М^
геле, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, 8 словливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М^
Коэффициент частотных искажений, обусловливаемый влияв
из конденсаторов, рассчитывают с учетом его постоян Тнс и частоты. по формуле
蓼:蓼:Как отмечалось, наличие конденсаторов в схеме приводит к Я явлению и фазо-частотных искажений. В полосе средних частот, @ влияние конденсаторов не проявляется, сдвиг по фазе выходнЯ
蓼:
蓼:
напряжения усилителя относительно входного возможен только | величину пл, где п ——число каскадов усилителя, осуществляюиш изменение фазы сигнала на 180°. Как известно, ими являются лй^ каскады ОЭ (или ОИ), поскольку схемы ОБ и ОК (а также ОЗ и О§ фазу сигнала не поворачивают. 国
С понижением частоты входного сигнала появление фазового с礴 га обусловлено тем, что ток в цепях с конденсаторами опережает ^
фазе напряжение. Так, например, в области низких частот вход! напряжение каждого каскада будет создаваться входным током е|
(2芻(2芻костного характера, протекающим через конденсатор Ср, В св哂 с этим напряжение, поступающее на вход каскада после конденЯ торов, будет иметь опережающий фазовый сдвиг относительно напр圉 жени я источника (для первого каскада) и выходного напряжена предыдущего каскада (для промежуточных каскадов). В результат фазовый сдвиг выходного напряжения усилителя относительно ег| входного напряжения в области низких частот имеет опережают^ характер, его угол равен сумме углов фазовых сдвигов, создаваем吗 всеми конденсаторами в схеме: J
(2芻
(2芻
Фн = Фнр1 + Фнр2 + Фнэ! + Фнрз + Фнэа + …，
Угол фазового сдвига, создаваемого каждым из конденсаторе^
нах。煦т из qaCTOTHHX '
.выражения, отражающего связь между коэффициентом искажений (2.72) и фазовым сдвигом:'
此с = МI Fftg */
1
Мне
(2.74)
откуда
屮…^F
(2.75)
для иллюстрации влияния конденсаторов на частотные и фазо- е искажения предположим, что емкости всех二
дИтеЛе, кроме Ср2 (см. рис. 2.15), доволь-”
но большие. Тогда амплитудно-частотная й фазо-частотная характеристики усм』м= теля в области низких частот будут обусловлены конденсатором Ср2- Ам плиту дно-частотная характеристика усилителя будет определяться из условия Л4H = =Мнр2 по выражению (2.72), а фазо-частотная — по выражению (2.75) для Ср2. Вид
конденсаторов в уси-
характеристик показан на рис. 2.17, о, б сплошными линиями. При этом угол фазового сдвига в усилителе, обусловленный конденсатором Cp2,屮氏一＞ п/2. Для частоты входного сигнала, при которой Л4Н = =/2, угол фазового сдвига согласно выражению (2.74)(рн =冗/4 (рис. 2.17,仪，б). Влияние всех конденсаторов усилиталя вызывает спад амплитудно-частотной ха- .рактеристики при больших частотах и согласно соотношению (2.73) — увеличение фазового сдвига (пунктирные кривые на рис. 2.17, о, б).
Рассмотрим работу усилителя в о б л а тот.
на
амплитудно-частот-
Рис. 2,17. К объяснению в ли яни я конденсатор ов
ную (а) и фазо-частот-ную (б) характеристикиусилителя
е т и высоки х ч а с-
Факторами, влияющими на характеристики усилителя в области высоких частот, являются зависимость коэффициента 0 транзис- ；ора от частоты и наличие емкости коллекторного переходи Ск(э) (4口只 каскадов ОЭ). Уменьшение коэффициента усиления усилителя в области высоких частот обусловливается снижением коэффициентов усиления отдельных каскадов вследствие уменьшения модуля коэффициента 8 транзисторов, а также шунтирующего дейшвия ем- к℃те百 Cig» О степени уменьшения коэффициента 0 судят по гра- н”"ной частоте %, на которой его значение снижается в ^/Траз относительно величины р01 действительной для области средних частот.
В области высоких частот коэффициент передачи тока 0 является °^плексной величиной:
1 十 / (〃/0 )
(2.76)
в связи с чем, а также с учетом емкости Ск(3) создается отстаю^ фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного, j Уменьшение коэффициента усиления каскада в области выеб：
частот х ар актер и зу ется коэффи ци ентом частотных искажений
гдегде(2!(2!Mrk = М 1 手(叫)3
где
где
(2!
(2!
Тв = гз + 久
——эквивалентная постоянная времени кас 嘲 в области высоких частот. 4
Постоянная времени т^, примерно равная времени жизни н| новных носителей заряда в базе (дырок в транзисторах типа 夕■局 связана с граничной частотой % выражением i
а постоянная времени т^ определяется параметрами коллектору цепи каскада (см. рис. 2.6):]
q н 以⑶ & к ⑼ Н Rr II RJq н 以⑶ & к ⑼ Н Rr II RJ(2"(2"
q н 以⑶ & к ⑼ Н Rr II RJ
q н 以⑶ & к ⑼ Н Rr II RJ
(2"
(2"
Согласно выражению (2.77), коэффициент частотных искажен! увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению ш эффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, со даваемого каскадом, стремится к величине ——л/2. 《Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каск£Согласно выражению (2.77), коэффициент частотных искажен! увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению ш эффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, со даваемого каскадом, стремится к величине ——л/2. 《Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каск£ввобласти высоких частот показаны на рис. 2.18, а, б.；г многокаскадного усилителя коэффициент частотных псКобласти высоких частот показаны на рис. 2.18, а, б.；г многокаскадного усилителя коэффициент частотных псКДляДля〃丿〃丿^JUO^JUO中中加加分4 0分4 0Рис. 2.18. К объяснению влияния частотных свойств транзисторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную характеристики усилителя (6)Рис. 2.18. К объяснению влияния частотных свойств транзисторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную характеристики усилителя (6)жений в области высоких частот на而 дят по произведению коэффициенте^ частотных искажений, вносимых ка& кадами: ；жений в области высоких частот на而 дят по произведению коэффициенте^ частотных искажений, вносимых ка& кадами: ；мВ =此工此2…мВn 1мВ =此工此2…мВn 1(2.81(2.81а угол фазового сдвига — как сум吟 углов фазовых сдвигов, создаваемьь каскадами： 1а угол фазового сдвига — как сум吟 углов фазовых сдвигов, создаваемьь каскадами： 1屮в =屮в1 + 屮B2 + * ' * + ① BN ♦屮в =屮в1 + 屮B2 + * ' * + ① BN ♦(2龜(2龜Амплитудно-частотная и фазо-ча^ тотная характеристики усилителя Е области высоких частот показаны не рис. 2.18 пунктирными кривыми. :Расчет усилителя в области вь] соких частот связан с обеспеченийАмплитудно-частотная и фазо-ча^ тотная характеристики усилителя Е области высоких частот показаны не рис. 2.18 пунктирными кривыми. :Расчет усилителя в области вь] соких частот связан с обеспечений
Согласно выражению (2.77), коэффициент частотных искажен! увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению ш эффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, со даваемого каскадом, стремится к величине ——л/2. 《
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каск£
Согласно выражению (2.77), коэффициент частотных искажен! увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению ш эффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, со даваемого каскадом, стремится к величине ——л/2. 《
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каск£
в
в
области высоких частот показаны на рис. 2.18, а, б.；
г многокаскадного усилителя коэффициент частотных псК
области высоких частот показаны на рис. 2.18, а, б.；
г многокаскадного усилителя коэффициент частотных псК
Для
Для
〃丿
〃丿
^JUO
^JUO
中
中
加
加
分4 0
分4 0
Рис. 2.18. К объяснению влияния частотных свойств транзисторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную характеристики усилителя (6)
Рис. 2.18. К объяснению влияния частотных свойств транзисторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную характеристики усилителя (6)
жений в области высоких частот на而 дят по произведению коэффициенте^ частотных искажений, вносимых ка& кадами: ；
жений в области высоких частот на而 дят по произведению коэффициенте^ частотных искажений, вносимых ка& кадами: ；
мВ =此工此2…мВn 1
мВ =此工此2…мВn 1
(2.81
(2.81
а угол фазового сдвига — как сум吟 углов фазовых сдвигов, создаваемьь каскадами： 1
а угол фазового сдвига — как сум吟 углов фазовых сдвигов, создаваемьь каскадами： 1
屮в =屮в1 + 屮B2 + * ' * + ① BN ♦
屮в =屮в1 + 屮B2 + * ' * + ① BN ♦
(2龜
(2龜
Амплитудно-частотная и фазо-ча^ тотная характеристики усилителя Е области высоких частот показаны не рис. 2.18 пунктирными кривыми. :
Расчет усилителя в области вь] соких частот связан с обеспечений
Амплитудно-частотная и фазо-ча^ тотная характеристики усилителя Е области высоких частот показаны не рис. 2.18 пунктирными кривыми. :
Расчет усилителя в области вь] соких частот связан с обеспечений
斫斫Угол фазового сдвига, создаваемого одним каскадом усилена находят из соотношения-
斫
斫
(2囲(2囲屮 rk = —arctgo)TB.
(2囲
(2囲
^ частоты /вп полосы пропускания усилителя (см. рис. 2.16, а), Веп?деляемом на уровне Мвп. На рис. 2.16, а принято Мвп =屈皿 0rlpt^х равенство при определении полосы пропускания частот уси- х°т' в принципе не обязательно. Расчет сводится к выбору типа ЛИ1нзистора по частоте 筛 и определению %, при которых обеспечи- тР*；сн необходимые коэффициенты частотных искажений каскадов, Ладящих в усилить.
Амплитудные и фазовые искажения усилителя относятся к классу и и е й н ы х , так как они не вызывают изменения формы ^силиваемого синусоидального сигнала. При более сложной форме Осиливаемого сигнала, характеризующегося спектром гармоничес- ^мх составляющих, амплитудные и фазовые искажения усилителя являются причиной появления несоответствия между формой выходного и входного напряжений вследствие нарушения связи меж- 4y гармоническими составляющими по амплитуде и фазе.
Амплитудная характеристика усилителя
Амплитудная характеристика отражает зависимость амплитуды
выходного напряжения от изменения входе. По этой характеристике судят
о возможных пределах изменения входного и выходного сигналов усилителя. Ее снимают при синусоидальном входном сигнале для области средних частот.
Типичный вид амплитудной характеристики усилителя показан на рис. 2.19. Участок 1—3 соответствует пропорциональной зависимости амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного сигнала Егп1, которые связаны межпу собой коэффициентом усиления усилителя Ки* Амплитудная характеристика не проходит через начало координат ввиду наличия на выходе напряжения собственных помех и шумов усилителя. Участок ниже точки / ам-
амплитуды напряжения наамплитуды напряжения наРис. 2.19. Амплитудная характеристика усилителяРис. 2.19. Амплитудная характеристика усилителяПЛЙТУДной характеристики не исполь-
амплитуды напряжения на
амплитуды напряжения на
Рис. 2.19. Амплитудная характеристика усилителя
Рис. 2.19. Амплитудная характеристика усилителя
3Уется, так как здесь полезный сигнал трудно отличить от напряже- н且н собственных помех и шумов усилителя. По величине 〃min/Koo ^аннвают уровень минимальных напряжений входного сигнала (Увствительность) усилителя.
11PH Достижении некоторого значения входного сигнала 七^加,соответ- ^вуюЩего точке(?1 пропорциональность зависимости выходного напря- н "只 от входного сигнала нарушается. Причиной является ограх ение максимального напряжения одной или обеих полуволн вы- обы°ГО СИГнала на неизменном уровне. Ограничение создается
Чно в оконечном каскаде усилителя, работающем при наибольшем
входном сигнале, и связано с нарушением требуемой связи □明 ров режима покоя каскада с амплитудными значениями его пер| ных составляющих напряжения и тока 1см. (2.3), (2.4)]. Ограни^ напряжения одной из полуволн обусловливается перемещение^ бочей точки характеристики каскада вдоль линии нагрузки по f менному току в область начальных участков коллекторных ха теристик, а другой полуволны ——перемещением рабочей точ? область отсечки коллекторного тока (см. рис. 2.5, а). ；
Для получения наибольшей амплитуды выходного напряж^
необходимо, чтобы точка покоя выходного каскада равмещалас^^ середине его линии нагрузки по переменному току. При этом ограничения по амплитуде будет устанавливаться одновременное обеих полуволн выходного напряжения. При невыполнении ук^Д кого условия режим ограничения амплитуды наступит вначале для одной из полуволн и граничной точке 4 линейно нарастаю™ участка амплитудной характеристики (рис. 2.19) будет соответЯ вать меньшая величина U^lvrn.Я
вахт
Отношение амплитуды максимально допустимого выходного Л ряжения К минимально допустимому D = Umax/Um 也 называй динамическим диапазоном усилителя.才
При входном напряжении синусоидальной формы сигнал на Я ходе усилителя, строго говоря, нельзя считать чисто синусоидЯ ным. Ввиду неизбежной нелинейности входных и выходных вольтЖ перных характеристик транзисторов возникают искажения 力о蜀 кривой выходного напряжения. Это относится как к синусоидальна входному напряжению, так и к входному сигналу любой другой 咽 мы. Такие искажения, вносимые усилителем, называют н е л и н Я н ы м и. С увеличением амплитуды входного напряжения нелк屯 ность вольт-амперных характеристик транзисторов проявляется сш нее, поэтому при большем напряжении входного сигнала нелинейш искажения, вносимые усилителем в кривую выходного напряжем возрастают.1
Нелинейные искажения, создаваемые усилителем, оценивают 期 синусоидального входного напряжения, исходя из состава вне鸣 гармонических составляющих в кривой выходного напряжения, q явление которых вызвано отличием формы напряжения иът от | нусоиды. Мерой оценки служит коэффициент н е л и н ных искажений (клирфактор) усилителя, указываем в процентах:j
后100 =九…七"十二后100 =九…七"十二100,100,
后100 =九…七"十二
后100 =九…七"十二
100,
100,
гармонической составляющей напряжения (Ui)・ 120гармонической составляющей напряжения (Ui)・ 120
гармонической составляющей напряжения (Ui)・ 120
гармонической составляющей напряжения (Ui)・ 120
где 尸 2，%,匕，…—мощности, выделяемые в нагрузке под возд| ствием 2-й, 3-й, 4-й,... гармонических составляющих напряжей| {V2, U3, UJ； Pi —мощность в нагрузке, обусловленная основШ"
ансформаторными иансформаторными иТ рТ рРис. 2.20. Расположение точек покоя на коллекторных характеристиках транзистора в режимах классов А, В и АВРис. 2.20. Расположение точек покоя на коллекторных характеристиках транзистора в режимах классов А, В и АВ
ансформаторными и
ансформаторными и
Т р
Т р
Рис. 2.20. Расположение точек покоя на коллекторных характеристиках транзистора в режимах классов А, В и АВ
Рис. 2.20. Расположение точек покоя на коллекторных характеристиках транзистора в режимах классов А, В и АВ
КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Каскады- усиления мощности обычно являются выходными fоконеч- 久)каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и н^^^знаиен* для получения в нагрузке требуемой мощности. В ПР'" с указанным энергетические показатели этих каскадов явля- св"： весьма существенными и при анализе усилителей им уделяется ^новное внимание.
Каскады усиления мощности отличаются большим разнооора- QHM могут выполняться на биполярных и полевых транзисто- :' включенных по схеме ОБ, 6з'(0Н) или ОК (ОС). По способу подключения нагрузки усилительные каскады могут быть
б е С тб е С тр а н с ф о р ма торн ым и.
б е С т
б е С т
Важным является также класс усиления, используемый в каскаде.
В усилителях мощности нашли применение три класса усиления: класс А, класс В и класс АВ, отличающиеся положением точки покоя на линии нагрузки по постоянному току. Особенности указанных классов покажем на примере коллекторных характеристик транзистора ОЭ.
В режиме класса А выбор точки покоя /7а (рис. 2.20) производят так, чтобы рабочая точка при движении по линии нагрузки не заходила в нелинейную начальную область коллекторных характеристик и в область отсечки коллекторного тока, т. е. в области искажений выходного сигнала. Иными словами, все рассмотренные каскады работают е режиме усиления класса А. Режим класса А используется в так называемых однотактных каскадах усиления мощ~ *洋加〃，описываемых далее. Каскады усиления мощности класса А обеспечивают наименьшие нелинейные искажения выходного сиг- нзла，но обладают минимальным к. п. д. Они нашли применение при мощности в нагрузке не более нескольких десятков миливатт.
о режиме класса В (рис. 2.20) точка покоя77в располагается в крайней правой части линии нагрузки каскада по постоян- ，му току. Режиму покоя соответствует напряжение и。》= 0. При аличии входного сигнала ток коллектора транзистора протекает 々ьк° в течение одного полупериода, а в течение другого транзистор 厶 °тает в режиме отсечки тока. В режиме класса В усилитель мощ- з〃^加〃 вьтолняют по двухтактной схеме с использованием двух тран- ств"°Р°8： Каждый из транзисторов служит для усиления соответ-
У^Щей полуволны входного сигнала. Выходной каскад при этом
обладает более высоким к. и. д. и применяется на более высокие i| ности, чем однотактный. |
Режим класса АВ является промежуточным между! жимами классов А и В. Он позволяет существенно уменьшить 收 нейные искажения выходного сигнала, сильно проявляющие^
режиме класса В вследствие нелинейности начального участка в； ной характеристики транзисторов. Это достигается некоторым ；：：
щением точки покоя вверх относительно точки 〃в (рис. 2.20)1 Каскады усиления мощности рассматриваются на биполярГ
транзисторах, включенных преимущественно по схеме ОЭ. На п.| вых транзисторах эти каскады выполняются аналогично. |
Усилитель мощности класса А с трансформаторным i включением нагрузки
Схема усилителя мощности класса А показана на рис. 2.21
выходной цепи протекаютвыходной цепи протекаютРис. 2.21. Схема усилителя мощности класса А с трансформаторным включением иа- грузкиРис. 2.21. Схема усилителя мощности класса А с трансформаторным включением иа- грузкисущественно большие токи, чем в с濕 рис. 2.4. Это накладывает опреде^ ные ограничения на выбор величь 凡 ввиду необходимости уменьшени этом резисторе мощности потерь. В чина & здесь не превышает нескор ких десятков ом.
выходной цепи протекают
выходной цепи протекают
Рис. 2.21. Схема усилителя мощности класса А с трансформаторным включением иа- грузки
Рис. 2.21. Схема усилителя мощности класса А с трансформаторным включением иа- грузки
Кроме того, ввиду малой величи R& возникают трудности, связанный применением конденсатора Сэ для ключения отрицательной обратной ci зи по переменному току, пос коль величина Сэ должна быть достаточ! большой. Поэтому резистор 凡 в сх рис. 2.21 либо вообще не применяй либо включают его, не шунтируя ко денсатором Сэ, а создаваемую при ат« отрицательную обратную связь полез!
используют, например, для уменьшения нелинейных искажений； каскаде, коррекции частотной характеристики и т. д, (см. § 2.6
0.0.Рассмотрение каскада проводится далее при 7?э
0.
0.
Расчет каскада производят графо-аналитическим методом с пользованием линий нагрузки по постоянному 〃 переменному ток就 Исходными при расчете являются выходная мощность Р^ и сопрс тивление 7?н.
В выходной цепи каскада рис. 2.21 сопротивление по постоянно^ току относительно мало. Оно определяется активным сопротивл^ нием первичной обмотки трансформатора, в силу чего линия нагрузк каскада по постоянному току проводится из точки Еи почти вертй кально.
Для определения угла наклона линии нагрузки каскада по пер^ манному току, проходящей через точку покоя, необходимо опред лить коэффициент трансформации трансформатора м = wi/w2.
Т к как сопротивления п, г2 соответственно первичной и вторич« u А^моток трансформатора малы, то сопротивление нагрузки каскада н°Й временному току определяется приведенным к первичной обмотке сопротивлением &：
(2.84)(2.84)Rs =淤(& + rj + G
(2.84)
(2.84)
для выбора координат точки покоя /7КЭП, /кп по выражениям (2.3), /2 ^ требуется определить величины 4加，么加(％我^)・ Указанные араметры находят следующим образом.
п Мощность переменного тока Рвых.к, поступающая от каскада в первичную обмотку трансформатора (мощность в коллекторной цепи транзистора), и мощность, отдаваемая в нагрузку (尸貝),связаны соотношением
(2.85)(2.85)^ВЫх-К ~ Рц/%р，
(2.85)
(2.85)
где Птр ——к. п. д. трансформатора, составляющий величину 0,8——0,9, кото攝 уточняется в последующем при его расчете (выборе).
В случае синусоидальной формы сигнала выходная мощность каскада связана с параметрами 九的 /кт выражением
Рвых.нРвых.никт^к/п ~2икт^к/п ~22出Rh2出Rh(2.86)(2.86)
Рвых.н
Рвых.н
икт^к/п ~2
икт^к/п ~2
2出Rh
2出Rh
(2.86)
(2.86)
откуда с учетом равенства (2.85) находим
м =м =2РвЫХ.К Rh2РвЫХ.К Rh此川ур.此川ур.(2.87)(2.87)Выбор напряжения UKm производят по величине /7КЭП(2.3) с учетомВыбор напряжения UKm производят по величине /7КЭП(2.3) с учетомтого, что для рассматриваемого каскада Величину Er может определять выбранный ранее источник питания. В соответствии с указанным величину Ur加 и коэффициент трансформации м можно считать известными.Для определения /^ можно воспользоваться линией нагрузки каскада по постоянному току или соотношением (2.4), в которомтого, что для рассматриваемого каскада Величину Er может определять выбранный ранее источник питания. В соответствии с указанным величину Ur加 и коэффициент трансформации м можно считать известными.Для определения /^ можно воспользоваться линией нагрузки каскада по постоянному току или соотношением (2.4), в котором* ктпПосле* ктпПосле=厶"(紋RJ=厶"(紋RJ(2.88)(2.88)нахождения точки покоянахождения точки покоятранзистора через нее проводится "мнмк нагрузки по переменному т°ку под углом, определяемым отношением А/7КЭ/А/К = R.・Выбор типа транзистора связы-транзистора через нее проводится "мнмк нагрузки по переменному т°ку под углом, определяемым отношением А/7КЭ/А/К = R.・Выбор типа транзистора связы-£к (рис. 2.22).£к (рис. 2.22).Рис. дляРис. для2.22. Графические построения расчета каскада класса А с2.22. Графические построения расчета каскада класса А странсформаторным включением нагрузкитрансформаторным включением нагрузкиС^ал близкоС^ал близко
м =
м =
2РвЫХ.К Rh
2РвЫХ.К Rh
此川ур.
此川ур.
(2.87)
(2.87)
Выбор напряжения UKm производят по величине /7КЭП(2.3) с учетом
Выбор напряжения UKm производят по величине /7КЭП(2.3) с учетом
того, что для рассматриваемого каскада Величину Er может определять выбранный ранее источник питания. В соответствии с указанным величину Ur加 и коэффициент трансформации м можно считать известными.
Для определения /^ можно воспользоваться линией нагрузки каскада по постоянному току или соотношением (2.4), в котором
того, что для рассматриваемого каскада Величину Er может определять выбранный ранее источник питания. В соответствии с указанным величину Ur加 и коэффициент трансформации м можно считать известными.
Для определения /^ можно воспользоваться линией нагрузки каскада по постоянному току или соотношением (2.4), в котором
* ктп
После
* ктп
После
=厶"(紋RJ
=厶"(紋RJ
(2.88)
(2.88)
нахождения точки покоя
нахождения точки покоя
транзистора через нее проводится "мнмк нагрузки по переменному т°ку под углом, определяемым отношением А/7КЭ/А/К = R.・
Выбор типа транзистора связы-
транзистора через нее проводится "мнмк нагрузки по переменному т°ку под углом, определяемым отношением А/7КЭ/А/К = R.・
Выбор типа транзистора связы-
£к (рис. 2.22).
£к (рис. 2.22).
Рис. для
Рис. для
2.22. Графические построения расчета каскада класса А с
2.22. Графические построения расчета каскада класса А с
трансформаторным включением нагрузки
трансформаторным включением нагрузки
С^ал близко
С^ал близко
вают с проводимым расчетом, так как тип транзистора наклад] ет ограничения на ток /кт, напряжение ииэт и мощность Р^, свиваемую в коллекторном переходе:
(2i (2 .卜 (2.9(2i (2 .卜 (2.9^к*Доп > 'Km^L /貝口 + /招扬‘0叫/!*!! > UrSTH = 0Н9口 + UrГП 2Er，Рк.ДОП > Pr ~ ^КП^КП*
(2i (2 .卜 (2.9
(2i (2 .卜 (2.9
Поскольку в процессе расчета необходимо обеспечивать требуем условия работы транзистора и отдаваемую им мощность, расчет ка када проводят в несколько приетов по приведенной методике. П| этом удобно использовать понятие треугольника м ош, н с т и, заштрихованного на рис. 2.22, площадь V^ml^ml^ которoi равна мощности Рвых.к, отдаваемой каскадом.
По найденному значению 7КП определяют ток /бп, а затем по и вестным соотношениям (2.14), (2.15) рассчитывают элементы входное делителя Ri,氏2・
Определим к, п. д. каскада. Он равен произведению коэффиц ентов полезного действия коллекторной цепи и трансформатора:
n = 1v1тр .(2.9陷
Величину т|к находят как отношение выходной мощности каскада
(2.93：(2.94》(2.95)(2.93：(2.94》(2.95)Р — 〃//9
(2.93：
(2.94》
(2.95)
(2.93：
(2.94》
(2.95)
ВЫХ-Б — U к7Tl‘ Кпг"
к мощности, потребляемой от источника питания:
'И — У КН 〜и кэп1 КП*
К. п, д. коллекторной цепи
Рц2^кэп^ кп
Из выражения (2.95) следует, что с повышением уровня выходного сигнала к. п. д. т/к увеличивается и стремится к предельной величине, равной 0,5, при 4m н /кп и 4т = Окэп，Положив %р = 1, заключаем, что предельно возможное значение к. п. О. рассматриваемого каскада составляет 0,5. Для исключения режима ограничения амплитуды выходного напряжения параметры выходного сигнала /кт, Ur加 принимаются меньше параметров режима покоя. Вследствие этого, а также с учетом того, что т] тр ¥= 1, реальные значения 耳 не превышают 0,35—0,45.
Для определения теплового режима работы транзистора необходимо рассчитать мощность 尸中 рассеиваемую в коллекторном переходе транзистора. Мощность Рк характеризуется разностью мощностей, потребляемой каскадом и отдаваемой в цепь трансформатора:
‘н =尸и Рвых・н ™ ^кэп^кп Q ^кт^кт°(2.96)
Согласно выражению (2.96), мощность Рк зависит от уровня вы- ого сигнала и при максимальном его значении, когда 。讨优 = 吧% и /щп н стремится к величине °,5 Ри, а в отсутствие 产岔蒞 равна Ри. Поскольку при работе каскада возможны пере- сИ ы в подаче усиливаемого сигнала, тепловой режим транзистора рассчитывают по мощности Ри.
мощности с трансформаторной выполнена на двух транзисторахмощности с трансформаторной выполнена на двух транзисторахДвухтактные выходные усилительные каскады
мощности с трансформаторной выполнена на двух транзисторах
мощности с трансформаторной выполнена на двух транзисторах
Рис. 2.23. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связьюРис. 2.23. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью5bJ 侬『2，выполняет функцию5bJ 侬『2，выполняет функциюСхема двухтактного усилителя связью показана на рис. 2.23. Она 骞 и 7\・ Нагрузка подключайся к каскаду с помощью выходного трансформатора Тр%. Коллекторная цепь транзистора 几 подключена к первой секции его первичной обмотки 切2」а транзистора Т2 — ко второй секции к)2—2・ Отношение чисел витков первичной и вто ричной обмоток определяется коэффициентом трансформации & = ⑵2.Jz%i = 您2-2/%。 Схема соединения обмоток показана на рис. 2.23. Трансформатор Тр» имеющий коэффициент трансформации п* — ^bx^i-i :
Рис. 2.23. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью
Рис. 2.23. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью
5bJ 侬『2，выполняет функцию
5bJ 侬『2，выполняет функцию
обеспечивает подачу транзисторов. В случаеобеспечивает подачу транзисторов. В случаевходного трансформатора каскада. 1 Он входного сигнала на базовые цепи обоих
обеспечивает подачу транзисторов. В случае
обеспечивает подачу транзисторов. В случае
многокаскадного усилителя обмотка гг?вх трансформатора Тр± включена в коллекторную цепь предвыходного каскада, выполненного по схеме однотактного усилителя с трансформаторной связью (см. рис. 2.21).
Двухтактный каскад может работать в режиме класса В или АВ. Режим класса АВ осуществляется подачей с помощью резисторов Rh R2 напряжения смещения на базы обоих транзисторов от источника питания £к. В режиме класса В начальное смещение не создается и резистор Ri отсутствует. Резистор R2 при этом используется Для обеспечения работы входных цепей транзисторов в режиме, близ
ком к режиму источника тока. -
Рассмотрим сначала работу схемы в режиме класса В;
В отсутствие входного сигнала напряжения на базах обоих транзисторов относительно их эмиттеров равны нулю. Если не учитывать обратные токи коллекторных переходов /к0, обоих транзисторов, то можно считать, что токи в усилителе равны нулю. Напряжение на нагрузке также равно нулю. К коллектору каждого транзистора относительно эмиттера приложено постоянное напряжение источника питания £к.,..-
При подаче входного сигнала, начинающегося с положительной
полуволны, на вторичной обмотке 创卜,трансформатора 7＞工 деисп отрицательная относительно общей точки обмоток полуволна нап] жения, а на вторичной обмотке Wj_2 ——положительная полувол：
В результате транзистор 72 остается закрытым, а через входную ц( транзистора 7\ протекает базовый ток 力卽，обусловленный полув( ной напряжения на обмотке 创卜厂 При этом транзистор ^ откры ется и через него протекает коллекторный ток iK1 =卩记仆 а в обма ©2-£ создается напряжение и^ = i^R^ = »н*孔^Ан・ На нагру| действует положительная полуволна напряжения 〃н = 北2TM2・ 3
При поступлении на вход каскада отрицательной полуволны н пряжения полярность напряжений на вторичных обмотках входнс^ трансформатора изменяется на обратную. Теперь в закрытом cd тоянии будет находиться транзистор 7О а в усилении сигнала буд участвовать транзистор 北・ На обмотке w2^2 трансформатора Тр2 । протекания тока гк2 = 0血(при одинаковых коэффициентах 0 0601 транзисторов) создается напряжение той же величины, которое б уд трансформироваться с обратной полярностью в нагрузочную обмот] 5H. На нагрузке будет действовать отрицательная полуволна на ряжения.
Таким образом, процесс усиления входного сигнала осуществл： ется в два такта работы схемы. Первый такт сопровождается ус лением одной полуволны напряжения с участием первого транзи тора, а второй та кт — усилением другой полуволны с участием вт рого транзистора.
Описанный процесс работы каскада поясняют графические пос роения, приведенные на рис. 2.24 для одного из тактов усилени. например для транзистора 7\・ Линия нагрузки каскада по постоя' ному току (рис. 2.24), исходящая из точки с координатами (0; Е^), пр водится почти параллельно оси токов, поскольку сопротивление коллекторной цепи транзистора определяется малым активным с противлением первичной обмотки трансформатора Тр?. Поскольку
Рис. 2.24. Графический расчет двухтактного усилителя мощностиРис. 2.24. Графический расчет двухтактного усилителя мощностив режиме покоя UGsn = 0 и то) коллектора определяется обратны! током коллекторного перехода /к(? линия нагрузки каскада по пере менному току пересекается с ли нией нагрузки по постоянном： току в точке с координатами (/^ Uhs^ £к). Линия нагрузки каска! да по переменному току проводит^ ся с учетом того, что &〜=r^RfA Переменным составляющим с8Т[ ветствуют построения, приведенные на рис. 2.24. :
Рис. 2.24. Графический расчет двухтактного усилителя мощности
Рис. 2.24. Графический расчет двухтактного усилителя мощности
Определим соотношения, харак； теризующие энергетические показатели каскада.
Мощность выходного сигнала,
ВЫХ'КВЫХ'Кающая в первичные обмотки выходного трансформатора, оп- 口℃^只етса площадью заштрихованного треугольника (рис. 2.24)： Р 侬 = икМкт/2. (2.97)
ВЫХ'К
ВЫХ'К
С учетом потерь мощности в трансформаторе мощность в нагрузке
(2.98)
Так как потребляемый от источника питания ток /и является пуль- с且рующнм током с амплитудой /^小,его среднее значение
источника питания,источника питания,(2.99)(2.99)厶=占 f/KmSin8d&О
источника питания,
источника питания,
(2.99)
(2.99)
Мощность, потребляемая каскадом от
4二维厶乌(2.100)
ТС
Из выражений (2.97), (2.100) находим к. п. д. коллекторных цепей каскада:-
% = _f』S_ = JL _^(2.101)
Рц 4 Er
и к. п. д. всего каскада:и к. п. д. всего каскада:(2.102)(2.102)
и к. п. д. всего каскада:
и к. п. д. всего каскада:
(2.102)
(2.102)
Согласно соотношению (2.102), к. п. д. каскада возрастает с увеличение амплитуды выходного сигнала. Положив UKm 二 ^к и Л тр =1, из (2.102) находим предельное значение к. п. д.: ^ = 0,785.
С учетом того, что амплитудное значение и^т не превышает 七^ —— —— 厶0務9 и что Птр = 0,8+ 0,9, реальные значения к. п. д. рассматриваемого усилителя мощности составляют 0,6——0,7, что в 1,5 раза выше, чем в однотактном выходном каскаде.
Определим мощность, рассеиваемую в коллекторных переходах 060Hx транзисторов:
^=^-Рвых.к =-丿 “кт ,
ИЛИ
「=滔_L _Ek_.(2.ЮЗ)
В соответствии с выражением (2.103) мощность Р^ зависит от величины выходного сигнала каскада. Для определения максимальной Рассеиваемой мощности Рктах продифференцируем Р^ по U^m и приравняем производную нулю:
dP к
如师
叫,
2Ек
0,
откуда найдем величину &小，соответствующую Р^тах-у
Uwn 2£КМ = 0,64£Ki ,(2.10*
Подстановкой соотношения (2J04) в (2.103) находим выражен- для подсчета максимальной суммарной мощности, теряемой в тра зисторах:
Рн max =Рн max =2^冗 2/г^^н2^冗 2/г^^н
Рн max =
Рн max =
2^
冗 2/г^^н
2^
冗 2/г^^н
При выборе типа транзистора по напряжению необходимо нсх$ дить из того, что при формировании полуволны напряжения на одн(| половине обмотки w2 трансформатора Тр2 на второй половине е, обмотки трансформируется равное ему напряжение, которое, cyj мируясь с напряжением Е^, определяет напряжение на закрытр транзисторе. Максимальное значение напряжения на транзистор при этом может составлять 2ЕК. Исходя из этой величины и прои1 водят выбор транзисторов по напряжению. :!
Режим класса В, характеризуемый протеканием через каждУ из транзисторов только одной полуволны тока, отличается лучшй их использованием по току. Выбор транзисторов по току произвс дится по величине /师(рис. 2.24). В связи с этим при одном и том 密 типе транзисторов двухтактный каскад обеспечивает большую мощ ность в нагрузке, чем однотактный. ：；
Однако отсутствие в режиме класса В начального смещения при водит к сильным нелинейным искажениям выходного сигнала. Осное пая причина этого явления ——нелинейность входной характеристик транзисторов на начальном участке (при малых токах базы). j
Влияние нелинейного начального участка входной характер睡 тики на искажение формы выходного сигнала показано на рис. 2.2| где входные характеристики обоих транзисторов представлены н| общем графике. Как видно из рис. 2.25, при синусоидальном входной напряжении wBX форма токов z61 и z62 получается искаженной. Всле| ствие этого будет искажена и форма токов коллекторов 爲，z'k2, а сл@ довательно, выходное напряжение каскада. В режиме класса А ук@ занная причина не проявляется благодаря наличию тока базы гюко} и исключению из работы начального участка входной характеристик^
Для уменьшения искажений в цепи баз обоих транзисторов вв§ дят дополнительные резисторы (например, R? на рис. 2.23), при0 лижающие режим работы источника сигнала к режиму источнику тока и ослабляющие тем самым влияние нелинейности входных х@ рактеристик транзисторов. Однако из-за падения напряжения н, дополнительных резисторах от протекания токов z6 при этом умен^ шаются коэффициенты усиления каскада. !
Более целесообразным при необходимости получения особо то? ного воспроизведения формы сигнала следует считать переход i режиму класса АВ, при котором с помощью резисторов R, Rz (с嵋 рис. 2.23) задается некоторое начальное напряжение смещения 理 базах транзисторов, соответствующее началу относительно линейноП
тка Их вольт-амперной характеристики. Расположение входных
У ктерИСТик обоих транзисторов с учетом напряжения смещения 'у показано на общем графике (рис. 2.26).
результирующая входная характеристика каскада по-результирующая входная характеристика каскада по-U'^ps наличии напряжения смещения 0行口 и начальных токов / ф 0 обоих транзисторов входной сигнал воздействует на умень- 麗нне базового тока одного транзистора и увеличение другого, в связи с чем
результирующая входная характеристика каскада по-
результирующая входная характеристика каскада по-
транзистор ов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса Втранзистор ов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса ВРис. 2.26. Уменьшение влияния нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса АВРис. 2.26. Уменьшение влияния нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса АВ
транзистор ов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса В
транзистор ов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса В
Рис. 2.26. Уменьшение влияния нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса АВ
Рис. 2.26. Уменьшение влияния нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса АВ
лучается близкой к прямой линии, показанной на рис. 2.26 пунктиром. Влияние нелинейности входных характеристик на режим усиления исключается. При синусоидальном входном напряжении ток базы транзисторов будет определяться полуволнами синусоиды.
Задание небольшого напряжения смещения (/бп и протекание вследствие этого через элементы каскада небольших постоянных составляющих тока /бп и /кп практически не сказываются на энергетических показателях схемы по сравнению с режимом работы в классе В. Поэтому для режима работы в классе АВ действительны все приведенные ранее соотношения.
Двухтактные каскады усиления мощности выполняют и по схемам, исключающим применение трансформаторов, что обусловливается требованием уменьшения массо-габаритных и стоимостных показателей усилителей, а также возможноСтью их микросхемного исполнения.
Задачу решают последовательным включением транзисторов в схему (рис. 2.27). При этом возможны два способа подключения нагРУзки к выходу каскада и соответственно два способа осуществления питания схемы.
При первом способе (рис. 2.27, а) каскад питают от двух источ- ""ков £*к1 и Ек2, имеющих общую точку, а нагрузку подключают
между точкой соединения эмиттера и коллектора транзисторов и d
гцей точкой источников питания. Транзисторы ^ и Т2 каскада обь| но работают в режиме класса АВ, который обеспечивается nocpej ством резисторов R^ ——R《・ Транзисторы управляются двумя пр| тивофазньши входными сигналами ивх1 и ивх2» которые создают!
Рис. 2.27. Схемы лей мощности: сРис. 2.27. Схемы лей мощности: сбестрансформаторных двухтактных усилнте- питанием от двух источников (а, в) и одного источника (6, е)бестрансформаторных двухтактных усилнте- питанием от двух источников (а, в) и одного источника (6, е)
Рис. 2.27. Схемы лей мощности: с
Рис. 2.27. Схемы лей мощности: с
бестрансформаторных двухтактных усилнте- питанием от двух источников (а, в) и одного источника (6, е)
бестрансформаторных двухтактных усилнте- питанием от двух источников (а, в) и одного источника (6, е)
каккакс помощью предвыходного фазоинверсного каскада. Так же
как
как
трансформаторном каскаде, процесс усиления двухполярного сщ нала происходит в два такта. В первом такте участвует тран зистор 7\, усиливающий отрицательную полуволну напряжение 〃вх,门рн этом транзистор Т2 заперт положительной полуволной нап ряжения 〃вх2・ Во втором такте усиливается другая полуволна си^ нала с участием транзистора 7\ при закрытом транзисторе 7Р
При втором способе (рис. 2.27, 6) питание каскада осуществляю от общего источника, а нагрузку подключают через конденсатор ( достаточно большой емкости. В отсутствие сигналов ивх1 и ивх2 кон? денсатор С заряжен до напряжения 0,5 Е^. В такте работы транзит тора Тj транзистор Т2 закрыт и конденсатор выполняет функци!| источника питания нагрузки. В такте работы транзистора 7\ ^г нагрузки протекает через источник питания £к. При этом ток i^ протекающий через конденсатор С, пополняет его энергией, компен； сируя тем самым отданную в нагрузку энергию в предыдущем такте
В схемах рис. 2.27, в, а подключение нагрузки и питание каскад。!
олнены по аналогии со схемами рис. 2.27, а, 6. Отличие заклю- в" сл в том, что в схемах рис. 2.27, 6, г используются транзисторы 4aр-п-р и п-р-п, благодаря чему здесь отпадает необходимость т" в；х противофазных входных сигналах. При положительной полу- в дЕге сигнала в усилении участвует транзистор Ти а транзистор Т2 закрыт- При отрицательной полуволне сигнала поведение транзис- ?оров обратное.
укажем общую особенность схем рис. 2.27 по сравнению со схе- мо自 содержащей трансформатор в выходной цепи. В схеме рис. 2.23 мощность (Ur^/r扭)/2, отдаваемая в нагрузку, близка к величине (/乳/(2危Rh)・ Иными словами, здесь путем варьирования коэффициента трансформации сравнительно просто решается задача получения требуемой мощности в нагрузке при полном использовании транзисторов по току и напряжению в условиях заданных значений 厶и
В схемах рис. 2.27, а——г это трудно выполнимо, поскольку мощность в нагрузке определяется отношением U^m/(2R^. Единственной возможностью получения требуемой мощности при заданном значении Rh при этом является воздействие на значение 0匕加,т. е. на величину напряжения питания каскада. При малых ^н транзистор может оказаться недогруженным по напряжению, а при больших Rh — 口。току.
Следует также отметить особенность каскадов, выполненных по схемам рис. 2.27, 〃，6> в которых транзисторы 7\, Т2 имеют разные способы включения: транзистор 7\ ——по схеме ОЭ, а транзистор Т2 —— по схеме ОК. Так как при указанных схемах включения коэффициенты усиления по напряжению различны, должны быть приняты меры по выравниванию коэффициентов усиления для обеих полуволн входного сигнала. Задачу решают обеспечением соответствующих коэффициентов усиления по двум входам предвыходного фазоинверсного каскада. В схемах рис. 2.27, & г необходимость в этом отпадает, поскольку оба транзистора работают в одинаковом режиме — включены по схеме 0K.
Все схемы двухтактных выходных каскадов требуют применения одинаковых по параметрам транзисторов, в особенности имеющих равные коэффициенты передачи тока 0.
УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Введение обратной связи ОС призвано улучшить показатели усн- цителя или придать ему некоторые специфические свойства. Ранее б*" рассмотрен простейший вид обратной связи в одиночных уси- ^тельных каскадах, где она применялась для температурной ста- и^лизаини режима покоя. Проанализируем общие закономерности, °^У слов л и ваемые введением обратных связей в усилитель. В част- н°сш, это необходимо для построения усилителей на современной Цементной базе (на линейных интегральных микросхемах).
Обратная связь осуществляется подачей на вход усилителя сигА с его выхода. Иллюстрацией усилителя с обратной связью слу， структурная схема, приведенная на рис. 2.2& Звено обратной с氏 характеризуется коэффициентом передачи х, п《 зывающим связь параметра (напряжения, тока) выходного сигн^ этого звена с параметром (напряжением, током) выходной цепи у лителя. Коэффициент усиления усилителя К и коэффициент передо
цепи ОС х указаны нацепи ОС х указаны наРис. 2.28. СтруктурнаяРис. 2.28. Структурнаяоб-об-схема усилителя с ратной связьюсхема усилителя с ратной связьюрис. 2.28 в виде комплексных значений. S
цепи ОС х указаны на
цепи ОС х указаны на
Рис. 2.28. Структурная
Рис. 2.28. Структурная
об-
об-
схема усилителя с ратной связью
схема усилителя с ратной связью
означает учет возникающего тотах за счетозначает учет возникающего тотах за счетвозможного фазового сдвй на низких или высоких ^ наличия как в схеме уси^
означает учет возникающего тотах за счет
означает учет возникающего тотах за счет
теля, так и в цепи ОС реактивных элещ тов. Если работа усилителя осуществляем в области средних частот, а в цепи ОС( сутствуют реактивные элементы, то коа/ циенты передачи усилителя и звена ОС + дут характеризоваться действительными з^ чениями Кик.
ния, тока) выходногония, тока) выходногоВ усилителях применяются различи] виды обратных связей. Вид обратной свя: зависит, в частности, от параметра (напряж сигнала, используемого для создания обратнс
ния, тока) выходного
ния, тока) выходного
связи и способа подачи обратной связи на вход усилителя. Если 竺 раметром выходного сигнала является выходное напряжение усилив ля, то в усилителе будет осуществлена обратная связь 巾 напряжению, если ток выходной цепи ——то обратна： связь п о току. Возможна и комбинированная обратная свяа т. е. одновременно как по напряжению, так и по току. :
При подаче напряжения обратной связи с выхода четырехполк)! ника х последовательно с напряжением источника входного сигнал обратную связь называют последовательной,. Когда * напряжение обратной связи подается на вход усилителя параллельн напряжению источника входного сигнала, обратная связь являете параллельной. 』
Оба указанных признака определяют конкретный вид обратна связи усилителя: последовательную (параллельную) обратную св^§ по напряжению, последовательную (параллельную) обратную свя§ по току, последовательную (параллельную) комби нированну ю обра^ ную связь. На рис. 2.29 приведены примеры, иллюстрирующие нк иболее распространенные виды обратных связей в усилителях: па следовательную обратную связь по напряжению (以),последователе ную обратную связь по току (6), параллельную обратную связь R напряжению (б). Если при последовательной обратной свяд (см. рис. 2.29, а,① ее влияние сказывается на величине входног напряжения собственно усилителя 0「то при параллельной обратно связи (рис. 2.29,6)—— на вели чине входного тока усилителя /г
Воздействие обратной связи может привести либо к увеличению, 6о к уменьшению результирующего сигнала на входе усилителя, о первом случае обратную связь называют положительной, ° втором ——отрицательной.
Отрицательная обратная связь позволяет улучшить некоторые
показатели усилителя, в связи с чем венное применение. Оценку влияния обратной связи на показатели усн- дителя рассмотрим на примере схе- мм с последоеа тельной обратной связью по напряжению (рис. 2.29, а).
Определим коэффициент
усиления усилителя
-О睜jSx пРи н^ичии
она нашла здесь преимущест-
Kuoc =
обратной
СВЯЗИ.
С этой целью выразим н脈 усилителя / через ние 力日* и напряжение связи 力℃.
口 а丿
4 Н Ug* + 伉。.
Разделив левую и правую части выражения (2.106) на выходное на-
пряжение
усилителя Ug^x，
4
^вых
Ubx
/ых
°ВЬ1Х
(2.107)
(2.106)
получаем
напряже- напряже- обратной
勿
Рис. 2.29. Виды обратных связей： п оследов а тел ьн а я обратная связь по напряжению (с), последовательная обратная связь по току (6)、параллельная обратиая- связь по напряжению (б)
ИЛИ
(2.108)
Гце к= %/力口汉一коэффициент передачи цепи обратной связи.
.ления
Из (2J08) находим соотношение для расчета коэффициента уси-
усилителя, охваченного обратной
связью:
Ku 8=—；— ♦(2,109)
Д〃另 упрощения анализа этого соотношения введем действитель- нме значения Ки‘н 乂；
К
(2.1 10)
Согласно выражению (2.110), при \>Kv^ > 0 коэффициент y-fl ления усилителя с цепью обратной связи Ки℃ получается больЯ коэффициента усиления самого усилителя Ки. Это соответствует Я ложи тельной обратной связи, когда напряжение Uoc подается Я вход усилителя в фазе с входным напряжением Usx, вследствие чЛ Uy = Urx + Uoc Выходное напряжение усилителя с положительна обратной связью УЙЫх = ^(Увх + Z70C)> Ки ^вх, а следователыЯ &/ОС > Ки.Я
Случай Ku% А 1 при положительной обратной связи харакЯ ризует условие самовозбуждения усилителя, кз圖 на выходе усилителя появляется сигнал, состоящий из спектра час™ независимо от сигнала на входе. При комплексных значениях 國 и х неравенство \Kl^] А 1 соответствует условию самовозбужденй на фиксированной частоте с появлением сигнала на выходе, близкой к синусоиде. Этот режим работы усилителя нашел широкое пр Л менение в генераторах синусоидального напряжения. При Кс/к之』 имеем1
К иос —— V Ku .(2.111
Это соответствует отрицательной обратной связи, когда напря| жение UОс подается в противофазе с напряжением 方^区，вследствие чего Uy = (/蹂 —— Uoc* Таким образом, коэффициент усиления ус” лителя с отрицательной обратной связью Киос оказывается меньше чем коэффициент Ки в усилителе без обратной связи.；
Оценим стабильность коэффициента у с и ле ния усилителя с отрицательной обратной связью. С этой целы продифференцируем выражение (2.111):
(1 十 Ku “)2(1+Ku“)2 ■('
Умножив левую и правую части уравнения (2.112) на Ки и учтз соотношение (2.111), получим выражение для относительных изме нений коэффициентов усиления:
'= i • •I /. I J j
K(y oc 1 十《и*
Из выражения (2.113) следует, что относительное изменение _ , фициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью в 1 + Ки% раз меньше относительного изменения коэффициента усиления усилителя без обратной связи. При этом стабильность коэффициента усиления повышается с увеличением глубины обратной связи, т. е. величины 1 + Ки% Если, например, предположить, что относительное изменение коэффициента усиления усрглителя dK”Ku = 20% и 1 + Кик = 100, то относительное изменение коэффициента усиления усилителя с обратной связью dKocJKuoc составит всего 0,2%.
Рассматриваемая возможность повышения стабильности коэффи- нта усиления является ценной в условиях непостоянства коэф- ^ие нта усиления усилителя из-за температурных изменений па- 吟ветров элементов, в частности транзисторов, и их старения. В этом Р： qae достигается также высокая стабильность коэффициента уси- с ^ия При существующем разбросе параметров элементов в условиях массового производства аппаратуры.
“р0 большом коэффициенте усиления Ки и глубокой отрицатель- 访 обратной связи удается практически полностью исключить зависимость коэффициента усиления усилителя от изменения его параметров. При этом единицей в знаменателе выражения (2.111) можно пренебречь и коэффициент усиления усилителя будет определяться только коэффициентом передачи цепи обратной связи х:
(2.Н4)(2.Н4)К(7 ос ：^ 1 /*,
(2.Н4)
(2.Н4)
т. е. практически не будет зависеть от Ки и его возможных изменений. 'Таким свойством будет обладать, например, усилитель с Ки = = Ю4 и х = 10~2, коэффициент усиления которого Киос 力 1/х = 100.
Физический смысл повышения стабильности коэффициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью заключается в том, что при изменении коэффициента усиления усилителя Ки изменяется напряжение обратной связи, приводящее к изменению напряжения Uy (рис. 2.29, а) в направлении, препятствующем изменению выходного напряжения усилителя. Например, при снижении Ки
вследствие изменения параметров усилителя напряжение U0G уменьшается вследствие уменьшения напряжения 67вых (рис. 2*29, а), напряжение % = Sx — Sc возрастает, что вызывает повышение напряжения UgRx， препятствуя тем самым умен ьшению коэффициента усиления Ки.
Повышение стабильности коэффициента усиления усилителя с помощью отрицательной обратной связи широко используется для улучшения амплитудно-частотной характеристики (рис. 2.30) многокаскадных усилителей с конденсаторной связью. Как известно, в области низких и высоких частот коэффициент усиления этих усилителей уменьшается. При наличии отрицательной обратной связи
Рис. 2.30. Влияние отрицательной обратной связи на амплитудно-частотную характеристику усилителяРис. 2.30. Влияние отрицательной обратной связи на амплитудно-частотную характеристику усилителяее действие в указанных областях частот будет ослаблено из-за меньших значений Ки усилителя, что приводит к повышению на границах частотного диапазона коэффициента Усиления и расширению полосы пропускания А/ усилителя (рис. 2.30).
Рис. 2.30. Влияние отрицательной обратной связи на амплитудно-частотную характеристику усилителя
Рис. 2.30. Влияние отрицательной обратной связи на амплитудно-частотную характеристику усилителя
С помощью отрицательных обратных связей, охватывающих отдельные каскады усилителя, решает также задачу уменьшения нелинейных искажений выходного сигнала, а также ослабления влияния поМех в усилителе. -
Рассмотрим влияние отрицательной обратной связи на в х о； ное сопротивление усилителя /?ех = (7BS//BX. i
(2.1 Ц(2.1 ЦСогласно рис. 2.29, а, в случае последовательной отрицатель^ обратной связи 。口* = Uy + Uoc. Напряжение UQQ связано с напр жени ем % соотношением U0G =长㈠办 В связи с этим находз
(2.1 Ц
(2.1 Ц
Rbx・oc=(1 + Ku%) °у〃вх = Rbx(1 十 Ки次).
Таким образом, введение последовательной отрицательной обра ной связи позволяет увеличить входное сопротивление усилителям 1 + Кик раз. Необходимость использования обратной связи с у id занной целью возникает при усилении сигналов от датчике： обладающих большим внутренним сопротивлением, особенно 取 усилителей на биполярных транзисторах. ?
Наличие отрицательной обратной связи по напряжению приводив как отмечалось, к повышению стабильности выходного напряжен^ усилителя при неизменном напряжении (/вх. При отрицателънс обратной связи по напряжению выходное напряжение ивых у сил] теля меньше подвержено изменению при изменении тока нагрузи что соответствует уменьшению его выходного сопротивления. Bi ходное сопротивление усилителя для рассматриваемого вида обратно
связи
凡用х@ = %ых/(1 +Ки%(2.11(
т. е. оно уменьшается в 1 + Ки% раз.:
Отрицательную обратную связь по напряжению, уменьшающую выходное сопротивление усилителя, вводят для обеспечения меньше зависимости выходного напряжения усилителя при изменяющемс сопротивлении нагрузки 鳥・二
На основании проведенного анализа укажем общие закономерное ти влияния отрицательной обратной связи на показатели усилителе
Независимо от вида отрицательная обратная связь приводит : уменьшению входного сигнала непосредственно на входе усилител ((/у или /J, а следовательно, к уменьшению коэффициента усилений Kuoc・ Все виды отрицательной обратной связи стабилизируют коэф： фициент усиления усилителя.4
Последовательная отрицательная обратная связь (см. рис. 2.29, а,且 уменьшает результирующее напряжение Uy на входе усилий теля, что сопровождается увеличением входного сопротивленияг При этом последовательная обратная связь по напряжению (см* рис. 2.29, 〃) «стабилизирует» выходное напряжение усилителя, уменъ； шая выходное сопротивление 火吨各 ос, а последовательная обратна% связь по току (см. рис. 2.29, б) «стабилизирует» выходной ток усилив 1еля /н, увеличивая выходное сопротивление 2?вых,ос.
Параллельная отрицательная обратная связь (см. рис. 2.29, 4 приводит к увеличению входного тока /ВХ1 в связи с чем уменьшается входное сопротивление усилителя, а также выходное сопротивление
Отрицательная обратная связь нашла пре имуществен ное применен ие 6 усилителях. Положительнай обратная связь в усилителях
входными цепямивходными цепями6 Ho нежелательна, однако она может возникать непроизвольно 0 § внутренние или внешние электрические связи. Такая обратная че^зЬ называемая паразитной, может возникать через общие цепи *用1縞 усилительных каскадов, а также через паразитные взаимо- йндуктивность или емкость между выходными и
входными цепями
входными цепями
усилителя -и но
изменение ампли- повышения коэф-изменение ампли- повышения коэф-' Наличие паразитной обратной связи вызывает д(ю_частотной характеристики усилителя из-за
изменение ампли- повышения коэф-
изменение ампли- повышения коэф-
диапазонадиапазонаЛц^ента усиления на отдельных участках частотного
диапазона
диапазона
устранениеустранение:再讦 может даже привести к самовозбуждению усилителя, т. е. к возникновению в нем генерации на определенной частоте.
устранение
устранение
Средствами борьбы с указанным явлением является
паразитных связей выходных цепей усилителя с входными. Так, дпя
устранения паразитных связей по цепи питания применяют развязывающие фильтры (цепь 7?ф ——Сф на рис. 2.15), отделяющие по
переменному току цепи питания входных каскадов от выходных. Устранение паразитных связей каскадов через реактивные элементы достигается соответствующим конструктивным исполнением усилителя, исключающим близкое размещение входного и выходного каскадов и применение длинных проводниковых соединений. Для этого широко используют экранирование каскадов и монтаж экранированным проводом.
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилители чены для усиления
постоянного сигналов, медленно
тока (УПТ)
предназна-
т. е. сигналов, эквивалентная частота
изменяющихся во времени,
которых приближается к нулю. Поэтому УПТ должны обладать амплитудночастотной характеристикой в виде изображенной на рис. 2.31. Связь источника сигнала с входом усилителя и межкаскадные связи не могут быть осуществлены в УПТ посредством конденсаторов и трансформаторов, поскольку это обеспечило бы амплитудно-частотную характеристику, у которой Ки = О при / = 0 (см. рис, 2.16, q).
Для передачи медленно изменяю-
Рис. 2.31. Амплитудно-частотная характеристика усилите* ля постоянного тока
Щегося сигнала по тракту усиления необходимы непосредственная (п? постоянному току) связь источника входного сигнала с вход- н°立 цепью усилителя и аналогичная связь между усилительными Каскадами. Наличие непосредственной связи обусловливает особен» н℃ти задания точки покоя транзисторов в УПТ в сравнении с ранее рассмотренными усилителями.
Так, в усилителях с конденсаторной связью режим каждого кас- *ааа по постоянному току (режим покоя) определяется только элементами каскада и параметры этого режима рассчитывают инди-
видуалъно для каждого каскада. Конденсаторы, связывающие ус^И лительные каскады по переменному току, отделяют их одновремен]^И по постоянному току. Благодаря этому изменение по какой-ли^И причине режима по постоянному току одного из усилительных кадов не влияет на режимы по постоянному току других каскаа(^^ и практически не сказывается на величине выходного напряжени|И] усилителя.
В УПТ отсутствуют элементы, предназначенные для отделени^В усилительных каскадов по постоянному току. В связи с этим bhxq^| ное напряжение определяется здесь не только усиленным полезньт^И сигналом, но и ложным сигналом, создаваемым за счет изменения в^Н времени параметров режимов каскадов по постоянному току. ОчевидноД что особенно нежелательны здесь изменения режима по постоянномз^В току в первых каскадах, поскольку эти изменения усиливаются после^н дующими каскадами.■
Самопроизвольное изменение выходного напряжения УПТ npi^| неизменном напряжении входного сигнала называется д р е й ф о усилителя. Причинами дрейфа являются нестабильность нап^В ряжений питания схемы, температурная и временная нестабильност!^И параметров транзисторов и резисторов. Напряжение дрейфа выход^В ного напряжения Д^вых.др обычно определяют при закороченноьв| входе усилителя (ег = 0) по приращению выходного напряжениями Качество усилителя постоянного тока оценивают по напряжениюИ дрейфа, приведенному ко входу усилителя (приведенном у. дрейфу): £灯—А&ых.踢/Ки, где Ки — коэффициент усиленияЯ усилителя. Приведенный ко входу дрейф 勿卩 характеризует значе-И ние ложного сигнала на входе усилителя с коэффициентом Ки, ко-В торому соответствует самопроизвольное изменение выходного напря-И жени я At/вых.др • С учетом едр определяют диапазон возможного из-S менения входного напряжения е「усилителя, при котором напряжение ■ дрейфа А〃вых.2 составляет незначительную часть полезного выход- Я ного сигнала. В зависимости от требований, предъявляемых к 'I усилителю, минимальное значение е「принимают в десятки и сотни Я раз больше ^др.Я
Непосредственная связь каскадов в УПТ обусловливает особен- I кости расчета их режима покоя (напряжения и токов при 自 = 0). | Параметры режима покоя каскада рассчитывают с учетом элементов, Я относящихся к выходной цепи предыдущего каскада и входной цепи I последующего каскада. При выборе схемы каскада особое внимание j уделяется обеспечению стабильности параметров режима покоя в I отношении влияния всех деста би л и зи ру ющи х факторов и особенно I изменения напряжения питания и температуры окружающей среды.]
Особенности непосредственной связи каскадов в УПТ рассмотрим | на примере трехкаскадного усилителя (рис. 2.32, а).|
В схеме усилителя выводы коллектора и базы транзисторов со- | седних каскадов соединены непосредственно. В этих условиях резне- | торы R? каждого последующего каскада (осуществляющие внутри- | каскадные отрицательные обратные связи по постоянному току)] предназначены также для создания необходимого напряжения U^ 胃 138
Рис. 2.32. Непосредственная связь в усилителях постоянного тока:
й — простейшая схема многокаскадного У ПТ; б — способ подачивходного сигнала в УПТ； з, г — способы повышения коэффициентовусиления усилительных каскадов, входящих в УПТ
(2.117)(2.117)в режиме покоя. Это достигается повышением отрицательного потенциала на эмиттере каждого транзистора от протекания через резистор Ra эмиттерного тока до величины, меньшей по абсолютному значению потенциала его базы или, что то же, потенциала коллектора транзистора предыдущего каскада. Так, для транзистора 7\ второго каскада имеем
(2.117)
(2.117)
^бэп2 = ^кп1 ^эп2 = ^кп1 ^эп2^э2*
Во входную цепь усилителя (рис. 2.32, а) последовательно с источником входного сигнала включен источник входного компенсирующего напряжения {7КОмп.вх. Его вводят для того.
чтобы при 备 =0 напряжение 么皿
соответство в а л о требуемому
чению напряжения в режиме покоя и ток через источник
был р£
нулю. С этой целью компенсирующее напряжение выбирают равь|
U51n.Возможность получения
рис. 2.32, б, где
Укомп.вх иллюстрирует сх?
“KGMU.BX = ^бП：
ЕкКномп?
Rromih + RkOMR2
Нагрузка Rh усилителя {рис. 2.32, а} включена в диагональ моц образованного элементами выходной цепи оконечного каскада и | зисторами У?# Такой способ подключения нагрузки используЗ в тех случаях, когда необходимо обеспечить условие 〃н = 0 点
% = 0. Схема подключения нагрузки составлена по аналогии со с|
мой рис. 2*32, б. Резисторы R§, R《в схеме рис. 2.32, а выполня!
роль делителя для создания компенсирующего напряжения выходи цепи каскада, равного при & = 0,
{2.11^{2.11^7 7 一 R《Ek U KOMU. Hn~
{2.11^
{2.11^
K3十心
Рассмотрим основные показатели, характеризующее данный у ci литель по переменному току (для приращений напряжения входно! сигнала). W
Если принять делитель Ri—R2 достаточно высокоомным, то дл расчета входных сопротивлений каскадов, входящих в усилител) можно воспользоваться общим соотношением
&х =厂6 十 0 + В) (% 4- RJ ^ 0凡・
Коэффициент усиления рассматриваемого усилителя равен про изведению коэффициентов усиления отдельных его каскадов: Ки =КитКдКиз,
Для оценки коэффициентов усиления каскадов примем R^ || 欠廿* ,
Rk и Raxi》R「・ Тогда для расчета коэффициентов усиления ка4 кадов получим выражения:i
Kui = Р 工Kui = Р 工Ки2 =团Ки2 =团RkI N RbX2Rbxi&X2RkI N RbX2Rbxi&X2gPigPi^ P2^ P2Rki&K2B・2貝92Rki&K2B・2貝92RklRk2RklRk2(2.I2C(2.I2C⑵⑵：⑵⑵：K“3 — %K“3 — %RkN(Rh+&A &)_RkN(Rh+&A &)_R展a 卩(Rh 十 R§ R &)R展a 卩(Rh 十 R§ R &)^SX3^SX3(2.122)(2.122)
Kui = Р 工
Kui = Р 工
Ки2 =团
Ки2 =团
RkI N RbX2Rbxi
&X2
RkI N RbX2Rbxi
&X2
gPi
gPi
^ P2
^ P2
Rki
&K2
B・2貝92
Rki
&K2
B・2貝92
Rkl
Rk2
Rkl
Rk2
(2.I2C
(2.I2C
⑵⑵：
⑵⑵：
K“3 — %
K“3 — %
RkN(Rh+&A &)_
RkN(Rh+&A &)_
R展a 卩(Rh 十 R§ R &)
R展a 卩(Rh 十 R§ R &)
^SX3
^SX3
(2.122)
(2.122)
Видно, что коэффициенты усиления каскадов обратно про пор циональны сопротивлениям эмиттеров.
Сопротивление 欠式,рассчитываемое по режиму температурной стабилизации первого каскада, имеет величину от нескольких сотен ом до 1——3 кОм. Сопротивления Яэ последующих каскадов используют не только для температурной стабилизации, но также для обеспечения требуемых значений иЬэп в режиме покоя. При связи базы транзит*
последующего каскада с коллектором транзистора предыдущего т°Р^а<да (рис. 2.32, а} напряжение на эмиттере, так же как и напря- ка°ме на коллекторе каждого последующего каскада, увеличивается ^еНабсолютной величине в случае транзисторов типа р-п~р). Это вы- (" ет необходимость повышения сопротивления К? в каждом после- 3b lдем каскаде с целью получения требуемых значений изл. Воз- ^икающие при этом трудности связаны с тем, что увеличение 欠汾 при^ н ит к уменьшению в соответствии с выражениями (2.121), (2.122) коЭффИциентов усиления последующих каскадов и общего коэффи- йента усиления усилителя.
Указанный недостаток схемы рис. 2.32, а может быть исключен
врн некотором видоизменении ее каскадов, как показано на рИС< 2.32, в, г. В схеме рис. 2.32, 6 сопротивление К? уменьшается за счет включения резистора R〃 и пропускания через резистор R» дополнительной составляющей тока /д.
Расчет по формуле (2.117) дает:
для схемы рис. 2.32, а
凡2 =虫匚£吗(2.123)
/ ЭП2
для схемы рис. 2.32, 8
R=外冉二％ 叩2.(2.124)
自П2 + M
Для схемы рис.Для схемы рис.тер а стабилитрона.тер а стабилитрона.2*32, а задачу решают включением в цепь змнт・ В результате можно записать
Для схемы рис.
Для схемы рис.
тер а стабилитрона.
тер а стабилитрона.
&2 = ./Ке :р0初2 二必Т. . (2.125)
Резистор Rn предназначен для задания необходимого начального тока через стабилитрон с целью вывода его на рабочий участок вольт- амперной характеристики (см. рис. 1.19).
Способ построения УПТ на основе непосредственной связи простейших усилительных каскадов может быть использован для получения сравнительно невысокого коэффициента усиления (порядка нескольких десятков) при относительно большом усиливаемом сигнале 0,05-0,1 В.
При необходимости получения больших коэффициентов усиления (cqthm и тысячи) применение этого способа построения УПТ невозможно ввиду сильного проявления дрейфа усилителя, вызываемого нестабильностью напряжения питания и особенно температурной нестабильностью параметров транзисторов, в частности /к0(э) = (1 + 十 6)/长① Минимальные изменения напряжения на коллекторах транзисторов первых каскадов, возникающие под воздействием темпера- гУрных изменений тока /如⑶，усиливаются последующими каскадами, создавая недопустимые изменения выходного напряжения усилителя. Применение же температурной компенсации здесь затруднено по технологическим соображениям. Температурная компенсация пред- "°融агает включение в схему усилителя термочувствительных элементов, например терморезисторов. Она основана на том, что при
изменении температуры приращения токов и напряжений в cxi под влиянием изменения параметров вводимых элементов действ^ в направлении, обратном их приращениям, вследствие температура нестабильности параметров транзисторов. В условиях разброса 1 раметров используемых элементов температурная компенсация т| бует тщательного подбора термокомпенсирующих элементов J каждого отдельного усилителя с учетом всего температурного 嵐 пазона его работы, что неприемлемо при серийном производства эксплуатации аппаратуры (из-за трудностей ремонта). j
Дифференциальные усилительные каскады 1
Радикальным средством уменьшения дрейфа УПТ является пм менение параллельно-балансных (диффер е| циальных) каскадов. Одна из наиболее распространенных сх| дифференциальных усилительных каскадов представлена | рис. 2.33, а. По этой схеме построены каскады, выпускаемые в вид отдельных микросхем (например, К1УТ181, К1УТ221); она ясно就 зуется также во входных каскадах многих УПТ интегрального и|
выполняют по принципвыполняют по принципполнения.
выполняют по принцип
выполняют по принцип
Дифференциальный усилительный каскад
сбалансированного моста, два плеча которого образованы резист^
рами Rrw и Rr2, а два других ——транзисторами Тг и Т2. Выхода
暇±暇±0勿^加位0勿^加位4,4,纷總t爆"纷總t爆""03=你贬"03=你贬4/4/仇仇%%a) 史%a) 史%5151
暇±
暇±
0勿^加位
0勿^加位
4,
4,
纷總t爆"
纷總t爆"
"03=你贬
"03=你贬
4/
4/
仇
仇
%
%
a) 史%
a) 史%
51
51
Рис. 2.33. Схема (а) и упрощенная схема (6) параллельно-баланс-ного (дифференциального) усилительного каскада; способы подачидифференциального входного сигнала (в, а)
^енме снимается между коллекторами транзисторов (т. е. с Ниягонали моста) или с коллекторов.
Ц1ИМЦ1ИМНа транзисторе 北 собрана схема источника с т а б и л ь- г о тока /э, определяющего сумму эмиттерных токов /Э1 и /э2 н дНЗисторов Т\, Т2- В схему источника стабильного тока входят Тезисторы Rt、7?2, R3 и источник питания £н2. Транзистор Т《в диодР вКлюченим предназначен для повышения стабильности тока /э Н°зависимости от изменения температуры (элемент температурной компенсации). Для определения тока /э найдем напряжение между очками /―夕 схемы. Если пренебречь током /бз, существенно мень- тока /э, и принять /@з% /кз = /9, то можно записать
Ц1ИМ
Ц1ИМ
гдегде(2,126)(2,126)(2.127)(2.127)u6分3 + /аr3 ё 厶凡 + ^бэ4 ,
где
где
(2,126)
(2,126)
(2.127)
(2.127)
/ —— u634 〜 ек2
1&十旦 &十&
Из уравнения (2.126) находим
/ 一 /园 + (%34 —u633)
Величина /,&2 в числителе выражения (2.127) существенно больше разности напряжений (/бэ транзисторов Т《, 笃.Поэтому ток /э определяется преимущественно сопротивлениями R^, R3 且 током /&. Поскольку зависящие от температуры параметры (/бэ4 и (/бэз входят в выражение (2.127) в виде разности, зависимость тока от температуры проявляется незначительно. Дальнейшее рассмотрение дифференциального каскада проведем на примере схемы рис. 2.33, б, где источник стабильного тока на транзисторе 北 заменен источником тока /э.
Дифференциальный каскад допускает подачу входных сигналов от двух источников (на оба входа t/BXb [/вх2)или от одного источника входного сигнала (рис. 2.33, 8, г). В последнем случае входной сигнал подается на базу одного из транзисторов или между обеими базами. Входы Urxi и Ubx2 при схемах соединения по рис. 2.33, 8, г называются дифференциальны ми.
Питание каскада производится от источников + £Н1 и —Е^? с равными напряжениями. Ввиду последовательного соединения этих источников суммарное напряжение питания схемы £匕=ЕК1 + Ек2- С помощью напряжения питания Ек2 снижают потенциал эмиттеров транзисторов Т^ Т^ относительно общей точки схемы («земли»). Это п°зволяет подавать сигналы на входы усилителя без введения дополни- Ильных компенсирующих напряжений, что требовалось, в частности, в схеме рис. 2.32,
Схема дифференциального каскада требует применения близких ^ параметрам транзисторов Ть Т2 и равенства сопротивлений 总强丄， ^к2 (рис. 2.33, 6). Благодаря этому при входных сигналах, равных нулю, достигается баланс моста, напряжения на коллекторах обоих транзисторов равны и выходное напряжение, снимаемое с диагонали,
В реальных условияхВ реальных условияхза счетза счет4/4/ОО41gа)41gа)%=%=複%=%=複5)5)4%4%22Рис. 2,34. Схема дифферени^тальногокаскада при входном сигнале, равномнулю (о)； потенциальная диаграммавыходных цепей (6Рис. 2,34. Схема дифферени^тальногокаскада при входном сигнале, равномнулю (о)； потенциальная диаграммавыходных цепей (6м и токамим и токами—6П2— 2(1 十 В) ляющими токов точником тока—6П2— 2(1 十 В) ляющими токов точником токаколлекторных токов： /К1 = /(；% = 竄 毋^коллекторных токов： /К1 = /(；% = 竄 毋^/《К2/《К2
В реальных условиях
В реальных условиях
за счет
за счет
4/
4/
О
О
41g
а)
41g
а)
%=%=複
%=%=複
5)
5)
4%
4%
2
2
Рис. 2,34. Схема дифферени^тальногокаскада при входном сигнале, равномнулю (о)； потенциальная диаграммавыходных цепей (6
Рис. 2,34. Схема дифферени^тальногокаскада при входном сигнале, равномнулю (о)； потенциальная диаграммавыходных цепей (6
м и токами
м и токами
—6П2— 2(1 十 В) ляющими токов точником тока
—6П2— 2(1 十 В) ляющими токов точником тока
коллекторных токов： /К1 = /(；% = 竄 毋^
коллекторных токов： /К1 = /(；% = 竄 毋^
/《К
2
/《К
2
〃ВЬ1Х ~ "вых】一'“BbixZ〃ВЬ1Х ~ "вых】一'“BbixZ0. Высокая стабильность схемы в о|
〃ВЬ1Х ~ "вых】一'“BbixZ
〃ВЬ1Х ~ "вых】一'“BbixZ
шении изменения напряжения питания, температуры и прочих 嘲 торов объясняется тем, что при одинаковом дрейфе по обоим ус^ тельным каналам каскада напряжения на коллекторах изменяо на одну и ту же величину и дрейф на выходе каскада отсутств|
существующего разброса параметЯ транзисторов (например, Я /ко(»)) или их неодина ков огоЯ менения во времени некотоД дрейф в каскаде все же им圖 ся. Однако он существе^ меньше, чем в предыдущих Л мах, поскольку величина дрЯ фа здесь определяется разнсЯ ным дрейфом двух близких! параметрам усилительных Kaj лов. Идентичность параметД транзисторов Т^ а Т2 леш достигается при интегралы^
(микросхемном) исполнен^ когда их изготовление осущес| ляется в едином технолог週 с ком процессе на общем крш талле пол}^проводника. 4
Схема дифференциально!
на рис. 2.34,仪.Ток /э делитна рис. 2.34,仪.Ток /э делиткаскада при £/вх = 0 показана
на рис. 2.34,仪.Ток /э делит
на рис. 2.34,仪.Ток /э делит
поровну между' двумя транзисторами, т. е. /Э1 = /э2 = 1Л Значения эмиттерных токов /э2, /э2 определяются в х о д н й смещения (базовыми токами покоя): /呑口代
'вх см*'вх см*Базовые токи, являющиеся состав
'вх см*
'вх см*
эмиттеров транзисторов, протекают в. цепи с и] /э и напряжением питания Е^. Равенств
эмиттерных токов транзисторов будет соответствовать равенство
-у- и напр яжений на ко
лекторах: t/依=^к3 = и^ ^ 皐工一лекторах: t/依=^к3 = и^ ^ 皐工一L (рис. 2.34, б), где R^ 弓
лекторах: t/依=^к3 = и^ ^ 皐工一
лекторах: t/依=^к3 = и^ ^ 皐工一
=Ан2 = Rr (учитываем только абсолютные значения напряжений Данное состояние схемы характеризует режим баланса к а к а д а или режим покоя.
Рассмотрим работу схемы при наличии входного сигнала, наприме при подаче его на вход транзистора 7\ (UM на рис. 2.35, а), пр этом по-прежнему。笠姬=0・ Предположим, что напряжение входной сигнала имеет положительную полярность.
Под воздействием входного сигнала через входные цепи обои транзисторов будет протекать входной ток 1№ увеличивающий то базы транзистора Т^ и уменьшающий ток базы транзистора 力2・ 口Р этом токи /эр /长1 увеличиваются, а токи /э2, /к2 уменьшаются. И
токов обоих транзисторов происходит на одну и ту же вели- поскольку сумма токов /Э1 + /э2 = /э остается неизменной. нн%!мененян коллекторных токов вызывают изменение потенциаль- 。 диаграммы каскада (рис. 2.35, б). Напряжение t/K1 = Е1a —— н。｝ r уменьшается, что вызывает приращение напряжения —А九小 —птивоположное по знаку (проинвертированное) напряжению ер. ^пряжение икч = Ек1 — /к2^к2 возрастает, что создает соответ-
Рис。 2*35. Схема дифференциального входного сигнала (а)； потенциальная цепей (б)Рис。 2*35. Схема дифференциального входного сигнала (а)； потенциальная цепей (б)каскада при наличии диаграмма выходныхкаскада при наличии диаграмма выходных
Рис。 2*35. Схема дифференциального входного сигнала (а)； потенциальная цепей (б)
Рис。 2*35. Схема дифференциального входного сигнала (а)； потенциальная цепей (б)
каскада при наличии диаграмма выходных
каскада при наличии диаграмма выходных
ственно приращение напряжения 十厶^^之 того же знака (непроин* вертированного по знаку), что и напряжение входного сигнала.
Таким образом, для р ассм атр и в аемого способа передачи входного сигнала выход каскада со стороны коллектора транзистора ^ (UJ является инвертирующим, а со стороны коллектора транзистора Г 2 (0вых2)— неинвертирующим. Сигнал, снимаемый с обоих коллекторов, называется дифференци а л ь н ы м：
^ВЫХ = 〃К2 —Ufa =厶力2 + 厶〃总 2A".
Большие значения напряжения на входе вызывают соответственно большие значения выходного напряжения. Изменения выходных напряжений схемы под воздействием сигнала на входе прекращаются, когда под влиянием входного тока ток базы одного из транзисторов (в рассматриваемом случае ток /б2) становится равным нулю, а ток 4 протекает только через один из транзисторов (Т^ Выходные напря- ^ния каскада при этом составляют:
^ВЫХ1 == ^К1 =几—/ 口Rk^Er工—/R；
Ubhx2 = Ur2 = £口 ；
^вых =力2 —41 /凡
Подобно описанным, но с иными знаками приращений, протекают пРоцессы в схеме при изменении полярности подводимого входного
(2・
(2.
BbL
(2.
напряжения или при подключении входного сигнала по h рис. 2.33, з
Определим коэффициенты усиления по напряжению диф^ циального каскада.
Входной ток каскада при одинаковых параметрах обоих тр? торов
/ 一
/ вх ■
Rt十* BX1十厂BX2Rr十2广вх
где гвх — входное сопротивление
a
Rr十2卜6十（1十位公］
транзистора.
Входной ток создает приращения коллекторных токов 土А =± р/вх в напряжений на коллекторах:
士 А&ых 1,2 = ± А/к^к = ± О'вх&*
После подстановки в (2Л29) выражения для тока /вх (2.128) и ния на Ср определяем коэффициенты усиления по напряжению
када (по обоим выходам UBblxl,
DА°В0Х J, 2
К и 1,2 =
纤
^ВЫх2)'
飞+ 2гВх
& + 2〔尸6 + (1 十 3) %]
При R* = 0 выражение (2.130) принимает вид
Ks ,2
PRk 2^вх
2 кб+(! + ₽) гэ]
Коэффициент усиления каскада по дифференциальному
(Z7BbIX) при Rh =8 находят из
2A□
A Ua ==
2巩
Rr十2广вх
соотношения
2队Н
飞十2［尸6十（1十汨g］
С учетом сопротивления &
Кин = 良竺4」L&)
Rr + 2广 вх
При & =8 и R「= 0
K以=丝=也
*Bx *6十（1十位/
Соотношения (2.131), (2.134) используют для оценки коэффиц тов усиления дифференциального каскада. Коэффициенты усилёЯ по выходам Umi и Z7BbIx2 при /?г = 0 и /?н =8 близки к 丸/2 團 одиночного каскада ОЭ fcp. выражения (2.25) и (2.131)1. Это объ| няется тем, что при & = 0 к участку база — эмиттер каждого тм зистора в дифференциальном каскаде прикладывается половина 1 пряжения источника входного сигнала ег/2. Поскольку 口рирате噜 сигналов между коллекторами обоих транзисторов суммируют! коэффициент усиления по дифференциальному выходу Ки^ блвд к значению Ки для того же каскада [ см.(2.25), (2.134)]. 寸
налахналахUbxZ：UbxZ：/xi 一/xi 一"вых = Ksx (UrxI "bx2)・"вых = Ksx (UrxI "bx2)・(2.135)(2.135)。工逡 не должно изменяться. Однако。工逡 не должно изменяться. ОднакоРис. 2.36. Схема дифференциального каскада прн наличии синфазного входного напряжения (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (6)Рис. 2.36. Схема дифференциального каскада прн наличии синфазного входного напряжения (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (6)
налах
налах
UbxZ：
UbxZ：
/xi 一
/xi 一
"вых = Ksx (UrxI "bx2)・
"вых = Ksx (UrxI "bx2)・
(2.135)
(2.135)
。工逡 не должно изменяться. Однако
。工逡 не должно изменяться. Однако
Рис. 2.36. Схема дифференциального каскада прн наличии синфазного входного напряжения (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (6)
Рис. 2.36. Схема дифференциального каскада прн наличии синфазного входного напряжения (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (6)
звалось, схема дифференциального усилительного кас- …К&к Ук т Подачу входных сигналов одновременно на оба входа када А°пУ$ 33 ^). Дифференциальное входное напряжение при сиг- (см- Р% * ^вх2 неодинаковой полярности будет равно С/вк налах U芈厶 2：\ дифференциальное выходное напряжение [7ВЬ1Х
^ вставляет интерес также подключение входных напряжений аховой полярности, т. е. двух совпадающих по фазе (с и н ф а з~ °а”в； сигналов. Дифференциальный каскад позволяет решать часто Н Ы ечающУ^ся на практике задачу сравнения с высокой степенью вс’口значений напряжений входных сигналов или увеличения
т°ч зносТИ. Это, в частности, объясняет название «дифференциаль- И^й каскад». При наличии двух синфазных входных сигналов дифференциальное выходное напряжение пропорционально разности
При подаче на входы двух сигналов одинаковой полярности необходимо учитывать возможность появления на выходах (/ВЫх1, t7EbIx2 так называемой выходной синфазной ошибки. Она обусловливается наличием на обоих входах одинакового постоянного напряжения (постоянной составляющей), равного наименьшему из напряжений t/BXb t/Bx2- Если, например,少^衣工 > °口五2， т0 напряжение Ubxx можно рассматривать как синфазное напряжение £С[1Нф, приложенное одновременно к обоим входам, а разность "xi — 一力区2=华一 как дифференциальное входное напряжение между входами. При Rn = R^z =0 появление выходной синфазной ошибки
можно показать на примере схемы рис. 2.36, а.
В дифференциальном каскаде рис. 2.36, а с идеальным источни
ком стабильного тока /э при * = 0 и общем напряжении Есинф на
пряжение баланса и^ал = и^】= наличие синфазного напряже- ни* Ем⑦ приводит к повышению напряжения 〃^ транзистора А (см. рис. 2.33, а), используемого в схеме в качестве источника стабильного тока, Qto при неидеальности источ- Н2ка вызыв ает некотор ое увеличение тока /э. Это обуслов- "явает положительные прира- %енин токов эмиттера и кол-
ектора транзисторов 7\ и Т2
Уменьшение на Д[7бал напря- баланса [Убал (рис. 2.36,6). }" подаче синфазной э. д. с. ^Рицательной полярности уро- ^ь баланса увеличивается на %aj「При 6r > 0 напряжения
на коллекторах получают приращения относительно напр ния и&ал士 А^7бал. Иными словами, ±Д[/бал проявляется на | ходах 方工1, 〃bnxz как величина синфазной ошибки при у силе! При одинаковых параметрах транзисторов Т ^ Т2 наличие синфа^ з. д- с не вызывает появления синфазной ошибки на дифференциал^
выходе каскада. Учет синфазных ошибок усиления важен в мн| каскадных УПТ с ди ффер енци а л ьным каскадом на входе. 1 Синфазную ошибку усиления оценивают коэффициент!
синфазной передачи каскада /<синф = Д^бал/Еси.1ф, к|
&&Рис. 2.37. Схема дифференциальногокаскада с динамическими нагрузкамиРис. 2.37. Схема дифференциальногокаскада с динамическими нагрузкамик尻к尻рый обычно много меньше | ницы. Качество дифференци! ного каскада характеризуй отношением К(даф/Кид, пок|
&
&
Рис. 2.37. Схема дифференциальногокаскада с динамическими нагрузками
Рис. 2.37. Схема дифференциальногокаскада с динамическими нагрузками
к尻
к尻
вающим способность кас圖 различать малый дифферегй альный сигнал на фоне 6或
шого синфазного напряжен! Выражение 201§(Ксииф/К£7д) ;| рактеризует коэффициё?
ослабления с и нф а| ного сигнала (КОЙ дифференци ального каск^ В современных дифференциа! ных усилительных каскадах! личина КОСС может составл^
от —60 до —100 дБ.
При интегральном исп
нении дифференциальных усилительных каскадов вместо торов & широко используют транзисторы, выполняющие
ЦИЮЦИЮдинамических нагрузок каскада. Подобш
ЦИЮ
ЦИЮ
схемы позволяют обеспечить существенно большие значения 耳 эффициента усиления Кем 口。 сравнению с рассмотренной схем© имеющей резистивные нагрузки, что важно при создании мнопж^ кадных УПТ. Пример построения одной из схем таких каскадов п казан на рис. 2.37.
Транзисторы Г?, 7\ p-n-p-типа, выполняющие функцию динай ческих нагрузок каскада, близки по параметрам. При этом транзи тор А используется в качестве диода. Ток /К1 транзистора 7\, ng текающий также через транзистор Г3, создает напряжение [/бэз, @
ределяющее входное напряжение /戮.Поскольку транзисторы %
北 близки по параметрам, ток /к4 будет близок к /К1 (это свойств получило название токового зеркала). В этом, в частности заключается главная особенность рассматриваемой схемы. Выходив дифференциальный сигнал снимается с коллектора транзистора 九金
При е「= 0 схема находится в режиме покоя (баланса). Токи /к13 =/к2 = /侬^ 厶/2・ Ток /и4 протекает через транзистор 7\; /н =? Овых =6 I
Предположим, что источник входного сигнала е「имеет по貝您 ность, показанную на рис. 2.37. Входной ток /вх, протекающий п@
询ствнем сигнала ег, увеличивает ток /б1 и уменьшает ток /б2. в°з% ^ базовых токов вызывает изменение коллекторных токов：
направ-направ-/э/2 + Мвх，& =厶/2 - %х・ Так как /к4 равен току /к1, 7 == /э/2 + ₽/вх- При этом ток нагрузки /н= /к4 — /к2= 2р/вх. ряжение на выходе t/^ix = 2₽/Вх/?н. Подача входного напря- На ?я противоположной полярности вызывает изменение 篙*Я токов /вх，4 и полярности напряжения t/BbIx.
направ-
направ-
(2.136)(2.136)” ^-^ффициент усиления каскада по напряжению
(2.136)
(2.136)
ерКг 十 2厂вхКг 十 2 [厂6 + (1 + 0) %]
При & = О
К и =К и =厂б + d + p)餐厂б + d + p)餐(2.137)(2.137)
К и =
К и =
厂б + d + p)餐
厂б + d + p)餐
(2.137)
(2.137)
Рис. 2.38. Схема дифференциального каскада на полевых транзисторахРис. 2.38. Схема дифференциального каскада на полевых транзисторах
Рис. 2.38. Схема дифференциального каскада на полевых транзисторах
Рис. 2.38. Схема дифференциального каскада на полевых транзисторах
В числитель выражения (2.134) входит сопротивление 欠^ каскада (см. рис. 2.33, 〃)，а в числитель выражения (2.137) — сопротивление Rr В многокаскадных УПТ Rr является входным сопротивлением последующего каскада, величина которого с помощью средств современной схемотехники может быть обеспечена порядка нескольких сотен килоом. Создание же сопротивлений 欠氏 подобной величины при
интегральном исполнении каскадов затруднено, поскольку резистивные слои на поверхности кристалла микросхемы занимали бы чрезмерно большую площадь. В связи с этим коэффициент Ки口 в простейшем дифференциальном каскаде составляет несколько десятков,
а в каскаде с динамическими нагрузками —— несколько сотен.
Для дифференциальных усилительных каскадов, а также УПТ
на их основе важным параметром является входное сопротивление. Сопротивление Rbx， равное сумме входных сопротивлений транзисторов Tv Т2 (RBX = 2rBX), использовалось ранее при расчете входных токов 1см- выражение (2.128)1. Величина Rbx
определяет сопротивление нагрузки для источника входного сигнала, поэтому сопротивление 爲淑 целесообразно иметь возможно большим. Поскольку входная характеристика транзистора нелинейна (см. рис. 1.28,6), высокому входному сопротивлению будет соответствовать внбор малых базовых токов в режиме “окоа (токов смещения) и соответственно Малкх токов /э. При этом дссти- Жимь1е значения входного сопротивле- составляют десятки и сотни кн- МООМ.
Существенное повышение (до десят- етв магом) входного сопротивления ga- выполнение дифференциального кас- "ана полевых транзисторах (рис. 2.38).
По принципу действия эта схема не отличается от схемы рис. 2.33 Аналогично выполняется источник стабильного суммарного 重 истоков /и. Схема применяется также с динамическими нагрузка?
В настоящее время техника усиления электрических сигналов^ зируется на интегральной электронике. Как известно, реактив^ элементы трудны в интегральной реализации. Учитывая это, по西 ляющее большинство усилителей различного назначения выполня на основе УПТ с непосредственной связью. По такому принцип в частности, создают усилители звуковых частот, усилители высо₽ частоты, широкополосные и линейные импульсные усилители, уз? полосные (избирательные) усилители. На базе УПТ с непосредств； ной связью выполняют также генераторы синусоидальных колебан и многие импульсные схемы (см. гл. 3). п
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ4
Термин «операционный усилитель» относится к усилителям noci янного тока с большим коэффициентом усиления, имеющим диф^
Рис. 2.39. Обозначение ОУ в электронных схемахРис. 2.39. Обозначение ОУ в электронных схемахренциальный вход (два входных вывода^ один общий выход (один вывод). Назван этих усилителей связано с первоначальна их применением главным образом для g полнения различных операций над авалей выми величинами (сложение, вычитание, и тегрирование и др.). Однако благодаря д( тижениям в области микроэлектроники • широкому выпуску операционных усилю лей в интегральном исполнении открыли их более широкие схемотехнические возмо:
Рис. 2.39. Обозначение ОУ в электронных схемах
Рис. 2.39. Обозначение ОУ в электронных схемах
ности. В настоящее время операционные усилители (ОУ) играют ро. многоцелевых элементов при построении аппаратуры самого разни ного назначения. Они применяются в усилительной технике, устро ствах генерации сигналов синусоидальной и импульсной форм,? стабилизаторах напряжения, активных фильтрах и т. д.
Условное обозначение ОУ показано на рис. 2.39. Один из вхоя усилителя (Ubx.h, «+») называется н е и н в е р тир у ю щ и: а второй (Ubx.m, «—») — инвертирующим> При подаче сигна? на нейнвертирующий вход приращение выходного сигнала совпала по знаку (фазе) с приращением входного сигнала. Если же сигн; подан на инвертирующий вход, то приращение выходного сигнал имеет обратный знак (противоположный по фазе) по сравнению1 приращением входного сигнала. Инвертирующий вход часто испол зуют для введения в операционный усилитель внешних отрицател ных обратных связей.
Основу ОУ составляет дифференциальный каскад, применяемь в качестве входного каскада усилителя. Выходным каскадом ОУ обы? но служит эмиттерный повторитель (ЭП), обеспечивающий требуему】 нагрузочную способность всей схемы. Поскольку коэффициент усР ления по напряжению эмиттерного повторителя близок к единив
бходимое значение Киоу операционного усилителя достигается не^омощью дополнительных усилительных каскадов, включаемых ° жду дифференциальным каскадом и ЭП. В зависимости от колиме а каскадов, используемых для получения требуемого значения ^ ОУ подразделяют на двух- и трехкаскадные.
ииодин дополнительный каскад,один дополнительный каскад,'двухкаскадных ОУ в усилении входного сигнала участвуют входной дифференци альный каскад ~尤
и
и
один дополнительный каскад,
один дополнительный каскад,
& в трехкаскадных — входной
Рис. 2.40. Принципиальная схема операционного усилителяРис. 2.40. Принципиальная схема операционного усилителяЙфференциальный и два допол- нит^ьных каскада. В трехкаскаДНых ОУ входной дифференциальный каскад обычно вы-
Рис. 2.40. Принципиальная схема операционного усилителя
Рис. 2.40. Принципиальная схема операционного усилителя
полняют с резистивными нагрузками, а в двухкаскадных — с динамическими нагрузками. Помимо этого, операционные усилители могут содержать вспомогательные транзисторные каскады и элементы, предна- знаменные, например, для сдвига уровней напряжения в тракте усиления, создания источников стабильного тока, отрицательных обратных связей по синфазным ошибкам усиления
и т.小
Для иллюстрации рассмотрим принципиальную схему простейшего трехкаскадного ОУ, приведенную на рис. 2.40 (микросхема 14ОУД1). Питание схемы осуществляется от двух источников +石段1 и —£к2 с одинаковым напряжением. Источники питания имеют обЩУю точку: i£H1| =|七向 =Е守
Входной усилительный каскад выполнен на транзисторах 7\, Т2 по дифференциальной схеме рис. 2.33, а. Выходы первого каскада связаны с входами второго каскада на транзисторах Т5> Г6 также по дифференциальной схеме. Резистор в цепи коллектора транзистора ^5 отсутствует, так как выходной сигнал второго каскада снимается только с коллектора транзистора Т6. Источник стабильного тока во втором дифференциальном каскаде не используется. Требуемая стабильность суммарного тока /э транзисторов Г5, Г6 достигается с помощью резистора R§ = R5. Падение напряжения на резисторе /?5 0T протекания тока /э обоих транзисторов повышает потенциал их эмиттеров, что необходимо для непосредственной связи баз транзисторов с выходами предыдущего каскада.
Третий усилительный каскад выполнен на транзисторах 7\, Т$ Вьехо艮 его связан с входом транзистора Т9, на котором реализован бьгхОдНо^ эмиттерный повторитель. Построение третьего усилитель- н°пэ каскада таково, что транзисторы Т7, Т8 представляют собой хак бы управляемые элементы входного делителя эмиттерного пов- торлтеля. Управление транзистором Г7 производится по цепи базы
выходным сигналом второго каскада, у пр авление транзистором 工、 по цепи эмиттера напряжением на резисторе 欠^?, создаваемы^ протекания через этот резистор тока эмиттера транзистора Т0. TR зистор Т& входит в контур положительной обратной связи, поз ляющей обеспечить высокий коэффициент усиления третьего каска Совместное действие транзисторов 7\ и Т8 направлено либо на у личение, либо на уменьшение (в зависимости от сигнала на вх транзистора Т6) входного напряжения эмиттерного повторите т. е. потенциала базы транзистора Т@ относительно шины —Ек2. 1 вышение напряжения на базе транзистора 7Э обусловливается уме шением сопротивления постоянному току транзистора Т?, а так увеличением сопротивления транзистора % и наоборот. ；
Рассмотрим характер изменения выходного напряжения ОУ й изменении сигнала на базе транзистора Тг :
При входных напряжениях ОУ Uax.B = ^вх.и = 0 напряжен на коллекторе транзистора Т^ таково, что близкие по величине г тенциалы базы и эмиттера транзистора Т§ относительно шины —2 равны + Е« и напряжение на выходе ОУ УВЫ5 =0. (
Если под действием входных сигналов (показанных на рис. 2； в виде полуволн) напряжение на коллекторе транзистора Т6 уве^ чится (положительная полуволна), то увеличатся также токи /0, транзистора Тг Это приводит к увеличению токов /б, /э транзисто Тэ. Напряжение на резисторе R i2 повышается, что уменьшает напр жение 0§9 и токи /б, /н транзистора Т& Ввиду возрастания тока」 транзистора 7\ и уменьшения тока /® транзистора Т8 потенция; базы и эмиттера транзистора 7g относительно шины ——七裁雪 становят больше +£由 На выходе усилителя создается напряжение полож тельной полярности ивш > 0 (на рис. 2.40 показана без скобок
При снижении напряжения на коллекторе транзистора 丁百 toi транзисторов Т?, Г0 уменьшаются, а токи транзистора Т8 увелич ваются. Это приводит к уменьшению потенциалов базы и 分митте] транзистора Т@ относительно шины — Ек2, на выходе усилителя буд действовать напряжение отрицательной полярности 〃口国^工 0 (j рис. 2.40 показана в скобках). 工
Очевидно, максимальное выходное напряжение (вахтах отр цательной полярности будет близко к —Е^ = —£中 а максимальн! напряжение положительной полярности 61bm max ——к ■+ £К1 = + £
Реакцию усилителя на воздействие входных сигналов легко пр следить, рассмотрев прохождение усиливаемого сигнала по всед тракту усиления (как показано на рис. 2.40, например, при пода положительной полуволны напряжения на нейнвертируюший вхс при заземленном инвертирующем входе).
Операционные усилители характеризуются усилительнЕ
ми, входннми, выходными, энергетическим дрейфовыми, частотными и скоростными п раметрами. Рассмотрим наиболее существенные из них.
Важнейшими характеристиками ОУ являются его а м п л и т у н ые (передаточные) характеристики (рис. 2.4 Их представляют в виде двух кривых, относящихся соответственн
инвертирующему и неинвертирующему входам. Характеристики \нмают при подаче сигнала на один из входов при нулевом сигнале ^ другом. Каждая из крнвых состоит из горизонтальных и наклонного участков.
Горизонтальные участки кривых соответствуют режиму полностью открытого (насыщенного) либо закрытого транзистора выходного скапа (эмиттерного повторителя).
изменения и определяетсяизменения и определяетсяся безся безUMmax， Ufjwxmax，UMmax， Ufjwxmax，на пр яже ни ямина пр яже ни ямиНрн изменении напряжения входного сигнала на зтнх участках выходное напряжение усилителя остает-
изменения и определяется
изменения и определяется
ся без
ся без
UMmax， Ufjwxmax，
UMmax， Ufjwxmax，
на пр яже ни ями
на пр яже ни ями
Указанные значения максимальных выходных напряжений близки к напряжению £讨 источников питания. 尸 Наклонному (линейному) участку кривых соответствует пропорциональная зависимость выходного напряжения от входного. Угол наклона участка определяется коэффициентом усиления Киоу = =операционного усилителя. Значение Киоу зависит от типа ОУ и может составлять от нескольких сотен до сотен тысяч и более. Большие значения Кио? позволяют при охвате таких усилителей глубокой отрицательной обратной связью получать схемы со свойствами, которые зависят, только от параметров цепа отрицательной обратной
связи.
Кривые, приведенные на рис， 2.41, проходят через нуль. Состояние, когда Urbix = 0 при Urx = 0， называется балансом ОУ. Однако для реальных ОУ условие баланса обычно не выполняется (наблюдается разбаланс). При U^ = 0 выходное напряжение ОУ может быть больше или меньше нуля ((/ВЪ1Х = +Д^/ВЫХ или UBbix = —ДУВых)- На рис. 2.42 пунктирными линиями показан возможный вид передаточной характеристики реальных ОУ при входном сигнале, подаваемом на неинвертирующий вход. Напря- 出енме 17см0, при котором (7ВЬ1Х = 0, называется входным н а- "Р жжением смещения нуля. Оно определяет значение Спряжения, которое необходимо подать на вход ОУ для создания баланса. Напряжения 。^此。％ AUb^x связаны соотношением "смо = = AUm>ijKuDy・ Основной причиной разбаланса ОУ является существУющий разброс параметров элементов дифференциального усили- т^льного каскада (в частности, транзисторов). Зависимость от темпе- Рзтуры параметров ОУ вызывает температурный дрейф входного "апрх淡ення смещения и температурный дрейф выходного на~ ряжения.
Входное сопротивление, входные токи смещения, разность и дрейф родных токов смещения, а также максимальное входное дифференциальное напряжение характеризуют основные параметры входных
характеристики ОУ при наличии разбалансахарактеристики ОУ при наличии разбалансадополни- во вход-дополни- во вход-Рис. 2.43. Введение тельных резисторовРис. 2.43. Введение тельных резисторовные цепи ОУ для исключения разбаланса, создаваемого входными токаминые цепи ОУ для исключения разбаланса, создаваемого входными токамицепей операционных усилителен, которые, в свою очередь, завис! от схемы используемого дифференциального входного каскада.冃 личие входных токов смещения обусловливается 京 нечным значением входного сопротивления дифференциального к； када, а их разность — существующим разбросом параметров тр£ зисторов (различием начальных входных токов смещения). Н чальные входные токи смещения ОУ дифференциальным каскадом на биполя ных транзисторах определяются тока: баз транзисторов при заземленных вход； (базовыми токами транзисторов в режи^ покоя), а при наличии каскадов на по皿 вых транзисторах — токами утечек затв( ров.
характеристики ОУ при наличии разбаланса
характеристики ОУ при наличии разбаланса
дополни- во вход-
дополни- во вход-
Рис. 2.43. Введение тельных резисторов
Рис. 2.43. Введение тельных резисторов
ные цепи ОУ для исключения разбаланса, создаваемого входными токами
ные цепи ОУ для исключения разбаланса, создаваемого входными токами
Необходимость учетаНеобходимость учетавходных токов возникает при построен]
Необходимость учета
Необходимость учета
схем на ОУ, когда в цепь одного или обоих его входов включают^ резисторы (рис. 2.43). При неодинаковых величинах сопротивлений резисторов или входных токов падения напряжения на резистор.а| Rj1H Rz будут неодинаковыми, что создает между входами диффё ренциальное напряжение и соответственно вызывает появление я. выходе некоторого напряжения (разбаланса). Ввиду наличия входног напряжения смещения и входных токов смещения схемы на ОУ при ходится дополнять элементами, предназначенными для начальной и балансировки. Балансировка осуществляется путем подачи на оди\
введетшвведетшв х ов х оиз входов ОУ некоторого дополнительного напряжения и резисторов в его входные цепи.
введетш
введетш
в х о
в х о
Максимальным дифференциальным
ным напряжением лимитируется напряжение, подаваемо между входами ОУ в схеме, для исключения повреждения транзис торов дифференциального каскада. Для защиты между входами Oi включают встреч но- параллельно два диода или стабилитрона.、
Наличие синфазного напряжения на входах ОУ вызывает появ ление выходной синфазной ошибки усиления Так же как и для дифференциального каскада (см. § 2.7), влияние синфазного входного напряжения оценивают коэффициентов
ослабления синфазного сигнала (КСХ2С).
жения на входежения на входеРис. 2.44. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (8) характеристики ОУРис. 2.44. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (8) характеристики ОУОУ на напря-ОУ на напря-
жения на входе
жения на входе
Рис. 2.44. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (8) характеристики ОУ
Рис. 2.44. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (8) характеристики ОУ
ОУ на напря-
ОУ на напря-
Выходными параметрами ОУ являются выходное сопро- ивл ени е, а также максимальное выходное на- 1пяжение и ток. ОУ должен обладать малым выходным сопротивлением для обеспечения высоких значений напряжения на выходе при малых сопротивлениях нагрузки. Малое выходное со- поотивление (десятки и сотни ом) достигается применением на выхо-
Рис. 2.45. Реакция воздействие скачка
(положительное и отрицательное), как указывалось, близко к напряжению питания Ек = Ekz — £к2, которое может составлять 3—15 В. Максимальный выходной ток ограничивается допустимым коллекторным током выходного каскада ОУ. Энергетические пар а- метры ОУ оценивают максимальными потребляем ы- м и токами от обоих источников питания и соответственно суммарной потребляемой мощностью.
Усиление гармонических сигналов характеризуется частотными параметрами ОУ, а усиление импульсных сигналов —— его скоростными или динамическими параметрами.
Частотные параметры определяют по амплитудно- частотной характеристике ОУ (рис. 2.44,仪)，которая имеет спадающий характер в области высокой частоты, начиная от частоты среза /ср. Причиной этого является частотная зависимость параметров транзисторов и паразитных емкостей схемы ОУ. Частота 九， при которой коэффициент усиления ОУ равен единице, называется частотой единичного усиления. По гр а и и ч- ной частоте /вп, которой соответствует снижение коэффици- ента усиления ОУ в ]/2 раз, оценивают полосу пропуска- н и 只 частот усилителя, составляющую для современных ОУ десятки мегагерц.
При усилении сигналов ОУ обычно охватывается отрицательной
самовозбуждения) указываю^самовозбуждения) указываю^обратной связью по инвертирующему входу. Ввиду создаваем! усилителем в области высоких частот фазового сдвига выхода сигнала относительно входного фазо-частотная характеристика < по инвертирующему входу приобретает дополнительный (сверх If фазовый сдвиг (рис. 2.44, 6). Для некоторой высокой частоты поле фазовый сдвиг становится равным 360®, что соответствует поло》 тельной обратной связи по инвертирующему входу на этой, часто: Это приводит к самовозбуждению схемы. Для устранения самов( буждения в ОУ вводят внешние корректирующие RC-цепи, поз] ляющие несколько изменить ход амплитудно-частотной и фазо-ч; тотной характеристик. Параметры /?С-цепей и места их подсое;
самовозбуждения) указываю^
самовозбуждения) указываю^
нения к микросхеме (для исключения заводом-изготовителем.
Цинам р о с т ь н (с к о р о с т х о д н о г оЦинам р о с т ь н (с к о р о с т х о д н о г оическими парам арастания вых ь отклика) и в р еическими парам арастания вых ь отклика) и в р ее т р а м и ОУ являются с 谑 одного на口ряженН мя установления sj
Цинам р о с т ь н (с к о р о с т х о д н о г о
Цинам р о с т ь н (с к о р о с т х о д н о г о
ическими парам арастания вых ь отклика) и в р е
ическими парам арастания вых ь отклика) и в р е
напряжения. Они определяются по реакции Q
на воздействие скачка напряжения на входе (рис. 2.45, а, 6). Cid рость нарастания выходного напряжения и。^ находят по отношенй приращения выходного напряжения к времени на участке изменены выходного напряжения от 0,1 i/nbIX до 0,9J7BbiX. Время установлени выходного напряжения Еу^т оценивают интервалом времени, в течени которого выходное напряжение изменяется от уровня 0,1 до уровш
尊尊0,9 установившегося значения. Ряд схем ОУ допускают введен^ корректирующих цепей, улучшающих параметры у^вых и /уст. Д4 ОУ у t/вых = 0,1 + 100 В/мкс, а ^уст =0,05 — 2 мкс. ?
尊
尊
Широкое практическое использование ОУ в аналоговых схема основывается главным образом на применении в них различного ро| внешних отрицательных обратных связей, чему способствует больше значение коэффициента усиления Киоу, а также высокое входное； малое выходное сопротивления ОУ. Высокие качества параметре современных ОУ позволяют, в частности, без внесения заметной пс грешности при расчете схем на ОУ принимать Киоу ->оо, /Qoy f 6 Н RbxOV 8・
Рассмотрим некоторые примеры построения аналоговых схем н ОУ, режим работы которого осуществляется в пределах линейног участка передаточных характеристик.
Инвертирующий усилитель. Инверти* рующий усилитель (рис. 2.46), изменяв щий знак выходного сигнала относ序 тельно входного, создается ввепениеК по инвертирующему входу ОУ с помощью резистора R。© параллельной отри口牙 тельной обратной связи по напряжению^ Неинвертирующий вход связывается с общей точкой входа и выхода схемь) (заземляется). Входной сигнал подается через резистор R【на инвертирующий вход ОУ.
Показатели схемы можно определить, воспользовавшись урав- ием токов для узла /• Если принять R^x^y =8 и входной ток $у /оу =0, т。= /℃, откуда
Ubx — Ug Ubbik— Uq&Roc
При Kuoy f 8 напряжение на входе ОУ U^ = U^JKgw — °，в связи с чем выражение (2.138) принимает вид
4/凡=一^以凡5(2.139)
Следовательно, коэффициент усиления по напряжению инвертирующего усилителя с параллельной обратной связью Кин = =Ubux'Ubx определяется параметрами только пассивной части схемы:
Ки。= —R()c/Rl(2.140)
Выбор Roc = Ri，когда Кин = —1, придает схеме рис. 2.46 свойство инвертирующего повторителя напряжения (инвертора сигнала). Поскольку Uo ->0, входное сопротивление схемы /?вх =R(. Выходное сопротивление усилителя
&мх =刍弊(2.141)
При Киоу f 8 близко к нулю.
Неинвертирующий усилитель. Неинвертирующий усилитель (рис. 2.47) содержит последовательную отрицательную обратную связь по напряжению, поданную по инвертирующему входу； входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ.
В силу равенства нулю напряжения между входами ОУ (Uo = 0) входное напряжение схемы связано с выходным напряжением соотношением
"вх = "вых % +‘R℃ '
откуда коэффициент усиления неинвертирующего усилителя
Кин= 1 +R℃/&(2.142)
、 /Р。 £℃ = 0 и R& —оо приходим к схеме повторителя (рис. 2.48)
Рис. 2.48. Схема повторителя
Рис. 2.49. Схема преобразователя тока в напряжение
Входное сопротивление неинвертирующего усилителя /?вх, ра立 входному сопротивлению ОУ по неинвертирующему входу, вел| выходное сопротивление /?ВЬ1Х ->0. Его находят из соотношу (2.141).
Неинвертирующий и инвертирующий усилители широко исп( зуют в качестве высокостабильных усилителей различного на? чения. ‘
Преобразователь тока в напряжение. Схема, осуществляю^ преобразование тока в напряжение (рис. 2.49), является вариай
Рис. 2.50. Схема инвертирующего сумматораРис. 2.50. Схема инвертирующего сумматораJrUf0rC3—iJrUf0rC3—i%0ЧПЗ f%0ЧПЗ fРис.Рис.2.51.2.51.%4：%4：组组勿勿Схема неинвертл：Схема неинвертл：рующего сумматорарующего сумматора
Рис. 2.50. Схема инвертирующего сумматора
Рис. 2.50. Схема инвертирующего сумматора
JrUf0rC3—i
JrUf0rC3—i
%0ЧПЗ f
%0ЧПЗ f
Рис.
Рис.
2.51.
2.51.
%
4：
%
4：
组
组
勿
勿
Схема неинвертл：
Схема неинвертл：
рующего сумматора
рующего сумматора
схемы рис. 2.46 при 欠纟=0. Из схемы рис.схемы рис. 2.46 при 欠纟=0. Из схемы рис.=-UrhJRoc，откуда=-UrhJRoc，откуда249 имеем JBS = 70с249 имеем JBS = 70с^вых ='вх&「^вых ='вх&「(2.1(2.1
схемы рис. 2.46 при 欠纟=0. Из схемы рис.
схемы рис. 2.46 при 欠纟=0. Из схемы рис.
=-UrhJRoc，откуда
=-UrhJRoc，откуда
249 имеем JBS = 70с
249 имеем JBS = 70с
^вых ='вх&「
^вых ='вх&「
(2.1
(2.1
Малые входное и выходное сопротивления являются важней преимуществами схемы при ее использовании для преобразовайМалые входное и выходное сопротивления являются важней преимуществами схемы при ее использовании для преобразовайтока источников согнала в напряжение.тока источников согнала в напряжение.Инвертирующий сумматор. Схема рис. 2.50 выполняется по тиИнвертирующий сумматор. Схема рис. 2.50 выполняется по тиинвертирующего усилителя (см.инвертирующего усилителя (см.рис.рис.2.46) с числом2.46) с числомпараллельнапараллельнаветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных 国ветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных 国сложения. Сопротивления резисторов принимают одинаковым.Rog — Ri = Rz =••• =R?i « АвхОу.При /вхоу = 0 имеемсложения. Сопротивления резисторов принимают одинаковым.Rog — Ri = Rz =••• =R?i « АвхОу.При /вхоу = 0 имеемОС ~ Л + ^2 + ' ' ' + 厶ОС ~ Л + ^2 + ' ' ' + 厶илиили“8ЫХ = -(仿+ / +…+厶).“8ЫХ = -(仿+ / +…+厶).(2.]Ф(2.]ФСоотношение (2」44) отражает равноправное весовое участие сл; гаемых в их сумме. Суммирование может производиться и с соответ ствующими весовыми коэффициентами для каждого из слагаемы^Соотношение (2」44) отражает равноправное весовое участие сл; гаемых в их сумме. Суммирование может производиться и с соответ ствующими весовыми коэффициентами для каждого из слагаемы^
Малые входное и выходное сопротивления являются важней преимуществами схемы при ее использовании для преобразовай
Малые входное и выходное сопротивления являются важней преимуществами схемы при ее использовании для преобразовай
тока источников согнала в напряжение.
тока источников согнала в напряжение.
Инвертирующий сумматор. Схема рис. 2.50 выполняется по ти
Инвертирующий сумматор. Схема рис. 2.50 выполняется по ти
инвертирующего усилителя (см.
инвертирующего усилителя (см.
рис.
рис.
2.46) с числом
2.46) с числом
параллельна
параллельна
ветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных 国
ветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных 国
сложения. Сопротивления резисторов принимают одинаковым.
Rog — Ri = Rz =••• =R?i « АвхОу.
При /вхоу = 0 имеем
сложения. Сопротивления резисторов принимают одинаковым.
Rog — Ri = Rz =••• =R?i « АвхОу.
При /вхоу = 0 имеем
ОС ~ Л + ^2 + ' ' ' + 厶
ОС ~ Л + ^2 + ' ' ' + 厶
или
или
“8ЫХ = -(仿+ / +…+厶).
“8ЫХ = -(仿+ / +…+厶).
(2.]Ф
(2.]Ф
Соотношение (2」44) отражает равноправное весовое участие сл; гаемых в их сумме. Суммирование может производиться и с соответ ствующими весовыми коэффициентами для каждого из слагаемы^
Соотношение (2」44) отражает равноправное весовое участие сл; гаемых в их сумме. Суммирование может производиться и с соответ ствующими весовыми коэффициентами для каждого из слагаемы^
это достигается применением различных значений сопротивлений резисторов во входных ветвях.
Неинвертирующий сумматор. Неинвертирующий сумматор може-i реализован путем последовательного соединения схемы рис. 2.50 инвертора (см. рис. 2.46). Однако он выполняется проще (рис. 2.51) 2 основе схемы рис. 2.47.
При 九=0 (рис- 2.51) напряжения на обоих входах ОУ равны и составляют % =几=丁仏恥 При равенстве П0 十《ОС
п0 неинвертирующему входу (Авхоуямеем
6\—Uh 力一UR— Ur с
+ -4- • • • -4- = U
вых*
нулю тока
или
4+/+••• +и^п—^—ивък,
《1十父0e
откуда
и^х = 仏 + 力 + • • • + ип).(2.145)
Выбор параметров схемы производят, исходя из равенства еди
нице первого сомножителя в правой- части выражения (2.145):
(R】+ Roc)/(〃Ri) = 1
Интегратор. Схема интегратора (рис. 2.52, а) создается заменой в схеме рис. 2.46 резистора ROG конденсатором. По аналогии со схемой рис. 2.46, 纟① Тогда
С d我ВЫХ — ■我вк
авмх ^ ~авмх ^ ~11J 拠仙 + мыX о» оJ 拠仙 + мыX о» о(2.146)(2.146)
авмх ^ ~
авмх ^ ~
1
1
J 拠仙 + мыX о» о
J 拠仙 + мыX о» о
(2.146)
(2.146)
где UBbJs0 — выходное напряжение при Z = °.
Рис. 2*52. Схема интегратора (а)； временные диаграммы (6), иллюстрирующие характер изменения выход* ного напряжения при наличии единичного скачка напряжения на входе
Отсчет времени причем обычно при выражение (2.146)Отсчет времени причем обычно при выражение (2.146)
Отсчет времени причем обычно при выражение (2.146)
Отсчет времени причем обычно при выражение (2.146)
ведут с момента поступления входного сигна^ f = 0 厶l 0 и ивых = 0. В связи с указанн| приобретает вид |
ивых " ~~ J u^dt.о
(2」@
где т == RC — постоянная интегрирования. I
При т = RC = 1 c~i (например, R= 1 мОм и С = I мкФ)" тегрирование осуществляется в реальном масштабе времени. 口小 других соотношениях R и С масштаб интегрирования может 6bd иным. Так, при R= 1 мОм и С— 0,1 мкФ т == 0,1 с~】и масштаб й| тегрирования во времени составляет 10. :
Масштаб интегрирования выбирают с учетом параметров входны сигналов, чтобы к концу проведения этой операции выходное напр* жение усилителя не достигло предельного значения Ut^ max 近不 U^ max. В противном случае интегрирование будет выполнен
входной сигна^входной сигна^неверно. Указанное иллюстрирует рис. 2.52, 6, где
входной сигна^
входной сигна^
представлен в виде единичного скачка напряжения, а выходное н； пряжение интегратора при неправильном выборе постоянной и] тегрирования показано пунктиром.
Интегратор широко используют при построении аналоговых р* шающих и моделирующих устройств. На его основе выполняю’ генераторы линейно изменяющегося напря ж е н и я. При входном импульсе напряжения положительной по лярности на выходе такого генератора на базе схемы рис. 2.52, а соз； дается линейно нарастающее напряжение отрицательной полярности или положительной при управлении импульсом напряжения от, рицательной полярности. Процесс последующего уменьшения выходного напряжения до нуля (штрихпунктир на рис. 2.52, б) обу< словливается разрядом конденсатора с постоянной времени т V =C(R + /?ЕЫхОу). Для уменьшения времени разряда до нуля разря^ конденсатора часто осуществляют через включаемый параллельнц ему транзисторный ключ (см. гл. 3).:
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ И ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ]
В ряде устройств усиление сигналов необходимо проводить %ля、 широкого спектра частот. Амплитудно-частотная характеристика усилителей при этом должна быть равномерной в диапазоне от нескольких единиц или десятков герц до нескольких десятков и сотен. мегагерц (см. рис. 2.2). Такие усилители относят к классу широкополосных. Преимущественное применение они получили при усилении сигналов сложной, в частности импульсной, формы, характеризующейся широким спектром частот. Усилители, предназначенные специально для усиления сигналов импульсной формы, называют импульсными.
Требования широкополосности предъявляются к усилителям осциллографов, усилителям импульсных сигналов изображения в те- 160
видении (видеоусилители), а также импульсным усилителям систем Соматического управления и контроля, радиолокационных, радио* Навигационных и счетно-решающих устройств, импульсных систем связи и т<
работы усилительных каскадовработы усилительных каскадовМз большого разнообразия импульсных сигналов наибольшее пименение получили сигналы прямоугольной формы. Такая форма импульсов, в частности, наиболее полно отражает специфику работы импульсного усилителя. По режиму
работы усилительных каскадов
работы усилительных каскадов
нелинейные В нели- ных уси-нелинейные В нели- ных уси-Рис.входеРис.входе2.53* Импульсный сигнал на (а) и его искажение на выходе (6) усилителя2.53* Импульсный сигнал на (а) и его искажение на выходе (6) усилителяразличают линейные и импульсные усилители.
нелинейные В нели- ных уси-
нелинейные В нели- ных уси-
Рис.
входе
Рис.
входе
2.53* Импульсный сигнал на (а) и его искажение на выходе (6) усилителя
2.53* Импульсный сигнал на (а) и его искажение на выходе (6) усилителя
н е й н ы х импульс
лли т е л я х транзисторы усилитель-
л
л
ных ном ] цессеных ном ] цессеИх состояний. СущностьИх состояний. Сущностьи закрытогои закрытогокаскадов работают в нелиней- режиме с чередованием (в про- • передачи импульса) открытого
ных ном ] цессе
ных ном ] цессе
Их состояний. Сущность
Их состояний. Сущность
и закрытого
и закрытого
нелинейного режима работы усилительного каскада описана в § 3.2.
В линейных импульсных усилителях амплитуда выходного импульса Увыхт пропорциональна амплитуде входного импульса Ubx m и связана с ним
через коэффициент усиления Ки =
= USbnm/UBX m. Как и в усилителях переменного и постоянного токов, точку покоя каждого каскада выбирают на линии нагрузки в пределах линейной области выходных характеристик транзистора.
Если принять, что входной импульс имеет бесконечно малые длительности переднего и заднего фронтов (рис. 2.53, а), то импульсный усилитель в процессе усиления такого сигнала должен внести ми- нимально возможные искажения его формы (рис. 2.53, б). Допусти、 мне искажения выходного импульса характеризуются максимально возможными длительностями его переднего фронта £фН заднего фрон- та (среза) /ср, измеряемыми обычно на уровне от 0,1 до 0,9 ампли- ТУ№ напряжения {/ЕЫхот, а также максимально допустимым спадом плоской вершины AU выходного импульса (более подробная харак* теристнка импульсного сигнала прямоугольной формы дана в §3.1).
Известно, что импульсный сигнал прямоугольной формы харак- тернзуется широким спектром гармонических составляющих. При зтом передний и задний фронты импульса определяются высокочастотной частью спектра, а вершина импульса ——его низкочастотной частью. Таким образом, качественной передаче входного импульса "ерез усилитель будет соответствовать пр оп ор ци она л ьное усиление 'м всех составляющих спектра частот входного сигнала. На передачу :ереднего и заднего фронтов входного импульса, а следовательно, на времена /ф и ^ср оказывают влияние высокочастотные свойства Усилителя, в частности значение верхней частоты 卜。полосы про
Ускания (см. рис. 2.16, а). На передачу плоской вершины влияет начение низшей частоты 兀口 полосы пропускания.
При увеличении длительности импульса 4 его гармоннческиТ ставляющие сдвигаются в область более низких частот. Для ц|
дачи с минимальными искажениями плоской вершины импульса | лучения минимального AU) частота fH,n усилителя должна стрем,
ся к нулю.■I
Рис. 2.54. Схема импульсного усилителя б интегральном исполненииРис. 2.54. Схема импульсного усилителя б интегральном исполненииВ период применения дискретных электронных компонентовJ нейные импульсные усилители создавались на основе усйлителе| конденсаторной связью между каскадами. Определенные трудна в обеспечении широкой пол| пропускания частот в та| усилителях (обусловленный области низких частот налй ем межкаскадных конденс^ ров связи, а в области Bbicoi
Рис. 2.54. Схема импульсного усилителя б интегральном исполнении
Рис. 2.54. Схема импульсного усилителя б интегральном исполнении
частот даже при использовав высокочастотных транзистс^ наличием паразитных емко/ монтажа), преодолевали цен усложнения входящих в н
усилительных каскадов. l|
кочастотной и высокочастотнойкочастотной и высокочастотнойбуемая полоса пропуска^ частот при импульсном сигн^ достигалась введением в ка(| ды дополнительных цепей q
кочастотной и высокочастотной
кочастотной и высокочастотной
fefeкоррекции, состоящих из реак嚼
fe
fe
преимущественного использования инфпреимущественного использования инфных элементов L к С.
преимущественного использования инф
преимущественного использования инф
I愈:I愈:На современном этапе
I愈:
I愈:
ральной электроники импульсные усилители выполняют no П| усилителей постоянного тока (с непосредственной связью между 餐 кадами). Разделительные конденсаторы служат лишь для связи вх| ной цепи усилителя с источником усиливаемых сигналов, хотя и-|
связь часто осуществляется непосредственно. С учетом указанна полоса пропускания интегрального импульсного усилителя н感
нается от частот, равных нулю, что обеспечивает почти без искаженИ передачу плоской вершины усиливаемого импульса. Требуемая 嘲 ница диапазона по высокой частоте, необходимая для передачи 霜 реднего и заднего фронтов, достигается технологическими метода國 обеспечивающими получение высокочастотных интегральных тр；Я зисторов и ничтожно малых паразитных емкостей межкаскадЯ интегральных соединений. Импульсные усилители в интегральн^ исполнении реализуются на самые различные значения коэффиц,ие1М усиления по напряжению. 工屬
На рис. 2.54 показан пример интегрального исполнения 贝后用 каскадного импульсного усилителя с противофазным (парафазий выходом (микросхема К2УИ183). Входной сигнал может подкДЙ чаться либо непосредственно (вход 7) к усилителю, либо через к嘗 денсатор Ср1 (вход 2). .Для уменьшения спада вершины импулье^ создаваемого конденсатором Ср1 относительно малой емкости, м°>^^ увеличить емкость конденсатора связи путем подключения ме噸
заднего фронтов выходного импульса составляют менеезаднего фронтов выходного импульса составляют менееамИ 2 H 2 дополнительного навесного конденсатора. Коэффициент в*江〃ен"月 по напряжению микросхемы составляет около 10. Времена • Среднего и заднего фронтов выходного импульса составляют менее
заднего фронтов выходного импульса составляют менее
заднего фронтов выходного импульса составляют менее
0,1 мкс.
ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ательные усилители предназначены для уси-ательные усилители предназначены для уси-Избир.〃енця сигналов в некоторой узкой полосе частот. Их частотная ха- пактеристика должна обеспечивать требуе- ；ое усиление в заданной полосе частот и достаточно крутой спад усиления вне этой полосы (рис. 2.55). Полоса пропускания избирательного усилителя 2А/ = /в — /н определяется на уровне КитМ2 где Кит — коэффициент усиления при резонансной частоте %. Отношение боковых частот ―-усилителей 九色=1,0014- 1,1. ность усилительных свойствИзбир.〃енця сигналов в некоторой узкой полосе частот. Их частотная ха- пактеристика должна обеспечивать требуе- ；ое усиление в заданной полосе частот и достаточно крутой спад усиления вне этой полосы (рис. 2.55). Полоса пропускания избирательного усилителя 2А/ = /в — /н определяется на уровне КитМ2 где Кит — коэффициент усиления при резонансной частоте %. Отношение боковых частот ―-усилителей 九色=1,0014- 1,1. ность усилительных свойствдля таких Селектив- оцениваютдля таких Селектив- оценивают貓方 #I I 2&f貓方 #I I 2&fдобротностьюQ = %/(2筋,добротностьюQ = %/(2筋,(2.148)(2.148)величина которой может составлять десятки и сотни.величина которой может составлять десятки и сотни.Рис. 2.55. Амплитудно-частотная характеристи-ка избирательных уси-лителейРис. 2.55. Амплитудно-частотная характеристи-ка избирательных уси-лителей
ательные усилители предназначены для уси-
ательные усилители предназначены для уси-
Избир.
〃енця сигналов в некоторой узкой полосе частот. Их частотная ха- пактеристика должна обеспечивать требуе- ；ое усиление в заданной полосе частот и достаточно крутой спад усиления вне этой полосы (рис. 2.55). Полоса пропускания избирательного усилителя 2А/ = /в — /н определяется на уровне КитМ2 где Кит — коэффициент усиления при резонансной частоте %. Отношение боковых частот ―-
усилителей 九色=1,0014- 1,1. ность усилительных свойств
Избир.
〃енця сигналов в некоторой узкой полосе частот. Их частотная ха- пактеристика должна обеспечивать требуе- ；ое усиление в заданной полосе частот и достаточно крутой спад усиления вне этой полосы (рис. 2.55). Полоса пропускания избирательного усилителя 2А/ = /в — /н определяется на уровне КитМ2 где Кит — коэффициент усиления при резонансной частоте %. Отношение боковых частот ―-
усилителей 九色=1,0014- 1,1. ность усилительных свойств
для таких Селектив- оценивают
для таких Селектив- оценивают
貓方 #
I I 2&f
貓方 #
I I 2&f
добротностью
Q = %/(2筋,
добротностью
Q = %/(2筋,
(2.148)
(2.148)
величина которой может составлять десятки и сотни.
величина которой может составлять десятки и сотни.
Рис. 2.55. Амплитудно-частотная характеристи-ка избирательных уси-лителей
Рис. 2.55. Амплитудно-частотная характеристи-ка избирательных уси-лителей
Частотная избирательность рассматриваемых усилителей создает высокую помехозащищенность систем, работающих на фиксированных частотах, что широко используется в устройствах автоматического управления и контроля. На способности выделения с помощью избирательных (узкополосных) усилителей фиксированных гармонических составляющих из широкого спектра частот входного сигнала основана работа ряда измерительных устройств промышленной электроники. Избирательные усилители широко р ас пр остр анены в радиоприемных и телевизионных устройствах, а также в многоканальных системах связи. Здесь они решают задачу настройки приемного устройства на фиксированную частоту принимаемой станции (канал связ"), не пропуская сигналы других частот.
Избирательные усилители при частотах свыше десятков килогерц создают введением параллельного колебательного АС-контур а в цепь нагрузки усилительных каскадов (резонансные усилители). Низко- частотные узкополосные усилители выполняют с обратными связями через частотно-зависимые /?С-цепи.
Пример построения усилительного каскада резонансного yen ли- те”я показан на рис. 2*6б, а. Его особенностью в сравнении с обыч- ЙЫм каскадом (см. рис. 2.4) является наличие колебательного контура :коллекторной цепи транзистора. Связь с последующим усилитель- 垃м каскадом подобного типа или нагрузкой может осуществляться ；Рез разделительный конденсатор (как в приведенной схеме) или Рансфсрматор, первичная обмотка которого определяет индуктив- ℃ть L колебательного контура.
Качественно характер зависимости коэффициента усиления к理 када от частоты вида рис. 2.55 объясняется зависимостью от частя сопротивления, создаваемого колебательным контуром в коллект^ ной цепи транзистора. На резонансной частоте % =— соптЯ
2加mI тивление колебательного контура велико, в связи с чем коэффици^ усиления максимален. При отклонении частоты влево или вправо 1
Рис. 2.56. Схема резонансного усилителя (а), его схемы замещения на резонансной частоте (б, в) и частоте, близкой к резонансной (г)
резонансной сопротивление контура уменьшается ввиду увеличен!® шунтирующего действия соответственно его индуктивности или еМ кости. Это вызывает уменьшение коэффициента усиления каскадЯ
Определим связь частотной характеристики с параметрами кЯ лебательного контура и элементов каскада.'Я
Если принять суммарное сопротивление потерь в элементахи С колебательного контура равным г, то на резонансной частоте кЯлебательный контур в коллекторной цепи каскада может быть у耳т嘲активным сопротивлениемл
Ro = Z»,(2.14?j
где Zc = VUC — характеристическое сопротивление контура. Л Сопротивления R。я г определяют добротность используемог^ контура：电
QK = Zjr - RJZC.(2.1501
Для выходной цепи каскада на резонансной частоте будет дейст-| вительна схема замещения по переменному току, приведенная па! рис. 2.56, 6, где гк(э)учитывает выходное сопротивление транзистора^ Величина /?экв = ko II『к⑶ II Rh (рис. 2.56, в) определяет эквивалент-! ное сопротивление выходной цепи каскада на резонансной частоте^ /о, а также эквивалентную добротность колебательного контура：'*
Qh* ЗНВ = &kb/Zc・(2.151)Л
=———^ . Со-2K VLC~=———^ . Со-2K VLC~Z =. II 9lИ Rbkb■Z =. II 9lИ Rbkb■(2.152)(2.152)
=———^ . Со-2K VLC~
=———^ . Со-2K VLC~
Z =. II 9lИ Rbkb■
Z =. II 9lИ Rbkb■
(2.152)
(2.152)
каскада на частоте f = со/(2л),каскада на частоте f = со/(2л),Определим сопротивление нагрузки
каскада на частоте f = со/(2л),
каскада на частоте f = со/(2л),
близкой к резонансной частоте контура % = а)"2冗
потивление /?экв можно считать неизменным, однако в схеме заме- 盤ния следует учесть элементы L и С контура (рис. 2.56, г), т. е.
Выражение (2.152) приводим к виду
Z =Z =(2.153)(2.153)
Z =
Z =
(2.153)
(2.153)
Преобразуем разность отношений частот в знаменателе выражения (2.153)：
户一总=(F - %) (? + 月).户一总=(F - %) (? + 月).Так как частота / принята близкой кТак как частота / принята близкой к厶一厶^2/。 f 括厶一厶^2/。 f 括/ 0^%, то2Д// 0^%, то2Д/(2.154)(2.154)(2.155)(2.155)
户一总=(F - %) (? + 月).
户一总=(F - %) (? + 月).
Так как частота / принята близкой к
Так как частота / принята близкой к
厶一厶^2
/。 f 括
厶一厶^2
/。 f 括
/ 0^
%, то2Д/
/ 0^
%, то2Д/
(2.154)
(2.154)
(2.155)
(2.155)
Подставив (2.155) в (2.153), получим
2д7
1 + &ЗКВ
или
|Z||Z|1 + I ^н.экв1 + I ^н.экв2Af \22Af \2(2.156)(2.156)
|Z|
|Z|
1 + I ^н.экв
1 + I ^н.экв
2Af \2
2Af \2
(2.156)
(2.156)
Согласно формуле (2.156), сопротивление нагрузочной цепи каскада с колебательным контуром максимально на его резонансной частоте (Af = 0) к уменьшается при отклонении частоты от резонансной, т. е. с увеличением А£ Поскольку коэффициент усиления каскада пропорционален сопротивлению в его коллекторной цепи [см. выражения (2.24), (2.25)1, то пропорционально изменению сопротивления |ZI от частоты будет изменяться и коэффициент усиления каскада. В частности, уменьшению в К2 раз коэффициента усиления каскада будет соответствовать уменьшение в то же число раз сопротивления |Z|・ Приравняв знаменатель выражения (2.156) ]/2, находим
Qk・9hb = %/(2А»(2.157)
С учетом формулы (2.148) приходим к выводу, что добротность Резонансного усилительного каскада определяется эквивалентной
добротностью его колебательного контура: Q = QK,3KB. Иными слое ми, необходимая эквивалентная добротность колебательного конт? может быть найдена по частотной характеристике каскада. Она ] ализуется согласно (2.151) соответствующим выбором параметра ；
На частотах ниже и выше резонансной колебательный конт： представляет собой комплексную нагрузку, что обусловливает 庁 явление фазовых сдвигов выходного напряжения относительно вх@ ного. Ввиду наличия внутренней обратной связи в транзисторе^ паразитных обратных связей общий фазовый сдвиг между выходнь и входным напряжениями может стать равным 0 или 2п, что мо施 вызвать самовозбуждение усилителя на частотах, близких к рез^ нансной. Для исключения самовозбуждения в резонансных усилЗ телях применяют нейтрализацию. Она осуществляется & средством подключения между входом и выходом каскада КС-цеп^ создающих на частотах, близких к резонансной, отрицательную 炉 ратную связь, нейтрализующую действие положительной связи. '!
Коэффициент усиления многокаскадного резонансного усилите^ равен произведению коэффициентов усиления входящих в него ка кадов. Если частотные характеристики каскадов одинаковы и ка кады настроены на одну и ту же резонансную частоту, то частотнс характеристике всего усилителя будет соответствовать более узке полоса пропускания, чем полоса частот отдельных каскадов.
В настоящее время резонансные усилители, как и усилители др; гих типов, применяются преимущественно в интегральном исполн! нии. Микросхема избирательного усилителя обычно содержит ббл^ шую насть элементов реализуемой принципиальной схемы (в та числе и конденсаторы малой емкости). Исключ-ение составляют инду! тивность L и емкость С колебательного контура, которые использу^ в качестве навесных элементов. Для ограничения количества дней ретных компонентов широко распространена не поср едетвенн а я свя^ между каскадами в усилителе с включением колебательного контур： лишь в один из каскадов.
Узкополосные усилители с резонансньпл контуром создают Hi частоты свыше десятков килогерц. Для диапазона более низких час тот применение резонансных усилителей нерационально из-за бол^ ших габаритов элементов ЛС-контура. В диапазоне звуковых и ocq бенно промышленных частот узкополосные усилители выполняют.^ обратными связями через ч1(а стотно-избирательные RC
цепи.-4
Из частотно-избирательных 7?С-цепей наибольшее применен^ получила схема двойного Т-образного мост.； (рис. 2.57, а), отличающаяся высокой частотной селективностью ко эффициента передачи напряжения |乂|= i^lb и угла фазовой
1 ^ВХ 1
сдвига ф между напряжениями выхода и входа (рис. 2.57, б). Пр；
подходе к некоторой частоте /0 коэффициент передачи 佟]становится равным нулю, а при ее переходе фазовый сдвиг изменяет знак. Частоту /0 называют частотой настройки или частотой
=R/2, Cj = C2 = С и C3 = 2C. Частоту наст- находят из соотношения=R/2, Cj = C2 = С и C3 = 2C. Частоту наст- находят из соотношенияваз и Резонанс а. Указанные свойства проявляются при опк еленных соотношениях между параметрами схемы, например при р. = Rz = R，& ройки % при этом
=R/2, Cj = C2 = С и C3 = 2C. Частоту наст- находят из соотношения
=R/2, Cj = C2 = С и C3 = 2C. Частоту наст- находят из соотношения
(2.158)
Очевидно, для получения частотной характеристики усилителя
Бйда рис. 2.55 двойной Т-образный мост следует включить в цепь
Рис. 2.57. Схема двойного Т-образного моста (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (6)Рис. 2.57. Схема двойного Т-образного моста (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (6)
Рис. 2.57. Схема двойного Т-образного моста (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (6)
Рис. 2.57. Схема двойного Т-образного моста (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (6)
отрицательной обратной связи (рис. 2.58, а). Предположим, что используемый усилитель имеет частотную характеристику Ки (Л (ряс. 2.58, 6) с коэффициентом усиления в области низких и средних частот Кит・ При частотах входного сигнала Д отличных от /0, коэффициент передачи цели обр атной связи |х| 1 и сигнал с выхода усилителя полностью передается цепью отрицательной обратной связи на его вход. В усилителе действует глубокая отрицательная связь. Коэффициент усиления усилителя с такой обратной связью
Рис. 2.58. Структурная схема включения двойного Т-образного моста для создания избирательного усилителя (а), частотная характеристика избирательного усилителя с двойным
Т-образньш мостом (6)
согласно соотношениям (2.111), (2.114) близок к единице. По(|
您'您'приближения к частоте /0 модуль коэффициента передачи j х | дД ного Т-образного моста уменьшается, что вызывает ослабление *
您'
您'
рицательной обратной связи и возрастание коэффициента усилен
Киос・ На частоте /0 | xj = 0 и отрицательная обратная связь отсЯ ствует. Коэффициент усиления Киос на этой частоте равен коэф(д циенту усиления Кит используемого усилителя.号
Добротность Q 1см. (2.148)1, характеризующая избирательн!
избирательного с двойным Т-об* мостомизбирательного с двойным Т-об* мостомРис. 2.59. Схема усилителя на ОУ разнымРис. 2.59. Схема усилителя на ОУ разнымсвойства усилителя, зависит от селективности цепи обратной св圈 и коэффициента усиления усилителя (рис. 2.58, 6).|
избирательного с двойным Т-об* мостом
избирательного с двойным Т-об* мостом
Рис. 2.59. Схема усилителя на ОУ разным
Рис. 2.59. Схема усилителя на ОУ разным
Для р ассматр иваемого ти| усилителей добротность Q =Ки潟 Для сохранения высокой изш рательности двойного Т-образно!
ду эмиттерными Немаловажнуюду эмиттерными Немаловажнуюповторителямироль играет иповторителямироль играет имоста в усилителе необходим обеспечить режим работы мос! по выходу, близкий к холостой ходу, а сигнал подавать от иста ника с малым внутренним сопр| тивлением. Иными словами, е! следует включать в усилитель мей входного и выходного каскадоЕ
ду эмиттерными Немаловажную
ду эмиттерными Немаловажную
повторителямироль играет и
повторителямироль играет и
... точность выбора параметров з成
ментов R, С двойного Т-образного моста. При чрезмерном разброд
параметров элементов характеристики 平(/),闾(f) схемы становя， ся отличными от приведенных на рис. 2.57, что приводит к нарушь нию требуемого режима работа усилителя. :
При построении избирательных усилителей с двойным Т-образньй мостом в цепи отрицательной обратной связи удобно использоват схему усилителя с двумя входами (с дифференциальным входны; каскадом). На один из входов подается усиливаемый сигнал, а п( второму осуществляется отрицательная обратная связь. Цепь обратной связи подключается к тому из входов, для которого выходной сигнал находится в противофазе.
В качестве усилителей могут применяться интегральные усили： тели постоянного тока и операционные усилители. Пример выпол: нения схемы избирательного усилителя на ОУ показан на рис. 2.59. Помимо частотно-зависимой отрицательной обратной связи, осуществляемой по инвертирующему входу, в схему включена вещественная отрицательная обратная связь (резистор R。)обеспечивающая получение требуемого коэффициента усиления усилителя. Согласно, выражению (2.142), Кит =1 4- RoJR二
ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Генераторы синусоидальных колебаний осуществляют преобразование энергии источника постоянного тока
Рис. 2.60. Струк、 турная схема гене-Рис. 2.60. Струк、 турная схема гене-ннЫй ток требуемой частоты. Они выполняются на основе уси- в пере% с。звеном положительной обратной связи, обеспечивающей лятеле ^^„ рб*нм самовозбуждения на требуемой частоте. Стр у ктур- УстОйсхема генератора синусоидальных колебаний приведена на к’另 2 60- Коэффициент усиления усилителя и коэффициент передачи РиС， обратной связи приняты комплексными, т. е. учитывается их зве^снмс^ть от частоты. Входным сигналом для 33илителя в схеме генератора является часть его Выходного напряжения, передаваемая звеном положительной обратной связи (岡 < 1).
Рис. 2.60. Струк、 турная схема гене-
Рис. 2.60. Струк、 турная схема гене-
фy + фх = 2九h,фy + фх = 2九h,(2.159)霹觀к；臨彌(2.159)霹觀к；臨彌“ Для работы схемы в режиме генерации необ- хо赢О выполнение двух условий. Первое характеризуется тем, что фазовые сдвиги сигнала, создаваемые усилителем (屮у) и звеном обратной свя- зИ(屮囂),в сумме должны быть кратными 2л:
фy + фх = 2九h,
фy + фх = 2九h,
(2.159)霹觀к；臨彌
(2.159)霹觀к；臨彌
где и = 0, 1, 2, 3,…■
Соотношение (2.159) определяет у g л о в и е баланса фаз в усилителе с положительной обратной связью. Второе условие находят из выражения (2.110), Как показало в § 2・6, оно определяется неравенством
网 |*> 1.(2.160)
Для получения на выходе генератора напряжения синусоидальной формь! требуется, чтобы соотношения (2.159), (2.160) выполнялись только при одной частоте.
Физический смысл неравенства |К||筑］ А 1 заключается в следующем. Сигнал, усиленный усилителем в |К| раз и ослабленный звеном обратной связи в 炭I раз, при выполнении условия (2.159) возникает вновь на входе усилителя в той же фазе, но с большей амплитудой. Иными словами, неравенство |* ||к| > 1 определяет необходимое условие для самовозбуждения генератора, когда первоначальные изменения токов и напряжений в схеме усилителя, появившиеся после его подключения к источнику питания, вызывают прогрессирующе нарастание амплитуды сигналов соответствующей частоты иа вхо Де и выходе усилителя. Равенство |к || х| =1 соответствует переходу генератора к установившемуся режиму работы, когда по мере увеличения амплитуды колебаний происходит уменьшение коэффициента Усиления /( усилителя из-за проявления нелинейности характерней к транзисторов при больших амплитудах сигналов. В стационарном режиме сигналы на входе и выходе генератора соответствуют некоторым установившимся значениям благодаря компенсации усн・ цителем ослабления сигнала, создаваемого звеном обратной связи (условие баланса амплитуд).
лем.лем.Рис. 2.61. Схема генератора с трансформаторной обратной связьюРис. 2.61. Схема генератора с трансформаторной обратной связью
лем.
лем.
Рис. 2.61. Схема генератора с трансформаторной обратной связью
Рис. 2.61. Схема генератора с трансформаторной обратной связью
Установившиеся значения напряжении зависят от коэффиц^ усиления усилителя 欠 для малого сигнала, а также от нелинейна характеристик используемых транзисторов. Зависимости коэффиц] та усиления усилителя от температуры и сопротивления нагр^ являются причинами нестабильности амплитуды выходного на| жени я генераторов. Задачу стабилизации амплитуды решают ввЗ нием в схему генератора стабилизирующих нелинейных элемен； а также вещественных отрицательных обратных связей. '
Генераторы синусоидальных колебаний, так же как и избирать ные усилители, выполняют с колебательным LC-контуром и час; но-зависимыми RC-непями. LC-генераторы предназначены для ■ нерирования сигналов высокой частоты (свыше нескольких деся式
килогерц), а /?С~генераторы используются на низких частотах до единиц герц).
Генераторы LC-типа основаны на использовании избирателье LC-усилителей, обладающих частотной характеристикой в! рис. 2.55. Условия для генерации синусоидальных колебаний (2.Щ (2.160) здесь создаются для частоты настройки /0 колебательного к^ тура, когда его сопротивление является чисто активным. Предпоск кой выполнения соотношения (2.159) для частоты /0 служит изменен фазового сдвига 屮у, вносимого усилителем, при отклонении частей от резонансной, так как сопротивление контура перестает быть акт& ным и приобретает реактивный (индуктивный или емкостный) хара тер. Справедливость соотношения (2.160) для резонансной частой обусловливается максимальным значением коэффициента усилен^
на частоте /0.
Схемная реализация LC-генераторов достаточно разнообраз^ Они могут отличаться способами включения в усилитель колебател- ного L С-контур а и создания в нем положительной обр атной связ] Особенности генераторов рассмотрим 灣 примерах схем с однокаскадным усилит|
Схемы генераторов приведены на р城 2.61—2.63. Их усилительный каскад в& полнен на транзисторе ОЭ с известны^ элементами R(, R?，R?，Сэ, предназначен ными для задания режима покоя и темп^
ратурной стабилизации. Выходной сигна工 снимается с коллектора транзистора. Е
схеме однокаскадного усилителя с чнст| активной нагрузкой выходной сигнал наг ходится в противофазе с входным сигналом. В связи с этим для обеспечения ус? лови я баланса фаз (2.159) звено положи^ тельной обратной связи на резонансной частоте должно осуществлять поворот на 180° фазы сигнала, передаваемого на вхЗ усилителя.
е генератора рис. 2.61 параметрами колебательного контура
димаядимая^ сХ емкость конденсатора С и индуктивность L первичной обмот- ^вх^РТСансформатора. Сигнал обратной связи снимается с вторичной ки^1 ТР 侬2， индуктивно связанной с обмоткой ^й и через разде- 06M叫ннй конденсатор Ср1 подается на вход транзистора. Необхо- 』ит‘" базировка напряжения обратной связи достигается соответст- … и^ подключением выводов вторичной обмотки. Поскольку наРяжение обратной связи меньше выходного напряжения, отношение 口Р[〃 вИтКов первичной и вторичной обмоток 侬 J侬 А 1.
димая
димая
ЧИСЕсли принять индуктивную связь обмоток 5] и 侬2 идеальной, то я обеспечения условия баланса амплитуд необходимо, чтобы
(2.161)(2.161)
(2.161)
(2.161)
где в — коэффициент передачи тока транзистора в точке покоя.
Частота генерируемых колебаний близка к резонансной частоте колебательного контура：
〜 1
2冗 VLC
Сигнал обратной связи может бьгть снят непосредственно с колебательного контура. Это достигается благодаря секционированию индуктивной или емкостной ветви колебательного контура. В схемах таких генераторов колебательный контур имеет три точки соединения с усилителем, в связи с чем их называют трехточечными.
В схеме генератора рис. 2.62 («индуктивная трехточка») секционированной выполнена индуктивная ветвь контура. Сигнал обратной связи определяется напряжением на секции 侬『Требуемая фаза этого сигнала определяется тем, что напряжения на секциях 5? 您工 относительно их общей точки, подключенной к шине —£к, находятся в противофазе. На вход транзистора сигнал с секции w{ пода-
Рис. 2.62. Схема генератора с трехточечной индуктивной обратной связью
Рис. 2.63. Схема гопе ратора с трехточечной емкостной обратной связью
ется через разделительный конденсатор Ср1 (Ср1» С), и сад питания (представляющий по переменному току сопротивление, 6扌 кое к нулю) и конденсатор Сэ. При 厶=厶^ соотношение (2.161)》 ствительно и для данной схемы. ；
Расчет частоты может быть произведен по формуле (2.162), & положить в не访 L = LK + 厶仔. 鼻
В схеме генератора рис. 2.63 («емкостная трехточка») колебать ный контур, состоящий из индуктивной катушки 厶 и последователе включенных конденсаторов С", С", включен параллельно выхода цепи усилительного звена. Напряжение обратной связи снимает^! конденсатора С" относительно «земли» и подается на вход транзист| через конденсаторы Ср1 и Сэ, минуя цепь источника питания. Наг| жения на конденсаторах С' и С" относительно их общей точки н& дятся в противофазе, в связи с чем создаваемая в схеме обратная св； является положительной. J
Самовозбуждение генератора обеспечивается при следующих со ношениях параметров в схеме: *
С'С7С'С7「вхОВRk II Rh「вхОВRk II Rh(2.1(2.1
С'
С7
С'
С7
「вхОВ
Rk II Rh
「вхОВ
Rk II Rh
(2.1
(2.1
где гВхоб — входное сопротивление используемого транзистора С Rh — сопротивление внешней нагрузки.
Для расчета частоты действительно выражение (2.162), где С =с'с〃/С + с〃).
В ЛС-генераторах генерируемая частота, строго говоря, завис: не только от параметров колебательного конутра, но и от параметр транзисторов усилительного звена. Это следует, например, из 6。』 точного выражения для частоты колебаний! генератора (рис. 2.6】
—+ —!LC LC〃&03 CCZ—+ —!LC LC〃&03 CCZ11вх ОЭ(% (э) II R»вх ОЭ(% (э) II R»(2.1(2.1
—+ —!
LC LC〃&03 CCZ
—+ —!
LC LC〃&03 CCZ
1
1
вх ОЭ(% (э) II R»
вх ОЭ(% (э) II R»
(2.1
(2.1
где 尸 вхоз — входное сопротивление транзистора ОЭ; гк(э)——па раме схемы замещения транзистора; г —— суммарное сопротивление поте] в элементах Л и С колебательного контура.
Ввиду зависимости величин 厶，С колебательного контура и пар метров транзистора от температуры наблюдается зависимость от тез пературы и частоты f. В условиях постоянства температуры нестабил^ ность частоты вызвана изменением дифференциальных параметре
транзистора в зависимоститранзистора в зависимостиот изменения положения точки по ко
транзистора в зависимости
транзистора в зависимости
усилительного каскада, что, в частности, обусловливает необходн, мость его стабилизации.
Нестабильность частоты генераторов оценивают коэффициентом" относительной нестабильности
節節尸〒尸〒100,100,(2.165)(2.165)
節
節
尸〒
尸〒
100,
100,
(2.165)
(2.165)
где А/ ——абсолютное отклонение частоты от номинального значения /*
В этих случаях оговариваются условия, при которых производят- измерения, в частности диапазоны изменения температуры и на- "яжения питания. Коэффициент относительной нестабильности час- ПР н транзисторных LC-генераторов (при использовании темпера- Т°оной стабилизации с помощью резистора Кэ, но без принятия специальных добавочных мер стабилизации) составляет единицы процента.
факторами, повышающими стабильность частоты, являются увеличение температурной стабилизации выбранного режима покоя усилительных каскадов, а также применение средств, компенсирую- ^их температурные изменения частоты. Одним из методов компенса- нии можно считать введение в колебательный контур конденсаторов с зависимой от температуры емкостью (например, тикондовых).
Наибольшая стабильность частоты с коэффициентом 67 = 10~34- 亠 10'5% достигается при использовании в генераторах кварцевого резонатора. Высокая стабильность частоты обусловливается тем, что кварцевый резонатор, являясь эквивалентом последовательного колебательного контура, обладает высокой добротностью (Q^ = = 104+ Ю6).
Генераторы LC-типа реализуются в виде гибридных интегральных микросхем, в которых реактивные элементы Л, С применяют в качестве навесных.
Построение генераторов на частоты ниже нескольких десятков килогерц становится нерациональным ввиду возрастания габаритов и массы элементов колебательного ЛС-контура. Для диапазона низких частот применяют /?С-генераторы. Они основаны на использовании частотно-зависимых цепей, составляемых нз резисторов и конденсаторов, и аналогично Л С-ген ер аторам выполняются по структурной схеме рис. 2.60.
В усилителях, предназначенных для построения генераторов, выходной сигнал, как известно, может находиться в противофазе с вход-
ным сигналомным сигналомВВ((ру = 180°) или же совпадать с ним по фазе ((ру = 0).
ным сигналом
ным сигналом
В
В
первом случае частотно-зависимая /?С-цепь обратной связи на ча-
стоте генерации должна осуществлять поворот фазы передаваемого сигнала на 180® (屮乂 = 180°), во втором случае 4)азовн访 сдвиг передаваемого сигнала должен отсутствовать (фх= 0). Решение обеих за- 4aq характеризуется большими схемными возможностями 7?С-цепей.
Схема цепи, осуществляющей изменение фазы передаваемого сигнала на 180®, приведена на рис. 2.64, а. Выбор для рассмотрения этой схемы обусловлен наименьшими значениями в ней емкостей конденса* торов, требуемых для построения низкочастотных генераторов.
В схеме рис. 2*64, а (схема лестничного типа «/?-пар аллель») используется зависимость от частоты коэффициента передачи и фазы предаваемого сигнала элементарного Г-образного RO-звена. Поскольку максимапьнн访 фазовый сдвиг, вносимый одним звеном на ча- ，°те, близкой к нулю, составляет 90°, для получения требуемого Фазового сдвига в 180° цепь должна содержать не менее трех последо- Еательно включенных звеньев. Обычно применяют трехзвеныые "玄(реже) четырехзвенные цепи.
Зависимости 佟］и срн от частоты для трехзвенно访 цепи при С丄笥 =Сз = Си & =欠2 =旦=R приведены на рис. 2.64, б.向國 fs при которой угол срк 工 180°, называют квазтрезонансно访.：@ раметрами С и R она связана соотношением |
fo ~
1
2冗 /Г RC
(1
а)
庐
勺口以〃*
夕Г
5)
7?С-четырехполюсника (а), передачи и угла фазового
з賓lz
Рис. 2.64. Схема трехзвенного зависимости его коэффициента
сдвига от частоты (б)
На частоте ” коэффициент передачи цепи при указанных сош
шениях между параметрами
I 遍曳! =, Следовательно, с|
I* 丨 29. q
С
Рис. 2.65. Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с трехзвенным 7?С-четырехполюсником
仙阳
возбуждение генератора возможно, е| коэффициент усиления усилителя /<| > 29. 1
В качестве усилительного зв| обычно используют усилители пост啸 ного тока в интегральном исполнен^ в частности операционные усилите^ Схема генератора на ОУ приведена| рис. 2.65. Цепь частотно-зависимой《 ратной связи включена между выхой и инвертирующим входом усилит^ Требуемый коэффициент усиления yg
ром отношения R^jR。》
лительного звена (Ки> 29) согла^. выражению (2.140) достигается в嘲 29. Входное сопротивление инверш
г
рующего усилителя, равное R。, совместно с R3 определяет актм ную составляющую сопротивления оконечного звена частотн^ зависимо访 цепи обратной связи. В связи с этим для расчета частоШ /о 口。формуле (2.166) нужно, чтобы R,=欠2 = &〕］ Ro= R・ Требур мая на практике установка необходимо访 амплитуды колебаний 齊 стигается некоторой! подстройке)访 сопротивления 欠。^ ;|
Из /?С-цепей, не осугцествляющих сдвига по фазе передаваемо^ сигнала на квазирезонансно访 частоте, наибольшее распространений
получения требуемого коэффициентаполучения требуемого коэффициентасхема моста Вина (рис. 2.66,矶 амплитудно-частотные и поЛучил ^^ характеристики которой показаны на рис. 2.66, б. фа3о-часпосТроении такого генератора на операционном усилителе "明67) звено частотно-зависимой обратной связи (см. рнс. 2.66, а) (Рис* ^joJmc淤ДУ выходом и неинвертирующим входом ОУ. Элементы Ro предназначены для—
получения требуемого коэффициента
получения требуемого коэффициента
Кос
仔仔勿勿=F==0 4〃х=F==0 4〃х@7夕7@7夕700
仔
仔
勿
勿
=F
==0 4〃х
=F
==0 4〃х
@7夕7
@7夕7
0
0
Рис. 2.66. Схема моста ВинаРис. 2.66. Схема моста Вина5)(а), зависимости его коэффи-5)(а), зависимости его коэффи-циента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)циента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
Рис. 2.66. Схема моста Вина
Рис. 2.66. Схема моста Вина
5)
(а), зависимости его коэффи-
5)
(а), зависимости его коэффи-
циента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
циента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
Рис. 2.67* Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с мостом ВинаРис. 2.67* Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с мостом Вина
Рис. 2.67* Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с мостом Вина
Рис. 2.67* Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с мостом Вина
усиления усилительного звена. Поскольку на частоте генерации /0 коэффициент передачи звена частотно-зависимой обратной связи типа моста Вина % = 1/3 (см. рис. 2.66, б), самовозбуждение генератора возможно при Ки> 3* Согласно выражению (2.142), это будет соответствовать выбору отношения Roc/Ro》2.
Частота генерации в схеме равна квазирезонансной частоте час- тотно-завпсимо访 цепи, определяемо访 из соотношения
(2.167)
где R1=欠2 = R и & =c2 =c
Необходимая амплитуда колебаний достигается корректировкой сопротивления 欠° или Ro^ в процессе настройки схемы.
В /?С-генерагорах находит также применение схема двойного Т-образного моста (см. рис. 2-57, &)•
Применение ОУ с глубокой веЩественной отрицательной обратно访 связно создает высокую стабильность параметров усилительного звена в ^С-генераторах. В связи с этим тем- :ературная нестабильность частота 〃詐раторсж на операционных уси- те”*х определяется преимуществ н ；н° зависимостью от температуры
т Растров элементов RC-звена обратной связи. В зависимости от "а используемых элементов в таких генераторах %= 土 0,1+ 3%.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ИМПУЛЬСНАЯ И ЦИФРОВАЯ ТЕХНИКА
§ 3丄 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В современной информационной электронике и м п у л ь с н| принцип построения систем занимает доминир^тощее полож! по сравнению о аналоговым. На базе импульсной техники! полняются системы управления и регулирования, устройства и| рения и отображения информации. На ней основана цифровая в| слительная техыи ка. |
В отличие от аналоговых систем, в которых сигналы изменяв непрерывно во времени (например, напряжение изменяется пр ой ционально регулируемой температуре), в импульсных системахj пользуются сигналы (напряжение, ток) импульсной формы. [
Преобладающее применение импульсных систем обусловлено；
5
川｛
ж
竝F '11?
существенно меньшим потреблением тока (большим к. п. д.), 6圖
высокой точностью, меньшей критичностью к изменению температур большей гюмехоусто访qMBocTwo. Немаловажную роль играют так
относительная простота средств представления информации в импул| но访 форме и наличие эффективных способов ее обработки (口реобр鱒 вания). J
©
В импульсной технике применяются импульсы различной фор|^И Распространены импульсы, близкие по форме к прямоуго ной, пилообразной и экспоненци альной вым (рис. 3」,а — е), а также импульсы положительной, отрицата^Я но访 и чередующейся полярности (рис. 3.1, г).)Я
Импульсный сигнал характеризуется рядом параметров. РдЯ смотрим их на примере реального импульса напряжения с формоя кривой, 6;шзк。访 к прямоугольной (рис. 3.2).•甯
Тако访 сигнал вначале быстро нарастает до максимального значе?Я ния. Затем напряжение может сравнительно медленно изменяться 电 течение некоторого промежутка времени, после чего происходи^ быстрое спадание импульса. Характерными участками импульса явгй ляются фронт (передний фронт), вершина (口几咽 с к а я часть) и срез (задний ф р о н г).耳
импульса являются амплитуда, длительность, дли-импульса являются амплитуда, длительность, дли-среза и спад вершины.с a Um определяет Наибольшее зна- сигнала.у л ь с а /и характеризует продол-среза и спад вершины.с a Um определяет Наибольшее зна- сигнала.у л ь с а /и характеризует продол-ность импульса). Иногданость импульса). ИногдаРис. 3.1. Импульсные сигналы прямоугольной (а), пилообразной (б), экспоненциальной (в), прямоугольной с черед^чощейся полярностью (а) формРис. 3.1. Импульсные сигналы прямоугольной (а), пилообразной (б), экспоненциальной (в), прямоугольной с черед^чощейся полярностью (а) формРис. 3.2. Реальный импульс напряжения прямоугольной формыРис. 3.2. Реальный импульс напряжения прямоугольной формы
импульса являются амплитуда, длительность, дли-
импульса являются амплитуда, длительность, дли-
среза и спад вершины.
с a Um определяет Наибольшее зна- сигнала.
у л ь с а /и характеризует продол-
среза и спад вершины.
с a Um определяет Наибольшее зна- сигнала.
у л ь с а /и характеризует продол-
ность импульса). Иногда
ность импульса). Иногда
Рис. 3.1. Импульсные сигналы прямоугольной (а), пилообразной (б), экспоненциальной (в), прямоугольной с черед^чощейся полярностью (а) форм
Рис. 3.1. Импульсные сигналы прямоугольной (а), пилообразной (б), экспоненциальной (в), прямоугольной с черед^чощейся полярностью (а) форм
Рис. 3.2. Реальный импульс напряжения прямоугольной формы
Рис. 3.2. Реальный импульс напряжения прямоугольной формы
1s部喘а‘ длительность Амплитуда и мп ул ь » няпояжения импульсного
чеНП л и "Ре л ьно сть имп......
А ность импульса во времени. Ее часто измеряют кна уровне, 駕;黑:ствуютем половине амплитуды (активная д л и т е л ь-
длительность импульса определяют на уровне 0,1 Um. При относительно малых пр одолжител ьностя х двух крайних участков импульса длительность /注 определяют по его основанию (см. рис. 3.1, &)•
Длительность фронта ^Ф и длительность среза импульса tc характеризуют со-
ответственно времена нарастания и спада импульса. Наиболее час^о пользуются понятиями активных длительно с- те 访 фронта и среза, представляющими указанные времена изменения напряжения относительно уровней 0」U加 и °，90加(рис. 3.2). Длительности £ф и 厶 обычно составляют 4ОЛ0 процента от длительности 才 1r Чем меньше 福 и /с по сравнеНию с ?н, тем меньше отличие сигнала от идеального импульса прямоугольной формы.
Спад вершины импульса AU и его относительная величина ^U/Um отражают уменьшение напряжения на плоской части импульса. Спад вершины импульса, в частности, создается при прохождении сигнала прямоугольной формы через импульсный усилитель с /?С-связями (см. § 2.9).
параметрами последовательности импульсов (см. рис. 3.1, а) являются период повторения (следования), частота повторения, пауза, коэффициент заполнения и скважность.
Периодом повторения импульсов на| интервал времени между соответствующими точками (например ду началами) двух соседних импульсов. 事
Величину, обратную периоду повторения, называют ч а с т ^
повторенияПаузой /п
импульсов:
1/r
называют интервал времени между окончашЯ
ного и началом следующего импульсов: £ = = Т — /週.〉
Коэффициент заполнения 丫 характеризует
險
ношением длительности импульсов к периоду их следований
наз：наз：Величину, обратную коэффициенту заполнения, скважностью импульсов: д = 7’〃以=1/丫，
наз：
наз：
Импульсный сигнал (последовательность импульсов) об%
большими информационными возможностями. Для преобразсД электрического или неэле ктр и чес ко го параметра в сигнал имД ной формы наибольшее применение получили время-имп у；Я и ый и число-импульсный методы. Нос {Я информации в первом случае является длительность Я пульсов, во втором — число импульсов в фиксиJ ном интервале времени.圖
ftftВ схемах импульсной техники для обработки и преобразов! информации широко применяют цифровые методы. Они базируй на использовании сигнала прямоугольной формы, имеющего два| сированных уровня напряжения. Это позволяет представить 喇 в цифровой форме: уровню высокого напряжения приписывают! вол «Ь, а уровню низкого напряжения ——символ 《0》， На указ風 виде сигнала основана, в частности, работа цифровых вычисли^ ных устройств, а также используемая в них двоичная система счи НИЯ.d
ft
ft
Цифровая форма представления сигнала упрощает рассмотш импульсных систем и позволяет использовать при их анализе и：| работке соответствующий математический аппарат (алгебру логй Цифровые методы построения и проектирования импульсных сш
занимают в современной электронике ведущее место.
Целью настоящей главы является изучение наиболее характер узлов и схем импульсной и цифровой техники, а также основ 咽
женерного расчета.
§ 32 КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ РАБОТЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОР^
Транзисторная импульсная и цифровая техника базируетс^^ работе транзистора в качестве ключа. Замыкание и размыкание в нагрузки ~ главное назначение транзистора, работающего в к嘲 ч е в о м режиме. По аналогии с механическим ключом (ря контактором), качество транзисторного ключа определяется в перй очередь падением напряжения (остаточным н а п р я ж с н| е м ) на транзисторе в замкнутом (открытом) состоянии, а также 图 таточным током транзистора в выключенном (закрыт^ состоянии. ?
сть рассмотрения свойств транзисторного ключа для уясне-
Ва*н(^ 山er。материала вытекает из того, что путем изменения ния □℃% транзистора в последовательно访 цепи с резистором и ис- состоян! питания осуществляются, по сути дела, формирование сиг- тОЧНИК2мпульсной формы, а также различные преобразования им—- сигналов в схемах и узлах импульсной техники. Транзи- 订ульс^оменяют также в качестве бесконтактного ключа в цепях по-
НИЯ
налов
стор
Рис. 3.3. Ключевая схема на транзисторе (о), графическое определение режимов открытого и закрытого состояний транзистора (6)
стоянного и переменного токов для регулирования мощности, подводимой к нагрузке.
Основой всех узлов и схем импульсной! и цш|)рово访 техники является так называемая ключевая схема —— каскад на транзисторе, работающем в ключевом режиме. Построение ключевой схемы подобно усилительному каскаду. Транзистор в ключевой схеме может включаться с об!це访 базой, общим эмиттером и общим коллектором, Наибольшее распространение получила схема ОЭ. Этот вид включения бргполярного транзистора и используется далее при рассмотрении ключевого режима его работы.
Ключевая схема на транзисторе типа р~п~р показана на рис. 3.3, а. Аранзистор Т выполняет функцию ключа в последовательной цепи с резистором 凡 и источником питания.
Для удобства рассмотрения процессов в схеме в режимах открытого и закрытого состояли访 транзистора воспользуемся графо-аналитическим методом, основанным на построении линии нагрузки а — по постоянному току (рис. 3.3, 6)・ Линия нагрузки описывается со- 黑:学咬m几=-(皐一厶区) и проводится так же, как для уси- 窘 '"ног。каскада. Точки пересечения линии нагрузки с вольт-ам- ^^рньгми хар актеристи ками транзистора определяют напряжения
Цементах и ток в последовательной цепи.
30с'*нм запирания (режим отсечки) тр ан- 3Kmi т°Р“а осуществляется подачей на его вход напряжения поло Под ^^0Й ПОЛяРности (勿区 > 0), указанно访 на рис. 3.3, а без скобок. 3аПи^ "ствием входного напряжения эмиттерный переход транзистора
Рается 0) и его ток /э = 0. Вместе с тем через резистор
Аб протекает обратный (тепловой) ток коллекторного перехода ] Режиму закрытого состояния транзистора соответствует точка ； (рис. 3.3, б). <
Протекание через нагрузку теплового тока /к0 связано с тем, I транзистор в закрытом состоянии не обеспечивает полного откл应 ния нагрузочного резистора 7?к от источника питания. Малое зн| ние /к0 является одним из критериев выбора транзистора для кл® вого режима работы. ；
Величину запирающего входного напряжения Овх.зап выбора из расчета того, чтобы при протекающем через резистор 乩 тепло^ токе было обеспечено выполнение условия f
4з = Uвх.зап — /К0& > 6 (3
Напряжение [/бэ для германиевых транзисторов состав』 ет 0,5 — 2 В. 1
Режим открытого состояния транзист; р а достигается изменением полярности входного напряжения (UB^ V 0) и заданием соответствующего тока базы. Открытое состоян транзистора характеризует точка Мо на линии нагрузки. ；
Определим необходимые условия для создания открытого состс ния транзистора. С этой целью предположим, что при U^ V 0 齿 базы /б увеличивается постепенно. :
Увеличению тока базы будет соответствовать увеличение тока kg лектора и перемещение рабочей точки из положения М3 вверх по | нии нагрузки. Напряжение UK3 транзистора при этом гюстеп颯 уменьшается. :
До некоторого граничного значения тока базы (，б.「р) сохраняет.
известная пропорциональнаяизвестная пропорциональная(3；(3；зависимость между /к и /б:
известная пропорциональная
известная пропорциональная
(3；
(3；
/ц = Рс"б + (1 + Рст) /щ) ~ Рст^б '
где 卩ст — статический (усредненный) коэффициент передачи тока транзистора в схеме ОЭ (а не дифференциал^ ный коэффициент 卩，действительный для малого входного сигнал^
Точка Мо при токе базы "「р характеризует «полное» открытй транзистора. Через транзистор и резистор & протекает ток 号
/к = (Ек — AUk3.otkp)/Rk， (3.3： где AUk3,otkp ——падение напряжения (остаточное н а п р я: ж е н и е ) на транзисторе в открытом состоянии. .
(3・4)(3・4)Остаточное напряжение Д(7кэ,откр, являющееся существенным па： раметром транзистора в импульсном режиме работы, должно быть минимальным. В зависимости от типа прибора напряжение AUk3qtk& лежит в пределах 0,05——1 В. Ввиду относительно малого остаточного напряжения по сравнению с Ек расчет тока /к открытого транзистору проводится по формуле
(3・4)
(3・4)
/к = Е"&・
С учетом формулы (3.2) находят граничное з н а чени
а базы /б.гр открытого транзистора, при котором наблюда- Т ° К проп°Рциональная зависимость тока коллектора от тока базы:
ется
^б.гр = / JPcT = Er/(PctRh) •
(3.5)
Таким образом, точка Мо на рис. 3.3, 6 представляет собой точку песечения линии нагрузки с начальным участком коллекторной характеристики транзистора при "= =/б.гр*и
Прн дальнейшем увеличении тока базы (/б> /б“)остаточное напряжете At/кэ.откр остается почти неизмен- ннм, так как все коллекторные характеристики транзистора при /б> В 厶 гр практически проходят через точку 'Мо на рис. 3.3, б. Режим работы открытого транзистора при /б> /б.гр называют насыщенным, а отношение s = /б//б.гр — коэффициентом насыщения транзистора.
Режим насыщения широко используют для обеспечения открытого состояния транзистора. Его открытое состояние при этом становится более устойчивым к воздействию помех во входной цепи, а положение точки Мо не зависит от изменения коэффициента передачи тока |3СТ транзистора, в частности, с понижением температуры. В режиме насыщения ток базы транзистора
6 = s厶
(3.6)
Рис. 3.4. Диаграммы напряжений и токов ключевой схемы： а — входной импульс напряжения; б — ток базы： в — ток коллектора； а — напряжение на коллекторе
Гце коэффициент s для надежного насыщения транзистора в требуемом температурном диапазоне может составлять 1,5—3. Найденный ток ба- зы^обеспечивается параметрами вход- Нои ^пи ключевой схемы:
/6 = оВх -4分)〃?6 •
(3.7)
Рассмотрим процессы, протекающие в ключевой схеме при нали- 3J на ее входе управляющего импульса напряжения (рис. 3.4, о). Hbix Нео^Ходимо Для выяснения свойств схемы при передаче импульс- Mcv Анаров. Примем входной импульс напряжения идеальной пря- ся н°ЛьНо^ Ф°РМЫ (длительности переднего и заднего фронтов импуль-
曾в* нулю).
а интервале /0 — /ь когда входной импульс напряжения отсут-
ствует, транзистор заперт напряжением t/BX.3an положительной лярности. Токи /б, /к определяются тепловым током транзистораЯИ (рис, 3.4, 6, в). Напряжение на транзисторе %э =—(纥一厶(^^ (рис. 3.4, г).
С момента времени 片(рис. 3.4, а) процессы в схеме обусловл^^М ются отпиранием транзистора входным импульсом напряжения рицательной полярности ^7вх.Отп- Это сопровождается измененЯИ тока £匕 и напряжения икэ транзистора (рис. 3.4, 6, г). Как виднсЯН диаграмм, характер изменения 九 и %^ при отпирании транзис^^И отличается от вызвавшего их скачкообразного изменения входн^И напряжения. Отличие обусловлено инерционностью транзистора^] проявляется в постепенных нарастании тока £以 и уменьшении нап^И жени я ^«❷.В первом приближении можно принять, что изменемИ &(力)н 拠")происходят по экспоненте. Тогда инерционность транЛЯ стора может быть учтена эквивалентной постоянной времени =т^+ q (2.78) в предположении тк = Ск(э)欠中 где Ск(э)— и н т р а л ь н а я (для большого сигнала) емкость к о л л е к т кого перехода транзистора в схеме ОЭ.
Если принять, что ток базы в интервале отпирания имеет пря1^И угольную форму С амплитудой /б.Отп ^ UbxqtKRg> /б.гр(рнс. 3.4, то вызванный им ток 乙(方)будет изменяться по закону'ЯН
厶(分=隔/6.。/-1(зЯ
Коллекторный ток возрастает по экспоненциальнод^у закоь^| стремясь к |Зст/б.отп > EJRx (см. рис. 3.4, е). Однако, достигнув пЯН дельного значения /^^ EJR^ ток & в дальнейшем не изменяетс^^И формирование фронта импульса 厶 заканчивается.- У
Положив в формуле (3.8)图= /к, находим длительное фронта нарастания коллекторного тока транзистора/
/ф = тв In(3電
у
С учетом того, что /К/|3СТ — /б.гр> а /б.отп/^б.гр = s, имеем
% % 1'(3」4
Из соотношения (3.10), следует, что длительность фронта импуА阖^ са сокращается с увеличением коэффициента насыщения транзистора^ Это объясняется тем, что большему коэффициенту s соответствует^ больше访 отпнраюш1H访 базовый ток, вследствие чего ток коллектора^ достигает установившегося значения за меньший интервал времен^•事 Так, например, при тв 5 мкс и s — 3 получаем % = 2,03 мкс. |
При s — 1 (транзистор при отпирании работает в активном режиме)^ соотношение (3.10) не может быть использовано для определения %£司 В этом случае уместно говорить об активно访 длительности фронта阔 определяемой относительно уровней 0,1 и 0,9 установившегося зна-1 чения коллекторного тока (3.8): /ф тв 1п -°-- = 2,2т1r3
ктеР изменения 焱式力)при отпирании транзистора (рис. 3.4,分 ^^ется зависимости 以“)——£к + %1(6&「
П°п момент времени Z3 действие входного отпирающего импульса В нИЯ заканчивается. К базе транзистора прикладывается за-
на；д*тее напряжение Овх.зап (рнс. 3.4, о).
口”軍 прн^о^еннем запирающего напряжения ток коллектора и напря- 匕е'〃 а в течение некоторого интервала времени остаются неиз- 京°" нмн% транзистор по-прежнему открыт. Создается задержка МеНпирании транзистора. Это объясняется тем, что к моменту времени ；тоанзистор находится в режиме насыщения и при наличии запираю- з Jq сигнала ток коллектора поддерживается уходящими из базы в коллектор избыточными носителями заряда (дырками). Только после ода (рассасывания) избыточных носителей и перехода транзистора в активный режим ток коллектора начинает уменьшаться, а напряжение на коллекторе —— возрастать (рис. 3.4, е, г). Помимо уХОда избыточных носителей заряда по цепи коллектора их рассасывание осуществляется и по цепи базы за счет протекания обратного тока /б.обр, вызванного запирающим напряжением. Обратный (инверсий) ток базы при этом ограничивается сопротивлением R^ входной цепи： /б.обр^ Usx.3an/Rs・
Время, в течение которого происходит рассасывание избыточного заряда в базе, называется временем рассасывания /р (рис. 3.4, 6). Это время пропорционально коэффициенту насыщения £ Следующий затем интервал спадания тока & определяет время заднего фронта (среза) /с коллекторного тока.
При определении /р и ^ необходимо решать уравнение, описывающее изменение заряда в базе. Ввиду пропорциональности заряда в базе току коллектора (базы) процесс, протекающий в транзисторе после момента времени %, выражается через токи транзистора в следующем виде:
(3.11)(3.11)■-t/ Pg
(3.11)
(3.11)
& (/)= Рст (^б-отп 4 /б*о6р)еРст'б.обр，
Где 石3 ——эквивалентная постоянная времени, примерно равная вре- менн жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыще- нм% но меньшая постоянной времени т^ (2.79), действительной для активного режима т^/2).
выражение (3.11) является уравнением экспоненциальной кривой, показанной в интервале /3 — % пунктиром (рис. 3.4, е).
Положив в выражении (3.11)厶=九^ E^/Rn = рст/б. го, находиму
% =石 In -601十」6.^ .(3.12)
'б*Г0 + б.обр
Пр° ^вх.зап = О ТОК обр = 0 и
/р = Т^ In S.(3.13)
После выхода транзистора из насыщения ток 九(%) уменьшается^ значения /и, также стремясь к —也丁厶-呵〉(рис. 3.4, е), т；
4G)= «к + PcJ б-обр)е 3 —Рст/б・о6р・ (3.1
Положив в формуле (3.14)九 =0, получаем ;
tc = % In 土g + &O0P • (3.j
Длительности 力期 /р,厶 характеризуют быстродействи транзисторного ключа. Как следует из выражений (3.9)，(3.12), (313 они зависят от частотных свойств используемого транзистора и па/ метров импульса базового тока. Порядок их величин составляет R долей единицы до единиц микросекунды. 弋
В настоящее время широко используется (особенно в интегральна микросхемах) ключевой режим работы кремниевых транзисторов тш п-р-п. 1,
По построению и характеру работы ключевая схема на транзист! ре типа п-р-п аналогична схеме рис. 3.3, а. Отличие заключается! противоположных полярностях напряжения питания Е^ и отпирай щего напряжения Овх.отп, а также в противоположных направлю ниях токов базы, эмиттера, коллектора, 1
Кремниевые транзисторы, в частности типа п-р-п, имеют довол! но малый тепловой ток /к0. Влияние тока /к0 в выходной и вхо“но цепях закрытого транзистора пренебрежимо мало. По этой причиц запирание этих транзисторов осуществимо при С^вх.зап — %э 0. Эт особенность кремниевых транзисторов дает важное практическое пр《 имущество — возможность исключить дополнительные источники за пирающего напряжения в базовых цепях, необходимые для германий вых транзисторов. *
ИМПУЛЬСНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ.
КОМПАРАТОРЫ. ТРИГГЕР ШМИТТА
Интегральные операционные усилители находят широкое пример некие в импульсной технике. Уровни входного сигнала ОУ в импульсном режиме работы превышают значения, соответствующие линейной области амплитудной характеристики (см. рис. 2.41). В связи с этим, выходное напряжение ОУ в процессе работы определяется либо напряжением UВЬ1Х m а х> Либо i/вых m а X'
Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего сравнение измеряемого входного напряжения (^вх) с опорным напряжением (。。口). Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине напряжение положительной или отрицательной полярности, входное напряжение изменяется во времени. При достижении входным напряжением уровня опорного напряжения происходит изменение полярности напряжения на выходе ОУ, например с U^ux га а х на U^Xmax. При Uon 三 0 компа-
осуществляет фиксацию момента перехода входного напряже- ратоР НуЛЬ. Компаратор часто называют нуль-органом, посколь- нИЯ ^переключение происходит при z/BX — UQn^ О, кУ Компараторы нашли применение в системах автоматического управ- и в измерительной технике, а также для построения различных "°： Е импульсного и цифрового действия (в частности, аналого-циф* ""их и цифро-аналоговых преобразователей).
Рис. 3.5. Схема компаратора на операционном усилителе (〃)，его передаточная характеристика (б), схема компаратора с входными делителями напряжения (е)
Простейшая схема компаратора на операционном усилителе приведена на рис. 3.5, а. Ее характеризует симметричное подключение измеряемого и опорного напряжений ко входам ОУ. Разность напряжений 〃в* ——Uou является входным напряжением и0 ОУ, что и опре- Аел只ет передаточную характеристику компаратора (рис. 3.5, 6). При %V。0口 напряжение u0< 0, в связи с чем z/BbIX = U^bixm咨(см. Рис- 2.41). При ивх > 0。口 напряжение 辽° > 0 н ^х = U£xmax・
Изменение полярности выходного напряжения происходит при переходе входного измеряемого напряжения через значение 。。口. Ввнау большого значения коэффициента усиления ОУ это изменение Н0СИт ступенчатый характер при и0 = ивх——Uon^ 0. Если источ- ннкн входного и опорного напряжений в схеме рис. 3.5, а поменять местами или изменить полярность их подключения, то произойдет "нвусня передаточной характеристики компаратора. Условию иБХ< ^ %。口 будет отвечать равенство z/BbIX = U^ max, а условию 〃вх >
Г Он ~~~ 拠нх = ^вых шах-
Схема рис. 3.5, а применима тогда, когда измеряемое и опорное апряжения не превышают допустимых паспортных значений вход- 0х напряжений ОУ. В противном случае они подключаются к ОУ помощью делителей напряжения (рис. 3.5, е).
Широкое применение получил также компаратор, в котором 一 охвачен положительной обратной связью, осуществляемой по неинв|
тирующему входу с помощью резисторов Ri, R? (рис. 3,6, а). Та遢 компаратор обладает передаточной характеристикой с гистеризис! (рис. 3.6, б). Схема известна под названием триггера Ш м и т |
или порогового устройства.
компаратора
Рис. 3.6. Схема связью (а) и его
О
切
.быхтах
и6ыхтах
с положительной обратной
идеализированная передаточная характеристика (6)
Переключение схемы в состояние t/вых max происходит
стиженин иЕХ напряжения (порога) срабатывания
При
а возвращение в исходное состояние иВЬ1х = 仪］
；ых max 一 ГфН СНИЖ^
нии ивх до напряжения (порога) отпускания t70Tn. Зн^ чения пороговых напряжений находят по схеме, положив и0 二 6j
% = 几Ц +
^вых max — ° on
& +R2
&，
^отп ^оп
^вых max + U°n
откуда ширина зоны гистерезиса
& + &
%，
" = &р—4Tli
欠丄
Rl + &
(Ныхтах + U嬴max) •
Схема рис. 3.7,о является частным случаем предыдущей схемы|
При и0口 = 0. (рис. 3.7, 6)
Ее пороговые напряжения и
зона
°РТН :
СОСТаВЛЯЮТ： 〃ср = ^^вых max,
и и, = х(%ых max + Овыхтах), ГД^ 乂 = Ri/(Ri4~ R?)・
I гистерезиса | =—X U вых та娥
бхем 礴
рис. 3.7, а служит основой при построении генераторов импульсов 1
на ОУ (см. § 3.4, 3.5).耳
Важне访пшм показателем операционных усилителей, работающихг| в импульсном режиме, является их быстродействие, которое，!
оценивается задержкой срабатывания и врем нем нарастания выходного напряжения. Задержка срабатывания (время задержки выходного импульса) ОУ об-.
щего применения составляет единицы микросекунд, а время нараста-； ния выходного напряжения —— доли мнкросекун/:н.j
^ чШйм быстродействием обладают специализированные ОУ, пред-
Ученные непосредственно для импульсного режима работы и по- н囁вхпне общее название «компараторы». Задержка срабатывания "У микросхем составляет менее 1 мкс} а время нарастания — сотые та； микросекунды. Более высокое быстродействие достигается, в ностм, за счет уменьшения q интегральных транзисторов и исклю- чанИЯ режима их насыщения в схеме ОУ.
Рис. 3.7. Схема компаратораРис. 3.7. Схема компаратора嗡""必嗡""必ооиВых тихиВых тихс положител ьнойс положител ьнойной связью и нулевым опорным напряжением передаточная характеристика (6)ной связью и нулевым опорным напряжением передаточная характеристика (6)обрат- (①，егообрат- (①，его
Рис. 3.7. Схема компаратора
Рис. 3.7. Схема компаратора
嗡""必
嗡""必
о
о
иВых тих
иВых тих
с положител ьной
с положител ьной
ной связью и нулевым опорным напряжением передаточная характеристика (6)
ной связью и нулевым опорным напряжением передаточная характеристика (6)
обрат- (①，его
обрат- (①，его
§ 34 МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
узлов импульс-узлов импульс-Мультивибраторы относятся к классу
узлов импульс-
узлов импульс-
ной техники, предназначенных для генерирования периодической последовательности импульсов напряжения прямоугольной формы с требуемыми параметрами (амплитудой, длительностью, частот。访 следования и др.). Подобно генераторам синусоидальных колебаний^ мультивибраторы работают в режиме самовозбуждения: для формирования импульсного сигнала в мультивибраторах не требуется внешнее воздействие, например подача входных сигналов. Процесс получения импульсного напряжения основывается на преобразовании энергии источника постоянного тока.
Мультивибратор в подавляющем большинстве случаев выполняет Функцию задающего (ведущего) генератора, формирующего запускаю- ВДе входные импульсы для последующих узлов и блоков в системе
методов построенияметодов построенияимпульсного или цифрового действия.
методов построения
методов построения
Существует большое разнообразие средств и схем мультивибраторов. В настоящее время для построения мульти- внбраторсж наибольшее распространение получили операционные усилители в интегральном исполнении.
Возможность создания мультивибратора на операционнсм усили- :еле основывается на использовании ОУ в качестве порогового узла (компаратора). Схема симметричного мультивибра- ；° Р а на ОУ приведена на рис. 3.8, а Ее основой служит компар» °Р нару с положительной обратной связью (см. рис. 3.7, о), о6ла« Дающ,ий передаточной характеристикой вида рис. 3.7, б. Автоколеба* ельный режим работы создается благодаря подключению к инверти* РУющему входу ОУ времязадающей цепи из конденсатора С и рези«
(3.16)(3.16)до 乂 U$до 乂 U$стора R. Принцип действия схемы иллюстрируют временные диагр мы, приведенные на рис 3.8, б — а.
(3.16)
(3.16)
до 乂 U$
до 乂 U$
Предположим, что до момента времени 4 напряжение между вз| дами ОУ 以о> 0. Это определяет напряжение на выходе ОУ иВЬ1х| ——Q£ixmax и на его нейнвертиру ющем входе 〃(+)= —，乂 〃£木 ^ “ ~ ' R丿(& + RJ— коэффициент передачи це|
!ых max!ых max(рие. 3.8, 6, 6), где 乂(рие. 3.8, 6, 6), где 乂"0-(+)"0-(+)纵窗匕&纵窗匕&勿0勿0^Выхтах^Выхтах工工〃硝6)0〃硝6)0Рис. 3.8* Схема симметричного мультивибратора на ОУ (а) и его временные диаграммы (6 — г)Рис. 3.8* Схема симметричного мультивибратора на ОУ (а) и его временные диаграммы (6 — г)^^Bbixmax^^Bbixmax}6ых max}6ых max~^«仇次叫（物一 彝咏，~^«仇次叫（物一 彝咏，положительной обратной связи. На圖 чие на выходе схемы напряжена —— U£ix max обусловливает процесс заря|
!ых max
!ых max
(рие. 3.8, 6, 6), где 乂
(рие. 3.8, 6, 6), где 乂
"0-(+)
"0-(+)
纵窗匕&
纵窗匕&
勿0
勿0
^Выхтах
^Выхтах
工
工
〃硝
6)0
〃硝
6)0
Рис. 3.8* Схема симметричного мультивибратора на ОУ (а) и его временные диаграммы (6 — г)
Рис. 3.8* Схема симметричного мультивибратора на ОУ (а) и его временные диаграммы (6 — г)
^^Bbixmax
^^Bbixmax
}6ых max
}6ых max
~^«仇次叫（
物一 彝咏，
~^«仇次叫（
物一 彝咏，
конденсатора С через резистор Ren
лярностью, указанной на рис. 3.8, а бЯ скобок. В момент времени % экспоне! циально изменяющееся напряжение 胃 инвертирующем входе ОУ (рис. 3.8, | достигает напряжения на неинвертиру1|
щем входе — xt/^x max.щем входе — xt/^x max.Напряжение JНапряжение Jстановится равным нулю, что вызыва| изменение полярности напряжения }| выходе ОУ: ивь^ н бухтах (рис. 3.8, 6, Напряжение 〃(+)изменяет знак и стан(| вится равным хС^мх max (рнс. 3.8, J что соответствует и0< 0 и иВЬ1х =| ^ U原х max. • -I
щем входе — xt/^x max.
щем входе — xt/^x max.
Напряжение J
Напряжение J
С момента времени % начинается nq резаряд конденсатора от уровня наир卤 жени я — xU£x rm*， Конденсатор стр/ мится перезарядиться в цепи с резне тором R ДО уровня U^bix max & ПОЛЯр ностью напряжения, указанной на рмс^ 3.8, а в скобках. В момент времени 仪 напряжение на конденсаторе достигает^
Напряжение 〃ь；Напряжение 〃ь；значения 乂0為乂 max.значения 乂0為乂 max.становится равным нулю, что вызывает переключение ОУ в п р оти во п о л ожное
Напряжение 〃ь；
Напряжение 〃ь；
значения 乂0為乂 max.
значения 乂0為乂 max.
состояниесостояние(рис. 3.8, 6 — г). Далее про-
состояние
состояние
цессы в схеме протекают аналогично.
Частота следования импульсов симметричного мультивибратора
1
2fH
Время /и можно определить поВремя /и можно определить по.длительности интервала 储
Время /и можно определить по
Время /и можно определить по
(p/G. 3.8, б), характеризующего перезаряд конденсатора С в цепи с
резистором R и напряжением и^ык тах от — xU£xmax
1ЫХ тактоэ1ЫХ тактоэ(рис. 3.8, г). Процесс перезаряда описывается известным из уравнением
1ЫХ так
тоэ
1ЫХ так
тоэ
〃с (0 = 〃с (°°) — [〃с (°°) 一 瓦с (0)j е "°,
%тсюдамс
(ОО)= U±ix max , 〃с (。)=^^вых max > Т = CR*
и
Положив
〃C (/) = U嘉x max (U裔x max + вых max) e(
j в выражении (3.18) udQ = ^Ut^x max, находим:
/@ =石 1п
х^вых max 十"為к max
"iiK max — *"вык max
/ =L
с , *"вых max 十 ^ix max
2T |n
^вых max — х^вых max
Если принять для ОУ &ых max = t^xmax, ТО (3.19), (3.20) примут вид
/и = т In (1 + 2RJR》,
(3.18)
(3.19)
(3.20)
соотношения
(3.21)
(3.22)(3.22)
(3.22)
(3.22)
2T也(1+2r/旦)
На рис. 3.9, а приведена схема несимметричного мультивибратора на ОУ, для которого % * 力И2・ Несимметричному режиму работы отвечают неодинаковые постоянные времени времязадающих цепей мультивибратора по полупериодам. В схеме рис. 3.9, о это достигается включением вместо резистора R двух параллельных ветвей, состоящих из резистора и диода. Диод % открыт при положительной полярности выходного напряжения, а диод ”2——при отрицательной. В первом случае 7rl = CR「во втором —— 石2 Ch". Вид кривой выходного напряжения при R"> R' показан на рис. 3.9, 6. Длительности импульсов 片工，/и2 несимметричного мультивибратора рассчитывают по формуле (3.21) с по дета нов-
кой соответствующего значения q,2, а
丄¥
его частоту — по формуле
Рис 3.9. Схема несимметричного мультивибратора на ОУ (а), кривая его выходного напряжения (6)
На выбор коэффициента передачи 乂 = R丿(& + R^ и значЯ сопротивлений резисторов в обеих схемах накладываются ус趣 ограничения по предельно допустимым режимам работы операм ного усилителя. Так, коэффициент передачи 乂 задают с учетом мЯ мально допустимого значения напряжения Uomax по дифференцД ному входу ОУ. В то время как максимальные напряжения на 圖 вертирующем и инвертирующем входах ОУ в мультпвибраторазЯ ставляют xU訖хтах, максимальному напряжению на диффереш альном входе t/0 mах соответствует величина 2xU吉xmax， 1 действующая в момент переключения схемы. Исходя из 蜀 X w Uomax/(2U急 maк )・ Если напряжения питания ОУ Ек| Н е代2 = еК h U%kx max ^^ ^вых max ^^ 七匕，ТО КОЭффИЦИвНТ ПврРДЭЧЙ выбирают из условия ]
（徳（徳V 4 так
（徳
（徳
Выбор значений сопротивлений R, R^ 交2 в схемах осуществлю с учетом максимально допустимого тока /вых тах операционного у圖 лителя. Выходной ток ОУ образуется из трех составляющих: тока 嵐 грузки 瓦rbix/Rh, тока обратной связи по неинвертирующему вхо! z^^xXRi R?) п тока обратной связи (z/BbIX ——uc)!R по инеер^ рующему входу, максимального в момент переключения схемы. В прй положении Е^ = 七以？ = £% м U%x max " t^Bbix max Е^ нмеем :
《^вых гпах*《^вых гпах*(3.2,(3.2,
《^вых гпах*
《^вых гпах*
(3.2,
(3.2,
Для отдельных типов- ОУ максимально допустимый ток зависц ОТ полярности ВЫХОДНОГО напряжения (。九xmax, t/^ix max). В ЭТО! случае в качестве тока /выхтах выбирают наименьшее из его знач^
ний.
В схеме рис. 3.9, а условие (3.24) должно выполняться для наиЯ меньшего из сопротивлений R‘，R〃. Ограничение по максимуму соЯ противлений R, R】 вводят для уменьшения влияния нестабильности входного сопротивления Квхоу на длительность выходных ммпул口缰 сов и частоту мультивибратора. Исходя из этого, сопротивления R Я & выбирают в 3—5 раз (а иногда и более) меньшими входного сопро-1 тивления ОУ соответственно по инвертирующему и нейнвертирующе-1 му входам. J
Длительности фронтов генерируемых импульсов определяются | временем переключения ОУ при управлении большим уровнем вход-扌 ного сигнала. Достигаемые длительности фронтов зависят от типа и с-: пользуемого ОУ и составляют не более 0,5 мкс.
Распространенной операцией преобразования импульсного сигнала прямоугольной формы, получаемой, в частности, от мультивибратора, является уменьшение длительности импульсов, осуществляемое с помощью так называемой укорачивающей или дифференцирующей цепи (рис. 3.10, о). Дифференцирующую цепь используют для формирования запускающих импульсов последую
ще
напряжения на времени % на-напряжения на времени % на-Рис. 3.10, Схема дифференцирующей цепи (力 и ее временные диаграммы (6—8)Рис. 3.10, Схема дифференцирующей цепи (力 и ее временные диаграммы (6—8)(3.25) цепи ивы^~ согласно за-(3.25) цепи ивы^~ согласно за-(3.26)(3.26)«вых = 2U7nе-〃«вых = 2U7nе-〃
напряжения на времени % на-
напряжения на времени % на-
Рис. 3.10, Схема дифференцирующей цепи (力 и ее временные диаграммы (6—8)
Рис. 3.10, Схема дифференцирующей цепи (力 и ее временные диаграммы (6—8)
(3.25) цепи ивы^~ согласно за-
(3.25) цепи ивы^~ согласно за-
(3.26)
(3.26)
«вых = 2U7nе-〃
«вых = 2U7nе-〃
например одновибратора (см. § 3.5), в момент начала или щих У^!^Л импульса прямоугольной формы.
окониан “е访ствия дифференцирующей цепи основывается на про-
ПРИ^ зарада конденсатора С в цепи с резистором R под воздей- 嚅閣 входных импульсов..
с Ппедположим, что на вход дифференцирующей цепи поступают
% 一% 一лярные импульсы прямоугольной формы (рис. 3.10, б). На ин- Сервале % —小вх = — 4 и конден-
% 一
% 一
р заряжен до напряжения — Um с ^лярностью, указанной на рис. 3.10, а 霜 скобок. Поскольку напряжение на конденсаторе не может измениться скач- комГизменение полярности входного им- 口ул[са в момент времени 左 вызывает на выходе цепи скачок напряжения 2Um положительной полярности (рис. 3.10, г). После момента времени & процесс в цепи
обусловливается зарядом конденсатора С по экспоненциальному закону до напряжения Um (рис. 3.10, 6). Если принять внутреннее сопротивление источника сигналов Rp = 0, то постоянная вре-
мени т н CR.
Характер изменения конденсаторе с момента
ходим по формуле (3.17), где ис(оо)=
Um, ^e(^) ^1 Um：
心 d) = Um—2U居т/，
Напряжение на выходе 〃вх — 〃。⑺ изменяется
ВИ си мости
Иными словами, с момента времени 左 дифференцирующая цепь формирует импульс экспоненциальной формы положительной полярности, длительность которого зависит от постоянной време-
т (рис. 3.10, г).
По окончании процесса заряда напряжение на конденсаторе равно
ит^ нмеет полярность, указанную на рис. 3.10, а в скобках.
Изменение полярности входного импульса в момент времени /2 взывает обратный перезаряд конденсатора и аналогичное формиро- н^^；£ ；а выходе цепи импульса напряжения отрицательной поляр*
выходе цепи создается последовательность им-выходе цепи создается последовательность им-Таким образом, на
выходе цепи создается последовательность им-
выходе цепи создается последовательность им-
"У"ьсов напряжения чередующейся полярности, совпадающих во
времени с началом действия входных импульсов. Требусмая длител] ность выходных импульсов достигается с помощью соответствующе постоянной времени г = CR, которую обычно выбирают много мей шей длительности /и входных импульсов. Для выделения выходнь!
импульсов только одной полярности к выходу дифференцирующей ц| пи подключают диод. На рис. 3.10, а пунктиром показан способ вкл^
чения диода для получения выходных импульсов только положител| ной полярности (рис. 3.10, д). Если требуются импульсы отрицателЗ ной полярности, диод включают в противоположном направлений
§ 3.5. ОДНОВИБРАТОРЫ
ОдновибраторыОдновибраторыРис. 3.11. Схема одновибратора (а) и его временные диаграммы (6 — 0)Рис. 3.11. Схема одновибратора (а) и его временные диаграммы (6 — 0)предназначены для формирования пр моугольного импульса напряжения тр буемой длительности при воздействий на входе короткого запускающего им^ пульса.1
Одновибраторы
Одновибраторы
Рис. 3.11. Схема одновибратора (а) и его временные диаграммы (6 — 0)
Рис. 3.11. Схема одновибратора (а) и его временные диаграммы (6 — 0)
Одновибраторы, так же как мульти^ вибраторы и триггеры, относятся к классу схем, обладающих двумя состояниями. Однако в отличие от мульти^ вибраторов, в которых оба состояния являются неустойчивыми, в одновибраторах (часто называемых также ждущими мультивибраторами) одно состояние устойчивое, а другое —— неустойчивое. Устойчивое состояние характеризует исходный режим работы (режим ожидания) одновибратора. Неустойчивое состояние наступает с приходом входного запускающего импульса. Оно продолжается некоторое время, определяемое время- задающей цепью схемы, после чего одновибратор возвращается в исходное устойчивое состояние.
Выходной импульс формируется в результате следования одного за другим двух тактов переключения схемы.
В настоящее время для построения одновибраторов используют преимущественно интегральные операционные усилители. Наибольшее распространение получила схема одновибратора, приведенная на рис. 3.11, а.
Ее основой служит схема мультивибратора рис. 3.8, а, в которой для создания ждущего режима работы параллельно конденсатору С включен диод Д^
门pH показанном на рис. 3.11, а направлении включения дио- а 〃] схема запускается входным импульсом напряжения положительной полярности. При обратном включении диода Д\ (а также Д2) требуется запускающий импульс отрицательной полярносТи, чему соответствует также изменение полярности выходного импульса.
В исходном состоянии напряжение на выходе одновибратора равно и-рнх max， что определяет напряжение на неинвертирующем входе ОУ 辽(十)= %^~вых шах (рис. 3.11, 6 —— г). Напряжение на инвертирующем входе ОУ а(_), равное падению напряжения на диоде Дх от протекания тока по цепи с резистором R, близко к нулю (рис. 3.11, д).
Поступающий входной импульс в момент времени 友 переводит ОУ в состояние UtUK max- На неинвертирующий вход ОУ передается напряжение 乂UZxmax (рис. 3.11, з), поддерживающее его изменившееся состояние. Воздействие напряжения положительной полярности на выходе ОУ вызывает процесс заряда конденсатора С в цепи с резистором R, в которой конденсатор стремится зарядиться до напряжения /75ых max (рис. 3.11, д). Характер процесса заряда находят из уравнения (3.17), где ^^(оо) = U^】x max,卫。(0) = 0, t = =CR:
"c(/) = &max(l —e-S).(3.27)
Однако в процессе заряда напряжение на конденсаторе не достигает значения Utblx max( так как в момент времени /2 при а(_)= ис 工 = xt/Lxmax происходит возвращение ОУ в исходное состояние (рис. 3.11, & г). Положив в (3.27) uc[t^ = 乂。Зхтах, находим длительность импульса, формируемого одновибратором:
^И = Т 1П = т In (1 + -^ .(3.28)
После момента времени /2 в схеме наступает процесс восстановления исходного напряжения на конденсаторе а。= 0 (рис. 3.11, 0), который обусловливается изменившейся полярностью напряжения на выходе ОУ. Процесс перезаряда конденсатора в цепи с резистором R определяется зависимостью (3.17), где ис(оо) = —[/嬴 max, 初0)= =* U%x max • ОТСЮДА
Uc (0 二(乂。嘉х max + U/ix max) £ " — U/ix max •(3.29)
Режим восстановления заканчивается тем, что напряжение на конденсаторе достигает напряжения отпирания диода Д1, которое можно принять равным нулю. Положив в формуле (3.29) а。= 0 при / к 'восст， находим время восстановления:
/1 矗х max + °вь}Х max
^BOCCT = T ln 亍(3.30)
—^вых max
Р" Ubhx max = ^вых max НМееМ
/восст = t In (1 + к) = Т In•(3.31)
К1十К2
Поскольку коэффициент передачи z < 1 и 1/(1 ——乂)> 1 J длительность импульса 金 > /восст. 1
Процесс восстановления исходного состояния схемы должен g завершен к приходу счередного запускающего импульса. В тех с市 ях, когда длительность /и соизмерима с периодом следования за：
кающих импульсов, возникает С этой целью параллельно резистору R включают ветвь из диода Д2 и резистора R', уменьшающую постоянную времени этапа восстановления. При этом постоянная т в выражении (3.31) составит C(R || R'), а для /и она останется без изменений.
На выбор 乂 и сопротивлений резисторов накладываются те же ограничения, что и для схемы мультивибратора (см. рис. 3-8, о).
задача
сокращения времени /BJ
XX" С1
〃^咖
勿乜
§ 3.6. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Генераторы линейно изменяющегося напряжения служат для создания развертки электронного луча по экрану электронно-лучевых приборов, получения временных задержек им-
U
о
Л
7
Рис. 3.12. Пример фор-мы выходного сигналагенератора ^линейно из-меняющегося напряже-ния
Рис. 3.13. Простейшая схема генераторалинейно изменяющегося напряжения (а)；временное диаграммы, поясняющие его?принцип действия (8, е); схема генератора.,с неизменным зарядным током конденса-тора (г)
пульсных сигналов, модуляции импульсов по длительности и т. Д- Находят применение напряжения, изменяющиеся по линейному закону как при одной (положительной или отрицательной) полярности, так и при обеих полярностях.
м т
X
Динейнов м а
а к с ь Q о^а
раб4 м
изменяющееся напряжение (рис. 3.12) характеризуется л ьным значением Umi длительнос- очег о хода /р, временем обратного коэффициентом нелинейности：
一 公（0）
(3.32)
где 〃
изменения напряжения
во времени (про
,公(Q — скорости..
》соответственно в начале и в конце рабочего участка.
извод]с
формирование
рЯЖения основано на чередовании во времени процессов заряда и разряда конденсатора.
Простейшая схема генератора, в котором для получения линейно изменяющегося напряжения используют начальный участок экспоненциального заряда конденсатора, приведена на рис. 3.13, а. Функцию элемента, создающего цепь для быстрого разряда конденсатора, вы-
линейно изменяющегося (пилообразного)
полняет транзистор.
Разряд конденсатора и поддержание на нем напряжения, близкого к нулю, происходит в интервалах паузы /п входного сигнала (рис. 3.13, б, 6), когда транзистор Т находится в режиме насыщения. Открытое состояние обеспечивается протеканием тока базы через резистор Rg・ Линейно изменяющееся напряжение формируется, когда транзистор заперт входным импульсом напряжения отрицательной полярности длительностью /р.
Характер изменения напряжения на конденсаторе при закрытом транзисторе (считаем /к。^ 0) подчиняется закону
^ （£）=线（1一6一4），
(3.33)
где т = С7?к — постоянная времени зарядной цепи, выбираемая много больше времени /р.
Поскольку для конденсатора duc/dt — ，,/С, коэффициент нелинейности (3.32) может быть найден по значениям тока конденсатора в начале и в конце рабочего участка:
(3.34)(3.34)/ (0) — / (fp)Hoj
(3.34)
(3.34)
Для рассматриваемого случая /(0)二旦/凡，/&) ~ 怎一UQlR^ откуда £ н U/Ен*
В соответствии с выражением (3.34) идеальной линейности формируемого напряжения (s = 0) соответствует процесс заряда конденсатора на интервале % неизменным током. Неизменный зарядный ток обеспечивают применением в цепи заряда конденсатора токостабили- знруюгцего элемента, функцию которого обычно выполняет транзистор, включенный по схеме ОБ (или ОЭ). Принцип токовой стабили- зацнн основывается на свойстве коллекторных характеристик транзистора, согласно которому коллекторный ток (ток заряда конденса- т°ра) слабо зависит при заданном токе эмиттера (базы) от напряжения на транзисторе. Схемы с неизменным зарядным током позволяют полнее ^^ользовать напряжение питания при формировании линейно
близко кблизко кна рис. 3.1на рис. 3.1изменяющегося напряжения. Напряжение Um здесь то же время коэффициент е достаточно мал.
близко к
близко к
на рис. 3.1
на рис. 3.1
Пример построения схемы генератора приведен
Постоянство зарядного тока достигается с помощью транзисторЯ^И включенного по схеме ОБ. Стабилитрон Д^ и резистор R。обес^^И вают постоянство напряжения на базе транзистора Т2. Резистл|И| задает его ток эмиттера /э2 = (^ — (7СТ — (7эб2)/7?э и соответсЯЦИ но ток заряда конденсатора (ток коллектора) ^зар — /к2 =
На интервале /п (рис. 3.13, б) открытого состояния транзмс_^Д 7\ через него протекает ток /к2, напряжение на конденсаторе С ЯИ ко к нулю. На интервале 力，когда транзистор 7\ закрыт, ток /к2 ловливает ток ^зар заряда конденсатора. При неизменном токЯЙ напряжение на конденсаторе ucl^dt = t нннейнс^Л меняется во времени. Отношение /К2/С выбирают, исходя из мого значения Um. При。步^ £к имеем /к3/С = Е,%・
В рассмотренных схемах нагрузка подключается непосредст^Я| но к конденсатору. При наличии нагрузки ток конденсатора наЖН тервале f口 равен разности токов заряда по цепи источника питанДИ разряда на нагрузку. Если учесть, что ток разряда возрастает ре повышения напряжения, то результирующий ток конденсат^И будет меньше, а его закон изменения будет отличаться от режима ЯН лостого хода генератора. В схеме рис. 3.13, г, в частности, это водит к нарушению постоянства тока конденсатора на интервалами Подключение нагрузки сказывается на уменьшении амплитуды формируемого напряжения и ухудшении его линейности. В связЯН этим указанные схемы находят применение при высокоомной нагрузЯЯ оказывающей малое шунтирующее действие на конденсатор (коЯН ток его разряда на нагрузку составляет доли единицы и единицы п：^В цента от тока заряда). В противном случае применяют схемы, не им^^ щие непосредственной связи конденсатора с нагрузкой, либо схемЦ обеспечивающие компенсацию воздействия нагрузки.
В настоящее время генераторы с малым значением коэффициен^ш нелинейности (е< 0,01) и слабым влиянием нагрузки на форму вьа(Я ного напряжения создаются о использованием операционных усипиг^^ лей. В частности, распространены генераторы на основе интеграторШ управляемого входным импульсом напряжения прямоугольной фоЯ мы (см. рис. 2.52,叫國
Высокую линейность пилообразного напряжения позволяет обесЧ печить схема, приведенная на рис. 3.14, а. Генератор выполнен 嘲 основе схемы рис. 3.13, а. Элементами схемы рис. 3.14, а являю不嘲 источник питания Ез, зарядный резистор R?, конденсатор С и разряЯ ный транзистор Т. Выходное напряжение генератора представляЯ собой усиленное операционным усилителем напряжение на кондем саторе, ОУ охвачен отрицательной (резистор R2, а также резистой R、и источник питания Е。)и положительной (резистор RJ обратными связями.胃
Управление работой генератора производится транзистором Т* осуществл я ютцим разряд конденсатора до нуля и обеспечивающим 196
' время обратного хода /0 формируемого напряжения. Эта функ- малос ©{ БОзлагается на интегральный транзистор специальной серии и口貝龍хем (например, КЮ1) с падением напряжения в открытом со- М^кР* 50二30。мкВ. Длительность открытого состояния транзисто- ^Т^определяется длительностью /п Ра ^ ого импульса напряжения поло- в*爲ЬНОЙ полярности (рис. 3.14,6). 鶴 кривых напряжений
喝ре и на выходе схемы Мз・14,"
F рассмотрим процессы, протекаю- ие в схеме при формировании ли- ^自но изменяющегося напряжения.
На интервале 务 ОУ работает в
на конден- показан на
линейном режиме. Если принять для 0y “° = 0, то напряжение u—尸 ис~ =办十)и Для цепи обратной связи по инвертирующему входу можно запи-
сать следующее уравнение для
£'} 一 〃с иС — 〃вмх
откуда
一〃 飞十旦 尸a
Токи цепи обратной связи
токов:
(3.35)
по не-
инвертирующему соотношением
_%
с =
旦
В результате жения (3.35) в
входу ОУ связаны
"° — "в*' • (3.36)
подстановки выра- (3.36), а также учи-
тывая, что W = С
duc
，находим
必
仆凡
т
Характер
Рис.
3.14. Схема генератора ли-
ней но изменяющегося напряжения на ОУ (о) и его временные диаграммы (6 — е)
1
"с
一区
・(3.37)
характер изменения во времени напряжения на конденсаторе за- Внсит от соотношений сопротивлений резисторов, определяющих со- множитель второго члена левой части уравнения (3.37). При 4 > (兄旦)/R2 И &V (凡凡)/R2 кривая напряжения ис получается соответственно вогнутой или выпуклой формы, а при
&/& = &/&(3.38)
напряжение на конденсаторе изменяется во времени по линейному закону：
С учетом условия (3.38) имеем
ие =(е3e0)九
откуда £3> £о.
Условие (3.38)
обычно выполняют при соблюдении рав^
Это необходимо
—1.
Um1
=Um/2 имеем
для выравнивания входных сопротивлен^ по обоим его входам.“
При линейном характере изменения напряжения на конден鷗 выходное напряжение также будет изменяться по линейному з； При Ео = 0 формируется выходное напряжение, как и напря1 ис (рис. 3.14, в), имеющее вид «пилы» положительной поляр
Если нужно получить выходное напряжение, изменяющее^ линейному закону при обеих полярностях (рис. 3.14, г), то £0 Btjf ют по требуемому значению начального напряжения на выходе ратора и(0), соответствующему ис = 0. Так, для получения м мального значения Um пилообразного напряжения начальной е чине 玩выхбудет отвечать напряжение ОУ 玩(0) = —С7ВЫ
(рис. 3.14, г). Из выражения (3.35) при ис = 0 находим
Е = У^Е竺》0.Rd R、
Напряжению на выходе по окончании интервала /р при этом д^ но соответствовать напряжение U^xxmax. Из выражения (3.3 учетом условия (3.42) находим отношение сопротивлений резист^ в зависимости от максимального напряжения Uc max на конденсат (рис. 3.14> 6):
& . ,_ & — "tx max + "вых max
ПрИ U匕нх max = 〃выхтах
°C max
% = A；
&
Максимальное ‘ длительностью /目
R4 一 2以
& °C max
—1 =
напряжение на конденсаторе Uc max связано ', зависимостью, получаемой из выражения (3.4Q
Uc max ~'(旦—皖)^p-
Cк3
(3.4电.
Параметры элементов схемы будут определены, если для требуемых значений /р, Um выбрать R3t £3 и Uc max. Сопротивления Ri 干, = /?з выбирают в 3——5 раз меньшими входных сопротивлений ОУ Дл^ исключения влияния их нестабильности на работу схемы. Функцию
элементов схемы производят в такой последо-элементов схемы производят в такой последо-Е но выполняет источник питания ОУ + Е^. Напряжение j§ ^целесообразно выбирать минимальным, чтобы исключить влия- 〃©却'^зброса параметров используемых резисторов на коэффициент В*© Р?也н^стн формируемого напряжения. Вместе с тем напряжение А^йН дОЛя<но быть много больше напряжения на открытом транзите "^丁， определяющем уровень начального напряжения на конден- с^оРе вполне удовлетворительным считается выбор Uc max = 0,3™ 叫「в：
элементов схемы производят в такой последо-
элементов схемы производят в такой последо-
расчет параметров
8% По выбранным Uc тах и 7^ = R3 находят R2 = R& и отношение 欠 = R&R (3.43), которые используют для определения £0 по ^2пажению (3.42). Напряжение £0, необходимое для получе- в^； требуемого значения Um, создается с помощью делителя с применением источников питания ОУ. Затем из соотношения (3.45) на- хо期т емкость конденсатора С.
§ 3.7. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
Блокинг-генераторы предназначены для формирования импульсов тока или напряжения прямоугольной формы преимущественно малой длительности (от единиц до нескольких сотен микросекунд). Они находят применение в схемах формирования пилообразного тока для осуществления развертки электронного луча по экрану электронно-лучевых приборов с электромагнитным управлением. На основе блокинг-генераторов часто выполняют формирователи управляющих импульсов в системах цифрового действия.
По принципу построения блокинг-генератор представляет собой одношскадный транзисторный усилитель。глубокой положительной обратной связью, осуществляемой импульсным трансформатором. Процесс формирования выходного импульса связан с отпиранием транзистора и удержанием его в состоянии насыщения ((б> fK/p) Цепью положительной обратной связи. Окончание формирования импульса сопровождается выходом транзистора из режима насыщения или по входной цепи (т. е. базовой цепи при включении транзистора по схеме ОЭ) вследствие уменьшения тока базы, или по выходной (кол- векторной) цепи из-за увеличения тока коллектора. Эти два случая °^ределяюг соответственно две разновидности блокинг-генераторов: с конденсатором в цепи обратной связи (с времязадающим конденсатором) и с насыщающимся трансформатором.
В настоящем параграфе рассматривается блокинг-генера- т ор с конденсатором в цепи обратной с вя- 3 и» получивший наибольшее применение на практике в однотактном варианте.
Схема блокинг-генератора приведена на рис. 3.15, а. Она выполНена на транзисторе ОЭ и трансформаторе Тр. Цепь положительной ?6ратной связи осуществлена с помощью вторичной обмотки 侬° трансформатора с коэффициентом трансформации пб = wjwbi конденса- Т^Ра С и резистора R, ограничивающего ток базы. Резистор R» созда-
ет контур разряда конденсатора на этале закрытого состоянийзистора. Выходной сигнал может быть снят либо непосредст^
коллектора транзистора, либо с дополнительной нагрузочной 圖 ки wH трансформатора, связанной с коллекторной обмоткой к0 циентом трансформации % = 侬J%. В последнем случае амп^
р'fee
импульса напряжения можно получить как меньше, так и 6^
娥
напряжения Ек и обеспечить потенциальное разделение нагру| схемы генератора. Диод Дп включаемый при необходимости,亩 чает прохождение в нагрузку импульса напряжения отрицат^ полярности, возникающего при запирании транзистора. Ветвь 務 да 厶 л резистора R( выполняет функцию защиты транзистора о@ напряжений. j
рЙ
力
6) О
勿
4〉夕 引
0
% 刃0
0
Рис. 3.15* Схема блокннг-генератора (а) и его временные диаграммы (б — ж)
w
Г
勿］殛z^
0一々
Рассмотрим работу сх國 режиме автогенератора 曜 ная цепь с конденсатор或 отсутствует). Временные | граммы, поясняющие npj действия, приведены на'； 3.15，6 -%. ：3
На интервале 办一：j
解);
зистор за крыт, напряжен^ его коллекторе равно — £滿 пряжения на обмотках 碎 форматора и нагрузке pl нулю (рис. 3.15, 6 — г). Зд|
тое состояние транзистор嚏 дается напряжением на &0质 camo ре С (рис. 3.15, о), $
ключениым через обмотку 嗨
выводам база
—эмиттер ™
逸却
зистора. Полярность напрЙ ния, указанную на рис. 3.1М конденсатор приобретает к 礴
цу формирования схемой дыдущего импульса.
澀漑
整
fe
Закрытое состояние транзи^в тора продолжается до момеп哪^ времени 乙，поскольку на ннп「等 вале 办一厶 происходит переза^Ж ряд конденсатора С по t(c^W； i^ — C—R — Rl (一£J н 囉
момент времени 乙 напряжени^ на конденсаторе становится Р@в購.专 ным нулю (рис. 3.15, d).
На интервале 力 —— 厶
осу-
ществляется отп ирание транзистора. Этот процесс обусловливается наличием в схеме положительной обратной связи "
■г я Процессом регенерации или пр ямым бло- Гназ叱*口《се ом.
воговогок м н г о热 регенеративного процесса отпирания транзистора за' СУ^ Б том，что он сопровождается взаимным увеличением базо- кл^^лле^торного токов и протекает следующим образом.
вого
вого
б。*噥 Zxoa в момент времени 厶 напряжения ис = 卫бз через нуль "°靠^ к возникновению токов базы и коллектора транзистора, прнв^ьоранни транзистора напряжение на его коллекторе умень- ПР， чт0 вызывает появление напряжения на коллекторной обмот- ^3^ трансформатора (рис. 3.15, а). Напряжение на коллекторной 常 糅е трансформируется в базовую обмотку wQ с полярностью, соот- °° вуюпхе济 увеличению базового тока. Рост базового тока, в свою 'еоедь, вызывает увеличение коллекторного тока, снижение напря- ^^я на коллекторе и дальнейшее повышение напряжения на коллекТОрНой и базовой обмотках. Процесс завершается переходом тран- 嘉стора в момент времени /2 в режим насыщения.
Развитие регенеративного процесса отпирания транзистора воз- моЖНО)если в схеме создаются условия для увеличения тока базы за счеТ положительной обратной овязи. Это означает, что цепь обратной связм должна обеспечить соотношение для токов транзистора, при котором
(3.46)
Ток коллектора транзистора равен сумме приведенных к коллекторной обмотке трансформатора токов базы и нагрузки:
(3.47)(3.47)'к =厶/% + 2*н/%・
(3.47)
(3.47)
Если принять на этапе регенеративного процесса напряжение на коллекторной обмотке равным △卫,то ток 厶— (где гвх —вход^
几百(R+гВ)
ное сопротивление транзистора), а ток…‘厶”」.
В результате подстановки выражения (3.47) в (3.46) с учетом полученных соотношений для токов % и 厶 находим условие, необходимое для развития прямого блокинг-процесса в схеме:
(3.48)(3.48)
(3.48)
(3.48)
И иервал 厶 —— ^ определяет длительность переднего фронта фор- Пируемjro импульса. Время 瓜 в блокинг-генераторах составляет а°пи микросекунды.
На интервале срормирования вершины импульса ts транзистор Открыт, напряжение А[7КЭ на нем мало. К коллекторной обмотке при- к^здывается напряжение, близкое к Е^, а к базовой и нагрузочной оэмогкам — соответственно напряжения, близкие к EJn^ и Ejj (рис. 3.15, в, г).
Д^я интервала /в действительна схема замещения блокинг-генера- т°ра, приведенная на рис. 3.16, а. Транзистор на схеме изображен в
виде ключа Т, а трансформатор — в виде схемы замещения 6& паразитных параметров (индуктивностей рассеяния, паразит] костей и активных сопротивлений обмоток).
Через коллекторную обмотку и транзистор протекает! (рис. 3.16, а), равный сумме трех составляющих: приведенны}| лекторной обмотке тока нагрузки 北 二 rH/nH 之 EJ(届RJ и 国 зы 4 孔5，а также тока намагничивания »卩. ；Ток намагничивания 九(см. рис. 3.15, е) я1 балластной составляющей в коллекторном токе транзистора”；Через коллекторную обмотку и транзистор протекает! (рис. 3.16, а), равный сумме трех составляющих: приведенны}| лекторной обмотке тока нагрузки 北 二 rH/nH 之 EJ(届RJ и 国 зы 4 孔5，а также тока намагничивания »卩. ；Ток намагничивания 九(см. рис. 3.15, е) я1 балластной составляющей в коллекторном токе транзистора”；Рис. 3.16. Схема замещения блокинг- генератора на этапе открытого состояния транзистора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6); схема замещения блокинг-генератора на этапе формирования выброса напряжения на коллекторе транзистора (е)Рис. 3.16. Схема замещения блокинг- генератора на этапе открытого состояния транзистора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6); схема замещения блокинг-генератора на этапе формирования выброса напряжения на коллекторе транзистора (е)здается под возд^И приложенного к колЯ] ной обмотке напряж^! и обусловлен перемеД| рабочей точки по кри^Д магничивания сердМ трансформатора из то^^] направлении к точке3.16, 6). Характер изм蜀 во времени тока 加 завиЯ вида кривой намагничиш и числа витков коллеКт霞 обмотки (ее индуктивЯ LJ. Выбором соответ嚕 щей величины индуктивЯ коллекторной обмотки м3 мальное значение тока 用здается под возд^И приложенного к колЯ] ной обмотке напряж^! и обусловлен перемеД| рабочей точки по кри^Д магничивания сердМ трансформатора из то^^] направлении к точке3.16, 6). Характер изм蜀 во времени тока 加 завиЯ вида кривой намагничиш и числа витков коллеКт霞 обмотки (ее индуктивЯ LJ. Выбором соответ嚕 щей величины индуктивЯ коллекторной обмотки м3 мальное значение тока 用нение 厶кEr, откуда находимнение 厶кEr, откуда находимограничивают на ур；^д (0,05+ 0,1)4- Участок 陋 мещения рабочей точкмЗпетле намагничивания этом получается достатки малым и близким к прям^И связи с чем характер измЯ ния тока 仆 во времени 竊 зок к линейному. Для 嘲 & будет действительно у磨/ И /|лтах ~ ~^，耳ограничивают на ур；^д (0,05+ 0,1)4- Участок 陋 мещения рабочей точкмЗпетле намагничивания этом получается достатки малым и близким к прям^И связи с чем характер измЯ ния тока 仆 во времени 竊 зок к линейному. Для 嘲 & будет действительно у磨/ И /|лтах ~ ~^，耳
Через коллекторную обмотку и транзистор протекает! (рис. 3.16, а), равный сумме трех составляющих: приведенны}| лекторной обмотке тока нагрузки 北 二 rH/nH 之 EJ(届RJ и 国 зы 4 孔5，а также тока намагничивания »卩. ；
Ток намагничивания 九(см. рис. 3.15, е) я1 балластной составляющей в коллекторном токе транзистора”；
Через коллекторную обмотку и транзистор протекает! (рис. 3.16, а), равный сумме трех составляющих: приведенны}| лекторной обмотке тока нагрузки 北 二 rH/nH 之 EJ(届RJ и 国 зы 4 孔5，а также тока намагничивания »卩. ；
Ток намагничивания 九(см. рис. 3.15, е) я1 балластной составляющей в коллекторном токе транзистора”；
Рис. 3.16. Схема замещения блокинг- генератора на этапе открытого состояния транзистора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6); схема замещения блокинг-генератора на этапе формирования выброса напряжения на коллекторе транзистора (е)
Рис. 3.16. Схема замещения блокинг- генератора на этапе открытого состояния транзистора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6); схема замещения блокинг-генератора на этапе формирования выброса напряжения на коллекторе транзистора (е)
здается под возд^И приложенного к колЯ] ной обмотке напряж^! и обусловлен перемеД| рабочей точки по кри^Д магничивания сердМ трансформатора из то^^] направлении к точке
3.16, 6). Характер изм蜀 во времени тока 加 завиЯ вида кривой намагничиш и числа витков коллеКт霞 обмотки (ее индуктивЯ LJ. Выбором соответ嚕 щей величины индуктивЯ коллекторной обмотки м3 мальное значение тока 用
здается под возд^И приложенного к колЯ] ной обмотке напряж^! и обусловлен перемеД| рабочей точки по кри^Д магничивания сердМ трансформатора из то^^] направлении к точке
3.16, 6). Характер изм蜀 во времени тока 加 завиЯ вида кривой намагничиш и числа витков коллеКт霞 обмотки (ее индуктивЯ LJ. Выбором соответ嚕 щей величины индуктивЯ коллекторной обмотки м3 мальное значение тока 用
нение 厶кEr, откуда находим
нение 厶кEr, откуда находим
ограничивают на ур；^д (0,05+ 0,1)4- Участок 陋 мещения рабочей точкмЗ
петле намагничивания этом получается достатки малым и близким к прям^И связи с чем характер измЯ ния тока 仆 во времени 竊 зок к линейному. Для 嘲 & будет действительно у磨
/ И /|лтах ~ ~^，耳
ограничивают на ур；^д (0,05+ 0,1)4- Участок 陋 мещения рабочей точкмЗ
петле намагничивания этом получается достатки малым и близким к прям^И связи с чем характер измЯ ния тока 仆 во времени 竊 зок к линейному. Для 嘲 & будет действительно у磨
/ И /|лтах ~ ~^，耳
Ток базы /б (см. рис. 3.15, е) обеспечивает на интервале :雷| режим насыщения транзистора. Он обусловливается процессоров заряда конденсатора С через входную цепь открытого транзистора 厶襄j резистор R под действием напряжения на базовой обмотке транспорт ； матора. При этом ток J убывает по экспоненциальному закону. При* j веденная составляющая ^ в токе коллектора также относительно^ ^ мала и уменьшается во времени. %
Зависимые во времени токи 左 и ^ создают вначале некоторое убывание тока J а затем его нарастание (см. рис. 3.15, ж). ВслеД-
(3.49)(3.49)осительно малых составляющих 厉 и 以，ток /к на этапе /в F彼не оТ^тсЯ преимущественно током 4, т. е.几^匕=^』(房&)=%/£・ f 蒲ре及北口рИнять 毎« то ток базы на интервале /в будет изменятьсЯ ПО закону£к
(3.49)
(3.49)
%(R +
me яоеme яоеC(r + rBS)——постоянная времени цепи базы; гвх ——вход- :ТПротивление транзистора в открытом состоянии.
me яое
me яое
'开〃/тельност ь /в характеризует состояние схемы, при 勺0M создаваемый по цепи обратной связи ток базы (ток заряда к°т%сатора) обеспечивает режим насыщения транзистора, т. е. ^0^I /3. Однако по мере заряда конденсатора (см. рис. 3.15, О, е) % б£зн уменьшается, вследствие чего уменьшается степень наем- т ия транзистора. В момент времени % ток базы убывает до значенИЯ 石 = 九/0， что соответствует выходу транзистора из режима на- сьнцения. Следующий вслед за этим процесс запирания транзистора определяет момент окончания формирования, блокинг-генератором импульса напряжения длительностью /в (см. рис. 3.15, г).
(3.50)(3.50)Время /в можно найти, положив в формуле (3.49) % = EJ(0R；):
(3.50)
(3.50)
«б (R 『вх)
Переход транзистора в закрытое состояние происходит за счет положительной обратной связи также лавинообразно и называется о б- ратным блокинг-процессом. Его начало обусловливает повышение напряжения на коллекторной и базовой обмотках трансформатора. Обратный блокинг-процесс протекает при взаимном уменьшении токов коллектора и базы и заканчивается запиранием транзистора. Его длительность определяет время среза /с формируемого импульса. Время /с мало отличается от /ф. Закрытое состояние транзистора после момента времени /4 поддерживается напряжением на конденсаторе, полярность которого указана на рис. 3.15, а.
Процессы, протекающие в схеме после запирания транзистора в момент времени t4f связаны с разрядом конденсатора и рассеянием Сергии, накопленной s магнитном поле трансформатора.
Разряд конденсатора С происходит по цепи g —— R —— R? JEr、(см. рис. 3.15, а). Вследствие разряда напряжение на ковден- саторе изменяется, как показано на рис. 3.15, 0.
На интервале /в трансформатор накапливает энергию нвиду подключения его коллекторной обмотки ^к к источнику питания н протекания через нее тока намагничивания Q При запирании транзистора коллекторная обметка трансформатора отключается от источ- ннка питания. На ней индуцируется напряжение, препятствующее Уменьшению тока i^. Напряжение самоиндукции возникает также на базовой и нагрузочной обмотках. Полярности напряжений пока- 3анЬ1 на схеме замещения блокинг-генератора, приведенной на рис. 3.16, б・
电“ 區6也电“ 區6也тепловым током /к0 тра瓚тепловым током /к0 тра瓚口^ CR§ In (1 4 1/пб),口^ CR§ In (1 4 1/пб),
电“ 區
6也
电“ 區
6也
тепловым током /к0 тра瓚
тепловым током /к0 тра瓚
口^ CR§ In (1 4 1/пб),
口^ CR§ In (1 4 1/пб),
Нагрузочная обмотка трансформатора отключена от conffl ния Rr диодом ДР Сопротивление цепи 7?б — R — С—(割 лико ввиду относительно большого значения R^ (десятки 翩 Относительно напряжения на коллекторной обмотке диод 〃『 чен в прямом направлении. В связи с этим можно считать,旺如
(3.(3.“阶“阶fctfctпри запирании транзистора переводится из цепи коллектора 蜀 диода Д2 и резистора R「Энергия, накопленная в магнитно品 трансформатора от протекания тока 户旧 на этапе /в, рассеиваете Л тивном сопротивлении R「 Магнитное состояние сердечника j форматора изменяется от точки 2 к точке / (см. рис. 3.16, 6).血 с Rt происходит уменьшение тока 加 до нуля (см. рис. 3.15, е)頃 стоянной времени LJRV Ток 九 в конце интервала /в (см. рис.圖 и сопротивление & определяют амплитуду выброса напряжен коллекторной обмотке трансформатора при запирании транзнб
(3.
(3.
“阶
“阶
fct
fct
УВЬ1бр = 4 max₽i- Величину сопротивления Ri выбирают,康 из необходимости защиты транзистора от пробоя его коллектор
перехода в момент выброса: Ur max =立式 + 4 шах ^ V 〃 (см. рис. 3.15, б). В отсутствие сопротивления 凡 рассеяние энес накопленной в магнитном поле коллекторной обмотки, осущесЯ лось бы в приведенных к коллекторной обмотке сопротивлениям^ зовой цепи и сопротивлении изоляции коллекторной обмотки.胃 этом амплитуда выброса коллекторного напряжения 〃^及行卩 бы превысить допустимое значение.
Транзистэр в схеме блокинг-генератора, работающего в ав генераторном режиме, открывается^ когда напряжение на его Й определяемое напряжением на конденсаторе, достигает нулевого @ “е4〃х. Это определяет длительность паузы /п и частоту следова! выходных импульсов блокинг-генератора. Интервал tn характё| зуется процессом разряда конденсатора по цепи w6 — R — R (―EJ (см. рис. 3.15, а). Конденсатор при этом стремится перезаЯ
до —£к (см. рис. 3.15, сдо —£к (см. рис. 3.15, сдиться от начального напряжения Uc max
до —£к (см. рис. 3.15, с
до —£к (см. рис. 3.15, с
Приняв Uc mas = £耳/几6 н пренебрегая стора, находим:
f =\1Т1/(% + /в)*
При работе блокинг-генератора в режиме синхрониз и и и в базовую цепь транзистора через конденсатор & подают вход- < ные импульсы напряжения отрицательной полярности (рис. 3.17, 〃)」"？ Собственную частоту следования импульсов блокинг-генератора вн" ! бирают несколько меньшей частоты следования входных импульсов, ■； т. е. 7〉Твх. Синхронизирующие импульсы осуществляют отпирание транзистора раньше момента естественного спадания до нуля' напряжения на его базе (конденсаторе), в результате чего частота импульсов блокинг-генератора равна частоте следования импуль- 1 сов синхронизации. Если период собственных колебаний много больше периода повторения синхронизирующих импульсов: Т 力 ％， то блокинг-генератор работает в режиме деления частот ы (рис. 3.17, 6), при котором 7ВЫХ =冷 7ВХ.
Рис. 3.18. Схема двухтактного блокинг-генератора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6)； временные диаграммы, поясняющие принцип действия схемы (б — 宛)Рис. 3.18. Схема двухтактного блокинг-генератора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6)； временные диаграммы, поясняющие принцип действия схемы (б — 宛)а/а/Рнс. 3.17. Временные диаграм* мы, характеризующие работу блокинг-генератора в режиме синхронизации при 7 > Твх (。) н Т》Твх⑹Рнс. 3.17. Временные диаграм* мы, характеризующие работу блокинг-генератора в режиме синхронизации при 7 > Твх (。) н Т》Твх⑹
Рис. 3.18. Схема двухтактного блокинг-генератора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6)； временные диаграммы, поясняющие принцип действия схемы (б — 宛)
Рис. 3.18. Схема двухтактного блокинг-генератора (а)； петля намагничивания сердечника трансформатора (6)； временные диаграммы, поясняющие принцип действия схемы (б — 宛)
а/
а/
Рнс. 3.17. Временные диаграм* мы, характеризующие работу блокинг-генератора в режиме синхронизации при 7 > Твх (。) н Т》Твх⑹
Рнс. 3.17. Временные диаграм* мы, характеризующие работу блокинг-генератора в режиме синхронизации при 7 > Твх (。) н Т》Твх⑹
блокинг-генератора возлюжен и.4 Для и 京 режим работы.一 зкДУ %учае на базу транзистора по-〔В ?т°м начальное дополнительное на-дается ^ мщения, в результате чего吶疑力印 остается закрытым до по-^ одного импульса мвх. Запуск бло-W" Оператора осуществляют входнымиПульсами напряжения отрицательной0М%ностн. При этом резистор & под-吗小т на напряжение дополнительногодачника положительной полярности.
ДВУХТАКТНЫЙ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР
Блокинг-генераторы с насыщающимся трансформатором находят наибольшее применение в двухтактном режиме работы. Двух- та ктный блокинг-генератор является автогенерато-
ром переменного напряжения прямоугольной формы. Его матор (рис. 3.18, а) выполняется с сердечником из материал^^^М дающего прямоугольной петлей намагничивания (рис. 3. служит общим элементом двух однотактных схем. К мате向 близкой к прямоугольной петлей намагничивания относятся лои, холоднокатаная электротехническая сталь и некоторые ферритов.
Двухтактный блокинг-генератор работает в режиме кого отпирания Обух транзисторов. Открытое состояние одно^^^^| зистора и закрытое состояние другого задаются цепями о6ратно^^^| зи, создаваемыми с помощью базовых обмоток трансформаторЯИ| 侬62 (обычно принимают w61 =跳2 =加6，％ =叫2 =侬/ Я|И подключения обмоток показана на рис. 3.18, а). Переключение зисторов происходит, когда индукция в сердечнике трансформ^^НИ достигает индукции насыщения +BS или —Вs (рис. 3.18, б). «ЦК
Предположим, что после переключения, происшедшего в м^ЯИ времени 办,транзистор ^ оказался открытым, а транзистор закрытым (рис. 3.18, в — А). К обмотке 吗【прикладывается напр^^Л ние, близкое к 耳，вызывающее напряжение на нагрузке (рис. 3.18, ж). На обмотке w61 индуцируется напряжение с ющей для транзистора 7\ полярностью. Транзистор Г1 открЛМ насыщен током базы i61 = EJ⑸凡｝(凡i = &2 = &). На Кб 侬行2 действует напряжение U@2 ~ £J〃6 с запирающей, для зистора 7\ полярностью. Приложенное к обмотке %& напряжёО^к вызывает изменение индукции (рис. 3.18, е) и постепенное перемещении рабочей точки из положения 1 в направлении точек 2, 3 по восхо»Я| щему участку петли намагничивания сердечника (рис. 3.18, б). коллектора i^ (рис. 3.18, в), равный сумме трех составляющих ков 仇j = %毎，嘉=厶丿乙=£J%Kh и 九)，на большей части инт^^Н вала проводимости транзистора 7〕остается без изменения. Это об^^Н ловливается постоянством всех его составляющих, в том числе и тоЯВ намагничивания 力卩，ввиду прямоугольности формы петли намагнич^И вания.
После перемещения рабочей точки в положение 2 и затем выхо,ЛН ее на почтру горизонтальный участок петли намагничиван-ия серде^И ник насьццается, индуктивность коллекторной обмотки уменьшаетс^^И что вызывает быстрое уЕеличение тока 几 и соответственно тока 厶; В момент времени %, что соответствует положению 3 рабочей точ^1Ж| (рис. 3.18, 6, 6), ТОК &] возрастает до значения 觴「Транзистор Т憲 выходит из режима насыщения, напряжение на нем увеличивается^^ а напряжения на обмотках 吗]и 跳± уменьшаются. Это соответствует；营 началу развития лавинообразного блокинг-процесса, связанного с Я запиранием транзистора 7\.%廟
В процессе запирания транзистора 丁仆 протекающем достаточно 鼻 быстро, рабочая точка, характеризующая магнитное состояние ма- '1 териала сердечника трансформатора, не успевает, несмотря на малую 力 индуктивность коллекторной обмотки на почти горизонтальном уча- 3 стке петли намагничивания, достичь положения 4. Следовательно, 鼻 ток 厶，протекавший через транзистор 7\, не успевает уменьшиться 斗
娥， В связи с этим под воздействием э. д. с. самоиндукции на об- ，нУ〃* нсформатора сразу же после запирания транзистора Ti •®6тк^х ^тся напряжения противоположной полярности (указана 載У口"Р^ }8，以 в скобках), вызывающие отпирание транзистора Т2 Еа Рй^ * ацие в закрытом состоянии транзистора 方「Открытым 旦 П°^тором ‘2 создается цепь протекания уменьшающегося до нуля 血а", (приведенного к коллекторной обмотке ^к2 и показанного ток' * 3.18, о пунктирной стрелкой) в процессе перехода магнитного на%нм兄 сердечника трансформатора в точку 4. Изменившаяся по- ■ с0С ность напряжения на обмотках (в том числе на нагрузочной об- 吗ке рис. 3.18, ж) сохраняется на этапе открытого состояния тран- 眾тора Т2- При этом на обмотке w^ действует напряжение, близкое * "衣 закрытому транзистору 看 прикладывается напряжение 2凡, (攻с. 3.18, d), равное сумме напряжений на обмотках 切尺1 и wk2. На ^ом этапе процесс в схеме протекает аналогично рассмотренному. Он характеризуется изменением индукции в сердечнике трансформатора от +8s Д° ——8 $ и перемещением рабочей точки из положения 4 в направлении точки 5, заканчиваясь в момент времени /2, когда ра~ боЧая точка на петле намагничивания достигает положения 6 (рис. 3.18. б, г, е).
длительности 力？ = /и2 = 友длительности 力？ = /и2 = 友Длительности интервалов /и1, /и2 характеризуются линейным законом изменения индукции А8 соответственно от —В s до 十8§ и от
длительности 力？ = /и2 = 友
длительности 力？ = /и2 = 友
+В S ДО —В 5. При W^j =纵2侬к
находят из соотношения
2&S队2&S队(3.53)(3.53)
2&S队
2&S队
(3.53)
(3.53)
Расчет частоты в герцах выходного изводят по формулеРасчет частоты в герцах выходного изводят по формуленапряжения генератора про-напряжения генератора про-
Расчет частоты в герцах выходного изводят по формуле
Расчет частоты в герцах выходного изводят по формуле
напряжения генератора про-
напряжения генератора про-
1717114^SwK4^SwK(3.54)(3.54)
1
7
1
7
1
1
4^SwK
4^SwK
(3.54)
(3.54)
Двухтактные блокинг-генераторы находят преимущественное применение для преобразования энергии источников постоянного тока (например, аккумуляторных батарей) в переменный ток или в постоян- НН員 ток другого напряжения для питания нагрузки сравнительно небольшой мощности (десятки и сотни ватт). При использовании генератора в качестве преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение цепь нагрузки подключают к выходной обмотке трансформатора через выпрямитель со сглаживающим фильтром.
ОСНОВЫ АЛГЕБРЫ ЛОГИКИ
Как указывалось в § 3.1, в настоящее время для построения систем обработки и преобразования информации широко применяют цифро- ВЬ1е методы. Используемые при этом сигналы близки по форме к пря-
1
моугольным и имеют два фиксированных уровня напряжения, yj низкого напряжения обычно приписывается символ (состояние^ а уровню высокого напряжения ——символ (состояние) «1». 4
陋Йз陋ЙзМатематическим аппаратом анализа и синтеза цифровых с| служит алгебра логики (булева алгебра),长讒 изучает связь между переменными (сигналами), принимающими ^ ко два («0», «1») значения. Символы «0» и «1» в алгебре логики х葡 теризуют состояния переменных или состоя!
陋Йз
陋Йз
и х функций, в связи с чем эти символы нельзя рассматр 禮 как арифметические числа. Алгебра логики является алгеброй со屬
鹹鹹ний, а не алгеброй чисел, и для нее характерны основные дейстт отличные от принятых в обычной алгебре действий над числам^
鹹
鹹
Аксиомы, законы, тождества и теоремы алгебры логики 3
В алгебре логики любая переменная может иметь состояние^
или «1». Поэтому в алгебре логики каждой двоичной переменной,' пример х, ставится в соответствие обратная или дополнительная к (инверсная) переменная, такая, что:
если х = 0, тоесли х = 0, тох = 1,х = 1,если х = 1, тоесли х = 1, то% = 0.% = 0.
если х = 0, то
если х = 0, то
х = 1,
х = 1,
если х = 1, то
если х = 1, то
% = 0.
% = 0.
HE x・HE x・Переменную х следует читать как
HE x・
HE x・
В алгебре логики в случае одной переменной х действуют след;
щие правила (аксиомы):
1)х + 0 =爲6)% ♦ 0 = 0,2)х + 1 — Ь7)х • 1 = X,3)х + х = %,8)X • X = X,4)х + х = I,9)х • х = 0,5)(% ) = X,Ю)(х) = X •1)х + 0 =爲6)% ♦ 0 = 0,2)х + 1 — Ь7)х • 1 = X,3)х + х = %,8)X • X = X,4)х + х = I,9)х • х = 0,5)(% ) = X,Ю)(х) = X •(3.55)(3.55)
1)
х + 0 =爲
6)
% ♦ 0 = 0,
2)
х + 1 — Ь
7)
х • 1 = X,
3)
х + х = %,
8)
X • X = X,
4)
х + х = I,
9)
х • х = 0,
5)
(% ) = X,
Ю)
(х) = X •
1)
х + 0 =爲
6)
% ♦ 0 = 0,
2)
х + 1 — Ь
7)
х • 1 = X,
3)
х + х = %,
8)
X • X = X,
4)
х + х = I,
9)
х • х = 0,
5)
(% ) = X,
Ю)
(х) = X •
(3.55)
(3.55)
Правила 1——4 характеризуют операцию логического с л о-, ж е н и я (дизъюнкции), правила 6—9 — операцию логического умножения (конъюнкции) и правила 5,10 —— операцию инверсии. Знак логического сложения «+»чй" тается ИЛИ (например, правило i : «х или 0 равен х»). Знак логического умножения « • » читается И (например, «х и 0 равен О»).
Правила 1——4, 6——9 поясняются схемами (рис. 3.19, а ——з) на двух ключах в соответствии с числом слагаемых (сомножителей) в соотношениях. Положению «Ключ включен» соответствует состояние 《1», а положению «Ключ выключен» —— состояние «0». Для логического сложения (правила 1——4) ключи в схемах соединены параллельно. Уровень высокого напряжения на выходе (F 工 1) будет иметь место, если хотя бы один ключ находится в состоянии «1» (правила 2, 4; рис. ЗЛ9, б, г). Результат суммы в правилах 1, 3 зависит от значения X
e.咏：）.e.咏：）.д)е丿#7з)д)е丿#7з)рис. 3.19. Схемы,рис. 3.19. Схемы,иллюстрирующие операции логического сложения (。一 г) и логического умножен и я 0 — з)иллюстрирующие операции логического сложения (。一 г) и логического умножен и я 0 — з)Для алгебрыДля алгебрылогики, как и для обычной алгебры,логики, как и для обычной алгебры,действительныдействительныследующие з а коны.Переместительн ноет и ) для логическогоследующие з а коны.Переместительн ноет и ) для логическогоы й закон (закон ком сложения и умножения:ы й закон (закон ком сложения и умножения:м у т а т и в-м у т а т и в-1) х + у = у + х, 2) х ■ у = у ■ х.1) х + у = у + х, 2) х ■ у = у ■ х.СочетательныйСочетательныйзакон (закон а с с озакон (закон а с с оцц(3.56)и а т и в н о-(3.56)и а т и в н о-ст и ) для логического сложения и умножения:ст и ) для логического сложения и умножения:
e.咏：）.
e.咏：）.
д)е丿#7з)
д)е丿#7з)
рис. 3.19. Схемы,
рис. 3.19. Схемы,
иллюстрирующие операции логического сложения (。一 г) и логического умножен и я 0 — з)
иллюстрирующие операции логического сложения (。一 г) и логического умножен и я 0 — з)
Для алгебры
Для алгебры
логики, как и для обычной алгебры,
логики, как и для обычной алгебры,
действительны
действительны
следующие з а коны.
Переместительн ноет и ) для логического
следующие з а коны.
Переместительн ноет и ) для логического
ы й закон (закон ком сложения и умножения:
ы й закон (закон ком сложения и умножения:
м у т а т и в-
м у т а т и в-
1) х + у = у + х, 2) х ■ у = у ■ х.
1) х + у = у + х, 2) х ■ у = у ■ х.
Сочетательный
Сочетательный
закон (закон а с с о
закон (закон а с с о
ц
ц
(3.56)
и а т и в н о-
(3.56)
и а т и в н о-
ст и ) для логического сложения и умножения:
ст и ) для логического сложения и умножения:
力=1 尸=1, при % = 0 尸=0; рис. 3. }9, а, б). Для логического (叩%ення ключи соединены последовательно (рис. 3.19, д — з). ，м'^енв высокого напряжения на выходе (尸 二 1) будет только в том У'%* если оба сомножителя равны единице (оба ключа включены). "У о*ивном случае результат умножения равен нулю (правила 6, В пис. 3.19, " з). Результат умножения в правилах 7, 8 зависит от з'Дения х (рис. 3.19,
(3.57)(3.57)1)先 + У + z = (% - 4)+ z = % + (У + 川
(3.57)
(3.57)
% • у . 2 = (% • у) . 2 = % (у . 2).
Распределительный закон (закон дистрибутивности логического умножения по отношению к сложению):
尤(У+M = %U + xz.
(3.58)
1)冲 +%у = %,х + ху = х,% (尤 + у) = %,1)冲 +%у = %,х + ху = х,% (尤 + у) = %,
1)冲 +%у = %,
х + ху = х,
% (尤 + у) = %,
1)冲 +%у = %,
х + ху = х,
% (尤 + у) = %,
Для многих случаев алгебраических преобразований полезными
к двум и трем переменным:к двум и трем переменным:являются тождества, относящиеся
к двум и трем переменным:
к двум и трем переменным:
% (% 十 у)=冲，
(% + у) (% + z) = % + 衣，
ху у = х у.(3.59)
В справедливости тождеств 1 и 2 нетрудно убедиться, вынося за ско5ку в левой части переменную х. Тождество 3 доказывается с помощью распределительного закона %(% + у) = %% + %у = % + =
=尤.Аналогично доказывается и тождество
4. Для доказатсй
тождества 5 раскроем скобки в левой части: (% + у)(х + %)
蠢
+ %z + %у + yz = % + %乡 + yz = % + У%・
К основным законам алгебры логики относятся з а версии для логических сложения
ж
е н и я (теоремы де Моргана):
т.
%+у十2 = Х・у・2, е. инверсия суммы переменных есть произведение
т.
е, инверсия произведения переменных есть сумма их инверсий'.Справедливость соотношений (3.60) и (3.60а) для двух перемер
X
У
X
У
九十4/
*• у
7 ■ F
0
1
0
0
1
i
0
1
0
()
1
1
0
0
1
1
1
0
0
0
подтверждает табл. 3.1.
Таблица
н ы
их
(3.6
g
к о и
инвер (3
В общем случае теоремы де Моргана могут быть представлей виде, предложенном Шенноном：
Теорема в таком виде утверждает, что инверсия любой функций получается заменой каждой переменной ее инверсией и одновременна
взаимной заменой символов сложения и умножения. При практиио- ском применении теоремы необходимо строго соблюдать группировки ■>' членов, выраженные как явными, так и неявными скобками. В каче-"4 стве примера определим инверсию функции Е = %у + %У・ По прави- | лу (3.61) находимТ
ху + ху = (7 Ч- 0 (х + &)•
Понятия инверсии и инверсного преобразования играют важную роль при синтезе схем. Использование инверсии на определенном этапе синтеза, в частности, приводит иногда к существенному упрощению функции, а следовательно, и средств ее реализации.
! Логические функции
Логическая функция может быть записана аналитически различными сочетаниями операций сложения и умножения переменных. Однако с точки зрения представления логической функции и носиа
p синтеза логической схемы наиболее удобны формы записи, ЛУ^дторых функция выражается либо в виде суммы п р о и з- лр° ^ я и й переменных, либо в виде произведения мх
'У*口ись логической функции в виде суммн произведений перемен- называют дизъюнктивной нормальной фор-
；Ьой (ДНФ)：
X + yz + xyz + Хуг.
,запись функции в виде произведения сумм ——конъюнктив- ；о 宓 н о р м а л ь н'о й формой (КНФ):
% (х + У) (У + 2)(% 十 У + z)・
Инверсия любой функции, записанной в дизъюнктивной (конъюнктивной) нормальной форме, по правилу (3.61) дает замену записи на конъюнктивную (дизъюнктивную) нормальную форму. Например, инверсия функции
имеет видимеет вид尸=% + 乡z + хуг
имеет вид
имеет вид
戸=友(у + 2 )(7+I/+7).
Логическую функцию, заданную любым аналитическим выражением, можно преобразовать к ДНФ или КНФ, пользуясь правилами алгебры логикр!. Для каждой логической функции может существовать несколько равносильных дизъюнктивных и конъюнктивных форм.
Вместе с тем имеется только один вид ДНФ и КНФ, в которых функция может быть записана единственным образом (совершенные нормальные форм ы). В совершенной дИ' зъюнктивной нормальной форме (СДН①)каждое входящее слагаемое включает все переменные (с инверсиями и без них) и нет одинаковых слагаемых. В совершенной конъюнктивной нормальной форме (СКН ①)каждый входящий сомножитель включает все переменные (с инверсиями и без них) и нет одинаковых сомножителей.
Логическая функция наиболее наглядно и полно представляется так называемой таблицей соответствия или истинности, в которой для каждой комбинации значений переменных Указывается значение функции. Таким образом, таблица истинности ■определяет алгоритм работы создаваемой цифровой схемы. От табличного представления функции переходят к аналитической записи ее в СДНФ или СКН①.
Пусть в качестве примера функция F задана в виде табл. 3.2. Для комбинаций переменных 2, 7, 8 функция F истинна (т. е. F — 1), что означает для указанных комбинаций равенство единице следующих произведений: xyz = 1, xyz = 1 и хуг — L Комбинации переменных.
Т а б л й|Т а б л й|
Т а б л й|
Т а б л й|
Номер комбинации
f"^ II *^м Ли Ли Ли 11 иf"^ II *^м Ли Ли Ли 11 иЛи 11 <i^ 1L ^^^ 1Л <^^ иЛи 11 <i^ 1L ^^^ 1Л <^^ и^ I ^ C-J и 11 C-J C-J <11 <11^ I ^ C-J и 11 C-J C-J <11 <11Ли ^*7^ Ли Ли 11 и и IЛи ^*7^ Ли Ли 11 и и I—2345678—2345678
f"^ II *^м Ли Ли Ли 11 и
f"^ II *^м Ли Ли Ли 11 и
Ли 11 <i^ 1L ^^^ 1Л <^^ и
Ли 11 <i^ 1L ^^^ 1Л <^^ и
^ I ^ C-J и 11 C-J C-J <11 <11
^ I ^ C-J и 11 C-J C-J <11 <11
Ли ^*7^ Ли Ли 11 и и I
Ли ^*7^ Ли Ли 11 и и I
—2345678
—2345678
при которых функция истинна, называют конституент единицы или минтермами. Представление логич^^^И функции в виде суммы минтермов определяет ее СДН①，т. е. в дагЯдИ С〃у 睜一_1
F = xyz+ xyz + хуг .(ЗЯЕ|
Функция, определяемая таблицей истинности, может быть ставлена не только ее единичными, но и нулевыми значениями. ТмК| на основании табл. 3.2 рассматриваемая функция ложна (F ~ 0 戶=I), если истинно каждое из произведений
一f
хуг, xyzf xy s t. e.
F = xyz + xyz + хуг xy г + xyz,
Воспользовавшись законом инверсии, приходим к записи фуикцЯК| в СКНФ:
F (х + у + z){x + у + 2)(х + ^ + 7) (7 -И г/ + 2)(% + г/ + 7). (3*^И I
Каждый сомножитель в соотношении (3.64) состоит из суммы пе^К I менных, для которых функция обращается в нуль в соответствии таблицей истинности. Такие суммы называют конституент 力乎：* м и нуля или м а кстермами. Таким образом, произведение : макстермов определяет СКНФ функции.'用
Минимизация функции
Минимизация (упрощение формы записи) функции* является важной операцией при синтезе логической схемы, так как бла года-、 ря предварительно проведенной минимизации схема реализуется с наименьшим числом элементов.
Выявить и устранить избыточность в записи функции можно путем ее преобразований с использованием' аксиом, законов, тождеств и теорем алгебры логики. Однако такие преобразования требуют гр。* моздких выкладок и связаны с большой затратой времени.
Современная алгебра логики располагает рядом приемов, разра* бота иных на основе ее правил, позволяющих производить минимиза- 212
■)лее просто, быстро и безошибочно. Для минимизации ом переменных до пяти-шести наиболее а р т К а р н о.э (рис. 3.20, а——е) представляет собой {ачений всех возможных комбинаций ,карту Карно можно рассматривать как tcex минтермов заданного■)лее просто, быстро и безошибочно. Для минимизации ом переменных до пяти-шести наиболее а р т К а р н о.э (рис. 3.20, а——е) представляет собой {ачений всех возможных комбинаций ,карту Карно можно рассматривать как tcex минтермов заданногоудобным яв-удобным яв-числа переменных.числа переменных.графическое переменных, графическоеграфическое переменных, графическоеРис. 3.20. Карта Карно функции для двух ременныхРис. 3.20. Карта Карно функции для двух ременныхxyzZ女期z7Z五yzzgz吻xyzZ女期z7Z五yzzgz吻(а),трех (6) и четырех(8)пе*(а),трех (6) и четырех(8)пе*
■)лее просто, быстро и безошибочно. Для минимизации ом переменных до пяти-шести наиболее а р т К а р н о.
э (рис. 3.20, а——е) представляет собой {ачений всех возможных комбинаций ,карту Карно можно рассматривать как tcex минтермов заданного
■)лее просто, быстро и безошибочно. Для минимизации ом переменных до пяти-шести наиболее а р т К а р н о.
э (рис. 3.20, а——е) представляет собой {ачений всех возможных комбинаций ,карту Карно можно рассматривать как tcex минтермов заданного
удобным яв-
удобным яв-
числа переменных.
числа переменных.
графическое переменных, графическое
графическое переменных, графическое
Рис. 3.20. Карта Карно функции для двух ременных
Рис. 3.20. Карта Карно функции для двух ременных
xyz
Z女
期
z7Z
五yz
zgz
吻
xyz
Z女
期
z7Z
五yz
zgz
吻
(а),трех (6) и четырех(8)пе*
(а),трех (6) и четырех(8)пе*
Каждый минтерм изображается на карте в виде клетки. Карта образуется путем такого расположения клеток, при котором минтер- мы соседних клеток отличаются только значением одной переменной. В связи с указанным соседними считаются также крайние клетки, каждого столбца или строки. Символ «1» характеризует прямое значение переменной, а «0» — ее инверсное значение.
Минтермы минимизируемой функции отмечают единицами в соответствующих клетках карты. Минтермы, не входящие в функцию, отмечают в клетках нулями или оставляют клетки пустыми. На основании распределительного закона (3.58), а также аксиом 1 и 4 в (3.55) два минтерма, находящиеся в соседних клетках, могут быть заменены^ одним логическим произведением, содержащим на одну переменную меньше. Если соседними являются две пары минтермов, то такая груп- ■ па из четырех минтермов может быть заменена произведением, содер-f жащим уже на две переменные меньше, и т. д. В общем случае нали- □ие единиц в 2Л соседних клетках позволяет исключить п переменных. В этом и заключается метод минимизации с применением карт Карло.;
Рассмотрим процесс минимизации на примере четырех переменных % У, г, и функции, заданной следующим логическим выражением:
尸=yw + xyv + /е + хуг -I- xzv у г v А- у г v.
С помощью простейших преобразований представим эту функцию 3 виде
尸=yzv (х + х) + xyv(2 4 z) + yzv(x -|-犬)d xyz (и + D)+
XZV (у у) + »NDXZV (у у) + »ND(尤十 х) + у z V (х 4(尤十 х) + у z V (х 4
XZV (у у) + »ND
XZV (у у) + »ND
(尤十 х) + у z V (х 4
(尤十 х) + у z V (х 4
+尤乡2 V + Ху Z V ^ ^方三审+尤乡2 V + Ху Z V ^ ^方三审+ xyzv + xyzv + xy zv xy 2 V+ xyzv + xyzv + xy zv xy 2 Vxyzv + xyzv + xyzv + xyzv + xyzv + x yzv + xyzv +
+尤乡2 V + Ху Z V ^ ^方三审
+尤乡2 V + Ху Z V ^ ^方三审
+ xyzv + xyzv + xy zv xy 2 V
+ xyzv + xyzv + xy zv xy 2 V
После исключения повторяющихся членов функция выраад в СДНФ:, 1
Л = xyzv + xyzv 十尤乡Z D + xyzv + X yzv + xyzv + xyzv +
+ xy ZV ^- X у ZV 4- xy 2 V + X у 2 V .
Функция состоит из 11 минтермов, в связи с чем на карте К| (рис. 3.21) ее будут представлять 11 клеток, отмеченных единиц!Так, например, первый мпнтерм 碱 ции xyzv будет отображаться кле崗Функция состоит из 11 минтермов, в связи с чем на карте К| (рис. 3.21) ее будут представлять 11 клеток, отмеченных единиц!Так, например, первый мпнтерм 碱 ции xyzv будет отображаться кле崗II勿勿力力zzz<zzz<1111101000 01 " ю00 01 " юимеющей координаты ху и 之“ соотве疆 венно 11 и 11. Пять~ ~ 仪имеющей координаты ху и 之“ соотве疆 венно 11 и 11. Пять~ ~ 仪таются свободными.Затем на карте определить соседниетаются свободными.Затем на карте определить соседниеклеток карты|клеток карты|Карно неебходи минтермы (клейКарно неебходи минтермы (клей妣◎，妣◎，Рис. 3.21. Карта Карно функ-цииРис. 3.21. Карта Карно функ-циитермами х yzv и xyz v.термами х yzv и xyz v.и объединить их в минимальное колЙ ство групп соседних минтермов (клетоки объединить их в минимальное колЙ ство групп соседних минтермов (клетокДля наглядности выделенные rpyniДля наглядности выделенные rpyni攸攸соседних клеток показывают сплошЛ ми линиями. Минимальное^количеси групп соседних минтермов для рассм^ риваемой функции будет равно трем.^Д■ В первую группу входят две ни ж»соседних клеток показывают сплошЛ ми линиями. Минимальное^количеси групп соседних минтермов для рассм^ риваемой функции будет равно трем.^Д■ В первую группу входят две ни ж»клетки второго столбца слева с миж В соответствии с аксиомой 4 в (3.55) нм圖клетки второго столбца слева с миж В соответствии с аксиомой 4 в (3.55) нм圖
Функция состоит из 11 минтермов, в связи с чем на карте К| (рис. 3.21) ее будут представлять 11 клеток, отмеченных единиц!
Так, например, первый мпнтерм 碱 ции xyzv будет отображаться кле崗
Функция состоит из 11 минтермов, в связи с чем на карте К| (рис. 3.21) ее будут представлять 11 клеток, отмеченных единиц!
Так, например, первый мпнтерм 碱 ции xyzv будет отображаться кле崗
I
I
勿
勿
力
力
zzz<
zzz<
11
11
10
10
00 01 " ю
00 01 " ю
имеющей координаты ху и 之“ соотве疆 венно 11 и 11. Пять~ ~ 仪
имеющей координаты ху и 之“ соотве疆 венно 11 и 11. Пять~ ~ 仪
таются свободными.
Затем на карте определить соседние
таются свободными.
Затем на карте определить соседние
клеток карты|
клеток карты|
Карно неебходи минтермы (клей
Карно неебходи минтермы (клей
妣◎，
妣◎，
Рис. 3.21. Карта Карно функ-ции
Рис. 3.21. Карта Карно функ-ции
термами х yzv и xyz v.
термами х yzv и xyz v.
и объединить их в минимальное колЙ ство групп соседних минтермов (клеток
и объединить их в минимальное колЙ ство групп соседних минтермов (клеток
Для наглядности выделенные rpyni
Для наглядности выделенные rpyni
攸
攸
соседних клеток показывают сплошЛ ми линиями. Минимальное^количеси групп соседних минтермов для рассм^ риваемой функции будет равно трем.^Д
■ В первую группу входят две ни ж»
соседних клеток показывают сплошЛ ми линиями. Минимальное^количеси групп соседних минтермов для рассм^ риваемой функции будет равно трем.^Д
■ В первую группу входят две ни ж»
клетки второго столбца слева с миж В соответствии с аксиомой 4 в (3.55) нм圖
клетки второго столбца слева с миж В соответствии с аксиомой 4 в (3.55) нм圖
xyzv + х乡之D = 尤乡z(D 卜D ) н X乡2,
■т. е. переменная и из этой группы может быть исключена.■
、Вторая группа состоит из двух пар верхних клеток крайних столбцов, определяющих минтермы xyzv, xyzv ц 尤^之口，ку” Сумма этих минтермов даег■
у Z(X V + XV + XV + XV)^= у г [х(V V)-\- x(v V)] = у z.
т. е. из группы исключаются две переменные: х и и.
* Третья группа состоит из восьми клеток вюрой 卩 третьей строк, для которых с/ — 1, а переменные 尤,乡，а входят с прямыми и инверсными значениями, в связи с чем переменные х, у, г из этой группы могут быть исключены. Сумма минтермов обеих строк будет равна "
V На основании проведенных операций получаем минимальную функцию, выраженную в ДНФ:
F = хуг + у г у,
唱唱00 01〃1000 01〃100801ю0801юРис. 3.23・ Карта Карно функцииРис. 3.23・ Карта Карно функции
唱
唱
00 01〃10
00 01〃10
08
01
ю
08
01
ю
Рис. 3.23・ Карта Карно функции
Рис. 3.23・ Карта Карно функции
F а Карно позволяет также провести минимизацию той же функ- К°кн① по нулевым значениям минтермов, находящихся в пустых ийй в % 1<арты (рис. 3.21) и определяющих нулевое значение функции, 汀KdA 广к П
ее инверсное значение г. Порядок проведения минимизации сохра* '''с* прежним. Минимизирующие контуры, охватывающее соседние "”е；к0 с нулевым значением минтермов рассматриваемой функции, к%з；нн на рис. 3.21 пунктиром. Из карты Карно находим
* = х у ? о Ь уг у + xzu + xyv.
Вослользовавшись инверсным преобразованием (3.61) находим Мйнимальную функцию, выраженную в КНФ, равносильную ДНФ:
F = (% + У + Z + и) (у + 2 + и) (% + 2 + о)(工十彳 + и) •
Минимизация функции в ДНФ или КНФ равноправна. ПреОстав. ление результата минимизации в ДНФ или КНФ зависит от вида функции и состава используемых логических элементов. Реализация функции в ДНФ требует преимущественного использования логических элементов И (И — НЕ), а в КНФ — логических элементов ИЛИ (ИЛИ — НЕ) (см. § 3.10).
При использовании логических элементов И (И — НЕ) логическую функцию целесообразно представить в виде произведения переменных, а логических элементов ИЛИ (ИЛИ —— НЕ)—— в виде суммы переменных. Задачу решают, воспользовавшись правилом двойной инверсии и теоремой де Моргана, Для рассматриваемой функции соответственно имеем:
F = xyzyzv, F = % +9 + n + u ^ у ^z + v + x^z + v^ х+у+и .
В качестве примеров определим минимальные функции в ДНФ и КНФ, представленные в виде карт Карно для трех переменных (рис. 3.22) и четырех переменных (рис. 3.23).
При нахождении минимальной функции в ДНФ, представленной
картой Карно на рис. 3.22, группировочные контуры должны охваты- В2ть минтермы крайних столбцов 1 и 4 (первый контур) и минтермы
нижней строки (второй контур).
В первой группе минтермов результат не зависит от значений х и г, так как они могут принимать либо состояние《0》, либо состояние
《1». Переменные хи г можно исключить. В итоге первое слагаем ределяемой минимальной функции равно“• Во второй группе Mi
mob результат не зависит от значений 力 氏 у, следовательно,耀 слагаемое определяется переменной z. Таким образом, имеем 3 мальную функцию в ДНФ： /
или
Минимальную функцию в КНФ находят из группировки двух тых клеток карты:
尸]=“ .2 ,
откуда
F] = У + 2,г Я
т. е. дизъюнктивная и конъюнктивная минимальные формы расстЯ ренной функции совпадают.勺
Для получения минимальной функции в ДНФ, представленной ка
той Карно на pie 3.23, необходимо составить три минимизируют?
контура. В первый контур входят нижняя и верхняя клетки кра『и琮 го левого столбца, откуда находим первое слагаемое минимальн® функции х у V. Второй контур состоит из верхней и нижней клеток вж рого столбца справа, откуда определяем второе слагаемое xyv. И, та конец, третий контур охватывает две верхние строки карты с pe3\jg татом г. Таким образом, получаем минимальную функцию в ДНФ-
f2= 臬乡U十尤严V 2, . 竺
или
.Г2~ X у V X у VZ.%•
Мпнимальн^ао функцию в КНФ находят из трех контуров, охватывающих пусгые клетки:，
尸2 — хуг 4- xyz + zu
с прямымс прямымзначением
с прямым
с прямым
尸2 = (% + 4 + N ){х у ± z) (г 4- у).
или
F 2 1=1 X 十^/斗2寸Х寸"十2 十2+й.
Нахождение логических функций и последущута ггх миништз^^' широко применяют при проецировании логических схем комбинационного типа (см. § 3.15).
§3」0・ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕЛ1ЕНТЫ НА ДИОДАХИ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Логические элементы (у з л ы) предназначены для ^^нен 玄 я различных логических (функциональ- вН^х ) операций над дискретными сигналами при двоичном н^о^ нх представления.
с" Преимущественное распространение получили логические зле тм потенциального типа. В них используются диекрет* м сигналь/, нулевому значению которых соответствует уровень низкого потенциала, а единичному значению — уровень высокого по- тейЦйала (отрицательного или положите^ьного). Связь потенциаль- ног。логического элемента с предыдущим и последующими узлами в системе осуществляется непосредственно, без пр и- ме нени я реактивных компонентов. Благодаря
зтому преимуществу именно потенциальные логические элементы нашлИ почти исключительное применение в интегральном исполнении в Биде микросхем. С позиций использования логических микросхем потенциального типа и проводится далее рассмотрение логических элементов.
Логические биполярные микросхемы чаще выполняют на транзисторах типа п-р-п а напряжением питания Ек> 0, Этим объясняемся, что используемые здесь сигналы имеют положительную полярность. Уровню высокого положительного потенциала «"》) на выходе соответствует закрытое состояние транзистора, а уровню киэкоао потенциала (《0》)一 его открытое состояние. С этой точки зрения, в частности, и следует понимать действие сигнала на входе логичеекого элемента, имеющего непосредственную связь g другими элементами в конкретной схеме. Для упрощения уровень низкого потенциала сигнала полагаем равным нулю, а процесс перехода транзистора из одного состояния в другое ——достаточно быстрым.
Логические интегральные микросхемы являются элементами, на основе которых выполняются схемы цифровой техники.
Рис. 3.24. Условное обозначение логического элемента ИЛИ (а), его таблица истннностн и временное диаграммы (б, 9)
Логический элемент ИЛИ. Логический элемент ИЛИ имеет! сколько входов и один общий выход. Его условное обозначение гЯ зано на рис- 3.24, а. Я
Логический элемент ИЛИ выполняет опер ацию л oj чес к о г о сложени я (дизъюнкции): 1
尸==*1 + 心 + *3 +，…+ X%，
где F — функция; xt, х2» %з,•…，工八—аргументы (переменные, дв^ ные сигналы на входах).
Здесь функция F = 0, когда все ее аргументы равны нулю, и /
=1 при одном, нескольких или всех аргументах, равных един成
0-
Рис. 3.25. Схема логического элемента ИЛИ на диодах
соотвегс1вующего диода.
передаче
Работу схемы двухвходового логичес го элемента ИЛИ иллюстрируют табл истинности и временные диаграммы, й| веденные на рис. 3.24, 6, а Моделью 加 входового элемента ИЛИ может служ! схема с двумя параллельно включений ключами (см. рис. 3.19,。一 г). Если 嘴 ключа выключены (аргументы равны я лю), то напряжение на выходе равно иу^ 必户 仁 0. При одном или двух включеннв ключах напряжение на выходе равно £
Наиболее просто элемент ИЛИ реал' зуется на диодах (рис. 3.25). 3качен
尸
1 на выходе
создается
входного сигнала вследствие отпирания К диодам, для которых входной сигна
равен нулю, прикладывается обратное напряжение, и они находятс в закрытом состоянии. 儿*,
На практике возможны случаи, когда число входов используемого? логического элемента ИЛИ превышает количество входных сигналов..- Неиспользуемые входы заземляют. Тем самым исключается возмо*-，* ность прохождения помех через элемент ИЛИ от наводок по неисполь- Г
зованным входам.
Логический элемент И. Логический элемент И также имеет несколько входов и один выход. Его условное обозначение показано на рис. 3.26, а.
Логический элемент И выполняет операцию логического умножени я (конъюнкции):'
F н 修• х2 • х3хп .(3.66)
Здесь функция F =0, когда хотя бы один из ее аргументов равен нулю, и 户 =1 при всех аргументах, равных единице.
Работу схемы двухвходового логического элемента И иллюстрируют таблица истинности и временные диаграммы, приведенные на рис- 3.26, 6,自 Элемент И является схемой совпадения： сигнал 《1》 на выходе появляется при совпадении сигналов «1» на всех входах. Моделью двухвходового элемента И может служить схема с двумя по-
(см.
«рповательно включенными ключами и источником питания 漿 3.19, д-з).
Р Простейшая схема элемента И на диодах приведена на риз 3.27. ртЛнчие от схемы элемента ИЛИ (см. рис. 3.25) заключается в изменим полярности включения диодов и наличии резистора R 卜 под- кдЮченного к шине «+» источника питания.
Схема работает следующим образом. При всех входных сигналах,
равных единице, на
имеется положительный
потен-
катодах диодов
6)
Рис. 3.26. Условное обозначение логического элемента И (о), его таблица истинности и временные диаграммы (6, в)
Рис. 3.27. Схема логического элемента И на диодахРис. 3.27. Схема логического элемента И на диодах
Рис. 3.27. Схема логического элемента И на диодах
Рис. 3.27. Схема логического элемента И на диодах
циал относительно общей точки и все диоды закрыты. На выходе схемы создается напряжение ERJ〈R* + 仆)，определяющее 尸 =1. При нулевом значении сигнала хотя бы на одном из входов соответствующий диод будет проводить ток и шунтировать резистор R?，выполняющий, как и резистор R в схеме рис. 3.25, роль нагрузки. На
пряжение на выходе при этом определяется падением напряжения “а
открытом диоде и близко к нулю (尸=0). На рис. 3-27 показан ва
риант, когда Х[ = 0 и проводит ток диод Др Увеличение числа входов с нулевым значением сигнала приводит только к увеличению числа проводящих диодов, а функция F остается равной нулю. .
В случае применения логического элемента И, имеющего число входов, большее количества входных сигналов,
неиспользуемые входы элемента соединяет с шиной《+》источника питания (подаю г сигнал логической «Ь). Диоды не
используемых входов будут находиться в закрытом состоянии. Это уменьшает
вероятность прохождения помех на выход элемента И от наводок по неисполь-
зованным входам. Поведение логического элемента будет зависев комбинации входных сигналов.<
Логический элемент НЕ. Логический элемент НЕ имеет один i
Я
и один выход. Его условное обозначение показано на рис. 3.2宮
Элемент
Рис. 3.28. Условное обозначение
и
t
ю инверсии
17rH 十
Q)
логического элемен-
та НЕ (а), его таблица истинности и временные диа-граммы (б, (?)
ц а н и я), в связи с чем его часто называют логическим и н в е р т о ром， Им реализуется функцияi
(3.60
Сигналу % = 0 на входе соответствует F = 1 % наоборот, при v =1 F =0.
Работу схемы логического элемента НЕ иллюстрируют таблиц.™ истинности и временные диаграммы, приведенные на рис. 3.28, б, ел
Логический элемент НЕ представляет собой ключевукг~схему нЯ транзисторе (рис. 3.29), анализ которой был дан в § 3.2. При % =0閔 (Urx =0) транзистор закрыт, напряжение (/^❷^ Ек, т. е. F = L ： При % =1 ((4х = ^вхотп) транзистор открыт, напряжение (/кэ =А〃90TBp比 П, т. е. F = 0. Открытое состояние транзистора обеспечивается заданием тока базы, вводящего транзистор в режим насы- щени я.
Рис. 3.29.
ческого элемента НЕ
Схема логн・
力
S)
Рис. 3.30. Условное обозначение логического элемента ИЛИ — НЕ (а), его функциональный эквивалент (6) и таблица истинности(6)
(3.68)(3.68)尸=%i + % + % + …+ %—尸=%i + % + % + …+ %—гйЧеский элемент ИЛИ ——НЕ. Условное обозначение логичес- элемента ИЛИ — НЕ показано на рис. 3.30, & Он объединяет к0ro нты ИЛИ и НЕ с очередностью проведения операций, показан- ?"£М；а рк& 3.30, б. В связи с этим входным сигналам, равным едини- ^соответствует логический «0» на выходе, а при нулевых сигналах “&всех входах F = L Для двухвходового элемента ИЛИ ——НЕ ука- н' ое иллюстрирует таблица истинности, приведенная на рис. 3.30, в. з' функциональная операция, выполняемая элементом ИЛИ —— НЕ й п входах, определяется выражением
(3.68)
(3.68)
尸=%i + % + % + …+ %—
尸=%i + % + % + …+ %—
На рис. 3.31, а приведена схема логического элемента ИЛИ —— НЕ, представляющая собой последовательное соединение элемента ИЛИ на диодах и элемента НЕ. Логические схемы подобного сочетания определяют, в частности, класс элементов так называемой д и о д н о - транзистор ной логи к и (ДТЛ). Принцип действия элемента ясен из диаграмм рис. 3.31, б, где показаны сигналы %】и х2 на вХОдах, сигнал у на выходе элемента ИЛИ и выходная функция 尸.
Логический элемент И ——НЕ. Условное обозначение логического
элемента И — НЕ показано на рис. 3.32, а. Ему эквивалентна структурная схема, показанная на рис. 3.32, б.
Логической《1》на всех информационных входах соответствует логический《0》на выходе элемента. При логическом «0» на одном из входов создается логическая «1» на выходе. Для двухвходового элемента И —— НЕ сказанное отражено в таблице истинности на рис. 3.32, &. Логическая функция элемента И —— НЕ при п входах отвечает выражению
尸=%1 •%2 ， %З …今.(3.69)
На рис. 3.33, а приведена схема логического элемента И — НЕ ДТЛ. Принцип
> ! ! ! !!!
Рис. 3.31. Схема логи
ческого элемента ИЛИ —НЕ ДТЛ (а) и его вре-менные диаграммы (б)
Рис. 3.32. Условное обозначение логи
0
尸
0
0
7
J
7
7
7
0
7
7
7
0
в)
ческого элемента И — НЕ (а), его функ-циональный эквивалент (б) и таблицаистинности (в)
действия элемента иллюстрируют временные диаграммы рис. зД При логических 《1》на обоих входах диоды Д ь Д2 закрыты.協 ме образуется цепь q Е^ — R^ —— Д'—— 〃",которая обеспеч^ протекание тока базы /б ^ EJR% транзистора- Транзистор о闕 и насыщен,尸=0. 中
При логическом «0» на одном из входов (например^ kJ отк曲 ется диод этого входа (Д J. Образуется цепь, в которой ток рез近需
Рис. 3.33. Схема логического элемента И — НЕ ДТЛ 3) и его временные диаграммы (б)Рис. 3.33. Схема логического элемента И — НЕ ДТЛ 3) и его временные диаграммы (б)мм7. I I I I вдйв ТТЛJi7. I I I I вдйв ТТЛJi
Рис. 3.33. Схема логического элемента И — НЕ ДТЛ 3) и его временные диаграммы (б)
Рис. 3.33. Схема логического элемента И — НЕ ДТЛ 3) и его временные диаграммы (б)
м
м
7. I I I I вдйв ТТЛJi
7. I I I I вдйв ТТЛJi
Рмс. 3.34. Схема логического элемента И — НЕ ТТЛРмс. 3.34. Схема логического элемента И — НЕ ТТЛ
Рмс. 3.34. Схема логического элемента И — НЕ ТТЛ
Рмс. 3.34. Схема логического элемента И — НЕ ТТЛ
Аб (рис. 3.33, о) протекает через открытый диод (〃，и источник сп嚙 нала логического «О» (%，. При этом цепь 厶'——公"—-эмиттерны^ переход транзистора —— оказывается шунтированной цепью с прб專
водящим диодом. Ток базы транзистора равен нулю, транзистор за-^ крыт,戶=L
Поскольку напряжение па открытом диоде входной цепи, а также"
напряжение входа логического «0» реально больше нуля, точка 岁 на рис. 3.33, а имеет некоторый положительный потенциал относительно эмиттера транзистора. В отсутствие диодов Д\ 〃" это могло бы привести к отпиранию транзистора. При их введении напряжение между точкой у и эмиттером транзистора будет приложено к диодам， а напряжение /7бэ транзистора близко к нулю.
На рис. 3.34 приведена другая схема элемента И— НЕ, реализованная на транзисторах. Схемы такого1 типа образуют класс элементов так называемой транзисторнотранзисторной логи к и (ТТЛ).
Основой этого класса элементов является использование многоэмит-
тер ного тр анзистор а Гм. Функни я многоэмиттерного транзистора св°*
к замене диодной части схемы элемента И — НЕ (см. а^т 3.33, 〃)• Подобная замена гехнологически выгодна, поскольку Р*юв〃ен0е многоэмиттерного транзистора в микросхемах не нам но- *з「с〃о*нее, чем изготовление обычного транзистора, а площадь, г°нимаемая многоэмиттерным транзистором в кристалле полупровод- меньше диодной части элемента И — НЕ ДТЛ. От обычного нНКа，。
анзостора многоэмиттерныи транзистор отличается наличием не- т^о/ькнх (например, трех) эмиттерных областей с общими для всего панзистора базовым и коллекторным слоями.
'При комбинации входных сигналов, когда на одном из входов (например х) действует нулевое напряжение (jq — 0), ток через ре- ，тор R замыкается по цепи 'эмиттера этого входа, В базу транзи- сгора Т『ток эмиттера /Э1М не ответвляется, так как для направки я тока /км (указано на рис. 3.34 пунктирной стрелкой) сопротив- 〃енме база — эмиттер транзистора Тt довольно велико. Транзистор % закрыт. Сигнал на выходе f = 1. Так будет и при нулевом сигнале
ла большем числе входов элемента.
При наличии на всех входах логической «1» (напряжений, близких к +Er) все эмиттерные переходы транзистора 丁阮 будут находиться под обратным напряжением, а коллекторный переход — под прямым. Ток /бм будет обусловливать ток /км> направление которого показано на рис. 3.34 сплошной стрелкой. Транзистор Т{ будет открыт, его сигнал F 工 0・ Таким образом, схема рис. 3.34 выполняет логическую операцию И — НЕ.
Наличие усилительного элемента ——транзистора ——в логических микросхемах ИЛИ — НЕ и И — НЕ классов ДТЛ и ТТЛ определяет такое их важное преимущество, как сохранение неизменного уровня напряжения, соответствующего логической «1», в процессе передачи сигнала при их последовательном соединении. В связи & этим указанные элементы, а также элемент НЕ являются базовыми в микросхем мотехнике. В общем корпусе выпускаемых микросхем обычно содержится несколько элементов одного типа.
Комбинированные логические элементы. Существуют логические элементы в микросхемном исполнении, представляющие комбинацию Ране纪 рассмотренных элементов и позволяющие осуществлять более сложные логические операции. Некоторые из таких элементов и реализуемые ими функции показаны на рис. 3.35.
На рис. 3・35, а приведен элемент 2И — ИЛИ — НЕ. Выполняемая им логическая операция поясняется функциональной схемой ₽и^. 3.35, б- На рис. 3.35, & представлен элемент 2И — ИЛИ с ннверо неямн входами по И, а его функциональный эквивалент изображен на Рис. 3.35, г.
Параметры логических элементов. К основным параметрам логи- веских элементов (логических микросхем) относятся функциональнее возможности элемента, быстродействие, потребляемая мощность 书 помехоустойчивость.
Фун кциональные возможности логического элемента определяются к(; эффициентом разветвлен fi я 盯 по выходу и коэффициентом объединения m по
尸=亏矛亏取 5)尸=亏矛亏取 5)а.)а.)尸=弓毋+马•及一尸=弓毋+马•及一
尸=亏矛亏取 5)
尸=亏矛亏取 5)
а.)
а.)
尸=弓毋+马•及一
尸=弓毋+马•及一
входу. Под коэффициентом разветвления и логического элеменЯ нимают количество входов аналогичных элементов, которое быть подключено к его выходу, а под коэффициентом объедй m — число входов, которое может иметь элемент. Иными ело коэффициент п характеризует нагрузочную способность микрй
Рис.Рис.35. Схема логического элемента 2И — ИЛИ — НЕ(а)
Рис.
Рис.
и его функциопальный эквивалент (6), схема логическогоэлемента 2И — ИЛИ ®) и его функциональный эквивалент (г)
Чем выше коэффициенты п и mt тем меньшее количество микрос потребуется для создания конкретного устройства. Препятствием увеличению коэффициента п является ухудшение других пока зателей элемента (помехоустойчивости, быстродействия) или нару№ ние нормального режима его работа.
Нагрузочная способность активного логического элемента , суш^ ственно зависит от типа используемого в нем выходного транзис ного каскада (инвертора). Как правило, для большинства типов 一 тегральных микросхем коэффициент м не превышает 4——10. Для ув：г личения нагрузочной способности к выходу элемента в случае не。。; ходимости подключают так называемый буферный усилитель с мощным многотранзисторным инвертором, позволяющим получить п = 20-г + 50. Буферный усилитель входит в состав серии интегральных микросхем*
В существующих сериях интегральных микросхем основные логические элементы (ИЛИ — НЕ, И — НЕ) выполняются, как правило»
F . пЬшим числом входов (т =2+ 6). С целью увеличения коэф- с н°6)та 优 применяют схему логического расширителя, подключе- ФйПй^торой к основным элементам ИЛИ — НЕ, И — НЕ позволяет я^е ^цИТь коэффициент m до 10 и более. Функцию логического расши- УВ°"口允 в схемах, например И — НЕ ДТЛ, выполняют дополнитель- РйТе ЯЙОды, подключаемые параллельно основным диодам элемента 礬 Зс. 3.33, а).
С Б ^ стродействие характеризует время реакции логичес- элемента на изменение сигналов на входах.
“° Показателем быстродействия логических микросхем является реднее время задержки прохождения сигнала через элемент:
/з.с =(疔 +忘)/2,(3.70)
где /* — задержка переключения из состояния 《0》в состояние «1»; 6 — задержка переключения из состояния «1» в состояние «0»*
Логические микросхемы подразделяются на сверхбыстродействующие (4.с < 0,01 мкс), быстродействующие (/З.с《0,014- 0,03 мкс), среднего быстродействия (G.c《 0,034- 0,3 мкс), низкого быстродействия (4.с > 0,3 мкс).
Существенным параметром логических элементов является также потребляемая мощность от источника питания +七匕・ В зависимости от типа (серии) мощность, потребляемая логической микросхемой, составляет 250 мВт ——1 мкВт. Ее обычно определяют по средней мощности, потребляемой элементом в состояниях «0» и <(Ь. Потребляемая мощность связана с быстродействием микросхем. В частности, микросхемы, потребляющие большую мощность, отличаются, как правило, и высоким быстродействием.
Снижение потребляемой мощности при сохранении высокого быстродействия является одной из важнейших задач микроэлектроники. Имеются два пути ее решения. Первый путь предполагает снижение мсяцности за счет уменьшения токов и напряжений питания. По такому пути идет развитие микросхем на биполярных транзисторах. Второй путь связан с созданием логических элементов, потребляющих мощность только в режиме переключения и не потребляющих ее в статических состояниях («0», «1»). Такие элементы основываются на применении дополняющих МДП-транзисторов (см. § 3.11).
Помехоустойчивость характеризует меру невосприим чивости логических элементов к изменению своих состояний под воздействием напряжения помех. Помехи, действующие на входе логи- ^еской микросхемы, подразделяются на статические и импульсные (статическая и импульсная помехоустойчивость). Статическими называют помехи» напряжение которых остается постоянным в течение времени, значительно превышающего длительность переходных про- “ессов в схеме. Причиной их появления являются падения напряжения в проводниках, соединяющих микросхемы в устройстве. Статическая помехоустойчивость характеризуется максимальным напряжением поМеха Un^Tf которое может быть подано на вход логического эле- мента，не вызывая при этом его ложного срабатывания.
Импульсные помехи обусловли ва ются различными на водка Я соседних работающих установок. По аналогии со статической п(Я устойчивостью импульсная помехоустойчивость характеризуе7сД пряжением импульса 卩口皿 величина которого зависит от форЯ длительности импульса. . 調
К действию помех наиболее чувствительны микросхемы, имем низкий перепад логических уровней. На помехоустойчивость окШ вают влияние вид схеме!, режим работы транзисторов, напряад источников питания и т. д. g
Для уменьшения влияния помех необходимо рационально 长睛 новать корпусы микросхем на печатных платах, осуществлять с| ветств-ующие развязки по целям напряжений питания, а в нек()то| случаях экранировать цепи связи между элементами или о^дельй блоки. 1
§ 3JL ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРА)»
Из полевых грэнзисторов наибольшее применение при созда^Я логических элементов получили А1ДП-транзисторы с индуцированЯ| каналом. Это объясняется одинаковой полярность^ напряжег«| требуемых для управления (卩^修｝ и питания ((/с и) этих транзистора и, следовательно, простым решением задачи последовательного со«| нения элементов на их основе Л
Логические элементы на МДП-трэнзисторах обладают рядом с圆 щественных преимуществ по сравнению с элементами на биполярна транзисторах. Благодаря высокому входному сопротивлению Л1Д1И транзисторов логические элементы на их основе обладают высок™ нагрузочной способностью (几＞ 10-ь 20). 鼻
Технология получения МДП-транзистора проще, чем бипол^ш ного. К тому же в качестве пэссивного элемента — резистора — за鱒 используют сопротивление проводящего канала МДП-транзистор^ Это позволяет выполнять логические А4ДП-микросхемь)на базе толш ко транзисторных структур, что еще более упрощает и удешевля^ их технол огню по сравнению со схемами на биполярных гранзи| сторах. J
соз--соз--В кристалле полупроводника Д^ДП-транзистор занимает меньгп^
соз--
соз--
6о»6о»места, чем биполярный. Поэтому МЦП-транзисторы позволяют
6о»
6о»
дзвать микросхемы с высокой степенью интеграции для решения лее сложных функциональны'Х задач.
К числу преимуществ логических микросхем на МДП-трзнзист^ рах следует отнести также возможность создания элементов с низкой^ (менее 1 мкВт) потребляемой мощностью. Недостатком этих микросхем л является меньшее быстродействие по сравнению со схемами на би по-； лярных транзисторах.
Логический элемент НЕ. Логический элемент НЕ — инвертору (рис. 3.36, а)——представляет собой, как известно, схему каскада с ключевым режимом работы транзистора. В интегральных микросхемах на МД1 S-транзисторах функцию нагрузки выполняет также
黑喘黑黑喘黑^дП-транзисторах, нашедшие наибольшее практическое лрнме” е т f схемах является заправляющим, а транзистор^дП-транзисторах, нашедшие наибольшее практическое лрнме” е т f схемах является заправляющим, а транзистор.На рис. 3.36, 6 ——е приведены схемы элемента НЕ
黑喘黑
黑喘黑
^дП-транзисторах, нашедшие наибольшее практическое лрнме” е т f схемах является заправляющим, а транзистор
^дП-транзисторах, нашедшие наибольшее практическое лрнме” е т f схемах является заправляющим, а транзистор
& выполнены на МДП-транзисторах с инду-& выполнены на МДП-транзисторах с инду-ЬиГТранзистор 7y В 洋 一 нагрузочным.
& выполнены на МДП-транзисторах с инду-
& выполнены на МДП-транзисторах с инду-
7й схемы рис. 3.36, ”_
небольшой остаточный ток.небольшой остаточный ток.оваРшым каналом р-т^па. В схеме рис. 3.36, г применены тран- М^гоР 『у с иВДУ^иР°ваиным каналом p-типа и транзистор 丁口 с ин- купированным каналом n-типа '(схема на дополняющих МДП- ^^анзисторах). Напряжение питания схем имеет отрицатель- ^ полярность, в связи с чем состоянию логической《I》(F = 1) здесь соответствует отрицательный потенциал ныходной шины («ртрица- ^bHas логика»). Логическому «О» отвечает близкое к нулю выходное напряжение. Аналогично карактеризуется и сигнал, обусловливаю- щн員 управление схемой. Укажем параметры сигнала, управляющего МДП-транзистором с каналом p-типа. Чтобы транзистор был закрыт, напряжение (/Зй должно быть меньше порогового на пряжения /7лор，
небольшой остаточный ток.
небольшой остаточный ток.
При этом через транзистор протекает
Рис. .3.36, Условное обозначение логического элемента НЕ (а); схема логического элемента НЕ на однотипных МДП- транзисторах ⑹；схема логического элемента НЕ на оан。- тииных МДП-транзисторах с дополнительным источником питания (а)； схема логического элемента НЕ на дополняю- щпх МД11-гранзнсторах (а) и его временные диаграммы (д)
Для отпирания транзистора к нему прикладывают напряжение t отрицательной полярности, превышающее U^. I
，Рассмотрим принцип действия схемы рис. 3.36, б. При 尤==1 в^ ное напряжение (рис. 3.36, 0) превышает пороговое и транзистор! открыт. Падение напряжения Д{/си0 транзистора Ту мало. Тр^К стор Тн также открыт^ так как между его затвором и истоком п[ кладывается на пряжение Ес —— Д(/си0, превышающее пороговое ； пряжение. .1
''Величина AJ7ctl0, характеризующая состояние логического ； в схеме, определяется соотношением сопротивлений каналов R Анн проводящих транзисторов: $
AUcnoAUcnoС Кку +&нС Кку +&н(3.^(3.^
AUcno
AUcno
С Кку +&н
С Кку +&н
(3.^
(3.^
Поскольку напряжение AU11co должно быть малым, необходим чтобы Яку Якн- Указанное условие выполняется благодаря ос? бенностям изготовления обоих транзисторов. Технологию макрос凄 мы выбирают так, чтобы получить в транзисторе 丁日 более узкий * длинный канал, чем в транзисторе W
При 尤 二二 0 (рис. 3.36, 2) напряжение входного сигнала меньше пб рогового напряжения t/nOp транзистора Ту и транзистор Ту закрыт Через оба транзистора протекает небольшой ток, определяемый за； крытым транзистором Тг При этом транзистор Т® работает на границё его отпирания с напряжением t/3II — t/nop. Логической «Ь на выходе схемы соответствует напряжение t/ca3 транзистора Ту, равное Ес — ——Uuop. Если бы транзистор Т^ был также закрыт, то ввиду большего сопротивления его канала логическая «1» характеризовалась бы малым выходным напряжением.
Таким образом, особенность рассмотренной схемы заключается в том, что при ее переходе из режима логического《0》в режим логической 《1》транзистор 7\ переходит из открытого в «предзакрытое»
состояние.
Схема рис. 3.36, в представляет собой улучшенный вариант предыдущей схемы. Усовершенствование направлено на повышение уровня напряжения логической «1» до значения, близкого к —£с. Задача решается подключением затвора транзистора 丁口 к дополнительному источнику питания | £ 3 ( > j Ес |, благодаря чему открытое состояние транзистора Тн распространяется и на режим логической «Ь.
Как и в предыдущей схеме, уровень логического《0》определяется различием в сопротивлениях каналов проводящих транзисторов. В режиме логической «Ь транзистор Ту закрыт, а транзистор Т® открыт, поскольку напряжение £а на его затворе превышает по абсолютному значению напряжение стока Ес на величину, большую порогового напряжения транзистора Тц (примерно на ту же величину напряжение на затворе будет превышать и напряжение истока транзистора 7'н)・ Ток в цепи мал и определяется остаточным током закрытого транзистора Ту. Однако ввиду того что транзистор Г н открыт и сопротивление его канала мало, к транзистору Ту прикладывается напряжение, близкое к —4・
Обе рассмотренные схемы характеризуются потреблением тока от очника питания — Ес в режиме логического《0》(％ = 1), так же йС й у элемента НЕ на биполярном транзисторе. Этим режимом, по к^иествУ，и определяется мощность, потребляемая такими схемами в пооцессе их работы.
“у Потребляемую мощность можно сократить до минимума, если обес- еЧйТЬ управление транзисторами Ту, Тн, при котором открытому со- тоянию одного транзистора соответствует закрытое состояние дру- ；0ro. По такому принципу работает схема НЕ на дополняющих МДП - транзисторах (комплементарная МДП - структура) (рис. 3.36, е). В этой схеме в качестве Ту исполь- зоБан транзистор с каналом p-типа, а в качестве Гн — транзистор с каналом n-типа. При обратном сочетании транзисторов схема потребует напряжения питания положительной полярности.
Принцип действия схемы на рис. 3.36, г заключается в следующем. Прн%= 1 транзистор Ту открыт, так как для него \U^ > l^nopH транзистор 7H закрыт, поскольку для этого транзистора t/SI1<； 0. Вследствие высокого сопротивления канала закрытого транзистора Тн и низкого сопротивления канала открытого транзистора Ту напряжение на выходе близко к нулю (F = 0). Ток, протекающий через
структуру, достаточно мал.
При 无 = 0 транзистор Ту закрыт, так как для него \U3^ < < |t/nopb а транзистор Тн открыт, ПОСКОЛЬКУ 〃ЗИ> ^пор > 0- Сопротивление канала транзистора Ту велико, а сопротивление канала транзистора Тн мало, в связи с чем ток здесь также весьма мал, а выходное напряжение близко к ——£с (F = 1).
Мощность, потребляемая схемой, не превышает единиц микроватт, причем ее рассчитывают, исходя не из статического режима работы, а из динамического. Это объясняется тем, что мощность потребляется схемой от источника главным образом на этапах ее переключения. ,
Логические элементы ИЛИ 一 НЕ, И — НЕ. Логический элемент ИЛИ ——НЕ на МДП-транзисторах с однотипными каналами проводимости получают заменой в элементе НЕ (рис. 3.36, в) одного управляющего т^нзистора группой из п управляющих транзисторов (рис. 3.37, а). Число входов элемента определяется числом параллельно включенных транзисторов.
Все транзисторы схемы создаются на общей полупроводниковой подложке с общим потенциалом. Общий вывод подложки объединяют с точкой 《земля》схемы.
При наличии логической 《1》хотя бы на одном из входов схемы Р0c. 3.37, а один из управляющих транзисторов открыт и на выходе присутствует логический《0》. Уровню логической《1》по входу и выХоДУ соответствует потенциал, близкий к ——£с)превышающий поро- 「°вое напряжение транзисторов; уровню логического 《0» — потен- "нал, близкий к нулю, меньший €/пор.
Схема элемента И —— НЕ на однотипных МДП-транзисторах пока- ^на на рис. 3.37, б. Она содержит общий нагрузочный транзистор 「в и группу из п последовательно включенных управляющих тран-
зисторов. На выходе схемы будет действовать сигнал логнувс/ только при всех одновременно открытых управляющих транз (尤1% 21).
Схемы элементов ИЛИ —— НЕ, И —— НЕ на дополняющих； транзисторах (комплементарных МДП-структурах) получают последовательного соединения группы транзисторов одного т
乌乌力力〃丿〃丿遂遂II UII UРис. 3.37. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — (5) на однотипных МДП-транзисторахРис. 3.37. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — (5) на однотипных МДП-транзисторах1y21y2х2х2параллельного соединения группы транзисторов другого 簣囑 (рис. 3.38, а, 6). Тем самым сохраняется описанная специфика работ транзисторов в элементарной комплементарной МДП-структ^Л
乌
乌
力
力
〃丿
〃丿
遂
遂
II U
II U
Рис. 3.37. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — (5) на однотипных МДП-транзисторах
Рис. 3.37. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — (5) на однотипных МДП-транзисторах
1y2
1y2
х2
х2
В схеме логического элемента ИЛИ — НЕ (рис* 3.38, а) посл^щ вательно соединяют нагрузочные, а параллельно ——управляю^ транзисторы. Управляющие транзисторы образуют нижнее плеу
Gб)
Рис. 3.38. Схемы логических элементен ИЛИ — НЕ (а) и Н НЕ (б) на дополняющих МДП-транзисторах
1В0ДИТ1В0ДИТ限. а, с которого снимается выходное напряжение, а нагрузочные уеЛ”т；ст；рь1 верхнее плечо делителя. Проводящему состоянию трзнз о плеча соответствует непроводящее состояние верхнего 狂”出彳 м наоборот. Например, при л\ = 1 н 尤？ = 0 нижнее плечо М°\}нт ток ввиду открытого состояния транзистора ГУ1 (尸—0), w"：dxh36 плечо не проводит тока вследствие закрытого состояния 且；нУнстора Тн「При 尤］=л；? = 0 транзисторы 丁门 и Гу2 закрыты, транзисторы Тщ, Az открыты (尸=1).
1В0ДИТ
1В0ДИТ
' В схеме рис. 3.38，б нагрузочные транзисторы включены парал^
ьно, а управляющие — последовательно, что соответствует псст- ^оеНйю схемы И — НЕ. При 芯】=1 н 芯2 = ° транзисторы 7у1 и Тн2 открыты, а транзисторы 丁日1 н Ту2 закрыты (尸=1). При 修=/ =I транзисторы Ту! и Ту2 открыты, а транзисторы ГН1 и 丁口？ закрыты (^ = °)・
Подобным образом реализуются логические элементы на комплементарных МДП-структурах и на большее число входов.
§ 3.12. ТРИГГЕРЫ
В импульсной и цифровой технике широко используются функцис- нальные узлы, способные сохранять двоичную информацию (состояния «0», «1») после окончания действия входных импульсов. Такие функциональные узлы называют триггерами.
Указанное свойство триггера обусловлено тем, что факторами} воздействующими на его состояния, являются не только внешние управляющие сигналы, но и сигналы самого триггера (сигналы обратной связрг).
В интегральной микросхемотехнике триггеры выполняют либо на основе логических интегральных элементов, либо как завершенный функциональный элемент в виде микросхемы.
Интегральные триггеры характеризуются большим разнообразием. Их отличают функциональный признак, определяющий поведен pre триггера при воздействии сигнала управления, а также используемый способ управления. По функциональному признаку различают триггеры типов RS D, Т, J-К и др. По способу у правления триггеры подразделяют на асинхронные и такт叩уе- Mbie. В асинхронных триггерах переключение из од- нипэ состояния в другое осуществляется непосредственно с поступлением сигнала на информационный вход. В тактируемых триггерах помимо информационных входов имеется вход такто- В0х импульсов. Их переключение производится только при наличии разрешающего, тактирующего импульса.
Триггеры применяют при построении более сложных функциональных устройств (см. § 3.13, 3.14): счетчиков импульсов, регистров и д.
/?-5-триггеры. В зависимости от способа управления различают асинхронные и тактируемые -3-триггеры.
Асинхронные R-S-т р и г геры являются простей- Ши^и> однако они получили широкое распространение в импульсной
и цифровой технике. В частности, они служат основой триггеров Д гих типов и требуют для своего построения два двухвходовых 〃J
ческих элемента типа И — НЕ или ИЛИ — НЕ.
НЕ. Схема имеет два выхоНЕ. Схема имеет два выхоНа рис. 3.39, а приведена структурная схема асинхронного 叮/ гера на логических элементах И — НЕ. Схема имеет два выхо
НЕ. Схема имеет два выхо
НЕ. Схема имеет два выхо
Q ——прямой, Q ——инверсный.
44аа&&RRРис. 3.39. СтруктурнаяРис. 3.39. СтруктурнаяSSсхема асинхронногосхема асинхронногоО用О用ttооООннttгических элементах И — НЕ (а), его таблицагических элементах И — НЕ (а), его таблицаные диаграммы 3〉ные диаграммы 3〉00на ло-на ло-)/?-5-триггера переходов (6) и времен-)/?-5-триггера переходов (6) и времен-
4
4
а
а
&
&
R
R
Рис. 3.39. Структурная
Рис. 3.39. Структурная
S
S
схема асинхронного
схема асинхронного
О用
О用
t
t
о
о
О
О
н
н
t
t
гических элементах И — НЕ (а), его таблица
гических элементах И — НЕ (а), его таблица
ные диаграммы 3〉
ные диаграммы 3〉
0
0
на ло-
на ло-
)/?-5-триггера переходов (6) и времен-
)/?-5-триггера переходов (6) и времен-
Асинхронный 7?-5-триггер, как и триггер любого другого типа； характеризуется двумя состояниями: логической «1» в
логического «0». Состоянию логической «1» соответствует Q = 1,
=0： состоянию логического 《0》—Q = 0, Q = 1・
По информационному входу S производится установка триггера - в состояние логической «1», а по информационному входу R — установка (перевод) триггера в исходное состояние логического «0». Этому соответствуют сокращенные обозначения входов и название триггера: S —— set (установка), R —— reset (возвращение в исходное состояние).
Принцип действия триггера определяется поведением в нем элементов И ——НЕ. Он иллюстрируется таблицей переходов триггера (рис. 3.39, б), где указаны значения входных сигналов S н R в некоторый момент времени 尸 и состояние триггера (по значению его прямого выхода) в следующий момент времени 尸+【после прихода оче
редных импульсов.
При S = 0 н R = 1 подтверждается предшествующее состояние, если триггер находился в состоянии логической «Ь (Q = 1, Q = 0)， и переход его в состояние «1», если триггер до этого находился в состоянии «0» (первая строка сверху в таблице на рис. 3*39, б). Пусть Q = 1， Q = 0. Если S = 0, то независимо от значения сигнала на втором входе элемента 3工 И — НЕ Q = 1 (см. рис. 3.32, в). На обоих входах элемента % присутствуют логические «1». Это обеспечивает Q = 0. При Q = 0 н Q = 1 сигнал S = 0 вызывает переключение элемента
в состояние логической «1» и соответственно элемента 52 в состоя- :;е логического «О» вследствие появления и на его левом входе логической_
При противоположном соотношении сигналов (S=l, R = 0) дрОиСходит либо подтверждение нулевого состояния триггера (Q = м °, g= 1), либо его переключение из состояния《1》в состояние «0» ^то^ая строка сверху в таблице переходов). Положение доказывает- аналогичным образом. ——
Значениям сигналов на входе S = R = 1 соответствует сохранение
триггером предыдущего состояния (третья строка сверху в таблице переходов). Пусть до появления такой комбинации сигналов на входах в триггере была записана логическая《1》(Q = 1, Q = 0). При на- лйчии S = R = 1 имеем на обоих входах элемента 3^ по логической《1》. 9To обусловливает Q = 0. На правом входе элемента 3】будет логический 《0》，что дает_(2 二 L
При комбинации S = R = 0 (последняя строка снизу в таблице переходов) один из входов обоих элементов И ——НЕ имеет логический 《0》. Согласно рис* 3.32, & Q = Q = 1. Такие значения выходных сигналов триггера не соответствуют ни его состоянию《1》(Q= 1, 0= 0), ни его состоянию《0》(Q = 0, Q = 1). Триггер принимает неопределенное состояние. По указанной причине комбинация сигналов на входе S = R = 0 для асинхронного R・ S-триггера на элементах И ——НЕ является запрещенной. Рассмотренной схеме триггера соответствуют временные диаграммы, приведенные на рис. 3.39, в. Они построены с учетом таблицы переходов, приведенной на рис. 3.39, б.
На рис. 3.40, а показана структурная схема асинхронного RS триггера на двухвходовых логических элементах ИЛИ ——НЕ. В отличие от предыдущей схемы триггер управляется не инверсными, а прямыми значениями входных сигналов. Работу схемы иллюстрирует таблица переходов, приведенная на рис. 3.40, б.
Состояние логической «1» (Q — 1) триггер принимает при S = I,
幻
Рис. 3.40. Структурная схема асинхронного /^-5-триггера на логичееки^адементах ИЛИ ——НЕ (а), его таблица переходов (б) ж временные диаграммы (в)
R = 0. Если до этой комбинации сигналов на входах триггер нахоЯ ся в состоянии логического «0», то при ее наступлении в триггера писывается логическая《I》.Состояние《1》триггера сохраняется, 6#
он находился раньше в этом состоянии. Действительно, при 8 團 для элемента Э2 ИЛИ — НЕ независимо от сигнала на втором вх电
Q = 0 (см. рис. 3.30, с). Тогда для элемента 3】на обоих входах бЛ логические «0» , что сбусловливает Q 二 1 (см. рис. 3.30, в). 普
Аналогично можно показать, что при обратной комбинации bx(J
ных сигналов (S = 0, R = \) триггер устанавливается в состоял логического «0» (Q = 0).，事
При S = R = Q q триггере сохраняется предшествующее состЯ ние («0» или《1》). Например, при Q = 0 на обоих входах элемента^ присутствуют логические «0», что дает Q = 1. Сигнал на правом в患 де элемента Э\ равен единице, вследствие чего (см. рис. 3.30, в) в тр审 г ере поддерживается состояние Q = 0.1
Комбинация S = R = 1 для схемы триггера на элементах ИЛИ - НЕ является запрещенной ввиду неопределенности его ей стояния. Для этой комбинации Q = Q = 0. Схеме триггера соответ^ вуют временные диаграммы, приведенные на рис. 4^40, в.
Из двух рассмотренных схем асинхронных /?-5-триггеров триггс на логических элементах И ——НЕ (см. рис. 3.39, а) нашел больш^ применение ввиду большей распространенности этих элементов * сериях интегральных микросхем.
Н а рис. 3.41, а приведена структурная схема т а ктируемог" /?-5-триггера на элементах И —— НЕ. Переключения в тактируемо! триггере возможны, как отмечалось, лишь при наличии разрешаю^ щего сигнала (импульса та к т о в), подаваемого на вход Т4 Эта особенность схемы связана с применением на входах асинхрон-^ ного /?-3-триггера двух управляющих элементов И — НЕ (区・ 3JF Принцип действия схемы иллюстрируют временные диаграммы, приведенные на рис. 3.41, 6.
При нулевых значениях сигналов на всех трех входах (S = R = = Т = 0) на выходах элементов Э3, 3& действует логическая «Ь. Состояние 7?-5-триггера на элементах 3】,3? остается без изменения (интервал времени 右一4); на рис. 3.41, б принято за нулевое. Состояние триггера сохраняется и при S=l, R = Т = Q (интервал времени 乙——t^. В момент времени /2 сигналы логической «1» совпадают по входам S и T(S = Т = 1, /? = 0). На выходе элемента Э3 действует логический «0», а на выходе элемента 3《 ——логическая《1》， что приводит к переключению триггера на элементах Э2, Э2 в состояние «1».
Очередное переключение триггера возможно лишь в момент времени %, когда R ~ Т — 1, 8 = 0, а также в момент времени /5, ко『 几a S = Т н 1, R = 0. Комбинация S = R = Т = 1 в триггере должна быть исключена, так как на выходах элементов З3, 3《при этом присутствовал бы одновременно сигнал «0», что, как известно, запрещено для асинхронного /?-5-триггера на логических элементах 心一he.
Тактируемые /^-S-триггеры нашли широкое применение в устрой- цифрового действия для хранения двоичной информации в стране времени, большего ее существования в исходном источнике, ТСЧ пимер Для хранения промежуточной информации, передаваемой ^счетчиков импульсов н регистров (см. §3.13, 3.14).。
0T р-триггеры. Р-триггеры имеют один информационный вход. Со- яНИЮ логической «1» соответствует единица на входе триггера, ^состоянию логического «О» —— нулевой уровень входного сигнала.
〃丿〃丿Рис. 3.41. Структурная схема тактируемого RS триггера (а) и его временные ди-аграммы (6)Рис. 3.41. Структурная схема тактируемого RS триггера (а) и его временные ди-аграммы (6)Рис. 3.42, Структурная схема тактируемого D- триггера (а) и его временные диаграммы (6)Рис. 3.42, Структурная схема тактируемого D- триггера (а) и его временные диаграммы (6)
〃丿
〃丿
Рис. 3.41. Структурная схема тактируемого RS триггера (а) и его временные ди-аграммы (6)
Рис. 3.41. Структурная схема тактируемого RS триггера (а) и его временные ди-аграммы (6)
Рис. 3.42, Структурная схема тактируемого D- триггера (а) и его временные диаграммы (6)
Рис. 3.42, Структурная схема тактируемого D- триггера (а) и его временные диаграммы (6)
На практике наибольшее применение получили тактируемые (одно- т'актные и двухтактные) D-триггеры. Их обозначение обусловлено свойством сохранять состояние логической «1» после снятия входного Сигнала до прихода очередного тактового импульса (delay ——задержка).
£)~триггеры широко используют при построении регистров (см. § 3.14).
На рис. 3.42, а приведена структурная схема однотактного ^-триггера, выполненная на основе асинхронного RSTpHirepa.
Временные диаграммы, поясняющие его принцип действия, изоб| жены на рис, 3.42, 6.扌
Предположим, что к моменту прихода входного сигнала £)-трЯ гер находился в состоянии логического «О» (Q = О, Q = 1)* В инт|
вале времени % ——/2, когда действует входной сигнал D, состоян! триггера не изменяется, так как при этом Т = 0 н сигналы на вхо凉
1 в момент в/1 в момент в/О, а на выходе з澜О, а на выходе з澜элементов З。％ S = 7? = L Действие сигнала Т =
1 в момент в/
1 в момент в/
О, а на выходе з澜
О, а на выходе з澜
мени /2 обусловливает на выходе элемента Э3 S ~
Рис. 3.43. Структурная схема однофазного двухтактного D-триггера (а) и его временные диаграммы (①Рис. 3.43. Структурная схема однофазного двухтактного D-триггера (а) и его временные диаграммы (①
Рис. 3.43. Структурная схема однофазного двухтактного D-триггера (а) и его временные диаграммы (①
Рис. 3.43. Структурная схема однофазного двухтактного D-триггера (а) и его временные диаграммы (①
мента 3《R = l・ Это приводит к переключению триггера в состояние логической 《1》(Q = 1, Q = 0). Состояние《1》триггера не изменит-； ся до момента времени 友,так как при Г — 0 сигналы на входах асин< кронного триггеру S = R = I. Появление в момент времени 友 сигнала Т — 1 дает R = 0，S = 1 и вызывает переключение триггера в состояние логического «0».
Принцип действия двухтактных D-триггеров подобен одно- тактным. Отличие заключается в том, что запись информации в них производится с участием одной последовательности тактовых импульсов, а считывание ——с участием другой последовательности тактовых импульсов. Обе последовательности тактовых импульсов имеют фазовый сдвиг в 180°.
Двухтактные D-триггеры просто реализуются на комбинированных логических элементах.
На рис. 3.43, а приведена структурная схема однофазного (имеющего один выход) двухтактного Л)-триггера на элементе 2И — ИЛИ. Запись единицы в триггере осуществляется при одновременном действии сигналов 7\,力 на входах элемента Иг^ считывание производится по входу 7\ элемента ЯР Процессы в схеме иллюстрируют вре- менн^е диаграммы рис. 3*43, б.
До момента времени 厶 триггер находится в состоянии «0». При наличии в момент времени 匕 сигналов на обоих входах элемента 〃2 происходит изменение состояния триггера (Q = 1). Это состояние
5)5)Рис. 3.44. Структурная схема Т-триггера (а) и его временные диаграммы (6)Рис. 3.44. Структурная схема Т-триггера (а) и его временные диаграммы (6)
5)
5)
Рис. 3.44. Структурная схема Т-триггера (а) и его временные диаграммы (6)
Рис. 3.44. Структурная схема Т-триггера (а) и его временные диаграммы (6)
доживается в триггере до момента времени /2 логической «1» на %/х входах элемента Иi.
В момент времени t2 ^ = 0, на выходе элемента % действует ло- гйческий «О», что вызывает переход триггера в исходное нулевое со- ст0gHi力巳
/-триггер. Характерным свойством Г-триггера является его пе- еклюнение в противоположное состояние с приходом каждого оче- бедного входного импульса. Ввиду широкого применения в счетчиках импульсов (см. рис, 3.13) его часто называют триггером с о сметным запуском.
Триггеры 丁-типа выполняются на базе двух асинхронных R-S- триггеров (M-S-схема), один из которых называют основным (master —— основной), а другой —— вспомогательным (slave —— вспомогательнн访) (триггеры ОТ и ВТ на рис. 3.44, а).
По А4-S-схеме реализуются несколько вариантов Т-триггера. Особенностью рассматриваемой структур- но負 схемы является наличие в ней дополнительного инвертора (элемент
связи с хемойсвязи с хемой或),управляющего ВТ・ В этим ее называют часто с с инвертором.
связи с хемой
связи с хемой
Последовательность переключения асинхронных /?-5-триггеров, входящих в Т-триггер, такая. На этапе фронта входного импульса переключается основной триггер, а по окончании длительности /и входного импульса (на этапе среза) ——вспомогательный триггер (рис. 3.44,6). Указанная особенность отражается в другом названии схемы — триггер с внутренней задержкой
Режим счетного запуска Т-триггера определяет указанные ниже особенности, учитываемые при его построении.
В схеме должны быть созданы условия для сохранения нового состояния после переключения триггера входным импульсом. При этом Должна обеспечиваться необходимая н^равленность переключения: если триггер находится в состоянии 《1》， т。входной импульс переводит его в состояние 《0》,и наоборот. Предположим, что после переключения оба триггера установлены в состояние 《1》. Состояние «1» основного триг-
функции RSфункции RSвыполнятьвыполнятьRS (以 на основеRS (以 на основеСхемы триггеров (е), реализуемыхJ-/((-триггераСхемы триггеров (е), реализуемыхJ-/((-триггераРис. 3.45.々(处一Рис. 3.45.々(处一формация записывается вформация записывается в
функции RS
функции RS
выполнять
выполнять
RS (以 на основе
RS (以 на основе
Схемы триггеров (е), реализуемых
J-/((-триггера
Схемы триггеров (е), реализуемых
J-/((-триггера
Рис. 3.45.
々(处一
Рис. 3.45.
々(处一
формация записывается в
формация записывается в
ос-ос-гера поддерживается единичными сигналами с выходов ментов 3g, %. Значения «1» на выходах этих элементов создаются ду того, что сигнал на одном из их входов Т = 0. Состояние《1》в могательного триггера обусловливается тем, что при 7= 0 на 必 входах элемента З3 действует логическая «1», а на выходе злем" Зз —— логический «0». Избирательность переключения 7-триггера^ стирается наличием связей элементов 58, 3g с выходами вспомо гельного триггера. Если до прихода очередного входного нмц# са 7 в триггере записана «1», то по цепям обратных связей на вх1 элемента 3§ будет логическая «I», а на выходе элемента 3^ — ческий «0». При поступлении входного импульса Т элемент 3g
ос-
ос-
ходит в состояние «0», вызывая переключение в нулевое состояв основного триггера, а после окончания входного импульса в состояй
«О» переключается и вспомогательный триггер. Принцип действЯ схемы поясняют временн誑 диаграммы, приведенные на рис. 3.44/1 К моменту времени 4 триггеры ОТ и ВТ находятся в состоянй
«1». В момент времени % Т= 1 н триггер ОТ переходит в состоят 《0》，однако при этом на выходе элемента 3旅 действует логический «Я а на выходах элементов 3台 и 3《——по логической《1》. Таким образ國 на этапе действия входного импульса состояние ВТ не изменяете? В момент времени 12T = 0 н на выходе элемента 3昂 действует лог]
веская «1». На обоих входах элемента 3今 присутств)^ет《1》，сигн на выходе элемента 3《становится равным нулю, что вызывает пер ключение в состояние «0» и вспомогательного триггера.:
С момента времени /3 действие входного импульса направлено н переключение триггера в состояние «1». Вначале (в момент времен /3) в состояние «1» переключается триггер ОТ, а затем (в момент вр( мени f4) и триггер ВТ. В последующем процессы в схеме повторяются..
Л/Г-триггер. ^-/(-триггер получают на основе Г-триггера (рис. 3.44, а) путем использования в его входных цепях трехвходовь^ элементов И ——НЕ, позволяющих иметь два дополнительных вход^ J и ^ (пунктирные линии на рис. 3.44, а). Наличие двух дополнитесь-, ных входов расширяет функциональные возможности триггера, в#；
связи с чем /^-триггер называют универсальным. При соответствующем подключении входов J-K-триггер, в частности, можр 一 一 D- н 7-триггеров (рис. 3.45, a — в). J-K\
триггер, так же как и все типы триггеров, получаемые на его основе, является триггером с внутренней задержкой: в мо. мент действия импульса Т ин
новной триггер, а после его окончания состояние основного триггера передается во вспомогательный. Наличие в работе схемы внутренней временной 窶 задержки, определяемой длительностью тактовых импуль-;
часто отражается символом《 /》в обозначении /-/(-триггера с°^рИггеров, выполненных на его основе: J~K,, R-St, D^, Tr
° 分§- и Ьгтриггеры являются тактируемыми (рис. 3.45, а，б);
Р ^ -триггер (рис. 3.45, а) получают подачей на вход J сигнала S; "на вход К —— сигнала R; Л)гтриггер создается введением инвертора 'цеПь входа К (рис. 3・45, 6). Триггер со счетным запуском (Ггтриггер) реализуется подключением входов J м К к входу Т.
СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ
Подсчет числа импульсов является наиболее распространенной операцией в устройствах цифровой обработки информации. Повышен- нь1й интерес к таким устройствам объясняется мх высокой точностью, возможностью применения регистрирующих приборов с непосредственным цифровым представлением результата, а также возможностью осуществления связи с ЭВМ.
В устройствах цифровой обработки информации измеряемый пара* метр (угол поворота, перемещение, скорость, частота, время, температура и т. д.) преобразуется в импульсы напряжения, число которых в. соответствующем масштабе характеризует значение данного параметра. Эти импульсы подсчитываются счетчиками импульсов и выражаются в виде цифр. '
По целевому назначению счетчики подразделяют на простые и реверсивные. Простые счетчики, в свою очередь, подразделяют на суммирующие и вычитающие.
Суммирующий счетчик предназначен для выполнения счета в прямом направлении, т. е. для сложения. С приходом очередного счетного импульса на вход счетчика его показание увеличивается на единицу.
Вычитающий счетчик служит для осуществления счета в обратном направлении, т. е. для вычитания. Каждый счетный импульс, поступающий на вход вычитающего ечетчика, уменьшает его показание на единицу.
Реверсивные счетчики предназначены для выполнения операции счета как в прямом, так и в обратном направлении, Т・ е. они могут работать в режиме сложения и вычитания.
Основными показателями счетчиков являются модуль счета (коэффициент счета К) и быстродействие. '
Коэффициент счета определяет число импульсов, которое может бьпъ сосчитано счетчиком.
(Быстродействие счетчика характеризуется максимальной часто- ^诧 /сч следования счетных импульсов и связанным с ней временем GcT установки счетчика. Величина /уст определяет максимальное время протекания переходных процессов во всех разрядах счетчика с поступлением на вход очередного счетного импульса.
Счетчики импульсов выполняются на основе триггеров.
Счет числа поступающих импульсов производится с использова- н“ем двоичной системы счисления.
Покажем особенности двоичной системы счисления.
В повседневной жизни применяется десятичная система ления (снстема счисления по основанию 10), в которой для представлена ^5^ с* или иного числа используются 10 различных цифр: 0, 1, 2, ... 9. Любое п器&г。 тельное число в десятичной системе может быть записано в виде ряда:л§^и>
а — а.п • 10rt +* 1° л 十…+ &i • 10丄十 a0 • 10° 十
十V1To7十+a』ТОМ,
где 10 — основание системы;冷 и m — любые целые числа; aWt aw_1( ..., & а_ь …，a_m — коэффициенты, принимающие одно из значений 0, 1, 2,二、必
Для упрощения записи десятичное число записывают с использов'ани только коэффициентов:: ем
a = an.an—1 • • • aLaQ f a—I • • ■ a.%
В десятичной системе счисления запятая указывает границу между коэффи циентами при положительных (включая нуль) и отрицательных степенях'Го' Если отрицательных степеней нет (целое число), то запятая опускается. Таки； образом, например, число 4 681,012 может быть представлено в виде , 4681,012 = 4 • 103 + 6 • 102 + 8 . 101- 10° 4-0 • 10~l + 1 ■ 10~2 4- 2 . Ю-з,
Места цифр, расположенных относительно запятой (т. е. относительно границы целой и дробной частей числа), называют разрядами числа. В десятичной системе счисления единица каждого разряда в 10 раз больше соседнего справа (более младшего) разряда.
В двоичной системе счисления (система счисления по, основанию 2) для записи используют только две цифры: 0 и L
Любое положительное рациональ;юе число здесь представляется в виде 6=%• 2a + %_「2〃T + ••• + 3 • 21 + 仇.2。十£-2-1十…十 £m.2叫 где 2 — основание системы; пит — любые целые числа； § — коэффициенты, которые могут принимать одно из двух значений: 0 или 1.
Как и в десятичной системе счисления, при записи числа двойки и знаки сложения опускаются. Двоичная запись числа имеет вид
Ь = ЗпЗп—1 • • • Р[Ро， Р-1 • • ' 3-/7? •
В двоичной системе счисления запятая отделяет коэффициенты при положительных (включая нуль) степенях двойки от коэффициентов при ее отрицательных степенях. Поскольку в двоичной системе за основание принято число;2, единица каждого разряда в два раза больше единицы соседнего справа (более младшего) разряда.
Числа 0 и 1 и в двоичной, и в десятичной системах счисления записываются одинаково. Но уже начиная с числа 2 и далее изображение целых чисел в двоичной системе не похоже на их изображение в десятичной системе.
Для изображения числа 2 в двоичной системе необходимо записать его в виде степеней двойки:
2=[ . 21+ 0 . 2".
Следовательно, число 2 в двоичной системе записывается как. 10. Точно так же для числа 3 и 4 можно записать:
3 = 1 . 21十I /，
4 = 1 • 22 十 0 . 2】+ 0 • 2".
Числу 3 в двоичной системе соответствует запись 11, а числу 4—100.
Для изображения чисел в двоичной системе счисления необходимо располагать большим числом разрядов, чем для тех же чисел в десятичной системе- Тем не менее применение двоичной системы позволяет существенно уменьшить.
F以ее количество аппаратуры и создает большие удобства в эксплуатации циф- '；бЬ【х устройств, так как для представления в цифровом устройстве одного раз- 才踹 двоичного числа требуется компонент с двумя устойчивыми состояниями пример, триггер), а для представления одного разряда десятичного числа —— f^ee сложный компонент с десятью усто访нивнмк состояниями. Этим объясня- т0Ь что двоичная система счисления нашла преимущественное применение в Эфроных устр ойствах и ЦВМ.
производят счет поступающих идшуль-производят счет поступающих идшуль-Двоичные суммирующие счетчики с непосредственной связью.
производят счет поступающих идшуль-
производят счет поступающих идшуль-
роичные счетчики / в двоичной с и с- ,еме счисления. Ос- ЛОВНЫМ узлом двоичного летчика (служащим также /о разрядом) является триггер со счетным запуском, осуществ л я ющий подсчет импульсов по модулю 2.
Рис. 3.46. Схема двоичного счетчика (а) и его временные диаграммы (6)Рис. 3.46. Схема двоичного счетчика (а) и его временные диаграммы (6)Многоразрядные dso%%KWC суммирующие счетчики с непосредственной связью выполняются путем последовательного соединения счетных триггеров. Счетные импульсы подаются на счетный вход первого триггера. Счетные входы последующих триггеров связаны непосредственно с прямыми выходами предыдущих триггеров: вход второго триггера соединен с выходом первого триггера, вход третьего —— с выходом
Рис. 3.46. Схема двоичного счетчика (а) и его временные диаграммы (6)
Рис. 3.46. Схема двоичного счетчика (а) и его временные диаграммы (6)
ВТОрОГО И Т. А-
Принцип действия двоичного счетчика с непосредст-
венной связью рассмотрим
на примере четырехразрядного счетчика, показанного на рис. 3.46, а. Схема выполнена на счетных ^-триггерах с внутренней задержкой (см. рис. 3.44, 〃)* Работу схемы иллюстрируют временные диаграм
мы, приведенные на рис, 3.46, 6 н в табл. 3.3.
Перед поступлением счетных импульсов все разряды счетчика Устанавливаются в состояние 《0》 (Qi = Q2 = Q3 = Q& = °) подачей импульса на вход《Установка нуля》. При поступлении первого счетного импульса (рис. 3.46, б) первый разряд подготавливается к Переключению в противоположное состояние и после окончания действия входного импульса переходит в состояние Q = 1. В счетчик записывается число 1. Уровень 1 с выхода Qi воздействует на счетный bxor второго разряда, подготавливая его к переключению. По окончании второго счетного импульса первый разряд счетчика переходит
Таблиц^
Число входных И \5 пульсов
Состояния триггеров счетчика
几1几
丁2
0
0
。里
0
0
1 ж
0
1
0 I
0
0
0
0事
0
0
1 1
0
1
0 J
0
1
?
1
10
1
о 1
11
I
112
1
о
13
1
1 я
14
о
15
1 я
16
° 1
в состояние «О», а второй разряд переключается в состояние《1》.В сч印 чике записывается число 2 с копом 0010.у
Подобным образом осуществляется работа схемы с приходом 1^ следующих импульсов. Первый разряд счетчика, как видно 叫 рис. 3.46, 6, переключается с приходом каждого входного импульса второй разряд —— каждого второго, третий —— каждого четверто^ а четвертый разряд срабатывает на каждый восьмой счетный импулш
По окончании 15-го импульса все разряды счетчи к а устанавлкв^ /отся в состояние «1» (рис. 3.46, 6, табл. 3.3), а 16-й импульс переклю qaet первый разряд счетчика в состояние《6》. Уровень Qi = 6 пей водит второй разряд счетчика в состояние Q2 = 0, что, в свою оч| 0霞瓦 вызывает Q3 == 0, а затем н Q$ = 0, т. е. счетчик переходит^ исходное состояние,?
В соответствии с рис. 3.46, 6 и табл. 3.3 установка в исходное cq стояние 《0》двух последовательно включенных триггеров (7\ и 7胃: осуществляется четвертым счетным импульсом, трех триггеров (7\ f —丁3)— восьмым и четырех триггеров (Т( — TJ — 16-м счетным импульсом. Из этого следует, что модуль счета двухразрядного, тре照 разрядного н четырехразрядного двоичных счетчиков ранен соошег- ственно 4, 8 и 16. Моду л ь счета двоичного сче『 ч и к а находят из соотношения 兄讨= 2"，где N —— число разрядог счетчика.；?
В процессе работы двоичного счетчика частота следования нмпулЕ сов на выходе каждого последующего триггера уменьшается вдвое по сравнению с частотой его входных импульсов (рис< 3,46, 6). Этс свойство схемы используют для построения делителей ч а тоты. При использовании схемы в качестве делителя частоты вхо爲 ной сигнал подают на счетный вход первого триггера, а выходной chW
соотношениясоотношенияЕго находят изЕго находят изуст maxуст max^з-т，^з-т，(3 72)(3 72)
соотношения
соотношения
Его находят из
Его находят из
уст max
уст max
^з-т，
^з-т，
(3 72)
(3 72)
0r с последнего триггера. Выходная и входная частоты связаны 力0THчтением /ВЬ1Х = /бх/^сч*
L Максимальное время установки /усттах в дво- нЫх счетчиках с непосредственной связью характеризуется суммар- 自 задержкой в последовате^^ыюй передаче информации от младшего к старшему разряду счетчика. Другими словами, параметр ZycTmax определяется временем перехода счетчика из кода 2" — 1 в код00...0.
где & — задержка переключения 丁广триггера после окончания счетного импульса.
Время установки возрастает с увеличением числа разрядов, что сказывается на быстродействии счетчика. Максимальная ч а ст ота следования счетных импульсов ограничивается величиной
，ВХ ~ 1 /储+ £уст max) • (3.73)
При работе счетчика в режиме деления частоты его предельная частота определяется предельной частотой переключения триггера первого разряда, т. е.
(3.74)
Существенное сокращение времени установки двоичных счетчиков, а следовательно, повышение их быстродействия дает использование в счетчиках так называемой последовательной или параллельной переносной связи.
Счетчики с коэффициентом счета Ксч * 2^. В рассмотренных двоичных счетчиках коэффициент счета связан определенной зависимостью с числом разрядов (триггеров) счетчика Кеч ^ 2" и может быть равен 2, 4, 8,16, 32 и т. д. Однако на практике часто возникает необходимость в счетчиках, коэффициент счета которых не соответствует указанным значениям, В частности, требуются счетчики с коэффи- циентом счета Ксч = 3, 10 и т. &, т, е. счетчики, принимающие в процессе работы соответственно 3, 10 состояний и т, д.
Такие счетчики выполняются на основе двоичных счетчиков. Общий принцип их построения основывается на исключении у счетчика с Ксч = 2" соответствующего числа «избыточных» состояний. Число избыточных (запрещенных) состояний s определяется разностью:
s = 2N -Кт, (3.75)
гле 2" —— количество состояний двоичного счетчика; Ксч —— требуе- мк济 коэффициент счета.
Число триггеров синтезированного счетчика выбирают по минимуму величины s. Например, при построении счетчика с К^ = 3 на двух триггерах и счетчика с 户㈠ ~ 1。на четырех триггерах следует исклюЧИть соответственно 1 и 6 состояний.
Способы построения счетчиков с коэффициентом счета Ксч，2" 9* 243
口讪й口讪йдостаточно разнообразны. Наибольшее распространение получЛ способ принудительной установки в состояние «О» всех разрядов дво1 ного счетчика и способ принудительного насчета. По первому спосо
口讪й
口讪й
реализуются счетчики с естественным порядком счета, по второму! счетчики с принудительным насчетом.-3
В счетчиках с естественным порядком сче q порядок счета такой же, как в двоичных счетчиках. Отличие закл|
п.
Рис. 3.47. Схема декадного счетчика с естественным по-рядком счета
чается в том, что путем введения дополнительных связей счет 'зака] чивается раньше значения 2". Так, у счетчика с Ксч = 10 перехо разрядов в состояние «О» будет происходить с приходом не 16-го, Ю-го счетного импульса («система 16—6》). 1
Пример построения счетчика с естественным порядком счета пр Кен — Ю приведен на рис. 3.47. Счетчик содержит четыре Ггтриг гера и пять элементов 3】一 Э5, управляющих переключением трип
Таблица 3/
Число входных импульсов
Состояния триггеров счетчика1
г4
0
9
1И
10
в 7/2 一 7'м. Запуск триггера 7^ осуществляется непосред- 「%нн。счетными импульсами, а запуск триггеров %—%& — сТетНЬ1ми импульсами, проходящими через элементы Эг —为.
°" До насту плени я 10-го счетного импульса последовательность пере- печения триггеров та же, что и у двоичного счетчика (табл. 3.4).
хода Qj = 0- Элемент Э2хода Qj = 0- Элемент Э2Действительно, к приходу счетного импульса на один из входов цементов 3【—— 3& подается логический《0》с выхода Qj = 0 и все они закрыты для пропускания первого счетного импульса на входы — —Первый счетный импульс переключает только триггер Т〃 пер- во「о разряда (см. табл. 3.4). К приходу второго счетного импульса подГотовлен к пропусканию счетного импульса элемент 3f (на левом ег0 входе присутствует «1» с выхода Qi = 1, а на правом —《1》с вы-
хода Qj = 0- Элемент Э2
хода Qj = 0- Элемент Э2
—по входу Q4 = в состояние 《()》—по входу Q4 = в состояние 《()》закрыт по входу Q2 = 0, элемент
—по входу Q4 = в состояние 《()》
—по входу Q4 = в состояние 《()》
为一 по входам Q2 = Q3 = 0, а элемент Э4 0. Второй счетный импульс переключает
триггер Т" и в состояние «1» триггер Г；2. К приходу третьего счетного импульса элементы Эх —— 3& закрыты по одному из их входов (Qi = 0) Третий счетный импульс переключает только триггер 7\】. В соответствии с табл. 3.4 происходит переключение триггеров
разрядов с приходом и последующих четвертого — девятого счетных импульсов.
После девятого счетного импульса триггеры счетчика принимают следующие состояния: Q【= Q& = 1, Q2 — Q3 — 0. Сигналы Q2 = = Q3 = Q《= 0 закрывают элементы Эъ 52, 53, а сигнал Q& 匚 1 подготавливает элемент 54 к отпиранию при поступлении 10-го счетного импульса.
Поступающий 10-й счетный импульс переводит триггеры Та и Ти в состояние «0», обеспечивая нулевое исходное состояние всех разрядов счетчика. 一
В счетчиках с принудительным насчетом исключение избыточных состояний двоичного счетчика достигается путем принудительной установки отдельных его разрядов в состояние 《1》 в процессе счета.
Принудительный насчет осуществляется введением обратных свя- 8ей со старших разрядов двоичного счетчика в младшие, благодаря чему соответствующие младшие разряды вне очереди переключаются в состояние «1».
Вследствие принудительного насчета показания рассматривае- мхх счетчиков не соответствуют двоичной системе счисления. По зтой причине их относят к классу счетчиков с «произвольным» порядком счета.
Рис. 3.48. Структурная схема декадного счетчика с принудительным насчетомРис. 3.48. Структурная схема декадного счетчика с принудительным насчетом
Рис. 3.48. Структурная схема декадного счетчика с принудительным насчетом
Рис. 3.48. Структурная схема декадного счетчика с принудительным насчетом
Способ реализации счетчиков с принудительным насчетом в困 цессе счета покажем на примере структурной схемы счетчика с 照 = 10 (рис. 3.48). Схема состоит из четырех триггеров и цепей обрз^ связей с выхода четвертого разряда на запись «I» во второй и трс разряды.
Т а б л и п
Число входных импульсов
Состояния триггеров счетчика
1
1
1
I
1
1
0
8*
1
I
9
1
1
10
0
0
До записи «1» в четвертый разряд, т. е. до прихода восьмого сче ного импульса, счетчик работает как двоичный (табл* 3.5). С пр曝 дом восьмого счетного импульса《1》записывается в триггер 7\ с ос ществлением обратной связи на запись «1» во вторую и третью яче ки. Таким образом, после восьмого счетного импульса вследств принудительного насчета в счетчик записывается число 8 + 6=1 Девятый счетный импульс устанавливает «1» в триггере Ть а 1С счетный импульс возвращает счетчик в исходное нулевое состоян!
Счетчики с К© 产 10 называют десятичными или дек aj н ы м и. Они нашли широкое применение для регистрации числа 專 пульсов с последующим визуальным отображением результата (с гл. 4). Десятичные счетчики часто включают последователь] (рис. 3.49). g
Последовательное соединение двух схем десятичного счета д^ пересчет на 100, трех ——на 1000 и т. д. Первая декада производит сч единиц входных импульсов от 0 до 9. Десятый импульс у ста на вл вает разряды первой декады в состояние «0», а формируемый ею i выходе импульс записывает «1» во вторую декаду, что соответству числу 10. Вторая декада считает десятки (от 10 до 90), третья — сс ни (от 100 до 900) и т. &
0-90-9690690100-300100-300Рис. 3.49. Последовательное соединение'декадных счетчиковРис. 3.49. Последовательное соединение'декадных счетчиков
0-9
0-9
690
690
100-300
100-300
Рис. 3.49. Последовательное соединение'декадных счетчиков
Рис. 3.49. Последовательное соединение'декадных счетчиков
Ес内弘 в пределах всех декад счет ведется в двоичной системе счисле- я то, например, числу 978 будет отвечать код 1001 0111 1000, ха~ я к^еризующий двоично-десятичную систему счи- Рления всего счетного устройства.
РЕГИСТРЫ
регистрами называют функциональные узлы, предназна-
ченные для приема, хранения, передачи и преобразования информа- цИИ1 В зависимости от спосОба записи информации (кода числа) различают парал-
цельные, последовательные и лара 口 пепвно - поел вдоватвль - ные регистры.
Параллельные регистры. В параллельных регистрах запись двоичного числа (слова) осуществляется параллельным кодом, т. е, во все разряды регистра одновременно, Их функция сводится только к приему, хранению и передаче информации (двоичного числа). В связи с этим параллельные ре-
ВыходыВыходыВходыВходыРис. 3.50, Структурная схема параллельных регистровРис. 3.50, Структурная схема параллельных регистровгистры часто называют р е- гПетрами памяти.
Выходы
Выходы
Входы
Входы
Рис. 3.50, Структурная схема параллельных регистров
Рис. 3.50, Структурная схема параллельных регистров
Параллельный ^-paзpяд- ный регистр состоит из ^ триггеров, каждый из которых
имеет число входов, соответствуюимеет число входов, соответствующих количеству источников информации. Если источник цифровой информации один, то каждый триггер имеет один вход. При двух и
имеет число входов, соответствую
имеет число входов, соответствую
трех параллельных каналах информации триггер разряда выполняется на два и три входа. Запись цифровой информации того или ино- 「。канала в регистр осуществляется по цепи управления регистром.
Принцип построения параллельных регистров иллюстрируется мх.структурной: схемой (рис. 3.50) при одном канале четырехразряд- н°й цифровой информации. Обозначения на рисунке： 7\ ——триггер младшего разряда; Г4 ——триггер старшего разряда; 3工 一 3& — зле- менты, предназначенные для управления записью информации в ре- ГИстР； З5 ——？8 — элементы, служащие для управления считыва- н^ем информации из регистра.
Перед записью двоичного числа все триггеры устанавливают в состояние «0» подачей импульса по входу «Установка нуля». Для записи в регистр входной информации подают импульс записи, откры- б^ющий входные элементы И. Код входного числа записывается в ре- и°тр. Если, например, на входе присутствует код 1011, что соответствует числу 11; то это же число будет записано в регистр. По оконча-
нии операции записи информация, записанная в регистр, сохран^ ся, несмотря на то что входная информация (число) может изменят! Для считывания информации подают импульс по входу «Счй
вание». На выходные шины регистра передается код-числа, запиЯ
ный в регистр. При этом число, записанное в регистр, сохраняеД Для получения новой инфЯ
плпл间〃/7间〃/7мации описанные операции пов|
пл
пл
间〃/7
间〃/7
ряются. .
При построении параллельнИ регистров наибольшее примене^М получили D-триггеры (триггер-«Я щелка»), позволяющие выполняв параллельные регистры на мал(ж количестве элементов.
Рис. 3.51. Схема параллельного регистра на однофазных D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)Рис. 3.51. Схема параллельного регистра на однофазных D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)На рис. 3.51, а приведена с^К ма n-разрядного параллельноЖ регистра на однофазных。-трг墨 герах (см. рис. 3.43, а) без элемЯ тов, управляющих процессом с^Я тывания. Схема служит для запиЯ информации в регистр по двум кЖ налам (входы первого канаЯ а：о ・.，，anf входы второго канаЖ bf,…，bn). Установка нуля вс« разрядов регистра осуществляет» по входу Ту. Запись числа по 曦 налу а производится тактовым и嚼 пульсом Та, а по каналу 力 一 та瓚 товым импульсом Т> Принцип
Рис. 3.51. Схема параллельного регистра на однофазных D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
Рис. 3.51. Схема параллельного регистра на однофазных D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
действия регистра достаточно прост. Процесс записи первого разр麻 да числа а иллюстрируют временные диаграммы на рис. 3.51, б.
Последовательные регистры (регистры сдвига). Последовательны^ регистры (регистры сдвига) характеризуются записью числа после;©急 вательным кодом. Регистр состоит из последовательно соединенны^ двоичных ячеек памяти, состояния которых передаются (сдвигаются^ на последующие ячейки под действием тактовых импульсов. Тактов вые импульсы управляют работой регистра. Регистры сдвига могуи управляться одной последовательностью тактовых импульсов. В этоШ случае регистры называют однотактными. При управлении* двумя, тремя, четырьмя и т. д. последовательностями тактовых им^ пульсов регистры соответственно относят к д в у х-, т р е х- и ч е-| тырехтактным, а в общем случае — к многотакт- н ы м.
Частота следования тактовых импульсов обычно неизменна. В мно； готактных регистрах последовательности тактовых импульсов следуют с взаимным фазовым сдвигом 2л/т эл. град, где 2冗 ——период следо* вания импульсов одной из последовательностей, а ш ——количество поеледовательностей тактовых импульсов. * 248
〃丿〃丿曲豈而丛р2зр$М6曲豈而丛р2зр$М6^ико\^ико\Рис. 3.52. Структурная схема последовательных однотактных регистров (а) и их временные диаграммы (б)Рис. 3.52. Структурная схема последовательных однотактных регистров (а) и их временные диаграммы (б)
〃丿
〃丿
曲豈而丛р2зр$М6
曲豈而丛р2зр$М6
^ико\
^ико\
Рис. 3.52. Структурная схема последовательных однотактных регистров (а) и их временные диаграммы (б)
Рис. 3.52. Структурная схема последовательных однотактных регистров (а) и их временные диаграммы (б)
Однотактные регистры сдвига выполняют но структурной
хеме Рис- 3.52, q, показанной для четырех разрядов. Первая ячейка регистра относится к его младшему разряду, а четвертая — к старше- 卜 При таком расположении разрядов запись числа в регистр производится начиная с его старшего разряда. При обратном расположе-
н°н разрядов в регистре запись числа должна начинаться с его младшего разряда.
Тактовые импульсы подаются на все триггеры ячеек одновремен-
к。. Их воздействие направлено на переключение триггеров из состоя 餌я «1» в состояние《0》с
записью единицы в триг- 「ер следующей ячейки.
На рис. 3,52, 6 приведены временные диаграммы, иллюстрирующие процесс записи информации в регистр. В качестве примера взят код 1011, соответствующий числу II. Перед записью информации регистр устанавливают в состояние «0». Для этого в отсутствие сигнала на входе подается серия тактовых импульсов с числом импульсов, равным количеству разрядов в регистре. При записи информации одновременно с посту плени ем кода числа подаются тактовые импульсы. Тактовыми импульсами осуществ-
ляется продвижение нн- формации от младшего разряда регистра к старшему. В результате после четвертого так-
тового импульса ячейки регистра принимают состояния, соответствующие коду принятого четырехразрядного числа.
Операция считывания информации из последовательного регистра м°冰ет быть проведена в параллельном или последовательном коде, Для передачи информации в параллельном коде используют выходы Разрядов регистра. Таким образом, последовательный регистр поз- ^ляет осуществить операцию преобразован ия последовательного кода £ параллельный, Считывание информации в последовательном коде Реализуется подачей серии тактовых импульсов.
В- последовательном регистре записанное число может быть с谴 то тактовыми импульсами на один или несколько (万)разрядов. о( ции сдвига соответствуют умножению числа на 2й. Например, с кода 0010 числа 2 на один разряд дает код 0100 (число 4), на два ' ряда — код 1000 (число 8).-
При реализации однотактных регистров сдвига необходимо тывать следующее обстоятельство. В этих регистрах тактовые им® сы воздействуют на перевод в состояние «0» триггеров всех разр^ одновременно. Поэтому в однотактных регистрах должна быть ре^ задача разделения во времени (по меньшей мере на длительность т товых импульсов /и) операций считывания единицы с триггера 碱 дого разряда и ее переписи в триггер следующего разряда. В прот ном случае перепись единицы в следующий разряд не будет про ведена.:
Эта задача может быть решена включением в цепь передачи сип ла от одной ячейки к другой элемента задержки. Элемент задери будет задерживать импульс записи единицы в последующую яче^ на время действия тактового импульса. Однако наличие элемен; задержки обусловливает критичность работы схемы в отношении д тельности тактовых импульсов. Кроме того, для элементов задержг состоящих из реактивных элементов L, С, затруднено интегральй исполнение. В связи с указанным разнесение во времени операций 請 тывания и переписи единицы осуществляют схемными средства^ например выполнением ячеек на триггерах с внутренней задерж!| (R$-, J-K厂，Z)rтриггерах),£
При использовании триггеров с внутренней задержкой раздев ние во времени операций считывания и переписи единицы выполняет! автоматически, поскольку новое состояние таких триггеров форми^ ется после окончания действия тактовых импульсов»'1
Другим методом построения однотактных регнстров сдвига являй ся использование двухтактного режима их работы, В к 由 дую ячейку таких регистров входят два триггера (основной и до по. нительный), Управление производится одной последовательности тактовых импульсов. Разделение во времени операций считыкана единицы из предыдущей ячейки и ее переписи в последующую ячей! достигается тем, что считывание единицы из основных триггеров oq ществляется в момент поступления тактового импульса, а запись е血 ни цы в них — по окончании тактового импульса,
В схемном отношении рассматриваемый метод построения одн тактных регистров сдвига наиболее просто реализуется с применение тактируемых £)-триггеров. Схема двухразрядного регистра, выпо- ненная на D-триггере (см. рис. 3.43, а), приведена на рис. 3.53, Временные диаграммы рис, 3.53, 6 иллюстрируют процесс продвг. жвния единицы в регистре в сторону старшего разряда.*
В отличие от триггера рис. 3.43, а вход «Установка нуля» в триг гере регистра является инверсным. Инверсный вход «Установка ну"用 Есех триггеров объединен с тактируемым входом и связан в основные триггерах ячеек регистра с шиной тактовых импульсов Т неносре；! ственно，а в дополнительных триггерах — через элемент НЕ.
Рис. 3.53. Схема однотактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)Рис. 3.53. Схема однотактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
Рис. 3.53. Схема однотактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
Рис. 3.53. Схема однотактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
В исходном состоянии все триггеры регистра установлены в состо* хнке《0》｛рис. 3.53, 6). При на ли чии сигнала на входе первым тактовым импульсом через открытый элемент И2 записывается единица в основ- н°й триггер первого разряда (ячейки). Сигнал Qt ~ 1 передается на информационный вход дополнительного триггера первой ячейки, но ^скольку на выходе ее инвертора действует сигнал Т = 0, элемент ^2 закрыт и дополнительный триггер остается в состоянии 《0》 (Q； = 0).
По окончании первого тактового импульса на обоих входах элеМента 勿2 дополнительного триггера первой ячейки присутствует Знннка, он переключается в состояние Q' = L Таким образом, ре- зу^ьтатом поступления первого-тактового импульса является запись еДиницы в оба триггера первой ячейки. Состояние《1》основного триг- 「бра сохраняется по входам элемента 1fl(Q& 工 I, Т = 0), а допол- ннте/ьного —по Еход^м элемента Иz (Qi = 1, Т = 1).
Если сигнал на входе регистра равен нулю, то поступление второго актового импульса приводит к запиранию элементов Яъ Я2 основ-
1~я ячейка.
2-я ячейка.
万丿
Рис. 3.54. Схема двухтактного последовательного регистра на D-триггерах ⑷ и его временные диаграммы (б)
《0及《0及
《0及
《0及
•ь•ьного триггера первой ячейки и переключению его в состояние При этом основной триггер второй ячейки по входам элемента
•ь
•ь
(Q； = 1, 7=1) переключается в состояние Q? = L 扌鼻
На этапе действия второго тактового импульса дополнительна триггер первой ячейки поддерживается в состоянии Q； = I по обой| входам элемента 〃力 а дополнительный триггер второй ячейки остаег ся в состоянии Q2 = 0 по обоим входам его элемента :
После окончания второго тактового импульса элементы 0七〃胃 дополнительного триггера первой ячейки закрываются, что вызыва^ переключение этого триггера в состояние Qi = 0. Дополнительны^ триггер второй ячейки переводится в состояние Q； = 1 наличие^ единиц на входах его элемента Я2, Таким образом, происходит пер^ мещение входной информации во второй разряд регистра. *
Каждая ячейка (разряда) многотактного регистра со стоит в общем случае из m последовательно включенных триггеров
вление многотактным регистром производится m последователь- У%у1Mh тактовых импульсов, причем каждая из последовательно'° 0 предназначена для управления одноименными триггерами с'еек. Применение многотактного режима работы является еще од* м методом разнесения во времени операций считывания и записи й формации в разрядах регистра. Главное же преимущество много- "/ннх регистров — их высокая информативность, обусловленная большим числом выходов каждого разряда.
Построен?!е двухтактных регистров сдвига показано на примере вуХразрядного регистра (рис. 3.54, а). Каждая его ячейка состоит оз двух D-триггеров предыдущей схемы. Управление основными триг- 『ерами ячеек осуществляется тактовьши импульсами 7\, а дополнительными ——「2・ Фазовый сдвиг второй последовательности тактовых импульсов относительно первой равен к (7/2).
Процесс записи информации (при наличии единичного сигнала на входе) иллюстрируют временные диаграммы рис. 3.54, б. Первым тактовым импульсом по каналу 7工 записывается единица в первый триг
гер первой ячейки. Затем тактовым импульсом по каналу Т2 записывается единица во второй триггер первой ячейки. Вторым тактовым импульсом канала 7\ осуществляется считывание единицы с первого триггера первой ячейки и запись единицы в первый триггер второй ячейки. Вторым тактовым импульсом по каналу Т2 устанавливается в состояние《0》второй триггер первой ячейки, а во второй триггер второй ячейки записывается единица.
Аналогично выполняются регистры сдвига на большее число тактов работы.
Параллельно-последовательные и реверсивные регистры. В параллельно-последовательных регистрах сочетаются свойства регистров параллельного и последовательного действия. Они позволяют осуще
ствлять запись инфэрмации как в последовательном, так и параллельном коде, в связи с чем могут быть использованы для преобразования кодов из последовательного в параллельный и обратно. Эти регистры Допускают однотактный (рис. 3.55) и многотактный принципы по- строанн 兄.
Для преобразования последовательного кода в параллельный серией тактовых импульсов в регистр записывается информация (чис- п。) последовательного кода. Выходы разрядов регистра при этом пред-
Рис. 3.55. Структурная схема параллельно-последовательных регистр ов
став л я ют ту же информацию в параллельном коде. Для обрати! преобразования информация в регистр вводится по входам паралл^ ного кода. Посредством серии тактовых импульсов с выхода nocj| него разряда регистра информация считывается в последователь^ коде. ；
Реверсивные регистры предназначены для осуществления сдв» кода числа в сторону как старшего, так и младшего разрядов. Регис содержит связи последовательной передачи информации в направ| нии от младших разрядов к старшим, а также от старших разряд! к младшим. Прямой или обратный сдвиг кода осуществляют упр图 ляющим сигналом, вводящим в действие либо прямую, либо обр| ную связи между разрядами. 看
КОМБИНАЦИОННЫЕ СХЕМЫ. ДЕШИФРАТОРЫ “：
При разработке различного рода цифровых управляющих у备 ройств часто необходимо решать задачу, когда управляющее возд成 ствие определяется значениями входных сигналов только в панн* момент времени и не зависит от их значений в предыдущие MOMeH^ времени. Иными словами, выходной сигнал, характеризующий упраЗ ляющее воздействие, здесь зависит только от наличия соответствуй щей комбинации сигналов на входах устройства. Такой принцип и《 строения используют, в частности, для управления позициснныл| исполнительными механизмами, осуществления контроля, сигнал；^ зации и защиты, реализации программного управления последов^ тельностью операций по заданному алгоритму и т. д. 讶
Устройства, предназначенные для решения подобных задач, на зывают комбинационными схемами или автомат-а ми с нулевой памятью. ?
Принцип проектирования комбинационных схем заключается § следующем. По требуемому алгоритму работы схемы находят упра月 ляющее воздействие (функцию) от входных сигналов (переменных) Затем по найденной функции синтезируют логическую схему ее реа лизации. Задачу нахождения функции связывают с необходимость!^ построения схемы с минимальным содержанием в ней логических эл^ ментов. Для этого функция предварительно проходит стадию минимн зации, т. е. приведения ее к наиболее простому виду. Математичек ким аппаратом анализа и синтеза комбинационных схем служи’ алгебра логики (см. § 3.9). Примером комбинационных схем являютс? дешифраторы.
Дешифратором называют комбинационную логическую； схему, в которой каждой из комбинаций сигналов на входах соответ： ствует сигнал только на одном из его выходов. Они находят примени ние в управляющих системах для выдачи управляющих воздействий, а те или иные цепи в зависимости от комбинации сигналов на входах* Широко распространены дешифраторы для преобразования кодов^ например двоичного или двоично-десятичного в десятичный. '
На рис. 3.56 приведена схема дешифратора, предназначенного для перевода показаний двоично-десятичного счетчика (см. рис. 3.47) 254
с модУлем сиета 10 в десятичную систему счета. Сигнал《1》на соответ- ствуюием выходе дешифратора определяет число, записанное в счет- ^к，Так, при нулевом показании счетчика сигнал 《1》присутствует только на выходе хо дешифратора (табл. 3.6). При кодах чисел 1, 2, 3 …，9, записанных в счетчик, дешифрация характеризуется нали- q^eM сигнала《1》соответственно только на одном из выходов %工,х2, 尤9“
Рис. 3.56. Схема дешифратора для перевода показаний двоично-деся тичного счетчика в десятичную систему счетаРис. 3.56. Схема дешифратора для перевода показаний двоично-деся тичного счетчика в десятичную систему счетаynhujgh。02cHA RKKJ^f IQHhnoqQ 3d822ndlynhujgh。02cHA RKKJ^f IQHhnoqQ 3d822ndl
Рис. 3.56. Схема дешифратора для перевода показаний двоично-деся тичного счетчика в десятичную систему счета
Рис. 3.56. Схема дешифратора для перевода показаний двоично-деся тичного счетчика в десятичную систему счета
ynhujgh。02cHA RKKJ^f IQHhnoqQ 3d822ndl
ynhujgh。02cHA RKKJ^f IQHhnoqQ 3d822ndl
Таблица 3.6
Числа входных импульсов
Состояния триггеров счетчика
Выходы дешифратора
d
Тз с
尤2
/1
X6
xe
*8
齿
0
1
0
0
1
0
0
2
j
0
3
0
0
4
1
0
6
5
1
0
0
6
J
0
1
0
7
1
0
0
0
8
0
0
0
0
9
0
1
0
0
1
Значения сигналов a, b, с, d на выходах счетчика и требуемые при атом показания дешифратора могут быть использованы для сшреде・ Пенин элементов схемы дешифратора. Так, при нулевом показании счетчика сигнал《I》присутствует на инверсных выходах его триггера _(см. табл. 3.6), в связи с чем реализуемая каналом хо функция *о=а方cd. Аналогично, из табл. 3.6 для канала / имеем % = a bed. :Для канала х9 — л^ = abed. Логические функции могут быть реали- °ваны с помощью четырехвходовых логических элементов И.
Одна ко без предварительной минимизации составленные непос{ ственно из таблицы дешифрируемые функции нецелесообразно испс
зовать для схемной реализации. Это привело бы к заведомому усл|
нению схемы дешифратора.3
Действительно, табличное выражение, например,_дешифрируе]|
функции для цифры 9 (канала 招)имеет вид 招=а
bed. Вместе с--'Я
только для этого канала характерна 砌
ab
бинация выходных сигналов триггещ счетчика, при которой а = d = 1. В свД
磔
應
с этим для выделения сигнала (логичесет 《1》)по каналу цифры 9 можно воспольШ ваться функцией х§ = 〃d. Иными слова履 канал % можно реализовать не на qe屬 рехвходовом, а на двухвходовом логи^ с ком элементе И.
Минимизацию функций дешифратб| удобно проводить по карте Карно, ко^ рая составляется в данном случае для qei| рех переменных. Данные табл. 3.6 匿 пользуют для определения функций 项 налов дешифратора х°, хъ х2, •••> -^ и Й
决
изображения на карте Карно (рис. 3.57) Минимизирующие контуры составляют индивидуально для ка^ дой функции и проводят с использованием пустых клеток ка|_ ты. При этом минимизирующий контур должен охватывать максималй ное число соседних с рассматриваемой функцией пустых клеток, ка& показано на рис. 3.57. Исключения переменных осуществляют обыЗ ным образом (см. § 3.9), ?
Из карты Карно находим: хо = abed, xi =^ a b с d, х2 = а b 4=abc、修=abc,芻=abc,食=abc、仙=abo,冬=〃d, % = 0延
Найденные функции используют для построения схемы дешифратор; (см. рис. 3.56). Она составлена из четырех-, трех- и двухвходовы: логических элементов И.
БОЛЬШИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Создание интегральных микросхем, состоящих из 10—-15 до 25— 100 схемных элементов (компонентов), явилось первым этапом н① пути существенного расширения функциональных возможностей электронной аппаратуры и улучшения ее количественных и качественных показателей. Такие интегральные схемы представляют в большинстве случаев универсальную элементную базу для создания более сложны^ узлов и схем разрабатываемой аппаратуры. :
Развитие микроэлектроники направлено на создание больший интегральных схем (БИС), состоящих из тысяч и десяти ков тысяч компонентов. Граница между обычными и большими интегральными схемами условна. Если до недавнего времени к БИС отт носили схемы, имеющие 100—200 компонентов в кристалле полупро-^ 256
牡нка, то теперь считается обычным применение микросхем, со- Б°^а1цих 500—1000 компонентов и более.
^Количество компонентов ^ в кристалле полупроводника харак- нзует степень интеграции k микросхемы. Степень
Т теграции определяют по формуле k = IgN. В соответствии с этим И1 первой степени интеграции относят микросхемы, содержащие до ；0 компонентов, ко второй степени интеграции — 11 —100 компонен- в к третьей степени интеграции—— 101——1000 компонентов.
£р； количествах компонентов 1001 —10 000 и 10001 —100 000 инте- гоальные микросхемы относят соответственно к четвертой и пятой степеНям интеграции.
С появлением БИС началось реальное слияние процесса создания интегральных компонентов с производством электронной аппаратуры. Большие интегральные схемы представляют ряд типовых узлов и схем цифровых устройств: счетчики, регистры, дешифраторы и т. д. На их основе реализуются блоки, а также целые электронные устрой
ства.
Большие интегральные схемы создают широкие перспективы применения электроники в промышленности с использованием программного управления, а также средств цифровой вычислительной техники. Огромное значение в этой связи представляют создание в виде БИС микропроцессоров и развитие на их основе микропроцессорной техники*
МИКРОПРОЦЕССОРЫ
Микропроцессор ——это устройство цифровой обработки информации, осуществляемой по программе. По назначению он близок к процессору ЭВМ, однако обладает меньшими функциональными возможностями. Микропроцессор реализуется в виде одной или нескольких микросхем высокой степени интеграции.
Основные определения. Микропроцессор применяется совместно с микроэлектронными запоминающим устройством программы (ЗУП) и запоминающим устройств ом данных (ЗУД), а также с устройством ввода —— вывода (УВВ). По аналогии с ЭВМ система, состоящая из микропроцессора и указанных устройств, получила название микро- ЗВМ или микропроцессорной системы (рис. 3.58).
Устройство ЗУП предназначено для хранения команд, составляю- 口нх программу работы микропроцессора, и выполняется таким об- Р'зом, что информация, записанная в нем, не теряется при переры- Rax в напряжении питания. Устройство ЗУД используется для хра- ^нмя данных, предназначенных для обработки микропроцессором. стродство увв обеспечивает ввод данных в ЗУД и их вывод к внеш- н“м приборам и устройствам.
Микропроцессор состоит из схем, обеспечивающих выборку в°МанД из ЗУП, их дешифрирввание и выполнение. В него также (十留т арифметическо-логическое устройство 〃У), представляющее собой совокупность схем, реализующих а риф- 25?
метические и логические операции над данными, устройство 游 ления, предназначенное для управления операциями и имеющее ч зи с ЗУП, ЗУД, и УВВ, различные регистры, служащие | временного хранения и преобразования данных и команд. .二;
Блоки микропроцессорной системы связаны трактом п& дачи адресов для выборки микропроцессором команд из W
Рис, 3.58. Общая функциональная схема системы с микропроцессором
и данных из ЗУД или УВВ, а также трактом переда! команд из ЗУП в микропроцессор и данных из ЗУД или $ в микропроцессор и от него.
Оба тракта передачи информации состоят из некоторого колр ства проводчиков, каждый из которых может подключаться к cooti ствующим приемникам и источникам микропроцессорной сис/rei осуществляя многократное использование каждого проводника 厘 создания связи между узлами блоков микропроцессорной сист包 Это достигается устройством управления микропроцессора, осущ вляющим разделение во времени соответствующих связей (мульд плексирование). Тракт передачи информации можно сравщ с двусторонней транспортной магистралью, предназначенной для ； ставки пассажиров в требуемые пункты назначения.
Система с микропроцессором оперирует информацией в двоич!- системе счисления. Каждый разряд двоичного числа называется 0 том. Таким образом, 1110 является 4-битовым двоичным числогЙ 110——3-битовым числом и т. д. Крайний слева бит имеет наибольц вес, в связи с чем он называется старшим битом (разряд^ Крайний справа бит имеет наименьший вес, поэтому его назыв| младшим битом (| рядом). Обозначение битов
Рис. 3.59. Структура двоичного кода микропроцессорной системы
разрядного двоичного показано на рис. 3.59.
马现
Информация, которую об батывает микропроцессор, пй
ставляется тавляющих
группой битов,
слово.
ство битов в слове,
k0两несу 口
,рмацию о данных, зависит от типа микропроцессора. Наи- ^^ распространены слова для передачи данных дпиной в 4, 8, б^ |5 бит. Количеством битов в слове для передачи данных опре- 12 ется, в частности, число разрядов приемных регистров, в ходя- "°х в сверхоперативную память микропроцессора, ^личество битов, в слове, предназначенное для передачи данных, числу проводников, составляющих тракт передачи команд и Р ннх микропроцессора. В зависимости от длины слова, предназна- ценного для передачи да иных, микропроцессоры подразделяют соот^ ветственно на 4, 8, 12 и 16-битовые.
Длина слова, предназначенного для передачи адресов (адреса- ц й и)к ЗУП и ЗУД, может превышать длину слова для передачи анНЫх (соответственно может быть больше и число проводников в тракте передачи адресов). Это позволяет существенно увеличить объем паМяти ЗУП и ЗУД. Так,впри 16-битовом адресном слове (16 провод- ннков в тракте передачи адресов) может быть опрошено 216 — 65 536 ячеек ЗУ.
Биты, образующие слово, подразделяют на группы. Группа, состоящая из 8 бит, называется байтом (рис. 3.59). Деление слова на байты позволяет упростить представление двоичного слова, применив шестнадцатиричную форму записи (шестнадцатиричный код). Перевод двоичного кода в шестнадцатиричный иллюстрирует табл. 3.7. Так, двоичное число, представ-
Цикл выооркаЦикл выооркаТаблица 3.7
Цикл выоорка
Цикл выоорка
Десятичное
число
Двоичный код
Шестнадцатиричный код
Десятичное число
Двоичный код
Шестнадцатиричный Код
0
0000
8
1000
1
0001
9
1001
2
0010
10
1010
3
ООН
11
1011
4
0100
12
1100
5
0101
13
НО!
6
оно
14
1110
7
0111
15
1111
Машинный цикл
Посылкаадреса 6 З.УППосылкаадреса 6 З.УПСчитывание Iкоманды IВыполнение
Посылкаадреса 6 З.УП
Посылкаадреса 6 З.УП
из ЗУП Iкоманды
口口'п п п h n h п
口
口
Тактовоеимпульсы
Рис. 3.60. Цикл работы микропроцессора
， b， bРегистр командРегистр командДешифраторДешифраторУпрадление машинным цикломУпрадление машинным цикломСчетчик командСчетчик командФормиробатель адресов операндобФормиробатель адресов операндобРегистры сверх-оперативной памятиРегистры сверх-оперативной памятиАккумуляторАккумуляторд дд дРис. 3.61. Общая структурная микропроцессораРис. 3.61. Общая структурная микропроцессорасхемасхемапериодов тактовыхпериодов тактовыхСКОЛЬКО пульсов, командыСКОЛЬКО пульсов, команды.掘.《緞.№.摻.掘.《緞.№.摻赎1*:»赎1*:»"**''"*;*"«"**''"*;*"«
， b
， b
Регистр команд
Регистр команд
Дешифратор
Дешифратор
Упрадление машинным циклом
Упрадление машинным циклом
Счетчик команд
Счетчик команд
Формиробатель адресов операндоб
Формиробатель адресов операндоб
Регистры сверх-оперативной памяти
Регистры сверх-оперативной памяти
Аккумулятор
Аккумулятор
д д
д д
Рис. 3.61. Общая структурная микропроцессора
Рис. 3.61. Общая структурная микропроцессора
схема
схема
периодов тактовых
периодов тактовых
СКОЛЬКО пульсов, команды
СКОЛЬКО пульсов, команды
.掘.《緞.№.摻
.掘.《緞.№.摻
赎1*:»
赎1*:»
"**''"*;*"«
"**''"*;*"«
ленное на рис. 3.59, будет иметь в шестнадцатиричном коде заш| виде E57D10. Представление двоичного слова в шестнадцатири| коде позволяет уменьшить вероятность появления ошибок при сос| лении программы работы микропроцессора, а также упростить | нику ее трансляции.j
Функционирование всех узлов и блоков микропроцессорной!
стемы (см. рис. 3.58) осуществляется с помощью генерат& тактовых им п у ль d
Для выполнения микропрс| сором одной команды, хр寸 щейся в ЗУП, требуется 1
ВремяназываетсяВремяназываетсяВЬЕОЛнТ к ом а^
Времяназывается
Времяназывается
н ы м циклом.н ы м циклом.Он мо
н ы м циклом.
н ы м циклом.
составлять один или нес кол! машинных циклов. В маш/ н ы й цикл входят ц и調 выборки и и с п о лЯ тельный цикл (рис. 3.S Во время цикла выборки мн風 процессор оп р едел я ет 碱 команды, находящейся в 3図 и считывает эту команду в ш ропроцессор. За время испож тельного цикла микропрош сор осуществляет выполне! считанной команды. |
Функциональная схема % ропроцессора. Ми кр о пронесу представляет собой достато| сложное цифровое устройте состоящее из большого кол勿 ства функциональных уз 网 Вместе с тем независимо 叫 па микропроцессора можно | делить отдельные функциона| ные узлы, составляющие осн| его построения. Такие функ1| нальные узлы представленье структурной схеме рис. 3.61|
Счетчик команд содержит адрес (0, 1, 2, 3, ...) команд выбираемой микропроцессором из ЗУП в текущий момент врем局 Он представляет собой суммирующий счетчик, содержание котор| увеличивается на единицу к концу выполнения текущей кома專 Этим достигается выбор адреса следующей команды из ЗУП. М%圖 процессор может работать с подпрограммами. В этом случае в счеТ| команд принудительно записывается число, соответствующее '八国 первой команды подпрограммы, а к завершению последней ком罩
программе счетчик команд устанавливается на адрес команды ° Ровной программы. Количество ячеек (битов), из которых состоит °с тчиК команд, зависит от типа микропроцессора. Так, при 16-бис" ом счетчике команд микропроцессор имеет возможность обращать- т° к ЗУ" содержащему 216 адресов (команд).
сЯ регистр команд предназначен для хранения в микро- цессоре команды, считанной из ЗУП, на период ее выполнения.
пополнение команды осуществляется цепями управления (управ- ни е машинным циклом), которые получают с выхов дешифратора необходимые сигналы для приведения в действие требуемых узлов микропроцессора.
Н формирователь адресов операндов состоит из одного или нескольких регистров, в которых составляется адрес данных (операнда) перед обращением к ЗУД.
АЛУ — арифметическо-логическое устрой- с т в о — осуществляет операции сложения, вычитания, сравнения, а также операции И, ИЛИ над двумя числами (операндами) с выдачей результата по одному выходу. Вид операции задается командным кодом, содержащимся в регистре команд.
Аккумулятор представляет собой основной регистр, предназначенный для ввода данных в микропроцессор и вывода их от него. В аккумулятор поступает операнд из ЗУД перед проведением соответствующей операции в АЛУ. В аккумулятор вводится результат проведенной в АЛУ операции.
Регистры сверхоперативной памяти предназначены для временного хранения данных перед проведением операций в АЛУ. Если, например, требуется провести операцию арифметического сложения двух чисел, то одно число предварительно хранится в аккумуляторе, а второе ——в одном из регистров сверхоперативной памяти. У большинства микропроцессоров количество регистров сверхоперативной памяти равно шести.
К началу выполнения программы микропроцессор должен находить- с兄 6 исходном состоянии. С этой целью предусматривается подача сигнала «Установка нуля», которым все регистры микропроцессора, в том числе счетчик команд, устанавливаются в исходное нулевое состояние. Регистр адреса команд (счетчик команд), устанавливается На соответствующий адрес ЗУП. Старт-адрес первого слова команды обычно представляется числом нуль.
Для иллюстрации процессов, протекающих в микропроцессоре, Рассмотрим, как осуществляется, например, команда передачи опе- Ранпа из ЗУП в микропроцессор (его аккумулятор), чтобы в после- "У^ем подвергнуть этот операнд соответствующей операции.
В ЗУП хранятся коды операций, которые может выполнять микро- Роцессор, а также адреса операндов ЗУД. Команда передачи дан- (Р^ И； ЗУ〃 в аккумулятор микропроцессора состоит из трех байтов ° Первый байт команды характеризует код операции, которую не- 2农 °4им。выполнить (в нашем случае ЗА16 ——код команды «Загрузка
Умулятора» микропроцессора, LDA). Вторым и третьим байтами
указывается соответственно 16-битовый адрес операнда, хранят^
в ЗУП.J
Микропроцессор производит такую последовательность опер!
при выполнении данной команды.
Хранящийся в ЗУП байт команды с адресом «О» по тракту переи
команд посылается в микропроцессор, где он принимается ре卤
历?o76 ：У
Адрес операндаАдрес операнда
Адрес операнда
Адрес операнда
О I Н 7 I 7 I 7 I I 〃
Код операции LDA
I0丨小MFPPRI
2-й 5айт
PFR7I 屮"I邛
Рис. 3.62. Структура команды «Загрузка аккумуляторам
ром команд. Код операгии дешифрируется. С помощью устрой(^ ■ управления подготавливаются соответствующие цепи для осущеё
ления операции. Счетчик команд устанавливается на адрес «1» 3) (содержание счетчика команд увеличивается на единицу). Второй 厌 команды, хранящийся под адресом «1» в ЗУП (в нашем случае втс^Й байт, определяющий первую часть кода адреса операнда 4С16), Д сылается в блок формирования адреса операнда. Счетчик команд 口蜀 водится на адрес «2» команды ЗУП. Микропроцессор с адресомJ выбирает третий байт команды из ЗУП (в нашем случае число 5Е определяющее вторую часть полного адреса операнда) и посн^ его в блок формирования адреса операнда. Следующий шаг рай микропроцессора связан с выбором операнда из ЗУД по адресу 4С;| и посылкой его через тракт передачи данных в аккумулятор ми^ процессора.,•
Взаимодействие блоков микропроцессора при выполнении р смотренной команды иллюстрирует рис. 3.63.
Рнс. 3.63. Последовательность выполнения команды «Загрузка аккумулятора»
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
§ 4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Эффективное и надежное использование многих систем промышленной электроники невозможно без участия человека-оператора в управлении, который должен получать необходимые сведения о работе системы и контролируемых параметрах. Этой цели служат устройства, предназначенные для преобразования различных данных в видимое изображение и называемые устройствами визуального отображения информации.
Устройства отображения информации могут решать простейшие, но весьма важные задачи контроля состояния системы: «Работает», 《Не работает», «Включено», «Выключено», «Стоп» ит. д. В более сложных случаях на них возлагается функция отображения цифровой, текстовой, формульной, графической и условно-знаковой информации, характеризующей технологический процесс, работу производственного объекта, группы объектов и целой системы.
Техническими средствами отображения информации оснащаются контрольно-измерительная и счетно-решающая аппаратура. Ими оборудуются пульты управления индивидуального, группового и коллективного пользования. Важную роль играют устройства отобра- *ени只 для вывода информации от цифровых вычислительных и управляющих машин.
Устройства отображения информации выполняют на основе элеМентов индикации, преобразующих электрические сигналы R визуальную информацию.
Дементы индикации различают по физическим явлениям, исполь- У^мым для получения изображения. В элементах индикации приме- '!?тся следующие физические явления：
к@т： стечение нити накала при протекании тока (накальные индием 2)свечение некоторых кристаллических веществ под воздействи- ^“ектрнческого поля (электролюминесцентные индикаторы);
°) свечение люминофорного покрытия при бомбардировке элек-
тронами (вакуумно-люминесцентные индикаторы и электроьно-л| вые приборы);I
4) свечение газа при электрическом разряде (газоразрядные J
менты индикации);“
излучение квантов света при рекомбинации носителей зар! в кристаллических веществах (полупроводниковые светодиодные §| менты индикации); "
изменение оптических свойств вещества под воздействием эл трического поля (жидкокристаллические индикаторы).
Электронно-лучевые приборы, известные под названием электр| но-лучевых трубок с электростатическим или электромагнитным |
клонением, обладают широкими возможностями отображения саД различной информации. Ввиду высокой стоимости и больших габад тов электронно-лучевые трубки находят преимущественное прид нение в сложных системах для отображения большого объема инф^
虾
h
凄
мации, включающей сотни и тысячи отображаемых символов. |
Остальные из указанных элементов индикации используют гл| ным образом для отображения буквенно-цифровой информации ог£ ничейного объема. ч
Элементы индикации на лампах накаливания отличаются наибов шей потребляемой мощностью и применяются только при необхоД мости максимальной яркости. Недостатком электролюминесцен™ индикаторов является малый срок службы (снижение яркости в J раза за несколько сотен часов). При отображении буквенно-цифрой информации наибольшее распространение получили вакуумно-лю| несцентные, газоразрядные, полупроводниковые и жидкокристалд ческие индикаторы. В настоящей главе рассматриваются эти инди^ торы и схемы управления ими. g
解3
te
|йi=
ВАКУУМНО-ЛЮМИНЕСЦЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ 身
Основными элементами вакуумно-люминесцентных индикатор^ являются последовательно расположенные один за другим катод и'@ мого накала, сетка и несколько анодов, размещенных в одной п| скости. 'I
膂膂Накаленный катод, выполняемый в виде нити из тугоплавка металла (вольфрам, молибден), служит источником эмиттируей электронов. Для повышения эмиссионной способности на повей ность катода наносят специальное оксидное покрытие (оксидные Е тоды). I
膂
膂
Аноды выполняют в виде знакосинтезирующих металличес
сегментов, покрытых люминофором. Каждый сегмент имеет отдельна вывод, к которому прикладывается напряжение положительной 耳 лярности относительно катода. Расположенная между катодом и а^ дам и металлическая сетка предназначена для управления ток|
катода (обычно равном потенциалу на анодах) поле сетки оказыва^ сильное ускоряющее действие на электроны, эмиттируемые като»3катода (обычно равном потенциалу на анодах) поле сетки оказыва^ сильное ускоряющее действие на электроны, эмиттируемые като»3侬侬индикатора. При положительном потенциале на сетке относителц
катода (обычно равном потенциалу на анодах) поле сетки оказыва^ сильное ускоряющее действие на электроны, эмиттируемые като»3
катода (обычно равном потенциалу на анодах) поле сетки оказыва^ сильное ускоряющее действие на электроны, эмиттируемые като»3
侬
侬
Проходя сквозь сетку, электроны попадают затем в поле т《 264
дов, к которым подано напряжение. При столкновении с поверх- ^стью" анодов электроны вызывают свечение люминофора (обычно н° ное). Сочетание светящихся сегментов создает изображение соот- зе твующего знака. Индикация производится через поверхность se кЛЯнного баллона со стороны катода. При потенциале на сетке, S йЗКом к нулю, проходящий через сетку поток электронов мал, в вЯЗИ с чем свечение анодов отсутствует.
вакуумно-люминесцентного ин-вакуумно-люминесцентного ин-Внешний вид, расположение сегментов и конфигурация воспроиз-
вакуумно-люминесцентного ин-
вакуумно-люминесцентного ин-
〃7〃75)5)водимых цифр знакосинтезирующего йКатора ИВ-3 показаны на
〃7
〃7
5)
5)
рИс. 4.1，а — & В других ти- ^аХ знаковых индикаторов (наПример, полупроводниковых) сегменты 8, 9 могут отсутство-
тЖа)тЖа)г)г)门I IV二1 u匚匚7 0 口LI I乙」 I _l IJ / I」」6)门I IV二1 u匚匚7 0 口LI I乙」 I _l IJ / I」」6)Рис. 4.1. Внешний вид (а), расположение сегментов (6) и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного индикатора ИВ-3 (б), воспроизведение цифр 2, 7 в семисегментных индикаторах (г)Рис. 4.1. Внешний вид (а), расположение сегментов (6) и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного индикатора ИВ-3 (б), воспроизведение цифр 2, 7 в семисегментных индикаторах (г)вать, что упрощает конструкцию индикатора и его систему управления. Конфигурация воспроизводимых цифр 2, 7 в семисегментных знаковых индикаторах показана на рис. 4.1, г.
тЖа)
тЖа)
г)
г)
门I IV二1 u匚匚7 0 口
LI I乙」 I _l IJ / I」」
6)
门I IV二1 u匚匚7 0 口
LI I乙」 I _l IJ / I」」
6)
Рис. 4.1. Внешний вид (а), расположение сегментов (6) и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного индикатора ИВ-3 (б), воспроизведение цифр 2, 7 в семисегментных индикаторах (г)
Рис. 4.1. Внешний вид (а), расположение сегментов (6) и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного индикатора ИВ-3 (б), воспроизведение цифр 2, 7 в семисегментных индикаторах (г)
Вакуумно-люминесцентные
индикаторы применяются в непрерывном и импульсном режимах работы. Непрерывный режим работы характеризуется
напряжением на анодах и сетке до 25 В, суммарным током анодов до 0,5 мА и током сетки до 3 мА. Пар аметрам импульсного режима соответствуют напряжения на анодах и сетке до 50 В,
в импульсе до 15 мА. Потре- более 50 мА при напряжении на-в импульсе до 15 мА. Потре- более 50 мА при напряжении на-суммарный ток анодов в импульсе до 5 мА, ток сетки бляемый цепью накала ток не
в импульсе до 15 мА. Потре- более 50 мА при напряжении на-
в импульсе до 15 мА. Потре- более 50 мА при напряжении на-
кала до 1 В. Сравнительно низкие напряжения питания и потребляе- мне токи анодов и сетки этих индикаторов согласуются с параметраМи МДП-транзисторов, на которых в настоящее время выполняются Управляющие ключи. Яркость свечения индикаторов составляет 300—500 кд/м2, срок службы не менее 3 тыс. ч, высота отображаемых знаков до 25 мм. Динамические свойства индикаторов характеризует Показатель быстродействия, определяющий время изменения яркости :ведения при подаче (снятии) напряжения на сетку (аноды). Время зменения яркости измеряют относительно уровней 0,1 и 0,9 номи- ；а”ьнорс значения яркости. Для вакуумно-люминесцентных индпка- °Р?в оно составляет не более 10~3 с.
и^фровые вакуумно-люминесцентные индикаторы применяются в Портативной контрольно-измерительной и счетно-решающей аппара- ^Ре Они предназначены для отображения в десятичной системе счис- ння информации, записанной в счетчиках, последовательных или
параллельных регистрах. Количество используемых индикаторов^ но количеству разрядов отображаемого десятичного числа. :
Для управления вакуумно-люминесцентными индикаторами пользуют статический и динамические (мулыиплексные) метод]
При статическом (непрерывном) методе управа индикатором каждого разряда осуществляют независимо от инд торов других разрядов. Структурная схема такого управления и
Рис. 4.2. Структурная схема статического управления вакуумно-люминесцентным индикаторомРис. 4.2. Структурная схема статического управления вакуумно-люминесцентным индикаторомвакуумно-люминесй нтного индикаторувакуумно-люминесй нтного индикатору
Рис. 4.2. Структурная схема статического управления вакуумно-люминесцентным индикатором
Рис. 4.2. Структурная схема статического управления вакуумно-люминесцентным индикатором
вакуумно-люминесй нтного индикатору
вакуумно-люминесй нтного индикатору
состоит из декадного счет噺состоит из декадного счет噺катором показана на рис. 4.2. Она
состоит из декадного счет噺
состоит из декадного счет噺
импульсов соответствующего разряда, дешифратора и ключей-^ число которых равно количеству анодов в приборе. а
Дешифратор предназначен для преобр азовани я кода числа сч чика (информации о числе) в код индикатора (напряжения упра” ния ключами сегментов), соответствующий отображению опреде^ ной цифры в индикаторе. Дешифратор, как и счетчик импульсов, е полняют на интегральных МДП-микросхемах, что позволяет осу& ствлять непосредственную связь выходов дешифратора с входами 礴 чей, выполняемых также на МДП-микросхемах. 金
Предпочтительность реализации ключей на МДП-микросхе1| обусловлена их более высокими выходными напряжениями и мень项 стоимостью по сравнению с биполярными. Выходной ключ реализ^ на дополняющих МДП-транзисторах (комплементарной структуру
Схема управления одним сегментом вакуумно-люминесцентна индикатора показана на рис. 4.3 (сегмент 4 на рис. 4.1, 6). Напй жение питания индикатора Н-^а подводится к сетке непосредств^ но, а к сегменту индикатора — с помощью ключа на транзистор* 266
Т Г2. Транзистор 7\ имеет канал «-типа, а транзистор「2 — канал 『т^и входном напряжении, соответствующем логической《1》，тран-
ор 7\ открыт, а транзистор Т2 закрыт. Транзистор Т【шунтирует *сток сегмент — катод индикатора. Напряжение на транзисторе % близко к нулю. Близко к нулю и напряжение на сегменте, в связи '；ем его свечение отсутствует. Поскольку транзистор Т2 закрыт, ток, ；0Tpe6〃яемый ключом от источника питания, довольно мал. При
к 0 транзистор 7\ закрыт, а транзистор Т2 открыт. К сегменту прикладывается напряжение, необходимое для его свечения. Через транзистор Т2 протекает ток сегмента, ток транзистора 7\ близок к н；л2，Для регистрации требуемой цифры на входы соответствующих ключей подается логический «О» и ко всем синтезирующим эту цифру сегментам прикладывается напряжение, близкое к 丄На остальных сегментах ключи обеспечивают напряжение, равное нулю.
Статический метод управления вакуумно-люминесцентными индикаторами находит применение при 2——3 разрядах отображаемой цифровой информации. При большем числе разрядов его использование становится нерациональным из-за большого числа ключей, а главное ~ большого числа соединений с индикаторами. Уже при трех разрядах количество соединений достигает 33 ( 3 X 9 сегментов +3 сетки +3 катода). В этом случае переходят к динамическим (мультиплексным) методам управления индикаторами.
При мультиплексном методе управления одноименные сегменты индикаторов всех разрядов объединяют (рис, 4.4L Управление объединенными сегментами осуществляют от общего дешифратора и общих выходных ключей. В схему вводят ключи управления индикаторами по цепи сеток КС〕—— КСп. Они предназначены для адресации отображаемой информации счетных декад СДХ —— СДп на относящиеся к ним индикаторы разрядов.
Выборка информации счетных декад и ее адресация на соответствующие индикаторы разрядов могут быть произведены несколькими способами. Из них наибольшее применение получили способ последовательного опроса счетных декад и фазоимпульсный способ.
При последобательном опросе период работы управляющей схемы Разбивается на 几 тактов, количество которых равно числу счетных ДекаД- Функцию генератора тактов может выполнять кольцевой ре- 「Нстр сдвига, запускаемый импульсами ведущего генератора (мультИвибратора). Количество разрядов регистра равно числу счетных :ека& Каждый такт работы схемы характеризуется подключением к ?е山"фратору выходов соответствующей счетной декады и подачей апряжения на сетку ее индикатора В течение периода происходит ^ЛеД°вательное отображение информации счетных декад. Она во- «новляется с каждым следующим периодом работы схемы. Во избе- "ие мелькания изображения информация на индикаторах должна % ^?Ряться с частотой /п > 30+ 50 Гц. При эгом длительность рабо- сле’Р каждого индикатора за период составляет 1/(п/п). Способ пора ^овательного опроса дает яркость свечения, зависящую от числа
Р'ЦЮв (счетных декад), он находит применение при числе разрядов
用
блок сравнения кодов 7
」一中
п-разрядный счетчик импульсов
Рис. 4.4. Структурная схема мультиплексного управления ва・куумно-люминесцентным индикатором
и < 10. При этом обеспечиваются большая длительность работа 勺 индикаторов за период, чем при фазоимпульсном способе, и соотв隱 ственно большая яркость свечения индикаторов. я
Мультиплексная схема, построенная по фазоимпульсному спос喝 основывается на сравнении《опорного кода» числа с кодами чисел сч^ ных декад. При равенстве кодов (чисел) сеточный ключ индикатор соответствующей декады обеспечивает подачу к сетке напряжения 口《 тания и индикатор отображает информацию счетной декады. 9Tg способ использован в мультиплексной схеме, приведенной на рис. 4闻 Характерными блоками схемы являются генератор чисел, управляв мый от ведущего генератора ВГ, и блоки сравнения кодов декад- -|
Генератор чисел представляет собой счетчик импульсов с коэфф| циентом счета 10. Счетчик работает в том же коде, что и счетные 齊 кады. На этапе индикации генератор чисел осуществляет непрерН^ ный подсчет импульсов ВЛ С каждым тактом работы счетчика quc』Q записанное в нем, увеличивается на единицу。При числе 9 очереднц
уЛЬс ВГ переводит счетчик в состояние «О». Таким образом, пока- %М генератора чисел циклически повторяются от 0 до 9.
з' Код числа генератора чисел (сигналы его разрядов) преобразует- в код управления сегментами индикаторов. Одновременно кол с^ ла генератора поступает на блоки сравнения, на которые подают- 4 также коды чисел, записанные в счетных декадах.
с Если в данный такт работы генератора чисел его код числа равен ду числа, записанному, например, в первой счетной декаде СД ь то сигнал на выходе блока сравнения кодов этой декады станет равным нулю。Сеточный ключ КС【индикатора Л f перейдет в закрытое состоя- нме и к сетке этого индикатора будет приложено напряжение питания Индикатор Л1 воспроизведет число генератора чисел, равное числу, записанному в первой счетной декаде. В других тактах работы генераТора чисел его коды чисел будут совпадать с кодами чисел других счетных декад. Аналогичным образом будет воспроизводиться информация и на их индикаторах. При равенстве кодов отдельных счетных декад информация на индикаторах будет отображаться одновременно. Повторная регистрация результатов на каждом индикаторе будет производиться через 10 тактов работы генератора чисел. Часто* та повторения /^ должна составлять 30—50 Гц для исключения мель* кания изображения. Из этих соображений выбирают частоту следования импульсов ведущего генератора: fer = 10/口》300 + 500 Гц, Обычно частота 『月厂=1 4 2 кГц. Длительность работы 丁口 каждого индикатора за период индикации равна 1/(10^) и не зависит от числа разрядов счетчика. Увеличение количества разрядов не приводит к уменьшению яркости свечения индикаторов.
Сеточные транзисторные ключи КС^ — КС「выполняют по типу анодных ключей сегментов (см. рис. 4.3). Сетку подключают к выходу ключа на МДП-транзисторах с комплементарной структурой. Напряжением питания сеточных ключей служит общий источник Еа Так как мультиплексное управление обусловливает импульсный режнм работы индикатора, его напряжение питания, токи анодов и сеткм выбирают в соответствии и параметрами импульсного режима.
4%胃豆4%胃豆Сравнение кодов для каждой декады осуществляется с помощью комбинационной схемы (рис. 4.5). Равенству чисел счетной декады в генератора отвечает совпадение логических состояний четырех разря- № сравниваемых схем. Элемент 3? выявляет совпадение пока-
4%胃豆
4%胃豆
Заний но первым разрядам, эле- &ент % — по вторым, элемент 弘 ~ по третьим, элемент 4 — По четвертым.
関2勿0%関2勿0%% % zs% % zs%%%4%%%4Рис. 4.5. СхемаРис. 4.5. СхемасравнениясравнениякодонкодонПоразрядное совпадение по- юзаний характеризуется бунк- ?呼尸=『叩0尤士夕=тили в = У = 0, где л и у — соот- тственно прямые выходы раз- 4ов счетной декады и генера- Ра чисел. Для указанной ком-
関2勿0%
関2勿0%
% % zs
% % zs
%%%4
%%%4
Рис. 4.5. Схема
Рис. 4.5. Схема
сравнения
сравнения
кодон
кодон
бинации переменных элементы Э^ — Э^ должны реализ| функцию F = к • у * к，у、что и определяет их структуру. Эл^ З5 формирует выходной сигнал логического «О» при совпадении^ разрядов сравниваемых чисел (£】 工尸？ = £3 = 尸4 G 1).;
ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
В газоразрядных приборах, предназначенных для отображе информации, используется свечение, сопровождающее электричек
Рис. 4.6. Схема включения двуханодного газоразрядного индикатора (о), его вольт-амперная характеристика (6), поверхность катода, участвующая в эмиссии при /а v /ап1ах (s) и /а > > /агпах (?)
разряд в газе. Это явление одним из первых нашло применениед индикации. Благодаря непрерывному совершенствованию и испо^ зованию новых принципов, высокой надежности и долговечности "i зоразрядные элементы индикации широко распространены на прЙ тике. Приборы выполняются с холодным катодом (без специальна подогрева). Все они относятся к приборам самостоятельного (т. без накаленного катода) тлеющего разряда, К
В простейшем виде (рис. 4.6, а) прибор состоит из стеклянной ка бы с размещенными внутри двумя плоскими металлическими злЗ тродами дискообразной формы, один из которых выполняет функцй катода, а другой ——анода. После предварительного создания вакуу прибор наполняют инертным газом. ；
Прибор через ключ К и балластный резистор R а подключают источнику напряжения питания отрицательным плюсом к кагод^ положительным — к аноду. Катод является источником электрон1 которые после прохождения промежутка катод — анод собирают анодом. ;
Если плавно уменьшать сопротивление балластного резистора / начиная от больших значений, ток через прибор будет постелей увеличиваться в соответствии с его вольт-амперной х рактеристикой (рис. 4.6, 6), достигая области тлеющего р ряда (участка CD на рис. 4.6, 6).
Участки Оа и ab при малом токе через прибор карактермзу。
тй линейным распределением потенциала в межэлектродном про- “о^утке анод ——катод в связи с очень малой концентрацией ионов м объеме* Поэтому свечение газа незначительно. Участок Ьс является в реходным к участку тлеющего разряда cd.
" ПРИ тлеющем разряде ток через прибор существенно больше и нцентрания положительных ионов в межэлектродном промежутке вольно велика. Из-за присутствия ионов устанавливается такое сПределение потенциала, при котором почти все подводимое к при- Lpy напряжение приходится на его при катодную область. В прика- т0дНой области создается высокая напряженность электрического поЛя, обеспечивающая участие ионов в электронной эмиссии катода. Электроны покидают катод под воздействием бомбардировки его ио намн, получающими ускорение в пр и катодной области (ионно- з〃ек тронная эмиссия).
Вследствие высокой напряженности электрического поля в при- катодной облоСги покидающие катод электроны приобретают на участке свободного пробега большую скорость (энергию), в связи с чем при последующих столкновениях с атомами газа они способны вызвать их ионизацию и возбуждение.
14 о н и з а ц и я обусловлена отрывом валентного электрона от атома и превращением последнего в положительно заряженный ион. Благодаря ионизации у катода в установившемся разряде создается неизменная концентрация ионов.
Возбуждение заключается в переходе валентного электрона атома газа Fia более взсокеМ энергетический уровень под воздействием столкновения с электроном. В состоянии возбуждения атом находится малое время (до 10-7 с), после чего его электрон возвращается на прежний уровень энергии, соответствующий стационарному состоянию Возвращение электрона на стационарный уровень знер- 「ни сопровождается излучением кванта света с длиной волны, зависящей от рода газа. Из-за возбуждения большого количества атомов прикагодный слой покрыт интенсивным свечением газа, что и используется для индикации.
Участок тлеющего разряда cd (рис. 4.6，6) характеризуется постоянством плотности эмиссионного тока 人 катода и почти неизменным падением напряжения на приборе при изменении тока анода /а (н о р- бальный тлеющий разряд). Росту тока / а соответствует пропорциональное увеличение площади катода, участвующей в ^нссин (рис. 4.6, 6, г) соответственно при малом и большом токах- В ToqKe 力 вся поверхность катода участвует в эмиссии (рис. 4.6, г), Течение плотно покрывает катод и имеет его форму.
Дальнейшее увеличение тока возможно за счет более интенсивной омбардировки катода ионами. Это требует повышения скорости ио- ；°в (их энергии) в прикатодиой области, т. е. увеличения катодного а^енн父 напряжения на приборе. Наклонный участок de (рис. 4.6, 6) тносится к так называемому аномальному тлеющему
* а з р я д у. Непрерывный режим работы газоразрядных приборов /^Устнм лишь на начальном участке аномального тлеющего разряда 厕Нзи точки 办
Это связано с тем, что при больших токах аномального тлеюй разряда происходит быстро протекающий процесс распыления кд； под воздействием ионной бомбардировки, уменьшающий срок слу^ катода- Указываемый в справочниках допустимый ток в непрерыв^ режиме часто определяют по максимальному значению тока ай /атах нормального тлеющего разряда. В импульсном режиме раб； ток в импульсе может быть большим. В этом случае гарантируе полное покрытие свечением поверхности катода, что важно, напрн& для цифровых газоразрядных индикаторов. Интенсивность же рас ления катода при этом в среднем может уменьшиться, а его срок сл|. бы ——возрасти, если среднее значение тока в импульсном режиме^ дет меньше тока в непрерывном режиме.т
Для создания тлеющего разр яда подводимое напряжение Е д& но превышать напряжение возникновения разряда t/B.p (рис. 4.6. Режим работы прибора определяется точкой пересечения линии, грузки (пунктирной прямой) с вольт-амперной характеристикой f ющего разряда. Возникновение разряда осуществляют включещ ключа К, функцию которого в схемах управления индикаторами，i полняет транзистор, работающий в ключевом режиме. -..
Напряжения возникновения разряда & и поддержания разряда ((/п.р ~。@.丁口 ) зависят от '够 териала катода и рода^используемого газа. В качестве материа礴 катода наибольшее применение получили никель и молибден. Лучи^ газовым наполнителем по яркости и контрастности свечения являет| неон (цвет свечения светло-оранжевь?й), а также его смеси с аргон。' криптоном, гелием или ксеноном. Последние обеспечивают сниже^ напряжений возникновения и поддержания разряда, что важно д практического применения приборов..
Простейшими приборами тлеющего разряда являются дву： электродные световые индикаторы, называем в обиходе неоновыми лампами. Форма их электродов может быть с мой различной: в виде дисков, колец, стержней и т. д. Индикатор имеют обычное и микроминиатюрное исполнение. ДвухэлектродьЯ индикаторы можно использовать и на переменном токе. В индикар рах переменного тока электроды попеременно выполняют функД катода и анода. Форма электродов однотипна (оба электрода, нап再 мер, в виде круглых дисков или колец). Двухэлектродные индикатор выпускаются на широкий диапазон рабочих напряжений (60—1001 и выше) Рабочий ток индикаторов зависит от их типа и может состЗ, лять 0,1—30 мА.I
Тлеющий разряд используется при выполнении знаковых и знЗ噌 синтезирующих газоразрядных индикаторов.-；:
Знаковые индикаторы — это многокатодные прибор с одним или двумя анодами. Катоды выполняются из тонкой пр叫 локи в виде цифр, букв, математических символов, располагаю! один за другим и связаны с внешними выводами прибора. ИндН-^ ция производится через стеклянный баллон по свечению, покрывц щему тот или иной катод при тлеющем разряде.
В одноанодных индикаторах анод является общим электродом Д
параллельно торцу (при торцовой индикации) илипараллельно торцу (при торцовой индикации) или3232间0间02121ЖЖ"JMI"JMI
параллельно торцу (при торцовой индикации) или
параллельно торцу (при торцовой индикации) или
32
32
间0
间0
21
21
Ж
Ж
"JMI
"JMI
катодов. При двуханоднои конструкции катоды разбивают на две *；ппь1・ Каждая из групп с относящимся к ней анодом предназначена Г q1 воспроизведения определенного вида знаков. Так, в индикаторе 胞一4 одна группа катодов используется для отображения четных ”^ел в пределах десяти, а другая ——нечетных. Двуханодная конструкт ” я позволяет упростить схему управления индикатором.
“"Катоды в знаковых индикаторах располагаются друг за другом оаЛЛельно торцу (при торцовой индикации) или стенке (при боко-
Рис, 4.8. Пример расположения катодов в знакосинтезирующих газоразрядных индикаторахРис, 4.8. Пример расположения катодов в знакосинтезирующих газоразрядных индикаторах
Рис, 4.8. Пример расположения катодов в знакосинтезирующих газоразрядных индикаторах
Рис, 4.8. Пример расположения катодов в знакосинтезирующих газоразрядных индикаторах
a)力e)
Рис. 4.7. Знаковые газоразрядные индикаторы:
а — схема размещения электродов в одноанодном цифровом индика-торе; б — габаритные размеры цифрового индикатора ИН-18 с боковойиндикацией; в — виды сверху и сбоку знакозого индикатора ИН-15Бс торцовой индикацией
вой индикации) баллона (рис. 4.7, а —— 8). Число катодов обычно не превышает 10—12, чем определяется длина алфавита высвечиваемых знаков. Форму катодов, их размеры и последовательность расположения выбирают из условия минимального затемнения сзади расположенных знаков. Анод выполняют в виде сетки из тонкой проволоки. Для обеспечения соразмеримых расстояний между анодом и каждым из катодов сетчатый анод размещают в двух плоскостях между катодами (рнс. 4.7, а). Режим работы знаковых индикаторов осуществляют при наибольшем токе нормального тлеющего разряда. Это вызвано необходимостью покрытия всей поверхности катода свечением для отчетливого формирования знаков. Напряжение возникновения разряда в знаковых индикаторах Нах°Дится в пределах 170—200 В. Потребляемый т°к составляет 2—10 мА на знак.
В знакосинтезирующих (сеген тн ы х) газоразрядных индикаторах
н т°ды располагаются в одной плоскости (рис. 4.8) 口0HMeют форму линейных отрезков. Схема рас- 6 "°№ри父 отрезков и их число зависят от тред ани^ к количеству воспроизводимых знаков.
°Д здесь, также выполняемый в виде сетки из тон- 10—648
индикаторами потребляемой Устройства отображенияиндикаторами потребляемой Устройства отображенияра при статическом методе управленияра при статическом методе управленияadoEed&nm-七adoEed&nm-七
индикаторами потребляемой Устройства отображения
индикаторами потребляемой Устройства отображения
ра при статическом методе управления
ра при статическом методе управления
adoEed&nm-七
adoEed&nm-七
кой проволоки, размещают перед плоскостью катодов. В знак0( тезирующих индикаторах полностью исключается некоторое иска ние знаков за счет теневого эффекта передних катодов, существую в знаковых индикаторах. Угол возможного наблюдения для знг синтезирующих индикаторов составляет 120——150° вместо 60° для ： ковых. Знакосинтезирующие индикаторы выпускаются с болы числом знакомест плоской конструкции. Приборы характеризуй примерно теми же значениями напряжения возникновения разр, что и в знаковых индикаторах. Потребляемый ток составляет д миллиампера на сегмент.
Газоразрядные индикаторы создаются с высотой отображаем знаков от 9 мм (миниатюрное исполнение) до 40 мм и более. ВозмЙ ность получения сравнительно больших размеров знаков явля^ существенным преимуществом газоразрядных индикаторов. Их стоинством является также высокая яркость свечения (50——100 кд/й а также благоприятный для зрительного восприятия светло-оран|； вый цвет свечения. Срок службы газоразрядных приборов не ме】 10 тыс. ч, быстродействие 10~4—10~з с.
Газоразрядные индикаторы применяются в стационарной koi рольно-измерительной аппаратуре, например в щитовых устро.® вах отображения информации, т. е. в тех случаях, когда не возник особых трудностей в использовании газоразрядных приборов из, высокого напряжения управления и большей по сравнению с други
мощности.
информации на газоразрядных индш торах выполняются с использова! ем методов статического и мул齒 плексного управления.-
Статический метод управлен реализуется по структурной схе рис. 4.2. В качестве выходных кй
чей используют высоковольтные ； р-п-структуры. 号
На рис. 4.9 приведена сх| включения одноанодного цифрош индикатора, отображающего 口硼 от 0 до 9. На транзисторах То 7 выполнены управляющие клю! включенные в цепи катодов 哂 катора (катодные ключи). Колй ство транзисторов определяется # лом катодов в приборе и равно?； При воспроизведении требуемой 电 ры один из транзисторов от电 управляющим импульсом дети巾pg ра, остальные девять транзистор закрыты. Открытый транзистор Й ключает к аноду и соответствую^ катоду напряжение +Е&, обуслов
Рь& 4,10. Схема включенияРь& 4,10. Схема включенияndoLurdGn3-*ndoLurdGn3-*X триггеру 1-го разряда счетной декадыX триггеру 1-го разряда счетной декадыанодного ключа на двух транзнсторах (6)анодного ключа на двух транзнсторах (6)
Рь& 4,10. Схема включения
Рь& 4,10. Схема включения
ndoLurdGn3-*
ndoLurdGn3-*
X триггеру 1-го разряда счетной декады
X триггеру 1-го разряда счетной декады
анодного ключа на двух транзнсторах (6)
анодного ключа на двух транзнсторах (6)
л возникновение разряда и покрытие свечением поверхнос- fg этого катода. Резистор Ra обеспечивает необходимую величину ка анода /а для яркого и полноценного воспроизведения циф- ь Возникновение разряда по остальным катодам невозможно вви- L малых напряжений между ними и анодом.
川 резисторы Rq — & совместно с источником смещения +凡乂 предназначены для снижения напряжения на коллекторах закрытых транзисторов до уровня £*см. Напряжение £см＜； Еа. а их разность Еа — £*см недостаточна для возникновения разряда.
При поразрядной цифровой индикации можно применять двуханодные цифровые индикаторы (рис. 4.10, а). Для управления такими индикаторами требуются меньшее количество ключей и более простая схема дешифратора. Одна группа катодов с относящимся к ней анодом предназначена для отображения четных цифр (0, 2, 4, 6, 8), другая ——нечетных (1, 3, 5, 7, 9). Катоды обеих групп соединяют попарно. Управление ими производят от общих транзисторных ключей, подключенных к дешифратору счетной декады. Адресацию четных и нечетных цифр осуществляют с помощью двух анодных ключей, вьь полненных на транзисторах £, Л-
При открытом катодном ключе соответствующая четная цифра воспроизводится при открытом транзисторе 7^ и закрытом транзисторе 7\. Это связано с тем, что открытый транзистор TG уменьшает напряжение на аноде нечетной катодной группы до величины
двуханодного цифрового индикатора "Р® статическом методе управления (а)； пример выполнения схемы
^а^кб/^а! + ^кб)> недостаточной для возникновения разряда в | межутке с нечетным катодом. Регистрация 'нечетной цифры осу面 вляется при обратном состоянии анодных ключей. :
Нечетной цифре в счетной декаде соответствует (см. § 3.13) 甫 ческа я «1» ее младшего разряда, а четной цифре ——логический т| Это позволяет осуществлять управление транзисторами Т6, 7 триггера младшего разряда счетной декады. Базу транзистора! подключают к прямому выходу триггера, а базу транзистора т
к инверсному выходу. - . |
Источник +£см Н резисторы & —貝5，凡6，&7 используют Д, снижения напряжения на коллекторах закрытых транзисторов. М； симальное напряжение на коллекторах транзисторов 7\ —北 paBg +ЕСМ1 а напряжение транзисторов T6, Т7 находят из соотношей!
&м +
& 一 Есм
^с + Rk + Ra
Недостатком схемы анодных ключей, выполненных по рис. 4,1Ш является потребление ими тока от источника питания при открыт® транзисторах. Более предпочтительной в этом отношении являей
схема анодного ключа на
сторы 7\, Т 2
двух транзисторах (рис. 4.10, б). Тра®
включены последовательно в цепи с источником 口询
ния. Открытому состоянию одного транзистора соответствует зак]Я тое состояние другого. При высоком уровне напряжения на вх@ транзистор 7\ открыт, напряжение на аноде индикатора близко 1 нулю. Транзистор Т2 при этом закрыт, так как его база через откр1 тый транзистор 夕】связана с нулевым потенциалом схемы. Ток,昵 те кающий через транзистор 7\ и равный £&//?§, мал. При ивх й транзистор Ti закрыт, транзистор Г2 открыт. Открытое состояв транзистора Т2 обеспечивается протеканием его тока базы /бз чед резистор R§・ Открытым транзистором Т2 осуществляется подача н пряжения питания на анод индикатора. 司
Мультиплексный метод управления может быть реализован q структурной схеме рис. 4.4. Информация выводится на одноанодщ цифровые или знакосинтезирующие газоразрядные индикаторы. @ поименные катоды индикаторов объединяют. Выходные катод^ ключи управления собирают по типу схемы, приведенной на рис. 4： Функцию ключей KCi — КСп на рис. 4.4 выполняют анодные тр耳 зисторные ключи. Анодный транзисторный ключ для каждого инд катора может выполняться так же, как, например, ключ на транзи торе Тб в схеме рис. 4.10, а или по типу схемы рис. 4.10, б. 胃
Мультиплексное управление, характеризуемое импульсным 'р жимом питания газоразрядных индикаторов, дает значительное уЛ| шение качества свечения и условий работы приборов. При импу^ сном режиме питания импульс анодного тока /ат выбирают в неско| ко раз большим номинального значения тока в статическом режй| Этим достигаются необходимая яркость свечения, полное покрнО свечением поверхностей катодов (полноценное отображение всех з| ков при неизбежном различии в их площади), а также отсутствие。曜 лов. Поскольку отображение знака каждым индикатором осуЩ^
яеТся в течение одного из десяти тактов работы схемы, среднее Учение тока индикаторов равно 0,1/ат. Оно в несколько раз меньше 3 ^ в статическом режиме, что сказывается на уменьшении потреб- Тдемой индикатором мощности и увеличении его срока службы.
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
СветСветСветСветРис. 4.11. Светодиод: планарная (а) и конструкции; вид сбоку и габаритные серии АЛ 102 (в)Рис. 4.11. Светодиод: планарная (а) и конструкции; вид сбоку и габаритные серии АЛ 102 (в)446)6)Принцип действия полупроводниковых элементов индикации основывается на излучении квантов света при рекомбинации носителей
СветСвет
СветСвет
Рис. 4.11. Светодиод: планарная (а) и конструкции; вид сбоку и габаритные серии АЛ 102 (в)
Рис. 4.11. Светодиод: планарная (а) и конструкции; вид сбоку и габаритные серии АЛ 102 (в)
4
4
6)
6)
полусферическая (6) размеры светодиодов
заряда, прошедших электронно-дырочный переход, смещенный в прямом направлении. Представителем полупроводниковых элементов индикации является светодиод (рис. 4.11, а, б).
Как известно (см. § 1.1), рекомбинация характеризуется переходом электрона из зоны свободных уровней на уровни валентной зоны. Излучение кванта света, связанное с отдачей энергии электроном при переходе на более низкий уровень энергии, свойственно всем полупроводниковым материалам. Однако для многих из них, например А»只 германия и кремния, измеряемая энергия мала и излучение находится в невидимой части спектра. Причиной является относитель- ^ малая ширина запрещенной зоны А步吕 этих полупроводников. Излучение видимого света при рекомбинации носителей заряда геНеРируют полупроводниковые материалы, имеющие большую, чем У германия и кремния, ширину запрещенной зоны. Наибольшее при- ^д^ние при изготовлении светодиодов получили фосфид галлия GaP S场з = 2,2 эВ), арсенид галлия GaAs (△步3 = 1,5 эВ) и карбид 叩常SiC (АГ3 = 2,3+ 3,1 эВ).
口пина волны (цвет) излучаемого света определяется разностью еРгий уровней, между которыми происходит преимущественный ^Реход электронов при рекомбинации. Эта разность может быть щ：зка к ширине запрещенной зоны (как в арсениде галлия) или мень- р ее (как в фосфиде галлия и карбиде кремния). В первом случае °^бинация носителей заряда сопровождается непосредственным
переходом электронов из зоны проводимости в валентную зону^ мая рекомбинация). Во втором случае рекомбинация происход рез рекомбинационные центры (ловушки), локальные уровни! гии которых располагаются внутри запрещенной зоны (неп рекомбинация). Путем подбора типа дополнительно вносимой меси можно задавать требуемые значения локальных уровней『 самым получать необходимый цвет свечения (в частности, кра| желтый, оранжевый и зеленый). Цвет свечения выпускаемых в 期 щее время полупроводниковых индикаторов преимущественно ? ный.国
Электронно-дырочный переход светодиодов (рис. 4.11, а,⑨ полняют несимметричным, с концентрацией дырок в /?-слое (эм ре), много большей концентрации электронов в n-слое (базе)： самым при прямом напряжении смещения ток в светодиоде соз^ преимущественно дырками эмиттера, переходящими под дейст инжекции в базу, где они рекомбинируют с электронами.
Свет в светодиодах генерируется вблизи р-п-перехода, отк% распространяется во всех направлениях прямолинейно. Констру светодиода выполняют такой, чтобы получить наибольшую noi ность светоотдачи при наименьшей потере света за счет его norj ния в толще полупроводника. Этим обусловливаются и малы бариты светодиодов. Интеггеивность излучения существенно i шается при выполнении светодиодов из прозрачного материала фида галлия).
Вольт-амперная характеристика светодиодов подобна ха貞 ристикам германиевых и кремниевых диодов. Отличие проявля в большем падении напряжения при протекании прямого тока? связано с большей шириной \W3 полупроводников, использ^ для производства светодиодов. С увеличением прямого тока их я剪 свечения -возрастает. Светодиоды применяют в непрерывном Й пульсном режимах работы. Их рабочие напряжения в непрер% режиме составляют 3——6 В, а токи ——5——15 мА. В импульсном р§ амплитуда тока может быть в десятки раз больше его среднег| чения. При этом мощность, рассеиваемая в приборе, не должнЙ вышать допустимую мощность, составляющую для светодиодов? 100 мВт. Светодиоды характеризуются высоким быстродейсн (10*8—10-6 с). Яркость свечения составляет 10—100 кд/м2, срок с бы 10——100 тыс. ч. Внешний вид и габаритные размеры светод серии АЛ 102 с линзой в отверстии корпуса показаны на рис. 4；
Светодиоды находят применение для индикации режима ра6| лов и блоков различных систем. Их миниатюрное исполнение ис зуют для создания малогабаритных световых матричных 3陷 буквенно-цифровой индикации с высокой разрешающей спо| стью. Конструктивно такой экран (рис. 4.12) представляет соб| бор из 35 светодиодов (5x7 элементов) на знакоместо, размеЩ1 на диэлектрической или металлической подложке (гибридный риант). В интегральном варианте все светодиоды изготовляют - щей полупроводниковой пластине. Один вывод каждого свет< связан с шиной его столбца, а другой —— с шиной строки. От。'
иНформации на светодиодных экранах производится по принци- 0емаТричной адресации.
пУ н& основе светодиодов выполняют полупроводниковые знакосин- рУ^щие индикаторы (рис. 4.13, о, б). Число используемых свето- 侬蒜 здесь равно количеству сегментов знакосинтезирующего сим- ^g ^апример, 7, рис. 4.13, б). С целью преобразования свечения то-
®оо®—® еооеоо® еооеоо® еооеоо® ••••:•®оо®—® еооеоо® еооеоо® еооеоо® ••••:•Рис. 4.13. Вид сбоку (а) и схема цоколевки цифрового индикатора КЛ104А (6) (/ — общий вывод анодов, 2—4, 6—9 — выводы катодов, 5 ——свободный вывод.)Рис. 4.13. Вид сбоку (а) и схема цоколевки цифрового индикатора КЛ104А (6) (/ — общий вывод анодов, 2—4, 6—9 — выводы катодов, 5 ——свободный вывод.)44ипипцип выполнения матричных экранов на светодиодахцип выполнения матричных экранов на светодиодах
®оо®—® еооеоо® еооеоо® еооеоо® ••••:•
®оо®—® еооеоо® еооеоо® еооеоо® ••••:•
Рис. 4.13. Вид сбоку (а) и схема цоколевки цифрового индикатора КЛ104А (6) (/ — общий вывод анодов, 2—4, 6—9 — выводы катодов, 5 ——свободный вывод.)
Рис. 4.13. Вид сбоку (а) и схема цоколевки цифрового индикатора КЛ104А (6) (/ — общий вывод анодов, 2—4, 6—9 — выводы катодов, 5 ——свободный вывод.)
4
4
ип
ип
цип выполнения матричных экранов на светодиодах
цип выполнения матричных экранов на светодиодах
чечного источника, какимчечного источника, какимявляетсяявляетсясверху каждого светодиода наносятсверху каждого светодиода наносятсветодиод, в свечение сегмента полоску из светорассеивающего
чечного источника, каким
чечного источника, каким
является
является
сверху каждого светодиода наносят
сверху каждого светодиода наносят
материала. Этот принцип применяют при создании светодиодных панелей плоской конструкции с большим числом располагаемых в ряд или в несколько рядов знакомест. Светодиодные панели предназначены для отображения текстовой или цифровой информации. Знакосинтезирующие полупроводниковые индикаторы выпускают с высотой отображаемых знаков до 15 мм.
Благодаря невысокой стоимости, низким напряжениям питания, малой потребляемой мощности и большому сроку службы полупроводниковые индикаторы наиболее предпочтительны для создания современного переносного и портативного оборудования различНого назначения. Их целесообразно применять также в устройствах, предназначенных для отображения большого объема информации.
Схемн управления на полупроводниковых цифровых индикаторах Ри количестве разрядов (знакомест) 2——3 выполняют по статическо- ^У методу. При большем числе разрядов используют мультиплекс- ih метод (см. рис. 4.4).- Вся информационно-логическая часть схемы
Лизуется на интегральных микросхемах.
HR Мультиплексная схема включения полупроводниковых цифровых Нн『кат°ров показана на рис. 4.14. Катодные ключи управления ^дикаторами выполнены на транзисторах ?\ — Г7, а анодные клю- вк£ ^ транзисторах Га1 — Т^п. Транзисторы анодных ключей вЬ1Го 4eHbI последовательно с индикаторами. Такое их включение схем^Нее‘ чем параллельное (см. рис. 4.10, °), так как управляющая
ПРИ этом не потребляет энергию в те такты работы схемы, ког-
да информация на индикаторе не отображается. Последовательн! включение анодных ключей для управления полупроводниковыл индикаторами осуществимо ввиду низких рабочих напряжений з“ индикаторов. Катодные ключи управляются сигналами с выход» дешифратора. Анодные ключи получают сигналы управления от 6л ков сравнения кодов соответствующих декад (см. рис. 4.4).
При открытых катодных ключах, но закрытом анодном ключ например транзисторе Га1 индикатора Яi (рис. 4.14), питание на и
К дешифратору
Рис. 4.14. Мультиплексная схема включения полупроводниковых цифровых индикаторов
дикатор не подается и информация на нем не отображается. Ток чер транзистор Т&1 и светодиоды индикатора не протекает. Откры| анодный и катодные ключи (например, транзисторы Гь Т&,乙，孑 подключают соответствующие светодиоды через резистор /?а1 к ист< нику питания, обеспечивая протекание через них тока необходим величины и отображение информации (в данном случае цифры 4)・；
Каждый из анодных ключей открывается в течение одного из| тактов работы схемы (см. рис. 4.4), в связи с чем токи, протекают через светодиоды, имеют импульсный характер. Средний ток све диода /ср связан с током в импульсе 1т соотношением /ср= /т/10, ^ чем одновременно может быть включено несколько светодиодов《 ментов). Минимальное количество одновременно включенных св：' диодов равно двум (при отображении цифры 1 открыты транзист 力4，Тб), а максимальное — семи (при регистрации цифры 8). И различия в количестве одновременно включенных светодиодов^ /т при отображении цифр от 0 до 9 будет изменяться. Наибольший протекает при наименьшем числе (два) одновременно включенных тодиодов, т. е. !ттах = (Еа — Ua)/(2Ra),「耻 Ua — падение н會 жения на светодиоде. Поскольку среднее значение тока светод? при этом не должно превышать максимально допустимого з耳 ния /Ср.доп, получаем расчетное соотношение для выбора сопр| ления резистора Ra： Ra А (Еа — Ua)/(20/cp.mn)・ Напряжение^
обычно составляет (1,5ч- 2)t/a. Транзисторы анодных и катодных ключей (в микросхемном исполнении) выбирают на напряжение Е& И ТОК Im max*
ЖИДКОКРИСТАЛЛИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
a)ha)hРис. 4.16. Конструкция ЖК-индикатора (/ — стеклянные пластины, 2 — электроды из окиси олова, 3 — слой жидкого кристалла, 4 — уплотнительные прокладки, 5 — внешние выводы)Рис. 4.16. Конструкция ЖК-индикатора (/ — стеклянные пластины, 2 — электроды из окиси олова, 3 — слой жидкого кристалла, 4 — уплотнительные прокладки, 5 — внешние выводы)Жидкокристаллическое состояние вещества является промежуточным между жидким и твердым его состояниями. Вещество, находящееся в жидкокристаллическом состоянии, обладает свойствами и
a)h
a)h
Рис. 4.16. Конструкция ЖК-индикатора (/ — стеклянные пластины, 2 — электроды из окиси олова, 3 — слой жидкого кристалла, 4 — уплотнительные прокладки, 5 — внешние выводы)
Рис. 4.16. Конструкция ЖК-индикатора (/ — стеклянные пластины, 2 — электроды из окиси олова, 3 — слой жидкого кристалла, 4 — уплотнительные прокладки, 5 — внешние выводы)
Рис. 4.15. Ориентация молекул в нематическом (о) и холестерическом (6) жидких кристаллах
жидкости (текучестью, способностью образовывать капли), и кристаллического тела (упорядоченным расположением молекул), благодаря чему ряд его физических свойств зависит от направления измерения. Общим признаком жидкокристаллических веществ служит удлиненная (сигарообразная) форма их молекул.
Способностью находиться в жидкокристаллическом состоянии чаще всего обладают органические соединения, причем это свойство проявляется лишь при определенном для каждого вещества диапазоне температур. За границами этого диапазона вещество принимает свой- ства либо твердого тела, либо изотропной жидкости. По характеру взаимной ориентации молекул различают три типа жидкокристаллических веществ: нематические, холестерические и смектические.
Интерес к жидким кристаллам (ЖК) для элементов индикации вызван изменением ориентации их молекул под воздействием электри- "емкого поля и связанным с этим изменением светопропускной спо- обности (прозрачности) жидкокристаллических веществ. В таких ^ЗДадаторах используются нематические и холестерические ЖК. мектические жидкокристаллические вещества из-за высокой вяз- в Сти широкого применения здесь не нашли. Ориентация молекул нематическом и холестерическом ЖК в отсутствие электрического 弋 показана на рис. 4.15.
опт： *и4к“х кристаллах наблюдается большое количество электрб- "ескнх эффектов, влияющих на светопропускную способность.
Они могут вызываться либо проводимостью ЖК, Л-й электрическим полем (полевые эффект ы).：| электрооптических эффектов, обусловленных проводимостью, 侖 большее применение для элементов индикации нашло динамичед рассеяние света, а из полевых эффектов — скручивание немат^ с кой фазы.
Простейший ЖК-индикатор, основанный на эффекте п и н a j| ч ес к о г о рассеяния света (рис. 4.16), оостоит из 血
^^z"/〃" 4ymz^~5(9『""〃""〃心""""之"^^-0 十.
Jflll1 М М
С детСвет喝
⑺6)т
Рис. 4.17. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе при.1
отсутствии (о) и наличии (6) напряжения；：|
параллельных стеклянных пластин / с нанесенными на внутрень^
поверхности прозрачными электродами 2 из окиси олова (при раб .«на просвет») и слоя жидкокристаллического вещества 3 между ни,】
При работе в режиме отражения света один из электродов выполз ется зеркально отражающим (алюминий, никель). Толщина слоя 羯 кого кристалла составляет 10—25 мкм. У пл отн и тел ьн ые прокла| 4 изолируют объем и определяют зазор между- пластинами. Пров線 щие электроды связаны с внешними выводами 5 прибора. Индикар требует внешнего освещения или подсвета.
В индикаторах с эффектом динамического рассеяния света в* матический *К вносится добавка небольшого количества ионщ
соединений (электролита). При отсутствии напряжения ориента! вытянутых молекул ЖК упорядочена (см. рис. 4.15, а). Молен# располагаются перпендикулярно плоскостям обоих электро^ (рис. 4.17, а) или имеют относительно них некоторый наклон. Вл. ходной ориентации молекул слой ЖК прозрачен. ，扌
С приложением напряжения возникает движение ионов эле^ лита в направлении электродов (на рис. 4.17, 6 показано направлен движения только положительных ионов), вызывающее беспор.я^ ное перемещение молекул жидкого кристалла (турбулентное двй ние) и его перемешивание. Создается динамическая неустойчив^ ориентации молекул 水К, и их упорядоченная ориентация нарут? ся. Молекулы создают сильное рассеивающее действие пэдаюий свету, *К теряет прозрачность, и цвет его становится мо』оин@ лым. При снятии напряжения питания молекулы ЖК возвращай в исходное состояние ориентации, прозрачность слоя восстанай ваеТся* ?
Присутствие ионов в 水К обусловливает проводимость ннднка- орОв с динамическим рассеянием света и протекание через жидкий рйсталл тока при наличии напряжения. Вследствие ионной прово- ^ости создается опасность электролитического распада жидко- ^рИсталлического вещества, особенно при питании от источника постоянного напряжения. Для повышения срока службы индикаторов
Рис. 4.18. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе со скручива' нием нематической фазы при отсутствии (а) и наличии (6) напряженияРис. 4.18. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе со скручива' нием нематической фазы при отсутствии (а) и наличии (6) напряжения
Рис. 4.18. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе со скручива' нием нематической фазы при отсутствии (а) и наличии (6) напряжения
Рис. 4.18. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе со скручива' нием нематической фазы при отсутствии (а) и наличии (6) напряжения
〃为 питание осуществляют от источников переменного напряжения (обычно прямоугольной формы) с частотой 25——200 Гц. Амплитуда рабочих напряжений равна 15——30 В. Изменение оптических свойств наступает при пороговом напряжении 5—10 В. Время
изменения оптического состояния после подачи или снятия напря
жения питания составляет 50——300 мс. Максимально достигаемая контрастность равна 20——40. Потребляемый ток лежит в пределах 5—25 мкА/см2, а мощность ——50——550 мкВт/см2. Срок службы достигает 10 тыс. ч.
В индикаторах со скручиванием нематической фазы («т в и с т» - э ф ф е к т о м ) исходному состоянию отвечает скрученная структура молекул нематического ЖК в межэлек-
ТРодном промежутке (рис. 4.18, а). По мере удаления от одной пло- скостн электрода к другой угол поворота молекул увеличивается и Достигает 90°. Одним из методов создания такой ориентации молекул является полировка внутренних поверхностей стеклянных пластин в °Аном направлении и затем установка их с поворотом на 90° относительно направления полировки. При работе «на просвет» на внеш- н*е поверхности стеклянных пластин наносят поляризационные ""енкн. Плоскости поляризации поляризаторов взаимно перпенди- Улярны (скрещены). Если индикатор должен работать в режиме Ряжения, то за вторым поляризатором помещают отражатель.
На рис. 4.18, а приведена модель ЖК-ячейки, помещенной между U Ум： поляризаторами со скрещенными направлениями поляриза- 口 (показаны стрелками). В отсутствие возбуждающего напряжения 0скополяризованная световая волна, образованная первым
поляризатором, поворачивается на 90° при прохождении слоя 规 кого кристалла. Ее пропускает второй поляризатор, поскольку 蜀 скость световой волны, прошедшей ЖК, будет совпадать с плоское1! поляризации этого поляризатора. ЖК-ячейка оказывается с в | лой и прозрачной.冃
Приложенное к индикатору напряжение (рис. 4.18, б) вызывг поворот молекул и установку их параллельно вектору электричек
泳＞ 腕 酶泳＞ 腕 酶го поля. Скрученная структура молекул исчезает. Слой Жк не 倉 здает поворота плоскополяризованной световой волны. Проходя™ через ЖК поляризованный свет не пропускается вторым поляри| тором. ЖК-ячейка становится темной и непрозрачной. При сь|
泳＞ 腕 酶
泳＞ 腕 酶
тии возбуждающего напряжения скрученная структура молей восстанавливается. Второй поляризатор пропускает свет, и ячей| вновь становится светлой. - |
ккЭффект скручивания нематической фазы в отличие от эффекта | намического рассеяния света является чисто полевым. Для его реал, зации пропускать ток через ЖК-ячейку не нужно, что дает суще!
к
к
венный выигрыш в энергопотреблении. Я
沿沿MiMiУправление индикатором также производят переменным напш жением. Рабочие напряжения составляют 5——10 В, а пороговое ш пряжение — 0,9—1,5 В. Время изменения оптического состоян! то же, что и в индикаторах с динамическим рассеянием света. Макс1 мально достигаемая контрастность значительно выше (30—101 Потребляемый ток и мощность существенно меньше (1——10 мкА/雷 и 5——50 мкВт/см2). Срок службы достигает 50——100 тыс. ч. 1
沿
沿
Mi
Mi
麓熒麓熒班班Жидкокристаллические индикаторы работают в ограничены! температурном диапазоне. Это обусловливается, во-первых, orj ниченным диапазоном температур, при котором вещества проявлю ют свойства жидких кристаллов: температура от —5 до —30℃ опш деляет их точку плавления^температура от +60 до +80℃ соотв| ствует точке «просветления». Во-вторых, в области отрицательно температур существенно увеличивается время изменения оптичес1| го состояния (индикаторы становятся недопустимо инерционным! Типичный температурный диапазон индикаторов составляет от! до +50℃. При отрицательных температурах окружающей среД осуществляют подогрев индикаторов. 扌
麓熒
麓熒
班
班
Жидкие кристаллы нашли преимущественное применение в 6赠
鸥'鸥'步步венно-цифровых индикаторах. Эти индикатс>ры выполняют со знай синтезированием. Прибор содержит сигнальный и знаковые электД ды. Сигнальный электрод выполняют сплошным. Он может быть 口專 зрачным или отражающим. Прозрачные знаковые электроды нме^ вид сегментов. Они создаются во второй электродной плоскости К дикатора. Число сегментов зависит от используемой знакосинтеЯ
鸥'
鸥'
步
步
рующей фигуры и может быть самым ра-зличным. Различным моМ быть в приборе и количество знакосинтезирующих фигур (знакомее!
ГгГгВысота отображаемых знаков в ЖК-индикаторах достигает 50 мм・$ ЖК-индикаторы, так же как и полупроводниковые индикатор! находят в настоящее время все большее применение и являются ве^ ма перспективными. Они охватывают области применения полупД
Гг
Гг
Рис. 4.20. Структурная схема управления цифровым Ж К-индикатором методом инверсии фазыРис. 4.20. Структурная схема управления цифровым Ж К-индикатором методом инверсии фазы
Рис. 4.20. Структурная схема управления цифровым Ж К-индикатором методом инверсии фазы
Рис. 4.20. Структурная схема управления цифровым Ж К-индикатором методом инверсии фазы
Диковых индикаторов. ЖК-индикаторы с большим размером ото- ^ ^аемых знаков конкурентоспособны также в областях примене- % вакуумно-люминесцентных и газоразрядных индикаторов.
'Элементы индикации на основе жидких кристаллов отличаются индикаторов других типов наименьшим потребляемым током. По °дектрическим параметрам они согласуются с интегральными МДП- йКросхемами. Таким образом, ЖК-индикаторы позволяют создавать усТройства отображения информации с минимальной потребляемой Мощностью (например, наручные часы). Вместе с тем при создании устройств отображения информации приходится считаться с такими ^достатками ЖК-индикаторов, как необходимость внешнего осве・ щеНця или подсветки, узкий температурный диапазон применения, наименьшее из всех индикаторов быстродействие.
Управление буквенно-цифровыми ЖК-индикаторами производйт- сЯ преимущественно по статическому методу. Каждый индикатор (син- тезирующая фигура) имеет собственную информационно-логическую схему, преобразующую код числа его счетной декады в сигналы управ- леНия сегментами. Для исключения влияния электрохимических явлений на срок службы индикаторов как с эффектом динамического рассеяния света, так и с эффектом скручивания нематической фазы их питание осуществляют переменным напряжением. Форма кривой напряжения питания обычно прямоугольная. Выборку сегментов при отображении знаков производят методом инверсии ф а- з ы подводимых к сегментам напряжений.
Сущность метода заключается в следующем. К общему сигналь
ному электроду и знаковым электродам (сегментам) подаются переменные напряжения прямоугольной формы с амплитудой, вдвое меньшей номинальной. При этом напряжения на сегментах могут быть в противофазе или .в фазе с напряжением питания общего сигнального электрода (рис. 4.19). Если напряжение на сегменте (например, на
сегменте /) находится в проти- вофазе с напряжением общего электрода, то к нему относительно общего электрода при- кладывается переменное напря- женне двойной амплитуды, что обеспечивает участие сегмента в отображении знака. Если на-
пряжение на сегменте (например, на сегменте 5) совпадает Ж фазе с напряжением общего электрода, то напряжение м“ ними равно нулю, что исключает участие сегмента в синтезе зд ка. Управление фазой напряжений питания сегментов осуществи圖 от счетной декады с помощью дешифратора и транзисторных клю^ Структурная схема управления семисегментным ЖК-индикй ром методом инверсии фазы приведена на рис. 4.20. Напряжения^ тания индикатора формируются генератором парафазного напр爲 ния (ГПФН). Напряжение с выхода / генератора подается на общ сигнальный электрод. Каждый из знаковых электродов связан с обе ми выходами генератора посредством двух ключей. Один из клю4 управляется сигналом с выхода дешифратора непосредственно^ другой — через инвертор.f
При поступлении сигнала《/》，например, с первого выхода деш| ратора ключ Kf_t открывается, а ключ Ki-2 закрывается. Ключ К связывает выход 2 генератора с первым сегментом индикатора. Me欣 этим сегментом и общим электродом будет приложено перемени напряжение двойной амплитуды с выходов /, 2 генератора, что об( печивает участие сегмента в отображении информации счетной дека^ Если на том же выходе дешифратора имеется сигнал «0», то открыл будет ключ Ki-2» а закрытым —— ключ Ki-i- Напряжение с выход? будет подано и на сигнальный, и на знаковый электроды. Напряжен между ними равно нулю. Участие сегмента в формировании зн2 исключается. Аналогично осуществляется управление и остальнй сегментами индикатора.
Мультиплексный метод построения схемы управления ЖК-whJ каторами не получил широкого распространения, что объясняет недостаточным быстр одейств и ем этих индикаторов.
ГЛАВА ПЯТАЯ
МАЛОМОЩНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Выпрямителем называют устройство, предназначенное для преобразования энергии источника переменного тока в постоянный ток. Необходимость в подобном преобразовании возникает, когда питание потребителя осуществляется постоянным током, а источником электрической энергии является источник переменного тока, например промышленная сеть частотой 50 Гц.
В настоящей главе рассматриваются схемы выпрямителей с потребляемой нагрузкой мощностью до нескольких сотен ватт, в связи с чем их относят к классу маломощных выпрямителей. Такие выпрямители предназначены для питания постоянным током различных систем и устройств промышленной электроники, решающих -задачи управления, регулирования, переработки, отображения информации и т. д.
При указанной мощности нагрузки задачу преобразования электрической энергии переменного тока в постоянный ток решают с помощью однофазных выпрямителей, питающихся от однофазной сети переменного тока. Структурная схема системы преобразования электрической энергии с однофазным выпрямителем □оказана на рис. 5.1. Основой ее является выпрямитель н@ одном или нескольких диодах, соединенных по определенной схеме. При пя- строении системы преобразования по рис. 5.1 трансформатор на вхо- “* диодной схемы выполняет вспомогательную роль. Его функция сводится к повышению или понижению вторичного напряжения U2 "Рн заданном первичном напряжении Ui (рис. 5.2, а, б) с целью по-
Рнс. 5.1, Структурная схема маломощного источника питания
лучения требуемой величины постоянного напряжения на выход^ такому принципу выполняется система с однофазным мостов： выпрямителем. Вместе с тем имеются схемы выпрямите! в которых трансформатор является их неотъемлемой частью, на|
мер схема однофазного двухполупериодн(| выпрямителя с выводом нулевой точки трансформатора 卜《 схема). Соотношение чисел ви|
Рис. 52 Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип выпрямления однофазного тока
нофазная ну л ев а
вторичной и первичной обмоток тр^ форматора здесь также определи1
величиной постоянного напряжениям выходе в ып рямителя.-|
Однофазная нулевая и мостовая с мы выпрямления нашли наиболь!
7「口 z
0—I I—0 7 1J 2
幻
0 I丄户0-{丁 万 I …0
夕 У
^few±y
? LI 号
2丿
Рис. 5.3. Виды
сглаживающих филы|
а — простейший индуктивный фильтр; б —л стейший емкостный фильтр； в — однозвег Г-образный LC-фильтр; г — двухзвенный Г-аС
ный LC-фильтр
да.
применение в маломощных
выпрямителях однофазного tq^
Принцип выпрямления основывается на получении с помой диодной схемы из двуполярной синусоидальной кривой напряж^ и2(<^0 однополярных полуволн напряжения 〃d (со/) (рис. 5.2, е). Най жение 〃& (⑴力)характеризует кривую выпрямленного .唱
пряжения
_выпрямителя. Ее постоянная состав л як?Ц
Ud определяет среднее"
напряжен
и я.
значение вып рямленн Q|
Как видно из. рис. 5.2, в, кривая выпрямленного напряжвй помимо постоянной составляющей содержит переменную (пульсир| щую) составляющую, которая определяется разностью напряже| Ud (①方)——Ud . Наличие переменной составляющей в подавляю^ большинстве случаев является неж елател ьным. Поэтому осущестй ют фйльтрацию выпрямленного напряжения путем подключений выходу выпрямителя сглаживающих фильтров & рис. 5.1). -
版®
Сглаживающие фильтры выполняют на основе реактивных эле- еНТов ——дросселей и конденсаторов, которые оказывают соответствен- 0 большое и малое сопротивления переменному току и наоборот——для постоянного тока. Указанные свойства этих элементов используют рй построении простейших сглаживающих фильтров: с г л аж и - ёающий дроссель включают последовательно с нагрузкой, а конденса- ^р ——параллельно с". Виды сглаживающих фильтров показаны на рйС. 5.3. На рис. 5.3, а, 6 представлены схемы простейших одноэлементных сглаживающих фильтров, выполненных соответственно на основе дросселя L力 и конденсатора С^; на рис. 5.3, в ——схема одно- звенного Г-образного LC-фильтра, а на рис. 5.3, а — схема двухзвен- ного сглаживающего фильтра с использованием двух Г-образных ^С-фильтров. Путем надлежащего выбора параметров фильтра получают постоянное напряжение, удовлетворяющее нагрузку в отношении пульсаций.
Наличие сглаживающего фильтра оказывает значительное влияние на режим работы выпрямителя и его элементов. Существенным при этом является характер входной . цепи cглaжи- в а ю щ е г о фильтра, определяющий совместно с внешней нагрузкой вид нагрузки выпрямителя. Так, для сглаживающих фильтров, выполненных по схемам рис. 5.3, а, в, а, нагрузка выпрямителя носит активно-индуктивный характер, а для сглаживающего фильтра, выполненного по схеме рис. 5.3, 6, — активно-емкостный характер.
Между сглаживающим фильтром и нагрузкой иногда подключают стабилизатор напряжения (см. рис. 5.1), обеспечивающий поддержание с необходимой точностью требуемой величины постоянного напряжения на нагрузке в условиях изменения напряжения питающей сети и тока нагрузки.
В следующих параграфах более подробно рассматриваются выпрямители, сглаживающие фильтры и стабилизаторы, предназначенные для работы на маломощную нагрузку. Поскольку режим чисто активной нагрузки не является характерным для выпрямителя, его используют только для изучения принципа действия схем выпрями- теле負 и их качественной оценки.
Вместе с тем некоторые из рассматриваемых в настоящей главе вопросов (касающихся схем выпрямителей и сглаживающих филь- ТРОВ) являются общими также для выпрямителей средней и большой ^Щносщи (см. гл. 6). В частности, в отдельных случаях выпрямители вредней и большой мощности выполняют по однофазным схемам. Об- 也нм для всех выпрямителей является их преимущественное приме- Нение при активно-индуктивном характере на* Р У з к и: для маломощных выпрямителей ——со сглаживающим <>-фильтром, а для выпрямителей средней и большой мощности ——со улаживающим L-фильтром. Поэтому материал по маломощным вы- Рямителям дан с учетом рассмотрения общих вопросов и использу- затем в гл. 6.
§ 52 СХЕМА ОДНОФАЗНОГО ДВУХПОЛУПЕРИОДНОГО ВЫПРЯМИТ] С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ'
g勿
Принцип действия схемы.Основные соотношения
Схема выпрямителя показан^ рис. 5.4, о. Необходимым элем том выпрямителя является сил(| трансформатор Тре двумя вто, ными обмотками w2_j и 侬2-2，С занными с первичной обмоткой^ коэффициентом трансформации /
侬Ju?2T =侬丿侬2-2・ Схема со(
нения обмоток такова, что одр ковые по величине напряж/ на выводах вторичных обмоток 1 носительно общей (нулевой) то? сдвинуты по фазе на 180°. Втор ные обмотки трансформатора й ключены к анодам диодов 几; Выходное напряжение Ud снима ся между нулевой точкой трй форматора и общей точкой cq@ нения катодов обоих пно& Принцип действия схемы расс^ рим для случая чисто 石 ти вной нагрузки &
использованием временных грамм напряжений и токов, денных на рис. 5.4, 6—з.
при
При поступлении пол у вол напряжения и1 положительной лярности (интервал 0——я рис. 5.4, 6) на вторичных ； мотках трансформатора действу, напряжения и^ и 以 2-2 (0 5.4, 8)с полярностью относите но нулевой точки, показанной рис. 5.4, а без скобок. К 曜
диода 办 относительно
нул貝
точки прикладывается напря；
Рис. 5.4. Схема однофазного двухпо периодного выпрямителя с выводом левой точки трансформатора (а) и временные диаграммы (6 — 3)
е положительной полярности, а к аноду диода Д2 —— отрица- ^ьной.■
При указанной полярности напряжений на анодах диод 〃】на ин- „вале 0 ——兀 открыт, а диод Д2 закрыт. Поскольку в открытом со- тоянии падение напряжения на диоде мало, практически все напря- ^ен^е и2-1 прикладывается к нагрузке 7?н, создавая на ней напряже- .с 〃&• На данном интервале анодный ток диода равен току нагрузки 二〃 = 〃2-JRh (рис. 5.4, г — е). В конце интервала 0 —宮 напряжения и токи в схеме достигают нулевых значений.
' При поступлении напряжения щ отрицательной полярности (ин- тервалзт ——2冗 на рис. 5.4, б) полярность напряжений на вторичных обмотках становится обратной (рис. 5.4 а, в). В проводящем состоянии находится диод Д2, а диод % закрыт. К нагрузке /?н прикладывается напряжение 〃2-2, определяющее напряжение 〃d то汪 же полярности, что и на предшествующем интервале. Теперь токи в схеме определяются полуволной напряжения положительной полярности 〃2_2：勿='а2 = “2-2/Rh (рис. 5.4, 0,犯).
В последующем процессы в схеме повторяются: поочередно проводят ток то диод “1，то диод Д2- Токи и напряжения в схеме изменяются во времени согласно диаграммам рис. 5.4, 6 ——/•
Определим основные соотношения между токами и напряжениями в схеме. Поскольку при расчете схемы исходными являются с р е д- нее значение выходного напряжения U d ( то - ка〃)и сопротивление нагрузки R^ =力d〃d， а также действующее значение напряжения питающей сети U、(127, 220, 380 Вит. д.), связи между напряжениями и токами находим относительно исходных величин. Расчет проводим, полагая равными нулю падения напряжений на диодах, в обмотках трансформатора, соединительных и подводящих проводах.
Связь между действующим значением вторичного напряжения U2 трансформатора со средним значением выпрямленного напряжения Ud находим из кривой рис. 5*4, а определяя напряжение Ud как среднее за полупериод значение напряжения 况2：
kJ冗
Поскольку величина Ud при расчете выпрямителя является заДанной, находим вторичное напряжение:
/ = — 4=1，114，(5.2}
2/2
& также коэффициент трансформации трансформатора:
п = UJU&(5.3)
Как видно из рис. 5.4, г, выпрямленное напряжение пульсирует, мгновенные значения ud изменяются в течение полупериода от
максимального значения, равного VlU^ до нуля. Напряжение помимо постоянной составляющей Ud содержит 庁 ременную составляющую, представляющуюсобой а му гармонических. Разложение в ряд Фурье кривой ud (рис. 5.4、 позволяет определить амплитуду высших г а р м ник:
В
и。
2力
1俏一;;
(Y 加)2 — 1
(5.
где y = 1, 2, 3, ...—номера гармонических; m — эквивалентное число фаз выпрямления (для данной схемы m = 2).
Для оценки качества выпрямленного напряжения пользуются т называемым коэффициентом пульсации %, хара теризующим отношение амплитуды у-宓 гармонической к средне значению напряжения Ud. Коэффициент пульсации обычно опр ляют по амплитуде первой (основной) гармонической (v = 1), к. наибольшей из всех остальных и наиболее трудно поддающейся фи.ДИ трации:
仇=
U dun =
2
Ud m3 — 1
Для рассматриваемой схемы частота первой гармоники пульс ции /п(и = 2/с и при частоте питающей сети /с = 50 Гц составл 100 Гц.
Подстановкой в выражение (5.5) m = 2 определяем коэффицие пульсации по первой гармонике:
% = 0,67,
т. е. амплитуда первой гармонической для данной схемы составлю 67% от Ud.
При определении типа диодов необходимо знать среднее з н| ч е н и е тока /а, протекающего через каждый из диодов, и пр] кладываемое к ним максимальное обратное нап pi ЖСНИ6 ^йшах*
Поскольку ток id протекает через диоды поочередно (рис. 54專
呢)，средний ток через каждый диод составит /а = 〃/2.
(5i
Обратное напряжение прикладывается к закрытому диоду, кой проводит ток другой диод. При открытом, например, диоде Д2 на Й тервале л — 2冗(рис. 5.4,兆)на диоде Д± в обратном направлю® действует суммарное напряжение двух вторичных обмоток, в свя^ с чем иъ = 2汉2 (рис. 5.4, з) и максимальное обратное напряжение^
или
Овтах = 2 丿2 力‘
U в max —冗〃d '
(5.'
Для расчета силового трансформатора помимо напряжений ^ и U 2 необходимо знать действующие значения ток。! 292 I
/ и 厶， протекающих через его обмотки. По- 々ольку ток вторичной обмотки определяется анодным током соответствующего диода “2 =，а), расчет тока /2 проводят по кривой . мли ia2 (рис. 5.4, е,兆)с учетом известного выражения для нахож- 嬴ня действующего значения тока:
(5.10)
Ток 乙 в первичной обмотке трансформатора имеет синусоидальную форму (рис. 5.4, б) и для каждого полупериода определяется током вторичной обмотки с учетом коэффициента трансформации и. Ток /1 находим, определив амплитуду тока /2т во вторичной цепи:
===三 J(5.11)
откуда
/1 = %丄=r=丄〃•■(5.12)
Расчетные мощности обмоток трансформатора S± и S2 находят по произведениям действующих значений токов и напряжений обмоток, атиповую мощность — как среднее арифметическое мощностей Si я S2：
S] = U/ = 1,23UJd = 1，23Р^(5.13)
(5.14)(5.15)(5.14)(5.15)$2 ~ 2{72/2 = 1,74Pd，
(5.14)
(5.15)
(5.14)
(5.15)
ST = (S] + Sz)/2 = 1,48。才
Работа выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке
Как указывалось в § 5.1, режим активно-индуктивной нагрузки представляет интерес для маломощных выпрямителей с точки зрения рассмотрения влияния на процессы в них сглаживающих фильтров с дросселем во входной цепи. Этот режим работы имеет и самостоятельное значение, например при работе выпрямителя на обмотку электроМагнита или двигатель постоянного тока.
Процессы в схеме выпрямителя при активно-индуктивной нагруз- ^е(Рис. 5.5, а) рассмотрим с помощью временных диаграмм рис. 5.5, ~з, где для сравнения пунктиром показаны кривые, соответствую- ^ие режиму чисто активной нагрузки.
3口есь так же, как и в предыдущем случае, режим работы диодов ^Ределяется напряжениями 况纟-工，况2—2 вторичных обмоток трансфор- 口 Jpa (рис. 5.5, в). Диод Д± открыт на интервалах 0 — «, 2冗一3冗 Н§" положительной полуволне напряжения и2_1, а диод 〃2 ——на К еРвале 冗——2冗 при положительной полуволне напряжения «2-2- Рива” напряжения иа (рис. 5.5, г) образуется напряжением и2 вто-
Рис. 5.5. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке (о) и его временные диаграммы (6 — а)Рис. 5.5. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке (о) и его временные диаграммы (6 — а)
Рис. 5.5. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке (о) и его временные диаграммы (6 — а)
Рис. 5.5. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке (о) и его временные диаграммы (6 — а)
ричных обмоток трансформаторе имеет тот же вид, что и при активной нагрузке. Отличие ключается в том, что вследс^^М влияния индуктивности ток в ц^Н нагрузки id получается сгла^^ ным (рис. 5.5, 3). Под действД индуктивности ток id не спадастЯ нуля при нулевых значениях 疆 пряжения ud. Поскольку ток в Я пи с индуктивностью отстает фазе от напряжения, макснм^^^ тока id следуют с некоторой 疆 держкой во времени относителен максимумов напряжения ud. -Д
Форма кривых тока и напЯ жен и я в нагрузке Rr одинакоЯ Поэтому кривая и^н на рис. 5.5圖 имеет тот же вид, что и кривая^ на рис. 5.5, 0・ Если активное 屬| противление обмотки дросселя прЛ нять равным нулю, то среднее зД чение напряжения на нагрузке (Я будет равно среднему значенЛ напряжения Ud на выходе 8*п陽 мителя (рис. 5*5, г). Согласщ выражению (5.1), U^ = & 胃 ~ 0,9。2・ При увеличении индуЯ тивности L ее сглаживающее - дет ствие повышается и пульсации^ кривой udH уменьшаются. В прЯ положении 工->оо переменная 国 ставляющая ud будет полностЛ приложена к дросселю L, а на М грузке будет действовать тол!Я постоянная составляющая Ud. Ш
Изменение формы кривой 勿彊 сравнению со случаем чисто а кт Л ной нагрузки приводит к измеЯ нию вида кривых токов выпряЛ ТСЛЯ 力 aм = ‘2一上，*a2 ~ ‘2-2 以五"
Поскольку переключение 僵嘲 дов осуществл я етс я при изменен™ полярности напряжений 况2T и 哪 в моменты времени 0,冗,0冗,3j^ т. д., ток %』(рис. 5.5, е) будет 曹 ределяться током id на интерм лах 0 —叫 2a — 3冗 проводимоЯ диода Д1( а ток /а2 (рис. 5.5, ^)я
K0M id на интервале к ——2冗 проводимости диода Д2- Форма кривых ков iai， #а2 близка к прямоугольной. Их амплитуда равна Id^ 〜 U/Rh，а среднее значение /а = /d/2. Отличие от прямоугольной ^"戚乩 становится менее заметным с увеличением L.
年 Аналогично анодным токам (токам вторичных обмоток трансфор-
матора) претерпевает изменение и первичный ток и. Его кривая приближается к двуполярной кривой прямоугольной формы с амплитудой /&/九(рис. 5.5, б). .
чении;чении;(5.16)(5.17)(5.16)(5.17)Приняв при активно-индуктивной нагрузке кривые токов %，& прямоугольной формы, запишем выражения для их действующих зна
чении;
чении;
(5.16)
(5.17)
(5.16)
(5.17)
Изменятся по сравнению с режимом чисто активной нагрузки и соотношения для мощностей S】，S2 H 5Т:
S^UJ^IAIP^(5.18)
82 = 24/2= 1，57Р«,(5.19)
St = (Si + SJ/2 = 1,34「少(5.20)
Кривая обратного напряжения на диоде
(рис. 5.5, з) при активно-индуктивной нагрузке, как и при чисто активной нагрузке, определяется суммарным напряжением двух вторичных обмоток силового трансформатора, в связи с чем здесь также 4max = 2}/2{72.
(5.21)(5.21)Рассмотрим более подробно сглаживающее действие фильтров с индуктивным входом (см. рис. 5.3, а, в, г). С г л а ж и- вающая способность фильтров характеризуется коэффициентом сгляживания s, который определяйся отношением коэффициента пульсации на входе фильтра ^вх к коэффициенту пульсации на его выходе Qb^x：
(5.21)
(5.21)
Расчет коэффициента сглаживания по первой (основной) гармо- Нкке производят по формуле
% ВЫХ
°"' UUdHVn ——амплитудные значения напряжений первых гар- ^рнических пульсаций соответственно на входе и выходе фильтра; ¥小 — постоянные составляющие напряжения на входе и выходе фильтра,
(5|(5|(5.囑(5.囑小⑴LКн小⑴LКн—2тст^Е—2тст^ЕS]=S]=Рис. 5.6. Схема Г-образного LC-фильтра (а), временные диаграммы, иллюстрирующие принцип сглаживания выходного напряжения выпрямителей (6 — г)Рис. 5.6. Схема Г-образного LC-фильтра (а), временные диаграммы, иллюстрирующие принцип сглаживания выходного напряжения выпрямителей (6 — г)
(5|
(5|
(5.囑
(5.囑
小⑴LКн
小⑴LКн
—2тст^Е
—2тст^Е
S]=
S]=
Рис. 5.6. Схема Г-образного LC-фильтра (а), временные диаграммы, иллюстрирующие принцип сглаживания выходного напряжения выпрямителей (6 — г)
Рис. 5.6. Схема Г-образного LC-фильтра (а), временные диаграммы, иллюстрирующие принцип сглаживания выходного напряжения выпрямителей (6 — г)
Приняв, что падение напряжения по постоянной составляю^ фильтре отсутствует (Udn — U^, выражение (5.22) можно запи^ в виде 貝
(5j(5j$1 = Udlm/UdHlzn '
(5j
(5j
Рассчитаем коэффициент сглаживания простейшего индуктивцЯ фильтра, показанного на рис. 5.5, а. Напряжения Udlm и Udulm ОпЯ делим как падения напряжения от протекания первой (основам
гармоники тока пульсации /п(1}:
Uda工m = /n ⑴ Rh，
Udlm ~ /口 ⑴ V^(Sfi⑴厶)2 + &•
Подстановка (5.24), (5.25) в (5.23) дает
|/("1⑴L户十足
St
Обычно ⑴口⑴ L》R「Тогда
На основании выражения (5.27)圆 ключа ем, что сглаживающая способное^ фильтра повышается с увеличением чисш фаз выпрямления, а также с увеличений индуктивности £ и уменьшением сопш тивления нагрузки R^. СопротивлеШ Кн уменьшается с увеличением мощ^Я ти нагрузки. В связи с этим ислол嘲 вание простейшего индуктивного 巾нл圖 ра эффективно в выпрямителях средш и большой мощности, где он и нашЯ преимущественное применение. 才
В маломощных выпрямителях 口團 менение простейшего индуктивно^ фильтра менее эффективно, посколИ сопротивление RH здесь относителад велико. Для получения необходим圖 коэффициента сглаживания пришли бы с целью выполнения услов* ①u(i)L》Rh значительно завышать щ дуктивность сглаживающего дроссе嚕
Поэтому в выпрям-ителях небольш® мощности задачу решают не увели*3 нием L, а уменьшением сопротивленШ цепи нагрузки переменному току 口ут貝 включения параллельно нагрузке кб| денсатора фильтра, т. е. и с п о л|
0 в а н и ем Г-образного LC-ф и л ьтр а (рис. 5.6, q). включением конденсатора можно создать самостоятельную цепь рОтекания переменной составляющей тока, обусловленную пе Ценной составляющей напряжения 〃力 минуя цепь нагрузки. Поскольку сопротивление конденсатора переменному току мало, адение напряжения на конденсаторе от переменной составляющей тока также мало, чем достигается уменьшение пульсаций напряжения t/dH・ Иными словами, с помощью конденсатора более эффективно осуществляется разделение переменной и постоянной со- ставляю1Цих в выходной цепи выпрямителя: задержание дросселем временной составляющей напряжения ud и пропусканием им гюстоян- 卽“ составляющей в нагрузку. Это явление наглядно иллюстрируют временные диаграммы рис. 5.6, 6 — г, построенные в предположении 厶 +эо И С —> оо.
Расчет коэффициента сглаживания Г-образного ЛС-фильтра проводят по выражению (5.23). Соотношения, аналогичные (5.24), (5.25), с учетом неравенства l/((on(i)C)《RH имеют вид
^dHlm = /n ⑴ T；不^dHlm = /n ⑴ T；不(5.28)(5.28)°П(1)С°П(1)С(5.29)(5.29)
^dHlm = /n ⑴ T；不
^dHlm = /n ⑴ T；不
(5.28)
(5.28)
°П(1)С
°П(1)С
(5.29)
(5.29)
Отсюда
SO)厶"I,SO)厶"I,(5.30)(5.30)
SO)厶"I,
SO)厶"I,
(5.30)
(5.30)
wn(l) С
или в выражении через /с
(5.30а)(5.30а)X = (2兀俄fc)2£C ——1.
(5.30а)
(5.30а)
Для однофазных двухполупериодных выпрямителей /и = 2, в свнзи о чем расчет коэффициента s】сглаживающего фильтра здесь проводят по формуле
— (5.306)
При расчете элементов сглаживающего LC-фильтра исходят из необходимости получения требуемого коэффициента сглаживания sx. Расчетное соотношение для однофазных выпрямителей получаем из выражения (5.306):
(5.31)(5.31)аe =宀±1(4*产
(5.31)
(5.31)
Огновными критериями правильного выбора величин L, С при известном их произведении являются массо-габаритные и стоимост- Hbie показатели фильтра. Часто при расчете 厶，С приходится учиты- "ать дополнительное требование к фильтру относительно его выход-
ного сопротивления переменному току ZBbIX и постЯ! ной времени т = CRR4 определяемых конденсатором С.
На выходное сопротивление ZEbIX или на постоянную време^Я сглаживающего фильтра обращают особое внимание, когда нагр^Н потребляет от выпрямителя ток, содержащий не только постоянн^И но и переменную составляющую (усилители, генераторы, импульсЯЯ формирователи и т. д.). Большое сопротивление ZBbIX сглаживаюц^И фильтра может привести к нарушению нормальной работы указа!^^^ устройств (самовозбуждению питаемых систем, искажению фо^^ их сигналов).. Я|
При проектировании АС-фильтров необходимо избегать явле^Р резонанса. Для этого необходимо, чтобы собственная частота фил通 ра <0ф 工 \lVLC была меньше частоты основной гармоники пульД ций ①口⑴ и не кратна ей. При расчете фильтра обычно является Л статочным обеспечение условий
①п⑴ L = (5 十 10) Rh，(5.Я
= (0,1 +0,2)(5.3^
Для получения лучшего сглаживания выпрямленного напряжен'М применяют многозвенные Г-образные ЛС-фильтры, состоящие Я двух, трех и более отдельных фильтров (см. рис. 5.3, г). Их применяет при *>100. Расчет производят по суммарному коэффициенту сглЯ живания с учетом коэффициентов сглаживания входящих звеньЯ Sl(l), j⑵，…：看
si si(i)邑⑵ si(3)(5‘з£
Работа выпрямителя при активно-емкостной нагрузке 才
Активно-емкостная нагрузка выпрямителя (рис. 5.7, а) создаете при использовании конденсатора С для сглаживания кривой выпря1Я ленного напряжения.才
Включение конденсатора параллельно нагрузке изменяет режЯ работы выпрямителя по сравнению с работой при чисто активной Я активно-индуктивной нагрузках. Поведение схемы, обусловливаем^ процессами заряда и разряда конденсатора, характеризуется и 电 пульсным режимом ее работы.1
Состояния диодов в схеме здесь также определяются напряжений ми 〃2-i и 〃2一2・ Однако в отличие от предыдущих случаев для отпир^ ния диода 〃1 или 〃2 недостаточно только изменения отрицательной полуволны напряжений и2^ или 〃？_2 на положительную. Необх^ димо, чтобы указанные напряжения превысили напряжение на кош денсаторе С, определяющее потенциал катодов диодов 〃i и 42 H вь| ходное напряжения ud (рис. 5.7, а, г).1
Пусть на интервале 0 — ^j %。0, а и2~2 V 0 (рис. 5.7, а, 8)1 напряжение на конденсаторе ud > |况2卜 На этом интервале оба ди^ да закрыты. Диод Д2 заперт, поскольку и2-2< 0, и к диоду Д2 口Р闻 298i
% #2~2% #2~2勿勿ОО4о4оРис. 5.7. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом и сглаживающим С-фильтром (о) и его временные диаграммы (б — з)Рис. 5.7. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом и сглаживающим С-фильтром (о) и его временные диаграммы (б — з)
% #2~2
% #2~2
勿
勿
О
О
4
о
4
о
Рис. 5.7. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом и сглаживающим С-фильтром (о) и его временные диаграммы (б — з)
Рис. 5.7. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом и сглаживающим С-фильтром (о) и его временные диаграммы (б — з)
адЫвается обратное напряжение, %ное «2-2 + «d- Диод 4 заперт Р；熙貝ствие того, что напряжение его в тода относительно нулевой точки, к ределяемое напряжением 〃壮，предает напряжение анода, созда- Баемое вторичным напряжением и^ /рИС. 57 а, 2). На интервале 0 — 3工 ^грузка Ян и конденсатор С отделе- НЬ1 запертыми диодами от вторичных обмоток трансформатора. Питание нагрузки производится от конденса- тора, разряжающегося на нее с постоянной времени т — CR^.
По мере приближения к моменту времени $】(рис. 5.7, а) напряжение вторичной обмотки м2-1 увеличивается, стремясь к напряжению на кон
денсаторе, что приводит к уменьшению обратного напряжения на диоде Д1. В момент времени 储 〃口 = % и диод 4 открывается, подключая конденсатор и нагрузку к напряжению -вторичной обмотки трансформатора «2_1- Интервал % — 储 соответствует этапу заряда конденсатора под действием напряжения и2」
Вследствие падения напряжения в цепи заряда от протекания зарядного тока напряжение на конденсаторе, а следовательно, и напряжение % на интервале &工一笃 оказывается несколько меньше напряжения 〃②г (рис. 5.7, г). Падение напряжения складывается из падений напряжения на активных сопротивлениях первичной и' вторичной обмоток тРансформатора и соединительных проводов, а также падения напря・ менпя на диоде. Зарядный ток конденсатора, ток вторичной обмотки трансформатора и ток диода га1 име- 2T вид импульсов (рис. 5.7, е) с амп- литудой『а^.С учетом коэффициента Трансформации п такую же форму ?меет и первичный ток 厶(рис. Ь・7,6).
Процесс заряда конденсатора заканчивается в момент времени д2,
когда напряжение на нем становится равным напряжению®
(рис. 5.7, a).
На интервале 储一&з ДИ°ДЫ % и 几 заперты. На этом 銀楹f вале происходит разряд конденсатора на нагрузку. Кривая 瓦爲 представляет собой экспоненту с постоянной времени т = CR^》
в? Jв? JВ момент времени ^3 напряжение и2-2 нижней полу обмотки с# новится равным ud (рис. 5.7, г). Диод Д2 открывается и на интерв^ &з — 储 пропускает импульс зарядного тока /а2 кондеисат^| (рис. 5.7,兆).Через первичную обмотку трансформатора 口роте喲 импульс тока, совпадающий по фазе с напряжением щ (рис. 5.7, -® В последующем процессы в схеме повторяются.司
в? J
в? J
fe 1fe 1爵?爵?Кривая напряжения ud отличается от аналогичной кривой 璃 чисто активной нагрузке (рис. 5.7, г). Наличие конденсатора дел^ ее сглаженной. При постоянной времени т = CRh = (44- 8)//с к碍
fe 1
fe 1
爵?
爵?
фициент пульсации выходного напряжения не превышает 0,02——0,0富
(5周(5周Его расчет производят по формуле
(5周
(5周
2^/ст
Поскольку 〃 = %/Rh, ток нагрузки также получается достаточ^ хорошо сглаженным (рис. 5.7, d).. ,:.|
В то время как при активной и активно-индуктивной нагрузк^ среднее значение напряжения Ud (без учета падений напряжения щ схеме) равно 0,9Uz，几Р〃 наличии конденсатора напряжение Ud 6几遹 ко к амплитудному значению U2tn = 1,41 U^ в режиме холостого ходЯ
Потребление энергии цепью нагрузки из питающей сети перемеЯ ного тока носит импульсный характер. В течение сравнительно 廟 ротких интервалов времени конденсатор получает энергию от истоЯ ника, а затем отдает ее в нагрузку. Импульсный характер потреблен энергии сопровождается протеканием через первичную и вторичну! обмотки трансформатора, а также диоды импульсов зарядного то圆 конденсатора. При этом амплитудное значение тока диодов Lm =3 =(3+ 8)〃.I
Поскольку обратное напряжение на диоде иъ определяется разн團 стью напряжений и2 и ud (рис. 5.7, в), введение конденсатора приводу к расширению интервала действия обратного напряжения на диод^ (рис. 5.7, з), но максимальное значение Ubm^ здесь, как и в предыдЯ щих случаях, не превышает 2]/"2U2-寸
При использовании емкостного фильтра необходимо учитывай влияние на коэффициент пульсации сопротивления нагрузки. 咽 скольку эффективность фильтра повышается с увеличением сопр® тивления нагрузки, его целесообразно применять при мощности 叫 грузки не более нескольких десятков ватт,寸
СХЕМА ОДНОФАЗНОГО МОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ 1
В схему выпрямителя (рис. 5.8, а) входят силовой трансформатор с одной вторичной обмоткой и выпрямительный мост из четырех дм團
300I
дов на,дов на,вв(рис. 5.8, в).(рис. 5.8, в).ти, что и напряжение и2ти, что и напряжение и244学学(5・4)—(5・4)—(5.6), ский(5.6), ский4444%；%；夕夕2,2,оо凰凰и()гпахи()гпах旬旬е)е)夕О夕О々7/々7/Рис. 5.8. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и его временные диаграммы(6 — ж)Рис. 5.8. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и его временные диаграммы(6 — ж)ЗТомЗТомонооно
дов на,
дов на,
в
в
(рис. 5.8, в).
(рис. 5.8, в).
ти, что и напряжение и2
ти, что и напряжение и2
4
4
学
学
(5・4)—
(5・4)—
(5.6), ский
(5.6), ский
4
4
4
4
%；
%；
夕
夕
2,
2,
о
о
凰
凰
и()гпах
и()гпах
旬
旬
е)
е)
夕
О
夕
О
々7/
々7/
Рис. 5.8. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и его временные диаграммы(6 — ж)
Рис. 5.8. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и его временные диаграммы(6 — ж)
ЗТом
ЗТом
оно
оно
j д{ —几・ Принцип действия выпрямителя рассмотрим, приняв г р уз к у выпрямителя чисто активной.
Выходное напряжение ud при чисто активной нагрузке, как и
однопо-однопо-еме с выводом нулевой точки трансформатора, имеет вид лЯрных полуволн напряжения и2 (рис. 5.8, 6). Это получается в результате поочередного отпирания диодов Дп 〃2 ” “3，〃4・
однопо-
однопо-
Диоды 〃и〃2 открыты на интер- вале 0 ——8ц при полуволне напря- ^еНия 〃2 положительной полярности (показана на рис. 5.8, а без скобок), создаваемого под действием напряже- ння 〃i (рис. 5.8, 6, 8). Открытые
диоды Ди 〃2 обеспечивают связь вторичной обмотки трансформатора с нагрузкой, создавая на ней напряже-
ние udние udтой же величины и полярнос-
ние ud
ние ud
При наличии полуволны напряжения 〃i отрицательной полярности на интервале 8^ — 8纟 полярность напряжения 〃2 обратная. Под ее воздействием открыты диоды 4,几 подключающие напряжение 42 K нагрузке с той же полярностью, что и на предыдущем интервале (рис. 5.8, а, з).
Ввиду идентичности кривых ud для выпрямителей (мостового и с выводом нулевой точки трансформатора) для схемы рис. 5.8, а действительны соотношения (5.1), (5.2) между выпрямленным напряжением U& и действующим значением на-
пряжения U2 H соотношения
характеризующие гармониие- состав и коэффициент пульса-
иин выходного напряжения.
меж-меж-Поскольку ТОК 〃 U/Rh (рис. 5・8, е) распределяется поровну
меж-
меж-
АУ парами диодов (рис. 5.8, 0, е), ток /а каждого диода в рассматриваемой схеме также находят из со-
°тношения (5.7).
Обратное напряжение приклады- вается одновременно к двум непро- водящим диодам на интервале про- ВоДимости двух других диодов. При
— создается напряжением торичной обмотки трансформатора
〃2・ Кривая иь для диодов Д^ Д2 показана на рис. 5.8,兆.碣 симальное обратное напряжение определяй
.амплитудным значением напряжения и^
т. е. оно вдвое меньше, чем в схеме с выводом нулевой точки. Различны также выражения для действующего значения
и мощностей S2, ST. Это обусловлено тем, что нулевой точкой ток 厶 здесь синусоидальный, и трансформатор имеет лишь одну вторичную
Ток /2 находят по формуле
в отличие от
токяядсхем'щК
а не пульсируюпйобмотку.5
" Rh 2 尸
Ток А связан с токами /2 и Id
U(j _ 兀
Rh 2/T
соотношением
7кг
-〃,
п
а напряжение 0工 с напряжением U2 —
выражением (5.3).
Таким образом, в рассматриваемой схеме параметры первич^И обмотки 厶，t\ связаны соответственно с параметрами вторично&^И мотки /2, U2 коэффициентом трансформации 孔・ В соответствии с э^Н расчетные мощности обмоток получаются одинаковыми. Расчет дМ1
ST = Sx = S2 = 1,23Р&.
Таким образом, преимуществами мостовой схемы выпрямит являются более простой трансформатор, содержащий только сЯ вторичную обмотку, и меньшее обратное напряжение (при данЯ напряжении U&), на которое следует выбирать диоды. Указана преимущества компенсируют недостаток схемы, заключающий圖
■большем числе диодов. Поэтому мостовая схема нашла преобладакй применение в выпрямителях однофазного тока небольшой и среЖ мощности.
應
Режимы работы мостовой схемы при активно-индуктД ной и активно-емкостной нагрузках ничем! отличаются от аналогичных режимов однофазной схемы с вывоЯ нулевой точки. Рассмотренный ранее материал можно целиком ой сти и к мостовой схеме. ■ ,；Я
Токи 工2， Ч при активно-индуктивной нагрузке являются перем| ными, и форма их кривых приближается к прямоугольной. Для ра чета действующих значений этих токов справедливы соотноше<
2 =
/&d8 = 〃，
〃/m
(5.40>
Мощности Sp S2 и ST при активно-индуктивной нагрузке связаны мощностью Pd выражением
Si = $2 = 5丁 = 1,И 尸个(5.41 >
Мостовую схему выпрямителя с выводом нулевой точки трансфор-
Toq-как(одToq-как(одразнополярных питающих напряженийразнополярных питающих напряжениймотора (рис. 5.9), нашедшую применение для создания двух разнополярных относительно нулевой ки выпрямленных напряжений н и“2， можно рассматривать
Toq-
как
(од
Toq-
как
(од
разнополярных питающих напряжений
разнополярных питающих напряжений
сочетание двух нулевых схем
ной —на диодах Дь Д3, другой — на диодах Д2, Д^. Равные по величине напряжения Uai и Ud2 составляют UJ2 суммарного выпрямленного напряжения. Принцип действия схемы достаточно прост и не требует пояснений. Для получения необходимого качества напряжений 以工,ud2 их подвергают фильтрации подклю- ■ чением к каждому из выходов сглаживающего фильтра.
ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАЛОМОЩНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯОДНОФАЗНОГО ТОКА
Анализ принципа действия и режимов работы маломощных выпрямителей однофазного тока проводился в предположении, что активные сопротивления обмоток трансформатора, подводящих проводов, сглаживающего дросселя, а также падения напряжения на диодах, равны нулю. В связи с этим приведенные соотношения следует считать приближенными для реальных схем, поскольку вследствие па- ^ен^й напряжения на элементах от протекания токов реальное средНее значение выпрямленного напряжения Ud получается меньше и Уменьшается с ростом тока нагрузки 1А. Это явление отражает в н е ш- н 片/ характеристика выпрямителя ―■ зависимость Ud =
Рассмотрим сначала внешнюю характеристику выпрямителя без сглаживающих фильтров. Как известно, при отсутст- вн” сглаживающих фильтров кривая иа для маломощных выпрями- :е”е® (с нулевым выводом и мостового) имеет вид однополярных полу- °лн напряжения 〃2 (рис. 5.10). Без учета падений напряжения в схе- C^jn^JMeHHe Ud связано с напряжением U2 соотношением Ud = К Д^я реальной схемы это соотношение справедливо при токе нагруз-
Л/ = 0, на рис. 5.10, 5.11 напряжение на нагрузке указано с ин-
СОм《°》，При /^> 0 ввиду протекания токов через элементы схемы
(обмотки трансформатора, диоды, соединительные провода) на 加 создаются падения напряжения, вследствие чего мгновенные знач ния напряжения ud и среднее значение выпрямленного нап ряжей! Ud уменьшаются (рис. 5.10, 5.11).
Увеличение тока Id приводит к большим падениям напряженй
на элементах схемы Поэтому внешняя выпрямителя без
и соответственно характеристика сглаживающего
к снижению напряжения。
фильтра (кривая / на рис. 5.11) имеет спадающий характер. Изменение напряжения Ud подчиняется закону
△7少
l=力0 - AU,
(5.42)
%
Д(с С- фильтром) ■ 《玄。С-фильтром 恥7^ыие 衣 емкости}
где AU — усредненное за период падение напряжения на элементах схемы от протекания тока.
Вид внешней характеристики, в частности ее наклон к оси абсцисс, в значительной степени определяется типом используемого трансформа-
勿 吧疚
4
J/ 1(5вз фильтра) W(c LG~ipu/ibmpoM) 一！ I
Рис. 5.10. Кривая выходного напряжения выпрямителей с учетом падений напряжения в элементах схемыРис. 5.10. Кривая выходного напряжения выпрямителей с учетом падений напряжения в элементах схемыC %侬%?初C %侬%?初
Рис. 5.10. Кривая выходного напряжения выпрямителей с учетом падений напряжения в элементах схемы
Рис. 5.10. Кривая выходного напряжения выпрямителей с учетом падений напряжения в элементах схемы
C %侬%?初
C %侬%?初
Рис. 5.11. Внешние характер； тики выпрямителя
тора, а именно активными сопротивлениями его первичной и в窜 ричной обмоток. С увеличением активных сопротивлений характер стика имеет больший наклон к оси абсцисс.
Рассмотрим внешнюю характеристику выпрямителя с е м к о g н ы м фильтром (С-фильтром) (кривая 〃 на рис. 5.11), котор： исходит из точки с координатами (0; и^о =丿2〃2)，поскольку 狂］ /& = 0 конденсатор фильтра заряжается до амплитудного значей^ напряжения 〃2 (рис. 5.12). При /&> 0 напряжение Ud уменьшаем по двум причинам: ввиду падения напряжения на элементах cxei^ на этапе заряда конденсатора и меньшего напряжения на конден^ торе на этапе его разряда на нагрузку (кривая udl на рис. 5.12). С у君 личением тока нагрузки Id снижение напряжения Ud обусловливав ся главным образом более быстрым разрядом конденсатора вс鴻 ствие уменьшения его постоянной времени т. Это явление иллюст^ руют кривые udl и 〃&纟 на рис. 5.12, показанные для точек /, 2 внешне характеристики. g
сИТпемени т разряда конденсатора возрастает, что приводитсИТпемени т разряда конденсатора возрастает, что приводитиндуктивно-емкостныйиндуктивно-емкостныйРис. 5.13. Форма анодного тока диодаРис. 5.13. Форма анодного тока диодавыпрямителя с Г-образным LC-фильт-выпрямителя с Г-образным LC-фильт-/ Ннр(6)/ Ннр(6)ром при 1Л》％к]ром при 1Л》％к]Рис. 5.12. Кривая выход-謬異發 ного напряжения выпря- мителей с С-фильтромРис. 5.12. Кривая выход-謬異發 ного напряжения выпря- мителей с С-фильтром
сИТ
пемени т разряда конденсатора возрастает, что приводит
сИТ
пемени т разряда конденсатора возрастает, что приводит
индуктивно-емкостный
индуктивно-емкостный
Рис. 5.13. Форма анодного тока диода
Рис. 5.13. Форма анодного тока диода
выпрямителя с Г-образным LC-фильт-
выпрямителя с Г-образным LC-фильт-
/ Ннр(6)
/ Ннр(6)
ром при 1Л》％к]
ром при 1Л》％к]
Рис. 5.12. Кривая выход-謬異發 ного напряжения выпря- мителей с С-фильтром
Рис. 5.12. Кривая выход-謬異發 ного напряжения выпря- мителей с С-фильтром
Ход внешней характеристики выпрямителя с С-фильтром зави- ,от емкости конденсатора. С увеличением емкости постоянная
Мщению напряжения U&. Поэтому с увеличением емкости внеш- яЯ характеристика идет более полого, чем яри меньшей емкости /кривая III на рис. 5.11).
Помимо С-фильтра в маломощных выпрямителях широко
применяется Г-образный фильтр (LC - ф и л ь т р). внешней характеристике вы- прямителя с LC-фильтром соот- ветствует кривая IV на рис. 5.11-
Внешняя характеристика выпрямителя с LC-фильтром состоит из двух участков: пологого (сплошная линия) и крутого (пунктирная линия).
Пологий участок является рабочим участком внешней характеристики. Как было показано в § 5.2, без учета падений напряжения в схеме величина U© выпрямителя с LC-фильтром и без фильтра составляет 0,9〃2・ Наклон внешней характеристики выпрямителя с LC-фнльтром будет большим из-за дополнительного падения напряжения в активном сопротивлении дросселя фильтра.
Рассмотрим причину появления крутого участка на внешней характеристике выпрямителя с LC-фильтром. С этой целью рассмотрим более подробно кривую анодного тока диода при токе 1^ (см. рис. 5. И), например для схемы с выводом нулевой точки (см. рис. 5.5, а). При Наличии этого вида фильтра ток ia, протекающий через диод, можно ^Редставить в виде импульса прямоугольной формы с амплитудой Id2 (Рнс. 5.13, а), на который накладывается переменная составляю- 也ая, обусловленная протеканием непрерывного пульсирующего тока "«Рез последовательную цепь из элементов L и С под действием Переменной составляющей 〃公
Переменная составляющая определяется суммарным реактивным ^противлением L и С, но, поскольку индуктивное сопротивление °"ьте емкостного, переменная составляющая тока определяется Н—648 305
преимущественно величиной 厶.Соотношения пульсирующих 匸。蠹 ляющих в импульсе анодного тока диодов для двух значений 厶门羽 заны на рис. 5.13, а・ Пульсирующая составляющая представ^ двуполярную кривую тока. Ее пропускание диодами обеспечив! ся благодаря наличию в импульсе тока составляющей тока /成・■ J
При переходе к меньшему току нагрузки /山(см. рис. 5.11)皈输 туда импульса анодного тока уменьшается, что обусловливается г总 ным образом уменьшением тока Id (рис. 5.13, 6).J
Режим работы выпрямителя, при котором с помощью фильтра 研 исходит разделение тока id на две составляющие, возможен лит侖 некоторого критического значения тока 〃кр(Рис- 5.13, в). При & < /^зр режим работы выпрямителя изменяется (наступает peжи^f：， рывного анодного тока диодов). В этом режиме индуктивность 力 ляется элементом цепи заряда конденсатора от вторичных напряг 〃2，вследствие чего напряжение на конденсаторе повышается. Н立 пает режим работы выпрямителя, близкий к режиму работы с С•福 тром. При 乙=0 напряжение Ud = UdQ = |/*2 仏 ввиду заряда，纜 денсатора до амплитудного значения напряжения и2-嚕
Поскольку ток /^кр зависит от переменной составляющей тока рабочем участке внешней характеристики, величина /〃犀卩 обр! пропорциональна индуктивности сглаживающего фильтра и м|
сглаживания 0,05飞сглаживания 0,05飞с LC-филь^с LC-филь^составлять в зависимости от коэффициента
сглаживания 0,05飞
сглаживания 0,05飞
с LC-филь^
с LC-филь^
номинального тока нагрузки. Переход выпрямителя
к режиму，dV，dRp (вблизи ючки холостого хода) необходимо у41 вать ввиду возможного полуторакратного повышения напряжени нагрузке. d
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
В ряде случаев к выходному напряжению маломощного bhijr теля, используемому в качестве напряжения питания для некот^ электронного устройства, предъявляются требования в oiho电 его стабильности. Ввиду зависимости напряжения U& от тока на£ ки, обусловленной наклоном внешней характеристики выпрями! а также от изменений напряжения Uv питающей сети между вьй ми телем и нагрузкой включают стабилизатор напряжения рис. 5,1).
Существует два типа стабилизаторов напряжения: парам рические и компенсационные. В первом типеп лизаторов используется постоянство напряжения некоторых 国 приборов при изменении протекающего через них тока. Из пол^ водниковых приборов таким свойством, как известно., обладает- билитрон.
Во втором типе стабилизаторов задачу стабилизации напряг решают по компенсационному принципу, основанному на авто” ческом регулировании напряжения, подводимого к нагрузке. ?
В настоящем параграфе рассматриваются параметрические ci лизаторы. Компенсационные стабилизаторы, выполняемые на о& усилительных элементов, описываются в § 5.6.?
306$
Схема параметрического стабилизатора напряжения приведена рис. 5.14. Она состоит из балластного резистора 7?б и стабилитро- в 〃. Стабилизатор подключается к выходу выпрямителя с фильт- :м. Нагрузка включена параллельно стабилитрону.
Р При изменении напряжения Ud под действием колебания напря- ^еНия питающей сети или изменения сопротивления нагрузки R^ напряжение на нагрузке изменяется не-
значительно, так как оно определяется мало изменяющимся обратным на пряже- нмем стабилитрона UCT при изменении пр。- теКйК)щего через него тока (см. рис, 1.19).
Приведем основные соотношения, необходимые для расчета параметров стаби-
+0~□—
лизатора.
Главным при расчете стабилизатора являются выбор типа стабилитрона на напряжение нагрузки UCT =力 н обес* печение условий его работы, при которых
一0
Рис. 5.14. Схема параметрического стабилизатора напряжения
изменяющийся в процессе работы ток стабилитрона /ет не выходил бы за пределы рабочего- участка, т. е. не был меньше /ст miIi и больше /ст max(СМ. рИ С. 1.19).
Основные соотношения для токов и напряжений в стабилизаторе
получаем, воспользовавшись первым и вторым законами Кирхгофа:
/& = /日卄'ст，Ud = U% + UR,
(5.43)
(5.44)
где URq — (/口 4 /стЖ》
На основании соотношений (5.43), (5.44) для тока стабилитрона можно записать
幻-仇 Uh
R§Ru
(5.45)
Напряжение Uy, определяемое напряжением U《
значительно,
%, изменяется не-
в связи с чем его можно считать неизменным. Тогда в
Услови я х изменения тока нагрузки (сопротивления RJ и напряже- °d ток /ст будет изменяться от некоторого минимального значе- ""只'ст mtn до максимального значения /ст max* Минимальному значе- "”ю тока 7сттш согласно выражению (5.45) будут соответствовать ми- ^имальные значения Ud 由也 и R^ minj а максимальному значению тока ：ст max — максимальные значения Ud max и 7?н тах. Расчет стабили- aiopa сводится к тому, чтобы выбрать величину сопротивления 7?б, Ри которой через стабилитрон протекал бы ток /CTmini соответствую- 黑产 началу его рабочей характеристики (см. ри& 1.19). В связи с ' данным для расчета балластного сопротивления имеем
凡=
Uq min — "н ст min + Uh/Rr mm
(5.46)
TОК 厶3=，”m*二，^КбКн maxTОК 厶3=，”m*二，^КбКн maxРст max = Uс"ст max，п — (〃d max —.聞 mx _—Рст max = Uс"ст max，п — (〃d max —.聞 mx _—(5 .囑(5 .囑
TОК 厶3=，”m*二，^
КбКн max
TОК 厶3=，”m*二，^
КбКн max
Рст max = Uс"ст max，п — (〃d max —.
聞 mx _—
Рст max = Uс"ст max，п — (〃d max —.
聞 mx _—
(5 .囑
(5 .囑
,протекающий через стабн：
fefeтрон в процессе работы схемы, учитывают выбором типа прибора* току, исходя из того, чтобы ток /ст щах не превышал максимал畐
fe
fe
допустимого значения тока через стабилитрон. Максимальные мой ности, рассеиваемые в стабилитроне и резисторе /?б, рассчитыва：! по формулам .扌
Таким образом, в процессе работы стабилизатора напряжениё^Я нагрузке определяется напряжением на стабилитроне, соответствДВ щим вольт-амперной характеристике прибора. Изменение напря^К； ния на нагрузке х ар актер и зу ется изменением напряжения на стаЯ1 литроне при изменении тока /ст； т. е. определяется его дифференте альным сопротивлением гд. Показателем качества стабилизации -дД： пряжения служит коэффициент стабилизации показывающий, во сколько раз относительное приращение напр*總| ния на выходе стабилизатора меньше вызвавшего его относителы^™ приращения напряжения на входе:
(5製(5製к广堂:誉
(5製
(5製
Ud 5
Приращение напряжения на выходе стабилизатора А〃н связ^^ с приращением входного напряжения Au^ соотношением
△и = △勿(к ” Rh)・，
Rg + sDRh『■
С учетом того, что Rn》гд и Кб》гд, соотношение (5.50) м но записать в виде|
А力=箒з .
Подстановкой (5.51) в (5.49) получаем выражение для коэффиц>| та стабилизации параметрического стабилизатора напряжения:4
Обычно он не превышает 20—50. J
Другим параметром стабилизатора является его в ы х о Д н| сопротивление /?вых. Для стабилизаторов рассмотрен^ типа Rbrx =Г耳 11 弋^ r灯 I
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Компенсационные стабилизаторы нап[ ж е н и я обладают более высоким коэффициентом стабилизаЦй] 308 1
енЬшим выходным сопротивлением по сравнению с параметрически- и Их принцип работы основан на том, что изменение напряжения на нагрузке (под действием изменения Ur* м』н /н) передается на специ- льно вводимый в схему регулирующий элемент (РЭ), препятствую- ^g изменению напряжения UB,
регулирующий элемент (транзистор) может быть включен либо параллельно нагрузке, либо последовательно с ней. В зависимости
Рис. 5.15. Структурные схемы параллельного (а) и последовательного (б) компенсаци ониых стабилизаторов напряжения
от этого различают два типа компенсационных стабилизаторов напряжения: параллельные (рис. 5.15, а)иповледователь- ные (рис. 5.15, б).
Воздействие на регулирующий элемент в обоих типах стабилизаторов осуществляется управляющей схемой, в которую входят усилитель постоянного тока У и иеточник опорного напряжения ИОН. С помощью ИОН производят сравнение напряжения на нагрузке с опорным напряжением. Функция усилителя сводится к усилению разности сравниваемых напряжений и подаче уеиленного «игнала непосредственно на регулирующий элемент.
В схеме рис. 5.15s а стабилизация напряжения на нагрузке дости- 「ается, как и в параметрическом стабилизаторе, изменением напряжения на балластном резисторе 7?^ путем изменения тока регулирую- евго элемента. Если принять входное напряжение етабилизатора неизменным, то постоянству напряжения на нагрузке будет еоответ- Ьвовать постоянство напряжения на баллаетном резиаторе. Изме- ненне тока нагрузки от нуля до /ятах будет еопровождатьея соответствующим изменением тока регулирующего элемента от /нтах до нУля.
В ехеме рис. 5.15, 6 регулирующий элемент включен пооедова- Т"〃ьн。с нагрузкой. Стабилизация напряжения нагрузки осуществляв :制額 путем изменения напряжения на регулирующем элементе. Ток РегулируЮШ1его элемента здесь равен току нагрузки.
В соответствии в рассмотренным принцип действия компенсацион- IX стабилизаторов постоянного напряжения основан на изменении ^Противления регулирующего элемента. Наличие регулирующего 'Мента обусловливает неизбежные потери энергии в стабилизаторе.
Оценим оба типа стабилизаторов по мощности потерь. При этом буд исходить из одинаковых условий работы по U№ t/H и /н. 二 Мощность, теряемая в схеме рис. 5.51, а, складывается из пот( в резисторе R& й регулирующем элементе и составляет (U^ — U^) х (/в + /р) + и〃р Или 仏х — Uh〃h + %х/р. В схеме рис. 5.№ мощность теряется в регулирующем элементе. Она равна (^^* — Uh)/h, т. е. меньше, чем в предыдущей схеме, на величину U： Таким образом, энергетические показатели, в частности к. п； последовательных стабилизаторов, более высокие (особенно при i роком диапазоне изменения /н), чем параллельных. Это является гл ной причиной того, что последовательные сгабилизаторы нашли н большее применение в практике. Из преимуществ параллельных с билизаторов следует указать их некритичность к перегрузкам по т( /н, в частности коротким замыканиям выходной цепи. Последовате ные стабилизаторы требуют устройств защиты регулирующего э мента при перегрузках по току.
на рис. 5.16, а. Транзитна рис. 5.16, а. ТранзитПринципиальная схема компенсационного стабилизатора нап
на рис. 5.16, а. Транзит
на рис. 5.16, а. Транзит
жения последовательного типа приведена
Рис. 5.16. Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напряжения последовательного типа (а); способ регулирования выходного напряжения (б); составной транзистор в схеме стабилизатора (в)
Т служит регулирующим элементом, а усилитель постоянного тока /Лнокаскадный) выполнен на транзисторе 7\・ Источником опорного ^апрнжения является стабилитрон “， включенный в цепь эмиттера ранзиетора Т2. Резистор R (показан пунктиром) используют для вывода стабилитрона на рабочий участок характеристики, если ток /э2 транзистора Т2мал. Резисторы Ri，R? являются элементами входного делителя напряжения. Напряжение между базой и эмиттером транзистора Т 2 /方="п О п，4 —丁
&十Rz
Силовая цепь стабилизатора, включающая источник питания, транзистор Ti и нагрузку Rh, представляет собой усилительный каскад на транзисторе ^ с общим коллектором, в котором 〃вх — напряжение питания, t/61 —— входное, a UH —— выходное напряжения (Uh = U61 —— (/бэ1). Для получения требуемого напряжения ун необходимо, чтобы напряжение на выходе усилителя (UK2 = t/61) было близко к напряжению U『Для этого питание коллекторной цепи транзистора Т2 осуществляют от отдельного источника — £к. Усилитель постоянного тока при этом обеспечивает соответствие необходимого напряжения U^ напряжению его входной цепи U62. Указанные соображения положены в основу расчета элементов схемы по заданным параметрам Uu, /н номинального режима.
Стабилизирующее действие схемы обусловлено глубокой отрицательной обратной ращениям выходного напряжения UH.
Предположим, что под действием уменьшения
наличием в ней
связи по
при-
напряжения 力乂
напряжение Uh (здесь и далее имеются в виду абсолютные значения напряжений) стало меньше номинального. Снижение напряжения UB вызывает уменьшение напряжения на базе [/б2 и напряжения Убэ2 транзистора Т3, а следовательно, .его токов /д? и 7к2- Уменьшение тока /к? приводит к меньшему падению напряжения на резисторе R^ и увеличению напряжений 立夕 и (7бэ1 транзистора 7\. Вследствие увеличения напряжения UQ31 напряжение t/K31 транзистора Тf уменьшается, повышая тем самым почти до прежней величины напряжение °日.Подобно рассмотренному осуществляется компенсация изменения напряжения U^ при увеличении Ub^, а также при изменениях тока нагрузки..
Коэффициент стабилизации стабилизатора на。 х°Дят из соотношения
一Г/
/xz^ + RhT— 1 + % (э)2\
& П &
(5.53)
尸62
「"е г®х2，г§2，^*к(э)2 — соответственно входное, базовое и коллекторное сопротивления транзистора Т3; 4 = 1 ^—— 卜 代 口，丄—— попра- °чный коэффициент, учитывающий влияние динамического со- Ротивления стабилитрона гл и сопротивлений делителя в базовой Qenu транзистора Та.
Выходное сопротивление стабилизатора в перв приближении (без учета влияния усилителя в цепи обратной св录 можно оценить по сопротивлению транзистора 7\ со стороны &м? тера. Приняв (7б1 = const, имеем 7?вых = %工 +『6丿« + Pi), К составляет достаточно малую величину. Поскольку усилитель соз； ет в схеме отрицательную обратную связь по напряжению, выхода сопротивление получается еще меньше. Для его расчета можно 日 пользоваться выражением:
м + •向
Числовое значение коэффициента стабилизации стабилизат^ находится в пределах нескольких сотен, а выходное сопротивлен составляет десятые и сотые доли ома.;
При разработке стабилизатора часто ставится задача регулир вания его выходного напряжения U中 Возможность регулирован напряжения можно показать, выразив напряжение UB схемы че] параметры входной цепи усилителя:
UB = /д (/?j + /?2) + /б2^?1.(5.
Элементы входного делителя обычно выбирают достаточно низ о иными, обеспечивающими выполнение условия /д ^> /б2. Это обходимо для ослабления влияния изменяющегося в продесее рабе схемы тока /ба на напряжение (7б2, а следовательно, на коэффици< стабилизации стабилизатора. G учетом сказанного вторым чла в выражении (5.55) можно пренебречь. Тогда получим'
力=/н(&+&)=%2^^ =
=亿口 + 4,2)« 几口•(5.
Таким образом, задачу регулирования напряжения решают i тем изменения соотношения плеч выходного делителя, что реали- ется введением во входную цепь усилителя по1енциометра А (рив. 5.16, б). Пределы регулирования напряжения при этом со&Т ля ют:
ин maxUon ~~~^ »(5.
"н mtn Q U()n q ¥、•(5：
«2 十 Kit
Если, например, принять Uoa = 10 В, Rf = 300 Ом, R? = 360 и Rf_2 = 240 Ом, то выходное напряжение стабилизатора можно '■ гулировать в диапазоне от 5 до 15 В.
Напряжение Up стабилизатора связано с напряжения входной цепи транзистора 7\ соотношением ' 力==—^бэ1 = ^к2 — %91(5
^ди% = Er一(/б1 + / К2)^к—49r(5-60)
Соотношение (5.60) позволяет сделать ряд важных выводов о ра боте стабилизатора и возможностях его применения. С этой целью рассмотрим два режима работы стабилизатора:。口^ = vap, Rn — eonst //я = const) и Ubx = const, R® = var (/H = var).
При изменении входного напряжения величина Us стабилизатора изменяется незначительно. Поэтому можно считать, что приращение напряжения А1/Вх будет скомпенсировано соответствующим увеличением или уменьшением напряжения 1/кэ1 транзистора Т^ При услади /Э1 = /а == const smo вызовет 6 конечном итоге изменение тока 6азь£ (瓦 коллектора) регулирующего транзистора посредством изменения тока /к2 усилителя, протекающего через резистор R^. Напряжение 力 будет тем стабильнее, чем меньшему значению А(/н будет соответствовать необходимое изменение тока /к2, т. е. чем выше будет коэффициент усиления усилителя. Повышение коэффициента усиления в рассматриваемой схеме достигается увеличением коэффициента 02 и сопротивления R^. Увеличение сопротивления R^ при этом требует повышения напряжения питания Е^ уеилителя.
В условиях изменяющегося тока нагрузки ток базы регулирующего транзиетора /б1 изменяется пропорционально /н, так как /б1 = =/н/(1 + pi). Поскольку напряжение (7бэ1 мало (доли вольта), режиму стабилизации напряжения (7口 согласно выражению (5.60) соответствует почти неизменная еумма токов /б1 + /к2. Это означает, что g уменьшением тока /н ток /к3 увеличивается на величину, на которую уменьшился ток /б1. При изменении нагрузочного тока от /втан до нуля ток /к2 изменяется от некоторого минимального значения /к2mm до+ /к2 mm « 纟簪=/б1 max. Таким образом, транзис-
1 Pi1十力
тор 7\в схеме рис. 5.16, а необходимо выбирать на коллекторный ток, близкий к максимальному току базы регулирующего транзиетора.
С увеличением тока /日 транзисторы Т 匕 Т2 выбираются на большие коллекторные токи. Однако использование равематриваемой схемы при /н> 200+300 мА неэффективно из-за трудностей в обеспечении высоких значений коэффициента усиления уеилителя, а следовательно, и коэффициента стабилизации. Причина заключается в вынужденном уменьшении сопротивления R^ (ввиду больших значе- нн》/б1 и /к3), а также в малых значениях коэффициента 卩 мощных тРанзисторов.
Задачу уменьшения тока базы регулирующего транзистора при п^реходе к большим токам нагрузки решают заменой его в ста!илиза- т%е еоотавннм транзиетором (рис. 5.16, 6). Состав- н°必 транзистор предетавляет собой соединение двух., трех транзистора й более, при котором база каждого последующего транзистора :вязана g эмиттером предшествующего, а коллекторы всех транзи- объединены.
Поскольку ток базы каждого транзистора меньше его тока эмит- е^Ра в 1 + 卩 раз, ток управления составным транзистором получает-
R。mhofo раз меньше тока эмиттера выходного транзистора (т. е.
тттока нагрузки стабилизатора). Так, для схемы, состоящей из транзисторов (рис. 5.16, s), имеем
т
т
61-д =61-д =нн/н/н(1 + 81T)(1 + §1-2)(1 + Р1-1)Р1-зР1-2^1-1(1 + 81T)(1 + §1-2)(1 + Р1-1)Р1-зР1-2^1-1Вс 'Вс '(5?(5?
61-д =
61-д =
н
н
/н
/н
(1 + 81T)(1 + §1-2)(1 + Р1-1)Р1-зР1-2^1-1
(1 + 81T)(1 + §1-2)(1 + Р1-1)Р1-зР1-2^1-1
Вс '
Вс '
(5?
(5?
期冃期冃(5.|(5.|
期冃
期冃
(5.|
(5.|
q嗔q嗔где 瓦一коэффициент передачи тока составного транзистора, вое значение которого равно 103—104.
q嗔
q嗔
Тем самым обеспечивается необходимый режим согласования 1 току выходной цепи усилителя и входной цепи регулирующего тра зистора при больших токах /н. 鼻
Токоотводящие резисторы Л01, RQ2 (показаны пунктиром) создщ цепи протекания начальных токов /к0(э) транзисторов Т— и Т|
исключая их протекание по цепям баз последующих транзистор С их помощью обеспечивается нормальный режим работы схемы минимальном токе нагрузки. Для расчета сопротивлений ROi и 去
можно воспользоваться соотношением
Ro(1,2)= (1,5 + 2)———
/ко (э 1,2}
Составные транзисторы нашли широкое применение в стабил囑 торах на токи 6,5 — 1 А и выше.'
Повышение коэффициента стабилизации (и уменьшение вн趣 ного сопротивления) компенсационных стабилизаторов также мо$ достигаться путем увеличения коэффициента усиления усилителя^ счет использования в нем большего числа каскадов. Для исключай дрейфа напряжения Un стабилизатора, вызываемого дрейфом J лителя, последний выполняют на основе балансных каскадов с при； нением температурной компенсации.
Существенные преимущества в отношении массо-габаритных,璃 местных и качественных показателей дает широко используемы^ настоящее время интегральный принцип выполнения стабилизатору при котором вся маломощная часть схемы стабилизатора унифи*| руется и представляется в виде микросхемы.
Стабилизаторы постоянного напряжения выполняют также с пульсным (ключевым) режимом работы регулирующего элемента (理 меняется транзистор или тиристор). Такие стабилизаторы, назнв? мые импульсными, реализуются на основе импульсных преобразо! телей постоянного напряжения (см. гл. 7).
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СРЕДНЕЙИ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В настоящей главе рассматриваются вентильные преобразователи, работа которых обусловливается питающей сетью переменного тока. При наличии этого общего свойства функции, выполняемые такими преобразователями, существенно различаются. Так, выпрямители, как известно, осуществляют преобразование переменного тока в постоянный. Ведомые инверторы (инверторы, ведомые сетью) преобразуют энергию источника постоянного тока в переменный с отдачей ее в сеть переменного тока, т. е. осуществляют преобразование, обратное выпрямлению. Непосредственные п р е- образователи частоты (преобразователи частоты с непосредственной связью) преобразуют энергию сети переменного тока в энергию переменного тока с частотой, отличающейся от частоты питающей сеги. Преобразователи переменного напряжения предназначены для изменения подводимого к нагрузке напряжения при питании ее на переменном токе, а следовательно, изменения мощности, передаваемой в нагрузку от сета переменного тока.
Выпрямители средней и большой мощности находят применение А门я питания постоянным током различных промышленных объектов и установок. Совместно с ведомыми инверторами их используют для питания сети постоянного тока городского и железнодорожного трагь спорта, в линиях передач постоянного тока, а также в реверсивных тиристорных преобразователях, предназначенных для работы на 以ви~ 「ате〃ь постоянного тока.
Непосредсгвенные преобразователи частоты применяют для по- ^Учения переменного напряжения, имеющего частоту ниже промыш- :енн。诊(50 Гц), например, в электроприводе переменного тока с син- Ронными и асинхронными двигателями, а также в электротермии.
Преобразователи переменного напряжения используют для регулирования мощности электропечей сопротивления, ламп накаливания люминесцентных ламп, сварочных аппаратов, асинхронных электро-
двигателей, выпрямителей на особо большие токи и напряжени' также в других случаях.\
Наличие питающей сети переменного тока создает определен! общность электромагнитных процессов, протекающих в этих пре。旗 зователях. Принятая последовательность рассмотрения npeoOpf ьателей позволяет перенести ряд положений, получаемых из ана^ одного типа преобразователей, на другие типы, чем достигается 士 емственность в их изучении.
Объединяющим фактором является также применение указ?, преобразователей при средней и большой мощности нагрузки (от сятков до сотен киловатт и выше). В преобразователях на такие м ности возрастает влияние индуктивных сопротивлений, создаваем потоками рассеяния обмоток трансформатора, и ослабляется в| ние активных сопротивлений элементов схемы вследствие их oi сительной малости.
Все преобразователи, рассматриваемые в этой и последующих i вах, строят с использованием диодов и тиристоров средней и болы мощности. Общим свойством этих приборов является то, что они гут находиться в двух резко различающихся состояниях: 1) з а к*； том —— при действии обратного напряжения, а для тиристоров f же прямого напряжения, меньшего напряжения переключения 电 (см. рис. 1.45), и при отсутствии тока в цепи управляющего зле^ да; 2) открытом — при действии прямого напряжения, а, тиристоров — прямого напряжения в сочетании с током управляюц электрода. Приборы такого типа получили название э лек т р и| с к и х вентилей, причем диоды называют неуправл! м ы м и вентилями, а тиристоры ——управляемый
Кремниевые диоды и тиристоры, используемые в преобразой лях средней и большой мощности, имеют обратные токи (а для тр сторов — и прямые токи в закрытом состоянии) минимально на J порядка меньше, чем прямые токи, протекающие через них в открь состоянии. При этом прямые падения напряжения на вентилях о@ но в 100—1000 раз меньше, чем действующие в их анодных ценя% ременные или постоянные напряжения. Это позволяет при ана# процессов в преобразователях средней и большой мощности, как ii вило, пренебречь токами вентилей при их закрытом состоянии и П| нием напряжения на вентилях при их открытом состоянии. Дру^ словами, вентили в таких преобразователях обычно можно счи|. идеальными и при рассмотрении процессов в преобразов| лях иногда удобно заменять вентили электрическими ключами м^ венного действия. Лишь при расчете потерь в вентилях необход! учитывать потери в них при протекании прямого тока, перекл!^ ниях на высоких частотах (500—1000 Гц и выше), а в некоторых сп чаях и при протекании токов в закрытом состоянии. Вследствие бс ших токов и прикладываемых напряжений в изучаемых преобр< вателях часто применяют параллельное и последовательное соедини вентилей.*
Выбранная для прсектирования схема того или иного 口реобр； вателя должна обеспечивать требования, предъявляемые со стоР1 316
грузки и питающей сети. В связи с этим при изучении конкретных Н е/ преобразователей большое внимание уделяется таким их пока- с теЛям, как гармонический состав выходного напряжения и потребляемого тока, внешние и регулировочные характеристики, потребле- ие из сети реактивной мощности.
Выпрямительные установки средней и большой мощности выпол-
няют преимущественно по многофазным схемам. Применение много- А^азных схем снижает загрузку вентилей по току, уменьшает коэффициент пульсации 〃 повышает частоту пульсации выпрямленного Спряжения, что облегчает задачу его сглаживания. Вместе с тем существуют потребители постоянного тока, которые в силу тех или иных условий получают энергию от однофазных выпрямителей. Такие выпрямители применяют в железнодорожном транспорте на подвижном составе, электрифицированном на переменном токе. Их используют также в некоторых видах сварочных устройств, электровибрато
ров и т. д.
В большинстве случаев в цепь нагрузки выпрямителей средней и большой мощности входит встречная э. д. с. (двигатели постоянного тока, электролитические ванны) и реже — активное сопротивление. Встречная э. д.'с. и активное сопротивление обычно сочетаются с последовательным соединением индуктивности» либо присущей самой нагрузке, либо дополнительно включаемой для лучшего сглаживания потребляемого тока (как указывалось в § 5.2, применение простого индуктивного фильтра наиболее эффективно для выпрямителей средней и большой мощности).
Если учитывать достаточно большую величину индуктивности в цепи нагрузки (что часто имеет место на практике), то независимо от того, содержит ли потребитель встречную э. д. с. и индуктивность или его сопротивление имеет активно-индуктивный характер, режим работы выпрямителя остается одним и тем же. Это позволяет учитывать более простые параметры /?н и LH в цепи нагрузки. Для упрощения анализа часто принимают LH =оо. Случай чисто активной нагрузки при неучете индуктивных сопротивлений в анодных цепях вентн- 〃е济 ％а, характеризующих влияние индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора,' используется лишь для качественной оценки провесов, протекающих в схемах (для пояснения принципа их действия).
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
J большинстве случаев применения выпрямителей средней и боль- то卤 мощности приходится решать задачу управления средним значеНием выпрямленного напряжения Ud. Это обусловливается необходимостью стабилизации напряжения на нагрузке в условиях изме- "®Н0я напряжения питающей сети или тока нагрузки, а также регу- ：“рования напряжения на нагрузке с целью обеспечения требуемого РеЖима ее работы (например, при управлении скоростью двигателей постоянного тока).
Рис. 6.1. Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевой точкой трансформатораРис. 6.1. Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевой точкой трансформатораРегулирование выходного напряжения выпрямителей 时 осуществляться трансформатором с отпайками на вторичной ст@ или автотрансформатором. Регулирование сводится здесь к нзме/ напряжения Uкоторому пропорционально напряжение Ua. G ствуют также другие способы регулирования, связанные, напри с введением подмагничиваемых постоянным током дросселей на& ния в цепи первичной или вторичной обмотки трансформатора.； Значительно более шир применение для регулиров^ напряжения на нагрузке ц
Рис. 6.1. Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевой точкой трансформатора
Рис. 6.1. Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевой точкой трансформатора
чил фазовый с п о с основанный на управленщ времени моментом отпир,. вентилей выпрямителя. Он зируется на использованй схеме выпрямителя упраД мых вентилей —— тиристоров связи с чем выпрямитель £ вают управляемым. J
мителей рассмотрим на примеремителей рассмотрим на примереОднофазные управляемый прямители выполняют по《 с нулевым выводом трансфер тора и мостовой схеме. При* действия и характеристик^ нофазных управляемых в顼 схемы с нулевым выводом, %
мителей рассмотрим на примере
мителей рассмотрим на примере
мостовой схемы укажем лишь ее особенности.g
Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевым 國 дом, выполняемая по аналогии со схемой неуправляемого выпр] теля (см. рис. 5.4, а), приведена на рис. 6.1. Ее анализ будем f водить для двух видов нагрузки ——чисто активной и активно-и同 тивной. Примем вначале нагрузку чисто активной (ключ К\ вклю ключ К 2 выключен).:
Режиму активной нагрузки соответствуют вре ные диаграммы, приведенные на рис. 6.2, а — е. Пусть на входе прямителя действует положительная полуволна напряжения сет (рис. 6.2, а), чему соответствуют полярности напряжений на обмей трансформатора, указанные на рис. 6.1 без скобок. На интервал從 —^х тиристоры 7\, Т2 закрыты, напряжение на выходе выпрямив Q = ° (рис. 6.2, 8). К тиристорам Т” Т2 прикладывается сумма! напряжение двух вторичных обмоток трансформатора 〃2T + | На тиристоре 7\ действует напряжение в прямом направлении, Ш тиристоре Т2 — в обратном. Если сопротивления непроводя^ тиристоров при прямом и обратном напряжениях считать один^ выми, то на интервале 0 — 8丄 напряжение на тиристорах (с уч^ соответствующей полярности) будет определяться величиной (〃2-专 —〃2.)/2 = 〃2 (рис. 6.2, е).
В момент времени 储，определяемый углом а, от системы управ* ния СУ выпрямителя поступает импульс на управляющий элект[ 318
исТОра Л (рис. 6.2, б). В результате отпирания тиристор ^ под- T"^qaeT нагрузку 欠冃 на напряжение «2-1 = 〃2 вторичной обмотки кЛ нСформатора. На нагрузке на интервале 也一а формируется ^пряжение ud (рис. 6.2, в), представляющее собой участок кривой н прЯжения 配 2—1 = 配2・ Через нагрузку и тиристор 71 протекает ток :нс. 6.2, ?) 笃=ta\ = GRr. При переходе напряжения питания Врез нуль (^ — л) ток тиристора 7\ становится равным нулю и ти- стор за крывается.
Р На интервале 8? — к = а полярность напряжения питания из* меняется на противоположную. На этом интервале оба тиристора вы- Ппямителя закрыты. К тирис- тОру Т] (рис. 6.2, е) приклады- вается обратное напряжение, а к тиристору Т2 — прямое на-
〃儿
пряжение, равное 〃？•
По окончании указанного интервала подается отпирающий импульс на тиристор Т2. Отпирание этого тиристора вызывает приложение к нагрузке напряжения 以乙二以2-2 = 〃2 (рис. 62 б) той же формы, что и на интервале проводимости тиристора 厶 Через нагрузку и тн~ ристор протекает ток 〃= ia2= =%/Rg (рис. 6.2, d). На интервале 2冗 一 也 проводимости тиристора Т2 напряжения двух вторичных обмоток трансформатора подключаются к тиристору Т 2, вследствие чего с мо。 мента отпирания тиристора Т2 на тиристоре Т1 действует об-
ратное напряжение, равное 2и2 (Рис- 6.2, е). Максимальному обратному
ьетствует
напряжению соот-
значение С^шах = ' ^l^^ 2，Где U 2 ——действую- 必出 значение вторичного напря- мення трансформатора. В по- САе^ующ^м процессы в схеме следуют аналогично рассмот- Реннмм. Токи вторичных об- м0Tок трансформатора опреде- 黑ютсн токами тиристоров 7\, 2 (рис. 6.2, е, 0). Первичный °к ^1 (рис. 6.2, а) связан с вто- Р^чными токами коэффициен- м трансформации трансформа-
G о
I 1 н
卄
夕
0
廿
万
万
廿
Рис. 6.2. Временные диаграммы» иллю- стрирующие принцип действия однофазного управляемого выпрямителя с нулевым выводом при чисто активной нагрузке
外
д) о
"ьт^х \ 丿
Ud = ^-Un= 0,9U, ТС，Ud = ^-Un= 0,9U, ТС，максимально.максимально.Углу управления a =jУглу управления a =j0 勿 2勿 "廿0 勿 2勿 "廿Рис. 6.3. Кривые выходного напряжения однофазного выпрямителя при чисто активной нагрузке и различных углах управления аРис. 6.3. Кривые выходного напряжения однофазного выпрямителя при чисто активной нагрузке и различных углах управления аРис. 6.4. Регулировочная характеристика однофазного управляемого выпрямителяРис. 6.4. Регулировочная характеристика однофазного управляемого выпрямителя
Ud = ^-Un= 0,9U, ТС，
Ud = ^-Un= 0,9U, ТС，
максимально.
максимально.
Углу управления a =j
Углу управления a =j
0 勿 2勿 "廿
0 勿 2勿 "廿
Рис. 6.3. Кривые выходного напряжения однофазного выпрямителя при чисто активной нагрузке и различных углах управления а
Рис. 6.3. Кривые выходного напряжения однофазного выпрямителя при чисто активной нагрузке и различных углах управления а
Рис. 6.4. Регулировочная характеристика однофазного управляемого выпрямителя
Рис. 6.4. Регулировочная характеристика однофазного управляемого выпрямителя
тора п == wxiw2 и имеет паузы на интервалах а. Его первая rapj ника имеет фазовый сдвиг в сторону отставания относительно нап；| жения питания.
Как указывалось, одной из важнейших особенностей управляв го выпрямителя является его способность регулировать среднее з：
чение выпрямленногочение выпрямленногонапряжения Ud при изменении угла]
чение выпрямленного
чение выпрямленного
напряжения иа соответ^напряжения иа соответ^(рис. 6.2,8). При а = 0 кривая выходного ,_—
напряжения иа соответ^
напряжения иа соответ^
вует случаю неуправляемого выпрямителя (см. § 5.2) и напряжей
(180 эл. град) отвечают % = 0 и 勿=0. Иными словами, управл^ мый выпрямитель при изменении угла а от 0 до 180 эл. град осу足 ствляет регулирование напряжения Ud в пределах от максимально значения, равного 0,9 U2, до нуля. Вид кривых wd при различи! значениях угла а показан на рис. 6.3, а — г. f
Зависимость напряжения U^ от угла а называется р е г у л и pf в очн ой характеристикой управляемого выпрямит ля. Она определяется из выражения для среднего значения напря>1 ния на нагрузке. Это напряжение на интервале а—冗 соответств^ синусоиде вторичного напряжения (см. рис. 6.2, s или 6.3, б, s), т£ 勿=丄 j j/2-/sin8d8. Результат расчета дает j
4=力。二竺巴， (6’:
где %и = 0,9^2 — среднее знач ние напряжения на нагрузке п| а = 0.
На рис. 6.4 приведена регул ровочная характеристика упра^ ляемого выпрямителя (при 厶^= J построенная по выражению (6.R
рассмотрим влияние на процессы в схеме рис. 6.1 индуктив- 0с ти в цепи нагрузки (ключи 勺，К? разомкнуты} при а 学5 °，
Наличие индуктивности LH изменяет характер зависимости 〃(8), повторяющей вид кривой 卫^(》) (см・ рис. 6.2, в) при чисто активной нагрузке. После момента открывания тиристора ток ia (рис. 6.5, б) плавно нарастает, что соответствует запасанию энергии в индуктив- ностт. При спадании тока эта энергия отдается обратно, в результате qero ток продолжает протекать через нагрузку после перехода напряжения питания через нуль. Длительность интервала проводимости тиристоров 7\, Г? возрастает, и они остаются в открытом состоянии в течение некоторого интервала после изменения полярности напря
жений % и 〃2・ По указанной (рИс. 6.5, а) появляются участки напряжения и2 отрицательной полярности.
6・? Кривые выходного напря- я(。)，тока нагрузки (б) и на- ?^Ия на тиристоре (в) в схеме '】в зависимости от величины иидуктивности нагрузки6・? Кривые выходного напря- я(。)，тока нагрузки (б) и на- ?^Ия на тиристоре (в) в схеме '】в зависимости от величины иидуктивности нагрузкиИнтервалы этих участков при данном угле а зависят от отношения т = LJRr. С ростом М при неизменном значении Кн задержка в уменьшении до нуля тока id возрастает и участки отрицательной полярности в кривой иа занимают больший интервал (пунктирные кривые на рис. 6.5, а, б). При некоторой величине индуктивности LH
6・? Кривые выходного напря- я(。)，тока нагрузки (б) и на- ?^Ия на тиристоре (в) в схеме '】в зависимости от величины иидуктивности нагрузки
6・? Кривые выходного напря- я(。)，тока нагрузки (б) и на- ?^Ия на тиристоре (в) в схеме '】в зависимости от величины иидуктивности нагрузки
эти участки целиком распространяются на интервале а и ток td прио磷 тает непрерывный характер. Такое же влияние оказывает и снижё/ Кн・ Участки отрицательной полярности, уменьшают среднее з司屯 ние напряжения на нагрузке Ud (рис. 6.5, а). В этом проявляется вл ние параметров нагрузки на форму и величину выходного напряжен выпрямителя. g
Увеличение длительности проводящего состояния тиристоров ] действием индуктивности нагрузки приводит к изменению фор кривой напряжения на приборах, получаемой как разность потенщ .лов их анодов и катодов, по сравнению со случаем чисто активу нагрузки (рис.6.5, 6). В частности, в кривой напряжения на тнр℃磷 появляется участок со значением прямого напряжения, равным 扌 продолжительность которого возрастает с увеличением Лн. ；|
На рис. 6.6, а — с приведены временные диаграммы напряже^ и токов управляемого выпрямителя в предположении Ln ->оо. Бо шая величина L& является наиболее характерным случаем при исп^ зовании выпрямителя на практике. Режим работы выпрямителя^ рактеризуется наличием в кривой напряжения ud (рис. 6.6, 6) yqf ков отрицательной полярности, целиком заполняющих интервалы а также идеально сглаженной кривой тока нагрузки id (рис. 6.6, В соответствии с указанной кривой тока id токи тиристоров iaj, имеют вид импульсов прямоугольной формы. Среднее значение т тиристоров связано с током ld соотношением /а = //2. +
Пэтре5ляемый от сети ток ц является переменным и имеет пр用 угольную фэрму (рис. 6.6, а) с амплитудой /^ = ld/n. Его пе^ гармоника &(н сдвинута в сторону отставания на угол ср = а от сительно напряжения питания. 丿
Кривая напряжения на тиристоре состоит из участков налраже 2%2 (рис. 6.6, с). Максимальное обратное напряжение равно 2H (при а < 90°), как и в неуправляемом выпрямителе (см. § 5.2). Э| же значению соответствует и максимально возможное прямое на0 жение на тиристоре (при а > 90°). j
Наличие в кривой напряжения ud участков отрицательной ! лярности обусловливает отличие регулировочной характерист управляемого выпрямителя при 厶闫 f 8 от случая чисто актп@ нагрузки. В частности, для рассматриваемой нагрузки напряже Ud = 0 при а — 90°, что соответствует равенству площадей, зак чаемых отрезками кривой напряжения ud положительной и OTpJ тельной поляргюсти (рис. 6.6, б). Регулировочная характерней Ud = ^(а), определяемая из выражения Ud — — J )/2 Ursina описывается соотношением ?
Ud 工 UdQ cos а. (
Вид регулировочной характеристики при LH f оо показан рис. 6.4. Кривые при LH = 0 и Ln на рис. 6.6 ограничиваю! ласть расположения регулировочных характеристик для промеж^ ных значений оо > 厶日 > 0.
личии нулевого диодаличии нулевого диода
личии нулевого диода
личии нулевого диода
При работе управляемого ь1Прямителя первая гармони- а входного тока &，как отме- ^ддось, отстает от напряжения пйтания 41 (рис. 6.6, а). Это приводит к потреблению выпря- М卄加с〃е_м от сети реактивной мощности, что неблагоприятно сказывается на энергетических показателях установки (подроб- 便 о коэффициенте мощности см. в §6.7). Указанное явление можно несколько ослабить, подключив к выходной цепи управляемого выпрямителя так называемый, нулевой д и- 0 д. Особенности работы выпрямителя по схеме рис. 6.1 с нулевым диодом рассмотрим при активно-индуктивной нагрузке с М too (ключ Ki выключен, ключ К2 включен). Временные диаграммы напряжений и то- kqb, приведенные на рис. 6.7, а— 兜，поясняют режим работы схшы.
Отличие проявляется на интервалах а, где ток нагрузки поддерживается энергией, накопленной в индуктивности. В отсутствие нулевого диода ток нагрузки на этих интервалах протекает, как указывалось, по Цепи через один из тиристоров н обмотку тра нсформатора, на которой действует напряжение отрицательной полярности. На-
呼ие нулевого диода исключает указанную цепь протекания тока %，так как через диод Д. напряжение вторичной обмотки трансформа- т°ра подается на проводящий тиристор в обратном направлении (на- 供нмер, напряжение 廿2T на тиристор 7\), вызывая его запирание, следствие этого ток нагрузки после перехода вторичного напряже- Ня через нуль переводится в цепь диода До, минуя тиристоры и обмот- н трансформатора. Из-за шунтирования диодом выходной цепи вы- Рямителя в кривой напряжения 次(рис. 6.7, б) на интервалах а со- 华ются нулевые паузы. Интервалы проводимости тиристоров 7\, CJ сокращаются до значения 兀—а (рис. 6.7, с, @)・ Поскольку рас- jaTpHBaeTcx случай LH too, ток id идеально сглажен (рис. 6.7, в), т°Ки Ч1? ^аз (рис. 6.7, г, д) имеют вид импульсов прямоуголь-
.Кривая напр^.Кривая напр^ной формы с амплитудой Id и длительностью тс ——а
.Кривая напр^
.Кривая напр^
кривая 〃少 соответсщ^кривая 〃少 соответсщ^ния на тиристоре (рис.6.7, %), также как и ■случаю чисто активной нагрузки.
кривая 〃少 соответсщ^
кривая 〃少 соответсщ^
Ток первичной обмотки трансформатора обусловливается токЯ его вторичных обмоток (анодными токами тиристоров 7\, Т2), вс禮 ствие чего в токе ii (рис. 6.7, а) создаются паузы длительностькЙ" Первая гармоника потребляемого тока 『乂叮 сдвинута теперь отн讓 тель но напряжения питания 〃】на угол ср, равный а/2, в то время 溯 в схеме без нулевого диода фазовый сдвиг между ними был равенг
Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя с н崛 вым диодом, как и для случая чисто активной нагрузки, описываем соотношением (6.1). 寸
Схема однофазного мостового управляем о 蟲 выпрямителя также выполняется по аналогии со схемой Я управляемого выпрямителя (см. рис. 5.8, а). Она применяется в;^ риантах с полным или неполным чйслом управляемых вентилей (Я ристоров).Я
Режим работы и регулировочные характеристики мостов оЯ выпрямителя с полным числом упра в л Я м ы х вентилей такие же, что и однофазного выпрямителя нулевой точкой. Отличие проявляется, как и в неуправляемых Я прямителях, в форме кривой напряжения на вентилях, которая в墙 стовой схеме определяется напряжением 〃2, а в схеме с нулевым' Я водом 一 напряжением 2〃备 т. е. при введении масштабного к圖 фициента 0,5 кривые напряжения на тиристорах, приведенные® рис. 6.2, % 6.5, 8,6.6, е для схемы с нулевой точкой, будут дейся тельны и для мостовой схемы. По указанной причине тиристорыЯ стовой схемы следует выбирать на напряжение 1/21/2, вдвое меныЯ чем в схеме с нулевой точкой. Формы кривых токов первичной и Я ричной обмоток трансформатора в мостовой схеме одинаковы и нм鋼 тот же вид, что и кривая первичного тока в схеме с нулевой точЯ (см. рис. 6.2, а, 6.6, а)..
В мостовом выпрямителе с неполным лом управляемых вентилей (несимметричная ма) два вентиля управляемые, а два других ——неуправля^Н (рис. 6.8, а). Режим работы схемы подобен режиму однофазной с нулевым выводом и нулевым диодом. При этом в кривой ud такжЯ^ сутствуют участки напряжения отрицательной полярности (рис. а первая гармоника первичного тока имеет фазовый сдвиг относи,^Щ но напряжения питания, равный ср — а/2.；.Я|
Особенности работы схемы рассмотрим для случая активно-иь^И тивной нагрузки с LH +8 (ток id идеально сглажен, рис. 6.8,
Отпирание тиристоров 7\, Т3 производят с задержкой на угЯ| относительно моментов перехода через нуль напряжения и2.白 тервале л ——а проводят ток тиристор Тх и диод Д2- Ток нагр^ш id (его контур показан на схеме сплошной линией) протекает вторичную обмотку трансформатора (полярность напряжения ксл^^ обозначена без скобок) и указанные вентили.'樓
□о окончании интервала л— а
пОлярность напряжения и2 изменяется, что вызывает запирание дйода 九 и прекращение протека- %н через него тока id (рис. 6.8, е).
Ток нагрузки,Ток нагрузки,поддерживаемый LH, продолжаетподдерживаемый LH, продолжает，йНдуКТИВНОСТЬЮ 一
Ток нагрузки,
Ток нагрузки,
поддерживаемый LH, продолжает
поддерживаемый LH, продолжает
протекать через оставшийся в от- крь1том состоянии тиристор 7\ и ^крывшийся диод 〃4 (рис. 6.8, “з)・ Цепь нагрузки оказы-
ваетсн замкнутой накоротко ти-
ристором Tj и диодом 〃4 (контур тока id показан на схеме
ром). Иными словами, эти выполняют на интервале
пункти- вентили а ту жепункти- вентили а ту жефункцию, что и нулевой диод в схеме рис. 6.1.
пункти- вентили а ту же
пункти- вентили а ту же
В момент времени л + а подачей управляющего импульса открывается тиристор Т3. Под воздействием напряжения и2 тиристор 7\ закрывается и к нему прикладывается обратное напряжение (рис. 6.8,或 и). Нагрузка потребляет энергию от сети по цепи： вторичная обмотка трансформатора — диод Д4 — тиристор Тз (рис. 6.8, а, ж, з). По окончании интервала 2冗 в схеме возникает состояние, подобное окончанию предыдущего полупериода: диод 几 закрывается, а диод Д2 открывается, образуя совместно с тиристором 73 короткозамкнутую цепь нагрузки на интервале а.
Таким образом, на интервале
Рис. 6.8. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с неполным числом венти-Рис. 6.8. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с неполным числом венти-лей (а) и его временные диаграммы при Lh f 8 (6 — 〃)лей (а) и его временные диаграммы при Lh f 8 (6 — 〃)口 в схеме исключается протекание тока id через вторичную, а следова- ^ельно, и первичную обмотки :Рансформатора. В кривой ud 'Ркс. 6.8, 6)отсутствуют участки напряжения и2 отрицательной полярности, а кривые токов &, i2 『еют вид, показанный на рис. 6.8, 6・ Угол сдвига первой гармони" потребляемого тока относительно питающего напряжения
Рис. 6.8. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с неполным числом венти-
Рис. 6.8. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с неполным числом венти-
лей (а) и его временные диаграммы при Lh f 8 (6 — 〃)
лей (а) и его временные диаграммы при Lh f 8 (6 — 〃)
§ 6.3. КОММУТАЦИЯ ТОКА, ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ | ОДНОФАЗНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОС
Как отмечалось, в выпрямителях средней и большой мощя|
возрастает влияние э. д. с.,
создаваемых в первичном и вторив
обмотках трансформатора
4
刃
в)
j Тр
分2
；к.си\『к 1 1 1 心 £*44 */! /旬丨1
1 1 11
产丨"
1汁
1
勿
их магнитными потоками рассеяния. % обусловливается, во-первых, / носительным увеличением са индуктивностей рассеяния 広 ухудшения магнитной связи ме. обмотками при выполнении tr форматора на большую мощи» и, во-вторых, уменьшением ак ных сопротивлений в схеме ■ м*отки трансформатора и мон выполняются проводом болы] сечения).
Повышение роли индуктив тей рассеяния сказывается на! цессе перехода тока нагрузк одного вентиля выпрямителе другой (процесс к о м飞 т а ц и и ). В маломощных ：^ прямителях ввиду относителй малости индуктивностей рассея* обмоток трансформатора ука4 ный переход тока протекает за роткий интервал, времени. Ком тацию тока в этих выпрямитё считают мгновенной и не учит^ ют. В выпрямителях же средщ большой мощности интервал i мутации, характеризуемый уг Y，может занимать довольно : чительную часть длительности^ бочих процессов. Коммутациош процессы здесь оказывают су ственное влияние на работу, nj затели и характеристики вы| м и тел я. Влияя ие индуктивно^ рассеяния обмоток трансфо^
тораL虹，L
а при более ：〔
Рис. 6.9. Схема однофазного УЕ ляемого выпрямителя с нулевым^ водом трансформатора и учетом 用 зитных индуктивностей (а); времен диаграммы, учитывающие явление ' мутации тока тиристоров (6 — $
ннх расчетах — и индуктивности питающей сети Lc, учиты-^ 8飯侬я суммарной индуктивностью 厶昌=厶嵋 + (Lsi + L) (-^-『 ；яЛЙ суммарным индуктивным сопротивлением ха = 2冗/厶&)， приве- 、犯似)Ц к вторичной (вентильной) обмотке трансформатора.
, Процесс коммутации, а также его влияние на показатели и характеристики выпрямителя рассмотрим вначале для однофазной с；емн с нулевым выводом. Поскольку неуправляемый вь1прямитель является частным случаем управляемого при а = О, аНализ проводят для управляемого выпрямителя (рис. 6.9, а). При а = 0 все полученные далее соотношения действительны для неуправляемого выпрямителя. Нагрузка принимается активно-индуктивной с М f °°・
Временные диаграммы, поясняющие влияние коммутационных процессов в схеме выпрямителя, приведены на рис. 6.9, 6 — %. Влияние проявляется в том, что при подаче отпирающего импульса на очередной тиристор выпрямителя по истечении интервала а индуктивные ■сопротивления ха1 и ха2 затягивают процесс уменьшения до нуля тока проводившего тиристора и нарастания до значения /^ тока тиристора, вступающего в работу (рис. 6.9, г). В результате на интервале коммутации у в проводящем состоянии одновременно находятся оба шристора выпрямителя (тиристоры 7\ и Т2 на рис. 6.9, о). Эти тиристоры создают короткозамкнутый контур для последовательно соединенных вторичных обмоток трансформатора с суммарным напряжением 24 2 H сопротивлением ха1 + ха2. Если считать ха1 = ха2, то к каждому из этих сопротивлений прикладывается напряжение и2.
Напряжение иа на интервале у определяется выражением
£Q ~ (^2-1 + 〃2-2)/2・ (6.3)
Поскольку при отсчете 〃2т и 几2-2 относительно нулевого вывода обмотки 儿2—1 = —«2-2, на интервале коммутации ud ~ 0 (рис. 6.9, 6). Вследствие этого при вычислении напряжения Ud заштрихованные площадки на рис. 6.9,6 из расчета выпадают. Таким образом, при конечной длительности этапа коммутации среднее значение выпрямлен- 兄оео напряжения Ud будет меньше, чем при 丫 = 0. Для Ud действительно соотношение
иd = UdQ cos а — A"n (6.4) 「"e"'do = ~^——U2 = Q0U、— среднее значение напряжения на наг- РУзкепрм а=0в режиме холостого хода (без учета коммутаций); At/方— Усредненное коммутационное снижение напряжения за период.
Величину А“т находят из выражения
厶°街=— С ]/~2 U2 sin 8d8 =匕丄 ％ fcos a — cos 似 + 圖.(6.5)
В формулу (6.5) входит член cosa ——cos (a + 7), который можно пРеделить, рассмотрев более детально коммутационный процесс пере-
хода тока, например, с тиристора Т2 на тиристор 7\ при его OTHHpanjH по окончании интервала а (рис. 6.9, 6 ——(Э). С отпирания тиристора 国 начинается интервал совместной проводимости обоих тиристоров 口粛 полярности напряжений на вторичных обмотках трансформатора указанной на рис. 6.9, а без скобок. Постепенные уменьшение до hj蠲 тока тиристора Т2 и возрастание до величины Id тока тиристора 询 (рис. 6.9, г) осуществляются под воздействием тока коммутации 岗 (рис. 6.9, а, А), протекающего в короткозамкнутом контуре, образ国 ванном этими тиристорами. Я
Ток %к находят из расчета коммутационного процесса, последЯ вавшего после отпирания тиристора 7\・ Ток коммутации при эт(Я удобно представить в виде принужденной и свободной составляют蜀 (рис. 6.9, 0): Я
% = 'н*ир + 4. св •
Принужденная составляющая обусловливается суммарным 嵐 пряжением контура коммутации 2и2 и его сопротивлением 2ха. 璃 скольку сопротивление контура чисто реактивное, ток ^к.Пр отстё® по фазе от напряжения 2и2 на угол к/2: Я
к.прк.пр2尸/2%а2尸/2%аsin (& -|- а — к/2) — — ”2 "аsin (& -|- а — к/2) — — ”2 "аcos (& + а). (6宮cos (& + а). (6宮伊伊
к.пр
к.пр
2尸/
2%а
2尸/
2%а
sin (& -|- а — к/2) — — ”2 "а
sin (& -|- а — к/2) — — ”2 "а
cos (& + а). (6宮
cos (& + а). (6宮
伊
伊
'砥'砥В выражении (6.7) начало отсчета времени принято в точке & (рис. 6.9, д).
'砥
'砥
Свободная составляющая
'к.св :где Л — некоторая постоянная; контура коммутации.Для выпрямителей средней и'к.св :где Л — некоторая постоянная; контура коммутации.Для выпрямителей средней и=4”、(6|т = 2L JR — постоянная врем闻=4”、(6|т = 2L JR — постоянная врем闻большой мощности активное coniбольшой мощности активное coniтивление контура коммутации мало (R ->0), в связи с чем т -> Тогдативление контура коммутации мало (R ->0), в связи с чем т -> Тогда諺諺
'к.св :
где Л — некоторая постоянная; контура коммутации.
Для выпрямителей средней и
'к.св :
где Л — некоторая постоянная; контура коммутации.
Для выпрямителей средней и
=4”、(6|
т = 2L JR — постоянная врем闻
=4”、(6|
т = 2L JR — постоянная врем闻
большой мощности активное coni
большой мощности активное coni
тивление контура коммутации мало (R ->0), в связи с чем т -> Тогда
тивление контура коммутации мало (R ->0), в связи с чем т -> Тогда
諺
諺
4.СВ = 4(&|
С учетом выражений (6.7) и (6.9) имеемi
，=_ ^Uh. cos (8 + а) + 左(61
Постоянную Л находим из начальных условий коммутации 3貴
=。，4 =。：I
厶=/.св = cos а.б'
Таким образом,|
% = "2 "》[cos а — cos (8 + а)].
Кривая тока f^ определяет закон изменения на этапе коммутации анодного тока тиристора 7\, а разность Id — zK — изменение анод- fforo тока тиристора 丁纟(рис. 6.9, d)・ Интервал коммутации у заканчи- ваетс* при достижении током zal величины Id. Подстановка в (6.12) 9 = у н % = /《дает
cos а — cos (а 4~ I)=cos а — cos (а 4~ I)=//аК2~ 4//аК2~ 4(6.13)(6.13)Рис. 6.10. Внешние характеристики однофазного управляемого выпрямителя (а)； временнйе диаграммы, иллюстрирующие уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения ) выпрямителя с ростом тока нагрузки (6)Рис. 6.10. Внешние характеристики однофазного управляемого выпрямителя (а)； временнйе диаграммы, иллюстрирующие уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения ) выпрямителя с ростом тока нагрузки (6)砂砂На основании среднее значение коммутации:На основании среднее значение коммутации:выражений (6.4), (6.5), (6.13) можно определить напряжения управляемого выпрямителя с учетомвыражений (6.4), (6.5), (6.13) можно определить напряжения управляемого выпрямителя с учетомUd = UdQ cos аUd = UdQ cos а1 d*aтс1 d*aтс(6.14)(6.14)
cos а — cos (а 4~ I)=
cos а — cos (а 4~ I)=
//а
К2~ 4
//а
К2~ 4
(6.13)
(6.13)
Рис. 6.10. Внешние характеристики однофазного управляемого выпрямителя (а)； временнйе диаграммы, иллюстрирующие уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения ) выпрямителя с ростом тока нагрузки (6)
Рис. 6.10. Внешние характеристики однофазного управляемого выпрямителя (а)； временнйе диаграммы, иллюстрирующие уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения ) выпрямителя с ростом тока нагрузки (6)
砂
砂
На основании среднее значение коммутации:
На основании среднее значение коммутации:
выражений (6.4), (6.5), (6.13) можно определить напряжения управляемого выпрямителя с учетом
выражений (6.4), (6.5), (6.13) можно определить напряжения управляемого выпрямителя с учетом
Ud = UdQ cos а
Ud = UdQ cos а
1 d*a
тс
1 d*a
тс
(6.14)
(6.14)
Уравнение (6.14) описывает внешние характеристики управляемого выпрямителя. Для различных значений угла управления а они представляются семейством парал- 'Иельных прямых (рис. 6.10, а).
Наклон характеристик зависит от величины приведенного к втоРичной обмотке трансформатора суммарного реактивного сопротив- ：ення %а・ Выпрямителю, выполненному на диодах (неуправляемый Ь1прямитель), соответствует внешняя характеристика со значением ：=°. Ток 厶 и его составляющие, а также уравнение внешней харак- еристики для неуправляемого выпрямителя на- хоант из соотношений (6.7), (6.11), (6.12) и (6.14):
i«.np = -~2 cos%, (6.15)
к.свк.свiK = У'. (1 —cos 9),iK = У'. (1 —cos 9),(6、(6:(6.(6、(6:(6.Рис. 6•岂.Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с учетом паразитных индуктивностейРис. 6•岂.Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с учетом паразитных индуктивностей
к.св
к.св
iK = У'. (1 —cos 9),
iK = У'. (1 —cos 9),
(6、
(6:
(6.
(6、
(6:
(6.
Рис. 6•岂.Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с учетом паразитных индуктивностей
Рис. 6•岂.Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с учетом паразитных индуктивностей
*а
z = 4。一3
Уменьшение напряжения на нагрузке Ud с ростом тока Id 06G няется увеличением коммутационного падения напряжения Д, вследствие возрастания угла коммутации у. Указанное поясняе для случая неуправляемого выпрямителя временными диаграмме рис. 6.10, 6, где показаны кривые напряжения 儿^, тока ；к и его сост ляющих, а также токов вентилей при двух значениях тока нагру^ &
На рис. 6.9, е приведены кривые напряжения 〃i и тока ii. Tog на внекоммутационных интервалах определяется (с учетом коэф§ циента трансформации n = wi/w2) токами тиристоров ；а1, i a2, а' этапах коммутации —— их разностью. Коммутационные явления схеме выпрямителя приводят к возрастанию фазового сдвига потр ляемого тока относительно напряжения питания. Фазовый сд! первой гармоники тока м(1)увеличивается примерно на угол ?/£ составляет для управляемого выпрямителя
屮影 a + T/2.(6.
Кривая напряжения на тиристоре (см. рис. 6.9, ж) отличается аналогичной кривой на рис. 6.6, е увеличением интервала его провор мости на время коммутации. С учетом угла у к тиристору при за? рании прикладывается скачок обратного напряжения, равн书 2m2力5e3 + Y).
Коммутационные процессы в однофазном м о с то в《 выпрямителе (рис. 6.11) подобны процессам в однофазн схеме с нулевой точкой. Особенность заключается в том, что на э'
коммутации в проводящем состоянии находятся одновременно
четыре тиристора. На схеме показан контур коммутации при отпи^ нии тиристоров Т1, Т2 и запирании тиристоров Т3, Т《.号
Ток коммутации & в мосто! схеме обусловливается напря? нпем и2 и реактивным сопротив нием %а・ Для тока /к и его св об ной и принужденной составляю^ действительны соотношения (6.6 (6.12), полученные для схемб нулевой точкой. Отличие связ； с тем, что в мостовой схеме не
средственно в коммутации каж го из тиристоров участвуют ставляюгцие коммутационного т‘
.£长2 (рис. 6.11). Если предположить, что составляющие zK1 и £^2 равны, ^процесс коммутации (переход тока с одной пары тиристоров на дру-
заканчивается при /К1
'к2 = 1 d. При этом току & будет соот-
Бетствовать значение 2〃. На основании указанного правую часть вы- ра^енн只(6.13) необходимо умножить на 2:
cos а — cos (仪 + т)=
2〃%а尸4
(6.20)
Следовательно, уравнение внешних характеристик мостовой схе- мн записывается в виде
Ud = UdQ cos аUd = UdQ cos а 2/d& 2/d&(6.21)(6.21)
Ud = UdQ cos а
Ud = UdQ cos а
2/d&
2/d&
(6.21)
(6.21)
В мостовой схеме увеличение вдвое тригонометрической функции (6.!3) компенсируется уменьшением примерно в то же число раз значения % & за счет лучшей магнитной связи вторичной обмотки с первичной, т. е. уменьшения их индуктивностей рассеяния. В результате при одной и той же мощности выпрямителя внешние характеристики мостовой схемы и схемы с нулевым выводом получаются примерно одинаковыми.
Вид кривых токов ц, г 2 совпадает с кривой тока 厶 в схеме с нулевым выводом (см. рис. 6.9, е). Первая гармоника тока 厶⑴ в мостовой схеме также сдвинута в сторону отставания относительно напряжения питания на угол 屮^ а 十 丫/2. Кривая напряжения на тиристорах в мостовой схеме с учетом вдвое меньшей величины напряжения имеет тот же вид, что и в схеме с нулевым выводом (см. рис. 6.9, ж).
НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА
За исключением случаев, когда единственно возможным источником питания является сеть однофазного переменного тока, питание псктоянным током потребителей средней и большей мощности производится от трехфазных выпрямителей. При выпрямлении трехфазного переменного тока, как отмечалось, достигается лучшее качество выпрямленного напряжения за счет снижения амплитуды пульсаций. Напряжение трехфазных выпрямителей к тому же легче подвергайся сглаживанию, так как частота пульсаций здесь существенно выШе> чем в однофазных выпрямителях. Облегчающим фактором в построении выпрямительных установок рассматриваемого диапазона мощностей служит и меньшая загрузка вентилей трехфазных схем по току и напряжению.
Из выпрямителей трехфазного тока преимущественное применение *Q Практике получила трехфазная мостовая схема (схема Ларионова), поэтому ее анализу уделяется наибольшее внимание. Однако для луч- т^о уяснения принципа выпрямления трехфазного тока и режимов работь】 выпрямителей вначале рассмотрим трехфазную схему с нуле- ВЬ1м выводом.
Схема трехфазного выпрямителя с нулевым выводом
В схему трехфазного неуправляемого выпрямителя с нулевыми водом (рис. 6.12, а) входит трансформатор со вторичными обмотка соединенными звездой. Первичь обмотки соединяются звездой 正
/ 4
треугольником. Выводы вторич^ обмоток связаны с анодами трех 畐 тилей. Нагрузка подключается к| щей точке соединения катодов ве^ лей и нулевому выводу вторичй обмоток. Принцип действия сх| рассмотрим с помощью времен, диаграмм, приведенных на рис. 6； 6—明 при чисто активной нагру^
Индуктивность рассеяния od ток трансформатора и индуктивнЗ питающей сети принимаем рав@ нулю. Иными словами, переход т* с одного вентиля на другой счи^ мгновенным.；
На рис. 6.12, 6 показана трех^ ная система вторичных напряжй трансформатора относительно н§ вой точки (фазные напряжения 〃ь, В силу того что нагр# подключена к нулевому выводу е ричных обмоток и общей точке ( динения катодов вентилей, послед' способны проводить ТОК ТОЛЬКО I положительной полярности вто| ных напряжений. Однако в от* том состоянии может находи^ только тот из вентилей, для кото。 фазное напряжение выше, чем у И других. Каждый из непроводя^ вентилей будет заперт обратным』 пр яжен ием, равным разности 1 пряжений его фазы и фазы провс щего вентиля. На интервале ®i - условие открытого состояния выг няется для вентиля 7, на интер! 打2 — ®з — Для вентиля 2, на нн， вале ®з ——&4 ——для вентиля 3, интервале &《一8§ — вновь для е тиля 7, и т. д.：
Таким образом, интервал 口Р§ димости каждого вентиля соста乌 ет 屮=2л /3. Открытый вентиль ；е
5) О
夕
绊
廿
廿
廿
Рис. 6.12. Схема трехфазного неуправляемого выпрямителя с нулевым выводом (а) и его временные диаграммы при чисто активной нагрузке (6 — ж)
О ^а.1^2а
О
д) I
О
勿
纺
©
々3, £丿
卅丿
чает напряжение соответствующей фазы к нагрузке. В ре- ^М>тате на ней действует однополярное пульсирующее напря- 黑ние 〃办 представляющее собой участки фазных напряжений 旅 «ь， 〃心(рис. 6.12, 6, 8). При чисто активной нагруз* ^крИвая ее тока id — Ud!Rn имеет ту же форму, что и напря- ^ение 〃壮(рис. 6.12, 8). Указанной очередности отпирания вентилей соответствуют кривые анодных токов, показанные на рис. 6.12, г — е.
Среднее значение выпрямленного напряжения находят по площади заШТрихованного участка на рис. 6.12, 6
冗/з_
М = _2- f J/Fu2 cos 8d8 =%= 1,17%,(6.22)
2 л/3 J2 冗
—n/3
me Vz — действующее значение фазного напряжения на вторичной обмотке трансформатора.
Коэффициент, связывающий напряжения Ud и U2 ^ формуле (6.22), больше, чем в однофазных схемах, где Ud = 0,9力・ В связи с этим для получения одинакового напряжения Ua трансформатор следует рассчитывать на напряжение U2 — 0,85t7d, т. е. меньшее, чем в однофазных схемах (力 = 1,11U》. Лучшие показатели имеет схема и в отношении коэффициента пульсации выпрямленного напряжения. Коэффициент пульсации по первой гармонике находят подстановкой в выражение (5.5) m = 3, откуда следует, что амплитуда первой гармоники пульсации составляет 25% от Ud вместо 67% для однофазных схем. Первая гармоника пульсации имеет частоту, трехкратную частоте сети, и равна 150 Гц против 100 Гц для однофазных двухполупериодных выпрямителей.
Средний ток вентилей /а связан со средним значением тока нагрузки ld = U/Rr соотношением
/а=〃/3.(6.23)
На рис. 6.12,兆 построена кривая обратного напряжения на вентиле /. Обратное напряжение найдено как разность между потенциа- 口ами анода и катода. Изменение потенциала анода вентиля / определяется фазным напряжением 〃&, а катода ——фазным напряжением иъ при проводящем вентиле 2 или фазным напряжением ис при открытом вентиле 3. Ординаты, заключенные между кривыми иа и ，ь(〃с), характеризуют мгновенные значения обратного напряжения (Р«с. 6.12, б) и кривую "н(&) (рн& 6.12,兆).Напряжение иьъ по су- 也еству, состоит из участков кривых линейных напряжений иЬа 我旧 в свхзи с чем необходимое для выбора вентиля максимальное обратное Спряжение равно амплитуде линейного вторичного напряжения:
Ub max =^V2 ^3U2 = VT U2 = ~Ud = 2,09Ud・(6.24)
Ся Токн вторичных обмоток трансформатора 逅仆 i2b^ Gc определяют- соответствующими токами вентилей (рис. 6.12, г— е). Кривые анод- 1Х токов содержат постоянную составляющую, равную /rf/3, кото-
рая протекает и через вторичные обмотки трансформатора, со嘘 в каждом из трех стержней магнитопривода од нонаправ л ный поток вынужденного подмагничивав трансформатора. Этот поток замыкается от верхнего^ трансформатора к нижнему через воздух, а в случае неудачной: струкции ——через детали крепления магнитопровода и через ста| бак (в масляных трансформаторах). 拿
Явление вынужденного подмагничивания магнитопровода 工[ форматора в трехфазной схеме с нулевым выводом крайне нежели? но, поскольку оно может привести к насыщению магнитопреводй избежание насыщения приходится увеличивать сечение магнито вода. Однако это приводит к завышению массо-габаритных пока лей трансформатора и всей выпрямительной установки. ;
Поток вынужденного подмагничивания может быть исключен дением дополнительных обмоток (т. е. усложнением трансформа^ на вторичной стороне и соединением вторичных обмоток зиг^Г Однако лучшие результаты дает применение трехфазной мостовой мы, не имеющей потока вынужденного подмагничивания и обла щей рядом других преимуществ по сравнению с трехфазной cxef нулевьш выводом. *
Схема трехфазного мостового выпрямителя
Схема трехфазного мостового выпрямителя (рис. 6.13, а) содё] выпрямительный мост из шести вентилей. В нижней группе Berf соединены катодами (катодная группа), а в верхней ——анодами @ ная группа). Нагрузка подключается между точками соединений тодов и анодов вентилей. Схема допускает соединение как первич так и вторичных обмоток трансформатора звездой или треуго/ ком. Она может быть применена и без трансформатора.
Анализ схемы проводится при активно-индуктивной нагр^ наиболее распространенной на практике. Индуктивности рассе обмоток трансформатора и индуктивности питающей сети принимй сначала равными нулю, а индуктивность LH ->оо. Рассмотрение водится с использованием временных диаграмм, приведенных рис. 6.13, 6 — и."
В схеме с нулевым выводом ток нагрузки создается под дейст фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора, а в ® вой схеме ——под действием линейного напряжения. Ток нагрузки протекает через два вентиля, один из которых расположен в к, ной группе, а другой ——в анодной. Контур тока нагрузки при от тых вентилях / я 6 показан на схеме рис. 6.13, а.
Из катодной группы в открытом состоянии будет находиться из вентилей, напряжение анода которого имеет положительную лярность относительно нулевого вывода (фазное напряжение) и большую величину по сравнению с другими вентилями. Из ано группы открытое состояние принимает тот из вентилей, напря喝 катода которого в данный момент является наибольшим и нмее
б) об) о勿勿
б) о
б) о
勿
勿
Г [ательную полярность. Иными [Р вами, в проводящем состоянии ?；ут находиться те два накрест ла $ 喘 0Х вентилявьшр ямительного
^ста， между которыми действует в ^поводящем направлении наибольшее инейное напряжение. Укажем на "^граммах фазных напряжений 1иС； 6.13, б) интервалы проводи- 器го вентилей: на интервале 小一餘 проводят вентили 6, /, на интерва- п； 8? 一 В? — вентили /, 2, на ин- терваме 也一储 一 вентили 2，3，на интервале && — &5 — вентили 3, 4, и т, д. Таким образом, интервал проводимости каждого вентиля составляет ф = 2冗/3, а интервал совместной работы двух вентилей равен тг/3. За период напряжения питания происходит шесть переключений вентилей. Схема работает в шесть тактов, в сбязи с чем ее часто называют шее* типульсной.
Определим кривую выпрямленного напряжения 〃壮. Наиболее просто это можно сделать, показав кривые изменения потенциалов выводов нагрузки ср.)и %(+} относительно нулевого вывода вторичных обмоток трансформатора (рис. 6.13, а). Кривая изменения потенциала 屮小十) формируется из участков фазных напряжений положительной полярности пРи проводимости вентилей катод- но百 группы, а кривая 屮爪一)—— из Участков фазных на пряжений отрн- Отельной полярности при проводи- • ，℃тн вентилей анодной группы (РН& 6.13,6). Разность указанных потенциалов определяет напряжение нагрузки ud. Кривая ud. показанная а рис. 6.13, & состоит из участков ^нейных напряжений вторичных • *ток трансформатора.
Рис. 6. 13. Схема трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (а) и его временные диаграммы при Дн -> оо (6—汉)Рис. 6. 13. Схема трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (а) и его временные диаграммы при Дн -> оо (6—汉)н вреднее значение выпрямленного зн；Р**ення находят по среднему ПовЧеНИЮ напряжения ud за период ии°т°Р'емости 冗 /3 (заштрихованный *асток на рис. 6.13, 6):
Рис. 6. 13. Схема трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (а) и его временные диаграммы при Дн -> оо (6—汉)
Рис. 6. 13. Схема трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (а) и его временные диаграммы при Дн -> оо (6—汉)
+n/6—"
4- f /2- и2л cosM»= Щ- (72л= ^U2 = 2,34(72. (6f^
Напряжение на нагрузке по сравнению с трехфазной схемой4' нулевым выводом получается вдвое большим. Это объясняется т© с что трехфазная мостовая схема выпрямителя представляет собой к蜘 бы две трехфазные схемы с нулевым выводом, выходы которых вклк^ чены последовательно. При заданном напряжении Ud здесь требухе' вдвое меньшее напряжение Ug： 一?
"病" 0,425/,"病" 0,425/,(6.26)(6.26)
"病" 0,425/,
"病" 0,425/,
(6.26)
(6.26)
что сокращает число витков вторичных обмоток трансформатора и ■снижает требования к изоляции.
Поскольку период повторяемости кривой ud равен 2д /6, трехфазная мостовая схема эквивалентна шестифазной в отношении коэффициента пульсации и частоты ее первой гармоники. Коэффициент пуль сации по первой гармонике находят подстановкой в выражение (5.^5) m = 6, откуда следует, что амплитуда первой гармоники пульсации составляет 5,7 % от напряжения Ud против 25% для трехфазной сх匾 с нулевым выводом. Частота первой гармоники пульсации шестикрад1- на частоте питающей сети и равна 300 Гц, вторая гармоника нм磅т частоту 600 Гц и т. д. .霾
Ток нагрузки из-за наличия в ней индуктивности сглажен. Йа рис. 6.13, 6 он представлен прямой линией со значением /d = °/簾 Поскольку каждый вентиль проводит ток в течение трети период, среднее значение анодного тока /а = /d/3. Кривые токов венти^ показаны на рис. 6.13, г —兆. &
При открытом состоянии двух вентилей выпрямительного мо®
другие четыре вентиля закрыты приложенным к ним обратным на应 жением. Кривую обратного напряжения строят так же, как и для тр фазной схемы с нулевым выводом. Так, например, потенциал а界
закрытого вентиля / следует за фазным напряжением иа (рис. 6*13 а потенциал катода ——за напряжением иь при проводимости в 3 или за напряжением ис при проводимости вентиля 5 (так как 口。嚐 циал катода равен потенциалу шины 屮爪十)нагрузки). Разность на嘲 жений между анодом и катодом (рис. 6.13, б) определяет кривую вентиля / (рис.6.13, 〃)・ Как и в трехфазной схеме с нулевым внв哂 кривая обратного напряжения составляется из участков линей^ напряжений вторичных обмоток трансформатора и ее максимал^ величина равна амплитуде линейного напряжения Ub max = V Однако ввиду вдвое большего среднего значения напряжения на\ грузке соотношение между Иь max и Vd здесь получается более 口图 почтительным, чем в трехфазной схеме с нулевым выводом:
Ub max =任/3) Ud = 1 ,045力.
Таким образом, вентили в трехфазной мостовой схеме следует〕 бирать на напряжение, близкое к
кривая тока вторичной обмотки трансформатора определяется ками двух вентилей, подключенных к данной фазе. Один из вентилей [о#" в анодную группу, а другой — в катодную. Так, например, :К i2a состоит из токов вентилей 1, 4 (рис. 6.13, з). Вторичный ток няется переменным, имеет форму прямоугольных импульсов с ам- дйтудой Id и паузой между импульсами длительностью тг/3, когда 06a вентиля данной фазы закрыты. Постоянная составляющая во вто- 祖дном токе отсутствует, в связи с чем поток вынужденного подмагни- ^ванкя магнитопровода трансформатора в мостовой схеме не создает^-《上
Для расчета сечения провода вторичных обмоток трансформатора определим действующее значение вторичного тока (рис. 6.13, з)
「5"/6I 5н/6'
/2= т J / =V 十 j /涵=/告〃•(6.28)
Ток первичной обмотки трансформатора (рис. 6.13, з) связан с током его вторичной обмотки коэффициентом трансформации (& = =运/他Г口6 n = 侬丿侬2)：
Л = —(6.29)
Первая гармоника потребляемого тока, как и во всех неуправляемых выпрямителях (без учета коммутации вентилей), совпадает по фазе с напряжением питания.
Коэффициент трансформации п находят из отношения напряжений обмоток:
440,454/0,454/(6.30)(6.30)
4
4
0,454/
0,454/
(6.30)
(6.30)
Расчетные мощности первичных и вторичных обмоток равны, в связи с чем им равна и расчетная (типовая) мощность всего трансформатора:
S『=& = S? = 3S『=& = S? = 3〃謚力=十РL1，045Pd. (6.31)〃謚力=十РL1，045Pd. (6.31)
S『=& = S? = 3
S『=& = S? = 3
〃謚力=十РL1，045Pd. (6.31)
〃謚力=十РL1，045Pd. (6.31)
В соответствии с формулой (6.31) трансформатор трехфазной мостовой схемы выпрямителя выбирают на мощность, близкую к мощ- ностн нагрузки, что также является преимуществом этой схемы.
Учет коммутации вентилей в схеме трехфазногомостового неуправляемого выпрямителя
При рассмотрении трехфазной мостовой схемы исходили из равен- :тва нулю индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора и ин- ^Уктивностей питающей сети, т. е. не учитывали влияние на показа- е“н схемы коммутационных процессов, реально имеющих место в 〔2-648 337
схеме в процессе ее работы. По указанно访 причине все приведем соотношения следует считать действительными лишь в первом ' ближении, а найденное значение напряжения Ud — 2,341/2 "схеме в процессе ее работы. По указанно访 причине все приведем соотношения следует считать действительными лишь в первом ' ближении, а найденное значение напряжения Ud — 2,341/2 "ным напряжению Ug вным напряжению Ug в悖斗1圾悖斗1圾%LJ со%LJ со66UdUd00廿廿疗疗иЬта)Г^5иаоиЬта)Г^5иао因 0因 04国04国03， д) о3， д) о屮d（+）屮d（+）
схеме в процессе ее работы. По указанно访 причине все приведем соотношения следует считать действительными лишь в первом ' ближении, а найденное значение напряжения Ud — 2,341/2 "
схеме в процессе ее работы. По указанно访 причине все приведем соотношения следует считать действительными лишь в первом ' ближении, а найденное значение напряжения Ud — 2,341/2 "
ным напряжению Ug в
ным напряжению Ug в
悖斗1圾
悖斗1圾
%LJ со
%LJ со
6
6
Ud
Ud
0
0
廿
廿
疗
疗
иЬта)Г^5иао
иЬта)Г^5иао
因 0
因 0
4
国0
4
国0
3， д) о
3， д) о
屮d（+）
屮d（+）
режиме холостого хода.畫
Ввиду наличия указанных инду^З ностей, которые учитываются приведем" ми ко вторичной обмотке трансформа! «анодными» реактивными сопротивлен!! 尤а.，尤ab，%с (рис- 6.14, О), КЗЖДЫЙ Пе^ тока с одного вентиля на другой в пред! анодной и катодной групп происход! течение интервала коммутации у. К楹 тация начинается в точках естественн отпирания очередных вентилей (рис, 6. б), которым соответствуют моменты 1 мен и 分и 分2，分3，&4 и т・ Д- на рис. 6.1； В точках естественного отпирания в^ лей достигается равенство фазных й| жеиий вторичных обмоток трансформат
На этапе коммутации открыты ； вентиля (рис. 6.14, г), два из которв анодной или катодной группе участв^ коммутации. В течение интервала 孑 вентиля, заканчивающего работу, спг до нуля, а ток вентиля, Еступающего? боту, нарастает до значения id = 〃 ？ нимаем, как и ранее,厶口 f оо). Fla 6.14, а указаны контуры протекания 1 нагрузки 〃 и тока 几 при коммутации] тилей /, 3 (вместе с которыми от” также вентиль 2), возникающие в м@ времени % (рис. 6.14, 6,仇 г).：|
На этапе коммутации вентилей! потенциал шины нагрузки 山(一)ой ляется напряжением ис за счет npoi мости вентиля 2 (рис. 6.14, а, б). II циал же шины нагрузки(prf(-f-j формир^ ‘ с участием напряжений иа и иь в кор;< замкнутом контуре, содержащем откр* вентили / и 5. Поскольку напряжен^ иь имеют одинаковую полярность, н項 > 〃&, для потенциала 屮山十)можно запу
〃ь — %
2尤a
Рис. 6,14. Схема трехфазного мостового-^ равняемого выпрямителя с учетом парз^ индуктивностей (а)； временные диаграммь^ тывающие явление коммутации (д — |
碎
<Pd<+)= (% + 与)/2,
(6.32)
Иными словами, в процессе коммутации двух вентилей потенциал соответствующей шины нагрузки изменяется по полусумме напряжений 5yx фаз, участвующих в коммутации. Как видно из рис. 6.14, 6,仇 %； вызывает уменьшение выпрямленного напряжения ud на этапе коммутации у, что сказывается и на среднем значении выходного на-
(6.33)(6.33)пряжения:
(6.33)
(6.33)
刀 н U或一AUdf，
где AUa?——среднее значение коммутационного снижения напряжения-
Мгновенное значение коммутационного снижения напряжения составляет (рис. 6.14, 6, 8)
力 и 2力 и 2〃ь — % ~2〃ь — % ~2(6.34)(6.34)
力 и 2
力 и 2
〃ь — % ~2
〃ь — % ~2
(6.34)
(6.34)
Разность в числителе выражения (6.34) есть не что иное, как линейное напряжение «2л ~ К3«2, следовательно,
〃力=上一厂U2 sl口机〃力=上一厂U2 sl口机(6.35)(6.35)
〃力=上一厂U2 sl口机
〃力=上一厂U2 sl口机
(6.35)
(6.35)
Величину At/力 находим усреднением коммутационных площадок напряжения за интервал 几/3 (на рис. 6.14, в они заштрихованы):
[72sinM& == -^-t/2(l —cos-[). (6.36) н/3 J 2
О
Задача теперь заключается в отыскании тригонометрической функции, стоящей в скобках в правой части выражения (6.36). Ее находят из выражения для тока короткозамкнутого контура i^ (см. рис. 6.14, а). Ток & может быть определен, как и для однофазной схемы с нулевым вьтводом (см. § 6.3), в виде суммы свободной и принужденной составляющих. Получающиеся при этом соотношения подобны (6.15), (6」6), (6.17) дпя однофазного неуправляемого выпрямителя с нуле- вьм вызодэм. С учетом того, что ток zK здесь создается под действием Инейного напряжения, равного Vbu^ ему будет соответствовать Вь1ра*енне
乙=金4(1—COS&).(6.37)
а『ок 県 определяет анодный ток вступающего в работу вентиля 3, у ^ завершающего работу вентиля / характеризуется разностью 或7几・ При £&з = & = 〃 коммутация заканчивается (8 = у).
Результате из выражения (6.37) имеем
1—cosi = ^^-.(6.38)
/6 Ua
12*
С использованием соотношений (6.33), (6.36), (6.38) находимЦ
Уравнение (6.39) определяет внешнюю характерисЛ к у трехфазного мостового неуправляемо^ выпрямителя, которая, как и для однофазных выпрямителя при а = 0 (см. рис. 6.10, а), имеет вид наклонной прямой. УменыЯ ние напряжения на нагрузке с увеличением ее тока, как отмечал^ в § 6.3, связано с повышением коммутационных падений напря^е^ ввиду роста угла коммутации у.Л
Влияние коммутационных процессов на форму кривых аноднЯ токов (рис. 6.14, г) отражается также на форме кривых первичног^В вторичного токов трансформатора (рис. 6.14, д). Основная гармонЯ этих токов приобретает отстающий относительно напряжения фаЯ вый сдвиг на угол <р^ у/2・д
Коммутационные процессы сказываются и на виде кривой об[Я но го напряжения на вентиле (рис. 6.14, е), способ построения котб圖 был показан ранее. Они приводят к увеличению интервала пров(^ мости вентиля на угол у и появлению на нем скачка обратногонапЯ
МОСТОВОЙ УПРАВЛЯЕМЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО Т鱷
Трехфазная мостовая схема получила преимущественное npifl нение и при построении управляемых выпрямителей трехфазнИ тока. Анализ схемы выпрямителя (рис. 6.15, а) вначале провеЯ при хаа = хаЬ = хас = 0, а затем укажем их влияние.Л
Особенность работы управляемого выпрямителя заключаетсД| задержке на угол а момента отпирания очередных тиристоров сх^ сительно точек естественного отпирания 也，歸，％ и (рис. 6.15, б). Это обусловливается задержкой на угол а моментов^^ дачи отпирающих импульсов на тиристоры (рис. 6.15, в) от систЯ управления выпрямителем.
При наличии достаточно большой индуктивности в цепи нагр^Я задержка вступления в работу очередных тиристоров создает заде彌 ку на такой же угол а моментов запирания проводящих тирист^д (рис. 6.15,0). При этом кривые потенциалов(prf(+), <р“(一)и напряж^И ud приобретают вид, показанный на рис. 6.15, б, г. В кривой выпД| ленного напряжения создаются «вырезки», вследствие чего ср^^Ш значение напряжения Ud уменьшается. Таким образом, при нии угла а осуществляется регулирование величины Ud.
Влияние изменения угла а на кривую ud и среднее значением пряжения Ud показаны на рис. 6.16, a — а Поскольку в трех巾 мостовой схеме выпрямлению подвергается линейное напряж^И кривая ud на рис. 6.16, a — & как и на рис. 6.15, г, состоит из ков линейных напряжений вторичных обмоток трансформатора 〃 hr* 〃са。
册＞口＞犷
a
^bmax^5Udo
一廿
一廿一立廿一卄一寸行
刃
办
力
W⑦昉
a a
〃
——苏一
®
a=6〃°
Рис. 6.16. Кривые выходного напряжения трехфазного мостового уп равляемого выпрямителя при 厶н f00 и различных значениях угла управления о
н ； 6.15. Схема трехфаз- м 0 мостового управляе- bd ： 8ьИ1рямителя (а) и его 卩 меннйе диаграммы при
厶Н f ОО (б — ж)
При изменении угла a в диапазоне от 0 до 60 (рис. 6.16, а,礎 реход напряжения ud с одного линейного напряжения на другое| ществляется в пределах положительной полярности участков ли! ных напряжений. Поэтому форма кривой напряжения ud и его ср^ значение одинаковы как при активной, так и при активно-индук| ной нагрузках.W
При а〉60е вид кривой иа зависит от характера нагр^ (рис. 6.16, 8, г). Причина зависимости та же, что и в управляе| выпрямителях однофазного тока (см. § 6.2). В случае активно-ин^ тивной нагрузки ток id продолжает протекать через тиристоры и | ричные обмотки трансформатора после изменения полярности; линейного напряжения (рис. 6.16, % а), в связи с чем в кривой! появляются участки линейных напряжений отрицательной по4 ности. При 厶н f оо эти участки продолжаются до моментов оче| кого отпирания тиристоров. Равенству площадей участков и ус『о£ 勿 =0 соответствует угол a = 90° (рис. 6.16, г). Значение этого j характеризует нижний предел регулирования напряжения Ud $ 厶门一>оо. При активной нагрузке участки напряжения отрицатели полярности отсутствуют и в кривой ud при о; > 60° появляются н, вые паузы (штрихи на рис. 6.16, % г). Напряжению、= G тей будет отвечать значение угла a — 120®.,
Зависимость среднего значения выпрямленного напряжены^ угла а (регулировочная характеристика) 厶н ->8 может быть найдена усреднением кривой ud на интерЕ л/3 (см. рис. 6.15, г)::;
冗/6+a
Ud = -^- J Мб 〃2 sin 8d8 —。陋 cos a,
т. е. она определяется тем же соотношением, что и в однофазных @ мах. .
Участок регулировочной характеристики при активной нагр^ 亿日=0) на интервале 120° > a > 60° находят из выражения
Ud н ―!— С Кб 6^2 sin 8d8 — 4()[1 + cos (60° + a)]. (6? 冗/з J
Регулировочные характеристики трехфазного мостового вьшр搶 теля, построенные по выражениям (6.40), (6.41), приведены рис- 6.17.
Кривые анодных токов тиристоров и токов обмоток трансфор! тора при £ц ->оо (см. рис. 6.15, “ ж) отличаются от кривых соотв ствующих токов неуправляемого выпрямителя (см. рис. 6.13, а士 наличием отстающего фазового сдвига относительно напряжев (Ф — а).
Кривая напряжения на тиристоре приведена на рис. 6.15, ж. Ар литуда обратного напряжения, как и в неуправляемом вьшрямитЙ равна 1,СЙ5и^0. Этой величиной определяется теперь не только .< 342
оо"心4"心4ооКак и в неуправ-Как и в неуправ-8)8)ОО勿勿2丿2丿ООвыводов нагруз- коммутации занапряжения на сопротивленияхвыводов нагруз- коммутации занапряжения на сопротивленияхки на этапах счет падений реактивных уменьшаются.ки на этапах счет падений реактивных уменьшаются.ляемом выпрямителе, на интервале у они определяются полу-ляемом выпрямителе, на интервале у они определяются полу-必;^乜%欠仇必;^乜%欠仇軍ч軍чхa力， пе-за-ти-хa力， пе-за-ти-%ас%ас(см. § 6.4).Потенциалы(см. § 6.4).Потенциалыкоммутационных нЬ1Ми сопротивлениями хаа, нне процессы обусловленыкоммутационных нЬ1Ми сопротивлениями хаа, нне процессы обусловленыРяс。6.17. Регулировочные Характеристики трехфазно- г° мостового управляемого выпрямителяРяс。6.17. Регулировочные Характеристики трехфазно- г° мостового управляемого выпрямителяреходом тока с тиристора, канчивающего работу, на рнстор, вступающий в работу (рнс・ 6」8, 8)той же тиристор- ной группы (анодной или ка-реходом тока с тиристора, канчивающего работу, на рнстор, вступающий в работу (рнс・ 6」8, 8)той же тиристор- ной группы (анодной или ка-6.18: Временные диаграммы напряжений и токов трехфазного мосто- 1 вого управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации6.18: Временные диаграммы напряжений и токов трехфазного мосто- 1 вого управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации3Q ВО 90 120 а°3Q ВО 90 120 а°
о
о
"心4
"心4
о
о
Как и в неуправ-
Как и в неуправ-
8)
8)
О
О
勿
勿
2丿
2丿
О
О
выводов нагруз- коммутации за
напряжения на сопротивлениях
выводов нагруз- коммутации за
напряжения на сопротивлениях
ки на этапах счет падений реактивных уменьшаются.
ки на этапах счет падений реактивных уменьшаются.
ляемом выпрямителе, на интервале у они определяются полу-
ляемом выпрямителе, на интервале у они определяются полу-
必;^乜%欠仇
必;^乜%欠仇
軍ч
軍ч
хa力， пе-
за-
ти-
хa力， пе-
за-
ти-
%ас
%ас
(см. § 6.4).
Потенциалы
(см. § 6.4).
Потенциалы
коммутационных нЬ1Ми сопротивлениями хаа, нне процессы обусловлены
коммутационных нЬ1Ми сопротивлениями хаа, нне процессы обусловлены
Ряс。6.17. Регулировочные Характеристики трехфазно- г° мостового управляемого выпрямителя
Ряс。6.17. Регулировочные Характеристики трехфазно- г° мостового управляемого выпрямителя
реходом тока с тиристора, канчивающего работу, на рнстор, вступающий в работу (рнс・ 6」8, 8)той же тиристор- ной группы (анодной или ка-
реходом тока с тиристора, канчивающего работу, на рнстор, вступающий в работу (рнс・ 6」8, 8)той же тиристор- ной группы (анодной или ка-
6.18: Временные диаграммы напряжений и токов трехфазного мосто- 1 вого управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации
6.18: Временные диаграммы напряжений и токов трехфазного мосто- 1 вого управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации
3Q ВО 90 120 а°
3Q ВО 90 120 а°
аТное напряжение, но и возможное значение амплитуды прямого ^пряжения на тиристоре при регулировании угла а.
На рис. 6.18, о — 0 приведены временные диаграммы напряжений « токов управляемого выпрямителя с учетом
п р о ц е с с о в, вызываемых индуктив- (см. рис. 6.15, о). Коммутацион-
годной). Каждый такой коммутационный процесс начинается в момент подачи отпирающего импульса на очередной в порядке вступлений в работу тиристор (рис. 6.18, а.) Коммутация токов пр одолжается в течение интервала 丫 и протекает так же, как и в схеме неуправляемого мостового выпрямителя
суммой напряжений двух фаз с коммутирующими вентилями. 嘯 мутационные падения напряжения сказываются на форме кр*歸 напряжения ud и уменьшении его среднего значения Ud (рис. 6.18,Я и й = и мI
Расчет среднего значения коммутационных падений напряжёЯ производят так же, как и в неуправляемой схеме. Отличие сосм лишь в том, что напряжение 以е? (рис. 6.18, а) к моменту начала Л мутации имеет отстающий фазовый сдвиг на угол а относите™ точек естественного отпирания вентилей. С учетом сказанного сЯ ношения (6・35)——(6・38) для рассматриваемой схемы принимают тай вид：&
。當=U2 sin (а 十 8),У
AU衝=―J U2 sin (а 十 8) d& = 色？6 仏[cos а — cos 似 + j
=号 ％ J cos а —cos (8 + а)],я
cos а — cos (а 4* т)=二竺厶.(бЯ
У 丁 /Я
Подстановкой выражения (6.43) в (6.42) находим A(7j7 = —
и среднее значение напряжения на нагрузке с учетом явления ком專 тации:А
(6$(6$
(6$
(6$
Соотношение (6.44) является уравнением внешних х а р 蜀 теристик трехфазного управляемого в Л прямителя. Оно является более общим, чем уравнение (6•廟 поскольку последнее отвечает условию а = 0・ Вид внешних хам теристик соответствует рис- 6-10, а・ 安
Индуктивное сопротивление ха в соотношениях (6.44), а также (6•麗 (6.21), действительных для однофазных схем (соответственно с нулевым вД дом имостовой),определяютпонапряжениюкороткого замыкания 〃 трД
форматораприноминальномзначении первичноготока/〔нем：3
厶1
* том**-缱
нли
%а —
и： %U1
厶нсш紋ТОО
еде 几 ％
厶iOO
а
относительное напряжение короткого замыкания
.рМатора, выраженное в процентах.
Q у После подстановки формулы (6. 45) в (6.44) и деления левой и правой сражения (6.44) на 卩血 имеем
«ли
Ud3 1 41 и； %
-=COS a - —'-
力0加 Е 力0 /1Н0М1°°
Uq31 U]，d ном "к % ，d
COS a -力0亢出力0 аном 1°。 〃ном
транс
частей
(6.46)
(6.46а)
Соотношение (6,46а) можно выразить в относительных параметрах:
*и； % *
(6.47)(6.47)и. = COS а — В / ,
(6.47)
(6.47)
d100 d
где U方= U壮1 Ud&Id = 〃〃(/ном ——соответственно выпрямленные напря
жение и ток нагрузки, выраженные в относительных единицах； §]%/* ном .
冗必 UdQ / 1HOM
Соотношение (6.47) является обобщенным уравнением внешних характери- з ГТ, .о 11J номо
стик выпрямителей. При коэффициенте 6 = уравнение (6.47)
亢 “ Ua。 /ihom действительно также для однофазной схемы с нулевым выводом, а при с 21 U] 1 d ном,а
В= —— —и для однофазной мостовой схемы.
九北 "do /1ном
По найденным ранее соотношениям между Uj = nU2 и 勿。[см. выражения (5.2), (6.25)], а также между Id и 厶[см. выражения (5.17), (5.40), (6.29)] получаем: В = 0,35 ——для однофазной схемы с нулевым выводом, В — 0,7 — для однофазной мостов ой схемы н В = 0,5 ——для трехфазной мостовой схемы выпрямителя. Кривая тока(i при расчете коэффициентов 8 принимается состоящей из импульсов прямоугольной формы (т. е. при Дн -> оо и у = 0).
Влияние коммутационных процессов на форму кривых первичного и вторичного токов трансформатора, а также на форму кривой напряжения на тиристоре показано на рис. 6.18, г, д. Как и в однофазных схемах, первые гармоники токов приобретают результирующей фазовый сдвиг, равный 屮^ а + у/2. Процессы коммутации не сказываются на величинах максимально возможных прямого и обрат- н°「。напряжений на тиристоре, которые остаются равными l,045t7rfO.
ВЫСШИЕ ГАРМОНИЧЕСКИЕ В КРИВОЙ ВЫПРЯМЛЕННОГОНАПРЯЖЕНИЯ И ПЕРВИЧНОГО ТОКА ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Кривая выпрямленного напряжения вы- ；Рнмителн состоит из двух составляющих: постоянной U^ равной его Р^ДНему значению, и переменной, определяемой суммой высших гар- ^нических. Частота каждой гармоники связана с частотой питающей т” /с соотношением
А, = 2* ,(6.48)
_ 1, 2, з, 一 номера гармоник; т ——эквивалентное число
Рис. 6.20. Характер завн 國 относительного содержания ni гармоники в выпрямленном 或 жении выпрямителей при изме!угла аРис. 6.20. Характер завн 國 относительного содержания ni гармоники в выпрямленном 或 жении выпрямителей при изме!угла аРис. 6.19. Кривые выходного напряжения однофазного (а) и трехфазного (б) управляемых выпрямителейРис. 6.19. Кривые выходного напряжения однофазного (а) и трехфазного (б) управляемых выпрямителейОтносительные значения амплитуд высших гармонический неуправляемых выпрямителей получают из выражения (6・49为 станов кой а =0：Относительные значения амплитуд высших гармонический неуправляемых выпрямителей получают из выражения (6・49为 станов кой а =0：Ud7mUd7m力。力。2у2m2 —]2у2m2 —]
Рис. 6.20. Характер завн 國 относительного содержания ni гармоники в выпрямленном 或 жении выпрямителей при изме!
угла а
Рис. 6.20. Характер завн 國 относительного содержания ni гармоники в выпрямленном 或 жении выпрямителей при изме!
угла а
Рис. 6.19. Кривые выходного напряжения однофазного (а) и трехфазного (б) управляемых выпрямителей
Рис. 6.19. Кривые выходного напряжения однофазного (а) и трехфазного (б) управляемых выпрямителей
Относительные значения амплитуд высших гармонический неуправляемых выпрямителей получают из выражения (6・49为 станов кой а =0：
Относительные значения амплитуд высших гармонический неуправляемых выпрямителей получают из выражения (6・49为 станов кой а =0：
Ud7m
Ud7m
力。
力。
2
у2m2 —]
2
у2m2 —]
фаз выпрямления (m -= 2 для однофазных двухполупериодных] прямителей ——с нулевым выводом и мостового; m = 3 для тре| ного выпрямителя с нулевым выводом и m = 6 для трехфазногё стового выпрямителя).
На рис. 6.19, а, б приведены кривые выходного напряжений соответственно однофазного и трехфазного мостового управляв
выпрямителей при Ан f 8・
Значения амплитуд гармонических Udwi, отнесенные к среднему значению выпрямленного напряжения неуправляемого выпрямителя, находят из соотношения
”，= cos а j/1 + М加 tg2 а
UdoY2m2 - 1
Выражение (6.50) характеризует коэффициент пульсации вьн ленного напряжения неуправляемых выпрямителей. При ' приходим к соотношению (5.5), использовавшемуся ранее.
На рис. 6.20 приведены кривые для /и = 2 и m = 6, показыва! изменение относительного содержания первой гармоники в вьгЙ ленном напряжении при изменении угла а. Как видно из кривых носительное содержание гармонической возрастает с увеличй угла а.'
второй и третьей гармоник, однофазных выпрямителейвторой и третьей гармоник, однофазных выпрямителейС целью сравнения укажем для однофазного (с нулевым выводом мостового) и трехфазного мостового выпрямителей значения отно- cfjтельного содержания в напряжении ud :лПределяемые из выражения (6.50). Для [/普п(2) = 200 Гц), 案：/U曲=°，°57 (/П(з)- 300 ru), для трехфазного мостового выпрямителя Ud2m/Ud(i = 0,014 (/п(2)=
второй и третьей гармоник, однофазных выпрямителей
второй и третьей гармоник, однофазных выпрямителей
600Гц), 〃修3"。曲=0,006 (/п(з)= о 900 Гц). Меньшее содержание
гармонических и их более высокая частота существенно упрощают при использовании трехфазной мостовой схемы задачу сглаживания на пр яжения и тока нагрузки.
Вид кривой тока первичной обмотки трансформатора, т. е. тока, потребляемого от питающей сети, зависит от типа выпрямителя и характера нагрузки. Входной ток синусоидальной формы возможен только в однофазных неуправляемых выпр ям и телях (двухполупе- риодном с нулевым выводом и мостовом) при чисто активной нагрузке (рис. 6.21, а). Во всех других случаях он отличен от синусоиды.
В выпрямителях средней и большой мощности, как указывалось, в цепи нагрузки обычно имеется большая индуктивность ^н и ток нагрузки достаточно хо-
рошорошоLLсглажен.сглажен.，н тоо, то, как，н тоо, то, какЛИзз схем, токиЛИзз схем, токиЕсли считать следует из ана- вентилей и вто-
рошо
рошо
L
L
сглажен.
сглажен.
，н тоо, то, как
，н тоо, то, как
ЛИзз схем, токи
ЛИзз схем, токи
Ручных обмоток трансформатора, а также потребляемый выпрями- те“ем ток имеют форму прямо- У「о〃ьных импульсов. Вид кривых ；：ка гf для рассмотренных схем ；ез учета коммутационных процес- с°в) показан на рис. 6.21, б—е.
Рис. 6.21. Кривые напряжения и тока питающей сети выпрямителей однофазного и трехфазного токовРис. 6.21. Кривые напряжения и тока питающей сети выпрямителей однофазного и трехфазного токовВ однофазных выпрямителях (с т淹ВЬ1М выводом и мостовом) по- Ребляемый ток состоит из им- н^"ьсов амплитуды Id/n длитель- Стью в полпериода (рис. 6.21,
Рис. 6.21. Кривые напряжения и тока питающей сети выпрямителей однофазного и трехфазного токов
Рис. 6.21. Кривые напряжения и тока питающей сети выпрямителей однофазного и трехфазного токов
б, в). В управляемых выпрямителях ток i〔 и его первая 趣 моника &(1) отстают по фазе на угол ср == а относительно нам жения питания и^ (рис. 6.21, в). В однофазном выпрямителя нулевым выводом (а также в мостовом выпрямителе с неполЛ числом управляемых вентилей) импульсы тока в кривой 乙 раздел^ нулевой паузой длительностью а (рис. 6.21, а). Формы кривыхЧоЯ для трехфазного мостового неуправляемого и управляемого выпряИ телей приведены на рис. 6.21, д, е.
Отличие тока ^ от синусоиды свидетельствует о том, что выпряЯ тель для питающей сети переменного тока является генератором ?Я которого спектра высших гармонических. Последнее отражает о浦 цательное воздействие выпрямителя на сеть переменного тока. 9
Протекание высших гармонических тока по обмоткам генерЯ ров, питающих сеть, вызывает в них дополнительные потери мощЯ сти и нагрев. Дополнительные потери создаются в передающей лиИ и промежуточных трансформаторах. Падение напряжения от высЛ гармонических на внутренних сопротивлениях питающей сети, в ч屬 ности на ее индуктивностях, вызывает искажение формы кривой Я ряжения питания, что оказывает вредное влияние на работу ару® потребителей. Искажения формы кривой напряжения особенно ош тимы, когда выпрямительная установка питается от сети, мощнсЖ которой соизмерима с мощностью, потребляемой выпрямителем Л
Разложение в ряд Фурье кривой первичного тока однофазныхЯ прямителей (рис. 6.21, б, в) дает 4| %(®)= 1/а (sin 8 + ^- sin 3^ 4- -^- sin 5^ + • * • + 丄 sm (丫8)) . (6耳
В соответствии с выражением (6.51) в токе 3 помимо основной гш сутствуют также 3-я, 5-я, 7-я гармоники и т. д. Амплитуды гармЯ ческих обратно пропорциональны номеру гармоники; ，■
(6(6—4% 1
(6
(6
Амплитуда высшей гармонической по отношению к амплитуде q вой гармоники составляетJ
I v/n //1 ⑴ m = 1 /У •I v/n //1 ⑴ m = 1 /У •
I v/n //1 ⑴ m = 1 /У •
I v/n //1 ⑴ m = 1 /У •
Процентный состав гармонических в кривой тока 九 по отношей к амплитуде основной гармоники, принимаемой за 100%, сле^ щий: 3-я гармоника ——33%, 5-я гармоника ——20%, 7-я гармоника 14,3%, 9-я гармоника — 11,1%, 11-я гармоника — 9,1%, и т. Д|
Кривая ii (рис. 6.21, е) определяется рядом Фурье вида J
,(8) = H^L (cos — sin & + — cos 3 — sin 3 3 十 4
'冗 ％〈2з 2J
+ — cos 5 — sin5& + • • -К(中
52/я
где в данном случае 9 = a.j
348J
В кривом первичного тока содержатся аналогичные гармониче-
сКие- Их амплитуда зависит от угла управления а:
(6.55)(6.56)(6.55)(6.56)/4/d a
(6.55)
(6.56)
(6.55)
(6.56)
* Ivm ^ COS У ,
TC/lY2
/ ivn： ^1 COS У .
v2
Процентный состав высших гармонических при а = 0 такой же, как и для кривых рис. 6.21, б, в, но при регулировании (а = var) 0H изменяется из-за наличия три тонометр ической функции [косинуса в формуле (6.56)1.
Гармонический состав в кривой первичного тока трехфазного мостового выпрямителя (рис. 6.21, д, е) находят из ряда (6.54) подстановкой 0 ~ л/3:
&(®)=亚А,“ 〃 gin 8^- sin 5®^- sin 7®+
+ J_ sin lift + ..J.(6.57)
В соответствии с выражением (6.57) в кривой тока 匕 отсутствуют 3-я гармоника и гармоники, кратные ей, что выгодно отличает трехфазный мостовой выпрямитель от однофазных. Благодаря отсутствию 3-й гармоники, в частности, существенно упрощается задача фильтрации гармонических в кривой тока сети. Состав гармонических здесь тот же, что и в однофазных схемах (5-я гармоника —— 20%, 7-я гармоника —— 14,3%, 11-я гармоника —— 9,1 %, и т. д.), и подчиняется зависимости (6.53), являющейся универсальной для выпрямителей.
Анализ кривых тока н и напряжения ud проведен без учета влияния на них процессов коммутации вентилей выпрямителя. Известное воздействие коммутационных процессов на форму этих кривых приводит к некоторому отличию значений амплитуд гармонических по сравнению с приведенными. Однако в номинальных режимах работы выпрямителей поправка относительно невелика и при расчетах ее можно не учитывать.
Для исключения влияния высших гармонических на питающую Сеть применяют так называемые сетевые фильтры. Сете- в°й фильтр обычно представляет собой цепь из последовательно соединенных конденсатора и индуктивной катушки, настроенной в ре- 3°нанс на частоту соответствующей гармонической тока и подключен- н°立 параллельно шинам питающей сети вблизи выпрямительной установки. На частоте гармонической тока такая цепь обладает малым ^противлением и оказывает для гармонической шунтирующее дей- 仃噌，не пропуская ее в питающую сеть.
т На частоте питающей сети, более низкой, чем резонансная часто- 'сопротивление цепи из последовательно включенных конденсато- 5 и индуктивной катушки имеет емкостный характер, что сказывает- 旷「不''**€ на увеличении коэффициента мощности выпрямительной “тановки.
КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ И К.П.Д. ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ^!
При работе устройства от сети переменного тока важно зн'т^Д р актер потребляемой им мощности. Наиболее благо приятным! р^Ш мом является потребление только активной мощности. Это означЯ что при синусоидальном напряжении сети потребляемый ток zх \а：Я синусоидален и не имеет фазового сдвига относительно гштак^^| напряжения. Однако такой режим не характерен для выпрями^Н средней и большой мощности: потребляемый ими ток, как былб ЛЙ казано, несинусоидален, а его первая гармоника сдвинута относите" но синусоиды переменного напряжения сети. Наличие фазового см га свидетельствует о том, что выпрямитель потребляет от cemt^^ мимо активной мощности, равной Ud!d, также реактивную мощно^В Потребление реактивной мощности и наличие в кривой тока высйЯ гармонических приводят к увеличению действующего значения тЯ сети и росту потерь при передаче энергии к выпрямительной устанощ
Указанное явление характеризуется коэффициен тЯ мощности выпрямителя
九=(6И где 尸^ — активная мощность, потребляемая выпрямителем: ；Я
尸工=Ui厶⑴cosq);
Si—полная мощность, потребляемая от сети переменного токЖ равная произведению действующих значений напряжения Ui и ток
т. е. St 二喫
С учетом гармонических тока 乙=J /；⑴ 十/彳⑶ + • • • + /疆
S] = U* ]/" /?⑴ + /цз) + • • • + 片S)•(6Я
Без учета потерь энергии в выпрямителе активная мощность на мощности, отдаваемой в нагрузку, т. е. Pi = U壮1 鹏
Подстановка выражений (6.59), (6.60) в (6.58) дает
4人⑴со5中
Л =—…'=々 COS ф,(
/片⑴ +彳⑶+…+ /彳⑵
где k ——коэффициент искажения формы к.В вой потребляемого тока; cos ср — козффини 阂 сдв и га первой гармоники тока. |
Как известно из § 6.2——6.5, угол сдвига ср первой гармоникиj требляемого тока относительно напряжения питания зависит от ｝胃 управления а и угла коммутации у и при LH ->оо ,J
Ф а 7/2.(6凿
Иными словами? для всех схем выпрямителей (кроме выпрямив с нулевым диодом и мостовых несимметричных выпрямителей) к圖
фициент сдвига ； '7” _Д
cos 屮=cos (a + т/2).
(6.63)
Соотношение (6.63) использовано для построения семейства кри- sbix 曲 Рис- 6.22, характеризующих зависимость коэффициента сдви- 露 отугла управления а и угла коммутации у. Согласно кривым, козф- фИЦиент сдвига уменьшается с ростом углов а и у. При a = 0 значе- ；ц夕《os 屮 соответствуют неуправляемым выпрямителям.
Коэффициент искажения & в формуле
®61) зависит от схемы выпрямителя и характера нагрузки, поскольку, как показано в § 6.6, от этих факторов зависят амплитуды, а также действующие значе- ния гармонических в кривой тока 厶.
Как указывалось в § 6.6, процессы коммутации слабо сказываются на величине амплитуды гармонических тока н， Поэтому для подсчета коэффициента 々 однофазных выпрямителей (с нулевым выводом и мостового) при Лн ->оо можно воспользоваться кривой flt приведенной на рис. 6.21, б или 6. Действующее значение первой гармоники тока согласно выражению (6.51) равно ~—а действующее зна- чение само访 криво访， характеризующее
Рис. 6.22. Кривые зависимости коэффициента сдвига от угла управления а и угла коммутации у управляемых выпрямителей
знаменатель выражения 1/п, в связи с чем для
дом и мостового) имеем:
(6.61)】 составляет
однофазных выпрямителей (с нулевым выво
々=2 |Л2 /п == 09
(6.64)
2
九—cos (a + 了/2) = 0,9 cos (a 十 了/2). 7C
(6.65)
С учетом масштабного коэффициента 0,9 кривые, приведенные на рн\ 6.22, характеризуют коэффициент мощности 入 однофазных вн- прямителей.
Аналогично, для трехфазной мостовой схемы без- учета явления Коммутации коэффициент 尼 можно подсчитать с помощью кривой 方厶 приведенной на рис. 6.21, д или е. Действующее значение первой гар- Монмки тока находят по формуле (6.57): /【⑴=2H3 & , а действую- 岷2 значение полного тока — по соотношению (6.28):
2
(6.66)
ц ^^Ффициент искажения 々 и коэффициент мощности для трехфаз- 0 Мостового выпрямителя
составляют:
T = P〃(Pd + WAP)，T = P〃(Pd + WAP)，(6•嚟(6•嚟
T = P〃(Pd + WAP)，
T = P〃(Pd + WAP)，
(6•嚟
(6•嚟
k ~ 3/u — 0,955,
九=(3/e) cos (a + T/2) = 0,955 cos (a 十 T/2).
С учетом коэффициента 0,955 кривые рис. 6.22 определяют ЬЖК фициент мощности трехфазного мостового выпрямителя. При “?й^^ ковых параметрах нагрузки и том же угле управления а его клАМф циент мощности на 5,5% выше, чем у однофазных выпрямителеоИ
Регулирование управляемых выпрямителей с целью уменьшен® напряжения Ud (возрастание угла а) приводит к снижению их ко^| фициента мощности, что сказывается на загрузке питающей сети активным током индуктивного характера. Для улучшения качес^Йн потребляемой энергии от сети при использовании управляемых 誨( прямителей средней и большой мощности принимают меры по к(^ \ пенсации их отрицательного воздействия на питающую сеть. ДЖ этого к сети, питающей управляемый выпрямитель, подключают i раторы реактивной мощности, например синхронные компенсат^Ж или конденсаторы. С этой точки зрения применение сетевых фи^« ров, предназначенных для исключения из питающей сети высших -еЖ монических тока, благоприятно сказывается и на повышении резу^^ тирующего коэффициента мощности выпрямительной установки.яК
Важным направлением в повышении результирующего коэфс®^ циента мощности питающей сети является применение компенсацио®' ных преобразователей, в частности выпрямителей с искусственной 前遴 мутацией тока. В таких выпрямителях коммутацию токов вентилей осуществляют не с отставанием, а с опережением относительно точен их естественного отпирания, в связи с чем потребляемый ток зд^в имеет не отстающий, а опережающий характер.
Коэффициент полезного действия (к. и. ^ выпрямителя характеризуется отношением активной мощности, ^ даваемой в нагрузку, к полной активной мощности, потребляе^ выпрямительной установкой от питающей сети. При идеальном сг живании выпрямленного тока к. п. д. выпрямителя определяют соотношения
где W АР — суммарная мощность потерь выпрямителя.
Активная мощность потерь складывается из следующих состав/、^^ щих: потерь в вентилях АРВ, силовом трансформаторе ДРтр, сглажив^™ щем дросселе АРдр, делителях напряжения и тока (если такие при няются), а также во вспомогательных устройствах (системах упрц ления, сигнализации, охлаждения). Общий расход мощности на в嚼 могательные нужды выпрямителя обычно составляет 0,5——3% от
Потери в вентилях АРВ складываются из потерь при их перек^^^ чении и потерь от протекания прямого тока. При работе на част| 50 Гц потери при переключении можно не учитывать. В результ можно записать
АРв = ^вД^а4-
q есь mB ——количество вентилей в схеме выпрямителя; А{/а и /а — □ответственно падение напряжения и средний ток вентиля.
Потери в силовом трансформаторе
АРтр = △% + А「м，
г〃е А& — потери в стали трансформатора; АРМ — потери в меди трансформатора.'
Потери мощности в сглаживающем дросселе определяются глав- ннм образом активным сопротивлением его обмотки;
△Рд = /決 н(6.70)
Коэффициент полезного действия выпрямительной установки часто представляют в виде произведения к. п. д. трансформатора }]тр й к. п. д. выпрямительной части схемы Пв.& Второй сомножитель без учета потерь во вспомогательных устройствах и ДРдр примерно равен к. п. д. используемых вентилей:
%.。= % =力/(м + A/)・(6.71)
Величина А& диодов и тиристоров с изменением режима работы изменяется незначительно и в зависимости от их типа составляет: 0,3—0,6 В для германиевых диодов, 0,8——1,2 В для кремниевых диодов и 0,6—1,5 В для тиристоров. Поэтому к. п. д. вентилей с повьь шением напряжения Ud возрастает, приближаясь к значению, близкому к единице, и оказывает относительно меньшее влияние на общий к. п. д. выпрямительной установки, чем, в частности, к. п. д. трансформатора %р.
§ 6.8. ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
Переход от режима выпрямления к режиму инвертирования
И н в е р т ированием называют процесс преобразования энергии постоянного тока в энергию переменного тока. Инверторы, ведомые сетью, осуществляют такое преобразование с передачей энергии в сеть переменного тока, т. е. решают задачу, обратную выпрямлению.
Рис. 6.23. Схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводомРис. 6.23. Схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводомВедомые инверторы выпол- вяют по тем же схемам, что и Управляемые выпрямители. На Рис. 6.23 приведена двухполу- периодная схема однофазного ведомого инвертора с нулевым вводом трансформатора. В ка- "е?ве источника инвертируе- Мо百 энергии принята машина Постоянного тока М, работа ю- 山ан в режиме генератора. Индуктивность L& осуществляет
Рис. 6.23. Схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводом
Рис. 6.23. Схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводом
пряжения 〃2-i， а тиристор 2пряжения 〃2-i， а тиристор 2Рис. 6.24, Кривые напряжения и тока питающей сети, а также последовательность работы тиристоров в управляемом выпрямителе (о, 6) и в ведомом инверторе (爲?)Рис. 6.24, Кривые напряжения и тока питающей сети, а также последовательность работы тиристоров в управляемом выпрямителе (о, 6) и в ведомом инверторе (爲?)ииРис- 6.25. пряжения щей сетиРис- 6.25. пряжения щей сетиКривые на- .тока питаю- (о), а такжеКривые на- .тока питаю- (о), а также
пряжения 〃2-i， а тиристор 2
пряжения 〃2-i， а тиристор 2
Рис. 6.24, Кривые напряжения и тока питающей сети, а также последовательность работы тиристоров в управляемом выпрямителе (о, 6) и в ведомом инверторе (爲?)
Рис. 6.24, Кривые напряжения и тока питающей сети, а также последовательность работы тиристоров в управляемом выпрямителе (о, 6) и в ведомом инверторе (爲?)
и
и
Рис- 6.25. пряжения щей сети
Рис- 6.25. пряжения щей сети
Кривые на- .тока питаю- (о), а также
Кривые на- .тока питаю- (о), а также
сглаживание входного тока инвертора, а реактивные сопротивтге ^ai и ^аз учитывают индуктивности рассеяния обмоток транс©。/ тора и индуктивности питающей сети. 言
Прежде чем перейти к рассмотрению электромагнитных проц сов и характеристик ведомого инвертора, укажем основные полб) ния, отличающие режим инвертирования от режима выпрямлен^
При выпрямлении источником энергии (генератором) являе? сеть переменного тока. Поэтому при а = 0 кривая тока /ъ потребля мого от сети, совпадает по фазе с напряжением питания и*. При L^ =00 н 尤ai = 尤а? = 0 форма тока А близка к прямоуголь! (рис. 6.24, а). Тиристор 7 открыт при положительной полярности |
—— при положительной полярности
пряжения 〃2—2 (рис. 6.24, б). Маши1 постоянного тока в схеме рис. 6.23 患 ботает в режиме двигателя с потреблеп< энергии от сети. К машине прилож^ напряжение Ud с полярностью, указан* на рис. 6.23 в скобках. 1
При работе схемы в режиме инверъ рования машина постоянного тока я вл ется генератором электрической энергй а сеть переменного тока — ее потребит лем. В условиях сохранения в схеме i же направлений токов iai, ^2 и ^ 何 определяется наличием тиристоров) гел раторному режиму работы машины буй отвечать полярность напряжения Еа, уй
заннаязаннаяна рис. 6.23 без скобок. Изменен^
занная
занная
последовательность работы тиристоров ведомого инвертора с учетом угла опережения 0 (б)
полярности подключения машины к цепи постоянного тока является qH^M из условий перевода данной схемы в режим инвертирования.
Показателем потребления энергии сетью служит фазовый сдвиг н@ 180° тока /工 относительно напряжения 以工(рис. 6.24, е). Это означа- е「что тиристоры схемы в режиме инвертирования должны находить- ся'в открытом состоянии при отрицательной полярности напряжений второчннх обмоток трансформатора: тиристор 2—— при отрицательной полярности напряжения w2_2, а тиристор / —— при отрицательной полярности напряжения а— (рис. 6,24, г). При таком режиме отпирали я тиристоров осуществляется поочередное подключение вторич- ннх обмоток трансформатора через дроссель Ld к источнику постоянного тока (см. рис, 6.23), благодаря чему достигается, во-первых, преобразование постоянного тока td в переменный ток гх (рис. 6.24, в) и> во-вторых, передача энергии в сеть.
Указанному режиму отпирания тиристоров при инвертировании соответствует на рис. 6.24, в значение угла управления а ~ л, отсчитываемого в направлении запаздывания относительно точек естественного отпирания вентилей (0, л, 2л и т. д.).
Запирание ранее проводившего тиристора при отпирании очередного тиристора в ведомом инверторе осуществляется под действием обратного напряжения, создаваемое。напряжением сети со стороны вторичных обмоток трансформатора (чем главным образом и обусловливается название инвертора ——«ведомый» или «ведомый сетью》). Очевидно, к ранее проводившему тиристору при отпирании очередного тиристора будет приложено обратное напряжение (равное сумме напряжений двух вторичных обмоток) только в том случае, если очередной тиристор отпирается в момент, когда на подключенной к нему обмотке действует напряжение положительной полярности. Иными словами, реальное значение угла а при работе инвертора, исходя из условия запирания тиристоров, должно быть меньше л на некоторый угол 0 (рис. 6.25, 6), т. е. а = л — р. Если же очередной тиристор отпирать при а =冗,то условие для запирания ранее проводившего тиристора не будет выполнено, этот тиристор останется в открытом состоянии, создав короткое замыкание цепи с последовательно включенными вторичной обмоткой трансформатора и источником постоянного тока. Такое явление называют срывом инвертирования или опрокидыванием инвертора.
Угол 6， отсчитываемый влево от точек естественного отпирания п， 2几,…,называют углом опережения отпирания Фитилей (тиристоров). С углом задержки отпирания а он связан соотНошением
0 H к — а (6.72} или .
а 十 р = n. (6.72a}
Таким образом, для перевода схемы из режима выпрямления в Режнм инвертирования необходимо: 1) подключить источник постоян- н°「о тока с полярностью, обратной режиму выпрямления； 2) обеспе-
чить протекание тока через тиристоры преимущественно при оЛН цательной полярности вторичных напряжений, проводя их отпираЯЯ с углом опережения р. Указанные положения использованы при строении временных диаграмм на рис. 6.26, иллюстрирующих п|Д цессы, протекающие в схеме однофазного ведомого инвертора рис. 6.23).
Следует отметить, что рассмотренный способ перевода вьтр^Л теля в режим инвертирования не является единственно возможней Для него характерны сохранение прежнего направления тока f4M изменение полярности постоянного напряжения Ud. Если же прЖ| ставить себе, что к зажимам источника постоянного тока подклю^Ж второй преобразовательный агрегат (трансформатор и группа тн^| сторов), аналогичный первому, но с обратным направлением вкл議 чения тиристоров, то в такой системе можно перейти к режиму инв^^
тирования при изменении направления тока id в генераторе и с пр國 ней полярностью напряжения Ud. При этом, когда первый агре鹵 работает в качестве выпрямителя, а машина — в качестве двигатеЖ второй агрегат может быть закрыт. При переводе машины в рем генератора второй преобразовательньгй агрегат начинает работ侖 как инвертор с соответствующим углом 0, а первый агрегат запира^
ся. Оба указанных способа перевода из режима выпрямления в рем1 инвертирования и обратно используют в реверсивных преобразо^ телях (см. § 6.9). 事
Работа однофазного ведомого инверторас выводом нулевой точки трансформатора
На рис. 6.26, а приведены кривые вторичных напряжений тра嚼 форматора инвертора, а на рис. 6.26, 6, 6— сигналы управления 粤 ристорами. Индуктивность сглаживающего дросселя Z4foо, в 嘲 зи с чем ток id в цепи генератора (входной ток инвертора) считаем 哪 ально сглаженным (рис. 6.26, г). Я
На интервале 0 — а (рис. 6.26, а) проводит вентиль 2. Его анод嘈 ток га2 (рис. 6.26, 0), равный току 〃， протекает под де访ствием э. 囑 Еа источника постоянного тока через вторичную обмотку трансфО матора навстречу напряжению и2^ полярность которого указана 警 рис. 6.23 в скобках. Полуволна напряжения и2_2 отрицатель™ полярности определяет на этом интервале напряжение ud инвертм (рис. 6.26, а). ，
По окончании интервала а, т. е. с опережением на угол 0 отно團 тельно точки л, подачей управляющего импульса отпирается тищ стор 1. Ввиду наличия реактивных сопротивлений %ai и ха2 в аН齊 ных цепях тиристоров наступает коммутационный процесс перех写 тока id с тиристора 2 на тиристор /, длительность которого опред噂 ется углом у. Как и в выпрямителе, этот процесс протекает под Д窜 ствием тока /к в контуре с обоими проводящими тиристорами и хар賣 теризуется величиной иа = 0 (рис. 6.26, а). По окончании комму尊 НИИ 1а2 = 0, a，ai = 1
©©% 0% 0②②I fI f©©6)6)2丿2丿I什金I什金4k4kIIII廿廿廿廿外外I!I!开）开）3)3)廿■廿■002V2U2V2U仇仇00MlMlРис. 6.26. Временное диаграммы, иллюстрирующие работу схемы ведомого инвертора, изображенной на рис. 6.23Рис. 6.26. Временное диаграммы, иллюстрирующие работу схемы ведомого инвертора, изображенной на рис. 6.23ИкИк4心4心々勿々勿
©
©
% 0
% 0
②
②
I f
I f
©
©
6)
6)
2丿
2丿
I什金
I什金
4k
4k
II
II
廿
廿
廿
廿
外
外
I!
I!
开）
开）
3)
3)
廿■
廿■
0
0
2V2U
2V2U
仇
仇
0
0
Ml
Ml
Рис. 6.26. Временное диаграммы, иллюстрирующие работу схемы ведомого инвертора, изображенной на рис. 6.23
Рис. 6.26. Временное диаграммы, иллюстрирующие работу схемы ведомого инвертора, изображенной на рис. 6.23
Ик
Ик
4心
4心
々勿
々勿
На интервале от я — 0 (9 = р — у —— угол, в течение которого к тиристору 2 прикладывается обратное напряжение, необходимое для восстановления его запирающих свойств) ао 2覓 ——р генератор обеспе- чнвает протекание тока через другую вторичную обмотку трансформатора и тиристор 1. Участок на-
пряжения ^2-1 определяет кривую % инвертора на этом интервале. В последующем процессы, проте- каюшие в схеме, связаны с чередованием коммутационных интервалов, когда ток проводят два ти~ ристора, и интервалов одиночной работы тиристоров. В связи с тем что используются участки синусоид 〃2-「 〃2-2, соответству ющи е преимущественно отрицательным полуволнам, среднее значение напряжения инвертора Ud имеет полярность, противоположную режиму выпрямления (рис. 6.26, а).
Кривая напряжения на тиристоре (рис. 6.26, е) определяется суммой напряжений вторичных об* моток трансформатора. Максимальное прямое напряжение равно 2 К2/72, а обратное — ZK^U? sin 6. Длительность действия обратного напряжения на тиристоре, определяемая углом 6 или соответст' вующим ему временем /口.产, 360°• /с не должна быть меньше величины 9哂=360° /&， необходимой Для восстановления запирающих свойств тиристора (4 ——время Выключения тиристора, /口.》— вре- Мя, п редоставл я емоетиристору
Для выключения, т. е. для восстано- Вления его запирающих свойств).
Кривые напряжения сети 〃» н отдаваемого в сеть тока it приве- "енн на рис. 6.26,宛.Амплитуда ：ока равна Id/n9 где л =恥/恥一 ^°эффициент трансформации транс- 絮Р吗атора. На этапах коммутации 『к ii определяется разностью то- ов вступающего в работу и завер- WaWro работу тиристоров.
Для выявления основных закономерностеи в ведомом ннв&
рассмотрим более детально процесс коммутации в схеме, связа| например, с переходом тока id с тиристора 2 на тиристор 1.:
Ток короткозамкнутого контура 九(см. рис. 6.23), от которой
висят характер изменения анодных токов тиристоров и дли тель；
коммутационного интервала, определяется, как и в управляемо^ прямителе (см. § 6.3), суммой свободной и принужденной состав щих (рис. 6.26, з).
Приняв, как и для управляемого выпрямителя, за нуль о^ времени (S = со/) начало коммутации, приходим к тому, что сой шения (6.7), (6.11), (6.12) будут действительны и для инвертора, становкой в них а = л ——0 находим:
Gnp =工2 В" cos(8 — p),力а
%св = COS Р，
tK = ”2 “? icos (ft —p) —cos р].
Tok 4 (рис. 6.26, з) на этапе коммутации определяет ток %’ разность (/壮——乙)——ток za2 (рис. 6.26, О). В управляемом вьшрй теле вид кривой тока 厶 определяется током &.口卩 на отрицателй участке (рис. 6.9, 0), а в ведомом инверторе —— на положитель участке (рис. 6.26, з). Указанное приводит к некоторому различ изменения во времени токов /а1 и /а2 на интервале коммутации.^ этих преобразователей (см. рис. 6.9, а и 6.26, д). 烹
Коммутация токов заканчивается в момент времени 8 ^ 7 | достижении равенства /а3 == /к = /^, в связи с чем из выраже (6.75) получаем 二
〃 =-^|~^- [cos (Р — т) — cosp】. (6
Соотношение (6.76) отражает связь между инвертируемым то： id, вторичным напряжением U^ а также углами 0 и у. При неязз ных угле опережения 0 и напряжении U2 увеличение инвертируй го тока приводит к уменьшению разности 0 — 丫 = 9 за счет pg угла коммутации, т. е. уменьшению времени действия обратй напряжения на запираемом тиристоре. Таким образом, критерз выбора угла 0 является обеспечение при максимально допустимом^ ке /$пах необходимого угла 0Ш1П, требуемого для восстановлен запирающих свойств тиристоров, с целью исключения срыва 0HBe目 рования. Для тока /rfmas выражение (6.76) принимает вид ?
1 d max = " ~ (COS 0min —COS0), (6*
откуда
В = arccos cosQmfn
〃 max "a
/2~ U2
(6.78)
]/*2 U2 sin ^d^]/*2 U2 sin ^d^f/壮 h UdQ cos p,f/壮 h UdQ cos p,(6.80)(6.80)регулиро- управляе- ведомогорегулиро- управляе- ведомогоРис. 6.27. Обобщенная вочная характеристика мого преобразователя,Рис. 6.27. Обобщенная вочная характеристика мого преобразователя,сетью (а); вид входнык характерис-тик ведомых инверторов (6)сетью (а); вид входнык характерис-тик ведомых инверторов (6)
]/*2 U2 sin ^d^
]/*2 U2 sin ^d^
f/壮 h UdQ cos p,
f/壮 h UdQ cos p,
(6.80)
(6.80)
регулиро- управляе- ведомого
регулиро- управляе- ведомого
Рис. 6.27. Обобщенная вочная характеристика мого преобразователя,
Рис. 6.27. Обобщенная вочная характеристика мого преобразователя,
сетью (а); вид входнык характерис-тик ведомых инверторов (6)
сетью (а); вид входнык характерис-тик ведомых инверторов (6)
Если пренебречь активными сопротивлениями в цепи источника питания (генераторе и дросселе 厶壮)，то э. д. с. генератора будет полностью уравновешиваться средним значением напря- е н и я 。壮,т. е. Ud = Ed. Среднее значение напряжения Ud име- ет отрицательную полярность по сравнению с режимом выпрямления, причем коммутационное падение напряжения ^-j (рис. 6.26, а) здесь проявляется в увеличении абсолютной величины напряжения Ud.
Если принять 丫 = 0, то в соответствии с рис. 6.26, а для модуля напряжения Ud будет справедливо соотношение
U
Отсюда
力=把出£ cos В，(6.79)
или
FT 2 VT U2 八 w где 。曲= =0,9(J 2-
Из сравнения выражений (6.80) и (6.2) следует, что с учетом замены угла а на угол 0 напряжение Ud инвертора при у = 0 описывается тем же соотношением, что и напряжение Ud выпрямителя. На рис. 6.27, а показана обобщенная регулировочная характеристика преобразователя, ведомого сетью, в соответствии с которой при изменении угла а от 0 до 乳/2 преобразователь работает в режиме управляемого выпрямите- 打父，а при изменении угла а от л/2 "° ^Tmin (т. е. при изменении уг- /а S от а/2 до %е) — в режиме ведомого инвертора.
Усредненное за полу период значение коммутационного падения «апряжения А^_ также находим "3 кривых рис. 6.26, а:
口一偉一丫）
△U* =丄 С 丿芽 I% sin 8d8,
兀一3兀一3
兀一3
兀一3
откуда
△u为=U. 5 [cos(0 — 丁)— cos pl，
л
(61
ИЛИ
(6團(6團Ud0 cos—/一旷険В .
(6團
(6團
С учетом коммутационных падений напряжения среднее ние напряжения инвертора
Ud ^^ Uqo cos 0 + At/d「
Подстановка выражения (6.82) в (6.83) дает
力=Zo力=Zocos (₽ — 7) + cos Вcos (₽ — 7) + cos В22
力=Zo
力=Zo
cos (₽ — 7) + cos В
cos (₽ — 7) + cos В
2
2
Соотношение (6.84) определяет противо- э. д. с. инвертора, напра ленную встречно и равную напряжению источника Еа, Равене^ Ud = Ed во всех режимах работы инвертора обу с лов ли в а ется т© что угол у является функцией входного тока инвертора Id. В час ности, повышение Еа вызывает рост тока Id (увеличение мощное! отдаваемой источником в сеть), что увеличивает угол 丫 и повыш! напряжение Ud до значения Е& Предел повышения Еа в инвертц ограничивается уменьшением разности 0 ——у до минимально доп стимой величины 9minj т. е.
lcos 0min 十 cos 8
Ed max = Ud max = U卽
Зависимость напряжения Ed, питающего инвертор, от тока !d I зывают входной характеристикой инвертор* Уравнение характеристики находят путем определения ^Ud^ из | ражения (6.81) с учетом (6.76): ；
AU* =AU* =/ d%a/ d%a
AU* =
AU* =
/ d%a
/ d%a
и подстановкой последнего в формулу (6.83):
(6・；(6・；Ed = U 壮=Ug cos 0 -J
(6・；
(6・；
Уравнение входной характеристики инвертора отличается уравнения внешней характеристики управляемого выпрямителя 口 раметром 0 под знаком косинуса и знаком «+» перед членом, учит^ вающим коммутационное падение напряжения. Коммутационно падение напряжения приводит к тому, что увеличение тока ld обусло!
вает повышение напряжений Ed и Ud. В выпрямителях связь меж- t /" и Ud Обратная.
Графически входные характеристики инвертора изображаются еМейством параллельных прямых (при Ld ->оо) с фиксированными значениями угла 卩(рис. 6.27, б). Повышение тока 〃，как известно, сопровождается увеличением угла коммутации r По этой причине перемещение рабочей точки инвертора вправо по каждой из характеристик вызывает уменьшение угла 9, представляемого тиристорам дЛЯ восстановления запирающих свойств. При достижении некоторого значения тока /^тах 丫「。〃 ® становится равным минимально допустимому значению 9min. При дальнейшем увеличении тока /^ необходимое условие для восстановления запирающих свойств тирисТОров не выполняется, что приводит к срыву инвертирования. Очевидно, с уменьшением угла В предел повышения тока Id наступает при меньшем его значении. Предельные значения тока ld находят из точек пересечения входных характеристик с так называемой ограничительной характеристикой инвертор а, показанной на рис. 6.27, б пунктиром.
Для определения уравнения ограничительной характеристики выразим cos р из соотношения (6.77):
cos Р = cos 9min — А^_(6.88)
и подставим его в (6.87). После упрощения находим
= Udmax = UdQ COS 9min""乙 *(6.89)
Графически ограничительная характеристика изображается прямой, имеющей наклон, обратный наклону входных характеристик Инвертора. Для сравнения на рис. 6.27, б приведена также прямая с параметром 9 — 0.
Полученные соотношения используют при расчете схемы инвертора. Заданными обычно являются максимальное инвертируемое напряжение Edtna^ и ток /rfmax. По времени /в используемых тиристоров определяют угол 9min и cos 9min. Задавшись значением Ума 6, из выражения (6.85) находят параметр %)и вторичное напря- 雌нле силового трансформатора 力=(7加/0,9. По известному зна- ^нпю напряжения приемной сети U〕определяют коэффициент трансформации трансформатора п = U JU小 а из выражения (6.89)——до- пУстимое значение приведенного к вторичной обмотке сопротивления *а・ Из кривых тока，а находят действующие значения токов первич- "о力 и вторичных обмоток трансформатора, а также расчетные мощ- ностн обмоток. Ввиду сравнительно большого числа переменных окон- :ательному выбору параметров схемы по приведенной методике мо Ут предшествовать несколько уточняющих расчетов.
н Определим коэффициент мощности ведомого н в е р г о р а X. Согласно соотношению (6.61), он равен произ- "егшю коэффициента искажения k на коэффициент сдвига cos ср.
Уго』сдвига ср первой гармоники отдаваемого в сеть тока i 门巾 рис. 6.26, ж) относительно напряжения 〃& близок к л — (р \2| Величина cos ср для ведомого инвертора, как и его активная мощ》 по цепи первичной обмотки, получаются отрицательными. Это с ветствует тому, что инвертор по отношению к сети является исто^ ком энергии. Поскольку коэффициент мощности принято считать ложительным, cos ср для ведомого инвертора рассчитывают по а6с& ной величине: :
cos(p = cos (^ -丫/2).I
Из формулы (6.90) следует, что для увеличения коэффициента 一 ности необходимо осуществлять работу инвертора при наимен播 угле опережения р. Минимальное значение угла р находят из ре就 Edmax и 〃max， при котором угол 9, представляемый тир ист J длявосстановления запирающих свойств, равен 9min, а угол*
= Ymax：$
В min — ®min + Tmax，
И，国
COS 屮=COS (9min + Tmax/2).(@
Отличие от синусоиды отдаваемого в приемную сеть тока 厶£ детельствует о том, что коэффициент k ведомого инвертора ме咸 единицы. При прямоугольной форме кривой тока 几(без учета | мутационных процессов) гармонический состав потребляемого eg тока определяется рядом (6.51), в связи с чем, как и для управу мого выпрямителя, здесь коэффициент k = 0,9 [см. (6.64)]. В ведо'^ инверторах применяют те же средства для улучшения коэффици^ мощности, что и в управляемых выпрямителях (см. § 6.7). 二
Принцип действия и характеристики однофазного ведомого ин| тора, выполненного по мостовой схеме, подобны рассмотренной. С бенности мостовой схемы управляемого выпрямителя против с城 с нулевым выводом распространяются и на ведомые инверторы.；^
Работа трехфазного мостового ведомого инвертора Т
В ведомых инверторах, как и в выпрямителях, стремятся пр| нять (где это возможно) трехфазную мостовую схему. Ее отли.| лучшее использование тиристоров по току и напряжению, а та более высокий коэффициент мощности. Ввиду меньшей амплит| и более высокой частоты пульсации напряжения ud для сглаживав тока 〃 здесь требуется реактор Ld с существенно меньшей индук! ностью, чем в однофазных схемах.
Электромагнитные процессы в трехфазном мостовом ведомом верторе (рис. 6.28, а) качественно подобны процессам в рассмот| ном однофазном инверторе. Режим инвертирования характеризуй значением угла а> 90° при той же последовательности отпира| тиристоров (рис. 6.28, б), что и в управляемом выпрямителе f рис. 6.18, а). Связь между углами а и р та же, что и ранее [см. внра^ ние (6.72а)]. Указанным значениям угла а соответствует отпир^
%%++与与22-K丿 /% 4“ 5/-K丿 /% 4“ 5/%%&&%%%%②②iW! iiiW! ii勿勿匐匐74,74,刃刃НИнНИн笈伊加笈伊加吋/з-в吋/з-вРис. 6.28. Схема трехфазного мостового ведомого инвертора (а) и его временные диаграммы (б —е)Рис. 6.28. Схема трехфазного мостового ведомого инвертора (а) и его временные диаграммы (б —е)
%
%
+
+
与
与
2
2
-K丿 /% 4“ 5/
-K丿 /% 4“ 5/
%
%
&
&
%
%
%
%
②
②
iW! ii
iW! ii
勿
勿
匐
匐
74,
74,
刃
刃
НИн
НИн
笈伊加
笈伊加
吋/з-в
吋/з-в
Рис. 6.28. Схема трехфазного мостового ведомого инвертора (а) и его временные диаграммы (б —е)
Рис. 6.28. Схема трехфазного мостового ведомого инвертора (а) и его временные диаграммы (б —е)
иристоров и протекание через них т {а при преимущественно отрица- 'ej1bH。百 полярности фазных напря- ^ен0^・ Поэтому и здесь напряжение 旅(рис. 6.28, 6), составляемое из Участков линейных напряжений от- пииательной полярности и опреде- дЯющее противо-э. д. с. инвертора U , имеет полярность, обратную режиму выпрямления (рис. 6.28, а). Принцип построения кривой напряжения ud тот же, что и для схемы выпрямителя.
Кривые токов тиристоров на рис. 6.28, г показаны с учетом коммутационных процессов в предположении идеального сглаживания тока id (рис. 6.28, 6), т. е. при Ld ->оо. Процесс коммутации протекает так ме, как и в у пр являемом выпрямителе. При отпирании очередного тиристора (например, тиристора 3) линейное напряжение, на которое подключены тиристор, вступающий в работу, и тиристор, заканчивающий работу (в данном случае тиристор /), ■имеет полярность, необходимую для запирания тиристора, заканчивающего работу, и отпирания тиристора, вступающего в работу. Процесс коммутации продолжается в течение интервала у и характеризуется на- личием в кор от козам кн у том контуре т°ка 久(рис. 6.28, 〃，б). На интервале коммутации кривая потенциала шины постоннногО тока (中g(一) или 中4(十)) определяется полусуммой фазных на- ПРжжений участвующих в коммута- П"н фаз. По окончании коммутации к закончившему работу тиристору в учение интервала 9 прикладывается обратное напряжение, необходимое 』"н его запирания. С учетом процес- 'а коммутации длительность прово- 『比его состояния тиристора 屮，как Угод ВЬ!пРямителет увеличивается на
屮=2冗/3十T.
Среднее значение тока, равное в однофазной схеме с нулевым ЛВ водом /〃2，здесь составляет /力/З.
Вид кривой напряжения на тиристоре показан на рис. 6.28，氧・ Она построена из кривых напряжений рис. 6.28, 6, 0npeдел恥 потенциалы анода и катода тиристора. Максимальное нанряже^^^ на тиристоре, как и в выпрямителе, равно амплитуде линейного пряжения и составляет |/б U?.覆
Процессы коммутации, как следует из анализа предыдущей схем讒 оказывают существенное влияние на характеристики и показащ^К ведомого инвертора. Получающиеся для мостового инвертора соот^В шения подобны соответствующим соотношениям для однофазная ведомого инвертора или трехфазного мостового управляемого вып^Ж мителя. Указанное обстоятельство используется при анализе р(Я сматриваемой схемы ведомого инвертора.
Ток коммутации &， равный сумме свободной и принуаден^^Ж составляющих, при отсчете его от момента начала коммутации сывается соотношением вида (6,75):
(6总(6总4 = У；* “2 • [cos (8 — Р) — cos Р|.
(6总
(6总
с ногос ногоучетом сомножителя Уз/2 формулы (6.76)—(6.78) для трехф1 мостового инвертора принимают такой вид:]
с ного
с ного
"**3(—虱,"**3(—虱,(6(6/d max/d max嘗"…os 0),嘗"…os 0),(6勻(6勻В = arccos / cos 9minВ = arccos / cos 9min(6.|(6.|
"**3(—虱,
"**3(—虱,
(6
(6
/d max
/d max
嘗"…os 0),
嘗"…os 0),
(6勻
(6勻
В = arccos / cos 9min
В = arccos / cos 9min
(6.|
(6.|
Среднее значение против о-э. д. с. и н ве 圖 тора с учетом явления коммутации определяетсявыражений
при U3 ^6 ■ U2 = 2,34 U^ а его максимально допусти!
значение — соотношением (6,85).'Я
Способ получения уравнения входныххарактер!
стик инвертораЯ
E" = U" = U"oCOsS +号(б|
и уравнения ограничительной характер и ст 啜
& max = Ua max =。國 COS 9mln —嘲
здесь тот же, что и для однофазного инвертора. Вид характерист|
показанный на рис. 6.27, 6, остается справедливым и для трехфаз- оГО мостового ведомого инвертора.
Определим сомножители коэффициента мощности усматриваемой схемы. Для этого воспользуемся кривыми напря- ^еНия иа и тока i 2a на рис. 6.28, е. С учетом коэффициента трансформаЦии приведенные кривые определяют напряжение 〃〕и ток 乙= w первичной обмотки трансформатора.
Ток i2a создается токами тиристоров / и 4 я является переменным. Согласно рис. 6.28, е, его первая гармоника 儿⑴ имеет такой же фазо- вь由 сдвиг 屮=л/3 + п/3 — § + л/3 + 丫/2 = л — ф — 丁/2), что и в однофазном инверторе, в связи с чем для коэффициента сдвига здесь также действительно выражение (6.90).
Как отмечалось в § 6.6, процессы коммутации незначительно сказываются на гармоническом составе кривой тока 〃(‘2)・ В предположении прямоугольной формы кривой тока i2a на рис. 6.28, « ее гармонический состав определится рядом (6.57), а коэффициент искажения, как и для трехфазного управляемого выпрямителя [см. равенство (6.67)], составит k = 3/冗=0,955 против 0,9 для однофазных ведомых инверторов. '
ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДАПОСТОЯННОГО ТОКА
Электропривод на основе двигателей постоянного тока используется в различных отраслях промышленности —■ металлургии, машиностроении, химической, угольной, деревообрабатывающей и др. Развитие электропривода направлено на создание высокопроизводительных машин с высокой степенью автоматизации.
Регулирование скорости двигателей постоянного тока занимает важное место в автоматизированном электроприводе. Применение с этой целью тиристорных преобразователей является одним из самых современных путей создания регулируемого электропривода постоянного тока.
Управление скоростью двигателей постоянного тока осуществимо трем8 способами:
изменением напряжения на якоре при неизменном токе обмот- к” возбуждения;
изменением тока обмотки возбуждения при неизменном напря- "ниц на якоре;
комбинированным изменением напряжения на якоре и тока об^ м°ткм возбуждения.
Напряжение на якоре или ток обмотки возбуждения (ОВ) изме- Я10т с помощью управляемых выпрямителей, из которых наибольшее ©пленение получили однофазные и трехфазные мостовые выпрямители. Наметим, что при управлении двигателем по цепи обмотки возбужден ^ Управляемый выпрямитель выполняется на меньшую мощность мц° пДает ЛУЧШИМИ массо-габаритными и стоимостными показателя- ден °анако вследствие большой постоянной времени обмотки возбуж-
Ия электропривод обладает худшими динамическими свойствами
Рис. 6.29. Структурная схема реверсивного тиристорного преобразователяРис. 6.29. Структурная схема реверсивного тиристорного преобразователяife岭ife岭ВВ
Рис. 6.29. Структурная схема реверсивного тиристорного преобразователя
Рис. 6.29. Структурная схема реверсивного тиристорного преобразователя
ife
岭
ife
岭
В
В
(является менее быстродействующим), чем при управлении по4 якоря. Таким образом, выбор цепи управления определяется кон ными требованиями к приводу.
При работе с теми или иными производственными механизм
часто необходимо изменять направление вращения двигателя (ос ствлять реверс). Изменению направления вращения обычно соп^
в уют такие требования, как быстрое то же время плавное) торможение и п/
ный набор скорости.闻・
Реверс направления вращения при^| ного двигателя может достигаться i^^'
нением полярности подводимого к 汽牖 напряжения либо изменением направлД тока обмотки возбуждения. С этой це^
в цепь якоря или обмотки возбуждй вводят контактный переключатель или!
пользуют два управляемых тиристор^^В； преобразователя.
Структурная схема реверсивного ристорного преобразователя с контакт^®'：
переключателем в цепи обмотки як-bw (используется двигатель постоянного т^В независимого возбуждения) показана рис. 6.29. В этой схеме, как и в боль: стве преобразователей, предназначеипщ： для электропривода, режим выпрямлюfr^ чередуется с режимом инвертирова^^ш Так, например, при наборе скоростей
режиме пуска и ее стабилизации в условиях повышения нагрузки**
валу двигателя тиристорный преобразователь работает в режиме та прямления, сообщая энергию двигателю. При необходимости том жения и последующего останова двигателя поступление энергиЯ нему от сети через преобразователь прекращают, переводя последш в режим инвертирования. Машина постоянного тока под дейст蹴 инерционной массы на ее валу переходит в режим генератора,鱒 вращая накопленную энергию через преобразователь в сеть nepeffl ного тока (рекуперативное торможение). '3 Работу схемы рис. 6.29 удобно проанализировать с помой рис. 6.30, на котором приведены совмещенные внешние характер стики реверсивного тиристорного преобразователя, соответствую^ режимам вьшрямления и инвертирования. Характеристики показ ны без учета их нелинейности в области малых токов /力 вызываеЯ прерывистостью тока id преобразователя в этой области в услов噜
реальных значений индуктивности Ld <оо сглаживающего дро| ля. Поскольку механические характеристики двигателя пост6| ного тока независимого возбуждения М =尸(〃)определяются на鸣
жением, приложенным к якорю, и характером его изменения в 昌 висимости от нагрузк% семейство внешних характеристик преоот зователя на рис. 6.30 можно рассматривать н как семейство мех鸣
есКих характеристик двигателя (при I0B = const, п 〜U办 М 〜/J. Момент нагрузки на валу двигателя 例口 принят постоянным и не за- ясЯщим от частоты вращения п.
режим выпрямления (РВ)режим выпрямления (РВ)ввПредположим, что контактный переключатель П на рис. 6.29 наХОдится в положении /. Для осуществления режима пуска тири- торный преобразователь {ТП) вводят 一 /八八、
режим выпрямления (РВ)
режим выпрямления (РВ)
в
в
Рис. 6.30. Совмещенные внешние характеристики реверсивного тиристорного преобразователя постоянного токаРис. 6.30. Совмещенные внешние характеристики реверсивного тиристорного преобразователя постоянного тока
Рис. 6.30. Совмещенные внешние характеристики реверсивного тиристорного преобразователя постоянного тока
Рис. 6.30. Совмещенные внешние характеристики реверсивного тиристорного преобразователя постоянного тока
с углом управления ап близким к 90°. Двигатель начинает набирать скорость с прямым направлением вращения при небольшом напряжении 力，полярность которого указана на рис. 6.29 без скобок. Текущие значения U由 〃 ПРИ прямом направлении вращения двига- тел只 определяют траекторию перемещения рабочей точки преобразователя в квадранте /. Увеличение частоты вращения двигателя при пУске осуществляется повышением подводимого напряжения Ud за 飞т уменьшения угла управления а, чем достигается переход рабоЧей точки на выше расположенную внешнюю характеристику нре- ^рразователя. Сглаживающий дроссель Ld в цепи постоянного тока /〃 препятствует быстрому нарастанию тока 〃 при переходе рабочей 'о^кн с одной характеристики на другую. Вследствие указанного 'танам перехода на рис. 6.30 соответствуют пунктирные кривые, нак几он которых относительно оси токов зависит от темпа пуска
двигателя 〃 величины £少 Повышение частоты вращения двигатеЖ будет происходить по зигзагообразной кривой, состоящей из пу捕 тарных участков и участков внешних характеристик выпрямителй Повышение темпа пуска двигателя сопровождается увеличением пусковых токов. В условиях необходимого их ограничения на уровне ldm^x преобразователя, определяющем предельно допустимые значения анодных токов тиристоров, сокращение периода пуска досгн： гается приближением тока /力加也 к току /^ах. 〃"〃 высоком темпе пуска 〃 большой величине Ld изменение угла а будет происходить ппц практически неизменном токе Id. 6 связи с чем режиму пуска будет соответствовать перемещение рабочей точки по прямой, параллельной оса {/办 со значением Id = Idmax. Задачу ограничения токов ре шают установкой в преобразователе датчика тока Idmax, сигнал которого вводится в систему импульсно-фазового управления и воздействует на характер изменения угла а в режиме пуска. В системе осуществляется отрицательная обратная связь, обеспечивающая при пуске неизменный ток Id^ Id max- Помимо указанного, эта обратная связь выполняет функцию токовой отсечки, защищающей преобразователь от перегрузок по току в аварийных режимах. :
Режим пуска заканчивается переходом рабочей точки на внешнюю характеристику с углом а, при котором обеспечивается требуемая частота вращения двигателя. С целью стабилизации частоты вращения при изменении нагрузочного момента в систему вводят отрицательную обратную связь по скорости, воздействующую на угол it
Напряжение, пропорциональное частоте вращения, снимается с тахогенератора, устанавливаемого на валу двигателя, и подается в систему импульсно-фазового управления преобразователем.
Торможение двигателя осуществляют переводом преобразователя в режим инвертирования, что означает переход рабочей точки на характеристики преобразователя в квадранте II (рис. 6.30). Для этого контактор П в схеме рис. 6.29 переключают в положение 2 (чем достигается изменение полярности подключения двигателя к преобразователю) и увеличивают угол а до значения а> л/2, задав соответствующий угол В = 冗 —— а. Машина постоянного тока переходит в режим генератора, и у нее возникает тормозной момент. Кинетическая энергия, накопленная инерционными массами на валу двигателя, преобразуется в электрическую энергию и отдается через преобразователь в сеть переменного тока. В результате торможения частота вращения двигателя и индуцируемое им напряжение Ud снижаются. Уменьшаются ток Id и создаваемый тормозной момент. Р： бочая точка перемещается вправо по характеристике преобразовав ля с параметром 3 обозначенным на рис. 6.30 рб. Для того чтобы 噂 хранить тормозной момент на данном уровне, добившись тем сам曙 более быстрого останова двигателя, необходимо увеличить угол R т. е. осуществить переход на ниже расположенные входные харак鹽 ристики инвертора, как показано на рис. 6.30. Снижение частоты врД щения будет происходить по зигзагообразной кривой, включают® промежуточные пунктирные участки и участки входных характер箏 стик инвертора. 事 368 1
Для максимального сокращения времени торможения двигателя необходимо создать максимальный тормозной момент, т. е. проводить торможение при максимальном токе Id^ Допустимый максимум тока [при малых углах 0 (вблизи р6, р5) лимитируется ограничительной характеристикой инвертора (рис. 6.30), а при больших углах р (как и в режиме выпрямления)——нагрузочной способностью используемых тиристоров.
Если после останова двигателя вернуться к углам управления &, но контактор не переключать, то преобразователь начнет работать в режиме выпрямления, создавая на двигателе напряжение, полярность которого будет противоположна первоначальной. Это приведет к изменению направления вращения двигателя (реверсу). Работе привода будет соответствовать область характеристик в квадранте /〃. Последующие торможение и останов двигателя требуют переключения контактора в первоначальное положение 1 и перехода преобразователя к углам опережения р (квадрант /V). Процессы пуска и останова двигателя при обратном направлении вращения протекают аналогично.
Таким образом, схема с одним преобразователем и переключателем в состоянии обеспечить изменение направления вращения двигателя и рекуперативное торможение привода при любом направлении вращения. Однако сравнительно большое время срабатывания контактора (десятки и сотни миллисекунд) ухудшает такой показатель привода, как быстродействие. Недостатком системы является и то, что надежность ее работы зависит от безотказной работы контактора.
Более совершенная система тиристорного электропривода реализуется на основе двух тиристорных комплектов, обеспечивающих протекание в цепи двигателя тока того или иного направления без применения контактора. В таком преобразователе, называемом реверсивным, создаются благоприятные условия для автоматического управления приводом при различных режимах его работы.
Преобразователи» входящие в систему, могут соединяться двумя способами ——п о перекрестной или встречно-параллельной схемам, которые для трехфазного мостового преобразователя показаны на рис. 6.31, а, б. Схемы отличаются количеством вторичных обмоток силового трансформатора. Вследствие более простой конструкции трансформатора преимущественное применение нашла встречно-параллельная схема (рис. 6.31, 6), которую и будем использовать при дальнейшем анализе.
Работа тиристорных групп /, 〃 в реверсивном преобразователе Характеризуется попеременным использованием в них режимов вь> "Р只млення и инвертирования. Различают два режима управления Тиристорными группами — совместное и раздельное.
При совместном управлении отпирающие импульс* подаются на тиристоры как одной, так и другой групп во всех ре- *пмах работы привода, задавая одной группе режим выпрямления, а Другой ——режим инвертирования. Углы управления ai, ап со- °тветственно тиристорами групп / и // связаны между собой услови- 'М равенства средних значений напряжения Ua% выпрямителя и ин- 13、6 装 369
Рис. 6.31. Перекрестная (а) и встречно-параллельная (6) схемы соединенна； прямителей в реверсивном преобразователе
вер тор а (совместное согласованное управление), имеющих одинакова полярность в схеме. Если тиристорная группа / находится в реж^ выпрямления, а тиристорная группа // — в режиме инвертировал то полярность их напряжений Ud% и U%* будет соответствов^ полярности напряжения Ud на двигателе, указанной на рис. 6・31 手 без скобок. При изменении режима работы тиристорных групп поля ность напряжений Ud、и 〃壮口幵 станет обратной. Режим совместно управления при задании тиристорной группе / режима выпрямленй а тиристорной группе 11 — режима инвертирования иллюстрнрУ диаграмма рис- 6.32, о, где по кривым линейных напряжений втор! ных обмоток трансформатора построены кривые напряжений 〃@ и udaH (без учета явления коммутации). Углы ai и ан указаны моменту отпирания тиристора / обеих групп.
Из равенства средних значений напряжений двух тиристорн групп Udi)CG$>a\ и —UdoCosau получаем:
cos % + cos %」=О,
2 cos
ai + ац ~2
cos
откуда находим условие совместного согласованного управления ревер- сивным преобразователем:
% + %i = 180°.(6.98)
При работе тиристорной группы // в режиме инвертирования ее уГды опережения согласно равенству (6.72) Рп ™ л —矶。С учетом условия (6.98) при согласованной управлении имеем 卩“二口匸 Аналогично при работе тирис-
торной группы / в режиме инвертирования, а // — в режиме выпрямления ® = ап.
Задание одной тиристорной группе условия для работы в качестве выпрямителя, а другой —в качестве инвертора определяет для двухкомплектного реверсивного преобр а зовател я его постоянную готовность к работе либо в режиме выпрямления, либо в режиме инвертирования при возможности осуществления прямого и обратного направлений вращения двигателя.
Если прямому направлению вращени я отвеч ает пол яр ность подводимого напряжения Ud, указанная на рис. 6.31, 6 без скобок, то пуску двигателя с прямым направлением вращения будет соответствовать работа преобразователя в режиме выпрямления, обеспечиваемом тиристорной группой /. Пуско- в°й режим будет осуществляться
夕
5
〃曲
о
а)
万0
иса
®
②
然
：m>
о
廿
Рис. 6.32. Кривые выходного напряже-ния реверсивных преобразователей присовместном и согласованном управлении(а), уравнительного напряжения и тока(6, б)
□ер巳з тиристорную группу / путем уменьшения угла а【，проходя рачения аи а2? квадранта / на рис. 6.30, как и для схемы рис. 6.29. Потребление энергии от сети через тиристорную группу / будет про- ^олжаться и в стационарном режиме работы привода при частоте вра- "1ен*貝 /гном. При этом, как и при пуске, тиристорная группа II будет "ахоанться в готовности к осуществлению инверторного режима преобразователя.
Редким инвертирования через тиристорную группу 〃 наступает Р" торможении двигателя, требуемом либо для перехода на более низкую частоту вр ащения либо для реверса. Торможение двигателя осу*
卧
ществляется путем увеличения угла txi, что вызывает перемещед| рабочей точки привода в область характеристик квадранта // (поскоЯ ку частота вращения мгновенно измениться не может). В случае ［浦 рехода на более низкую частоту вращения после торможения ра讒 чая точка через некоторое время вновь возвращается в область хар讖 теристик квадранта /, но занимает положение с меньшей ордина^^ При реверсе угол ai продолжают увеличивать, вызывая увеличен^ и угла 8“ (со скоростью, определяемой требуемым темпом торможенЯ и допустимым при торможении током /J до значения g =卩口 =兀蜀 после чего тиристорную группу // переводят в режим вьшрямленЛ а тиристорную группу / — в режим инвертирования. Процесс т^寵 можения и следующий за ним разгон с обратным направлением вр竈 щения двигателя протекает так же, как и в схеме рис. 6.29. Ж
Реверсивный преобразователь с совместным управлением д^К тиристорных групп позволяет создавать электропривод постоянней тока с высокими динамическими свойствами.專
Недостатком преобразователей с совместным управлением hi^^ ется необходимость принятия мер по уменьшению так называемД- уравнительного тока.'МЦ
Уравнительный ток возникает под действием уравнительного'^^ пряжения "у, создаваемого разностью мгновенных значений напр^^Я ний Ud\ 卫 Udn двух тиристорных групп. Кривая напряжения «ЛИ =Udi— Ud\\ при работе тиристорной группы / в режиме вьтря)^^ ния, а тиристорной группы // — в режиме инвертирования в слуЯЯ ai =汨 показана на рис. 6.32, б. Уравнительный ток протекает^® внутренним контурам преобразователя, образуемым открытыми ристорами двух тиристорных групп с входящими в эти контуры ричными обмотками трансформатора. Так, например, на интерв^ж %. — % (рис. 6.32,仪)ток iy протекает через тиристоры 5, 6 грут^й / и тиристоры 4, 5 группы II (см. рис. 6.31, 6).
Поскольку активные и реактивные сопротивления внутре巨 контуров малы, ток &, обусловливаемый напряжением wy, без гМ| нятия специальных мер был бы довольно большой, что могло бы г^В вести к повреждению тиристоров из-за перегрузок по току. Я
Для уменьшения уравнительного тока в схему вводят насыщав щиеся или ненасыщающиеся ограничительные реакторы. НасыщЯ| щиеся реакторы включают в схему так, как показано на рис. 6.31 Два реактора, относящиеся к тиристорной группе (например, и Соз), участвующей в преобразовании энергии, под действием те кающего через них тока находятся в состоянии насыщения, других реактора (Ло2, Ао4) при этом не насыщены и участвуют в оДи ничении тока 勾. При использовании ненасыщающихся реактсщв можно ограничиться включением в схему только двух из них 乙4 или 〃2, 4з)・ Индуктивности реакторов выбирают из расчета;^™ раничения среднего значения уравнительного тока /у (рис. б.З^И на уровне, не превышающем 10% от номинального тока 1 d.
Необходимость применения ограничительных реакторов ухуд^Д ет массо-габаритные показатели системы. Поэтому режим совгЛИ
ного управления используют при создании высокоточных электроприводов с повышенными требованиями к быстродействию.,
Проблема уменьшения уравнительного тока полностью исключа- 1 ется в случае раздельного управления двумя тиристорными группами. 口рн этом отпадает необходимость в ограничительных реакторах.
Принцип раздельного управления сводится к тому, что отпирающие импульсы подаются на тиристоры только той из двух тиристорных групп, которая в данный момент времени участвует в преобразовании тока. В переходных режимах, когда вступает в работу другая тиристорная группа, прекращается подача отпирающих импульсов на тиристоры работавшей тиристорной группы, а затем после некоторой паузы, в течение которой происходит спадание токов работавшей тиристорной группы до нуля и запирание ее тарн- стороз, подаются отпирающие импульсы на тиристоры группы, вступающей в работу. Между углами управления а【и ап реверсивных групп выдерживается то же условие (6.98) согласованного управления. Требуемая блокировка в подаче отпирающих импульсов осуществляется по системе управления преобразователем с использованием датчиков тока.
Необходимость создания паузы в работе тиристорных групп (до 5—10 мс в зависимости от параметров нагрузки) приводит к некоторому ухудшению быстродействия привода. Тем не менее современные реверсивные преобразователи с раздельным управлением вполне удовлетворяют требованиям подавляющего большинства промышленных электроприводов постоянного тока.
НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Непосредственные преобразователи частоты (НПЧ) предназначены для одноступенчатого преобразования энергии переменного тока частоты в энергию переменного тока другой (обычно более низкой) частоты /2- В этих преобразователях кривая выходного напряжения составляется из участков напряжений сети благодаря осуществлению с помощью тиристоров непосредственной связи цепи нагрузки с сетью переменного тока. НПЧ выполняют с однофазным или трехфазным выходом и с однофазным или трехфаз- ннм входом. Для получения более качественной формы кривой выход- н°го напряжения (с малым содержанием высших гармонических) преобразователи обычно питают от сети трехфазного тока.
По принципу действия НПЧ подобны двухкомплектным реверсии- ннм тиристорным преобразователям (см. § 6.9) и выполняются по анаЛогичным схемам. Схема трехфазно-однофазного НПЧ, состоящая из “вух мостовых тиристорных групп, соединенных встречно-параллельНо* приведена на рис. 6.33. Нагрузка ZH преобразователя имеет ак- ^ивно'индуктивный характер (индуктор низкочастотного нагрева, ^изкоскоростные асинхронные двигатели в преобразователях с трехФазным выходом, сеть переменного тока частоты % и т. д.).
В依口 кривой выходного напряжения преобразователя показан на Р"二 6.34, а. Она формируется при той же, что и в реверсивном пре-
Рис. 6.33. Схема непосредственного преобразователя частотыРис. 6.33. Схема непосредственного преобразователя частоты
Рис. 6.33. Схема непосредственного преобразователя частоты
Рис. 6.33. Схема непосредственного преобразователя частоты
образователе, последовательности (1, 2, 3, 4,…)вступления в р魂 ту тиристоров обеих групп, но при циклическом изменении во врем# углов отпирания тиристоров (рис. 6.34, б). В результате кривая 货
ходного напряжения составляется из участков линейных напряжёЙ вторичных обмоток трансформатора с с. новной гармонической uH(i), близк| по форме к синусоиде.圈
Если бы нагрузка была чисто 豳
тивной, то переменное напряжение ；ж ней создавалось бы при поочередной^Ж боте тиристорных групп /, II толькЖ режиме выпрямления. При формироЖ нии полуволны напряжения полоэд тельной полярности в режиме выпр瀛 ления с углом ai, изменяемым от^^ до 0 и обратно, работала бы тирис^^ ная группа /, а при фopмиpoвaнииJ^ луволны напряжения отрицателей полярности в режиме выпрямлен^Ж углом ап> изменяемым в тех же лах,——тиристорная группа //.В ню 應 момент времени работа системы на то активную нагрузку связана с^И треблением энергии от сети переменнЖ тока либо через тиристорную группой либо через вентильную группу 77.
При активно-индуктивной нагру^^ как известно, имеются интервалы мени, в течение которых напряж^щ %i⑴ и ток »н, принятый на рис. 6.3® синусоидальным, находятся в 门р"*蠢 фазе (интервалы 0 —(^左，л —、■)雜 В указанных интервалах временя печивается работа соответствующей5^® ристорной группы в режиме MHiu-pW рования. Так, например, на интервД
3 2小一n3 2小一nтиристорнаятиристорнаягруппа / р，М
3 2小一n
3 2小一n
тиристорная
тиристорная
ет в режиме выпрямления, а при достижении точки 冗。嚙
реводится в . режим инвертирования, который продолжаетс| момента времени о)2/2. На интервале от точки (0^/2 Д° 2胃 ристорная группа // работает в режиме выпрямления. На рис. 6.| инверторному режиму работы тиристорной группы // соответсй интервал 0 — (0?友.На тех участках, где напряжение 卫日“)и т團 находятся в противофазе и тиристорные группы работают в р導 инвертирования, энергия, накопленная в реактивных элемей нагрузки, возвращается в сеть переменного тока частоты f「 J
В НПЧ известное из анализа работы реверсивных преобразоШ лей согласованное раздельное управление тиристорными груп^ получило большее распространение на практике, чем согласов^ Й74 I
с большими трудностями в огра-с большими трудностями в огра-в НПЧ при совместномв НПЧ при совместномсовместное управление. Это связано
с большими трудностями в огра-
с большими трудностями в огра-
в НПЧ при совместном
в НПЧ при совместном
jiучении уравнительного тока, возникающего
управлении.
' При совместном управлении отпирающие импульсы подаются на Тйристоры обеих групп, задавая в зависимости от формируемой п。” дуволны напряжения для одной из них режим выпрямления, а для дру-
Рис. 6.34. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】и ап (6) НПЧ при синусоидальном законе управленияРис. 6.34. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】и ап (6) НПЧ при синусоидальном законе управления
Рис. 6.34. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】и ап (6) НПЧ при синусоидальном законе управления
Рис. 6.34. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】и ап (6) НПЧ при синусоидальном законе управления
формировании кри- и ап периодически двух тиристорныхформировании кри- и ап периодически двух тиристорныхгой •— инвертирования. Вследствие того что при Еой выходного напряжения частоты /2 углы ai изменяются, в уравнительном напряжении wy
формировании кри- и ап периодически двух тиристорных
формировании кри- и ап периодически двух тиристорных
гРупп возникает гармоническая выходной частоты f2. При этом для ограничения протекающего через тиристоры уравнительного тока требуются ограничительные реакторы Л01 —— Lq& существенно боль- 山？济 индуктивности, что обусловливает в большинстве случаев недопУстимые падения напряжения на них от протекания переменного Тока нагрузки J и уменьшение напряжения &•
При раздельном управлении тиристорные группы работают по- °：ереано, в связи с чем необходимость в ограничительных реакторах 『надает。 Режим работы каждой тиристорной группы связывают с Жирностью формируемой полуволны напряжения wn(i) и направле- "®м тока 厶「 Как и в реверсивном преобразователе, здесь также осу- :ествмнют задержку (блокировку) в подаче отпирающих импульсов :тиристоры вступающей в работу группы, что необходимо для ис- 产呢哂короткого замыкания вторичных обмоток трансформатор ч^рез тиристоры обеих групп. Так, например, после того как тирис。
торная группа / проработала сначала в режиме выпрямления, а з欲 на интервале 冗 ——(о2/2 (рис. 6.34, а) — в режиме инвертировав управляющие импульсы в момент времени(о2/2 снимаются с тирэд ров группы / (используется сигнал датчика тока, определяющего^ мент снижения до нуля тока % или тока тиристоров). К проводивц тиристорам этой группы прикладываются напряжения в обрати направлении, требуемом для их выключения, под действием втор ных напряжений сетевого трансформатора. Подачу управляюц импульсов к тиристорам группы // осуществляют с некоторой задер кой относительно момента времени(о2/2, гарантирующей заверив процесса восстановления запирающих свойств ранее проводив山 тиристоров группы /. Рассмотренная особенность работы НПЧ д раздельном управлении обусловливает появление токовых пауз по* моментов времени (о?"(о2/2 (на рис. 6.34, а не показаны). Вмест тем токовые паузы, определяемые главным образом временем вык. чения /в используемых тиристоров, малы (до 1° сетевой частоты 50 а по отношению к периоду выходной частоты ——еще меньше) и пр тически их можно не учитывать при анализе процессов в схеме.:
Согласованность режима раздельного управления тиристорна) группами при формировании кривой выходного напряжения Н' обусловливается связью углов управления ai и ап в ссютветст： с соотношением (6.98) или равенствами ai = Ви, ап =尻 Возм( ный диапазон изменения углов 5 и aii при формировании крй) выходного напряжения (если исключить из рассмотрения интерв^ 7 и 9) близок к 180°.
Определим основные соотношения, связывающие закон изменен во времени углов управления а и форму кривой выходного напряжен?
Приведенную на рис. 6.34,а кривую выходного напряжений принципе следует рассматривать как напряжение на выходе одной] тиристорных групп 仅I ). Ее можно представить в виде пульсируюп составляющей (с частотой, кратной частоте питающей сета), налож ной на кривую среднего значения напряжения тиристорной грущ изменяющегося вследствие модуляции угла управления аг В ча ности, изменение среднего значения выходного напряжения по с理 соиде будет определять его первую гармоническую wH(i)(рис. 6.34,- Точность, по-видимому, будет тем выше, чем меньше частота /2 по ср нению с fv'
Из теории выпрямителей известна зависимость среднего зна ния напряжения от угла управления a： Ud = UdQ cosa. Если прен речь пульсирующей составляющей и рассчитывать напряжение и ("н) по кривой изменения среднего значения напряжения тирист ной группы /, то приведенное соотношение в несколько изменена виде определит зависимость выходного напряжения НПЧ от ха口 тера изменения угла ai ：冬
UH = ^Hm0 COsaJZ),(6
где Uh^q — максимальное выходное напряжение, соответствую углу си = 0 (для трехфазной мостовой схемы U^mQ = 2,34 U2)； си ( периодическая функция изменения во времени угла ai.-
Из формулы (6.99) следует, что, задавая соответствующий закон вменения во времени угла as (/), можно получить на выходе преобразователя напряжение, значение которого изменяется периодически ^о любому требуемому закону.
Определим закон изменения ai (/) для НПЧ с синусоидальным выходным напряжением и амплитудой 。狂熊(без учета пульсирующей вставляющей):
小=Uam sin %九(6.100)
Из совместного решения уравнений (6.99), (6.100) находим характер зависимости угла ai для тиристорной группы /:
ai — arccos (^ sin(о2/)(6.101)
н угла ап = 180° —— си для вентильной группы //:
ан = arccos (—Esino 办(6」02)
В выражениях (6.101), (6.102) коэффициент Е= У^т^вто определяет глубину регулирования амплитуды выходного напряжения. При 2=1, что соответствует максимальному выходному напряжению, углы as и ан необходимо изменять согласно (6.101), (6.102) в пределах от 0 до 180° по линейному закону, которому отвечают сплошная и пунктирная ломаные линии а； и ап на рис. 6.34,6. Характеру изменения угла as при Е — 1 соответствует построенная на рис. 6*34, a кривая напряжения wH(Uj ).
В течение первой четверти периода частоты /2 (рис. 6.34, а, 6), когда формируется восходящая часть полуволны напряжения 〃^ положительной полярности, углы а( отпирания тиристоров группы / изменяются от 90° до 0, а углы an отпирания тиристоров группы II — от 90 до 180°, что соответствует режиму выпрямления тиристорной группы / и режиму инвертирования группы И (последнее необходимо, если при активно-индуктивной нагрузке ток /н еще не успел изменить направление). В течение второй четверти периода, когда образуется нисходящая часть той же полуволны напряжения 〃口, режим Работы групп сохраняется, но при этом он связан с увеличением углов & gt 0 до 90° и уменьшением углов au от 180 до 90°.
Полуволна напряжения 卫^ отрицательной полярности формиру。 gcsi аналогичным образом. Однако теперь тиристорная группа / ра- ^ает в режиме инвертирования с углами ai, изменяющимися от ‘° «до 180° и затем снова до 90°, а тиристорная группа // — в режиме выпрямления с диапазоном изменения углов от 90° до 0 и затем вновь До 90。.
Уменьшение коэффициента Е = ^нт^нто позволяет осуществлять Регулирование амплитуды выходного напряжения преобразователя» “Рх g. 1 углы aj и а” изменяются в меньших пределах и им соответ- ；TByi°r значения мннммальннх углов, большие нуля, и значения мак- ^^альных углов, меньшие 180°. Так, при Е = 0 旳=аи = 90° и
Нщ 二 0.
Прн EV 1 закон изменения во времени углов ab @叮 отличается
от линейного. Построенные по выражениям (6.101), (6.102) кр@ изменения во времени углов а】и ап при Е = 0,9 и 0,4 приведенв рис. 6.34, б. m
Коммутация тока в НПЧ рассматриваемого типа осуществи
ся, так же как в выпрямителях и ведомых инверторах, под действ! напряжения питающей сети. Поэтому минимальные значения у@ а н 8 не должны быть меньше суммы угла коммутации 丫 и угла 6тЯ
44先先陽陽М\Л/М\Л/. А А А А 八八 А А J \/ \/ \/ \/|\/ 1-1 Y-Y ин-. А А А А 八八 А А J \/ \/ \/ \/|\/ 1-1 Y-Y ин-八八/\ /\ /\/\ /\ /\叫方叫方八八八|八八八八|八八八八八，八八八八，/ V V W v u у 1/%/ V V W v u у 1/%ifif/\/\a) 0a) 0附，附 180°7况7°72G°5) 90° 50°30° о附，附 180°7况7°72G°5) 90° 50°30° оРис. 6.35. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】 и а}] (6) НПЧ при трапецеидальном законе управленияРис. 6.35. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】 и а}] (6) НПЧ при трапецеидальном законе управления/1\/\/\//1\/\/\/\/ \/ \/ \/ \/ XX 4Т Т\/ \/ \/ \/ \/ XX 4Т Т八八八小八i/、八и У \/\/ w W V \/八八八小八i/、八и У \/\/ w W V \/
4
4
先
先
陽
陽
М\Л/
М\Л/
. А А А А 八八 А А J \/ \/ \/ \/|\/ 1-1 Y-Y ин-
. А А А А 八八 А А J \/ \/ \/ \/|\/ 1-1 Y-Y ин-
八
八
/\ /\ /\
/\ /\ /\
叫方
叫方
八八八|八
八八八|八
八八八八，
八八八八，
/ V V W v u у 1/%
/ V V W v u у 1/%
if
if
/\
/\
a) 0
a) 0
附，附 180°
7况7°
72G°
5) 90° 50°
30° о
附，附 180°
7况7°
72G°
5) 90° 50°
30° о
Рис. 6.35. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】 и а}] (6) НПЧ при трапецеидальном законе управления
Рис. 6.35. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов а】 и а}] (6) НПЧ при трапецеидальном законе управления
/1\/\/\/
/1\/\/\/
\/ \/ \/ \/ \/ XX 4Т Т
\/ \/ \/ \/ \/ XX 4Т Т
八八八小八i/、八и У \/\/ w W V \/
八八八小八i/、八и У \/\/ w W V \/
Та5[Та5[蹴蹴=2^fi4 восстановления запирающих свойств тиристоров, образом, реально возможный диапазон изменения углов % и
Та
5[
Та
5[
蹴
蹴
менвменвформировании кривой выходного напряжения получается 180°. Верхнему пределу регулирования напряжения соответст國
менв
менв
коэффициент Е = 0,9+ 0,95. |
Управление по арккосинусоидальному закону [см. соотношей (6.101) и (6.102)] изменением углов а при формировании синусоид^ рюго выходного напряжения связано с определенным усложнен! системы управления преобразователем. В тех случаях, когда к фО| кривой "н не предъявляются повышенные требования, использ| более простой в реализации трапецеидальный закон формировав выходного напряжения (рис. 6.35, а, 6). Он характеризуется ий нением по линейному закону углов с^ ап на интервалах 3 и поста ством углов а|, аи на интервалах 乳 ——23 при формировании об| полуволн выходного напряжения. Без учета пульсирующей сос| ляющей кривая напряжения wH получается трапецеидальной фор» 378 1
регулирование выходного напряжения производится изменением диапазона управления углами аь ап при сохранении неизменным 不又^ 6. При уменьшении угла 3 закон изменения во времени углив @1 и соответственно выходного напряжения и^ приближается к прямоугольному.
у Трехфазные преобразовашелw выполняют на основе трех однофаз- кь1х，Необходимый фазовый сдвиг выходных напряжений в 120° здесь осуществляется путем сдвига на указанный угол сигналов, управляющих изменением углов а трех преобразователей. Преобразователи мозупг выполняться регулируемыми по выходной частоте. Нижний предел регулирования частоты может быть близок к нулю. Верхний предел ограничивается отношением питающей частоты к выходной частоте fjf^ которое обычно не бывает ниже двух. Это объясняется существенными искажениями формы кривой выходного напряжения при переходе на более высокие частоты /2- С целью расширения верхнего предела регулируемых частот питание преобразователей производят от источников тока более высоких частот, например 400 Гц. В этом случае выходная частота имеет реализуемый диапазон от 0 до 150—180 Гц.
§ 6Л1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ и ОСНОВНЫЕ УЗЛЫ СИСТЕМУПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ,ВЕДОМЫМИ СЕТЬЮ
Система управления (СУ), обеспечивающая подачу отпирающих импульсов на тиристоры преобразователя любого типа, совместно с преобразователем решает комплекс задач, связанных с формированием и регулированием его выходного напряжения.
В ведомых сетью преобразователях с естественной коммутацией (управляемых выпрямителях, ведомых инверторах, реверсивных преобразователях, непосредственных преобразователях частоты) существует общность в реализации систем управления. Она обусловливается идентичностью управляющего воздействия СУ на силовую схему, которое проявляется в изменении момента подачи отпирающих импульсов на тиристоры по отношению к синусоидально изменяющейся кривой напряжения сети (т. е. угла управления а).
Поэтому, несмотря на то что приводимый ниже материал относится к управляемым выпрямителям, его почти целиком можно отнести н к остальным преобразователям данного класса.
В силу того что СУ рассматриваемых преобразователей осущест- R近яют регулирование фазы управляющих импульсов, их часто назы- в&ют системами импульсно-фазового управ- ^ния (СИФУ).
Общими требованиями, предъявляемыми к системе управления преобразователем, являются:
надежное отпирание тиристоров силовой схемы во всех режиМах ее работы;
плавное (в необходимом диапазоне) регулирование угла а по- "аин управляющих импульсов на тиристоры;
высокая помехоустойчивость и надежность.胃
Системы управления выполняют по синхронному i асинхронному принципам.
Синхронные системы импульсно-фазового управления
Синхронный принцип импульсно-фазового управления npeo6j зователями является наиболее распространенным. Его характерна ет такая функциональная связь узлов СУ, предназначенных для лучения управляющих импульсов, при которой синхронизация упрй ляющих импульсов осуществляется напряжением сети переменн| тока.j
Сущность синхронного принципа построения СУ и функциона, ное назначение ее узлов покажем на примере выполнения канала ， равления одним тиристором преобразователя (рис. 6.36). В схему $ нала входят генератор опорного напр я жен j ГОН, нуль-орган НО и усилите ль-формиро.^ тель УФ отпирающих импульсов.：
Генератор опорного (развертывающего) напряжения ГОН фор| рует изменяющееся во времени напряжение 〃° синусоидальной, т{ угольной, пилообразной и других форм. С помощью НО опорное & пряжение генератора сравнивается с управляющим напряжена 〃у& преобразователя. Когда опорное напряжение (в процессе его yi личения или уменьшения) достигает напряжения 〃уа, на выходе /■ возникает импульс, который после предварительного усиления7 формирования подается в управляющую цепь тиристора преобраг вателя.
Изменяющееся во времени опорное напряжение создается с уча тием напряжения сети переменного тока (одной или нескольких фаз), в связи с чем опорное напряжение и формируемый импульс ей хронизированы во времени с напряжением сети переменного ток Путем изменения величины напряжения 以уа осуществляются сдв1 во времени выходного импульса и регулирование угла а, а слей вательно, и выходного напряжения преобразователя.I
Управляющее напряжение 〃уа может представлять собой разной (или быть пропорциональным ей) некоторого напряжения устав* и напряжения, характеризующего регулируемый параметр (напр； жение Ud, ток /壮,частоту вращения якоря двигателя пит. д.). В этс случае система будет охвачена отрицательной обратной связью Т регулируемому параметру, что обеспечит его стабилизацию. Если】 качестве управляющего напряжения использовать переменный ей нал, например синусоидальной формы низкой частоты, то будет ос： ществляться модуляция угла а по синусоидальному закону, что 谓 буется для формирования кривой выходного напряжения непосрС ственных преобразователей частоты.
Генератор опорного напряжения совместно с нуль-органом пр§ ставляют фазосдвигающее устройство ФСУ, нв@ ющееся важнейшим в синхронной системе ^шравления (рис. 6.36). П скольку работа ФСУ основана на сравнении двух напряжений (。口@；
^оГо и управляющего), его принцип действия называется вертикаль- ль竺
Синхронные системы управления многофазными преобразователяМ. могут быть выполнены по многоканальному и одноканальному способам*
В многоканальной системе управления мис. 6.37) регулирование угла а осуществляется от общего управляющего напряжения при выполнении каждого канала по типу рис. 6.36.
羯а羯аРнс. 6.37. Структурная схема многоканальной системы управления преобразователемРнс. 6.37. Структурная схема многоканальной системы управления преобразователемРис. 6.36. Структурная схема канала управления тиристором преобразователя при синхронном принципе построения СУРис. 6.36. Структурная схема канала управления тиристором преобразователя при синхронном принципе построения СУКоличество каналов равно числу тарнс- торов в схеме преобразователя (так, в СУ трехфазного мостового управляемого выпрямителя число каналов равно шести). При соответствующей синхро-
羯а
羯а
Рнс. 6.37. Структурная схема многоканальной системы управления преобразователем
Рнс. 6.37. Структурная схема многоканальной системы управления преобразователем
Рис. 6.36. Структурная схема канала управления тиристором преобразователя при синхронном принципе построения СУ
Рис. 6.36. Структурная схема канала управления тиристором преобразователя при синхронном принципе построения СУ
низации фазосдвигающих устройств от сети переменного тока (фази- ровки) система формирует для тиристоров в фазах а, &, с управляющие импульсы, симметричные относительно точек естественного отпирания (см. рис. 6,15, в), что требуется для работы схемы.
Многоканальный способ управления получил широкое распространение благодаря простоте выполнения СУ, унификации ее узлов, а также применимости для различного типа преобразователей. Вместе с тем в таких системах предъявляются повышенные требования к идентичности регулировочных характеристик фазссдвигающих устройств а =尸(辽уа) отдельных каналов во всем диапазоне изменения управляющего напряжения. Различие регулировочных характеристик приводит к отличию углов а по каналам управления тиристорами, асимметрии управляющих импульсов, что создает, например, в управляемых вьшрямителях дополнительные низкочастотные пульсации выпрямленного напряжения.
В одноканальной системе управления регулироВание фазового сдвига управляющих импульсов производится по одному каналу с помощью общего фазосдвигающего устройства, импульсу которого затем распределяются по цепям формирования запускаю- ^нх импульсов для каждого из тиристоров преобразователя. Благода- ₽я применению общего фазосдвигающего }7стройства одноканальная система способна обеспечить самые высокие требования в отно- 山包н【ш симметрии управляющих импульсов. Однако из-за усложне-
ного напряжения, его изменениеного напряжения, его изменениеРис, 6.38. Схема генератора опорного напряжения с диодным коммутатором (а), кривые напряжений управляющих трансформаторов (6) и опорного напряжения (б)Рис, 6.38. Схема генератора опорного напряжения с диодным коммутатором (а), кривые напряжений управляющих трансформаторов (6) и опорного напряжения (б)Рис. 6.39. Схема генератора опорного напряжения с транзисторным коммутатором (а), кривая опорного напряжения (6)Рис. 6.39. Схема генератора опорного напряжения с транзисторным коммутатором (а), кривая опорного напряжения (6)
ного напряжения, его изменение
ного напряжения, его изменение
Рис, 6.38. Схема генератора опорного напряжения с диодным коммутатором (а), кривые напряжений управляющих трансформаторов (6) и опорного напряжения (б)
Рис, 6.38. Схема генератора опорного напряжения с диодным коммутатором (а), кривые напряжений управляющих трансформаторов (6) и опорного напряжения (б)
Рис. 6.39. Схема генератора опорного напряжения с транзисторным коммутатором (а), кривая опорного напряжения (6)
Рис. 6.39. Схема генератора опорного напряжения с транзисторным коммутатором (а), кривая опорного напряжения (6)
ния системы управления, особенно для реверсивных преобразо^ лей и НПЧ, одноканальный способ построения СУ менее распрос^
нен.
На систему управления возлагаются часто достаточно сложный
дачи по формированию и управлению выходным напряжением вентн； ного преобразователя. СУ может обеспечивать стабилизацию вы!
по необходимому закону, реверс i ходного напряжения, требуй логику включения и отключен*
т, д. Способы решения задач1! висят от конкретных требов^
в отношении управления вьщ ным напряжением преобразо^ ля. Схемотехнически же их рё
ют с применением операцио^] усилителей (см. § 2.8), а таз
узлов импульсной и цифровой техники (см. гл. 3). Вместе тем такие узлы, как генератор опорного напряжения и ну орган, представляющие вместе фазосдвигающее устройство； также усилитель-формирователь являются обязательными для сис мы управления преобразователями рассматриваемого класса.韋 узлы рассмотрим более детально на примере типовых схем.
Генератор опорного напряжения, В качестве генераторов оп( ного напряжения и0 наибольшее распространение получили гей р атор ы с пилообразной (одно- или двуполярнс формой кривой выходного напряжения. Д получения такого сигнала предпочтение отдается способу, основ| 382 . :
go^y на заряде конденсатора в цепи с большой постоянной времени /рйс. 6.38, а, 6.39, а), а также способу синтезирования напряжения ^лообразной формы из отрезков трехфазных синусоидальных напря- *еН0卤(рис. 6.40, q — в).
работу схемы рис. 6.38, а рассмотрим на примере формирования 111moобразного напряжения канала управления тиристором / трех- 力азно卤 мостовой схемы управляемого выпрямителя (см. рис. 6.15, 扌一仇 6.38, б, в).
Часть схемы рис. 6.38, а, которая подключена с помощью диода 力з к конденсатору, выполняет функцию диодного коммутатора. Она управляется напряжениями вторичных обмоток маломощных трансформаторов Тра, Тре， питаемых трехфазным сетевым напряжением. Напряжения обмоток на рис. 6.38, s сдвинуты по фазе на 60° и подКлючены таким образом, чтобы обеспечивалось запирание диода Д3 нрн положительной полярности напряжения фазы иа трехфазного управляемого выпрямителя (см. рис. 6.38, б), т. е. тогда, когда должно формироваться линейно изменяющееся напряжение на конденсаторе в процессе его заряда через резистор R2 M источник питания + Е.
На интервале 8工——^5 (см. рис. 6.38, s) диод Д3 заперт благодаря превышению положительного потенциала на его катоде относительно анода (напряжения на конденсаторе и0). На интервале 8】——83 запирание диода 〃з осуществляется напряжением 〃] трансформатора Тра, а на интервале 83 ——85 ——напряжением 辽3 трансформатора Трс. При запертом диоде Д3 происходит заряд конденсатора через резистор R2 0T источника питания Е.
Срабатывание (переключение) нуль-органа ЬО с выдачей сигнала на формирование отпирающего импульса для тиристора / происходит в момент времени 9$, когда нарастающее на пр яжение и^ достигает величины 辽丫以(см. рис. 6.38, в). Путем изменения управляющего напряжения от некоторого минимального значения (7У0 до максимального значения t/y90° осуществляется регулирование угла а в диапазоне от 0 до 冗/2, необходимом для работы управляемого выпрямителя. Схема способна обеспечить работу и ведомого инвертора, для которого требуется диапазон изменения угла а от 冗/2 до л.
В момент времени 05 напряжение на конденсаторе и0 становится равным напряжению на обмотке трансформатора w3. Условие запирания диода Д3 снимается, вследствие чего происходит относительно быстрый разряд конденсатора до нуля по цепи С — Д3 — R ^ — Тр^ После перехода напряжения zz3 через нуль открывается диод Д2, ^ерез который будет протекать разность токов обмотки трансформа- т°ра и резистора R2 гд2=—с превышением первой составляю- над второй. Напряжение на конденсаторе до наступления очередного такта его заряда в момент времени ^7 близко к нулю.
В схеме рис. 6.39, а функцию коммутатора выполняет транзистор 7，работающий в ключевом режиме. Синхронизирующим напряже- н到ем является напряжение 红九 находящееся в противофазе с напря- "еппем иа трехфазного мостового управляемого выпрямителя. Иными 383
словами, схема также предназначена для канала управления типД стором / выпрямителя. "刍
Опорное напряжение (рис. 6.39, а, б) формируется на этапе 3| крытого состояния транзистора, когда в его базовой цепи действ\3 напряжение uf отрицательной полярности. Открытый диод 〃& 趣 этом уменьшает напряжение на базе транзистора Т до величины 曲 дения напряжения на диоде, защищая тем самым транзистор от в<^ можного пробоя его эмиттерного перехода. Благодаря большой 口芯 стоянкой времени заряда т = CR? напряжение на конденсаторе 需 рабочем участке, как и в предыдущей схеме, изменяется почти J линейному закону (рис. 6.39, б). Формирование опорного напряженй заканчивается при отпирании транзистора в момент времени 2д Через открывшийся транзистор осуществляется разряд конденса!^ до нуля в цепи с резистором 公3. Резистор & ограничивает нмпу/ разрядного тока конденсатора до величины, допустимой для ip&g зистора. По окончании разряда через транзистор протекает ток, равн^ Е/(/?2 4 Кз), напряжение на конденсаторе ERS/(R2 + /?з) близ^ к нулю, поскольку /?2》Кз・ Л
Преимуществом схемы с транзисторным коммутаторе! (рис. 6.39, а) против схемы с диодным коммутатором является ма碱 потребление мощности от трансформатора, управляющего работа транзистора. В схеме рис. 6.38, а управление диодом 〃§ связано § значительной потерей мощности, главным образом в резисторе 屛 от протекания через него тока в контуре, образованном вторичныш обмотками управляющего трансформатора и диодом 〃卜 Зато схеж с диодным коммутатором обеспечивает большую длительность рабЗ чего участка в опорном напряжении. При соответствующем выбор! постоянной времени т = CR? длительность пилообразного напряж^ ния может достигать 220°, в то время как в схеме рис. 6.39, а она н< превышает 180°. Однако при необходимости это свойство может 6吗 придано и схеме с транзисторным коммутатором путем питания eg входной цепи от вторичных обмоток двух трансформаторов, сдвину тых, как и в схеме рис. 6.38, а, на 60°. ?
Анализ обеих схем был проведен без учета влияния входной цей нуль-opгана, В ряде случаев влияние нуль-opгана проявляется i том, что при срабатывании в момент равенства u0 = иуа нуль-орга? создает шунтирующую цепь для конденсатора. Вследствие шунтИ рующего действия нуль-орган а после его срабатывания напряжен^ на конденсаторе остается близким к напряжению 辽 у^ до насту плен® момента полного разряда до нуля через коммутатор. g
Обе схемы широко используются в СУ упр являемых выпрямит^ лей и ведомых инверторов. В реверсивных преобразователях, а так兆 в НПЧ они не нашли применения, поскольку для последних nepexQ от диапазона изменения угла а = 0~- 90® к диапазону а = 90+ 18g должен сопровождаться изменением знака управляющего напряже ния иуа. Иными словами, от генератора здесь требуется двуполяй ная кривая опорного напряжения с обеспечением а =90° при 辽уа 割 =0. Если к тому же кривая опорного напряжения будет симметрий ной, то фазосдвигающее устройство позволит осуществить во все!
I йапазоне изменения угла а требуемый режим согласованного управ- I дения входящими в эти преобразователи двумя тиристорными груп- па^и» т- е- а】+ ан = 180°.
На рис. 6.40, а приведена схема генератора опорного напряжения, ? йСпользуемая в СУ реверсивных тиристорных преобразователей. Прин-
血и ее работы основан на синтезе двуполярного линейно изменяюще- г0Ся напряжения из отрезков трех-
фазных синусоидальных напряженИй (рис. 6.40, в). В схему входят три однофазных трансформатора 加，Трь. Трз первичные обмотки которых соединены звездой и подключены к трехфазному напряженИю питающей сети. Схема соединения вторичных обмоток на рис. 6.40, а показана для генератора канала управления тиристором / одной из тиристорных групп преобразователя (рис. 6.40, б).
В соответствии со схемой соединения вторичных обмоток трансформаторов опорное напряжение определяется суммой напряжений: полуволны напряжения 员】(—)трансформатора Тра отрицательной полярности, напряжения и2 трансформатора Трь，находящегося в противофазе с фазным напряжением иь питающей сети, и напряжения 〃3什)трансформатора Трс положительной полярности.
Потребляемый от генератора ток мал. Поэтому для уменьшения сопротивления прямому току диодов Дв 〃2, служащих для выде- л^ния необходимой полярности напРяжений вторичных обмоток трансформаторов Tpai Трс, в их
5)5)ООL i 11 IL i 11 Iв) «в) «纺纺7Г/27Г/2Рис. 6.40. Схема генератора опорного напряжения с синтезированием пилообразного напряжения (а)； кривые напряжений выходных обмоток трансформатора (б) и опорного напряжения (б)； пол учение управляющих напряжений для СУ двух тиристорных групп преобразовател ейРис. 6.40. Схема генератора опорного напряжения с синтезированием пилообразного напряжения (а)； кривые напряжений выходных обмоток трансформатора (б) и опорного напряжения (б)； пол учение управляющих напряжений для СУ двух тиристорных групп преобразовател ей□егш включены балластные нагрузочные резисторы 敘外 仆.
5)
5)
О
О
L i 11 I
L i 11 I
в) «
в) «
纺
纺
7Г/2
7Г/2
Рис. 6.40. Схема генератора опорного напряжения с синтезированием пилообразного напряжения (а)； кривые напряжений выходных обмоток трансформатора (б) и опорного напряжения (б)； пол учение управляющих напряжений для СУ двух тиристорных групп преобразовател ей
Рис. 6.40. Схема генератора опорного напряжения с синтезированием пилообразного напряжения (а)； кривые напряжений выходных обмоток трансформатора (б) и опорного напряжения (б)； пол учение управляющих напряжений для СУ двух тиристорных групп преобразовател ей
Вид результирующей кривой опорного напряжения показан на g'c. 6.40, в. Кривая симметрична относительно горизонтальной оси. Закон изменения во времени напряжения близок к линейному на инТеРвале 4л/3. Углу а = 9(Г соответствует сигнал иуа = 0.
Как известно, в реверсивном тиристорном преобразователе работе °"но访 тиристорной группы в режиме выпрямления отвечает соглаСованный режим инвертирования другой тиристорной группы. В их :н^темах управления, обычно выполняемых по многоканальному спо- °6у, схемы генераторов каналов управления одноименными тир и-
сторам и двух групп однотипны. Необходимые значения углов 碣 ап при их связи aj + ап = 180° задаются управляющими напря^ ниями 辽уа^ и Uyaii, одинаковыми по величине, но противоположньц по знаку. Управляющие напряжения для фазосдвигающих устрой? систем управления двух тиристорных групп создаются с помоД делителя напряжений (рис. 6.40, а). Команде на реверс соответсттЯ изменение полярности управляющего сигнала uya, что вызывает менение полярности напряжений 辽丫々 и 辽丫勺】，а следовательно, и менение режима работы тиристорных групп.賓
Рис- 6.41. Простейшая схема нуль-органаРис- 6.41. Простейшая схема нуль-органаНуль-орган. Простейшей схемой нуль-органа может служить ^ ли тельный каскад на транзисторе с общим эмиттером, работающий ключевом режиме. Формирование^ ходкого импульса происходит прЯ менении состояния транзистора 礴 достижения равенства и0 = Ну&. Я мер такой схемы нуль-органа прив® на рис. 6.41.Я
Рис- 6.41. Простейшая схема нуль-органа
Рис- 6.41. Простейшая схема нуль-органа
При u0< Еуа диод Д заперт о類 ным напряжением, равным uya Транзистор Т открыт, напряжений выходе нуль-органа близко к 耳豳 Открытое состояние транзистора с嘲 ется протеканием тока базы череД зистор К®. Повышение напр яжениЯ до уровня иус[ вызывает отпир^ диода Д и запирание транзисторД
К транзистору прикладывается напряжение, близкое к —Е^ что ^ детельствует о появлении сигнала на выходе нуль-opгана. Возм嘲 также построение входной цепи нуль-органа, при котором реи срабатывания отвечает переход транзистора из за крытого состоя в открытое.Л
На практике для уменьшения порога срабатывания и фронХЯ растания напряжения на выходе схему нуль-органа выполняй^ виде двух- или трехкаскадного усилителя с импульсным рея™ работы транзисторов. Существенное повышение чувствителвИ дает применение нуль-органа (компаратора) на операционном #雷 теле (см. рис. 3.5, а, в).Я
Сигналом для последующих узлов формирования управляет импульсов тиристора преобразователя может служить перепад н圖 жений на выходе нуль-органа или короткий импульс, получаЯ после дифференцирования.Я
Усилитель-формирователь. Мощность сигнала, получаем*» выхода фазосдвитающего устройства, обычно невелика. Усилий формирователь предназначен для усиления и формирования иМП^Я перед их подачей в цепь управляющего электрода силовогоЯ стора. В общем случае схему усилителя-формирователя можно^^ ставить в виде выходного формирователя импульсов, синхре™ рованного сигналом от нуль-органа. Отпирающие импульсы с в曙
勿勿Я——вд^Я——вд^равляющих импульсов зависит от типа схемы преобразователя и характера нагрузки. Так, в трехфаз-равляющих импульсов зависит от типа схемы преобразователя и характера нагрузки. Так, в трехфаз-Рис. 6.43. Диаграмма управле* ния тиристоромРис. 6.43. Диаграмма управле* ния тиристором
勿
勿
Я——вд^
Я——вд^
равляющих импульсов зависит от типа схемы преобразователя и характера нагрузки. Так, в трехфаз-
равляющих импульсов зависит от типа схемы преобразователя и характера нагрузки. Так, в трехфаз-
Рис. 6.43. Диаграмма управле* ния тиристором
Рис. 6.43. Диаграмма управле* ния тиристором
формирователя передаются в цепь управляющего электрода силового ^рястора обычно с помощью импульсного трансформатора. Последуй предназначен для исключения потенциальной связи между ти- пистором, находящимся под потенциалом силовой схемы, и системой управления, являющейся низковольтным устройством.
Построение схемы усилителя-формирователя зависит от требова-
нИй, предъявляемых к параметрам отпирающих импульсов, в частнос-
тн к их длительности и мощности. Необходимая длительность уп
Рис. 6.42. Формы сигналов управления тиристорами преобразователя
здается двумя тиристорами, один из которых расположен в катодной группе, а другой ——в анодной. Для данного выпрямителя требуется обеспечить присутствие отпирающих импульсов одновременно на двух следующих по порядку работы тиристорах: / и 2, 2 и 3, 3 и 4 и т.反* Зто необходимо для осуществления его пуска и создания работоспособности в режиме прерывистых токов, когда ток нагрузки умень- 山ается до нуля к моменту отпирания очередного тиристора. Задачу Решают подачей сдвоенных управляющих импульсов со сдвигом в ^ либо импульсов длительности, превышающей 60° (рис. 6.42, а, б). ^Двоенные импульсы получают, например, путем подачи на блок усилителя-формирователя помимо сигнала от фазосдвигающего устройСТВа данного тиристора также сигнала от фазосдвитающего устройстВа тиристора, вступающего в работу через 60°.
Широкие управляющие импульсы могут быть равны интервалу Роводи?>1ос'ги силового тиристора 屮 (для трехфазной мостовой схе- * 屮 =2п/3) или быть меньше 屮. В первом случае начало формис вания отпирающего импульса для силового тиристора связывают ^ Поступлением сигнала от его фазосдвитающего устройства, а окон- ус Иецформирования — с поступлением сигнала от фазосдвигающега
Р°"ства тиристора, вступающего в работу через 120° (тиристора
той же анодной или катодной группы). Во втором случае длительное управляющих импульсов определяется параметрами формируют, схемы усилителя-формирователя.,
В преобразователях, предназначенных для работы на якорь 口良 гателя постоянного тока, применяют в основном сдвоенные узк импульсы длительностью 7—10° (400——550 мкс), а в преобразоватадя предназначенных для работы на обмотки возбуждения электричес^ машин (постоянного тока или синхронных),——широкие импуль； длительностью 70—120° (3,9—6,6 мс).
Управление широкими импульсами создает специфику в пострс нии схемы усилителя-формирователя, обусловливаемую трудност| передачи широких импульсов в цепь управляющего электрода силоЗ го тиристора через импульсный трансформатор. Задачу решают пу^ передачи через выходной трансформатор пакета двуполярных импу, сов требуемой длительности с последующим их выпрямлением nej подачей в цепь управления тиристора (рис. 6.42, в). Частоту еле вания импульсов в пакете выбирают 5—10 кГц, нто позволяет . пользовать малогабаритный трансформатор.
Выходной формирователь импульсов рассчитывают на с оз да] управляющего напряжения U、между управляющим электродов катодом тиристора для обеспечения нужного тока управляющ электрода из условия надежного отпирания используемых тирис ров. Необходимые данные получают из диаграммы управления та；： стором, приводимой в каталогах и справочниках.：
Диаграмма управления тиристором показана на рис. 6.43. Обла гарантированного отпирания тиристора расположена между гран； ными кривыми / и II. Кривая / соответствует входной характерно ке прибора с максимальным входным сопротивлением, а кривая II входной характеристике прибора с минимальным входным сопрот; лением (для прибора того же типа). Координаты точек, отвечаю口 значениям напряжения Uy и тока /у, при которых происходит от] рание всех тиристоров данного типа (с учетом разброса их пар血 ров), лежат в пределах заштрихованной области. Границы этой，5 ласти обычно приводятся для максимальной, минимальной и коМ0 ной температур. На диаграмме проводятся линии максимально-| пустимых значений напряжения Uymax и тока /утах, а также ^ вая допустимой по режиму нагрева мощности, рассеиваемой в УЧ^ ляющем переходе прибора.；
Очевидно, отпирание используемого тиристора будет обеспече если внешняя характеристика выходного формирователя (пря^ MN) будет проходить над областью значений напряжения и ток* равляющего электрода, соответствующих отпиранию. Так как,be реннее сопротивление выходного формирователя обычно мало,- внешняя характеристика определяется дополнительно вводимы! цепь управляющего электрода ограничительным резистором ‘， Точка М определяет напряжение ивЫх вторичной обмотки тр； форматора выходного формирователя в режиме холостого хода ( отключенной от нее цепи управления тиристором). Точка N хара ризует режим короткого замыкания участка управляющий электро 388
60-100 МКС60-100 МКСРис. 6.44. Схема транзисторного формирователя импульсов (а), форма сигнала на входе (6), кривая выходного напряжения (б)Рис. 6.44. Схема транзисторного формирователя импульсов (а), форма сигнала на входе (6), кривая выходного напряжения (б)
60-100 МКС
60-100 МКС
Рис. 6.44. Схема транзисторного формирователя импульсов (а), форма сигнала на входе (6), кривая выходного напряжения (б)
Рис. 6.44. Схема транзисторного формирователя импульсов (а), форма сигнала на входе (6), кривая выходного напряжения (б)
«ат°Д тиристора- Ей соответствует ток / = UBblx/Ry. Участок АВ рнешней характеристики определяет возможные значения напряжения и тока цепи управляющего электрода при отпирании тиристоров данного класса с учетом существующего разброса по входным характеристикам. Точке В отвечает наибольший потребляемый ток от выходного формирователя, в связи с чем на этот ток и производят его
расчет.
Выходные формирователи импульсов выполняют на транзисторах и маломощных тиристорах. Транзистор-
ньяе формирователи применяют для создания запускающего тока до 5 А. Тиристорные формирователи используют преимущественно в СУ преобразователей с групповым соединением силовых тиристоров (последовательным, параллельным или последовательно - параллельным), когда амплитуда выходного тока составляет десятки ампер.
Транзисторные формирователи строят по схеме усилителя с трансформаторным выходом. Схемы таких усилителей помимо выходного транзисторного формирователя с трансформаторным выходом содержат предварительный формировав тель импульсов требуемой длительности (обычно одновибратор), запускаемый от нуль-органа. Связь транзисторного формирователя с одновибратором осуществляется посредством одного или нескольких каскадов усиления импуль-
Сов.
Указанные схемы выходных Формирователей создают напряжете и ток управляющей цепи си-
л°вого тиристора прямоугольной
Ф°Рмы, Однако более рациональной считается форма управляющего Угнала, показанная на рис. 6.44, в. Большой по величине, нонеболь- 田。百 по длительности (50——100 мкс) начальный импульс обеспечивает на- Денное отпирание тиристора при малом времени протекания процес- :а н малых потерях энергии в тиристоре при переключении его из заРытого в открытое состояние. Далее импульс продолжается на мень- ем Уровне, необходимом для поддержания тиристора в открытом Стоянии.
р При такой форме импульса помимо сокращения потерь энергии тиристоре при переключении (за счет крутого нарастания управляю- °「о тока) существенно уменьшается мощность потерь от управляю-
щего тока, а также мощность выходного формирователя. Вследстй уменьшения (в 1,5—2 раза) импульса на его горизонтальном yq&土 ке упрощается и задача передачи через трансформатор импулЬс| большой дли тел ьности.л
Схема транзисторного формирователя с указанной формой кр°^^ управляющего напряжения приведена на рис. 6.44, а. Она пресет鑫 ляет собой усилительный каскад на транзисторе с трансформаторнж выходом, питающийся от двух источников с неодинаковой величин» напряжения (Е^>鶯
В исходном состоянии транзистор Т закрыт. Запирание осуще® вляется по цепи его эмиттера за счет падения напряжения на ди® 〃4 от протекания тока по цепи источник питания +七2 — резис-те 尺2・ Исходному состоянию транзистора соответствует закрытое » стояние диода Дь поскольку напряжение на конденсаторе С, рЖ ное + J, превышает напряжение
Отпирающее транзистор напряжение (рис. 6.44, б) является уЖ ленным сигналом одновибратора, запускаемого от нуль-органа фада сдвигающего устройства. Длительность входного импульса задае:® одновибратором в соответствии с требованием к управляющему пульсу формирователя.'饗
Поступающий в момент времени ti входной импульс внзн^^ отпирание транзистора Т. Открытые транзистор Т и диод Д4 подзс^Я чают конденсатор С к первичной обмотке выходного трансформ^й ра, вследствие чего возникает процесс разряда конденсатора на ТД грузочную цепь вторичной обмотки (управляющую цепь спло百 тиристора). Благодаря наличию резистора Ri напряжение на кондд саторе С после момента времени 九 уменьшается, что вызывает енк^^ ние напряжения 红夂 на первичной и напряжения иу на вторичной Я мотках трансформатора. Управляющее напряжение связано с на(^^ жением 红夂 соотношением 勺 =红丿孔，где п = wjw^ —— коэффицй^щ трансформации трансформатор а.Я
При уменьшении напряжения на конденсаторе С до величины Я диод 〃夂 открывается, создавая цепь питания формирователя от 竇 лее низкого напряжения источника Е2* Величина напряжения "Я (без учета падения напряжения на транзисторе и диоде Д4) опреде.^ ет после момента времени 厶 напряжение 红夂 на первичной обмотк雷 напряжение uy = Е以汽 на управляющей обмотке трансформат(^Ш
Окончание в момент времени % входного импульса вызывает за疆 рание транзистора и окончание формирования управляющего импуя са. После указанного момента времени следует этап восстановле^^ исходного состояния схемы- Он сопровождается зарядом кондс耳疆 тора С до напряжения Е& и уменьшением тока намагничивания тра圖 форматора до нуля. Ток намагничивания замыкается по цепи перв霄 ной обмотки трансформатора через диод Д2 и стабилитрон Д3.京!^^ цируемое при этом в первичной обмотке напряжение отрицательно| полярности ограничивается с помощью стабилитрона на уровне (рис. 6.44, в), что защищает транзистор от перенапряжения- Для 嚼 ключения подачи напряжения отрицательной полярности на У^Р駕
дяющий электрод тиристора его управляющую цепь шунтируют дио- 40M 〃5・ Эта же задача может быть решена включением диода последовательно с ограничительным резистором 7?尸
Из тиристорных формирователей преимущественное распростра
нение получили схемы, основанные на использовании для создания
управляющего импульса энергии предварительно заряженного конденсатора. Пример такой схемы приведен на рис. 6.45.
Предварительный заряд конден
Рис. 6.45. Схема тиристорного формирователя управляющих импульсовРис. 6.45. Схема тиристорного формирователя управляющих импульсовсатора С осуществляется через резистор R и диод 'Д при положительной полярности напряжения на втор ич ной обм отке пи тающего трансформатора 丁八.Конденсатор заряжается до амплитудного значения напряжения. Формирование
Рис. 6.45. Схема тиристорного формирователя управляющих импульсов
Рис. 6.45. Схема тиристорного формирователя управляющих импульсов
выходного импульса происходит во время действия напряжения отрицательной полярности на вторичной обмотке того же трансформа-
тора, т. е. когда диод Д закрыт. Для формирования выходного импульса на тиристор Т подают отпирающий импульс, синхронизированный сигналом нуль-органа фазосдвигающего устройства. При отпи
рании тиристора конденсатор разряжается на нагрузочную цепь вторичной обмотки импульсного трансформатора Тр?. Кривая управляющего напряжения приобретает форму импульса, задний фронт которого характеризуется экспонентой разряда конденсатора с постоянной времени, определяемой емкостью С и сопротивлением цепи управления силового тиристора Т。приведенным к первичной обмотке трансформатора Тр?. Запирание тиристора Т происходит после спадания до нуля разрядного тока конденсатора.
Асинхронные системы импульсно-фазового управления
В рассмотренных синхронных системах управления момент получения управляющего импульса (т. е. угол управления а) отсчитьь вается от некоторой точки напряжения питающей сети (например, от момента его перехода через нуль). Такая синхронизация от напряжения питающей сети осуществляется посредством генератора опорного напряжения. Начало отсчета угла а либо совпадает с моментом синхронизации, либо сдвинуто относительно него на некоторый постоянный фазовый угол.
В асинхронных системах управления связь во времени управляю- 山以х импульсов с соответствующими точками напряжения питающей сетя играет вспомогательную роль, например служит для ограничен "圮丹 минимальных и максимальных значений углов управления а. °амн же управляющие импульсы получают без синхронизации узлов с^стемы управления напряжением сети переменного тока. Фазосдвигающее устройство, принципиально необходимое для синхронных систем, здесь отсутствует.
Требуемый угол а управления тиристорами е асинхронных систем создается как результат регулирования интервалов между импу! сами (частоты их следования) s замкнутой системе с преобразовагпе! или его нагрузкой.
Принцип построения асинхронной системы управления для тр< фазного мостового управляемого выпрямителя иллюстрирует фу] циональная схема рис. 6.46. Необ
Рис. 6.46. Функциональная схема асинхронной системы управления преобразователямиРис. 6.46. Функциональная схема асинхронной системы управления преобразователямиме создается отрицательнаяме создается отрицательнаядимые для этой схемы шесть вых( ных каналов управляющих импу^ сов с фазовым сдвигом между нй в соседних каналах в 60® получа, от распределителя импульсов 泣 запускаемого от ведущего генерато! ВГ регулируемой частоты. Изменен ч астоты ВГ осуществл яетс я нам жением регулятора Р『под действж напряжения уставки и напряжен датчика Д регулируемого парам^ (напряжения или тока преобраз(| теля, частоты вращения якоря дви: теля и т. д) Сигналом датчика в с обратная связь по регулируемо
Рис. 6.46. Функциональная схема асинхронной системы управления преобразователями
Рис. 6.46. Функциональная схема асинхронной системы управления преобразователями
ме создается отрицательная
ме создается отрицательная
параметру.
Благодаря наличию отрицательной обратной связи в схеме ai магически создаются углы управления а, обеспечивающие в соот〕 ствии с уставкой требуемые значения регулируемого парамет преобразователя или его нагрузки.:
『Асинхронные системы управления преобразователями применя при существенных искажениях напряжения питающей сети, в чЗ ности при значительной несимметрии трехфазных напряжений величине и фазе. Использование в таких условиях синхронной сив мы невозможно ввиду получающейся недопустимой асимметрии、 углах а по каналам управления тиристорами. Наиболее распрост^ йены асинхронные СУ в преобразователях, потребляющих мощное соизмеримую с мощностью питающей сети.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 、
Построение регулируемых преобразователей переменного на醇 жения основывается на использовании полупроводникового комм% тора, функцию которого чаще всего выполняют два включенных в речно-параллельно тиристора в цепи с питающим переменным на国 жением и нагрузкой. В таких устройствах применяют фазовые, с пенчатый, фазоступенчатый, широтно-импульсный на пониженн частоте и другие методы регулирования переменного напряжен，!
Фазовые методы регулирования переменного напряжения. Фазов методы регулирования базируются на управлении действующим 31 чением переменного напряжения на нагрузке путем изменения /Ц тельности открытого состояния одного из включенных встречно-г
рис. 6*47. Схема преобразователя переменного напряжения («) и ее варианты： с диодами, шунтирующими тиристоры в обратном направлении ⑹，и общим тиристором ®
раллельно тиристоров (рис. 6.47, а) в течение полупериода частоты
сет"，
Фазовое регулирование возможно с отстающим углом
управления а (рис. 6.48, а), управления а (рис. 6.48, в) либо с тем и другим (двустороннее фазовое регулирование, рис. 6.48, г). Диаграммы напряжений и токов, показанные на рис. 6.48 для однофазных преобразователей переменного напряжения, соответствуют чисто активной нагрузке. Фазовое регулирование преобразователей переменного напряжения аналогично принципу фазового регулирования управляемых выпрямителей. Отличие обусловливается схемой соединения тиристоров в этих преобразователях, вследствие чего участки синусоид переменного напряжения, составляющие кривую выходного Спряжения в управляемых выпрямителях, являются однополярными.
При способе регулирования, со- °тветствующем рис. 6.48, а, запи- Р&няе тиристоров осуществляется ^осле достижения точек 冗,2u, 3實, ^Ис- 6.48, б) за счет изменения °лярности переменного напряже- ''питания по окончании каждого ^Упериода (естественная коммута- с*)・ При способе регулирования, ^ответствующем рис. 6.48, & г, "Орание тиристоров необходи- пРоизводить до окончания те-
с опережающим углом
Рис. 6.48. Временные диаграммы, иллюстрирующие фазовые методы регулирования переменного напряжения:
й, б — напряжения и тока нагрузки, а также напряжения на тиристоре при отстающем угле управления а； в — напряжения и тока нагрузки при опережающем угле управления а； г ~ напряжения и тока нагрузки прн двустороннем фазовом регулировании
кущей полуволны напряжения питания. Это возможно только за с принудительной коммутации тиристора. Задачу решают введениел схему узлов принудительной коммутации либо заменой одноопе ционных тиристоров на двухоперационные.
Характер зависимости действующего значения напряжения + нагрузке от угла а (регулировочную характера тику) для фазового регулирования с отстающим и опережаюцй углами управления а (рис. 6.48, а, s) находят соответственно из со( ношений '
или в относительных единицах при чисто активной нагрузкеили в относительных единицах при чисто активной нагрузке
или в относительных единицах при чисто активной нагрузке
или в относительных единицах при чисто активной нагрузке
где U ——действующее значение переменного напряжения на вхс (U = иг при отсутствии s U = U ? при наличии входного транс麻 матора), равное выходному напряжению при а = 0. '|
Аналогичную зависимость для двустороннего фазового регулЙ вания (рис. 6.48, г) находят из выражения 1
力-力-(]/Т ut&m^db,(]/Т ut&m^db,
力-
力-
(]/Т ut&m^db,
(]/Т ut&m^db,
откуда
"/U н 1—依一2a +sin2<x),"/U н 1—依一2a +sin2<x),(6.(6.
"/U н 1—依一2a +sin2<x),
"/U н 1—依一2a +sin2<x),
(6.
(6.
Рис. 6.49. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:/, 2 ——при отстающем и опережающем углах управления а； 3 — при двустороннем фазовом регулированииРис. 6.49. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:/, 2 ——при отстающем и опережающем углах управления а； 3 — при двустороннем фазовом регулировании
Рис. 6.49. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:
/, 2 ——при отстающем и опережающем углах управления а； 3 — при двустороннем фазовом регулировании
Рис. 6.49. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:
/, 2 ——при отстающем и опережающем углах управления а； 3 — при двустороннем фазовом регулировании
Регулировочные характеристик построенные по выражениям (6.1@ и (6.104), приведены на рис. 6.49..J
При рассматриваемых способ регулирования в случае чисто | тивной нагрузки кривые тока, 1 требляемого от сети, и тока 4Н 储 падают по форме с кривой напр囑 ния 〃н и при а> 0 отличны от сМ соиды. Иными словами, для 罐 преобразователей, как и для выгш мителей, важное значение ив оценка эффективности потреблен мощности от сети ——коэффици^ мощности 九=々 cos 屮(см. § 縄 Коэффициент искажения 々 отра：Я
6 ——опере- и коэффи-(6.105)(6.106)6 ——опере- и коэффи-(6.105)(6.106)отдичие формы кривой тока от синусоиды. Параметр 屮 характеризует гОл сдвига первой гармоники потребляемого тока от кривой напря- ^ения питающей сети. Для способа регулирования в соответствии с ис. 6.48, а первая гармоника тока имеет отстающий угол сдвига ^носительно напряжения, а в соответствии с рис. 6.48, ^аюЩ^й. Для обоих этих способов коэффициент сдвига цйент искажения определяются соотношениями
6 ——опере- и коэффи-
(6.105)
(6.106)
6 ——опере- и коэффи-
(6.105)
(6.106)
冗а 0 ,5 sin 2а
COS 中=———"一1t
У(兀一а)2 + (我一a) sin 2a + siM а
(兀一а)? + (兀一a) sin 2з + sin2 а兀、冗一а 4- и ,5 sin 2а)
При двустороннем фазовом регулировании (см. рис. 6.48, а)屮 = О и cos = 1, а коэффициент искажения
k~^ (兀一2сс + sin 2сс) /兀 „(6.107)
Расчет коэффициента мощности с использованием соотношений (6.105)—(6.107) дает
九=Uh/U,(6-108)
т., е. в одиночных преобр азовате лях переменного напряжения независимо от используемого метода фазового регулирования коэффициент мощности равен относительном у напряжению на нагрузке и связан с ним линейной зависимостью (кривая / на рис. 6.50). Одинаковый коэффициент мощности для рассматриваемых методов фазового регулирования получается за счет больших искажений кривой тока 力口 на рис. 6.48, г, чем на рис. 6.48, а, 8, т. е. за счет меньшего коэффициента 历
Для увеличения коэффициента 九 регулирование мощности потребителя осуществляют, когда это возможно (например, при работе на нагревательные сопротивления электропечей), от группы преобразователей, питающихся от общей сети. Повышение коэффициента мощ- н°стп объясняется тем, что токи основных и высших гармонических, создаваемые в питающей сети отдельными преобразователями, суммируются геометрически, в связи с чем фазовый сдвиг суммарной основой гармоники по отношению к напряжению питания и суммарные амплитуды высших гармонических получаются меньшими, чем при 映ном преобразователе, работающем на полную мощность. Существенный эффект при этом достигается за счет комбинации рассмотрен- н*х способов регулирования. Указанное иллюстрируется кривой 2 На Рис. 6.50 для двух преобразователей при управлении по законам, соответствующим рис. 6.48, а, е.
Наличие индуктивности в цепи нагрузки вносит отличие в харак- :ер изменения тока нагрузки и напряжения. Влияние индуктивности Рассмотрим при фазовом методе регулирования с отстающим углом Тирания тиристоров (см. рис. 6.48, а). Схема преобразователя с
/?£-нагрузкой и временные диаграммы, поясняющие его рабо® приведены на рис. 6.51, a — г.響
При чисто активной нагрузке ток 4Н достигает нулевого значен® при переходе напряжения питания через нуль (см. рис. 6.48, а).出證
тервал проводимости тиристоров 屮 = 乳 падает с кривой "£»)• Индуктивность Lh замедляет нарастание тока iH при отпирании тиристоров и препятствует его уменьшению при снижении напряжения и (рис. 6.51, £). Ток 4Н продолжает протекать через нагрузку и соответствующий тиристор и после перехода напряжения питания через нуль, достигая нулевого значения спустя интервал 6 в пределах очеред- нойлполуволны напряжения и. Интер- вал^троводимости тиристоров увели-
—а. Вид
чивается на угол 8, т. е.屮=л;
-a
вала
+ 3. За счет увеличения интер- проводимости тиристоров В КрИ-
Рис.
мощности преобразователя переменного напряжения от относительного напряжения на нагрузке：
7 — для одиночных преобразователей; 2 ~ при комбинации способов регулирования для двух преобразователей
Rh
!l
в) О
КрИВОЙ %®) с 或
勺I丿с〃I) j
2丿
о
Г/
Рис. 6.51. Схема преобразовав ля переменного напряжения: индуктивностью в цепи нагру^ (а) и его временные диаграй (б-г)裟
вой ин, также как в управляемых выпрямителях, появляются допол^ тельные участки напряжения и (рис. 6.51, 6), отсутствовавшие 喃 чисто активной нагрузке. Интервал паузы в кривой выходного напш жения сокращается до значения a — 8. Указанное приводит к 讶趣 нению и формы кривой напряжения на тиристоре (рис. 6.51,之)・ П§ ствукхцее значение напряжения на нагрузке, определяемое по ф^
муле
厶
—J (yYS%鄒诃®,
綱
6 относительных единицах дает
(6.109)(6.109)—= j^^丄[兀 一(а —出 _[_ _1_ sin 2а1- sin 28
(6.109)
(6.109)
Ток в нагрузке на интервале проводимости каждого тиристора л находят из анализа переходного процесса, обусловленного отпиранием тиристора. Его можно определить в виде суммы двух составляющих: принужденной и свободной. Принужденная составляющая тока 7P отстает на угол 屮=arctg от напряжения питания “= j/2Usino)f= V21/sinB-. Ей соответствует соотношение
'н.пр ='н.пр =sin(& 一中).sin(& 一中).(6.110)(6.110)
'н.пр =
'н.пр =
sin(& 一中).
sin(& 一中).
(6.110)
(6.110)
Свободная составляющая тока спадает по экспоненциальному закону:
%・св = 4е(6.111)
с постоянной времени т = LJRr — tg<p/@.
В момент времени 8 = а сумма принужденной и свободной составляющих, определяющая ток /н, равна нулю:
sin (а —屮)+ 4 = 0,
/解+ 3呎
откуда определяем коэффициент А:
Л = 一 sm 他一ф).(6.112)
m%十3吗
С учетом выражений (6.110), (6.111) находим
_一_ (8—a)-
—- Р 2_Р — sin —ф)—sin (a — ф) e % 屮 .(6」13) 丿 & + “W
При чисто актавной нагрузке (£н = 0,屮 = 0, tg屮 = 0) соотношение (6.113) приводится к виду
Т・ е・ кривая тока /口 на интервале проводимости тиристоров определя- етсА синусоидой напряжения питания (см. рис. 6.48, о).
После подстановки в (6.113) значения 8 =兀 十 6, соответствую- 也е「。току ZH = 0 (рис. 6.51, 6, s), получаем уравнение
sin ® — ф) + sin (a —— 屮)e
兀+6-a
—tg屮
=0,
(6 1
которое может быть использовано для определения угла 8.
При активно-индуктивной нагрузке преобразователя представ； ет интерес определение так называемого критического 3 s
Ча
]р .
、廿
%//，
О
加冴
Рис. 6.52. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу преобразователя переменного напряжения при критическом значении угла управления
勿
чения угла у п р а в л е н| a = aKp, при котором интервалы гг водим ости тока 8 полностью заним!
интервалы а.
6.52) ток iH
В этом случае (р；
спадает до нуля в мо曲
времени ® =花 + а (т. е. момент 鼠 пирания одного тиристора совпад 謡 во времени с моментом。皿叩^^( другого тиристора), паузы в кр тока »н и напряжения ин отсутств и длительность проводящего coca ния каждого тиристора 屮 станов * равной 180°. Из уравнения (6. следует, что такой режим имеет м
при a — аир = <р = » = arctg
Действующее значение напр ния на нагрузке максимально К
носительная его величина согласно соотношению (6.109) равна ед це. Кривая тока ^н становится непрерывной и синусоидальной. В.谶
ответствии с выражением (6.113) при a
aKp имеем
'н ~
尸u
m 凡 + 3•吗
sin (8 — <р).
Очевидно, аналогичный режим работы будет и при углах с^ >(х> 0. Диапазон углов а от нуля до акр характеризует неуправ| мую зону преобразователя, где изменение угла а не вызывает 哗 нения действующего значения напряжения на нагрузке и ее Для осуществления нормальной работы схемы в этой зоне (созд непрерывного тока нагрузки) необходимо подавать на тири управляющие импульсы достаточной длительности (рис. 6.52), при малых углах aV акр они перекрывали по длительности м перехода тока нагрузки через нуль. В противном случае отпираю
ввимпульс для очередного тиристора закончится раньше, чем пр矚 тится ток в параллельном ему тиристоре, и тиристор не сможет^ крыться ——произойдет пропуск его отпирания. Исходя из нам嚼 шего угла a = Q длительность отпирающих импульсов должна 6勺
в
в
не меньше屮・ 圖
Проведенный анализ работы схемы рис. 6.47, а может быть 噌 несен и на один из ее вариантов (см. рис. 6.47, б). В схеме рис. 6・4% используются дополнительные диоды Дг, Д2, включенные встре^ параллельно тиристорам, в связи с чем обратное напряжение i喲 398 局
^сторах в процессе работы близко к нулю. Это позволяет облегчить ^ебования. к выбору тиристоров по напряжению, так как он будет ^водиться только по максимальному значению прямого напряже- ^я. Ток нагрузки соответствующего направления протекает в дан- но自 схеме через последовательно включенные тиристор и диод. Кривая обратного напряжения на диоде при регулировании имеет тот же вид, qTo и кривая обратного напряжения одноименного тиристора в схеме рцс. 6.47, а.
у В схеме рис. 6.47, s используется только один управляемый вентиЛЬ. Ток нагрузки протекает через три последовательно включен- JIbIx вентиля (тиристор Т и два накрест лежащих диода). Ввиду на- лнчня диодов Д1 —— Д4 на тиристоре Т будет действовать напряжение прямого смещения независимо от полярности полуволны напряжения &：в связи с чем запирание тиристора (и соответственно применение с；емн) возможно только при чисто активной нагрузке; оно осуществляется за счет уменьшения до нуля тока 力旺 в моменты перехода напряжения и через нуль. При наличии индуктивности в цепи нагрузки схема теряет способность фазового регулирования, поскольку моментам перехода тока через нуль будет соответствовать напряжение прямого смещения на тиристоре и тиристор будет находиться в состоянии непрерывной проводимости тока независимо от угла управления а. Ток % будет иметь синусоидальную форму согласно зависимости (6.115).
Схемы трехфазных преобразователей переменного напряжения с фазовым регулированием выполняют по аналогии с однофазными. Наиболее распространенные варианты схем трехфазных преобразователей приведены на рис. 6.53, а ~ г.
В схеме рис. 6.53, а питание осуществляется от трехфазного напряжения с нулевым проводом. Элементы трехфазной нагрузки с включенными встречно-параллельно тиристорами соединены звездой. В схеме рис. 6.53, 6 три звена трехфазной системы соединены треугольником. Трехфазные преобразователи, выполненные по этим схемам, состоят из трех рассмотренных ранее однофазных схем при питании от напряжений, имеющих фазовый сдвиг в 120°. Питание отдельных преобразователей в схеме рис. 6.53, а осуществляется фазным напряжением, а в схеме рис. 6.53, 6 ——линейным. Работа преобразователей каждой фазы при фазовом регулировании не зависит от процессов, протекающих в двух других фазах.
Преобразователь на рис. 6.53, s выполнен по схеме, аналогичной схеме рис. 6.53, а, но без нулевого провода. Схема преобразователя На рис. 6.53, г содержит три тиристорные группы, соединенные треугольником, и является модификацией схемы рис. 6.53,仇 В обеих схемах в контур тока нагрузки каждой фазы входит также сопротив- "енне нагрузки другой фазы, а на отдельных интервалах —— и сопро- %в/енц只 двух других фаз. Иными словами, работа всех трех фаз при Азовом регулировании, например, с отстающим углом а (в данных °х®мах при отпирании тиристоров в каждой фазе со сдвигом на угол ^относительно перехода фазного напряжения через нуль) взаимо- 'зана. Вследствие этого форма кривой напряжения на нагрузке
Рис. 6.53. Схемы трехфазпых преобразователей переменного напряжения： с независимой работой преобразователей в каждой фазе, соединенных звездой (а) и треугольником (6)； с взаимозависимой работой отдельных преобразователей трехфазной системы при включении звездой (8) и треугольником (г)
в)
习
(卫н＜，«нв,卫нс) в этих схемах будет отличаться от кривой напряжения на нагрузке в однофазных и трехфазных (рис. 6.53, а, 6) схемах. В схемах рис. 6.53, & гона будет составляться под воздействием напряжений всех трех фаз, а в токах нагрузки 爆，"石，泣)будут отсутствовать гармонические, кратные трем (как и в любой трехфазной системе, соединенной звездой). Однако повышения коэффициента мощности при регулировании здесь не происходит по сравнению с однофазными преобразователями, поскольку повышение коэффициента k за счет исключения указанных гармонических компенсируется соответствующим снижением coscp (т. е. сохраняется общая для фазового регулирования закономерность, согласно которой 入= UJU), К недостаткам схемы рис. 6.53, s в сравнении со схемой рис. 6.53, г следует отнести необходимость подачи отпирающих импульсов одновременно, на два, а в отдельные моменты времени и на три тиристора, а также большую загрузку тиристоров по току. •
Максимальные значения прямого и обратного напряжений на т% ристорах в схеме рис. 6.53, а определяются амплитудой фазного напря^ жения У2/3 Ол, а в схемах (рис. 6.53, 6 — а) — амплитудой лине^ ного напряжения 丿2力. 1
Рассмотрим подробнее применение преобразователей переменног：!
^пряжения ПРИ построении управляемых выпрямителей на повышен- 眇侔 напряжения, где получил распространение фазовый метод регулирования преобразователей. При этом схему выпрямителя (однофазного или трехфазного) выполняют на неуправляемых вентилях (диодах), & управление его выходным напряжением осуществляют со стороны первичной обмотки питающего трансформатора (т. е. при более низком напряжении) за счет встречно-
параллельного включения тиристоров (рис. 6.54). Поскольку диоды выпуска- 10Tся на более высокие напряжения, нем тиристоры, такой принцип построения высоковольтных управляемых выпрямителей часто позволяет уменьшить количество вентилей, включаемых последовательно на вторичной стороне, а следовательно, и их общее количество в схеме. Главное же, благодаря чему отдается предпочтение последовательному соединению диодов, а не тиристоров на вторичной стороне трансформатора,
заключается в том, что это позволяет исключить повышенные требования к изоляции выходных цепей низковольтной системы управления выпрямителем, так как они теперь будут подключаться к тиристорам, расположенным на первичной стороне относительно низкого напряжения, а не на вторичной (высоковольтной).
Рис. 6.55. Схема преобразователя со ступенчатым регулированием переменного напряжения (а) и его временные диа- граммы (6, б)Рис. 6.55. Схема преобразователя со ступенчатым регулированием переменного напряжения (а) и его временные диа- граммы (6, б)Рис. 6.54. Схема однофазного мос- тового выпрямителя, управляемого 8 стороны первичных обмоток трансформатораРис. 6.54. Схема однофазного мос- тового выпрямителя, управляемого 8 стороны первичных обмоток трансформатораРассмотренный принцип построения выпрямителей дает также определенные преимущества при больших токах нагрузки и малых на- ^Ряжениях, когда возникает необходимость в параллельном соедине- Н"。большого числа вентилей. Применение тиристоров на первичной стороне трансформатора позволяет существенно сократить их общее количество в выпрямителе (а в отдельных случаях и общее количе М~648 401
Рис. 6.55. Схема преобразователя со ступенчатым регулированием переменного напряжения (а) и его временные диа- граммы (6, б)
Рис. 6.55. Схема преобразователя со ступенчатым регулированием переменного напряжения (а) и его временные диа- граммы (6, б)
Рис. 6.54. Схема однофазного мос- тового выпрямителя, управляемого 8 стороны первичных обмоток трансформатора
Рис. 6.54. Схема однофазного мос- тового выпрямителя, управляемого 8 стороны первичных обмоток трансформатора
ство используемых полупроводниковых приборов), что сказывается： упрощении устройства управления ими.
Ступенчатый метод регулирования переменного напряжения. Q пенчатый метод регулирования характеризуется ступенчатым из.] пением амплитуды (действующего значения) переменного напряжен^ подводимого к нагрузке, без изменения формы его кривой. Этот、
тод осуществляетсятод осуществляетсяссa = Z7a = Z7помощью трансформатора, выводы от втор! ной обмотки которого через включенш встречно-параллельно тиристоры сваза| с нагрузкой (рис. 6.55, а). Отпирание 3 ристоров происходит при переходе 口圆
тод осуществляется
тод осуществляется
с
с
a = Z7
a = Z7
4141б)б)2it2it不不Рис. 6.56. Схема преобразователя с двухступенчатым фазовым регулированием переменного .напряжения (а) и его временные диаграммы ,6 — д)Рис. 6.56. Схема преобразователя с двухступенчатым фазовым регулированием переменного .напряжения (а) и его временные диаграммы ,6 — д)менного напряжения через нуль (pg 6.55, 6, в). Регулирование мощности в 窗; грузке (например, с целью изменения т嬴 пературы печи в определенном диапазсЖ осуществляется системой управления, ^. тор а я производит избирательную по艮蟲 отпирающих импульсов на соответств囁； щую пару включенных встречно-парж лельно тиристоров. Сложная констрЖ ция трансформатора, наличие болыц№> количества тиристоров, а также невозможность плавного регулирования м吗 ности в нагрузке являются недостаткайи данного метода регулирования. Преи^ щества метода —— отсутствие искажений^®
41
41
б)
б)
2it
2it
不
不
Рис. 6.56. Схема преобразователя с двухступенчатым фазовым регулированием переменного .напряжения (а) и его временные диаграммы ,6 — д)
Рис. 6.56. Схема преобразователя с двухступенчатым фазовым регулированием переменного .напряжения (а) и его временные диаграммы ,6 — д)
кривой потребляемогокривой потребляемогоот сети тока,蜉аот сети тока,蜉атакже фазового сдвига тока относительна напряжения питающей сети (при чисто активной нагрузке). '
кривой потребляемого
кривой потребляемого
от сети тока,蜉а
от сети тока,蜉а
Фазоступенчатый метод регулирования1 переменного напряжения. Фазоступенча1- тый метод регулирования основывается на совместном использовании ступенчатого и фазовых методов регулирования. Он реализуется по схеме с трансформатор^ на входе вида рис. 6.55, а. В зависимой от числа ступеней вторичного напряжен® трансформатора 辽2 (тиристорных пар)嘴 ществует двух-, трех-, четырех-и мн。鹽 ступенчатое фазовое регулирование. Ж
Сущность фазоступенчатого метода cW дится к использованию фазового Р^З^В рования для плавного изменения Д^^ вующего значения напряжения на на”?陈 ке в пределах каждой ступени выхоДн^р напряжения. Осуществляя широкий ，:屜 па зон плавного регулирования напр'：逾 ния, фазоступенчатый метод обеспечиь<^|
более высокие значения коэффициента мощности по сравнению с фазовыми методами. Принцип фазоступенчатого метода более подробно рассмотрим на примере двухступенчатого регулируемого преобразователя, приведенного на рис. 6.56, а.
Управляющие импульсы на отпирание тиристоров 7\, Т2 низшей ступени подаются в моменты перехода напряжения питания через нуль. Отпирание тиристоров Т3, Т& высшей ступени производят с отстающим фазовым сдвигом на угол а относительно указанных моментов времени.
При угле а = 0 моменты поступления отпирающих импульсов на включенные в одинаковом направлении тиристоры обеих групп (7\, Т§ 0 T2, TJ совпадают. Однако управляющие импульсы приводят к поочередному отпиранию только тиристоров Т3, ，высшей ступени. Тиристоры Tlt Т2 остаются в закрытом состоянии под действием разности напряжений и2_2 ——辽^一工，являющейся для них запирающей. Таким образом, при а = 0 напряжение на нагрузке определяется напряжением и%一% высшей ступени (рис. 6.56, б). Полуволна напряжения ии положительной полярности формируется при открытом тиристоре Тз， а полуволна напряжения отрицательной полярности — при открытом тиристоре 北.
При углах 冗> а > 0 (рис. 6.56, в, в) управляющие импульсы на отпирание тиристоров Т3> 1\ следуют с задержкой во времени относительно управляющих импульсов на отпирание тиристоров 丁储 丁2・ На интервалах а проводит либо тиристор 7\ (при положительной полярности напряжения и^, либо тиристор Т2 (при отрицательной полярности напряжения и^, в связи с чем на указанных интервалах кривая напряжения и^ определяется отрезками синусоиды напряжения 况？т・ Управляющий импульс, поступающий спустя интервал а на тиристор Тз (или Tj, вызывает его отпирание и запирание под действием напряжения и— —— 辽2T ранее проводившего тиристора нижней ступени. Напряжение на нагрузке до окончания текущей полуволны напряжения питания определяется напряжением ^2 вторичной обмотки трансформатора (рис. 6.56, е, в).
Подача управляющих импульсов на тиристоры высшей ступени с углом а =冗(рис. 6.56, д) не приводит к их отпиранию, вследствие "его напряжение на нагрузке определяется синусоидой напряжения 〃2т низшей ступени в условиях поочередной проводимости тиристо ров А, г2.
Таким образом, при плавном управлении углом а (моментом отпирания тиристоров T3t 北)преобразователь осуществляет изменение Действующего значения напряжения на нагрузке в пределах от 么-工 "° ^2~2- Регулировочную характеристику Un =尸(а) находят из рас- ?ета действующего значения напряжения двухступенчатой кривой (Р% 6.56, б):
"… J 丄j(j/斤忆)薪2m8 +-J(M乎к汽历2 8d8, (6.116) после упрощения
и"
а — — sin 2а) —j—
^-sm 2a丿.(б」］©
ниянияниянияРис. 6.57. Временные диаграммы напряжений и токов для схемы с двухступенчатым фазовым регулированиемРис. 6.57. Временные диаграммы напряжений и токов для схемы с двухступенчатым фазовым регулированиемРис. 6.58. Временные диаграммы ^ пряжений, иллюстрирующие принн широтно-импульсного метода ре「У рования на пониженной частоте^Рис. 6.58. Временные диаграммы ^ пряжений, иллюстрирующие принн широтно-импульсного метода ре「У рования на пониженной частоте^
ния
ния
ния
ния
Рис. 6.57. Временные диаграммы напряжений и токов для схемы с двухступенчатым фазовым регулированием
Рис. 6.57. Временные диаграммы напряжений и токов для схемы с двухступенчатым фазовым регулированием
Рис. 6.58. Временные диаграммы ^ пряжений, иллюстрирующие принн широтно-импульсного метода ре「У рования на пониженной частоте^
Рис. 6.58. Временные диаграммы ^ пряжений, иллюстрирующие принн широтно-импульсного метода ре「У рования на пониженной частоте^
На рис. 6.57 приведены временные диаграммы напряжений и тб-
ков, иллюстрирующие процессы, протекающие в схеме рис. 6.56,说 при фазоступенчатом методе управления.'
Широтно-импульсный метод регулирования переменного напряжена пониженной частоте. Широтно-импульсный метод регулировав на пониженной частоте основывается на изменении числа перио-
дов переменного напряжения, подводимого к нагрузке. Для его реализа-( ции требуется схема вида рис. 6.47, й или б, в. Диаграммы напряжений на рис. 6.58 иллюстрируют принцип ра^ боты преобразователя переменного напряжения при данном методе регулирования. Этот метод позволяет осуществить регулирование мощности в на> - грузке в диапазоне от UYRr до нуля. Его недостатком является присутствие гармонических в токе сеги с частотами ниже 50 Гц, что обусловливается импульсным характером потребления энергии от сети. Указанный недостаток в значительной степени ослабляется при питании от общей сети переменного тока группы из нескольких преобразователей, когда отсутствие потребления тока одним преобразователем компенсируется потреблением тока другими преобразователями. ■
с длительностью /и и пау-с длительностью /и и пау-+ 0"Е-0+ 0"Е-0ИППН ин0—ИППН ин0—Рис. 7.1. ИППН (а) и его кривая выходи ого напряжения (6)Рис. 7.1. ИППН (а) и его кривая выходи ого напряжения (6)
с длительностью /и и пау-
с длительностью /и и пау-
+ 0"
Е
-0
+ 0"
Е
-0
ИППН ин
0—
ИППН ин
0—
Рис. 7.1. ИППН (а) и его кривая выходи ого напряжения (6)
Рис. 7.1. ИППН (а) и его кривая выходи ого напряжения (6)
ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
§ 7.1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразователи постоянного напряже
ния предназначены для изменения значения постоянного напряжения. Они служат для питания нагрузки постоянным напряжением Uh, отличающимся по величине от напряжения источника Е (рис. 7.1, а). При этом иногда необходимо стабилизировать напряжение [/н при изменении напряжения источника и тока нагрузки либо изменять напряжение UH по определенному закону независимо от Е・
Рассматриваемые в настоящей главе преобразователи основаны на использовании импульсных методов преобразования и регулирования постоянного напряжения. Поэтому их называют импульсными преобразователями постоянного напряжения (ИППН). Выходное напряжение таких преобразователей характеризуется последователь
ностью импульсов прямоугольной формы зой /п, амплитуда которых близка к напряжению питания Е (рис. 7,1, б). Выходное напряжение преобразователя 〃н характеризуется средним значением Uh・ Требуемого качества выходного напряжения с точки зрения пульсаций здесь добиваются, так же как и в выпрямителях, включением между выходом преобразователя и нагрузкой сглажи- в&ющего фильтра.
В основе принципа действия ИППН "ежит ключевой режим работы регулирующего полупроводникового прибора, ОсУществляющего периодическое подключив напряжения питания Е к выход- 访 цепи преобразователя. Малые па- "ение напряжения на регулирующем
приборе в открытом состоянии и протекающий ток в закрыто] обусловливают высокий к. п. д. рассматриваемых преобразователе® Их способность регулировать выходное напряжение используют пр построении регуляторов и стабилизаторов постоянного напряжен^ ИППН широко применяют также в электроприводе для управлени, частотой вращения двигателей постоянного тока. В этом случае схем^ преобразователя должна обеспечивать управление не только мощ二 ностью, отдаваемой источником питания в нагрузку, но и мощность^ от нагрузки в источник питания, что необходимо, в частности, нр% рекуперативном торможении двигателя постоянного тока.工
Питающим напряжением ИППН могут служить, например, кон^ тактная сеть постоянного тока городского или магистрального элек?-< трифицированного транспорта, а также различные источники постов янного тока: аккумуляторные батареи, топливные элементы, солнеч^ ные батареи и т. д. Задачу регулирования постоянного напряжение с помощью ИППН можно решать и при первичной питающей сет^ переменного тока. В этом случае на входе ИППН включают неупрай^ ляемый выпрямитель. Система неуправляемый выпрямитель — ИППН- является конкурирующим вариантом управляемого выпрямителя^
Регулирование выходного напряжения ИППН осуществляет^ импульсными методами путем изменения параметров выходнь哆 импульсов. Наибольшее применение получили широтно-импульсный и частотно-импульсный методы регулирования, а также их комбин^ ция.,露
Широтно-импульсный метод регулиров^ ния (ШИР) осуществляется изменением длительности (ширину выходных импульсов /и (рис. 7.1, 6) при неизменном периоде их еле-4 дования (Т = const, / = 1/Т = corst). Среднее значение выходнобо1 напряжения преобразователя при широтно-импульсном регулиро'-> вании связано с напряжением питания соотношением
% = ^Е=汴，(7国一
где у = t，T ——коэффициент регулирования (преобразования).
жени я ИППН с ШИР составляет от нуля (/и У н 1).При частотно-импульсном р о в а н и я (ЧИР) изменение выходногожени я ИППН с ШИР составляет от нуля (/и У н 1).При частотно-импульсном р о в а н и я (ЧИР) изменение выходногоВ соответствии с (7.1) диапазон регулирования выходного напря- .=0, У = 0)艮о Е «н у；
жени я ИППН с ШИР составляет от нуля (/и У н 1).
При частотно-импульсном р о в а н и я (ЧИР) изменение выходного
жени я ИППН с ШИР составляет от нуля (/и У н 1).
При частотно-импульсном р о в а н и я (ЧИР) изменение выходного
методе р е г у л и^ напряжения производи^ ся за счет изменения частоты следования выходных импульсов (/ 薄 =1/Т = var) при неизменной их длительности (/и = const). Регул®
ровочные возможности преобразователя х ар актер и з уюте я соотн( шением
(7(7E = tjE.
(7
(7
Выходному напряжению, равному Е, здесь соответствует предела ная частота следования импульсов, равная 1//и, а нулевому выхо； ному напряжению —— нулевая частота / 0.
Рис. 7.2. Схема ИППН ⑷ и его граммыРис. 7.2. Схема ИППН ⑷ и его граммыосновных цепей временные диа-(6 — г)основных цепей временные диа-(6 — г)которого обычно выполняеткоторого обычно выполняетдиаграммами,диаграммами,приведеннымиприведенными
Рис. 7.2. Схема ИППН ⑷ и его граммы
Рис. 7.2. Схема ИППН ⑷ и его граммы
основных цепей временные диа-
(6 — г)
основных цепей временные диа-
(6 — г)
которого обычно выполняет
которого обычно выполняет
диаграммами,
диаграммами,
приведенными
приведенными
Совместное использование ШИР и ЧИР (комбинированное регулирование) заключается в изменении двух параметров выходных ммпу刀ьсов: /и и /.
Один из наиболее широко распространенных принципов построения ИППН иллюстрирует схема рис. 7.2, а. Регулирующий элемент
условно показан в виде ключа, фу? тиристор (или силовой транзистор). В выходную цепь преобразователя входит нагрузка Z^ активно-индуктивного характера и при необходимости сглаживающий L- фильтр (дроссель Лф). Применение дросселя в ИППН с соответствующей индуктивностью обычно яв-
ляется достаточным для сглажи
вания выходного напряжения (тока), хотя в общем случае не исключены и более сложные сглаживающие фильтры, например Г-об- разный L С-фильтр (конденсатор Сф такого фильтра показан пунктиром). Диод До» включенный в обратном направлении относительно напряжения выходной цепи (обратный диод), является необходимым элементом схемы и предназначен для создания в ней
контура протекания тока нагрузки при разомкнутом ключе К.
Рассмотрим процессы, протекающие в таком преобразователе. Для этого воспользуемся временными на рис. 7.2, 6 —
На интервалах включенного состояния ключа (^ — /2, /3 —• /4, %— /6) напряжение питания Е подключается ко входу сглаживающего фильтра (рис. 7.2, а ——е), иВЪ1х = f, диод До закрыт. Через нагрузку протекает ток tH (показан сплошной линией) от источника питания. На интервалах отключенного состояния ключа (/2 ——/3, /4— /5) связь выходной цепи с источником питания отсутствует, однако ток через нагрузку продолжает протекать (рис. 7.2, г). Он поддерживается энергией, накопленной реактивными элементами — дросселем 厶ф н индуктивностью нагрузки Лн на интервале протекания тока от источника питания. Ток нагрузки tH замыкается через проводящий обратный диод До, вследствие чего z/BbIS = 0. Без учетай падений напрямик я на активных сопротивлениях дросселя Лф и подводящих проВодах напряжение на нагрузке Uh = t/BbIS, определяемое средним значением д^хО находят по формуле (7.1) или (7.2). Ток tH состоит из Участков экспонент нарастания и спадания (соответственно в цепях
с источником питания Е и диодом До) с постоянной времени т =(乙巾 Я + Lr)/Rh・ Среднее значение тока /н =。"欠灯Ж
Рис. 7.3. Принцип построения многотактных ИППНРис. 7.3. Принцип построения многотактных ИППНПри переходе к большим мощностям нагрузки (свыше 100 кВЯ возникают трудности в построении пр еобр азователей по схем毒 рис. 7.2, а* Они вызваны большими токами нагрузки, а значит нес磁 ходимостью применения большого числа параллельно включенньй тиристоров, используемых в к讖 честве ключа. Кроме того, п» больших токах нагрузки труж неосуществима конструкций дросселя Лф с большой инду^! тивностью, что затрудняет в磷 полнение требований по допу^ тимым пульсациям в кривой 嵐 ка нагрузки.*
Рис. 7.3. Принцип построения многотактных ИППН
Рис. 7.3. Принцип построения многотактных ИППН
ИППН бол ьшой мощное" выполняют по многотактном^ принципу, основанному на 嚙 раллельном включении m。金 дельных преобразователей, р^ ботающих на общую на гр yaw
от общего источника постоянного тока (рис. 7.3). Для уменЗ шення пульсаций выходных тока /н и напряжения иц и то磁 источника питания ключи Кь 《2，•••, Кт работают с вза* имным фазовым сдвигом на угол 2冗/九 Указанные трудное嚙 при этом исключаются вследствие того, что каждый пр.^. образователь многотактной системы нагружается током, в m раз меньшим тока 后・ Облегченный режим работы преобразователей с@* здается также благодаря меньшей в m раз частоте их переключения： Многотактные ИППН допускают режим поочередной работы, входящих-преобразователей и режим работы с перекрытием.>
На рис. 7.4 приведены временные диаграммы, иллюстрирующи| принцип действия трехтактного ИППН с поочередной р 簾 б о т о й блоков. Периодичность работы каждого блока характеризуется периодом тактов Тт (рис. 7.4, а). Последовательность включ^ ния их ключей сдвинута во времени на 7\/3. В результате аналоги^ ный сдвиг во времени приобретают также напряжения 〃外 u2,做口 токи fj,胃2，%(Рис- 7.4, а —— в). За счет фазовых сдвигов результируй щее напряжение на нагрузке (рис. 7.4, г) имеет частоту следований выходных импульсов, в три раза большую, чем для отдельных преой разователей. Суммарный ток нагрузки системы /н =九 + 方2 + ж также лучше сглажен, чем ток нагрузки отдельного преобразователЯ
В режиме работы с перекрытием обычно число преобразователМ системы т> 3. На рис. 7.5 приведены временные диаграммы, хара嶋 теризующие рассматриваемый режим при m = 4. Включение кЛЮчЛ преобразователей здесь также производится со сдвигом во времени в данном случае равным 7\/4. Режиму работы с перекрытием соотв囑 ствует увеличение времени включенного состояния ключей каЖДСИ из преобразователей до значения £以> Тт. В результате в диапазом
к
1
S
Рис. 7.4. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия трехтактного ИППН с поочередной работой блоков
Рис. 7.5. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия преобразователя в режиме работы с перекрытием
регулирования /и от 7т/т до / т отсутствуют интервалы времени, к《 к нагрузке не прикладывается напряжение со стороны преобразо телей, и пауза в эквивалентном напряженгти ин.ЭКв (рис. 7.5? Эквивалентное напряжение на нагрузке '；
"н.анв = 厶
где 力 —— число преобразователей, у которых одновременно замкни все ключи. '
При ^и = Т« напряжение на нагрузке максимально, значе! 卫н.акв во всех интервалах выходного напряжения равны Е. ВелЙ не Е равно и среднее значение напряжения на нагрузке Ун.экв. Чё все преобразователи протекает постоянный ток /н=/^ + /2+... -Й
При /и < Тт имеем U. экв < Е. Ток отдельных преобразов® лей из-за относительно Г/ .工ьшой длительности паузы по отноше^ к /и будет сильно пульсирующим (рис. 7.5, а —— г). Ток же нагрJ /н, равный сумме токов отдельных преобразователей и определяй напряжением 〃н.9KB с относительно малой длительностью паузы, получается хорошо сглаженным (рис. 7.5, 5). ..：
§ 72 УЗЛЫ ПРИНУДИТЕЛЬНОЙ КОНДЕНСАТОРНОЙ КОММУТАНН*ТИРИСТОРОВ
В ИППН на однооперационных тиристорах перевод тиристор! за крытого состояния в открытое с целью формирования на вых преобразователя импульсов напряжения (см. рис. 7.2, е) осущестй ется подачей в цепь его управляющего электрода отпирающего ■ пульса от системы управления. Для создания паузы /п в кривой,, ходного напряжения по окончании времени /и тиристор нужно за реть. Для осуществления операции запирания ток тиристора н| ходимо уменьшить до нуля, после чего к тиристору в течение &еко磔 го времени приложить обратное напряжение. j
Указанные условия, требуемые для запирания тиристора, в> ких преобразователях, как управляемые выпрямители и зависи| инверторы, создаются воздействием переменного напряжения 口砾 щей сети при отпирании другого тиристора преобразователя. q цесс запирания тиристоров под действием питающей сети пер^ ного тока называют естественной к омм утацие й|
В преобразователях, рассматриваемых в данной главе, 口口工@ осуществляется постоянным током, в связи с чем запир ание тнр"£ ра здесь возможно лишь путем принудительной подачи на прибор^ пульса напряжения отрицательной полярности с использова^ предварительно заряженного конденсатора. Такую коммутацию,；! нято называть принудительной (искусственна Этот вид коммутации наряду с ИППН применяется в тиристор автономных инверторах (см. гл. 8), а также в тиристорных внк鸣 телях и прерывателях постоянного тока. : з
Таким образом, для проведения принудительной коммутации^ му основных цепей тиристорного ИППН (см. рис. 7.2, а) Д°поЛ1
дементами коммутации, образующими коммутационный
3 е л (КУ)・ Помимо конденсатора в КУ могут входить также дополнительные элементы —— дроссели, тиристоры и диоды, которые «роме запирания основного тиристора преобразователя используют длЯ решения вспомогательных задач (начального заряда конденсато- р@ при пуске, его дозаряда или перезаряда в процессе работы и т. д.).
Принцип действия узлов принудительной коммутации.Узлы параллельной и последовательной коммутации
Схемы коммутационных узлов довольно разнообразны. Они различаются как способами соединения основных элементов, непосредственно участвующих в запирании тиристора преобразователя (силового тиристора), так и способами выполнения цепей, предназначенных для решения вспомогательных задач.
На рис. 7.6, а, б и 7.7, а, б приведены в упрощенном виде наиболее
^Ис. Ни я
7・6. Примеры выполн е-
узлов параллельной ком- 竺нии (а, 6); кривая тока оммутирующего конденсато- L На этапе приложения к сиВому тиристору обратного напряжения (в)
Рис. 7.7. Примеры выполнения узлов последовательной коммутации (q, 6)； кривая напряжения на конденсаторе на этапе приложения к силовому тиристору обратного напряжения (в)
распространенные схемы КУ, применяемые в тиристорных прео6р；「' зователях. Обозначения на схемах: Тс ——силовой тиристор преобра^'- зователя; До — обратно включенный диод; Zh — нагрузка активно} индуктивного характера (сглаживающий дроссель для упрощения не показан). В коммутационные узлы схем также входят: коммутирующий дроссель Lr； коммутирующий конденсатор Ск, предварительно! заряжаемый до напряжения U(0) с полярностью, указанной на схе「 мах; коммутирующий тиристор 7*к, предназначенный для управления моментом запирания силового тиристора. Особенностью схем рис. 7.6, а, б является наличие диода Д, включенного встречно-параллельно силовому тиристору. Вспомогательные цепи, предназначенные для начального заряда и перезаряда коммутирующих конденса-: торов, на схемах не показаны. Эти цепи р ассматр ива юте я при после-1. дующем изучении схем пр еобр а зов ател е й с коммутационными уз^ лами.号
Рассмотрим процессы, протекающие в схемах при запирании си-' лового тиристора, которые следуют после подачи управляющего им-； пульса на отпирание тиристора 為.’
В схемах рис. 7.6, а, 6 процесс коммутации обусловливается об-г разовани ем колебательного контура, в который входят включенные встр еч но- пар алл ел ьно тиристор Тс и диод Д, конденсатор & и открытый тиристор 7\. В схеме рис. 7.6, б помимо указанных элементов в контур коммутации входит источник питания EV U(0)・
В момент времени 九 с отпиранием тиристора 7\ (см. рис. 7.6, 8% в контуре коммутации начинается колебательный процесс перезаряду конденсатора, в котором ток ic имеет вид полусинусоиды (активным^ сопротивлением контура, вносящим затухание, обычно можно пре-„ небречь). Направление тока ic указано на схемах. На интервале /丄—-胃2 (см. рис. 7.6, е) ток /с протекает через открытый тиристор Гс навстречу току %. На этом интервале под действием возрастающега тока ic происходит уменьшение тока тиристора. В момент времени, 方2 tc = tH и ток силового тиристора равен нулю. С этого времени возрастающий по синусоидальному закону ток i。протекает через диод Я^ Цепь протекания тока tH при этом создается диодом ”, ток которого равен разности ic —厶・ Во время протекания тока через диод Д н裒 силовом тиристоре действует обратное напряжение, требуемое длф восстановления его запирающих свойств. Обратное напряжение^ определяемое падением напряжения на диоде, составляет 0,8—1,2 В，, Время протекания тока через диод Д характеризуется интервалов /2 — 4 (см. рис. 7.6, е), на котором zc> zH. Указанный шггерв噴 определяет время /п.в, предоставляемое коммутационным узлом длЛ восстановления запирающих свойств силового тиристора. Условие необходимое для запирания тиристора, следует считать выполнен ным, если время /п.в будет не меньше времени восстановления запад рающих свойств (времени выключения) прибора /в, т. е. fn,B > ®
Отметим еще одну особенность схем рис. 7.6, а, 6. На этапе 叩。丁鷺 кания коммутационного процесса запирания силового тиристс*!1^ элементы КУ создают связь нагрузки с источником питания и нагрУ嚨 ка продолжает потреблять энергию от источника питания до окончаЯ 412Я
нмя этого процесса. Причина заключается в том, что на этапе коммутации элементы КУ подключаются либо параллельно силовому тиристору (см. рис. 7.6, а), либо параллельно нагрузке (см. рис. 7.6, б). В соответствии с этим такие схемы относят к узлам параллельной коммутации.
В схемах рис. 7.7, а, б коммутирующий конденсатор при отпирании тиристора Tr подключается через диод До к тиристору Тс (в схеме рис. 7.7, б в цепь входит также конденсатор & большой емкости, заряженный до напряжения 0,5Е). Под действием тока конденсатора Ск ток ранее открытого тиристора Тс быстро (практически мгновенно) спадает до нуля и к тиристору прикладывается обратное напряжение. При этом ток & активно-индуктивной нагрузки замыкается через открытый обратный диод До.
С отпиранием тиристора Тк в схемах рис. 7.7, а, б также создается колебательный контур Лк — Ск) в котором происходит процесс перезаряда коммутирующего конденсатора. В схеме рнс. 7.7, 〃 в контур коммутации входит источник питания Е, а в схеме рис. 7.7, 6 — конденсатор большой емкости С2, заряженный до напряжения 0,5Е. В колебательном контуре схем процесс перезаряда конденсатора начинается от его начального напряжения U(0) (рис. 7.7, б). При этом на силовом тиристоре с помощью конденсатора поддерживается обратное напряжение 卫力 необходимое для запирания тиристора. Время действия обратного напряжения /п.в определяется интервалом, в течение которого изменяющееся в процессе перезаряда напряжение на конденсаторе дости гает некоторого уровня напряжения U』 (рис. 7.7, е), являющегося параметром схемы. В схеме рис. 7.7, а конденсатор Ск в процессе перезаряда подключается параллельно тиристору Тс через проводящие тиристор 7К и диод До, в связи с чем обратное напряжение на силовом тиристоре здесь действует до момента перехода через нуль напряжения на конденсаторе (t/у = =0). В схеме рис. 7.7, б в цепь подачи обратного напряжения на тиристор Тс входит конденсатор Сь заряженный до напряжения 0,5Е, вследствие чего обратное напряжение на силовом тиристоре будет присутствовать при изменении напряжения на конденсаторе Ск от U(0) до 0,5 Е, т. е. U? = 0,5Е.
В схемах рис. 7.7, а, б элементы КУ включены поеледовательно с силовым тиристором и нагрузкой, в связи с чем на этапе коммутационного процесса в этих схемах нагрузка оказывается отделенной от источника питания и конденсатора закрытым силовым тиристором и не получает от них энергии. Напряжение на нагрузке в этих схемах становится равным нулю с момента отпирания коммутирующего тиристора. В соответствии с указанным схемы рис. 7.7, а, б относят к Узлам последовательной коммутации.
Коммутационные характеристики узлов принудительнойкоммутации
В рассматриваемых КУ время /п.в, предоставляемое силовому тиристору для восстановления запирающих свойств, не является величи-
ной постоянной. При неизменных значениях и Ск время
висит от напряжения питания и тока нагрузки гн. При работе ИППЦг в условиях изменения Е н £ц важно, чтобы связанные с ними измене-5 ния а.» не приводили к нарушению соотношения /“.в》％. В ripoJ тивном случае тиристор не может быть заперт и будет оставаться； постоянно в открытом состоянии, что, естественно, нарушит работу преобразователя. 三
Зависимость времени 脸 коммутационную
в от указанных параметров онрепеляе«
характеристи к у,
для расчета коммутационного узла.
используемук^
При лельной
определении коммутационных характеристик узлов парал-Д
7 a……с—；
(см. рис. 7.6, а, 6) необходимо исходить из вр£ меннбй зависимости тока коммутир ующего.
коммутации
Рис. 7.8. Общая схема замещения контура коммутации на этапе прило-
жения к силовому ристору обратного пряжения
тина-
конденсатора ic(/) (рис. 7.6, 6), а узлов последовательной коммутации (рис. 7.7, а, б) напряжения на нем 卫。(/) (рис. 7.7, £).
Во всех р ассм атр и в а ем ых схемах переза4 ряд коммутирующего конденсатора на этап£ запирания силового тиристора осуществляв ется в колебательном контуре, создаваемо^ элементами LK, Ск. В связи с этим указан^ ные зависимости целесообразно представит^ в обобщенном виде, используя обобщенную схему замещения контура перезаряда кон寤 денсатора (рис. 7.8), действительную для К応
ными значениями щий тиристор Т«,
на этапе запирания силового тиристора. “京
В схему замещения входят основные 3厶嗡 менты контура коммутации LK и Ск с начап* тока /丄(0) и напряжения (/(0), коммутнру囉
а также источник напряжения .£к цепи перез嚼
ряда коммутирующего конденсатора, напряжение которого для ка дой конкретной схемы определяют отдельно.
В контуре коммутации схемы рис. 7.6, а дополнительный источни напряжения отсутствует, т. е. Ек = 0. В контур коммутации схем рис. 7.6,6 входит напряжение источника питания Е, направленн встречно напряжению U(0), в связи с чем здесь £к =—左 Конту коммутации схемы рис. 7.7, а содержит источник питания Е, а конту коммутации схемы рис. 7.7, б ——напряжение, равное О,Ве, дейст вующее на конденсаторе С2 фильтра цепи постоянного тока. Указа用 ные напряжения в этих схемах включены с полярностью, согласной полярностью напряжения (/(0), в связи с чем для схемы рис. 7.7, Е$ = Е, а для схемы рис. 7.7, б £к = 0,5Е.
С целью упрощения расчетов пренебрегаем активными сопроти лениями соединительных проводов, а также потерями в элемен контура коммутации LK, Ск и в тиристоре 7К при его отпирании.
Расчет тока 〃(/) по схеме замещения рис. 7.8 дает:
U (6 + &
»C (方)=
Zc
：+/厶(0)2 sin 130/+ aretg
/JO) Zc
U (0)十 ％
где ①о= l/]/LKCK ——угловая частота контура коммутации; Z© = =—его характеристическое (волновое) сопротивление.
Выражение (7.3) является обобщенным для рассматриваемых коммутационных узлов.
В схемах рис. 7.6, а, б комм ути р ующи й дроссель не входит в цепь протекания тока нагрузки и перед отпиранием коммутирующего тиристора /^ (0) = 0. С учетом сказанного выражение (7<3) для схем рис. 7.6, а,6 принимает вид
% (/) = Iст 5山⑴“ =•“ ® 十"н sin %奪(7.4)
Zc
, и (0) + Ек где /ст= ~амплитуда тока конденсатора в контуре коммутации.
Введем обозначение
(7.5)(7.5)U ⑼ + Ен
(7.5)
(7.5)
характеризующее относительное значение начального напряжения в контуре коммутации. С учетом этого обозначения записываем выражение (7.4) в виде
'с (%)='с (%)=Z,Z,Esin铀九Esin铀九(7.6)(7.6)
'с (%)=
'с (%)=
Z,
Z,
Esin铀九
Esin铀九
(7.6)
(7.6)
Длительность действия обратного напряжения на силовом тиристоре G.b, или в угловых единицах 6 =侬()/口.丹,определяется в схемах рис. 7.6, ◎, б интервалом, в течение которого ic > 嘉 (gm. рис. 7.6, е). Поскольку длительность коммутационного интервала относительно мала, а индуктивность в цепи нагрузки обычно велика, ток ?н на коммутационном интервале не успевает заметно измениться, его принимают равным току нагрузки к моменту коммутации «I на рис. 7.6, е) и обозначают /(0). Например, для импульсных преобразователей с большой индуктивностью сглаживающего дросселя /(6) — /н = UJRr.
Время в угловых единицах, предоставляемое силовому тиристору Для восстановления запирающих свойств, находят из соотношения (7.6) как разность ⑴禽一⑴也(см* рис. 7.6, е):
(77)
Введем обозначение:
”/ (0)
Х = —_£коэффициент нагрузки коммутационного узла, пое- Е
т® чего выражение (7.7) приобретает вид
6 = 2 arctg р/~^—у — 1 .(7.8)
ционных рис. 7.6,ционных рис. 7.6,7.9. Коммутационные характерис- узлов параллельной коммутации7.9. Коммутационные характерис- узлов параллельной коммутацииРис.тикиРис.тики(а)； ток конденсатора в узлах параллельной коммутации (6)(а)； ток конденсатора в узлах параллельной коммутации (6)тер и стики выходят изтер и стики выходят изобще^обще^точки со значением 9точки со значением 9=п При=п ПриX ~ 0 (/(0) = 0) иX ~ 0 (/(0) = 0) иимеют спа-имеют спа-и одинаковых значенияхи одинаковых значениях7.7,口 Db7.7,口 Db
ционных рис. 7.6,
ционных рис. 7.6,
7.9. Коммутационные характерис- узлов параллельной коммутации
7.9. Коммутационные характерис- узлов параллельной коммутации
Рис.
тики
Рис.
тики
(а)； ток конденсатора в узлах параллельной коммутации (6)
(а)； ток конденсатора в узлах параллельной коммутации (6)
тер и стики выходят из
тер и стики выходят из
обще^
обще^
точки со значением 9
точки со значением 9
=п При
=п При
X ~ 0 (/(0) = 0) и
X ~ 0 (/(0) = 0) и
имеют спа-
имеют спа-
и одинаковых значениях
и одинаковых значениях
7.7,
口 Db
7.7,
口 Db
Соотношение (7.8) является обобщенным выр ажением коммута〉 характеристик для схем рис. 7.6, ◎, 6, причем для схем肾
◎ & =七》' , а для схемы рис. 7.6, 6 £ =。(。； " . Коммута.
ционные рис. 7.9,ционные рис. 7.9,характеристики для этих схем представлены графически 日己 Они показывают зависимость угла 9 от коэффициента нагрузки % при постоянных зна^ чениях коэффициента е. ХараК.
ционные рис. 7.9,
ционные рис. 7.9,
дающий характер. Углу 0 == q соответствует равенство /(0) 士 =小 или X = & ,
Характер зависимости 9 金 = 尸(％) поясняется диаграммой рис. 7.9, б. Повышение начального напряжения на конденсаторе U(0) приводит к увеличению тока 1Ст (пунктирная кривая на рис. 7.9, б) и возра^ танию угла 9. При этом коммутационная способность КУ повышается, поскольку схема способна обеспечить запирание тиристора при большем токе на
грузки. Увеличение напряжения
(7(0) отражается на увеличении коэффициента е, в связи с чем комму； тационные характеристики при больших значениях коэффициента 8 располагаются правее. *
При одинаковых параметрах 厶注，Ск и одинаковых значениях (7(0), Е амплитуда тока /Ст в схеме рис. 7.6, а больше, чем в схеме рис. 7.6, 6, и ей соответствуют большие значения угла 9. Это позволяет заключить, что схема рис. 7.6, ◎ при прочих равных условиях обладает более высокой коммутационной способностью. Указание^ отражается и в большем значении для нее коэффициента в. Если, на
пример, положить U(0) = 2Е, то для первой схемы £ = 2, а для в呼 рой е = 1. При U(0) = Е коэффициент 8 для схемы рис. 7.6, б рав曾 нулю и она теряет способность к коммутации, в то время как в схейе рис. 7.6, а коммутационная способность сохраняется.
Определим коммутационные характеристики КУ (см. рис.
а, 6). В этих КУ коммутирующий дроссель 厶注 расположен в цепи
текания тока нагрузки, следовательно, в схеме замещения рис. /；© 1Ь (0) = /(0). Начальное напряжение на конденсаторе, как и для предыдущих схем, принимаем равным (7(0). С учетом сказанного, а также введенных ранее обозначений выражение (7.3) для рассматривав мых схем можно записать в виде
无(?) = 〃m sin (з(/ + В) = £ М 炉 + %2 sin (со。/ + arctg%} (7・吗
ным током комм ути р ующего дросселя.Кривая тока ic(^ для схем рис. 7.7, а, б показана на рис. 7.10, а. Угол 9, представляемый силовому тиристору для восстановленияным током комм ути р ующего дросселя.Кривая тока ic(^ для схем рис. 7.7, а, б показана на рис. 7.10, а. Угол 9, представляемый силовому тиристору для восстановления=a f勿勿:=a f勿勿:Рис. 7.10. Форма тока конденсатора (а) и напряжения на конденсаторе (6) в узлах последовательной коммутации; их коммутационные характеристики (в)Рис. 7.10. Форма тока конденсатора (а) и напряжения на конденсаторе (6) в узлах последовательной коммутации; их коммутационные характеристики (в)
ным током комм ути р ующего дросселя.
Кривая тока ic(^ для схем рис. 7.7, а, б показана на рис. 7.10, а. Угол 9, представляемый силовому тиристору для восстановления
ным током комм ути р ующего дросселя.
Кривая тока ic(^ для схем рис. 7.7, а, б показана на рис. 7.10, а. Угол 9, представляемый силовому тиристору для восстановления
=a f勿勿:
=a f勿勿:
Рис. 7.10. Форма тока конденсатора (а) и напряжения на конденсаторе (6) в узлах последовательной коммутации; их коммутационные характеристики (в)
Рис. 7.10. Форма тока конденсатора (а) и напряжения на конденсаторе (6) в узлах последовательной коммутации; их коммутационные характеристики (в)
где /Ст = Ке2 + X2 — амплитуда тока конденсатора в контуре коммутации; 6 = aictg^/b—— угол сдвига, обусловливаемый началь
запирающих свойств, находят из кривой uc(t) на рис. 7.7, в. Напряже
ние 以с传)определяют по известной формуле ис
ис{^ = —Е /е2 + Х2 cos + arctg丄)+ %(7.10)
Вид кривой 以сС) показан на рис. 7.10, б. Угол 9 оценивают по длительности изменения напряжения на конденсаторе от начального значения (7(0) до напряжения Uy (рис. 7.10, 6). После подстановки в выражение (7.10) ис =—U』получаем
8 = з(/п.в = arctg.(7.11)
X U1 + 炉一1 + &
Уравнение (7.11) описывает коммутационные характеристики схем рис. 7.7, а, б, приведенные на рис. 7.10, е для различных значений коэффициента & Кривые ®(Х) также имеют спадающий характер. Причиной уменьшения угла 9 с ростом тока нагрузки (коэффициента X) здесь является более быстрый процесс перезаряда конденсатора из-за большего влияния на него тока /(0) (рис. 7.10, Q, б).
С возрастанием коэффициента £ коммутационные характеристики располагаются выше, что объясняется увеличением Угла 9 за счет повышения напряжения U(0) на конденсаторе и меньшим влиянием на перезарядный процесс тока /(0).
При одинаковых параметрах коммутационных узлов /(0), U(0),厶审 Ск коэффициент е для схемы рис. 7.7, cl будет больше, ием для схемы рис. 7.7, б, вследСтвие чего в первой схеме будут н большие значения угла 0.
Этим обусловлена более высокая коммутационная способность схемь®
рис. 7.7, а. Так, например, при U(0) =£ для схемы рис. 7.7,第
U(0) + E си U(0)+0,5E…
е =-“J— = 2, а для схемы рис. 7.7, 6 & = ——= 1,5 謨
ЕЕ4
Коммутационные характеристики и приведенные соотношения ис-1 пользуют для расчета элементов 厶幻 Ск коммутационных узлов тири^ сторных преобразователей.:
Исходными данными для расчета служат напряжение источник^' питания Е (или диапазон его изменения), а также ток /(0), протекаю：； щий через силовой тиристор и нагрузку к моменту начала коммута->
НИИ.
Расчет элементов 厶幻 С« начинают с определения или выбора на-； чального напряжения на конденсаторе перед коммутацией (7(0)'г Выбор величины U(0) производят с учетом обеспечения возможна меньших напряжений на остальных элементах схемы преобразов® теля, в частности на силовых и коммутирующих тиристорах, так ка塞 напряжения на этих элементах зависят от U(0). Для поддержания вы^ бранного напряжения U(0) используют дополнительные цепи заряду конденсатора или цепи отвода от КУ избыточной энергии. Указанный цепи рассматриваются в последующем при изучении конкретных схе磁
磬r4'磬r4'преобразователей.
磬r4'
磬r4'
По выбранной величине U(0) рассчитывают коэффициент
е = U (① + используемого коммутационного узла.
Расчет элементов КУ производят на предельный (критически^ режим работы, характеризующийся наименьшим значением угла О：
Этому режиму обычно соответствуют наибольший ток /(0) тах и най| меньшее напряжение источника питания Emin- Параметры крнт嚕 ческого режима учитывают коэффициентом /кр, который вн%р電 ют, исходя из амплитуды тока 1Ст для этого режима. [扌.
Для узлов параллельной коммутации (см. рис. 7.6, а, б) согласий соотношению (7.6) lCm = sE/Zc, откуда после деления на /(0) й1 учета выражения (7.8) пол)щаем: ^
^CmU (。)= &/%> 1，^CmU (。)= &/%> 1，(7.12)-(7.12)-
^CmU (。)= &/%> 1，
^CmU (。)= &/%> 1，
(7.12)-
(7.12)-
1Ст/1 (0) = 1樓2/产 +1 ,1Ст/1 (0) = 1樓2/产 +1 ,
1Ст/1 (0) = 1樓2/产 +1 ,
1Ст/1 (0) = 1樓2/产 +1 ,
MV
Для узлов последовательной коммутации (см. рис. 7.7, а,⑨；^ соответствии с выражением (7.9) /Ст = ]/ М + 产，откуда^
2
(7」(7」X = ] /v ■
(7」
(7」
Выбор больших значений /Ст для узлов принудительной ком тации нецелесообразен из-за роста потерь мощности в коммутирУ
тем тиристоре, конденсаторе, активных сопротивлениях коммутирующего дросселя и соединительных проводах. В связи с указанным отношение /Ст//(0) для критического режима принимают равным 1,1——3. При этом следует отметить, что с ростом отношения /Ст//(0) уменьшается время перезаряда конденсатора в КУ・ В преобразователях с невысокой частотой следования выходных импульсов (для ИППН f= 50+ 100 Гц) длительность интервала коммутации занимает незначительную часть периода следования выходных импульсов. Поэтому в таких преобразователях целесообразно принимать /Ст//(0)= =1,1+ 1,3. При повышенной частоте следования выходных импульсов (для ИППН f> 100 Гц) становится актуальной задача сокращу- ния времени перезаряда конденсатора в КУ. В этом случае можно принять /。徜//(0) ~ 2+ 3. По выбранному для критического режима значению /Ст//(0) с учетом формулы (7.13) или (7.15) рассчитывают коэффициент 工貝卩,а затем и характеристическое сопротивление Zc контура коммутации:
4 =Хкр.(7.16)
Далее по значению /кр и коммутационной кривой 9(/, е) соответствующего коммутационного узла находят угол 9кр критического режима, а по известному времени /^ используемых силовых тиристоров с учетом необходимого запаса — угловую частоту:
®о= —(7.17) 々зап"в
где %口 = 1,24- 1,5 — коэффициент запаса.
По значениям Z© и(оо определяют параметры 厶立， Ск коммутационного узла:
(7.18)
C^^H^Z^(7.19)
В целях иллюстрации методики проведем расчет элементов узла коммутации по схеме рис. 7.6, а для импульсного преобразователя со следующими данными: £ = 200 В, /(0) = 50 А,心工 20 мкс, (7(0) = 200 В.
сU(0) +現 200 +0 I 口
Определяем коэффициент 8： е ——=—^^—= 1. Принимаем
^~ТГ" — 1,25. При этом коэффициент нагрузки Хкр= / /八0)=工 25 ^。，8,
° Е 200
ктеристическое сопротивление Zc — ^кр , ,°)=0,8-^-=3,2 Ом. Из коммутационной характеристики с параметром £ = 1 (см. рис. 7.9, а) для Хкр =0,8 находим 9 = 1,29 рад. Затем по времени /в силового тиристора и к°^ффициенту запаса ^зап = 1,25 определяем угловую частоту:
1,29с . рад
А = —7 =51,6 • 1。3 *
01,25 • 20 • 10-6с
^е^ичины £r, Ск коммутационного узла составят:
/3,21
"=行7~1^= 62 мкгН； q = ^7元6「油=6,0МКФ.
ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМ^ КОНТУРОМ, ПОДКЛЮЧАЕМЫМ НА ЭТАПЕ КОММУТАЦИИ g
ПАРАЛЛЕЛЬНО СИЛОВОМУ ТИРИСТОРУ
Данный и последующие параграфы настоящей главы посвящен^ рассмотрению конкретных вариантов схем ИППН. Схемы отличают-! ся структурой коммутационного узла, используемого для запираний силового тиристора. При рассмотрении принципа действия большой внимание уделяется определению начального напряжения на кон® денсаторе (7(0) и напряжений на тиристорах, являющихся важней^ шими критериями при выборе схемы для практического применения^
Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующий контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно сило4 вому тиристору (т. е. КУ по типу рис. 7.6, а), приведена на рис. 7.11,濕 Кроме силового и коммутирующего тиристоров схема содержит «пе# резарядный» тиристор 7П, осуществляющий подготовительный дл捲 очередной коммутации перезаряд коммутирующего конденсатора.. Дроссель сглаживающего фильтра на схеме не показан. Полагаем；, что он учитывается суммарной достаточно большой индуктивностью цепи нагрузки ZH.
Необходимая последовательность подачи управляющих импульсов на тиристоры (рис. 7.11, б) обеспечивается системой управления прё# образователя. Начало формирования импульса выходного напряже^ ния обусловливается подачей управляющего импульса на силовой тиристор. Процесс коммутации в схеме начинается с приходом импульса на отпирание коммутирующего тиристора. Поступление уп：/ равляющего импульса на отпирание перезарядного тиристора совпав дает во времени с управляющим импульсом силового тиристора. 扌
Пуск схемы связан с подачей управляющего импульса на отпирание тиристора & при запертом тиристоре % При отпирании тиристора К происходит процесс заряда конденсатора по цепи Е — С^ 厶№ —「к — Zr до напряжения, близкого к Е. В дальнейшем ироне/ сы в схеме обусловливаются сигналами управления (рис. 7. И, б)器 Через несколько тактов наступает установившийся режим работЙ схемы. '
Рассмотрим процессы, протекающие в схеме в установившем^ режиме (особенности начального, пускового, режима опишем поз加 нее). *
К моменту времени 友(рис. 7.11, г) конденсатор Ск заряжается до напряжения 0(0) с полярностью, указанной на рис. 7.11, а в скбб^ ках. К тиристору 7С прикладывается напряжение Е в прямом наира空 лении (рис. 7.11, е). Напряжение Ен = 0, ток нагрузки проводит ди® До. К параллельно включенным тиристорам 7К, 7n прикладывает^ напряжение, равное (7(0)——Е; для тиристора「口 ——в прямом наира窣 лении, для тиристора 九——в обратном (рис. 7.11, ж). 片，
В момент времени 厶 отпирается тиристор 7С. К нагрузке 口рнк嚨 дывается напряжение Е, диод До запирается. Через нагрузку 口Р寫 текает ток от источника питания. В связи с отпиранием в тот же м縷 мент времени тиристора Т口 открытые тиристоры 7С, 7П создают к°嘿
Рис. 7.11. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (6 — ж)Рис. 7.11. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (6 — ж)
Рис. 7.11. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (6 — ж)
Рис. 7.11. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (6 — ж)
тур колебательного перезаряда конденсатора Ск через дроссель Lk・ К концу перезаряда полярность напряжения на конденсаторе изменяется на обратную (указана на рис. 7.11, а без скобок), что необходимо для проведения коммутации силового тиристора. К тиристору 7П прикладывается обратное напряжение, и он запирается. Напряжение на конденсаторе к концу перезаряда близко к первоначальному значению.
Для запирания тиристора Тс в момент времени % подачей управляющего импульса отпирается тиристор Tr. В схеме наступает описанный в § 7.2 коммутационный процесс, обусловленный протеканием тока 岳 по цепи с тиристором Тс и диодом Д. На интервале /3 — % под действием тока ic (рис. 7.11, 0) происходит уменьшение до нуля тока силового тиристора, на интервале % — /5 к тиристору прикладывается запирающее напряжение (рис. 7.11, е), равное падению напряжения на диоде Д от протекания через него разности токов ic —必
В момент времени % ic — 厶 (рис. 7.11, 0), ток диода Д равен нулю и он запирается. Полярность напряжения на конденсаторе Ск указана на рис. 7.11, Q в скобках, а его величина превышает £• В связи с этим диод До отпирается, образуя цепь замыкания тока гн; напряжение 〃н = 0; к тиристору Тс прикладывается напряжение £ в прямом направлении (рис. 7.11, &‘ е)・ С запиранием диода Д и Отпиранием диода До в схеме 「разуется контур £ — Ск — 4 一 丁穴一До， в котором завершается процесс перезаря-
щий этап дросселе 厶©щий этап дросселе 厶©но рассматривать на фазовой fpnc. 7.12), где Zc = К^/Скно рассматривать на фазовой fpnc. 7.12), где Zc = К^/СкРис. 7.12. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в схеме рис. 7.11, аРис. 7.12. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в схеме рис. 7.11, апакта ость при большого числа заряда. Удобство заключается и в с о отв етств у ющ емпакта ость при большого числа заряда. Удобство заключается и в с о отв етств у ющ ем
щий этап дросселе 厶©
щий этап дросселе 厶©
но рассматривать на фазовой fpnc. 7.12), где Zc = К^/Ск
но рассматривать на фазовой fpnc. 7.12), где Zc = К^/Ск
Рис. 7.12. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в схеме рис. 7.11, а
Рис. 7.12. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в схеме рис. 7.11, а
пакта ость при большого числа заряда. Удобство заключается и в с о отв етств у ющ ем
пакта ость при большого числа заряда. Удобство заключается и в с о отв етств у ющ ем
да конденсатора (интервал времени &——/6 на рис. 7.1] Ток диода До на этой стадии равен разности iH ——ic. Заверщ обусловливается отдачей энергии, накопленной
в цепь источника питания и конденсатор. Он
рактеризуется уменьшением тока ic до нуля и дозарядим кон» сатора до напряжения (7(0) (рис. 7.11, г, д). После спадания в мойЯ времени /6 тока i。до нуля тиристор 7\ запирается и к нему при瀛 дывается обратное напряжение, равное U(0) — £ (рис. 7.11,宛).je за /п в кривой выходного напряжения (рис. 7.11, s) продолжаете讖 момента времени /7)когда происходит очередное отпирание силов^ тиристора. В последующем процессы в схеме повторяются. "
Из анализа процессов в преобразователе следует, что уменьш皤 выходного напряжения до нуля (рис. 7.11, s) происходит не в мом嶼 отпирания комм ути р у ющего тиристора, а спустя время /с, в тече^ которого ток нагрузки протекает через тиристор Тс и диод Д (ука圖 ные элементы создают связь нагрузки с источником питания).襯 вызывает как бы появление дополнительного импульса в кривой^ ходного напряжения на интервале tG (заштрихованная площадка® рис. 7.11, б). Указанное характеризует особенность схем ИППМ параллельной коммутацией, отмечавшуюся в § 7.2. Ж
Для схемы преобразователя представляет интерес нахождение» чального напряжения на конденсаторе U(0), которое используется Я расчете элементов 厶尺，Ск, а также, как видно из рис. 7* 11,兆，on редад ет выбор коммутирующего и перезарядного тиристоров по напряжению
Напряжение U(0) является одним из параметров установившей ся режима перезаряда конденсатора, наступающего спустя несколви! периодов работы схемы. Для оценки параметров установившегося .р| жима процессы колебательного перезаряда конденсатора в КУ у齊
плоскости в координатах ZJ。；魏 —характеристическое сопротивлёй! контура перезаряда, составлй ного из элементов & С^. Т® ic и напряжение ис при кбщ бательном процессе сдвин^Я
по фазе на 90°. Преимуществ метода фазовой плоскости яй^ ется его наглядность и к(Ж рассмотрев
циклов п этого ме理том, что выборе 眩циклов п этого ме理том, что выборе 眩штаба по осям Zcic и ис тра тория точки, отобража перезарядный процесс, с ляется (при допущении ствия потерь) из дуг окру тей соответствующего радиу^ отрезков прямых.
циклов п этого ме理
том, что выборе 眩
циклов п этого ме理
том, что выборе 眩
Процессы, протекающие в КУ при перезарядах конденсатора, на- “нем рассматривать с этапа пуска, когда после отпирания тиристора 7H конденсатор Q оказывается заряженным до напряжения Е (точка /%а рис. 7.12). Затем в соответствии с диаграммами рис. 7.11, б от- н^раются тиристоры Тс и Тп. В контуре 以 —— 厶^ —— 7\ —— Тс про- ^сходит процесс подготовительного перезаряда конденсатора. Без уЧета потерь энергии в контуре перезаряда процесс на фазовой плоскости будет описываться дугой окружности 7——2——3 с радиусом, рав- ннм Е. Ордината точки 2 определяет амплитуду перезарядного тока lcm = ElZc. К концу перезаряда напряжение на конденсаторе равно 一£ (точка 5).
Траектория изображающей точки 3——4——...——8 характеризует перезарядный процесс, сопровождающий коммутацию силового тиристора. На участке 3—4 坛 V % = /(0) и ток ic протекает через тиристор Тс во встречном направлении. Участок 4—6 соответствует этапу протекания тока 1С через диод Д и приложению к тиристору Тс обратного напряжения. Угол между точками 4, 6 характеризует 9. По достижении точки 6 %。 = /(0) и диод Д закрывается. Диод До при этом открыться не может, поскольку напряжение на конденсаторе в точке 6 〃с V Е и к диоду приложено обратное напряжение, равное Е — ис. При закрытых диодах Д и До путь тока продолжающегося перезаряда конденсатора создается через нагрузку по цепи Е — Ск —— LK — 北 一 2任・ Поскольку индуктивность в цепи нагрузки велика (£日》LJ, ток /н на этом интервале остается практически неизменным, т. е. после точки 6 конденсатор перезаряжается постоянным током /(0). Этапу перезаряда конденсатора постоянным током соответствует отрезок прямой 6——7. Этап продолжается до момента достижения конденсатором напряжения £ (рис. 7.12), что обусловливает отпирание диода До и переход тока zH в цепь этого диода.
На рис. 7.12 дуга окружности 7—8 характеризует завершающий этап перезаряда конденсатора рассматриваемого коммутационного процесса. Контур перезаряда на этом этапе состоит из источника питания Е и элементов Сю 厶年 7\, До. Поскольку в контур перезаряда входит источник питания £ с полярностью напряжения, встречной протеканию тока 记，центр дуги окружности 7—S расположен в точке /. Как видно из рис. 7.12, напряжение на конденсаторе при завершении первого такта перезаряда (в точке 8), равное £ + Zc/(0), получилось большим, чем в начале (в точке /).
Очередной цикл перезаряда конденсатора наступает спустя время паузы /п в момент отпирания тиристоров TG и 丁口 (участок 8——9 подготовительного перезаряда). Затем при отпирании тиристора Тк происходит «рабочий» перезаряд конденсатора, сопровождающийся Опиранием силового тиристора (участок 9—10—〃一：2). В этом цик- ме перезаряда участок, соответствующий zc = /(0), отсутствует, так как к моменту запирания диода Д (точка //) напряжение на конденсаторе 〃с > 月 ипри запиран-ии диода Д сразу же происходит отпираНие диода 几.
Последующие циклы перезаряда протекают аналогично. Напря- 决ение на конденсаторе закончившегося цикла определяет начальное
勺口. n何 n б)方Рис. 7.13. Упрощенный вари-ант схемы рис. 7.11, а (а)； фор-ма управляющих импульсовпреобразователя (6)勺口. n何 n б)方Рис. 7.13. Упрощенный вари-ант схемы рис. 7.11, а (а)； фор-ма управляющих импульсовпреобразователя (6)
勺口. n
何 n б)方
Рис. 7.13. Упрощенный вари-ант схемы рис. 7.11, а (а)； фор-ма управляющих импульсовпреобразователя (6)
勺口. n
何 n б)方
Рис. 7.13. Упрощенный вари-ант схемы рис. 7.11, а (а)； фор-ма управляющих импульсовпреобразователя (6)
напряжение очередного цикла перезаряда. Без учета потерь энерг^ в цепях перезаряда перезарядный процесс конденсатора имеет в用力 раскручивающейся спирали, что характеризует наличие в контур^ коммутации эффекта последовательного на к 0 цк ления энергии. Он проявляется в повышении напряжений на конденсаторе после каждого цикла перезаряда. Основная причи* на этого явления ——получение конденсатором дополнительной энер. гии от дросселя LK на этапе завершения коммутационного процесса (участки 7—8, 11—/2 и т. д.).
Однако в реальных условиях процесс перезаряда конденсатора со провождается некоторой потерей энергии. Энергия частично теряется в активных сопротивлениях соединительных проводов, активном сопротивлении обмоток коммутирующего дросселя £к, конденсаторе} тиристорах и диодах. Из-за наличия потерь после некоторого числа циклов перезаряда конденсатора с начала пуска схемы в коммутационном узле устанавливается баланс, который характеризуется ра： венством энергии, дополнительно поступающей в конденсатор и рассеиваемой в перезарядных цепях. На фазовой плоскости (рис. 7.12) состоянию баланса энергии в КУ соответствует достижение установившегося цикла (кривая перезаряда установившегося цикла показана пунктиром), для которого напряжение на конденсаторе в конце перезаряда равно напряжению на нем к началу
цикла. ；
Таким образом, параметры установившегося цикла следует определять, исходя из потерь энергии в цепях перезаряда с учетом используемых типов конденсатора, тиристоров, диодов, а также параметров комм у тир ующего дросселя. Напряжение U(0) установившегося цик^ ла зависит от тока /(О). Возможные значения U(0) на практике лежат в пределах от 1,5 £ до 2,2 Е. По напряжению (7(6) производят выбор
коммутирующего и перезарядного тиристоров. Тиристор 笃，а также диады Д, До выбирают на напряжение； равное £• 不
На рис. 7.13, а показан упрощен： ный вариант рассмотренной схемы； Вместо тиристора Тк здесь использу： ется диод Дк. Регулирование выхода ного напряжения осуществляется изменением во времени момента от' пирания не коммутирующего, а пер^ зарядного тиристора Тп (рис. 7,13,①注 При отпирании тиристора 丁口 вначале происходит подготовительный пере： заряд конденсатора через тиристорьР Тц，几 и сразу же вслед за нИМ через диод % — «рабочий» переза? ряд, сопровождающий запирание сж левого тиристора. С учетом того» чтj в этой схеме интервал /2 — % 嘴
сутствует, временные диаграммы рис. 7.11, s ——ж будут действительны и для схемы рис. 7.13, а. Ей соответствуют те же значения напряжения [/(0). Для проведения начального заряда конденсатора с целью осуществления режима пуска от системы управления не требуется формирования специального управляющего импульса. Начальный заряд конденсатора осуществляется по цепи Q — Lr —几一Zh при подключении схемы на напряжение питания Е.
ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМКОНТУРОМ, ПОДКЛЮЧАЕМЫМ НА ЭТАПЕ КОММУТАЦИИПАРАЛЛЕЛЬНО НАГРУЗКЕ
Схема преобразователя с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке, показана на рис. 7.14, а. Его узел коммутации выполнен по схеме рис. 7.6, б. Тиристор 『з предназначен для проведения подготовительного заряда конденсатора перед очередной коммутацией силового тиристора.
Последовательность подачи управляющих импульсов на тиристоры от системы управления показана на рис. 7.15, а. Тиристор Т3 отпирается одновременно с силовым тиристором. Изменением задержки во временн поступления импульса на коммутирующий тиристор регулируют длительность выходных нн- пульсов и величину напряжения на нагрузке Ur.
Процессы, протекающие в схеме, рассмотрим вначале с помощью метода фазовой плоскости (рис. 7.14, б).
Режим пуска преобразователя осуществляется при поступлении отпирающих импульсов на силовой и зарядный тиристоры. С их отпиранием к нагрузке прикладывается напряжение Д, а в образовавшейся цепи Е — Гс — Т3 — 厶狂 —— Ск происходит процесс колебательного заряда конденсатора с полярностью, указанной на рис. 7.14, а без скобок. Без учета потерь энергии в контуре конденсатор заряжается до напряжения 2£\ На фазовой плоскости процессу началь-
Рис. 7.14. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке (а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в узле коммутации (б)
Рис. 7.15. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.14, аРис. 7.15. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.14, а
Рис. 7.15. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.14, а
Рис. 7.15. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.14, а
ного заряда соответствует дуга окружности 0 ——/ с центром в точке с коОрдХ натами (— £； 0). По окончании заряда к тиристору Т3 прикладывается sanupgW щее напряжение £, а конденсатор приобретает напряжение с полярностью, 證 обходимой для проведения коммутации.' ；^
К концу интервала проводимости силового тиристора поступает имцу£ на отпирание тиристора Гк. С его отпиранием наступает коммутационный 口卩^ цесс перезаряда коммутирующего к版 денсатора, характеризуемый кривой ?二 2—<.. — 5 нй рис. 7.14, 6,
На участке /—2 ток перезаряжав щегося конденсатора Q протекает чер^； тиристор Тс навстречу току нагрузки в нем. С момента времени, определяемого точкой 2, ток тиристора Гс равен нулю На участке 2—3 к тиристору Гс пр/ кладывается обратное напряжение, рав- ное падению напряжения на диоде 〃 от протекания через него разности токов »С —窟 В точке 3 ток этого диода рав& нулю и диод запирается. Полярное^ напряжения на конденсаторе в точКс^З является запирающей для диода До/^ он остается в закрытом состоянии. При этом ток нагрузки из цепи диода Д переходит в цепь конденсатора. После т辭 ки 3 конденсатор продолжает перезаряжаться током /н, принимаемым н£ изменным и равным /(0). По достиже； нии точки 4 напряжение на конденса^- ре становится равным нулю, что вы,зы- ваег отпирание диода % и переход т曄 нагрузки из цепи конденсатора в цёп* этого диода. Напряжение на нагруз隘 равно нулю. После точки 4 следует завершающий этап перезаряда конденсатора, обусловленный спаданием тока % в колебательном контуре Ск — £к — 「к — До- Через диод До при этом протекает разность токов 后 一 ％♦ На участке 4—5 энергия, накопленная в дросселе, отдается в конденсатор и,его напряжение повышается на величину Z/(0)・
Поступление очередных отпирающих импульсов на тиристоры вызывает ана-
в том,в том,логичные процессы перезаряда конденсатора. Отличие заключается
в том,
в том,
что во втором и последующих циклах
перезаряда отсутствуют участки с неизменным током ic = /(0). Это связало
с тем, что в момент запирания дп缪 Д (например, в точке 8) напряжение йа конденсаторе имеет полярность, необходимую для отпирания ди ода 勺 Кривая, характеризующая процесс перезаряда конденсатора без Уче^ потерь энергии, имеет вид раскручивающейся спирали, что свидетеле, ствует о наличии в схеме эффекта последовательного накопления энергад Причина явления здесь та же, что и в предыдущей схеме,— подзаряд J瀑 денсатора спадающим током коммутирующего дросселя на участках 4—5, 8—ж После нескольких перезарядных циклов из-за наличия потерь энергии, с°口囑 вождающих перезаряд конденсатора, в схеме наступает установившийся ре*"囑
которому соответствует замкнутая кривая на рис. 7.14, 6 (показана пунктиром).
Параметры установившегося режима U(0) и (7° для рассматриваемой схе・ №日，как видно из рис. 7.14, существенно различаются. Возможные значения 〃而 лежат в диапазоне от 2,5 £ до 3,2 Е, а % — от 0,5 Е до 1,3 Е. Указанное зависит от факторов (см. § 7.3), определяющих потери энергии в цепях перезаряда коммутирующего конденсатора.
Временные диаграммы, иллюстрирующие характер изменения напряжений 0 токов в схеме рис. 7.14, а, приведены на рис. 7.15, а — е. От диаграмм для схеМЫ рис. 7.11,。они отличаются главным образом видом кривой ис (/), смещенной в область отрицательных значений напряжения на величину £ (рис. 7. !1,& 7,15, б). С точки зрения использования тиристоров по напряжению рассмотренная схема не отличается от предыдущей. Коммутирующий тиристор и тиристор 北 здесь также следует выбирать на напряжение (1,5 + 2,2)£ Недостатком схемы является повышенное напряжение на коммутирующем конденсаторе-
ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМ ДРОССЕЛЕМ В ЦЕПИ ОБРАТНОГО ДИОДА
Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующие дросселем в цепи обратного диода приведена на рис. 7.16, а. Как и в схемах рис. 7.11, а, 7.13, а, здесь использован узел принудительной коммутации (см. рис. 7.6, а). Особенностью рассматриваемой схемы является включение коммутирующего дросселя 厶氏 в цепь обратного диода До. Благодаря такому включению максимальные напряжения на коммутирующем конденсаторе и тиристорах схемы не превышают величины Е. Из всех ИППН с параллельной коммутацией схема рис. 7.16, а в этом смысле наилучшим образом удовлетворяет пред- являемым требованиям.
Начальный заряд кондэнсатора Ск производится до напряжения, близкого к Е (полярность указана в скобках), от источника питания по цепи ±к ——Tr ——Zh подачей отпирающего пускового импульса управления на тиристор 7"к. Последовательность импульсов, управляющих тиристорами 7"с и 7"в в режиме регулирования на пряже* ния, показана на рис. 7.16, б. На рис. 7.16, s——〃 приведены времен- ,\ньге диаграммы, поясняющие работу схемы. Принцип ее действия будем рассматривать при наличии в цепи нагрузки большой индуктивности, обеспечивающей хорошее сглаживание тока /н.
К моменту времени %! тиристоры преобразователя заперты, конденсатор Ск заряжен до напряжения Е с полярностью, указанной на рисунке в скобках (рис. 7.16, а, г). Напряжение на нагрузке раввд нулю, ток нагрузки протекает через диод До и дроссель 厶; (рис. 7.16, в, к). В момент времени 九 подачей управляющего импульса отпирается тиристор Тс. К нагрузке прикладывается напряжение Е* С момента времени ^ начинается переход тока /н из цепи диола До в цепь источника питания. Ввиду наличия индуктивности Аи в иепн диода 厶。процесс продолжается в течение интервала времен;/ % — /；, в котором ток 必 спадает до нуля, а ток силового тиристора Нарастает от нуля до /н (рис. 7.16, ж, к). Процесс протекает под воздействием напряжения £\ прикладываемого к дросселю 厶 (Рис. 7.16, а, е). Длительность интервала 乙 ——/； определяют из ^отношения
П4
刃
0
十
4
A
?4=皿生.碟
趣
За счет приложенного к др。, селю напряжения диод Дп на 施: тервале & —厶 не проводит тока% напр яжение на конденсаторе не изменяется. В момент времени £ у^；： занный переход тока заканчивается, диод До запирается, что вызывает отпирание диода % и протекание процесса подготовитель-
一力
一方
—勿
朗口
I
0
不
^
川
专.
&
-4
.言.
ного перезар яда конденсатора С в контуре с открытыми тиристсь ром Г,，Диодом Дд и дросселем Lr. Процесс перезаряда носит колебательный характер. По окончании перезарядного процесса полярность напряжения на конденсаторе изменяется на обратную* а его величина близка к Е.
На интервале ^ — % напряжения на элементах схемы остаются без изменений и определяются напряжениями источника питания и
конденсатора.
В момент времени /3 поступает управляющий импульс, отпирающий тиристор % В схеме протекает коммутационный процесс не〕 резаряда конденсатора в контуре Ск—Лк—ТС(Д). Под действием встречного тока ic ток силового тиристора спадает до нуля (интервал 厶一% на рис. 7」6, 0,贺)，а на интервале 乙一厶 к тиристору прикладывается обратное напряжение (рис. 7.16, 0, з), равно© падению напряжения на диоде Д от протекающего через него на этом интервале тока 殳一％・ В момент времени /5 坛=»口 и ток диода Д равен нулю. Однако при
Рис. 7.16. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующий дросселем в цепи обратного диода ⑷; временные диаграммы, характеризую* щие процессы в преобразователе (6^)
перезаряда конденсатораперезаряда конденсатораРис. 7.17. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле схемы рис. 7.16, аРис. 7.17. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле схемы рис. 7.16, а
перезаряда конденсатора
перезаряда конденсатора
Рис. 7.17. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле схемы рис. 7.16, а
Рис. 7.17. Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле схемы рис. 7.16, а
угом напряжение ис <£ и диод До остается закрытым. С момента времени /5ток fH переходит в цепь E—C^—T^—L^—ZH. Индуктивность “н в этой цепи много меньше индуктивности в цепи нагрузки, поэтому она не оказывает влияния на процесс перезаряда конденсатора на этом интервале. В связи с этим на интервале %—% 〃= /(0), а напряжение на конденсаторе увеличивается по линейному закону до* напряжения Е (рис. 7.16, г, О). На интервале /5—/6 конденсатор оказывается подключенным параллельно тиристору % чт0 обусловливает появление линейного участка в кривых 辽虱。и ^ тс (0 на рис.
рис. 7.1 6,仇 з.
Когда напряжение на конденсаторе достигает величины Е (момент времени /6), диод Д 0 отпирается и ток нагрузки из цепи конденсатора переходит в цепь этого диода (рис. 7.16, О, к). Открывшийся диод 几 фиксирует напряжение на конденсаторе Ск на уровне Е, сохраняя это напр яжение неизменным (рис. 7.16, а, г). Тиристор 7"к переходит в непроводящее состояние. Напряжение на нем, равное разности напряжений питания и конденсатора, близко к нулю (рис. 7.16, 〃). После момента времени /6 напряжения на элементах схемы остаются без изменений. Их уровни определяются напряжением питания Е и напряжением на конденсаторе, также равным Е, с полярностью, указанной на рис. 7.16, а в скобках. С приходом очередного импульса на отпирание силового тиристора в момент времени /7 процессы в
схеме повтор яются.
Рассмотренному циклу перезаряда конденсатора соответствует фазовый портрет на рис. 7.17. Точка 丿 определяет состояние конденсатора КУ по окончании предыдущего цикла перезаряда или после- заряда конденсатора при пуске. Участок 1—2—3 (точки на рис. 7.17 соответствуют моментам времени на диаграммах рис. 7.16, б—л) опи-
сывает процесс подготовительного перезаряда конденсатора в цепи с диодом Дп и тиристором 7\・ Участок 3—4—5—6 характеризует » коммутационный процесс, сопровождающийся запиранием силового
\ тиристора. Участок 5—6 отвечает этапу I неизменным током /(0). Возвращению I схемьт в исходное состояние соответст-
I вует участок 6—/. В схеме отсутствует 1 эффект последовательного накопления .энергии, так как по окончании коммутационного процесса энергия, накопленная в дросселе 厶代，отдается при отпирании диода До не в цепь конденсатора, а в нагрузку.
Из временных диаграмм рис. 7.16, а—〃 следует, что все элементы схемы преобразователя, за исключением диода До» выбирают на напряжение источника питания Е Диод До необходимо выбирать на обратное напряжение, равное 2Е. Максимальное обратное напряже-
ние прикладывается к этому диоду в момент времени Z2 (рис. 7.16 и равно сумме напряжений источника питания и коммутируют' дросселя.
§ 7.6. ИППН С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО。КОММУТАЦИЕЙ 中
Пример построения схемы ИППН с последовательной комму増恚 дней показан на рис. 7.18, а. Его коммутационный узел выполз
схемы
ИППН с последовательной коммутацией (а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (6)
Рис. 7.18. Пример построения
по схеме рис. 7.7, а. Ком曦 тир ующий конденсатор 觴 расположен в диагонали м鳶 та, образованного из чещ, рех коммути р ующи х тир но； торов %—Т^4. Для ком囉 тации силового тиристор поочередно отпирают по 病 коммутирующих накрест 膨 жащих тиристора 7к1 и 蠱 Ткз 0 丁的 При полярно嘲J напряжения на конденсат^ ре, указанной на рис. 7.18賞誼 без скобок, для запиран^ тиристора £ отпирают тир^э сторы ТК1 и 几2, а при поляр> ности, указанной в ско庫 ках, — тиристоры % и 7繇 Такая последовательнос^ отпирания тиристоров ПОЗВ^г ляет исключить «холоста^» (подготовительные) перезаряды коммутирующего к(喫 денсатора и использовать оба его такта перезаряда ДЛлЯ
тур коммутации, в который входят
коммутации силового тир偌 тора. Как при отпирании тш ристоров『к】и Тк2, таки п^и отпирании тиристоров Т^^ Тк4 в схеме образуется к。卑
источник питания Е,
K0凋
мутирующий дроссель Lh и коммутирующий конденсатор 缝 В обоих случаях напряжение конденсатора прикладывается м項 нусом к аноду тиристора Тс и плюсом — к его катоду (через пров(^ дящий диод К。).
Пуск схемы производится отпиранием одной сарм коммутир щих тиристоров (например, % и 乙)при запертом тиристоре В контуре с открытыми тиристорами через дроссель LB осущест ется начальный заряд конденсатора от источника питания по колебательному закону (участок 0—1 на фазовой плоско рис. 7.18, 6). Без учета потерь энергии в цепи заряда конденса
зарядится до напряжения —2Е с полярностью, указанной на рис. 7.18, а без скобок. Затем последовательность импульсов, поступающих от системы управления, подчиняется режиму работы преобразователя при регулировании выходного напряжения (см. рис. 7.20, о).
Спустя время ^и после отпирания тиристора Тс отпираются тиристоры Тк1, Тк2, создающие аналогичный контур перезаряда конденсатора (ток Q контура показан пунктиром) с тем отличием, что перед их отпиранием ток дросселя равен /(0), а конденсатор заряжен до напряжения 2£ с полярностью, встречной напряжению питания. При отпирании тиристоров Тк1, Тк2 конденсатор Ск подключается через диод До к тиристору Тс обратной для него полярностью. Ток тиристора Тс достаточно быстро спадает до нуля и к нему прикладывается запирающее напряжение. Ток нагрузки замыкается через обратный диод До. Запертый тиристор Тс отделяет коммутационный узел от цепи нагрузки. Ток дросселя 厶^ переходит из цепи силового тиристора в цепь конденсатора. Это обусловливает тот факт, что начальный ток конденсатора при перезаряде равен току /(0), протекающему через коммутирующий дроссель. На фазовой плоскости рис. 7.18,6 начальные условия схемы при перезаряде характеризуются точкой 2.
Перезаряд конденсатора осуществляется при наличии в контуре источника питания Е и поэтому описывается на фазовой плоскости дугой окружности с центром в точке (+Е； 0). В точке 3 ток i。 = 0 и конденсатор заряжен с полярностью, указанной в скобках. К тиристорам Tri и Гн? прикладывается обратное напряжение (Uc —— Е)/2, и они запираются. Очередной процесс коммутации при отпирании тиристоров Tr3，Tr4 (участок 3—4—5), а также последующие процессы протекают подобно рассмотренному.
Как видно из рис. 7.18, 6, напряжение на конденсаторе при каждом такте его перезаряда повышается и без учета потерь энергии фазовая траектория имеет вид раскручивающейся спирали. Указанное отражает наличие в преобразователе эффекта последовательного накопления энергии в конденсаторе, который проявляется здесь намного сильнее, чем в предыдущих схемах. Это связано, во-первых, с поступлением энергии в конденсатор в процессе его перезаряда от источника питания и, во-вторых, с передачей в конденсатор энер- 「0% накопленной в дросселе перед коммутацией. Установившемуся Циклу, который характеризуется равенством энергии, получаемой и I теряемой в коммутационном узле, соответствуют довольно значительные напряжения на конденсаторе, при которых U(0) =： (5—Ю)£, н〃丑 более. Ввиду создаваемых перенапр яжений на элементах возникает опасность выхода их из строя, вследствие чего рассматриваеМая схема без допол ни тел ьных мер по отводу избыточной энергии gT коммутационного узла не может быть применена на практике. Ba^aqy решают введением в схему цепи сброса (показана пунктиром), ^ставленной из дополнительной обмотки wc дросселя 厶^ и диода Дс. "нсло витков wG обмотки сброса больше числа витков основной об- Еоткн： п = wjw&
менимени%%7场7场幻О幻О〃⑨〃⑨ВтI IIВтI IIU(0)U(0)■Рис. 7.19.■граммы,■Рис. 7.19.■граммы,электромагнитные процессы в коммутационном узле схемы рис. 7.18, о (о — а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса (0)электромагнитные процессы в коммутационном узле схемы рис. 7.18, о (о — а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса (0)Временные диа- характеризз^ющиеВременные диа- характеризз^ющиеИСТОЧ- о6м0『 на06ИСТОЧ- о6м0『 на06
мени
мени
%
%
7场
7场
幻
О
幻
О
〃⑨
〃⑨
Вт
I II
Вт
I II
U(0)
U(0)
■Рис. 7.19.
■граммы,
■Рис. 7.19.
■граммы,
электромагнитные процессы в коммутационном узле схемы рис. 7.18, о (о — а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса (0)
электромагнитные процессы в коммутационном узле схемы рис. 7.18, о (о — а)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса (0)
Временные диа- характеризз^ющие
Временные диа- характеризз^ющие
ИСТОЧ- о6м0『 на06
ИСТОЧ- о6м0『 на06
Принцип действия цепи сброса иллюстрируется временными диаграммами рис. 7.19, о——а Напряжение и(7(/) и ток /с(/) с момента вре- %i отпирания коммутирующих тиристоров (например, ГК1 и 「н2)изменяются, как показано на рис. 7.19, о, б. Характер их изменения опи
сывается уравнениями (7.9), (7.10) (если бы в схеме отсутствовала цепь сброса, то после момента времени /3 напряжению ис и току ic соответствовали бы пунктирные кривые). Напряжение и& на обмотке дросселя (рис. 7.19, 6), определяемое разностью ис(/)— £, имеет вид двуполярной кривой.
Полярности напряжений на обмотках двухобмоточного дросселя на интервале 乙一戏 показаны на рис. 7.18, а в скобках. Диод Дс закрыт, в связи с чем цепь сброса на этом интервале не оказывает влияния на процессы пере-_ заряда конденсатора в КУ. Напряжение на обмотке сброса в п раз превышает напряжение 辽厶 основной обмотки. К диоду Дс прикладывается напряжение в обратном направлении: пиЬо-]~Е..
Спустя время t、一卜 полярности напряжений на обмотках изменяются (рис. 7.19, 6), что характеризует отдачу энергии, накопленной в дросселе, в конденсатор Ск. В момент времени g напряжение на обмотке сброса, направленное встречно напряжению источника питания, равно Е. Это вызывает отпирание диода Дс в цепи сброса. На основной обмотке дросселя напряжение равно Е/п (рис. 7.19, 8).
С отпиранием диода Дс создается цепь отдачи энергии, накопленной в дросселе 厶尺,в цепь источника питания, поэтому ее поступление в конденсатор прекращается. Ток дросселя из цепи конденсатора переходит в цепь обмотки сброса (рис. 7.19, 6, г). Если не учитывать активные сопротивления обмоток дросселя и их индуктивности рассеяния, то такой переход тока можно считать достаточно быстрым. На этапе
отдачи энергии дросселя в цепь ника питания напряжения на его ках не изменяются: напряжение
мотке wc равно £, а напряжение на обмотке g— Elm Процесс сброса энергии заканчивается при достижении током гсбР нулевого значения. Напряжение на конденсаторе (рис. 7.19, о), достигнув в момент времени % значения -ii-2 Е, остается далее неизменным. Оно определяет зна-
чение напр яжения U(0) перед очередной коммутацией ристора.
Аналогично проявляется влияние цепи сброса и на
силового ти-
последующие
процессы перезаряда коммутирующего конденсатора. Напряжение обеих полярностей на конденсаторе фиксируется на уровне 丄土。Е п
(на практике за счет активных сопротивлений обеих обмоток дросселя и их индуктивностей рассеяния напряжение на конденсаторе
получается
несколько выше).
Фазовый портрет пр оцесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса приведен на рис. 7.19, д. Ввиду идентичности протекания процессов в обоих тактах перезаряда конденсатора Ск кривая, характеризующая его установившийся режим, симметрична относительно оси абсцисс. Участки /—2, 4—5, 7—8 отражают прекращение роста напряжения на конденсаторе при вступлении в работу цепи сброса.
На рис. 7.20, а—е приведены временные диаграммы, поясняющие работу преобразователя шри формировании кривой выгодного напряжения. В кривой 必&) (рис. 7.20, 6) пауза 才口 наступает с момента отпирания коммутирующих тиристоров, что является признаком применения в схеме узла последовательной коммутации. Напряжение t/(0) = ] ±”Е о пр еде л я- п
ет уровни максимальных напряжений на силовом и коммутирующем тиристорах. Максимальное обратное напряжение Действует на диоде 4c при
рlф——
哈up.
♦〔MJL
8)
"//
卩
1
1
г
丨能
3
7
6)
О
h} d，H ，〈 U
О
Hr十丁 Tл п一и
力0
9
%
О
Опирании коммутирующих ти- Р^сторов и составляет (U(0) + + £)〃 + £ = 2(1 + n)£.
мн j_Hi! I
I 〃
fill
7伙创
(! Ill 111 III
Рис. 7.20. Временные диаграммы,иллюстрирующие процессы в схемеп реобр а зовател я рис. 7.18, а приформировании кривой выходного на -пряжения
Увеличение коэффициента трансформации п двухобмоточного дрОс. селя благоприятно сказывается на уменьшении напряжения U(0) й напряжений на тиристорах, однако при этом возрастает обратное напряжение на диоде Дс. В связи с указанным выбирают и = 1,5+ 3, что соответствует 0(0) =(1,33+ 1,67)Е и обратному напряжению на диоде Дс, равному (5+8)Е 厅
Схемы ИППН с последовательной коммутацией нашли меньшее распространение на практике, чем схемы с параллельной коммутацией. Это объясняется более сильным проявлением в них эффект^ последовательного накопления энергии и необходимостью введения для его устранения специальных цепей отвода избыточной энергии 6^ КУ, усложняющих схему преобразователя. Кроме того, ИППН с последовательной коммутацией, как правило, требуют применения большего числа вспомогательных тиристоров.
ДВУХТАКТНЫЕ ИППН
Двухтактные ИППН относятся к простейшему типу преобразователей, выполняемых по многотактному принципу (см. § 7.1). Многотактный способ построения ИППН, как известно, уменьшает загрузку тиристоров по току, исключая при этом их нежелательное параллельное соединение. 叮
Двухтактные ИППН реализуют на основе двух преобр а зов ателей, поочередно работающих на общую нагрузку. Важным преимуществом этих преобразователей помимо уменьшения вдвое тока силовых тиристоров является возможность работы с общим узлом принудительной коммутации, ос уществл яющим поочередное запирание силовых тиристоров обоих преобразователей (с отсутствием «холостых» подготовительных перезарядов).
Схема двухтактного ИППН с параллельной коммутацией приведена на рис. 7.21, а. Она состоит из двух ветвей с силовыми тиристорами Т ь 73 и Т2, Т^ причем тиристоры 7\, Т2 выполняют также роль коммутирующих приборов по отношению друг к другу. Диаграммы, поясняющие принцип работы преобразователя, показаны 耳。 рис. 7.21, б~е. :
На интервале &——£? на нагрузке действует напряжение Е в результате отпирания в момент времени ^ тиристоров Т» Т^ По окончании интервала % отпирается тиристор &• Тиристор Г2 образует контур колебательного перезаряда конденсатора, под действием которого вначале запирается тиристор &, а затем и тиристор Т3. Процесс коммутации протекает так же, как и в схемах рис. 7.11, % 7.16泌 На начальном этапе ток % V % протекает через тиристор 7\, уменьшая его ток до нуля. Затем ток 才。＞ i& протекает через диод Д), а.Н@ завершающем этапе — через тиристор Г3, диод До и источник питания Е. Тиристор ^ запирается на этапе протекания тока 立 ^ерез ДИОД 〃н а тиристоры Т2 и Г3 — после достижения ic =0. По окончу нии перезаряда напряжение на конденсаторе имеет обратную н£ л яр ность. На интервале /2—^з 辽收 =°, а ток гн протекает qeP 變 диод До. *
zz^T4^T44W /54W /5ж)ж)Рис. 7.21. Схема двухтактного ИППН (а)； временные диаграммы, поясняющие его принцип действия (б——е)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (宛)Рис. 7.21. Схема двухтактного ИППН (а)； временные диаграммы, поясняющие его принцип действия (б——е)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (宛)
z
z
^T4
^T4
4W /5
4W /5
ж)
ж)
Рис. 7.21. Схема двухтактного ИППН (а)； временные диаграммы, поясняющие его принцип действия (б——е)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (宛)
Рис. 7.21. Схема двухтактного ИППН (а)； временные диаграммы, поясняющие его принцип действия (б——е)； фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (宛)
На интервале t§—l& проводят ток тиристоры Т2,才4・ Их запирание производят отпиранием тиристора Ту Процесс коммутации протекает аналогично. По окончании интервала паузы вновь отпираются тиристоры 7\, Тз и т. д.
Пуск схемы осуществляют подачей отпирающих импульсов на одну из пар накрест лежащих тиристоров, например 7\ м 丁夕 Параметры установившегося цикла перезаряда, в частности напряжение U(0), определяют из равенства энергии, дополнительно поступающей в контур коммутации и теряемой в нем. Примерный вид кривой установившегося цикла перезаряда конденсатора на фазовой плоскости показан на рис. 7.21, ж. Напр яжение U(0) установившегося цикла, зависящее от величины потерь энергии в цепях перезаряда конденсатора и тока 7(0), может составлять от 1,5 Е до 2,5 Е. Уровень (7(0) определяет класс используемых тиристоров по напряжению.
I § 7,8. РЕВЕРСИВНЫЕ ИППН
\ Реверсивные импульсные пре- I образователи постоянного напряжения обеспечивают не только регулирование выходного напряжения, но и изменение его полярности. Они находят применение Для регулирования частоты и направления вращения двигателей
I постоянного тока.
Реверсивные ИППН выполня- ■ ©т по тиристорной мостовой схеме с нагрузкой, включенной в Диагональ моста (рис- 7.22).
I Встречно-параллельно тиристорам подключены диоды, предназначенные для создания цепи протекания Тока активно-индуктивной нагруз- К" при запертых тиристорах. По-
полярность выходного напряжения большие напряжения на нагрузке, равные 土Е, получаются, когда интервалы /И1 или /и2 равны нулю.Недостатком рассмотренного способа управления тиристорами реверсивного преобразователя являются значительные пульсации выходного напряжения, что требует применения большой индуктивности сглаживающего дросселя.Пульсации уменьшаются при переходе к режиму управления ти“ рнсторамп, при котором на интервале /И1 или /и2 создается нулевойполярность выходного напряжения большие напряжения на нагрузке, равные 土Е, получаются, когда интервалы /И1 или /и2 равны нулю.Недостатком рассмотренного способа управления тиристорами реверсивного преобразователя являются значительные пульсации выходного напряжения, что требует применения большой индуктивности сглаживающего дросселя.Пульсации уменьшаются при переходе к режиму управления ти“ рнсторамп, при котором на интервале /И1 или /и2 создается нулевой
полярность выходного напряжения большие напряжения на нагрузке, равные 土Е, получаются, когда интервалы /И1 или /и2 равны нулю.
Недостатком рассмотренного способа управления тиристорами реверсивного преобразователя являются значительные пульсации выходного напряжения, что требует применения большой индуктивности сглаживающего дросселя.
Пульсации уменьшаются при переходе к режиму управления ти“ рнсторамп, при котором на интервале /И1 или /и2 создается нулевой
полярность выходного напряжения большие напряжения на нагрузке, равные 土Е, получаются, когда интервалы /И1 или /и2 равны нулю.
Недостатком рассмотренного способа управления тиристорами реверсивного преобразователя являются значительные пульсации выходного напряжения, что требует применения большой индуктивности сглаживающего дросселя.
Пульсации уменьшаются при переходе к режиму управления ти“ рнсторамп, при котором на интервале /И1 или /и2 создается нулевой
мимо основных элементов схема дополняется узлами принудительной коммутации (на рис. 7.22 не показаны) для проведения one- раций запирания тиристоров. .
Рассматриваемые преобразователи допускают несколько способов управления тиристорами.
Способ управления, показанный на рис. 7.23, а, 6, характера зуется поочередным переключением накрест лежащих тиристоров. В течение периода работы схемы вначале проводит ток одна пара тиристоров, а затем другая. Выходное напряжение преобразователя имеет вид двуполярной кривой (рис. 7.23, 6). Среднее значение этого напряжения находят из соотношения
Ua =，т /显 Е,
где £И]—— интервал проводимости тиристоров 7\ и Т2 (длительность импульса положительной полярности); %? — интервал проводимости тиристоров Тз и 「4 (длительность импульса отрицательной полярности).
При /и1> /и3 выходное напряжение имеет положительную полярность (рис. 7.23, 6), при /И1 = iH2 Uh = 0 (рис. 7.23, а) и при %< 编 отрицательна (рис. 7.23, dj. Наи-
Рис. 7.22. Схема основных цепей реверсивных ИППН
Рис. 7.23. Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс Ф°Р^* рования кривой выходного напряж ния реверсивных ИППН в ре*'；廿 поочередного переключения накр 专 лежащих тиристоров
уровень (пауза) напряжения на выходе (см. рис. 7.1, б). В схеме рис. 7,22 это обеспечивается переводом тока нагрузки на одном из указанных интервалов в короткозамкнутый контур, создаваемый тиристором и диодом общей вентильной группы, например, анодной*
На интервале Еи при формировании регулируемого выходного напряжения положительной полярности открыты тиристоры 7\, Т2 (см. рис. 7.22). Для создания паузы £口 тиристор Тг закрывают, а тиристор Т2 оставляют открытым. При этом ток нагрузки переходит в короткозамкнутый контур с тиристором 712 H диодом Д4. Образование очередного импульса в кривой выходного напряжения осуществляется отпиранием тиристора Тг
Формирование регулируемого напряжения отрицательной полярности производится за счет переключения тиристора Т3 при постоянно открытом тиристоре Т^ На интервалах паузы ток нагрузки протекает через тиристор 不《и диод Д2.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
§8.1. АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ И ИХ КЛАССИФИКАЦИЯ
Автономные инверторы — устройства, преобразую-, щие постоянный ток в переменный с неизменной или регулируемой частотой и работающие на автономную (не связанную с сетью нерв менного тока) нагрузку. В этом главное отличие автономных инверторов от ведомых инверторов, также преобразующих постоянный ток в переменный, но работающих на сеть переменного тока. Нагрузкой автономного инвертора может быть единичный потребитель (асинхронный двигатель, электрическая установка) или разветвленная сеть потребителей (несколько нагрузок, работающих по своему графику).
Основой автономного инвертора является вентильное переключающее устройство, которое может выполняться по однофазным и трехфазным схемам (с нулевым выводом или мостовым). Модель однофазного мостового инвертора, в которой вентили заменены ключами, показана на рис. 8.1, а.
В качестве ключей в автономных инверторах служат транзисторы и одно- или двухоперационные тиристоры. При использовании однооперационных тиристоров схему дополняют элементами, предназначенными для коммутации тиристоров. Одним из главных элементов является конденсатор. Важно отметить, что назначение коедеесалюроб может не ограничиваться лишь запиранием тиристоров. Конденсаторы могут применяться для формирования кривой выходного напряжения инвертора и определять характер процессов, протекающих 6 схеме. В связи с этим схемы автономных инверторов подразделяют на автономные инверторы напряжения (АИН), автономные инверторы тока (АИТ) и автоном- п ые резонансные инверторы (АИР). “
Особенности АИН рассмотрим на примере однофазной мостов。? схемы, где вентили для простоты представлены ключами (рис. 8-1, Ф- Иеточник питания Е здесь работает в режиме источни ка напряжения (например, аккумуляторная батарея), чем и обусловь： ливается название инверторов этого типа. При питании схемы °т 438
ереключени я ти-ереключени я ти-Рис. 8.1. Модель ключевой схемы однофазного мостового автономного инвертора (а)； кривые выходных напряжет ний АИН (6) и АИТ (б); кривая выходного тока АИР⑵Рис. 8.1. Модель ключевой схемы однофазного мостового автономного инвертора (а)； кривые выходных напряжет ний АИН (6) и АИТ (б); кривая выходного тока АИР⑵
ереключени я ти-
ереключени я ти-
Рис. 8.1. Модель ключевой схемы однофазного мостового автономного инвертора (а)； кривые выходных напряжет ний АИН (6) и АИТ (б); кривая выходного тока АИР⑵
Рис. 8.1. Модель ключевой схемы однофазного мостового автономного инвертора (а)； кривые выходных напряжет ний АИН (6) и АИТ (б); кривая выходного тока АИР⑵
выпрямителя на входе АИН включают конденсатор большой емкости с целью шунтирования источника питания по переменному току для придания ему свойств источника напряжения. Формирование кривой выходного напряжения осуществляется путем использования соответствующего закона (алгоритма) п ристоров. При наиболее простом алгоритме поочередно переключаются накрест расположенные ключи (вентили)— сначала включены ключи Кь К2， затем ключи Кз, Кривая выходного напряжения состоит из последовательности двуполярных импульсов с амплитудой, равной £ (рис. 8.1, 6). Ток в нагрузке определяется кривой выходного напряжения и характером нагрузки. В случае применения однооперационных тиристоров в инвертор должны входить коммутационные узлы, основанные на принципе принудительной конденсаторной коммутации. При использовании двухоперационных тиристоров и транзисторов отличие заключается лишь в отсутствии узлов прину- дител ьной комм утации.
В АИТ конденсатор подключают параллельно нагрузке, а источник питания работает в режиме источника ток а. Такой режим создается путем включения в цепь источника питания дросселя Ld с большой индуктивностью (рис. 8.1, а). Кривая выходного напряжения формируется при поочередной проводимости ключей, расположенных по диагонали. Конденсатор, подключенный параллельно нагрузке, участвует в формировании кривой выходного напряжения и обеспечивает запирание тиристоров. Кривая напряжения в простейшем случае (при чисто активной нагрузке) состоит из участков экспонент заряда и разряда конденсатора (рис. 8.1, в). Инверторы тока выполняются только на однооперационных тиристорах.
В АИР конденсатор можно включать последовательно с нагрузкой или параллельно ей. Характер протекающих процессов в главных цепях ключевой схемы обусловливается колебательным процессом перезар яда конденсатор а в цепи с источником питания и индуктивностью, специально введенной или имеющейся в составе нагрузки, в связи с чем ток в цепи нагрузки (рис. 8.1, е) приближается по форме к синусоиде. АИР обычно выполняют на однооперационных тиристорах. Помимо формирования кри-
вой тока (напряжения) нагрузки конденсаторы здесь осуществляют операцию запирания тиристоров.
Основные области применения автономных инверторов следующие：
питание потребителей переменного тока (АИН, АИТ) в устрой ствах, где единственным источником энергии является аккумуляторная батарея (например, бортовые вторичные источники питания)； а также резервное питание ответственных потребителей при возможном отключении сети переменного тока (электросвязь, вычислитель-ная техника); =
электротранспорт (АИН, АИТ), питающийся от контактной сети или какого-либо источника постоянного тока, где в качестве тяговых электродвигателей желательно иметь простые, надежные и дешевые короткозамкнутые асинхронные двигатели; .1
электропривод с асинхронными и синхронными двигателями (АИН, АИТ), где инвертор служит источником регулируемых напряжения и частоты； ：
преобразователи постоянного напряжения одной величины в постоянное напряжение другой величины (АИН, АИТ, АИР);
устройства для получения переменного тока (АИН, АИТ, АИР) необходимой частоты от источников прямого преобразования энергии (термо- и фотоэлектрические генераторы, топливные элементы, МГД^ генераторы), вырабатывающих энергию на постоянном токе； %
электротермия (АИТ, АИР) для получения переменного тока повышенной частоты (плавка металла, нагрев и закалка изделий).
В отдельных случаях к автономным инверторам предъявляется требование в отношении не только прямой передачи энергии от но точника питания в нагрузку, но и обратной передачи энергии от нагрузки в источник питания, что, в частности, необходимо для реализации рекуперативного торможения асинхронных двигателей.
СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ И РЕГУЛИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГОНАПРЯЖЕНИЯ ОДНОФАЗНЫХ АИН
Однофазные АИН чаще всего выполняют по мостовой схеме (рис. 8.2). Нагрузка (обычно активно-индуктивного характера) включается в диагональ моста, образованного тиристорами Тi~T4 и обратно включенными диодами Д i—Д4. Диоды предназначены для пропускания шока активно-индуктивной нагрузки на интервалах времени, когда ток имеет направление, обратное для тиристоров (Д
Рис. 8.2. Схема главных цепей однофазного мостового АИНРис. 8.2. Схема главных цепей однофазного мостового АИНоды обратного, в стреч- н о г о или «реактивного» тока).
Рис. 8.2. Схема главных цепей однофазного мостового АИН
Рис. 8.2. Схема главных цепей однофазного мостового АИН
Формирование кривой выход* ного напряжения характеризуется процессами, протекающими в главных цепях инвертора (с тН" ристорами 7\, диодами “В Д& и нагрузкой) при задании соответствующих интервалов npoHQ*
вания кривой выходного напряжения однофазного мостового АИН в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительностивания кривой выходного напряжения однофазного мостового АИН в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительности
вания кривой выходного напряжения однофазного мостового АИН в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительности
вания кривой выходного напряжения однофазного мостового АИН в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительности
димости тиристоров. Для простоты способы формирования рассматриваются без учета процессов, протекающих во вспомогательных цепях принудительной коммутации и занимающих существенно меньшую часть периода выходного напряжения. В связи с указанным узлы принудительной коммутации, предназначенные для запирания однооперационных тиристоров, на рис. 8.2 не показаны. Такой подход позволяет отразить сущность процессов формирования (а также регулирования) выходного напряжения, общих как для транзисторных инверторов, так и для инверторов на одно- и двухоперационных тиристорах. Влияние коммутационных узлов в АЙН учитывается в § 8.4.
Формирование кривой выходного напряжения инвертора8 виде импульсов чередующейся полярностии одинаковой длительности
Формирование кривой 〃口 (рис. 8.3, 6) требует поочередного отпирания накрест лежащих тиристоров Тъ 丁2 И Тз, Т《(см. рис. 8.2), так что каждый из них открыт в течение 屮=180° (рис. 8.3, а). В установившемся режиме кривая тока 番 активно-индуктивной нагрузки симметрична и состоит из участков экспонент с постоянной времени т = LH//?H.
На интервале 瓦一齿 проводят ток тиристоры Тз，Т4. Напряжение на нагрузке равно ьЕ и имеет полярность, указанную на рис. 8.2 без скобок. В момент времени Вг тиристоры % Т4 запираются, а тиристоры Т^ Т2 отпираются. За счет наличия индуктивности в цепи нагрузки ток in под действием э. д. с. самоиндукции сохраняет на интервале 3—В2 (после переключения тиристоров) прежнее направление. Поскольку тиристоры % Т《за* перты, а тиристоры 7；, 72 в таком направлении (см. рис. 8.2) проводить ток не могут, ток Нагрузки на этом интервале Проводят диоды 〃外 Д2. Отпи
ранием диодов вызывается изменение полярности выходного напря< жени я на нагрузке. Энергия, запасенная в индуктивности 上口 на пре/ дыдущем этапе работы схемы, отдается в цепь источника питания и нагрузки. Таким образом, роль обратных диодов сводится к про пусканию реактивного тока нагрузки после переключения тиристоров;
В момент времени В2 ток Za становится равным нулю, диоды “卡： “2 переводятся в непроводящее состояние (рис. 8.3, 6, а). Поскольку на тиристорах 7\, Т2 управляющие импульсы поддерживаются，в течение 屮 =180®, эти тиристоры с момента времени В2 подключают нагрузку к источнику питания. Ток в нагрузке после перехода через нуль изменяет направление. Совпадение после момента времени 8& знаков напряжения мн и тока ZH означает, что нагрузка потребляет энергию от источника питания.'
В момент времени 储 происходит очередное переключение тиристоров, связанное с запиранием тиристоров То 72 M отпиранием * ристоров Тз，Т4. Процессы протекают аналогично. На интервале 83 ——04 ток активно-индуктивной нагрузки проводят диоды 〃§,'〃竣 а на интервале 匕一餘一тиристоры % Т4. В последующем процессы в схеме повторяются. Кривые токов, протекающих через тиристоры м диоды инвертора, показаны на рис. 8.3, в—е.
Рассмотрим гармонический состав кривой выходного напряжени-я инвертора (рис. 8.3, 6). Разложение кривой напряжения 以红 в ряд Фурье дает.
出(血)= sin sin 3位 Цsin + …"
花〈35
Ц—!~sinvsf].(8」步
Его первая гармоника 厢⑴(⑴广)=sin 位 имеет амплитуду
и^т⑴=—E = 1,27£ и действующее значениеJ
7t.
&(i)= 一三 E = 0,9E-
Из выражения (8.1) следует, что 3-я гармоника составляет 33,3%* 5-я — 20% и 7-я — 14,3% от основной. Для выделения на нагрузке первой гармонической выходное напряжение инвертора подвергают фильтрации путем установки между инвертором и нагрузкой фил#;- ров.F
При рассмотренной форме кривой выходного напряжения рек峙 лирование его величины (например, действующего значения перв#1 гармоники) возможно лишь путем изменения напряжения £.
Широтно-импульсный способ формирования и регулирования'^ выходного напряжения инвертора
При широтно-импульсном способе формирования и регулированв (ШИР) кривая выходного напряжения состоит в течение периода -©
Рис. 8.5. Временные диаграммы однофазного мостового АИН при ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряженияРис. 8.5. Временные диаграммы однофазного мостового АИН при ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряженияРис. 8.4. Пример формы кривой выходного напряжения АИН при широтно-импульсном регулированииРис. 8.4. Пример формы кривой выходного напряжения АИН при широтно-импульсном регулировании
Рис. 8.5. Временные диаграммы однофазного мостового АИН при ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рис. 8.5. Временные диаграммы однофазного мостового АИН при ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рис. 8.4. Пример формы кривой выходного напряжения АИН при широтно-импульсном регулировании
Рис. 8.4. Пример формы кривой выходного напряжения АИН при широтно-импульсном регулировании
К импульсов длительностью /и (рис. 8.4) при К/2 однополярных нм- пульсах в каждой из его полуволн (здесь К 工 2, 4, 6, ...). Путем изменения длительности импульсов осуществляют регулирование выходного напряжения, в частности действующего значения его первой гармоники. Рассмотрим сначала более простые случаи, когда К = 2.
ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выход
ного напряжения. Этот вид ШИР осуществляется изменением длительности открытого состояния тиристоров 屮 от 0 до 180°. Процессы, протекающие в схеме инвертора (см. рис. 8.2) с рассматриваемым режимом управления тиристорами, иллюстрируют временные диаграммы рис. 8.5} а—д. Его особенностью по сравнению с предыдущим режимом является наличие интервалов 0 =зТ/2——屮，в течение которых все тиристоры инвертора заперты. Поведение схемы на указанных интервалах сле-
дует рассмотреть более детально, поскольку на интервалах проводимости тиристоров 屮 процессы в схеме протекают так же, как и в предыдущем случае.
Рассмотрим процессы, протекающие в инверторе, например, по окончании интервала 台工 ——^2 (рис. 8.5, е, г) проводимости тиристоров Гз, Т4. Контур протекания тока на этом интервале показан на рис. 8.2 сплошной линией. По окончании указанного интервала все тиристоры находятся в запертом состоянии. Однако из-за накопленной в индуктивности нагрузки энергии ток iH прекратиться не может. Контур протекания тока (на рис. 8.2 показан пунктиром) создается Диодами Д ь Д2, которые отпираются после запирания тиристоров 「3， Г4. В результате отпирания этих диодов с момента времени 02 к нагрузке прикладывается напряжение Е противоположной поляр- ностн. Энергия, запасенная в индуктивности, отдается в источник питания и нагрузку 7?^，а ток 才口 уменьшается по экспоненциальному
закону. В момент времени &3 ток /н становится равным нулю, диодЯ 4，Д2 запираются (рис. 8.5, 0) и напряжение ин = 0. Пауза в кр{Я вой напряжения ии продолжается до момента времени В《отпираниЯ тиристоров Т±, Тz- С момента времени 84 процессы в схеме обуслоЛ лены приложением к нагрузке напряжения с полярностью, указанной на рис. 8.2 в скобках, и нарастанием по экспоненциальному закону тока гн (рис. 8.5, 6, 8).g
Аналогично протекают процессы в схеме и после запирания ти] ристоров 7\, Т2. Вследствие проводимости обратных диодов (npj запертых тиристорах) на интервалах р на нагрузке возникают до полнительные импульсы (рис. 8.5, 6), что приводит к нежелательном] увеличению действующего значения выходного напряжения инвер^ тора. Требуемая на интервалах 0 пауза в выходном напряжении за宣 нимает лишь их незначительную часть.|
Нежелательность явления усугубляется тем, что длительное?^ дополнительных импульсов зависит от постоянной времени t =， =LJRr、В условиях возможного на практике изменения параметров нагрузки 厶н，Rh длительность этих импульсов также будет изменять^ ся, что создает зависимость выходного напряжения (действующего значения всего напряжения или его первой гармоники) ннверторЗ от параметров нагрузки. Возможен случай, когда с увеличением □旗 стоянной времени т ток /н не успевает достигнуть нулевого значения в пределах интервала § (пунктирная кривая на рис. 8.5, 8). Тогда дополнительные импульсы целиком занимают интервалы Р и паузы в кривой ин (0 отсутствуют. Форма кривой выходного напряжения u^t) получается такой же, как у нерегулируемого инвертора (см. рис. 8.3, 6). Увеличение угла 屮(уменьшение угла 0) при этом не приводит к регулированию напряжения и тока нагрузки.
ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения. Независимость от параметров нагрузки формы кривой выходного напряжения и сохранение в ней требуемой при регулировании паузы В достигаются, если на интервалах 0 обеспечить одновременную проводимость двух тиристоров^ относящихся к общей группе (катодной или анодной) инверторного мостам Т幫 Тз или Т2, 7\ (см. рис. 8.2). При этом на указанных интервалах на： грузка замыкается накоротко дерез шины 《+》или 《——》источника питания и напряжение на нагрузке равно нулю.
Временные диаграммы, характеризующее широтно-импульсный способ регулирования выходного напряжения инвертора с таким режимом управления тиристорами при К = 2, приведены на рис. 8.6, а—е. Режиму управления (рис. 8.6, а) соответствует длительность интервала проводимости каждого тиристора 屮 =180°： Тиристоры полумостов, к которым подключены выводы нагрузки (7\, 7\ м 7\, Тз)，переключаются в той же последовательности, что и в нерегулируемом инверторе (см. рис. 8.3, а): открытому состоянию одного тиристора соответствует закрытое состояние другого тиристора. Отличие заключается в создании фазового сдвига на угол а в последов ательности переключений тиристоров обоих полумостов. Тем самым на интервалах 卩 = 屮——а осуществляется одновременная
Рнс. 8.6. Временные диаграммы однофазного мостового АИН прн ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряженияРнс. 8.6. Временные диаграммы однофазного мостового АИН прн ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряженияРис. 8.7. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР в соответствии с рис. 8.6, 6Рис. 8.7. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР в соответствии с рис. 8.6, 6
Рнс. 8.6. Временные диаграммы однофазного мостового АИН прн ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рнс. 8.6. Временные диаграммы однофазного мостового АИН прн ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рис. 8.7. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР в соответствии с рис. 8.6, 6
Рис. 8.7. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР в соответствии с рис. 8.6, 6
проводимость то тиристоров Г2, 北 (интервал %—&§ на рис. 8.6, а, б), то тиристоров Т《,Т§ (интервал В5 —^6)- Интервал 卩 определяет паузу в кривой выходного напряжения. Интервал ос характеризуется открытым состоянием одной из пар накрест лежащих тиристоров и определяет длительность импульсов в кривой выходного
напряжения.
Характер происходящих в инверторе процессов отличается от рассмотренных режимов лишь на интервалах р. Здесь процессы обу
словливаются замыканием тока активно-индуктивной нагрузки через оставшиеся в проводящем состоянии тиристор и диод, подключенные к общей питающей шине и образующие для нагрузки короткозамкнутый контур. Так, на интервале 8 2—网 ТОК проводят тиристор Т《и диод Д2, а на интервале В5 — В6 — тиристор 7\ и диод Д3. Кривые токов тиристоров и диодов показаны на рис. 8.6, в—е.
АИН при рассматриваемой форме кривой выходного напряжения Позволяет осуществлять его регулирование в диапазоне от нуля до Наибольшего значения изменением угла а от 0 до 180°. Наибольшему значению выходного напряжения соответствует кривая 史日(/) на рис. 8.3, б. На рис. 8.7 приведены кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения инвертора При регулировании. Изменение амплитуд гармонических подчиняется зависимости
U侬=sinya/2, (8.2)
门e v = 1, 3, 5, 7, 9,… 一 номера гармоник.
Как видно из рис. 8.7, в кривой выходного напряжения при р落 гулировании имеется довольно значительное содержание наинизшед 3-й гармоники, наиболее трудно подвергаемой фильтрации. Для y』yq： шения гармонического состава целесообразно переходить к ШИР ^ числом импульсов на протяжении периода К> 2 (например, К = 8;
Рис. 8.8. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР приК = 8Рис. 8.8. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР приК = 8Рис. 8.9. Кривые выходного напряжения АИН при однополярной (а) и двуполярной (6) ШИМРис. 8.9. Кривые выходного напряжения АИН при однополярной (а) и двуполярной (6) ШИМ
Рис. 8.8. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР при
К = 8
Рис. 8.8. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР при
К = 8
Рис. 8.9. Кривые выходного напряжения АИН при однополярной (а) и двуполярной (6) ШИМ
Рис. 8.9. Кривые выходного напряжения АИН при однополярной (а) и двуполярной (6) ШИМ
см. рис. 8.4). Для получения формы кривой с К> 2 интервал 屮= =180° разбивают на К/2 интервалов, в которых производят переключение используемых в инверторе ключевых элементов (тиристоров или транзисторов). При этом У「°』а (длительность выходных имиул-ь- сов) изменяется в диапазоне от 0 до 2/К • 180°. На рис. 8.8 приедены кривые, характеризующие относительный гармонический сост疝 выходного напряжения (см. рис- 8.4) при регулировании.
Формирование кривой выгодного напряжения инверторас уменьшенным содержанием гармонических
Содержание гармонических может быть существенно снижено
при использовании широтно-импульсной модуляции (ШИМ), 聴 которой кривая выходного напряжения инвертора формируется^ виде импульсов, промодулиров^нных по синусоидальному зако理 (рис. 8.9, а). Применение ШИМ обеспечивает преимущественное'嚼 держание в кривой выходного напряжения основной гармоники з鱷 и минимальное содержание высших гармонических с близкими^ основной гармонике частотами (в частности, 3-й, 5-й и 7-й), хотя г曠 моники с более высокими частотами могут быть значительны. Ну эти гармонические могут быть легко отфильтрованы с помощью 叩魄 текших фильтров, устанавливаемых перед нагрузкой. Регулировав^ выходного напряжения (действующего значения его первой гармони^»
осуществляется изменением ширины 'выходных, импульсов (глубины модуляции).
Кривая выходного напряжения, показанная на рис. 8.9, а, характеризует однополярную ШИМ, так как выходные импульсы в течение пол упер и ода имеют одинаковую полярность. Применяется также двуполярная ШИМ, при которой вместо пауз в кривой выходного напряжения на рис. 8.9, а содержатся импульсы противоположной полярности.
На рис. 8.9, 6 показана двуполярная кривая выходного напряжения, получаемая одним из методов улучшения гармонического состава выходного напряжения. Поскольку он обеспечивает исключение некоторых, в частности наиболее нежелательных низших гармонических (3-й и 5-й или 5-й и 7-й), его называют методом и з- бирательного исключения гармонических.
Метод основывается на задании фиксированных углов 丫】и 丫纟 переключения тиристоров в инверторе. При у〕= 23,62° и уз =33,3° в кривой выходного напряжения отсутствуют 3-я и 5-я гармоники, а при у】=16,25° и у2 = 22,07° — 5-я и 7~я.
Регулирование выходного напряжения можно производить либо по цепи питания, либо с помощью самого инвертора путем изменения фазового сдвига сигналов управления одной пары тиристоров полумоста относительно сигналов управления другой пары при переключении тиристоров в каждом полумосте с указанными значениями углов у.
СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ И РЕГУЛИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГОНАПРЯЖЕНИЯ ТРЕХФАЗНЫХ ДИН
Трехфазные АИН выполняют по мостовой схеме (рис. 8.10), состоящей из шести тиристоров Т^——TG и шести диодов Д^——Д6. Диоды включены встречнО'Параллельно тиристорам и выполняют ту же функцию, что и аналогичные диоды в однофазной схеме (см. рис. 8.2).
Рис. 8.10. Схема главных цепей трехфазного мостового АИН
Рис. 8.11. Кривые линейных напряжений трехфазного мостового АИН в режиме 屮=180п (а) и при
ШИР с К〃'Н = 4 (б)
Нагрузка активно-индуктивного характера включена звездой (мо^ет применяться и включение треугольником). В качестве вентилей могут сл)гжить одно- и двухоперационные тиристоры или транзисторы (к0Д1\ мутационные узлы, необходимые при использовании однооперавдон- ных тиристоров, на рис. 8.10 не показаны).*
При рассмотрении процессов формирования кривой выходного напряжения все вентили считаем идеальными ключами.
Трехфазные инверторы допускают те же способы формирования кривой выходного напряжения, что и однофазные. Рассмотрим наиболее распространенные способы формирования кривой выходного напряжения: при неизменной длительности проводимости тиристоров 屮 =180® и широтно-импульсный способ (рис. 8.11).,
Формирование и регулирование выходного напряженияинвертора при неизменной длительности проводимоститиристоров 屮= 780°
Данному способу формирования кривой выходного напряжения инвертора отвечает алгоритм переключения тиристоров на рис. 8.12, а. Каждый тиристор проводит ток в течение 屮=180°,. Последовательность вступления тиристоров в работу соответствует порядку следования их номеров при относительном фазовом сдвиге в 60®. Тиристоры, относящиеся к одной фазе (например, тиристоры Т1 и Т4 фазы Д), не могут быть открыты одновременно. При рассматриваемом алгоритме переключения исключается также одновременное закрытое состояние тиристоров одной фазы. В любой момент времени одновременно проводят ток три тиристора, два из которых относятся к какой-либо одной (катодной или анодной) группе, а один ——к другой (соответственно анодной или катодной) группе, т. е. 123, 234, 345, 456 и т. д.
Кривые линейных напряжений на нагрузке показаны на рис. 8.12, б——г, а кривые фазных напряжений — на рис. 8.12, д—ж.
Кривая линейного напряжения состоит из импульсов с амплитудой £ чередующейся полярности длительностью в 120®, разделенных паузой в 60е. Напряжения 〃厶& 〃笈с, uca сдвинуты по фазе на угол в 1200. Импульсы напряжения с амплитудой Е положительной или отрицательной полярности создаются при проводимости накрест лежащих тиристоров двух фаз, определяющих рассматриваемое линейное напряжение. Так, например, в кривой иЛв (рис. 8.12, б) импульсы напряжения положительной полярности получаются при открытых тиристорах Тз и Т&, а импульсы напряжения отрицательной полярности —— при открытых тиристорах 7\ и Г6 (см. рис. 8-Ю). Интервалам паузы в кривых линейных напряжений соответствуют открытые состояния тиристоров общей группы (катодной или анодной) двух фаз, формирующих линейное напряжение. Интервалы паузы в кривой Uab характеризуются одновременно открытыми тиристорами и 73 или 北 и TQ.
Фазные напряжения ид0> 〃石о, 〃со (рис. 8.12, d—兆)имеют вид ступенчатой кривой со значениями напряжения 3/3 Е и 2/3 £. Это он*
Рис. 8.12. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН при 屮=180°Рис. 8.12. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН при 屮=180°значением Ул (1)значением Ул (1)XL Е = 0,78£. ТСXL Е = 0,78£. ТС=^— £ = 0,45Е. Амплитуды=^— £ = 0,45Е. Амплитуды
Рис. 8.12. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН при 屮=180°
Рис. 8.12. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН при 屮=180°
значением Ул (1)
значением Ул (1)
XL Е = 0,78£. ТС
XL Е = 0,78£. ТС
=^— £ = 0,45Е. Амплитуды
=^— £ = 0,45Е. Амплитуды
ределяется тем, что в любой момент времени одновременно проводят ток три тиристора инвертора, подключающие нагрузки в фазах Z% Z&, Zc на напряжение источника питания £ таким образом, что две из них (например, ZA и Zc на интервале 0—60е, рис. 8.12, о) включаются параллельно между собой и последовательно с третьей (в данном случае Z^) нагрузкой. В связи с этим очевидно, что в условиях равенства сопротивлений нагрузки в фазах Za = ZB = Z。(нагрузка симметричная) напряжения фаз, нагрузки которых включены параллельно, равны ±% £, а напряжение фазы, нагрузка которой включена последовательно, равно ±2/3 £. Фазные напряжения также имеют взаимный фазовый сдвиг в 120°.
Форма кривой выходного напряжения инвертора является удовлетворительной для работы ряда нагрузок, в частности для питания асинхронных двигателей. В кривой выходного напряжения отсутствуют четные гармоники, а также гармоники, кратные трем. Низшими гармоническими являются 5-я и 7-я [см. формулу (6.57)]. Характер распределения амплитуд гармонических в линейном напряжении подчиняется
2口
зависимости илт^ = с, а в
2 фазном напряжении U^ — Е.
YR
Основная (1-я гармоника) в линейном напряжении составляет илт(1)= 2
=Е = 1,1£ с действующим
Аналогичные параметры основной гармоники в фазном напряжении 2
РйВнЬК Uфт!— £ 0,64£ И Uф ⑴
20 и 14,3% от амплиту-20 и 14,3% от амплиту-5-й и 7-й гармоник равны соответственно Дьт основной гармоники.
20 и 14,3% от амплиту-
20 и 14,3% от амплиту-
Регулирование выходного напряжения инвертора при рассмотренной форме кривой производят по цепи питания, например, применением на входе инвертора управляемого выпрямителя или импульсного преобразователя постоянного напряжения.
Широтно-импульсный способ формированияи регулирования выходного напряжения инвертора
Принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазных АИН при ШИР подобен однофазным ЛИН. В кривой линейного напряжения вместо одного импульса длительностью 2л/3手 (см. рис. 8.11, а) при 屮=180° необходимо получить несколько импульсов (например, два) длительностью а, регулируемой от 0 до n/З, с паузой между ними 卩=n/З — а (см. рис. 8.11, б). Задачу решают
К%
Т5
UAB
Г 60° 180° JZ7/70 420° 540° 600°
путем проведения в инверторе по окончании интервалов а до; полнительных переключений так, чтобы на интервале 卩 одноА временно были открыты три ти-- ри стора, относящи еся к одной (катодной или анодной) группе.
Рис. 8.13. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного моего* вого АИН с ШИР при К』.н = 4
0° 60° 72«° 7%° 247° да° да0
ЖЙЕ：譽.™нии『『М*“вмми
ваш：
а
制
5)
ил“
Рис. 8*14, Временные диаграммы, 才 люстрирующие принцип формироваяЯ^ кривых линейного и фазного напряя^ ний трехфазного мостового АИН с Щ^« при Кл.н = 8 (и) и Кл.н =〔2 (⑨"
侬
При этом проводящие тиристоры и шунтирующие их диоды на интервалах 0 создают короткозамкнутую связь всех трех фаз (выводов) нагрузки по шине «+-» или 《一» источника питания, что обеспечивает равное нулю напряжение на нагрузке. Фазные токи активноиндуктивной нагрузки на интервалах 0 замыкаются между фазами в образовавшейся короткозамкнутой цепи. В связи с этим последовательность переключения тиристоров в инверторе с ШИР при формировании кривой напряжения, соответствующей рис. 8.11, 6, должна быть такой: 123, 135, 234, 246, 345, 135, 456, 246 и т. д.
Рассмотрим принцип формирования и регулирования напряжения, обеспечиваемый режимом управления (алгоритмом переключения) тиристорами (рис. 8.13, а). На протяжении периода каждый тиристор находится в проводящем состоянии в течение трех интервалов дли- тельно'стью 60° + а, 60° и 0. При этом открытому состоянию тиристора одной фазы (например, тиристору 7\) отвечает закрытое состояние другого тиристора той же фазы (в данном случае тиристора Дополнительные переключения по сравнению с режимом, показанным на рис. 8.12, о, как отмечалось, необходимы для осуществления одновременной проводимости трех тиристоров, относящихся к общей группе, т. е. для создания в кривой выходного напряжения интервалов паузы р. Так, на интервале от 60°——0 до 60° открыты тиристоры Тъ Тз，丁5，на интервале от 120°—0 до 120° — тиристоры Т2, Т4,詳, на интервале от 180°—0 до 180° — тиристоры 7\,禽，北，и т. д. На интервалах а формирование импульсов в кривых линейного и фазного напряжений инвертора (рис. 8.13, 6—ж) происходит так же, как и при алгоритме переключения тиристоров в соответствии с рис. 8.12, а. В результате кривая линейного напряжения содержит четыре импульса на протяжении периода (К〃_н — 4) с амплитудой Е、 а кривая фазного напряжения ——шесть импульсов (К(ь.н = 6) с амплитудой, равной 1/3 Е и 2/3 Е (рис. 8.13,6——ж).
Трехфазные АИН допускают ШИР и при большем числе импульсов в кривых линейного и фазного напряжений. Поскольку в кривой фазного напряжения на интервале в 60° в общем случае может быть целое число импульсов:
А^ф.нбо0 = 1, 2, 3, 4, 5,(8.3) то число импульсов в этой кривой на протяжении периода
К飢н = 6, 12, 18,24, 30,...,(8.4)
н соответственно число импульсов в кривой линейного напряжения на протяжении периода
Кл.н = 2/ЗДф.н = 4, 8, 12, 16, 20,(8.5)
Алгоритмы переключения тиристоров при Кл*н> 2 выполняются по аналогии с рассмотренным режимом управления (рис. 8.13, о). На рис. 8.14,о,6 приведены алгоритмы переключения тиристоров соответственно при Кл.н = 8 и Кл.н = 12.
Необходимость увеличения числа импульсов в кривой выходного напряжения инвертора обусловливается стремлением улучшить его гармонический состав при регулировании. Зависимости относительного гармонического состава линейного напряжения АИН при К〃.н — = 4, Кл,н = 8 и Кмн = 12 показаны на рис. 8.15, а—в. При Кл.н = =4 в выходном напряжении инвертора имеется довольно значитель-
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АИН с ШИР при К〃 н = 4 (а), К〃.н = 8
(б) и Лл.н = 12 ⑻
ное содержание 5-й и 7-й гармоник, причем при aV 15° их значения соизмеримы с основной гармоникой. При К〃.н = 8 в выходном напряжении велико содержание 11-й гармоники. При Кл.н = 12 относительный гармонический состав примерно такой же, как в случае регулирования выходного напряжения по цепи питания с использованием кривой рис. 8,11, а. В частности, этим видом кривой определяются значения гармонических на верхнем пределе регулирования при ШИР (а = 60°, а — 30°, а = 20°; рис. 8.15, а—в).
При определении амплитудных или действующих значений напряжения гармонических данные, получаемые из рис. 8.15, а——& необходимо умножить соответственно на 1,1 Е или 0,78 Е.
УЧЕТ КОММУТАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ В АИН
Рассмотренные способы формирования кривой выходного напряжения АИН базируются на проведении в соответствующей последовательности переключений полупроводниковых приборов, используемых в качестве ключевых элементов инверторного моста. В подавляющем большинстве способов формирования ключевые элементы» относящиеся к общей фазе (полумосту), переключаются поочередно^ т. е. отпиранию одного элемента отвечает запирание другого элемента, и наоборот.
В инверторах на транзисторах указанный режим работы осуще* ствляется снятием отпирающего сигнала с базовой цепи одного транзистора и подачей его в базовую цепь другого транзистора той же фазы. Необходимость учета этого режима связана с рассеянием энергии в транзисторах (коллекторных р-п-переходах) при переключениях («коммутационные» потери) и протеканием через них и источник пи
тания импульса «сквозного» тока на коротких интервалах, когда оба транзистора открыты.
В тиристорных инверторах для проведения операций переключения (во избежание короткого замыкания источника через последовательно включенные тиристоры обще访 фазы) перед отпиранием одного тиристора следует предварительно запереть друго访 тиристор. Это требует сокращения интервалов проводимости тиристоров на время 8, что учитывают при построении системы управления инвертором. Так, например, если формируется кривая выходного напряжения с ф — 180°, то реальная длительность проводимости тиристоров должна составлять 屮=180°——6. В инверторах на двухоперационных тиристорах в течение интервала 6 подается импульс отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора, который нужно запереть. В инверторах на однооперационных тиристорах интервал 6 соответствует запиранию тиристора под qe访ст- вием узла принудительной коммутации.
Режим поочередного запирания тиристоров в каждой фазе осуществляется так называемым фазным узлом принудительной коммутации с общим коммутирующим конденсатором. Один такт перезаряда конденсатора в таком коммутационном узле обеспечивает запирание тиристора анодной группы, а другой ——катодной группы.
/В АИН наибольшее применение получили фазные узлы принудительной параллельной коммутации, выполняемые на основе схемы рис. 7.6, а. Построение такого коммутационного узла (КУ) для схемы однофазного полумостового инвертора показано на рис. 8.16, а. В однофазном мостовом инверторе нужны два аналогичных КУ, а в трехфазном — три. Поскольку процессы, протекающие во всех этих схемах, на этапах коммутации одинаковы, их удобно рассмотреть на примере схемы рис. 8.16, а.、
Коммутационные процессы проанализируем при d ' г^ании двуполярной кривой, соответствующе访 рис. 8.3, 6.^^ние
связано с поочередным отпиранием и запиранием ▼、^
фазы. В отличие от мостового инвертора амплиг пульсов в полумостовом инверторе (рис. 8.16,广
Меньше. Это обусловлено тем, что при проводя*、
Ка здесь подключается не на полное напряж
Е, а на напряжение 0,5Е конденсатора Cj Для создания искусственно访 средней точи считать емкости этих конденсаторов дг 融ени只 на них неизменными и равны此4。
Коммутационные процессы в cxf^й 一 усилительный
Поочередными перезарядами комм'
.усилителя 143.
Необходимость увеличения числа импульсов в кривой выход -w напряжения инвертора обусловливается стремлением улучшитьН<5Л° гармонический состав при регулировании. Зависимости относите61,0 ного гармонического состава линейного напряжения АИН при Кл
Кл.н == 8 и Ктн = 12 показаны на рис. 8.15, а~в. При К；" } 4 в выходном напряжении инвертора имеется довольно значител~~
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АМН с ШИР при Кл.н = 4 (а), Кл.н = 8 ⑹ и Кл.н = 12 (5)Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АМН с ШИР при Кл.н = 4 (а), Кл.н = 8 ⑹ и Кл.н = 12 (5)
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АМН с ШИР при Кл.н = 4 (а), Кл.н = 8 ⑹ и Кл.н = 12 (5)
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АМН с ШИР при Кл.н = 4 (а), Кл.н = 8 ⑹ и Кл.н = 12 (5)
ное содержание 5-й и 7-й гармоник, причем при aV 15° их значения соизмеримы с основной гармоникой. При К^.н = 8 в выходном напряжении велико содержание 11-й гармоники. При Кл.н = 12 относительный гармонический состав примерно такой же, как в случае регулирования выходного напряжения по цепи питания с использованием кривой рис. 8.11, а. В частности, этим видом кривой определяются значения гармонических на верхнем пределе регулирования при ШИР (а = 60°, а = 30°, а = 20°; рис. 8.15, а—6).
При определении амплитудных или действующих значений напряжения гармонических данные, получаемые из рис. 8.15, а——& необходимо умножить соответственно на 1,1 Е или 0,78 Е.
УЧЕТ КОММУТАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ В АИН
Рассмотренные способы формирования кривой выходного напряжения АИН базируются на проведении в соответствующей последовательности переключений полупроводниковых приборов, используемых в качестве ключевых элементов инверторного моста. В подавляющем большинстве способов формирования ключевые элементы, относящиеся к общей фазе (полумосту), переключаются поочередно, т. е. отпиранию одного элемента отвечает запирание другого элемента и наоборот.
В инверторах на транзисторах указанный режим работы осуще* ствляется снятием отпирающего сигнала с базовой цепи одного транзистора и подачей его в базовую цепь другого транзистора той же фазы. Необходимость учета этого режима связана с рассеянием энер- %и в транзисторах (коллекторных р-п-переходах) при переключениях («коммутационные» потери) и протеканием через них и источник питания импульса «сквозного» тока на коротких интервалах, когда оба транзистора открыты.
В тиристорных инверторах для проведения операций переключения (во избежание короткого замыкания источника через последовательно включенные тиристоры общей фазы) перед отпиранием одного тиристора следует предварительно запереть другой тиристор. Это требует сокращения интервалов проводимости тиристоров на время 6, что учитывают при построении системы управления инвертором. Так, например, если формируется кривая выходного напряжения с 屮 =180°, то реальная длительность проводимости тиристоров должна составлять 屮=180°——6. В инверторах на двухоперационных тиристорах в течение интервала 6 подается импульс отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора, который нужно запереть. В инверторах на однооперационных тиристорах интервал 6 соответствует запиранию тиристора под действием узла принудительной коммутации.
Режим поочередного запирания тиристоров в каждой фазе осуществляется так называемым фазным узлом принудительной коммутации с общим коммутирующим конденсатором. Один такт перезаряда конденсатора в таком коммутационном узле обеспечивает запирание тиристора анодной группы, а другой —— катодной группы.
В АИН наибольшее применение получили фазные узлы принудительной параллельной коммутации, выполняемые на основе схемы рис. 7.6, а. Построение такого коммутационного узла (КУ) для схемы однофазного полумостового инвертора показано на рис. 8.16, а. В однофазном мостовом инверторе нужны два аналогичных КУ, а в трехфазном — три. Поскольку процессы, протекающие во всех этих схемах, на этапах коммутации одинаковы, их удобно рассмотреть на примере схемы рис. 8.16, а.
Коммутационные процессы проанализируем при формировании Двуполярной кривой, соответствующей рис. 8.3, б. Ее получение связано с поочередным отпиранием и запиранием тиристоров одной фазы. В отличие от мостового инвертора амплитуда выходных импульсов в полумостовом инверторе (рис. 8.16, а) оказывается вдвое Меньше. Это обусловлено тем, что при проводящем тиристоре нагрузка здесь подключается не на полное напряжение источника питания Е, а на напряжение 0,5£ конденсатора Ci или С2, предназначенных для создания искусственной средней точки источника питания. Будем считать емкости этих конденсаторов достаточно большими и напряжения на них неизменными и равными ±0,5 Е.
Коммутационные процессы в схеме рис, 8.16, а обусловливаются поочередными перезарядами коммутирующего конденсатора в кон-
Предположим, что к моментуПредположим, что к моментуРис. 8.16. Схема однофазного полумостов ого АИН с параллельной коммутацией (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)Рис. 8.16. Схема однофазного полумостов ого АИН с параллельной коммутацией (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)
Предположим, что к моменту
Предположим, что к моменту
Рис. 8.16. Схема однофазного полумостов ого АИН с параллельной коммутацией (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)
Рис. 8.16. Схема однофазного полумостов ого АИН с параллельной коммутацией (а)； временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)
туре либо с тиристором гк1, либо с тиристором % и протекают 、解 добно процессам в схеме двухтактного ИППН (см. рис. 7.21 弋 В коммутационном узле также проявляется эффект последовательна " накопления энергии, в связи с чем напряжение на конденсаторе (/潇 здесь также определяют из условия установления равенства энергий дополнительно поступающей и теряемой в КУ в процессе перезаряп конденсатора. У ста нови вшему ся циклу перезаряда также соотв 辞 ствует кривая рис. 7.21, ж. Такими же получаются и значения на； ряжения U(0) перед коммутацией тиристоров —— от 1,5 £ до 2,5°£”
Рассмотрим более подробно процессы, протекающие в схеме '
времени 厶 проводит ток тиристор △• К нагрузке приложено напр^ жение 0,5 Е, а конденсатор зам. жен до напряжения U(0, (pHq 8.16, 6, г). Полярности напряжений & и ис указаны на рис. 8.16, а без скобок. Через открытый / ристор 厶 в нагрузку протекает ток iH.
В момент времени 厶 от систе мы управления инвертором посту,- пает отпирающий импульс на тн。 ри стор Tr2 . Открывши й ся тиристор 7K2 и встречно-параллельно включенные тиристор 九 и диод % образуют контур колебательного перезаряда конденсатора Ск. На начальном интервале , ^―?2 (рис. 8.16, 3) ток /с? изменяющийся по синусоидальному закону, протекает через тиристор Т2 на- варечу току 兀，вследствие чего ток тиристора уменьшается до нуля.
После достижения током ic величины тока нагрузки tH = /(Q), принимаемого на этапе коммутации неизменным, ток 记 продол,- жает протекать в том же контуре? но уже через диод Д2- На итггер- вале %—4 к тиристору 7\ 叩口彳 кладывается обратное напряжен^ (рис. 8.16,明 равное падению 啥 пряжения на диоде от протеканр且 через него разности токов 1С 一;密 В момент времени /3 ток диода •破 равен нулю и диод запирается’*箝
Напряжение на конденсатор^ моменту времени 友 обычно больДй
£н имеет обратную полярность, в связи с чем создаются необходимые условия для отпирания диода Д\. При отпирании диода Д± полярность напряжения на нагрузке изменяется(рис. 8.16, б) и образуется контур протекания тока /н активно-индуктивной нагрузки, а также контур перезаряда коммутирующего конденсатора на завершающемся интервале %——友.Контур протекания токов /н и гс на рис. 8.16, а показан пунктиром. По окончании перезаряда напряжение U(0) на конденсаторе равно напряжению на нем до начала перезаряда, но имеет обратную полярность. Полярность напряжения U(0) соответствует той, которая необходима для последующей коммутации тиристора
По окончании в момент времени % коммутационного процесса перезаряда конденсатора Ск, в течение которого выполняются условия для восстановления запирающих свойств тиристора Т3, подается сигнал управления на отпирание тиристора Т、(рис. 8.16, б). Однако этот тиристор не будет проводить тока /И) так как он имеет направление, противоположное прямому направлению тиристора Т\, в связи с чем ток (1 продолжает протекать через диод R» Ток нагрузки из-за наличия в ней индуктивности с момента времени % уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени т = 厶口/Rh. Энергия, запасенная в индуктивности нагрузки на этапе проводимости тиристора 丁2，отдается в цепь источника питания (конденсатор С О и активное сопротивление нагрузки.
Ток /н начинает протекать через тиристор 7\ с момента времени % (рис. 8.16,吕)，когда ток нагрузки, протекающий через диод Дъ становится равным нулю. С момента времени & направление тока iH изменяется и нагрузка вновь начинает потреблять энергию от источника питания (конденсатора С0. Ток нагрузки нарастает по экспоненциальному закону с постоянной времени т =厶"Ан, стремясь к значению EI2Rr. В случае возможного изменения параметров нагрузки LH и /?н, а в связи с этим и момента времени /5 перехода тока iH через нуль, возникает необходимость в управлении силовыми тиристорами АИН (выданном случае 7\ и Т2) «широкими» импульсами, или «пакетами» импульсов. В противном случае отпирания силового тиристора в нужный момент может не произойти. '
В момент времени 4 отпирается тиристор Тк1. Процессы, протекающие в схеме, аналогичны рассмотренным и связаны с запиранием тиристора 7\, а также формированием напряжения положительной полярности на нагрузке.
Рассмотренную схему характеризуют сравнительно высокое напряжение U(0) на коммутирующем конденсаторе и обусловленные им Повышенные значения прямого и обратного напряжений на коммутирующих тиристорах (до 2,5 £). Максимальное напряжение на силовых тиристорах Т! и Т3 не превышает значения Е.
На рис. 8.17, а приведена схема полумостового инвертора, в которой предусмотрены меры по уменьшению напряжения на конденсаторе. Задача решена введением элементов /?с, 几】и Дс2, предназначенных для отвода (сброса) избыточной энергии от конденсатора. Отвод избыточной энергии осуществляется после каждого такта пе-
Рис. 8,17. Схема однофазного полумостового А ИН с параллельной коммутацией и цепью сброса (а)； временное диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)Рис. 8,17. Схема однофазного полумостового А ИН с параллельной коммутацией и цепью сброса (а)； временное диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)Рис. 8.18. Фазовый портрет процесса перезаряда коммутирующего кон- денсатора в схеме АНН рис. 8J7, аРис. 8.18. Фазовый портрет процесса перезаряда коммутирующего кон- денсатора в схеме АНН рис. 8J7, а
Рис. 8,17. Схема однофазного полумостового А ИН с параллельной коммутацией и цепью сброса (а)； временное диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)
Рис. 8,17. Схема однофазного полумостового А ИН с параллельной коммутацией и цепью сброса (а)； временное диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (6 — е)
Рис. 8.18. Фазовый портрет процесса перезаряда коммутирующего кон- денсатора в схеме АНН рис. 8J7, а
Рис. 8.18. Фазовый портрет процесса перезаряда коммутирующего кон- денсатора в схеме АНН рис. 8J7, а
резаряда конденсатора путем его разряда до напряжения Е через^3^ п?сле моментГвр^ени Ч (рис. 8такой разряд осу.
по цепи с диодами ДС2 (рис. 8.17, а), а после момента воемени Л — по цепи с диодами Д2, Дсх- Сопротивление 凡 выби- nZ боХше характеристического сопротивления контура комму. 警爲 Z = (3-4- 5)ZJ, в связи с чем конденсатор разряжается напряжения £ по экспоненциальному закону. Вследствие указан- ныхХрядов начальное напряжение 嗯 на конденсаторе к началу каждой ^очередной коммутации равно Е. Уменьшение начального йХжения ^ конденсаторе перед коммутацией обусловливает не- на1 ^ нкоторые особенности протекания
электромагнитных процессов при
его перезаряде. Это иллюстрируют временные ди а гр аммы ри с. 8.17, в——е и фазовый портрет процесса перезаряда на фазовой плоскости (рис. 8.18). Нумерация точек на фазовой плоскости совпадает с индексами моментов времени на диа- гр аммах. 二
На интервале Z*—& (см. рис. 8.17, г, д) отличие от предыдущей схемы заключается в том, что, из- за начального напряжения U(0) = = Е напряжение на конденсаторе к моменту времени 勾 меньше Е. В связи с этим при запирании диода Д2 отпирания диода 〃i не про-
йсходит. После момента времени % конденсатор продолжает перезаряжаться по цепи нагрузки неизменным током t。=方氏=/(0) до напряжения Е. Лишь после этого отпирается диод Д^ и наступает завершающий этап процесса перезаряда (интервал 4—幻.Сразу же по окончании процесса перезаряда следует разряд конденсатора по цепи 〃1——厶к——Ас一4?—Е до напряжения Е (отвод от конденсатора избыточной энергии}. На этапе перезаряда конденсатора током iH = =/(0) (интервал t3——厶)в кривых 〃£%) и 〃丁乞① появляются линейные участки, обусловленные линейным законом изменения напряжения на конденсаторе. Аналогично протекает процесс перезаряда конденсатора и в следующем такте, связанном с коммутацией тиристора Т1.
Таким образом, напряжение ис = 〃巾 достигаемое на конденсаторе к концу перезаряда, определяет максимальное значение напряжения на конденсаторе, а напряжение 〃。= Е — его начальное напряжение U(0) перед коммутацией. По напряжению UCm производят выбор коммутируюгцих тиристоров. Оно зависит от напряжения Е} тока /(0) и характеристического сопротивления Z© (рис. 8.18):
%т т Е + zcl (0).(8.6)
Возможные значения UCm лежат в пределах от 1,2 Е до 1,8 Е. Мощность, теряемую в резисторе Rc при отводе избыточной энергии от конденсатора, определяют из соотношения
Pr = W (Ucm—ЕУ,(8.7)
где Д, — частота следования коммутационных процессов.
Например, при /к = 200 Гц, Ск = 20 мкФ, Е = 200 В и UCm = =1,8 占 мощность потерь составляет 51,2 Вт.
АВТОНОМНЫЙ ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА
Схема однофазного мостового АИТ приведена на рис. 8.19, 〃. В нее входит инверторный мост на тиристорах 7\—Т^ в диагональ которого включена активно-индуктивная нагрузка ZH, а параллельно ей —— конденсатор С. В цепи постоянного тока расположен дроссель Ld с достаточно большой и нду кти в но стью.
Кривая выходного напряжения 〃н = ^с формируется путем периодического перезаряда конденсатора С в цепи с источником питания Е и дросселем 1^ при поочередном отпирании накрест лежащих тиристоров инвертора. Конденсатор С, характер изменения напряжения во времени которого определяет 〃口, осуществляет запирание проводившей пары тиристоров при отпирании другой пары.
На рис. 8.19, 6——к показаны временные диаграммы для установившегося режима. Предположим, что до момента времени &/ = = sfi (где s ——выходная частота инвертора) проводят ток тиристоры 「1 я 7\(Рис- 8.19, б). При этом напряжение на конденсаторе имеет полярность, показанную на схеме без скобок. В момент времени 工
用用刃刃Рис. 8.19. Схема однофазного мостового АИТ (а) и его временные диаграмма (б — /с)Рис. 8.19. Схема однофазного мостового АИТ (а) и его временные диаграмма (б — /с)
用
用
刃
刃
Рис. 8.19. Схема однофазного мостового АИТ (а) и его временные диаграмма (б — /с)
Рис. 8.19. Схема однофазного мостового АИТ (а) и его временные диаграмма (б — /с)
подачей управляющих импульсов отц^殳 раются тиристоры 為，北，в результат! чего конденсатор С подключается 侬 раллельно тиристорам 7\, 7\. Под действием встречного тока конденсатора токи тиристоров Тъ Т2 быстро спадают до нуля, к тиристорам прикладывается обратное напряжение, определяемое напряжением конденсатора (рис. 8.19, з), и они переводятся в непроводящее состояние. Длительность действия обрати ного напряжения на тиристорах (время：, предоставляемое для восстановления их запирающих свойств) характеризуется интервалом, в течение которого напряжение отрицательной полярности на конденсаторе уменьшается до нуля (рис. 8.19, с) в процессе его перезаряда в цепи с источником питания, дросселем Ld и открытыми тиристорами 几 Т& (рис. 8.19, а). Этот интервал определяется углом 9 == /п во). Аналогично осуществляется запирание тиристоров Т3, Т《 при отпирании тиристоров 7\, 7\・
Кривая переменного напряжения на нагрузке (рис. 8.19, е) состоит из участков, соответству юш,и х каждому такту перезаряда конденсатора. Ток id (риё. 8.19, г), потребляемый от источника питания, благодаря большой индуктивности дросселя Ld достаточно хорошо сглажен и имеет малые пульсации. Этот ток поочередно протекает через тиристоры Т2 и 73, Т4, определяя форму кривых их анодных токов (рис. 8.19, Э, е), а также форму кривой тока инвертора % (рис. 8.19,宛)‘равного сумме токов нагрузки % и конденсатора 岳， -
При отпирании каждой пары накрест лежащих тиристоров конденсатор подключается отрицательным полюсом к точке а и положительным полюсом 手 точке 6, что определяет характер кривой иаб, приведенной на рис. 8.19, и. Напряжение на дросселе Ld равно разности иаб— Е (рис. 8.19, а, к). Еслн вР， небречь активным сопротивлением 号 мотки дросселя, то его напряжен^： а — Ldildt будет определяться толь^
Рис. 8.20. Кривые напряжения и токов однофазного мостового АИТ (а), его схема замещения (6) и простейшая векторная диаграмма (в)Рис. 8.20. Кривые напряжения и токов однофазного мостового АИТ (а), его схема замещения (6) и простейшая векторная диаграмма (в)
Рис. 8.20. Кривые напряжения и токов однофазного мостового АИТ (а), его схема замещения (6) и простейшая векторная диаграмма (в)
Рис. 8.20. Кривые напряжения и токов однофазного мостового АИТ (а), его схема замещения (6) и простейшая векторная диаграмма (в)
переменной составляющей при равной нулю постоянной составляющей. Из этого следует, что постоянная составляющая напряжения иаб равна Е、В свою очередь, это означает, что среднее значение напряжения на конденсаторе (нагрузке) в течение полупериода (рис. 8.19, s) также равно Е,
Ввиду наличия в схеме трех накопителей энергии (厶*, С,厶正)пол
ный теоретический анализ инвертора приводит к громоздким вычис
лениям, в связи с чем при анализе АИТ часто пользуются приближенным м е - тодом основной гармоник и, обладающим наглядностью и удобством при изучении процессов.
Этот метод состоит в замене кривых напряжения на нагрузке ин (рис. 8.19, в) и тока инвертора /я (рис. 8.19, ж) их первыми (основными) гармониками. Такая замена создает некоторую погрешность в расчетах, однако, как показывает эксперимент, она не превышает 10—15%. Для трехфазных АИТ, где указанные кривые меньше отличаются от синусоиды, точность расчетных соотношений получается выше. Важным
преимуществом метода основной гармоники является возможность применения векторных диаграмм для анализа режимов работы и характеристик АИТ.
В АИТ индуктивность входного дрос-
селя Ld обычно достаточно велика.
При анализе методом основной гармоники индуктивность дросселя принимают равной бесконечности. При таком предположе-
нии ток id получается идеально сглаженным, а кривые токов тиристоров и инвертора (ри(>^.19, д——ж) имеют прямоугольную форму. Кривые напряжения на нагрузке 〃貝 и тока инвертора »班 с учетом принятых допущений показаны на рис. 8.20, а. Первая гармоника тока инвертора 厶(1) связана с кривой тока % при 厶厘=оо соотношением
(8.8)(8.8)=/2 /匕⑴ sin Ы — 7^ sin(о/, тс
(8.8)
(8.8)
2
где—-— ld — действующее значение первой гармоники
тока инвертора; /d ——ток во входной цепи.
Таким образом, приняв напряжение 〃貝(①/) и ток J (①力 синусоидальными. анализ инвертора можно проводить по схеме замещения для первой (основной) гармоники (рис. 8.20, 5) с использованием векторной диаграммы рис. 8.20, в. Вектор напряжения (丿日 направляют по вертикальной оси. Вектор тока /н активно-индуктивной на-
7 _6360。 一 360е • /7 _6360。 一 360е • /грузки отстает от вектора (7Н на угол фн = arctg ~^^ • Вектор тока 1С опережает вектор напряжения UB на 90°. Следовательно вектор тока %q), равный сумме /н + /с, опережает вектор напря. жения Uh на угол 9. Опережающий характер вектора /и(1)является обязательным для АИТ, так как угол 9 определяет время, предоставь ляемое тиристорам для восстановления запирающих свойств:
7 _6
360。 一 360е • /
7 _6
360。 一 360е • /
(8.9)
где Т ——период; / ——выходная частота инвертора.
Угол 6 не может быть меньше величины 6 ^{11, которой соответствует минимально допустимое значение /п.в, равное времени выключения (восстановления запирающих свойств) используемых тирис« торов (4)：
0min = 360° •储・(8.10)
Для АИТ наибольший интерес представляет зависимость его выходного напряжения от тока нагрузки (выходная характеристика), определяемая в ходе последующего анализа.
Из векторной диаграммы рис. 8.20, s определим проекцию вектора тока /и(1)на вертикальную и горизонтальную оси:
/и(1)COS0 = /н cos Фн,(8.11)
/口⑴ sin 0 = /с —/н sin фн.(8.11а)
Физический смысл соотношений (8.11) становится ясным, если умножить их левые и правые части на。中 Выражение (8.11) при этом будет характеризовать баланс в схеме активной энергии, а выражение (8.11а)——реактивной энергии. Активная энергия (мощность), отдаваемая инвертором, потребляется нагрузкой Rh； реактивная мощность, потребляемая инвертором, равна разности мощностей генерируемой конденсатором и потребляемой нагрузкой. Необходимость в потреблении инвертором реактивной мощности связана с обеспечением угла 9 для запирания проводивших тиристоров. Разделив выражение (8.11а) на (8.11), получим
tge = _L二色…(8.⑵ /н//с COS 中н
Введя обозначениеi
8=/h〃c=1/(3CZJ(8.13}
соотношение (8.12) можно привести к виду
tg0 = l—^™Тн(8.14)
В cos 中н
Коэффициент В называют коэффициентом (факте ром) нагрузки.
Воспользуемся уравнением баланса активной мощности в инверторе, согласно которому в отсутствие потерь вся энергия, потребляемая от источника питания, отдается в нагрузку:
(8.15)(8.15)(8.16)(8.16)E'd ^^ U/h (1)cos 0.
(8.15)
(8.15)
(8.16)
(8.16)
Выразив в (8.15) /H(i)через /*, приходим к выражению £= 2j/2 /cose,
которое является частным случаем важнейшего для АИТ соотношения
(8.17)(8.17)Е = "цОн cos 0 ,
(8.17)
(8.17)
где 〃н — коэффициент, определяемый схемой инвертора.
Для однофазных схем (с нулевым выводом и мостовой) % = =2 /2 /к = 0,9, для трехфазной схемы с нулевым выводом ац = =3|/^(2乳)=1,17 и для трехфазной мостовой схемы 仪口 = 3J/"&n = н 2,34. Указанные значения коэффициентов известны из теории выпрямителей.
Выражение (8.17) используем для определения напряжения на нагрузке инвертора:
аи cos 0
В соответствии с формулой (8.14)
-Ц- =，tg2 8 + 1 = cos о-Ц- =，tg2 8 + 1 = cos о1；8 5也由y+ 1 .(8.19)
-Ц- =，tg2 8 + 1 = cos о
-Ц- =，tg2 8 + 1 = cos о
В cos /
Поскольку величина 1/cosQ зависит от параметров нагрузки К^, 厶口, напряжение 0口 инвертора также является зависимым от них. Соотношение (8.17) позволяет выявить важную для теории автономных инверторов тока зависимость
(8.20)(8.20)Рис. 8.21. ВекторРис. 8.21. Векторнаянаядиаграмма АИТдиаграмма АИТ"и = "л COS В,
(8.20)
(8.20)
Рис. 8.21. Вектор
Рис. 8.21. Вектор
ная
ная
диаграмма АИТ
диаграмма АИТ
где /7И = Е/аа —— расчетное надряжение инвертора, зависящее только от напряжения питания Е и схемы инвертора.
Указать напряжение U必 непосредственно на схеме инвертора нельзя, но им удобно пользоваться на векторных диаграммах (рис. 8.21), что оправдывает введение этого напряжения. Из выражения (8.20) следует, что вектор напряжения (7^ совпадает по направлению с вектором тока /и(1). Геометрическим местом конца вектора 〃и, например при изменении параметров нагрузки и стабилизации напряжения UB путем регулирова-
записи:записи:■безразмерной форме■безразмерной формеi=UF語手尸7i=UF語手尸7(8.21)(8.21)
записи:
записи:
■безразмерной форме
■безразмерной форме
i=UF語手尸7
i=UF語手尸7
(8.21)
(8.21)
ния напряжения Е, будет окружность, построенная на векторе Он как на диаметре.::
Выражение, описывающее выходные характеристики АИТ, На; ходят подстановкой (8.19) в (8.18) с последующим приведением к
Найденная зависимость определяет внешние (выходные)Найденная зависимость определяет внешние (выходные)для одной из точек среднейдля одной из точек среднейРис. 8.22. Внешние характеристики АИТРис. 8.22. Внешние характеристики АИТРис.Рис.
Найденная зависимость определяет внешние (выходные)
Найденная зависимость определяет внешние (выходные)
для одной из точек средней
для одной из точек средней
Рис. 8.22. Внешние характеристики АИТ
Рис. 8.22. Внешние характеристики АИТ
Рис.
Рис.
.,характе
ристики АИТ в общем виде. Их графическое изображение отряжает
зависимость относительного напряжения на нагрузке 乌-С^ от коэффи- Е
циента нагрузки S или 5 а = 5 cos(рн и характеризуется семейством кривых на рис. 8.22 при фиксированных значениях cos(pH.
Как следует из внешних характеристик АИТ, с ростом коэффициента нагрузки В (т. е. с увеличением тока нагрузки) выходное напряжение снижается.
Рассмотрим внешнюю характеристику пр и cosq)a =1, что соответствует чисто активной нагрузке и коэффициенту & = 8 =j/®C7?J
На рис. 8.23, а показаны кривые напряжения на конденсаторе (нагрузке) и на тиристоре инвер-
тора
Кривые выходного '晔 пряжения и напряжения на тир^ торе при различных токах нагрУ^0
области выходной характеристики (Ва =0,5+0,8). Вид кривые характеризуется экспоненциальным процессом перезаряда конденсатора с постоянной времени т = CRn. Напряжения на конденсаторе в начале и в конце каждого полупериода равны по величине и противоположны по знаку, а его среднее значение в течение пол упер и ода равно Е.
При переходе в область малых значений коэффициента 5а (больших сопротивлений R^ и, следовательно, малых токов нагрузки) постоянная времени т перезаряда конденсатора увеличивается (рис. 8.23, 6), что приводит к возрастанию угла 9, стремящегося при 5a ~>0 к 774. Кривая напряжения на конденсаторе приближается к треугольной форме. Равенство среднего за полупериод значения выходного напряжения напряжению Е достигается за счет увеличения амплитуды выходного напряжения. Этим объясняется повышение действующего значения напряжения на выходе инвертора при уменьшении тока нагрузки. При переходе к режиму холостого- хода (5а f °) напряжение на выходе инвертора неограниченно возрастает (в отсутствие потерь, т. е. в идеальном инверторе) и может превысить допустимые пределы для нормальной работы элементов (конденсатора, тиристоров). Ввиду опасности выхода из строя элементов вследствие перенапряжений режим холостого хода для рассматриваемого инвертора является недопустимым.
При переходе инвертора в режим больших токов нагрузки (5а> > 0,8) за счет уменьшения сопротивления 7?н постоянная времени перезаряда конденсатора уменьшается, вызывая уменьшение угла 9 (рис. 8.23, в). При том же напряжении питания Е напряжение на выходе инвертора также уменьшается и приближается к прямоугольной форме. Однако режим -~。口 = 1 Для инвертора невозможен^ поскольку угол 9 здесь равен нулю (см. рис. 8.22). Предел увеличения тока нагрузки (коэффициента Sa) характеризуется ординатой, для которой 9 = 9rain. Из выражения (8.21) находим
где 6rain определяется по формуле (8.10).
Возьмем в качестве примера / = 400 Гц и ZB = 100 • 10'6 с. Тогда 0пип =360 • 400 • 100 • 10一61 閣。，cos 6min =0,9686 и
鲁 ОнтМ = 1,03.
Е
Таким образом, на основании изложенного можно сделать вывод, что для рассматриваемой схемы инвертора недопустим режим холоо того хода и имеется предел увеличения тока нагрузки.
При активно-индуктивной нагрузке спадающий характер выходных характеристик сохраняется и обусловливается той же причиной, что и при чисто активной нагрузке. Отличие заключается в том, что индуктивность нагрузки осуществляет некоторую компенсацию реактивности конденсатора, что приводит к уменьшению угла 9 и вы-
ходного напряжения инвертора при тех же значениях параметра Ва. Этим объясняется смещение характеристик к оси ординат с уменьшением cosq)H.
Рассмотренную схему часто применяют с трансформ а* торным включением нагрузки (рис. 8.24). Использование трансформатора необходимо для получения требуемой ва
Рис. 8.24. Схема однофазного мостового АИТ с выходным трансфор' маторомРис. 8.24. Схема однофазного мостового АИТ с выходным трансфор' маторомРис. 8.25. Схема однофазного АИТ с нулевым выводомРис. 8.25. Схема однофазного АИТ с нулевым выводом
Рис. 8.24. Схема однофазного мостового АИТ с выходным трансфор' матором
Рис. 8.24. Схема однофазного мостового АИТ с выходным трансфор' матором
Рис. 8.25. Схема однофазного АИТ с нулевым выводом
Рис. 8.25. Схема однофазного АИТ с нулевым выводом
личины выходного напряжения при заданном напряжении Е, Процессы, протекающие в схеме, аналогичны рассмотренным. При замене 2^ на приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки Z；= =ZmM а также /н на /н = IJn и £7Н на U^ = nUH, где п ^ wjw^ — коэффициент трансформации трансформатора, все приведенные ранее соотношения остаются в силе и для схемы рис. 8.24. С учетом замены Ur наи Вя = —!— cos Фн на 区分= 1 cos q)H
внешние характеристики АИТ, приведенные на рис. 8.22, действительны и для схемы инвертора с трансформатором.
На рис. 8.25 приведена схема однофазного АИТ с нулевым выводом. Трансформатор имеет две первичные полуобмотки, которые подключены к тиристорам Т曾 Т2. Средний (нулевой) вывод связан дросселем Ld большой индуктивности с источником питания. Нагрузка Za подключена к вторичной обмотке, имеющей коэффициент трансформации п —，侬л 十侬—= ^_ , Про
畋侬2I
цессы в таком инверторе в принципе не отличаются от процессов в мостовом АИТ (см. рис. 8.19, а) и могут быть рассмотрены по тем же временным диаграммам (см. рис. 8.19, б—к).
При поочередном отпирании тиристоров 7\, Т2 происходят перезаряды конденсатора в цепи с источником питания и проводящим тиристором. При отпирании одного из тиристоров конденсатор подключается параллельно другому тиристору с полярностью напряжения, необходимой для запирания последнего. Поскольку конден-
〃丿〃丿勿勿а %оа %о2丿2丿3131e)e)3)3)川川00“АВ匐 0“АВ匐 0Рис. 8.26. Схема трехфазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (6 — я)Рис. 8.26. Схема трехфазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (6 — я)1ВТ产「т1ВТ产「т|沙|沙ВВ气о气о
〃丿
〃丿
勿
勿
а %
о
а %
о
2丿
2丿
31
31
e)
e)
3)
3)
川
川
0
0
“АВ
匐 0
“АВ
匐 0
Рис. 8.26. Схема трехфазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (6 — я)
Рис. 8.26. Схема трехфазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (6 — я)
1
ВТ产「
т
1
ВТ产「
т
|沙
|沙
В
В
气о
气о
сатор подключен параллельно вторичным обмоткам трансформатора, напряжения на обмотках и нагрузке определяются кривой напряжения на конденсаторе. Следовательно,
〃н --- 〃с/м. (8*23)
Вид кривой ис зависит от емкости конденсатора и приведенного к вторичной обмотке (конденсатору) сопротивления нагрузки Zh = n2ZH. С учетом той же замены параметров, что и для схемы рис. 8.24, приведенные ранее соотношения, а также выходные характеристики действительны и для однофазного АИТ с нулевым выводом.
Схема трехфазного параллельного АИТ выполняется по принципу однофазного. Инвертор (рис. 8.26, а) содержит трехфазный инверторный мост на тиристорах Т丄一 TQ с дросселем Ld во входной цепи. Нагрузка может быть включена треугольником или звездой. Конденсаторы С%, Св, Сс подключены пар аллельно нагрузке, но могут быть также соединены и звездой.
Длительность проводящего состояния каждого тиристора составляет 屮 =120°. При этом в любой момент времени открыты два тиристора, относящиеся к разным фазам. Чередование совместной работы тиристоров подчиняется такой последовательности: 12, 23, 34, 45, 56, 61, 12, ... (рис. 8.26, б). Отпирание тиристоров производят короткими импульсами, как и в однофазном инверторе, в момент начала их интервалов проводимости. Запирание каждого тиристора осуществляют с по-
мощью конденсатора, подключенного к его фазе, с момента отпира. ния следующего тиристора, относящегося к той же группе. Так запирание тиристора Ti осуществляется конденсатором СА при 涼 пирании тиристора Т3. Принцип действия схемы иллюстрируют временные диаграммы, приведенные на рис. 8-26, в——к.
Если принять Ld = оо, то во входной цепи инвертора будет протекать постоянный ток id =/* (рис. 8.26, в). Ток Id преобразуется прб водящими тиристорами в переменный ток инвертора £и, характеризующий здесь фазные токи /д 力上，^с (рис. 8.26, а——е). Фазные токи сдвинуты относительно друг друга на 120® и имеют вид прямоугольных импульсов длительностью в 120е с паузой в 60е. Действующее значение первой гармоники фазного выходного тока определяется соотношением
/и(1)— /л(1)== /в(1)= /с(1)=/*•(8.24)
Кривые выходного напряжения инвертора 〃再石,ивс, исд (рис. 8.26,宛——〃)составляются на протяжении периода из шести участков, характеризующих перезаряды конденсаторов С若，Св, Сс. Каждый участок кривых формируется при проводимости двух соответствующих тиристоров. Приближение к синусоиде кривых напряжения здесь лучше, чем в однофазных инверторах. Вид кривой напряжения на каждом тиристоре на этапе закрытого его состояния определяется напряжениями конденсаторов, подключаемых параллельно ему через проводящие тиристоры той же группы. Так, для тиристора Т] (рис. 8.26, к) на интервале 120——240®, когда проводит ток тиристор 力з，кривая 〃丁* определяется напряжением конденсатора СА (и^в), а на интервале 240—360®, когда открыт тиристор Т5 ——напряжением конденсатора &(〃<»).
При использовании метода основной гармоники и векторных диаграмм расчет трехфазного мостового инвертора проводят по его фазному напряжению в предположении, что нагрузка и конденсаторы соединены звездой (рис. 8.27) (при включении ZH и С треугольником их следует пересчитать в звезду). Соотношения (8.9)——(8.14) с учетом (8.24) действительны и для трехфазного инвертора. Соотношение (8.17), а затем и последующие получают из уравнения баланса мощности по аналогии с (8.15). Для трехфазного АИТ имеем
Рис. 8.27. Схема соединения звездой нагрузки и конденсаторов в трехфазных АИТРис. 8.27. Схема соединения звездой нагрузки и конденсаторов в трехфазных АИТEId = 3(7Н.Ф/И(1)cos 0, (8.25) где Он.ф —— фазное напряжение.
Рис. 8.27. Схема соединения звездой нагрузки и конденсаторов в трехфазных АИТ
Рис. 8.27. Схема соединения звездой нагрузки и конденсаторов в трехфазных АИТ
К соотношениям (8.17), (8.18) приходим после подстановки в (8.25) выражения (8.24). Коэффициент 〃и, как указывалось, равен 3厂6/窮=2,34. С учетом этого коэффициента, а также равенства Zh = /н.ф =Z若ф = Z^ — /сф в^ ходные характеристики на рис. 8.2/ действительны и для трехфазного параллельного инвертора тока.
АИТ С ОБРАТНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ
Близкая к синусоиде форма кривой выходного напряжения АИТ (особенно трехфазных) является существенным их преимуществом по сравнению с автономными инверторами напряжения. По этой причине АИТ имеют предпочтительное использование в качестве источников напряжения неизменной частоты (например, 50 или 400 Гц). Однако сильная зависимость вы
ходного напряжения АИТ от параметров нагрузки вынуждает принимать меры по управлению и стабилизации выходного напряжения.
Как отмечалось, основной причиной нестабильности выходного напряжения в АИТ является из
менение соотношения проводимос
тей конденсатора и нагрузки (т. е. Рис, 8・28. Структурная схема АИТ 。 I'с компенсатором
реактивной мощности конденсато-产
ра, а также активной и реактив
ной составляющих мощности нагрузки). Изменение этого соотношения приводит к изменению угла 9 и напряжения на нагрузке (8.18).
Задачи регулирования и стабилизации выходного напряжения АИТ решают одним из следующих способов: а) изменением напряжения питания Е путем использования во входной цепи инвертора уп* равляемого выпрямителя или импульсного преобразователя постоянного напряжения; б) введением в схему инвертора компенсирующего устройства (компенсатора), с помощью которого осуществляется управление соотношением указанных мощностей. В случае применения компенсатора К последний включают параллельно выходной цепи инвертора (рис. 8.28) с целью изменения активной или реактивной мощности, потребляемой от АИТ, при изменении параметров нагрузки (тока нагрузки). В качестве компенсатора в АИТ служит обратный неуправляемый или управляемый выпрямитель либо индуктивно-тиристорный компенсатор (см. § 8.7).
Использование в качестве компенсатора неуправляемого выпрямителя основывается на том, что такой выпрямитель потребляет от источника переменного тока активную мощность, а управляемый выпрямитель ——как активную, так и реактивную мощность. Для увеличения к. п. д. инвертора выпрямитель со стороны постоянного тока включают на шины основного источника питания (рис. 8.29), так что выпрямитель В возвращает часть преобразованной инвертором Я энергии вновь в источник питания. Поэтому выпрямитель, обеспечивающий в схеме функцию компенсирующего устройства, называют обратным.
Рассмотрим работу АИТ с обратным выпрямителем (рис. 8.29)* Предположим, что обратный выпрямитель выполнен по той же схеме, что и инвертор. По переменному току выпрямитель подключен к инвертору через трансформатор Трв с коэффициентом трансформации
nB =侬仆/侬2в，а нагрузка ZH к инвертору — через инверторный трансформатор Тр^ с коэффициентом трансформации пи =
Рассмотрим вначале неуправляемый обратный выпрямитель (схе-
ратннм выпрямителемдиаграмма АИТ с неуп-
一 & равляемым обратным вы
прямителем
Векторная диаграмма АИТ с неуправляемым выпрямителем приведена на рис. 8.30.
Для выходной цепи инвертора действительно следующее векторное соотношение:
% = 'с + /； + /°.в， (8・26>
где /и — ток инвертора по первой гармонике (индекс 1 здесь и далее для простоты опускаем); 7； = /н/пи —— приведенный к первичной обмотке трансформатора Три ток нагрузки; /о.в ——входной ток обратного выпрямителя.
На векторной диаграмме, как и ранее (см. § 8.5), строим вектор приведенного к первичной обмотке Три напряжения нагрузки & = =/ги〃н, а также векторы токов ，；，/с. Известно, что входной ток неуправляемого выпрямителя совпадает по фазе с напряжением, в связи с чем вектор /о.в должен быть направлен вертикально, как и вектор напряжения [)；• В соответствии с указанным векторная диаграмма для токов выходной цепи инвертора будет иметь вид, показанный на рис. 8.30.
Стабилизирующему действию обратного выпрямителя (0出 =const， S； = const при E = const) будет отвечать постоянство угла 8 меж- 468
ду векторами 公(или 7И) и вектором напряжения %, а также неизменный ток /с — UJbC、Отсюда следует, что при изменении тока нагрузки конец вектора /о.в будет перемещаться по линии MNf проходящей параллельно вектору U^I^ и удаленной от него по оси абсцисс на величину тока /с* На рис. 8.30 в качестве примера пунктиром показана векторная диаграмма для другого значения тока нагрузки 7
Определим основные закономерности для АИТ g неуправляемым обратным выпрямителем. Для этого запишем уравнения связи выходного напряжения инвертора с напряжением питания £ и аналогичное соотношение для выпрямителя:
Е = %U； cos 0,(8.27)
Е = ав~ (7；,(8.27а)
или
Е =仪山/7H cos 6,(8.28)
Е =龜匹 14.(8.28a)
Считаем, что инвертор и выпрямитель выполнены по одной и той же схеме, т, е. аа 仪守 Из соотношений (8.28) находим
cos 0 = l/龜•(8.29)
Выражение (8.29) показывает, что угол 6 инвертора зависит только от коэффициента трансформации пв трансформатора Тр^ что обусловливает стабильность выходного напряжения инвертора. Согласно соотношениям (8.28),
% =丄区e=」-.(8.30)
°в ^и仇【"я CQS в
Рис. 8.31. Внешняя характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителемРис. 8.31. Внешняя характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителемВажный вывод, который также можно сделать на основании выражения (8.29), заключается в том, что, поскольку при конечном значении 6 cos 9 < 1, неуправляемый обратный выпрямитель применим только при понижающем коэффициенте трансформации выпрямительного трансформатора (nB> 1, 侬心> ' @2в)・
Рис. 8.31. Внешняя характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
Рис. 8.31. Внешняя характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
На рис. 8.31 показана внешняя Характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем в относительных .единицах. Вы ходная Характеристика состоит из двух участков. Участок а—В соответствует «бедственной» выходной хар актер исти- 处 АИТ. На этом участке напряже-
ние на выходе инвертора U； мало, обратный выпрямитель заперт и не принимает участия в работе В точке b выпрямитель вступает в работу, ограничивая дальнейшее увеличение вьь ходкого напряжения инвертора на уровне ив (в относительных едй. ницах). Участок Ь—с характеристики представляет собой отрезок прямой, параллельной оси абсцисс. Точка а характеризует граничный
Рис. 8.32. Принципиальная схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителемРис. 8.32. Принципиальная схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
Рис. 8.32. Принципиальная схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
Рис. 8.32. Принципиальная схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
режим работы инвертора по току. Ей соответствует минимальный угол 9 = 0тЕп» предоставляемый тиристорам инвертора для восстановления запирающих свойств.
В практических схемах АИТ с обратным выпрямителем подклю
чение последнего к выходу инвертора обычно осуществляют с по-
мошью автотрансформаторной связи, что позволяет исключить специальный трансформатор выпрямителя. Схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем приведена на рис. 8.32.- Она состоит из трехфазного инверторного моста на тиристорах 7\—Тб и выпрямительного моста на диодах Дг—Де. Дроссели Ld^ 厶於2 предназначены для обеспечения работы выпрямителя в режиме непрерывного тока. Первичная обмотка ^工 трансформатора имеет выводы, к которым подключены входы переменного тока обратного выпрямителя. Такое подключение создает необходимое рнижение
дельной обмотке w^ н для нее коэффициент трансформации 几口 =W Jw 2И.При использованиидельной обмотке w^ н для нее коэффициент трансформации 几口 =W Jw 2И.При использованиинапряжения на входе выпрямителя по сравнению с выходным напряжением инвертора (孔^ = wjw2^> 0- Нагрузка подключена к 。尸
дельной обмотке w^ н для нее коэффициент трансформации 几口 =W Jw 2И.
При использовании
дельной обмотке w^ н для нее коэффициент трансформации 几口 =W Jw 2И.
При использовании
управляемого обр атного
п р я м и т е л яп р я м и т е л я(см. рис. 8.29) с выхода инвертора потребляе^ дополнительно не только активная, но и реактивная мощность. ^3 теории управляемых выпрямителей известно (см. § 6.6), что ПРЙ
п р я м и т е л я
п р я м и т е л я
aRO первая гармоника входного тока (в данном случае i0.B) имеет отстающий фазовый сдвиг на угол а относительно входного напряжения (〃；). Таким образом, векторная диаграмма для токов (рис. 8.33) будет отличаться от векторной диаграммы на рис. 8.30
направлением вектора /о.в-
Чтобы определить основные закономерности для АИТ с управляемым обратным выпрямителем, составим уравнения связи Ua
Рис. 8.33. Векторная диаграмма АИТ с управляемым обратным выпрямителемРис. 8.33. Векторная диаграмма АИТ с управляемым обратным выпрямителемс £ по цепи инвертора и выпрямителя вида (8.27), (8.27а), (8.28), (8.28а). Соотношения (8.27), (8.28), характеризующие инвертор, действительны и для данного случая. Уравнения для выпрямителя имеют вид
Рис. 8.33. Векторная диаграмма АИТ с управляемым обратным выпрямителем
Рис. 8.33. Векторная диаграмма АИТ с управляемым обратным выпрямителем
(8.31)(8.32)(8.31)(8.32)Е = tzBUн cos ос,
(8.31)
(8.32)
(8.31)
(8.32)
Е = 〃н Ur COS а.
Из соотношений (8.28) и (8.32) на
cos а ~ nB cos 0.cos а ~ nB cos 0.(8.33)(8.33)ходим
cos а ~ nB cos 0.
cos а ~ nB cos 0.
(8.33)
(8.33)
На основании выражения (8.33) можно заключить, что с помощью управляемого обратного выпрямителя осуществима не только стабилизация, но и регулирование выходного напряжения инвертора. Поскольку при стабилизации напряжения 0 = const, угол а также должен быть неизменным. Коэффициент трансформации /% может быть в принципе как понижающим, так и повышающим. При понижающем коэффициенте трансформации 仇в> 1) управление углом а выпрямителя для регулирования напряжения Un производят с учетом неравенства а V В. При повышающем коэффициенте трансформации («в V 1) соотношение обратное: а> 8. Возможен также случай непосредственного подключения выпрямителя к выходам ннвер~ тора, когда «в = 1. При этом cosa = cosB и управление выпрями- 出/ем производят при а = 8. На практике трансформатор Тр^ используют преимущественно при повышающем коэффициенте трансформации, так как за счет увеличения угла а уменьшается ток /и (т. е. снижается загрузка инвертора по току и повышается к. п. д. системы).
Внешние характеристики инвертора в относительных единицах На участках стабилизации находят подстановкой в формулу (8.28) Ss6 из (8.33):
旦组 Uh =」^.(8.34)
Е -cos а
Каждая характеристика семейства (рис, 8.34) состоит из двух ^астков. Спадающему участку соответствует запертое состояние ВьШрямителя. Этот участок определяется собственной характерис-
тикой инвертора. Уровень l/cos9min характеризует предел комму: тационной способности инвертора (минимально возможное выходное напряжение и максимально допустимый ток нагрузки). Увеличение угла а приводит к росту напряжения стабилизации и увеличение спадающего участка. В пределе при а = 90° выходная характерна
Рис. 8.34. Внешние характеристики АИТ с управляемым обратным выпрямителем при а =； 9Рис. 8.34. Внешние характеристики АИТ с управляемым обратным выпрямителем при а =； 9тика инвертора определяется его собственной хар актеристи кой.
Рис. 8.34. Внешние характеристики АИТ с управляемым обратным выпрямителем при а =； 9
Рис. 8.34. Внешние характеристики АИТ с управляемым обратным выпрямителем при а =； 9
Очевидно, стабилизация выходного напряжения при изменяющемся токе нагрузки, а также при постоянных напряжении £ и угле а будет осуществляться за счет изменения тока обратного выпрямителя 7О.В. Конец вектора тока /о.в (см. рис. 8.33) при этом будет перемещаться по линии MN, параллельной вектору 17и(/и) и удаленной от него по оси абсцисс на величину тока вектора /с.
АИТ С ИНДУКТИВНО-ТИРИСТОРНЫМ КОМПЕНСАТОРОМ
Этот метод стабилизации (реже регулирования) выходного напряжения АИТ основывается на включении в выходную цепь инвертора (рис. 8.28, 8.35) аналога регулируемой индуктивности с целью компенсации реактивности конденсатора в условиях изменения тока нагрузки.
Рис. 8.36. Векторная диаграмм АИТ с индуктивно-тиристорна компенсаторомРис. 8.36. Векторная диаграмм АИТ с индуктивно-тиристорна компенсаторомВекторная диаграмма токов инвертора с индуктивно-тиристорным компенсатором приведена на рис. 8.36. В отличие от предыдущих векторных диаграмм (см. рис. 8.30, 8.33) индуктивно-тиристорный компенсатор создает составляющую тока, вектор /к которого
Рис. 8.36. Векторная диаграмм АИТ с индуктивно-тиристорна компенсатором
Рис. 8.36. Векторная диаграмм АИТ с индуктивно-тиристорна компенсатором
Рис. 8.35. Структурная схема АИТ с ин-дуктивно-тиристорным компенсатором
направлен параллельно оси абсцисс навстречу вектору тока /с. При одинаковых параметрах нагрузки и питающих напряжениях это вы
зывает уменьшение вектора тока /и и соответственно загрузки тиристоров инвертора по току по сравнению с использованием обратного выпрямителя.
Стабилизирующее действие компенсатора основывается на том, что при изменении тока нагрузки происходит изменение задержки моментов отпирания тиристоров 7К1, 7К2 относительно моментов отпирания тиристоров инвертора. Благодаря этому изменяются эквивалентная индуктивность компенсатора и ток /к, что обеспечивает неизменность угла 0, а следовательно, и напряжения t/H- Очевидно, при этом конец вектора /к будет скользить по линии ММ, параллельной вектору й^ и удаленной от него по оси абсцисс на величину вектора тока [с. В отличие от АИТ с управляемым обратным выпрямителем, где для стабилизации выходного напряжения достаточно задать требуемый неизменный угол а задержки отпирания тиристоров выпрямителя, здесь для осуществления стабилизации необходимо иметь связь текущего значения напряжения на выходе инвертора с углом отпирания тиристоров компенсатора. Иными словами, & схеме должна быть осуществлена обратная связь по напряжению.
勿勿Рис. 8.37. Индуктивно-тиристорная цеп очка (а)； импульсы управления тиристорами, а также кривые напряжения и тока цепочки при Q = 0 (6) н а > 0 (в)Рис. 8.37. Индуктивно-тиристорная цеп очка (а)； импульсы управления тиристорами, а также кривые напряжения и тока цепочки при Q = 0 (6) н а > 0 (в)Принцип действия индуктивно-тиристорного компенсатора основан на применении встречно-пар аллельных тиристоров, включенных поеледовательно с индуктивностью (рис. 8.37, а).
勿
勿
Рис. 8.37. Индуктивно-тиристорная цеп очка (а)； импульсы управления тиристорами, а также кривые напряжения и тока цепочки при Q = 0 (6) н а > 0 (в)
Рис. 8.37. Индуктивно-тиристорная цеп очка (а)； импульсы управления тиристорами, а также кривые напряжения и тока цепочки при Q = 0 (6) н а > 0 (в)
Примем напряжение на входе синусоидальным (рис. 8.37, 6):
配=]/2U sin mt.
Если предположить, что тиристоры 7К1, Тк2 отпираются в моменты времени п/2, Зп/2, 5л/2 и т. д., то ток в цепи будет таким же, как и в отсутствие тиристоров:
= sin —兀/2).
Угол управления тиристорами для этого случая принимается равным ну-
лю (a = 0) и отсчитывается от указанных моментов времен Ток & при a = 0 имеет максимальное значение.一 「
При а> 0 (рис. 8.37, в) кривая тока & имеет импульсный харак тер и состоит из отрезков синусоиды длительностью л — 2a.:
С ростом угла а длительность полуволн тока zK будет сокр ащаться и при a = :rt/2 £к 0. При этом важно отметить, что первая гармоника тока % «к(1)на рис. 8.37, е) имеет фазовый сдвиг относительно
ряжения на входе, равный п/2 е
нап-
сторону отставания.
Иными слова-
ми, при изменении угла а индуктивно-тиристорная цепочка по первой гармонике тока представляет собой аналог регулируемой индук-
4fM4仞夕
Рис. 8.38. Относительный гармонический состав кривой тока компенсатора при изменении угла a
勿
Lr
a丿
5)
6。
Рис. 8.39. Схема индуктивности- ристорного компенсатора при включении треугольником (а);кри- вая линейного тока (6)
«KAR
4/
тивности. Оценку такого приближения дает разложение в ряд Фурье кривой тока &, результат которого представлен на рис. 8.38. Кривые показывают отношение действующих значений гармонических составляющих тока /Kv к действующему значению его первой гармоники /к(1)о при a = 0. Наибольшее значение 3-й гармоники составляет 14% и 5-й —— 4,8% от основной. Остальные гармонические не учитываются ввиду их малости. Выражение для первой гармоники тока при изменении угла а имеет вид
•УТ U Л 2a sin 2a \ .1
Zk(I) = 11sin ад.
(8.35)(8.35)Отсюда следует, что изменению угла а соответствует эквивалентная индуктивность, зависящая от угла а:
(8.35)
(8.35)
2a sin 2a
兀
При а = 0 £зкв=£ и при а =冗/2 厶邓冃=оо.
Индуктивно-тиристорный компенсатор получил наибольшее применение в трехфазных АИТ. Узел компенсации здесь состоит из трех соединенных треугольником индуктивно-тиристорных цепочек (рис. 8.39, а). Благодаря такому соединению в кривой линейных токов iKA> £ке, »кс отсутствуют гармоники, кратные трем. Кривая линейного тока компенсатора близка к синусоиде (рис. 8.39, б) и, по существу, состоит из суммы первых гармоник токов двух межфазных индуктивно-тиристорных цепочек.
Применение индуктивно-тиристорного компенсатора в АИТ имеет существенное преимущество перед обратным выпрямителем. Оно обусловлено тем, что при регулировании и стабилизации выходного напряжения компенсатор практически не потребляет активной мощности, в связи с чем потери мощности в системе малы. В АИТ с обратным выпрямителем (как неуправляемом, так и управляемом) стабилизация и регулирование осуществляются с потреблением части активной мощности от инвертора и возвращением ее в источник питания. В результате циркуляции активной мощности в цепи источник питания — инвертор — обратный выпрямитель в системе наблюдаются потери энергии. Эти потери возрастают с уменьшением тока нагрузки, особенно при переходе к режиму холостого хода, когда вся преобразованная мощность инвертора передается через обратный выпрямитель вновь в источник питания.
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОРБЕЗ ОБРАТНЫХ ДИОДОВ
Резонансные автономные инверторы (АИР) предназначены для преобразования постоянного напряжения в переменное напряжение повышенной частоты (от 500 —1000 Гц до 5——10 кГц и выше). Одной из основных областей применения таких преобразователей является электротермия (индукционная плавка металла, индукционный нагрев и закалка изделий). АИР находят применение и в качестве источников переменного напряжения повышенной частоты, а также используются для преобразования постоянного напряжения одной величины в постоянное напряжение другой величины. В последнем случае выходным напряжением преобразователя является выпрямленное и сглаженное напряжение инвертора.
АИР обычно выполняют однофазными (преимущественно по мостовой схеме) с использованием однооперационных тиристоров. Конденсатор в АИР может включаться параллельно нагрузке или последовательно с ней. В зависимости от этого различают параллельные и последовательные АИР. Процессы, протекающие в АИР, характеризуются колебательным (резонансным) перезарядом конденсатора в цепи с индуктивностью, в которую может входить индуктивность нагрузки.
Пар аллельные АИР выполняют по схеме рис. 8.19, а, в которой индуктивность 厶壮 и конденсатор С рассчитывают так, чтобы при от-
мз АИРмз АИР/。一 2几 k (L + L^C/。一 2几 k (L + L^C(8.36)(8.36)
мз АИР
мз АИР
/。一 2几 k (L + L^C
/。一 2几 k (L + L^C
(8.36)
(8.36)
пирании пары накрест лежащих тиристоров (7\, Т^ или 备，北)叩) цесс перезаряда конденсатора имел колебательный характер и За. канчивался в течение полупериода. В результате ток инвертора I имеет форму двуполярных импульсов в виде полуволн синусоидыа а входной ток 〃 получается прерывистым. Если паузы между окон：
чанием протекания тока через одну пару тиристоров и моментом отпирания тиристоров следующей пары малы или равны нулю, то напряжение на нагрузке близко к синусоиде.
На практике в АИР чаще используют последовательное или последовательно- параллельное вклю- чение конденсаторов.
На рис. 8.40 приведена простейшая схема резонансного инвертора, состоящая из инверторного моста на тиристорах Т l7\ и последовательно включенных в его диагонали конденсатора С, нагрузки Zr и дополнительного дросселя L.
Кривая тока выходной цепи инвертора %(/) (тока нагрузки ZH)
Рис. 8.41. Временные диаграммы, иллюстрирующие электромагнитные процессы в схеме рис. 8.40.
формируется путем попарного отпирания накрест расположенных тиристоров инверторного моста (рис. 8.41, a, s). Характер зависимости £и(/) обусловливается колебательным процессом перезаряда конденсатора С с частотой
последовательного колебательного контура, образованного реактивными элементами выходной цепи, при его подключении проводящими тиристорами к источнику питания £.
В рассматриваемой схеме частота собственных колебаний контура /о связана с частотой следования отпирающих импульсов на тиристоры инверторного моста (т. е. с выходной частотой / инвертора) соотношением /0> /. Благодаря этому колебательные процессы перезаряда конденсатора (с близким к синусоидальному законом изменения тока £ %) заканчиваются до отпирания очередной пары тиристоров инвертора (рис. 8.41, &, % г), а в кривых тока нагрузки и источника питания создаются паузы. Токовая пауза необходима для проведения операции запирания проводившей пары тиристоров перед отпиранием очередной пары. По окончании перезаряда (например, к моменту времени G) напряжение на конденсаторе UCm> £, в связи с чем к проводившим тиристорам (в данном случае тиристорам 丁3， 「J прикладывается запирающее обратное напряжение, равное {UCm 一 £)/2 (рис. 8.41, е). Длительность перезарядных процессов конденсаторов, равная половине периода собственных колебаний контура Т()/2 二 i/(2/o), определяет длительности открытого состояния тиристоров и двуполярных импульсов кривой напряжения инвертора 〃欢(рис. 8.41, б). Наличие в кривой тока нагрузки паузы характеризует работу АИР с естественным режимом запирания тиристоров. Необходимое при этом различие в частотах /0 и / подчиняется условию поддержания на проводивших тиристорах требуемой дли тел ь- ности обратного напряжения с целью их запирания:
где /п.в — время, предоставляемое тиристору для восстановления запирающих свойств; ^зап = 1,2+ 1,5 ——коэффициент запаса; 厶— время выключения тиристора.
Анализ АИР методом основной гармоники
Метод основной гармоники, допускающий использование векторных диаграмм, является удобным для анализа резонансных инверторов. Предпосылкой его применения служит близкая к синусоиде 而рма кривой выходного тока инвертора и напряжения на конденсаторе (рис. 8.41, & d), если пауза в кривой тока / достаточно мала. В этом случае паузу можно вообще не учитывать. Другими словами, анализ проводят для граничного режима, временные диаграммы для которого приведены на рис. 8.42, а—д (такой режим в схеме рис. 8.40 возможен лишь при идеальных тиристорах, у которых t^ = 0).
Выходное напряжение инвертора (напряжение ^и), имеющее вид двуполярной импульсной кривой (рис. 8.42, 6), заменяют его первой гармоникой:
^и(1) === Uh/и⑴ sin ①九(8.38)
где Uмт(i)~ ~ амплитуда первой гармоники; '
to = соо = ]/ 1/(厶 十 厶口) С — угловая выходная частота.
(8.39)(8.39)Рис. 8.42. Идеализированные кривые напряжений и токов в резонансном инвертореРис. 8.42. Идеализированные кривые напряжений и токов в резонансном инверторекак на диамет- к вектору U?как на диамет- к вектору U?
(8.39)
(8.39)
Рис. 8.42. Идеализированные кривые напряжений и токов в резонансном инверторе
Рис. 8.42. Идеализированные кривые напряжений и токов в резонансном инверторе
как на диамет- к вектору U?
как на диамет- к вектору U?
Действующее значение первой гармоники напряжения Uи(1) == 2- К? £ = 0,9£.
Из кривой рис. 8.42, с находим связь среднего значения тока, потребляемого от источника питания, с действующим значением вы-
ходного тока инвертора /и:
〃 ~ 'У' &(8.40)
Составим уравнение баланса активной мощности:
(8.41)
После подстановки выражения (8.40) в (8.41) находим связь дей^ ствующего значения напряжения на нагрузке с действующим значением первой гармоники напряжения инвертора:
(8.42)
兀 COS Ун COS %!
Поскольку напряжение инвертора принято синусоидальным и действующее значение U賃⑴ зависит только от напряжения £ [см. выражение (8.39)1, реальную схему инвертора можно представить его схемой замещения с источником синусоидального напряжения (рис. 8.43). Схему замещения и соответствующую ей векторную диаграмму используют для рас
чета инвертора.
При расчете элементов 厶 н С обычно являются заданными напряжение на нагрузке Un и параметры 凡，LH, cos(pH. Векторную диаграмму АИР (рис. 8.44) строят следующим образом.
Откладывают вектор напряжения %, на котором ре проводят окружность. Под углом Фн = arctg -^S-
проводят линию направления вектора Uh(i). Точка пересечения с окружностью определяет модуль вектора %⑴. 1f
При а> = с»。 выходная цепь инвертора оказывается настроенной в резонанс. Это означает равенство суммарного напряжения на индуктивных сопротивлениях напряжению на конденсаторе, находящемуся с ним в противофазе (рис. 8.44). Для модулей этих напряжений справедливо равенство
U%*Ul = Uc・ (8.43)
От источника aH(i) (см. рис. 8.43) потребляется только активная мощность. Ток нагрузки ZH совпадает по фазе с напряжением ицщ (см. рис. 8.42, б, в; 8.44) и определяется напряжением Eh(i)и активным сопротивлением нагрузки:
/ц = /以=% ⑴ / 凡.(8.44)
Рис. 8-43. Схема замещения АИРРис. 8-43. Схема замещения АИРРис. 8.44. Векторная диаграмма АИРРис. 8.44. Векторная диаграмма АИР
Рис. 8-43. Схема замещения АИР
Рис. 8-43. Схема замещения АИР
Рис. 8.44. Векторная диаграмма АИР
Рис. 8.44. Векторная диаграмма АИР
Напряжение на нагрузке помимо (8.42) определяется также соотношением, получаемым из векторной диаграммы:
4 = ]/片⑴ +(/нЗ 厶н)"4 = ]/片⑴ +(/нЗ 厶н)"(8.45)(8.45)
4 = ]/片⑴ +(/нЗ 厶н)"
4 = ]/片⑴ +(/нЗ 厶н)"
(8.45)
(8.45)
Из условия баланса напряжений на реактивных элементах (8.43) находим связь их параметров:
или
з (L 十 LJ = 1 /°>С
(8.46)
Q = 1 一
(L + LH)
(8.47)
При выборе параметров L и С исходят из значения добротности выходной цепи инвертора:
Q = ZJRr,
(8.48)
где Zc= у (L + LJ/C — характеристическое сопротивление выходной цепи.
Добротность Q в зависимости от мощности инвертора лежит в пределах от 2—5 до 10—12. На основании (8.47) и (8.48) находим расчетное соотношение для емкости конденсатора С:
с =—— gQRh
(8.49)
Расчетное соотношение для индуктивности L получается подстановкой в (8Л7) выражения (8.49):
£ = —— £н・(8.50)
Внешние характеристики АИР
Из векторной диаграммы рис. 8.44, а также из соотношения (8.42) следует, что при неизменном напряжении питания £ выходное напряжение АИР зависит только от значения cos(pH. Уменьшение cos(pa
Рис. 8.45. Внешние характеристики АИРРис. 8.45. Внешние характеристики АИРРис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыканияРис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания44
Рис. 8.45. Внешние характеристики АИР
Рис. 8.45. Внешние характеристики АИР
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
4
4
вызывает увеличение выходного напряжения инвертора (рис. 8.45). Спадающий характер реальных выходных характеристик при фиксированных значениях cos(pH объясняется зависимостью Е —户(/金＞ источника питания (его внешней характеристикой), а также падениями напряжения на вентилях и активном сопротивлении дросселя.
Важной особенностью АИР (по сравнению с АИТ и АИН) является его работоспособность в режиме короткого замыкания нагрузки. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания приве- цена на рнс. 8.46, где UL =^UC = I^L = /и .
Ток инвертора /и = UKR^ при этом ограничивается суммарным активным сопротивлением обмотки дросселя L, подводящих проводов, падением напряжения на вентилях и может оказаться чрезмерно большим.
При отключении нагрузки (режим холостого хода) работа инвертора невозможна, так как при этом прекращается формирование кривой выходного напряжения (тока). Для обеспечения работоспособности инвертора при отключении нагрузки к его выходу иногда подключается балластный резистор с небольшим потреблением мощности.
Способ компенсации реактивности нагрузки
В некоторых случаях применения АИР нагрузка обладает большой индуктивностью 厶 н (например, индуктор эле ктр отер ми ческой
рц/рц/Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузкеРис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузкевительнавительнавекторнаявекторная
рц/
рц/
Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
вительна
вительна
векторная
векторная
установки). Из-за малого cos(pH = R^V (此丿 + R； воз^^а 紋;м ности оптимального использования тиристоров инверто^ряХе1111Я^； напряжению для получения требуемых мощности и наг^гр?皆册 грузки. Задачу решают подключением параллельно н/£』°* денсатора Спар (рис. 8.47), настроенного в резонанс с aib© 1 указанного параллельно включенный конденсатор вы^ 側 лижение к синусоиде кривой напряжения 〃日.рт« с；<М「
Таким образом, выходная цепь инвертора оказыв^днУн ' ленной из двух резонансных контуров, настроенных на с 力/ частоту з 二 со。. Один из колебательных кон-'
туров является последовательным (L—С), а Другой (Lh—Rh—Спав) — параллельным. Для параллельного колебательного контура дейст-
В последовательномВ последовательномдиаграмма, приведенная на 夕н& 口涉俄 колебательном контуре при резонам В жения Uc = ^д и находятся в противофазе, в связи с че> дельному колебательному контуру и нагрузке прик^м 脸% напряжение г^ = wH(i). В параллельном же колебательнд:та^^^ при резонансе наблюдается равенство реактивных сос^реД6 токов /спав = /нр， в связи с чем ток инвертора будет оп^；Фв， активной составляющей тока нагрузки /Е = /н а ^ /Hcos f
В последовательном
В последовательном
нагрузки
4⑴
MG")2 +篇 側
Сравнение полученных соотношений с выражениями (8「户皿卩:二酸 показывает, что введение компенсации позволяет уменВ^хб*%禎 инвертора /й и соответственно токи тиристоров, а питание 4P跚 ществить более высоким напряжением, что, в свою очере>л 。°"典缺 приятно сказывается на к. п. д. преобразователя. Таким 'gu。"汪夕由‘ по достигаемому эффекту рассмотренный способ компенсас?<а г
аналогию с использованием понижающего трансформатора тания низкоомных нагрузок переменного тока.
Расчетное соотношение для индуктивности L получается подстановкой в (8.47) выражения (8.49):
(8.50)
Внешние характеристики АИР
Из векторной диаграммы рис. 8.44, а также из соотношения (8.42) следует, что при неизменном напряжении питания £ выходное напряжение АИР зависит только от значения cos(pH. Уменьшение cos(pH
Рис. 8.45. Внешние ха рактеристики АИРРис. 8.45. Внешние ха рактеристики АИР44Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыканияРис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
Рис. 8.45. Внешние ха рактеристики АИР
Рис. 8.45. Внешние ха рактеристики АИР
4
4
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
вызывает увеличение выходного напряжения инвертора (рис. 8.45). Спадающий характер реальных выходных характеристик при фиксированных значениях cos(pH объясняется зависимостью Е =户(/金> источника питания (его внешней характеристикой), а также падениями напряжения на вентилях и активном сопротивлении дросселя.
Важной особенностью АИР (по сравнению с АИТ и АИН) является его работоспособность в режиме короткого замыкания нагрузки. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания приведена на рис. 8.46, где UL = UC = /ио)£ = /应-^―.
Ток инвертора /и = UKR^ при этом ограничивается суммарным активным сопротивлением обмотки дросселя £, подводящих проводов, падением напряжения на вентилях и может оказаться чрезмерно большим.
При отключении нагрузки (режим холостого хода) работа инвертора невозможна, так как при этом прекращается формирование кривой выходного напряжения (тока). Для обеспечения работоспособности инвертора при отключении нагрузки к его выходу иногда подключается балластный резистор с небольшим потреблением мощности>
Способ компенсации реактивности нагрузки
В некоторых случаях применения АИР нагрузка обладает большой индуктивностью £н (например, индуктор электротермической 480
Рис. 8.48. Векторная диаграмма для схемы инвертора, приведенной иа рис. 8.47Рис. 8.48. Векторная диаграмма для схемы инвертора, приведенной иа рис. 8.47Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузкеРис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
Рис. 8.48. Векторная диаграмма для схемы инвертора, приведенной иа рис. 8.47
Рис. 8.48. Векторная диаграмма для схемы инвертора, приведенной иа рис. 8.47
Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
установки). Из-за малого cos(pH = Rh”(<«Ан)2 + R? возникают труд
ности оптимального использования тиристоров инвертора по току и напряжению для получения требуемых мощности и напряжения нагрузки. Задачу решают подключением параллельно нагрузке конденсатора Спар (рис. 8.47), настроенного в резонанс с £я- Помимо указанного параллельно включенный конденсатор вызывает приближение к синусоиде кривой напряжения wH.
Таким образом, выходная цепь инвертора оказывается состав
ленной из двух резонансных контуров, настроенных на одну и ту же
частоту о)= о)0. Один из колебательных контуров является последовательным (厶 ——С), а другой (£и—/?н—Спар) — пар аллельным. Для параллельного колебательного контура дейст-
вительна векторная диаграмма, приведенная на рис. 8.48.
В последовательном колебательном контуре при резонансе напряжения 瓦々=卫匕 и находятся в противофазе, в связи с чем к параллельному колебательному контуру и нагрузке прикладывается напряжение Ен =卫瓜(1)・ В параллельном же колебательном контуре при резонансе наблюдается равенство реактивных составляющих токов /с пар — /Н1р, в связи с чем ток инвертора будет определяться активной составляющей тока нагрузки /и = ZH.a = /Hcos(pH, а ток нагрузки
Сравнение полученных соотношений с выражениями (8.44), (8.45) показывает, что введение компенсации позволяет уменьшить ток инвертора /и и соответственно токи тиристоров, а питание схемы осуществить более высоким напряжением, что, в свою очередь, благоприятно сказывается на к. п. д. преобразователя. Таким образом, по достигаемому эффекту рассмотренный способ компенсации имеет аналогию с использованием понижающего трансформатора для питания низкоомных нагрузок переменного тока.
Рис. 8.50. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме прерывистого тока нагрузкиРис. 8.50. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме прерывистого тока нагрузкиРис. 8.49. Схема АИР с обратными диодамиРис. 8.49. Схема АИР с обратными диодами
Рис. 8.50. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме прерывистого тока нагрузки
Рис. 8.50. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме прерывистого тока нагрузки
Рис. 8.49. Схема АИР с обратными диодами
Рис. 8.49. Схема АИР с обратными диодами
§ &9. АИР С ОБРАТНЫМИ ДИОДАМИ
В рассмотренной ранее схеме АИР условия для запирания про
водивших тиристоров создаются на этапах токовых пауз в кривой fH(^). С увеличением частоты относительная продолжительность то
ковых пауз возрастает и они занимают значительную часть периода кривой %(/)• С ростом частоты мощность, отдаваемая в нагрузку.
уменьшается, а форма кривой гн(/) существенно отличается от синусоиды. Для улучшения показателей инвертора при переходе в область повышенных частот (от 2—3 до 5— 10 кГц) исходную схему инвертора (см. рис. 8.40) дополняют обратными диодами. Схема АИР с обратными диодами приведена на рис. 8.49. Дроссель L, как и в схеме рис. 8.47, вводят при малой величине Lr (когда конденсатор Спар может отсутствовать) или при большой величине 4，когда компенсирующий конденсатор Спар используется.
Особенность процессов, протекающих в схеме, заключается в том, что каждый такт отпирания накрест расположенных тиристоров сопровождается формированием двух полуволн кривой тока нагрузки. Первая полуволна обусловливается колебательным характером процесса перезаряда конденсатора от источника питания через открытые тиристоры, а вторая ——процессом обратного перезаряда конденсатора через шунтирующие их обратные диоды. За время формирования второй полуволны тока нагрузки создаются условия для восстановления запирающих свойств проводивших тиристоров: к тиристорам прикладывается обратное напряжение, равное падению напряжения на обратных диодах от протекания через них тока перезаряжающегося конденсатора (тока нагрузки).
В инверторе возмохшы два режима работы: прерывистого тока нагрузки и непрерывного тока. Режиму прерывистого тока отвечает соотношение частот з()> 2о>, где а)0 = 2л/Т0 — собственная резонансная частота выходной цепи, а ⑴=2冗/牙——выходная частота инвертора. Временные диаграммы, характеризующие процессы в инверторе в режиме прерывистого тока на гр уз- к и, приведены на рис. 8.50.
С отпиранием в момент времени /0 тиристоров % 北 (рис. 8.49, 8.50, а, 6) создается контур колебательного перезаряда конденсатора С в цепи с источником питания» нагрузкой ZH и дросселем L. В этой цепи на интервале /о——% формируется полуволна тока % (рис. 8.50, 6). К моменту времени % ток % и токи тиристоров % Т《 (рис. 8.50, г) уменьшаются до нуля. За счет наличия в цепи перезаряда источника питания напряжение на конденсаторе в момент времени /] (рис. 8.50, е) превышает напряжение Е (полярность напряжения на конденсаторе указана на рис. 8.49 без скобок). Вследствие этого с момента времени 匕 наступает второй полупериод колебательного (обратного) перезаряда конденсатора по цепи с диодами Д3, Д&. Процесс продолжается на интервале /}—^2 (рис. 8.50, 6), в течение
которого энергия, накопленная в конденсаторе, отдается в цепь источника питания и нагрузки. К тиристорам 73, Т& (рис. 8.50, е) прикладывается обратное напряжение, рав
ное падению напряжения на диодах Д3, Д4 (0,8—1,2 В) от протекания через них тока нагрузки (рис. 8.50, @). К моменту времени t2 ток ^н уменьшается до нуля, диоды Д3, Д4 запираются. Напряжение на конденсаторе снижается до уровня uc<i Е (рис. 8.50, е) и остается неизменным до отпирания очередной пары тиристоров. На интервале 方2—勾 ток % = 6 (рис. 8.50, 6) и к тиристорам 「з， 7\ прикладывается напряжение в прямом направлении, равное полуразности напряжений источника питания и конденсатора (рис. 8.50, е).
В момент времени 为 отпираются тиристоры Т 丄 н Г? и происходят аналогичные процессы перезаряда конденсатора: на интервале %—%—с проводящими тиристорами Тi и 7\, на интервале %—右—с проводящими диодами Д^ и Д2- При этом к тиристорам % Т《прикладывается в прямом направлении напряжение Е. В последующем процессы в схеме повтор яются.
Рис. 8.51. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме непрерывного тока нагрузкиРис. 8.51. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме непрерывного тока нагрузкиВременные диаграммы, характеризующие процессы в инверторе в р е - жиме непрерывного тока
Рис. 8.51. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме непрерывного тока нагрузки
Рис. 8.51. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме непрерывного тока нагрузки
Рис. 8.52. Схема АИР с удвоением частоты (а) и его временное диаграммы (6 —е)Рис. 8.52. Схема АИР с удвоением частоты (а) и его временное диаграммы (6 —е)
Рис. 8.52. Схема АИР с удвоением частоты (а) и его временное диаграммы (6 —е)
Рис. 8.52. Схема АИР с удвоением частоты (а) и его временное диаграммы (6 —е)
нагрузки, приведены на рис. 8.51, а—е. Режиму непре^ рывного тока соответствует соотношение собственной резонансной частоты выходной цепи и частоты следования управляющих импульсов, при котором o)oV 2о) или Г。〉772. Очередное отпирание тиристоров осуществляется здесь до завершения перезаряда конденсатора в цепи с обратными диодами, в связи с чем кривые тока нагрузки и напряжения на конденсаторе приближаются по форме к синусоиде (рис. 8.51, а—е). Необходимые условия для запирания тиристоров по окончании их интервала проводимости создаются в процессе формирования кривой тока нагрузки, когда проводят ток обратные диоды (рис. 8.51, б, @, с).
Благодаря близкой к синусоиде форме кривой тока &【(/), а также лучшему использованию тиристоров по току режим непрерывного тока нагрузки нашел преимущественное применение на практике.
§ 8.10. АИР С УДВОЕНИЕМ ЧАСТОТЫ
Ограничение в использовании резонансных инверторов по частоте обусловлено увеличением мощности потерь в тиристорах при их переключениях, а также конечным временем выключения тиристоров. Одним из эффективных путей повышения рабочей частоты является работа инвертора в режиме, при котором частоте 3 переключения тиристоров соответствует частота f = 2九 тока нагрузки. Такой режим работы характерен для АИР с удвоением частоты.
Схема инвертора с удвоением частоты приведена на рис. 8.52, а. В нее входит инверторный мост на тиристорах 71—74 и диодах %— Д4 с конденсатором С и дросселем L, включенными в диагонали моста. Активно-индуктивная нагрузка Zh подключена параллельно другой диагонали инверторного моста через разделительный конденсатор Ср. Ёмкости конденсаторов С и Ср равны (хотя иногда принимают С> Ср). В цепи постоянного тока инвертора расположен сглаживающий дроссель 厶小 индуктивность которого превышает индук-
тивности L и LH. Процессы в схеме поясняют временные диаграммы, приведенные на рис. 8.52, 6—d.
Работа схемы основана на поочередном отпирании накрест лежащих тиристоров Т lf 72 и Т3, 74 (рис. 8.52, 6) и подключении ими конденсатора С и дросселя 厶 параллельно выходной цепи инвертора. Ток в нагрузке /н (рис. 8.52, д) представляет собой разность тока источника питания (Zd = /&) и тока перезаряда конденсаторов С и Ср в контуре с открытыми тиристорами инвертора. Так, с момента времени /0 формирование полуволны тока гн связано с колебательным процессом перезаряда конденсаторов Ср и С в цепи с дросселем L, нагрузкой Zh при открытых тиристорах Tt п Т2 (контур перезаряда показан на рис. 8.52, а пунктиром). Полярность напряжения на конденсаторе С перед перезарядом указана на схеме без скобок. Процесс перезаряда протекает в два этапа. На первом этапе (интервал /°——/丄) он сопровождается протеканием тока колебательного контура гк через тиристоры 7\, Г? (рис. 8.52, е), на втором, после изменения направления тока гк,——через шунтирующие их диоды Дь Д2- Ввиду отдачи энергии конденсаторов в цепь нагрузки процесс перезаряда носит затухающий характер. Этим объясняется уменьшение амплитуды тока，к на этапе его протекания через обратные диоды. На интервале 九——厶 создаются условия, необходимые для запирания ранее проводивших тиристоров Ть Т2. К ним прикладывается обратное напряжение, равное падению напряжения на диодах Д^ Д2- На интервале 厶―%(Рис- 8.52, 8) тиристоры инвертора заперты. Ток нагрузки на этом интервале определяется током id = /& заряда конденсатора Ср (рис. 8.52, д).
С момента времени % формирование очередной полуволны тока /н обусловлено отпиранием тиристоров Т3, 74 и связано с аналогичным процессом перезаряда конденсаторов С и Ср. Полярность напряжения на конденсаторе С перед перезарядом указана на рис. 8.52, а в скобках. В дальнейшем процессы в схеме повторяются.
Рассмотренный режим работы инвертора характеризуется наличием интервалов паузы 卜(рис. 8.52, 3) в токе 厶 контура С—L.
Для приближения к синусоиде кривой тока гн(0 элементы контура выбирают с таким расчетом, чтобы /11Ho (рис. 8.52, е). Указанному отвечает соотношение частот / =2%, где
.…R
Существенной особенностью рассмотренной схемы является ее работоспособность в режиме короткого замыкания в выходной цепи, а при наличии дополнительного балластного резистора — ив режиме холостого хода.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные преобразователи и стабилизаторы. —Л.: Энергия, 1970.
Алексенко А. Г. Основы м и кр осхем отехни к и. — М.: Советское радио, 1977.
Аналоговые и цифровые интегральные схемы / Якубовский С. В., Барканов Н. А., Кудряшов Б, П. и др. — М.: Советское радио, 1979.
Барский В. А. Раздельное управление реверсивными тиристорными преобразователями. —М.: Энергия, 1973.
Бедфорд Б., X о ф т Р. Теория автономных инверторов: Пер- с англ. /Под ред. И. В. Антика. — М.: Энергия, 1969.
Бернштейн И. Я- Тиристорные преобразователи частоты без звена постоянного тока. —М.: Энергия, 1968.
Бирзниекс Л. В. Импульсные преобразователи постоянного тока. —М.: Энергия, 1974.
Бондаренко В. Г. Генераторы синусоидальных колебаний. — М.: Связь, 1976.
Б у к реев И. Н.,Мансуров Б. М., Горячев В- И. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. ——М.: Советское радио, 1975.
Булатов О. Г., Иванов В. С., Панфилов Д. И. Тиристорные схемы включения высокоинтенсивных источников света. — М.: Энергия, 1975.
И. Булатов О. Г., О л е щ у к В. И. Автономные тиристорные инверторы с улучшенной формой выходного напряжения.——Кишинев: Штпин- ца, 1980.
Быков Ю. М. Непосредственные преобразователи частоты с авто* номным источником энергии. — М.: Энергия, 1977.
Виноградов Ю. В. Основы электронной и полупроводниковой техники. — М.: Энергия, 1972.
Вишневский А. И., Руденко В. С., Платонов А. П. Силовые ионные и полупроводниковые приборы. — М.: Высшая школа, 1975.
Гельман М. В., Лохов С. П. Тиристорные регуляторы переменного напряжения. —М.: Энергия, 1975.
Глазенко Т. А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока. — Л.: Энергия, 1973.
Глазенко Т. А., Гончаренко Р. Б. Полупроводниковые преобразователи частоты в электроприводах. —Л.: Энергия, 1969.
Глебов Б. А. Блокинг-генераторы на транзисторах. — М. ： Энер* гия, 1972.
Гольденберг Л. М. Импульсные и цифровые устройства. — М. ： Связь, 1973.
Грошев А. А., Сергеев В. Б. Устройства отображения информации на основе жидких кристаллов. — М.: Энергия, 1977.
Ж е м е р о в Г. Г. Тиристорные преобразователи частоты с непосредственной связью.——М-： Энергия, 1977.
Забродин Ю. С. Узлы принудительной конденсаторной коммутации т笠нсторов. —А!.: Энергия, 1974.
Забродин Ю. С. Автономные тиристорные инверторы с широтно-импульсным регулированием. — М.： Энергия, 1977.1
Згурский В. С., Лисицын Б. Л. Элементы индикации (справочник). —М.: Энергия, 1980.
Иванчук Б. Н., Липман Р. А., Р у в и н о в Б. Я- ристорные усилители в схемах электропривода. —М.: Энергия, 1966.“
Изъюрова Г. И., Кауфман М. С- Приборы и устройства промышленной электроники. — М.: Высшая школа, 1975.
Импульсные элементы автоматики и вычислительной техники / Е ф р е^ м о в В. Д., Захаров В. К-, Мелехин В. Ф. и др. — Л.: Знерг^， 1977.
Индикаторные устройства на жидких кристаллах / Г о т р а 3. КХ»
В и ст и н ь Л・ К., Пархоменко В. В. и др. — М.: Советское радио, 1980.
Иц х о к и Я. С., Овчинников Н. И. Импульсные и цифровые устройства. — М.: Советское радио, 1972.
Каганов И. Л. Электронные и ионные преобразователи. — М.： Энергия, 1956.
Каганов И. Л. Промышленная электроника. — М.: Энергия, 1961.
Каганов И. Л. Промышленная электроника. —М・： Высшая школа, 1968.
Каганов И. Л. Ионные приборы. — М.: Энергия, 1972.
Калашников Б. Е., Кривицкий С- О., Эп ш- т е й н И. И. Системы управления автономными инверторами. —М•: Энергия, 1974.
Лабунцов В. А., Рнв к и н Г. А. .Шевченко Г. И. Автономные тиристорные инверторы. — М.: Энергия, 1967.
Лернер М. И., Рыжевскнй А. Г., Шл я ндн н В. М. Цифровая индикация. 一 М. ： Энергия, 1970.
М а к г л и н Д. Микропроцессоры. Технология и применение.—— М.: Энергия, 1979.
Марис Ж. Операционные усилители и их применение. — Л.: Энергия, 1974.
Мелешкина Л. П. ,Алексеева Г. Е., Ф ра тк и и а М. Л. Руководство к лабораторным работам по основам промышленной электроники. —М.: Высшая школа, 1977.
Мощные управляемые выпрямители для электроприводов постоянного тока /Аптер Э. М., Ж е м е р о в Г. Г., Л е в и т а н И. И. и др.— М.： Энергия, 1975.
Носов Ю. Р. Оптоэлектроника. —М. ： Советское ради о, 1977.
Основы импульсной и цифровой техники/Г у с е в В. В., 3 е л и ч е н- ко Л. Г., Конев К. В. и др. — М.: Советское радио, 1975.
Основы промышленной электроники / Под ред. В. Г. Герасимо- в а. —М.: Высшая школа, 1978.
Пасынков В. В., Чиркин Л. К- , Шинков А. Д. Полупроводниковые приборы. —М.: Высшая школа, 1981.
Полупроводниковые выпрямители / Под ред. Ф. И. Ковалева и Г. П. Мостковой. — М.: Энергия, 1981.
Поскробко А. А., Братолюбов В. В. Бесконтактные коммутирующие и регулирующие полупроводниковые устройства на переменном токе. — М.: Энергия, 1978.
Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных микросхемах / Под ред. С. Я- III а ц. — М.: Советское ради о, 1976.
Промышленная электроника / Руденко В. С., Сенько В. И., Трифонюк В. В. и др.——Киев.： Техника, 1979.
Р а с к н н Л. Я. Стабилизированные автономные инверторы тока на тиристорах. — М.: Энергия, 1970.
Рогинский В. Ю. Электропитание радноустройств. — Л.: Энергия, 1970.
5L Розанов Ю. К. Основы силовой преобразовательной техники. —— М.: Энергия; 1979,
Руденко В. С., Сенько В. И., Ч и ж е н к о И. М. Преобразовательная техника. — Киев.: В ища школа, 1978.
Руденко В. С-, Сенько В. И., Ч н ж е н к о В. И. Основы преобразовательной техники. ——М.: Высшая школа, 1980.
Рутковски Д. Интегральные операционные уснлителн: Пер. с англ. — М.： Мир, 1978.
Системы управления тиристорными преобразователями частоты / Б и з и- к о в В. А., Миронов В. Н., О б у к о в С. Г. и др. — М.: Энергия, 1981.
С о у ч е к Б. Микропроцессоры и микроЭВМ： Пер. с англ. — М.: Советское радио» 1979.
Справочник по интегральным микросхемам / Под ред. Б. В. Тара- барина. —М.: Энергия, 1980.
Справочник по полупроводниковым ди одам, транзисторам и интегральным схемам / Под ред. Н. Й. Г орюнова. — М.: Энергия, 1976.
Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиже нк о. — Киев： Техника, 1978.
Стабилизированные автономные инверторы с синусоидальным выходным напряжением / Ковалев Ф. И., Мосткова Г. П., Чванов В. А., и др. — М.: Энергия, 1972.
Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзистор* ных схем. — М.: Энергия, 1977.
Тиристорные преобразователи высокой частоты / Беркович Е. И., И венский Г. В., Иоффе Ю. С. и др. — Л.: Энергия, 1973.
Тиристорный следящий электропривод / Лебедев А. М., Найдис В. А.> Орлова Р. Т. и др. — М. ： Энергия, 1972.
Тиристорный электропривод постоянного тока/ Солодухо Я. Q., Белявский Р. Э., Плеханов С. Н. и др. — М・：Энергия, 1971.
Толстов Ю. Г. Автономные инверторы тока. — М.： Энергия^ 1978.
Т ы ч и н о К- К- Пересчетные декады. — М.: Энергия, 1976.
У г р ю м о в Е. П. Элементы и узлы ЭЦВМ. — М.: Высшая школа* 1976.
Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов. — М. ： Советское радио, 1970.
Хильбурн Д., Д ж у л и ч М. Микро-ЭВМ и микропроцессоры： Пер. с англ. — М.: Мир, 1979.
Чебовский О. Г., Моисеев Л. Г., Сахаров Ю. В. Силовые полупроводниковые приборы (справочник). — М.: Энергия, 1975.
Шалимова К. В. Физика полупроводников. — М.: Энергия^ 1976.
Ш в е ц к и й Б. И. Электронные измерительные приборы с цифровым отсчетом. — Киев： Техника, 1970.
Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. —М.: Советское， радио, 1979.
Ш и п и л л о В. П.» Булатов О. Г. Расчет полупроводниковых систем управления вентильными преобразователями. — М.: Энергия, 1966.
Ш и п и л л о В. П. Автоматизированный вентильпый электропривод. —М.: Энергия, 1969.
Яблонский Ф. М・ Газоразрядные приборы для отображения информации. —М.: Энергия, 1979.
Предметный указатель
Автономный инвертор 438.
напряжения 438.
резонансный 438.
тока 438, 457.
Акцепторная примесь 14.
Алгебра логики 207.
Алгоритм переключения тиристоров 439.
Амплитудная характеристика усилителя 119.
Амплитудно-частотная характеристика усилителя 88, ИЗ.
Асинхронная система управления 380, 391.
Асинхронный триггер 231.
База полупроводникового прибора 26, 43, 46.
Барьер потенциальный в электронно-дырочном переходе 23.
Барьерная емкость электронно-дырочного перехода 32, 57.
Байт 259.
Беспримесный полупроводник 10.
Биполярный транзистор 42.
Бит 258.
Блокинг-генератор двухтактный 208.
однотактный 199.
Вакуумно-люминесцентный индикатор 264.
Валентная энергетическая зона 8.
Варикап 32.
Вентиль полупроводниковый 316, Ведомый инвертор 315, 353, 362, Внешняя характеристика выпрямителей 303.
——малой мощности 303.
——средней и большой мощности 329, 330, 340, 344.
Внешняя характеристика ведомого инвертора 360, 364. инвертора тока 462, 469.
резонансного инвертора 480.
Вольт-амперная характеристика диода 20, 24, 27, 30.
——тиристора 75.
Время выключения тиристора 80, 412.
—предоставляемое для выключения 358, 412.
Время жизни неравновесных носителей заряда 17.
Вход усилителя дифференциальный 143.
инвертирующий 150.
——неинвертирующий 150*
Входная вольт-амперная характеристика биполярного транзистора 49, 53, 55.
Входная характеристика ведомого инвертора 360.
Входные токи смещения усилителя 144.
Выпрямитель 287.
—однофазный 287, 317,
—трехфазный 331.
—управляемый 318, 324, 340.
Выпрямительный диод 33, 34, 35.
Выход усилителя дифференциальный 145.
Выходная вольт-амперная характеристика биполярного транзистора 49, 53, 72.
полевого транзистора 67, 70.
Газоразрядный индикатор 270.
Генератор линейно изменяющегося напряжения 160, 194.
—опорного напряжения 380, 382.
—— синусоидальных колебаний 168. Генерация носителей заряда 11, 30. Гибридная интегральная микросхема 85.
Граничная частота усиления било- лярного транзистора 58, 59, 61.
Двоичный счетчик 241,
Двойной Т-образный мост 166. Двухоперационный тиристор 73. Двухтактный регистр сдвига 250. Двухтактный импульсный преобразователь 434.
Двухтактный усилительный каскад 125, 129, Десятичный счетчик 246.
Дешифратор 254.
Диаграмма энергетическая 7, 8, 9, 13, 14.
Дизъюнкция 208.
Динамический диапазон усилителя 120,
Динамическая нагрузка усилительного каскада 148.
Диод выпрямительный 33, 34, 35.
—импульсный 40.
——лавинный 37.
——полупроводниковый 20.
—силовой 35.
Диод обратного тока 440.
Дифференциальный усилительный каскад 142.
—вход усилителя 143.
индикаториндикатор
индикатор
индикатор
—выход усилителя 145. Дифференцирующая цепь 190. Диффузионная длина 20.
Диффузии коэффициент 19.
Диффузионная емкость электроннодырочного перехода 32, 57.
Диффузионный ток 23.
Диффузионное движение носителей заряда 19, 46.
Диффузия носителей заряда 19, 23, 46.
Диффузионный транзистор 61. Добротность усилителя 163, 165. Донорная примесь 12.
Дрейф носителей заряда 17, 18, 23, 62.
Дрейф усилителей постоянного тока 138.
Дрейфовый ток 23.
Дрейфовый транзистор 62.
Дырочный полупроводник 14.
Емкость барьерная (зарядная) электронно-дырочного перехода 32, 57.
Емкость диффузионная электронио- дырочного перехода 32, 57.
Естественная коммутация 410.
Жидкокристаллический 281.
Запрещенная энергетическая зона 8.
Зарядная емкость электронно-дырочного перехода 32, 57.
Затвор полевого транзистора 65.
Зона энергетическая 8.
——валентная 8.
проводимости 8.
разрешенная 8.
свободная 8.
Знаковый индикатор 272.
Знакосинтезирующий индикатор 273.
Импульсный диод 40.
——усилитель 89, 160.'
Импульсный преобразователь постоянного напряжения 405, двухтактный 434.
Инвертирование тока 353.
Инвертирования срыв 355.
Инвертирующий вход усилителя 150.
Инвертирующий усилитель 156. Инвертор, ведомый сетью 315, 353, 362. —автономный 438. —напряжения 438, 440. —резонансный 439, 475*
—тока 438, 457.
Индикатор 263.
—знаковый 272.
—знакосинтезирующий 273.
Индикатор вакуумно-люминесцентный 264.
—газоразрядный 270.
—жидкокристаллический 281.
——полупроводниковый 277.
Индуктивно-тиристорный компенсатор 472.
Инжекции коэффициент 45.
Инжекция носителей заряда 24, 45.
Интегральная микросхема 83.
аналоговая 86.
биполярная 83.
гибридная 55.
совмещенная 86.
цифровая 86.
Интегратор 159.
Ионизация атомов примеси 13. 14. Искажения в усилителе линейные 119. нелинейные 120.
Исток полевого транзистора 65.
Канал в нолевом транзисторе 65, 66.
Карта Карно 213.
Каскад усилительный 89.
Ключевой режим работы транзистора 178.
Коллектор транзистора 43.
Коллекторный переход полупроводникового прибора 43, 45, 47, 76. Комбинационная схема 454.
Коммутационная характеристика 414.
Коммутационный узел 410.
Коммутация тока в выпрямителях 326, 337.
Коммутация естественная 410.
—параллельная 413.
—последовательная 413.
—принудительная 410, 453.
Компаратор 184.
Компенсатор индуктивио-тиристор- ный 472.
Компенсационный стабилизатор напряжения 306, 308.
Компенсация реактивности нагрузки в резонансных инверторах 481. Комплементарная структура 229, 266.
Конверсионный транзистор 63. Контактная разность потенциалов 23.
Концентрация носителей заряда 11, 15, 44, 46.
Конъюнкция 208.
Коэффициент диффузии 19.
—ипжекцни 45.
— насыщения транзистора 181.
—передачи тока в транзисторе 47, 54.
——переноса носителей заряда 47. Коэффициент нелинейных искажений 120.
——ослабления синфазного сигнала 148.
——синфазной передачи 148.
——частотных искажений 115.
Коэффициент искажения 350.
—сдвига 350.
Коэффициент мощности ведомого инвертора 361, 365.
выпрямителя 350.
преобразователя переменного напряжения 394, 403.
Коэффициент передачи звена обратной связи 132.
Коэффициент пульсации 292, 333, 336.
—сглаживания 295, 296, 297.
——стабилизации 311.
Крутизна стоко-затворной характеристики полевого транзистора 68.
Лавинный диод 37.
Лавинный пробой электронно-дырочного перехода 31.
Линейные искажения в усилителе 119.
Линия нагрузки усилительного каскада по переменному току 94.
по постоянному току 93.
Ловушка рекомбинационная 17. 41. Логические функции 210.
Логические элементы на диодах и биполярных транзисторах 217.
на полевых транзисторах 226. Логический элемент И 218, ИЛИ 218.
НЕ 220, 226.
Матричный экран 278.
МДП-микросхемы 84.
МДП-транзнстор 65, 70.
с встроенным каналом 70.
с индуцированным каналом
72.…
Метод основной гармоники 459.
—фазовой плоскости 422.
Микропроцессор 257.
Микросхемы 83.
—аналоговые 86,
—биполярные 83.
—гибридные 85.
—совмещенные 86.
—цифровые 86.
Минимизация функции 212.
Минтерм 212.
Многоканальная система управле
ния 381.
Модуляции базы эффект 50.
Мощности коэффициент 350, 361, 365, 394, 403.
Мощные (силовые) диоды 35.
Мультивибратор
—несимметричный 189.
——симметричный 187.
Мультиплексный метод управления индикаторами 267.
Напряжение диода обратное 28, 30, 38, 40.
Напряжение смешения электроннодырочного перехода 24, 27.
Насыщения транзистора коэффициент 181,
Начальный (сквозной) ток транзистора 54.
Неинвертирующий вход усилите' ля 150.
—усилитель 157.
Нематический жидкий кристалл 281.
Непосредственный преобразователь частоты 315, 373.
Нелинейных искажений коэффициент 120.
Несимметричный мультивибратор 189.
Носители заряда неосновные в примесном полупроводнике 13, 15. основные в примесном полупроводнике 13, 15.
собственные в беспримесном полупроводнике 11.
Нулевой диод 323.
Нуль-орган 380, 386.
Область отсечки коллекторного тока транзистора 55.
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диода 27.
Обратная связь в усилителе 131.
—отрицательная 133.
—положительная 133.
Обратное напряжение диода 28, 30, 38, 40.
Обратный выпрямитель в инверторе тока 467.
Обратный ток диода 28, 30, 37, 40. коллекторного перехода 48.
Ограничительная характеристика ведомого инвертора 361, 364.
Одновибратор 192.
Однокаиальная система управления 381.
Однотактный регистр сдвига 249.
Операционный усилитель 150,184.
Опрокидывание инвертора 355.
Основные носители заряда в примесном полупроводнике 13, 15.
Остаточное напряжение транзисто*
pa 178.
Остаточный ток транзистора 178.
Охлаждение диодов 35.
Ошибка синфазная усиления 148.
Падение напряжения в диоде 25.
Параллельная коммутация 413, Параллельное соединение диодов 39.
Параметрический стабилизатор 306. Передачи тока коэффициент 47, 54. Переноса носителей заряда коэффициент 47.
Переход электронно-дырочный 20.
несимметричный 21.
коллекторный 43, 45, 47, 76.
эмиттерный 43, 45.
Планарный транзистор 64.
Подвижность носителей заряда 18.
Покоя режим 90, 91, 93.
Полевой транзистор 64.
с встроенным каналом 64, 70.
с индуцированным каналом 64, 72.
с электронно-дырочным переходом 64.
Положительная обратная связь в усилителе 133.
Полоса пропускания усилителя 114.
Полупроводник беспримесный 10.
— дырочный 14.
—примесный 12.
—электронный 13.
Полупроводниковый диод 20.
—индикатор 277.
—светодиод 277.
—стабилитрон 42.
Порог отпускания триггера 186.
— срабатывания триггера 186.
Последовательная коммутация 413. Последовательное соединение диодов 40.
Потенциальный барьер 23.
Преобразователь частоты непосредственный 315, 373.
—переменного напряжения 315, 392.
—постоянного напряжения 405.
—реверсивный 369.
Приведенный дрейф усилителя 113.
Примесный полупроводник 12.
Примесь акцепторная 14.
—донорная 12.
Принудительная коммутация 410, 453.
Принцип Паули 7.
Пробой электронно-дырочного перехода 30.
лавинный 31.
тепловой 31.
туннельный 31.
—электрический 30,
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода 24.
Пульсации коэффициент 292, 333* 336.
Равновесная концентрация носителей заряда 12, 15.
Раздельное управление реверсивным преобразователем 373.
Разность потенциалов контактная в электронно-дырочном переходе 23. Разрешенная энергетическая зона в полупроводнике 8.
Реверсивный преобразователь 369. Реверсивный импульсный преобра* зователь 435.
Регистр 247.
Регулировочная характеристика ведомого инвертора 359.
преобразователя переменного напряжения 393.
управляемого выпрямителя 320, 342.
Рекуперативное торможение электрической машины 366.
Режим покоя усилительного каскада 90, 91, 93.
Режим управления реверсивным преобразователем раздельный 373. согласованный 370. совместный 369.
Резонансный инвертор 439, 475.
Рекомбинация носителей заряда 12. —прямая 17, — с участием ловушки 17, 41.
Светодиод 277.
Свободная энергетическая зона 8.
Свойство управляющее транзистора 48.
Сглаживания коэффициент 295, 296, 297.
Сглаживающий фильтр 288.
Сдвига коэффициент 350.
Сетевой фильтр 349.
Симистор 74, 82.
Симметричный мультивибратор 187.
Синфазная ошибка усиления 148.
Синхронная система управления 380.
Система управления 379.
асинхронная 380, 391.
импульсно-фазовая 379.
многоканальная 381.
одноканальная 381.
синхронная 380.
Собственные носители заряда в полупроводнике 11.
Совместное управление реверсивными преобразователями 370.
Согласованное управление реверсивными преобразователями 370.
Составной транзистор 313.
Сплавной электронно-дырочный переход 33.
Способ компенсации реактивности нагрузки 480.
Срыв инвертирования 355.
Стабилизатор напряжения 289.
——компенсационный 306, 308. параметрический 306.
Стабилизации коэффициент 311.
Стабилитрон 42.
Статический метод управления индикаторами 266, Степень интеграции 257, Сток полевого транзитора 65.
Стоко-затворная характеристика полевого транзистора 68, 72, 73.
Ступенчатый способ регулирования переменного напряжения 402. Схема замещения транзистора ——一 биполярного 55, 59, полевого 69.
Счета коэффициент 239.
Счетчик импульсов 239.
Таблица истиности (соответствия) 2H.
Тактируемый триггер 231, 234.
Тепловой пробой диода 31.
Тепловой ток диода 29.
Теорема де Моргана 210.
Термогенерация носителей заряда 11.
Тиристор 73.
—двухоперационный 33, 81*
—двухэлектродный 73.
—однооперационный 73.
—симметричный 74, 82.
—трехэлектродмый 73.
Тлеющий разряд 271.
Ток диода обратный 28, 30, 37, 40. прямой 25, 33, 34, 35, 39. тепловой 29.
Ток диффузионный 23.
—— дрейфовый 23.
Таковое зеркало 148.
Ток транзистора ——начальный 54. тепловой 48.
Ток уравнительный 372.
Токи смещения усилителя 144.
Торможение рекуперативное электрической машины 366.
Транзистор биполярный 42. диффузионный 61. диффузионно-сплавной 62. дрейфовый 62.
конверсионный 63.
планарный 64.
планарно-эпитаксиальный 64. составной 313.
— — сплавной 61.
эпитаксиальный 63.
Транзистор полевой 64.
с встроенным каналом 64, 70.
——с индуцированным каналом 64, 72.
с электронно-дырочным переходом 64.
Треугольник мощности 124.
Туннельный пробой электроннодырочного перехода (диода) 31.
Угол опережения отпирания вентилей 355.
Узел коммутации 411.
параллельной 413.
последовательной 413.
Управление реверсивным преобразователем согласованное 370. совместное 370. —раздельное 373.
Управляемый выпрямитель 318, 324, 340.
Управляющее свойство транзистора 48.
Уравнительный ток в реверсивных преобразователях 372.
Усилитель 87.
— дифференциальный 142.
—высокой частоты 88.
—звуковых частот 88.
—импульсный 89, 160.
— инвертирующий 156.
—многокаскадный 112.
一 мощности 125, 129.
—неинвертирующий 157.
—операционный 150, 184.
—постоянного тока 88, 137,
—узкополосный 88, 163.
—широкополосный 88, 160.
Усилитель с линейным режимом работы 88.
—с нелинейным режимом работы 89.
Усилитель с обратной связью 131.
Усилительный каскад 89.
Усилитель-формирователь 380, 386.
Условие баланса амплитуд 169.
— фаз 169.
Фазовой плоскости метод 422, Фазовый способ управления выпрямителями 318.
—преобразователями переменного напряжения 392.
Фазоинверсный каскад 103.
Фазосдвигающее устройство 380.
Фазоступенчатый способ регулирования переменного напряжения 402. Фазочастотиая характеристика уси* лителя 113.
Фильтр сглаживающий 288.
Фильтр сетевой 349.
Фототиристор 74, 81.
Функции минимизация 212.
Функция логическая 210.
Характеристика усилителя амплитудная 119.
амплитудно-частотная 88, 113.
фазочастотная 113.
Характеристика ведомого инвертора входная 360.
ограничительная 361, 364. Характеристика выпрямителя внешняя 303, 329.
Характеристика коммутационная 414.
Холестерический жидкий кристалл 281.
Цепь дифференцирующая 190.
Цепь сброса 432, 455.
Частота граничная биполярного транзистора 58, 59, 61.
Частотно-импульсный метод регулирования импульсных преобразователей 406.
Частотных искажений коэффициент 115.
Чувствительность усилителя 119.
Ширина запрещенной энергетической зоны 8, 10.
Широкополосный усилитель 88, 160. Широтно-импульсный метод регулирования автономных инверторов напряжения 442, 450.
импульсных преобразователей 406.
Экран матричный 278.
Электрический пробой электроннодырочного перехода 30.
Электронно-дырочный переход 20. коллекторный 43, 45, 47, 76. несимметричный 21. эмиттерный 43, 45.
Электронный полупроводник 13.
Элементы индикации 263.
——вакуумно-люминесцентные 264 '
газоразрядные 270.
жидкокристаллические 281.
полупроводниковые 277.
Эмиттер полупроводникового прибора 26, 43.
Эмиттерный электронно-дырочный переход 43, 45.
Энергетическая диаграмма 7, 8, 9, 13, 14.
Эпитаксиальный транзистор 63.
Эффект модуляции базы в транзисторе 50.
Эффект последовательного накопления энергии в узлах коммутации 424, 426, 431.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие Введение
Глава первая. Полупроводниковые приборы
Электропроводность полупроводников. Беспримесные и примесные полупроводники .• <
Полупроводниковые диоды
Биполярные транзисторы
Униполярные (полевые) транзисторы
Тиристоры
Компоненты микроэлектроники
Г лава вторая. Усилители
Общие сведения . •* • * -
Усилительные каскады на биполярных транзисторах
Усилительные каскады на полевых транзисторах
Многокаскадные усилители с конденсаторной связью
Каскады усиления мощности
Усилители с обратной связью
Усилители постоянного тока
Операционные усилители ■ •.
Широкополосные и линейные импульсные усилители .,,.
Избирательные усилители
Н. Генераторы синусоидальных колебаний
Глава третья, Импульсная и цифровая техника
Обшие сведения
Ключевой режим работы биполярных транзисторов ....
Импульсный режим работы операционных усилителей. Компараторы. Триггер Шмитта.
Мультивибраторы
Одновибраторы
Генераторы линейно изменяющегося напряжения
Блокинг-генераторы
Двухтактный блокинг-генератор “ ，》..
Основы алгебры логики
Логические элементы на диодах и биполярных транзисторах ..
Логические элементы на полевых транзисторах ........
Триггеры .
Счетчики импульсов
Регистры . . » .
Комбинационные схемы. Дешифраторы
Большие интегральные схемы*.
Микропроцессоры • •
Глава четвертая t Индикаторные приборы и их применение
Общие сведения
Вакуумно-люминесцентные индикаторы
Газоразрядные элементы индикации
Полупроводниковые элег/энты индикапяи ..
Жидкокристаллические элементы 'индикации
Глава пятая. Маломощные выпрямители однофазного тока .......
Общие сведения
Схема однофазного двухполупериодяого выпрямителя с нулевым выводом
Схема однофазного мостового выпрямителя
3 5
7 0 2 4 3 3 2 4 6 7 &
87
7942117ООС28 6 68 4 7 2 4 9 5 7 7 6 19 7 4 6 7 8801233Е666 7 77 889990012334555 111111111 1 11 111112222222222
3
6
2
3 4 0 7 1 7 7 о о 66778 8 8 9 о
22222 22 23
•405410•4054104204205245247 0 4 52 3 3 34 4 4 47 0 4 52 3 3 34 4 4 48348348 о 72772524603 4 4 5 5 6 7 7 8 8 84 4 44444444448 о 72772524603 4 4 5 5 6 7 7 8 8 84 4 4444444444
•405410
•405410
420
420
5
2
4
5
2
4
7 0 4 5
2 3 3 3
4 4 4 4
7 0 4 5
2 3 3 3
4 4 4 4
8
3
4
8
3
4
8 о 7277252460
3 4 4 5 5 6 7 7 8 8 8
4 4 4444444444
8 о 7277252460
3 4 4 5 5 6 7 7 8 8 8
4 4 4444444444
Внешние характеристики маломощного выпрямителя однофазного тока303
Параметрические стабилизаторы напряжения306
Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения . . .308
Глава шестая. Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности315
Общие сведения315
Управляемые выпрямителиоднофазноготока317
Коммутация тока, внешние характеристики однофазных выпрямителей средней и большой мощности 326
Неуправляемые выпрямители трехфазного тока331
Мостовой управляемый выпрямитель трехфазного тока . . °340
Высшие гармонические в кривой выпрямленного напряжения и первичного тока выпрямителей345
Коэффициент мощности и к. п. д. выпрямителей350
Инверторы, ведомые сетью353
Тиристорные преобразователи для электропривода постоянного тока 365
Непосредственные преобразователи частоты373
Принципы построения и основные узлы систем управления тиристорными преобразователями, ведомыми сетью379
Преобразователи переменного напряжения392
Глава седьмая. Импульсные преобразователи постоянного напряжения.. ・.405
Принципы построения импульсных преобразователей постоянного напряжения
Узлы принудительной конденсаторной коммутации тиристоров ..
ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору
ИПГ1Н с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке ...
ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим дросселем в пеня обратного диода
ИППН с последовательной коммутацией
Двухтактные ИППН
Реверсивные ИППН
Глава восьмая. Автономные инверторы
Автономные инверторы и их классификация
Способы формирования и регулирования выходного напряжения однофазных АИН
Способы формирования и регулирования выходного напряжения трехфазных АИН
Учет коммутационных процессов в АИН
Автономный параллельный инвертор тока
ДИТ с обратным выпрямителем
ДИТ с индуктивно-тиристорным компенсатором
Последовательный резонансный инвертор без обратных диодов
АИР с обратными диодами
АИР с удвоением частоты Список литературы Предметный указатель