Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
ГЛАВА 1
ОСНОВНЫЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Чтобы пользоваться операционными усилителями, необходимо знать, что это такое. В настоящей главе будут рассмотрены устройства, основные свойства и параметры операционных усилителей, а также важнейшие типы усилительных схем, в которых они используются. ♦
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
Перечислить основные части операционного усилителя и описать их устройство*
Перечислить названия выводов операционного усилителя и объяснить их назначение.
Перечислить названия и дать определения следующих параметров операционного усилителя: Л, 1/СДв, /см, /сДВ> Квх, Rbhx・
Вычислить параметры компонентов цепи обратной связи для заданного коэффициента усиления замкнутой цепи и начертить по памяти схемы повторителя напряжения, неинвертирующего усилителя, инвертирующего усилителя и усилителя с дифференциальным входом.
При заданных компонентах цепи обратной связи вычислить коэффициент усиления замкнутой цепи для схем, перечисленных в п. 4.
Выполнить лабораторную работу к гл. 1.
.L ЧТО ТАКОЕ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ?
Операционный усилитель — это модульный многокаскадный усилитель с дифференциальным входом, по своим характерно тикам приближающийся к воображаемому «идеальному усилителю». С таким идеальным усилителем обычно ассоциируются следующие свойства: 1) бесконечный коэффициент усиления но напряжению (Л->-оо)； 2) бесконечное полное входное сопротивление (Zbx~> 8)； 3) нулевое полное выходное сопротивление
(Zpbixf 0); 4) равенство нулю выходного напряжения (Ubnx = =0) при равных напряжениях на входах (口 = 5); 5) бесконечная ширина полосы пропускания (отсутствие задержки при прохождении сигнала через усилитель). На практике ни одно из этих свойств не может быть осуществлено полностью, однако
Рис. 1.2. Условные изображения усилителя. ■ * S, но отношение Ubhx/(% —。1) = <и о^ень велико.
к ним можно приблизиться с достаточной для многих приложений точностью. Например, если коэффициент усиления схемы ограничивается при помощи обратной связи значением 10, то коэффициент усиления собственно усилителя (без обратной связи), равный 1000, с практической точки зрения достаточно близрк к бесконечности.
• Первый каскад .операционного усилителя — это дифференциальный усилитель.; Дифференциальный усилитель имеет высо-
кий коэффициент усиления по отношению к разности входных сигналов (т. е. U2——Ui на рис. 1.1 и 1.2) и низкий коэффициент усиления по отношению к одинаковым сигналам, поданным на входы одновременно (синфазные сигналы) D.
Кроме того, дифференциальный усилитель имеет высокое полное сопротивление по отношению к любым поданным на его входы сигналам. Входной каскад операционного усилителя является наиболее ответственным, поскольку именно им определяется величина полного входного сопротивления и в нем мннн-
Рис. 1.3. Блок-схема операционного усилителя.
мизируются чувствительность к синфазным сигналам и напряжение сдвига 2).
За входным каскадом, как показано на рис. 1.3, следуют один или несколько промежуточных; они обеспечивают уменьшение напряжения покоя на выходе усилителя до близкой к нулю величины и усиление по напряжению и по току. Последовательное усиление по напряжению необходимо для получения высокого общего коэффициента усиления по напряжению, а усиление по току ——для обеспечения тока, достаточного для работы оконечного каскада без того, чтобы нагрузить входной каскад. В промежуточных каскадах могут быть использованы как дифференциальные, так и однополюсные схемы.
Оконечный каскад должен обеспечивать низкое полное вы* ходное сопротивление операционного усилителя и ток, достаточный для питания ожидаемой нагрузки. Кроме того, этот каскад должен иметь достаточно высокое полное входное сопротивление, чтобы не нагружать последний из промежуточных каскадов. В качестве оконечного каскада обычно используется простой или комплементарный эмиттерный повторитель.
На рис. 1.4 показана упрощенная схема операционного усилителя. Прежде всего следует сделать несколько замечаний относительно его входной цепи. Сопротивления в цепях эмитте-
D Синфазными сигналами называются поданные одновременно на оба входа сигналы с одинаковыми фазой и амплитудой.
Напряжения сдвига — это небольшие по величине нежелательные сигналы, которые возникают внутри усилителя и приводят к появлению некоторого напряжения на его выходе при нулевых напрял<ениях на обоих входах. Причиной их появления является неточное согласование напряжений эмиттер — база входных транзисторов. 、
ров транзисторов Т\ и Tz повышают полное входное сопротивление входного каскада. Токи коллекторов во входном каскаде обычно невелики, так что диоды эмиттер — база входных транзисторов имеют высокое сопротивление переменному току, и схема может действовать при малых входных токах. Проигрыш в коэффициенте усиления первого каскада, который при этом получается, впоследствии должен быть восполнен в промежуточных каскадах. Для снижения чувствительности схемы к синфазным сигналам ток эмиттера первого каскада задается с помощью источника постоянного тока. Поскольку источник постоянного тока имеет высокое внутреннее сопротивление гВых> коэффициент усиления дифференциального усилителя по отношению к синфазным сигналам Лсс получается очень низким 】）.
Чтобы уменьшить входной ток, необходимый для возбуждения дифференциального усилителя, и увеличить его входное сопротивление, в качестве транзисторов первого каскада 7\ н Т2
D См. приложение А.
можно использовать пары Дарлингтона или полевые транзисторы. Использование полевых транзисторов (с р—п-переходом или МОП-транзисторов) позволяет получить очень высокое входное сопротивление. Дифференциальные усилители на полевых транзисторах имеют более высокое входное напряжние сдвига Осдв, которое сильнее зависит от температуры, чем у усилителей на биполярных транзисторах, однако эти недостатки могут быть сведены к минимуму с помощью различных цепей обратной связи внутри усилителя. Существуют интегральные схемы (ИС) операционных усилителей, в которых для повышения полного входного сопротивления на входе используются полевые транзисторы, а в остальных цепях усилителя —— биполярные. Использование в качестве Т\ и Т2 пар Дарлингтона также приводит к повышению UCRB и усилению зависимости его от температуры.
Если коэффициент усиления по напряжению равен 10 (Л1 = 10) для первого каскада, 100 (Л2 = 100) для второго и 20 (』з = 20) для третьего каскада, то общий коэффициент усиления Л является произведением коэффициентов усиления отдельных каскадов:
& = Л1Л2Д3 = Ю-100-20 = 20 000,
т. е. довольно большой величиной.
В приложении Б рассмотрена широко известная интегральная схема операционного усилителя цА741 D фирмы Fairchild.
показаны внешние выводы операционного уси-показаны внешние выводы операционного уси-ВЫВОДЫ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ
показаны внешние выводы операционного уси-
показаны внешние выводы операционного уси-
На рис.. 1.5 лителя:
Рис. 1.5. Цоколевка операционного усилителя.Рис. 1.5. Цоколевка операционного усилителя.+U, —U. Выводы для напряжений питания.
Рис. 1.5. Цоколевка операционного усилителя.
Рис. 1.5. Цоколевка операционного усилителя.
Частотная коррекция. Эти выводы (иногда их называют выводами стабилизации, задержки или сдвига фазы) используются для предотвращения генерации операционного усилителя, если последний не имеет внутренней коррекции. Более подробно это обсуждается в следующем разделе.
Выход. Вывод, с которого снимается усиленное напря* жение.
” Отечественный аналог 140УД6. — Прим, pel
Инвертирующий вход. Если неинвертирующий вход заземлен и сигнал подан на инвертирующий вход, то сигнал на выходе окажется сдвинутым по фазе на 180° относительно сигнала на входе.
Неинвертирующий вход. Если инвертирующий вход заземлен, а сигнал подан на неинвертирующий вход, то сигнал на выходе окажется синфазным с сигналом на входе.
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Коэффициент усиления без обратной связи (Л). Коэффициент усиления усилителя в отсутствие обратной связи. Обычно равен нескольким тысячам. Называется также полным коэффициентом усиления по напряжению.
Входное напряжение сдвига ([/СДв)- Небольшие нежелательные напряжения, возникающие внутри усилителя, служат причиной появления на его выходе некоторого ненулевого напряжения при нулевом напряжении на обоих входах. Является следствием неточного согласования напряжений эмиттер ——база входных транзисторов. Обычно Ucab равно нескольким милливольтам ".
Входной ток смещения (/см). Ток на входах усилителя, необходимый для работы входного каскада операционного усилителя; ток базы, который должен быть обеспечен для входного транзистора.
Входной ток сдвига (/сдв). Разность токов смещения, необходимых для двух входных транзисторов операционного усилителя. Появляется вследствие неточного согласования коэффициентов усиления по току (Р) входных транзисторов. Если /см1 ——ток, необходимый для питания базы входного транзистора на инвертирующем входе, а /см2 ——ток, необходимый для питания базы входного транзистора на неинвертирующем входе, то /сдв = /см1 ——/см2 (рис. 1.6). Входной ток сдвига меняется приблизительно так же, как входное напряжение, поэтому ток сдвига является переменной величиной. Обычно /сдв лежит в диапазоне от нескольких единиц до нескольких сотен наноампер.
Входное сопротивление RBX, Сопротивление усилителя по отношению ко входному сигналу. Как правило, Rbx превышает один мегаом, но может достигать и нескольких сотен мегомов.
1)〃сдв называют входным, так как определяют его через то напряжение, которое надо приложить ко входам, чтобы на выходе установился О В. — Прим. ред.
Следует различать дифференциальное входное сопротивление, т. е. сопротивление между двумя входными выводами, и синфазное входное сопротивление, т. е. сопротивление между объединенными обоими выводами входов и земле访.В описаниях микросхем обычно не указывается, какой из этих параметров имеется в виду, и пишется просто Rbx・
,6. Выходное сопротивление 7?Вых- Внутреннее сопротивление
усилителя, о котором можно судить по напряжению на его выходе. Обычно 7?Вых не превосходит нескольких сотен омов.
Рис. 1.6. Определение вход* кого тока сдвига.Рис. 1.6. Определение вход* кого тока сдвига.Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений. Характеризует способность ослаблять (не усиливать) сигналы, приложенные к обоим входам одновременно. (Более подробно эго 1cMi 、 обсуждается в гл. 3).
Рис. 1.6. Определение вход* кого тока сдвига.
Рис. 1.6. Определение вход* кого тока сдвига.
Коэффициент влияния неста6иль~ пости источника питания на выходное напряжение. Показывает изменение выходного, напряжения при изменении напряжений питания (+U и —U одновременно) на 1 В. Обычно дается в микровольтах на вольт.
Входная емкость (Свх). Емкость между входными выводами и землей.
Ток потребления. Ток покоя (без нагрузки), потребляемый операционным усилителем.
Потребляемая мощность. Мощность (без нагрузки), рассеиваемая операционным усилителем.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения (V). Максимальная скорость изменения выходного напряжения, данная в вольтах на микросекунду.
Переходная характеристика. Сигнал на выходе опера- ционого усилителя при подаче на его вход ступеньки напряжения. Время нарастания и величина выброса выходного напряжения даются для стандартного изменения входного напряжения.
Предельно допустимые значения. Сюда относятся такие параметры, как максимальная рассеиваемая мощность, рабочий диапазон температур, максимальное напряжение питания, максимальная разность входных напряжений (между инвертирующим и неинвертирующим входами), максимальное напряжение синфазных входных сигналов и интервал температур хранения. (Превышение этих максимальных значений приводит к повреждению операционного усилителя.)
Ряд изготовителей включает в спецификации своих операционных усилителей графики многих параметров. Сюда могут ОТНОСИТЬСЯ зависимости t/вых. макс от Rh, t/вых. макс ОТ НЯПрЯЖе*
ния питания, Осдв и /см от температуры. Внимательное изучение спецификаций операционных усилителей есть необходимая предпосылка их успешного использования.
Наиболее существенные параметры, такие, как [/Сдв н 4 обычно даются при максимальной и минимальной рабочих температурах, а также при комнатной температуре.
РЕЖИМ СУММИРУЮЩЕЙ ТОЧКИ
По причинам, которые будут обсуждаться ниже, о двух входах усилителя часто говорят как о точке суммирования. Режим этих входов определяется малыми токами смещения и разностью напряжений между входами, ничтожной по сравнению
%= 1.5 мВ%= 1.5 мВРис. 1.7. Соотношение вход-выход в дифференциальном усилителе.Рис. 1.7. Соотношение вход-выход в дифференциальном усилителе.
%= 1.5 мВ
%= 1.5 мВ
Рис. 1.7. Соотношение вход-выход в дифференциальном усилителе.
Рис. 1.7. Соотношение вход-выход в дифференциальном усилителе.
с напряжениями в любых других точках схемы, когда усилитель используется в схеме с обратной связью. Это обусловлено высоким коэффициентом усиления операционного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи. Например, при выходном напряжении 15 В и коэффициенте усиления без обратной связи 10 000 напряжение между входными выводами (С7Д на рис. 1.7) равно С/вых/厶，т. е. 15 В/10 000, или 1,5 мВ. Важно отметить, что выходное напряжение определяется только малым напряжением между входными выводами (и ничем другим). Поскольку коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи весьма велик, это входное напряжение должно быть очень малым.
ПОВТОРИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
В схеме на рис. 1.8 [/Вых подается непосредственно на инвертирующий вход. Если вспомнить, что напряжение между входными выводами ид — это то напряжение, которое' усиливается с коэффициентом усиления усилителя /, то понятно, что при подаче сигнала на неинвертирующий вход напряжение на вь卜
ходе усилителя изменится так, что окажется Ua = (7Вых/А после чего выходное напряжение будет оставаться постоянным, пока не изменится входной сигнал. Поскольку коэффициент усиления операционного усилителя очень высок, U& будет очень мало, поэтому £УВых окажется приблизительно равным UBK.
Например, если на повторитель напряжения (рис. 1.8) подать напряжение 1 В, напряжение на выходе начнет расти, поскольку напряжение +1 В подано на неинвертирующий вход. Напряжение на выходе будет расти до тех пор, пока не
'〃вх
С6
Рис. 1.8. Повторитель напряжения.
а — принципиальная схема; б — эпюры входного н выходного сигналов.
окажется, что Ubhx = Ubx, или U〃。0. Если коэффициент усиления операционного усилителя Л = 10 000, напряжение на выходе перестанет расти, когда окажется, что U^—\ В/ 10 000= =0,1 мВ. По сравнению с 1 В С/д = 0,1 мВ пренебрежимо мало и приблизительно равно нулю. Если напряжение на выходе превысит 1 В, то изменится полярность Uq, разность UBK ——t7SbIX станёг неравной нулю, так что напряжение на выходе начнет меняться в обратном направлении (понижаться) до 1 В.
Из закона Кирхгоффа имеем Ubx + 〃 = C/Sbix. Поскольку Ubmx = AU^, получим, что 6/д = Ubhx/厶. Следовательно, Ubx + + С/вых/Л = Ubhx・ Если А приближается к бесконечно большому значению, то член Ubhx/总 стремится к нулю, и в результате получаем равенство Ubx = Ubhx・ Так как входной сигнал подан на неинвертирующий вход, сигнал на выходе будет иметь те же фазу и амлитуду, что и входной.
Входное напряжение связано с землей только через входное сопротивление усилителя, которое очень велико, поэтому повторитель напряжения может служить хорошим буферным кас・ кадом.
НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Схема на рис. L9 позволяет использовать операционный усилитель в качестве неинвертирующего усилителя с высоким полным входным сопротивлением, причем коэффициент усиления всей схемы по напряжению может быть жестко задан с помощью сопротивлений R\ и /?о. с Полное входное сопротивление всей схемы оказывается высоким, так как единственным путем для тока между входом и землей (входного тока) является вы
сокое полное входное сопротивление операционного усилителя.
Рис. 1.9. Неинверти рующий усилитель.Рис. 1.9. Неинверти рующий усилитель.Сопротивления Ri и R。，с образуют делитель напряжения с очень малой нагрузкой> в силу того что ток, необходимый для управления усилителем, очень мал (/см ^ 0). Поэтому через R и R。, с течет одинаковый tqk, н напряжение, приложенное к инвертирующему входу, равно
Рис. 1.9. Неинверти рующий усилитель.
Рис. 1.9. Неинверти рующий усилитель.
UbmxR/ (Ri + Ro. с) •
Если, например, Ubx — 1 В» то усилитель будет реагировать на превышение 1/д над Овых/久,меняя выходное на
пряжениепряжениедо тех пор, пока напряжение на инвертирующем
пряжение
пряжение
входе не станет равным напряжению на неинвертирующем входе (т. е. Од = [7ВЫХ/Л 七 0). Если Ri = 10 кОм и Ао.с = =100 кОм, то t/вых должно стать равным 11 В для того, чтобы £/瓜 стало настолько малым, чтобы точно соответствовать выходному напряжению усилителя. После этого выходное напряжение будет оставаться равным 11 В, пока не изменится входной сигнал.
Чтобы получить выражение для коэффициента усиления нашей схемы,напомним, что/^ = Ir。с, так как /?вх-»8. Имеем IR] = UrJRi и /Ro.c = URo・c/Ao c・ Напряжение на инвертирующем входе усилителя равно Ubx + V^ поэтому
/ri = (Ubx + UJ/R，‘Ro.c = (^вых — (Ubx + U J/Ro.c・
Следовательно, (Ubx + UQ/Ri = [t/вых — (Ubx+ 17д)]/₽о. с Поскольку Ubhx =力Од м Un = t/вых/^, то если, как мы предположили, Л->оо и ид а 0, можно написать “x/Ri = (Smx — •"—Ubx)/Ro. с・ Отсюда найдем коэффициент усиления схемы Ubhx/Ubx, который обычно называют коэффициентом усиления
с замкнутой обратной связью Ко. с или коэффициентом усиления замкнутого усилителя. Решая уравнение UbxAo. с = =Rf/вых —RUbx, получим
Ubx (R。, с + R) = RQbhx，(Ro. c + R)/R1 = Ubhx/Ubx = Ko. c・
Таким образом, значения сопротивления Ro, с и Ri определяют коэффициент усиления схемы по напряжению. Формула для коэффициента усиления с замкнутой обратной связью неинвертирующего усилителя
Ко. с = (Rd с + R)/R = R。. JR + 1 (1.1)
верна в случае, когда /》К°. е. Вторым видом выражения для коэффициента усиления (Ко. с = R。. с/Ri + 1) удобнее пользоваться при решении задач.
В предыдущем примере, где Ai = 10 кОм и R。, с = 100 кОм, Ко. с = (100 кОм+10 кОм)/Ю кОм = 11.
Использование сопротивлений Ri н R。. с для того, чтобы подать часть выходного напряжения на вход, как это сделано в рассмотренном неинвертирующем усилителе, называют введением обратной связи. Это ——весьма важное понятие. Заметим, что сопротивление Ri + R。. с следует выбирать таким, чтобы общий ток нагрузки с учетом этого сопротивления не превышал максимального выходного тока усилителя.
Если надо задать коэффициент усиления с обратной связью неинвертирующего усилителя, когда Ri уже выбрано, следует разрешить выражение для коэффициента усиления с обратной связью относительно R。, с：
Ko.c = Ro・JR + 1，Ко.с — 1 = Ro.JRi,
так что Ro.с = & (Ко.с— 1).
Пример 1.1. Для R] = 10 кОм и Ко. с = 20 получаем R。, с = (20— 1) X X Ю кОм — 190 кОм. Если бы были заданы R°・ с и Ко- с, то пришлось бы разрешать выражение Ко. с относительно R:
Ко с = Ro. c/Ri + 1, Ко. с ■ 1 = Ro. JR, Ri = Ro. с/(Ко. с ■■ ~~ 1)・
Если Ко. с = 20 и Ro. с = 200 кОм, то R = 200 кОм/19 = 10,5 кОм.
Максимально допустимое значение суммы R【+ R。с определяется током смещения. Разумный способ вычислить максимум Ri + R。с состоит в том, Чтобы положить =20/ при U =+U/2i). Тогда (К1+/Ъ)макс = «О. Свыл
=(+U/2)/(20/cm). Для операционного усилителя (1А741С /См(макс.)= =500 нА. Поэтому при +U = |—U\ = 15 В получим (К[+Кг)макс = —7,5 В/10 мкА = 750 кОм. В большинстве случаев следует стремиться ис-
n U — напряжение одного из источников питания. На самом деле надо оценивать максимальное Ro. с^ 2бй/(3/см), где б — допустимая относительная погрешность, a 2U/3 — полушкала выхода усилителя. ■— Прим, ред.
пользовать более низкие значения суммы R】十 R。, с, чтобы свести к минимуму шумы (см. в разд. 12.1 о температурных шумах). Минимальное значение суммы Ri + R。, с ограничивается выходным током операционного усилителя. Для схемы 11А741С это составляет около 2 кОм. О диако столь низкие значения используются редко, поскольку в этом случае выходного тока уже нс хватает для полезной нагрузки. Обычно значения суммы &i + R。，с лежат между 50 кОм и 1 МОм.
1・7. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Теперь найдем выражение для коэффициента усиления инвертирующего усилителя. Как следует из самого названия.
Рис. 1.10. Инвертирующий усилитель.Рис. 1.10. Инвертирующий усилитель.входной и выходной сигналы инвертирующего усилителя сдвинуты по фазе на 180 °. Здесь, как и в случае неинвертирующего усилителя, благодаря высокому коэффициенту усиления усилителя без обратной связи для изменения выходного напряжения усилителя во всем рабочем диапазо* не достаточно весьма малых значений Ur. (Обычно (/вых. макс
Рис. 1.10. Инвертирующий усилитель.
Рис. 1.10. Инвертирующий усилитель.
немного меньше напряжения питания.) Если на схему подать положительное Ubx, то Ua станет положительным и выходной потенциал начнет снижаться (поскольку входное напряжение подано на инвертирующий вход усилителя). Выходное напряжение будет меняться в отри
цательном направлении до тех пор, пока напряжение на инвертирующем входе (точка Л на рис. 1.10) не станет почти нулевым: U“ = Ubhx/% = 0・ Таким образом, Ri и Яо. с действуют как делитель напряжения между Ubhx и Ubx, и отношение Ubmx/Ubx равно таковому для R。. с/Ai. Точку Л часто называют потенциально заземленной, потому что ее потенциал почти равен потенциалу земли, так как U& как правило, весьма мало.
Чтобы получить выражение для коэффициента усиления с обратной связью, еще раз напомним, что /马 =/贝0. ^ a Rbx усилителя весьма велико". Поскольку 1& = Ввх — UJR и /% с = 一 (Gx — UJ/Ro. с можно написать, что ("х — %) /Ri = =—((Анх — UQ/Ro. c・ Знак минус перед правой частью этого
D В случае инвертирующего усилителя эффективное значение Rbx равно истинному входному сопротивлению усилителя (в неинвертирующем эффективное значение Rbx гораздо выше), но здесь оно не играет роли, так как включено между двумя точками с нулевым потенциалом и его ток ничтожно мал. — Прим. ре&
равенства означает, что выход инвертирован. Полагая (7Д = О (так как Л-> оо), получим Urx/Ri =—Ubnx〃?o.c・
Коэффициент усиления с обратной связью равен
К。. С = Ubmx/Ubx = 一 Ro. c/R.(1-2)
Пример 1.2. Для схемы на рис. 1.10:
Вычислить Ко・ с, если R = 20 кОм и R。, с = 400 кОм: К。一 с = =—К。. /Ri — —400 кОм/20 кОм = —20. Следует помнить, что знак минус здесь указывает только па то, что усилитель является инвертором.
Вычислить R。, с, если R〕= 10 кОм и К。, с = —15: Ко. с = —Ro. JRu поэтому Ro. с = —Ко. cR = 15-10 кОм =150 кОм.
Вычислить R, если R. с = 1 МОм и Ко. с = —50. .% = —R。. с//(о. с = =1 МОм/—50 — 20 кОм.
Входное сопротивление схемы инвертирующего усилителя равно Ri, в силу того что благодаря обратной связи в точке А на рис. 1J0 сохраняется приблизительно нулевой потенциал. Сопротивление R】 должно быть выбрано так, чтобы не нагружать источник напряжения Ubx, и, естественно, R。, с должно быть достаточно большим, чтобы чрезмерно не нагружать операционный усилитель.
УСИЛИТЕЛЬ
С ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫМ ВХОДОМ
Перед тем как начать рассматривать схему этого усилителя (рис. 1.11), напомним, что разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами очень мала (обычно
Рис. 1.11. Дифференциальный усн- литель.Рис. 1.11. Дифференциальный усн- литель.равно нулю (рис. 1.12).равно нулю (рис. 1.12).меньше 1 мВ), так как очень мало отношение Ubmx/4 Поэтому в данном разделе мы будем считать, что инвертирующий и неинвертирующий входы находятся под одинаковым напряжением, равным Uо. с.
Рис. 1.11. Дифференциальный усн- литель.
Рис. 1.11. Дифференциальный усн- литель.
равно нулю (рис. 1.12).
равно нулю (рис. 1.12).
нулю D; следовательно, черезнулю D; следовательно, черезЗаметим, что если U? на рис. ].11 равно нулю, то усилитель будет действовать по отношению к Ui как инвертирующий усилитель. Так происходит потому, что входной ток на неинверти-
нулю D; следовательно, через
нулю D; следовательно, через
рующем входе усилителя равен
о. со. с& нлн А：% не протекает ток и U<
о. с
о. с
Теперь, если задать U\ равным нулю н подать входной сиг* нал, как это показано на рис. 1.13, то усилитель будет действо-
】〉Ток смещения во внимание не принимаем. — Прим, ред.
вать как неинвертирующий усилитель, у которого входное напряжение Uo. с подается на неинвертирующий вход с делителя напряжения (& и R。. с).
Если оба напряжения U\ и U^ подаются на соответствующие входы одновременно, то сигнал на инвертирующем входе вызовет такое изменение выходного напряжения, что напряжение
Рис. 1.12. Дифференциальный уси- Рис. 1.13. Дифференциальный усилитель при U2 = 0.литель при Ui = 0.°ВЬ【Х=—R。. С%/%“BbIX = [(Ro. С 十衣1)/衣|] %, с；Рис. 1.12. Дифференциальный уси- Рис. 1.13. Дифференциальный усилитель при U2 = 0.литель при Ui = 0.°ВЬ【Х=—R。. С%/%“BbIX = [(Ro. С 十衣1)/衣|] %, с；
Рис. 1.12. Дифференциальный уси- Рис. 1.13. Дифференциальный усилитель при U2 = 0.литель при Ui = 0.
°ВЬ【Х=—R。. С%/%“BbIX = [(Ro. С 十衣1)/衣|] %, с；
Рис. 1.12. Дифференциальный уси- Рис. 1.13. Дифференциальный усилитель при U2 = 0.литель при Ui = 0.
°ВЬ【Х=—R。. С%/%“BbIX = [(Ro. С 十衣1)/衣|] %, с；
%=%K—R2)b
в точке соединения сопротивлений R и /?0. с станет равным UQ. с» где U。с Равно %[《с/(& +К.с)]，а не нулю, как было бы в случае обычного инвертирующего усилителя.
Выведем теперь уравнение для выходного напряжения. Вследствие того что усилитель имеет очень высокое входное сопротивление, имеем
//=/%•<? “2 ='《J
【R] = (U1 — Uo.c)/Rl =/凡.с = ("о с — UbedJ/Ro.c.
Приравнивая здесь второй и четвертый члены и решая полученное уравнение относительно 17Вых, имеем
— Uо.闵R1 = (Uo.c — Ubmk)/Ro.c，Ro.cG — Ro.cUo.c =
= RlUo.c— RQbmx，
R1Ubmx = R|Uo・c+ Ro・cUo. c — Ro c5, R1Ubhx =
=U°. c (R + Ro.c) — R。. 0, Ubmx = U°. c [(Rl + Ro. c)/Rl] — (Ro. c/Rl) U「
Полученное выражение для Ub^k представляет собой, как и следовало ожидать в связи с предыдущими рассуждениями, сумму выражения для С7Вых неинвертирующего усилителя, в котором в качестве входного сигнала использовано Uo, с, н выражения для Ubmx инвертирующего усилителя. Поскольку Uo. с — это напряжение в точке соединения сопротивлений R? и R：小 состав-
ляющих делитель напряжения, н к &2 приложено напряжение U?, можно написать
Uo. с ==“[%. с/(/?2 + Ro. с)]・
Подставляя это выражение в выражение для (7ВЬ1Х, получим
k = U2 [庵 J(/?2 + R：.c)][(R + R°.c)/RJ — (R。. JR) S,
что представляет собой общую формулу для С/Вык. Если положить /?1 = & н Ro.c = R；c (ситуация, которая часто встречается), получим
Ubnx = U2[Ro.c/(R + 凡・c)] [(/?1 + R。. J/Q] -(R°・ JR) Ui
или Urmx= S(R。. c/Ri) —(R。. c/Ri)G, так что
UBMx = (Ro.c/R)(U2 — q).(1.3)
В этой ситуации (火]=/?2 и 7?0 с = R^ с) полярность выходного напряжения определяется большим из напряжений U\ и U2- Что касается выбора величин сопротивлений в этой схеме, то здесь, остаются в силе все рассуждения, относившиеся к выбору сопротивлений для инвертирующего н неинвертирующего усилителей.
Пример 1.3. Пусть для схемы на рис. 1.11 U】=0,1 В, 5 = —0,2 В, R。，с = %, с =〔°° кОм, /?i = /?2 = 20 кОм. Найти ивых.
Решение: 4х = (R。./R)("—U】)=(100 кОм/20 кОм) (—0^ В —ОД В)= —5(—0,3 В) = —1,5 В.
УСИЛИТЕЛЬ С ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫМ
ВЫХОДОМ (БАЛАНСНЫЙ)
Предположим сначала, что R、=旦，凡.с =《с и что на- пряжения на выводах инвертирующего н неинвертирующего входов усилителя на рис. 1.14 одинаковы и равны Uo, с. Последнее допущение является обоснованным, если, как и в случае усилителя с дифференциальным входом, предположить, что коэффициент усиления усилителя без обратной связи Л весьма велик.
Знак плюс около вывода вых. 1 указывает, что UA имеет- полярность, противоположную Ui, а знак минус около вывода Ьых. 2 показывает, что полярность t/в противоположна полярности U2. Общее выходное напряжение является алгебраической суммой Ua и Ub・ Заметим, что, если Ui = 0 н входом служит 〃2, то усилитель действует как инвертор с U〃 = 0 н Uв =— г- (R'o.c/R》%• Точно так же, если t/2 == 0, UB = 0а а 〃 к
=(Ro. c/Ri) ■, по существу, получается тандем двух инвер^ торов.
&
Рис. 1.14. Усилитель с дифференциальным выходом.Рис. 1.14. Усилитель с дифференциальным выходом.
Рис. 1.14. Усилитель с дифференциальным выходом.
Рис. 1.14. Усилитель с дифференциальным выходом.
Выведем выражение для {7ВЫХ. Известно, что /р =/р и IR = I'r ; поэтому
/&[ = (■ — Uo. c)/Rl = (Uo. с — UMRd с,
/択2 = (°2 — Uo c)/№ = (Uo. c — /)/R：. c-
Вычитая первое уравнение из второго, получим с учетом ра- венств & = R2 H &.с =《с
仅-a.c)/R-(S-U°.c)/R = (U°.c —/)/凡.c-(U°.c-Ua)/R°.c,№-UM& = (Ua-Ub)IR°.c・
Поскольку |力一UB\ = UBUX9 имеем
02 — G)/R = Ubmx/Ro. с，Ubhx = (&• c/品)”2 一 Ul)・ (1.4)
выводы
Операционный усилитель ——это многокаскадный усилитель с дифференциальным входом, по своим характеристикам приближающийся к идеальному усилителю. Операционный усилитель должен иметь высокий коэффициент усиления по напряжению, высокое входное сопротивление и низкое выходное сопротивление. ，
Важно, чтобы пользователь был xopoluo знаком как с назначением выводов (цоколевкой), так и с паспортными данными операционного усилителя.
Высокий коэффициент усиления без обратной связи н высокое входное сопротивление операционного усилителя позволяют подать часть выходного сигнала обратно на инвертирующий вход через делитель напряжения на сопротивлениях. Используя идею такой обратной связи, можно задать значение коэффициента усиления операционного усилителя по напряжению с помощью цепи обратной связи на сопротивлениях. Такая цепь на сопротивлениях позволяет задавать с высокой точностью только коэффициенты усиления, мно
г0 меньшие коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи.
4 Повторитель напряжения имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 1, и может быть использован или как усилитель тока, или как буферный каскад.
Неинвертирующий усилитель имеет очень высокое входное сопротивление н не обращает фазу сигнала. Выражение для коэффициента усиления пеин- вертирующего усилителя по напряжению имеет вид
Ko.c=R°・c/Q + l・(1-0
Инвертирующий усилитель имеет входное сопротивление, равное Rt, и обращает фазу сигнала. Его коэффициент усиления по напряжению равен
Ko・c = — Ro.c/R(L2)
Выходной сигнал усилителя с дифференциальным входом пропорционален разности его входных сигналов. Если R〔 = R? и ^о. с = R：. с，выходное напряжение усилителя с дифференциальным входом имеет вид
Ubmx=便。・ c/Q) (5 — S)・(1.3)
Усилитель с дифференциальным выходом имеет два выхода и два входа. Такой усилитель действует как два соединенных параллельно и противофаз но инвертора. Выходное напряжение усилителя с дифференциальным выходом является алгебраической суммой напряжений на его выходах и имеет вид
I%-4I = (R°.c/RJ(U2-4)，(i・4)
если R。. © = R。си R = Q.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Назовите характеристики идеального усилителя.
Дайте определение напряжения сдвига.
Назовите основную причину возникновения /7Сдв и /сдв на входе операционного усилителя на биполярных транзисторах.
Укажите основные различия между операционными усилителями со входом на полевых транзисторах и со входом па биполярных транзисторах.
Повторитель напряжения является хорошим буферным каскадом. Объясните, почему.
Вычислите неизвестные значения К。, с, Ri или Ro, с для инвертирующего усилителя, если даны следующие значения: а) К。, с = 30, Ri = 10 кОм, Ro. с = ? б) Ri = 10 кОм, Ao. С = 1,5 МОм, Ко. с = ? в) Ко. с = 20, Ко. с = =1,8 МОм, R = ?
Вычислите неизвестные значения Ко. с, Ri или R。. © для неинвертирующего усилителя, если даны следующие значения: a) Rj = 10 кОм, R。. с = =200 кОм, Ко. с = ? 6) R = 2。кОм, Ко. с = 20, &. с = ? в) 7?о. с == 2 МОм, Ко. с = 10. R = ?
Усилитель с дифференциальным входом имеет R^ = R? = 1。кОм н R。匸= =R：. с = 200 кОм, и на его входы поданы напряжения S — +0,3 В и £72 = +0,5 В. Вычислите £7Вых.
На входы того же усилителя поданы напряжения U【=+0,4 В н U2 H =—0,2 В. Вычислите иъ^.
Инвертирующий усилитель имеет Ri = 10 кОм, R。, с = 120 кОм, Uex = =0,2 В н К。： с = 10 000. Вычислите Ub^x и U..
. Укажите назначение транзистора 7з в схеме операционного усилителя на рис. 1.4..-一
Начертите по памяти следующие схемы с операционными усилителями: з) повторитель напряжения, б) неинвертирующий усилитель, в) инвертирующий усилитель, г) усилитель с дифференциальным входом.
Если вы не можете ответить на какие-либо из этих вопросов, отметьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы студент должен уметь собрать макеты неинвертирующего и инвертирующего усилителей, усилителя с дифференциальным входом и повторителя напряжения, а также вычислять и измерять идеализированный коэффициент усиления этих схем.
Рис. 1,15. Схема компенсации Ucab в операционном усилителе Р-А741.
Студент должен также уметь компенсировать напряжение сдвига (настраивать нуль) операционного усилителя р.А741 (или подобного ему).
Оборудование. 1. Операционный усилитель 日А741 фирмы Fairchild или его аналог и его описание. 2. Набор сопротивлений класса точности 2 %. 3. Источник питания 士 15 В (постоянного тока). 4. Вольтметр или осциллограф, иа которых можно измерять малые постоянные напряжения (5 мВ). 5. Генератор стандартных сигналов. 6. Потенциометр на сопротивление 10 кОм. 7. Макетная панель, например EL Instruments SK-10, установленная на шасси размером 5 X 8% дюйма【).
Приблизительно 12f5 X 21 см. — Прим, перев.
и / 2- назоалапс напряжениии / 2- назоалапс напряженииРис. 1.16. Схема подключения внешнего потенциометра для установки куля сдвига.Рис. 1.16. Схема подключения внешнего потенциометра для установки куля сдвига.
и / 2- назоалапс напряжении
и / 2- назоалапс напряжении
Рис. 1.16. Схема подключения внешнего потенциометра для установки куля сдвига.
Рис. 1.16. Схема подключения внешнего потенциометра для установки куля сдвига.
Компенсация напряжения сдвига операционного усилителя 出А741. Напряжение сдвига возникает внутри операционного усилителя. Чтобы компенсировать его, к схеме надо приложить такое внешнее напряжение, которое погасило бы внутреннее напряжение сдвига. Существует несколько способов компенсации; подробно они будут обсуждаться в разд. 2.6.
Возможность компенсации напряжения сдвига Uche в операционном усн- дгителе р,А741 основана на том факте, что иБЭ растет при возрастании /^). Соответствующая схема показана на рис. 1.15. Транзисторы Т3 и Т4 па этой схеме служат источниками постоянного тока, обеспечиваюшими токи эмиттеров входных транзисторов соответственно『】~~
и^э транзисторов Т} и Т2 компенсируется подстройкой токов, задаваемых от источников неизменного тока Тз и『4. В операционном усилителе иА741 такая подстройка осуществляется с помощью потенциометра 10 кОм, который включают между выводами установки нуля усилителя, при этом на среднюю точку потенциометра подается напряжение ——U, как показано на рис. 1.16.
Изменяя положение движка потенциометра, можно менять эффективное сопротивление эмиттеров источников неизменного тока, отчего меняется и ток этих источников. Движок потенциометра перемещают до тех пор, пока напряжения 〃ез транзисторов Т\ и Т2 не окажутся одинаковыми: тогда и напряжение сдвига будет скомпенсировано2). Такой способ компенсации напряжения сдвига используется во многих интегральных схемах операционных усилителей.
Замечание. При выполнении настройки нуля заземляется вход всей схемы, ио не входы операционного усилителя. После того как настройка куля осуществлена, связь входа схемы с землей, естественно, должна быть удалена, прежде чем на схему будет подан входной сигнал.
Порядок выполнения работы. 1. Компенсация сдвига, (а) Соберите схему с операционным усилителем. gA741, -как показано на рис. 1.17. Перед подсоединением операционного усилителя еще раз проверьте цоколевку микросхемы по описанию. Замерьте выходное напряжение и запишите его величину. (б) Перемещайте движок потенциометра 10 кОм до тех пор, пока выходное напряжение не станет равным нулю, (в) Вычислите коэффициент усиления с обратной связью для схемы на рис. 1.17, для чего используйте соотношение Ко, с == R。. c/R】+ 1 - (г) Вычислите напряжение сдвига в схеме до компенсации. Отсоедините среднюю точку потенциометра установки нуля сдвига, измерьте UBWKt которое появляется за счет Ucm, после чего восстановите соединение потенциометра. Используйте соотношение Uc.b = Ubmx/Ko. с 2. Коэффициент усиления неинвертируюшего усилителя, (а) Для схемы, собранной в п. 1, определите значения Ко. с, необходимые для получения коэффициентов усиления усилителя с обратной связью, равных 10 и 100. (б) Поставьте в схему эти сопротивления, отсоедините неинвертирующий вход от
J) Напряжение база — эмиттер (БЭ) и ток коллектора (К) биполярного транзистора. — Прим. ред.
земли и измерьте коэффициент усиления по переменному току !)- (в) Вычислите величину Rj, необходимую для того, чтобы коэффициент усиления с об
Рис. 1.18. Повторитель напряжения.Рис. 1.18. Повторитель напряжения.
Рис. 1.18. Повторитель напряжения.
Рис. 1.18. Повторитель напряжения.
ратной связью был равен 11, если Ro. c = 500 КОм. (г) Измерьте коэффициент усиления схемы с обратной связью по переменному току!) при найденном в п. (в) значении Ri. (д) При коэффициенте усиления Ко. с, установлен-*
Рнс. 1.19. Повторитель ссопротивлением обратнойсвязи.
ном на значении 11, вычислите и измерьте выходное напряжение при по* стоянием напряжении 0,5 В на входе. Обратите внимание на полярность выходного сигнала.
')Следует помнить, что на самом деле имеется в виду коэффициент усиления по напряжению для сигнала.——Прим. перевк
Повторитель напряжения, (а) Соберите схему» показанную на рис. 1.18, но не отсоединяйте схему компенсации напряжения сдвига, (б) Подайте входное напряжение (сначала переменное, затем постоянное) на вход схемы, измерьте и запишите значения входных и выходных напряжений. Как соотносятся для двух сигналов (постоянного и переменного) отношения /7Вых//7вх? (в) Поставьте сопротивление между выходом и инвертирующим входом, как показано на рис. 1.19, и повторите п. б). Изменится ли коэффициент усиления с обратной связью? Почему?
Инвертирующий усилитель (а) Включите операционный усилитель цА741 по схеме, показанной иа рис. 1.20 (сохранив цепь компенсации Uc.b). (б) Вычислите и измерьте коэффициент усиления Ко, с схемы. Замечание: Ко. с =
Рис. 1.20. Инвертирующий усили- Рис. 1.21. Усилитель с дифферен- тель. циальным входом.Рис. 1.20. Инвертирующий усили- Рис. 1.21. Усилитель с дифферен- тель. циальным входом.#1 〃ос
Рис. 1.20. Инвертирующий усили- Рис. 1.21. Усилитель с дифферен- тель. циальным входом.
Рис. 1.20. Инвертирующий усили- Рис. 1.21. Усилитель с дифферен- тель. циальным входом.
=——Ко. с//?|- Как этот коэффициент усиления связан с К。, с неинвертирующего усилителя при тех же значениях R】и R。. с? (в) Вычислите величину Ri* необходимую для получения коэффициента усиления, равного 20, если R。. с = = 200 кОм. Вычислите и измерьте 艮° с при этих значениях R〕и Яо. с. (г) Поставьте Ro. с = 100 кОм и Ri = 10 кОм. Измерьте величину и полярность выходного напряжения при постоянном напряжении 0,5 В на входе.
Усилитель с дифференциальным входом, (а) Соберите схему, показанную на рис. 1.21. (Удостоверьтесь, что 67сдв компенсировано.) Замечание'. 〃вЬ【х = ==(Ro. c//?j) (02—Ui)・(6) Вычислите и измерьте выходное напряжение при 5 = j-0,2 В и 弘=——0,3 В (постоянных). Для установки Ц и U2 можно использовать делители напряжения или потенциометры, (в) Вычислите и измерьте выходное напряжение при U】 = +0,2 В н “ = +0,3 В (постоянных) .(г) Какими должны быть Ro с и Ro с для того, чтобы имело место равенство Ubhx = 20(%—5), если & = R = 20 кОм. Поставьте эти сопротивления в схему и измерьте UDUX при постоянных напряжениях Ui = = +0,1 В н 5 = —0,1 В. (д) Какие значения /?о с и R：《следовало бы выбрать, если нужно, чтобы выходной сигнал был вдвое больше по отношению к 5, чем по отношению к U?, при G = U2? Напоминаем: Ubmx = =J< с/(& +《с)] (1 + % с/&) %-(凡.с/&) ■• Выберите R。. с и найдиге R； с; пусть R。с =〔0° к°м，q = U2 n К。. с, R^ и R2 известны. Тогда
10 = 2 [R；/( 10 кОм + R；)] • 11,10/22 =局/(10 кОм + R；),
耳= 4,54 кОм + 0,454 R；, R； = 4,54 кОм/0,545 = 8,33 кОм.
Поставьте эти сопротивления в схему и подтвердите ваш ответ измерением.
Обсуждение. Для каждого раздела сравните измеренные данные с результатами, предсказанными теоретически. Насколько хорошо экспериментальные результаты совпадают с теоретическими? Рассмотрите все случаи несовпадения теории с практикой и составьте их список.
ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ВНЕШНЯЯ КОМПЕНСАЦИЯ СДВИГА
В гл. 1 во всех рассуждениях усилитель считался идеальным. В настоящей главе и гл. 3 будут рассмотрены некоторые следствия того, что усилители не так совершенны, как хотелось бы. Для начала рассмотрим некоторые основные последствия введения отрицательной обратной связи.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
1. Объяснить и рассчитать влияние отрицательной обратной связи н ограниченного коэффициента усиления усилителя без обратной связи на коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью, его входное и выходное сопротивления. 2. Объяснить принцип работы, рассчитать компоненты и начертить цепи внешней компенсации напряжения сдвига в инвертирующем, неинвертирующем и дифференциальном усилителях. 3. Выполнить лабораторную работу к гл. 2.
ВЛИЯНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ
СВЯЗИ НА КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ
Отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент усиления. Чтобы это увидеть, построим эквивалентную схему, показанную на рис. 2.1. На этой схеме блок Л является усилителем с коэффициентом усиления без обратной связи, равным Л, а блок р — цепью обратной связи. Величина р является коэффициентом обратной связи н показывает, какая часть выходного сигнала попадает обратно на вход. Символ ® обозначает точку суммирования, к которой прикладываются сигнал отрицатель- ной обратной связи н входной сигнал "вх・
При разомкнутом положении переключателя П выходное напряжение будет определяться равенством t/вых = AU^
После замыкания переключателя входной сигнал усилителя ，以 станет равным Ubx — pt/вых. Знак минус появляется вслед-
ствне того, что обратная связь является отрицательной (выход и вход находятся в противофазе). Теперь напишем Ubhx =』。外 И UbHX==A(UbX Р^вых) •
Разрешая это уравнение, получим
Овмх = 4°вх — /RUpbix，Ubhx (1 + Ар) = 4Ubx‘
Ubmx/Ubx = 4(1 +仰)=穴。・。(2.1)
где Ко. с — коэффициент усиления по напряжению при наличии отрицательной обратной связи; все остальные величины были определены ранее.
Рис. 2.1. Функциональнаи схема включения отрицательной обратной связи.Рис. 2.1. Функциональнаи схема включения отрицательной обратной связи.Выражение (2.1) является основным для определения коэффициента усиления по напряжению при наличии обратной связи. Если разделить числитель и знаменатель на 40, то получим другую форму выражения (2.1), которая очень часто нс- пользуется:
Рис. 2.1. Функциональнаи схема включения отрицательной обратной связи.
Рис. 2.1. Функциональнаи схема включения отрицательной обратной связи.
К。, с = 4(1 +Л₽) =
= (!/₽)/(! + IMP). (2.2)
Заметим, что если в выражении (2.2)邵》I, то Ко. с = = (1/₽)/(14-1/Ар) = (1/Р)/(1 + + 0), или К。, с = 1/₽, если Др》 疹 1. Обычно, если операционный усилитель используется про
сто как усилитель, то 加》1, поэтому Ко. с = 1/Р-
Величина Ар называется петлевым коэффициентом усиления и должна быть положительной, если схемой является усилитель. Поскольку обратная связь отрицательна и сигнал обратной связи вычитается из входного сигнала, коэффициент обратной связи должен быть положительным D.
2・2. ВЛИЯНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ
СВЯЗИ НА ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
Отрицательная обратная связь уменьшает эффективное выходное сопротивление усилителя. Для того чтобы это понять, по・ нему это происходит, обратимся к рис. 22
1)Поэтому во всех предыдущих рассуждениях проще положить В > 0, 予 4 V 0, как и бывает на самом деле (при этом /R V 0, а в выражении (2・1) в знаменателе знак минус). — Прим. ред.
Если предположить, что ток io. с пренебрежимо мал, то для любых данных значений величин R и R。, с мы будем иметь выходное напряжение
"вмх = — Ubx (R。. c/R)= %4
Если замкнуть П и подключить нагрузку Rh, то выходной ток усилителя %, протекающий по сопротивлению нагрузки,
〃вь»г〃вь»гРис. 2.2. Схема для расчета влияния отрицательной обратной связи на /?Вых.Рис. 2.2. Схема для расчета влияния отрицательной обратной связи на /?Вых.
〃вь»г
〃вь»г
Рис. 2.2. Схема для расчета влияния отрицательной обратной связи на /?Вых.
Рис. 2.2. Схема для расчета влияния отрицательной обратной связи на /?Вых.
вызовет падение напряжения на внутреннем выходном сопротивлении усилителя, что приведет к уменьшению напряжения на выходном выводе усилителя, которое станет равным
Ubhx ^^ ~~ Ubx (Ro. JR) — RbhJh == —。口/ — Rbmx'h・
Это изменение выходного напряжения воздействует на инвертирующий вход усилителя через делитель Ri и R。, с таким образом, что U〃 увеличивается по абсолютной величине. Увеличение U〃 вызывает увеличение напряжения на выходе усилителя до того значения, которое было перед включением нагрузки. Поскольку выходное напряжение при включении нагрузки уменьшается меньше, чем было предсказано, то в этом случае говорят, что отрицательная обратная связь уменьшает эффективное выходное сопротивление усилителя.
Для того чтобы определить величину этого уменьшения, воспользуемся схемой, подобной приведенной на рис. 2.1, но добавим внутреннее выходное сопротивление усилителя (рис. 2.3). Напомним, что ток, протекающий по цепи обратной связи, мал по сравнению с гВых- Предположим, что "вх《 《Л pt/вых. Прежде всего можно выразить выходной ток через
падение напряжения на /?Вых：
^вых = U Авых/Rbhx = (^вых — /Uq)/Rbhx・
Но 17д = —р(/вых (так как UBK < ЛрГ/вых), а потому
^вых = [^ВЫХ — (— ^Р^вых)]//?вых = ^вых (1 + 40)/RwРешая теперь это уравнение относительно Г/Вых/гВых, получим^вых/^вых = Rbmx/(1 + 40)・
Так как ивых/1Ъых есть выходное сопротивление схемы, его можно назвать Rbhx. о. с (выходным сопротивлением при нали-
Рис. 2.3. Функциональная схема включения обратной связи, иллюстрирующая ее влияние на Rbhx.
чии обратной связи):
&НХ. о.с = &нх/( 1 + А0)・(2.3)
Пример 2.1. Если Л = 10 000, 0 = 0,01 и паспортная величина Rbhx = 3 кОм, то эффективное выходное сопротивление при наличии обратной связи будет /?вых. о.с = Авых/(1 + 那)=3 кОм/(1 + Ю4 • 1(Г 今 а 30 Ом.
ВЛИЯНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ г СВЯЗИ НА ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
Отрицательная обратная связь в схеме операционного уси- 、лнтеля приводит к увеличению эффективного входного сопротивления. Чтобы представить себе, почему это происходит, подадим на вход усилителя сигнал, как показано на схеме рис. 2.4, при положении переключателя, показанном на схеме. Если предположим, что источник постоянного тока имеет беско-
2 Л. Фолкенберри
нечно малое полное сопротивление, то входное сопротивление будет определяться выражением
Rbx 心 2 (力215 + 1)(-£> +-3),
где /*d — сопротивление перехода эммитер — база для малого сигнала переменного тока. Входной ток сигнала будет равен 7вх Q U1 ]Rpx・
Теперь изменим положение переключателя П так, чтобы были включены сопротивления обратной связи R。, с и Ri. Напряжение на выходе усилителя теперь будет расти до тех пор,
1-й каскад1-й каскадРис. 2.4. Схема неинвертирующего усилителя, иллюстрирующая влияние обратной связи на входное сопротивление.Рис. 2.4. Схема неинвертирующего усилителя, иллюстрирующая влияние обратной связи на входное сопротивление.Остальные каскады усмпенняОстальные каскады усмпенняпт1ннт±-_пт1ннт±-_
1-й каскад
1-й каскад
Рис. 2.4. Схема неинвертирующего усилителя, иллюстрирующая влияние обратной связи на входное сопротивление.
Рис. 2.4. Схема неинвертирующего усилителя, иллюстрирующая влияние обратной связи на входное сопротивление.
Остальные каскады усмпення
Остальные каскады усмпення
пт1ннт±-_
пт1ннт±-_
пока напряжение Uo.c в общей точке сопротивлений Ri и Ro,c не станет почти равным входному напряжению Ui. Это означает, что входной ток будет уменьшаться до тех пор, пока напряжения на входных выводах《+》и《——》не станут примерно равными, что в свою очередь соответствует увеличению эффективного входного сопротивления.
Для того чтобы определить, насколько увеличится полное входное сопротивление, обратимся к рис. 2.5. При разомкнутом положении переключателя 77 обратная связь отсутствует, и Rbx в точности равно Ubx/'bx, поскольку Г/вх — 〃〃♦ Когда переклю・ чатель П замкнут, подключается сигнал обратной связи (——pt/вых) и выполняется равенство
Од ：== Ubx —。0. с・
Так как Uo. с = —Р^вых, т。Un = Ubx (1 + рА) и " и/вх = (Ubx/L) (1 + 04) = Rbx (1 + ₽Л).
Входное сопротивление с обратной связью /?вХ. о. с определяется как С/д/йх, а входное сопротивление усилителя равно ^вх//Вх； поэтому
&х・°.с=&х(1 + ва・(2.4)
Примечание. Выражение (2.4) относится только к полному входному сопротивлению между выводами операционного усилителя, а не к синфазному сопротивлению между каждым из входных выводов и землей. Это выражение пригодно для дифференциального входного сопротивления неинвертирующего усилителя, но не для входного сопротивления инвертирующего усилителя.
В случае инвертирующего усилителя эффект Миллера приводит к тому, что R。, с скажется -меньше по отношению ко входному сигналу, поскольку (/ВЫх вызывает ток, протекающий через
сопротивление /?о. с и больший, чем может вызвать одно U* Следовательно, к инвертирующему входу инвертирующего усилителя оказывается подключено малое сопротивление
Ro. с (эфф) ^^ Ro. с/(1 + 4), и входное сопротивление инвертирующего усилителя в целом равно
Rbx(hhb) = [R1 + Ro. с/(1 + И)] II Rbx (ОУ)・
Можно считать, ЧТО Авх(ннв)右 Rl・
РЕАЛЬНЫЙ НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Используя общее выражение для коэффициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью, определим, как на величину этого коэффициента влияют коэффициент обратной связи и коэффициент усиления разомкнутого усилителя. Это необходимо для того, чтобы знать, насколько идеальное значение коэффициента усиления с обратной связью отличается от реального.
и При этом в реальной схеме рис. 2.4 не ид возрастает, а ток %х умень- таете与 в 1 + рЛ раз, что эквивалентно с точки 叩енн見 7?вх. — Прим. ред.
Рис. 2,6. Реальный неинвертирующий усилитель.Рис. 2,6. Реальный неинвертирующий усилитель.
Рис. 2,6. Реальный неинвертирующий усилитель.
Рис. 2,6. Реальный неинвертирующий усилитель.
Обращаясь к рис. 2.6, заметим, что &ых = Аи^ причем Ur = Ubx——Uo.c (т. e. Ubx должно быть больше Uo.c для по-
лучения неинвертированного выходного напряжения) • Напишем
^вых = 4 (Ubx — Uo. с)=
= /°BX — 4U°g
но Uo.c = UbMx[R/(R + Ro・ c)l； следовательно,
^вых == "Bex
—4RiUbmx/(Ri + Ro. J・
Отсюда получим
4UbxhUbmxU+/R/(R +
+ Ro. c)]>
UbhJUrx n^
= //[!+W(/?l + /?o.c)l-
Вспомнив общее выражение коэффициента усиления (2.1): Ко.с = 4/(1 + Ар), увидим, что должно быть
(2.5)(2.5)P = R/(R + R。.)
(2.5)
(2.5)
Напомним, что 1/0 является коэффициентом усиления идеального усилителя с обратной связью:
К°・с = (R + Ro・J/R = 1/₽- (2.6)
Произведение 40 (коэффициента усиления усилителя без обратной связи А и коэффициента обратной связи р) называется петлевым усилением. Понятие петлевого усиления будет широко использоваться в гл. 4, в которой рассматриваются частотные характеристики.
Пример 2.2. Если усиление усилителя без обратной связи равно 1200, коэффициент усиления усилителя с замкнутой обратной связью должен быть равен 101; в идеальном случае значения сопротивлений Ri и /?0. с выбираются соответственно 10 кОм и 1 МОм. Однако в этом случае фактический коэффициент усиления усилителя с обратной связью будет равен
Ко. С= 1200/U + 1200 (1/101)1 ^ 1200/12,9 = 93,
т. е. ошибка составит 7,9 %. Если эта ошибка слишком велика, следует использовать усилитель с большим значением коэффициента усиления без обратной связи.
Заметим, что с уменьшением Ко. с уменьшается и ошибка, обусловленная ограниченным коэффициентом усиления усилителя без обратной связи. Например, для получения Ко. с= 11 выбираем Ri = 10 кОм, Ro. с= 100 КОм.
При Л = 1200 имеем
Ко,с= 1200/(1 + 1200 (1/11)] = 10,9,
е. ошибка составит 0,91 %.
Предположим, что в первом из этих примеров надо получить Ко. с = .Joo ± 1 %. В этом случае для того, чтобы определить минимально допу-
стимое качение коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи, можно воспользоваться основным выражением для коэффициента усиления. Из формулы Ко. с = 4/(1 十 лр) получим
Ко. с (1 +，Р) = 4к°・ с + К。. с，8 == 4
Л — Ко. с"8 ~ Ко. с» 4(1 一 Ко. сВ) s== Ко. с»
■следовательно, А — Ко. с/(1 — К。. с₽).
Для решения задачи используем минимальное значение Ко. с и то значе-* вие в，которое равно 1 /коэффициент усиления идеального усилителя с обратной связью. Следовательно, для первого из приведенных примеров
Л = 99/[1 — 99 (0,01)] = 9900.
Таким образом, для того чтобы по-
ный усилитель должен иметь ^ 9900.ный усилитель должен иметь ^ 9900.■лучнть Ко. С = 100+1 %, операцион- 月)
ный усилитель должен иметь ^ 9900.
ный усилитель должен иметь ^ 9900.
РЕАЛЬНЫЙ ИНВЕРТИРУЮЩИЙ
УСИЛИТЕЛЬ
Выведем уравнение для инвертирующего усилителя с ограниченным коэффициентом усиления точно так же, как это было сделано для коэффициента усиления идеального усилителя с обратной связью, но не будем принимать допущений о стремлении коэффициента усиления разомкнутого усилителя к бесконечности. «Неидеальное» выражение все еще остается приближенным, поскольку предполагается что /см = 0 (рнс. 2.7). С учетом этого предположения заметим, что /衣^ =——/灭。с; следовательно,
dx — UJ/Rl = — (Ubmx 一 U〃)/Ro. c-
Так как Г/вых = —AU^ то Е/д = — (/ВЫх/А Подставляя это значение в выражение для U^, получим
Uвх/R 十 Ubhx/4R + Ubhx/Ro. с + UвыхМ&・ С = 0， откуда
Ubx/R1 = 一 Ubhx (1//R + 1® с + 1//R。. с)-
Умножая обе части последнего уравнения на A, R【и Ro,c9 лолучим
Urx/Ro. с = — UВЫХ (Ro・ с + /R + R)・
Следовательно, Ко. с === Ub&x/Ubx :—^ AR°. с/(Ао. с 十 Ri + 4Ri)°
Для того чтобы получить выражение, подобное основному выражению для коэффициента усиления с обратной связью 仁=4/(1+多)， где р = 1 /Ко. с (идеальное значение), разделим числитель и знаменатель полученного выражения для Ко. с на Ri+Ro. с и умножим второй член знаменателя на равную единице величину R°. c/R°. с：
* —■&• c/(R + R。.с)4R。. "(R + R。, c)
R + Ro. c Ro. cRi + Ro.c Ro・ c
Введем эффективный коэффициент усиления инвертора 7зФФ = ARo. c/(Ri + Ro. с)・ Тогда выражение для коэффициента усиления инвертора с обратной связью примет вид
Ко. с = — ^эФф/(1 + ^эФФ₽)>(2-7)
где
P = Ri/Ro. с, Афф = Л [/?о. с/ (Ri + Ro. с) ](2.8)
и Л есть коэффициент усиления усилителя без обратной связи.
Заметим, что R。. c/(Ri+ Ro.c) является коэффициентом передачи делителя напряжения (/вх, который образован сопротивлениями цепи обратной связи инвертора Ro. с и Ri. Как видно из рис. 2.7, если Г/Вых = 0, то входное напряжение в точке суммирования U〃 равно UbxR。. c/(Ri + R。. с)・ Эффект деления наблюдается тогда, когда иЪЪ1Х =И= 0, и вызывает уменьшение t/д, пропорциональное коэффициенту деления делителя Ro."(Ri+ Ro.с)・ Это позволяет выписать в упрощенном виде формулу фактического коэффициента усиления усилителя с обратной связью, используя вместо Л произведение Л на коэффициент передачи делителя цепи обратной связи:
/?фф =1/限.c/(R+R°.c)]，
где. Л — коэффициент усиления усилителя без обратной связи, задаваемый в паспорте изготовителя (часто его называют усилением при большом сигнале) ^.
Пример 2.3. Инвертор, изображенный на рис. 2.7, имеет R。，= I МОм, R = =20 кОм, А = 50 000. Найти его фактический коэффициент усиления при наличии обратной связи.
Решение-. 0 = R/R。. с — 20 кОм/I МОм = 0,02; 4ss =力[R。. J(Ri + R。- с)]= = 50 000 [1 МОм/(20 кОм+ 1 МОм)] = 49 019; Ко. с=—ЛэФФ/(1+АффР)= =49,95.
Заметим, что это очень близко к Ro. c/Ri = 50 благодаря тому, что ▲з①巾^* Ко. с・
I)На наш взгляд, проще учесть деление сигнала на входе и принять В = Ri/(& c + Ri), как оно есть на самом деле. Тогда и необходимость во введении ЛЭфф отпадает.——Прим, ред.
Выражение для фактического коэффициента усиления усилителя с обратной связью может быть использовано для определения минимального значения Л, необходимого для получения коэффициента усиления усилителя с обратной связью с заданной ошибкой, как это показано в примере 2.4.
Пример 2.4. Инвертор должен быть использован как усилитель с |К。. с| = =1С0+ 1 %, R = 10 КОм и R。, с — 1 МОм. Рассчитать минимальное значение А усилителя, необходимое для получения заданной .ошибки.
Ro. J(R + R。, с) = 1 МОм/1,01 МОм = 0,99
I К。, с I (мин.) = 100 一 1 % = 99; 1/р = 1/100 = 0,01.
Воспользуемся полученным выше уравнением для К。, с, подставив Ко. с = Ко. с(мнн.), и разрешим его относительно А.
'аф巾1 + 4ффВ'аф巾1 + 4ффВAR°.c/(R + R°.c)AR°.c/(R + R°.c)(2.9)(2.9)
'аф巾
1 + 4ффВ
'аф巾
1 + 4ффВ
AR°.c/(R + R°.c)
AR°.c/(R + R°.c)
(2.9)
(2.9)
Рис. 2.8, Образование напряжения сдвига выхода, вызванного током смещения, в инвертирующем усилителе.Рис. 2.8, Образование напряжения сдвига выхода, вызванного током смещения, в инвертирующем усилителе.
Рис. 2.8, Образование напряжения сдвига выхода, вызванного током смещения, в инвертирующем усилителе.
Рис. 2.8, Образование напряжения сдвига выхода, вызванного током смещения, в инвертирующем усилителе.
Подставляя полученные выше величины в уравнение (2.9), получим:——99 = =—Л-0,99/(1 + Л 0,99 0,01). Решая относительно А, получим
—99 (1 + А • 0,99 - 0,01)=—儿 0,99,
—99 — 0,98/ = — 0,994Л = 99/0,01 = 9900.
Следовательно, для получения желаемой точности, необходимо взять усилитель с минимальным значением коэффициента усиления без обратной связи, равным 9900. Практически надо стараться брать операционные усилители с возможно большим А. Разброс параметров сопротивлений и другие источники ошибок, которые будут обсуждаться в гл. 3, гораздо труднее устранить.
и поэтому следует минимизировать этот источник погрешности.
Процедура отыскания Л (мин.) по заданной ошибке Ко. с, как мы видели.
аналогична и в случае неинвертирующего усилителя, за исключением того, что там используется А вместо Л [&_ с/
/[R + Ro-J] или 4фф.吊夕сс
ВНЕШНЯЯ
КОМПЕНСАЦИЯ СДВИГА
Некоторые гибридные усилители и усилители, выполненные
на дискретных компонентах, име- к)т встроенные регулировочные элементы для устранения сдвига. В усилителях, которые не
имеют внутренних средств для
установки нуля ислв, приходится добавлять внешнюю резисторную цепь для компенсации напряжения сдвига. Операционные усилители TL802 фирмы Texas Instrument и многие модули гибридных операционных усилителей являются примерами усили- теле員,которые требуют подобной компенсации.
Прежде чем обсуждать проблему устранения напряжения сдвига на выходе, необходимо выяснить влияние входного тока смещения /см на напряжение сдвига на выходе. Хотя /см и невелик, но он все же существует, и, обратившись к рис. 2.8, можно видеть, что даже если иСЛВ (возникающее, например, вследствие небаланса Е/бэ) равно нулю, /см, протекая через параллельное
小 1( % " %。55 'см 2，К小 1( % " %。55 'см 2，КРис. 2.9. Компенсация сдвига выхода, вызываемого током смещения.Рис. 2.9. Компенсация сдвига выхода, вызываемого током смещения.Рис. 2.10. Схема внешней установки нуля инвертирующего усилителя.Рис. 2.10. Схема внешней установки нуля инвертирующего усилителя.
小 1( % " %。55 'см 2，К
小 1( % " %。55 'см 2，К
Рис. 2.9. Компенсация сдвига выхода, вызываемого током смещения.
Рис. 2.9. Компенсация сдвига выхода, вызываемого током смещения.
Рис. 2.10. Схема внешней установки нуля инвертирующего усилителя.
Рис. 2.10. Схема внешней установки нуля инвертирующего усилителя.
соединение сопротивлений R и Ro. с, вызовет появление на выходе напряжения иСЛВ. Вых (/см), равного /см (Ri || Ro. с).
Поскольку ток смещения неинвертирующего входа (/СМ2) (рис. 2.9) приблизительно равен току смещения, протекающему через инвертирующий вход (/CMi), то, подключив в цепь неинвертирующего входа сопротивление Ак, равное RillR。. с, получим напряжение, возникающее на &, приблизительно равное напряжению смещения по инвертирующему входу от /cmi(Ri II R。. с)・ Для компенсации Uc^b, вызванного небалансом f/вз, следует установить делитель напряжения, с помощью которого можно было бы компенсировать даже иСЛВ, макс, не изменяя коэффициент передачи цепи обратной связи. Обычно пытаются компенсировать напряжение сдвига от всех источни* ков сразу 1). Схема установки нуля напряжения сдвига (потенциометр Rn) показана на рис. 2.10. Заметим, что Ra + R2 = Rk — это условие компенсации напряжения сдвига выхода, вызван* кого токами смещения. Сопротивление R《выбирается так, чтобы параллельное соединение Ra и R《было примерно равно R/； это означает, что R/ выбирается малым, a R《—большим. Диапазон регулировки напряжения сдвига приблизительно ра-
I)Это можно делать, если в процессе работы параметры цепи обратной связи не меняются. — Прим, ред.
Бен 士 URa/R4, так как R4》R/. Потенциометр Rn должен иметь достаточно большое сопротивление, чтобы не нагружать источник питания, но вместе с тем ток через потенциометр должен быть по крайней мере в 20—40 раз больше /см. Аналогично ток через R4 должен быть больше /см, так как Ra и R4 образуют делитель напряжения.
Пример 2.5. Предположим, что на рис. 2.10 R = 20 кОм и /?о. с = 200 кОм.
■Следует установить 壊=18,2 кОм. Если U = ±15 В, ZCM = 0,8 мкА и
Рис. 2.11. Схема внешней установки нуля неинвертирующего усилителя.
'сдв. макс = 20 мВ, выберем 凡白 ±U/20/cm = 15 Б/16 мкА = 800 кОм. На практике можно взять величину R* меньшую, чем расчетная (если это допустимо) ,чтобы получить возможно меньшее значение R& поэтому выберем «4 = 400 кОм. После этого определим RA. Ra/R^ == UCRb. MaKC/\U\t откуда & = (<7СДВ. макс/|^ 1)°4> & = 400 кОм • (20 мВ/15 В) = 540 Ом. Теперь получим R? = & — Ra — 18,2 кОм — 540 Ом = 17,66 кОм〔).
Компенсация f/сдв в неинвертирующем усилителе делается аналогично; однако делитель напряжения устанавливается в цепи обратной связи, так что очень важяо, чтобы R4 было много больше Ra (рис. 2.11). Заметим, что Ri — Ra + Rb и эта сумма используется в выражении для определения коэффициента усиления усилителя с обратной связью. Сопротивления Ап и &4 выбираются точно так же, как и для инвертирующего усилителя.
В дифференциальном усилителе цепь установки нуля «троится аналогичным образом, но делитель напряжения состав*
г) Разумеется, надо взять R2 = 18 кОм. — Прим. ред.
ляет часть 欠;с, как показано на рис. 2.12. В этой цепи R：.c = Rb + Ra，и эта сумма должна подставляться в выражение для выходного напряжения. Заметим, что Т?4 должно быть много больше сопротивлений /?2 + Rb и R/. При этом компо- ненты выбираются так же, как и в рассмотренных выше случаях. Резистр компенсации RK не вводится специально в этой
Рис. 2.12. Схема внешней установки ну・ ля дифференциального усилителя.
схеме, поскольку обычно (七|% с)内(№||&.с) из соображений масштабирования, и сдвиг, вызванный током смещения, оказывается скомпенсированным.
ВЫВОДЫ
Введение отрицательной обратной связи приводит к уменьшению коэффициента усиления усилителя по сравнению со значением коэффициента усиления без обратной связи до величины, определяемой обратной связью. Основное выражение для определения коэффициента усиления усилителя с обратной связью:
Ко. с = 4(1+硒，(2 1)
где Л — коэффициент усиления разомкнутого усилителя, 0 — коэффициент передачи цепи обратной связи.
Отрицательная обратная связь приводит к возрастанию входного сопротивления. Входное сопротивление усилителя с обратной связью RBX. о. с можно определить из выражения
Rbx. о. с = Rbx (1 + "В),⑵4>
где Rbx — входное сопротивление без обратной связи.
Отрицательная обратная связь приводит к уменьшению эффективного вы* хоДного сопротивления усилителя. Выходное сопротивление усилителя с обратно 立 связью ^вых. о. с равно:
^вых. о. с = Rbhx/ (1 + Ар),(2.3}
где Rbhx — выходное сопротивление усилителя без обратной связи.
4 Поскольку коэффициент усиления усилителя без обратной связи конечен, фактическое значение Ко. с всегда оказывается меньше, чем его идеальное зна- 器нне К。, с = 1/р. Используя полные выражения для коэффициентов усиления инвертирующего и неинвертирующего усилителей К。, с, можно определить, какая ошибка возникает вследствие того, что Л меньше бесконечности. Еще важнее, что можно рассчитать минимальное значение коэффициента усиления усилителя без обратной связи, которое необходимо для получения погрешности, меньшей заданной. .
Основные выражения для К。, с：
Для инвертора
Kq. с 千一4号ф©/(1 + 4фтВ),(27)
В — Ri/Ro. с, /Эфф == 4 [Ro. c/(Ri + Ro. с)].(2.8)
Для неинвертирующего усилителя
Ко. с = 4/(1 +碑)，
где Р = Rd (Ro. с + ^i), Л — коэффициент усиления усилителя без обратной связи.
Для точного усиления постоянного напряжения должны быть сведены к нулю смещения выхода из-за входного напряжения сдвига и тока сдвига.
Для установки нуля выхода ко входу усилителя прикладывается компенсирующее напряжение, которое и устраняет сдвиг выхода. Для этого применяются различные схемы делителей напряжения.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Неинвертирующий усилитель с Ri = 20 кОм и Ro. с = 2 МОм имеет следующие параметры: Л = 20 000, &х == 200 кОм, Rb^x = 1 кОм. Рассчитать Р・ К*_ с- Rbx_ о. с* ^?вых« о. с
Инвертирующий усилитель с R = 10 кОм и Ro. с= 1 МОм имеет следующие параметры: А = 30 000, Rbx = 300 кОм, Rbwx = 500 Ом. Рассчитать В，Ко. с> Rbx. о. с* Rbbix, о. с
Указать, что произойдет с К。, с. Rbx. о. с и /?8Ых. о. с при увеличении петлевого коэффициента усиления.
Указать причины появления сдвига выходного напряжения под действием /см.
Объяснить принцип работы схемы внешней компенсации сдвига.
Усилитель, изображенный на рис. 2.10, имеет напряжение питания ±15 В, ^сдв. макс = 10 мВ, Ai = 10 кОм и R。, с = 100 кОм. Рассчитать % и RA> если № = 200 кОм.
Усилитель, изображенный на рис. 2.11, имеет напряжение питания ±15 В, U」b* макс. ~ 7 мВ. Ri — 10 кОм и &. с = 200 кОм. Пусть R4 = 200 кОм. Рассчитать &, Ra и ”Rb.
Указать, как выбирается R4
Указать условие, благодаря которому коэффициент усиления идеального усилителя с замкнутой обратной связью полностью определяется цепью обратной связи.
Рассчитать коэффициент усиления усилителя без обратной связи, необходимый для того, чтобы неинвертирующий усилитель имел К。, с = 50 士 ±0」%.
Если вы не можете ответить на некоторые из этих вопросов, отметьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выпапнения этой лабораторной работы студент долЖен уметь построить внешнюю цепь компенсации напряжения сдвига, измерять коэффициент усиления усилителя без обратной связи и сравнить фактй* "ескн访 н ндеальнн員 коэффициенты усиления усилителя с обратной связью»
Рис. 2.13. Схема измерения коэффициента усиления усилителя без обратной связи.
Рис. 2.14. Схема настройки нуля инвертирующего усилителя.
Рис. 2,15. Схема& а 200 кОм.Рис. 2,15. Схема& а 200 кОм.
Рис. 2,15. Схема
& а 200 кОм.
Рис. 2,15. Схема
& а 200 кОм.
Оборудование. 1. Операционный усилитель р,А741 или его аналог и его паспорт. 2. Набор сопротивлений с допуском 2 %. 3. Источник питания +15 В (постоянного тока) 4. Вольтметр или осциллограф, способный измерять постоянные н переменные напряжения 5 мВ. 5. Генератор сигналов. 6. Потенциометр сопротивлением от 10 до 50 кОм. 7. Макетная панель, например EL Instruments SK-10, смонтированная на шасси/
Порядок выполнения работы. 1. (а) Собрать схему, приведенную на рис. 2.13, для измерения коэффициента усиления усилителя без обратной
настройки нуля неин^ертирующего усилителя. «R 臨 。2盘4."4(% …с/g).
связи. Ubx должно быть сигналом переменного тока с частотой не выше 10 Гц и большой амплитудой (удвоенная амплитуда ——около 15 В). Коэффициент усиления усилителя с обратной связью равен 1; поэтому сдвиг не будет иметь существенного значения в схеме измерения коэффициента усиления усилителя без обратной связи. Сопротивления 99 и 1 кОм работают как делитель напряжения. Будем измерять t7H, а входное напряжение усилителя U^ будет равно UJ100. Следовательно, коэффициент усиления усилителя без обратной связи будет равен А = Ubmx/(Uh/160) = UBblxIUA. Тщательно измерить UBMX и 。切 рассчитать коэффициент усиления усилителя без обратной связи и записать его значение, (б) Собрать инвертирующий усилитель по схеме на рис. 2.14. Взять Rc. с = i МОм и рассчитать 乩 для К。，с = 1000. Рассчитать 択2 и & для Ri = 200 кОм м Rn = 50 кОм. Примечание: Пренебрегаем сдвигом нуля на входе усилителя rA741. поскольку практически можно свести к нулю напряжение сдвига выхода с помощью внешней цепи установки нуля, в) Заземлить вход схемы *и установить нуль выхода, г) Измерить коэффициент усиления усилителя с замкнутой обратной связью при переменном входном Напряжении, амплитуда которого равна 0,01 В, а частота 5 Гц. (д) Рассчитать коэффициент усиления усилителя с замкнутой обратной связью для схе- мм по п. г), используя следующие выражения: /Со. с = Афф/(1 + Афф₽)»
где 0 = R[/Ro. с и Афф = ARO, с/(Ri + Ro. с). Как этот расчет согласуется с вашими измерениями?
(а) Собрать схему, приведенную на рис. 2.15, и настроить нуль усилителя, (б) Рассчитать идеальный коэффициент усиления усилителя с обратной связью, используя выражение К。, с = [Ro. с + (Ra + Rb)]!(Ra + Ав), (в) Рассчитать коэффициент усиления усилителя с обратной связью, используя полное выражение для коэффициента усиления Ко. с =//(1 + <0), где В = =Ril(Ri +Ro. с) (напомним, что R【=Ra +Rb). (г) Измерить коэффициент усиления усилителя с замкнутой обратной связью. Как согласуются данные по пп. (б), (в) и (г)?
Обсуждение. Укажите, как соответствуют друг другу значения идеального и измеренного коэффициента усиления усилителя с обратной связью. Проанализируйте основные причины, по которым наблюдаются различия между расчетными и измеренными значениями коэффициента усиления усилителя с обратной связью.
ТОК СМЕЩЕНИЯ,
КОЭФФИЦИЕНТ ОСЛАБЛЕНИЯ
СИНФАЗНЫХ СИГНАЛОВ (КОСС), ТЕМПЕРАТУРНЫЙ ДРЕЙФ И СТАБИЛИЗАЦИЯ ЗА СЧЕТ ПРЕРЫВАНИЯ
Для выбора величин сопротивлений цепи обратной связи операционного усилителя надо знать величину (входного) тока, необходимую для управления усилителем. Для точного усиления разностных сигналов следует учесть влияние, которое будет оказывать на систему синфазный сигнал. В этой главе обсуждается проблема измерения величин тока сдвига и синфазного сигнала. Напряжение сдвига и ток смещения могут быть скомпенсированы только при одном значении температуры. Входное напряжение и ток сдвига изменяются с изменением температуры. Часто бывает непрактично компенсировать дрейф £7Сдв и /сдв, вызванный изменением температуры; поэтому необходимо уметь предсказать ошибку, вызванную дрейфом, для того чтобы знать, допустима ли она для схемы, работающей в определенном температурном диапазоне.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на .контрольные вопросы, студент должен уметь:
Указать принцип, лежащий в основе измерения, выбрать компоненты н перечислить операции, которые необходимо выполнить для измерения /см н /сдв.
Определить и рассчитать ошибку, возникшую за счет КОСС. 3. Указать метод измерения КОСС и нарисовать необходимую для этого схему.
Указать два главных фактора, вызывающих температурный дрейф.
По заданным значениям А/сдв/АТ, Д£7Сдв/ЛТ и АТ рассчитать ошибку в выходном напряжении за счет изменения температуры.
Кратко объяснить работу операционного усилителя со стабилизацией прерыванием и с использованием варикапов.
Выполнить лабораторную работу к гл. 3.
ТОК СДВИГА И ЕГО ИЗМЕНЕНИЕ
Для измерения тока сдвига собирается схема, приведенная на рис. 3.1. Заметим, что при замкнутом положении переклю-
С=0,01 мкФ, 10 МОм < R[,砲 < 1000 МОм, Rl = R2.С=0,01 мкФ, 10 МОм < R[,砲 < 1000 МОм, Rl = R2.с возможно большей точностью. Конденсаторы используются для устранения частотной (динамической) неустойчивости или генерации.Если (7с〃в не может быть скомпенсировано, его значение необходимо запомнить. Так как при замкнутом положении переключателей /71 и /7г схема является повторителем, напряжение на ее выходе (7ВЫХ будет в точности соответствовать Uc”b・ Заметим, что если переключатель П\ находится в разомкнутом положении,с возможно большей точностью. Конденсаторы используются для устранения частотной (динамической) неустойчивости или генерации.Если (7с〃в не может быть скомпенсировано, его значение необходимо запомнить. Так как при замкнутом положении переключателей /71 и /7г схема является повторителем, напряжение на ее выходе (7ВЫХ будет в точности соответствовать Uc”b・ Заметим, что если переключатель П\ находится в разомкнутом положении,
С=0,01 мкФ, 10 МОм < R[,砲 < 1000 МОм, Rl = R2.
С=0,01 мкФ, 10 МОм < R[,砲 < 1000 МОм, Rl = R2.
с возможно большей точностью. Конденсаторы используются для устранения частотной (динамической) неустойчивости или генерации.
Если (7с〃в не может быть скомпенсировано, его значение необходимо запомнить. Так как при замкнутом положении переключателей /71 и /7г схема является повторителем, напряжение на ее выходе (7ВЫХ будет в точности соответствовать Uc”b・ Заметим, что если переключатель П\ находится в разомкнутом положении,
с возможно большей точностью. Конденсаторы используются для устранения частотной (динамической) неустойчивости или генерации.
Если (7с〃в не может быть скомпенсировано, его значение необходимо запомнить. Так как при замкнутом положении переключателей /71 и /7г схема является повторителем, напряжение на ее выходе (7ВЫХ будет в точности соответствовать Uc”b・ Заметим, что если переключатель П\ находится в разомкнутом положении,
чателей 〃i и 〃2 схема напоминает повторитель с заземленным входом.
Если есть внутренняя регулировка напряжения смещения, то при замкнутом положении переключателей "i и П2 напряжение △с необходимо свести к нулю
自
а переключатель П2 — в замк-
нутом, то на сопротивлении
Ri появляется падение на
пряжения, вызванное током
/смь (Ri и Т?2 берутся большими, поскольку /См малы; таким путем получаем величину напряжения, удобную для измерения.) Так как схема является повторителем, то t/Bbrx = /cmiRi, если Uc〃b《Овых・ Следовательно,
'см 1 ^^ Ubhx/R1，еСЛИ Ubmx》Ucab・(3.1)
Если Uc〃b нельзя пренебречь по сравнению с UBMX при разомкнутом положении переключателя /7Ь то
/cmi = (Ubhx-Usb)/R.(3.2)
Пример 3.1. Если С/Сдв= 10 мВ и Ubhx=^—15 мВ, где R = 10 МОм, то би = =(—15 мВ — 10 мВ)/10 МОм =—25 мВ/10 МОм =—2,5 нА. Если 罵= =10 МОм, (7сдв = —5 мВ и t/вых — —10 мВ, то /См i = [—10 мВ — —(—5 мВ)]/10 МОм = —5 мВ/10 МОм = —0,5 нА. Теперь, если замкнуть 771 и разомкнуть /72, получим
，см 2 = “вых — Uchb)/%. (3.3)
Если одновременно разомкнуть 〃【и /72, то, поскольку R【=R2, получим
Ubhx = 'см iR — /см 訳=R (/см I — /см 2)
Но /см 1—/см2 есть входной ток сдвига /Сдв, поэтому, если Uc«d《Ubhx, то
(3.4)(3.4)/сдв = U вых/ R
(3.4)
(3.4)
прн разомкнутом положении переключателей 〃〕 и 〃2・ Если (Лдв не много меньше, чем Ubhx, то八、八
，СДВ = (^ВЫХ — UcRb)/R，(3.5)
где (/СдВ измеряется при замкнутых 〃i и 〃2，В табл. 3.1 суммируются наши результаты.
Таблица 3./. Формулы для расчета токовсмешения и сдвига по данным измерений
Разомкнутые ключи
Определяемый ток
Формула
/см I = (^вых — Uchb)/R
(3.2)
〃2
/см 2 = (UbHX J' ^сдв)/R
(3.3)
〃1 И小
/сдв = “ВЫХ — U СЛ01R
(3.5)
Примечание. Прн замыкании обоих переклю* чателей П{ и П2 ^вых=^сдв^ &=&=△•
КОЭФФИЦИЕНТ ОСЛАБЛЕНИЯ СИНФАЗНЫХ СИГНАЛОВ
Прежде чем рассматривать коэффициент ослабления синфазного сигнала, надо определить коэффициент усиления синфазного сигнала. В идеальном случае, если два напряжения
Рис. 32 Определение КОСС. При UBX=：Ul — U2 для идеального операционного усилителяUbmx=°・Рис. 32 Определение КОСС. При UBX=：Ul — U2 для идеального операционного усилителяUbmx=°・Рис. 3.3. К расчету синфазной погрешности в неинвертирующем усилителе.Рис. 3.3. К расчету синфазной погрешности в неинвертирующем усилителе.
Рис. 32 Определение КОСС. При UBX=：Ul — U2 для идеального операционного усилителя
Ubmx=°・
Рис. 32 Определение КОСС. При UBX=：Ul — U2 для идеального операционного усилителя
Ubmx=°・
Рис. 3.3. К расчету синфазной погрешности в неинвертирующем усилителе.
Рис. 3.3. К расчету синфазной погрешности в неинвертирующем усилителе.
одинаковой величины приложены ко входам операционного усилителя, то величина его выходного сигнала будет равна нулю (рис. 3.2). В реальных усилителях, однако, редко выполняется это условие 工 т. е. при U\ = U? всегда есть выходной сигнал» хотя и небольшой величины.
п Причину этого см. в приложении А.
Коэффициент усиления синфазного сигнала равен UBbLX/UBx при условии, что 01 = & = Ubx・ Обычно коэффициент усиления синфазного сигнала Дсс много меньше единицы; ДСс = 0,01 — типичная величина коэффициента усиления синфазного сигнала операционного усилителя D.
Другим способом выражения чувствительности усилителя к синфазному сигналу является коэффициент ослабления син* фазного сигнала (КОСС), который определяется следующим образом:
НС「「 ■ — днфференцнальнн. козф巾нцнент усиления
—Асе коэффициент усиления синфазного сигнала *
Дифференциальный коэффициент усиления усилителя без обратной связи равен просто коэффициенту усиления усилителя с разомкнутой цепью обратной связи.
Величины от 1000 до 10 000 являются типичными для КОСС* причем большие величины являются более предпочтительными. Часто КОСС выражают в децибелах: КОСС (дБ)= =201g(//4с), КОСС (дБ) = 201g(КОСС).
Оценим ошибку, связанную с конечной величиной КОСС. Обращаясь к рис. 3.3, заметим, что*
□вых = — 4U” + 人」2，
так как U2 a Ui・ Заметим также, что
% = U1 — ％ = 4ых [R/(R + &• с)] 一 /•
Подставляя значение U^ в первое из этих выражений:
〃ВЫХ = — A IR1KR1 + Ro. с)] "вых + 44 + 力СС&.
Решая это уравнение относительно ивых> найдем
Овнх {1 + A [R/(R + R。, с)]} =。2 (А + Асе),
Овнх = 4 (А + 4с)/{1 + д [R/(R + R。, с)]}.
Из последнего уравнения определяем
"выЗ = ^о.с = И + Лсс)/{1 + *R/(R1 + R。, с)]}.
Заметим, что для неинвертирующего усилителя Ri/(欠【十 十 &• c)= ₽； поэтому
К。. c = (% + 4с)/(1 + 仰)=4(1 + Др) + Лсс/(1 + 那).
Если вспомнить, что КОСС = 4/4сс, то Лсс можно выразить как Лес == 4/КОСС. Подставляя теперь это выражение для Лсс
"Это явно заниженная оценка. Обычно КОСС и А близки по порядку величины (кроме специальных измерительных усилителей), поэтому Лсс =. =1, ..., 10 ближе к истине для усилителей широкого применения.-» Прим. ред.
Во второй член полученного выше выражения, получим
Ко. с=4(1 + 那)+ (Л/КОСС)/(1 + 邵)，(3.6)
где КОСС выражен в относительных единицах, а не в децибелах.
Пример 3.2. Предположим, что требуется получить у неинвертирующего усилителя К。, с = 11, где Ri = 10 кОм, R。, с = 100 кОм, Л = 1000 и КОСС = ；=10 000. Каков будет фактический коэффициент усиления?
Ко. с = 4(1 + М)二(л/К0СС)/(1 + Mb
В = S/(R】+ R。, с) = 1/11= 0.091.
Подставляя числовые значения в (3.6), получим
Ко. с = 1 ТО帆 1 + 9,1 • 10一2 ТО3) + (103/104)/(1 + 9,1 • 10-2 • 103)=
==103/92 + 10-1/92 = 10,89 + 1,089 -10-3= 10,891.
В этом случае КОСС был достаточно велик, поэтому ошибка, вызванная конечным значением коэффициента усиления усили-
Рис. 3.4. Схема усилителя сигналов мостовой схемы к примеру 3.3.
теля без обратной связи, была больше, чем ошибка, вызванная ненулевым коэффициентом усиления синфазного сигнала.
Пример 3.3. Для понимания важности большого значения КОСС обратимся к рис； 3.4. На этом рисунке показан дифференциальный входной усилитель, усиливающий сигнал разбаланса моста. Рассчитаем синфазную погрешность Ubmx дифференциального усилителя при 弘—Ui = 1 мВ и Ucc = 5 В. Пусть А = 10 000 и КОСС = 20 000, что составляет КОСС = 86 дБ.
Напряжение С/Вых, возникающее под действием дифференциального сигнала, равно
£/вых. дифф = (Ui - £/1) (^о. с//?1) = (1 мВ)-100 = 0,1 В.
Напряжение Ubnx, возникающее за счет усиления синфазного сигнала, равно
Овых. сс = 〃с [(Л/КОСС)/(1 + 却)]=
=(5 В) [(10 000/20 000)/(1 + 10 000 - 0,01)] = (5 В) • 0,00495 = 0,0247 В.
Погрешность на выходе за счет усиления синфазного сигнала для данных значений входных сигналов составит 24,7 %. Для уменьшения величины сшибки необходимо использовать усилитель с большим значением КОСС. Заметим, однако, что выходное напряжение, вызванное синфазным сигналом,, невелико, хотя входное синфазное напряжение значительно больше, чем дифференциальное входное напряжение.
Обычно, как и в примере 3.2, ошибка, вызванная усилением синфазного сигнала, мала. Заметим, что если коэффициент усиления усилителя без обратной связи выбран достаточно большим, то КОСС достаточно велик, даже если коэффициент усиления синфазного сигнала и не слишком мал. В хорошем усилителе КОСС должен быть по крайней мере в 10 раз больше^ чем коэффициент усиления усилителя без обратной связи. Нс- ключением из этого правила являются усилители, предназначенные для использования в инвертирующем режиме.
Рис. 3.5. Схема измерения КОСС. 叫=/?2*=100 оm, R c=R' =100 кОм, KOCC=[(R| +R。. с)/錯(域/%мх)・ Частота иъх не выше 50 ГцРис. 3.5. Схема измерения КОСС. 叫=/?2*=100 оm, R c=R' =100 кОм, KOCC=[(R| +R。. с)/錯(域/%мх)・ Частота иъх не выше 50 ГцВ инвертирующем усилителе практически отсутствует ошибка за счет синфазного сигнала, так как оба входа усилителя находятся практически под нулевым потенциалом (неинвертирующий вход заземлен). Действительно выходное напряжение, обусловленное Лсс, есть /ccU?, a U2== 0 и Uвых? вызванное усилением синфазного сигнала, равно нулю.
Рис. 3.5. Схема измерения КОСС. 叫=/?2*=100 оm, R c=R' =100 кОм, KOCC=[(R| +R。. с)/錯(域/%мх)・ Частота иъх не выше 50 Гц
Рис. 3.5. Схема измерения КОСС. 叫=/?2*=100 оm, R c=R' =100 кОм, KOCC=[(R| +R。. с)/錯(域/%мх)・ Частота иъх не выше 50 Гц
ИЗМЕРЕНИЕ КОСС1
Методика измерения КОСС сводится к подключению на оба входа некоторого напряжения и измерению вызванного им выходного напряжения. Используется схема с дифференциальным сбалансированным входом, приведенная на рис. 3.5.
Коэффициент усиления схемы для измерения КОСС должен быть большим, поскольку коэффициент усиления синфазного сигнала мал. Ввиду того что к обоим входам усилителя приложено одно и то же напряжение, выходное напряжение окажется
D Приводимая здесь методика подразумевает идеальный баланс резисторов, поэтому разброс их сопротивлений ограничивает предельное значение измеримого КОСС. — Прим. ред.
небольшим н будет определяться значением коэффициента усиления синфазного сигнала усилителя. Так как здесь нет дифференциального входного напряжения, то коэффициент усиления усилителя, изображенного на схеме рис. 3.5, будет иметь вид Ко. с = Ubmx/Ubx = (4/КОСС)/ (1 + Лр), где р = Ri] (Ri + 十 R。. с)・ Подставляя в (первое) выражение значение р, получим
Ubhx/Ubx = (ЖОСС)/{1 + Л 因/(R + R°. J]},
а так как 40》1, то можно написать
Ubhx/Ubx - (Л/КОСОМ [R/(R + 凡.с)] = 1/КОСС [RJ(R + а с)].
Разрешая это равенство относительно КОСС, получим
КОСС - (Ubx/Ubhx)【(R + Rd c)/Rl・(3.7)
Пример 3.4. Если в схеме, приведенной на рис. 3.5, полный размах входного и выходного напряжений (от пика к пику) UbX. пп = 10 В и ивых = 1,02 В, то КОСС н КОСС (дБ) составляют
КОСС = (Ubx/Ubmx) KR 十 &・c)/R]=
= ЮВ/1,02 В) [(.100 кОм+ 100 Ом)/Ю0 Ом] = 9,804-1001 = 9814;
КОСС (дБ) = 201g КОСС = 201g 9814 = 79,8 дБ.
・ ПАРАМЕТРЫ,
ЗАВИСЯЩИЕ ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
Основной причиной появления дрейфа напряжения сдвига,, изменяющегося в зависимости от температуры, являются изменения t/вз с температурой: {7бэ кремниевого транзистора уменьшается с ростом температуры примерно на 2 мВ/℃. Эти изменения не одинаковы для каждого из входных транзисторов, что и вызывает появление напряжения сдвига. Так как оба входных напряжения изменяются с температурой не одинаково, дрейф напряжения сдвига обычно составляет несколько микровольт на градус Цельсия.
Другим источником появления температурного дрейфа является зависимость Й21э транзистора (коэффициент усиления транзистора по току) от температуры. Усиление постоянного тока базы увеличивается с ростом температуры, но feia транзисторов не равны друг другу и увеличиваются не с одинаковой скоростью при увеличении температуры. Это приводит к тому, что токи смещения будут различными для каждого из транзисторов; в результате появляется изменяющийся с температурой входной ток смещения. Как было показано в гл. 2, это приводит к появлению сдвига выходного напряжения. Тепловые токи
транзисторов также не одинаковы; это вызывает дополнительное увеличение тока сдвига и его рост с температурой.
Операционные усилители с входными каскадами на полевых транзисторах также имеют дрейф. Причинами появления △Ucab/AT усилителя на полевых транзисторах является наличие △t/зн/АТ и Ag帆/АТ". Главной причиной появления А/см/АТ являются температурные изменения токов утечек затворов. У схем на полевых транзисторах ток сдвига имеет очень малую величину, но все же он есть.
. ПОГРЕШНОСТИ, ВЫЗЫВАЕМЫЕ AUcab/AT и А/сдв/АГ
Отношение А(7с〃в/АТ, т. е. изменение напряжения сдвига от температуры, и А/сдв/АТ, т. е. изменение тока сдвига от температуры,—это паспортные данные операционного усилителя.
Если AUcab/AT и Л/сдв/АГ не постоянные величины, то в паспорте должен быть приведен график их изменений в зависимости от температуры.
Например, у операционного усилителя фирмы Burr Brown 3500А AUc〃b/A7= 士20 мкВ/℃ и А/сдв/АТ — ±0,5 нА/℃.
пнт-__пнт-__Для. рассмотрения влияния изменения температуры обратимся к приведенной на рис. 3.6 схемеинвертирующего уси
пнт-__
пнт-__
лителя, которая снабжена цепьювнешней компенсации
Рис. 3.6. Инвертирующий усили-тель с внешней схемой настройкинуля.%Mn = R2 + R3 = Ro.cllJ，％-КОМ-пенсирующее напряжение.Рис. 3.6. Инвертирующий усили-тель с внешней схемой настройкинуля.%Mn = R2 + R3 = Ro.cllJ，％-КОМ-пенсирующее напряжение.сдвига. При некотором значении температуры можно полностью скомпенсировать сдвиг за счет регулировки Rper・ Понятно, что при Ubx = 0 напряжение сдвига и компенсирующее напряжение Ukomu, приложенное к не
Рис. 3.6. Инвертирующий усили-тель с внешней схемой настройкинуля.
%Mn = R2 + R3 = Ro.cllJ，％-КОМ-пенсирующее напряжение.
Рис. 3.6. Инвертирующий усили-тель с внешней схемой настройкинуля.
%Mn = R2 + R3 = Ro.cllJ，％-КОМ-пенсирующее напряжение.
инвертирующему входу, приводят к появлению на выходе напряжения
Ri + Rn・ с /г/ г 7 ]( Ri 十 Ro. с、/ RiRo. с 、твых —^ (Окомп — 丿十 I ^ 丿 la + R.c 丿 сдв，
1)Здесь С7ЗИ —напряжение затвор-исток (при данном токе истока), а ^т -^
крутизна полевого транзистора. — Прим. ред.
которое сводится к нулю с помощью Rper・ Когда температура изменится, 1/вых,' которое было настроено на нуль, появится снова. Можно записать следующее выражение для температурного дрейфа t/вых：
△^ВЫХ Rl + Ro. С I AUcJXB 1 丄 D I ^^СДВ Io\
a戸 =^ II 十"0.c I
To, что взяты абсолютные величины значений дрейфа, указывает, что рассматриваться будет наихудший случай, когда оба слагаемых дрейфа изменяются в одном направлении. Иногда △Uchb/AT и А/сдв/АТ меняются от температуры таким образом, что эти изменения компенсируют друг друга, но здесь предположим, что обе эти величины действуют в одном и том же направлении.
В дальнейшем будем обозначать через £ - напряжение ошибки, вызванной АОсдв/АТ и А/сдв/АТ:
Е = ^^ (АТ)=(邑贊■) (^^) АТ + R。, с (4F)△工(3・9)
Пример 3.5. Если R】=10 кОм и R。, с = 100 кОм (рис. 3.6) при ^Ucan/^T = =土10 мВ/℃ и А/сдв/А7 = ±1 нА/℃ н АТ = 25 ℃ при начальной комнатной температуре (конечное Т = 50℃), то Е= (110 кОм/IO кОм) (10 мкВ/℃)Х X (25℃) + 100 кОм (1 нА/℃) (25℃). Следовательно, £=2,756 мВ+2,5 мВ — 々 5,25 мВ. Напряжение на выходе при входном напряжении Ubx и Г = 50℃ будет £7вых = —(Ro. c/Ri)Ubx 士 Е. Отсюда видно, что относительная погрешность, выраженная в процентах, будет зависеть от входного напряжения, причем относительная погрешность будет больше при меньшем значении входного напряжения.
В предыдущем примере, если Ubx = 0,1 В, то L/вых = —10(0,1 В) ± Е = =—1 В ± 5,25 мВ и относительная ошибка & = 0,525 %. Если 九х = ГО мВ, “ых = —0,1 В 士 5,25 мВ, то погрешность составит 5,25 %, что считается большой величиной ошибки.
Легче оценить погрешность по данному входу, если привести ее ко входному напряжению. Обозначим ошибку, приведенную ко входу, как Е\. Чтобы ее вычислить, просто определим величину входного напряжения, которое необходимо приложить к инвертирующему входу для того, чтобы на выходе получить напряжение ошибки при условии, что “х = 0. Так как f/BX==0, то любое выходное напряжение определяется только температурным дрейфом i>: ?7Вых ■= Ко. cUbx. др. или Е = Ко. с£\, где Ubx. др.——приведенное ко входу напряжение, вызванное различными температурными изменениями внутри самого операционного усилителя. Далее, Е\ = Е/Ко. с = ERi/Ro. с для инвертирующего усилителя. Теперь можно записать полное выражение для выходного напряжения:
Овзх = _ (Ro. c/R) (Ubx) ± Е = —(Rd JR) Ubx 士 依。c/旦)目・
° При условии, что нуль настроен абсолюгио точно при исходной температуре. —Прим. oed.
Таким образом, Ubhx = —(Ro. c/Ri) (&х ± Ei), где
凡=士 Е=(^Й^)(普)АТ + R (鲁)△『• (3』°)
Следовательно, если Ubx — 1 В и Ei = 10 мВ, то сразу видно, чю погрешность будет равна ±0,1 %. Эта погрешность должна
Рис. 3.7. Неинвертирующий усилитель с внешней схемой настройки нуля.
R[=Ra + Rb・
быть рассчитана для предельных значений рабочего температурного диапазона. Обратившись к схеме рис. 3.7 неинвертирующего усилителя, снабженного установкой нуля, получим
^вык = [(R1 + Ro. c)/Rll Ubx 土凡
В иной форме:
Ubnx =【(R + &・ C)/RJ (Ubx 土 为)， где
В = (AUcJAT) AT + [R°・cR/(R°・ c + R)] (А/сдв/АТ) △兀(3.11)
Для неинвертирующего усилителя Ei находится так же, как и для инвертирующего усилителя D.
Здесь, конечно, не учтено влияние температурной нестабильности сопротивлений. Если использовать очень высокостабильные сопротивления, то дрейф усилителя будет основным источником ошибки.
I)То есть как Е/4. с. — Прим, ped.
3・6・ СТАБИЛИЗАЦИЯ ПРЕРЫВАНИЕМ
Одним из способов, который используется изготовителями для уменьшения температурного дрейфа операционных усилителей, является стабилизация прерыванием. Стабилизация прерыванием заключается в преобразовании низкочастотных сигналов и сигналов постоянного тока в сигналы переменного тока (импульсные), усилении этих сигналов переменного тока, преобразовании усиленных сигналов в сигналы постоянного тока (демодуляция) и подаче этих усиленных сигналов на дополнительный вход основного усилителя. Усилители, стабилизированные с помощью импульсного модулятора и демодулятора, имеют напряжения смещения и дрейф на один — три порядка меньше по величине, чем нестабилизированные основные усилители 】).
Для того чтобы рассмотреть, как выполняется стабилизация прерыванием, обратимся к рис. 3.8. Все, что обведено штрихо- вой линией на этом рисунке, находится внутри усилительного- модуля, причем Л — инвертирующий вход, В — неинвертирующий вход и С — выход; сопротивления Ri и Ro.c ——это сопротивления цепи обратной связи, которыми задается коэффициент усиления усилителя с обратной связью.
Конденсатор СА н резистор RA образуют проходной фильтр、 верхних частот, который позволяет высокочастотным сигналам проходить прямо на вход основного усилителя, а сигналы постоянного тока н очень низкочастотные сигналы проходят через канал с прерыванием. Входной фильтр низких частот в схеме канала прерывания позволяет только низкочастотным сигналам и сигналам постоянного тока пройти на его вход. Здесь 〃i и 〃2 — это синхронные управляемые ключи, которые приводятся в действие специальным задающим генератором импульсов; 〃i и 〃2 переключаются этим генератором одновременно. Заметим, что 〃i и 〃2 могут быть полупроводниковыми ключами, например биполярными транзисторными ключами, приводимыми то в насыщенное, то в закрытое состояние. Ключ 〃i преобразует сигнал постоянного тока или низкочастотное напряжение (е【на рис. 3.8) в переменное напряжение (е2 на рис. 3.8), т. е. модулирует сигнал с- Модулированный сигнал проходит через узко- полосный стабилизирующий усилитель переменного тока. Узкополосный усилитель переменного тока может быть сделан так, что он не вносит практически сдвига и дрейфа. Усиленный сигнал подается на П% который демодулирует сигнал, закорачивая выходное напряжение на клемму В, синхронно
D Такие усилители называются усилителями М—ДМ (модуляция—демодуляция).—Прим, ред.
с закорачиванием входного сигнала. Тем самым выходной сигнал преобразуется в последовательность импульсов постоянного тока.
Фильтр низкой частоты на выходе усилителя переменного тока фильтрует последовательность импульсов постоянного тока, превращая ее в сглаженное постоянное напряжение, которое подается на основной усилитель. Заметим, что напряжение, приложенное ко входу канала прерывания, — это напряжение суммирующей точки Сс, которое обычно мало.
Для того чтобы понять, каким образом в операционном усилителе со стабилизацией прерыванием уменьшается влияние дрейфа, предположим, что с, имеет какое-либо (определенное) значение, а "сдв начинает изменяться. Изменение йсдв вызовет изменение выходного напряжения. Изменение выходного напряжения вызывает изменения ес, поскольку выходной сигнал поступает обратно в точку суммирования через цепь R】и /?о. сВ канале с прерыванием изменение ес усиливается, и усиленный сигнал подается на неинвертирующий вывод основного усилителя как напряжение коррекции, которое воздействует на выходное напряжение и, следовательно, ес так, что возвращает его к первоначальному значению. Таким образом отслеживаются любые изменения I/сдв основного усилителя.
Поэтому полное напряжение сдвига схемы L/сдв определится выражением
UcUB ^^ UCUB. с, И + ^СДВ. о/4с. п> (3.12)
где исдв — напряжение сдвига всего усилителя вместе с каналом стабилизации прерыванием; С7сдв. с.'п ——напряжение сдвига стабилизирующего канала с прерыванием (очень низкое); исдБ. о ——напряжение сдвига основного усилителя; Лс. п ——коэффициент усиления по напряжению канала стабилизации прерыванием.
Температурный дрейф напряжения сдвига всей схемы определится подобным же образом:
AU”JAT - AUcrb. с. МАТ + (AUcub. о/ДПМс. п.
К недостаткам этого способа уменьшения дрейфа следует отнести ограниченную полосу пропускания канала стабилизации прерыванием.
Усилители со стабилизацией прерыванием обычно имеют входное напряжение сдвига примерно 20 мкВ, входной температурный дрейф 0,1 мкВ/℃ и временной дрейф 1 мкВ/мес. Входные токи смещения — обычно около 50 пА, и дрейф входного тока сдвига — около 1 пА/℃. Полоса пропускания на полной мощности обычно от 15 до 100 кГц.
ВЧ
耿
电
*о.с
£=!
Канал усиленна с прерывателями
Опорное напряжение
TnHT-^_
4К
4
°2
Рис. 3.8. Схема усилителя со стабилизацией прерыванием^
Некоторые усилители со стабилизацией прерыванием могут быть использованы только в инвертирующем включении, так как неинвертирующий вход должен быть заземлен. Другие усилители со стабилизацией прерыванием не имеют этого ограничения и.
ВАРИКАПНЫЕ ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С СИНУСОИДАЛЬНОЙ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТОЙ
Варикапные усилители с синусоидальной несущей используются для усиления сигналов милливольтового уровня, когда необходимы чрезвычайно низкие токи смещения. Низкие токи смещения этих усилителей обусловлены тем, что при напряжениях, много меньших потенциала открывания (меньших 10 мВ), ■через полупроводниковые диоды протекает очень малый ток в прямом и обратном направлениях.
Из рис. 3.9 видно, что входное напряжение усилителя с модулятором на диодных варикапах ид приложено к двум варикапам——Д1 н 〃2・ Здесь 7Pl и Тр?——трансформаторы, через которые подается низковольтный высокочастотный несущий сигнал (типичное значение частоты fOn =130 кГц). Входное напряжение разбалансирует собственные емкости варикапного моста, создавая прямое смещение на одном и обратное на другом варикапе. Разбалансировка емкостей варикапов вызывает изменение фазы и напряжения опорного сигнала с изменением "口； следовательно, несущий сигнал оказывается промодули* рованным. .
Амплитудно-модулированный опорный сигнал усиливается усилителем переменного тока, демодулируется фазо-чувствительным демодулятором-выпрямителем, чувствительным к изменению как амплитуды, так и фазы, фильтруется и передается на выходной усилитель постоянного тока. Весь блок используется как операционный усилитель. Коэффициент усиления определяется сопротивлениями обратной связи, которые выбираются обычным образом. Усилители с варикапной модуляцией несущей частоты могут иметь входные токи смещения до 0,01 мА, что значительно ниже, чем у большинства усилителей на полевых транзисторах, при очень низком уровне шумов.
D Основной тип усилителей с прерыванием дифференциального типа — это усилители с периодической компенсацией дрейфа (ПКД), имеющие ряд преимуществ перед простой М——ДМ-схемой, описанной здесь.——Прим. Dei.
Рис. 3.9. Блок-схема операционного усилителя с варикапным модулятором и синусоидальным несущим сигналом.
Типичные значения входного сопротивления составляют 109— 1011 Ом. Этот тип усилителя имеет обычно большое значение КОСС.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ТОК — НАПРЯЖЕНИЕ
Для измерения выходных токов источников с большим полным входным сопротивлением, таких, как электрохимические элементы и некоторые фотодиоды, используются усилители с очень маленьким током сдвига, такие, как операционные усилители со входными каскадами, выполненными на диффузионных полевых транзисторах или на полевых МОП-транзисторах, или варикапные операционные усилители. Ток короткого замыкания является выходным сигналом указанных источников с высоким полным выходным сопротивлением, так как при таком типе измерения максимизируется полоса частот, в которой производится измерение. Операционный усилитель с высоким входным сопротивлением 口 может использоваться для преобразования тока короткого замыкания источника в напряжение, как показано на рис. 3.10. Источник здесь показан в виде эквивалентной схемы Нортона, где /ист = Uhct/Rhct. Инвертирующий вход операционного усилителя фактически имеет потенциал земли, так как - [7Д « 0. Ток, который протекает через R。, с помимо тока источника, — это /см； он должен быть значительно меньше, чем /ИСт. При соблюдении этого условия
D Из сказанного ниже видно, что еще важнее — малый ток 7cM ОУ.— Прим. ред.
выходное напряжение операционного усилителя есть {7Вых =
=—/hctR。. с, где /ист — ВЫХОДНОЙ- ТОК источника (7ист//?ист.
Если ток источника тока, показанного на рис. 3.10, равен, например, 10 мкА и R。.с=1 МОм, то выходное напряжение
схемы будет равно (7ВЫХ = (—ЮмкА) • (1 МОм) — —10 В. Тот факт, что вход инвертирующего усилителя фактически заземлен, позволяет нам преобразовывать входной ток в выходное напряжение.
выводы
Токи смещения и сдвига могут быть измерены в схеме повторителя напряжения. В схеме в этом случае используются в цепях входов резисторы с достаточно большим сопротивлением, для того чтобы напряжение R/см можно было (легко) измерить. Применение схемы повторителя напряжения для измерения тока смещения ОУ путем измерения напряжения на его выходе, обусловленного током /см, позволяет использовать обычную измерительную аппаратуру вместо сверхчувствительных измерительных приборов с чрезвычайно высоким входным сопротивлением.
Коэффициент усиления синфазных сигналов Лсс является коэффициентом усиления операционного усилителя по напряжению, приложепному одновременно к обоим его входам. Коэффициент усиления синфазного сигнала опера-- ционного усилителя можно определить по обычно указываемому в его паспорте коэффициенту ослабления синфазных сигналов (КОСС): КОСС = Д/ДСс.
Коэффициент усиления синфазного сигнала, отличный от нуля, приводит к появлению погрешности в схемах неинвертируюших усилителей. Эта погрешность коэффициента усиления находится из отношения (Л/КОСС) (1 + + ^Р-)> которое определяет значение погрешности коэффициента усиления в зависимости от КОСС.
В инвертирующих усилителях ие возникает погрешности из-за усиления синфазного сигнала, так как неинверсный вход заземлен и ДСс-0 В = 0.
КОСС должен измеряться при большом значении коэффициента усиления операционного усилителя по дифференциальному входу путем подключения обоих его входов к одному источнику сигнала.
Входное напряжение сдвига и ток сдвига могут быть скомпенсированы только при одном определенном значении температуры. Следовательно, в том
случае, когда операционный усилитель используется при различных значениях температуры, изменения напряжения и тока сдвига будут приводить к появлению погрешности в. выходном напряжении.
Основными источниками температурной погрешности являются изменения /сдв и Ucab с температурой. Дрейф исдв вызывается р ассогл асов аиием Af7B3/Ar биполярных транзисторов или рассогласованием ^U^/^T и Ag^/AT полевых транзисторов. Температурный дрейф /сдв происходит вследствие рассогласования А/г21Э/АГ биполярных транзисторов и разбаланса токов утечек затворов полевых транзисторов.
Максимальную температурную погрешность инвертирующего усилителя можно рассчитать по следующей формуле:
Е = (■ ｝："') (^F) " + &• с (^F) М (3 9)
где Е ——погрешность выходного напряжения в вольтах; ^исло/^Т ——дрейф Uc〃b, выраженный в В/℃; А/сдв/АГ — дрейф /СдВ, выраженный в А/℃; АТ — изменения температуры в ℃; Ro. с " Q выражены в омах.
Ошибка может быть приведена ко входу, т. е. выражена просто в процентах входного напряжения, которое получается путем деления вырам<ения для ошибки на величину Ло. с. Выражение для ошибки, приведенной ко входу (Ei), имеет вид для инвертирующего усилителя
El (^4±")(箸 W + & 齿)А? 'О)
и для неиивертирующего усилителя
Е/(普)АГ + ^^ (峥)“• (3-11)
Операционные усилители со стабилизацией прерыванием имеют напряжение сдвига и дрейф напряжения сдвига, на один ——три порядка меньший по величине, чем нестабилизироваиные операционные усилители. Стабилизация прерыванием осуществляется за счет введения дополнительного контура усиления по постоянному току, в котором измеряются любые изменения напряжения на инвертирующем входе операционного усилителя; затем этот сигнал путем импульсной модуляции превращается в сигнал переменного напряжения, усиливается^ снова преобразуется в сигнал постоянного напряжения и подается на неинвертирующий вход основного усилителя так, чтобы компенсировать сдвиг инвертирующего входа.
Усилители с модуляторами па варикапах имеют очень малые токи смещения и используются преимущественно для усиления сигналов источников, имеющих очень высокие значения полного внутреннего сопротивления.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Кратко изложите принцип действия схемы для измерения тока смещения, приведенной на рис. 3.1.
Укажите, как выбираются R【н 火2 для схемы измерения тока смещения. 3.3. Для собранного по схеме рис. 3.1 операционного усилителя (R〕= R?= =1 МОм) в результате измерений получены следующие значения выходного напряжения:力【и П2 замкнуты +0,04 В; 77】разомкнут +0,1 В; П2 разомкнут —0,06 В. Рассчитайте /См ь /см 2 и /сдв.
Дайте определение КОСС.
Кратко укажите* почему усиление синфазного сигнала нежелательно.
Неинвертирующий усилитель имеет R〕= 20 кОм, /?о. с = 1 МОм, Л = =50 000 н КОСС = 100 000. Рассчитайте фактический коэффициент усиления усилителя с обратной связью.
Синфазная погрешность инвертирующего усилителя незначительна. Объясните» почему.
Для схемы на рис. 3.4 ивых = 0,5 В при Ubx = 12 В. Рассчитайте КОСС как отношение и выразите в дБ.
Назовите два основных фактора, приводящих к появлению температур- мого дрейфа операционного усилителя.
Инвертирующий усилитель с R = 15 кОм и Ro. с = 300 кОм имеет |Аисдв/АГ| = 1 мВ/℃ и I А/сдв/АГ | = 0,8 нА/℃. Найдите погрешность выходного напряжения, если температура возросла от 25 до 100℃ (при 25СС нуль настроен).
Рассчитайте приведенную ко входу погрешность для условий задачи 3.10.
Укажите главное преимущество усилителей со стабилизацией прерыванием.
Кратко опишите механизм влияния канала прерывания усилителя со стабилизацией прерыванием на уменьшение дрейфа.
Укажите причину, по которой стабилизирующий усилитель должен иметь большой коэффициент усиления.
Если вы не можете ответить на какие-либо из этих вопросов, отмётьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цель работы. После выполнения этой лабораторной работы студент должен уметь измерить ток смещения, входной ток сдвига и КОСС усилителя. Кроме того, студент должен уметь вычислить максимальную погрешность выходного напряжения, вызванную температурным дрейфом, н определить фактический дрейф по результатам экспериментального измерения.
Оборудование. 1. Операционный усилитель J1A741 фирмы Fairchild или его аналог. 2. Набор сопротивлений класса точности 2 %. 3. Источник питания ±15 В. 4. Вольтметр или осциллограф, пригодные для измерения сигналов милли вольтового уровня как постоянного, так и переменного тока. 5. Генератор сигналов. 6. Набор конденсаторов. 7. Управляемый термостат. 8. Пирометр или другое устройство для измерения температуры. 9. Плата для макетирования, иапример EL Instruments SK-10L, смонтированная на шасси.
Порядок выполнения работы. 1. Измерение токов смещения и сдвига. Используя схему, приведенную на рис. 3.11, измерить ток смешения и входной ток сдвига. Используйте процедуру, описанную в тексте главы. (Используйте металлопленочиые или иные высококачественные конденсаторы, ио не электролитические. Почему?) Если измеряемое напряжение слишком мало для измерения, сопротивления R】и Т?2 могут быть увеличены. Если напряжение больше 10 В, то Ri и R2 должны быть уменьшены примерно до 1 МОм. 2. Измерение КОСС и Лсс- Соберите схему, приведенную на рис. 3.12, измерьте Ubx и Ubhx и рассчитайте КОСС. Выходной сигнал должен быть низкочастотен. Ubx'—сигнал переменного тока с частотой меньше 5 Гц и напряжением около 10 В (амплитуда). Напомним, что
КОСС = (Ubx/Ubhx)【(R】+ R。. c)/R J(3.7)
Для непосредственного измерения коэффициента усиления синфазного сигнала включим в схему R = Ло. с и используем соотношение Лсс = Ubhx/Ubx. % Соответствуют ли измеренные вами значения КОСС, 7СМ и /Сдв паспортным данным?
Измерения температурной погрешности. Соберите инвертирующий усилитель с умеренным значением коэффициента усиления (К 右 10). Если возможно, постройте схему таким образом, чтобы температурным изменениям подвергался только сам операционный усилитель, для того чтобы дрейф сопротивлений не давал вклада в напряжение ошибки. Очень тщательно настройте на нуль выходное напряжение при заземленном входе (используйте
吊吊для измерения Рис. 3.12. Схема для измерения КОСС.
吊
吊
схему, показанную на рис. 3.6). Выберите температуру, исходя из возможностей вашего нагревательного устройства (скажем, 70℃), и медленно повышайте температуру до этого значения, фиксируя выходное напряжение (т. е. -напряжение погрешности при нулевом входном сигнале) через каждые 5 или 10℃.
По паспортным данным усилителя рассчитайте максимальное напряжение погрешности, используя выражение (3.9). Сравните его с измеренной вами величиной. Отличаются ли результаты измерений от расчетов? Если да, то почему?
По измеренному напряжению погрешности рассчитайте фактическое значение AUcab/AT. Напоним, что (R。. сА/сДв)/АГ является частью полной величины АПсдв/АГ.
ГЛАВА 4
ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЗАВИСЯЩИЕ ОТ ЧАСТОТЫ
Даже если предполагается использовать усилитель только для усиления сигналов постоянного тока, все равно надо знать, при каких условиях он будет работать устойчиво. Если же предполагается использовать существенную часть полосы пропускания усилителя, то тем более следует знать, как он ведет себя в нужной полосе частот. В этой главе рассматриваются зависящие от частоты свойства операционных усилителей. Назначение главы. После изучения этой главы и ответа на контрольные вопросы студент должен уметь:
Указать две причины зависимости свойств операционных усилителей от частоты.
Начертить на полулогарифмической бумаге диаграмму Воде【) трехкаскадного усилителя со связями по постоянному току, если даны коэффициент усиления и частота среза каждого каскада. 3. Использовать произведение усиления на полосу пропускания для нахождения fio. с при данном К или К при данном %.
Указать причины самовозбуждения (неустойчивости) операционных усилителей.
Построить фазовую характеристику 6(f) по заданной диаграмме Боде для коэффициента Л или по данным п. 2.
Определить скорость нарастания V и рассчитать аДмакс), •если заданы рабочая частота и V, и максимальную рабочую частоту для заданных Ua и V.
Рассчитать компоненты, необходимые для коррекций частотной характеристики при заданном ^, если дана диаграмма Боде операционного усилителя.
Описать способы коррекции сдвига фазы, основанные на эффекте Миллера, на сужении полосы входного каскада, на «подаче сигнала вперед» и с использованием «грубой силы» 2), и объяснить существо этих способов.
Выполнить лабораторную работу к гл. 4.
D Диаграмма Боде — логарифмическая амплитудно-частотная характеристика. —Прим. реО.
2> У автора brute-force. Это образное выражение как нельзя более подходит к этой схеме (рис. 4.21). —〃р"〃. ред.
4・1・ ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Известно, что ни один усилитель не может иметь один а ко- вого коэффициента усиления на всех частотах, хотя коэффициент усиления каждого усилителя в некоторой полосе частот почти постоянен. Частотная характеристика (зависимость коэффициента усиления от частоты сигнала) операционного усилителя является важным фактором, от которого зависит устойчивость работы реальных схем с таким усилителем. В большинстве операционных усилителей отдельные каскады соединены
9口 ・аина=ко>9口 ・аина=ко>Рис. 4.1. Логарифмические амплитудно-частотные характеристики, а — типичная частотная характеристика обыкновенного усилителя; б — типичная “■ частотная характеристика операционного усилителя.Рис. 4.1. Логарифмические амплитудно-частотные характеристики, а — типичная частотная характеристика обыкновенного усилителя; б — типичная “■ частотная характеристика операционного усилителя.鳴"喜неа鳴"喜неа
9口 ・аина=ко>
9口 ・аина=ко>
Рис. 4.1. Логарифмические амплитудно-частотные характеристики, а — типичная частотная характеристика обыкновенного усилителя; б — типичная “■ частотная характеристика операционного усилителя.
Рис. 4.1. Логарифмические амплитудно-частотные характеристики, а — типичная частотная характеристика обыкновенного усилителя; б — типичная “■ частотная характеристика операционного усилителя.
鳴"喜неа
鳴"喜неа
между собой по постоянному току (гальваническими связями), поэтому эти усилители не имеют спада усиления в области низких частот и у них приходится рассматривать только спад коэффициента усиления с возрастанием частоты. На рис. 4.1 показаны типичные частотные характеристики обычного и операционного усилителей. На этом рисунке и частота, и коэффициент усиления даны в логарифмическом масштабе, что делает рисунок более компактным и наглядным. Такие графики часто приводятся в заводских паспортах операционных усилителей; говорят, что эти графики построены в «логарифмическом» масштабе, хотя они даются на полулогарифмической сетке и ось ординат размечена линейно 】).
Что вынуждает коэффициент усиления падать при возрастании частоты, как это показано на рис. 4.1,6? Вернувшись к рис. 1.4, можно видеть, что приведенная там схема не имеет никаких конденсаторов; однако следует помнить, что любая схема — будь то интегральная схема или схема на дискретных компонентах — содержит металлические проводники, отделен*
D Но зато в логарифмических единицах — децибелах, — Прим, ре%
ные друг от друга изолятором. Это означает, что сам монтаж схемы обладает некоторой распределенной паразитной емкостью. Напомним также, что некоторой емкостью обладает любой р—и-переход в полупроводнике. При возрастании частоты эти паразитные емкости закорачивают на землю все большую часть сигнала переменного тока, и в конце концов весь сигнал уходит на землю через паразитную емкость и не достигает нагрузки.
42 Эквивалентная рактеристики42 Эквивалентная рактеристикисхема для расчета частотной ха・ апериодического типа.схема для расчета частотной ха・ апериодического типа.
42 Эквивалентная рактеристики
42 Эквивалентная рактеристики
схема для расчета частотной ха・ апериодического типа.
схема для расчета частотной ха・ апериодического типа.
При вычислениях эти распределенные паразитные емкости можно объединить, как если бы они являлись одним конденсатором, и каждый каскад операционного усилителя представить в виде эквивалентной схемы, состоящей из источника напряжения, сопротивления и паразитной емкости, как показано на рис. 42 Заметим, что здесь 7?и может быть входным сопротивлением следующего каскада или (для оконечного каскада) нагрузкой.
При возрастании частоты реактивное сопротивление конденсатора падает, что приводит к уменьшению полного сопротивления комбинации из включенных параллельно RH и С. Очевидно, должна существовать частота, при превышении которой напряжение, приложенное к параллельной комбинации Rh и С, окажется меньшим, чем AU^. Выражение для коэффициента усиления А на любой частоте имеет вид 】)
л(л=л/[1+7(та.
*) / — мннман единица (/ = V — R — "ргш, реО
где Л—коэффициент усиления без обратной связи на низких частотах; f — рабочая частота;九一граничная угловая частота или частота при 3 дБ, т. е. частота, на которой A(f) на 3 дБ «иже Л, или равен 0,7074
Если, как это обычно бывает, /?н》/?ВЫх, то 九=1/(2л/?С), где /? = Авых усилителя; С ——паразитная емкость монтажа плюс •емкость переходов в полупроводниках.
Обычно зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты дается в рационализованной форме】)：
I а (川=А/〃ГТЖЕ е = — arctg (/)•(4.1)
Отметим еще раз, что f есть переменная, которая представляет интересующую нас частоту, в то время как 厶一фиксированная частота, которая называется граничной или сопрягающей частотой и является характеристиной конкретного усили* теля. Напомним, что сопрягающая частота fi определяется как частота, на которой коэффициент усиления данного усилителя по напряжению падает до 0,707 от коэффициента усиления по напряжению на низких частотах, или, что то же, становится ниже Л на 3 дБ. Можно видеть, что увеличение частоты приводит к увеличению знаменателя в выражении для М| (4.1) и, следовательно, к падению коэффициента усиления по напряжению.
Кроме того, из выражения для 6 (4.1) видно, что при изменении частоты фаза выходного сигнала сдвигается относительно фазы входного, причем величина сдвига фазы равна arctg(f/fi)F Знак минус перед правой частью выражения для 6 означает, что выходной сигнал отстает по фазе от входного. Чтобы понять это, заметим, что сигнал проходит через усилитель не мгновенно, а задерживается на некоторое небольшое время как в активных (усилительных) элементах самого усилителя, так и под действием других внешних емкостей. При этом увеличение сдвига фазы с ростом частоты происходит даже в случае, когда время задержки для всех частот одинаково. Действительно, в этом случае время задержки составляет большую часть периода для сигнала большей частоты, что соответствует боль- тему сдвигу фазы для более высокочастотных сигналов.
Вывод выражения (4.1) приведен в приложении В.
4.2. ШКАЛА ДЕЦИБЕЛ
В разд. 4.1 отмечалось, что при составлении графиков частот* нмх характеристик используется логарифмический масштаб.
* Как зависимость модуля усиления 4 н фазового угла 0 от частоты^ т- е. используется показательная форма представления А(〃).一 Нркм. ре@. ”
Приведем определение коэффициента усиления по напряжению в децибелах:
Коэффициент усиления по напряжению в децибелах = =Л (дБ) = 201gЛ, где Л — числовое значение коэффицента усиления по напряжению.
Пример 4.1. Найти коэффициент усиления по напряжению в децибелах для усилителя с числовым значением коэффициента усиления, равным 10：
Л (дБ) = 20 1g 10 = 20 • 1 = 20 дБ.
В дальнейшем будем использовать обозначения 1g для логарифма по основанию 10 и In для натурального логарифма (по основанию е).
В табл. 4.1 приведены числовые значения коэффициента усиления по напряжению и соответствующие им величины в децибелах. Заметим, что, если
А
А дБ
Л “6
0,001
—60
10
20
0,01
'—40
100
40
0,1
—20
1 000
60
1
0
10 000
80
Таблица 4.1. Коэффициент усиления по напряжению и его значение в децибелахТаблица 4.1. Коэффициент усиления по напряжению и его значение в децибелахкоэффициент усиления меньше единицы, его величина в децибелах отрицательна. Теперь можно, используя правила действий с логарифмами, переписать в децибелах выражение (4.1):
Таблица 4.1. Коэффициент усиления по напряжению и его значение в децибелах
Таблица 4.1. Коэффициент усиления по напряжению и его значение в децибелах
4 (дБ) = 20 1g / — 20 lg [1 + (f/fi)2]l/2.
(42)
Рассмотрим случаи, соответствующие трем различным значениям частоты: случай 1, когда f《3： случай 2, когда f = f：; случай 3, когда f》“.
Случай 1: f《fi； f лежит значительно ниже граничной частоты.
А (дБ) ==20^Л-20 lg[l + ("fl/]吗
но f《fi, поэтому (f"i)2 » 0; следовательно, [1 + (f/fi)H 厶 Q 1 ：〕201 я 1 =0.
Таким образом, Л (дБ)比 201g/, если f *^С fi.
Случай 2: f = fi.
Л (дБ) = 20 1g 4 — 20 lg [1 + (|/Л)2]1/2 = 20 lg { — 201g 仮=
=20 lg { — 20 • 0,15 =力(дБ) — ЗдБ.
Таким образом, при f = fi коэффициент усиления падает на 3 дБ по сравнению с коэффициентом усиления иа низких частотах, а сдвиг фазы 6 = =—~45° (поскольку arctg i = 45°).
Случай 3: f》fi； f значительно превышает угловую частоту.
Л (дБ) =20 lgX-201g[l + (f 吊)2]W.
Если f》fl, TO (flfl)2 > 1 И [1 + (f〃J2]% 冗 flfh поэтому 4(дВ) = 201g A — <—201g(f/fj; легко видеть, что эта величина стремится к нулю при f->fcp 0-
Если начертить графики зависимостей А (дБ) от частоты и фазового сдвига 0 от частоты, то получатся две кривые, аналогичные показанным на рис. 4.3. {4з этих графиков также видно, что сдвиг фазы равен —45° при частоте fi (точка 3 дБ) и приближается к 90° на частоте fcp, т. е. той частоте, на которой коэффициент усиления усилителя равен 1, или 0 дБ.
Автор фактически дает определение частоты среза %, на которой 4j^.O дБ. —77риа, ре©
6
Рис. 4.3. Амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики операционного усилителя.
а — зависимость коэффициента усиления в децибелах от частоты; б — зависимость сдвига фазы от частоты.
4・3・ НАКЛОН (СКОРОСТЬ СПАДА) КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
Рассмотрим теперь скорость убывания коэффициента усиления' изображенной на рис. 4.4 эквивалентной схемы при увеличении частоты, когда частота превышает 厶・
Уменьшение коэффициента усиления q частотой называется спадом. Спад выражается в децибелах на октаву или в децибелах на декаду. Октавой называется изменение (увеличение или
уменьшение) частоты вдвое. Например, если частота увеличивается от 500 до 1000 Гц, она возрастает на одну октаву. Декадой называется десятикратное увеличение или уменьшение частоты. Так, если частота увеличивается со 100 до 1000 Гц, она возрастает на одну декаду.
Посмотрим, что произойдет с коэффициентом усиления схемы на рис. 4.4, если частота изменится от fa до %, причем % > 厶>
fb > fi и f》> %. Это изменение коэффициента усиления можно выразить следующим образом:
△Л (дБ) = Л (дБ) при fb —А (дБ) при fa =
=/ (дб) - 201g 仇/川一团(дБ) - 201g 仇/川］=
=А (дБ) 一 201g (储川 一 4 (дБ) + 20 lg (fj* =
=20 lg 伉/川 一 20 lg (储川=20 lg 仇/%).
Если fb превосходит fa в 10 раз, то АЛ (дБ) = 201g (1/10)== =201g 0,1 =—20 дБ. Таким образом, скорость спада для эквивалентной схемы на рис. 4.4 составляет 20 дБ/декада. Если теперь 力 вдвое больше 務 то АЛ (дБ) = 201g (1 /2) = —6 дБ. Итак, скорость спада для эквивалентной схемы на рис. 4.4 составляет 6 дБ/декада, что эквивалентно скорости спада 20 дБ/декада.
Укажем, что такая величина скорости спада характерна также для простых последовательных /?С-фильтров низкой частоты. На рис. 4.5 показана частотная характеристика усилителя, имеющего скорость спада 6 дБ/октава, или 20 дБ/декада. Проверьте,.
о6
Рис. 4.5. Графики частотных характеристик.
也一 собственно частотная характеристика； 6—аппроксимация частотной характеристики прямолинейными отрезками. Крутизна наклона характеристики составляет —6 дБ/октава или —20 дБ/декада. На частоте fi погрешность аппроксимации равна 3 дБ.
■то на рис. 4.5 А (дБ) = 80 дБ при f— 1 кГц и Л (дБ) = 60 дБ при f=10 кГц, так что падение коэффициента усиления на •одной декаде действительно составляет ——20 дБ.
44. СКОРОСТЬ СПАДА
В МНОГОКАСКАДНОМ УСИЛИТЕЛЕ
Большинство операционных усилителей состоит из двух или €олее каскадов, каждый из которых имеет скорость спада € дБ/октава. Спад усиления многокаскадного усилителя имеет более сложную форму, чем спад, описанный в предыдущем разделе. Чтобы проанализировать ситуацию, будем использовать аппроксимацию амплитудно-частотной характеристики прямо- линейными отрезками. Такие графики, на которых представлена зависимость десятичного логарифма коэффициента усиления от десятичного логарифма частоты, называются диаграммами 6ode.
Рассмотрим трехкаскадный усилитель, показанный на рис. 4.6. Частотные характеристики его отдельных каскадов- графически показаны на рис. 4.7.
Общий коэффициент усиления всего усилителя ——это произведение коэффициентов усиления его отдельных каскадов. В свою очередь, коэффициенты усиления этих каскадов hmwc вид:
Al = l^^' e — arctg(恤)，4=u +(£)2产 e=-arctg(M,4=u+ 編严 0 —arctg(f/fQ.
где fn есть 人 каскада 1 усилителя; fi2 —— 厶 каскада 2 усилителя; ，1з — fi каскада 3 усилителя; Ли ——коэффициент усиления каскада 1 на низких частотах; Л!2 — коэффициент усиления каскада 2 на низких частотах; Л13 — коэффициент усиления каскада
Рис. 4.6. Трехкаскадный операционный усилитель. ивЫж = =^д(^1 Иг^з).Рис. 4.6. Трехкаскадный операционный усилитель. ивЫж = =^д(^1 Иг^з).
Рис. 4.6. Трехкаскадный операционный усилитель. ивЫж = =^д(^1 Иг^з).
Рис. 4.6. Трехкаскадный операционный усилитель. ивЫж = =^д(^1 Иг^з).
3 на низких частотах. Выражение для общего коэффициента усиления, учитывающее зависимость от частоты, имеет вид
&(/) =&(/) =/11412413
&(/) =
&(/) =
(4.3)(4.3)U + (〃片产产2 [1 + (〃运)2]1/2 [1 + (f"13)2]l/2
(4.3)
(4.3)
0= — arctg (f/fn) — arctg (f/f^ — arctg ("“3).
Выражением (4.3) пользоваться неудобно, поэтому для наглядного описания суммарной а м плитудно - ч астотной характеристики будем использовать диаграммы Боде. Это оказывается значительно более удобным благодаря тому факту, что децибелы являются логарифмическими функциями и можно складывать значения коэффициентов усиления в децибелах вместо того, чтобы перемножать их числовые значения. Таким образом, для построения амплитудно-частотной характеристики всего усилителя надо на одном и том же графике начертить частотные характеристики отдельных каскадов и графически их ело, 师小
Обращаясь к рис. 4.8, видим, что на частотах ниже /и общая частотная характеристика — это просто сумма коэффициентов усиления отдельных каскадов в децибелах, т. е. 30 дБ + + 20 дВ + 12 дБ = 62 дБ. В полосе частот между /и = 10 кГц и /12 = 40 кГц коэффициент усиления каскада 1 падает со скоростью 6 дБ/октава, в то время как коэффициенты усиления
Рис. 4.7. Диаграммы Боде отдельных ка^ скадов усилителя, показанного на рис. 4.6.
а — частотная характеристика каскада 1. f“ = ТО кГц, bp. 1 =329 кГц. Спад коэффициента усиления равен 20 дБ/декада (6 дБ/октава)； 6 — частотная характеристика каскада 2, f12=40 кГц, =400 kFu； Спад декада (6 дБ/окта- 8 — частотная ха- истика каскада 3.
20 кГц, hp3 =
：500 кГц.Р
каскадов 2 и 3 остаются постоянными. Поэтому общий коэффициент усиления, который на диаграмме Боде получается как сумма коэффициентов усиления трех отдельных каскадов, в этой полосе частот также надает на 6 дБ/октава. В полосе частот от 厶2 = 40 кГц до 厶з= 120 кГц коэффициенты усиления каскадов 1 и 2 падают каждый со скоростью 6 дБ/октава, а коэффициент усиления каскада 3 остается постоянным на уровне 12 дБ. Следовательно, в полосе частот между 九2 и 厶3 общий коэффициент усиления падает со скоростью 12 дБ/октава. В полосе частот между %з= 120 кГц и частотой %р всего усилителя, равной 390 кГц, все три каскада имеют скорость спада по 6 дБ/ок- тава； следовательно, в этой полове частот скорость спада
Глава 4
Рис. 4.8. Суммарная частотная характеристика последов at ельно соединенных каскадов, характеристики которых даны на рис. 4.7.
Ни車рамн 9T 7 49 《дбозиач^нь1 соответственно суммарная характеристика и характеристики каскадов J, 2 я 3.
трехкаскадного усилителя составляет 18 дБ/октава (или 60 дБ/декада)').
Этот метод анализа можно использовать для любого многокаскадного усилителя, если известны амплитудно-частотные характеристики его отдельных каскадов.
ФАЗО ВО-ЧАСТОТ НАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Известно, что при прохождении через усилитель сигнал задерживается во времени и что для каждой конкретной частоты этой задержке соответствует запаздывание по фазе на некоторый угол. В выражении для коэффициента усиления в зависимости от частоты этот угол дается в виде —arctg(f/fi).
Из рис. 4.3 видно, что для отдельного каскада отставание по фазе равно 90° на частоте fcp. В многокаскадном усилителе каждый каскад последовательно увеличивает задержку, что приводит к увеличению суммарного запаздывания по фазе. Из выражения для суммарного коэффициента усиления (4.3) видно, что суммарное запаздывание по фазе выражается как
—% = —arctg (f"u) — arctg (力九)—arctg (“捣)， (4.4) если усилитель имеет, как в нашем примере, три каскада.
Из этого выражения видно, что максимально возможное запаздывание по фазе составляет —180° для двух каскадов и —270° для трех. Запаздывание по фазе для одного каскада не превышает 45° для частот, меньших сопрягающей частоты 厶 (f = fi, arctg 1 = 45°), и увеличивается до значений, больших 45°, когда f становится больше fb приближаясь к максимальному значению (—90°) при частоте fcp-
ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
ПРИ НАЛИЧИИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
До сих пор р ассматр ив а л ись частотные характеристики операционного усилителя в отсутствие обратной связи. Теперь проанализируем, какое действие на частотные характеристики оказывает обратная связь.
Добавление отрицательной обратной связи так, например, как это сделано в инвертирующем или неинвертирующем усилителях, увеличивает эффективную полосу пропускания операционного усилителя.
Чтобы убедиться в этом, рассмотрим выражение для коэффициента усиления без обратной связи усилителя со спадом
I)Именно потому, что на частотах fu, fi2> fi3 происходит《стыковка》отельных отрезков диаграммы Боде, оии и называются сопрягающими.— •-Рим. ред.
6 дБ/октава:
A (f) = 4U+/(»)],(4.5)
где A(f)——коэффициент усиления без обратной связи на частоте f; Л — коэффициент усиления без обратной связи на низких частотах; fi ——сопрягающая частота. Подставляя (4.5) в выражение для коэффициента усиления при наличии обратной связи К = 4/(1 + ДР), получим
К (0 = {А [ I + / (f/f !)]}/{ 1 + М/[ 1 + i(f/ft)]}=4U + M+/(f/fi)I=
=【4(1 + л ₽)]/{! + Ш(1 + АР)]}. (4.6)
Это выражение можно записать в виде
K(f)=(/U +j(f/f@JI，(4・7)
где fio. с =厶(1+才6)； Ki ——коэффициент усиления с замкнутой обратной связью на низких частотах;厶。.с ——сопрягающая частота при замкнутой петле обратной связи.
Выражение (4.7) показывает, что сопрягающая частота при наличии обратной связи равна сопрягающей частоте без обрат-
Рис. 4.9. Влияние обратной связи на ширину полосы пропускания.
/ — частотная характеристика без обратной связи (спад 6 дБ/октава)； 2 — частотная характеристика при наличии обратной связи. 1/0 = К, #0 — петлево負 коэффициент усн« леиия.
ной связи, умноженной на петлевое усиление плюс единица. Поскольку при наличии обратной связи обычно (1 十40)> 1, оказывается, что и /ю. с > fi, так что эффективная ширина полосы пропускания действительно увеличивается при использовании обратной связи.
Чтобы понять это, обратимся к рис. 4.9. Пусть имеется усилитель с коэффициентом усиления без обратной связи, равным
86 дБ, и с коэффициентом усиления при замкнутой петле обратной связи, равным 20 дБ. Граничная частота усилителя без обратной связи равна 2 кГц. Но, так как коэффициент усиления с замкнутой обратной связью ограничен уровнем 20 дБ и даже для частот, значительно превышающих 2 кГц, остается много меньшим, чем коэффициент усиления без обратной связи, оказывается, что описываемый выражением (4.6) действительный коэффициент усиления почти равен коэффициенту усиления на низких частотах при замкнутой петле обратной связи. Korn? частота достигает 3,8 МГц, коэффициенты усиления с замкнутой обратной связью и без обратной связи становятся одинаковыми. Коэффициент усиления с замкнутой цепью обратной связи не может быть больше коэффициента усиления без обратной связи, поэтому теперь (начиная с этой частоты) усилитель с обратной связью имеет такую же скорость спада, какую этот усилитель имел бы без обратной связи. Следует отметить, что обратная связь не поднимает частотную характеристику операционного усилителя, а его эффективная полоса пропускания увеличивается за счет того, что обратная связь ограничивает коэффициент усиления более низким значением, за пределы которого усилитель не выходит при работе на значительно более высоких частотах. В данном случае граничная частота увеличилась от 厶=2 кГц до fio. с = 3,8 МГц, т. е. получено очень значительное расширение полосы пропускания, но за это увеличение полосы пропускания потребовалось заплатить уменьшением коэффициента усиления с 86 до 20 дБ. Таким образом, для увеличения полосы пропускания с помощью обратной связи в принципе приходится уменьшать коэффициент усиления. 图
В гл. 2 произведение Лр было названо петлевым усилением.
Из рис. 4.9 можно видеть, что петлевое усиление — это разность в децибелах между коэффициентом усиления без обратной связи и идеальным коэффициентом усиления при замкнутой цепи обратной связи, т. е.
Др(дБ) = А(дБ)-1/р(дБ),Др(дБ) = А(дБ)-1/р(дБ),(4.8)(4.8)
Др(дБ) = А(дБ)-1/р(дБ),
Др(дБ) = А(дБ)-1/р(дБ),
(4.8)
(4.8)
где Л ——коэффициент усиления без обратной связи.
Это определение дает удобный способ находить петлевое уси- “енне для расчета /ю. с- Чтобы осмыслить соответствующую зависимость, вспомним, что
丁 .козф^нцнехт уснленнх без обратной связи
идеальный^коэффициент усиления с замкнутой обратной связыб
=//(1/р) = Лр е петлевое усиленна,
откуда, используя правила действий с логарифмами, получаем 刈(дБ)=-議偏• = А (дБ) - (1/6) (дВ).
Из этого выражения, в частности, видно, что петлевое усиление увеличивается при уменьшении коэффициента усиления с замкнутой обратной связью.
Пример 4.2. Для проверки результатов, полученных графически на рис. 4.9. где А = 86 дБ, К = 26 дБ и fi = 2 кГц, рассчитаем /ю. с
Решение: Л = 86 дБ = 19,953, Ар = 166 дБ = 1995.3; поэтому fi. с = fi(l + + 力6) =2 кГц X 1995 = 3,999 МГц, что хорошо согласуется с графиком.
Пример 4.3. Предположим, что надо узнать, чему равен максимально возможный коэффициент усиления с замкнутой обратной связью, если fio/c === =300 кГц. По рис. 4.9 можно найти значение коэффициента усиления без обратной связи, которое соответствует частоте 300 кГц. Видно, что этот коэффициент усиления равен 43 дБ, или К = 141, если его выразить как числовое отношение.
С другой стороны, можно рассчитать К, используя соотношение fi°. с = »= fi(l + Лр) и разрешая его относительно р, что дает
В = (fio. с — f【)〃【/ = 298 кГц/39,9 МГц ^ 0,00747,
К = 1/В = 1/0,00747 = 134,
что достаточно близко к ответу, который получен графически из диаграммы Боде.
ПРОИЗВЕДЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
УСИЛЕНИЯ НА ПОЛОСУ ПРОПУСКАНИЯ
Если скорость спада усилителя составляет 6 дБ/октава, произведение коэффициента усиления на полосу пропускания постоянно: К% = const Чтобы убедиться в этом, умножим идеальный коэффициент усиления на низких частотах на верхнюю частоту среза того же усилителя при наличии обратной связи. Тогда получим произведение усиления на полосу пропускания:
Kfio. С = [4(1 + /В)】九(1 + 46)=百卜(4.9)
где А — коэффициент усиления без обратной связи на низких частотах.
В предыдущем разделе было показано, что для увеличения полосы пропускания с помощью обратной связи следует уменьшить коэффициент усиления. Теперь соотношение (4.9) дает возможность узнать, какой частью коэффициента усиления необходимо пожертвовать для получения желаемой полосы пропускания.
Пример 4.4. Пусть операционный усилитель имеет коэффициент усиления без обратной связи, равный 10 000, и верхнюю сопрягающую частоту 400 Гц. Рассчитаем максимально возможный коэффициент усиления с замкнутой обратной связью, если при этой обратной связи верхняя граничная частота составляет 150 кГц.
Решение: Afi = Kfm с・
Поэтому К =///【о. с = (104)(400 Гц)/(15-104 Гц) =26,6.
Укажем, что тот же ответ можно получить из диаграммы Боде для частотной характеристики операционного усилителя, но тогда пришлось бы преобразовывать значение коэффициента усиления в децибелах в его числовое значение.
Далее важно понимать, что произведение усиления на полосу пропускания постоянно, а соответствующая зависимость К от fi линейна только при скорости спада 6 дБ/октава.
САМОВОЗБУЖДЕНИЕ
Обычно операционный усилитель используется с обратной связью. Применение в усилителе обратной связи выгодно в связи с тем, что она позволяет увеличить Авх, уменьшить 衣вых, уменьшить искажения, увеличить стабильность и увеличить точность, с которой задается коэффициент усиления. Однако все эти преимущества могут быть обеспечены, только если обратная связь отрицательна; если же обратная связь окажется положительной, усилитель превратится в генератор, а все только что названные характеристики усилителя ухудшатся. Для возникновения самовозбуждения автоколебаний сигнал обратной связи должен быть достаточно большим, так, чтобы сигнал, возвращаемый на вход, оказался больше входного сигнала, и, кроме того, возвращаемый на вход сигнал должен быть в фазе со входным сигналом (сдвиг фазы на 360°). Если эти условия возникновения положительной обратной связи выполнены, то для •самовозбуждения автоколебаний оказывается достаточно шумов на входе усилителя.
Сказать, что подаваемый обратно на вход сигнал должен ■быть больше входного сигнала, можно еще одним способом — для этого надо просто указать, что петлевое усиление больше ■единицы. Обратившись к рис. 4.10, можно видеть, что любое напряжение, которое подается обратно на инвертирующий вход .при отсутствии входного напряжения, синфазно с выходным сигналом и сдвинуто по фазе на 180° по отношению к t/д (напряжение сдвига или шум), т. е. к напряжению, которое является причиной появления сигнала на входе при UBX = 0. Для того чтобы самовозбуждение имело место, Uo. с должно быть больше, нем U& Напомним, что Uo. с = ^ио — А^ил\ поэтому ^AUR > U〃. Следовательно, условие рЛ > i является необходимым условием возникновения автоколебаний. Однако тот факт, что петлевой коэффициент усиления больше единицы, сам по себе еще не Достаточен для того, чтобы автоколебания возникли. Для возникновения самовозбуждения необходимо, кроме того, чтобы напряжение, которое подается обратно на вход, было синфазно
со входным сигналом (что в нашем примере не соблюдается),. Такнм образом, приходим к следующему критерию: для возникновения автоколебаний коэффициент петлевого усиления должен быть больше единицы при сдвиге фазы на 180°, т. е..
/р > 1, 0 = 180е на частоте среза петлевого коэффициента усиления D или на частоте прохождения диаграммой Боде разомкнутого усилителя коэффициента усиления с обратной связью.
Частотой прохождения коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи будем называть ту частоту, на которой
Рис. 4.10. Инвертирующий усилитель с обратной связью. Ur = U°. с・
коэффициент усиления с замкнутой обратной связью равен коэффициенту усиления без обратной связи. Например, на рис. 4.11 частота прохождения коэффициента усиления с обратной связью--это частота, при которой горизонтальная линия коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи (К — 38 дБ) пересекает частотную характеристику коэффициента усиления без обратной связи. На графике эта точка обозначена как fo. с Через 厶，％ н /з на этом графике обозначены верхние частоты среза каскадов операционного усилителя.
Понять смысл этого условия, накладываемого на сдвиг фазы, можно еще и другим способом. Усилитель, такой, как изображен на рне. 4.10, будет самовозбуждаться, если петлевой коэффициент усиления будет больше единицы н выходной сигнал будет подаваться обратно на вход в фазе со входным сигналом, Напомним, что различные компоненты усилителя имеют емксстн, поэтому для прохождения сигнала через усилитель требуется некоторое конечное времх. Это время задержки очень мало зависит от частоты. Если время задержки равно 1 мкс, то такая задержка соответствует половине периода, или сдвигу фазы на 180°, для сигнала с частотой 500 кГц. Если далее
Напомним, что частота среза — это частота единичного усиления. На самом деле, точнее, 0 > 180° при /10 = 1 есть критерий самовозбуждения.—= Прим, ргд.
инвертирование при усилении создает сдвиг фазы на 180°, а сдвиг фазы, связанный с задержкой распространения сигнала, также равен 180°, то суммарный сдвиг фазы составляет 360°, и усилитель самовозбудится на частоте, для которой половина периода равна времени задержки распространения сигнала. Для задержки, равной 0,25 мкс, такая частота равна 2 МГц. Если, однако, частотная характеристика данного усилителя такова,
Рис. 4.11. Определение наклона частотной характеристики петлевого коэффициента усиления.
что он не может усиливать сигнал с частотой 2 МГц, то генерации не возникнет. Это значит, что автоколебания могут возникнуть только тогда, когда частота, для которой половина периода равна времени задержки, лежит в полосе пропускания операционного усилителя.
Ранее петлевой коэффициент усиления выражался через коэффициент усиления без обратной связи на низких частотах, но теперь придется выразить его через коэффициент усиления без обратной связи, зависящий от частоты, который обозначим 4(f). Имеем
4(Г)В = [л/Vr+MF, е=-arctg(f/Л)!р =
=却/口 + (f/疗产,8 = arctg (Ш (4.10)
если усилитель, такой, например, как на рис. 4.4, имеет скорость спада 6 дБ/октава. Поскольку |3 есть отношение сопротивлений (1/6 = К), оно не вносит существенного сдвига фазы, н единственным источником сдвига фазы является сам усили-
тель. Из выражения (4.10) видно, что максимальный сдвиг фазы, который может появиться в усилителе со скоростью спада 6 дБ/октава, равен 90°. Это означает, что при скорости спада 6 дБ/октава на частоте %, с усилитель не будет самовоз- буждаться независимо от того, чему равен петлевой коэффициент усиления: для возникновения автоколебаний петлевой коэффициент усиления должен иметь сдвиг фазы, равный 180°,
Однако не все усилители имеют скорость спада 6 дБ/октава. Выше уже встречались примеры ситуаций (см. рис. 4.6 и 4.8),. когда на одних частотах скорость спада составляла 6 дБ/октава, на других 12 дБ/октава и 18 дБ/октава на остальных частотах. Что же делать в таких случаях?
Л1Л2Л3РЛ1Л2Л3РНа частотах, для которых скорость спада равна 12 дБ/ок- тава (т. е. в полосе частот между 力2 и fi3 на рис. 4.8), б выражение для петлевого коэффициента усиления будет входить два зависящих от частоты члена, и это выражение для усилителя,, соответствующего рис. 4.6 и 4.8, будет в указанной полосе частот иметь вид
Л1Л2Л3Р
Л1Л2Л3Р
|1/2，|1/2，4(/)0 = по：
|1/2，
|1/2，
[1+("储)2]1/2[1+("九2月
8 = — arctg (f/fn) — arctg (f"Q・
Отсюда видно, что максимальный сдвиг фазы, который возникает в полосе между этими двумя частотами, составляет 180°. Достигнет ли этот сдвиг фазы величины 180°, в данном случае зависит от конкретного соотношения между частотами среза fn и fi2 и частотой /о. с- Таким образом, усилитель, имеющий при частоте %. с скорость спада 12 дБ/октава, может возбуж* даться или не возбуждаться в зависимости от выполнения дополнительных условий, т. е. его состояние можно назвать мало устойчивым 1). Ввиду того что каждая реальная схема имеет паразитные элементы (такие, например, как емкость проводников), которые могут приводить к дополнительному увеличению сдвига фазы, работы при скорости спада 12 дБ/октава на частоте %, с лучше всего избегать.
Возвращаясь еще раз к усилителю, изображенному на рис. 4.6, и к его частотной характеристике на рис. 4.8, мы видим, что на частотах выше /\з скорость спада составляет 18 дБ/октава. В полосе частот между &з и /с петлевой коэффи- ниент усиления имеет вид
p = [1 + ("人" 产口 + ("fl"产 U + ("+)2产, (4.11) 0= — arctg (〃fu) — arctg (f/f12) — arctg (f/f13).
D На самом деле, это зависит от влияния малых дополнительных сдвигов фазы в петле обратной связи, так как при таком спаде фаза достигает 180° только асимптотически. — Прим. ред.
Отсюда видно, что максимально возможный сдвиг фазы в этом диапазоне частот составляет 270°. Схема, работающая в ре- зкиме, при котором скорость спада на частоте /о. с равна 18 дБ/октава, наверняка, самовозбудится и потому неработоспособна.
КРИТЕРИЙ УСТОЙЧИВОСТИ
Требуется достойный доверия и легкий в употреблении способ определения устойчивой работы данного усилителя. Под устойчивой работой здесь понимается работа без самовозбуждения. Поскольку в большинстве применений операционных усилителей используются петлевые коэффициенты усиления, большие единицы, искомый критерий устойчивости надо сформулировать в терминах угла сдвига фазы и петлевого коэффициента усиления. Для усилителя, частотная характеристика которого дана на рис. 4.12, рассмотрим случаи, когда выполняется одно из трех условий: 1) %, с попадает на спад с крутизной 6 дБ/ок- тава; 2) %, с попадает на спад с крутизной 12 дБ/октава; 3) %, с попадает на спад с крутизной 18 дБ/октава.
Для вычисления угла сдвига фазы петлевого коэффициента усиления будем использовать ту информацию об углах сдвига фазы, которая содержится в общих выражениях для петлевого коэффициента усиления и фазового угла (4.11). Угол сдвига фазы петлевого коэффициента усиления будем обозначать, как. и выше, через 6. Амплитуду петлевого коэффициента усиления вычислять не будем, поскольку ее всегда можно получить из диаграммы Боде, и во всех трех случаях она окажется больше единицы.
Пример 4.5. Согласно рис. 4.12, частота fi операционного усилителя равна 2 кГц; % и % — сопрягающие частоты каких-то его каскадов (в данном случае нам безразлично, каких именно). Укажем, что % = 40 кГц, /з = 160 кГц н fCp = 480 кГц. Определим, исследуя 0, устойчив ли операционный усилитель при следующих значениях коэффициента усиления при замкнутой цепи . обратной связи:
Случай 1. Коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи равен 55 дБ, петлевой коэффициент усиления равен 24 дБ, что больше единицы, и %, с = А о. с == 31 кГц. Отметим, что %. с очень близка к %, т. е. к частоте, на которой скорость спада становится равной 12 дБ/октава. Вычисляя сдвиг фазы петлевого коэффициента усиления, получим
В = — arctg (31 кГц/2 кГц) — arctg (31 кГц/40 кГц) — arctg (31 кГц/160 кГц)=
• = — 86,3 ° — 37,8。一11。= — 135,1 ° V 180。-
Запас устойчивости по фазе в этом случае составляет 180°——135,Г = и 44,9°. Положительный запас по фазе при Лр》1 гарантирует устойчи- ®ость. Таким образом, усилитель устойчив. Заметим, что если коэффициент усиления с замкнутой цепью обратной связи совпадает с амплитудно-частот- >юй характеристикой разомкнутого усилителя в точке, где скорость спада. равна 6 дБ/октава, то усилитель обязательно является устойчивым. Исходя.
Чаптота кГц
Рис. 4.12. Частотная Хсг«..* эристика операционного усилителя (пример 4.5).
из этого, всегда можно по диаграмме Боде найти без каких-либо вычислений те значения коэффициента усиления с замкнутой цепью обратной связи, при которых усилитель обязательно устойчив. Например, усилитель, частотная характеристика которого показана на рис. 4.12, будет устойчивым при любом значении коэффициента усиления с замкнутой цепью обратной связи, лежащем в интервале между 53 и 79 дБ.
Случай 2. В этом случае рассмотрим две возможности: г) /о. с чуть больше %； б) fo. с лежит ближе к f3.
Случай 2a. К = 50 дБ, петлевой коэффициент усиления равен 29 дБ, что больше единицы, и fo. с = 43,5 кГц. Найдем 0:
6 = — arctg (43,5 кГц/2 кГц) — arctg(43,5 кГц/40 кГц) — arctg (43,5 кГц/160 кГц)=
=—87,37。— 47,4° — 15,2* = — 149,97 °.
Это состояние устойчиво, так как 9 V 180°, и запас устойчивости по фазе положителен.
Случай 26. К = 35 дБ, 4(3 = 44 дб》1 и fo. с = 115 кГц. Найдем 0
е = —arctg (115 кГц/22 кГц) — arctg (115 кГц/40 кГц) — arctg (115 кГц/160 кГц)=» =一 89。一 71,8 ° — 35,8° = —196,6 °.
В этом случае запас устойчивости по фазе (180° — 196,6° = 一16,6°) отрицателен. Поскольку 6 S 180°, усилитель при К = 35 дБ будет самовозбуж* даться.
Итак, если коэффициент усиления с замкнутой цепью обратной связи совпадает с амплитудно-частотной характеристикой разомкнутого операционного усилителя в точке, где коэффициент усиления операционного усилителя убывает со скоростью 12 дБ/октава, то усилитель может быть как устойчивым, так и неустойчивым. Поэтому приходится вычислять 0 для всех значений К, которые попадают на этот участок характеристики. Лучше всего избегать режимов работы на участках с наклоном 12 дБ/октава.
Случай 3. К = 25 дБ, 40 = 54 дВ》1 и f0 с = 190 кГц. Иг/^ем
0= —arctg(190 кГц/2 кГц) — arctg(190 кГц/40 кГц) — arctg (190 кГц/160 кГц)= =—89,4 ° — 78,3 ° — 49,9。= —217,6。
В этом случае запас устойчивости по фазе равен 180° — 217,6° = —37,6°, т. е. отсутствует. Это означает, что, когда /о. с оказывается на участке со скоростью спада усилителя, равной 18 дБ/октава, |0| > 180° и самовозбуждение неизбежно. Этой ситуации следует всегда избегать, , Теперь можно коротко сформулировать условия устойчивости в терминах положения точки совпадения коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи и амплитудно-частотной характеристики операционного усилителя. Если в точке совпадения скорость спада равна:
—6 дБ/октава, то усилитель устойчив;
——12 дБ/октава, то усилитель близок к потере устойчивости;
「18 дБ/октава, то усилитель неустойчив.
Вопрос. Каково наименьшее значение К, при котором устойчиво работает усилитель, частотная, характеристика которого дана на рис. 4.8〉Ответ состоит в том, что минимальное К = 53 дБ, так как это наименьший ко- эффиииент усиления, при котором скорость спада еще равна ——6 дБ/октава.
ЗАПАС УСТОЙЧИВОСТИ ПО ФАЗЕ
Часто критерий устойчивости выражают через запас устойчивости по фазе. Запас устойчивости по фазе равен 0зап = =180° + 0 = 180° ——10|. Положительный запас устойчивости по фазе является показателем устойчивости. Например, в случае 1 0зап = 180°— 135,1° = 44,9е, что указывает на устойчивость. Для получения максимально быстрого отклика на импульсный входной сигнал и одновременно исключения звона или неустойчивости желательно иметь запас устойчивости по фазе порядка 45。1)
СКОРОСТЬ НАРАСТАНИЯ
Скорость нарастания определяется как максимальная скорость изменения выходного напряжения по времени:
V = скорость нарастания = (Д17вых/Д^)маКс. (4.12)
Обычно скорость нарастания выражают в вольтах в микросекунду (В/мкс).
• I) Под звоном понимаются затухающие колебания на выходе при импульсном входном воздействии. — Прим. ред.
Ответить мгновенно на изменение входного напряжения усилитель не может из-за своих внутренних емкостей. Эти емкости надо успеть зарядить, но скорость их заряда ограничена, а тем самым ограничена и скорость изменения выходного напряжения. Скорость нарастания отличается от частотных ограничений тем, что частота среза — это ограничение, относящееся к усилению слабых сигналов, в то время как скорость нарастания — это мера способности усилителя отрабатывать без искажений большие сигналы. Эта последняя способность зависит и от частоты.
Рис. 4.13. Результат превышения скорости нарастания.а — искажение прямоугольного сигнала.входной, выходной снг< нал； 6 ——искажение синусоидального сигнала. входной, выходнойсигнал.Рис. 4.13. Результат превышения скорости нарастания.а — искажение прямоугольного сигнала.входной, выходной снг< нал； 6 ——искажение синусоидального сигнала. входной, выходнойсигнал.
Рис. 4.13. Результат превышения скорости нарастания.
а — искажение прямоугольного сигнала.входной, выходной снг< нал； 6 ——искажение синусоидального сигнала. входной, выходной
сигнал.
Рис. 4.13. Результат превышения скорости нарастания.
а — искажение прямоугольного сигнала.входной, выходной снг< нал； 6 ——искажение синусоидального сигнала. входной, выходной
сигнал.
и от выходного напряжения. Эффекты, связанные со скоростью .нарастания, приводят к изменениям коэффициента усиления и потому вызывают большие искажения. Характер искажений, вносимых в выходной сигнал, когда скорость изменения сигна- ~ла превышает скорость нарастания, показан на рис. 4.13.
Если требуется использовать полную полосу пропускания усилителя, то приходится иметь достаточно малое выходное напряжение, чтобы избежать превышения скорости нарастания. .Для соблюдения этого правила надо знать, как связаны частота выходного напряжения и скорость нарастания.
Для с инусоид ального сигнала мгновенное значение напряжения можно записать в виде U = Ua sin 2nf/t где Ua—амплитуда сигнала. Скорость нарастания определяется выражением V = (△〃/△/) макс, поэтому продифференцируем мгновенное значение напряжения по времени и получим скорость его изменения dU/dt = 2nfUa cos 2nft. Нас интересует значение (dU/dt) макс» которое функция dU/dt принимает при прохождении сигнала через нуль, если сигнал имеет синусоидальную форму. В точке пересечения нулевого уровня выполняется условие cos 2nft == I; следовательно, для определения Ua ^ f получим уравнение
(d"必)макс = 2nf & = V.(4.13)
Пример 4.6. Рассчитать максимальную амплитуду синусоидального выходного напряжения, которое иа частоте I МГц можно получить без искажений на выходе усилителя, имеющего скорость нарастания V = 20 В/мкс (пред пол а- -хается, что частота 1 МГц лежит в полосе пропускания усилителя).
Решение: V = 2nfUa. Разрешая это соотношение относительно U% получаем Ua = У/2л/ = 20 В/мкс/(6,28) (10 Гц)=
=20В (0,159 • 10-« Гц)/10-бс = 3,18% = 6,36%/)
Пример 4.6 показывает, что если надо получить неискаженный выходной сигнал на частоте 1 МГц, то для данного усилителя придется ограничить амплитуду выходного напряжения величиной 3,18 В (или удвоенную амплитуду величиной 6,36 В). ,
Пример 4.7. Усилитель имеет скорость нарастания 10 В/мкс и верхнюю граничную частоту среза при замкнутой цепи обратной связи flo. с = 800 кГц при требующемся значении коэффициента усиления замкнутого усилителя.. Нужно получить выходной сигнал с амплитудой 5 В при частоте 250 кГц. Можно ли использовать этот усилитель?
Решение: V = 2nfUa. Подставляя сюда значение U& = 5 В, найдем частоту, на которой эта амплитуда допустима при V = 10 В/мкс. Получим
f = V/2nUa = 10 В/мкс/(6,28) 5В = 0,318/мкс = 318 кГц.
Следовательно, данный усилитель можно при амплитуде выходного сигнала 5 В использовать вплоть до частоты 318 кГц, так что он годится для достижения поставленной цели.
Наиболее полные из спецификаций операционных усилителей содержат значение скорости нарастания и типичную диаграмму Боде усилителя данной марки.
4.5. КОРРЕКЦИЯ
ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Для использования операционных усилителей при низких значениях коэффициентов усиления с замкнутой цепыо обратной связи (которым соответствует скорость спада характеристики разомкнутого усилителя 18 дБ/октава) необходимо каким-то образом уменьшить запаздывание по фазе. Некоторые усилители, такие, например, как цА741, не нуждаются во внешних элементах для осуществления такой коррекции, так как они имеют внутреннюю коррекцию частотных характеристик, обеспечивающую в этих усилителях скорость спада 6 дБ/октава в полосе частот между f( и fcp, как показано на рис. 4.14. Нескорректированные усилители имеют частотные характеристики, сходные по форме с характеристиками на рис. 4.9 и 4.12. Эти нескорректированные усилители имеют один или несколько выводов, обозначаемых как «наклон》，《фаза》или «частотная коррекция», к которым подключаются внешние корректирующие цепи. Обычно изготовители нескорректированных усилителей указывают значения R н С этих цепей, необходимые для работы при конкретных значениях коэффициента усиления с замкнутой обратной связью. Тем не менее читателю будет по-
лезно ознакомиться с общими принципами и некоторыми из способов осуществления фазовой коррекции.
Рис. 4.16 иллюстрирует действие частотной коррекции, осуществляемой при помощи схемы, приведенной на рис. 4.15. В этой схеме используется простая однозвенная корректирующая RC-цепь, которая помещена между выходом одного из каскадов усилителя и землей. Первая сопрягающая частота корректирующей цепи (fx) ниже сопрягающей частоты любого из
Рис. 4.14. Частотная характеристика полностью скорректированного операционного усилителя.
Скорость спада между частотами f] н %р равна 6 дБ/октава.
нескорректированных каскадов операционного усилителя. Поэтому достаточно низкая граничная частота данного каскада усиления, а вместе с ним и всего скорректированного операционного усилителя определяется действием корректирующей цепи и равна /%, т. е. нижней сопрягающей частоте на уровне 3 дБ этой корректирующей цепи. Поскольку цепь коррекции является простейшей однозвенной RC-иепью, наклон ее амплитудной характеристики равен 6 дБ/охтава, как показано на рис. 4.16,6.
Задача корректирующей цепи состоит в том, чтобы обеспечить для скорректированного усилителя спад характеристики 6 дБ/октава при той частоте, на которой частотная характеристика коэффициента усиления с замкнутой обратной связью (К) пересекает частотную характеристику операционного усилителя без обратной связи. Это гарантирует выполнение условия 0 V 180° и устойчивую работу усилителя.
Рассмотрим действие кор ре ктир ующей цепи. На частотах ниже fx скорректированный и нескорректированный коэффициенты усиления одинаковы, так как реактивное сопротивление конденсатора Ск очень велико. Начиная с частоты 拉,реактивное сопротивление корректирующего конденсатора (Ск) умень； шается, и вместе с ним падает с наклоном 6 дБ/октава частотная характеристика скорректированного усилителя. На частоте fi коэффициент усиления нескорректированного усилителя тоже начинает падать с наклоном 6 дБ/октава; поэтому спад, обусловленный действием корректирующей цепи, должен быть остановлен. Если этого не произойдет, спад скорректированного усилителя на частотах выше /L окажется равным 12 дБ/октава,
Рис. 4.15. Схема коррекции частотной характеристики.Рис. 4.15. Схема коррекции частотной характеристики./? = /?ВЬ|Х . каскада, в котором производится коррекция; RK=R корректирующей цепи; СК=С корректирующей Депи./? = /?ВЬ|Х . каскада, в котором производится коррекция; RK=R корректирующей цепи; СК=С корректирующей Депи.
Рис. 4.15. Схема коррекции частотной характеристики.
Рис. 4.15. Схема коррекции частотной характеристики.
/? = /?ВЬ|Х . каскада, в котором производится коррекция; RK=R корректирующей цепи; СК=С корректирующей Депи.
/? = /?ВЬ|Х . каскада, в котором производится коррекция; RK=R корректирующей цепи; СК=С корректирующей Депи.
Так как этот спад является суммой спада нескорректированного усилителя и спада корректирующей цепи. Чтобы это предотвратить, задаем частоту, на которой реактивное сопротивление Ск становится пренебрежимо малым по сравнению с R% т. е. вторую частоту перегиба корректирующей цепи (/“)， равной частоте fi нескорректированного усилителя (рис. 4.16). Тогда спад С наклоном 6 дБ./октава, обусловленный действием корректирующей цепи, прекращается на частоте 九，н в полосе частот между fj и ,2 спад характеристики всей схемы обусловлен только спадом нескорректированного усилителя. Коэффициент усиления скорректированного усилителя на частоте fi оказывается значительно меньшим, чем нескорректированного, за счет ослабления, вносимого корректирующей цепью; поэтому на частоте /2 коэффициент усиления без обратной связи оказывается меньше выбранного значения коэффициента усиления с обратной связью. •丨
Чтобы осуществить частотную коррекцию, приходится уменьшать полосу пропускания. Ширина полосы пропускания скор-
ректированного усилителя при наличии обратной связи определяется соотношением /ю. с = fx(l + ^₽). Вместе с тем широкая полоса пропускания все равно ничего не дает, если усилитель •самовозбуждается.
Теперь опишем в общих чертах способ нахождения нужных значений RK и Ск. Известно, что для фильтра низкой частоты /?кСк, показанного на схеме, действительны выражения
& = 1/2лСк (R + &) и fy= l/2nR&,
указывающие нижнюю и верхнюю сопрягающие частоты коррек-
соединена корректирующая цепь, неизвестно, то его надо рассчитать. Частоту, которой должна быть равна /х, можно найти по диаграмме Боде следующим образом:
Начертить вертикальную прямую на частоте %.
Начертить горизонтальную прямую на уровне желаемого К. 3. Провести от точки пересечения прямых пп. 1 и 2 вверх до горизонтальной прямой на уровне А прямую с наклоном 6 дБ/октава. Частота, при которой эта прямая пересечет прямую с уровнем Д, и есть частота fx\ в качестве fy берется, естественно, fb
Если взять fy меньше, чем fb то частотная характеристика коэффициента петлевого усиления будет иметь горизонтальный участок, как показано на рис. 4.16, в. Это связано с тем, что •спад, обусловленный действием корректирующей цепи, прекращается до того, как начинает падать коэффициент усиления нескорректированного усилителя, так что в полосе частот между fy и fi коэффициент усиления скорректированного усилителя не будет меняться. Такой ситуации обычно избегают !).
Для получения гладкого спада 6 дБ/октава при переходе через частоту 厶 необходимо правильно задать отношение сопротивлений Rk и R. Это отношение должно обеспечивать ослабление, эквивалентное уменьшению коэффициента усиления, необходимому для получения при частоте 厶 гладкой кривой спада -скорректированного усилителя. Указанное ослабление обозначено через М на оси ординат на рис, 4.15, а; формула для вычисления М имеет вид
М (дБ) = — 20 lg【(R + &)/&]・(4.14)
Из этого соотношения можно найти значение R/
/?K = /?/[antilg(M/20)]-~ 1.(4.15)
Вывод формул для М и & приведен в приложении Г.
После того как вычислено Rk, можно, используя выражение для частоты перегиба fy (которая должна быть равна /J. на而тн С*к，
fy = 1/2л/?кСк, Ск=== 1/2 冗 R/у
Пример 4.8. Этот пример нужен для демонстрации действия частотной коррекции. Пусть параметры операционного усилителя соответствуют частотной характеристике, приведенной на рис. 4.17. А = 60 дБ,九=12 кГц, f2=100 кГц, Авнх = (для каскада, подлежащего коррекции) 4 кОм, К (требующееся) = =23 дБ. Рассчитать & н Ск.
Решение: сначала найдем f*:
Начертим на диаграмме Боде вертикальную прямую на частоте f》
1)Это может дать выброс при переходных процессах. Но еще хуже, если fy > fi, а так как абсолютно точного равенства fy = fi добиться нельзя, то лучше, если fy V 厶.но не намного. — Прим. ред.
^§» 4
70
Рис. 4.17. Частотная характеристика операционного усилителя из примера 4.& - нескорректированная характеристика, скооректироваягтая характер玄стшсаа
Начертим горзонтальную прямую, соответствующую желаемому значению К・
Проведем прямую с наклоном 6 дБ/октава от точки пересечения прямых п. а) и п. б) 1 и 2 до прямой А.
Находим графически на диаграмме Боде значение fx = 1,2 кГц. Теперь определяем требуемую величину ослабления:
Находим коэффициент усиления, при котором прямая с наклоном 6 дБ/октава, которая впоследствии станет скорректированной частотной характеристикой, пересечет f(. Этот коэффициент усиления равен 40 дБ.
Определяем ослабление М:
М = Л (дБ) — 40 дБ = 20 дБ.
Найдем R/
Rk = R/antilg (ЛТ/20) — 1 = 4 кОм/9 = 445 Ом.
Найдем Ск：
Ск = 1/2?求庵=1/6.28 (445 Ом) (1,2-104 Гц) = 0,03 мкФ.
Проверяем f*:
fx == l/2nG (R + RQ = 1/2" (0,03 мкФ) (4,45 кОм) = 1,195 кГц.
Отметим, что fio. с равна
力 о.с= fx (1 + 碑)=1,2 кГц (1 + antilg 38 дБ)==
=1,2 кГц (1 + 79,5) = 1,2 кГц (80,5) = 96,7 кГц,
что хорошо согласуется с данными диаграммы Боде.
В примере 4.8 показан только один нз способов коррекции частотных характеристик, н это единственный способ, который рассматривается подробно. Расчеты при использовании других способов частотной коррекции, которые описаны в следующем разделе, делаются из аналогичных соображений.
ДРУГИЕ Л1ЕТОДЫ
ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ
КОРРЕКЦИЯ, ОСНОВАННАЯ
НА ИСПОЛЬЗОВАНИИ ЭФФЕКТА МИЛЛЕРА
В полностью скорректированных полупроводниковых 〃нт& гральных схемах операционных усилителей, таких, например, как 卩А741 фирмы Fairchild, используется эффект Миллера для того, чтобы облегчить осуществление коррекции. Получаемая таким образом частотная характеристика показана на рис. 4.14. Этот способ коррекции предполагает подключение корректирующего конденсатора между выходом и входом одного из промежуточных каскадов операционного усилителя, как показано на рис. 4.18. Эффект Миллера приводит к тому, что эффективная емкость корректирующего конденсатора со стороны входа второго каскада оказывается значительно больше его фактической емкости, т. е. ее. действие значительно сильнее, чем при включении между этой же точкой и землей. В результате можно
использовать корректирующий конденсатор значительно меньшей емкости. Возможность использования малых корректирующих емкостей очень важна при производстве ИС операционных усилителей, так как конденсаторы с большой емкостью трудно изготовить. Первая сопрягающая частота при такой коррекции равна
&=1/2喈(1+14|)&.&=1/2喈(1+14|)&.(4.16)(4.16)
&=1/2喈(1+14|)&.
&=1/2喈(1+14|)&.
(4.16)
(4.16)
Частотная характеристика второго каскада должна быть такой, чтобы его частота среза приходилась на диапазон частот, в ко
тором эффект Миллера становится уже несущественным. Для того чтобы задать необходимое значение 笳,можно последовательно с емкостью Ск подключить сопротивление Rk・
4：6・2. КОРРЕКЦИЯ ВО ВХОДНОМ КАСКАДЕ
Корректирующие /?С-цепи часто используются во входном (дифференциальном) каскаде операционного усилителя, а не в его последующих каскадах. Преимуществом организации коррекции в первом каскаде является возможность увеличить скорость нарастания. Это увеличение скорости нарастания может быть получено, за счет того, что размах напряжения на выходе первого каскада имеет небольшую амплитуду, а это позволяет осуществить коррекцию без появления на Ск больших зарядов (т. е. при малых токах). В описаниях усилителей с такой коррекцией обычно указываются значения Rk н Ск, нужные для работы при определенных коэффицентах усиления с замкнутой цепью обратной связи. Соотношения для вычисления fx и fy приведены на рис. 4.19, б.
В некоторых усилителях для осуществления коррекции используются две ^С-цепи. В заводских описаниях таких усилителей также даются необходимые для коррекции значения Rr и Ск или формулы для их вычисления.
Частота
6
КОРРЕКЦИЯ ПОДАЧЕЙ СИГНАЛА ВПЕРЕД»)
Еще один способ осуществления коррекции ——это подача сигнала вперед. Такой тип коррекции используется для получения широкой полосы пропускания. Коррекция подачей сигнала вперед заключается в том, что более высокочастотные сигналы при помощи связи по переменному току идут в обход группы каскадов операционного усилителя, обеспечивающих максимальный коэффициент усиления на низких частотах. Сигналы низ-
】)Называется также «метод выключения каскадов》и «метод параллель* - ных каналов».—Прим, перев.
ких частот проходят через обе группы каскадов операционного усилителя — низкочастотные н высокочастотные. Подавая высокочастотные сигналы в обход группы каскадов низких частот, имеющей высокий коэффициент усиления, удается обойти присущие ей частотные ограничения и избежать большого сдвига
Рис. 4.20. Коррекция подачей сигнала вперед.4 — группа каскадов, .обеспечивающая высокий коэффициент усиления иа низких частотах; Л2 — группа каскадов для усн* ления высокочастотного сигнала.Рис. 4.20. Коррекция подачей сигнала вперед.4 — группа каскадов, .обеспечивающая высокий коэффициент усиления иа низких частотах; Л2 — группа каскадов для усн* ления высокочастотного сигнала.
Рис. 4.20. Коррекция подачей сигнала вперед.
4 — группа каскадов, .обеспечивающая высокий коэффициент усиления иа низких частотах; Л2 — группа каскадов для усн* ления высокочастотного сигнала.
Рис. 4.20. Коррекция подачей сигнала вперед.
4 — группа каскадов, .обеспечивающая высокий коэффициент усиления иа низких частотах; Л2 — группа каскадов для усн* ления высокочастотного сигнала.
зуется как крайнее средствозуется как крайнее средствоРис. 4.21. Схема коррекции «грубой силой». Rk выбирается так, чтобы остановить самовозбуждение. Полное сопротивление Хк мало по сравнению с Rk на частоте са мовозбуждения.Рис. 4.21. Схема коррекции «грубой силой». Rk выбирается так, чтобы остановить самовозбуждение. Полное сопротивление Хк мало по сравнению с Rk на частоте са мовозбуждения.ной связи). Обращаясь к р:ной связи). Обращаясь к р:
зуется как крайнее средство
зуется как крайнее средство
Рис. 4.21. Схема коррекции «грубой силой». Rk выбирается так, чтобы остановить самовозбуждение. Полное сопротивление Хк мало по сравнению с Rk на частоте са мовозбуждения.
Рис. 4.21. Схема коррекции «грубой силой». Rk выбирается так, чтобы остановить самовозбуждение. Полное сопротивление Хк мало по сравнению с Rk на частоте са мовозбуждения.
ной связи). Обращаясь к р:
ной связи). Обращаясь к р:
фазы. Высокочастотная группа каскадов должна иметь малый
сдвиг фазы, обеспечивающий большой запас устойчивости при работе на высоких частотах. Этот способ коррекции иллюстрируется на рис. 4.20.
КОРРЕКЦИЯ «ГРУБОЙ СИЛОЙ»
Последним тип коррекции, который здесь рассматривается, ―• это коррекция «грубой силой». Этот способ коррекции исполь
в тех случаях, когда необходимо обеспечить устойчивую работу усилителя в низкочастотной схеме при малых значениях коэффициента усиления с обратной связью, а применение более эле* гантных способов по каким-либо причинам невозможно. Таким способом коррекции пользуются
также в тех случаях, когда определить параметры, необходимые для обеспечения устойчивости, оказывается слишком сложным делом (например, если исполь^ зуются нелинейные цепи обрат-* .4.21, можно видеть, что в этом
случае используется /?С-цепь, включенная непосредственно
между входными выводами операционного усилителя. При этом величина Rk подбирается экспериментально таким образом, чтобы остановить самовозбуждение (& понижает коэффициент
усиления), а Ск выбирается так, чтобы получить на частоте самовозбуждения малое сравнительно с Rk реактивное сопротивление. Укажем, что включение сопротивления между входами усилителя приводит к увеличению его шума.
КОМПЕНСАЦИЯ ВХОДНОЙ ЕМКОСТИ
Способ компенсации сдвига фазы, обусловленного действием входной и паразитной емкостей, показан на рис. 4.22. Для такой компенсации параллельно R。, с добавляется конденсатор Ск,
Рис. 4.22. Компенсация входной емкости.
Ск%. с=№ (°口冲 + °вх)，^к=^1 (Gap + °вх)/Ко・ с*
емкость которого должна удовлетворять условию CKRO. с = ==Ri(Cbx + Спаразит)* Нетрудно видеть, что этот подход аналогичен коррекции аттенюатора (делителя), предназначенного для работы в широком диапазоне частот. Такой способ называют также коррекцией упрепадением (по фазе).
О ВЫБОРЕ ПАРАМЕТРОВ КС-ЦЕПЕН
Большинство изготовителей операционных усилителей (ИС или модульных) включает в паспорт усилителя набор таблиц, графиков или формул, по которым пользователю легко найти параметры /?С-цепей, необходимые для коррекции усилителя при любом желательном коэффициенте усиления с обратной связью. Однако величины RK и Ск, которые даны в заводском паспорте, обычно относятся к некоторому типичному усилителю,
и может возникнуть необходимость уточнения этих величин для обеспечения полной устойчивости операционного усилителя; в особенности это касается ИС операционных усилителей.
Усилитель Р-А791 фирмы Fairchild — это нескомпенсирован- ный мощный операционный усилитель с допустимым выходным током 1 А. Его описание дано в приложении В. Выводы для частотной коррекции имеют номера 4 и 9, если усилитель изготовлен в герметичном металлическом корпусе, или 7 и 12, если использован корпус с двухрядным расположением выводов. Корректирующий конденсатор включается между этими выводами. График зависимости коэффициента усиления по напряжению от частоты на последней странице описания позволяет определить емкость корректирующего конденсатора, который следует использовать при данном значении коэффициента усиления с обратной связью. Например, если К= 10 (20 дБ), то из графика видно, что Ск = 10 пФ. Если желаемое значение К попадает между указанными на графике значениями, то можно использовать величину Ск, соответствующую ближайшему из приведенных на графике значений К, или интерполировать график. Например, для К = 5 (13,9 дБ) можно или взять Ск равным 100 пФ, или выбрать величину Ск между 10 и 100 пФ и попробовать, будет ли схема работать. Разумной величиной для первой пробы здесь будет емкость порядка 60 пФ. Отметим, что изготовитель рекомендует во всех указанных в описании схемах использовать последовательную цепь из емкости 0,0033 мкФ и сопротивления 3,9 Ом, включенную между выходом н точкой +(Л Это нужно для компенсации реактивной составляющей выходного сопротивления. Помимо этого изготовитель рекомендует подключать между +U и ——U и землей танталовый конденсатор емкостью 10 мкФ, что нужно для уменьшения шумов источников питания и предотвращения неустойчивости из-за связей по питанию.
В группе усилителей от TL080 до TL085 фирмы Texas Instruments единственным операционным усилителем без внутренней коррекции является усилитель TL080 со входом на диффузионных полевых транзисторах (с изоляцией затвора р — и-перехо- дом)'. В описании этого усилителя рекомендуется при коэффициентах усиления от единицы и выше использовать корректирующий конденсатор емкостью 12 пФ. Такой конденсатор надо включить между выводом коррекции (вывод 8) и комбинированным выводом установки нуля сдвига (Ni) и коррекции (вывод 1). Для расширения полосы пропускания может быть использована коррекция подачей сигнала вперед, как это показано на рис. 5 описания в приложении В. Для такой коррекции надо использовать & = 500 пФ и Сг = 3 пФ в обозначениях
рис. 14 в описании. Укажем, что при К V 10 емкость С2 следует несколько увеличить.
Если операционные усилители используются в печатных платах или в других устройствах с высокой плотностью монтажа, то может возникнуть необходимость не только корректировать каждый отдельный усилитель, но и равномерно установить между шинами напряжений питания и землей по всей плате развязывающие конденсаторы. Развязывающие конденсаторы, емкость которых обычно берут между 0,001 и 0,1 мкФ, следует подсоединять как можно ближе к выводам +U н —U операционного усилителя. Единственным способом определить, нужны лн такие развязывающие конденсаторы, какова их емкость и как часто (на каждом усилителе, через усилитель или как-нибудь еще) их надо ставить, является экс пер иментальное макетирование 1).
СТАБИЛИЗАЦИЯ
ПРИ БОЛЬШОЙ ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКЕ
Если операционный усилитель работает на относительно большую емкостную нагрузку, то из-за вносимого цепью АвыхСн
Рис. 4.23. Развязка выходаРис. 4.23. Развязка выходаот емкостной нагрузки.от емкостной нагрузки.依一/?к вне петли обратной связи； б—/?к внутри петли обратной связи. Ur= — ^Rq c/R[) 〃вх・依一/?к вне петли обратной связи； б—/?к внутри петли обратной связи. Ur= — ^Rq c/R[) 〃вх・
Рис. 4.23. Развязка выхода
Рис. 4.23. Развязка выхода
от емкостной нагрузки.
от емкостной нагрузки.
依一/?к вне петли обратной связи； б—/?к внутри петли обратной связи. Ur= — ^Rq c/R[) 〃вх・
依一/?к вне петли обратной связи； б—/?к внутри петли обратной связи. Ur= — ^Rq c/R[) 〃вх・
©авнга фазы может возникнуть неустойчивость. Чтобы ее избежать, используется сопротивление, отделяющее емкость нагрузки от выхода усилителя. Это сопротивление Rk выбирается равным выходному сопротивлению усилителя без обратной связи. Емкость Ск выбирается таким образом, чтобы выполнялось соотношение Ro. сСк = RnCK. На рис. 4.23 даны две схемы развязки емкостной нагрузки; сопротивление RK может быть поставлено как внутри, так и вне петли обратной связи.
0 Лучше всего установить такие развязки, не проверяя .работоспособ* тость схемы без них ——она может быть обманчива. ■—Прим. ред.
Примером высокой емкостной нагрузки, которая может потребовать такой коррекции, может, служить длинная линия передачи. Чем ниже выходное сопротивление операционного усилителя, тем на большую емкостную нагрузку он может работать： без возникновения неустойчивости.
выводы
Коэффициент усиления операционного усилителя по напряжению убывает с частотой. Всегда существует такое значение частоты, при котором емкости полупроводниковых переходов и паразитные емкости в усилителе уже нельзя считать пренебрежимо малыми. Через этв емкости сигнал частично шунтируется на землю. При возрастании частоты увеличиваются потери сигнала, что приводит к уменьшению коэффициента усиления по напряжению.
Зависимости модуля коэффициента усиления и фазового сдвига в каждом каскаде от частоты имеют вид
(4.1)(4.1)IЛ (f) I = л/“1与(〃fi)2, e = — arctg (f/fi).
(4.1)
(4.1)
где Л (/) — модуль коэффициента усиления как функция частоты; Л——коэф* фициент усиления на низких частотах; /】一сопрягаюшая или граничная частота каскада; / — независимая переменная частота;——arctg(f//i)——разность фаз между входным и выходным напряжениями. Знак мннус показывает, чта выходной сигнал отстает от входного.
До тех пор пока частотная характеристика усилителя имеет вид характеристики однозвенной простой RC-цепи, его коэффициент усиления на частотах выше fi убывает со скоростью —6 дБ/октава, или (что то же) —20 дБ/ок- тава.
Логарифмическая частотная характеристика многокаскадного усилителя может быть легко построена (если известны диаграммы Боде для каждого каскада) путем графического сложения лографимичсских частотных характеристик всех его каскадов. Для того чтобы начертить диаграмму Боде отдельного каскада, достаточно знать его частоту f} и коэффициент усиления в децибелах.
5> До тех пор пока наклон характеристики усилителя равен —6 дБ/октава,. произведение его коэффициента усиления на полосу пропускания остается постоянным.
равнаравнаВведение отрицательной обратной связи приводит к увеличению полосы, пропускания усилителя. Если спад характеристики усилителя составляет ——6 дБ/октава, то граничная частота при наличии обратной связи (fg. с)
равна
равна
(4.7)(4.7)h°.c = 3(l+砲,
(4.7)
(4.7)
где ft — граничная частота без обратной связи; Лр ——петлевой коэффициент усиления.
Если петлевой коэффициент усиления усилителя больше единицы, что в. случае отрицательной (——180°) обратной связи всегда имеет место, а сдвиг фазы в петле обратной связи превосходит —180* то усилитель самовозбуж- дается. При увеличении петлевого коэффициента усиления коэффициент усиления с замкнутой обратной связью уменьшается.
Будет илн нет усилитель устойчивым при заданном коэффициенте усиления с обратной связью, можно определить по наклону диаграммы Боде усилителя без обратной связи на уровне заданного коэффициента усиления с обратной связью: а) если наклон равен —6 дБ/октава, то усилитель устой-шв; б) если наклон равен —12 дБ/октава, то усилитель может быть как устойчивым, так и неустойчивым (этой ситуации следует избегать); в) если наклон равен —18 дБ/октава или больше, то усилитель самовозбуждается.
Частотная коррекция заключается во введении в схему операционного усилителя различных /?С>цепей таким образом， чтобы сделать наклон его амплитудно-частотной характеристики равным ——6 дБ/октава при заданном коэффициенте усиления с обратной связью. Изготовители операционных усилите- 刀е宜 указывают в их описаниях способы подключения таких цепей н величины их компонент, необходимые для обеспечения устойчивости усилителя.
Многие нз операционных усилителей полностью скорректированы и обычно не нуждаются во внешней коррекции. Аналогичный усилитель с внешней коррекцией будет, как правило, иметь при данном коэффициенте усиления с обратной связью более широкую полосу пропускания.
Скорость нарастания V ——это максимальное изменение выходного напряжения в единицу времени (обычно дается в вольтах на микросекунду). Если изменение выходного напряжения в единицу времени достигает скорости нарастания усилителя, то его полная полоса пропускания не может быть реализована. Максимальная частота, на которой при заданном выходном напря- женнн скорость нарастания еще ие превышается, или максимальная амплитуда сигнала при заданной частоте могут быть найдены из соотношения
(4.13)(4.13)V = 2sxf Uа. макс，
(4.13)
(4.13)
где V ——скорость нарастания; Ua. макс — пиковое значение входного напряжения; f — частота-
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Указать две причины, приводящие к появлению частотной зависимости ко- эффициента усиления операционного усилителя.
Вычислить 4(f) на частоте 10 кГц, если усилитель имеет Л = 15 000 и 力=]кГц.
Усилитель нмеет Л = 80 дБ. Найти числовое значение Л как отношение.
Каскад 1Каскад 2Каскад 3Каскад 1Каскад 2Каскад 3Трехкаскадный операционный усилитель имеет следующие параметры каскадов:
Каскад 1
Каскад 2
Каскад 3
Каскад 1
Каскад 2
Каскад 3
/ = 20 дБ, fii = 1 кГц. /4 = 15 дБ,玩=8 кГц. 4 = 10 дБ, ft3 = 15 кГц.
Начертить диаграмму Боде для Л на четырех декадной полулога риф мической бумаге.
Операционный усилитель имеет Л = 65 дБ и К = 20 дБ. Рассчитать петлевой коэффициент усиления для низких частот.
Усилитель имеет произведение усиления на полосу пропускания, равное 1,5 МГц. (а) Найти коэффициент усиления на частоте 1 МГц. (б) Найти ширину полосы пропускания, если коэффициент усиления по напряжению равен 15.
Указать условия, выполнение которых приводит к самовозбуждению операционного усилителя.
Указать связь между скоростью спада Л (『)при частоте fo. ё и устойчивостью усилителя.
49 Зависимость 4(f) усилителя дана на рис. 4.12. Найти 0 для К = 40 дБ. 4,10. Зависимость Л (f) усилителя дана на рис. 4.8. Найти 0 для (а) К = =35 дБ, (б) /( = 50 дБ.
Усилитель имеет скорость нарастания 1 В/мкс. Рассчитать, при какой амплитуде напряжения Ug. макс сигнал не искажается иа частоте 40 кГц.
Усилитель имеет скорость нарастания 0,8 В/мкс. Найти максимальную частоту, при которой Z78bIX не будет искажено, если максимальная амплитуда напряжения на выходе равна 3 В.
В обозначениях рис. 4.15 R = 10 кОм, /)= 19 кГц, % = 110 кГц н 4 = 0 70 дБ. Найти Rk и Ск, необходимые для обеспечения, устойчивости уенли- теля при К = 20 дВ. (Оказание: начертить диаграмму Боде.)
Укажите преимущества организации коррекции во входном каскаде операционного усилителя.
Перечислите четыре способа частотной коррекции и коротко опишите каждый из них.
Если вы не можете ответить на какие-то вопросы, отметьте их и еще раз. просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы студент должен уметь проверить постоянство произведения усиления на полосу пропускания и экспериментально подтвердить эффекты, связанные с превыше- нием скорости нарастания. Кроме того, он должен уметь обнаружить само* возбуждение нескорректированного усилителя и организовать частотную кор* рекцию усилителя.
Оборудование. 1. Операционный усилитель рА741 фирмы Fairchild или аналогичный ему и его описание (заводской паспорт). 2. Операционный усилитель фирмы Texas Instruments TL080 или аналогичный ему и его завод* ской паспорт. 3. Источник питания 土 15 В пост, тока (подстраиваемый).
Осциллограф универсальный, пригодный для измерения сигналов постоян* ного и переменного тока с амплитудой 2 мВ. 5. Генератор сигналов. 6. Потенциометры иа 10 кОм. 7. Макетная панель, например EL Instruments SK-10, установленная на шасси. 8. Набор прецизионных сопротивлений. 9. Набор металлопленочных конденсаторов.
Порядок выполнения работы 1. Измерение коэффициента усиления без обратной связи, (а) Так как диапазон возможных значений коэффициента усиления без обратной связи ИС операционного усилителя довольно велик,.
Рис. 4.24. Схема для измерения коэффициента усиления без об- ратной связи.
С — 200 пФ. Частота %» от 2 до 6 Гц.
Рис. 4.25. Неинвертирующий усилитель (п. 2 лабораторной работы).Рис. 4.25. Неинвертирующий усилитель (п. 2 лабораторной работы).丄丄
Рис. 4.25. Неинвертирующий усилитель (п. 2 лабораторной работы).
Рис. 4.25. Неинвертирующий усилитель (п. 2 лабораторной работы).
丄
丄
сначала проведем его измерение с доступной точностью. Соберите схему, показанную на рис. 4.24, н измерьте коэффициент усиления без обратной связи, как было указано в гл. 2. (б) Используйте этот усилитель в п. 2 данной работы.
Примечание. При возникновении неустойчив-остн может оказаться необходимым уменьшить сопротивление 1 МОм или изменить С, сохранив значение Rn：
』=^вых/(^с/1^) = ^вых/^д>
если Rz = 1 МОм. Общее выражение для Л при произвольных Rz и Ry：
4 = UbHkIIUJ(R』Ry)].
Произведение усиления на полосу пропускания, (а) Соберите схему ненн・ вертирующего усилителя (рис. 4.25) с операционным усилителем |1А741 или впалогичным ему при Ri = 10 кОм. Подберите такое R。, с, чтобы получить Ж к 200, и установите нуль сдвига.
Рис. 4.26. Измерение скорости нарастания. V = AU/MРис. 4.26. Измерение скорости нарастания. V = AU/M
Рис. 4.26. Измерение скорости нарастания. V = AU/M
Рис. 4.26. Измерение скорости нарастания. V = AU/M
Указание, (а) Подстройте входное напряжение так, чтобы получить ивых ^ < 1 В (амплитудное значение), и используйте его при выполнении всего п. 2. (б) Измерьте fio. с и рассчитайте 厶，пользуясь соотношением 3cl.c = 3(1 + + А0). (Это сделать проще, чем непосредственно измерить ,卜)(в) Вычислите' произведения усиления на полосу пропускания ^Л и К%。. с. (г) Вычислите произведения усиления на полосу пропускания и /1о. с для К Q 100 н К — 50. (Д)Измерьте /ю. с при К = 100 и А а 50. Сравните измеренные и рассчитанные значения частот /1о. с и произведений усиления иа полосу пропускания..
Указание. Вычисляйте произведение усиления на полосу пропускания, ис^ пользуя значения /ю. с, измеренные при выбранных К.
Скорость нарастания, (а) Установите в схеме по п. 2 значение К 七 20. (б) Измерьте скорость нарастания усилителя. Для этого: 1) подайте на усилитель синусоидальный сигнал; 2) подберите напряжение входного сигнала так, чтобы выходное напряжение было близким к максимально возможному для данного усилителя; 3) увеличивайте частоту синусоидального сигнала до- гех пор, пока сигнал на выходе не станет треугольным, как показано на рис. 4.26; 4) измерьте крутизну линейного участка выходного сигнала. Эта крутизна (Д(7Вых/А0 равна скорости нарастания, (в) Рассчитайте частоту, при которой синусоидальный сигнал начнет искажаться, если напряжение на выходе равно 5 В (амплитудное) или 10 В удвоенной амплитуды Используйте- соотношение У = 2»(Л. макс； (г) Подтвердите измерением ответ по и. (в), (д) Рассчитайте, при каком амплитудном напряжении можно работать без искажений при полученных ограничениях, обусловленных скоростью нарастания, если частота равна 50 кГц. (е) Подтвердите измерением ответ по п. (д). (ж) Укажите возможные причины всех расхождений между рассчитанными и- измеренными результатами.
Частотная коррекция, (а) Соберите схему инвертирующего усилителя с использованием операционного усилителя TL080 фирмы Texas Instruments или аналогичного ему. Коэффициент усиления схемы (с обратной связью) должен быть около 5. Коррекцию не делайте. (6) Наблюдайте . самовозбуждение, (в) Подключите корректирующий конденсатор Ск = 12 пФ, как рекомендуется в заводском паспорте; способ включения конденсатора показан па рис. 4.27. (г) Наблюдайте устойчивую работу схемы.
Указание: При изготовлении ИС операционных усилителей могут возникать, различия между их отдельными экземплярами. Поэтому для полного подавления генерации некоторых усилителей может оказаться необходимым умеренное изменение величины С«.
ГЛАВА 5
СУММИРУЮЩИЕ СХЕМЫ
К суммирующим схемам относятся сумматоры и схемы вычитания (вычитатели!) )• Их можно использовать для решения алгебраических уравнений, а также для формирования пропорционального закона в системах регулирования.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
L Рассчитать выходное напряжение для инвертирующего сумматора, схемы суммирования с масштабными коэффициентами, схемы усреднения и схемы сложения-вычитания, если даны величины сопротивлений в этих схемах.
Рассчитать величины сопротивлений, необходимые для получения заданных характеристик инвертирующего сумматора, •схемы суммирования с масштабными коэффициентами, схемы усреднения и схемы суммирования-вычитания.
Начертить по памяти схемы, перечисленные в п. 2.
Решать с помощью суммирующих схем систему двух 5фав- нений с двумя неизвестными.
Начертить по памяти блок-схему системы пропорционального регулирования и объяснить принцип действия такой, системы. 6. Выполнить лабораторную работу к гл. 5.
ИНВЕРТИРУЮЩИЙ СУММАТОР
Действие этой схемы в точности соответствует ее названию. Инвертирующий сумматор формирует алгебраическую сумму •Двух напряжений и меняет ее знак на обратный. Чтобы понять, как это происходит, обратимся к рис. 5.1, на котором приведена 父хема инвертирующего сумматора. В этой схеме входные сопротивления имеют ту же величину, что и сопротивление обратной <вязи.
')Под «вычитателями» автор имеет в виду схемы с использованием 勾боях входов дифференциального ОУ. — Прим. реЗ.
(5.1>(5.1>Если Rbx операционного усилителя достаточно велико и* ток смещения пренебрежимо мал по сравнению с током обратной связи (именно так обычно и бывает), то по закону Кирхгофа
(5.1>
(5.1>
‘1 + % === ^о.с.
Если теперь коэффициент усиления без обратной связи тоже достаточно велик, так что ид 右 0 (для операционных усилителей, которые используются в суммирующих схемах, это обычно имеет место), то й = UJR, &=5/夫，％. с = —UbMx/R・ Теперь.
Рис. 5.1. Инвертирующий сумматор. ■ = -(q + a),Рис. 5.1. Инвертирующий сумматор. ■ = -(q + a),можно переписать соотношение (5.1) в виде Ui/R + lh/R = —UR Умножая обе части равенства на R, получаем Ul + U2 = — t/вых, поэто* му Ub&x = —(。1 + S). — Подобные рассуждения ивых можно провести для лю- 1бого числа входов, так
Рис. 5.1. Инвертирующий сумматор. ■ = -(q + a),
Рис. 5.1. Инвертирующий сумматор. ■ = -(q + a),
что для п входов полу- Н чим
Е= UbhX= — (U1+U2 + + ... + 〃)• (5.2>
Пример 5.1. (а) Найти UBUXt если U】=3 В и 5 = —4 В (рис. 5.1). (б) Най* ти “нх, если и{—3BhU^ — 2В (рис. 5.1).
Решение: (a) Ua = —(Ui + 仇)=—(3 В — 4 В) = 1 В. (б) Ub.x = =—(5 + 心)=—(3 В + 2 В) = —5 В.
Все описанные в этом разделе суммирующие схемы могут работать как при постоянных, так и при переменных напряжениях. Если суммируются переменные напряжения, то ответы приходится вычислять в виде U = U。sin(о/; в частном случае,, когда все входные переменные напряжения синфазны, можно использовать пиковые или, если это удобнее, эффективные значения напряжений.
СХЕМА СУММИРОВАНИЯ
С МАСШТАБНЫМИ КОЭФФИЦИЕНТАМИ
Если отдельным входным напряжениям надо придать различные веса, то используется схема суммирования с масштабными коэффициентами. С помощью такой схемы можно, например, сложить U1 + 3U2 + 4U3. Если ток смещения усилителя пренебрежимо мал, то, согласно закону Кирхгофа,。+ % + "，з="о. с・ В предположении, что коэффициент усиления без
обратной связи достаточно велик, так что Ug 〜0, получим "=Ui/Ri, /2 ^ ^2/^2, i§^=~ 1)з]R3 и /о. с ^3—^вых/Ro. с, откуда Uj/Ki + U2/R2+ U3/R3 = — Uвмх/R& о Решая это уравнение относительно £/Вых, получаем
&МХ = 一【5 (Rd JR1) + и® JRJ +心3 (&• Ml (5.3)
Пример 5.2. Найти UrHx, если на рис. 5.2 R〕= 20 кОм, R? = 50 кОм, Кз = =25 кОм и /?о. с — 100 кОм и если 5=1 В, U% = 2 В и “ = —3 В.
€7вых = 一【Ui (R0.JR1) + 5 (Ro.c/R) + "з (&.с/Кз)1 =
—( 1°° к°м、丄 Г 1°°к°м、 оо ( 100 кОм \Т
I 20 кОм 丿 + 2В I飞0 кОм 丿 - ЗВ ( 25 кОм 丿」一
=—[1В(5) +2В ⑵一ЗВ(4)] = —(5В + 4В — 12В) = —(—ЗВ) = ЗВ.
Пример 5.3. Найти /?ь /?2 и /?з, такие, чтобы в схеме на рис. 5.2 Г/вых = =—(6U1 + 3“ + 4〃з), R。, с = 200 кОм.
Решение. Рассмотрим коэффициенты усиления отдельно для каждого входа.
Эти коэффициенты усиления должны быть соответственно равны: 6 для входа СЛ, 3 для входа U? и 4 для входа U3. Разрешая относительно Q соотношение 6〃 = U】(R。. JR), получим Ri = R。, с/6 = =200 кОм/6 = 33,3 кОм.
Аналогично получим R?= —200 кОм/3 = 66,6 кОм и Кз = 200 кОм/4 = 50 кОм. Такой анализ схемы суммирования с масштабными коэффициентами можно обобщить на случай схемы с п входами, в результате чего получится соотношение
Рис. 5.2. Схема суммирования с масштабными коэффициентами.Рис. 5.2. Схема суммирования с масштабными коэффициентами.%нх = ■~ [Ui (Ro. c/R) +
Рис. 5.2. Схема суммирования с масштабными коэффициентами.
Рис. 5.2. Схема суммирования с масштабными коэффициентами.
+ a (Ro. JR2) + • • • +
+ 厶(£o.c/R』・ (5.3а)
Схема усреднения. Если в схеме на рис. 5.2 положить Ri = R2 = R3 =.・・
・•• = Rn и R。, с = Ri/孔, где 孔——число входов схемы, получим
&ых = —(G + “ + "з + …+ 厶)/亿(5.4а)
Другими словами, такая схема окажется схемой усреднения. Чтобы в зтом убедиться, заметим, что —Ubhx/Rc. с =■//?[ +U2R2+ …卜〃/凡，от* куда
ивых = - Ro. e KQ 十5 + …+ %)伏 J
Ho Ro・c = R", поэтому•
対(^丿=^•
Пример 5.4. Построить схему, на рис. 5.2 таким образом, чтобы она осуществляла усреднение трех входных сигналов.
Решение： Положим R【=R? = Кз = 200 кОм и &. с = R〃，т. е. 200 кОм/3= =66,6 кОм. Отметим, что в схеме усреднения R。. с = /?jl|/?2ll ■ ■ ■ Н^л» что позволяет осуществить усреднение с весами. Под усреднением с весами подразумевается, например, такая операция:
Uq — — [（Ui + 2心 + "з + ... + UQ/uncno входов].
Собственно говоря, схема усреднения — это всего лишь частный случай инвертирующего сумматора.
Замечание. Сопротивление в цепи обратной связи выбирается таким образом, чтобы ток обратной связи был много больше тока смещения операционного усилителя и в то же время не превышал значений, которые усилитель мог бы легко обеспечить вместе с необходимым током нагрузки. Для большинства операционных усилителей диапазон возможных значений сопротивления обратной связи достаточно широк.
СХЕМА СЛОЖЕНИЯ-ВЫЧИТАНИЯ
рис. 5.3. Эта схема на рис. 1.11 схемырис. 5.3. Эта схема на рис. 1.11 схемыСхема сложения-вычитания показана на представляет собой обобщение показанной
рис. 5.3. Эта схема на рис. 1.11 схемы
рис. 5.3. Эта схема на рис. 1.11 схемы
Инвертирующие входыИнвертирующие входыНеинвертирующие входыНеинвертирующие входыРис. 5.3. Схема сложения-вычитания.%"=%（〈. с/К） + ^к. с/&）-% （R。. J%） — % （% #2> ев” ％ g +R。.砂2=《.с/0 +% с/。Рис. 5.3. Схема сложения-вычитания.%"=%（〈. с/К） + ^к. с/&）-% （R。. J%） — % （% #2> ев” ％ g +R。.砂2=《.с/0 +% с/。
Инвертирующие входы
Инвертирующие входы
Неинвертирующие входы
Неинвертирующие входы
Рис. 5.3. Схема сложения-вычитания.
%"=%（〈. с/К） + ^к. с/&）-% （R。. J%） — % （% #2> ев” ％ g +R。.砂2=《.с/0 +% с/。
Рис. 5.3. Схема сложения-вычитания.
%"=%（〈. с/К） + ^к. с/&）-% （R。. J%） — % （% #2> ев” ％ g +R。.砂2=《.с/0 +% с/。
усилителя с дифференциальным входом. Общее выражение для выходного напряжения схемы сложения-вычитания очень громоздкое, поэтому мы рассмотрим только условия, выполнение которых необходимо для правильной работы этой схемы.
Эти условия сводятся, в сущности, к тому, чтобы сумма коэффициентов усиления инвертирующей части схемы была равна сумме коэффициентов усиления ее неинвертирующей части.
Другими словами, инвертирующий и неинвертирующий коэффициенты усиления должны быть сбалансированны J).
Символически это можно обозначать следующим образом:
&• с I &>. С II "о. С R。. С I &. С II ^о. с
■1г • • • "1= ~~7 1г г • • • Н丁,
Ri &Rm &&%
где m — число инвертирующих входов, а п — число неинвертирующих; отсюда имеем
Ubhx=—(5Ubhx=—(5R。.吊R。.吊94『…+乙需）+94『…+乙需）+++f ) + 3加+2)f ) + 3加+2)+・・・+ £/(m+n)+・・・+ £/(m+n)
Ubhx=—(5
Ubhx=—(5
R。.
吊
R。.
吊
94『…+乙需）+
94『…+乙需）+
+
+
f ) + 3加+2)
f ) + 3加+2)
+・・・+ £/(m+n)
+・・・+ £/(m+n)
Сказанное можно пояснить следующими примерами:
Пример 5.5・ Пусть в схеме на рис. 5.3 Q = “ = 1 В, Оз = °4 = 2 В, 及о. с = 200 кОм, R： © = 10。кОм, Ri = 100 кОм, & = 2 5 кОм, Кз = 25 кОм к R4 = 16,67 кОм. (а) Выполняется ли условие баланса? (б) Чему равно Ах?
Решением (а) Проверим баланс:
Ro СR。С ? R： СR： С200 кОм 200 кОм ?
「R]/?2 一 М&，100 кОм 十 25 кОм
? 100 кОм100 кОм
2 + 8=10 = 4 + 6=10.
Таким образом, баланс имеет место.
Используя соотношение (5.5), получим
^вых = и? + а―— ■^вых = и? + а―— ■R。, с г； R。, с U 2 =Ri %R。, с г； R。, с U 2 =Ri %
^вых = и? + а―— ■
^вых = и? + а―— ■
R。, с г； R。, с U 2 =
Ri %
R。, с г； R。, с U 2 =
Ri %
сс ( 100 кОм \ г СП，100 кОм、 Е / 200 кОм、，心 / 200 кОм、 2В 1~25ЮКГ； + 2В I 16,67 kOmJ ТВ6ra— B (争対 丿=
=2B ⑷ + 2В ⑹一1В (2) 一 1В (8上
поэтому t/вых = 8 В + 12 В —2 В — 8 Б = 20 В — Ю В = 10 В.
Пример 5.6. В схеме на рис. 5.3 & = & = R； = R； = R。, с = %. с・ Написать выражение для {/ВЬ1Х.
Решение-. Используя выражение (5.5), получим С7ВЬ]Х =仆(R： c/爲)+ t/4 X X(R： JR；) — UI (R。JR)—°2 (&o. c/R2)・ Поскольку здесь все сопротивления одинаковы, обозначим их одной буквой R и получим Ubnx = "(R/R) + + U4(R]R) ■— Ui(RJR) — U'2(RIR) == (U3 + U4) — ("i 十 口2)・ Проверка выпол* нення условия баланса предоставляется читателю.
Под «неинвертир^тощими» коэффициента ми усиления автор подразумевает' отношение резисторов на неинвертирующем входе (см. ниже), которое 9〃ет равно усилению по этому входу только при условии баланса.— 〃Р〃м. ред.
В примере 5.5 мы имели дело с готовой схемой, баланс которой уже был обеспечен. Возникает вопрос, как обеспечить баланс в схеме, которую мы конструируем заново? Оказывается, схему можно сделать балансной, добавив к ней дополнительный вход, на который подается нулевой сигнал. Этот
*2 = 1。。кОм*2 = 1。。кОмРис. 5.4. Сбалансированная схема сложения-вычита*НИЯ.%RX= -(4%+2%) + (10% +()при и光=0.Рис. 5.4. Сбалансированная схема сложения-вычита*НИЯ.%RX= -(4%+2%) + (10% +()при и光=0.
*2 = 1。。кОм
*2 = 1。。кОм
Рис. 5.4. Сбалансированная схема сложения-вычита*
НИЯ.
%RX= -(4%+2%) + (10% +()при и光=0.
Рис. 5.4. Сбалансированная схема сложения-вычита*
НИЯ.
%RX= -(4%+2%) + (10% +()при и光=0.
вход добавляется к той половине усилителя, суммарный коэффициент усиления которой меньше. Применение такого способа показано в примере 5.7.
Пример 5.7. Построить схему сложения-вычитания так, чтобы напряжение на ее выходе было равно Ubhx =——4U〕一 2?72 + IOU3 + U《・
Решение: Целесообразно положить К0b с = К。с, поэтому выберем R。. с = =R： с= 100 кОм. Для нахождения R], /?2» R； и К； можно использовать соотношение (5.5) в форме, приведенной на рис. 5.3, так как данная схема имеет всего четыре входа.
Коэффициент при S равен Ro.URi = 4, поэтому R = R。. с/4 = =100 кОм/4 = 25 кОм.
Аналогично R。с//?2 = 2；択2 = R。. с/2 = 100 кОм/2 = 50 кОм; R； = R： с/10 = =100 кОм/10 = 10 кОм; /?2 = R：. с/1 = 100 кОм/I = 100 кОм. Проверяя налн- чи« баланса, мы видим, что Ro C/Rx + Ro с//?2 ==4 + 2 = 6 и &：./& + + R： с//?2 = Ю + 1 — 11, т. е. сумма неинвертирующих коэффициентов усиления на пять больше суммы инвертирующих коэффициентов. Если изменить схему таким образом, чтобы напряжение на ее выходе стало равным Ubnx = =—(4t/i 斗2弘 + 5?7*) + (I0U3+ UJ, и задать Ux = 0, то полученное выходное напряжение окажется равным желаемому. Нам остается подключить
к инвертирующем у входу, как показано на рис. 5.4, такое сопротивление К*. чтобы отношение Ко. с/К% было равно 5, и тогда баланс схемы будет обеспечен. Величина К* равна &. с/5 = 20 кОм, В полученной схеме R。. /R + +心.с/% + &о* с/& = %. c/K+R； c/总 или 4 + 2 + 5=11 = 10 + 1 = 11, так что схема будет действовать нормально. Если бы суммарный коэффициент усиления неинвертирующей половины усилителя оказался меньшиь^ то следовало бы подключить сопротивление К； между неинвертирующим входом и землей; величина этого сопротивления, обеспечивающая баланс схемы, определяется аналогичным образом.
Отметим, что для обеспечения устойчивости схемы сумма коэффициентов усиления каждой из половин усилителя должна быть не меньше единицы, •если только нам не известно заранее, что данный усилитель работает устойчиво при К V L
54 НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ СУММАТОР
Для осуществления простого суммирования, при котором f/вых = Ui 斗 U2 + ... + Un. можно построить специальный ва~ риант схемы сложения-вычитания. Предположим, что нам надо
Рис. 5.5. Неинвертирую- лций сумматор с двумя входами.%nx = Ui + U2‘ есл/ %c/RLf：.c/f；+R；.c/R2 н R：. c=R；=%Рис. 5.5. Неинвертирую- лций сумматор с двумя входами.%nx = Ui + U2‘ есл/ %c/RLf：.c/f；+R；.c/R2 н R：. c=R；=%
Рис. 5.5. Неинвертирую- лций сумматор с двумя входами.
%nx = Ui + U2‘ есл/ %c/RLf：.c/f；+R；.c/R2 н R：. c=R；=%
Рис. 5.5. Неинвертирую- лций сумматор с двумя входами.
%nx = Ui + U2‘ есл/ %c/RLf：.c/f；+R；.c/R2 н R：. c=R；=%
получить Овых — Ui +。2，Зададим R。. с ■—■ &〔 —^ R? “ &i == R。J"， где п — число входов (в данном случае два). Такая схема показана на рис. 5.5.
Мы можем также осуществить суммирование с весами; на- лример, можно сформировать <7Вых = t^i + 2(/2. Обязательно только соблюдение условия
Ro. С Ко. С 1 R。. С ! ( Ro. с
а订兄 п входов.
. РЕШЕНИЕ СИСТЕМЫ УРАВНЕНИЙ
Ранее в этой главе мы упоминали, что суммирующие схемы можно использовать для решения систем уравнений. Способ их решения мы сейчас продемонстрируем на примере, в котором будет использована схема сложения-вычитания.
Пример 5.8. Решить относительно X и У систему уравнений: (а) 2Х + ЗУ = =40; (б) 2Х 十 У = 5.
Решение: Прежде всего надо выбрать масштаб, в котором могут быть представлены все возможные ответы при тех значениях коэффициентов, которые мы собираемся использовать. Если, например, выходное напряжение операционного усилителя может меняться в пределах 士 15 В, а X и У никогда не превышают 150, то мы можем выбрать масштаб 0,1 В = 1. При этом числу X = 15 будет соответствовать напряжение 1,5 В на выходе X. В этом примере будет использован масштаб 0,1 В = 1. Для определения пределов, в которых могут меняться переменные, можно решить систему уравнений алгебраически. Эта возможность не делает схему для решения систем уравнений ненужной, так как последняя обычно используется в схемах управления, где- необходимо формировать непрерывное решение!). Если пределы изменения переменных превысят допустимые пределы выходного напряжения, то следует- и&менить масштаб таким образом, чтобы ответ всегда попадал в эти пределы.
Теперь мы решим одно из уравнений относительно X, а другое относительно У. Решая (а) относительно X, получим X = (40 — ЗУ)/2 = 20— 1,5У・. Решая (б) относительно У, находим, что У = —2Х + 5. Теперь построим первую схему сложения-вычитания, выходной сигнал которой равен X, так что х = 20(%. JR；)-(R°. J&)匕
Положительные числа мы будем подавать на неинвертирующую поло* вину схемы, а отрицательные — на инвертирующую. Двадцать — положительное число, поэтому мы подадим его с коэффициентом усиления, равным единице, на неинвертирующую половину. Для того чтобы этот коэффициент уси* лепия был равен единице, нам надо положить R。. с = R；. Положим также* для удобства 凡.с = К：. с・ Так как — 1,5У== (Ro. c/Ri)Yt имеем R = =Ro с/1,5. Положим R： с = &. с = I。。кОм； тогда получим R。, с = ^о. с = =R： = ЮО кОм и /?! = 100 кОм/1,5 = 66,7 кОм.
Теперь включим первый усилитель в соответствии со схемой на рис. 5.6. Отметим, что к неинвертирующему входу схемы подключено дополнительное сопротивление К；, такое, что К： .c/R； = 0,5； в результате оба коэффициента усиления (инвертирующий и неинвертируюший) оказываются равными 1,5.
Построим еще один усилитель для нахождения У. Поскольку У =——2Х + + 5, должно выполняться равенство V = (— Ro с/^1) Х+ 5(К。. c/^i)，поэтому R°.c/& = 2h%c/R；=L ,
Если положить R。с = ^ с = 100 кОм, то найдем, что & = 100 кОм/2 = =50 кОм н R； = 100 кОм/I = 100 кОм.
Инвертирующий коэффициент усиления такой схемы равен 2, а неинвертирующий равен 1. Для получения баланса надо добавить к неинвертирую* шей половине схемы нулевой вход с коэффициентом усиления, равным еди* нице, так что Ro. c/Rjc = L ”
Имеется в виду решение при условии изменения правых частей.— Прим. реО.
Легко заметить, что К〔 = 100 кОм Теперь можем построить схему формирования У, которая показана на рис. 5.7.
Теперь для решения исходной системы уравнения остается только соединить выход усилителя, формирующего X, с Х-входом усилителя, форми
рис. 56 Схема для вычисления X = 20 — 1,5У. 鬼0 = 2 В при масштабе1 В н 10； 0 ^ 0 В на балансировочном входе. У — это выходной сигнал уснпн- ■еля. решающего уравнение ©тносительно У (рис. 5.7).рис. 56 Схема для вычисления X = 20 — 1,5У. 鬼0 = 2 В при масштабе1 В н 10； 0 ^ 0 В на балансировочном входе. У — это выходной сигнал уснпн- ■еля. решающего уравнение ©тносительно У (рис. 5.7).
рис. 56 Схема для вычисления X = 20 — 1,5У. 鬼0 = 2 В при масштабе
1 В н 10； 0 ^ 0 В на балансировочном входе. У — это выходной сигнал уснпн- ■еля. решающего уравнение ©тносительно У (рис. 5.7).
рис. 56 Схема для вычисления X = 20 — 1,5У. 鬼0 = 2 В при масштабе
1 В н 10； 0 ^ 0 В на балансировочном входе. У — это выходной сигнал уснпн- ■еля. решающего уравнение ©тносительно У (рис. 5.7).
дующего У, а выход последнего соединить с У-входом усилителя, формирjto- адего X. Ответы можно прочитать на соответствующих выходах. Полная схема для решения системы уравнений показана на рис. 5.8.
Укажем, что для решения системы трех уравнений с тремя неизвестными потребовались бы три схемы сложения-вычитания с тремя входами каждая.
Рис. 5.7. Схема для вычисления У = —2Х + 5.X — выходной сигнал уснлн- теля, решающего уравнение •относительно X (рис. 5.6). •5 ^ 0,5 В при масштабе 』В = 10； о =» о в на балан> сировочном входе.Рис. 5.7. Схема для вычисления У = —2Х + 5.X — выходной сигнал уснлн- теля, решающего уравнение •относительно X (рис. 5.6). •5 ^ 0,5 В при масштабе 』В = 10； о =» о в на балан> сировочном входе.
Рис. 5.7. Схема для вычисления У = —2Х + 5.
X — выходной сигнал уснлн- теля, решающего уравнение •относительно X (рис. 5.6). •5 ^ 0,5 В при масштабе 』В = 10； о =» о в на балан> сировочном входе.
Рис. 5.7. Схема для вычисления У = —2Х + 5.
X — выходной сигнал уснлн- теля, решающего уравнение •относительно X (рис. 5.6). •5 ^ 0,5 В при масштабе 』В = 10； о =» о в на балан> сировочном входе.
Системы уравнений можно решать, используя только инвер- 0Topм и инвертирующие сумматоры. В этом случае необходимое количество усилителей часто оказывается большим, чем в слу- qae использования схем сложения-вычитания, но зато уничто- -Жается синфазная ошибка и снимается проблема обеспечения баланса. Этот способ ясен из рис. 5.9, где приведена схема для Чтения системы уравнений из примера 5.8. Следует отметить»
QX
用=50 кОм Рос= 100 кОм用=50 кОм Рос= 100 кОм
用=50 кОм Рос= 100 кОм
用=50 кОм Рос= 100 кОм
■оУ
Рис. 5.8. Схема для решения системы уравнений 2Х + ЗУ = &O и- 2Х + У = 5.
Вверху — схема вычисления выражения X = 20 — .1,5 У (рис. 5.6); внизу — схема- вычисления выражения У ^ =—2Х + 5 (рис. 5.7). Ответ: X н 6,25 - 0,625 В и У =
=17,5 = 1,75 В.
что некоторые из входов имеют полярность, противоположную их знаку в уравнениях. Это нужно для обеспечения правильной полярности на входе инвертирующего сумматора. Например, для получения на выходе инвертирующего сумматора величины X приходится подавать на его вход •—X, а для получения числа 5 надо подать на вход —5 】).
Вверху ——схема вычисления X = 20 — 1,5У; внизу ——схема вычисления У = =~2Х 十 5. Масштаб: 1 В = 10.
・ ПРОПОРЦИОНАЛЬНОЕ УПРАВЛЕНИЕ
'Суммирующие схемы на операционных усилителях идеальны в качестве схем пропорционального регулирования. Системой пропорционального регулирования называется схема, выходное' напряжение (т. е. напряжение, подаваемое на управляемый элемент или объект управления) которой пропорционально разности напряжения уставки (указывает объекту управления, что надо делать) и напряжения, характеризующего состояния о61>- екта управления (которое показывает, что в действительности Делает управляемый объект).
_ Принцип действия системы пропорционального регулирования мы проиллюстрируем на примере системы регулирования скорости электродвигателя постоянного тока, схема которой показана на рис. 5.10. Эта система включает следующие основные элементы:
Рис. 5.10. Пример системы пропорционального регулирования: схема управления скоростью вращения двигателя постоянного тока.
Напряжение уставки задает желательные скорость и направление вращения. Отслеженное напряжение характеризует действительные скорость и направление вращения двигателя.
Напряжение уставки указывает, в каком направлении и с какой скоростью мотор должен вращаться. Амплитуда управляющего напряжения задает, как быстро мотор должен вращаться, а полярность управляющего напряжения указывает направление его вращения.
Суммирующая схема сравнивает напряжение уставки с от- слеживаемым напряжением и формирует выходное напряжение, пропорциональное разности уставки и отслеживаемого напряжения. Это напряжение (разность) называется напряжением ошибки.
Усилитель (бустер) тока, который часто называют еще сервоусилителем, обеспечивает напряжение питания двигателя при достаточном для его действия токе. В нашей системе двигатель ..должен иметь возможность изменять направление вращения, поэтому усилитель тока должен задавать как положительные, так и отрицательные напряжения питания двигателя. Сейчас нас интересует только способность этой схемы обеспечивать необходимые для работы двигателя напряжения и токи, а не ее конкретное устройство. В качестве сервоусилителя можно взять, например, операционный усилитель с токовым бустером тока .вроде тех, которые описаны в гл. 9.
Двигатель. В нашем примере использован реверсивный двигатель постоянного тока с постоянным магнитом. Столь же легко здесь можно было бы использовать и двигатель с параллельным возбуждением.
Сигнал, пропорциональный действительной скорости двигателя, также нужен для работы системы управления. Для его генерации часто используется небольшой электрогенератор с постоянным магнитом, так называемый тахометрический датчик. Вал тахометрического датчика соединен непосредственно или через какую-либо передачу с валом основного двигателя, так что последний вращает тахометрический датчик. Если тахометрический датчик дает на выходе постоянное напряжение, то он должен иметь коллектор; если же это датчик переменного тока, то у него есть скользящие кольцевые контакты, с помощью которых снимается напряжение с якоря. В нашем примере использован тахометрический датчик постоянного тока; можно было бы использовать и датчик переменного тока, но тогда потребовалось бы выпрямлять его выходной сигнал.
Напряжение на выходе тахометрического датчика пропорционально скорости вращения его якоря, который соединен с валом основного двигателя. Полярность выходного напряжения тахометрического датчика изменяется при изменении направления его вращения. Подключать тахометрический датчик следует таким образом, чтобы полярность его выходного напряжения была противоположна полярности управляющего сигнала.. Конденсаторы Ci и С2 служат для фильтрации щеточного шума датчика, а с помощью сопротивлений можно, если это окажется необходимым, уменьшить амплитуду его выходного напряжения. Выходное напряжение тахометрического генератора подается на другой вход сумматора.
Схема действует следующим образом:
Устанавливается величина напряжения уставки, обеспечивающая желаемую скорость вращения двигателя в желательном направлении.
Если напряжение уставки отличается от отслеженного напряжения, возникает напряжение ошибки, которое подается на вход сумматора. Сумматор усиливает напряжение ошибки (величина усиления задается отношениями Ro. c/Ri и /?о. с//?2), и оно подается на вход бустера тока.
Бустер тока усиливает это напряжение и обеспечивает нужную полярность напряжения и ток, необходимые для того, чтобы двигатель начал вращаться в нужном направлении.
Двигатель вращает тахометрический датчик, на выходе которого возникает отслеженное напряжение, противоположное По фазе (т. е. знаку) напряжению уставки. Величина отслежен-
ного напряжения пропорциональна скорости вращения дви* гателя.
Отслеженное напряжение через сопротивление 火2 подается обратно на вход сумматора и компенсирует некоторую часть напряжения уставки, поскольку эти два напряжения противоположны по знаку. Когда разность отслеженного и управляю* щего напряжений, т. е. напряжение ошибки, достигнет некоторого небольшого значения, система придет в равновесие и двигатель станет вращаться с желательной скоростью. Не следует пытаться строить систему так, чтобы напряжение тахогенера， тора полностью компенсировало уставку; в этом случае напря* жение ошибки станет равным нулю и двигатель должен будет остановиться. Однако на самом деле двйгатель не остановится, а начнет весьма суетливо вращаться попеременно в противоположных направлениях, что нежелательно {). Поэтому отношения сопротивлений в сумматоре и выходное напряжение тахометра должны быть заданы таким образом, чтобы при суммировании отслеженного напряжения и напряжения уставки они компенсировали друг друга ровно настолько, насколько это необходимо для обеспечения плавной работы всей системы.
Пропорциональный закон регулирования позволяет управлять скоростью вращения двигателя таким образом, чтобы она оставалась постоянной при изменении механической нагрузки на двигатель. Предположим, например, что двигатель вращался с постоянной скоростью и нагрузка на него вдруг возросла. Уве- .личение нагрузки приводит к тому, что скорость вращения начинает падать, а это в свою очередь приводит к уменьшению напряжения на выходе тахометрического датчика. Это значит, что отслеженное напряжение (т. е. напряжение на выходе тахометра) упадет, в то время как напряжение уставки остается постоянным; поэтому напряжение ошибки увеличивается. Возросшее напряжение ошибки усиливается и подается на двигатель, в результате чего скорость его вращения увеличивается до тех пор, пока не будет достигнуто новое положение равновесия, при котором скорость вращения двигателя окажется почти такой же, какой она была до увеличения нагрузки. Если нагрузка на двигатель уменьшается, то весь процесс будет обратным и воспрепятствует возрастанию скорости вращения двигателя. .
Этот пример иллюстрирует только один из очень многих способов применения суммирующих схем для осуществления пропорционального управления скоростью. Аналогичные схемы ис-
Уменьшение ошибки может достигаться в данной структуре за счет увеличения усиления в контуре обратной связи. С ростом усиления система теряет устойчивость.——Прим. реО.
a/刑別碑妆网〃е схем 121' пользуются для дистанционного управления положением клапанов, антенн и многих других устройств.
В промышленности повсеместно используется пропорциональное регулирование для управления технологическими процессами. И во всех системах пропорционального регулирования основными узлами являются суммирующие схемы, нспользуе- мне для сравнения уставки и отслеженного сигнала и формирования пропорционального их разности напряжения ошибки.-
5.7. СМЕСИТЕЛЬ СИГНАЛОВ
Описанные в этой главе сумматоры можно использовать в качестве линейных смесителей сигналов (микшеров). Одно из возможных приложений таких смесителей — смешение звуковых сигналов. Например, звуковые сигналы от нескольких музыкальных инструментов, принятые на разные микрофоны, можно смещать с голосом, скомбинировать и подать на один мощный усилитель с помощью схемы, аналогичной приведенной на рис. 5.11, а. Возможность отключения отдельных каналов усилителя и входная связь по переменному току могут быть осуществлены так, как показано на рис. 5.11,6. Каждый вход этой' системы имеет независимую регулировку усиления.
Пример 5.9. Рассчитать компоненты схемы на рис. 5.11,〃 таким образом, чтобы можно было менять коэффициент усиления в каждом канале в пределах от 1 до 50 и чтобы минимальный общий коэффициент усиления был равен 101 при минимальном коэффициенте усиления на- всех- входах.
Суммарный коэффициент усиления, равный 10, можно получить, задав- коэффициент усиления инвертирующего сумматора равным 10. Если R。. с = =500 кОм, то & =火3 =凡=R：. с/1° = 500 кОм/10 = 50 кОм.
Задать коэффициент усиления в каждом канале равным 1 можно, положив R + 治=R。, с. Если R。, с = 500. кОм, то R + Rn = 500 кОм; R = != R。. с/Кмакс = 500 кОм/50 == 10 кОм, откуда 吊=R。. с — Ri = *500 кОм— —10 кОм = 490 кОм. Поскольку существуют стандартные потенциометры на 500 кОм, но не на 490 кОм, придется остановиться на минимальном коэффициенте усиления в каждом канале, равном Ro.c/(Rn + Rj) = =500 кОм/510 кОм = 0,98 (а не 1). Сопротивление Rkomu обеспечивает компенсацию сдвига напряжения иа выходе сумматора из-за наличия токов сме・ тения. Выбираем его равным /?комп = R： с|| R21| R31| 灭4 ~ 500 кОм || (50 кОм/3)= =16,1 кОм.
ВЫВОДЫ
L Инвертирующий сумматор суммирует входные напряжения и инвертирует Результат.
Инвертирующая схема суммирования с масштабными коэффициентами — 射。вариант инвертирующего сумматора, в котором каждому входу придан собственный вес.
Схема усреднения — это еще один вариант инвертирующего сумматора»
Рис. 5.11. Смеситель сигналов.
4 — масштабные усилители н сумматор; 6 — масштабный усилитель со связью попеременному току _н с отключением входа. R || Ri — минимальное входное полноесопротивление, С =« 1/2rt(RHRJf. где f — наименьшая частота входного сигнала.
Выходное напряжение этой схемы равно среднему арифметическому напря- экений на ее входах.
.4 Схема сложения-вычитания может одновременно складывать и вычитать», т. е. производить алгебраическое суммирование сигналов, ио сумма ее инвертирующих коэффициентов усиления должна быть равна сумме неинвертирующих коэффициентов. При необходимости, чтобы соблюсти баланс, к схеме добавляют одно сопротивление так, чтобы сделать сумму инвертирующих коэффициентов усиления равной сумме неинвертирующих.
Неинвертирующий сумматор ——это вариант схемы сложения-вычитания, в котором использованы только неинвертирующие входы.
Суммирующие схемы можно использовать при решении алгебраических уравнений и для построения пропорциональных регуляторов.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Инвертирующий сумматор на рис. 5.1 имеет R = 100 кОм, U】=4 В и 5 = ―;1 В. ВЫЧИСЛИТЬ Ubhx・
52 Схема сложения с весами на рис. 5.2 имеет /?о. с = 1 МОм, R = 100 кОм,. Я2 = 50 кОм н &з = 200 кОм. Вычислить UBUXt если £7> = 0,1 В, U? = 0,3 В м 〃з = —0,4 В.
Для схемы сложения с весами на рис. 5.2 рассчитать Ri, R? и Кз так,, чтобы при /?о. с = 1 МОм обеспечить UBbIX =—(4Ui +3U2 + 6£73).
5 4. В схеме сложения-вычитания на рис. 5.3 R。с = 200 кОм, R。с = 200 кОм, R】=[0 кОм, /?2 = 25 кОм, К； = 20 кОм и R； = 40 кОм. Вычислить 火无,необходимое для обеспечения баланса схемы, и Ub^x при U\ = 0,1 В, Uz = =—0,3 В, 5 = +0,2 В и U4 = 0,1 В.
В схеме сложения-вычитания на рис. 5.3 R。、^ /?о с = 1 МОм. Вычислить- R「火2，R； W и Rx, обеспечивающие £/期=3"з + 4〃 一(2U】+ Q).
Для неинвертирующего сумматора на рис. 5.5 рассчитайте 灭卜 R； и R；> :обеспечивающие Ubhx = 2U【+ 3厶
Постройте схему сложения-вычитания для решения системы уравнений X + У = 8, ЗХ — 2y = 4. Масштаб входных сигналов выберите таким образом, чтобы выходные напряжения лежали в пределах 土15 В.
Укажите преимущества использования для аналоговых вычислений одних только инвертирующих усилителей. Укажите также недостатки этого способа. .5.9. Объясните назначение суммирующего усилителя на рис. 5.10.
U. Объясните назначение и принцип действия тахометрического датчика на рис. 5.10.
Для схемы на рис. 5.11, а рассчитайте Ri, Rn, R2, Кз и R* обеспечивающие возможность менять коэффициент усиления в каждом канале от 2 до 20 и задающие коэффициент усиления сумматора равным 1. Поломайте R。. с = =R：. с = 200 кОм.
Если вы не можете ответить на некоторые нз этих вопросов, отметьте нх и просмотрите еще раз соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Це』н работы. После выполнения этой лабораторной работы студент Должен уметь рассчитывать компоненты инвертирующего сумматора, схемы вожения с весами, схемы сложения-вычитания и неинвертирующего суммаТора и строить эти схемы таким образом, чтобы они выполняли заданные операции суммирования. Кроме того, студент должен уметь решать с до-
мощью схем сложения-вычитания системы двух уравнений с двумя неизвестными.
Оборудование. 1. Два операционных усилителя 卩А741 фирмы Fairchild или их аналоги. 2. Набор сопротивлений с точностью 2 %. 3. Источник питания 士 15 В постоянного тока. 4. Вольтметр или осциллограф, способный измерять небольшие напряжения (до 2 мВ постоянного тока). 5. Набор потен- 片
тенциометра.
циометров, включающий потенциометр на 10 кОм. 6. Макетная панель, такая, как EL Instruments SK-10, смонтированная на шасси.
В этой лабораторной работе можно использовать и переменные напряжения, если их частота не слишком велика и все они синфазны. Получить желательное постоянное входное напряжение проще всего с помощью потенциометра, включенного по схеме на рис. 5.12.
На протяжении всей работы следует проверять установку нуля сдвига при заземлении всех входов схемы.
Порядок выполнения работы. 1. Инвертирующий сумматор (с весами)« (а) Соберите инвертирующий сумматор (рис. 5.13), имеющий Ubux = ■—(3U]4- + 2U2 + 5(7з). Используйте Ro. с 定 100 кОм и вычислите необходимые величины R】,R& и /?з・ (б) Рассчитайте и измерьте С7ВЫх для 5 = 3 В, £4 = 2 В н а = —1 в. ■
2・ Схема усреднения, (а) Установите в схеме на рис. 5.13 R[ = R2 = R& Вычислите величину R。. с> необходимую для того, чтобы схема усредняла входные напряжения, (б) Вычислите и измерьте выходное напряжение при U{ =^ =〃2 = &• ,
Схема сложения-вычитания, (а) Установите R。. с = /?о с 〜100 кОм в схеме на рис. 5.14. Рассчитайте R】,七，R； и 火2， обеспечивающие £7Вых ==« =—(2Ut + 3U2) 4- (4U3 + 2U4). He забудьте сбалансировать схему, (б) Соберите эту схему. Установите 〃 =弘=4 = 〃 = 2 В. Рассчитайте и измерьте выходное напряжение.
Решение системы уравнений, (а) Выберите систему двух уравнений с двумя неизвестными с заранее известным ответом, например!) 2Х + ЗУ ==12,
Схема решения этой системы будет устойчива. — Прим. ped.
ЗХ ——2y = 6. Выберите подходящие масштабы для напряжений, имитирую- тих X и У в схеме решения системы, (б) Соберите схему для решения си- стемн уравнений, использующую схемы сложения-вычитания. Не забудьте сбалансировать усилители, (в) Сравните измеренные и вычисленные ответы.
Замечание. У каждой схемы сложения-вычитания надо установить нуль при заземленных входах.
Если соединенные для решения системы уравнений схемы сложения-вычитания будут иметь низкие коэффициенты усиления при замкнутой цепи
рис. 5.14. Схема ело* жен ия-вычитан ия.%hx = TX(R°.c/0) + + %(%.с/%)] + +№(《./：)+ + %(&./◎]•рис. 5.14. Схема ело* жен ия-вычитан ия.%hx = TX(R°.c/0) + + %(%.с/%)] + +№(《./：)+ + %(&./◎]•
рис. 5.14. Схема ело* жен ия-вычитан ия.
%hx = TX(R°.c/0) + + %(%.с/%)] + +№(《./：)+ + %(&./◎]•
рис. 5.14. Схема ело* жен ия-вычитан ия.
%hx = TX(R°.c/0) + + %(%.с/%)] + +№(《./：)+ + %(&./◎]•
обратной связи, некоторые усилители могут самовозбуждаться. Для прекращения самовоз буж дени я обычно оказывается достаточным подключить параллельно сопротивлению R“ с усилителя конденсатор емкостью 0,01 мкФ. Если подключение конденсатора не остановит генерацию, придется менять общий коэффициент усиления усилителей с обратной связью. Это можно сделать, например подключив сопротивление (10 кОм) между землей и обоими (инвертирующим и неинвертирующим) входами.
Обсуждение. Для каждой части работы рассмотрите возможные причины любых несоответствий между измеренными и вычисленными результатами.
ИНТЕГРАТОРЫ И ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ
Интегратор и дифференциатор — это две схемы из числа наиболее важных аналоговых вычислительных схем. Интегратор используется в схемах управления во всех тех случаях, когда надо решать дифференциальное уравнение или надо вычислить интеграл напряжения. Дифференциатор используется тогда, когда надо получить выходной сигнал, пропорциональный скорости изменения входного.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
Начертить по памяти схемы скорректированных интегратора и дифференциатора.
Рассчитать компоненты скорректированных интегратора 口 дифференциатора, если даны их желательные характеристики.
Вычислить выходное напряжение скорректированных интегратора и дифференциатора, если даны их компоненты.
Рассчитать компоненты интегратора, используемого в качестве фильтра низких частот, и дифференциатора, используемого в качестве фильтра высоких частот или полосового фильтра.
Описать работу трехрежимного интегратора в каждом режиме.
Рассказать, что такое схемы ограничения и для чего они используются.
Для двойного интегратора, используемого как генератор, вычислить частоту при заданных компонентах и компоненты при заданной частоте.
Нарисовать по памяти частотные характеристики скорректированных интегратора и дифференциатора.
Перечислить и нарисовать по памяти схемы трех различных типов интеграторов и дифференциаторов (например, интегратор——усилитель, суммирующий интегратор).
Выполнить лабораторную работу к гл. 6.
ИНТЕГРАТОР
Интегрирование можно представлять себе как определение площади под кривой. Поскольку интегратор на операционном
ааРис. 6.1. Представления интеграла.Рис. 6.1. Представления интеграла.
а
а
Рис. 6.1. Представления интеграла.
Рис. 6.1. Представления интеграла.
а — интеграл как площадь под кривой; б ——интеграл от напряжения по вре-мени.
усилителе производит действия над напряжениями в течение некоторого периода времени, результат его работы можно интерпретировать как сумму напряжений за некоторое время; рис. 6.1 это иллюстрирует.
Схема интегратора на операционном усилителе приведена на рис. 6.2. Чтобы понять, почему такая схема способна пнте-
%鱗一七寸% df.%鱗一七寸% df.
%鱗一七寸% df.
%鱗一七寸% df.
гРировать, следует сначала вспомнить некоторые соотношения, вЬ1текающие из определения емкости. Емкость С определяется С = Q/U, где Q ——электрический заряд, U — напряжение.
Отсюда следует, что Q = CU, и изменение заряда за единицу времени, т. е. ток через конденсатор, равно
ic = dQ/dt — С (dU/dt)»(6」)
Если операционный усилитель близок к идеальному с /См ^ О и 4 настолько высоким, что Ug ■ 0, то i& = ic・ Из соотношения
Рис, 6.3. Реакция интегратора на ступенчатый сигнал.Рис, 6.3. Реакция интегратора на ступенчатый сигнал.а — входной сигнал; 6 — выходной сигнал.а — входной сигнал; 6 — выходной сигнал.
Рис, 6.3. Реакция интегратора на ступенчатый сигнал.
Рис, 6.3. Реакция интегратора на ступенчатый сигнал.
а — входной сигнал; 6 — выходной сигнал.
а — входной сигнал; 6 — выходной сигнал.
получаем
»с = dQ/dt = С (dU c[dfj == z r.
Ввиду того что Ug 七 0 н Uc = —〃вых, можно написать ic^-C(dU^!dt) = Q/R = %
Разрешая это выражение относительно dt^Hx, находим dUBHx = -(l/RC)q dt, а интегрируя его, получаем
UBMx = -(i/RC)\qd/.(6.2)
Пределами интегрирования в уравнении (6.2) являются моменты времени 介 и t2t т. е. начало и конец интервала времени наблюдения сигнала. Для вычисления интеграла от изменяющегося напряжения надо сначала выразить это напряжение как функцию времени.
Рассмотрим теперь интегралы от некоторых часто встречающихся сигналов.
Пример 6.1. а) Как будет выглядеть сигнал на выходе интегратора, если на его вход подать ступенчатый сигнал, форма которого показана на рис. 6.3, а? б) Если Ri = 1 МОм, С = Q,1 мкФ и Uw = 1 В, то чему будет равно £7вых через 3 мс после момента 力？
Решение: а) Записывая входной ступенчатый сигнал как функцию времени, получим Ui = U при t ^ tof Ui — 0 прч / V £» Используя первое из этих условий, интегрируем и получйем
Овнх -= - (IIRC) ^Udt^- (1/RC) (口).
Таким образом, изменение выходного напряжения во времени представляет собой наклонную прямую с полярностью, противоположной полярности вход* него сигнала.
Для ответа на этот вопрос просто вычислим значение Ubhx интегрированием в пределах от 左=° до 力i = 3 мс:
I I / = 3 мс 一J“= 3 мс 一
Овнх = 1 rC |f = 0—(1 МОм) (0,1 мкФ) I Z = 0—
=—10 (1В) (3 мс) — [— 10 (IB) (0)] = 一 30 мВ.
Отметим, что результат интегрирования выражается в виде
〃вых = 一(1/RC) G 一力。)=一 (1/RC) Af，
н этим выражением можно всегда пользоваться в случае, когда UBX — прямоугольный импульс или прямоугольная волна.н этим выражением можно всегда пользоваться в случае, когда UBX — прямоугольный импульс или прямоугольная волна.а — входной сигнал； 6 — выходной сигнал.а — входной сигнал； 6 — выходной сигнал.Рис. 6.4. Реакция интегратора на прямоугольные колебания.Рис. 6.4. Реакция интегратора на прямоугольные колебания.
н этим выражением можно всегда пользоваться в случае, когда UBX — прямоугольный импульс или прямоугольная волна.
н этим выражением можно всегда пользоваться в случае, когда UBX — прямоугольный импульс или прямоугольная волна.
а — входной сигнал； 6 — выходной сигнал.
а — входной сигнал； 6 — выходной сигнал.
Рис. 6.4. Реакция интегратора на прямоугольные колебания.
Рис. 6.4. Реакция интегратора на прямоугольные колебания.
Конечно, через некоторое время, когда выходное напряжение достигнет уровня, максимально возможного для данного усилителя, интегрирование прекратится.
Пример 6.2. В интеграторе R = 10 кОм и С = 0,1 мкФ； Ubx — это прямоугольная волна с частотой 1 кГц и амплитудой 5 В (размах 10 Б от пика к пику). Каким будет выходное напряжение?
Решение'. Поскольку сигнал периодический, для описания выходного напряжения достаточно рассмотреть один полный период. Прежде всего запишем входное напряжение как функцию времени (рис. 6.4, а). Имее.м “х = 5 В ирв % V f & 必 Ubx = —5 В при 友之 f & £&
Эту функцию можно интегрировать на каждом из ее полупериодов. Для описания выходного сигнала достаточно выяснить его форму и значения напряжений на концах каждого полупериода.
Подставляя постоянное напряжение U в выражение (6.2), получаем после Интегрирования
Ubnx = - (1/RC) \ и dt = — (U/RC) f,
:e- наклонную прямую на каждом полупериоде. Поскольку U^x является на ：*Дом полупериоде ступенчатой функцией, этого результата можно было кидать, исходя из предыдущего примера.
Накопленное напряжение в конце первого полупериода, т. е. интервала между 厶 и 必 равно 】)
U J 力=0,5 мсЖ "I f = 0U J 力=0,5 мсЖ "I f = 05В (0,5 мс)(10 кОм) (0,1 мкФ)5В (0,5 мс)(10 кОм) (0,1 мкФ)
U J 力=0,5 мс
Ж "I f = 0
U J 力=0,5 мс
Ж "I f = 0
5В (0,5 мс)
(10 кОм) (0,1 мкФ)
5В (0,5 мс)
(10 кОм) (0,1 мкФ)
2,5(10~3)в 2,5(10~3)в 1-10-31-10-3一 2,5В.一 2,5В.
2,5(10~3)в
2,5(10~3)в
1-10-3
1-10-3
一 2,5В.
一 2,5В.
Накопленное напряжение за второй полупериод между /2 и % равно г,(—5 В) I f = 1 мс —一 (—5 В) _ / \ _
—(—5 В) (0,5 мс)
Полученный выходной сигнал этого сигнала от пика к пикуПолученный выходной сигнал этого сигнала от пика к пику—(10 кОм) (0,1 мкФ)
Полученный выходной сигнал этого сигнала от пика к пику
Полученный выходной сигнал этого сигнала от пика к пику
ВремяВремяРис. 6.5. Реакция интегратора на треугольный сигнал.Рис. 6.5. Реакция интегратора на треугольный сигнал.показан на рис. 6.4,б). Размах равен 2,5 В. При любом сигнале на входе изменение сигнала на выходе должно начинаться от того значения, которое выходной сиг= нал имел к моменту прихода входного сигнала (так, когда Ubx становится равным —5 В, выходной сигнал начинает возрастать от значения —1,25 В).
Время
Время
Рис. 6.5. Реакция интегратора на треугольный сигнал.
Рис. 6.5. Реакция интегратора на треугольный сигнал.
Если бы размах прямоугольной волны в примере 6.2 был равен, например, 5 или 2,5 В, то
размах выходного сигнала оказался бы равным 1,25 или 0,625 В соответственно.
Пример 6.3. На вход интегратора подано пилообразное напряжение, показанное на рис. 6.4,6. Какова будет форма выходного сигнала?
Решение： Выражая Ubx как функцию времени на интервале от 厶 до ^2, получаем
Ubx = -(U/RC" = -K/.£］《，《％, где K = -(U/RC)・
Используя теперь выражение (6.2), получаем
^^=_ (1/RC) j _ к 成=蠢评 I ；：
Отсюда видно, что напряжение на выходе ——это квадратичная функция времени (парабола), показанная на рис. 6.5.
Это не абсолютное значение напряжения, а его изменение за полупериод (!). — Прим. ред.
・ О РЕАЛЬНОМ ИНТЕГРАТОРЕ
До сих пор операционный усилитель в интеграторе считался идеальным. В действительности реальный операционный усилитель имеет некоторое напряжение сдвига и нуждается в некотором токе смещения. Напряжение сдвига интегрируется как ступенчатая функция, что дает дополнительный линейно-нара- стающий (или спадающий) выходной сигнал, причем полярность этого сигнала определяется полярностью [/СДв, а наклон — величиной Uc〃b・ Ток смещения течет через конденсатор обратной связи, что также приводит к появлению наклонного выходного сигнала. В результате действия этих двух эффектов !) конденсатор обратной связи через некоторое время неизбежно заряжается до максимально возможного выходного напряжения усилителя. Такое постепенное накопление заряда на конденсаторе обратной связи накладывает ограничение на интервал времени, в течение которого может быть осуществлено интегрирование с достаточной точностью. Кроме того, Uc邸 добавляется к напряжению на конденсаторе, и, поскольку это напряжение равно Uвых, такая прибавка вносит в результат ошибку, равную "сдв- В итоге выражение для Ubhx в (6.2) принимает вид
Ubhx =—左' \ Ui 必 + -^- j 17Сдв 由 + 冬、/см 成 + ^Сдв- (6-3)
Последние три члена в правой части равенства (6.3) соответствуют указанным выше ошибкам, а первый член описывает полезный выходной сигнал. Знаки погрешностей могут быть любыми по отношению друг к другу и к полезному сигналу.
Ошибку напряжения сдвига можно уменьшить следующими приемами: 1) использовать операционный усилитель с низким “дв； 2) периодически сбрасывать интегратор (т. е. разряжать конденсатор до некоторого заранее выбранного значения); 3) шунтировать С сопротивлением Rp, как показано на рис. 6.6. Все три слагаемых ошибки интегратора уменьшаются при использовании этих приемов.
Шунтирование конденсатора обратной связи сопротивлением Rp позволяет на низких частотах, где конденсатор фактически Действует как разомкнутая цепь, ограничить напряжение ошибки величиной (Кр/К)1/сДв вместо А С/Сдв- К несчастью, такое шунтирование одновременно ограничивает снизу область частот, в которой происходит интегрирование. Например, на рабочей частоте f — 3/2冗RpC точность интегрирования составит около 5 %; увеличение рабочей частоты выше величины l/2nRpC Приведет к увеличению точности.
О Они практически никогда не компенсируют друг друга полностью, но м°гут и складываться, и вычитаться, — Прим. ped.
Б*
Слагаемое ошибки в правой части равенства (6.3), связан-* ное с током смещение, можно уменьшить за счет использования операционного усилителя со входом на полевых транзисторах или путем подключения между неинвертирующим входом и землей сопротивления /?КОМп, равного R || Rp, если в схеме уже использовано сопротивление 爲pi). Этот способ компенсации /см аналогичен способу компенсации /см в различных усилителях.
Рнс. 6.6. Коррекция ошибки интегратора в случае медленно меняющее гося сигнала.Ключ Кл служит для периодического сброса конденсатора С. Сопротивление Кр служит для уменьшения эффекта "сдв， Сопротивление ЛкомП уменьшает эффект /см.Рнс. 6.6. Коррекция ошибки интегратора в случае медленно меняющее гося сигнала.Ключ Кл служит для периодического сброса конденсатора С. Сопротивление Кр служит для уменьшения эффекта "сдв， Сопротивление ЛкомП уменьшает эффект /см.L 丁—"L 丁—"
Рнс. 6.6. Коррекция ошибки интегратора в случае медленно меняющее гося сигнала.
Ключ Кл служит для периодического сброса конденсатора С. Сопротивление Кр служит для уменьшения эффекта "сдв， Сопротивление ЛкомП уменьшает эффект /см.
Рнс. 6.6. Коррекция ошибки интегратора в случае медленно меняющее гося сигнала.
Ключ Кл служит для периодического сброса конденсатора С. Сопротивление Кр служит для уменьшения эффекта "сдв， Сопротивление ЛкомП уменьшает эффект /см.
L 丁—"
L 丁—"
указанному в гл. 2. Схема включения сопротивления Ккомп показана на рис. 6.6. При использовании такого сопротивления третий член в правой части равенства (6.3) принимает вид (1/С)\/сдв6/.
Иногда сопротивление /?Комп шунтируют конденсатором Скомп, таким, что /?Вх. усСВх. ус — ^компСкомп, что одновременно обеспечивает частотную компенсацию (симметрирование входов).
Использование усилителя, стабилизированного прерыванием, также помогает снизить ошибки, возникающие за счет Uc〃b, /см И /сдв・
Для установки нуля сдвига усилителя, используемого без резистора обратной связи Rp, конденсатор С следует зашунти-
D Если Rp не используется, следует положить Rkomu = R.
ровать сопротивлением, которое отключается после установки нуля (при переходе в рабочий режим).
Конденсаторы, используемые в интеграторах с большими временами интегрирования, должны иметь очень высокое собственное параллельное активное сопротивление (т. е. очень малые утечки). Хорошую стабильность на больших временах •обеспечивают тефлоновые или полистироловые конденсаторы. При более коротких периодах интегрирования и на достаточно высоких частотах (около 1 кГц и выше) интегрируемых сигналов хорошие майларовые конденсаторы часто дают вполне удовлетворительные результаты.
в.З. ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ИНТЕГРАТОРА
Частотная характеристика интегратора на полностью скорректированном по фазе операционном усилителе показана на
Рис. 6.7. Частотная характеристика интегратора.Рис. 6.7. Частотная характеристика интегратора.Тонкая линия у характеристика усилителя； жирная линия l характеристика интегратора обратной свяЗй; штрйхпунктириая лиййя ——характеристика интегратора при наличии сопротивления 我,.Тонкая линия у характеристика усилителя； жирная линия l характеристика интегратора обратной свяЗй; штрйхпунктириая лиййя ——характеристика интегратора при наличии сопротивления 我,.
Рис. 6.7. Частотная характеристика интегратора.
Рис. 6.7. Частотная характеристика интегратора.
Тонкая линия у характеристика усилителя； жирная линия l характеристика интегратора обратной свяЗй; штрйхпунктириая лиййя ——характеристика интегратора при наличии сопротивления 我,.
Тонкая линия у характеристика усилителя； жирная линия l характеристика интегратора обратной свяЗй; штрйхпунктириая лиййя ——характеристика интегратора при наличии сопротивления 我,.
Рнс. 6.7. Мы видим, что для интегратора без резистора обратной связи (рис. 6.2) полоса частот, в которой происходит интегрирование, расположена между нижней сопрягающей частотой
интегратора и частотой среза интегратора). Первая граничная частота интегратора равна l/2nARCf где А появляется в знаменателе из-за эффекта Миллера. Для очень хороших операционных усилителей погрешность оказывается равной примерно 5 % на частоте, втрое большей нижней сопрягающей частоты, и остается на уровне ниже 1 % на всех частотах, превышающих нижнюю сопрягающую частоту более чем в 10 раз. Частота среза интегратора равна 1/2з很С.
Добавление к схеме сопротивления Rp для улучшения стабильности на низких частотах приводит, как видно из рис. 6.7, к увеличению нижней сопрягающей (граничной) частоты. Это — прямое следствие ослабления эффекта Миллера, связанного со снижением коэффициента усиления на низких частотах от А до величины &次 Нижняя граничная частота скорректированного интегратора составляет
L = 1/【2娜(Rp/R) С] = 1/2л/?рС. (6.4)
Таким образом, полоса частот, в которой возможно интегрирование, в этом случае уже и лежит между 1/2冗RpC и частотой 1/2л^С.
Пример 6,4. Интегратор будет использоваться на частотах около 20 кГц. Точность интегрирования должна быть не хуже 2 %, а желательная характеристика интегратора имеет вид С7Вых = — 500 \ /xd"). Найти R, С м &.
Решение: Выберем разумное значение С так, чтобы конденсатор имел легко доступный номинал, и вычислим R. Пусть С = 0,1 мкФ. Имеем Ub^x = «=— (l/RC) \ Ubx df, поэтому —5000 = —(1/RC), откуда R = 1/5000С = =1/5000(0,1 мкФ) = 2 кОм. Можно было бы таким образом испробовать несколько значений С, чтобы подобрать разумные значения как для R, так и для С, однако значения R = 2 кОм и С = 0,1 мкФ уже выглядят разумными.
Далее, желательная точность интегратора равна 2 %; если рабочая частота интегратора превышает его нижнюю сопрягающую (граничную) частоту более чем в 10 раз, то точность интегратора даже превысит это значение. Поэтому зададим нижнюю граничную частоту интегратора равной 2 кГц и вычислим необходимое для этого значение &:
Rp = l/2nfiG
где fi ——нижняя граничная частота, так что RP = \/2nfiC == 1/6,28(2 кГц) • •(0』мкФ) = 796 Ом. Полученное значение R бессмысленно, так как при нем коэффициент усиления на низких частотах оказывается меньше 1). Такой результат получается довольно часто. Теперь нам надо выбрать значение
Rp, при котором коэффициент усиления на низких частотах имеет достаточно большое значение, и проверить, какой получается первая граничная частота интегратора, чтобы убедиться, лежит ли она ниже 2 кГц. Положим Rp/R = =2000 (тогда Rp = 4 МОм) и посмотрим, чему равна 卜
fi = 1/2зтКрС = 0.39 Гц V 2кГц.
Итак, если положить R = 2 кОм, С ~ 0,1 мкФ н Rp = 4 МОм, интегратор будет иметь достаточную точность на частоте 20 кГц.
Заметим, что частотная характеристика стабилйзированного по сдвигу интегратора (Rp включено, рис. 6.6) представляет собой частотную характеристику фильтра низких частот со спадом 6 дБ/октава и с коэффициентом усиления, большим единицы. Поэтому наша схема может быть использована во всех тех случаях, когда нужен подобный активный фильтр. Чтобы его построить, надо задать R и Rp, при которых получаем желательное значение К, и найти С по формуле
C=l/2nRph・(6.5)
Пример 6.5。Нам надо использовать интегратор в качестве фильтра низких частот, у которого fi = 3 кГц и К = 20.
Решение: Положим R = 10 кОм и /?р = 20R = (20) 10 кОм = 200 кОм. Тогда С = l/2nRpfi = 1/2зт(200 кОм) (3 кГц) = 265 пФ. Поэтому в схему надо поставить R = 10 кОм, Rp = 200 кОм и С = 265 пФ.
. СХЕМЫ ОГРАНИЧЕНИЯ
Под ограничением понимается ограничение напряжения на выходе операционного усилителя на некотором уровне, меньшем, чем максимально возможное выходное напряжение усилителя; ограничение должно соблюдаться и в тех случаях, когда напряжение на входе усилителя превышает максимально допустимое значение. Идеальная схема ограничения не должна оказывать никакого влияния на выходное напряжение до тех пор, пока последнее не достигнет заданного уровня ограничения, после чего схема ограничения должна остановить дальнейшее повышение выходного напряжения. Ограничение используется Для того, чтобы предотвратить насыщение операционного усилителя, т. е. состояние, в котором напряжение на выходе достигает максимального значения, которое данный усилитель может обеспечить !)- Это состояние нежелательно, так как после насы* Щения (т. е. после прекращения подачи на вход чрезмерного входного напряжения) усилитель возвращается в исходное состояние гораздо медленнее, чем если бы он удерживался от Насыщения при помощи схемы ограничения. Например, возвра-
Точнее, входной сигнал прн насыщении оказывается больше, чем надо 碗я достижения имеющегося максимального выходного.——Прим, ре@・
щение в исходное состояние усилителя со стабилизацией прерыванием после насыщения может потребовать нескольких секунд.
Ограничение используется во многих типах схем на операционных усилителях, а не только в интеграторах, но его использование в интеграторах оказывается особенно полезным, по-
6
скольку заряд конденсатора обратной связи способствует сохранению состояния насыщения, если оно однажды наступило.
Один из типов схем ограничения показан на рис. 6.8, а. Два соединенных встречно стабилитрона на рис. 6.8, q образуют простейшую схему ограничения напряжения; выходное напряжение такой схемы ограничено величиной
Ubmx. макс — Ucth6 + 0,7В = %р・
Если /7вых превосходит напряжение ограничения, стабилитрон начинает проводить ток. Поскольку стабилитрон в проводящем состоянии -имеет очень низкое полное сопротивление, коэффициент усиления усилителя по отношению к любому дальнейшему увеличению входного напряжения оказывается также очень малым. Если же /7Вых не превышает напряжения ограничения, то коэффициент усиления усилителя определяется полным сопротивлением элемента обратной связи (в данном случае С), так как полное сопротивление стабилитрона в непроводящем состоянии весьма велико.
Утечка в показанной на рис. 6.8, q схеме ограничения на стабилитронах может оказаться слишком большой для прецизионных схем. В показанной на рис. 6.8,6 диодной схеме ограничен
ния используются маломощные диоды с малыми токами утечки. Диоды включены встречно, и ток через них не идет до тех пор, пока не будет превышено напряжение ограничения, равное сумме напряжения стабилитрона и падений напряжения на двух диодах в прямом направлении. Если это напряжение превышается, диоды начинают проводить ток, подключая к схеме стабилитрон и снижая коэффициент усиления. Если t/вых превышает положительный уровень ограничения, то проводят ток .диоды “I и Дз； если же Овых переходит отрицательную границу, то ток идет через Дг и 〃冬 Величина сопротивлений R выбирается по следующей формуле:
& = [+ U — (£/стаб/2)]//стаб.
Ток стабилитрона /Стаб должен быть меньше, чем выходной ток операционного усилителя.
65. СУММИРУЮЩИЙ ИНТЕГРАТОР
Количество входов интегратора не обязательно равно одному. Схема суммирующего интегратора с п входами показана
Рис. 6.9. Суммирующий интегратор.
%мх = ~^7 §(4 + % + …+ип)曲 если к[=r2= •*• —^n*
勤а рис. 6.9. Из рисунка видно, что^, = iR^ +G?+ ••- +厶冷,тяк 我то
一 C(dUBM/dt) = (G/R) + (%伏2)+ ・•・ + (UJRJ
При Ri = Rz=…=Rn имеем dUbblx = — (7 + 5+ …
・•• + U^)/CRi. Проинтегрировав это равенство, получим
4мх = 一 (1/RC) ^(P1 + U2+ ... + и^ dt. (6.6)
ИНТЕГРАТОР-УСИЛИТЕЛЬ
Если последовательно с конденсатором обратной связи включить сопротивление (рис. 6.10), то выходное напряжение ока
жется линейной функцией входного напряжения и интеграла по времени от входного напряжения. Такая схема фактически объединяет интегратор и усилитель. Напряжение на ее выходе имеет вид
Urhx = -(R°.JR)Ui-(1 依叭Urhx = -(R°.JR)Ui-(1 依叭01 dt.01 dt.(6.7}(6.7}
Urhx = -(R°.JR)Ui-(1 依叭
Urhx = -(R°.JR)Ui-(1 依叭
01 dt.
01 dt.
(6.7}
(6.7}
Как и предыдущая схема, интегратор-усилитель может иметь более одного входа。
РАЗНОСТНЫЙ ИНТЕГРАТОР
Разностный интегратор формирует интеграл по времени от разности двух сигналов. Его схема показана на рис. 6.11, а выходное напряжение имеет вид
“нх = (1/RC) \ 02 - 5)必.(6.8)
ТРЕХРЕЖИМНЫЙ ИНТЕГРАТОР
Любой интегратор, предназнаденнм访 для интегрирования в течение длительных периодов времени, необходимо периодически сбрасывать в некоторое заданное начальное состояние (например, в нулевое). Кроме того, желательно иметь возможность останавливать на некоторое время изменение выходного напряжения (режим фиксации); это дает возможность последовательно считывать несколько значений выходного напряжения и гарантирует неизменность выходного напряжения в тече-
Рис. 6.11. Разностный интегратор. u^-^^^-u^dt.Рис. 6.11. Разностный интегратор. u^-^^^-u^dt.
Рис. 6.11. Разностный интегратор. u^-^^^-u^dt.
Рис. 6.11. Разностный интегратор. u^-^^^-u^dt.
ние времени, необходимого для такого считывания. Трехрежимный интегратор, схема которого показана на рис. 6.12, обеспечивает возможность производить интегрирование, фиксировать выходной сигнал и периодически сбрасывать интегратор в исходное состояние. Схема имеет следующие режимы:
Рабочий — собственно интегрирования.
Фиксации (хранения)—в течение определенного интервала времени выходной сигнал не меняется.
Установка начальных условий (или сброс)—интегратор возвращается в исходное состояние.
В рабочем режиме интегрирование производится обычным образом, и в качестве трехрежимного может быть использован любой из описанных в этой главе интеграторов. При большой длительности интегрирования накапливается большая ошибка за счет интегрирования тока смещения и напряжения сдвига и утечки через конденсатор. Максимальное время непрерывной работы интегратора определяется величиной суммарной ошибки, допустимой в данном конкретном применении. В рабочем режиме сигнал на выходе схемы рис. 6.12 имеет вид
Ub.x=i(i/Rc)\ а df+力・ оUb.x=i(i/Rc)\ а df+力・ о(6.9)(6.9)
Ub.x=i(i/Rc)\ а df+力・ о
Ub.x=i(i/Rc)\ а df+力・ о
(6.9)
(6.9)
Состояние ключей
Режим
"1
艮及
Разомкнут
Замкнут
Работа 〃вых= 一点 \ Ui 也+
+ %4 。 = 一 萨% П* VLD
Разомкнут
Разомкнут
Выдержка ^хр = С7Вых» если Кл2 разомкнут (хранение)
Замкнут
Разомкнут
Сброс q〃貝争=и
尸вых3Rк.、』
после 7R/
Рис. 6.12. Трехреисимный интегратор.
где Uh. с一значение, которое выходное напряжение интегратора принимает в режиме сброса. 9To напряжение сброса равно
Uh.c = -(RbIRAUb-(6.10)
Напряжение сброса равно нулю, если Ub = 0. Максимальное время, в течение которого интегратор может непрерывно работать, можно найти следующим образом. Так как С 口 lt/V9 а / = CU/Ц имеем
£ра6. макс :== CUohi"cm，
где /см — ток смещения операционного усилителя, {/Ош — максимально допустимое напряжение ошибки 9-
В режиме выдержки (хранения) входное сопротивление отсоединяется от интегратора, как показано на рис. 6.12. При этом напряжение на конденсаторе остается практически постоянным, так как входное сопротивление операционного усилителя весьма велико. Однако это напряжение не будет удерживаться на конденсаторе бесконечно долго, потому что ни входное сопротивление усилителя, ни собственное сопротивление конденсатора не бесконечны. Если последнее очень велико, то напряжение на конденсаторе будет экспоненциально падать с постоянной времени т 〜 ACRBX,y обычно весьма большой ).
В режиме сброс конденсатор вынужден зарядиться или разрядиться до напряжения, определяемого цепью обратной связи Ra и R& Напряжение на конденсаторе получает значение Uh. с — —(Rb/Ra) Ub・
Желательно, чтобы сброс происходил достаточно быстро, поэтому Ra и Rb выбираются настолько малыми, насколько позволяет усилитель. При этом время, необходимое для сброса интегратора, примерно равно 7RBC, Сопротивление R》не следует выбирать настолько низким, чтобы ток разряда конденсатора мог повредить переключатели или контакты реле, используемые для выбора режима работы.
Рис. 6.13. Двойной интегратор.Рис. 6.13. Двойной интегратор.44"вых"выхВ качестве ключей или реле для выбора режима работы можно использовать ключи на биполярных или полевых транзисторах.
Рис. 6.13. Двойной интегратор.
Рис. 6.13. Двойной интегратор.
4
4
"вых
"вых
ДВОЙНОЕ
ИНТЕГРИРОВАНИЕ
Используя Т-образный фильтр низких частот в качестве входной цепи интегратора и Т-образный фильтр верхних частот в цепи обратной связи,
можно производить двойное интегрирование. Соответствующая схема показана на рис. 6.13. Выходное напряжение на выходе
Автор приводит оценку /Раб. макс для случая, когда лимитирующим фактором является /См (это обычно свойственно биполярным ОУ). Нетрудно заметить, что в ОУ с ПТ-входом ^сдв будет лимитировать ^раб. макс 一 ^рим. реО.
двойного интегратора имеет вид
Ubhx = —【4/(RC)2]\、■〃.Ubhx = —【4/(RC)2]\、■〃.(6.11)(6.11)
Ubhx = —【4/(RC)2]\、■〃.
Ubhx = —【4/(RC)2]\、■〃.
(6.11)
(6.11)
ного. При дифференцированииного. При дифференцированииРис. 6.14. Дифференциатор.%,】x=_RC (奇9・ на конденсаторе, естественно,Рис. 6.14. Дифференциатор.%,】x=_RC (奇9・ на конденсаторе, естественно,
ного. При дифференцировании
ного. При дифференцировании
Рис. 6.14. Дифференциатор.
%,】x=_RC (奇9・ на конденсаторе, естественно,
Рис. 6.14. Дифференциатор.
%,】x=_RC (奇9・ на конденсаторе, естественно,
Эту схему можно использовать для решения дифференциальных уравнений вида (d2x/dt2) + «^ ^ f(О-
Если выход двойного интегратора соединить с его входом, то получится генератор с фазосдвигающей цепью, имеющий частоту самовозбуждения
(6.12)(6.12)f=1/2联(e/2).
(6.12)
(6.12)
Пример 6.6. Двойной интегратор предназначен для использования в качестве генератора на частоте 1 кГц; выбрано С = 0,01 мкФ. Вычислить R.
Решение.. Из выражения f = l/2n;R(C/2) следует, что R = l/2jif(C/2)= = 1/6,28(1 кГц) (0,005 мкФ) — 3,18 кОм. Необходимые компоненты для построения схемы: С — 0,01 мкФ, С/2 = 0,005 мкФ, R = 3,18 кОм, R/2 = 1,59 кОм.
ДИФФЕРЕНЦИАТОР
Дифференциатор, показанный на рис. 6.14, создает выходное напряжение, пропорциональное скорости изменения вход- усилитель должен пропускать только переменную составляющую входного напряжения и
коэффициент усиления дифференцирующей схемы должен возрастать при увеличении скорости изменения входного сигнала. Выполнить эти требования позволяет использование в качестве входного элемента операционного усилителя конденсатора С. Чтобы получить выражение для выходного напряжения, вспомним, что ток через конденсатор имеет вид fc ~ C(dUc/df). Напряжение равно входному напряжению
Ui. Если предположить, что операционный усилитель идеален, то ток через сопротивление обратной связи можно считать равным току через конденсатор, т. е.诅=—/с. Но /7Вых = RIr — =—icR, поэтому
4滲=一r0(或/]/成).(6.13)
Уменьшение реактивного сопротивления Хс с увеличением частоты приводит к тому, что схема дифференциатора имеет
высокий коэффициент усиления по отношению к высокочастотным соста в л я ющи м на входе, даже если их частоты лежат вь1ше полосы частот полезного сигнала. Поэтому наряду с высокочастотными составляющими спектра полезного входного сигнала схема усиливает собственные шумы сопротивлений и полупроводниковых элементов. Кроме того, эта схема имеет
Рис. 6.15. Частотная характеристика нескорректированного диффе-' ренциатора.
Тонкая линия — коэффициент усиления без обратной связи; жирная линия — характеристика дифференциатора.
тенденцию к потере устойчивости в той области частот, где частотная характеристика дифференциатора (имеющая подъем 6 дБ/октава) пересекается с имеющей спад 6 дБ/октава характеристикой скорректированного усилителя (рис. 6.15). Это означает, что частотная характеристика разомкнутого контура обратной связи имеет в некоторой части своего частотного диапазона спад 12 дБ/октава; при этих условиях, как было указано выше, вполне возможно самовозбуждение.
СТАБИЛИЗАЦИЯ ДИФФЕРЕНЦИАТОРА
Чтобы избежать проявления только что описанных нежелательных свойств дифференциатора, принимаются меры по его Динамической стабилизации. Рис. 6.16 иллюстрирует эти меры.
Конденсатор Ск выбирается таким образом, чтобы участок характеристики со спадом 6 дБ/октава начинался на частоте более высокой, чем максимальная частота полезного дифференцируемого сигнала; при этом уменьшается доля высокочастот-
ных шумов в выходном сигнале. Этот участок характеристики начинается на частоте
『2=1/2лКСк・(6.14)
Сопротивление & ограничивает коэффициент усиления на высоких частотах, обеспечивает динамическую устойчивость и
снижает входной емкостной ток схемы, отбираемый от источника сигнала. Действие коррекции на частотную характеристику дифференциатора показано на рис. 6.17. Добавление к схеме
Рис. 6.17. Частотная характеристика скорректированного дифференциатора.
Тонкая линия — характеристика без обратной связи; жирная линия — характеристика дифференциатора. ft =l/2ni?KC, f2=l/2jt^CK. Горизонтальные скобки внизу чертежа отмечают диапазоны частот, в которых происходят (/) дифференцирование (слева) и (3) интегрирование (справа) и (2) полосу пропускания фильтра (в середине).
сопротивления Кк приводит к появлению на частотной характеристике горизонтального участка и к прекращению дифферен- дирования на частотах, превышающих частоту
九= 1/2 冗 RkC (6.15)
Следует отметить, что схема на рис. 6.16 выглядит как скорректированный интегратор со связью по переменному току, а из рис. 6.17 видно, что в полосе частот от f2 = 1/2jiRCk и до частоты /ср схема представляет собой интегратор. В полосе частот от f до fi = 1/2冗RkC схема является устойчивым дифференциатором. Частоту fi = 1 /2л/?кС следует задавать возможно
Таблица 6.1. Зависимость погрешности дифференциатора от частоты 小)
f
0.01fi
о.%
0.33R
力
Ошибка, %
Пренебрежимо мала
1
5
50
1) Указана рабочая частота в долях fi. — Прим, ред.
более низкой при заданных полосе частот полезного сигнала н точности дифференцирования. Зависимость погрешности от частоты fi = 1,2欣О дана в табл. 6丄
Rk и Ск часто выбирают так, чтобы RKC = RCK и 力=f2.
Как и в случае интегратора, наилучшие результаты получаются при использовании в дифференциаторе тефлоновых или полистироловых конденсаторов (на более высоких частотах пригодны также майларовые конденсаторы) и малошумящих сопротивлений на металлической пленке. В случаях когда имеет значение время возвращения схемы в исходное состояние (после перегрузок), могут оказаться полезными схемы ограничения.
612. СКОРРЕКТИРОВАННЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАТОР
КАК ЧАСТОТНЫЙ ФИЛЬТР
Следует отметить, что частотная характеристика (рис. 6.17) *скорректированного дифференциатора является характеристик ，кой активного полосового фильтра с крутизной склонов 6 дБ/ок- .тгава. Поэтому схему скорректированного дифференциатора можно использовать в качестве полосового фильтра с полосой •пропускания между 力=1 /2nRKC и f2 — 1/2л/?Ск, если полосой пропускания считать интервал частот, в котором коэффициент
усиления постоянен. В этом диапазоне частот коэффициент усиления оказывается приблизительно равным R/Rk,
Пример 6.7. Дифференциатор предназначен для использования в качестве полосового фильтра с fi == 1 кГц, % = 5 кГц и К = 30. Найти R, С, Ск и &. Решение: Так как К = R/R& сначала следует выбрать R или Кк. Положим R = 3U кОм, тогда Rk = R/K = 30 кОм/ЗО = I кОм.
Из соотношения 九=1/2зт&С находим С = l/2jtRfi = 1 /2зт(1 кОм) (1 кГц)= =0,159 мкФ.
Аналогично % = 1/2зт/?Ск и Ск = l/2nRfz — 1/2зт( 30 кОм) (б кГц)= = 0,0011 мкФ. 、
Итак, R = 30 кОм, & ^ 1 кОм, С = 0,159 мкФ и Ск == 0,0011 мкФ.
Скорректированный дифференциатор можно использовать и в качестве заграждающего полосового фильтра, если подклю-
Рис. 6.18. Заграждающий полосовой фильтр.В разрыве перед.我2 ——инвертирующий полосовой фильтр.Рис. 6.18. Заграждающий полосовой фильтр.В разрыве перед.我2 ——инвертирующий полосовой фильтр.чить его к одному из входов сумматора, как показано на рис. 6,18. При этом часть сигнала, проходящая через полосовой фильтр, будет взаимно уничтожаться с соответствующей частью сигнала, проходящего через сопротивление Ri； эта часть сигнала лежит в полосе частот фильтра пропускания. Последний должен инвертировать сигнал,что скорректированный дифференциатор фактически и делает, а сумматор, для
Рис. 6.18. Заграждающий полосовой фильтр.
В разрыве перед.我2 ——инвертирующий полосовой фильтр.
Рис. 6.18. Заграждающий полосовой фильтр.
В разрыве перед.我2 ——инвертирующий полосовой фильтр.
того чтобы заграждение было эффективным, должен быть по
строен так, чтобы выполнялось условие
ВR
工=коэффициент усиления полосового фильтра Н——产.(6.16)>
A2
Если частоту 白= 1/2冗RCk задать много большей, чем 力 = =1/2^jRkC, то скорректированный дифференциатор можно использовать в качестве фильтра верхних частот с коэффициентом усиления, равным R/Rk・
ДЕЙСТВИЕ ДИФФЕРЕНЦИАТОРА
НА НЕКОТОРЫЕ ТИПЫ СИГНАЛОВ
Поучительно рассмотреть вид выходных сигналов дифференциатора при подаче на его вход некоторых стандартных сигналов. Проделаем это на нескольких примерах.
Пример 6.8. В дифференциаторе на рис. 6.16 R = 0』МОм, С = 0,1 мкФ, а R н Ск выбраны таким образом, чтобы стабилизировать схему. На вход подается синусоидальное напряжение амплитудой 3 В и частотой 60 Гц, т. е. U = (3 В)sin 2зт(60)Л Каковы величина и форма выходного напряжения?
Решение:
Ubhx = —RC = — RC d (ЗВ • si當吗К。”)(6.17) atat
поэтому Ubhx = —RC3[2л (60) ]cos 2л (60) t Таким образом, напряжение на выходе изменяется по закону косинуса, чего и следовал。ожидать, так как
Рис. 6.19. Реакция дифференциатора на треугольный входной сигнал, а — входной сигнал, f = 1 кГц； 6 — выходной сигнал, f = 1 кГц.
d s：n 〃 = cos 〃 d〃. Величина выходного напряжения равна ипык = =(0,01) (3 В) 120n cos 2п" = —(11,31 B)cos2nff.
Пример 6.9. В дифференциаторе на рис. 6.16 R = 10 кОм, С = 0,1 мкФ, а Кк и Ск обеспечивают динамическую стабилизацию. На вход дифференциатора подается треугольная волна, показанная на рис. 6.19. а. Каким будет выходной сигнал?
Решение: Рассмотрим входное напряжение как функцию времени. Так как этот сигнал является симметричной периодической волной, * достаточно построить выходное напряжение для одного полупериода. Выходное напряженке для следующего полупериода будет иметь ту же форму, но с противоположной полярностью. Так как входное напряжение линейно растет до значения 2 В в течение 0,5 мс, можно написать иаых = (2 В/0,5 мс)£ = ,=(4-103 В/с)f, где /一 время в секундах. Поскольку дифферепциатор реагирует только на изменения напряжения, можно пренебречь постоянной составляющей входного сигнала. Теперь найдем вид выходного напряжения, поль-, зуясь вырах<ением (6.13):
〃внх =-RC ”(4；严)/ = 一 RC (4 •◎ в/с)= at
=一 (10 кОм) (0,1 мкФ) (4 -103 В/с) = 一(0,001 с) (4 • 103 В/с) = — 4 В.
Таким образом, выходной сигнал ——это прямоугольная волна амплитудой 4 В (или размахом 8 В), частота которой равна частоте входного сигнала; выходной сигнал показан на рис. 6.19,6. Из этого примера можно сделать общий вывод, что любому линейно изменяющемуся сигналу на входе дифференциатора соответствует постоянный выходной сигнал, величина которого пропорциональна крутизне входного сигнала; этот выходной сигнал остается
постоянным в течение всего временн. пока входной сигнал сохраняет постоянный наклон.
Пример 6.10. На вход дифференциатора из примера 6.9 подается прямоуголь ная волна с амплитудой 5 В н частотой следования 5 кГц, причем времена нарастания и спада импульсов равны 1 мкс. Изобразить выходной сигнал. Решение: Входной сигнал, изображенный на рис. 6.20, о, следует разбить на части и дифференцировать раздельно. Участки входного сигнала, на которых
Рис. 6.20. Выходной сигнал дифференциатора при прямоугольной волне на входе.а — входной сигнал, частота следования 5 кГц, ^н=^саа=1 мс; б — выходной сигнал^ -частота следования 5 кГц.Рис. 6.20. Выходной сигнал дифференциатора при прямоугольной волне на входе.а — входной сигнал, частота следования 5 кГц, ^н=^саа=1 мс; б — выходной сигнал^ -частота следования 5 кГц.знна 芸£.匸гонзнна 芸£.匸гон
Рис. 6.20. Выходной сигнал дифференциатора при прямоугольной волне на входе.
а — входной сигнал, частота следования 5 кГц, ^н=^саа=1 мс; б — выходной сигнал^ -частота следования 5 кГц.
Рис. 6.20. Выходной сигнал дифференциатора при прямоугольной волне на входе.
а — входной сигнал, частота следования 5 кГц, ^н=^саа=1 мс; б — выходной сигнал^ -частота следования 5 кГц.
знна 芸£.匸гон
знна 芸£.匸гон
его значение постоянно и равно 5 илн 0 В, не дают никакого напряжения на выходе дифференциатора, так как производная постоянной величины равна нулю. Участки нарастания и спада импульсов можно аппроксимировать наклонными прямыми. Поскольку /н = tc, выходное напряжение во время нарастания равно выходному напряжению во время спада и противоположна ему по знаку; легко видеть, что ненулевое выходное напряжение вообще появляется только во время спада или нарастания импульсов.
Для нахождения иъык во время нарастания или спада надо сначала вы> разить эти участки входного сигнала как функции времени. Имеем /н =, =—/с = (5 В/1 мкс) / = (5* 106 В/с)£
Теперь, используя выражение (6.13), получаем
Ub&x = — RC (dUBx/df) = — RC (5 • 106 B/c)=
=(0,001) (—5 • 106 B/c) = 一 5 • 103 в
во время нарастания и С/Вых = +5-103 В во время спада. Операционный усн- литель, способный давать на выходе 5 кВ, представлял бы собой весьма не* обычное явление. Выходной сигнал реального ОУ будет состоять из двух н閱* пульсов противоположной полярности длительностью 1 мкс, амплитуда кото* рых равна максимально возможному выходному напряжению операционного усилителя или напряжению ограничения, если в схеме используется схема ограничения. Как уже было указано в разд. 6.4, использование схемы ограниче* ния для уменьшения времени восстановления желательно в большинстве схем дифференциаторов 1).
Если используемый в дифференциаторе операционный усилитель имеет скорость нарастания, слишком низкую для того, чтобы он успевал реагировать на изменение входного сигнала с той же скоростью, с какой этот сигнал меняется, то прн очень малой длительности входного сигнала напряжение на выходе дифференциатора может и не достигать максимально возможного значения. Если, например, наша прямоугольная волна имела бы время нарастания 1 нс, то скорее всего не было бы вообще никакого изменения выходного напряжения I).
Пример 6.11. Какие значения R* и Ск следовало бы использовать в примере 6.9, где R = 10 кОм н С = 0,1 мкФ, если максимальный коэффициент- усиления равен 1000 и максимальная частота дифференцируемого сигнала равна 10 кГц при допустимой ошибке 1 %?
Решение: По табл. 6.1 находим, что при погрешности 1 % максимальная рабочая частота должна быть равна /макс = (0,1) • 1/(2зт/?кС)・ Так как нас интересует только дифференцирование, полагаем \/2nRKC = 1/2эхКСк = ^ 10(10 кГц) = 100 кГц. Максимально допустимый коэффициент усиления приблизительно равен R/RKi поэтому & = R/1000 = 10 Ом; Ск определяется из соотношения &С = RC% так что Ск = &C/R = (10 Ом) (0』мкФ)/ /10 кОм = 0,001 мкФ.
СУММИРУЮЩИЙ ДИФФЕРЕНЦИАТОР
Подобно другим решающим схемам, которые рассматривались выше, дифференциатор может иметь более одного входа,.
Рис. 6.21. Суммирующий дифференциатор.
一Ubux^RC](管)+ 也2(當)+ ... +RCn(^^.
Обращаясь к рис. 6.21, можно видеть, что —& = % +，с + + ••• +»с几,если и ——число входов дифференциатора. Так как： Ubhx ^ &R и 丘=CdUc/dt9 выходное напряжение можно пред-
ставить в виде
-Gx = R(G 符 +e2 警 + ... + C" "^).
Естественно, в этой схеме следует ввести динамическую стабилизацию.
ДИФФЕРЕНЦИАТОР-УСИЛИТЕЛЬ
Дифференциатор-усилитель сочетает в одной решающей схеме способность реагировать как на величину, так и на скорость изменения входного сигнала. Эта схема, по существу, представляет собой комбинацию усилителя и дифференциатора. Как
Рис. 6.22. Дифференциатор-усилитель. UbmxH-(R/&) %-RC (du/f).Рис. 6.22. Дифференциатор-усилитель. UbmxH-(R/&) %-RC (du/f).
Рис. 6.22. Дифференциатор-усилитель. UbmxH-(R/&) %-RC (du/f).
Рис. 6.22. Дифференциатор-усилитель. UbmxH-(R/&) %-RC (du/f).
и дифференциатор, она может нметь более одного входа. Выходной сигнал дифференциатора-усилителя имеет вид
Rbmx = TR/RD5-RC%Rbmx = TR/RD5-RC%(6.18)(6.18)
Rbmx = TR/RD5-RC%
Rbmx = TR/RD5-RC%
(6.18)
(6.18)
Схема дифференциатора-усилителя показана на рис. 6.22.
РАЗНОСТНЫЙ ДИФФЕРЕНЦИАТОР
Как и интегратор, дифференциатор можно использовать в варианте с дифференциальным входом. Соответствующая схема показана на рис. 6.23. Ее выходной сигнал имеет вид
t/вых = RC 口 伍 一 и^/dt].(6.19)
Для минимизации ошибки следует при конструировании такой схемы позаботиться о хорошем согласовании ее компонент.
РЕШЕНИЕ
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УРАВНЕНИЯ
Одно из применении схем дифференциаторов и интеграторов заключается в их использовании для решения уравнений, в которые входят скорости изменения переменных величин 9- ПустьОдно из применении схем дифференциаторов и интеграторов заключается в их использовании для решения уравнений, в которые входят скорости изменения переменных величин 9- Пусть
Одно из применении схем дифференциаторов и интеграторов заключается в их использовании для решения уравнений, в которые входят скорости изменения переменных величин 9- Пусть
Одно из применении схем дифференциаторов и интеграторов заключается в их использовании для решения уравнений, в которые входят скорости изменения переменных величин 9- Пусть
например, надо найти ток в RCL-wnn на рис. 6.24. Чтобы это сделать, выразим состояние схемы через производные переменной по времени.
Применим закон Кирхгофа о сумме падений напряжения к данной цепи:
UBK = UL + UC + UR. (6.20)
£ = 0,5 Гн оrvV>
仇X* С-0,5 мкФ
/? = 40 Ом
О1~h
Рис. 6.24. RLC-цепь.
просто，R, что (6.21) индуктивности (6.22)просто，R, что (6.21) индуктивности (6.22)
просто，R, что (6.21) индуктивности (6.22)
просто，R, что (6.21) индуктивности (6.22)
Падение напряжения на сопротивлении равно можно записать
Ur = dQ/dt.
Мгновенное значение падения напряжения на имеет вид
U「一L (成/必)=一 ZdQ/d产).
Согласно определению емкости, С = Q/Uc, и падение напряжения на конденсаторе равно
Uc = Q/C・(6.23)
Обыкновенных дифференциальных уравнений. — Прим. реО.
Подставим выражения (6.21) — (6.23) в равенство (6.20) и поручим уравнение -
Ubx = -L(/QI 暗 + R (dQ/dt) + (Q/C)・
Правая часть этого уравнения содержит производные убывающего порядка от одной и той же переменной величины. Это уравнение можно преобразовать таким образом, чтобы получилось уравнение относительно Q:
Q = LC(d2Q/de)— RC (dQ/dt) + CU^.(6.24)
Теперь построим сумматор для нахождения Q и подадим на каждый из его входов одно из слагаемых правой части уравнения (6.24). Прежде всего подставим в уравнение (6.24) величины элементов схемы рис. 6.24 и получим
Q = (0,5 Гн) (0,5 мкФ) (d2Q/dt) — 10 Ом (0,5 мкФ) (dQ/dt) +
+ 0,5 мк①С4х = [0,25 (d2Q/d/2) — 5 (dQ/dt) + 0,5t/BX] (IO"6) Кл.
Для упрощения масштаба будем формировать ответ в микрокулонах (мкКл). Этот ответ продифференцируем и полученные значения тока в микроамперах подадим на один из входов сумматора. В нашей решающей схеме используем отдельные инвертирующие сумматоры, что даст возможность обойти проблему обеспечения баланса схемы сложения-вычитания. Напомним, что для получения на выходе инвертирующего сумматора сигнала определенного знака на его вход следует подавать сигнал противоположного знака; например, для получения Ubhx = =—X + У на входы надо подать +Х и —У.
Схема для решения дифференциального уравнения, описывающего цепь на рис. 6.24, показана на рис. 6.25. Как и при решении систем линейных алгебраических уравнений, масштабы в этой схеме должны быть выбраны таким образом, чтобы ответ мог «уместиться» в шкале напряжений ОУ. При помощи показанной на рис. 6.25 схемы можно исследовать зависимости тока от времени в цепи на рис. 6.24 для различных видов входного сигнала.
Уравнение, описывающее цепь на рис. 6.24, можно также записать и через интегралы от одной переменной величины и решить при помощи схемы на интеграторах. Такая схема будет, вообще говоря, более устойчивой, чем показанная на рис. 6.25 •схема на дифференциаторах. Решение через интегралы выглядит следующим образом:
Из выражений Uc — Q/C и 无=dQ/dt следует равенство dQ = •=idf. Интегрируя, получим Q—^ldt} теперь можно написать ивх=/+/+a=，к 一丄(%) + (9)"山■
Рис. 6.25. Схема решения дифференциального уравнения, %х= -L (d2Q/df2)+ r (dQ/df) + (Q/C)・
~20/油
Рис. 6.26. Схема решения уравнения.
-f■卜以+备巾〃~и"泌
Интегрируя по времени обе части этого равенства, получим ^UBXdt = R^idt — Li + -^ , 口山，
потому что интеграл от di/dt равен просто 厶 Решая это уравнение относительно 厶 найдем
LI = R^ idt -}-右 \、/ dt 一 \ Ubx dt, z =务、/ df H—^^- \ \ t dt — у- \ Ubx 山・ Подставляя сюда величины элементов цепи, получим j = WF 卜乩 + (0,5 мкФНО.б Гн) , У 炊 _ 耳詣Г \ 5х 力=
=20 ^idt+ 4-lOe^idt —2 ^UBXdt.
Схема на интеграторах для решения этого уравнения показана на рис. 6.26. Отметим, что для реализации в схеме множителя 106 во втором члене правой части уравнения этот множитель ввиду его большой величины пришлось разбить на сомножители м реализовать их отдельно на усилителе с коэффициентом усиления 200 и интеграторе с коэффициентом усиления 1000.
Если напряжение С4х переменное, то в интеграторах следует использовать корректирующие сопротивления 左р. Если Ubx — ступенчатая функция, то напряжение на конденсаторах интеграторов следует периодически сбрасывать, как это делается, например, в трехрежимном интеграторе. Если в интеграторах использованы операционные усилители со входом на полевых транзисторах, то максимальное время, по истечении кото” рого сброс становится необходимым, увеличивается.
выводы
. Напряжение на выходе интегратора пропорционально среднему по времени от его входного напряжения. Частотная характеристика интегратора должна иметь спад ——6 дБ/октава в диапазоне частот, в котором схема используется как интегратор.
, Выходное напряжение интегратора удовлетворяет уравнению
Ubmx = —^^，fi 0藤 dt・(6.2)
Если интегратор используется для интегрирования переменных напряжений, то для уменьшения его чувствительности к дрейфу напряжения сдвига н. к заряду конденсатора током смещения следует параллельно С включать корректирующее сопротивление Rp. Для получения хорошей точности нижняя граничная частота должна быть задана на уровне не более !/ю наинизшей частоты интегрируемого сигнала; при наличии & эта граничная частота равна f = 1/2 叫1c.
Если интегратор используется для интегрирования медленно меняющихся сигналов, то конденсатор интегратора следует периодически разряжать (сбрасывать) ,чтобы напряжение на нем, вызванное протеканием через конденсатор тока смещения, не могло привести к появлению чрезмерной ошибки.
Если R и Rp выбраны так, чтобы обеспечить желательный коэффициент усиления по напряжению, а С выбрана так, чтобы задать желательную первую граничную частоту, то интегратор можно использовать как RC-фнльтр низкой частоты с усилением.
Выходное напряжение дифференциатора пропорционально скорости изменения входного напряжения. Выражение для выходного напряжения дифференциатора имеет вид
Uhmx = — RC (dU^ldtY (6.13)
Коэффициент усиления дифференциатора должен расти с наклоном 6 дБ/ок- тава в диапазоне частот, в котором схема используется как дифференциатор. Такая частотная характеристика обеспечивается применением конденсатора на входе.
Во избежание появления нежелательных высокочастотных шумов на выходе дифференциатора его следует корректировать. Для осуществления коррекции параллельно R включается конденсатор Ск. Для получения хорошей точности Ск надо выбирать таким образом, чтобы частота 1 /2jiRCk приблизительно в десять раз превышала наибольшую частоту дифференцируемого сигнала.
Так как дифференциатор имеет емкостной вход, следует во избежание перегрузки источника напряжения Ubx включать последовательно с С сопротивление Rk. Это сопротивление выбирается так, чтобы выполнялось равенство 1/2зт&С = 1/2зт/?Ск・
Дифференциатор можно использовать как полосовой фильтр пропускания, если отношение R/Rk выбрать равным коэффициенту усиления в полосе пропускания, С выбрать так, чтобы нижняя частота фильтра на уровне 3 дБ была равна 1/2зт/?кС, а Ск ——так, чтобы 1/2jcRCk было равно верхней частоте фильтра иа уровне 3 дБ.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Объясните принцип действия интегрирующей схемы.
Для интегратора на рис. 6.2 найти R, при котором 1/Вых= — 1。\ ^вх ^^» если С — 1 мкФ.
Вычислить 6/вых через 2 мс после подачи входного сигнала на интегратор (п. 6.2), если a) UBK = 3f； б) Ubx = 2£" в) Ubx = 2〃 1)・
Перечислить три причины, по которым время интегрирования в реальных схемах ограничено.
Для каждого из факторов, ограничивающих время интегрирования, указать способ компенсации.
В интеграторе R = 20 кОм. Вычислить Rp и С, если интегратор должер использоваться как фильтр низких частот с коэффициентом усиления 16 й fi = 10 кГц.
Назовите цели, с которыми применяются схемы ограничения.
В интеграторе-усилителе на рис. 6.10 R= 100 кОм. Вычислить R。. ＜； и С, при которых Ubhx = — 5U] — 10 \ Ui dt.
Указать назначение каждого из режимов трехрежимного интегратора.
Вычислить R, при котором двойной интегратор, включенный как генератор, будет самовозбуждаться на частоте 20 кГц, если С = 0,1 мкФ.
Во всех случаях / выразить в секундах.——Прим. ред.
Вычислить С, при котором выходное напряжение дифференциатора будет иметь вид иВых = —0,0(51dUBx/d。если R = 100 кОм.
Если Ubx = 4。то чему будет равно выходное напряжение дифференциатора из п. 6.11 через а) 2 мс; б) 40 с после подачи входного сигнала?
•6」3. Скажите, зачем надо вводить стабилизирующую коррекцию в дифференциатор.
614. Для дифференциатора на рис. 6.16, имеющего С = 0,1 мкФ, вычислить Ак» R и Ск, при которых максимальная частота дифференцируемого сигнала будет равна 20 кГц, а К = 1000.
■6.15. Вычислить Rk, R и Ск так, чтобы дифференциатор на рис. 6.16 действовал как полосовой фильтр с полосой пропускания от 500 Гц до 2 кГц и с ко〜 эффициентом усиления в полосе пропускания, равным 20. Положите С = =0,1 мкФ.
6.16. На частоте 1 кГц задана точность дифференциатора 1 %。Найтн наименьшее допустимое значение верхней границы (fi) полосы дифференцируемых частот.
Если вы не можете ответить на некоторые вопросы, отметьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы текста, чтобы найти ответы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы учащийся должен уметь построить интегратор и дифференциатор для получения интеграла или производной от заданного сигнала. Используя интегратор и дифференциатор, студент должен будет проверить, что дифференцирование и ин-
Рис. 6.28. Дифференциатор.Рис. 6.28. Дифференциатор.
Рис. 6.28. Дифференциатор.
Рис. 6.28. Дифференциатор.
тегрирование суть взаимно обратные операции. Кроме того, студент должен научиться включать двойной интегратор в режиме генератора.
В качестве факультативного упражнения студент может решить дифференциальное уравнение при помощи сумматоров, инверторов и дифференциаторов (интеграторов).
Оборудование. 1. Два операционных усилителя цА741 фирмы Fairchild или их аналог и их заводской паспорт. 2. Набор сопротивлений точностью 2 %. 3. Источник питания 士 15 В пост. тока. 4. Набор майларовых конденсаторов. 5. Генератор сигналов, способный давать синусоидальные, прямоугольные и треугольные колебания. 6. Двухлучевой осциллограф. 7. Потенциометр на 10 кОм. 8. Макетная панель с гнездами для ИС, такая, как EL Instruments SK-10.
Порядок выполнения работы. 1. Интегратор, (а) Собрать по схеме на рис. 6.27 интегратор, дающий выходной сигнал вида "вых = — 2000、U( dt.
Скорректировать этот интегратор таким образом, чтобы нижняя частота интегрирования была равна приблизительно 30 Гц. Установить нуль сдвига, (б) Рассчитать и проверить экспериментально вид выходного сигнала для следующих входных сигналов: 1) синусоидальная волна частотой 1 кГц и амплитудой 2 В; 2) прямоугольная волна частотой 1 кГц и двойной амплитудой 5 В. (в) Подобрать R н С так, чтобы интегратор действовал как активный фильтр низких частот с коэффициентом усиления 5 и /\ = 500 Гц. Проверьте
Частота
Рис. 6.29. Частотная характеристика полосового фильтра.
fi — 320 Гц,投 а 5 кГц.
работу этого фильтра, измерив коэффициент усиления на низких частотах и частоту среза「р. При проверке используйте синусоидальный входной сигнал. 2. Дифференциатор, (а) Соберите схему, показанную на рис. 6.28, так, чтобы
Рнс. 6.30. Схема, демопстрирующая взаимную обратимость дифференцирова-ния и интегрирования.
получить выходное напряжение вида Um^ = —0,1 ■ 10~2(dUBxM0- Скорректируйте этот дифференциатор на максимальную частоту дифференцируемого сигнала 1 кГц； (б) Рассчитайте вид выходного сигнала, если на вход дифференциатора подаются треугольные колебания частотой 1 кГц и амплитудой 2,5 В. Проверьте результат ресчета измерени^^ выходного сигнала, (в) Подобрав надлежащим образом 7?к и Ск> постройте на основе скорректированного дифференциатора полосовой фильтр с частотной характеристикой, показанной на рис. 6.29. Проверьте действие этого фильтра путем измерения выход-
для нахождения зависимости тока отдля нахождения зависимости тока от
для нахождения зависимости тока от
для нахождения зависимости тока от
159159Интеграторы « дифференциаторы
159
159
ного сигнала. Используйте при проверке синусоидальный входной сигнал. Результаты представьте в виде графика.
3，Взаимно обратные операции. Поскольку дифференцирование и интегрирование являются взаимно обратными операциями, следует ожидать, что, подав иа вход интегратора прямоугольные колебания и продифференцировав его выходной сигнал, мы опять получим
исходную прямоугольную волну. Со、"
берите схему, показанную иа рис. 6.30,
и подайте на ее вход прямоугольные 勿 о О В
колебания амплитудой 5 В и часто-
той 1 кГц. Каким окажется сигнал
на выходе интегратора? На выходе
дифференциатора? Запишите резуль-
таты. ，
Генератор на двойном интеграторе. Соберите двойной интегратор по схе” ме на рис. 6.13 и включите его как генератор. Используйте R = 10 кОм и С = 0,1 мкФ. Вычислите и измерьте частоту колебаний генератора.
Эта схема весьма чувствительна к величине С. Если генерация отсутствует, увеличьте С приблизительно иа 20 %. (При использовании высокоточных конденсаторов такой проблемы не возникает.)
Факультативный раздел. Этот раздел посвящен решению дифференциального уравнения. Соберите схему
времени в цепи на рис. 6.31. Используйте URX = 1 В постоянного тока.
Замечание. Устройство для измерения выходного сигнала (осциллограф) следует запускать в момент подачи входного напряжения.
Обсуждение. Для каждого из разделов лабораторной работы опишите все возникающие в разделе расхождения между теорией и проведенными измерениями и объясните причины таких расхождений.
ГЛАВА 7
ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
Логарифмические и антилогарифмические схемы используются для выполнения аналогового умножения и деления, сжатия (компрессии) сигнала и отыскания значений логарифмов н показательных функций. Здесь рассмотрены основные типы этих схем, а деталям, касающимся их температурной компенсации, уделяется мало внимания.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
Нарисовать по памяти диодную и транзисторную схемы логарифмического и антилогарифмического преобразователей.
По заданным компонентам и их паспортным данным рассчитать выходное напряжение логарифмического и антилогарифмического преобразователей.
Нарисовать блок-схему и объяснить принцип работы делителя н умножителя, использующих логарифмические и антилогарифмические преобразователи.
По заданным компонентам нарисовать графически зависимость Ubkx от Ubx для функционального преобразователя.
Указать случаи использования и объяснить принцип действия схем сжатия сигналов.
Выполнить лабораторную работу к гл. 7.
СХЕМА ЛОГАРИФМИЧЕСКОГО
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
Для получения логарифмической характеристики усилителя необходимо иметь устройство с логарифмической характеристикой и включить его в цепь обратной связи. Устройством, обладающим такой характеристикой, является полупроводниковый р-п-переход. Из теории полупроводников известно, что ток через полупроводниковый диод равен
/д = /° (е。％"' — 1) - 1°е『и闵*,(7.1)
где /о — ток утечки при небольшом обратном смещении (тепловой ток, возникающий вследствие тепловой генерации пар электрон——дырка); q — заряд электрона (1,6-10-19 Кл); UA — напряжение на диоде; А——постоянная Больцмана (1,38-10~23 Дж/К)； Т — абсолютная температура в кельвинах.
Аналогично можно записать выражение для коллекторного тока транзистора с общей базой:
/к = /эо (е*вз/н _ 1), /к a I3GeqU^lkT, (7.2)
где 〃вз — напряжение эмйттер — база; /эо — ток перехода эмиттер—база при небольшом обратном смещении и закороченных выводах коллектора и базы.
Выражения, определяющие ток диода и коллекторный ток
транзистора, совершенно одинаковы, поэтому все, что применимо
к первой из этих величин, может быть применено и ко вто- ^ °〔
рой. Как диод, так и транзистор можно использовать для получения логарифмической зависимости. Для получения логарифмической характеристики усилителя необходимо включить диод так, как показано на
рис. 7.1.„. тт ,
Чтобы показать, каким об-「％±眾噺牆齎用寵皿 разом диод в цепи обратной
связи формирует логарифмическую х а р актер истину, решим уравнение (7.1) относительно£7д,учитывая, что t/д равно С/Вых- Из уравнения /д =[歩叩瓜削 получим In /д = 1п /о + qUjx/kT, In /д—In /。= =qU^kT. Следовательно, [7ВЫХ = Uj\ — (kT/q) (In 7д — In Zo), так
что /厶=/m = Ui/R, Ubhx = (AT/，)[ln(〃i/Ri)—In/。]. Напряжение kT/q составляет около 26 мВ при 25 °C. Поучительно рассмотреть форму выходного сигнала. Построив зависимость /д от С/Вых в линейном масштабе, получим логарифмическую характеристику диода на плоскости С/ — / (рис. 7.2, а). Если построить зависимость ивых от 1g/ (на полулогарифмической бумаге) (рис. 7.2,6), то получим прямую линию с наклоном около 26 мВ. Заметим, что Г7ВЫХ достигает максимума вблизи 0,6 В. Если необходимо иметь большее значение выходного напряжения, то его надо усилить. Логарифмический усилитель в зависимости от типа диода будет иметь логарифмическую характеристику при изменении входного тока в пределах трех Декад. Как правило, характеристика малосигнального диода Существенно отклоняется от логарифмической при токе около 1 мА.
In/。——постоянная величина, создающая очень малую ошибку, обычно известную для используемого диода, если она вообще поддается оценке.
Логарифмический усилитель имеет выходное напряжение только одной полярности, которая определяется направлением включения диода. Например, схема изображенная на рис. 7.1, имеет отрицательное выходное напряжение при положительном
Рис. 7.2. Логарифмические характеристики элементов, а — в линейном масштабе： б—IgТд как функция напряжения.
входном напряжении. Если диод перевернуть, то выходное напряжение станет положительным, зависящим по логарифмическому закону от отрицательного входного напряжения.
Для получения большего диапазона входного напряжения можно использовать в качестве логарифмического элемента в цепи обратной связи транзистор, включенный по схеме с общей базой, как показано на рис 7.3. Учитывая, что /к =——/& и решая уравнение (7.2) относительно U^ получим
Ubhx = UB9 (kTlq) [In (U]/R[) — In /зо]・ (7.3)
Выходное напряжение схемы, приведенной на рис. 7.3, будет отрицательным при положительном входном напряжении. При использовании р — п ——р~транзистора можно получить положительное выходное напряжение при отрицательном входном.
Логарифмические схемы, приводимые в данном разделе, хотя и являются работоспособными, не содержат устройств температурной компенсации или коррекции для устранения влияния In /о・ Для точной работы устройства в широком диапазоне изменения температур необходима температурная компенсация, что приводит к усложнению схемы. Обычно для получения широкого рабочего диапазона логарифмического усилителя необхо-
димо применение операционного усилителя, обладающего малыми значениями напряжения сдвига и тока смещения.
Пример 7.1. Возьмем логарифмический усилитель такого типа, как показано на рис. 7.3,0, и рассчитаем UBbJX при входном напряжении, равном 十2 В.
' 6Рис. 7.3. Логарифмический усилитель с транзистором в качестве нелинейного элемента.а—основная схема, ^вЫХ=(АГ/9)[In (t/j/^J —In /go]» 6—усовершенствован- HbiA вариант, R&=Ubhx. ОУ/pRl макс +『н)，『“e /r макс^’З макс*' 6Рис. 7.3. Логарифмический усилитель с транзистором в качестве нелинейного элемента.а—основная схема, ^вЫХ=(АГ/9)[In (t/j/^J —In /go]» 6—усовершенствован- HbiA вариант, R&=Ubhx. ОУ/pRl макс +『н)，『“e /r макс^’З макс*
' 6
Рис. 7.3. Логарифмический усилитель с транзистором в качестве нелинейного элемента.
а—основная схема, ^вЫХ=(АГ/9)[In (t/j/^J —In /go]» 6—усовершенствован- HbiA вариант, R&=Ubhx. ОУ/pRl макс +『н)，『“e /r макс^’З макс*
' 6
Рис. 7.3. Логарифмический усилитель с транзистором в качестве нелинейного элемента.
а—основная схема, ^вЫХ=(АГ/9)[In (t/j/^J —In /go]» 6—усовершенствован- HbiA вариант, R&=Ubhx. ОУ/pRl макс +『н)，『“e /r макс^’З макс*
Решение. Необходимо выбрать Ri так, чтобы напряжение и^з транзистора (кривая и^з в зависимости от /э) оставалось на логарифмическом участке характеристики при максимальном входном напряжении, которое может быть подано. Предположим, что этому соответствуют значения токов 2Э = /к = 、=0,1 мА. тогда /к = 5 и /r=4x/&, & = 4х. макс/信 Если положить, "О Ubx. макс == Ю В, то 爲=10 В/0,1 мА = 100 кОм. Предположим далее» 9т。измеренное значение /эо= 40 нА. Величина hT]q при комнатной темпе- Ратуре равна 26 мВ.
Найдем Ubnx, если “х = +2 В.
Хых = АТ/g (1п Л _【п /эо) = 0,026В [In (2 • 10-5) 一 [п [4.10-8)]=
=0,026В [in(2 - 10~5/4 • КГ— = о,О26В In(5 • Ю2)=
^ 0,026В [In 5+ 2 (2,303)] = 0,026В (1,61 + 4,606) = 0,1616 В.
Процедура расчета и ответ в примере 7.1 ие зависят от того, диод или транзистор используются для получения логарифмической характеристики. Важно только, чтобы /ог= ^эо» если используется диод.
Логарифмический усилитель, схема которого приведена на рис. 7.3, а, может быть усовершенствован добавлением двух компонентов, как показано на рис. 7.3, б. Сопротивление Ri, подсоединенное к неинвертирующему входу, способствует компенсации тока смещения. Сопротивление &з обеспечивает достаточно большое сопротивление нагрузки операционного усилителя в тех случаях, когда величина гэ——дифференциального сопротивления эмиттера по переменному току (26 мВ//-) — оказывается слишком малой. Эта ситуация возникает даже при средних эмиттерных токах. (При эмиттерном токе, равном 1 мА, гэ= 26 Ом, а при эмиттерном токе, равном 0,1 мА, гэ = 260 Ом.) •穴з выбирается так, чтобы обеспечить и необходимый ток нагрузки, и максимальный эмиттерный ток:
Rj = Ubhx. Оу/(/э макс + /н)・
Если максимальное выходное напряжение изых, макс операционного усилителя в примере 7.1 равно 14 В, а ток нагрузки /н = 1 мА, то /?э= 12,7 кОм. Для повышения устойчивости схемы подключают, если это необходимо, конденсатор Ск. Обычно С« а 100 пФ. Для построения схем логарифмических усилителей предпочтительны операционные усилители со вхо дом на полевых транзисторах, поскольку они имеют меньшие токи смещения.•
72 УСОВЕРШЕНСТВОВАННЫЕ
ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
Одна из схем, обеспечивающая получение высокоточного логарифмического преобразования, приведена на рис. 7.4. При построении схемы используется тот факт, что
Use = (kT/q) (In /к 一 In 厶)，(7.4)
где /о — ток насыщения перехода эмиттер — база /эо* Разность напряжений эмиттер ——база дифференциальной пары [) транзи-* 1) Основным свойством, «дифференциальной пары» здесь считается равен*» CTBQ токов /qq обоих транзисторов. — Прим, ред.
сторов 7*1 и 7*2 равна
Ue9 1 一 〃вз 2 = (kT/q) (In /ki —ln/o) — (kT/q) (In /% — In I。)= =(kT/q) In /% - (kT/q) In . = (kT/q) In (/&〃•・
Так как Ubn — ^вэг равно напряжению Ux и Q =Ui/Ri, то можно видеть, что
Ux = (kT/q) In (Ui/Ri/%) = (kT/q) [In Ui 一 In (R/kJ1・
Ток /к? равен выходному току источника постоянного тока на
Тз (/кз)・ В идеальном случае /к， устанавливают так, чтобы
Рис. 7А. Высококачественный логарифмический усилитель (преобразователь).
соблюдалось численное равенство R\I^2 = 1, а сдвиг усилителя 2 уст ан авл ив ается равным (kT/q) In (1/^/к2)- Если коэффициент усиления усилителя 2 выбрать численно равным q/kT, то выходное напряжение схемы, приведенной на рис. 7.4, будет равно Ubzx = in 0[ 1). Термистор, включенный в цепь обратной связи операционного усилителя 2, предназначен для компенсации температурных изменений напряжения kT/q. Без термистора у схе-
Последнее рассуждение автора о масштабах можно интерпретировать к： AT/q = 26 мВ и R“K2 ——это масштабные коэффициенты, связывающие U*ix и UBX. — Прим. ред.
мы будет значительная температурная нестабильность1). Эта схема обеспечивает точное преобразование при изменении входного сигнала в диапазоне пяти декад.
Транзисторы Г1 и Г2 могут быть заменены подобранными парными диодами. При этом источник постоянного тока должен иметь выходной ток, равный обратному току диода.
АНТИЛОГАРИФМИЧЕСКИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Для нахождения по значениям логарифмов соответствующих им исходных величин (т. е. для получения значений анти-
=—R。. Jo antilog ^U^/kTj.
логарифма) требуется найти значение экспоненциальной функции от логарифма, так как е1пХ = Х.
Взяв экспоненту от логарифма, получим антилогарифм. Используя схему логарифмирования в качестве входной цепи усилителя, как показано на рис. 7.5, получим устройство с экспоненциальной характеристикой, т. е. антилогарифмический усилитель. Из выражения (7.2) можно видеть, что /к =/зое""вз//с『. Так как UBblx = Ro, с/0. с = —Ro.c/к, то, следовательно, получаем
Uвых = Ro. JsGeqV^3lkT = — Ro. JsG^qU^kT•
Это то же самое, что и
Ubhx = — Rd с/эо antilog (〃闻/就)，(7.5)
где Ui—логарифм2),
J) Около 0,3 %/К. — Прим. ред.
丐 То есть напряжение, в определенном масштабе моделирующее лога」 рифм величины, представленной /7ВЫХ. — Прим. ред.
Вместо транзистора в качестве входного элемента может использоваться диод. В этом случае
Овнх = — Ro. Jo antilog (。向々7).(7.5а)
Однако транзистор будет работать лучше.
Если входное напряжение должно быть отрицательным, а не положительным, необходимо либо использовать входной транзистор "亠р ——n-типа, либо включить диод, если он используется вместо транзистора катодом к U[.
Пример 7.2. Построить схему антилогарифмического усилителя, как показано на рис. 7.5. Пусть /о. с = ОД мА при €7вых = 10 В. Ток /эо транзистора равен 40 нА. Найти величину R.
Решение. Так как напряжение в точке суммирования примерно равно нулю и /&=，к，то R= 1° В/0,1мА = 100 кОм.
Пример 7.3- Найти (/вых для схемы из предыдущего примера, если Ubx = =0,1616 В и а « 1 9-
Решение. ：
4.х П 一 勺.С7эo antilog (心〃江)=
=з—100 кОм(4 • 10~8А)antilog (0,1616/0,026) = — 0,004В antilog 6,216 =
п (—0,004В) 8&216 ^ 一 “004В (500) = —2В.
Сравните этот результат с примером 7.1.
СХЕМА УМНОЖЕНИЯ
Для построения схемы умножения можно, имея возможность получать значения логарифмов сомножителей, использовать следующее соотношение: 1п(аХ^)= Inй + InЪ. Схема умножения строится, как показано на рис. 7.6. Логарифмы величин Ui и €72 суммируются для получения величины, равной In U* + + In。2・ Затем для нахождения величины UiU? находится антилогарифм от полученной суммы. Схема может иметь больше двух входов, однако для каждого входа требуется свой логарифмический усилитель.
Выходное напряжение каждого логарифмического усилителя равно
а-. =—in(G/品)-(ад) in /01>
。期 2 = (ВД1П —) - — In /。2・
Выходное напряжение сумматора равно
%хз - (kT/q) [In (Ui/R) + In (UM - In Q -In /』
n I) Здесь a ——коэффициент передачи эмиттерного тока в схеме OEl НРам. ред.
Рис. 7.6. Схема умножения аналоговых сигналов.
Выходное напряжение всей схемы равно
Ubhx 4 = R。.』。3 antilog [In (UJRi) + In (%/&) — In 7oi —加心]=
=Ro. Jo3 antilog [In (U[U 2/ RiR2^oJo2)] = (Ro. J2/R1R2I Ol】d U i5.
ЕСЛИ Ro. c】o3 — R1R2/01/02, TO
Ubmx4 = UQ2・(7・6)
Величины /о должны быть соизмеримы, и они очень близки к значениям обратного тока /эбо при малом обратном напряжении, приложенном к переходу эмиттер ——база. Схема может быть собрана с использованием диодов вместо транзисторов как в логарифмическом, так и в антилогарифмическом усилителях. П редпол аг ается, что все усилители, используемые в схеме, полностью скорректированы.
Выпускаются готовые схемы умножения, стабильно работающие в широком диапазоне изменения внешних условий и температур. Эти схемы являются сложными и тщательно выполненными устройствами. Их примерная блок-схема приведена на рис. 7.6. Некоторые умножители, называемые двухквадрантными, могут работать только при одной полярности сигналов на одном из входов; другие, называемые четырехквадрантными, работают при любой полярности сигналов на обоих входах.
Умножители используются в схемах модуляторов, демодуляторов, фазовых детекторов, в аналоговых вычислительных устройствах, используемых при управлении технологическими процессами, при генерировании нелинейных колебаний и для линеаризации выходных сигналов преобразователей (датчиков) в системах сбора данных, причем это лишь некоторые из возможных применений умножителей. Прекрасным источником детальной информации об использовании и конструкции нелинейных схем является руководство Nonlinear Circuits Handbook, Designing With Analog Function Modules and IC's, изданное отделом разработки компании Analog Devices, Inc.l).
СХЕМА ДЕЛЕНИЯ
Учитывая, что (In a/b) —In a — In 6, можно использовать тот же принцип, что и в устройстве умножения, для построения схемы деления. Единственным отличием от схемы умножения является использование дифференциального усилителя вместо
На русском языке выпущено издательством «Мир» в 1977 г. под названием «Справочник по нелинейным схемам. Проекты ров а ние устройств на базе аналоговых функциональных модулей и интегральных схем》.一Примл реО.
цнвертирующего сумматора. Схема блока деления приведена на рис. 7.7.
Сигналы на выходах логарифмических усилителей будут равны
〃вых I = №)[ln (U1/R) — In /о1],
t/вых 2= №)[In(ад2) 一 In /02].
дЛя получения U1/U2 выходное напряжение логарифмического усилителя 1 подается на неинвертирующий вход, а выход логарифмического усилителя 2 — на инвертирующий вход диф- ференциального усилителя. Напряжение на выходе последнего будет равно
“ з = (kT/q) [In (G/R) 一 In /ol 一 In (弘典)+ In 心1・
Приняв, как обычно, /01 = /02 0 Ri = R2, получим
Ubhx 3 =也TQ [In (U1/R) — In((/2//?2)J =
=他Г/g) In (U1&/U2R1) = (kT/q) In (UJU》・
На выходе антилогарифмического преобразователя напряжение будет равно
Ubhx 4 = R/оз antilog [In U1/U2)] =(7・7)
=R/оз。1/。2・(7.7 a)
Если величина /оз такова, что произведение Ro.』оз может быть принято равным единице1), то [/вых4K UJU*
Высококачественные устройства деления точно так же, как и устройства умножения, имеются в продаже. Область применения этих схем фактически та же, что и для устройств перемножения.
СХЕМА ПОЛУЧЕНИЯ
ЛОГАРИФМА ОТНОШЕНИЯ
Напряжение на выходе дифференциального усилителя в схеме, приведенной на рис. 7.7, является логарифмом отношения входных величин и равно
ивых = (Ro. JR)(砌9)In。1/仇)，
где R。, с — сопротивления обратной связи; R【一входные сопротивления дифференциального усилителя. Схема, состоящая из Двух логарифмических усилителей н дифференциального усилителя, соединенных, как показано на рис. 7.7, известна под названием «схема получения логарифма отношений».
7・7・ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Любая нелинейная зависимость может быть аппроксимирована последовательностью прямолинейных отрезков, имеющих различный наклон. Благодаря этому можно реализовать широкий класс нелинейных функциональных преобразователей с *—
° Например, /?о. с/оз== 1 В. —Прим. реб.
помощью операционных усилителей. Пример схемы преобразователя, иллюстрирующий только что изложенный принцип, приведен на рис. 7.8, Q.
Наклон графика зависимости выходного напряжения от входного определяется зависимостью Si = (/вых/^i = —R。. c/Ri при условии, что входное напряжение меньше напряжения отпирания стабилитрона 〃i на рис. 7.8,6. При значениях входного
Рис. 7.8. Простой функциональный преобразователь.
а—схема, UcT 1<^Ст 2<^Ст 3* б—зависимость выхода от входа. S〔 = —(R。. JR J, $2= 一低.c/R 1 + %• /2)，S3= Г% c/&i 十 Ro. c/& + 凡・ c/仆)，S《=—(%[/& 十
* &O. c/^2 + 欠0・ c/& + %, c/^4)*
напряжения 5, заключённых между Us и Uct2】)，выходное напряжение будет равно
^вых — — UlRo.c/Rl — (U[ — Uct1) Ro. c//?2・
При этом наклон графика зависимости выходного напряжения от входного станет равным
S2 = Ubhx/Ui = 一(Ro. c/Rl + Ro. <?伏2)・
Аналогично при условии Ue W Ui V Uct3
S3 = —(R。. JR + R。. JR? + &・ JRJ
и при Ui > Uct3
S4 = — (R。. JR + R。, JR2 + Ro. JR3 + Ro. c/RJ・
Чем короче длина каждого отрезка, на которые разбит диапазон изменения входного напряжения, тем большая точность достигается в аппроксимации нелинейной зависимости, но схема становится более сложной. Если изменить полярность включения стабилитронов, то схема будет работать при отрицательных входных напряжениях.
° Ugh, Uct2 и Uct3 — напряжения стабилизации стабилитронов Ст1, Ст2 и СтЗ на рис. 7.8,〃. 一 Прим. ред.
61 ^ВЫУ
Рис. 7.9. Универсальная схема нелинейного преобразователя,
а—схема； б—-зависимость выхода от входа.
SL-（Ro.c/Ri），52=-（&о・с#】 + £о・с/к> S8 = -（Ro.c/J 4灭0.<7旦 ++ R。. с"з），％ = — （Ro. c/R】 +Ro. c/Rg）' Su = 一 （我0. c/Rl +穴0. c/& 十 Ro. с/^8）,/а—（十 U&/R力吗；—（ + u&/R5）・ Uc=LUT（R6〃7），UqT-uix
X（№/%）・
Схема, приведенная на рис. 7.8, на практике обычно не используется, поскольку шум, генерируемый стабилитронами, создает нестабильность напряжений их отпирания, а резкий из^ лом характеристики стабилитронов при напряжениях отпирания создает резкие изломы на зависимости выходного напряжения от входного. Ограниченный ряд напряжений отпирания стабилитронов ограничивает универсальность этой схемы 1).
Более универсальная схема преобразователя показана на рис. 7.9, а. Использование прямой вольт-амперной характеристики диодов обеспечивает сглаживание изломов кривой зави-
Рис. 7.10. Нелинейный преобразователь, обеспечивающий снижение наклона воспроизводимой функции (отрицательную вторую производную).
& — схема; б — зависимость выхода от входа.
s】=-R°. J/，S2=—(Ro. JI %)/%•
симости выходного напряжения от входного. Это существенное преимущество данной схемы. Схема может быть построена так, что она будет работать как при отрицательных, так и при положительных входных сигналах. В этом еще одно ее преимущество. Оно возникает вследствие того, что стабилитрон заменяется резистивным делителем напряжения и диодом, который заперт напряжением обратного смещения до тех пор, пока входное напряжение не превысит напряжения, выставленного с помощью делителя напряжения. Заметим, что отрицательное напряжение используется для создания обратного смещения на тех диодах, которые должны быть открыты положительным входным сигналом и наоборот.
Цепи, синтезирующие заданную функцию на схемах, изображенных на рис. 7.8 и 7.9, включены параллельно R〉 Если же
】)Замечание о «шуме стабилитронов» требует пояснения. Дело в том, что токи во входной цепи ОУ (или цепи обратной связи) обычно составляют доли миллиампера, а для стабильной работы стабилитронов ток пробоя обыч* но должен быть не меньше 1 — 3 мА. — Прим. ред.
нх включить параллельно R。, с, то коэффициент усиления схемьи преобразователя будет уменьшаться при увеличении Ubx, так что наклон кривой, определяющий зависимость выходного напряжения от входного, будет уменьшаться с увеличением U^ Пример показан на рис. 7.10. Если в схеме преобразователя, коэффициент усиления которой уменьшается с увеличением UaXt предусмотреть достаточно большое количество отрезков, на которые разбит диапазон изменения входного сигнала, то можно, например, получить с высокой точностью синусоидальное выходное напряжение при треугольном входном напряжении.
функциональные преобразователи обеспечивают высокую стабильность воспроизведения функций в широком динамическом диапазоне. Они используются для воспроизведения таких нелинейных функций, как Ig, In, антилогарифмы, квадратные корни и степени. Существует много вариантов и типов преобразователей. Для более подробного ознакомления могут быть рекомендованы книги: Operational Amplifiers, Design and Applica- tions, by Tobey, Greame and Huelsman of the Burr Brown Research Corporation 】)и упоминавшаяся ранее Nonlinear Circuits Handbook from Analog Devices, Inc.
СЖАТИЕ (КОМПРЕССИЯ) СИГНАЛА
Иногда в системе сигнал может иметь столь широкий динамический диапазон, что отрегулировать ее должным образом не представляется возможным. Если масштаб сигнала уменьшить линейно, то информация, соответствующая малым уровням напряжений, будет затемняться шумами, и выделить ее будет трудно. Если же масштаб сигнала уменьшается по. логарифмическому закону (компрессия), то большие значения напряжения уменьшаются больше, чем малые значения, как показано на рис. 7.11,6.
• Пример схемы сжатия приведен на рис. 7.12. Заметим, что эта схема является двухсторонней: когда один диод открыт, другой закрыт. Эта схема выглядит как двухсторонний лога риф-» мический преобразователь, однако отличается тем, что не имеет разрыва в нуле, свойственного логарифмической функции. Сопротивление Ro. с обеспечивает линейную зону около нуля, чтб обеспечивает конечное усиление сигналов очень малой амплн- туды.
】)Имеется русский перевод: «Проектирование и применение операцион* ннх усилителей»/Под ред. Дж. Грэма, Дж. Тоби н Л. Хьюлсмана. —М.в Мнр, 1974・ —/7р〃” реО.
а
Рис. 7.11. Сжатие сигнала (компрессия).
а — вход; 6 — линейное уменьшение： в — логарифмическая компрессия.
Рис. 7,12， Схема компрессора (устройства сжатия сигнала).
Если диоды 〃i и Дг включить параллельно сопротивлению Ri, то схема, приведенная на рис. 7.12, будет работать как схема расширителя. Схемы расширения используются для преобразования сжатых сигналов к их первоначальной форме или при необходимости различения близких по амплитуде малых сигналов.
выводы
Логарифмический преобразователь строится с использованием в цепи обратной связи элемента с лога риф мической характеристикой. Для получения зависимости типа натурального логарифма могут использоваться как полупроводниковый диод, так и переход эмиттер ——база транзистора. Выходное напряжение лога риф мического усилителя пропорционально логарифму напряжения на его входе.
Антилогарифмический усилитель должен иметь экспоненциальную характеристику по отношению к входному напряжению. Логарифмическая характеристика зависимости напряжения от тока во входной цепи усилителя обеспечивает требуемую характеристику всего устройства. Для получения экспоненциальной характеристики в качестве входной цепи можно использовать как диод, так и переход эмиттер ——база транзистора.
Объединяя схемы логарифмических и анти логарифмических преобразователей и сумматоров, можно строить схемы умножения, деления и определения логарифма отношений.
Функциональные преобразователи — это схемы, обеспечивающие воспроизведение различных нелинейных зависимостей, связывающих входные и выгодные напряжения. Они строятся с использованием входных либо выходных цепей, обеспечивающих желаемую характеристику. Эти цепи состоят из отдельных элементов, каждый из которых влияет на значения выходного сигнала в определенном диапазоне изменений входного напряжения.
Функциональные преобразователи используются для получения нелинейных зависимостей, таких, как логарифмическая, антилогарифмическая, степенная, корень квадратный и т. д.
Сжатие (компрессия) сигнала позволяет проводить его обработку схемой, имеющей динамический диапазон, меньший, чем динамический диапазон сигнала, что без сжатия не представляется возможным. Сжатие сигнала выполняется специализированными логарифмическими преобразователями.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Назовите элементы, используемые для построения логарифмических преобразователей.
Схемы логарифмических усилителей без температурной компенсации очень чувствительны к изменениям температуры. Укажите две главные причины этого явления.
Укажите различие между логарифмическим и антилогарифмическим усилителями.
Объясните принцип действия схемы функционального преобразователя, приведенной на рис. 7.9.
Перечислите области применения устройства сжатия сигналов.
.7.6. Логарифмическая схема, подобная схеме, приведенной на рис. 7.1, нмеет R = 200 кОм, а диод имеет /о = 15 нА. Рассчитать Ubnx, если UBX = 5 В.
В схеме антилогарифмического усилителя, приведенной на рис. 7.5, Ro c =, te 100 кОм, а диод имеет I。= 4 нА. Рассчитать и&ых, если UBK = 0,1 В.
Нарисуйте схему устройства, которое могло бы воспроизводить степенную функцию (т. е. ех). О коэффициентах не беспокойтесь.
Укажите, какие изменения необходимо внести в приведенную на рис. 7.9 схему функционального, преобразователя для того, чтобы коэффициент усиления схемы уменьшался при увеличении входного сигнала UBX.
Как восстановить первоначальную форму сигнала, прошедшего через устройство сжатия, например такое, схема которого приведена на рис. 7.12?
Укажите назначение сопротивления R? на схеме рис. 7.3, б.
Если вы не можете ответить иа некоторые вопросы, отметьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы студент должен уметь рассчитать компоненты схем логарифмического и антилогарифм мичёского усилителей, простого функционального преобразователя, устройства сжатия сигналов и собрать эти схемы.
Оборудование. 1. Два операционных усилителя Fairchild 11A741 или их аналога. 2. Набор сопротивлений с 2 % -ным разбросом. 3. Источник питания.
Рис. 7.13. Логарифмический усилитель.Рис. 7.13. Логарифмический усилитель.Рис. 7.14. Антилогарифмический усилитель.Рис. 7.14. Антилогарифмический усилитель.
Рис. 7.13. Логарифмический усилитель.
Рис. 7.13. Логарифмический усилитель.
Рис. 7.14. Антилогарифмический усилитель.
Рис. 7.14. Антилогарифмический усилитель.
士15 В постоянного тока. 4. Генератор звуковых Сигналов. 5. Два стабилитрона, Uct = 2 В и Uct = 4 В. 6. Два п — р — n-транзистора, 2N3710 или аналогичных (лучше использовать подобранные пары, такие, как 2N2461). 7. Два диода 1N914 или аналогичных. 8. Осциллограф. 9. Два потенциометра по 10 кОм, угольные или металлолленочные, по не проволочные. 10. Макетная плата € гнездами для интегральных схем, такая, как EL Instruments SK- 10. Ц. Прибор для снятия характеристик транзисторов (желательно, но не обязательно).
Порядок выполнения работы. 1. Логарифмический усилитель, а) Измерьте у одного п — р — n-транзистора величину /эд при небольшом обратном напряжении на переходе эмиттер — база, например, при /3=1 В. б) Соберите схему, показанную иа рис. 7.13, выбрав R】 так, чтобы /^ =0,1 мА при U】= =10 В. (Замечание. Сопротивление 20 МОм, включенное между выводами эмиттера и коллектора транзистора, облегчит проблему смещения нуля, но приведет к появлению некоторой ошибки.) Если возникает самовозбуждение, то включение конденсатора небольшой емкости (0,001 мкФ) между змнтте“ ром и коллектором транзистора должно его прекратить, в) Рассчитайте и из”
мерьте выходное напряжение при (Лх = +3 В и t7BX = +6 В. г) Не разбирайте схему.
Антилогарифмический усилитель, а) Измерьте /эр второго транзистора. Измеренная величина должна быть близка к аналогичной величине первого
Рис. 7.15. Нелинейный преобразователь.
транзистора, полученной в п. 1 лабораторной работы, б) Соберите схему ан- тилогарифмического усилителя, приведенную на рис. 7.14. Установите такую величину сопротивления R。. с, чтобы Zo. с = 0,1 мА при ивых = 10 В. в) Соедините выход логарифмического усилителя, собранного в п. 1 лабораторной
Д1
Рис. 7.16. Схема устройства сжатия сигнала.
работы, со входом антилогарифмического усилителя, г) Рассчитайте и измерьте Ubmx при напряжении на входе лога ри ф мического усилителя, равном +3 В и +6 В. Запишите ваши измерения.
* Функциональный преобразователь, а) Соберите схему, показанную на РН'" /』S Ue = 2 В; Uct2 = 4 В: R = & = Кз = Ко. с = 100 кОм. б) Постройте зависимость С/внх от 土С4х при изменении входного напряжения от
"юс = 0 до Ubx = +8 В. Используя информацию, приведенную иа рис. 7.8, сравните ваши результаты с расчетными.
Сжатие сигнала, а) Соберите схему сжатия сигналов, приведенную на рис. 7.16. Пусть R = Ro. с = 100 кОм, Ra = 20 кОм, Rb — 200 кОм, а 〃】н Д2 ——диоды типа 1N914 или их аналоги, б) Постройте зависимость t/вых от Ubx. в) Пронаблюдайте сжатие сигнала при синусоидальном или любом другом периодическом входном сигнале. Понаблюдайте, как изменяется коэффициент усиления при изменении величины входного сигнала UBX.
Обсуждение результатов. Проанализируйте причины появления отклонений в ваших измерениях от расчетных величин для каждой части ла боратор* ной работы.
ГЛАВА 8
АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Активные фильтры построены из сопротивлений, конденсаторов и усилителей (обычно операционных) и предназначены для того, чтобы из всех подаваемых на их вход сигналов пропускать на выход сигналы лишь некоторых заранее заданных частот. Эти обладающие частотной избирательностью схемы используются для усиления или ослабления определенных частот в звуковой аппаратуре, в генераторах электромузыкальных инструментов, в сейсмических приборах, в линиях связи, а также в исследовательской практике для изучения частотного состава самых разнообразных сигналов, таких, например, как биотоки мозга или механические вибрации. Активные фильтры находят применение почти в любой области электроники и потому заслуживают нашего внимания.
Назначение главы. Окончив изучение этой главы и ответив на контрольные вопросы, студент должен уметь:
Указать основные свойства фильтров Бесселя, Баттерворта и Чебышева.
Перечислить достоинства и недостатки активных фильтров. 3. Рассчитать параметры компонентов для каждого из рассмотренных в этой главе типов фильтров, включая миогок аск а ди ь* е фильтры.
Идентифицировать по памяти любой из рассмотренных в этой главе типов фильтров.
Выполнить лабораторную работу к гл. 8.
ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Любой фильтр, как активный, так и пассивный (т. е. не содержащий усилителей), пропускает со своего входа на выход лишь определенную часть всего спектра частот. Фильтры классифицируются по тому, какова эта пропускаемая часть частотного спектра.
Переходный
участок
6
Рис. 8.1. Частотные характеристики фильтров.
а ——фильтр нижних частот； 6 — фильтр верхних частот； в — полосовой фильтр; г — заграждающий фильтр； U^— выходное напряжение в полосе пропуска* ния； f р — частота среза.
Фильтры нижних частот пропускают на выход все частоты, начиная от нулевой (постоянный ток) и до некоторой заданной частоты среза fcp, и ослабляют все частоты, превышающие fcp】)； частотная характеристика такого фильтра показана на рис. 8.1, а. Диапазон частот от нуля до fcp называется полосой пропускания, а диапазон частот, превышающих『匕，——полосой подавления (или заграждения). Интервал частот между fCp и fb называется переходным участком, а скорость, с которой на этом участке изменяется величина ослабления, является важной характеристикой фильтра. Частота среза fcp — это та частота, при которой напряжение на выходе фильтра падает до уровня 0,707 от напряжения в полосе пропускания (т. е. падает на 3 дБ); частота % — это чаетота, при которой выходное напряжение на 3 дБ выше, чем выходное напряжение в полосе подавления.
Фильтр верхннх частот ослабляет все частоты, начиная от нулевой н до частоты fCp, и пропускает все частоты, начиная с fcp и до верхнего частотного предела схемы2). Частотная характеристика фильтра верхних частот показана на рис. 8.1,6.
Полосовой фильтр пропускает, как показано на рис. 8.1,6, все частоты в полосе между нижней частотой среза & и верхней частотой среза %♦ Все частоты ниже 厶 и выше % ослабляются. Диапазоны частот от f； до f{ и от f2 до f； являются переходными участками. Геометрическое среднее частот fi и 『2 называют средней центральной частотой (fo), т. е.
. 『0 = "川2， (8」＞
Режекторный полосовой фильтр (заграждения) ослабляет все частоты между fi н f2 H пропускает все остальные частоты. Частотная характеристика такого фильтра показана на рис. 8.1, & Заграждающий полосовой фильтр с узкой полосой ослабляемых частот называют фильтром-пробкой. Полосовые фильтры заграждения используются для подавления нежели* тельных частот, например частоты 60 Гц3) з звуковой аппаратуре.
ПРЕИМУЩЕСТВА АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ
Пассивные фильтры построены из катушек индуктивности^ конденсаторов и сопротивлений. Большинство пассивных фильтров для работы в тех диапазонах частот, где они находят применение, нуждаются в больших по размеру, тяжелых и дорогих
Автор называет частотой среза (cutoff) граничную частоту, хотя они могут и не совпадать, если усиление фильтра в полосе частот ие равно 1. —* Прим. ред.
. В идеале бесконечного.—Прим. ред.
Частота переменного тока в электросети США. — Прим, перев.
катушках индуктивности и ослабляют частоты в полосе пропускания, а не только в полосе подавления, хотя частоты в этой последней ослабляются сильнее. Используемые в пассивных фильтрах катушки индуктивности обладают активным сопротивлением, межвитковой емкостью н потерями в сердечнике (если таковой используется), что делает их свойства далекими от идеальных.
По сравнению с пассивными активные фильтры имеют следующие преимущества: 1) в них используются только сопротивления и конденсаторы, т. е. компоненты, свойства которых ближе к идеальным, чем свойства катушек индуктивности; 2) они относительно дешевы; 3) они могут обеспечивать усиление в полосе пропускания и (в отличие от пассивных фильтров)； редко вносят существенные потери; 4) использование в активных фильтрах операционных усилителей обеспечивает развязку входа от выхода (поэтому активные фильтры легко делать многокаскадными и тем самым улучшать их показатели); 5) активные фильтры относительно легко настраивать; 6) фильтры для очень низких частот могут быть построены из компонентов, имеющих умеренные значения параметров; 7) активные фильтры невелики по размерам и массе.
Активные фильтры имеют и недостатки. Они нуждаются в источнике питания, а их рабочий диапазон частот ограничен сверху максимальной рабочей частотой операционного усилителя. Это приводит к тому, что большинство активных фильтров может работать лишь на частотах, не превышающих нескольких мегагерц, хотя отдельные типы операционных усилителей могут обеспечить работу фильтров и на более высоких частотах. По мере улучшения изготовителями операционных усилителей их частотных характеристик будет увеличиваться и верхний частотный предел активных фильтров.
НЕКОТОРЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ О МАТЕРИАЛЕ, ИЗЛОЖЕННОМ В ДАННОЙ ГЛАВЕ
Об активных фильтрах написаны целые книги, некоторые из которых (очень полезные) перечислены в конце этой главы. Ее изучение не сделает вас специалистом по активным фильтрам, однако устройство и принцип действия некоторых основных их типов станет понятным и вы сможете конструировать хорошо работающие активные фильтры; кроме того, ознакомление с материалом этой главы позволит вам глубже изучить активные фильтры. Использованные здесь соотношения приводятся без вывода, так как последний потребовал бы значительного объема вычислений. Указанные соотношения взяты из многих книг, ссылки на которые приведены в конце главы.
Частота
G
Частота
6
Рис. 8.2. Частотные характеристики фильтров Баттерворта вижиих (а) и верхних частот (6).
/ — однополюсного (первого порядка) 2 — двухполюсного (второго порядка); 3 —трех， Полюсного (третьего порядка); 4 — четырехполюсного (четвертого порядка); 5 — пятога порядка; %р=】 кГц.
82 ПОЛЮСА И ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
НА ПЕРЕХОДНОМ УЧАСТКЕ
Упоминание о полюсах сопровождает любое обсуждение активных фильтров. Например, в этой главе будут рассматриваться в основном двухполюсные фильтры. Слово 《полюс» взято из той области математики ), которая нужна для вывода соотношений, используемых при расчете частотных характеристик активных фильтров. Нам же для практических целей достаточно знать, что полюс указывает на слагаемое наклона характеристики на переходном участке, обусловленное одной (любой) из RC-uene访，используемых для формирования частотной характеристики активного фильтра. Из гл. 4 мы знаем, что каждая /?С-цепь многокаскадного усилителя вносит в его суммарную скорость спада свои 6 дБ/октава. То же самое верно и для активных фильтров. Каждый полюс , (RC-цепь фильтра) вносит в наклон переходного участка характеристики свои 6 дБ/октава. Например, для двухполюсного фильтра нижних частот наклон в переходной области между fcp и fb составляет 12 дБ/октава, а наклон характеристики между 『匕 и /ср составляет для пятиполюсного фильтра верхних частот 30 дБ/октава. На рис. 8.2, а показана зависимость наклона от числа полюсов для одного из типов фильтров нижних частот (фильтра Баттерворта) .
Порядок фильтра — это число его полюсов. Например, фильтр нижних частот второго порядка ——это двухполюсный фильтр нижних частот, и его характеристика имеет на переходном участке наклона 12 дБ/октава. Фильтр шестого порядка имеет шесть полюсов, и наклон характеристики на переходном участке равен 36 дБ/октава.
Соединяя последовательно (каскадно) фильтры низких порядков, можно получать фильтры более высоких порядков. Так, три последовательно соединенных фильтра второго порядка образуют один фильтр шестого порядка. Ниже в этой главе мы рассмотрим некоторые вопросы, связанные с построением таких многокаскадных фильтров.
ТИПЫ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ФИЛЬТРОВ
&3・1. ФИЛЬТР БАТТЕРВОРТА
Частотная характеристика фильтра Баттерворта в пределах полосы пропускания весьма близка к равномерной, и ее назн・
вают максимально плоской. Наклон переходного участка характеристики фильтра Баттерворта равен 6 дБ/октава на полюс. Таким образом, фильтр Баттерворта восьмого порядка будет иметь наклон переходного участка характеристики, равный 48 дБ/октава.
Фильтр Баттерворта имеет нелинейную фазово-частотную характеристику; другими словами, время, которое требуется для прохождения сигнала через фильтр, зависит от частоты нелинейно. Поэтому ступенчатый сигнал или импульс, поданный на вход фильтра Баттерворта, называет выброс на его выходе. Используется фильтр Баттерворта в тех случаях, когда желательно иметь одинаковый коэффициент усиления для всех частот в полосе пропускания. На рис. 8.2, а показана частотная характеристика фильтра Баттерворта нижних частот, а на рис. 8.2,6 — характеристика фильтра Баттерворта верхних частот.
ФИЛЬТР ЧЕБЫШЕВА
Характеристика фильтра Чебышева имеет волнообразные зубцы в полосе пропускания н равномерна в полосе подавления; количество зубцов характеристики в полосе пропускания такого фильтра тем больше, чем выше его порядок. Амплитуда этих зубцов может быть задана при конструировании фильтра и обычно устанавливается на уровне 0,5» 1, 2 или 3 дБ, причем увеличение допустимой амплитуды зубцов позволяет получить более крутой наклон характеристики фильтра на переходном участке. Это свойство фильтров Чебышева и л люстр и руется на рис. 8.3а на примере низкочастотного фильтра Чебышева второго порядка.
На переходном участке наклон характеристики фильтра Чебышева может превышать 6 дБ/октава на один полюс. Фильтр Чебышева оказывается весьма полезным в тех случаях, когда желательно иметь на переходном участке очень высокую скорость изменения ослабления, т. е. очень крутой наклон характеристики; неравномерность характеристики фильтра в полосе пропускания — цена, которую приходится за это платить. Зависимость ослабления в (в децибелах) на переходном участке (ОПУ) фильтра от частоты имеет вид
ОПУ = 201ge + 6(n— 1) + 20nlg(co/cocp), где п — порядок фильтра, е — постоянная, принимающая значения между 1 и 0 и характеризующая неравномерность характеристики фильтра в полосе пропускания: неравномерность 0,5 дБ соответствует величине е = 0,3493, а неравномерность 3 дБ — величине е = 0,9976.
Рис. 8.3а. Частотные характеристики фильтров Чебышева.
Нижних частот второго порядка с неравномерностью в полосе пропускания 0.5 дБ (/);
1 дБ (2); 2 дБ (3); ЗдБ (4); на участке А начальный наклон на переходном участке превышает 6 дБ/октава на один полюс； на участке В скорость изменения ослабления приближается к 6 дБ/октава на одни полюс.
Это больше, чем у фильтра Баттерворта, на величину 201ge + 6(и ——1). При данном наклоне переходного участка характеристики фильтры Чебышева могут иметь меньшее число полюсов и быть более простыми, чем фильтры Баттерворта, и их можно использовать в тех случаях, когда не требуется, чтобы амплитудно-частотная характеристика фильтра была равномерна в полосе пропускания.
В случае фильтров Чебышева запаздывание по фазе еще более нелинейно, чем для фильтров Баттерворта. Чем выше порядок и чем больше неравномерность (з полосе пропускания) фильтра Чебышева, тем более нелинейна его фазово-частотная характеристика и тем большие выбросы мы получим, подавая на вход такого фильтра ступеньки и импульсы.
Амплитудно-частотные характеристики фильтров верхних частот Чебышева различных порядков показаны на рис. 8.36. Отметим, что пик характеристики не совпадает с частотой среза /
Рис. 8.36. Частотные характеристики фильтров Чебышева.
Верхних частот с неравномерностью в полосе пропускания 3 дБ — шестого порядка (/), четвертого порядка (2), третьего порядка (3). второго порядка (4); fcp— частота среза.
и что его величина меняется в зависимости от неравномерности характеристики в полосе пропускания, как и на рис. 8,3а. Пиковая частота % связана с частотой среза %р соотношениями
九=% 〃2 —(出/2) (для фильтра нижних частот),
fn = fcp/“l — (*/2) (для фильтра верхних частот), где а — коэффициент затухания.
Ниже в этой главе коэффициент затухания будет рассмотрен бблее подробно.
(&3.3. ФИЛЬТР БЕССЕЛЯ
к О фильтрах Бесселя говорят как о фильтрах с линейной фазой или с линейной задержкой. Это значит, что запаздывание по фазе сигнала на выходе фильтра относительно сигнала на
его входе линейно возрастает с частотой. Поэтому фильтры Бесселя почти не дают выброса при подаче на их вход ступенчатых сигналов. Это свойство делает такие фильтры наиболее подходящими для фильтрации прямоугольных колебаний без изменения их формы.
Фильтры Бесселя имеют наклон характеристики на переходном участке менее 6 дБ/октава. Частота среза фильтра Бесселя определяется как частота, на которой запаздывание по фазе равно половине запаздывания, максимально возможного для данного фильтра:
6 (fcp) = бмакс/2 = (/ш/2)/2 рад,、
где 6 ——запаздывание по фазе, п ——порядок фильтра.
При таком определении частота среза фильтра Бесселя не равна его частоте на уровне 3 дБ. Это можно видеть из рис. 8.4,
Рис. 8.4. Частотные характеристики фильтра нижних частот Бесселя второго порядка.
Наклон на переходном участке менее 6 дБ/октава на один полюс.
на котдром приведена амплитудно-частотная характеристика фильтра Бесселя.
ДРУГИЕ ТИПЫ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
Из рсех известных типов фильтров в этой главе рассматриваются лишь фильтры Бесселя, Баттерворта и Чебышева. Существуют и другие типы фильтров, в частности обратный фильтр' Чебышева, характеристика которого равномерна в по* лосе пропускания, но имеет зубцы в полосе подавления; эллиптический фильтр с характеристикой, имеющей очень крутой наклон на переходном участке, но неравномерной и в полосе пропускания, и в полосе подавления; параболический фильтр, обладающий очень хорошей импульсной характеристикой. Более подробные сведения об этих фильтрах читатель может найти в книгах, перечисленных в конце главы.
НЕКОТОРЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Коэффициент затухания а определяет форму характеристики на перёходном участке и вид выброса характеристики в полосе пропускания вблизи переходного участка. Таким образом, коэффициент затухания определяет форму частотной характеристики фильтра, т. е. его тип. Так, фильтр Баттерворта второго порядка имеет коэффициент затухания а, равный 1,414, а фильтр Чебышева второго порядка с неравномерностью 3 дБ имеет а = =0,766.
Одна и та же схема в зависимости от выбора значений ее компонентов может действовать как фильтр Бесселя, фильтр Баттерворта или фильтр Чебышева, и форма частотной характеристики фильтра определяется коэффициентом затухания. На рис. 8.5 показано несколько характеристик фильтров нижних частот при различных значениях коэффициента затухания.
Добротность Q связывает среднюю частоту полосы пропускания и ее ширину на уровне 3 дБ; рис. 8.6 иллюстрирует эту связь. Численно добротность равна
Q = Ш 一 А) = УШ(Г2 一 Л),(8.2)
где f()= “f 1,2 一 средняя частота, fi — нижняя частота среза на уровне 3 дБ, & — верхняя частота среза на уровне 3 дБ.
Для активных фильтров Q = 1/а.
(8.3)(8.3)Коэффициент усиления в полосе пропускания Кп активного фильтра равен отношению выходного напряжения к входному：
(8.3)
(8.3)
Кп 0 Ubhx/Ubx，
Рис. 8.5. Частотные характеристики фильтров нижних частот при различных значениях коэффициента затухания.
I — а = 1,732, фильтр Бесселя; 2 —а =1,414, фильтр Баттерворта； 3 — фильтр Чебышева с неравномерностью 1 дБ; 4 — фильтр Чебышева с неравномерностью 3 дБ.
Чувствительностью S одного из параметров фильтра по отношению к другому его параметру называется отношение величины изменения первого параметра к величине изменения второго, если изменение второго параметра вызвало изменение первого. Например, равенство
S* = -0,5,
где ©о = 2л/о, a Ri ——сопротивление резистора в схеме активного фильтра, показывает, что so уменьшается на 0,5%, если R\ увеличивается на 1 %.
Часто приходится рассчитывать чувствительность таких параметров полосовых фильтров, как fCp, ©о, а н Q. Соответствующие вычисления утомительны и требуют больших затрат вре-
4
ol^-^-1 1rtII. I ^Я^^к1
0,20,40.60,6 f0 1,2 • 1用 力6 1,8
Частота
Рис. 8.6. Частотные характеристики полосовых фильтров.
Q
a>・LMy匸万а
мени, но их приходится выполнять, если предполагается использовать фильтр в широком диапазоне внешних температур или если параметры компонентов фильтра имеют большой разброс. Выражения для S имеют разный вид для различных типов фильтров; они приведены в некоторых книгах, указанных в конце главы. Нам в этой главе такие выражения не встретятся.
КОМПОНЕНТЫ СХЕМ ФИЛЬТРОВ
Для обеспечения вьгсокого качества работы активных фильтров в их схемах следует использовать компоненты, параметры которых имеют малый разброс. Сопротивления и конденсаторы должны иметь малые температурные коэффициенты и малый временной дрейф параметров.
Для схем фильтров второго порядка можно рекомендовать конденсаторы с допуском ±5 % и сопротивления с допуском 土2 %. Для фильтров более высоких порядков лучше взять сопротивления с допуском 土1 % и конденсаторы с допуском 土2%. Однако использование компонентов даже с таким небольшим разбросом параметров не гарантирует от необходимости некоторой дополнительной подстройки, которая может понадобиться для получения желаемых величин коэффициента затухания н частоты активного фильтра.
В схемах активных фильтров лучше всего использовать м^таллопленочные сопротивления, так как они имеют низкий уровень собственных шумов, очень хорошую частотнук>
характеристику и весьма низкие температурные коэффициенты сопротивления (ТКС). Так, в продаже имеются металлопленочные сопротивления с те м пер атурн ы м и коэффициентами ±100-10-6 1/℃ и ±50・10-6 1/℃, но существуют и могут ,быть заказаны и сопротивления с ТКС ^= ±10-10~6 1/℃.
В низкочастотных фильтрах очень хороши проволочные сопротивления, так как они имеют низкий уровень шумов,- малый температурный дрейф (ТКС около； ±10 -10-6 1 /°C), высокую точность и выпускаются в широком ассортименте номиналов. Заметим, что даже для работы на умеренных частотах следует использовать проволочные сопротивления с безындукционной намоткой.-
Углеродистые тонкопленочные сопротивления также выпускаются в широком ассортименте номиналов и обладают высокой точностью, очень низким уровнем шумов, хорошей частотной характеристикой и прекрасными температурными коэффициентами. Однако ввиду их высокого уровня шумов и плохой температурной стабильности углеродистые объемные сопротнв- ления мало подходят для использования в схемах активных фильтров, поэтому следует избегать их применения иначе как в чисто экспериментальных целях.
Из конденсаторов в активных фильтрах лучше всего нсполь， зовать полистироловые, высококачественные керамические и слюдяные. Все они при данной емкости относительно дороги и велики по габаритам, но зато обладают малыми тангенсами углов диэлектрических потерь и низкими температурными коэффициентами. Слюдяные конденсаторы существуют только до величин порядка 0,01 мкФ, а полистироловые ——приблизительно до 10 мк①.В случаях когда требования к качеству работы фильтра невелики, например при проведении лабораторных работ в школах, можно использовать конденсаторы на металлизированном майларе или поликарбонатные. Использования в активных фильтрах небольших по размеру дисковых керамике： ских конденсаторов следует избегать, так как в зависимости от напряжения, температуры, времени и частоты их емкость может меняться на величину до нескольких процентов.
При проведении лабораторной работы к этой главе можно пользоваться металлопленочными или углеродистыми тонкопленочными сопротивлениями и майларовыми конденсаторами, так как температурная стабильность в данном случае роли не играет.
НЕКОТОРЫЕ ТИПЫ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ
В этом разделе будут рассмотрены некоторые схемы актив* ных фильтров, а в следующем — расчет их компонентов.
ФИЛЬТР САЛЛЕНА И КЕЯ (УНИИ)
УНИН — это управляемый напряжением источник напряжения. В схемах С аллена и Кея операционный усилитель используется как УНИН. Схемы активных фильтров пропускания, нижних н верхних частот Саллена и Кея второго порядка показаны
б А9 онб А9 онаа网网
б А9 он
б А9 он
а
а
网
网
6
Рис. 8.7. Активные фильтры Саллена и Кея.
а — фильтр нижних частот второго порядка, R = R& G ■ &; С — фильтрверхних частот второго порядка.
на рис. 8.7. Эти схемы популярны и недороги, и их легко на* страивать. В обеих схемах каждая из /?С-цепей вносит 6 дБ/ок- тава в наклон характеристики на переходном участке. Эти схемы содержат по две /?С-цепи (RG и R2c2), поэтому соот， ветствующие фильтры имеют второй порядок. В фильтре пропускания нижних частот цепи RC и R2c2 являются интегрирующими, а в фильтре пропускания верхних частот ——дифференг Пирующими. Сопротивления Ra и 火方 определяют коэффициент
затухания. Характеристика вблизи края полосы пропускания формируется за счет обратной связи, которая осуществляется через конденсатор Ci в случае фильтра пропускания нижних частот или через сопротивление R〔 в случае фильтра пропускания верхних частот. Если Ri = R? и 01=。2, то величины компонент таких фильтров легко рассчитать.
Коэффициент усиления фильтров С аллен а и Кея должен оставаться постоянным при изменениях Ra и R& необходимых для установки коэффициента затухания и вместе с ним типа фильтра.
ФИЛЬТР С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Фильтр с параллельной обратной связью —это простой полосовой фильтр, хорошо работающий при низких и умеренных
(приблизительно до 10) значениях добротности; его схема показана на рис. 8.8. Обратите внимание на то, что обратная связь в этой схеме осуществляется одновременно через включенные параллельно R3 и & (отсюда и название схемы). Часть харак* теристики, соответствующая фильтру пропускания нижних частот, формируется с помощью цепи R и. &, а часть, соответствующая фильтру пропускания верхних частот, — с помощью цепи /?з и С2. Такая обратная связь обеспечивает положение максимума характеристики вблизи частоты %. Сопротивление /?2 можно убрать, но в этом случае изменится процедура вычисления величин компонентов схемы. Сопротивление 我2 служит для увеличения Rbx и обеспечивает возможность задавать коэффициент усиления в полосе пропускания. Величины компонентов этой схемы в обоих ее вариантах (с сопротивлением R2 и без яего) -будут рассчитаны в следующем разделе. Фильтры
с параллельной обратной связью могут быть сконструированы и как фильтры пропускания верхних или нижних частот.
УНИВЕРСАЛЬНЫЙ (МНОГОЦЕЛЕВОЙ) ФИЛЬТР
Показанная на рис. 8.9, а схема универсального активного фильтра называется универсальной с единичным усилением, потому что ее коэффициент усиления в полосе пропускания 'равен единице. Эта схема может действовать одновременно как фильтр верхних частот, фильтр нижних частот и полосовой фВДьтР (все ——второго порядка). При этом частотная характеристика полосового фильтра зависит от характеристик фильтров верхних и нижних частот. Если, например, эти два фильтра имеют частотные характеристики типа Баттерворта, то порядок полосового фильтра будет равен единице. Поскольку все три характеристики (полосового фильтра и фильтров верхних и нижних частот) формируются при помощи одних и тех же компонентов, характеристики фильтров верхних и нижних частот должны быть одного типа, т. е. оба типа Баттерворта или оба типа Чебышева с неравномерностью 3 дБ. Заметим, что характеристику полосового фильтра нельзя оптимизировать одновременно с характеристиками фильтров верхних и нижних частот.
Универсальный фильтр имеет высокую стабильность и низкую чувствительность Q и а, а настройка частоты и настройка добротности такого фильтра мало влияют друг на .друга. В качестве полосового фильтра универсальный фильтр может иметь устойчивую добротность, достигающую 100. Схема универсального активного фильтра используется во многих серийно выпускаемых активных фильтрах.
Универсальный фильтр относительно сложен, так как содержит три операционных усилителя в варианте с единичным коэффициентом усиления и четыре операционных усилителя в варианте с независимой настройкой коэффициента усиления н а. Этот последний вариант схемы универсального фильтра показан на рис. 8.9,6.
Принцип действия универсального фильтра можно объяснить двумя способами. Первый из них и л л юстр ируется рис. 8.10. Схему универсального фильтра можно рассматривать как построенную на интеграторах схему решения дифференциального Уравнения второго порядка, в основном аналогичную схему из примера 6.17 в гл. 6.
Основной вариант схемы активного фильтра состоит из сумматора и двух интеграторов. Интеграторы обеспечивают формирование частотной характеристики, и их выходные напряжения бодаются обратно на сумматор, причем коэффициент усиления
6
Рис. 8.9. Универсальные активные фильтры.
〃 一фильтр второго порядка с единичным коэффициентом усиления； 6 — фильтр с из* меняемым коэффициентом усиления. ВЧ — выход фильтра верхних частот, НЧ — выход фильтра нижних частот, ПФ — выход полосового фильтра.
в петле обратной связи определяет а. Чтобы лучше понять, как работает этот фильтр, рассмотрим каждую из характеристик отдельно.
Два соединенных последовательно интегратора обеспечивают формирование характеристики фильтра нижних частот второго порядка. Подавая выходное напряжение первого интегратора с настраиваемым коэффициентом передачи в цепи обратной)
связи обратно на вход сумматора и складывая его со входным напряжением всей схемы, можно осуществлять регулировку частотной характеристики вблизи частоты среза. Выходом соответствующего фильтра нижних частот является выход второго интегратора.
Хар актер истик а фильтра верхних частот формируется посредством суммирования взятых в противофазе входного сигнала и сигнала с выхода фильтра нижних частот. На частотах
Рис. 8.10. Блок-схема универсального активного фильтра.ВЧ — выход фильтра верхних частот, НЧ — выход фильтра нижних частот, ПФ — выход полосового фильтра.Рис. 8.10. Блок-схема универсального активного фильтра.ВЧ — выход фильтра верхних частот, НЧ — выход фильтра нижних частот, ПФ — выход полосового фильтра.
Рис. 8.10. Блок-схема универсального активного фильтра.
ВЧ — выход фильтра верхних частот, НЧ — выход фильтра нижних частот, ПФ — выход полосового фильтра.
Рис. 8.10. Блок-схема универсального активного фильтра.
ВЧ — выход фильтра верхних частот, НЧ — выход фильтра нижних частот, ПФ — выход полосового фильтра.
от нулевой и до %р эти два сигнала взаимно уничтожаются, а на частотах выше fcp выходной сигнал фильтра нижних частот исчезает, что дает возможность входному сигналу беспрепятственно проходить через сумматор на выход фильтра верхних частот.
Сигнал на выходе полосового фильтра можно рассматривать как интеграл от суммы выходных сигналов фильтров пропускания верхних и нижних частот. Ослабление сигнала на выходе фильтра верхних частот уменьшается, когда частота сигнала приближается к fcp, а интегрирование обеспечивает ослабление на частотах выше fcp. Так как частота fcp одинакова для обоих интеграторов, сигнал на выходе может быть отличным от нуля только в случае, когда характеристики фильтров верхних и ннж- Них частот перекрываются, как это показано на рис. 8.11. Если величина а= 1/Q мала, то Q = 1/а велика, и тем самым обеспечивается острый пик на частотной характеристике,
В схеме универсального фильтра с единичным усилением На рис. 8,9, а частота 沁 интеграторов определяет частоту fcp фильтра, а сопротивления R5HAic задают величину а (или Q) для полосового фильтра. Как правило, в этой схеме Ri = R2
и Ci = С?. В схеме универсального фильтра с коэффициентом усиления, большим единицы (рис. 8.0,6), величина а задается
Рис. 8.11. Принцип действия полосового фильтра на базе универсального активного фильтра.ВЧ — частотная характеристика фильтра верхних частот, НЧ — характеристика фильтра нижних частот, ПФ — характеристика полосового фильтра.Рис. 8.11. Принцип действия полосового фильтра на базе универсального активного фильтра.ВЧ — частотная характеристика фильтра верхних частот, НЧ — характеристика фильтра нижних частот, ПФ — характеристика полосового фильтра.
Рис. 8.11. Принцип действия полосового фильтра на базе универсального активного фильтра.
ВЧ — частотная характеристика фильтра верхних частот, НЧ — характеристика фильтра нижних частот, ПФ — характеристика полосового фильтра.
Рис. 8.11. Принцип действия полосового фильтра на базе универсального активного фильтра.
ВЧ — частотная характеристика фильтра верхних частот, НЧ — характеристика фильтра нижних частот, ПФ — характеристика полосового фильтра.
сопротивлениями Ra о Rb инвертирующего усилителя. Выходное напряжение инвертирующего усилителя здесь суммируется непосредственно с 17вх и с выходным сигналом фильтра нижних
НЧ и ВЧ — выходы фильтров ннжиих н верхних частот соответственно в схеме универсального фильтра.НЧ и ВЧ — выходы фильтров ннжиих н верхних частот соответственно в схеме универсального фильтра.
НЧ и ВЧ — выходы фильтров ннжиих н верхних частот соответственно в схеме универсального фильтра.
НЧ и ВЧ — выходы фильтров ннжиих н верхних частот соответственно в схеме универсального фильтра.
частот. Коэффициент усиления в полосе пропускания устанав~ ливается с помощью сопротивлений /?4 н R。. с.
Универсальный активный фильтр легко превратить в фильтр- пробку, для чего нужно просто просуммировать имеющие противоположную фазу выходные сигналы фильтров верхних и нижних частот. Эти сигналы взаимно уничтожатся только на тех частотах, где перекрываются характеристики фильтров про-
пускания верхних и нижних частот. Если фильтр настроен как полосовой фильтр, то характеристика фильтра-пробки будет противоположна, т. е. вместо полосы пропускания у нее будет полоса подавления, и ей будет очень легко управлять. На рис. 8.12 показан сумматор, добавление которого к схеме универсального фильтра превращает последний в фильтр-пробку.
БИКВАДРАТНЫЙ ФИЛЬТР
Биквадратный (биквадный) фильтр ——это очень стабильный активный фильтр, позволяющий (в случае полосового фильтра) получать значения Q, превышающие 100. Биквадратные фильтры
Рис. 8.13. Биквадратный полосовой фильтр.
^комп^^г II ^1 IRk; !=&； еслн J=%，т0 %hx=QUbx； еслн 勺= (<?//)味・ то
легко соединять последовательно для получения многокаскад- ных фильтров. Одним из свойств биквадратного фильтра является неизменность его полосы пропускания при изменении (средней) частоты, так что в настраиваемых биквадратных фильтрах добротность увеличивается с ростом частоты. Схема биквадратного полосового фильтра показана на рис. 8.13. Она состоит из суммирующего интегратора, возбуждающего инвер- 'нрующпй усилитель, который в свою очередь работает на
второй интегратор. Если R\ = /?2, то коэффициент усиления схемы в полосе пропускания равен RJRi. Среднюю частоту можно настраивать с помощью сопротивления ^2. Сопротивление Rk задает добротность схемы.
Биквадратный фильтр действует следующим образом. Суммирующий интегратор вычитает из входного напряжения выходной сигнал фильтра нижних частот (они сдвинуты по фазе на 180°); на частотах, лежащих ниже переходного участка, эти сигналы взаимно уничтожаются, и выходной сигнал отсутствует. Когда частота достигает переходного участка, уменьшающийся выходной сигнал интегратора больше не может компенсировать входной сигнал, поэтому на выходе биквадратного фильтра появляется ненулевой сигнал. На частотах выше % суммарный спад частотной характеристики двух последовательно соединенных интеграторов обеспечивает ослабление выходного сигнала, и таким образом формируется частотная характеристика полосового фильтра.
ПРОЦЕДУРЫ РАСЧЕТА КОМПОНЕНТОВ
И ПРИМЕРЫ
В этом разделе рассмотрен расчет величин компонентов каждой из описанных в разд. 8.4 схем активных фильтров второго порядка. Все процедуры расчета будут сопровЬждаться примерами.
ФИЛЬТР НИЖНИХ ЧАСТОТ САЛЛ ЕНА И КЕЯ С РАВНЫМИ КОМПОНЕНТАМИ
В фильтре с равными компонентами Ri = /?2 и С\ = С2. Начнем с выбора типа фильтра и величины fcp. Для этого:
Найдем из табл. 8.1 отношения f3 дБ//сР> соответствующие выбранному типу фильтра. Если отношениеf3дБДср，1, найдем fcp： fcp = D(oTHomeHHe).
Выберем величину С и найдем R из соотношения
fcp=l/2冗RC,(8.4) •
где R = Ri = /?2, С = С】=С?. Возможно, этот шаг придется несколько раз повторить, чтобы найти разумное значение R.
Найдем из табл. 8.1 величину коэффициента затухания, соответствующую выбранному типу фильтра.
Выберем подходящее значение 火力.Часто оказывается удобным положить Ra = R. Найдем Rb из соотношения
Rb = (2 — а) /?/・(8.5)
Таблица 8.1. Коэффициенты затухания и отношения Гздв/『ср "ля фильтров второго порядка
Тип фильтра
а
Отношение
F3 нВ"ср
Баттерворта
1,414
1,00
Бесселя
1,732
0,785
Чебышева
неравномерность 0,5 дБ
1,578
1,390
неравномерность 1 дБ
1,059
1,218
неравномерность 2 дБ
0,886j
1,074
неравномерность 3 дБ
0,766
1.000
Для фильтра ннжннк частот 廊=后 дб/(отношение). Для фильтра верхних частот Гср=『3 ДБ^°Т ношение), где 后 дв—желаемая частота среза на уровне 3 дБ; 『ср—частота, используемая при вычислениях; отношение =1^з дБ/fcp нз данной таб* лицы.
Найдем коэффициент усиления в полосе пропускания по формуле
Кп — Rb/Ra + 1*
Пример 8.1. Рассчитать компоненты фильтра нижних частот Саллена и Кея второго порядка. Фильтр должен иметь характеристику Баттерворта с f3 дБ = =2 кГц.
Решение: из табл. 8.1 находим f3 дв/fcp = Ь поэтому f3 дБ = fcp. Выберем С = 0,1 мкФ = G = С2. Положим R[ = R2 = R・ Из соотношения fCp = =\/2nRC имеем А = 1/2л『срС = 1/2л(2 кГц) (ОД мкФ) == 796 Ом. Это значение R несколько меньше значения, желательного при использовании операционного усилителя 741, поэтому выберем С = 0,047 мкФ и еще раз найдем R:
r = l/2nfcpC = 1/2冗(2 кГц) (0,047 мкФ) = 1,69 кОм.
Используем номинал 1,69 кОм ±2 %. Положим Ra равным 10 кОм и най： Дем Rs:
Rb = /?貝(2 — а) = 10 кОм (2 ——1,414) = 5,86 кОм.
Используем номинал 5,9 кОм 土 2 %.
Коэффициент усиления определяется выбранным типом фильтра：
К = Rb/Ra + 1 = (5,9 кОм/10 кОм) + 1 = 1,59.
Соберите показанную на рис. 8.14, а схему фильтра, использовав в ней полученные значения компонентов. Эта схема будет действовать как фильтр нижиих частот Баттерворта второго порядка.
Замечание, Еще раз напомним, что из-за разброса параметров компонентов для точной установки желаемых значений fcp и а Может оказаться необходимой подстройка R, R2 н Rb・
Рис. 8.14. Активные фильтры Саллена и Кея.
а—фильтр нижних частот второго порядка Саллена и Кея с равными компонентами: 我］=氏2，С［ = С2，Kn=RB/R/ + L %р=1/如RG б—фильтр верхних частот Саллена и Кея второго порядка с равными компонентами： %==&,，］=已2，^п—Яв/^А^ ^ fcp="2*RC・
8.5・2・ ФИЛЬТР ВЕРХНИХ ЧАСТОТ САЛЛЕНА И КЕЯ С РАВНЫМИ КОМПОНЕНТАМИ
Для нахождения компонентов схемы на рис. 8.14,6 нужно: 1. Выбрать тип фильтра и величину %田 Для выбранного типа фильтра найти по табл. 8.1 величину отношения |3дБ//ср. Если это отношение не равно единице, найти %р по формуле!)
/ср = /здб • (отношение).(8.6)
Положив С = Ci = С2 и R = R、= R?, выбрать величину С и найти R из соотношения fcp = 1 /2л/?С.
】)Для фильтра верхних частот в табл. 8.1 приведено обратное отношение. —Прим, реО.
Из табл. 8.1 найти величину а, соответствующую выбранному типу фильтра. Выбрать RA и найти Rb по формуле Rb = =(2 — a)Ra・；
По формуле Kr = Rb/Ra + 1 найти коэффициент усиления в полосе пропускания.
Замечание. Оба фильтра (верхних и нижних частот) С аллен а и Кея настраиваются следующим образом:
Величина 『ср устанавливается совместным изменением С> и 。2 ИЛИ А] И /?2.
Величина а устанавливается изменением R®
Пример 8.2. Рассчитать компоненты фильтра верхних частот С аллен а и Кея второго порядка. Фильтр должен иметь характеристику Чебышева с неравномерностью 1 дБ и частотой среза f3 дБ = 3 кГц
Решение: из табл. 8.1 находим /здВ〃ср=〔纟袖 а= 1,059, fcp = f3дБ (1,218)= =3 кГц (1,218) = 3,654 кГц.
Положим С = С] = С2 и R = Q = R2. Если выбрать С равным 0,022 мкФ, то R = 1/2зт『срС = 1/2эх (3,654 кГц) (0,022 мкФ) = 1,979 кОм. Используем номинал 1,96 кОм ± 2 %.
Положим Ra = 10 кОм, тогда RB = (2 — а)& = (2— 1,059) 10 кОм = = 9,41 кОм. Используем номинал 9,53 кОм ± 2 %.
К。= Rb/Ra + 1 =(9,53 кОм/IO кОм) + 1, 勺=1,953.
5.3. ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР
С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Показанная на рис. 8.15 схема с параллельной обратной связью может содержать или не содержать сопротивление /?2- Ниже приводятся процедуры вычисления параметров компонентов схем с сопротивлением R2 и без него. Сопротивление /?2 позволяет устанавливать желаемую величину коэффициента усиления в полосе пропускания.
Процедура расчета для схемы без R2
Выбрать fj и /2 и операционный усилитель, имеющий на этих частотах А > 2Q2【)・
Для выбранных 厶 и % найти % н Q по формулам f0 = л/А^г и Q — fo/(f2一〃)• Если окажется, что Q> 15, то следует использовать схему универсального фильтра или биквадратный фильтр. Если же Q V 15, то можно действовать дальше.
Выбрать Ci = С2 = С и найти
Ri = l/43rf0QC, Аз= 1/2зх%С・(8.7), (8.8)
Рассчитать 凡 по формуле.
協= 2Q2.(8.9)
*) Где Q определяется по fi н /2 в следующем пункте.——Прим, перев.
Процедура расчета для схемы с R2
Выбрать 力 и %・ Операционный усилитель должен на этик частотах иметь А > 2Q2, где Q определяется по выбранным значениям 厶 к 扭 в следующем пункте.
Рассчитать % н Q по формулам %= VTiK и Q — foKfz — fi)- 3. Если полученное значение Q < 15, выбрать желаемое значение Кп коэффициента усиления в полосе пропускания; выбор Кп ограничен условием Лп V 2Q2.
Выбрать С^ — С^ — С и вычислить
^ ш ^⑹(8.^ ш ^⑹(8.R = Q/24oCKn,
^ ш ^⑹(8.
^ ш ^⑹(8.
R2 = Q/2mfoC(2Q2-K)
犬3 = 2Q/2itfoC・
Проверить величину Кп по формуле
Кп = Кз/2В.(8.13)
Настройка схемы с параллельной обратной связью производится следующим образом: 1) % устанавливается с помощью одновременного изменения Ci и Сг или Ri и &； 2) Q устанавливается с помощью изменения величины отношения R3/R1, причем. произведение R3R должно оставаться постоянным; 3) коэффициент усиления в полосе пропускания устанавливается с помощью изменения /?2.
Пример 8・3： Рассчитать компоненты схемы с параллельной обратной связью без R2, реализующей полосовой фильтр. Отсутствие R2 обеспечивает максимальное значение коэффициента усиления в полосе пропускания. Фильтр должен иметь fi + 4,5 кГц н % = 5,5 кГц.
Решение: fo = “R% = V(4,5 кГц) (5,5 кГц) = 4,975 кГц, Q = /о/仇一f】)= —4,975. Выберем С == С)= С2 = 0,001 мкФ. Из формулы (8.7) находим R = 1/4ji/oQC = 1/4冗(4,975 кГц) (4,975) (0,001 мкФ) =3,215 кОм. Используем номинал 3,32 кОм ±.2 %.
Из формулы (8.8) находим R3 = 2Q/2nf0C = 2(4,975)/2л(4,975 кГц) X X (0,001 мкФ = 318 кОм. Используем номинал 316 кОм ±2 %.
Из формулы (8.9) находим Kn = 2Q2 = 2 (4,975)2 = 49,5.
На частоте 5 кГц практически любой операционный усилитель имеет Л》50, так что выбор пригодного для данной задачи усилителя не вызывает затруднений.
Пример 8.4. Рассчитать компоненты полосового фильтра с параллельной обратной связью, имеющего 厶—760 Гц, % = 890 Гц и Кп = 10. Поскольку величина Кп задается, надо нспользотать схему с /?2・
Решение.% = “川2 = "(76。Гц) (890 Гц) = 822,4 Гц, Q = /о/(『2 —力)=
=822,4 Гц/(890 Гц — 760 Гц) R 6,326.
Выберем Ci = Са = С = 0,0047 мкФ.
Пр формулам (8.10) — (8.12) рассчитаем R, & и R.
R】=Q/2jif()CKn = 6,326/2л (822,4 Гц) (0,0047 мкФ) 10 = 26 кОм.
Используем номинал 26,1 кО疝 ± 2 %.
；Q L6,326
凡=2啮)С &庐一Кп)厂 2л (822,4 Гц) (0,0047 мкФ) 10 = ‘附 К°М*
Используем номинал 3,83 кОм ± 2 %.
2n%С 2л (822,4 Гц) (0,0047 мкФ) 一 Используем номинал 511 кОм 土 2 %.
Проверим с помощью выражения (8.13) величину Кп： Кп = R3/2R = 511 кОм/2 (26,1 кОм) = 9,79.
Еслл нас устраивает полученное значение Кп= 9,79 вместо желаемого 7СП 弓 = 10, то расчет можно считать законченным. В противном случае следует немного увеличить R§ и немного уменьшить R.
5.4. УНИВЕРСАЛЬНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Ниже приведена процедура расчета компонентов схемы универсального фильтра с единичным усилением, показанной на рис. 8.16.
Процедура расчета для универсальных фильтров с единичным усилением. Фильтры верхних и нижних частот
Выбрать величину f3 дБ и тип фильтра.
По табл. 8.1 найти отношение f3 дБ/^. Если f3 дБ/ГСР ^ 1， вы- числить fcp.
3・ Положить R[ = R)= R& = R，= Rc ^匸 R；「= R. Выбрать C = =G = G и найти R = 1 /2nfCpC.
& Найти по табл. 8.1 значение а, соответствующее выбранному ТипУ фильтра и найти R5 по формуле
Настройка схемы:
Настройте fCp с помощью одновременного изменения Ri и /?2 или Ct и。2・
Настройте а с помощью изменения R1 с.
Процедура расчета для универсальных фильтров с единичым усилением. Полосовой фильтр
Рис. 8.16. Схема универсального активного фильтра второго порядка с единичным коэффициентом усиления,
ВЧ, НЧ н ПФ — выходы соответственно фильтров верхних частот, нижних частот к полосового.
Выбрать 厶 и ，2・ Для универсального фильтра с единичным усилением Ku = Q.
Найти % и Q. Величина Q может достигать значения 100.
Выбрать C = G = G и рассчитать 火=& =火2 =凡=兄= =Ro. с= R] с по формуле R = 1/2讷С.
Найти & по формуле
R5 = R：.c(3Q — D・(8・15)
Настройка фильтра:
Настройте % с помощью одно в ре ме н ного изменения Ri и /?2 или С[ и С2.
Настройте Q с помощью изменения R： с.
Пример 8.5. Рассчитать компоненты схемы универсального фильтра с единичным усилением, реализующей фильтр нижних частот Чебышева. Порядок фильтра равен двум, /з дб = 12 кГц, неравномерность характеристики 2 дБ. Значение коэффициента усиления в полосе пропускания фиксировано и равно единице.
Решение: Из табл. 8.1 находим /з дв/fcp ^ 1 »074; а —0,886, поэтому /ср = = /зде/1，°74= 12 кГц/1,074 == 11,174 кГц. Положим С〔 = С& = С = 0,001 мкФ и R = Ri = /?2 = /?з = /?4 = Ro с — R：. с- Тогда R = 1/2л/срС = 1/2л X X (11,174 кГц) (0,001 мкФ) = 14,2 кОм. Используем номинал 14 KoM ±2 %. 砾=R： с (3/а — 1) ~ 14 кОм (3/0,886 — 1) = 33,4 кОм. Используем номинал 33,2 кОм 土 2 %.
Если в первом каскаде появляется заметный сдвиг, воспользуйтесь балансировочным сопротивлением R*, подключив его, как показано в схеме сложения—вычитания (гл. 5) разд. 5.3.
Замечание. Q=l/a=l,13. Добротность полосового фильтра в данном случае оказывается равной 1,13, т. е. ее значение очень мало. Именно поэтому универсальный фильтр следует, как правило, использовать или как фильтр верхних и (или) нижних частот, или как полосовой фильтр, но не как оба фильтра одновременно.
Пример 8.6. Рассчитать компоненты схемы универсального фильтра с единичным усилением, реализующей полосовой фильтр. Фильтр должен иметь f(= =940 Гц н f，2 = 1 кГц.
Решение: % = Vfi% = “(940 Гц)(1 к「н) = 969,5 Гц, Q = fj(t2 — Л)= =969,5 Гн/(1 кГц — 940 Гц) = 16,15. Положим С( = С2 = С = 0,033 мкФ и R = & =氏2 = № = R《=R。, с = R：. с- Тогда R = l/23Tf0C = 1/2л (969,5 Гц) X X (0,033 мкФ) = 4,97 кОм. Используем номинал 5,11 кОм ±2 %.
& = (3Q — 1) R： с = [3 (16,15) — 1J 5,11 кОм = 243 кОм. Используем номинал 237 кОм 土 2 %. •
Сбалансируйте схему сложения ——вычитания, если это окажется необходимым;
Kn = Q = 16,15.
Процедура расчета компонентов схемы универсального активного фильтра с изменяемым коэффициентом усиления
Как и в случае универсальных активных фильтров с единичным усилением, процедуры расчета схемы универсального активного фильтра с изменяемым коэффициентом усиления (рис. 8.17) идентичны для фильтров верхних и нижних частот, а для ра~ счета схемы полосового фильтра служит отдельная процедура. Процедуры расчета для универсальных фильтров с изменяемым коэффициентом усиления. Фильтры верхних и нижних частот L По табл. 8.1 найти /3 дБДср и а, соответствующие выбранному типу фильтра. Если /3 дБ//ср ^= 1, найти fcp.
. Выбрать С = Cj = С2 и R — Ri = R2 = Rs — ^ь — Ro. с — Ra} найти А по формуле fCp = 1/2冗RС.
По заданному Кп найти 欠冬 Так как Kn = Ro. c/R% 欠4 =
广Ro.f/爲.
Найти Rb по формуле
Рис. 8.17. Схема универсального активного фильтра второго порядка с изменяемым коэффициентом усиления.
Обозначения ВЧ, НЧ и ПФ те же, что и на рис. 8Л6.
Настройка:j
Установить а путем изменения Ra или Rb. Установить Кп с помощью изменения /?4- Установить fCp путем одновременного изменения С】и G или Q и /?2・
Процедура расчета для универсальных фильтров с изменяемым коэффициентом усиления. Полосовой фильтр
Выбрать К & и Кп・ Найти % н Q 口о формулам /о = л/『，2, Q = fo/(f2-fi)< 150.
Найта G—коэффициент пропорциональности между Ки и Q. Так как
Kn = GQ, G = K№(8.17)
Выбрать С = & =。2・ Положить /? = Ri = /?2 = Аз =欠5 = =Ro. с = К/ и найти R но формуле R = 1/2п%С.
Найти & по формуле
R4==Ro.JG・(8.18)
Найти Rb по формуле .
Rb = RaIQ・(8.19)
Замечание. Если RB < 17вых//вых. макс данного операционного усилителя, то надо увеличить RA и повторить вычисление Rb・
Прнмер 8.7. Рассчитать схему универсального фильтра с изменяемым коэф? фициентом усиления, реализующую фильтр верхних частот Баттерворта. Порядок фильтра равен двум,-/Ср = 1,5 кГц, Кп = 5.
Решение: По табл. 8.1 находим /3 AB/fcp = 1. а = 1,414.
Положим С = С| = Сг = 0,0068 мкФ и R = R = Е = R3 = R& = &，с = =& и найдем R:
R = 1/2л/срС = 1/2几(1,5 кГц) (0,0068 мкФ) = 15,6 кОм.
Используем номинал 15,4 кОм ± 2 %.
Найдем Rb：
Rb = aR$ = 1,414 (15,4 кОм) = 21,8 кОм
Используем номинал 21,5 кОм 士 2 %.
Найдем &：
R4 = R。. с/Кп = 15,4 кОм/5 = 3,08 кОм.
Используем «номинал 3,01 кОм 士 2 %.
Найдем /?комп：
Ккомп = R3 11 Ro. ell Roll R5 = 1,934 кОм.
Используем поминал 1,96 кОм 士 2 %.
Пример 8.8. Рассчитать схему универсального фильтра с изменяемым коэффициентом усиления, реализующую полосовой фильтр с 力=2,2 кГц, f2 = ^ 2,3 кГц и Кп = 10.
Решение: f° = “力 f2 n “(2,2 кГц) (2,3 кГц) =2,249 кГц, Q =卜/任2 — 一厶)=2,249 кГц/(2,3 кГц — 2,2 кГц) = 22,5, G = &/Q = 10/22,5 = 0,444. Положим С = С\ = С2 = 0,0033 мкФ н R = А【=R2 = Кз = R5 = Ro. с = Ra и найдем R:
R = 1/2я/0С = 1/2п (2,249 кГц) (0,0033 мкФ) = 21,44 кОм.
Используем номинал 21,5 кОм 士 2 %, Найдем Ra：
Rb = R〃Q = 21,55 кОм/22,5 = 956 Ом.
Используем номинал 953 Ом 士 2 %・
Замечание. Операционный усилитель 741 может работать на Нагрузку 953 Ом, хотя это близко к минимально допустимой величине R& Найдем &:
& — Ko.c/G = 21,5 кОм/0,444 = 48,4 кОм.
Используем номинал 48,7 кОм ± 2 %.
Найдем /?КОМп：.•
Ккомп = & II & II Ri II Ro. с = 2,9 кОм.
Используем номинал 2,87 кОм ± 2 %.'
БИКВАДРАТНЫЙ ПОЛОСОВОЙ ФИЛЬТР
Процедура расчета показанной на рис. 8Д8 схемы биквадратного полосового фильтра состоит в следующем:
L Выбрать fi, f2 и Кп・ Вычислить fo и Q по формулам%= «/底 m伉一f)
乙 Вычислить
Вычислить R] и /?к по формулам
Ri = G/2:n%C, & = Q/2対°C.(8.21), (8.22)
Положить А =/?2 = &3 =火4 =火5 и вычислить 7? по формуле R = 1 /2nf0C.
Рис. 8.18.Рис. 8.18.Биквадратный полосовой фильтр.Биквадратный полосовой фильтр.
Рис. 8.18.
Рис. 8.18.
Биквадратный полосовой фильтр.
Биквадратный полосовой фильтр.
Настройка:
Установить % с помощью изменения /?2-
Установить Q путем изменения &.
Установить Кл с помощью изменения R.
Пример 8.9. Рассчитать биквадратный полосовой фильтр, имеющий 厶=97 Гц, % = 102 Гц и Кп = 10.
Решение: % = “fih = “(102 Гц) (97 Ги) = 99,47 Гц. Q =斤/仇一f 1)= =99,47 Гц/5 Гц — 19,9, g = Q/Kn = 19,9/10 = 1,99.
Положим С = Су — С-2 = 0,047 мкФ и R = R2 = Rs ~ Ra — R& Найдем R:
R = 1/2зх%С = 1/2л (99,47 Гц) (0,047 мкФ) = 34 кОм.
Используем номинал 34,8 кОм ± 2 %. Найдем R/
R】=С/2—оС= 1,99/2п (99,47 Гц) (0,047 мкФ) =67,7 кОм.
Используем номинал 68,1 кОм ±2 %. Найдем &:
Rk = Q/231foe = 19,9/2л (99,47 Гц) ,0,047 мкФ) = 677 кОм
Используем номинал 681 кОм ± 2 %. Для обеспечения баланса по токам смещения положим сопротивление на неинвертирующем входе операционного усилителя равным R3/2 = 34,8 кОм/2 = 17,4 кОм н используем номинал 17,4 кОм 土 2 %.
Найдем ₽комп：
Rkomti — Rk II R】II R2 = 21,9 кОм.
Используем номинал 21,5 土 2 %.
8・6・ КАСКАДНОЕ СОЕДИНЕНИЕ ФИЛЬТРОВ
Если нужен фильтр с числом полюсов, большим двух, то его легко можно построить, соединив последовательно несколько фильтров более низкого порядка. В этом разделе объясняется, каким образом следует соединять активные фильтры для получения многокаскадных фильтров более высоких порядков.
861. КАСКАДНОЕ СОЕДИНЕНИЕ ДЛЯ ПОЛУЧЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ БОЛЕЕ ВЫСОКОГО ПОРЯДКА
Соединяя каскадно фильтры первого и второго порядков,, можно получить фильтр любого более высокого порядка. Как Третий порядок
Четвертый порядок
Пятый порядок
Шестой порядок
Рпс. 8.19, Каскадное соединение фильтров первого и второго порядков д』а получения фильтров более высоких порядков.
/ ——фильтры первого порядка, 2 — фильтры второго порядка.
видно из рис. 8.19, каскадное соединение фильтра второго порядка и фильтра первого порядка дает фильтр третьего порядка, а каскадное соединение двух фильтров второго порядка пает фильтр четвертого порядка. Увеличивая число соединяе- мнх фильтров первого и второго порядков, можно получить фильтр любого нужного нам порядка. Фильтры нечетных поряд-
ков обычно строятся из фильтра первого порядка в качестве первого каскада и нескольких фильтров второго порядка в качестве остальных каскадов. Например, фильтр седьмого порядка строится из одного (первого) каскада первого порядка и трех каскадов второго порядка. Фильтры четных порядков строятся ,из п/2 каскадов второго порядка, где п ——желаемый порядок
s?.g匸 wys?.g匸 wy0.7U7 /0.5七 0,707 〃2 0,707 %0.7U7 /0.5七 0,707 〃2 0,707 %力力 f2 ，2 Частота力力 f2 ，2 ЧастотаРис. 8.20. Сужение полосы пропускания; f^ = 0,64%, /； = 1,55/j.Рис. 8.20. Сужение полосы пропускания; f^ = 0,64%, /； = 1,55/j.
s?.g匸 wy
s?.g匸 wy
0.7U7 /
0.5七 0,707 〃2 0,707 %
0.7U7 /
0.5七 0,707 〃2 0,707 %
力力 f2 ，2 Частота
力力 f2 ，2 Частота
Рис. 8.20. Сужение полосы пропускания; f^ = 0,64%, /； = 1,55/j.
Рис. 8.20. Сужение полосы пропускания; f^ = 0,64%, /； = 1,55/j.
‘фнльтра. Ввиду того что каскадное соединение приводит к сужению полосы пропускания, отдельные каскады многокаскадных активных фильтров не следует делать идентичными.
Чтобы понять, как происходит сужение полосы пропускания, рассмотрим рис. 8.20. Если каскадно соединить два фильтра первого порядка с коэффициентами усиления Ki н К2 н с одинаковой полосой пропускания, то полоса пропускания полученного двухкаскад1；ого фильтра окажется более узкой, чем полоса пропускания каждого из каскадов. Действительно, на частоте 厶 К】=0,707 (Ki в середине полосы) н К2 = 0,707 (К2 в середине полосы), поэтому на частоте f} общий коэффициент усиления Ке = КК2 = 0,5(Ке в середине полосы), т. е. меньше чем 0,707 (Ке в середине полосы). Аналогично на частоте % Ке = 0,5 (Ке в середине полосы). Поэтому новое значение /；, при котором Ке = 0,707 (К^ в середине полосы), лежит.
выше, чем 〃，а новое значение % при котором 代=0,707 (Ке ：в середине полосы), лежит ниже /2» т. е. новая полоса пропускания оказывается уже старой. Если включить каскадно п идентичных фильтров первого порядка, то верхняя частота среза f； и нижняя частота среза f； n-каскадного фильтра будут связаны с верхней 白 и нижней 厶 частотами среза каждого из каскадов соотношениями
% ="《尹=i, (8.23)
「=厶/〃尹匸1. (8.24)・
Эти соотношения относятся только к каскадам первого порядка, поэтому их нельзя использовать при расчете большинства многокаскадных активных фильтров, содержащих, как правило, каскады второго порядка. Однако эффект сужения полосы пропускания при каскадном соединении фильтров имеет место независимо от порядка каскадов.
Неравномерность характеристики многокаскадного фильтра оказывается выше, чем неравномерность характеристики каждого из каскадов. Например, каскадное соединение двух фильтров второго порядка, имеющих каждый неравномерность характеристики 3 дБ, дает фильтр с неравномерностью 6 дБ, потому что Ke = К& = К (ДВ) + К2(дБ).
Для получения наилучших результатов при конструировании многокаскадных фильтров оказывается необходимым использовать каскады с неодинаковыми значениями а и (если фильтр не является фильтром Баттерворта) /ср. Так, три каскада второго порядка в фильтре шестого порядка могут иметь одну и ту же схему, но величины некоторых из компонентов должны быть различными для разных каскадов.
Значения а и коэффициента %р, которые следует использовать при конструировании многокаскадных фильтров, имеющих порядок от трех до восьми, даны в табл. 8.2. Использование этой таблицы поясняется несколькими примерами, которые приведены ниже в этом разделе.
В многокаскадных полосовых фильтрах обычно используется четное число каскадов. Если ширина полосы пропускания полосового фильтра больше чем (приблизительно) 50 % 飢 то такой полосовой фильтр проще построить из фильтра верхних и* фильтра нижних частот, соединив эти фильтры каскадно. Построенный таким образом полосовой фильтр четвертого порядка будет состоять из двух фильтров верхних частот второго порядка и из двух фильтров нижних частот второго порядка (рис. 8.21). Укажем, что в такой схеме фильтр нижних частот задает f2, а фильтр верхних частот ——/卜 Интервал частот, в ко-
2-62-6Fёё°0Fёё°0ПорядокПервый каскадВторой каскадТретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент ^сракоэффициент 『сракоэффициент ，сракоэффициент %р310,6260,5861,06941,4180,5970,3401,031510,3620,8490,6900,2201,01861,4630,3960,5520,7680,1541,011710,2560,9160,5040,3880,8230,1131,00881,4780,2960,6210,5990,2880,8610,0871,006ПорядокПервый каскадВторой каскадТретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент ^сракоэффициент 『сракоэффициент ，сракоэффициент %р310,6260,5861,06941,4180,5970,3401,031510,3620,8490,6900,2201,01861,4630,3960,5520,7680,1541,011710,2560,9160,5040,3880,8230,1131,00881,4780,2960,6210,5990,2880,8610,0871,006Фильтр Чебышева, неравномерность 0,5 дБФильтр Чебышева, неравномерность 0,5 дБТаблица 8.2. Параметры мйогокаскадных фильтров Фильтр Баттерворта
2-6
2-6
Fёё°0
Fёё°0
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент ^ср
а
коэффициент 『ср
а
коэффициент ，ср
а
коэффициент %р
3
1
0,626
0,586
1,069
4
1,418
0,597
0,340
1,031
5
1
0,362
0,849
0,690
0,220
1,018
6
1,463
0,396
0,552
0,768
0,154
1,011
7
1
0,256
0,916
0,504
0,388
0,823
0,113
1,008
8
1,478
0,296
0,621
0,599
0,288
0,861
0,087
1,006
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент ^ср
а
коэффициент 『ср
а
коэффициент ，ср
а
коэффициент %р
3
1
0,626
0,586
1,069
4
1,418
0,597
0,340
1,031
5
1
0,362
0,849
0,690
0,220
1,018
6
1,463
0,396
0,552
0,768
0,154
1,011
7
1
0,256
0,916
0,504
0,388
0,823
0,113
1,008
8
1,478
0,296
0,621
0,599
0,288
0,861
0,087
1,006
Фильтр Чебышева, неравномерность 0,5 дБ
Фильтр Чебышева, неравномерность 0,5 дБ
Первый каскад
Второй каскад '
Третий каскад
Четвертый каскад
Порядок
а
коэффициент %р
а
коэффициент %р
а
коэффициент . %р
а
коэффициент %р
2
1,414
1
3
1,00
1
1,00
1
4
1,848
1
0,765
1
5
1,00
1
1,818
1
0,618
1
6
1,932
1
1,414
1
0,518
1
7
1,00
1
1,802
1
1,427
1
0,445
1
8 ■
1,962
1
1,663
1
1,Ш
1
0,390
1
Фильтр Чебышевз, неравномерность Т дБ
ПорядокПервый каскадВторой каскадТретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент 'сракоэффициентакоэффициент &акоэффициент ，ср310,4940,4960,99741,2750,5290,2810,993510,2890,7150,6550.1800,99461,3140,353 .0,4550,7470,1250,995710,2050,7710,4800,3170,8030,0920,99681,3280,2650,5110,5840,2340,8510,7020,997ПорядокПервый каскадВторой каскадТретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент 'сракоэффициентакоэффициент &акоэффициент ，ср310,4940,4960,99741,2750,5290,2810,993510,2890,7150,6550.1800,99461,3140,353 .0,4550,7470,1250,995710,2050,7710,4800,3170,8030,0920,99681,3280,2650,5110,5840,2340,8510,7020,997АКТН8н£е ФИЛЬТРЕАКТН8н£е ФИЛЬТРЕФильтр Чебышева, неравномерность 2 дБ
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент 'ср
а
коэффициент
а
коэффициент &
а
коэффициент ，ср
3
1
0,494
0,496
0,997
4
1,275
0,529
0,281
0,993
5
1
0,289
0,715
0,655
0.180
0,994
6
1,314
0,353 .
0,455
0,747
0,125
0,995
7
1
0,205
0,771
0,480
0,317
0,803
0,092
0,996
8
1,328
0,265
0,511
0,584
0,234
0,851
0,702
0,997
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент 'ср
а
коэффициент
а
коэффициент &
а
коэффициент ，ср
3
1
0,494
0,496
0,997
4
1,275
0,529
0,281
0,993
5
1
0,289
0,715
0,655
0.180
0,994
6
1,314
0,353 .
0,455
0,747
0,125
0,995
7
1
0,205
0,771
0,480
0,317
0,803
0,092
0,996
8
1,328
0,265
0,511
0,584
0,234
0,851
0,702
0,997
АКТН8н£е ФИЛЬТРЕ
АКТН8н£е ФИЛЬТРЕ
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент ，ср
а
коэффициент 'ср
а
коэффициент ，ср
а
коэффициеит ，ср
3
1
0,369
0,392
0,941
4
1,076
0,471
0,218
0,964
5
1
0,218
0,563
0,627' ■
0,138
0,976
6
1,109
0,316
0,352
0,730
0,096
0,983
7
1
0,155
0,607
0,461
0,243 /
0,797
0,070
0,987
8
1,206
0,238
0,395
0,572-
0,179
0,842
0,054
0,990
Фильтр Чебышева, неравномерность 3 дБ
ПорядокПервый каскадВторой каскадГретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент %ракоэффициент %ракоэффициент hpакоэффициент310,2990,3260,91640,9290,4430,1790,950510,1780,4680,6140,1130,96760,9580,2980,2890,7220,0780,977710,1260,5040,4520,1990,7920,0570,98380,9670,2240,3250,5660,1470,8390,0440,987ПорядокПервый каскадВторой каскадГретий каскадЧетвертый каскадакоэффициент %ракоэффициент %ракоэффициент hpакоэффициент310,2990,3260,91640,9290,4430,1790,950510,1780,4680,6140,1130,96760,9580,2980,2890,7220,0780,977710,1260,5040,4520,1990,7920,0570,98380,9670,2240,3250,5660,1470,8390,0440,9872-82-8Фильтр Бесселя
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Гретий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент %р
а
коэффициент %р
а
коэффициент hp
а
коэффициент
3
1
0,299
0,326
0,916
4
0,929
0,443
0,179
0,950
5
1
0,178
0,468
0,614
0,113
0,967
6
0,958
0,298
0,289
0,722
0,078
0,977
7
1
0,126
0,504
0,452
0,199
0,792
0,057
0,983
8
0,967
0,224
0,325
0,566
0,147
0,839
0,044
0,987
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Гретий каскад
Четвертый каскад
а
коэффициент %р
а
коэффициент %р
а
коэффициент hp
а
коэффициент
3
1
0,299
0,326
0,916
4
0,929
0,443
0,179
0,950
5
1
0,178
0,468
0,614
0,113
0,967
6
0,958
0,298
0,289
0,722
0,078
0,977
7
1
0,126
0,504
0,452
0,199
0,792
0,057
0,983
8
0,967
0,224
0,325
0,566
0,147
0,839
0,044
0,987
2-8
2-8
Порядок
Первый каскад
Второй каскад
Третий каскад ,
Четвертый каскад
а
коэфф ициент %р
а
коэффициент %р
а
коэффициент %р
а
коэффициент fcp
3
1
2,322
1,447
2,483
4
1,916
2,067
1,241
1,624
5
1
3,647
1,775
2,874
1,091
2,711
6
1,959
2,872
1,636
3,867
0,977
3,722
「 1,878 —
3,562
1,513 -
5,004
▼ 0,888
4,709
8
1,976
3,701
П787
4；389-
1,407 -
Q；637
0,816
5,680 “…
Замечание. Первый каскад всех фильтров нечетного порядка является фильтром первого порядка, Для Фильтров нижних частот:
fcp^fe дВ (коэффициент fcp)‘ 尸川е fcp=fcp，используемой при вычислениях для одного -каскада.
Для Фильтров верхних частот:
「>а8а 8「>а8а 8|Ср—fs дБ/(крэффициент fcp). где. £3^5 - желаемое значение『3^5.
「>а8а 8
「>а8а 8
тором полоса пропускания одного из этих фильтров перекрывается с полосой другого, является полосой пропускания всей
схемы.'
.Схемы каскадов первого порядка, которые используются при конструиров ани и многокаскадных фильтров, показаны на
ьужаинок ИТШЯ-ЕОьужаинок ИТШЯ-ЕОнчвчнчвчЧастотаПолоса 叩опусканиеЧастотаПолоса 叩опускание
ьужаинок ИТШЯ-ЕО
ьужаинок ИТШЯ-ЕО
нчвч
нчвч
Частота
Полоса 叩опускание
Частота
Полоса 叩опускание
6
Рис. 8.21. Полосовой фильтр с широкой полосой, построенныйиз фильтров верхних и нижних частот.
а — частотные характеристики; 6 — блок-схема полосового фильтра чет-вертого порядка： 1 — фильтры иижиих частот второго порядка, 2 —фильтры верхних частот второго порядка.
рис 8.22. Каждый из показанных на этом рисунке фильтров имеет а = 1. Отметим, что полосовой фильтр первого порядка — это скорректированный дифференциатор.
Пример 8.10. Построить фильтр нижних частот Баттерворта пятого порядка, имеющий Кп = 10 и f з дв = 750 Гц и обладающий высокой стабильностью.
Для обеспечения хорошей стабильности в качестве отдельных каскадов следует использовать универсальные активные фильтры второго порядка. Блок- схема н электрическая схема фильтра, который мы собираемся построить, показаны на рис. 8.23.
Решение. Из табл. 8.2 находим значение а и отношение (коэффициент для %р： каждого каскада:
Каскад/а = 1,коэффициентfcp = L
Каскад2а= 1,618,коэффициентfcp = 1,
.Каскад5а — 0,618,коэффициент厶目=1・
, Таким образом,, для каждого из каскадов /здв = /ер・
Рис. 8.22. Каскады первого порядка.
а—фильтр верхних частот, а=1, fCp = l/2jc^C; б —фильтр иижиих частот, а=1； fcp= l/2nJ^C; в—полосовой фильтр, а=1.「= 1/2зтВС. f?== ==1/2л/?аС2. Кп=%/%・
Каскад первого порядка имеет К = L Разделим желаемый коэффициент усиления поровну между двумя каскадами второго порядка. Имеем К2 = ==及=«/(W ,т . е,氏口2 = “1° = 3,16, К^з = У10 = 3,16. Так как К” заранее .задан следует использовать универсальные активные фильтры с настраиваемым коэффициентом усиления.
Каскад 7. Положим С = 0,01 мкФ и найдем R:
R 二 1 /Зл/срС = 1/2л (750 Гц) (0,01 мкФ) r 21,2 кОм.
Используем номинал 21,5 КОм ±2 %. Расчет каскада 1 окончен.
Каскад 2 Положим G = G = С = 0,01 мкФ. Так как R = R】=R?= =Кз = & = &. с = 1/2冗沁G С = 0,01 мкФ, R = 21.5 кОм, как и в первом каскаде.
Найдем Ra：
/?4 = Ro. с/Кп = 21,5 кОм/3,16 == 6,715 кОм.
Используем номинал 6,81 кОм ±2 %. Положим Ra = R н найдем R&:
Rb = aR[ = 1,618 (21,5 кОм) = 34,8 кОм.
Используем номинал 34,8 кОм 士 2 %・ Найдем &омп：
Rkomd =火3 II Ro. с II М И R5 =3,49 кОм.
Используем номинал 3,48 кОм ± 2 %.
Так как напряжение сдвига последовательно усиливается во всех каскадах схемы, для уменьшения сдвига выхода инвертирующего усилителя следует
а
Рас. 8.23. К примеру 8.10. Фильтр иижних частот Баттерворта пятого порядка,а—блок-схема. / — каскад первого порядка, а = 1,『ср=，3 〃В，Кп =【；2—универсальныйФильтр второго порядка, a=L6l8,『ср=，ЗдВ，Кц=3,16; 3—универсальный фильтр вто-рого порядка, а=0.618, fcp 0 fЗдВ，Кп=3,16.
6—схема. Каскады 2 и 3 идентичны, за исключением величин 及口 н R .
6 комп
использовать сопротивление /?^омп. Найдем его величину:
&омп =我力快占=13,28 кОм
Используем номинал 13,3 кОм 士 2 %.
Расчет каскада 2 закончен.
Каскад 3. Так как каскад 3 отличается от каскада 2 только значением а, эти каскады идентичны во всем, кроме величин 火丑 н /?^омп.
Найдем Re：
択日=а尺А ~ 21,5 кОм (0,618)尸 13,3 кОм
Используем номинал 13,3 кОм 士 2 %.
Найдем /?комп：
^комп =択厶眛占=&21 кОм.
Используем номинал 8,25 кОм 土 2 %.
Расчет каскада 3 закончен. Настройка ос производится сопротивлением Rb каскада 3.
Пример 8.11. Построить фильтр верхних частот Чебышева шестого порядка, имеющий неравномерность 3 дБ и ，здв=1 кГц Чтобы п рои л люстри рова ть использование схемы другого типа, в этом примере мы используем в качестве каскадов фильтра три схемы Саллена и Кея, реализующие фильтры верхних частот второго порядка.
'Схема фильтра показана на рис. 8.24. Все каскады этой схемы выглядят одинаково, йо отличаются друг от друга значениями параметров компонент, так： как/ср 展厶竭 м а различны в разных каскадах.
Решение: Из табл. 8.2 находим:
Каскад /
а = 0,958,
коэффициент fcp == 0,298,
Каскад 2
а = 0,289,
коэффициент fcp = 0,722,
Каскад 3
а = 0,078,
коэффициент fCp == 0,977.
Каскад 1 fcp == f3 дБ/(коэффициент fcp) =^ 1 кГц/0,298 == 3,356 кГц. Поло» жим R = R] = & = R/ и С】=С?二 0,01 мкФ Тогда R — l/2jifcpC = =3/2п(3,356 кГц) (0,01 мкФ) = 4,74 кОм. Используем номинал 4,64 кОм 土 ±2%.
Наедем Rb：
—в = (2 — a) R. = (2 — 0,958) (4,64 кОм) = 4,83 кОм
Используем номинал 4,87 кОм 土 2 %.
Найдем Кт：
<т = @ + Rb/RQ = & 十 4,83 кОм/4,64 кОм) = 2,049.
Каскад 2. ^р ^ /3 дБ/(коэффициент /ср) = 1 кГц/0,722 == 1,385 кГц. Положим С = С； = Q = 0,01 мкФ и R = R】=R? = R&. Тогда R = =1/2л/срС = 1/2л (1,385 кГц) (0,01 мкФ) = 14,49 кОм.
Используем номинал 14,7 кОм 土 2 %.
Найдем Rb：
Rb = (2 — а)択厶=(2 — 0,289) 14,47 кОм = 25,15 кОм
Используем номинал 24,9 кОм 土 2 %.
Найдем /<п2：
КП2 == 1 + ^^/^д^ 1 +24,9 кОм/14,6 кОм = 2,69..
c!□c!□
c!□
c!□
Каскад 3. fcp = f3 дБ/(коэффициент fcp) = 1 кГц/0,977 ^ 1,024 кГц. Положим С = Ci ^= Cz = 0,01 мкФ и R = Ri = Rz '= Ra. Тогда R = =i/2:nfcpC = 1/2л (1,024 кГц) (0,01 мкФ) = 15,54 кОм.
Рис. 8.24. К примеру 8.11. Много-каскадный фильтр Саллена и Кеяшестого порядка.
В каскаде 1： & = С2=0.01 мкФ, R=R2==^?д=4,64 кОм, J?jg—4,87 кОм.
В каскаде 2: Ct = C2=0,0l мкФ, 0=%==択4=14才 кОм. Rb=24..9 кОм.
В каскаде 3： Ct = C2=0,01 мкФ, R=R2==尺4=15,4 кОм, Rjg=30,l кОм.
Используем номинал 15,4 кОм 土 2 %.
Найдем RB:
Rb = (2 — a) Ra == (2 — 0,078) 15,4 кОм = 29.6 кОм.
Используем номинал 30J кОм 土 2 %.
Найдем К“з и К2：
КцЗ = 1 + Rb/Ra = 1 + 30,1 кОм/15,4 кОм = 2,954 趴工 ^ KniKn2Kliз = (2,049) (2,69) (2.9б4)『 16.28.
Это значение коэффициента усиления достигается на вершинах зубцов частотной характеристики фильтра, величина которых равна 3 дБ.
Настройка (возможно, она окажется необходимой):
Величина неравномерности устанавливается с помощью сопротивления Rb каскада 3.
Частота ，з〃в устанавливается с помощью сопротивлений R】и /?2 каскада I.
8.7. ГИРАТОРЫ
Гиратор — это КОцепь, включенная в обратную связь усилителя таким образом, чтобы имитировать катушку индуктивности. Иногда гираторы называют синтезируемыми индуктив
ностями.ностями.шую индуктивность в небольшом пошую индуктивность в небольшом поРис. 8.25. Гиратор (схема Berndt и Dutta- _Roy)Q=%“而瓦.L=RRC, R》R.Рис. 8.25. Гиратор (схема Berndt и Dutta- _Roy)Q=%“而瓦.L=RRC, R》R.Использование схемы гиратора позволяет реализовать больИспользование схемы гиратора позволяет реализовать больразмерам, легком и недорогом корпусе. Такие «активные катушки индуктивности» могут быть использованы в некоторых классических типах фильтров вместо обычных катушек, что часто упрощает реализацию фильтров. Назначение гиратора состоит в том, чтобы, используя напряжение на конденсаторе, заставить напряжение и ток на входе схемы вести себя по-
ностями.
ностями.
шую индуктивность в небольшом по
шую индуктивность в небольшом по
Рис. 8.25. Гиратор (схема Berndt и Dutta- _Roy)
Q=%“而瓦.L=RRC, R》R.
Рис. 8.25. Гиратор (схема Berndt и Dutta- _Roy)
Q=%“而瓦.L=RRC, R》R.
Использование схемы гиратора позволяет реализовать боль
Использование схемы гиратора позволяет реализовать боль
добно напряжению и току в катушке индуктивности.
Основные недостатки
гираторов заключаются в том, что, во-первых, только немногие из ннх могут работать на частотах, превышающих несколько килогерц, и, во-вторых, схемы гираторов, не требующие заземления одного из выводов, оказываются весьма сложными.
Чтобы понять, как действует гиратор, обратимся к рис. 8.25. Напомним, что индуктивное сопротивление Хд при увеличении частоты возрастает, поэтому- при возрастании частоты растет и напряжение на катушке индуктивности. Повторитель напряжения в схеме гиратора воспроизводит напряжение на сопротивлении Ri на своем . выходе. При увеличении частоты напряжение на конденсаторе С уменьшается вместе с Хс (емкостное сопротивление);' следовательно, Ur, а вместе с ним и 1/Вых л о-
вторителя увеличиваются. Выходное напряжение повторителя через сопротивление % подается обратно на вход, поэтому напряжение на входном выводе схемы растет с увеличением частоты, т. е. ведет себя аналогично напряжению на катушке индуктивности. В этой схеме величину сопротивления R? следует выбирать как можно меньшей: чем меньше, тем лучше. Если в петле обратной связи гиратора последовательно с операционным усилителем включить токовый бустер и нагрузить его сопротивлением /?2, то параметры всей схемы улучшатся.
РАСЧЕТ ГИРАТОРА
Выбрать & равным минимальному сопротивлению нагрузки данного операционного усилителя. Выбрать Ri, удовлетворяющее условиям Ri》/?2 (но не больше чем 200Т?2)н 凡 V 0,1/?вх
операционного усилителя. Задать величину L. Используя соотношение
L = R\R£,(8.25)
найти С: С = L/R、R%
Добротность гиратора можно рассчитать по формуле
Q =%“■/&(8.26>
Пример 8.12. Построить, используя гиратор, последовательный /?£С-контур, имеющий % = 300 Гц. Срответствующая схема показана на рис. 8.26. Решение: Положим & к о,1 мкФ. Из соотношения Г()/2зт V^C н ай дем 七=» ==1/4冗%& = 1/4冗2 (300 Гц)2 (0,1 мкФ) = 2,8 Гн. Положим добротность катушки индуктивности Q равной 10 и выберем /?2； для операционного уси* ЛИтеля 741 Rz — 1 кОм. Из соотношения Q = % “R/a найдем R:
R】=2Q2&2 = 2 (100) 1 кОм = 200 кОм.
Из соотношения 厶=RiR2c найдем С:
С — UR1R? = 2,8 Гн/(1 кОм) (200 кОм) = 0,014 мкФ.
Если требуется большая точность, можно соединить параллельно два конденсатора, например 0,012 и 0,002 мкФ.
Если общая добротность схемы Q = 3, то R = ^/(добротность схемы)= =2зт^оЬ/3 = 5,28 кОм/3 = 1,76 кОм.
Используем номинал 1,78 кОм 士 2 %.
Если R слишком мало по сравнению с R, то заданное значение Q окажется нереализуемым.
ВЫВОДЫ
Активные фильтры применяются почти в любой отрасли электроники и потому заслуживают того, чтобы их изучать.
Хотя активные фильтры имеют много преимуществ перед пассивными, они имеют также и недостатки, к которым прежде всего относится ограничение максимальной рабочей частоты. (Есть надежда, что по мере усовершенствования операционных усилителей значение этого ограничения будет уменьшаться.)
Процедуры расчета активных фильтров не слишком сложны, даже если соответствующие схемы (например, схемы универсальных фильтров) выглядят сложными. Для полного проектирования активного фильтра необходимо рассчитать и чувствительности его параметров; соотношения, нужные для такого расчета, содержатся во многих книгах из числа перечисленных в конце этой главы.
Активные фильтры С аллен а и Кея и фильтры с параллельной обратной связью — это простыё схемы, на которые можно положиться, но по сравнению с более сложными универсальными и биквадратными активными фильтрами «они менее стабильны. Соединяя фильтры второго порядка (и фильтры первого порядка, если надо получить фильтр нечетного порядка), можно получать многокаскадные фильтры более высоких порядков. Процедура расчета многокаскадных фильтров скучна, но не сложна. Используя приведенные здесь методики, можно самостоятельно конструировать высококачественные активные фильтры.
ЛИТЕРАТУРА
Allen Е., Modern Techniques and Applications of Active Filters, Department of Electrical Engineering and Computer Science, Santa Barbara, Calif. 1974.
Berlin H. M., Design of Active Filters with Experiments, Howard W. Sams 1' and Co., Indianapolis, Ind., 1977.'
Hilbura J. L., Johnson D. E., Manual of Active Filter Design, McGraw-Hill, New York, N. Y., 1973.
Johnson D. E., Introduction to Filter Theory, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J., 1978.
Johnson D. E., Hilburn J. L, Rapid Practical Design of Active Filters; John Wiley and Sons, New York, N. Y., 1975.
Johnson D. E., Johnson J. R., Moore H. P., A Handbook of Active Filters, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J., 1980.
Lancaster D., Active Filter Cookbook, Howard W. Sams and Co., Indianapolis, Ind., 1975.
Toby G. E., Graeme J. G., Huelsman L. P., Operational Amplifiers, Design
-and Application, McGraw-Hill, New York, N. J., 1971. [Имеется перевод: Грэм' Дж., Тоби Дж. Хьюлсман Л. Проектирование и применение операционных усилителей. Пер. с англ.——М.: Мир, 1979.]
Wong Yu Jen, Ott W. E., Function Circuits, Design >and Application McGraw-Hill, New .York, N. Y., 1976.-
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Назвать четыре преимущества активных фильтров перед пассивными.
22 Назвать два основных недостатка активных фильтров.
Начертить по памяти частотные характеристики фильтров нижних и верх- ких частот и полосового фильтра. Обозначить на этих рисунках полосу про* пускания, полосу заграждения (подавления) и переходный участок.
Указать связь между числом полюсов активного фильтра и наклоном характеристики на переходном участке.
Перечислить преимущества каждого из следующих типов фильтров: Баттерворта, Чебышева и Бесселя.
Указать связь между величиной коэффициента затухания а фильтра и его частотной характеристикой вблизи %р.
Рассчитать схему С аллен а и Кея с равными компонентами, реализующую фильтр нижних частот Батгерворта второго порядка с f3 дБ = 5 кГц. Положить С = 0,015 мкФ.
Рассчитать схему Саллена и Кея, реализующую фильтр верхних частот Баттерворта второго порядка с f^ дБ = 7 кГц. Положить С = 0,012 мкФ.
Рассчитать схему с параллельной обратной связью, реализующую полосовой фильтр второго порядка с 力=1 кГц, % = 1,2 кГц и /<п = 3. Положить С = 0,0033 мкФ.
Рассчитать схему универсального фильтра с единичным усилением, реализующую фильтр верхних частот второго порядка. Фильтр должен иметь характеристику Чебышева с неравномерностью 1 дВ,，здв = 8 кГц и С = =0,001 мкФ.
Рассчитать схему универсального фильтра с единичным усилением, реализующую полосовой фильтр с /1 = 1,1 кГц и %= 1,15 кГц. Положить С = ==0,022 мк-Ф.
Рассчитать схему универсального фильтра с изменяемым коэффициентом усиления, реализующую фильтр нижних частот второго порядка. Фильтр должен иметь характеристику Чебышева с неравномерностью 2 дБ, 『здв = =2,5 кГц, С = 0,033 мкФ и /<п = 8.
Рассчитать схему универсального фильтра с изменяемым коэффициентом усиления, реализующую полосовой фильтр с『】= 500 Гц, % = 525 Гц, Кн = =10 и С = 0,01 мкФ.
Рассчитать биквадратный полосовой фильтр с 厶 = 740 Гц, Кп = 10 и С = 0,0047 мкФ.
Рассчитать фильтр нижних частот, имеющий характеристику Чебышева четвертого порядка с неравномерностью 2 дБ. В качестве каскадов использовать два фильтра Саллена и Кея второго порядка. Положить %〃в = 3 кГц и С = 0,0033 мкФ.
Указать значения а и «коэффициента /Ср» для каждого мз каскадов фильтра пропускания верхних частот восьмого порядка, имеющего характеристику Чебышева с неравномерностью 1 дБ.
Описать назначение гиратора.
Указать преимущества металлопленочных сопротивлений в активных фильтрах.
Если вы не можете ответить на некоторые из этих вопросов, отметьте их и еще раз просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы студент Должен уметь рассчитывать величины компонентов, собирать и проверять ча» стотные характеристики схем активных фильтров Саллена и Кея с параллель-» но負 обратной связью, универсальных и биквадратных.
Оборудование. 1. Пять операционных усилителей gA741 фирмы Fairchild или им аналогичных. 2. Набор сопротивлений, имеющих точность 2 %. 3. Источник питания ±15 В постоянного тока. 4. Осциллограф с внешним входом горизонтальной развертки. 5. Генератор качающейся звуковой частоты (при
Рнс. 8.27. Включение осциллографа для получения частотной характе-ристики.
отсутствии генератора качающейся частоты можно использовать звуковой сигнал-генератор) .6. Набор конденсаторов на металлизированном майларе, желательно с точностью 土5 %. 7. Макетная панель, такая, как EL Instruments SK-I0.
При выполнении этой работы используются процедуры расчета, приведенные в разд. 85
Порядок выполнения работы. 1. Монтаж измерительной аппаратуры. Осциллограф и генератор качающейся частоты нужно соединить таким образом, чтобы график частотной характеристики исследуемого активного фильтра был виден непосредственно на экране осциллографа. Схема такого соединения показана па рис. 8.27. Напряжение на выходе «Аналог частоты» генератора качающейся частоты пропорционально частоте и линейно зависит от времени; оно используется для управления усилителем горизонтальной развертки осциллографа. При этом горизонтальная развертка изображает ча- стоту, а амплитуда сигнала на экране осциллографа соответствует амплитуде на выходе фильтра. Полученное таким образом изображение частотной харак*
теристики фильтра показано на рис. 8.28. Горизонтальный масштаб этого изображения задается посредством изменения коэффициента усиления усилителя
SAUW 匸 ИУSAUW 匸 ИУ
SAUW 匸 ИУ
SAUW 匸 ИУ
Частота
Рис. 8.28. Изображение частотной характеристик ки фильтра верхних частот на экране осциллографа; включение аппаратуры соответствует рис. 8.27.
горизонтальной развертки осциллографа и должен быть выбран так, чтобы размер изображения соответствовал ширине экрана.
Замечание. Если генератор качающейся частоты не имеет гашения обратного хода, то во время обратного хода на экране будет появляться более сла-
Рис. 8.29. Фильтр нижних частот Саллена и Кея.
%=尺2=氏С]=С?=С, fcp—1/2л/?С, Rjg=(2—сОДд. Кц=
=Rs/Ra+l
бое дополнительное изображение. Ослабления этого эффеоа (но не полного его исключения) можно добиться за счет уменьшения скорости изменения ча- сгот? Отметнм, что чрезмерная скорость изменения частоты вызывает неустойчивость изображения даже при наличии гашения обратного хода.
Для проведения точных измерений f3 дБ, fp f2 и коэффициента усиления лучше всего использовать обычный режим работы осциллографа и менять частоту вручную.
К
Рис. 8.30. Фильтр с параллельной обратной связью. %=“而 Q=fo/(%Ti)，々 = Q/2 可 оСУ &=Q/2"oCX X (2Q2—K j R3=2Q/2jifoC.仇=。2, Kr=R；FRi・
Включите измерительную аппаратуру, как показано на рис. 8.27. Настройте амплитуду горизонтальной развертки осциллографа таким образом.
Рис. 8.31. Универсальный фильтр с единичным коэффициентом усиления. 5=&=Нз=、=%с=%.с=2 q=C2=C"cp=I侬RC・ ％=R： c(3/a — 】)= =%. «—б
чтобы размах напряжений на выходе «Аналог частоты» генератора качающейся частоты соответствовал всей ширине экрана.
Рис. 8.32. Схема универсального фильтра с изменяемым коэффициентом усиления, реализующая полосовой фильтр.
а—схема фильтра. f0=V^t^2* Q = fo/(f2—h)，S=^n/Q» C^C^C, &=&===R3=R5==及0. c=R/=A % = 172hае.
6 —схема сумматора для получения фильтра-пробки.
Фильтр Саллена и Кея. (а) Рассчитайте схему Саллена и Кея, реализую- 山ую фильтр нижних частот Баттерворта второго порядка. Установите fa дБ = 1 кГц. Схема этого фильтра показана на рис. 8.29. Значение а най・ Дите по табл. 8.1. (б) Соберите эту схему на макетной панели, (в) Проверьте ‘ЗдЕ，изменение ослабления на переходном участке между частотами 300 и 600 Гц (оно должно быть равным 12 дБ) и козффицйент усиления в полосе пропускания. Сравните результаты измерений с результатами расчета. При использовании сопротивлений с точностью ±2 % н конденсаторов с точностью 注5 % различие не должно превышать 10 %.
Фильтр с параллельной обратной связью, (а) Рассчитайте фильтр с па рал-, лельной обратной связью (его схема показана на рис. 8.30), имеющий 九= =900 Гц и 白=1100 Гц. Положите Кп = 6. (б) Соберите эту схему на ма^ Четной панели, (в) Проверьте измерением 居，fi,%, Q и Kn.
Универсальный фильтр с единичным коэффициентом усиления, (а) Рассчитайте схему универсального 山нльтра с единичным коэффициентом усиления, реализующую фильтр верхних частот второго порядка, имеющий характеристику Чебышева с неравномерностью 2 дБ. Эта схема показана на рис. 8.31. Напомним, что величины отношения % дБ//ср и коэффициента а надо искать в табл. 8.1. (б) Соберите эту схему, (в) Проверьте величину % дв，неравномерность (амплитуду зубцов) характеристики в децибелах и величину Кп на вершинах зубцов.
Универсальный фильтр с изменяемым коэффициентом усиления, (а) Рассчитайте схему универсального фильтра с изменяемым коэффициентом усиления, реализующую полосовой фильтр пропускания с ^ = 900 Гц, % = 920 Гц
Рис. 8.33. Биквадратный полосовой фильтр.
fo=V flfz, Q = %/(&—fl). & = Q/K. Cj = C2=C, &2 = &3H&4=R5=R, R=I，2jtfoC, Ri=&2可°C, &к=03"С・
и Kn = 20 (рис. 8.32, a). (б) Соберите эту схему, (в) Проверьте значения %, fi，fz，Q и Km (г) Соберите показанную на рис. 8.32, б схему сумматора и соедините ее с выходами фильтров верхних и иижних частот, (д) Проверьте значения f0, fi, fz, Q и 1/Kn характеристики фильтра-пробки.
Биквадратный фильтр, (а) Рассчитайте схему биквадратного полосового фильтра с fi = 800 Гц,力=820 Гц и Кп = 10 (рис. 8.33). (б) Соберите эту схему, (в) Проверьте значения %, /ь 反 Q и Кп.
Факультативный раздел. Каскадное соединение фильтров, (а) Рассчитайте каскадный фильтр нижних частот Баттерворта третьего порядка. В качестве каскада первого порядка используйте схему из разд. 8.7.1, а в качестве каскада второго порядка ——универсальный активный фильтр с изменяемым коэффициентом усиления. Задайте f3 дБ = 2 кГц и Кп = 5. Найдите в табл. 8.2 значения а и коэффициента fCp. (б) Соберите эту схему, {в) Проверьте значения /з ДБ, Кц н наклон характеристик между частотами 2,5 н 5 кГц. (г) Рас- считайте фильтр верхних частот Чебышева четвертого порядка с неравномерностью 1 дБ. В качестве каскадов второго порядка используйте фильтры Сал- лена и Кея. Положите，здв==4 кГц. (д) Соберите схему по п. (г), (е) Проверьте величину f3 дБ, неравномерность характеристики в децибелах, К и скорость изменения ослабления иа переходном участке (в полосе от 1,5 до 3 кГц).
ГЛАВА 9
ИЗБРАННЫЕ СХЕМЫ
НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Описание различных применений, в которых используются ОУ, может составить содержание нескольких книг. В этой главе будут рассмотрены некоторые схемы следующих типов: пиковый детектор, детектор размаха от пика до пика, детектор нуля сигнала, точный выпрямитель, источник тока, источники напряжения, генератор ступенчато изменяющегося сигнала, генератор синусоидального сигнала с мостом Вина, генератор сигнала прямоугольной формы, генератор сигнала треугольной формы, генератор сигнала линейной пилообразной формы.
После изучения материалов этой главы и контрольных вопросов учащийся должен уметь: 1) кратко описать принцип работы каждой из выше перечисленных схем и 2) выполнить лабораторную работу к этой главе.
ПИКОВЫЙ ДЕТЕКТОР
Выход пикового детектора показывает наибольшее напряжение, наблюдаемое во входном сигнале в заданный период времени до момента возврата схемы в исходное состояние. На рис. 9.1, а показана схема сравнительно простого высококачественного пикового детектора положительного напряжения, а на рис. 9.1,6 — его выходной сигнал.
Два усилителя (рис. 9.1,а), объединенные общей обратной связью, работают как повторитель с коэффициентом усиления, равным единице. Усилитель У【一это повторитель с единичным коэффициентом усиления, который заряжает конденсатор Cj до пикового значения входного напряжения. Диод R、препятствует разряду Сь Диод Д2 создает обратную связь для усилителя У1, когда его выход меньше пикового значения напряжения, для того чтобы предотвратить его насыщение. Усилитель Уг一то же повторитель с единичным коэффициентом усиления, действующий в качестве буфера между конденсатором & и выходом
детектора. Высокое полное входное сопротивление усилителя У2 разгружает конденсатор С】 от выходной цепи. Там, где требуется длительно хранить пиковое значение напряжения, следует выбирать усилитель У2 с входным каскадом на полевых транзисторах. Резистор &. с обеспечивает сопротивление между (/вых и напряжением в суммирующей точке У[ в тех случаях.
6
когда Ui меньше, чем напряжение на конденсаторе Uci・ Конденсатор Ci (рис. 9.1, а) должен быть выбран так, чтобы /макс/Ci V Vi, где Vi — скорость нарастания напряжения на выходе усилителя У2. Если поменять на обратное включение диодов Д1 и Д2, то схема рис. 9.1, а становится пиковым детектором отрицательного напряжения. Кнопка возврата может быть заменена транзисторным ключом.
92 ДЕТЕКТОР РАЗМАХА СИГНАЛА
ОТ ПИКА ДО ПИКА
Точный детектор напряжения от пика до пика может быть построен так, как это показано на рис. 9.2. Выходы положи-
R
Рис. 9.2. Детектор размаха сигнала от пика до пика.
тельного и отрицательного пиковых детекторов в этой схеме являются входами дифференциальной схемы, которая алгебраически складывает положительное и отрицательное значения пиковых напряжений.
ДЕТЕКТОР НУЛЯ СИГНАЛА (ПРОХОЖДЕНИЯ СИГНАЛА ЧЕРЕЗ НУЛЬ)
В некоторых электронных системах очень важно обнаруживать момент прохождения сигнала через нуль. Многие системы с фазовым детектированием используют детектор прохождения сигнала через нуль для получения информации об относительной фЪзе сигналов. Схема детектора прохождения через нуль приведена на рис. 9.3, а, а зависимость Г/ЕыХ от Ubx — на рис. 9.3,61). Когда Ubx больше нуля, то выходное напряжение фиксируется падением напряжения на отпертом диоде Дь По мере того как входное напряжение идет к нулю, Д1 теряет смещение в прямом направлении» Стабилитрон Cti еще не начи-' нает проводить ток. Поэтому, когда входное напряжение проходит через нуль, коэффициент усиления усилителя оказывается приближенно равным коэффициенту усиления усилителя без обратной связи, обеспечивая этим хорошую точность обнаружения прохождения сигнала через нуль. Когда входной сигнал отклоняется от нуля в отрицательную сторону, выход усилителя устанавливается на уровне напряжения пробоя стабилитрона: Когда напряжение изменяется от отрицательного к положительному, выходное напряжение меняется от + f/cn до —Uq%
D В сущности, это простой компаратор на ОУ. — Прим. ред.
Диод Д1 выбирается с низким значением падения напряжения в открытом состоянии. Например, в качестве 〃】можно взять кремниевый диод с ионным легированием. Если падение напряжения на “1 не критично, то можно ограничиться использованием прямой характеристики стабилитрона, исключив 〃〔 совсем. Входной резистор R выбирается так, чтобы быть уверенным, что источник входного напряжения не нагружается. Для
а6
Рис. 9,3. Детектор нуля.
а — схема； б — зависимость £/вых от t/BX. Функции Д1 могут выполняться стабили*тропом Ст1.
того чтобы уменьшить влияние сдвига, вызванного током смещения, можно поместить резистор с тем же сопротивлением, что и R, между неинвертирующим входом усилителя и землей. Чтобы получить отрицательный выход, можно диод Дх и стабилитрон Ст1 включить наоборот1）.
ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР
Как показано на рис. 9.4, схема, которая может обнаружить разность фаз между опорным и тестируемым сигналами, может быть построена из двух детекторов прохождения сигнала через нуль. Выходные сигналы детекторов прохождения сигналов через нуль в форме, показанной на рис. 9.4, могут быть получены путем дифференцирования выходного сигнала схемы рис. 9.3. Разность фаз опорного и тестируемого сигналов находится измерением разности времен （友——6） между моментами их прохождения через нуль. Генератор стробирующих импульсов может быть выполнен в виде триггера, который устанавливается импульсом в момент t\ и возвращается в исходное состояние импульсом в момент времени £?♦ Импульс стробнрую-
D Поменять местами анод и катод. — Прим, перев.
щего генератора имеет длительность (友—厶)секунд. Генератор стробирующих импульсов отпирает вентиль выборки, который пропускает к счетчику от генератора импульсов непрерывную последовательность импульсов до тех пор, пока на выходе стробирующего генератора существует напряжение. Счетчик подсчитывает импульсы, которые прошли через вентиль выборки в промежутке времени между появлением импульсов в моменты
Рис. 9.4. Фазовый детектор.
1一детектор нуля опорного сигнала; 2—детектор нуль тестируемого сигнала 3—гене* ратор стробирующих импульсов; 4 — вентиль выборки； 5 — генератор импульсов.
介 и 友・ Число импульсов, подсчитанное в промежутке времени {^2 — Л), пропорционально разности фаз сигналов.
'Если известен коэффициент пропорциональности К, который определяется генератором импульсов, то разность фаз А(р【) будет
А(Р = «>оп (f2 — / J = X X число импульсов. (9.1)
СХЕМА ВЫБОРКИ - ХРАНЕНИЯ
Модификация пикового детектора, представленного на рис. 9.1, приводит к схеме выборки ——хранения, показанной на рис. 9.5, а. Задача схемы выборки — хранения состоит в быстром заряде конденсатора до значения входного напряжения по поданной команде и удержании этого входного напряжения на выходе в течение продолжительного времени. Схемы выборки хранения используются широко в системах сбора данных, в про-
寸 В радианах. — Прим, перев.
6
Рис. 9.5. Схема выборки-хранения.
«…схема. 弘―ОУ с полевыми транзисторами на входе; б — форма напряжений.
мышленных цифровых системах управления, цифровых системах связи. Схема выборки ——хранения сохраняет свое выходное аналоговое напряжение постоянным, пока оно не будет преобразовано в цифровой ⑥д с помощью аналого-цифрового преобразователя (аналого-цифровые преобразователи рассматриваются в гл. 11).
Имеется много вариантов схем выборки и хранения, обеспечивающих различные быстродействие и точность. Схема, приведенная на рис. 9.5, а, отличается умеренной точностью, но хорошим быстродействием. Усилитель У{ представляет собой буфер для входного сигнала и, когда ключ, выполенный на полевом транзисторе с р ——п~переходом (Ti), включен, отдает зарядный ток в конденсатор. Усилитель У2 с входным каскадом на полевых транзисторах служит в качестве выходного буфера, уменьшающего разрядный ток конденсатора. Наличие этого усилителя существенно в тех случаях, когда конденсатор должен удерживать заряд в течение промежутка времени произвольной длины. R】 отделяет конденсатор от входа усилителя Мг при отключении питания при заряженном конденсаторе. Транзисторы Тз и Т2 работают в ключевом режиме. Когда они выключены, напряжение —U прикладывается к затвору полевого транзистора с р ——n-переходом, а когда включены, то затвор через сопротивление R? присоединяется к напряжению стока (значение /?2 находится между 1 и 10 МОм). При включенных 丁2 и Тз коллекторное напряжение ?з близко к +U и диод Д оказывается запертым. Транзистор Тз позволяет управлять схемой от выходного напряжения элементов ТТЛ.
Когда управляющее напряжение достигает 5 В1), 丁2 и Т& включаются и затвор полевого транзистора с р ——и-переходом присоединяется к своему стоку через /?2. При этом полевой транзистор с р ——п-переходом включается и усилитель У^ заряжает конденсатор С до UBX через Т【.Конденсатор С будет заряжаться при положительном U»x быстрее, чем при отрицательном, так как в последнем случае конденсатор С может заряжаться с максимальным током, равным /синас (ток стока при затворе, соединенном с истоком) транзистора 7\. Для работы с двухполярным сигналом полевой транзистор с р ——п-переходом Ti должен быть выбран такого типа, который допускает перемену истока и стока 2). Напряжение управления должно прикладываться в течение достаточно длительного времени для того,
° Точнее, значения《1》в ТТЛ, равного 2,4—4,5 В. Значение «0» ТТЛ от 0 до 0,4 В. — Прим. ред.
2)То есть с униполярной геометрией. Это наиболее простой тип диффузионного транзистора, в котором сток и исток не отличаются по свой-» 讐вам друг от друга н их взаимный обмен в схеме не играет роли.— Прим. ре。.
чтобы зарядить конденсатор до полного значения входного напряжения. Время выборки должно быть по крайней мере равно 16 (^вых (У[) + ГСИ вкл) С・
Когда напряжение управления равняется нулю, 「2 и Тз выключены, напряжение затвора 7\ стремится к ——U и он запн~ рается. Начинается время хранения. Выходное напряжение будет оставаться примерно на уровне последнего значения входного напряжения до следующего периода выборки. Конденсатор при этом будет медленно терять напряжение, разряжаясь через полевой транзистор и свое собственное сопротивление утечки, а также под влиянием тока смещения усилителя У?・ Потеря напряжения на конденсаторе к концу периода хранения будет
AU& хран н3 /(/хран/&
где /с — сумма тока утечки полевого транзистора н тока смещения усилителя У2- При больших значениях емкости следует выбирать конденсатор с высококачественным тефлоновым, полиэтиленовым или поликарбонатным диэлектриком; для малых значений емкости подходят стеклянные или серебряно-слюдяные конденсаторы..
Усилители У1 и Уг могут быть включены единым повторителем напряжения путем охвата их общей цепью обратной связи в период выборки. Это снижает ошибки от сдвига. Если Vi и У? выполнены в виде независимых повторителей напряжения, то вся схема может работать на более высоких частотах. Схемы выборки и хранения изготовляются в виде как гибридных, так и полу проводи иков ых интегральных схем. Полупроводниковые ИС выборки и хранения должны иметь внешний конденсатор.
Пример 9.1. Рассчитайте компоненты схемы рис. 9.5, 土U = 土15 В, У} и 必 типа TI TL081. Транзисторы Г2 н Т3 имеют следующие данные: Uкэо = 40 В, 出I э мин = 4°, 〃кз нас = °巨 В, /з нас = °" В. Данные полевого транзистора： ^ЗИ макс = 30 В, /си 睜=20 мА, /зи иас = 50 nA, Zc выкл = 40 пА. Выходной ток TL081 в лучшем случае составит 20 мА; гси вкл равно 100 Ом. Максимальное время хранения должно быть 10 мс с погрешностью 0,1 %. ° /Лран/^^храи» 'с ^ 'см. У2 + 'с выкл Т1 = 20。пА + 40 nA, А^хран = 0,1 % ивх.макс = °，1 %(1° В) = 0,01 В, С =(240 пА - 10 мс)/0,01 В = 240 пФ. Так как могут иметь место и другие, неучтенные пути утечки, утроим полученную величину емкости н используем серберяно-слюдяной конденсатор. Конденсатор такого типа нетрудно приобрести. Положим С = 750 пФ. Время выборки будет равно наибольшей величине:
^выбор === 2cBх/'вых. У1»%н6ор 8=5 1°° [Rbhx. У1 +「СИ вкл. Т1]*
^выбор = ZUeJYyi
Так как ивык может изменяться от +Ubk до ―■Ubx, то £вьМор N： > 750 пФ (20 В)/20 мА = 7,5 мкс, или /выбор ^ 10(750 пФ) 100 Ом =.
=0,75 мкс, или /выбор К 20 В/мкс) = 1,54 мкс. Поэтому 备нмр должно быть больше 7,5 мкс.
Остальная часть вычислений касается непосредственно расчетов ключевого транзистора. Положим R2 = 1 МОм, /Кт 2 = /кт з = 1 мА, 氏3=[2(+ S — ^кэнас Т2]//кТ2 = 29,5 В/1 мА = 29,5 кОм,
& = (+ и — /э нас Т2 — %3 нас Т3)/(‘КТ 2/九21 Э мнн Т2)= 560 кОм,
R5 =(+ U — °КЗ нас тз)/‘КТ з ^【4,5 В/1 мА = 14,5 кОм,
Кб = (Uynp — %3 нас тз)/('кт з/力21 Э мнн тз =(5^ — 0,7В)/(1 мА/40) = 172 кОм.
9・6・ ТОЧНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Точные выпрямители, называемые также схемами получения абсолютной величины, обеспечивают выходной сигнал, равный абсолютной величине входного, но без потери напряжения, возникающей при смещении выпрямительного диода в прямом направлении. Поэтому точный выпрямитель, такой, как показан на рис. 9.6,。, может быть использован для выпрямления сигналов переменного тока в милливольтовом диапазоне. Влияние падения напряжения на диодах в проводящем состоянии снижается в А раз, так как они находятся в цепи обратной связи усилителя У】.
Точные выпрямители используются в вольтметрах переменного тока, при измерении мощности и в других измерительных схемах. Они также применяются прН демодуляции амплитудно- модулированных колебаний со сравнительно низкой частотой несущей.
Схема работает следующим образом. Положите /?1 = /?2 = =/?3 =犬4 = ^5・ Когда на входе возрастает положительное напряжение С/вк, на выходе усилителя У】 возрастает отрицательное напряжение. Диод 〃i получает смещение в прямом направлении, а Д2 — в обратном. Напряжение в точке q схемы тогда становится равным —“х. Так как неинвертирующий вход 必 присоединен через резистор к инвертирующему входу У1 (потенциально заземленной точке), то V2 оказывается в режиме инвертирующего усилителя с Ку2 = —1 (напоминаем, что R4 = = /?5). Напряжение t/вых при этом равно Ubx・
' Если Ubx становится отрицательным и возрастает по абсолютной величине, то напряжение на выходе У{ будет положительным и вызывает смещение 〃】в обратном направлении, а 〃2—в прямом. Усилитель У2 теперь становится иеинвертирую- Щим усилителем, так как его инвертирующий вход присоединяется через /?2 % R4 K потенциально заземленному инвертирующему входу усилителя У】. Коэффициент усиления У2 теперь определяется выражением
Ку2= 1 + [R5KR2 + /?4)]«
Рис. 9.6. Точный выпрямитель (схема получения абсолютного значения входного сигнала).
а ~ схема； б — зависимость ^вых от %х； 6 ~ форма напряжений.
Так как все резисторы имеют одинаковое сопротивление, то Ку2 = 1,5. Коэффициент усиления инвертирующего усилителя % при этом больше не равняется единице, так как не весь ток, протекающий через Ri, теперь протекает через R3!). Напряжение в точке в равняется напряжению в точке б, так как (丿瓜 усилителя У? практически равно нулю. При Rz=凡=屈, Ai + С = 27?з одна треть входного тока протекает через R? и 火4 и две трети — через Кз. Напряжение в точке б поэтому составляет 2/з^вх. Так как точки в и б имеют одинаковый потенциал, то можно убедиться, что при всех одинаковых резисторах
Kvi = [(/?2 + 凡)II Кз]/® = 2/3, или 0,66.
D Здесь для ясности следовало бы указать на то, что при U&X отрицательном У] можно рассматривать либо как сумматор с двумя входами (Ubx, приложенном к Ri, и U6 = Ue, приложенном к R2 + R4, и резистором R3 в обратной связи), либо как инвертирующий усилитель с входным напряже^ нием Ubx, приложенным к R^ и резисторами /?з и R2 + R4 в цепи обратной связи. — Прим, 〃ерее.
Общий коэффициент усиления схемы при Овх отрицательном тогда будет
/Собщ = КучКу2 = (2/3) (3/2) = 1.
Таким образом, при одинаковых резисторах общий коэффициент усиления схемы равняется единице. Если R\ = R? = М = =R и /?з = R5 = 2R, то коэффициент усиления схемы равен двум.
БУСТЕРЫ ВЫХОДНОГО ТОКА
В случаях когда требуется больший выходной ток, чем тот, который может отдать операционный усилитель, используется выходной токовый бустер. Если последний включается в контур обратной связи, то при этом характеристики усилителя существенно не меняются.
Простейший способ увеличить ток, если требуется ток одной полярности, состоит в том, что эмиттерный повторитель помещается в контур обратной связи так, как это показано на рис. 9.7, Q. Ошибка эмиттерного повторителя из-за падения напряжения t/вэ снижается в коэффициент усиления :раз усилителя без обратной связи. Так что сдвиг выходного напряжения составляет f/вэМ • Если требуемый ток такой, что ОУ не в состоянии отдать достаточный ток для управления 7\, то Т\ на рис. 9.7, q может быть заменен на пару Дарлингтона. Однако при этом сдвиг выходного напряжения удваивается. Для изменения полярности выходного тока должен быть использован р ——п ——р- транзистор. i
Двухполярный токовый бустер показан на рис. 9.7, б. Он представляет собой дополнительный (двухтактный) выходной каскад с ограничением тока. Резисторы Rorp выбираются такой величины?, чтобы падение на них Ur было бы достаточным для включения Тз и Т4, когда ток нагрузки достигает максимально допустимого значения. /?Огр определяется из выражения
Rorp ^2 Ub3〃MaKC・ (9.2)
Источник неизменного тока на полевом транзисторе строится так, что /с нас ^ /б Т2. Для увеличения выходного тока 7\ н 『2 могут быть заменены парами Дарлингтона, но при этом требуется четыре диода вместо двух для предотвращения переходных искажений. Как и в случае однополярных бустеров, сдвиг выходного Напряжения из-за 17бэ транзисторов снижается в коэффициент усиления раз ОУ без обратной связи. Такнм образом, он составляет Ub3Ti/Z・ Часто усилители,- которые долхс- Ни работать на емкостную нагрузку, требуют использования бустера. Примером может служить оконечный усилитель, работающий на достаточно длинную линию передачи.
仪工е-5
Рис. 9.7. Токовые бустеры.
а — однополярный токовый бустер; 6 — двухполярный юковыйбустер.
Рис. 9.8. Источники тока, с — плавающий источник тока; б — однополярные источники тока.
Нагрузка
4=(+。—％)/&'：=( |—"—%)〃•
ИСТОЧНИКИ НЕИЗМЕННОГО ТОКА
Операционные усилители позволяют строить источники ненз- менного тока. На рис. 9.8, а показан плавающий (свободный) источник неизменного тока. Так как』口 = /о.с и ид = 0, то ток через нагрузку будет равен (Л/Ri. Если требуемый ток пре- ^восходит возможности усилителй, должна быть использована схема токового бустера. Заметьте, что этот источник неизменного тока управляется с помощью напряжения, так что он может быть по желанию дистанционно запрограммирован или зафиксирован. /?2 н С могут и не включаться, если в нагрузке нет индуктивности. Однополярный источник неизменного тока с испо льзованием схемы типа эмиттерного повторителя 1) пока-
° По отношению к нагрузке ——это скорее каскад с общей базой.——
^рим, ped.«
зан на рис. 9.8,6. Эта схема стабилизирует ток за счет того, что падение напряжения на резисторе R принудительно делается равным разности между напряжением питания и входным напряжением. Благодаря обратной связи дифференциальное напряжение Un будет приблизительно равно нулю, так что напряжение на инвертирующем входе, а следовательно, и на эмиттере транзистора будет равно входному. Так как /н= (| t/пит |—■)//?, то источник неизменного тока легко программируем и стабилен настолько, насколько стабильно U\. Если Ui задается от тем-* пературно компенсированного стабилизатора, выполненного на стабилитроне, то оно может быть очень стабильным. Большим преимуществом схемы источника неизменного тока, приведенной на рис. 9.8, б, является то, что транзистор на выходе одновременно служит токовым бустером. Поэтому ток нагрузки может быть больше, чем выходной ток усилителя. Для дальнейшего увеличения тока нагрузки транзисторы заменяются парами Дарлингтона. Эти источники тока могут быть использованы и при заземленной нагрузке, если U、настолько больше потенциала земли, что обеспечивается диапазон напряжений, необходимый для нагрузки.
ИСТОЧНИКИ НАПРЯЖЕНИЯ
Операционные усилители могут быть использованы в качестве источников опорного напряжения с низким выходным полным сопротивлением. При этом стабилизируется напряжение на нагрузке за счет обратной связи усилителя. Коэффициент стабилизации составит
Коэффициент стабилизации = (/?ВыхМ₽/?н) (ЮО), %, (9.3) где /?вых — выходное сопротивление усилителя без обратной связи; р — коэффициент обратной связи (1 для повторителя); Rh — наименьшее сопротивление нагрузки. Это выражение построено в предположении, что входное напряжение усилителя стабильно. Источники опорного напряжения, показанные на рис. 9.9, представляют собой, по существу, усилители со стабилизированным входным напряжением. Так как ток стабилитрона не зависит от тока нагрузки, схема в целом работает лучше, чем одиночный стабилитрон. Естественно, могут быть использованы не только стабилитроны, но и другие источники напряжения.
Для увеличения нагрузочной способности источников опорного напряжения, показанных на рис. 9.9, могут быть использованы токовые бустеры. Напряжение стабилитрона будет более
Рис. 9.9. Источники опорного напряжения со стабилитроном. «— инвертирующий (с переменой знака), Ubhx= —(^о. c/氏]) “Ст; б—неинвертирующий, уВЬ]х^[(^о. с + ^1)/^1] УСт; в—регулируемый повторитель/ £/вых=иг
стабильным, если /?нст заменяется источником неизменнога т°ка, ток которого устанавливается равным оптимальному току смещения стабилитрона.
ГЕНЕРАТОР НАПРЯЖЕНИЯ СТУПЕНЧАТОЙ ФОРМЫ
Простой генератор напряжения ступенчатой формы может быть построен, как показано на рис. 9.10. Этот генератор приводится в действие последовательностью импульсов тока. Цепь, состоящая из транзисторов 7\ н % реализует один из способов получения таких импульсов. Транзисторы Tj и Тг соответственно образуют источник неизменного тока и транзистор возврата. Схема состоит из источника тока (%), пикового детектора и буферного усилителя с полевыми транзисторами на входе (У2) и усилителя возврата в исходное состояние (Уз)・ Источник тока быстро заряжает конденсатор С. Когда Т[ включен, источник тока быстро заряжает конденсатор С линейно по времени до очередной ступени напряжения. После отключения транзистора П конденсатор удерживает напряжение ступени до прихода нового импульса тока. Когда достигается последняя ступень напряжения, выход усилителя Уз становится положительным, транзистор Тз включается, удерживая выходное напряжение усилителя Уз положительным до тех пор, пока конденсатор не разрядится до нуля. После этого выходное напряжение усилителя Уз становится отрицательным, отключая тем самым транзисторы 厶 и TV Напряжение на неинвертирующем входе возрастает опять до напряжения возврата, и процесс повторяется. .Диод предназначен для того, чтобы при отрицательном выходном напряжении усилителя Уз не возник пробой эмиттерного перехода Т3. Форма напряжений показана на рис. 9.10, б. Усилитель У] должен быть операционным усилителем с большой скоростью нарастания выходного напряжения, такой, например, как TI TL081 с диффузионными полевыми транзисторами на входе.
Пример 9.2. Построить генератор напряжения ступёнчатой формы по схеме рис. 9.10, а. В качестве усилителей У【и 弘 применить сдвоенные ОУ с полевыми транзистрами на входе типа TI TL082, а в качестве У$—ОУ с полевыми транзисторами на входе типа TI TL081. Данные усилителей TI TL081 и TI TL082 приведены в приложении В. Транзистор 7\ ——это кремниевый，—— ——д ——р-транзистор с й21 э мни=200, Г? — полевой транзистор с С^зи отс = 3 В, 1с нас = 20 мА и 丁3 —— ключевой к ——р ——д-транзистор с Ug нас = 0,2 В. °вэнас = 0,7 В, 初 Эмин = 30. Генератор напряжения ступенчатой формы лолжен иметь выход, состоящий из 10 ступеней, каждая равиа I В и длительностью 10 мс со временем нарастания ступени, равным 20 мкс. Токи утечки транзисторов Т{ и полевого 丁2 соответственно 0,1 нА и 50 пА. Ток смешения усилителя У? составляет 200 пА.
Решением Емкость конденсатора С находится, исходя из заданного максимально допустимого изменения напряжения ступеньки при заданных длительности ступени и значении суммарного тока утечки, из выражения С = It/U, где I — общий ток утечки, t ——длительность ступени, U — максимально допустимое изменение напряжения ступени» Если при длительности ступени
1В
%х О
ТВ
/имп= 20мкс
мс
0,5 мА /конп
0
Рис. 9.10. Генератор сигналов ступенчатой формы, а — схема; б — форма напряжений к примеру 9.2.
1° мс допустимое изменение напряжения ступени из-за разряда конденсатора Составляет 10 мВ, то С == (350 пА・10 мс)/10 мВ = 350 пФ.
Используем для перестраховки конденсатор емкостью 0,01 мкФ. Конден- сатор должен быть заряжен до напряжения ступени в течение 20 мкс. Про-
верим выполнение этого условия. Имеем / = CU/f, где / — ток источника неизменного тока, U — напряжение ступени, t — время заряда конденсатора до напряжения ступени, следовательно, / == (0,01 мкФ -1 В)/20 мкс = 0,5 мА •).
Рассчитаем цепь смещения транзистора Л. 厶丁 1 — Uct2 — напряжение смещения транзистора 7\. Без стабилитрона Ст2 транзистор Т\ не будет полностью отключаться. Если Uct i выбирается равным 10 В и Uct2 = 4,7 В, то &Э = [°Ст 1 一 (^бэ — Uqt 2)]/% = 4,6 В/0,5 мА = 9,2 кОм. Положим 7ct = /ri = 1 мА. Эта величина много больше, чем /БТ1. Поэтому если 土U == ±15 В, ТО it/вык. макс = 12 В И Rh = [+Ubzx. макс + |—^вых. макс | — —UctJ〃ct, Rh = (24 В—10 В)/1 мА = 14 кОм. Если +厶入=1 В и —Ubx = —1 В, то для получения максимального перепада напряжения Па выходе усилителя У[ коэффициент его усиления с обратной связью должен быть по крайней мере равным 15. Если R。, с выбирается равным 470 кОм, тогда для инвертирующего усилителя справедливо R]=R。. с/|К|, Ai = =470 кОм/15 = 31,3 кОм. Значение сопротивлений резисторов Кз и Rj выбирается, исходя из того, чтобы выходное напряжение усилителя % не получало положительного отклонения до тех пор, пока выходное напряжение буферного усилителя не станет больше, чем напряжение десятой ступени. Та- ким образом, U&4 при отключенном транзисторе Тз устанавливается равным 10,5 В.
Ток через Кз н R《должен быть намного больше, чем ток смещения. Полагая /&з =//?4 = 1 мА, находим сопротивления делителя напряжения: /?3 = =(fu—10,5 В)/1 мА = 4,5 кОм, R = 10,5 В/1 мА = 10,5 кОм. Когда транзистор Гз включен, /Кгз = +°/Аз = 3,33 мА. Резистор R5 должен обеспечить ток базы Та, а также напряжение для 厶 при возврате в исходное со-* стояние, когда выходное напряжение усилителя % положительно
R5 = (+ ^вых. макс — ^БЭ нас ТЗ)〃КТ з/^21 Э мин ТЗ,
Rb = (12В — 0,7В)/(3,33 мА/30) « 100 кОм.
ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ
ГЕНЕРАТОР С МОСТОМ ВИНА
Очень хороший генератор в диапазоне звуковых частот может быть построен с использованием моста Вина. Последний описан во многих учебниках. Поэтому здесь будет рассмотрено только его применение в качестве устройства, задающего частоту генератора. Основные компоненты генератора с мостом Вина показаны на рис. 9.И, а. Напомним, что частота, при которой мост Вина приходит в равновесие (т. е. частота генерации), есть
% = l/(2n -Ri&CG).(9.4)
Обычно /?1 = /?2 и Ci — С2； таким образом,
%=1/(2 冗 RG)・(9.4а)
Если коэффициент отрицательной обратной связи усилителя (3 равен точно 1/3, схема колеблется с любой, заранее установи
Т. е. требуемый ток заряда невелик.——Прим. ре&
Рис. 9.11. Генератор с мостом' Вина.Рис. 9.11. Генератор с мостом' Вина.а — базовая схема генератора с мостом Вина; 6 — генератор с мостом Вина с использованием .одного усилителя.а — базовая схема генератора с мостом Вина; 6 — генератор с мостом Вина с использованием .одного усилителя.
Рис. 9.11. Генератор с мостом' Вина.
Рис. 9.11. Генератор с мостом' Вина.
а — базовая схема генератора с мостом Вина; 6 — генератор с мостом Вина с использованием .одного усилителя.
а — базовая схема генератора с мостом Вина; 6 — генератор с мостом Вина с использованием .одного усилителя.
ленной амплитудой. Если 6 V 1/3, амплитуда колебаний будет расходиться cg временем, пока не возникнут серьезные искаже* ния. Если р > 1/3, амплитуда колебаний будет со временем стремиться к нулю. Так как идеальное значение р установить нельзя, требуется применить систему автоматической стабилизации амплитуды. Эта система обычно работает, воздействуя на изменение коэффициента усиления р цепи отрицательной обратной связи так, чтобы стабилизировались колебания при
малых искажениях. Эти схемы стабилизации могут быть достаточно сложными и содержать до четырех дополнительных ОУ. На рис. 9.11,6 показан генератор с мостом Вина, использующий один усилитель. Контур положительной обратной связи имеет одинаковые по величине резисторы и конденсаторы. Контур отрицательной обратной связи имеет петлевой коэффициент усиления 2. Это обеспечивает значение р, несколько большее чем 1/3, что гарантирует генерацию колебаний.
Диоды, включенные по пар аллельно-встречной схеме, обеспечивают автоматическую стабилизацию коэффициента усиления. По мере того как возрастает UBhlXt динамическое сопротивление диодов падает в соответствии с соотношением / = =26 мВ//д, где Гд — динамическое сопротивление диода, /д —— мгновенное значение тока диода, 26 мВ — температурный потенциал диодного перехода при комнатной температуре.
Таким образом, по мере возрастания £/Вых общее сопротивление R。, с понижается, стабилизируя амплитуду выхода и 'предотвращая ее грубое ограничение. Сопротивление потенциометра П равно 犬口 a 2R［； потенциометр используется для установки амплитуды колебаний. Резистор обратной связи выбирается так, чтобы ограничить искажения, и может быть выбран экспериментально по наименьшим искажениям. Максимальная частота выходных колебаний ограничивается скоростью нарастания напряжения на выходе усилителя. С помощью этой схемы могут быть получены малые искажения — порядка 0,05 %. Применение буферного усилителя на выходе почти всегда необходимо. Имеется много других типов генераторов синусоидальных колебаний, использующих ОУ.
Пример 9.3. Рассчитать генератор с мостом Вина по схеме рис. 9.11,6 на частоту 10 кГц. Взять значение С = 0,001 мкФ.
Решение: f0 = 1/2jiRC,衣=l/2nf0C = 1/2л(10 кГц) (0,001 мкФ). При 0 = 1/3, Кз = 3 положим R = 25 кОм. Затем Q + 択口 = 75 кОм. Поэтому Ri = ^ 25 кОм, R 口 = 50 кОм.
9.112 ГЕНЕРАТОР КОЛЕБАНИЙ ПРЯМОУГОЛЬНОЙ ФОРМЫ
Имеется много типов генераторов нелинейных сигналов, построенных на основе ОУ. В этой главе будут рассмотрены только простые схемы, по одной из каждого класса. Схема, показанная на рис. 9.12, представляет собой простой генератор сигналов прямоугольной формы. Стабилитроны, включенные по последовательно-встречной схеме, стабилизируют амплитуду выходного напряжения, ограничивая ее величинами +Uct и ——Uct・ Эти пределы ограничения не обязательно должны быть симметричными, хотя обычно они таковы, «о.с и С вместе с уси-
жителем, действующим в качестве компаратора, обеспечивают временные соотношения в схеме. Положительная обратная связь реализуется с помощью делителя напряжения Аз и R4, подклю^ чаемого к неинвертирующему входу усилителя. Коэффициент обратной связи
₽ =凡/(Аз + RJ при &》& и &•(9.5)
Входные резисторы Ri используются для того, чтобы гаранта* ровать высокое полное входное сопротивление усилителей, снаб
женных защитой входа при больших дифференциальных сигна- •лах. Для того чтобы рассмотреть работу схемы, предположим, "то выходной сигнал переключается с отрицательного на положительный. Конденсатор, имеющий отрицательный заряд, начинает заряжаться положительно. Когда напряжение конденсатора достигает напряжения на неинвертирующем входе, которое должно быть равно +Ubhx6= +UctB，выход схемы переключается, его напряжение становится отрицательным и цикл
повторяется. Период колебаний такого генератора для симметричных сигналов прямоугольной формы составляет
£ = 2R°. сС In [(1 + 6)/(1 — ₽)].(9.6)
Если |3 = 0,473, тогда
т = 2/?о.сС и f = 1/т= l/2Ro. С(9.6а)
Максимальная частота, с которой может работать эта схема, ограничивается скоростью нарастания выходного напряжения ОУ. Стабильность частоты зависит в первую очередь от стабильности стабилитронов и конденсатора. Резистор /?5 служит для ограничения тока, протекающего через стабилитроны.
Пример 9.4. Рассчитать компоненты генератора сигналов прямоугольной формы, показанного на рис. 9.12, так, чтобы freH (частота генерации) = 1 кГц при Ubhx = 8 В (пиковое значение).
Решение. Для стабилитронов примем прямое напряжение, равное ——0,7 В, н напряжение пробоя около 7,3 В. Ri выбираем большим, чем R§ + R* Положим R = 100 кОм, и тогда R3 +总《100 кОм. Если U&4 = 0,473 С/Вых, то 1 = 2Ro. С
Остановимся на этом. Положим 1r《=&з = 1 мА.
R4=U&4//R4 = °，4734bIx〃R4 = a473(8 В)/1 мА = 3,784 В/1 мА = 3,78 кОм
% = (4.x 一 ％4)〃R3 = & 一 3,784 В)/1 мА = 4,22 кОм.
Положим С = 0,01 мкФ, тогда Ro.c = т/2С = 1 мА/2 (0,01 мкФ) = 50 кОм. Наконец, если /н = 3 мА, ^вых. макс Оу = I4 в и /Ст = 5 мА, то & = =(^ВЫХ. макс 一 ^вы^Д^Ст + ；н + Л?3 + & с) = 6 В/9,24 мА = 649 Ом.
ГЕНЕРАТОР СИГНАЛОВ ТРЕУГОЛЬНОЙ ФОРМЫ
В гл. 6 было показано, что однократным интегрированием сигнала прямоугольной формы можно получить сигнал треугольной формы. Это представляет собой наиболее легкий способ получения хороших сигналов треугольной формы. В схеме, приведенной на рис. 9.13, используется этот подход. Усилитель Уг здесь представляет собой интегратор с неинвертирующим входом, присоединенным к симметрирующему потенциометру /?снм・ Элементы интегратора Ri и С обеспечивают требуемые временные соотношения. За счет установки Ri изменяется частота работы схемы. Так как напряжение на % равно ±Uct к напряжение в суммирующей точке усилителя У2 остается равным Uchm (благодаря обратной связи), то ток, протекающий через R, будет постоянным. Поэтому и ток заряда конденсатора С также будет постоянным. Постоянный ток заряда С определяет линейность формы выходного сигнала. Выход усилителя У? через потенциометр R。, с подается обратно на неинвертирующий вход усилителя У】，представляющий собой компаратор. Ro.c устанавливает коэффициент обратной связи контур。
О
%ыX%ыX6—U] и ивых.6—U] и ивых.
%ыX
%ыX
6—U] и ивых.
6—U] и ивых.
Рис. 9.13. Генератор сигналов тре-угольной формы.
а — схема.
ивых. im=2UcT（f— 1），
2Ubmx. пп^Ст2Ubmx. пп^Ст（忌）
2Ubmx. пп^Ст
2Ubmx. пп^Ст
6
и поэтому задает амплитуду7 сигнала треугольной формы. Потенциометр /?Сдвиг, подключенный к инвертирующему входу усилителя У г, устанавливает сдвиг выходного сигнала путем установки опорного напряжения компаратора. Симметрия формы выходного сигнала достигается установкой Аснм, В подписи к рис. 9.13 приведены уравнения, справедливые для рассматриваемой схемы. Вывод этих уравнений здесь не будет приведен. Для понимания работы схемы рассмотрим один цикл ее функционирования. Предположим, что выход усилителя У1, обозна- Ненннй на рисунке U^ положителен и равен +Ucr・ Конденсатор интегратора С начнет линейно заряжаться через сопротивление
Ri・ Напряжение обратной связи, приложенное к неинвертирующему входу компаратора У】с выхода усилителя 必,составляет
(■> — Ubhx)(1—К)十 Ubhx, где К = R3.c/(Ro.c + A：.c)・
Когда это напряжение под действием изменяющегося благодаря заряду конденсатора С отрицательного выходного напряжения станет равным [7Сдвиг, выход усилителя У【изменит свою полярность с +Uct до —Uct・ Теперь конденсатор С будет заряжаться в противоположном направлении, вызывая появление на выходе положительного, линейно из меняющегося сигнала.
Когда напряжение, задаваемое на неинвертирующий вход усилителя У】, сравняется с (/сдвиг, выходное напряжение усилителя У] переключится с —Uct до +Uct. Это вызовет изменение знака наклона линейного сигнала на выходе с положительного на отрицательный. Заметьте, что напряжение прямоугольной формы получается с выхода усилителя Уь а треугольной формы ——с выхода усилителя У2- В дополнение следует от、 метить, что почти каждый параметр напряжения треугольной формы регулируется. Максимальная частота выходного сигнала ограничивается скоростью нарастания напряжения на выходе усилителя У? или способностью усилителя У】 отдавать ток и определяется тем из этих факторов, который в наибольшей степени ограничивает частоту.
Пример 9.5. Построить схему рис. 9.13 так, чтобы выходной сигнал представлял собой напряжение 10 В от пика до пика, с частотой 2 кГц и симметричное относительно нуля.
Решение'. Из уравнения для частоты выходного сигнала, приведенного под рис. 9.13, трудно рассчитать отдельные элементы. Если вспомнить, что конденсатор С заряжается постоянным током величиной Uc"Ri, то, выбирая С = = 0,01 мкФ из равенства С = 〃/U, где / = т/2, U = Ue^ от пика до пика, можно вычислить / = CU/t = (0,01 мкФ) (10 В)/0,25 мс = 0,4 мА. При 厶丁 = =10 В получим R = 10 Б/0,4 мА』25 кОм.
Так как выходное напряжение должно быть симметрично относительно нуля, то для резисторов сдвига и симметрии выходного сигнала положим Rchm = Rcab = 100 кОм. Инвертирующий вход усилителя У】 должен быть заземлен через резистор 10 кОм, так как желательно не иметь сдвига выходного сигнала.
Выходное напряжение усилителя V】должно изменять свою полярность, когда выходное напряжение усилителя % достигает 5 В. При ^/вых у】= =+10 В и ^/вых у2 = —5В напряжение на неинвертирующем входе усилителя У1
должно быть равно нулю. Таким образом, в точке переключения У)напрян<ение Un —5 В, а V , = 10 В Положим / 人 =/ , =0,1 мА, тогда R =
А -RR Rо. с
--о. со. с J -
=5 В/0,1 мА = 50 кОм, R： с = 1° В/0,1 мА = 100 кОм. Если %т = 4 мА и ^вых. макс У1 = 14 В，т0 区2 ДО，*н。быть равно & = (^ВЫх. макс — %т)/(/ст + + //?]十 /&о с) = 04 В — 1° В)/(4 мА 十 0,4 мА 十 0,1 мА) = 888 Ом.
ГЕНЕРАТОР НАПРЯЖЕНИЯ ЛИНЕЙНОЙ ПИЛООБРАЗНОЙ ФОРМЫ
Для генерирования линейного пил обор азного напряжения можно использовать схему, очень похожую на схему генератора напряжений треугольной формы. Эта схема показана на рнс. 9.14. Она отличается от генератора напряжений треугольной формы тем, что ток для выходного напряжения, нарастающего с положительным наклоном, получается от —U через Ri, а ток для напряжения с отрицательным наклоном ——от выходного напряжения усилителя У】 через Т?2 и Д〔 Так как /?2《Ri, то изменение напряжения с отрицательным наклоном происходит значительно быстрее. Во всем остальном схема работает
а
Рис. 9.14. Генератор линейных пило-образных сигналов.
а—схема
"вых. im=2UCT(т-1)-
2CUctK f =-
(1 —U)/A
6—% н ^ВЬ1Х-
также. Управление симметрией не требуется, так как предполагается, что выходной сигнал должен быть асимметричным. Если конденсатор С разряжается через /?2 недостаточно быстро (вследствие ограничения выходного тока усилителя У。, то можно использовать дополнительный транзистор на выходе 弘 для приведения схемы в исходное состояние. Выходное напряжение от пика до пика будет равно
Uw = 2仇丁 [(1/Ю 一 1]=【一 U【т/RC. (9.7)
Заметьте, что если Ui регулируемо, то и ток, протекающий через Ri, будет изменяться при изменении S. Если ток /& изменяется, то изменяется и время, необходимое для заряда конденсатора С, н схема при этом становится генератором, управляемым напряжением.
Пример 9.6. Построить генератор пилообразного напряжения с пиковым значением выходного напряжения 10 В при 2 мА, периодом 10 мс и временем возврата 0,1 мс. Использовать схему рис. 9.14. Положить ±U = ±15 В и Uct = 10 В.
Решение: Расчет элементов проще всего выполнить с помощью простых уравнений, основанных на здравом смысле, чем с использованием сложных выкладок. Если максимальный ток, отдаваемый усилителем У1, составляет 20 мА, а на смещение стабилизатора уходит 4 мА и на питание R. с 0,1 мА, то наибольший ток, которым можно разрядить конденсатор С во время возврата, составит 15,9 мА. Пусть /^2= 12 мА, тогда сопротивление резистора будет равно Q = (Uct — С/д)/12 мА = 9,3 В/12мА = 775 Ом, и, следовательно, С = 〃/U = 12 мА (0,1 мс)/10 В = 0,12 мкФ. Ri выбираем, исходя из того, чтобы конденсатор С заряжался до 10 В за 10 мс:
'/& = CU/t = (0,12 мкФ) (10 В)/10 мс = 0,12 мА;
% = [ — U ]//& = 15 В/0,12 мА = 125 кОм.
Полярность выходного напряжения усилителя У] должна меняться с отрицательной на положительную, когда выходное напряжение усилителя У? Ubhx = 10 В, и с положительной на отрицательную, когда (7Вых = 0. Для того чтобы найти значения % % с и 凡.с» необходимо использовать уравнение
厶нх. пп = 2%т KVK) - П；1/К = (4нх. пп/2С/Ст) + 1;
1/К = (10 В/20 В) + 1 = 1,5, ^ = 0,667.
,Так как К =《."(％ с+《.с)，т0 凡.с =(喧 с 一 KR：. с)/К. Поло- жим R。, с = 1°0 кОм, тогда &. с = [100 кОм — 0,667(100 кОм) ]/0,667 = =49,9 кОм.
Теперь должно быть найдено напряжение на инвертирующем входе усилителя У?・ Оно может быть получено от делителя напряжения. Когда Ubmx Q =0 и q = +10 В, выходное напряжение операционного усилителя 必 должно переключаться на отрицательное. Так как 外汽厶尺乂 + S) = ^о.с/(^о.с 十
+ К с), т。％ = Ло. с (Ubhx + S)/(R°. с + С с) =(53 кОм) (10 В)/ /150 кОм = 3,33 В.
Наконец, если максимальное выходное напряжение усилителя У] равно 14 В, то /?з = ("вых. макс У1 — %)/(/&+《мх + % )= (14 В — 10 В)/ Д12 мА + 2 мА + 0,133 мА) = 283 0M.
ГЕНЕРАТОР СИГНАЛОВ, УПРАВЛЯЕМЫЙ НАПРЯЖЕНИЕМ
В предыдущем разделе было замечено, что путем изменения напряжения U】(рис. 9.14) можно управлять частотой генератора напряжения линейной пилообразной формы. Схема, показанная на рис. 9.15, работает как управляемый генератор при изменении входного напряжения. Чем выше входное напряжение, тем быстрее заряжается конденсатор (благодаря увеличению зарядного тока) и тем выше частота. Усилитель V】работает как повторитель напряжения, когда полевые транзисторы Т[ н 丁2 выключены, и как инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления, равным единице, при включенных транзисторах Т\ и 『2・ Усилитель У】 попеременно выдает +(7вх и —17Вх на вход интегратора, заставляя конденсатор заряжаться отрицательным зарядом при 十Ubx и положительным при ——иъх. В этой схеме Уз ——компаратор, который включает транзисторы Т1 и 『2，когда выход интегратора достигает напряжения UB = =—Ост[&/(& +Rs)], и выключает 7\ и Г2, когда / = = Uct[R4/(& + R5)1・•
Схема работает следующим образом. При выключенных транзисторах 7\ н 厶(это означает, что выходное напряжение равно —Ост) напряжение UBK прикладывается к интегратору, заставляя конденсатор линейно заряжаться. Выходное напряжение интегратора продолжает изменяться с отрицательным наклоном до тех пор, пока не станет равным отрицательному напряжению на R4. В этот момент выход компаратора У3 переключается на 十Uct・ Транзисторы Т{ и Т2 включаются, превращая У】в инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления, равным единице. Вход интегратора теперь становится равным —Ubx, и его выходное напряжение начинает изменяться с положительным наклоном в сторону положительных напря- ^кеннй. Положительное напряжение на выходе интегратора бу- дат расти до тех пор, пока не станет равным положительному напряжению на &. В этот момент выходное напряжение компаратора меняется на отрицательное, вызывая отключение транзисторов 71 и 72, и затем процесс повторяется.
Для того чтобы схема хорошо работала на низкой частоте, должен быть ОУ с полевыми транзисторами на входе. Для получения высокой скорости переключения усилители У[ и 弘
Рис. 9.15. Генератор сигналов прямоугольной формы, управляемый напряжением.а—схема; 6—Цд.厶 н "вых，Рис. 9.15. Генератор сигналов прямоугольной формы, управляемый напряжением.а—схема; 6—Цд.厶 н "вых，
Рис. 9.15. Генератор сигналов прямоугольной формы, управляемый напряжением.
а—схема; 6—Цд.厶 н "вых，
Рис. 9.15. Генератор сигналов прямоугольной формы, управляемый напряжением.
а—схема; 6—Цд.厶 н "вых，
следует выбирать среди наиболее быстродействующих ОУ с полевыми транзисторами на входе. Необходимо также помнить, что (Л* должно быть меньше Ug
Пример 9.7. Рассчитать компоненты генератора сигналов, управляемого напря- .жением по схеме рис. 9.15, так, чтобы при Ubx = 5 В частота генератора равнялась 10 кГц. Операционный усилитель взять типа TL081 с полевым входом. Параметры этих ОУ приведены в приложении В. Положить Us = 10 В и 士方= ±15 В. Полевые транзисторы с р — «-переходом「м △ имеют &зн отс = — ЗВ и отобраны с &н = 200 Ом Выходной ток генератора должен быть равным 10 мА.
Решение-. Напряжение переключения выбирается и устанавливается с помощью &з и &4. Это напряжение равно пиковому выходному напряжению интегратора. Установим произвольно это напряжение равным 5 В. R5 H &4 будут теперь одинаковыми. Положим /凡=/鼻=0,1 мА, тогда &4 =冗=* =5 В/0,1 мА = 50 кОм; Яб» используемое в цепи управления полевыми транзисторами, выбираем равным 100 кОм.
Общий ток, потребляемый от Уз, теперь известен, так что может быть вычислено значение &♦ Если /ст = 3 мА, то % = (i/BbIX> макс уз 一 〃《。/。/治 + 十'внх + ‘Ст + D = 3,5 В/13,3 мА = 263 Ом. Резисторы для У】 выбираются почти произвольно. -
Положим, что для получения +厶=——Ua Rj = 49 кОм, Rn = 25 кОм и &2 = 50 кОм；' через резисторы, подключаемые к неинвертирующему входу У1, протекает ток смещения, и для снижения напряжения сдвига на выходе выбираем их равными R/2 = 25 кОм.
Ток, отдаваемый TL081, составляет около 20 мА. Если /^2= 1 мА при максимальной частоте 10 кГц, то можно найти значение С из выражения С = /2/U, где / = /^ макс，％ = 丁/2， U = UKOKR. пп ——напряжение на конденсаторе от пика до пика. Получаем
С = (1 мА) (0,05 мс)/10 В = 0,005 мкФ, R = 5 В/1 мА = 5 кОм.
Выбор меньших зарядных токов привел бы к необходимости ставить конденсаторы очень малой емкости.
Из любопытства посмотрим, какова будет частота генератора при UBK = =1 В. Из выражений С = H/U, / = CU/It где t = т/2, / = Ubx/Ri, U = 』Ukoha пп, следует, что
f = (0,005 мкФ) (10 В)/(1 В/5 кОм) =0,25 мс,
f = 1/2/ = 1/0.5 мс = 2000 Гц.
ВЫВОДЫ
Операционвде усилители полезны во многих применениях во всех областях Электроники.
"2. Пиковые детекторы представляют собой схемы, которые обнаруживают и •запоминают пиковое значение входного напряжения. Высокое входное полное •сопротивление ОУ (особенно ОУ с полевыми транзисторами на входе) делает их идеальными для применения в этих схемах.
3. Детекторы прохождения напряжения через нуль представляют собой схе- мн, спроектированные так, чтобы получать большие изменения выходного напряжения в момент, когда входной сигнал проходит через нуль. Высокий коэффициент усиления ОУ является фактором, определяющим их эффективность Для этой цели. Детекторы нуля полезны при построении многих типов нспы- Нательного оборудования, например фазовых детекторов.
Для увеличения выходного тока ОУ могут быть использованы дополниТельные навесные транзисторы. Ошибка, возникающая при их включении, ста«
новится перенебрежимо малой, коль скоро они находятся в контуре обратной связи.
Высокий коэффициент усиления и простота, с которой организуется обратная связь при использовании ОУ, делают их идеальными элементами в качестве источников неизменного тока и напряжения.
Операционные усилители могут быть использованы для упрощения схем" и улучшения работы многих генераторов сигналов. Генераторы сигналов прямоугольной формы, выполненные иа базе ОУ, представляют собой, по существу, компараторы с самовозвратом в исходное состояние. Генераторы сигналов треугольной и пилообразной формы в своей основе являются интеграторами, на вход которых подаются сигналы прямоугольной формы, получаемые от компараторов, используемых в качестве генераторов сигналов прямоугольной формы. Если входное напряжение генератора треугольной или линейной пилообразной формы сделать переменным, то в результате получается генератор, управляемый напряжением.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Опишите принцип работы пикового детектора.
Почему усилитель У2 (рис. 9.1) должен быть. ОУ с полевыми транзисторами на входе?
Укажите назначение сумматора-вычитателя на рис. 9.2.
Объясните, почему токовые бустеры вносят очень малую ошибку в значение К ОУ.
Какие свойства ОУ улучшают стабильность источника опорного напряжения, приведенного на рис. 9.9?
Укажите причину, по которой необходима автоматическая стабилизация амплитуды генератора с мостом Вина.
Назовите основную функцию ОУ в генераторе сигналов прямоугольной формы, изображенном иа рис. 9.12.
Назовите функции, выполняемые соответственно усилителями У】и У2 в генераторе сигналов треугольной формы рис. 9.13.
Почему усилитель 弘 на рис. 9.14 должен иметь высокую скорость нарастания напряжения на выходе?
Если Ui изменяется, то изменяется и частота линейного пилообразного сигнала схемы рис. 9.14. Почему?
Укажите назначение каждого усилителя схемы рис. 9.15. Если встречаются затруднения в ответах на некоторые вопросы, то отметьте их и для отыскания ответов просмотрите соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цель работы. После завершения этой лабораторной работы учащийся должен быть способен построить и запустить в работу три перечисленных в лабораторной работе схемы, а также указать особенности их функционирования..
Оборудование. Требуемое лабораторное оборудование будет меняться в зависимости от характера выполняемой работы. Основная часть перечисленного ниже оборудования, безусловно, понадобится. 1. Три операционных усилителя типа TL081 фирмы Texas Instruments или их аналоги. 2. Набор резисторов с допуском ±2 %. 3. Источники питания 土 15 В постоянного тока. 4. Потенциометры: 10 кОм— 1 шт., несколько штук по 50 кОм. 5. Два «-канальных полевых транзистора с р ——«-переходом. 6. Два стабилизатора на 4,7 В. 7. Осциллограф. 8. Макетная плата с разъемными вставками для ИС, такая, как EL Instruments SK-10. 9. Генератор сигналов звуковых частот.
Порядок выполнения работы. 1. Пиковый детектор, (а) Соберите пико-.
-HZZZ1— 电t = 1。。кОм
Рис. 9.16. Пиковый детектор.
вый детектор по схеме, показанной на рис. 9.16. (б) Подключите сигнал звуковой частоты и медленно установите входное напряжение, контролируя напряжение на входе и выходе по осциллографу, (в) Установите входное на-
■о А■о АРис. 9.17. Генератор с мостом Вина. /ген=1/ЗДС, С=0,1 мкФ.Рис. 9.17. Генератор с мостом Вина. /ген=1/ЗДС, С=0,1 мкФ.тхи±-_тхи±-_
■о А
■о А
Рис. 9.17. Генератор с мостом Вина. /ген=1/ЗДС, С=0,1 мкФ.
Рис. 9.17. Генератор с мостом Вина. /ген=1/ЗДС, С=0,1 мкФ.
тхи±-_
тхи±-_
пряжение равным нулю и наблюдайте, как долго на выходе будет сохраняться пиковое значение напряжения.
g Генератор с мостом Вина, (а) Рассчитайте компоненты генератора с мостом по схеме, показанной на рис. 9.17. Положите С = 0,1 мкФ и fr=2 кГц.
С помощью потенциометра П добейтесь начала генерации. Измерьте ча- ст?ту генерации и сравните измеренную и расчетную величины, (в) Наблю- "aiiTe форму напряжения в точке Л. Сравните ее с формой напряжения на ЕМходе ОУ.
Пи4|пи±~_
11
%т = 47 в
乂
Рис. 9.18. Генератор сигналов прямоугольной формы. Положите &/(/?4 + &)=0,473, / = 1/2/?^ сС.
丄
Рис. 9.19. Генератор сигналов треугольной формы.
С=/&]〃1/1m. & = (Uct + °，7B)“r・
Генератор напряжения прямоугольной формы, (а) Соберите генератор сигналов прямоугольной формы по схеме рис. 9.18. Установите частоту генератора равной 1 кГи. (б) Наблюдайте выходной сигнал и сравните действительную частоту генерации с расчетным значением, (в) Подсоедините интегратор к выходу генератора прямоугольных сигналов, как показано па рнс. 9.19. Рассчитайте значения &】н С так, чтобы получаемый сигнал треугольной формы имел пиковое значение 5 В (от пика до пика 10 В).
Факультативный раздел, (а) Рассчитайте компоненты и соберите управляемый напряжением генератор сигналов по схеме рис. 9.15 для получения частоты генерации 1 кГц при 几＞ =5 В. (б) Начертите зависимость частоты генерации от входного напряжения. UBX меняйте ступенями по 0,5 В в диапазоне от 0,5 до 5,5 В.
ГЛАВА 10
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ
Операционные усилители можно отнести к ИС общего назначения, имеющим много применений в разнообразных аналоговых схемах. Уже разработаны специализированные ОУ для тех применений, где от ОУ требуются специальные характеристики и где для них имеется достаточный рынок сбыта. О специализированных схемах, производимых в настоящее время, можно было бы написать отдельную книгу. В этой главе будут рассмотрены линейные и импульсные стабилизаторы для источников питания. Ряд других специализированных ИС будет рассмотрен в гл. 11, и с ними можно ознакомиться по каталогам линейных ИС.
Назначение главы. После изучения материалов этой главы и контрольных вопросов учащийся должен уметь:
Рассчитать значения параметров элементов в линейном стабилизаторе напряжения и описать принцип его работы.
Описать принцип работы и рассчитать значения параметров вспомогательных элементов для приведенных интегральных схем стабилизаторов напряжения.
Описать принцип работы и рассчитать значения параметров элементов для приведенных интегральных схем импульсных стабилизаторов напряжения.
Выполнить лабораторную работу к гл. 10.
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ТИПЫ СТАБИЛИЗАТОРОВ
Почти для всех современных электронных схем очень существенно иметь источник напряжения, у которого выходное напряжение остается постоянным при изменениях входного напряжения и тока нагрузки. Изменения напряжения источника питания могут вызвать изменения на выходе питаемой схемы, неотличимые от тех изменений, которые создаются истинным входным ■Сигналом, а избыточное напряжение источника питания может Привести к разрушению всей схемы. Поэтому хорошо стабили-
зированный источник питания постоянного тока очень существен для правильной работы как линейных !), так и цифровых схем. Широкое распространение получили в последние годы интегральные схемы стабилизаторов напряжения, требующие только немногих внешних элементов. Такие интегральные схемы стабилизаторов отличаются превосходными рабочими характеристиками при очень умеренной стоимости. В результате появляется возможность снабдить каждую печатную плату собственным стабилизатором напряжения или стабилизированным источником питания, что позволяет подавать на нее только нестаби- лизированные напряжения постоянного или переменного тока. При этом повышается надежность системы, так как выход из строя одного стабилизатора напряжения не приводит в нерабочее состояние всю систему в целом. Уменьшаются также трудности, связанные с наводками шумов на длинные провода, распределяющие стабилизированное напряжение постоянного тока, а также с напряжениями, возникающими на шинах питания и земли при переходных процессах. Это достигается за счет расположения стабилизаторов напряжения в непосредственной близости к схемам, потребляющим стабилизированное напряжение.
В интегральном исполнении имеются два главных типа стабилизаторов напряжения — линейные и импульсные. Линейные стабилизаторы напряжения для осуществления стабилизации имеют регулирующие элементы, включаемые либо последовательно (проходные), либо параллельно нагрузке.
Из блок-схемы стабилизатора последовательного действия, представленной на рис. 10.1, а, следует, что для того, чтобы удержать выходное напряжение постоянным, на проходном регулирующем элементе (обычно транзисторе) должно устанавливаться соответствующее падение напряжения. Стабилизатор параллельного действия, показанный на рис. 10.1,6, использует регулирующий элемент (обычно транзистор), включенный параллельно нагрузке. При этом удерживается постоянным ток, протекающий через нагрузку. Если напряжение на нагрузке падает, то шунтирующий нагрузку регилирующий элемент уменьшает свою проводимость, заставляя тем самым большой ток протекать через нагрузку. Увеличенный ток нагрузки вызывает увеличение напряжения на нагрузке до своего исходного значения 2). Постоянное потребление большого тока в стабилизаторах параллельного действия оказывается очень неэффективным при низких токах нагрузки. Потому в настоящее время такие
Точнее было бы здесь указать — «аналоговых». — Прим, перев.
2)Следует уточнить: если напряжение на нагрузке падает, то шунтирующий нагрузку регулирующий элемент уменьшает свою проводимость. При этом уменьшается общий ток и уменьшается падение напряжения на последовательно включенном сопротивлении так, чтобы напряжение на нагрузке вернулось к своему исходному значению.——Прим, перев.
工
о-
1
□вх = ^вых + 〃у.з
а
ион
пмц±-_
Управляю-щий элемент
丄
еу№<о工
Рис. ЮЛ. Типы линейных стабилизаторов напряжения,а — стабилизатор последовательного действия; б — стабилизатор па-раллельного действия. %х — нестабилизированное входное напря-жение постоянного тока, U^^ §— напряжение управляющего элемента,“;ы*—доля выходного напряжения, ИОН — источник опорного на-пряжения, ?вых — стабилизированное выходное напряжение постоян-ного тока, R — последовательный резистор. ZQ— общий ток, 7Н——токнагрузки, /у. э— ток управляющего элемента.
стабилизаторы редко используются, и подробности о них не будут приведены в этой главе.
Импульсный стабилизатор составляет второй основной тип стабилизаторов напряжения. Регулирующий элемент (биполярный транзистор или мощный полевой МОП-транзистор) управляется так, что он либо полностью включен, либо выключен н рассеивает заметную мощность только во время включенного достояния. На рис. 10.2, а показана блок-схема импульсного стабилизатора. Если времена переключения существенно короче I。сравнению с промежутками времени пребывания транзи-
ааРис. 10.2. Импульсный стабилиза -тор.
а
а
。一блок-схема； 6 — широтно-импулыное регулирование.
Наверху—прн малом токе нагрузки внизу — при большом токе нагрузки. "кп. э 一 выходное напряжение ключевого элемента, ШИМ — широтно-импульсная модуляция. Остальные обозначения —см. рис. I0.L
стора во включенном и отключенном состояниях, то регулирующий элемент рассеивает очень малую часть входной мощности. Таким образом, импульсные источники питания значительно более эффективны, чем линейные. Коэффициент полезного действия импульсных источников питания часто превышает 90 %, в то время как к. п. д. источников питания с непрерывно действующим проходным регулирующим элементом редко достигает 70—80 %, а чаще гораздо ниже за счет мощности, потребляемой последовательно включенным регулирующим транзистором. Стабилизация в импульсных источниках питания достигается за счет изменения времен включенного и отключенного состояний регулирующего элемента. Чем дольше регулирующий элемент находится во включенном состоянии, тем выше выходное напряжение. Это называется широтно-импульсной модуляцией
(ШИМ) и иллюстрируется на рис. 10.2,6. Катушки индуктивности и конденсаторы используются для фильтрации выходного напряжения. Если частота【)достаточно высока, то можно использовать небольшие катушки индуктивности и конденсаторы. Большинство импульсных стабилизаторов работает на частотах в диапазоне от 5 до 100 кГц, так что элементы фильтра получаются небольшими по размерам и легкими по весу. В общем импульсные стабилизаторы меньше, легче, сложнее и дороже линейных стабилизаторов. Однако линейные стабилизаторы дают несколько лучшую стабилизацию и более быстро протекающий переходный процесс 2).
Имеется много модификаций импульсных стабилизаторов. В этой главе будут рассмотрены лишь несколько основных типов.
ЛИНЕЙНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ДЕЙСТВИЯ
(С ПЕРЕХОДНЫМ РЕГУЛИРУЮЩИМ ЭЛЕМЕНТОМ!
На рис. 10.3, а показана обычная схема стабилизатора напряжения последовательного действия. Это схема с замкнутой обратной связью. Здесь Т{ представляет собой проходной регулирующий транзистор, 丁2 выполняет роль усилителя тока для 7ь Так как большинство мощных, последовательно включаемых транзисторов имеет довольно малое значение /2213 (порядка 20—30), то транзисторы Л и 汽 включены по схеме Дарлингтона. Выход транзистора 八 на нагрузку берется с эмиттера, так что Ti и Т2 обеспечивают усиление по току, а не по напряжению. Резисторы & и & образуют делитель напряжения, с которого снимается часть выходного стабилизируемого напряжения Ubhx「Это напряжение сравнивается с опорным (t/On), получаемым от стабилитрона (Ст) с помощью ОУ. Входное напряжение ОУ представляет собой разность между опорным напряжением и напряжением £/；нх：
U：x = Uon — t/вых = t^CT — Uвых {R2KR1 + /?2)]・(10.1)
Это напряжение U詼 усиливается усилителем и воздействует на проходной транзистор так, чтобы скорректировать любые изменения выходного напряжения, возникающие как под влиянием изменения входного напряжения, так и тока нагрузки 3). Стабилизаторы последовательного действия работают еле- 1)Имеется в виду частота переключения регулирующего элемента.— Прим, перев,
")В особо ответственных случаях идеальной является последовательная комбинация грубого импульсного и прецизионного линейного стабилизаторов —Прим. ред.
з)Весь стабилизатор ——это* мощный ОУ, в котором на не инверсный вход подано Uon， a t/*bIX — это f/。. с инвертирующего ОУ. — Прим. реО・
дующим образом: если иъЫх уменьшается либо под влиянием уменьшения t/BX, либо увеличения тока нагрузки, то t/вых также уменьшается, a Uon остается постоянным. Разность 〃。口 一 U；mx возрастает, поскольку напряжение на инвертирующем входе ОУ становится отрицательным по отношению к Uon・ Выходное напряжение ОУ становится положительным, что вызывает изменение напряжения на эмиттерах 7\ и 丁2 в положительном направлении до тех пор, пока не восстановится приближенное равенство t/вых ^ Uon・ Последнее будет иметь место в случае, когда t/вых достигнет значения, которое было до изменения нагрузки или входного напряжения. Выходное напряжение ОУ вызывает дополнительное отпирание Tj и Т^ что в свою очередь приводит к такому увеличению тока нагрузки, которое компенсирует падение (/Вых. При этом напряжение коллектор — эмиттер f/кэт! уменьшается и таким образом компенсирует снижение выходного напряжения. В случае когда Ubx возрастает или /н уменьшается, процесс в системе протекает в обратном направ^нии.
Так как Uk3ti = Ubx—Ubmx и весь ток нагрузки протекает через А, то к. п. д. схемы непосредственно зависит от величины □ кз ti. Например, если стабилизатор напряжения последовательного действия обеспечивает 15 В стабилизированного напряжения прн нестаб и лизир ов анно м входном напряжении 30 В, то максимальный к. п. д. = РВых/^вх = 50 %. Для получения высокого к. п. д. необходимо, чтобы разность (7ВХ—Ubhx была по возможности меньшей, однако при этом существует предел. Для обеспечения линейности разность UBX——t/вых должна быть больше, чем С7бэт1 + 17бэ Т2 + L/кз ti мин- Для большинства мощных транзисторов напряжение 1/Кэ % 2В достаточно для обеспечения линейности. Поэтому для надежной линейной работы Ti н 丁2 в линейном режиме необходимо, чтобы U^ ——〃вмх》 > 3,5 В. Нестабилизированное входное напряжение обычно имеет пульсации, и поэтому UBX. мнн должно быть выше примерно на 3,5 В, чем иЕЫХ.
Для этого типа стабилизаторов напряжения могут быть нс- пользованы многие типы ОУ, включая цА741 или его аналоги. Операционный усилитель в данном случае имеет однополюсный источник питания, причем нестабилизированное напряжение используется как 斗0, а земля как —U. Выходное напряжение ОУ должно быть достаточным для того, чтобы устанавливались
Рис. 10.3. Стабилизатор последовательного действия.
<0 — стабилизатор с нс пользованием ОУ； 6 — стабилизатор с предварительной ста били* 处Цнеи в"цепи базы проходного транзистора； в ——стабилизатор с предварительной ста* билизацией в цепи базы проходного транзистора с помощью источника неизменного *°ка, у — вычитатель и усилитель, V^= ^оп— опорное напряжение. 口；姪選№°—Доля выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи.
требуемые значения стабилизированного выходного напряжения и падений напряжения между базой и эмиттером транзисторов Г! и т2.
Если ОУ имеет вывод «земля», то для того, чтобы установить на этом выводе напряжение, равное примерно Ubhx/2, следует использовать делитель напряжения или стабилитрон, питаемые стабилизируемым выходным напряжением. Величина {7ВЫХ ограничена максимальным значением напряжения питания ОУ.
Если R】 на рис. 10.3, а представляет собой потенциометр, то выходное напряжение может у стан авл ив аться в диапазоне от (Ubx — 3,5 В) до напряжения чуть выше 厶升 Очевидно, выход источника питания не может быть установлен меньшим, чем Uct ь так как Uon должно быть всегда чуть больше U；mx・ Если предположить, что коэффициент усиления по напряжению пары Дарлингтона равен единице, то коэффициент усиления разомкнутой цепи, состоящей из ОУ, Т】и Т2, равен коэффициенту усиления Л операционного усилителя. При отсутствии UBx к усилителю прикладывается только Uct, цепь обратной связи для стабилизатора образуется делителем Ri, R2- При этом выходное напряжение Uвнх = AUст・ В развернутом виде
Ubmx = Uct[4(1 + 4P)], но p = R/(R + R2), a 4》(R + R2)/R2・
Поэтому {/вых 2 Uqt [屍/依1 + Т?2)]. (10.2) Та^им образом, когда прикладывается Ubx, f/вых будет изменяться до тех пор, пока U'x = Uon, как будто бы схема стабилизации в целом представляет собой неинвертирующий операционный усилитель.
Уравнение, связывающее изменение выходного напряжения стабилизатора с изменением входного напряжения, имеет вид
AUbmx/AUbx = (Rh/Rk)[便2 + R)A4R2], (Ю.З) где Rh — сопротивление нагрузки,/?к — динамическое сопротивление коллектора】),Л — коэффициент усиления ОУ в разомкнутом состоянии по напряжению, R и R2 — резисторы, образующие делитель напряжения, с которого снимается [/вых-
Если в качестве последовательного регулирующего элемента используется пара Дарлингтона, то Rk транзистора Т\ увеличивается до Rk ti эфф = Rk ti力213 Т2, где /2213 тг 一 коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером для управляющего транзистора в паре Дарлингтона.
Уравнение изменения выходного напряжения в зависимости от изменения выходного тока будет иметь вид
AUbhx/A/bhx = (Rh〃1)[(R + R2)/RJ (ЮЛ)
и Имеется в виду величина, обратная /^2Э 一 проводимости коллектора
в схеме ОЭ. — Прим. ped.
Пример 10.1. Прежде чем продолжить изложение, рассмотрим схему рис. 10.3, а. Необходимо построить источник питания со следующими «цан- Hb】MH： U вых ^= 10 В, /вых === 1 A, Ubx. мин == 14 В И Ubx. макс == 20 В. И СП О ЛЬ- зуем ОУ тип я р-А.741, Пусть 力210 ti === 20. Rk ti ■— 120 Ом, U^, т】==0,85 В; 力 210 T2 =‘°，&К Т2 s= 1 К°М, “Ез Т2 = °1 В*
Решение'. Стабилитрон выбирается на напряжение Uct = 5,6 В. Это связано с тем, что температурный дрейф точки пробоя (напряжения стабилизации) меньше в диапазоне напряжений от 5 до 8 В. Из каталожного листа следует, что температурный дрейф имеет минимум при токе 10 мА. Поэтому этот ток смещения следует принять при вычислении Асм. Ток, протекающий через резисторы Ri и R2, должен быть значительно больше тока смещения ОУ jxA741, так что 1^》‘0,5 мкА. Значения R】и R2 должны .быть достаточно малыми, чтобы они не создавали существенного напряжения шума. Если /ri = =0,1 мА, то это условие удовлетворяется. Резистор R3 должен обеспечивать необходимый базовый ток дйя Г2 при минимальном значении входного напряжения. Теперь все подготовлено для расчета:
^БТ1 = 'вмх/厶213 Т1 = 1 А/20 = 50 мА,
/]5Т2 ==3 ^ВТ?/^21Э Т2 == 50 мА/50 ——• 1 мА.
Последняя величина легко может быть получена от ОУ |1А741:
^3=[^вх. мин — (Ubmy + ^БЭ TI + %3 Т2)]/(/в Т2 + Lx. ОУ)*
Значение /ВЬгх операционного усилителя выбирается меныиим максимального значения выходного тока ОУ (около 10 мА для 卩А741) и больше /Б т2> так что Uвых операционного усилителя представляет собой источник напряжения для 丁2・ Выбираем /вых> оу = 3 мА, что больше, чем /5 T2； тогда R3 = =[14 В — (10 В + 0,85 В + 0,7 В)]/3 мА = 816 Ом.
Замечание. Для правильной работы необходимо, чтобы UBX. мнн — U'bhx > > 3,5 В. Также Ub< макс должно быть меньше, чем имакс.ОУ”，Действи- ?ельно. и^акс. ОУ = 36 В, а 〃вх. макс = 20 В
Теперь проверим, что 卩А741 может отдать максимальный ток, необходимый ДЛЯ R3：
'макс = {[^вх. макс "~ (^вых + %3 TI + %О Т2)]}/区3 一 】ВТ2 =
=8,45 В/816 Ом — 1 мА = 10,3 мА —>-1 мА =^ 9,3 мА.
Это значение /макс допустимо. Если бы это было не так, то потребовалось бы дополнительное усиление тока, чтобы управлять транзистором Т2.
Кем обеспечивает ток смещения для стабилитрона и находится из выра* Жени я
&М = (%НХ - °Ст)/'см = (10 В — 5,6 В)/10 мА = 440 Ом.
Ri и R? обеспечивают подачу па инвертирующий вход части выходного на- ^ряжения. Пусть ^ ^ Z/^2 = 0,1 мА. Эта величина намного меньше тока смещения gA741
R2 = Uct/'r = &6 В/。」мА = 56 кОм,
R1 = (^вых — %，//衣1 = 4,4 В/0,1 мА = 44 кОм.
I)^макс.оУ — полный перепад напряжений питания ОУ (U + | — U|). 一 Прим. ped. •
Проверим теперь погрешность стабилизации. ЛиВх ~ Ubx. макс—^Вх. мин = =20 В— 14 В = 6 В. Из уравнения (10.3) получаем
△4нх = (Rh AUbJRk Эфф) [(^2 + &)/%R2]=
=А°вх [(& + 欠1)伍火2】[(UbmJ/bhx. макс)/— Т也 13 Т2“
где UjBbjx〃Ebix. макс = Rh. мин, А = 20 000— минимальное значение коэффициента усиления i'A741 без обратной связи.
△Овмх△Овмх(10 Ом) (100 кОм) (6 В)(120 Ом) (50)120 000) (56 кОм)(10 Ом) (100 кОм) (6 В)(120 Ом) (50)120 000) (56 кОм)0,89 мкВ при AUbx = 6 В.0,89 мкВ при AUbx = 6 В.
△Овмх
△Овмх
(10 Ом) (100 кОм) (6 В)(120 Ом) (50)120 000) (56 кОм)
(10 Ом) (100 кОм) (6 В)(120 Ом) (50)120 000) (56 кОм)
0,89 мкВ при AUbx = 6 В.
0,89 мкВ при AUbx = 6 В.
Изменение выходного напряжения А(7Вых под влиянием изменения тока нагрузки Д/и находится из уравнения (10,4). При изменении тока нагрузки △/н = 1 А
△■вмх = A— (RhM)【(凡 + 七)/2] = 0,89 мВ.
Превосходные характеристики работы схемы в рассмотренном выше примере получены за счет очень большого значения коэффициента усиления ОУ без обратной связи. В реальных условиях работа схемы будет меняться под влиянием дрейфа напряжения сдвига и опорного напряжения с изменением температуры.
Схема на рис. 10.3, б обеспечивает улучшенные характеристики работы по сравнению со схемой рис. 10.3, а, в которой изменения входного напряжения вызывают небольшие изменения базового тока транзистора & из-за того, что & присоединено к нестабилизированному входному напряжению. В предыдущих расчетах погрешности стабилизации этот факт не принимался во внимание. Присоединяя Кз к источнику напряжения без пульсаций, можно добиться снижения пульсаций на выходе. Стабилизированный источник напряжения ([/2) строится на основе стабилитрона, питаемого от вспомогательной вторичной обмотки трансформатора через выпрямитель и емкостный фильтр. Дополнительное напряжение необходимо потому, что напряжение, питающее /?з, должно быть больше ивых + (7бэ ti + + Г7бэ Т2. Сопротивление R4 находится следующим образом:
我4 = [。2 十 Uhx 一 (Uct2 + ивнх)]/(/& макс + /см. Ст 2),
ГДе /см. Ст2 Q 0,5/&макс・
Вспомогательный источник питания U2 может быть заменен, как это показано на рис. 10.3, в, источником неизменного тока для /в Т2- Источник неизменного тока обусловливает постоянство базового тока『2 при наличии пульсаций на входе. 〃【и 〃2 обеспечивают постоянное напряжение на базе 北.Вместо 〃i и “2 предпочтительно иметь низковольтные стабилитроны. С помощью /?д устанавливается ток через диоды, намного превы* шающий базовый ток Т3.
Следующее соотношение справедливо для 7?д：
Ад = [Uвх. мнн — (f/д, + Uд2)]/20/б тз・
Сопротивление эмиттера Тз находится из уравнения
Кэ = [(^Д, + U&) — Ue3 Тз]/(/вых/Л21Э Т1Й21Э Т2),
где 厶213 Tl и А21Э Т2 — минимальные каталожные значения.
Для того чтобы предотвратить насыщение Тз, в любой момент времени £/ктз должно быть больше, чем Uвых+t/бэ ti+t/вэ Т2> и С/кзтз оказывается больше примерно 1,5 В. Источник неизменного тока и схема получения Uz называются предста- билизаторами.
ОГРАНИЧЕНИЕ ТОКА НА НЕИЗМЕННОМ УРОВНЕ
Если выход источника питания закорачивается, то избыточный ток может разрушить стабилизатор благодаря избыточной мощности, выделяющейся на переходах проходного транзистора. Для предотвращения этого используются два типа ограничителей тока: ограничители тока с неизменным уровнем ограничения и ограничители тока с изменяющимся уровнем ограничения (foldback current limiters 1)). Ограничитель тока с неизменным уровнем ограничения показан на рис. 10.4, а. Как только /Вых превысит максимальное значение тока источника питания, падение напряжения на Rorp вызовет увеличение Ues транзистора 70rp. Транзистор 70rp при этом включается, что приводит к уменьшению напряжений на Кз и соответственно Usti и 必与这・ Коллекторный ток ТОгр, протекающий через R3, снижает ток базы эмиттерного повторителя Т^ вызывая увеличение £/кз транзистора Гь Если выход закорачивается, то падение /Вых^?огр вызывает насыщение Тогр, тем самым ограничивая ток короткого замыкания. /?огр выбирается в соответствии с выражением
/?огр ^2 UБЭ выкл. макс//н. макс»(10*5)
где /н. макс — максимальный ток нагрузки по каталогу, •^бэ выкл гогр — максимальное значение Usa, при котором 70rp ■еще выключен. Обычно С7вз Выкл. макс составляет от 0,3 до 0,4 В.
Выходное напряжение не будет существенно падать до тех
D Дословный перевод этого термина ——«ограничители тока с загибающейся обратно вольт-амперной характеристикой». Однако более соответствует физике процессов термин «ограничители тока с изменяющимся уровнем ограничения». Действительно, в ограничителях тока этого типа при перегрузке каждому значению сопротивления нагрузки будет соответствовать свой уровень ограничения тока. Схема может быть отрегулирована так, что при этом мощность рассеивания иа проходном транзисторе никогда (даже и при коротком замыкании выхода) не будет превышать допустимой. В такой формулировке последний термин четче выявляет различие между этой системой •ограничения тока и ограничителями тока с постоянным уровнем ограниче- ння. — Прим, перев.
6
Рис. 104 Ограничение выходного тока на постоянном уров-не.
а — стабилизатор с. постоянным уровнем ограничения тока; 6 —вольт-амперная хар актеристик а системы ограничения тока на постояи-иом уровне. Pi — рабочая точка при нормальной нвагрузке, Рг — ра-бочая точка прн перегрузке, /вых> макс一 максимальный ток нагрузкипо каталогу.
пор, пока /н не достигнет /и. макс, а ^огр —0,5 В. Проходной транзистор должен быть способен рассеять мощность:
Р『]^^ Ubx. макс (Ub3 при вкл. ^огр/^БЭ при выкл. Г。门))，н・ макс, (10-6) КОТОрЯЯ ПрИ f/вэ при выкл. ^огр == 0,35 В И t/вз при выкл. 丁。皿 ^^ °，6 В составляет.
PTi н1 Ubx・ макс (0,6 В/0,35 В) /н. макс 二^ ^^U^. макс/н. макс* Максимальное значение коллекторного тока 70rp составляет Ubx. макс//?з, и поэтому необходимо иметь возможность рассеять мощность
Р'огр = [0,5"вх. макс] [0,5"вх. макс/®] = 0,25 [片х. макс/&]・
Для снижения мощности рассеяния транзистора 7\ используется система ограничения с изменяющимся уровнем ограничения тока.
ОГРАНИЧЕНИЕ ТОКА
с ИЗМЕНЯЮЩИМСЯ УРОВНЕМ ОГРАНИЧЕНИЯ
Ограничение тока с изменяющимся уровнем ограничения, как это показано на рис. 10.5, а, снижает максимальное значение мощности, рассеиваемой Ть путем снижения тока короткого замыкания источника питания до величины, меньшей, чем /и. макс Когда /вых превысит /н. Макс, ток через Л снижается до величины, меньшей /н. макс- Следует отметить, что для всех источников питания ограничение тока не начинается до тех пор, пока /н не превысит /н.макс примерно на 40 %. Таким образом, максимально допустимый ток нагрузки не приведет в действие систему ограничения тока. Последняя начнет функционировать при подлинной перегрузка, когда /ВЫх > /пор. Здесь /пор ——значение выходного тока, при котором начинается ограничение.
Схема ограничителя тока с изменяющимся уровнем ограничения, состоящая из Torp, R。”, Ra и R& представлена на рис. 10.5, б. Она работает следующим образом. Напряжение Ue3 транзистора Гогр равняется URorp + ^r^- Сопротивление Ra меньше R& поэтому ^л < U^B- При нормальной работе Ur^ + U夫орр меньше напряжения, требуемого для включения Гогр. По мере того как /ВЫх возрастает до значения тока ограничения /пор，URorp становится достаточно большим для гого, чтобы осуществить смещение Тогр в прямом направлении и тем самым включить 70rp. С падением выходного напряжения URa начинает расти благодаря увеличению тока, протекающего через RB. Напряжение Ur人 имеет ту же полярность, что и [/^огр, и помогает удерживать 70rp во включенном состоянии.
Так как (/бэ гогр = URa + URorp, то для того, чтобы удерживать Гогр во включенном состоянии при возрастании £/衣/, требуется пропускать меньший ток через /?Огр. По мере возрастания Ura ток /вых уменьшается. Ток при коротком замыкании (foldback current) при этом обычно устанавливают равным 20 % от /н. макс. Причина, по которой этот ток не делают меньшим, заключается в том, что нагрузка может быть нелинейной, когда при включении ее сопротивление меньше, чем при полном токе нагрузки. Это может вызвать «застревание» источника питания на низком уровне напряжения (точка Р? на рис. 10.5,л). Примером такой нагрузки могут служить осветительные лампы накаливания, которые в горячем состоянии могут потреблять
в 10 раз больше тока, чем в холодном.'Другой пример ——это схемы со многими конденсаторами, шунтирующими выходы источников питания в местах их подсоединения к ИС. Будучи не
6
Рис. 10.5. Ограничение тока с изменяющимся уровнем ограниче-ния.
2 — загибающаяся назад характеристика зависимости 17вых от /вых; 6 —. схема с ограничением выходного тока с меняющимся уровнем ограничения. /°гр. к. з=/огр. мнн— минимальный ток ограничения (прн коротком за- мыкаиин), 'вмх. макс~максимально допустимый выходной ток по каталогу, ，огр. макс —максимальное значение уровня тока ограничения.
заряжены, эти конденсаторы будут потреблять, хотя и кратковременно, большой ток, в ответ на который немедленно начнется ограничение тока. Поэтому низкое эффективное сопротивление конденсаторов может вызвать «застревание» источника пита-
ния на низком уровне напряжения. Устанавливая /огр. к. з.= =20 % /н. макс, можно предотвратить возможность застревания на низком уровне напряжения при нормальной нагрузке.
Для того чтобы рассчитать Rorp, Ra и Rb, сначала рассчитаем 7?огр по уравнению (10.5), исходя из того, чтобы ограничение
PiU выхPiU выхРис. 10.6. Схема источника питания с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения, рассматриваемая в примере 10.1.%х=М + 2° В. %нх=1° В, R]=44 кОм, /?2=56 кОм, %=816 Ом, /?^=4,4 кОм, /?_д=63.2 Ом, Rorp=0.4 Ом, Uqt [=5,6 В, /?см=1,36 кОм.Рис. 10.6. Схема источника питания с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения, рассматриваемая в примере 10.1.%х=М + 2° В. %нх=1° В, R]=44 кОм, /?2=56 кОм, %=816 Ом, /?^=4,4 кОм, /?_д=63.2 Ом, Rorp=0.4 Ом, Uqt [=5,6 В, /?см=1,36 кОм.<<工工
PiU вых
PiU вых
Рис. 10.6. Схема источника питания с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения, рассматриваемая в примере 10.1.
%х=М + 2° В. %нх=1° В, R]=44 кОм, /?2=56 кОм, %=816 Ом, /?^=4,4 кОм, /?_д=63.2 Ом, Rorp=0.4 Ом, Uqt [=5,6 В, /?см=1,36 кОм.
Рис. 10.6. Схема источника питания с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения, рассматриваемая в примере 10.1.
%х=М + 2° В. %нх=1° В, R]=44 кОм, /?2=56 кОм, %=816 Ом, /?^=4,4 кОм, /?_д=63.2 Ом, Rorp=0.4 Ом, Uqt [=5,6 В, /?см=1,36 кОм.
<
<
工
工
тока начиналось при /н. макс Сопротивления RA и RB выбираются из условия короткого замыкания. При £/Вых = 0 и полностью включенном То「р имеем £/бэ тогр = ^^А + U^огр = 0,65 В. При Ан = 0 желательно, чтобы [/択0「「=。，2/氏 макс/?огр- Таким образом, URa = (Убэ гогр — 0,2/н. Макс/?огр. Ток/択幺 должен быть установлен таким, чтобы создать для Torp напряжение [/бэ, которое в условиях короткого замыкания не обеспечивается с помощью ^огр- Положим IRa^ 20/бгогр，где
/Б Гогр= Мх. макс//?з]/А13 Гогр. 乂储 Теперь
Ra = Ur/IRa = (/"огр — 0,2/н. макс/?огр)//₽л. (Ю.7)
И так как IRb ―厶厶，тоJ
Rb ==z (Г/вх. мин 一 U153 вкл. %^)//氏月・(10.8)
Мощность рассеяния транзистора Т】при коротком замыкании Нагрузки теперь снижается до
PTi ==z 0,2/н. макс。вх. макс*
Если транзистор 71 заменен парой Дарлингтона, то коллектор транзистора ограничения тока присоединяется к базе Тг- Часто Ra выполняется в виде потенцио метр а, что дает возможность установить желаемое значение тока /огр. к. з. при коротком замыкании.
Пример 10.2. Требуется рассчитать R°rp, R^ и Rb для схемы ограничения тока с изменяющимися пределами ограничения для источника питания, рассматриваемого в примере 10.1 (показан на рис. 10.6).
Решение-. Положим Л21Э т^ = 50, UE3 ВЬ1КЛ = 0,4 В, иБЭ вкл = 0,7 В. ^огр при к. 3 = °'2/Н. макс- Значения иБЭвкл и «7БЭ пыкл должны быть известны для используемого типа транзисторов. Из примера 10.1 имеем UbxOT 14 до 20 В, Ubhx = Ю В, /л. макс = 1 А, & = 816 Ом. Вначале рассчитаем Когр：
Rorp = ^БЭ Гогр выкл//н. макс = °，4 В/1 А = 0,4 Ом
Замечание: Если бы рассматривалась схема ограничения тока с постоянным пределом ограничения, то на этом расчет был бы закончен. Продолжая расчет,получим /БГ =[^Вх. макс/^з]/^21э Г =(20 В/816 Ом)/50 = 0,49 MA. Положим『R/= 20『бт =20(0,49 мА)=9,8 мА. Из уравнения (10.7) получаем & = (%з гогр - 0,2Смакс/?огр)//Ял =[0,7 В-0,2(1 А) (0,4 Ом)]/9,8 мА = =0,62 В/9,8 мА = 63,2 Ом.
Из уравнения (10.8) следует
Rb=(Ubx. мии- ^бэ rorp)//RB = <14 В-0,7 В)/9,8 мА= 1,36 кОм.
Теперь проверим, что 仆人 пренебрежимо мало при /н. макс и ^вх. маке 0氏4 при U маке н[овх. макс - дМх][r"(R力 + r6)] 一。仆也=
=(10 B) (63,2 Ом/(1,36 кОм + 63,2 Ом] — 1 A (0,4 Ом) = 0,44 В — 0,4 В = 0,С4 В.
Таким образом, Ur пренебрежимо мало при 〃х. макс.
ИС ЛИНЕЙНЫХ СТАБИЛИЗАТОРОВ
НАПРЯЖЕНИЯ
Все ИС линейных стабилизаторов напряжения, которые бу- лут рассмотрены, работают так же, как стабилизаторы на ОУ, рассмотренные в предыдущем разделе. В деталях схемы меняются от одного изготовителя к другому и от одной ИС к другой, но все они имеют одни и те же элементы. Эти общие элементк суть: 1) опорное напряжение, стабильное при изменении входного напряжения, температуры и времени (стабильность опорного напряжения определяет характеристики работы стабилизатора); 2) усилитель ошибки, сравнивающий часть выгодного напряжения с опорным напряжением (в качестве ус%
лителя ошибки обычно используется дифференциальный усилитель с большим коэффициентом усиления по напряжению); 3) проходной транзистор или пара Дарлингтона.
Делитель напряжения, используемый для отбора части выходного напряжения, устанавливается потребителем ИС, за исключением случаев стабилизаторов с фиксированным выходным напряжением.
Новые более универсальные стабилизаторы напряжения, способные выдавать более высокие напряжение (от 2 до 50 В) и ток (более 10 А в некоторых устройствах в гибридном исполнении и до 5 А в полупроводниковом исполнении), в настоящее время появляются быстрыми темпами. Большинство настраиваемых ИС линейных стабилизаторов могут обеспечить 100 мА вплоть до 50 В, если UBX — /7Вых сохраняется на минимальном уровне. При этом мощность, рассеиваемая стабилизатором, меньше типичных значений 500——800 мВт, указанных в каталоге. Ниже будут рассмотрены три ИС линейных стабилизаторов напряжения, характеристики которых типичны: LM105 и LM309 фирмы National Semiconductor и рА723 фирмы Fairchild.
1021. LM105/LM205/LM305
LM105 фирмы National Semiconductor изготовляются для работы в трех температурных диапазонах; каждому диапазону соответствуют свои числа в условном обозначении прибора. LM105 работает в диапазоне от —55 до 125 ℃, LM205 от —25 до 85 ℃ и LM305 от 0 до 70 ℃. Характеристики LM105 н LM205 идентичны в пределах их температурных диапазонов работы, однако у LM305 некоторые характеристики снижены. Ниже будут в основном рассматриваться LM105, а отклонения в паспортных данных у LM305 указываются в случае их применения.
LM105 представляет собой линейный стабилизатор последовательного действия с регулируемым выходным напряжением. Напряжение "вых устанавливается в пределах от 4,5 до 40 В (LM305 ——от 4,5 до 30 В). Максимальное входное напряжение составляет 50 В (40 В для LM305), а минимальное 8,5 В. Хотя схема может работать с таким низким значением разности Ubx——Ubhx, как 1,8 В, все же для хорошей работы желательно, чтобы она составляла 3 В. Максимальное значение разности Ubx ——С^вых составляет 30 В. Максимальный выходной ток прибора должен снижаться в случае, когда UBx一 t/вых увеличивается, для того, чтобы удержать мощность, рассеиваемую прибором, в пределах 800 мВт. Обычно LM105 поставляется в низкопрофильном металлическом корпусе ТО-5, хотя имеются схемы и в плоских корпусах.
LM105 имеют погрешность стабилизации 0,1 % при изменении нагрузки (/н V 12 мА), 1 % при максимальном изменении температуры и 0,06 % /В от изменения входного напряжения. Используя внешний проходной транзистор, можно получить выходной ток вплоть до 10 А. При этом улучшается стабилизация при изменении нагрузки в Лг1э раз, где 力21э — коэффициент усиления по току проходного транзистора. Каталожные данные приведены в приложении В.
Работа схемы. Собственная схема LM105 показана на рис. 10.7, а, а основная схема подключения стабилизатора — н/ рис. 10.7,6. Большая часть элементов самой НС представляет собой источник стабильного опорного напряжения. Начиная с выхода, укажем, что Т^ представляет собой проходной выходной транзистор, а 丁乂 ——усилитель тока для Т^. Схема Дарлингтона Т14 и Т15 может работать и без внешнего бустерного транзистора; в этом случае сопротивление 穴卜。закорочено, как это показано на рис. 10.7, б. Здесь Т^ — токоограничивающий транзистор. Он может быть включен как по схеме ограничения тока с постоянным уровнем ограничения, так и по схеме с меняющимся уровнем ограничения. Т〕2 ——многоколлекторный источник неизменного тока. Один коллектор образует коллекторную нагрузку с высоким полным сопротивлением для транзистора 丁5 через транзистор Т6, включенный диодом для сдвига уровня по постоянному току. Высокое эффективное сопротивление нагрузки обеспечивает высокий коэффициент усиления по напряжению. Транзистор 北 возбуждается дифференциальным усилителем на Т2 и Тз・ На базу Т2 подано опорное напряжение, а на базу Т3 —— часть выходного напряжения источника питания. Нижний коллектор Т12 служит источником неизменного тока для опорного стабилитрона Ст. Средний коллектор Т^ обеспечивает неизменный ток в цепи делителя опорного напряжеия Тю, Т% Ti, R2, Кз и /?4・ Транзисторы Т^, Тн и генератор неизменного тока Ti8 (полевой транзистор, работающий при /си нас) осуществляют температурную компенсацию Т12. База Тю находится под напряжением 6,3 В, получаемым от опорного стабилитрона Ст. Транзистор £ обеспечивает температурную компенсацию двухэмиттерного транзистора Т7- Т7 создает ток смещения для Т% который обеспечивает температурно-стабилизированное эмиттерное напряжение постоянного тока для усилительного транзистора 厶.Транзистор『，включенный диодом, обеспечивает температурную компенсацию для Тг- При этом падение напряжения на /?5 постоянно, даже если напряжения £7в分 транзисторов Т2 H ?з меняются при изменении температуры. Резисторы 爲，7?з и R4 создают необходимые напряжения на базе Т2 и 7\・ Транзистор Т17 откроется и отключит схему, если напряжение на выводе обратной связи превысит на 0,7 В напряжение на выводе ем-
@
с
6
Рис. 10.7. ИС LM105/205/305 фирмы National Semiconductor.
а — схема (воспроизведена с разрешения фирмы National Semiconductor); б —* основная схема включения. Обозначения выводов: I — ограничение тока, 2 — 6у< стерный выход, 5 — нестабилизированный вход, 4 — земля, 5 ——шунт, опорн., 6 — обратная связь, 7—подключение коррекции, Й — стабилизированный выход. Соп一 применять не обязательно.
костного шунта опорного напряжения. Это может случиться, если внешний проходной транзистор закорочен. Резисторы 我8 и & отбирают избыточный ток от базы 九5・ Резистор ограничителя тока /?д.т включается между, выводами / н 8» Когда /вых превышает /н. макс, Т16 включает схему ограничения тока. Ограничивающее ток напряжение изменяется в пределах между 0,23 В при 125℃ и 0,48 В при —55℃. При комнатной температуре оно составляет примерно 0,3 В.
Базовая схема включения стабилизатора LM105. Схема вклю・ чения стабилизатора LM105 показана на рис. 10.7. Она рабо тает так нее, как и схема с ОУ, описанная в первом параграфе настоящей главы. Резисторы R{ и /?2 обеспечивают подачу на инвертирующий вход дифференциального усилителя части стабилизированного выходного напряжения. Дифференциальный усилитель будет открывать проходные транзисторы Тп и Т^ до тех пор, пока напряжение на базе Тз не станет равно опорному напряжению, прикладываемому к базе 丁2・ Напряжение {7Вых при этом равняется Uon(Ri +/?2)//?2・ Опорное напряжение меняется от образца к образцу стабилизатора в пределах между 1,63 и 1,81 В при типичном значении 1,7 В. Потенциометр в делителе выходного напряжения служит для точной установки желаемого значения (7Вых- Для получения высокой стабильности дифференциального усилителя значение эквивалентного сопротивления параллельного соединения Ri и R? должно составлять 2 кОм. Кривая зависимости Ri и /?2 от 67Вых приводится в технических описаниях.
Обычный способ расчета делителя напряжения с заданным эквивалентным сопротивлением параллельного соединения резисторов состоит в совместном решении уравнения делителя напряжения и уравнения, определяющего сопротивление параллельного соединения резисторов делителя.
Это делается так. Положим
—“Un， (10.10)
где U^n — напряжение, которое желательно снять с делителя, Un ——напряжение, приложенное к делителю. Тогда
В = &.пе/П, & = &.пел/(1 一叫・(10.11), (Ю.12)
Здесь /?э. дел — желаемое эквивалентное сопротивление параллельного соединения резисторов делителя. Для схемы ограничения тока с неизменным уровнем ограничения значение резистора /?д. т НаХОДИТСЯ ИЗ СООТНОШеНИЯ /?д. т = 0,3 В//Вых. макс-
D Выше употреблялось обозначение Rorp； здесь и ниже будет наравне с ним употребляться Кд. 丁 (датчика тока). В этом мы следуем автору, который использует оба обозначения. — Прим. ред.
Конденсатор Сх служит для предотвращения самовозбуждения; его рекомендуемое значение составляет 47 пФ. Соп предназначен для устранения шума источника опорного напряжения и соответственно стабилизированного выхода. Выводы 2 н 3 з а кор ач ив аются при использовании внутренних проходных транзисторов в схеме Дарлингтона.
Пример 10.3. Необходимо включить схему LM105 в режим источника питания с неизменным уровнем ограничения тока 10 мА и UBUX = 10 В; U^ ми» = = 15 В, Ubx. макс = 20 В; схема включения показана на рис. 10.7,6.
Решение: Сперва рассчитаем R【и R2- Из описания находим Ri || /?2 = 2 кОм и Uo. с=1,7 В (прикладывается к выводу прибора 6). Из. уравнений (10.10)—(10.12) получаем п = Ли“ = 1,7/10 = 0,17; R = /?э. Аел "= =2 кОм/0,17 = 11,76 кОм; & = /?э. дел/(1 —簿)=2 кОм/0,83 = 2,41 кОм. Напряжение обратной связи изменяется от 1,63 до 1,81 В, создавая приращение Af7o. с = 0,18 В. Для того чтобы установить t/Bbix = 10 В, требуется потенциометр /?П1 = (/?t + R^ А6/о c/^BbJX=i4,17 кОм (0,18 В/10 В) = 255 Ом. Используем стандартный потенциометр с сопротивлением 500 Ом.
Такой потенциометр позволит устанавливать приращения напряжения AU:
△U =。口 [Rn/(R + /?2)1 = 10 В (500 Ом/14,17 кОм) = 0,36 В,
что превышает 0,18 В, требуемые для установки Uo. с> в пределах от 1,63 до 1,81 В. Поэтому целесообразно уменьшить R】и & каждое на половину общего сопротивления потенциометра. В результате получаем окончательные значения: R = 11,76 кОм — 250 Ом =11,51 кОм; & = 2,41 кОм — 250 Ом = = 2,16 кОм; /?щ = 500 Ом.
Ток через Ri, П】и R? составит /& = UJ(R] + /?П1+/?2)=^ В/14,17 кОм = =0,7 мА '
Так как /ВЬ!х составляет только 10 мА, то к нему при расчете величины Rat необходимо добавить найденное значение 瓜；тогда /?Дв т = 0,3 ВД/вых+ + /r) = 0,3 В/10,7 мА=28 Ом. Максимальная мощность рассеяния для LM105 при короткозамкнутом выходе составляет
尸расе = °вх. макс ('вых +，R + 'потр〉
где /потр ——ток, потребляемый собственно ИС, составляет 3 мА.
Ppas = 20 В (10 мА + 0,7 мА + 3 мА) = 274 мВт.
Включение схемы LM105 с токовым бустером. На рис. 10.8 показан источник питания на 28 В, 2 А, выполненный с использованием схемы LM105 с ограничением тока по схеме с меняющимся уровнем ограничения. Использование р —孔^—р-транзи- стора Тб для управления и ——р ——п проходным транзистором Та называется комплементарным возбуждением. Преимущество комплементарной схемы возбуждения по сравнению со схемой Дарлингтона состоит в том, что для эффективной работы требуется меньшее значение "кз транзистора ТА и поэтому Ubx. мнн— Ubmx может быть меньшим.
Схема ограничения тока с меняющимся уровнем ограничения работает следующим образом. Когда t/вых равно своему стабилизируемому значению, то ток через Кб довольно велик, a Rq
Рис. 10.8. ИС LM105 с токовым бустером и системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения.
а ——схема подключения для построения источника питания 28 В, 2 А; 6 — система ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения.
намного больше, чем R и /% = /&• Поэтому напряжение на 点4, равное U& = IRgRg как показано на рис. 10.8, б, противоположно по знаку падению напряжения на /?д. т. Вместе с тем， прежде чем начнется ограничение, /Вых/?д. т должно стать больше [/бэ на величину Usa транзистора Т^. Поэтому в момент наступления ограничения тока
/н. макс^?д. т == U& + UБЭ при вкл. 2\g・
Когда выходное напряжение падает под влиянием перегрузок, ток через Аб уменьшается. Уменьшается также падение напряжения на 衣4 и падает ток через /?д. т, требующийся для сохранения равенства 【仆尸外®% Когда £7Вых = 0 и если //^》 》/吗6，то以4 = /rr4=[外3爲/R6] 0.
Так как желательно, чтобы ток при коротком замыкании выхода (t/вых = 0) был равен примерно 20 % от /н. макс, то положим
。勺.丁 = °，2/乩 мак訳д. т + [^БЭ Г1б/^?б] /?4・
Если Up ^ 5£7бэг1Л и U^. « 4[/бэг1й при £7ВыХ и /н. макс, указанных в описании, то схема должна обеспечить ограничение тока, начиная с ZH. макс, а затем по мере уменьшения сопротивления НагруЗКИ СНИЗИТЬ ТОК ВЫХОДа ДО 0,2/н. макс При (7вых = 0. Положим
Rr. т == 5[/е9 爲б"н. макс, R6 === (Uвых 4Ub3 爲6)//口6，
(10.13), (10.14)
где 厶6》加爲6 = 20 ма для LM105. так как 1琏=I%, a=4/3n/日.(10.15)
Выбор транзисторов Та и Тв лучше показать на примере.
Пример 10.4. Определить параметры элементов стабилизатора напряжения на 28 В, 2 А (см. рис. 10.8, д), снабженного схемой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения. Положим Ubx = 35 В.
Решение. Проходной п ——р ——n-транзистор выбирается со следующими дан- ннми:/к макс = 3 A, 〃K3Q=45 В !); Л21э=20 при /к = 2 А, С/БЭ = 0,8 В при 々=2 А, РрасС = 30 Вт. Это значение мощности рассеяния больше, чем значения мощности рассеяния при коротком замыкании и при полной нагрузке, которые составляют:
(Ррасс)4blx=0 = °'2Q мак“х(0,4 А) (35 В) = 14 Вт;
(Ррасс)%Ых=28 В = (4х 一 4мх) Q макс =「В) (2 А) = 14 Вт.
I)Максимально допустимое напряжение коллектор — эмиттер.——Прим. Aed.
Теперь должен быть выбран транзистор Гв. Ток ^тв должен быть больше, аем %〃：
坛 ТА = % макс/^21Э % = 2 А/20 = 0,1 А.
Транзистор Тв выбирается со следующими параметрами： /кмакс = °，3 А, Uj^qq = 45 В,力219 = 35 при，к =。，15 A, Ug^ == 0,7 В при /^ = 0,15 А» Ррасс = 3 Вт Ток, требуемый для управления Гв, есть ^в/^2\этв и составляет 4,2 мА. Схема LM105 может легко отдать этот ток. /?5 = ^бэ Та/^КТв ~" —%窃)==0,8 В/0,05 А = 16 Ом.
Замечание.，к?в выбран равным 0,15 А. Допустимо любое значение тока /вг幺，большее, чем /^г^ = ^н. макс/^21Э Гд» которое будет соответствовать раз- бр℃у %з транзистора Т А. Если 0,12 А > ［仆^ 脑 макс/砾 + Q макс/九213 г J то для ，к笨в допустимо значение 0,12 А.
Теперь выберем значения Ri и R2 для типичного значения Uo. с = 1,7 В： 幻=Uдел/Uп = 1,7 В/28 В = 0,0607* Ri IIR2s== Ra. нел = 2 кОм; R【=^ Ra.晩Кп = =2 кОм/0,0607 = 32,9 кОм;凡=Кз. дел/(^ —叫=
=2 кОм/(1 — 0,0607) = 2,13 кОм
Резисторы схемы ограничения тока с меняющимся уровнем ограничения выбираются с использованием уравнений (10.13)——(10.15). При комнатной температуре Пезг^ обычно составляет 0,3 В. Ток /% устанавливается рав- ннм 20 мА. R& т = 5%3 г/н. макс = 5 (0,3 В/2А) = 0,75 Ом;凡 ^ ("внх 一 —4Ub3 爲6)//凡=(28 В — 1,2 В)/20 мА = 1,34 кОм; R4 = 4Uе® 餌丿【& =七2 В/20 мА — 60 Ом. Ci выбирается равным 47 пФ — величине, рекомендованной изготовителем.
1022. СХЕМА LM309
LM309 фирмы National Semiconductor представляет собой стабилизатор с фиксированным выходным напряжением, равным 5 В, предназначенный для питания логических схем. LM309 изготовляется в двух корпусах — ТО-5 и ТО-3. Схема LM309 в корпусе ТО-5 может отдавать ток до 200 мА и рассеивать при надлежащем отводе тепла мощность до 2 Вт. В корпусе ТО-3 эта же схема может обеспечить ток до 2 А и рассеивать при надлежащем отводе тепла мощность до 10 Вт. Она снабжена системой ограничения тока с постоянным уровнем ограничения, которая с увеличением Ubx—(/вых автоматически снижает значение /п. макс для того, чтобы предотвратить рассеяние стабилизатором избыточной мощности. Характерной особенностью стабилизатора также является защита от тепловой перегрузки, т. е. превышения предельно допустимой мощности рассеяния на корпусе.
Схема LM309 работает в пределах изменения температурь! переходов от 0 до 125 ℃ (ее аналог LM109 работает в пределах
от ——55 до 150℃). Выходное напряжение LM309 находится в пределах между 4,8 и 5,2 В при типичном значении 5,05 В. Выходное напряжение изменится не более чем на 50 мВ при изменении Ubx от 7 до 25 В и не более чем на 50 мВ (100 мВ для корпуса ТО-3) при изменении тока нагрузки в пределах от 5 мА до 0,5 А (от 5 мА до 1,5 А для корпуса ТО-3).
Как это видно из стандартной схемы включения, показанной на рис. 10.9, б, схема LM309 отличается простотой использования. ИС может быть использована как стабилизатор с регулируемым выходным напряжением и с дополнительными транзисторами, повышающими отдаваемый ток. Полные данные о LM309 содержатся в приложении В.
Работа схемы. Конфигурация схемы LM309 показана на рис. 10.9, а Здесь Д{ осуществляет защиту устройства (и нагрузки) при изменении знака входного напряжения. Транзисторы Т18 и Т19 составляют выходную пару Дарлингтона. Транзистор 717 образует источник неизменного тока, температурно- компенсированный с помощью диода, присоединенного к его коллектору. Транзисторы Т{ и Т2 обеспечивают базовый ток ДЛЯ Т17・
Ограничение тока осуществляется с помощью R“ н Тм, н схема работает общепринятым способом, если (Ubx—f/вых) < V 6,3 В. Если (Ubx—f/вых) > 6,3 В, то Стз проводит, обеспечивая тем самым прохождение тока через 犬恵.Падение напряжения на R12 имеет ту же полярность, что и падение напряжения на R14. Поэтому при возрастании Ubx — Увых снижается падение напряжения на Ri% требуемое для начала ограничения тока. Если (Ubx—t/вых) превысит 6,3 В, то граничное значение тока уменьшается, тем самым ограничивая мощность, рассеиваемую прибором.
Стабилитрон Сг2 обеспечивает постоянное напряжение для 7\б, который в свою очередь питает постоянным напряжением Rii и Rio. Изменения Ues транзистора Т^ под влиянием изменения температуры компенсируют температурный дрейф Ст2- Резистор R。обеспечивает температурно-стабилизированное напряжение, равное 0,3 В на базе T15. С увеличением температуры С/вэтранзистора 丁倖 уменьшается. При Т=7макс имеем t//?l0= = [/бэ при вкл т15* Как только 715 включается, начинается ограничение тока, и мощность, рассеиваемая LM309, ограничивается до безопасной величины. Стабилитрон Ст4 обеспечивает защиту Нагрузки, подключаемой к LM309 от чрезмерного напряжения. LM309 при этом будет выведена из строя, но подключенная сложная цифровая система будет спасена от разрушения из-за перенапряжения.
В схеме LM309 используется источник опорного напряжения с напряжением запрещенной зоны (С7ва ——стабилитрон). Это
①①22Рис. 10.9. ИС LM309.Рис. 10.9. ИС LM309.LM 309LM 309賑(7-35В)賑(7-35В)JJ宁R0,22 мкФ宁R0,22 мкФ-о ^вых 5B-о ^вых 5B扌：С2» 0,1 мкФ1扌：С2» 0,1 мкФ1а — схема; б — типичная схема внеш** них соединений. Наименование .выводов: I — вход, ? — выход, 3 — земля. Ci — требуется только тогда, когда стабилизатор удален от фильтра питающего выпрямителя, С2 — не требуется для устойчивости работы, улучшает переходной процесс.
①
①
2
2
Рис. 10.9. ИС LM309.
Рис. 10.9. ИС LM309.
LM 309
LM 309
賑(7-35В)
賑(7-35В)
J
J
宁R
0,22 мкФ
宁R
0,22 мкФ
-о ^вых 5B
-о ^вых 5B
扌：С2» 0,1 мкФ
1
扌：С2» 0,1 мкФ
1
низковольтный источник опорного напряжения, равного ширине запрещенной зоны кремния (1,205 В). В качестве низковольтного источника опорного напряжения можно использовать напряжение перехода эмиттер ——база транзистора, но оно слишком нестабильно по температуре. Однако напряжение запрещенной зоны, получаемое путем сравнения двух напряжений эмиттер — база, обеспечивает температурно-стабильную рабочую точку.
Упрощенная схема источника опорного напряжения с напряжением за прейденной зоны приведена на рис. 10.10, в. Ток через Та намного больше тока, протекающего через Тв, так что Овэ транзистора Гд больше, чем Ues транзистора Тв. Транзистор Тв представляет собой усилитель с большим коэффициентом усиления по току; его ток эмиттера будет равен
/этв = (^БЭТЛ —力3 丁石)/欠2 = AUБэ//?2.
Падение напряжения на R3 составляет
〃з = IstbRs = (AU B3/R2) Кз・
Можно выбрать Ri, R2 и Кз так, чтобы напряжение коллектора Тс было равно
Ukb % = Ues % + UR3 = 1,205 В.
Возвращаясь к рис. 10.9, а, замечаем, что с увеличением температуры происходит компенсация отр и нательного температурного коэффициента Ubst3 положительным температурным коэффициентом Ur? (t/вэ тА должно быть постоянным по сравнению с таковым для Тв на рис. 10.10,в). В схеме LM309 транзисторы ?5 и Тб обеспечивают фиксированное температурно-компенсированное напряжение на базах 76 и Г7. Транзисторы 76 и Т7 действуют совместно, как усилитель Тв рис. 10.10, в. AUbs стабилизатора с опорным напряжением запрещенной зоны выделяется на 我8+ Транзистор T9 выполняет функции сравнения напряжений и функции транзистора Тс схемы источника опорного напряжения запрещенной зоны (рис. 10.10,8). Любые изменения Ubhx подводятся к верхней точке /?8 с помощью 7\2 H Г13, соединенных по схеме диода. Изменение выходного напряжения вызывает изменение напряжения на базе Т9, что в свою очередь с по* мощью комплементарной пары Т10 и Тц меняет напряжение на базе транзисторов 7i8 и 719 в схеме Дарлингтона и, следовательно, и выходное напряжение. Транзистор ?8 служит для температурной компенсации 7ю, & обеспечивает частотную коррекцию.
Подключение схемы LM309. Типичная схема включения LM309, показанная на рис. 10.9,6, указывает на простоту ис-
aa66Рис. 10.10. Применения ИС LM309 и схема источника опорного напряжения.
a
a
6
6
а — стабилизатор с регулируемым выходным напряжением; 6 — стабилизатор на большой ток и </вых =5 В с системой ограничения тока на постоянном уровне, в — упрощенная схема источника опорного напряжения с напряжением запрещенной зоны. Uon=UB3 Тс 十(&/&) А°ез = = 1.205 В; AI/бэ^ ^БЭ Та~^БЭТв* 卩此= =дивз/&2)№；，以》々а
пользования этой ИС в устройствах, для которых она была спроектирована. Конденсатор С】 требуется только в случае, если стабилизатор расположен на заметном расстоянии от не- стабилизированного источника питания. Конденсатор С2 необходим только для улучшения переходного процесса, т. е. для получения быстрого возврата к исходной величине выходного напряжения после внезапного изменения входного напряженно。 Схема LM309, как это показано на рис. 10.10, а, может быть использована в качестве источника питания с изменяемым или фиксированным (при & фиксированном) выходным напряжением. В последнем случае Овых > 5 В. С помощью стабилизатора напряжение между выводами С/Вых и землей Ur будет удерживаться равным 5 В. Так как Ur изменяется при изменении тока нагрузки или входного - напряжения, то выходное напряжение стабилизируется, даже если оно и больше 5 В. Типичное значение тока холостого хода 】)для LM309 составляет 5,2 мА, но может быть и выше (до 10 мА). Делитель напряжения Ri н 火2 должен обеспечить этот ток. Выбор Ri 口 心 приведен в нижеследующем примере.
На рис. 10.10, б показано, как можно построить стабилизатор 5 В, рассчитанный на большой ток. Ограничение тока, создаваемое Т2, служит для защиты Ti, так как схема LM309 •сама себя защищает. В примере 10.6 будет показано, как выбрать компоненты для стабилизатора 5В, рассчитанного на большой ток.
Пример 10.5. Разработать на основе LM309 стабилизатор с фиксированным выходным напряжением, равным 10 В при токе 1 A. UBX = 15 В. При 7ВЫх = =1 А требуется (согласно описанию) использовать LM309 в корпусе ТО-3. Решение. Падения напряжения на Q и % (рис. 10.10, а) одинаковы, но токи, протекающие через них, различны. Токи /^ и 7^2 должны быть больше 10 мА для того, чтобы обеспечить собственный ток потребления схемы LM309. Нс- иользуя закон Ома и полагая 1^ = 20 мА, получаем
/?2 ^ (°вых — 5 B)/，Rz = 5 В/20 мА = 250 Ом,& = 5 B/(/r2 — 5,2 мА) = 338 Ом.
Из каталога (описания) следует, что возможные изменения тока потребления •составляют 0,8 мА, а сам ток должен быть по величине равным 10 мА. Таким образом, максимальное изменение тока потребления от образца к образцу составляет 5,6 мА2). Выбор Ri и 火2 из нормального ряда может вызвать изменение выходного напряжения на величину Д/г(^1 IIR) =0,8 В.
D Минимальное значение тока нагружающего стабилизатор, при котором стабилизатор функцион ирует. — Прим, перев.
幻 Здесь следует пояснить: максимальный потребляемый схемой ток, согласно спецификации, составляет 10 мА, типичное значение — 5,2 мА. Изменение тока потребления составляет 0,8 мА. Поэтому разброс тока потребления Ст Прибора К Прибору будет А/ = /потр. макс — /потр. тмн + А/потр =10 — 5,2 + 才 0,8 = 5,6 мА. — Прим, перев.
Если это неприемлемо, то для точной установки и^ых = 10 В должен быть- использован потенциометр в делителе 衣],R?・ Сопротивление потенциометра должно быть равно 0,8 B/A/丁, или J50 Ом.
Рабочая мощность, рассеиваемая схемой LM309, при максимальной нагрузке составляет Ррасс = /и. МОкс(^вх — Овых) = 1 А (5 В) = 5 Вт. Корпус должен иметь теплоотвод (см. каталожное описание).
Пример 10.6. Рассчитать компоненты источника питания на 5 В, 10 А с постоянным значением уровня ограничения тока, применив LM309 в схеме рис. 10.10,6. Ubx = 15 В.
Решение-. Сначала должен быть выбран транзистор Т】，который способен при коротком замыкании выхода рассеять мощность Ррасс = £/вх/н.макс = 15 В (10 А) = 150 Вт. Для безопасности выберем транзистор на 200 Вт. Максимальное значение /Вых для LM309 в корпусе ТО-3 при (UB%—Ubnx) = 10 В в соответствии с каталожными данными равно 1 А. Мощный транзистор дол-^ жен иметь h2id порядка 10 при /к == 10 А.
Выбирается транзистор Т\ со следующими параметрами: Uкэ длиг = 20 В, ‘К макс = 15 А, и^з (при，к=〔° А) = 0,9 В, Ррасе = 2°° Вт,力213= % ПРИ 'к = 1° А. % =，н. макс/'213T尸 1° А/15 = 0,67 А, % =仆3 и/('внх. 309 - /皿)[
Значение тока /вых LM309 выбирается с таким избытком по отношению к %如 чтобы получить возможность перекрыть допуска на разброс параметров компонентов и вариацию значений 〃^^靠.Если этот избыток составляет 20 %, то /вых LM309 будет 1,2/^^ и /r ,;== 0,2/g^. Поэтому R】==U^^10^.1 bts =s = 0,9 В/134 мА = 6,7 Ом. Резистор 心 выбирается, как и в предыдущих примерах, в которых рассматривались источники питания с системой ограничения тока на постоянном уровне. Положим С/БЭ Гг вкл = 0,3 В, тогда ^^ =^БЭ 了2 вкл/'н. макс = °，3 В/10 А = 0,03 Ом.
Транзистор /а должен быть выбран для случая, когда /к > /Б транзистора Т\ и когда он должен рассеивать максимальную мощность Ррасс = "вх/вт.= = 15 В (0,67 А) = 10 Вт. Выходной конденсатор выбирается из выражения для емкости С = g/U = 〃/U, где U — максимально допустимое изменение напряжения, / — максимальный отдаваемый ток в нагрузку, t ——время переклю* чения для нагрузки в виде логических элементов, приближенно tr + tf). Для большинства нагрузок в виде логических элементов ТТЛ емкость 10 мкФ оказывается достаточной.
1023. СХЕМА 卩А723
ssФИРМЫ Fairchild Semiconductor
s
s
Схема gA723 представляет собой универсальный стабилизатор напряжения в интегральном исполнении. На рис. 10.11,。 и 6 показаны соответственно его эквивалентная электрическая и функциональная схемы. gA723 с рабочим диапазоном температур от ——55 до 125 ℃ используется в военной технике, а с рабочим диапазоном температур от 0 до 70℃ — в коммерческих целях. Для иллюстрации будут рассматриваться только приборы в коммерческом исполнении, называемые jxA723J 卩А723 поставляются в двух корпусах； металлическом, который
Рис, 10.11. ИС рА723 фирмы Fairchild.
胃一 схема; б — функциональная схема. Наименование выводов: / — опорное напряжение,2 ——яеннвертирующий вход, 3V, 4 — инвертирующий вход, 5 — датчик тока,' 6 —-ограниченне тока, 7 — частотная коррекция, 8 — напряжение стабилитрона Uc^. 9 —выходное напряжение ИС. 10—и^ //— + U; выводы 5 н 6 используются для системыограничения тока, У( — усилитель источника опорного напряжения, У2 — усилитель ошиб-ки, Ст — стабилитрон с температурной компенсацией.
позволяет рассеять 800 мВт, и пластмассовом (типа DIP) с двухрядным расположением 14 выводов на мощность 1 Вт.
Схема цА723 может работать с входным напряжением от 9,5 до 40 В и обеспечивает выходное напряжение от 2 до 37 В. При UbX—Овнх = 3 В схема 11A723c может отдать выходной ток 150 мА, однако при t/BX—<7вых = 38 В этот ток падает до 10 мА. В худшем случае погрешность стабилизации при изменении нагрузки составляет 0,6 % "вых, а при изменении входного напряжения 0,5 % С/Вых- Типичные значения погрешности стабилизации существенно ниже. Потребление тока в устано」 вившемся режиме составляет максимально 3,5 мА, типично около 2,3 мА и остается относительно постоянным при изменениях приложенного напряжения.
Схема цА723 весьма универсальна. Многие ее применения показаны в описаниях приложения В. В этом разделе будут рассмотрены только четыре из них. Обратите внимание на то, что значения сопротивления резисторов и уравнения в описаниях приведены для различных применений и разных выходных напряжений. Заметьте также, что при питании от незаземлен- ного стабилитрона схема 卩А723 может управлять внешним проходным транзистором для стабилизации напряжений до 250 В.
Работа схемы. Обращаясь к рис. 10.11, б, можно видеть, что цА723 содержит стабилитрон Д2 на 6,2 В с температурной компенсацией, получающий смещение от источника неизменного тока. Буферный усилитель обеспечивает использование напряжения стабилитрона в качестве опорного напряжения с током до 15 мА. Усилитель ошибки введен для сравнения опорного напряжения и части стабилизируемого выходного напряжения. Усилитель ошибки управляет проходными транзисторами ——выходной паро访 Дарлингтона. Предусмотрен также транзистор для ограничения тока.
Стабилитрон Дз, подключенный к {7ВЫх, как показано на рис. 10.11,6, используется тогда, когда 卩А723 используется как стабилизатор отрицательного напряжения. Стабилитрон имеет напряжение стабилизации 6,2 В и уменьшает мощность, рассей* ваемую проходным транзистором. Стабилитрон может обеспечить ток до 25 мА.
За подробностями схемы обратитесь к рис. 10.11,а. Когда + U п Uk присоединены для нормального использования стабилизатора напряжения или когда стабилизатор управляет внешним п — р — n-проходным транзистором, транзисторы 乙 и Г^ образуют выходную пару Дарлингтона： Когда цА723 используется для управления р — 〃一р или. комплементарным р——ft——р~п——р——n-выходом, то С7к подводится к базе р—п——р» а управляющий резистор подключается между Uk н +U・
Транзистор 716 — транзистор схемы ограничения тока; он может быть использован как в схеме с постоянным, так и в схеме с изменяющимся уровнем ограничения. Напряжение, пропорциональное току на пределе ограничения, изменяется с температурой от 0,45 В при —50℃ до 0,8 В при 150℃. При комнатной температуре оно составляет 0,65 В. Графическая зависимость напряжения, пропорционального току на пределе ограничения, от температуры приведена в техническом описании.
Усилитель ошибки состоит из Т“, ТЪ, T8i Л, Т【о, Т% Л3 и резисторов Rio и R”. Транзисторы 71 н Т^ представляют собой фактически дифференциальный усилитель. Транзистор ?8 —— источник неизменного тока для Т12, обеспечивающий большое полное сопротивление нагрузки коллектора и, таким образом, ■большой коэффициент усиления для Т12. Транзистор Т12 управляет базой транзистора Ты- Транзистор 7\з представляет собой температурно-компенсированный источник неизменного тока для тока эмиттера Т” и Ti2・ Транзистор Т7 является источником •неизменного тока для схемы температурной компенсации на транзисторах Т9 и Т]。, задающей смещение на Т13. С увеличением температуры напряжение С/вз транзистора 7\з падает, то же происходит с С7бэ транзистора Тю, так что Ur“, а также 1К транзистора Т13 остаются постоянными. Транзистор Тд удерживает постоянным ток базы Тю при изменении (7бэ транзистора Тю под влиянием изменения температуры.
Транзистор Т] создает неизменный ток через стабилитрон Ст】. Это обеспечивает подачу постоянного напряжения на Ri, К2 н включенный диодом「2・ Транзистор Т2 создает постоянное напряжение, подводимое к базам транзисторов Тз, Т7 и 丁8, которые служат в качестве источников неизменного тока. Транзистор 『2 осуществляет компенсацию изменений напряжения Usa транзисторов Тз, Т7 н Т8 при изменении температуры.
Транзистор Тз поставляет неизменный ток для опорного стабилитрона Сгг н для усилителей опорного напряжения Т& Т5 н 丁6・ Большая часть тока от Тз протекает через Тб・ Транзисторы Т4 и『5 обеспечивают низкое выходное полное сопротивление источника опорного напряжения. Опорное напряжение •есть Uon = URs + Uст- Любые изменения Ur^ как под влняннем температурного дрейфа ?7вэ транзистора Тб или стабилитрона ,〃2, так н под влиянием нагрузки источника опорного напряжения, выявляются Тб, который создает напряжение коррекции обратной полярности на базе Т^. Опорное напряжение в соответствии с паспортом должно быть в пределах между 6.8 и 7,5 В (7,15 В ——типичное значение). Таким образом, в делителе выходного стабилизируемого напряжения для точной установки ，взх требуется потенциометр.
ПРИМЕНЕНИЯ 牍А723
Здесь приводятся четыре применения 卩А723С: базовый низ* ковольтный стабилизатор (С7Вых от 2 до 7 В), базовый стабилизатор высокого напряжения (£7вых между 7 и 37 В), стабили-* затор положительного напряжения с внешним транзистором для увеличения отдаваемого тока и ограничением тока по схеме с изменяющимся уровнем ограничения и стабилизатор отрицательного напряжения с ограничением тока по схеме с неизменным уровнем ограничения. Эти применения представлены ниже в качестве примеров. Множество иных схем включения приведено в каталожном листе 11A723. Схема 11A723c может быть использована н в схеме импульсного стабилизатора. Эта схема рассмотрена в следующем разделе.
Пример 10.7. Используя |1А723А, построить источник питания по схеме рис. 10.12, а со следующими данными: UBblx = 5 В, /Вых = 100 мА, UM = =10 В.
Решение. Опорное напряжение для неинвертирующего входа усилителя ошибки должно быть снижено до 5 В с помощью делителя напряжения. Для достижения максимальной температурной устойчивости для инвертирующего входа усилителя ошибки должен быть предусмотрен резистор R3 = Ri N R2. Если требуется минимизировать число элементов, то можно опустить R3. Со* противление делителя (Ri || R2 = Кз) по соображениям стабильности должно' быть меньше 10 кОм, но больше 490 Ом, чтобы не нагружать источник опср- ного напряжения. Значения сопротивлений резисторов в таблице каталожного листа показывают, что 966 Ом < Ri II /?2 < 3,52 кОм при /дел, примерно равном 1 мА. Последуем указаниям фирмы Fairchild и положим ток делителя, напряжения (7яел) равным примерно 1 мА. Так как усилитель ошибки потребляет очень малый ток, будем пренебрегать его входным током смешения-
Ri = (U(jn — ^вых)/^дел = 2,15 В/1 мА = 2,15 кОм,
R? =^ t/вых/^дел == 5 В/1 мА = 5 кОм,
& = Ri ]] & =⑵悠 кОм) (5 кОм)/(2,15 кОм + 5 кОм) = 1,5 кОм, %.т=и&/н.макс = 0,65 В/100 мА = 6,5 Ом,
Рдел. макс = ^вх (^н. макс + /потр) = 1。В (103 мА) = 1,03 Вт.
Для корпуса 卩A723c рекомендуется внешний теплоотвод, так как мощность^ рассеиваемая при коротком замыкании, находится на пределе, который может выдержать корпус типа DIP. Если температура корпуса удерживается на уровне 70℃, то безопасный уровень рассеиваемой мощности составит 500 мВт.
В соответствии с описанием следует принять С? = 5 мкФ для снижения шума опорного напряжения и Ci — 100 пФ для частотной коррекции.
Замечание: Для получения оптимальных характеристик G должен быть конденсатором с твердым танталовым диэлектриком, поскольку такие конденсаторы имеют на высокой частоте более низкое последовательное 9 сопротивление по сравнению с другими электролитически ми конденсаторами.
Пример 10.8. Используя rA723C, построить, как показано на рис. 10.12,6». источник питания на 15 В, 50 мА при % = 20 В.
Решение. Из каталожного листа находим, что при Ubx — ^вых = 5 В jxA723G может легко отдать 50 мА, если только Ррасс. макс не будет превышена. Мош-
л) Паразитное. — Прим, перед.
пи
Пи4|пит=Пи4|пит=
Пи4|пит=
Пи4|пит=
чн
100 лф
Рис. 10.12. Типовые схемы стабилизаторов на базе р,А723.
«Обозначении выводов ИС цА723 см в подписи к рн<?. 10.11. а — ннзковольт*шый стабилизатор. J/Bblx=2 4- 7 В. 2?3=^j || /?2; б—высоковольтный ста били*затор, Ub&x=7 + 37 В.
ность, рассеиваемая при коротком замнкании, составляет
Ррасе, макс = "вх (，н. макс + ^потр) = 15 В (53 мА) = 795 мВт.
Это значение безопасно для корпуса DIP, если его температура 50℃ или ниже.
Так как С70Ь1Х > Uon, то напряжение, питающее инвертирующий вход схемы рА723С, должно быть снижено с помощью делителя напряжения. Опорное напряжение может быть приложено непосредственно к нсинвертирующему ходу. Однако использование сопротивления Кз = Ri 1| К? позволяет снизить температурный дрейф. Как и в предыдущем примере, используем типичное значение опорного напряжения (Uon = 7,15 В) и 1дел = 1 мА.
R === {Uвых 一 ^оп)/^дел = (15 В — 7,15 В)/1 мА = 7,85 кОм,
R? = Uon〃丑ел = 7,15 В/1 мА = 7,15 кОм,
Кз — Ri II /?2 = (7,85 кОм X 7,15 кОм)/(7,85 кОм + 7,15 кОм) = 3,74 кОм, 必.т = Uq. т/(/. макс + /пет) = 0,65 В/51 мА = 12,74 Ом.
Выбранные резисторы будут иметь значения сопротивлений из стандартной шкалы резисторов с используемым допуском, ближайшие к расчетным значениям. Наиболее свободный рекомендуемый допуск на значения сопротивлений 土5 %. Емкость конденсатора & выбирается по техническому описанию， равной 100 пФ.
Пример 10.9. Используя gA723, построить по схеме рис. 10.13, а источник питания постоянного тока на 28 В, 0,5 А. Источник питания должен иметь ограничение тока по схеме с меняющимся уровнем ограничения. Дано UM. макс == ^ 38 В, Ubx. мии = 34 В.
Решение. Сперва выберем проходной мощный транзистор.
Ррасс при %.>=28 В = ("вх. макс 一 ^вых) ^и» макс =1° В (0,5 А) = 5 Вт；
「расе при t/BbIX=0 = "вх・ макс^огр. к. з = "вх・ макс°，21H. макс =
=38 В (0,1 А) == 3,8 Вт-
Транзистор на 10 Вт с соответствующим теплоотводом будет хорошо работать в этих условиях. Теперь следует выбрать значение 无21Эмнн 员^^ проходного транзистора. Схема мА723c может отдать 40 мА при (t/BX — (7Вых)= =10 В, откуда 也213 мнн ='н. макс〃723 = °5 А/40 мА = 0,5 А/40 мА = 12,5.
Выбираем транзистор с А21Эмин==20 при ^к^0,5 A; U^ длит > UBX макс». так что 〃кз длит выбирается равным 50 В.
Теперь можно выбрать R и R?. Примем UQa = 7,15 В и /дел = 1 мА. Так как С7Вых > 7 В, то Uon присоединяется к неинвертирующему входу уси* лителя ошибки, а снимаемая с делителя часть С7Вых выравнивается с Uon с помощью делителя RR?. Снимаемое с делителя напряжение прикладывается к инвертирующему выводу усилителя ошибки. Может быть использован н ре* зистор Кз, изображенный на рис. 10.12,6. Имеем
Ri ^ (^вых — Uon)/I〃en ^2 20,85 В/1 мА = 20,85 кОм.
&2 = %п//_йел = 7,15 В/1 мА = 7,15 кОм.
Так как Ri П R2 V 10 кОм, то можно полагать, что делитель напряжения удовлетворяет требованиям. Резисторы Ra и Rb схемы ограничения тока с изме~ няющимися уровнями ограничения находятся так же, как и в примере 104 Тем не менее для “А723 необходимо, чтобы через & и Rs протекал ток
%х%х11409%А7236543711409%А72365437！ тпмдхымх-.！ тпмдхымх-.аа1(——С[ 500 пФ1(——С[ 500 пФ
%х
%х
1140
9
%А723
6
5
4
37
1140
9
%А723
6
5
4
37
！ тпмдхымх-.
！ тпмдхымх-.
а
а
1(——
С[ 500 пФ
1(——
С[ 500 пФ
6
Рис. 10.13. Применения ИС rA723.,
а ——стабилизатор с выходным положительным напряжением» системой ограничениятока с изменяющимся уровнем ограничения и внешним транзистором 一 токовым бу-стером； б — стабилизатор с отрицательным выходным напряжением, внешним тран-зйстором ——токовым бустером и системой ограничения тока с постоянным уровнемограничения.
Обозначения выводов ИС р.А723 см. в подписи к рис. 10.11. Замечание', при "вых< 7 В присоедините вывод 4 (инвертирующий вход) к стабилизированиому выходу (Ubhx)，&i к выводу I (Uon)，то《ку соединения Ri с R2 K выводу 2 (ненн- вертирующий вход) r R? к аемле и вывод 7 (частотная коррекция) к аемле. См- каталожное описание.
только порядка 1 мА. Из уравнений (10.13)——(10.15) можно найти:
/?а. т = 5(/д. т//н. макс = 5 (0,65 В)/0,5 А = 3,25 В/0,5 А = 6,5 Ом,
RB = (Ubmx 一 4Рд. T)〃Rg = (28 В — 2,6 В)/1 мА = 25,4 В/1 мА = 25,4 кОм,
/?д == 4。貝"/总8 = 2,6 В/1 мА = 2,6 кОм.
По описанию емкость конденсатора Ci выбирается равной 500 пФ. Этот стабилизатор может быть перестроен на напряжение С7Вых V 7 В путем изменения R】н R2 H способа присоединения опорного напряжения так, как это показано на рис. 10.12, а.
Пример 10.10. Необходимо построить по схеме рис. 10.13, б стабилизатор отрицательного напряжения —15 В, 250 мА. Стабилизатор должен иметь ограничение по току с постоянным уровнем ограничения; {7ВХ = —24 В.
Решение. Еще раз сперва выбирается проходной транзистор. Выход стабилитрона может обеспечить ток вплоть до 25 мА. Ток /ст служит также /вых схемы 卩A723c. Напряжение представлягт собой стабилизированное выходное напряжение (——15 В), a +U заземляется. Поэтому UBX——{7Вых для 卩A723c составляет —15 В. При Utx — UBWx = 15 В piA723c может отдать все 25 мА, которые может пропустить стабилитрон Стз. Заметьте, что /^5=^бт1+^вых. 723» поэтому при минимальном токе нагрузки 卩А723 должен отводить почти полный ток базы Г】. Таким образом, ток /Б транзистора Л ограничивается зна* чением, меньшим 25 мА. Поэтому Л21э мин транзистора 7\ равняется
&213мнн = /вых〃723 = °*25 А/25 мА = 10.
При ограничении тока на постоянном уровне мощность рассеивания транзистором Т\ будет равна
Ррасс. макс = Ubx'h. макс == 24 В (0,25 А) = 6 Вт.
Таким образом, выбирается транзистор со следующими данными: Ррасс = 1° Вт, ”213 мин = 30 при & = °，25 А, 〃КЗ длит = 35 В, U^ = °，65 В при % = °，25 А.
Затем выбирается транзистор 厶 со следующими параметрами: Ррасс》&Г.ВХ = 24 В (0,25 А/30) = 0,2 Вт, Ррасс = °，5 Вт,%1э мнн = 60 прн /^ = 10 мА,
〃ВЗ вкл = °" В,Ur э длит ^ 40 В・
Теперь вычисляется /?д.т по формуле
Кд.т = °ВЗ Т〃н・ макс = °，4 В/0,25 А = 1,6 Ом.
Резистор Rs должен пропускать ток /Б макс транзистора 7\. Напряжение иа, &5 есть °вх — (Ubhx —。63 г). Следовательно, R5 можно найти по закону Ома. Используя абсолютные значения, получим
ААUbx — (Ubhx — %3 爲)24 В-(15 В —0,65 В) 9,65 ВUbx — (Ubhx — %3 爲)24 В-(15 В —0,65 В) 9,65 Ви. макс/”213 мии Т\и. макс/”213 мии Т\0,25 А/300,25 А/308,33 мА8,33 мА1,16кОм1,16кОм
А
А
Ubx — (Ubhx — %3 爲)24 В-(15 В —0,65 В) 9,65 В
Ubx — (Ubhx — %3 爲)24 В-(15 В —0,65 В) 9,65 В
и. макс/”213 мии Т\
и. макс/”213 мии Т\
0,25 А/30
0,25 А/30
8,33 мА
8,33 мА
1,16кОм
1,16кОм
Максимальное дифференциальное напряжение усилителя ошибки и максимальные напряжения между ——U и входами усилителя ошибки составляют 8 В. Одна из этих величин может быть превышена, если при коротком замы-
кании 〃вых идет к нулю, а вывод ——U подключен к напряжению ——15 В, +U к земле и Uon непосредственно связано со входом усилителя ошибки. Поэтому н опорное напряжение, и выходное напряжение, прикладываемое к дифференциальному входу усилителя ошибки, снижаются с помощью делителей напряжения. Один конец обоих делителей напряжения связан со стабилизируемым выходным напряжением для того, чтобы при любых напряжениях на выходе избежать появления большого дифференциального напряжения между входами усилителя ошибки. Обычно опорное напряжение уменьшается вдвое, что означает & =凡 на рис. 10.13,6.
Заметьте, что опорное напряжение прикладывается к инвертирующему, а сравниваемая с ним часть выходного напряжения ——к неинвертирующему входам усилителя ошибки. Полярность выхода в рассматриваемом случае отри- цательна, и направление, по которому должна происходить коррекция выхода при его изменении, должно быть здесь противоположно тому, которое имеет место у стабилизатора положительного напряжения. Поэтому сигналы, прикладываемые ко входам усилителя ошибки, необходимо поменять местами по равнению с их расположением в стабилизаторе положительного напряжения. Вычисление /?з и R& выполняется следующим образом:
Кз = & и % 〜/凡=1 мА, /?з + & = U。/ мА = 7,15 В/1 мА = 7,15 кОм, &з =凡=(% + RJ/2 = 7,15 кОм/2 = 3,575 кОм.
Для Кз и /?4 выберем любое стандартное значение, близкое к расчетному, а именно 3,33 кОм. Напряжение, приложенное к инвертирующему входу со- ставляет — ] Овых — 0'5"оп 1 = — U'425 В，так 11To。区=11,425 В, a Ur= *=0,5L/On. Пусть /以ел=1 мА, тогда Rx === 0,5^/оп//дел = 3,575 В/1 мА = = 3,575 кОм, /?2 = t7^J^Rejl ^ 11,425 В/1 мА = 11,425 кОм
Выбор стабилизатора напряжения. Многие типы линейных стабилизаторов напряжения выпускаются почти каждым крупным изготовителем полупроводниковых приборов н многими изготовителями гибридных схем. Те, которые были рассмотрены, представляют собой просто малую выборку, приведенную для того, чтобы объяснить, как они работают. Имеются стабилизаторы для питания линейных схем напряжением 士U (напрнмер, ±15 В) со многими фиксированными регулируемыми положительными и отрицательными напряжениями и многими диапазонами тока. С выпускаемыми схемами линейных стабилизаторов можно ознакомиться по каталогам линейных интегральных схем.
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Как показано на рис. 10.2, основная концепция импульсного стабилизатора напряжения заключается в использовании управляющего по л уп роводн икового прибора в качестве ключа. Так как падение напряжения на транзисторном ключе t/кэнас мало, то и потери мощности в ключе малы, а, следовательно, к. п. д. источника питания получается высоким. Этим они отличаются от линейных стабилизаторов напряжения, у которых проходной
транзистор в течение всего времени работы должен рассеивать мощность (Ubx——Ubhx)/bhx・ Если импульсный стабилизатор управляется высокой частотой (нормальная частота лежит в пределах от 5 до 100 кГц), то катушка индуктивности и конденсаторы фильтра могут быть меньшими, чем, например, при обычной частоте сети. Так как к. п. д. импульсного стабилизатора мало меняется при изменениях Ubx, то импульсные стабилизаторы допускают больше пульсаций во входном напряжении, чем линейные источники питания. Поэтому конденсатор фильтра после выпрямителя для импульсного стабилизатора может быть меньшим.
В импульсных стабилизаторах используются два основных способа стабилизации: с постоянной шириной импульса и переменной частотой и постоянной частотой при переменной ширине нмпульса【)・ Схема стабилизации с постоянной шириной импульса сохраняет постоянным время нахождения ключа во включенном состоянии и меняет частоту коммутации для стабилизации напряжения так, что более высокая частота устанавливается для больших нагрузок и более низкая ——для малых. Изменяющаяся частота вызывает появление гармоник, генерируемых ключевым элементом, которые трудно прогнозировать. Это часто порождает нежелательные интерференционные помехи. Метод стабилизации постоянной частотой и переменной шириной импульса, называемый широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), оказывается предпочтительнее, так как гармо* ники, вызванные коммутацией, могут быть предсказаны и сглажены значительно легче. При использовании ШИМ переключающий элемент находится во включенном состоянии дольше при больших нагрузках, чем при малых.
Биполярный транзистор наиболее часто используется в качестве ключа в импульсных стабилизаторах. Применение мощных МОП-транзисторов (ВМОП и ДМОП 2)) в качестве ключей в импульсных стабилизаторах становится широко распространенным. МОП-ключи вообще срабатывают быстрее, чем биполярные транзисторы, поскольку не имеют времени задержки при переключении, и поэтому у них ниже потери при коммутации. Высокое входное полное сопротивление мощных МОП-ключей позволяет использовать маломощные управляющие цепи (схемы). Имеющиеся в настоящее время мощные МОП-ключи могут коммутировать примерно от 9 А при 500 В до 28 А при
D Возможна и так называемая дельта-сигма-модуляция, при которой меняются и частота и скважность. — Прим. ред.
2)ВМОП (V-MOS)—вертикальные МОП-транзисторы с коротким каналом, большой мощностью и крутизной； ДМОП (D-MOS) —МОП-транзисторы с двойной диффузией ,имеют улучшенные усилительные и ключевые характеристики. —Прим, ред.
50 В. Хотя появляются все более мощные МОП-ключи, в настоящее время мощные биполярные транзисторные ключи могут оперировать с большими мощностями, чем ключи на полевых МОП-транзисторах. Так, могут быть приобретены мощные транзисторы, способные коммутировать от 100 А при 120 В до 3,6 А при 800 В. Биполярные транзисторы имеют более низкое сопротивление во включенном состоянии на любом данном уровне мощности, чем мощные ключи на полевых МОП-транзисторах. Часто мощные ключи на полевых МОП-транзисторах имеют больше преимуществ при коммутации мощных импульсных источников питания на высоких частотах, при которых коммутационные потери биполярного транзистора становятся весьма значительными. Сопротивление мощного полевого МОП-транзистора во включенном состоянии имеет положительный температурный коэффициент, в то время как это же сопротивление биполярного транзистора имеет отрицательный температурный коэффициент. Поэтому полевой МОП-транзистор менее склонен к тепловому дрейфу и саморазогреву.
ВЫЧИСЛЕНИЕ МОЩНОСТИ РАССЕЯНИЯ
ПРИ КОММУТАЦИИ
На высоких частотах время переключения транзистора может составить значительную часть периода, а мощность, рассеиваемая во время коммутации, может стать существенной частью общей мощности, рассеиваемой транзистором. Рис. 10.14 иллюстрирует простой метод "вычисления средней мощности, рассеиваемой при переключениях, и среднего значения мощности, рассеиваемой транзистором. Максимальное рассеяние мощности возникает тогда, когда /к и f/ка максимальны в течение времени нахождения транзистора во включенном состоянии. Это имеет место при резистивной (омической) нагрузке, когда /k = 0,5Ukk/Rh и Uk3 = 0,5Ukk・ Кривая зависимости рассеиваемой мощности от времени в моменты коммутации похожа на треугольник. Усредненные за весь цикл площади под треугольниками (измеряемые в ватт-секундах) дают среднее значение мощности, рассеиваемой при коммутации. Расчет иллюстрируется нижеследующим примером.
Пример 10.11. Рассчитать среднюю мощность, рассеиваемую транзистором, изображенным на рис. 10.14, если 0=1 мкс,力=2 мкс】)，力с = 5 мкс и *0 == 6 МКС(Т *— 14 МКС)； /к нас == Uкк/Rh — 1 A., Ukk == 10 В, ，в == 0,1 А, °ЕЭнас = °，8 В, ивэ иас — 0,5 В.
Здесь 办一время закрывания,介一время открывания ключа. — Прим. ре&
Рис. 10.14. Мощность, рассеиваемая ключевым транзистором. Рмакс=(°，5икК)(&5Ukk/&h)=(°，5Ukk) (0,5/к)； ^перекл. ср=0,5Рмакс (^г + ^)/т; 尸ср=Рвкл + Рперекл 十 Рв； Pcp=UK3 на—с/丁 + &5Pмакс (，r + 十打/電 + ^月② на—Е力c/%・
Решение. Рмакс = (0,5С/кк//?и) 0,5С；кк ^ (0,5 А) (5 В) = 2,5 Вт, Рср f^ /f = =°£Рмакс (。+ "f)/T=(1，25 Вт)(3 мкс)/14 мкс = 0,26 Вт, 「ср.'вкл = =°КЭ нас^К naJc/丁 =(°百 В) (1 А) (5 МКС)/14 МКС = 0,17 Вт, 「ср. В = =Цвз HaJ/c/T =(°》В) (0,1 А) (5 мкс)/14 мкс = 0,028 Вт, °ср = Рср у, + + Рср.вкл + РсрЕ = 0,4б8 Вт.
ОСНОВНЫЕ КОНФИГУРАЦИИ СХЕМ ИМПУЛЬСНЫХ источников
В этом разделе рассматриваются три основные схемы импульсных источников питания: понижающая, повышающая и инвертирующая напряжение.
Импульсный источник питания с понижением напряжения. На рис. 10.15, а показан понижающий импульсный преобразователь. Он обеспечивает выходное напряжение любой величины, меньшей, чем входное. Выходное напряжение зависит от Ub* и отношения времени нахождения транзистора во включенном состоянии tc к периоду коммутации т:
Ubhx = Ubx(〃唸 (10.16) где tc — время включенного состояния транзистора, т =力 + 忻一 период коммутации, /0 — время отключенного состояния транзистора.
-О41-—с^о—I-О41-—с^о—I% 01^--% 01^--wos-LeEig гои ьинаизМ —UA ewalx〕wos-LeEig гои ьинаизМ —UA ewalx〕工工Система уп~ равления стз- оилизаторомСистема уп~ равления стз- оилизаторомРис. 10.15. Основные схемы импульсных стабилизаторов, а ——понижающий напряжение стабилизатор; 6 ——повышающий напряжение стабилизатор; в — стабилизатор напряжения, инвертирующий аиак.Рис. 10.15. Основные схемы импульсных стабилизаторов, а ——понижающий напряжение стабилизатор; 6 ——повышающий напряжение стабилизатор; в — стабилизатор напряжения, инвертирующий аиак.ыхУ6О—ыхУ6О—
-О41-
—с^о—I
-О41-
—с^о—I
% 01^--
% 01^--
wos-LeEig гои ьинаизМ —UA ewalx〕
wos-LeEig гои ьинаизМ —UA ewalx〕
工
工
Система уп~ равления стз- оилизатором
Система уп~ равления стз- оилизатором
Рис. 10.15. Основные схемы импульсных стабилизаторов, а ——понижающий напряжение стабилизатор; 6 ——повышающий напряжение стабилизатор; в — стабилизатор напряжения, инвертирующий аиак.
Рис. 10.15. Основные схемы импульсных стабилизаторов, а ——понижающий напряжение стабилизатор; 6 ——повышающий напряжение стабилизатор; в — стабилизатор напряжения, инвертирующий аиак.
ых
У6О—
ых
У6О—
Работа понижающего преобразователя протекает следующим образом. Когда транзистор Т】подключен к катушке индуктивности £, ток протекает через 7\ н &• Ток в катушке индуктивности возрастает со скоростью Ul/L. Напряжение на L будет Ubx —Окат】 нас —Ubmx・ В течение времени tc ток в катушке индуктивности достигает пикового значения /п:
г °вх — “КЗ 爲 нас — "внх
О乙•
Конденсатор С потребляет дополнительный ток (помимо на- 卜 грузки), пока 厶 > /вых. Когда Л выключается, исчезающее маг-
D Это и все последующее справедливо для установившегося режнма и Не учитывает наличие конденсатора С. — Прим. 〃ере&
нитное поле катушки вследствие самоиндукции меняет полярность напряжения на ее концах и 厶 становится источником питания нагрузки. Ток через L уменьшается со скоростью Ul/L\ он замыкается через диод Д, который теперь получает смещение в прямом направлении из-за перемены полярности L, Rh и С. Напряжение на L теперь равно 厶，,田十 t/д. Катушка индуктивности L питает током конценсатор и нагрузку, пока 厶 < ZBbix, после чего нагрузка получает питание от конденсатора С. Траи-. зистор 7】опять включается как раз перед тем, как II — 0. Максимальный выходной ток источника питания составляет половину тока /п. Ток /п — значение пика тока в катушке индуктивности. Среднее значение тока, протекающего через L в течение £с, должно быть таким же, как и в течение времени 友.Для обеспечения требующихся тока нагрузки и напряжения устанавливается соответствующее отношение f©/%.
Можно рассчитать катушку индуктивности, если учесть, что она должна обеспечить максимальное значение выходного тока в течение отрезка времени /о, когда транзистор находится в отключенном состоянии. Из известного соотношения для индуктивности Ul = L(A//A£) можно найти L:
丄=UL (Д//Д/) = (4Нх + иД)印小(10」7)
Емкость конденсатора фильтра может быть найдена, если вспомнить, что' С = q/U = /Af/AU. Так как конденсатор С должен поставлять /Вых в течение времени, примерно равного 'Ес+' 1曲、и максимальное значение отдаваемого им тока равно /Вых = 0,5 /п, то можно найти величину С, подставляя эти значения в приведенную выше формулу:
С — /"2 (2/2 + %/2) /п 仁 + 幻(]° ]8)
Оцульс4с/пульс
где иПулъс ——напряжение пульсаций, измеренное от пика до пика. Среднее значение выходного тока должно быть равно среднему значению тока, протекающего через катушку индуктивности в течение времени tc. Зависимость тока, протекающего через катушку индуктивности, от времени есть UL(t/L). Приравнивая значения тока, протекающего через катушку мндук” тивности за время /с и /0» имеем
2 (UEX 一 -КЗ нас 一 〃вых)力 2 ("вых + 一.) ％
откуда
Ш =亿нх + U〃)/(Ubx - 〃К9нас — ％J(^⑼
Коэффициент полезного действия. Если пренебречь коммутационными потерями (что допустимо при 〃 十，()》。+ 分)，т0
к. п. д. может быть найден следующим образом:
"вых === °ВХ ('с/t)， Рвых ^^ ^вых^вых ^^ °вх Се/t) 'вых，
Рвх ==== Рвых + Ркл + Рд, Рвх == UBx(tck) /вых + /п^КЗ нас (fc/丁)十'
/ц Qc/t) =(/вх)ср = (/внх)ср = /п (/%)，Рвх == ^вых/вых + Uk9 нас/вых + ^Д^вых./ц Qc/t) =(/вх)ср = (/внх)ср = /п (/%)，Рвх == ^вых/вых + Uk9 нас/вых + ^Д^вых.+ ^д (力/t) /и；
/ц Qc/t) =(/вх)ср = (/внх)ср = /п (/%)，
Рвх == ^вых/вых + Uk9 нас/вых + ^Д^вых.
/ц Qc/t) =(/вх)ср = (/внх)ср = /п (/%)，
Рвх == ^вых/вых + Uk9 нас/вых + ^Д^вых.
где Ркл — мощность рассеиваемая на ключевом транзисторе. Таким образом,
к. п. д. = РвЬJPbx = и' /+产"Т 工万 /=
口 вых' вых • U КЭ нас' вых 十口 Д’ вых
"вих + “КЗ нас + UД"вих + “КЗ нас + UД(10.20)(10.20)
"вих + “КЗ нас + UД
"вих + “КЗ нас + UД
(10.20)
(10.20)
В зависимости от факторов, которые принимаются во внимание, существуют и другие выражения для к. п. д. Если и^э нас = = 1 В и £7д= 1 В, то для понижающего импульсного источника питания при £7Вых = 10 В и Ubx = 20 В получаем “
к. п. д. = 10 В/(10 В + 2 В) = 83,3 %.
При этих условиях линейный источник питания с проходным транзистором будет иметь к. п. д. только 50 %,
Импульсный источник питания с повышением напряжения. На рис. 10.15 показана схема импульсного источника питания с повышением напряжения. Его выходное напряжение
^вых = ^вх[(^ + Шо1-(Ю.21)
Когда транзистор 7\ включается, ток через L увеличивается до пикового значения /п = (“/£)&• Диод Д1 отключен, так как ；"вМх > "ка 爲 нас, И
/п = (U 〃L)力=[(U вх — U® иас)/Rte.(10.22)
Когда транзистор Ti выключается, исчезающее магнитное поле меняет на обратную полярность напряжения на катушке ин- :дуктивности L, смещая диод Д в прямом направлении. Напря
жение на L добавляется к Ubx・ При этом UBUX = UBK + Ul~ С7д> Ток /工 теперь будет спадать со скоростью (С/ВЬ1Х + t/д — U^/L = = UjjL до тех пор, пока Т〕опять не включится. Так как выходной ток понижается в таком же отношении, в каком выходное напряжение повышается, то /внх. макс = 7"2[力/(力 +%)]• Разрешая это уравнение относительно /п» получаем /п = 三 2/вых.макс [(/о + /с)/，о]. Значение коэффициента самоиндукции катушки может быть найдено, если учесть, что индуктивность J Должна обеспечить выходной ток в течение времени % и что
UL^ L(M/M):
厶=[(U вых + Un — U вх)〃 и] h(10.23)
Конденсатор должен поставлять ток в нагрузку в течение /с. Поэтому из С = It/U получаем С = /Вых/с/^пульС. Отношение tc к /0 находится приравниванием значений среднего тока через индуктивность в эти промежутки времени. Как и в случае понижающего источника питания, все члены сокращаются, кроме напряжения на индуктивности при включенном и выключенном состояниях Т1. Поэтому имеем
tc/to = (Uвых + Цц ~~ ивх)/(〃вх —以3 нас).(10.24)
К. п. д. повышающего стабилизатора может быть больше 90 %. Его можно найти из выражения (см. приложение Е)
К・ П* Д ^ Ubx/[Ubx + 〃КЗ нас + Uд/о/(/с + ‘0)]・
Импульсный источник питания, инвертирующий напряжение. На рис. 10.15, в показан инвертор напряжения. Его выходное напряжение имеет полярность, обратную по отношению ко входному. Когда 7\ включен, ток через катушку индуктивности нарастает со скоростью Ul/L, а диод Д получает смещение в обратном направлении, так как его анод имеет отрицательный потенциал. Когда Ti отключается, исчезающее магнитное поле катушки индуктивности меняет на обратную полярность напряжения на ней. При этом диод Д получает смещение в прямом направлении, так как его катод теперь стал отрицательным по отношению к аноду. Ток, отдаваемый теперь катушкой индуктивности, будет уменьшаться со скоростью Ul/L до тех пор, пока А снова не включится.
Пиковое значение, которое достигает ток, протекающий через катушку индуктивности за время, когда 7\ включен, будет равно
In = [(Ubx 一 〃КЗ Ti нас)/" 〃・(10.25)
Среднее значение входного тока есть.
/вх.ср = (/п/2)[Ш -Ь/о)].'(10.26)
Среднее значение выходного тока есть
/внх. ср = (IJ2) {t^c + 笫],(10.27)
откуда
ln = ^A^c + tM.(10.28)
Если потерями в диоде и транзисторе пренебречь, то
Ubhx=— Ubx("o).(10.29)
Как и в случаях повышающего и понижающего напряжение преобразователей, катушка индуктивности L должна поставлять
ток в течение времени /0. Поэтому из "=£(△//△/) следует 厶=[(I “мх 1 + U〃)//n"o・(10.30)
Обратите внимание на то, что всегда L = (Ul^ Выкл//п) /о.
Емкость выходного конденсатора может быть вычислена, если, как и ранее, полагать, что он должен поставлять ток нагрузки тогда, когда. Тi включается. С ■— it/U ^— /выкл^с/^пульс- Ыз со~ отношений (10.25) и (10.30) получаем
tc/to = (I t/вых I + ид)/(〃вх — UКЭ Л нас)；(10.31)
Коэффициент полезного действия. Как и прежде,
Рвых === Ubmx/вых Н Prx = Ubmx/вых + Ur/bmx + U[g нас/вх. ср, НО
/вх. ср а /вых (%с/[), Рвх == ^вых/вых + ^д/вых + UlO нас 伍/丁) /вь】х・
Таким образом, к п =_^21 =Ubmx/bhx
Окончательно
К，П，Д' = 4х+и举;знас (小)*(10,32)
К. п. д. может быть больше 90 %・
Импульсные источники питания не могут работать без нагрузки или при Ubhx = 〃вх, ибо в этих случаях ток не будет протекать через катушку индуктивности.
УНИВЕРСАЛЬНАЯ ПОДСИСТЕМА
ДЛЯ ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ НА78s40 ФИРМЫ Fairchild
Универсальная подсистема для импульсных стабилизаторов напряжения 卩A78s40 фирмы Fairchild представляет собой многоцелевой импульсный стабилизатор с широтно-импульсной модуляцией, способный стабилизировать напряжение при изменении входного напряжения и нагрузки с точностью 80 дБ (погрешность 0,01 %). Он имеет диапазон входного напряжения от 2,5 до 40 В и может управлять выходными напряжениями» ограниченными по величине только параметрами использованных внешних компонентов. В качестве понижающего или повышающего стабилизатора без внешних ключевых транзисторов эта схема может выдавать выходное напряжение от 1 до 40 В. Максимальный ток внутреннего потребления схемы 卩A78s40 Iсоставляет 2,5 мА при 〃вх = 5 В и 3,5 мА при Ubx = 40 В; типичные значения <8 и 2,3 мА соответственно. Стабилизатор нз- ^отовляется в корпусе DIP с 16 выводами; схема в пластмассе-
вом варианте корпуса может рассеять до 1,5 Вт и 1 Вт в герметически закрытом варианте. Прибор поставляется в коммерческой модификации с диапазоном допустимых рабочих температур от 0 до 70℃ и в военной с диапазоном рабочих температур от ——55 до 125 ℃. Без внешних транзисторов 卩A78s40 может отдавать ток до 1,5 А.
На рис. 10.16 показана блок-схема рА78s40. Она состоит из генератора, двух транзисторов для выходных ключей (7\ и драйвера к нему Т2), логического вентиля 《Н》и /?5-триггера для управления выходными транзисторами, источника опорного напряжения, диода н двух ОУ.
Частота генератора может быть установлена в пределах между 100 Гц и 100 кГц. С помощью внешнего конденсатора Ст устанавливается продолжительность отключенного состояния (/о) выходных транзисторов. Время включенного состояния регулируется внутри схемы в пределах восьмикратного времени отключенного состояния *)» генератор имеет температурно-компенсированный датчик тока (токовый чувствительный элемент) с порогом 0,33 В (UR. т = 0,33 В), который отключает выходной транзистор всякий раз, когда ток достигает пикового значения. Ток /п используется для изменения относительной продолжительности включенного состояния выходного транзистора стабилизатора и, таким образом, времени &• Нижний предел для tc или 方 составляет 10 мкс.
Выходные транзисторы могут выдерживать напряжение 40 В и пропускать ток до 1,5 А. Транзистор Т2 является усилителем для 7\. Транзисторы 7】н Т2 могут быть соединены просто по схеме Дарлингтона, или транзистор Т2 может быть использован с внешним резистором для получения повышенного возбуждения базы 7\. Последнее необходимо в источнике питания с повышением выходного напряжения. Типичное значение £7кэ нас транзистора Т[ составляет 1,1 В и при /к = 1 А достигает максимального значения 1,3 В. Значение 力213 транзистора 7\ равно 70 при /к = 1 А и Uks = 5 В, но при расчетах для Uk3= [ В при /к= 1 А будет принято значение 力213Tl = 20.
Выход вентиля 《Н》присоединяется к входу триггера для выключения 7\ при (/Вых > Uon-
Диод выдерживает напряжение 40 В, н на нем падает 1,5 В при пропускании тока в 1 А в прямом направлении. Типичное значение U〃= 1,25 В при 1 А.
Опорное напряжение имеет температурную компенсацию и равно 1,31 В (максимум), 1,24 В (типичное значение) и 1,18 В (минимум). Усилитель ошибки с высоким коэффициентом усиления используется в качестве компаратора при стабилизации.
I)Имеется в виду, что время включенного состояния не может превосходить восьмикратного времени отключенного состояния.——Прим. ред.
а
Рис. 10.16. ИС фирмы Fairchild P-A78S40 — подсистема импульсного стабилизатора (с разрешения фирмы Fairchild Camera and Instruments Corporation).
a-——блок-схема. Наименования выводов: / ——катод диода, 2 — анод диода, 3 — эмиттер ключа, 4 — выход ОУ» 5 — питание ОУ, 6 — неиивертирующмй выход ОУ, 7 ——инвертирующий вход ОУ, 6 — опорное напряжение, 9 ——неинвертирующий вход компаратора, /0 — инвертирующий вход компаратора, 〃 一 земля, 12 — конденсатор, гадающий время, 13 — смещение 〃КК'】《一 датчик /п, /5 — коллектор драйвера, 16 — коллектор ключа; 6 — расположение выводов на корпусе типа DIP с 16 выводами (вид сверху). Общее описание: нА78s40 представляет собой НС подсистемы стабилизатора, содержащую все стандартные (готовые) активные блоки, необходимые для построения импульсных систем стабилизации. Устройство состоит из источника опорного напряжения с температурной компенсацией, генератора с регулируемой относительной продолжительностью импульса н активной схемой ограничения тока, усилителя ошибки, выходного высоковольтного и сильноточного ключа, мощного диода и одного неприсоединенного ОУ.
66Устройство может управлять внешними я—р—п- или р—п—р-траизисторами в случае, когда требуются токи, превышающие 1,5 А, или напряжения, превышающие 40 В. Устройство может быть использовано для построения повышающих, понижающих и инвертирующих знак напряжения импульсных стабилизаторов, а также линейных стабилизаторов последовательного действия. Особенности этой ИС: широкий диапазон изменения питающего напряжения, малая собственная потребляемая мощность, высокий к. п. д. и низкий дрейф. Она полезна для построения любой автономной импульсной системы с малым количеством деталей и исключительно хороша для систем, работающих от батарей. Выходное напряжение — от 1,3 до 40 В, выходные токи без внешних транзисторов — до 1,5 А, работа с входным напряжением — от 2,5 до 40 В, Ннзкое значение тока, потребляемого самой схемой, стабилизация по напряжению и току 80 дБ, высокий коэффициент усиления, большой ток, независимый ОУ.
6
6
Дополнительный ОУ применяется в схеме инвертора напряжения или в качестве вспомогательного проходного стабилизатора последовательного действия. Дополнительный усилитель может отдать ток до 100 мА при положительном выходе 】)и 35 мА, когда его выход соединен с источником +U через ре-
J)С заземленной нагрузкой.——Прим. ред.
зистор. Приведенное в приложении В каталожное описание содержит уравнения, необходимые для проектирования, и типичные применения.
Работа схемы. Рассмотрим работу рА78s40 в схеме понижающего источника питания, показанной на рис. 10.17, а. Ст выбран с учетом заданного времени /0, а /?д, т взято таким, чтобы 〃仆 т = 0,33 В при заданном значении пикового тока /п катушки индуктивности. В любой момент времени, когда С7ВЫХ > > Uon, с выхода компаратора поступает на вход вентиля 《И» сигнал низкого уровня, вызывающий отключение 7\. После того как С『разрядится, генератор включает опять 7\ до тех пор, пока не будет достигнуто пиковое значение тока /п или 17Вых > Uon・ Стабилизация происходит следующим образом： если Ubmx понижается, то средний ток через катушку индуктивности увеличивается. При этом возрастает &, так как больше времени уходит на нарастание тока в катушке индуктивности до значения /п. Это вызывает подъем выходного напряжения к его исходной величине. Если Ubhx увеличивается, то магнитное поле катушки индуктивности за время 力 уменьшается меньше, и, следовательно, при включении Т[ ток быстрее достигает значения /п. Это снижает время £с, а с ним и выходное напряжение. Иначе говоря, когда "внх > Uon, компаратор выключает Гь снижая тем самым 左 и, следовательно, £7Вых. Если % и tc меньше чем 10 мкс, то коммутационные потери становятся слишком большими.
Применения |иА78s40・ Покажем на расчетных примерах применения мА78s40. Расчеты для любых схем с использованием ИС импульсных стабилизаторов аналогичны тем, которые приводятся в этих примерах.
Пример 10.12. Стабилизатор, понижающий напряжение. Используя импульсный стабилизатор gA78S40, построить понижающий импульсный источник питания на 5 В, 400 мА; UBK = 15 В. Пульсации выходного напряжения должны быть более 25 мВ от пика до пика; freH = 30 кГц. Схема представлена на рис. 10.17, а.
Решение. Используем типичные значения величин из каталожного описания: =КЗ иас =1.1 В, Гд=1,25 в Гоп = 1,245 В. Так как /вых. макс = //, имеем /П = 2/внх. макс = 800 мА = 0；8 А. Теперь найдем fc и /0：
•с 十 ％ = 1/『ген = 1 /30 кГц = 33,33 мкс.
Рис. 10.17. Применения импульсного источника питания 从A78s40. Наименование выводов 卩A78s40 — см. подпись к рис. 10.16.
а — понижающий стабилизатор напряжения； 6 — повышающий стабилизатор напряжения； в一 инвертирующий знак стабилизатор напряжения； г — сдвоенный следящий стабилизатор напряжения (иивертирующий знак стабилизатор напряжения и инвертирую* щий ОУ).
%Т М，3 Ок
Rt
!=□—
37.6 кОм
12,45 кОм
0
丄 125 мкГн
42
44
WA 78s40
2」
Рд т D.284 Ом
°т
0,005В мкФ
О—
題
也
G %генератор
6
〃 =0,702/q,
4 _ 4нх — иД _5 в+1,25 В
V = 4ых-”КЗнас — 4нх = 15В-1.1 В-5В - из
Подставляя это значение в уравнение /с + ^о = 33,33 мкс: О,7О2/о + ^о = = 33,33 мкс, определим /0 = 33 мкс/1,702 = 19,58 мкс.勿=■ — fо = =33,33 мкс— 19,58 мкс = 13,75 мкс.
Замечание. Если бы ток нагрузки изменялся в широких пределах, то необходимо было бы выбрать т большей длительности. Если ток нагрузки относительно постоянен (△7bnx V 40 %), то /с мин = Ю мкс будет приемлемо, и можно продолжить расчет. Вычислим L по уравнению (10.17)：
LL(М"(№(М"(№19,58 мкс =19,58 мкс =153 мкГн.153 мкГн.
L
L
(М"(№
(М"(№
19,58 мкс =
19,58 мкс =
153 мкГн.
153 мкГн.
Из уравнения (10,18) найдем СВЫх
°вых°вых/вых & + ^о)/вых & + ^о)4U“yjibc4U“yjibc0,8 4 (33,33 мкс)-4X25 мВ~0,8 4 (33,33 мкс)-4X25 мВ~267 мкФ.267 мкФ.
°вых
°вых
/вых & + ^о)
/вых & + ^о)
4U“yjibc
4U“yjibc
0,8 4 (33,33 мкс)
-4X25 мВ~
0,8 4 (33,33 мкс)
-4X25 мВ~
267 мкФ.
267 мкФ.
R& т находится из выражения
R〃・ т = С7д. т"п = 0,33 В/0,8 А = 0,413 Ом.
Из каталожного описания получим Сд=45 X Ю-5^выкл(мкс) =45« 10~5(19,58Х X 10一6) = 0,088 мкФ. Должен быть применен конденсатор с малым допуском.
Наконец, если /дел = 0,1 мА, то
R = (Ubhx — ^оп)/^дел = (5 В — 1,245 В)/0,1 мА = 37,55 кОм,
Rz = С7оп/1дел ^ 1,245 В/0,1 мА = 12,45 кОм,
дел" КЗ нас*с L ‘BbixUfl」。
т
т
t Ubx/x. X
0,4 4 (1,1 В) 13,74 мкс0,4 4 (1,1 В) 13,74 мкс33,33 мкс+ 15 В (2,5 мА)33,33 мкс+ 15 В (2,5 мА)*0*0^вых + U& — 4х^вых + U& — 4х"вх ~ “КЗ нас"вх ~ “КЗ нас15 В+1,25 В— 5 В5 В 11В= 2,88；fс ― 2,88 %.15 В+1,25 В— 5 В5 В 11В= 2,88；fс ― 2,88 %.
0,4 4 (1,1 В) 13,74 мкс
0,4 4 (1,1 В) 13,74 мкс
33,33 мкс
+ 15 В (2,5 мА)
33,33 мкс
+ 15 В (2,5 мА)
*0
*0
^вых + U& — 4х
^вых + U& — 4х
"вх ~ “КЗ нас
"вх ~ “КЗ нас
15 В+1,25 В— 5 В
5 В 11В= 2,88；fс ― 2,88 %.
15 В+1,25 В— 5 В
5 В 11В= 2,88；fс ― 2,88 %.
0,4 4 (1,25 В) 29,58 мкс (
4就33 мкс h
0,18 Вт + 0,29 Вт+ 37,5 мВт = 0,513 Вт,
Пример 10.13. Стабилизатор, повышающий напряжение. Схема повышающего преобразователя напряжения на базе 卩A78s40 приведена на рис. 10.17,6: ，ВМХ = 15 В, /вых = 150 мА, Ub* = 5 В, /ген = 20 кГц (т = 50 мкс) н пульс = 50 мВ от пика до пика. Используем типичные значения величин параметров, указанное в каталожном описании.
Решение. Из уравнения (10.14) имеем
12,88 мкс; 九=т —友=12,88 мкс; 九=т —友=Поэтому 4 十 2,88% = 50 мкс,力=50/3,88 ^ 50 мкс — 12,88 мкс = 37,12 мкс.
12,88 мкс; 九=т —友=
12,88 мкс; 九=т —友=
Для повышающего преобразователя напряжения
/п ^= 2/вых. макс【(■ +，о)〃о]== 2 (0,15 А) 50 мкс/12,88 мкс = 1,16 А.
Таким образом,
R& т = ид. т//п = 0,33 В/1,16 А = 0,284 Ом.
Из уравнения (10.23) получим
+^д- UBX 15 В + 1,25В -5В
L = -^~~——-£。=(12,88 мкс) = 125 mi
/п1,10 D
Так как R3 должно пропускать базовый ток транзистора 7\, то
Кз =Кз =〃вх 一 ^БЭ Ti + "кз 笃—3 0〃вх 一 ^БЭ Ti + "кз 笃—3 05 В - 1,4 В-1,16 А/20 =62Ом-5 В - 1,4 В-1,16 А/20 =62Ом-
Кз =
Кз =
〃вх 一 ^БЭ Ti + "кз 笃
—3 0
〃вх 一 ^БЭ Ti + "кз 笃
—3 0
5 В - 1,4 В
-1,16 А/20 =62Ом-
5 В - 1,4 В
-1,16 А/20 =62Ом-
выражения С = It/U получаем
112 мкФ.112 мкФ./вых% = 0,15 А (37,12 мкс)
112 мкФ.
112 мкФ.
Unyjibc50 мВ
Из каталожного описания находим
Сг = 45 • 10-5 (%) = 45 ■ 10-5 (12,88 мкс) = 0,0058 мкФ.-
Наконец, при /дел = 0,1 мА получаем
Ri = (〃вых — ^оп)/^дел== (15 В — 1,245 В)/0,1 мА = 137 кОм, &= 1,245 В/0,1 мА= 12,45 кОм.
Проверим величину рассеиваемой мощности:
尸расе = 'вх. ср“КЗ нас + ^вых ^Д + "вх'х. х =
=&/2) U"期色八)+ (4/2) 4ц (%/Т)十 U^/gp =
一 0,58 A (1,1 В) 37,12 мкс 0,58 А (1,25 В) 12,88 мкс
50 мкс 十50 мкс十
+ (5 В) 2,5 мА = 0,473 Вт 十 0,187 Вт + 12,5 мВт = 0,68 Вт.
Положите Ubx = 12 В, —100 МКС) И Uпульс ^=Положите Ubx = 12 В, —100 МКС) И Uпульс ^=Пример 10.14. Стабилизатор, инвертирующий напряжение. Используя *А78s40, как показано на рис. 10.17, в, постройте инвертирующий источник питания.
Положите Ubx = 12 В, —100 МКС) И Uпульс ^=
Положите Ubx = 12 В, —100 МКС) И Uпульс ^=
Ubnx = —18 В, /вых = 200 мА, /ген = 10 кГц (т = 30 мВ от пика до пика. Используйте типичные зна
чения параметров, приведенные в каталожном описании.
Решение. Для того чтобы выводы 卩A78s40 не становились отрицательными *), необходимо использовать вспомогательный р — п — р-транзистор н диод. Вспомогательный ОУ используем для того, чтобы обеспечить сравнение ——Ubhx с +Uon. Резистор R = R】II Ro. с предотвращает появление напряжения сдвига, вызываемого током смещения. Транзистор н диод будут выбраны после нахождения значения /п. Предположим i/^э нас ^ ^ В и Uq=l
Из уравнения (10.31) имеем
»сs= 1,73/q.»сs= 1,73/q.14ь】х| + ид _ 18В + 1В
»сs= 1,73/q.
»сs= 1,73/q.
‘0 "вх 1 “КЗ нас‘0 "вх 1 “КЗ нас12В -ТВ —'
‘0 "вх 1 “КЗ нас
‘0 "вх 1 “КЗ нас
I) Все выводы полупроводниковой ИМС должны быть положительны по отношению к подложке, соединенной в данном случае с землей схемы, иначе откроются изолирующие р — «-переходы. — Прим. реО.
Разрешая это равенство относительно 而 н учитывая, что tc + h ~ т, получим 1,73仇 + 加=100 мкс, % = 100 мкс/2,73 — 36,6 мкс; % = 63,4 мкс.
Из уравнения (10.28) следует
/п ^^ 2/внх [('о + *с)/£。] =: 1,1 А.
Теперь выберем дополнительный транзистор со следующими данными: %3 нас ^ °，8 В, “КЗО = 40 в, "к Макс = 2 А,"尺3 нас =丨 В при /к = 1 А н 九21змнн = 30 при /к^ 1 А. Диод выбирается так, чтобы его пробивное напряжение составляло 50 В, а падение напряжения на нем было Од=1 В прн протекании тока в прямом направлении, равного 1 А. Рассчитаем теперь из уравнения (10.30) значение L:
LL("4Т5)("4Т5)36,6 мкс36,6 мкс^ 632 мкГн.^ 632 мкГн.
L
L
("4Т5)
("4Т5)
36,6 мкс
36,6 мкс
^ 632 мкГн.
^ 632 мкГн.
Свых вычисляется, как и прежде：
/вмх'с — 0,2 А (63,4 мкс)/вмх'с — 0,2 А (63,4 мкс)^пульс^пульс30 мВ30 мВ= 422 мкФ.= 422 мкФ.
/вмх'с — 0,2 А (63,4 мкс)
/вмх'с — 0,2 А (63,4 мкс)
^пульс
^пульс
30 мВ
30 мВ
= 422 мкФ.
= 422 мкФ.
Из каталожного описания имеем
% = 45 • 10-5(%)^ 45.16—5(зб£ мкс) = 0,016 мкФ, R& т = U& т〃п = 0,33 В/1,1 А = 0,3 Ом.
Для того чтобы рассчитать Кз и R4, найдем /БГз：
/вТз = /ц/九213 мнн = 1，1 А/30 = 36,6 мА.
Если допустить, что 71 может отдать ток 50 мА, то получим
R4 = (4х — ^кэл нас — ^БЭГзУ^кЛ = 1°」В/50 мА к 202 Ом,
R3 = UБэг3/(^^ мА — ’ЕТз) = 0,8 В/13,4 мА = 60 Ом.
Для инвертирующего усилителя U\bJU^ = Ro С/Я{ = Гоп/Гвых. Г*ых - выходное напряжение инвертирующего усилителя. Выбор резистора Ro. с не столь критичен, поэтому примем R。, с = 10 кОм. Тогда R = R。, с(丸両垢)— =10 кОм (18 В/1,245 В) = 144,5 кОм, R — RiW Ro. с = 9,36 кОм. Так как пиковое значение/п2\ н 6° мА, то мощность, рассеиваемая интегральной схемой (кристаллом), значительно ниже尸расе, макс* Ключевой транзистор должен быть способен рассеять РмаКс = %。亦%厶=3,3 Вт.
Пример 10.15. Сдвоенный следящий стабилизатор. Построить сдвоенный следящий стабилизатор с помощью схемы рА78s40.
Замечание. «Следящий» означает, что положительное и отрицательное выходные напряжения стабилизаторов изменяются одинаково. Так, если напряжение 十15 В падает до +14,99 Б, то н —15 В изменяется до —14,99 В. Положите /вых = 100 мА для обоих источников питания; Ubx = 22 В. Используйте типичные значения, приведенные в каталожном описании, и внешние транзистор и диод, которые были использованы в примере 10.14. Положим ，「ен = =15 кГц (т = 66,66 мкс). Схема стабилизатора показана на рис. 10.17,г.
Решение. Для р — п — р-транзистора 北：Ррасс = 5 Вт, ^кэО=40 В, /вых макс = Q 2 A, U。нас 彳 1 В, °вз нас = °，8 В,九21Э мнн = 30 при /к = 1 А.
Диод: Обратное напряжение пробоя ——40 В, ^д = 1 В при 1 А. Вспомогательный ОУ схемы рА78s40 будет использован в качестве источника питания с положительным напряжением, так как его выход не может стать отрнца-
те.пьным. Импульсный стабилизатор будет использован по схеме инвертора напряжения.
Из уравнения (10.31) имеем
%"。= ( I 4нх | + ^д)/(^вх- 〃КЗ нас) =(15 В + 1 В)/(22 В - 1 В) = 0,76.
Из % + % = т находим
0,76% + £о = т = 66,66 мкс, Iq = 66,66 мкс/1,16 = 37,88 мкс;
办=丁 一力=66,66 мкс — 37,88 мкс = 28,78 мкс.
Затем определим
厶=2/внх (咛与=200 мА( L 器)=0,352 А,
\。0 丿\ мкс 丿
, ( 14mti + UJ ‘。 - В (37,88 мкс) р
ЕСЛИ Unyjibc == 30 мВ ОТ ГШКа ДО гшка, ТО Свах ^^ Iенх%/Uпульс == =(100 мА) (28,78 мкс)/30 мВ = 96 мкФ. На делитель напряжения на входе усилителя ошибки будем подавать напряжение + 15 В с выхода вспомогательного ОУ, соединенного по схеме инвертирующего усилителя с К =——1. Положим /дел — 0,1 мА; Ri = Ro. с = 20 кОм выбирается в известных пределах произвольно.
Ra = (^ВЫХ 一 °。口)〃睜=(15 В — 1,245 В)/0,1 мА = 137,5 кОм,
Кв= иоп/9ел= 1，245 B/ол мА = .12,4§ кОм.
” R& т = U& т〃п = 0,33 В/0,352 А = 0,938 Ом.
Теперь находим Кз и R* предварительно определив, что
/вТз макс = /ц/%21Э мни = 0,352 А/30 = 11,8 мА.
Полагаем /陋=15 мА. Тогда
火3 = %3丁3 нас/(‘КТ[ — ’ВТз) = °，' В/3,2 мА = 250 Ом,
火4=(4х — Окэп 一 иБэт^/1КТ1 =(22В — 1,1 В — 0,8 В)/15 мА= 1,34 кОм.
Наконец, определим по описанию
С? = 45 • 1О~5/о = 45 • 10-5 (37,88 мкс) = 0,017 мкФ.
НЕСИНХРОНИЗИРОВАННЫЙ ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР
Схема, приведенная на рис. 10.18, а, представляет собой автоколебательный импульсный стабилизатор. Для его построения требуются только стабильный источник опорного напряжения, дифференциальный усилитель с большим коэффициентом усиления и два делителя напряжения. ИС линейных стабилизаторов, такие, как jxA723, могут работать как импульсные стабилизаторы на этом же принципе. ИС jxA723, включенная в схему рис. 10.18, б, служит источником стабильного опорного напряжения, компаратором, построенным на ОУ с высоким коэффициентом усиления, и обеспечивает - ток управления
ключом.
Рис. 10.18. Несинхронизированный импульсный стабилизатор.
а — несинхронизированный понижающий импульсный стабилизатор, выполненный набазе ОУ; 6 — ИС цА723 в несннхронизироваином понижающем импульсном стабили-заторе.
Наименование выводов схемы цА723: / ——опорное напряжение, 2 ——инвертирующий вход,3 —— £7, 4 — инвертирующий вход, 5 — датчик тока, 6 — ограничение тока. 7 — частот^ная коррекция, 9 — выходное напряжение ИС, 10—Ur II-—+Е
Схема рис. 10.18, а функционирует следующим образом. Когда 7\ включается, напряжение в точке 3 приближенно становится равным U^x. Таким образом, напряжение в точке I становится немного больше Uon (R3》R4) • Ток через катушку индуктивности растет со скоростью [Ubx — 〃кз 爲—^выХ]/£, тем самым обеспечивая током конденсатор С и нагрузку. По мере повышения выходного напряжения заряжается конденсатор С и напряжение в точке 2 возрастает. Когда оно становится больше напряжения в точке /, выходное напряжение ОУ уменьшается, что приводит к отключению Т】.Напряжение в точке 3 теперь становится равным — t/д, и напряжение в точке / становится несколько меньше, чем Uon (еще раз напоминаем, что Кз》/?4), так что транзистор 7\ удерживается в отключенном состоянии. По мере того как ток в катушке уменьшается со скоростью (Ubhx—〃)/L, напряжение в точке 2 падает. Когда напряжение в точке 2 станет меньше напряжения в точке /, выход ОУ переключится, станет положительным, включит снова 71, и далее процесс повторяется. Схема работает с малыми пульсациями прямоугольной формы в точке /. Некоторое значение пульсаций в выходном напряжении необходимо. Пульсация напряжения на выходе может быть уменьшена путем увеличения емкости конденсатора С. Ток конденсатора и нагрузки устанавливают время, необходимое для того, чтобы выходное напряжение увеличить или уменьшить по отношению к напряжению в точке /, а с ним и частоту осцилляции. Частота здесь изменяется с током нагрузки, и это является определенным недостатком.
Усредненное напряжение прямоугольной волны равно Ur. Из предыдущего рассуждения следует, что Ubhx близко к значению
u喲=%/(r+凡)/a]・
Пульсации на выходе могут быть найдены как усиленные Пульсации в точке I
「пулвс. вых = Опух 1 [(R + &)/Rj(10.33)
Пульсации в точке / равны
〃 一 (4х-「”,一%)& , (%п+иД)& Unymc. I —凡 + &Кз + & —'
После простейших преобразований получим
f/пульс. 1 = [&/證3 + &)] (4х - ％”0・(10.34)
Если используется делитель Ri, R2 (t/on¥= f/вых), то пульсации в точке 2. будут равны
UnyЛbC.2 = (Ubx - Uk3Ti)低4/(r3 + r4)]伏2/(r1 + r2)] [(R1 + r2)/昭]；
следовательно, f/пульс. 2 = ипулъс, ь Это условие должно выполняться на любой частоте генерации. Для того чтобы рассчитать параметры компонентов несинхронизированного импульсного стабилизатора, надо найти для выбранного типа стабилизатора (например, понижающего, приведенного на рис. 10.18) значения tc и /о так, как это было сделано в предыдущем примере. Вычислим индуктивность L, как это было сделано выше, и допустимые пульсации в точке / по уравнению (10.33) для заданных допустимых пульсаций на выходе. Если делитель Ri, R2 не используется в схеме ((70п = Ubwx в схеме рис. 10.18,б), то ипУльс в точке / равно пульсациям на выходе. Емкость конденсатора выбирается так же, как и в предыдущих примерах. Значения /?з и 衣4 при R3》R4 выбираются по формуле
&4/&3 ^ Uпульс.i/(Ubx-Uk”)・(10.35)
С уменьшением нагрузки частота несинхронизированного импульсного стабилизатора с ШИМ D будет возрастать. Изменяющаяся частота выходного сигнала часто не приемлема вследствие появления непредсказуемых гармоник, вызываемых изменениями частоты переключения.
В нижеследующем примере приводится расчет параметров компонентов рассматриваемого типа стабилизатора.
Пример 10.16. Рассчитать параметры компонентов понижающего стабилизатора, показанного на рис. 10.18, б, в котором gA723 используется для управления выходным транзистором, получения стаблизированного опорного напряжения и в качестве усилителя. Положить Ubnx = 5 В, Ubx = 12 В, /Bb(x = =400 мА, 1/пульс = 30 мВ от пика до пика.
Решение. Сначала найдем /с и 功.Диод и транзистор Т^ будут выбраны так, чтобы падение напряжения на них во включенном состоянии составляло примерно 1 В.
Из уравнения (10.19) имеем
%"。= (4.x + Un)/Mx - (4нх + 以3 Hac)] = 6B/6B = i.
Поэтому tc = fo・
Выберем частоту генерации при полной нагрузке 良=10 кГц; тогда tc 二 =办=50 мкс. Для понижающего стабилизатора справедливо
/ц = 2/вых- макс = 2 (400 мА) = 0,8 А,
厶=(4мх + U^tQiq = (6 В) (50 мкс)/0,8 А = 375 мкГн, свык Н /n//4u口yЛ№ = 667 мкФ.
Опорное напряжение gA723 больше, чем Ubnx, поэтому t/on должно быть приведено с помошью делителя R【н К2 K t/Bbix. Пусть /дел = 1 мА.
Ri = (Uon 一 ^вых)/^дел = (7,15 В — 5 В)/1 мА = 2,15 кОм, R2 = Uвых/1岷网==5 В/1 мА = 5 кОм»
Выберем А = 500 кОм; тогда из уравнения (10.35) получим
—£尸月[^пульсД^вх — ^кэгЛ = 500 кОм (30 мВ/ll В) = 1,36 кОм.
° Фактически в этом стабилизаторе имеет место модуляция, о которой, сказано в примечании на стр. 304. — Прим. ред.
Транзисторный ключ Л должен иметь 丸213 > (/п//внх)нА723 =。，8 А/150 мА = =5,3. Это условие легко удовлетворяется. Выберем 7i так, чтобы его 也[3 = 20 при 0式3== 1 В и，к= 1 А・ Ток базы 北 при /п теперь составит /в = 0,8 А/20 = 40 мА. Положим /凡=0,25，вГ], причем Ubsz\ =
=0,8 В; тогда % = U^3 гуо.25/БГ1 = 0,8 В/10 мА = 800 Ом.
10.4. КЛЮЧЕВОЙ СТАБИЛИЗАТОР МС3420
ФИРМЫ MOTOROLA
Схема МС3420 представляет собой универсальный импульсный стабилизатор, работающий подобно большинству интегральных схем импульсных стабилизаторов источников питания.
ВАРИАНТЫ СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕй
Схема МС3420/3520 фирмы Motorola может быть использована для построения любой из схем, приведенных в разд. 10.3.1, а также двухтактных (пушпульных ^), полумостовых и мостовых конфигураций импульсных источников питания. Последние три конфигурации импульсных источников питания показаны на рис. 10.19. Эти структуры позволяют управлять большими мощностями по сравнению с одноключевыми, так как большую часть времени один из транзисторов всегда находится во включенном состоянии, поставляя ток в нагрузку. Все три конфигурации обеспечивают изоляцию входного от выходного напряжений с помощью мощного трансформатора и могут повышать и понижать выходное напряжение с помощью трансформатора.
Двухтактная структура. На рис. 10.19, а показана двухтактная конфигурация импульсного источника питания, представляющая собой простую схему, способную отдавать большую мощность. Выход в виде серии положительных и отрицательных прямоугольных импульсов выпрямляется с помощью диодов, подключенных ко вторичной обмотке трансформатора. Столь же легко могла бы быть использована на выходе вторичная обмотка без средней точки с двухполупериодным мостовым выпрямителем. Когда транзистор 7\ включен, ток течет через ту половину первичной обмотки трансформатора, которая пргь соединена к коллектору Т「 При этом автотрансформаторный эффект обмотки Тр вызывает появление на коллекторе 了2 напряжения, равного 2Ukk・ Когда транзистор Т2 включается, а Т1 выключается, транзистор 『2 задает ток в другую половину
I)Напоминаем, что термин «push-pull» ведет свое начало от знаменитого сказочного зверя «тяни-тожай».——Прим. ред.
первичной обмотки Тр н в нагрузку за счет трансформаторного •эффекта.
Если транзистор Т2 включится в тот момент, когда потен- диал базы Tj только приближается к потенциалу земли (т. е.
Рис. 10.19. Схемы двухтактных им-пульсных источников питания.
>л —• двухтактная схема; б — пол у мостовая схема; в — мостовая схема.
изменяется в отрицательном направлении, но еще положителен) ,то через коллектор 八 при С/кзк，равном 2Ukk, будет проходить ток до тех пор, пока не истечет время задержки сра- :батывания 北.То же самое происходит, если G отключается как раз тогда, когда 7\ включается. Рассеиваемая мощность в течение времени задержки срабатывания транзисторов 《Ррасс = 2Ukk)k) очень велика, и это может привести к потере
надежности или к необходимости применения чрезмерно мощных транзисторов 7\ и Т?. Большинство систем управления двухтактными преобразователями прёдусматрйбает' введение так называемого мертвого времени, равного времени выключения транзисторов, между моментом приложения напряжения отключения транзистора, находящегося во включенном состоянии, и моментом приложения напряжения включения к базе отключенного транзистора. Это мертвое время в значительной степени улучшает надежность двухтактного преобразователя.
Другая проблема, возникающая в двухтактном преобразователе, заключается в том, что по первичной обмотке Тр начинает течь небольшой постоянный ток, когда время включенного состояния транзисторов в каждом пол у пер иоде неодинаково или когда напряжения насыщения двух транзисторов недостаточноблизки друг к другу. Это может привести к насыщению трансформатора, что в свою очередь приводит к сгоранию выходных транзисторов ИС. Транзисторы Т{ и Т2 двухтактных преобразователей должны быть строго симметричны по таким параметрам, Как。，Ul<3 нас и /к 1)・
Полумостовая структура. Полумостовая схема показана на рнс. 10.19, б. Для накопления энергии в полумостовой схеме используются два конденсатора одинаковой емкости. На выходной трансформатор полумостовой схемы задается напряжение переменной полярности, изменяющейся каждый полупериод. Поэтому здесь не возникают проблемы симметрирования, столь существенной для двухтактных схем. Транзисторы 7\ н Т? попе- ренно подсоединяют первичную обмотку Тр к земле и U*. Напряжение на трансформаторе равно 0,5UBX, когда Л включен,, и Ubx一 0,5С/вх = 0,5J7BX, когда Т? включен^ так как каждый конденсатор заряжается до 0,5f7BX. Мощность, снимаемая с полумостовой схемы, составляет 0,51/Вх/к- Поэтому при заданном значении Ubx для получения большей мощности ток /к должен быть большим. Падение напряжения на транзисторах Т{ и Т^ в отключенном состоянии'составляет только UBX.
Необходим некоторый промежуток времени — мертвое время—между выключением одного транзистора и включением другого, ибо в противном случае ток, протекающий через отключаемый транзистор, в течение времени задержки выключения ничем не будет ограничен.
Диоды "1 обеспечивают ограничение напряжения, индуцируемого в первичной обмотке Tpi, когда и Ti, и 丁2 отключаются (как это имеет место в период мертвого времени или выше при ШИМ). Исчезающее магнитное поле может вызвать появ-
I)fr — время выключения (в основном рассасывания неосновных носителей в базе). — Прим. ред.
』енне на первичной обмотке перенапряжения положительной или отрицательной полярности, которое будет приложено к транзистору Ti или Т2. Диоды 〃i ограничивают величину напряжения на первичной обмотке в этом случае либо на уровне Ubx, либо на уровне потенциала земли. Эти диоды называются защитными диодами.
Мостовая структура. Мостовая схема, показанная на рис. 10.19,6, может отдавать такую же мощность, как и полумостовая, но при половинном значении тока коллектора, или такую же, как двухтактная, но при половинном значении напряжения для каждого транзистора. Транзисторы включаются парами. Так, транзисторы Т\ и 73 обеспечивают один полупериод выхода н Т2 H Т4 — другой. Если используется ШИМ, то ъеобходимы защитные диоды. Для мостового преобразователя необходимо предусмотреть мертвое время по той же причине, что и для полумостового. Мостовой преобразователь требует на два транзистора больше, чем полумостовой или двухтактный, и сложнее в управлении.
РАБОТА СХЕМЫ МС3420
Схема МС3420 фирмы Fairchild выпускается в коммерческом варианте (исполнения), который рассчитан на работу в диапазоне температур от 0 до 70 ℃, и варианте МС3520, используемом в военной технике и работоспособном в диапазоне температур между —55 и 125 ℃. Прибор выпускается в керамическом или пластмассовом двухрядном' корпусе (DIP) с 16 выводами. Он может работать с напряжением питания в пределах между 10 и 30 В при типичном токе холостого хода 16 мА.
Схема МС3420 является подсистемой, включающей (рис. 10.20, а) следующие части:
Температурно-компенсированный источник опорного напряжения, которое подключено внутри схемы, но доступно и для внешнего использования. Опорное напряжение источника составляет в типичном случае 7,8 В; он может отдать ток до 0,4 мА.
Задающий генератор, который обеспечивает: пилообразное (треугольной формы) напряжение на выводе 8, именуемом «Выход пилообразного напряжения», последовательность импульсов для управления выходным сигналом вентиля 1 и для использования вне схемы через вывод 3, именуемый 《Т/Т-вн- ход》. Частота генератора может быть установлена потребителем от 2 до 100 кГц с помощью внешних резистора и конденсатора.
Компаратор для широтно-импульсной модуляции (ШИМ)\ сравнивающий управляющее напряжение, подводимое к выводу
Рис. 10.20. ИС МС3420/3520 — схема управления а — принципиальная схема；
Наименоваснне выводов: 7—&вн (внешннй; резистор), 2—Свн (внешний конденсатор)» женне управления £7упр, 7 ——установка «мертвого времени», 8 — выход пилообразного выход 2, 14 ——выход осциллятора, 15 — отрицание запрета, 16 — коррекция симметрии, компаратор «мертвого времени», ТрГ — триггер. Выводы 5 — вход пилообразного напря- ШИМ н /6 — отрицание запрета выхода 2 также соединяются вместе. Высокий уровень нормальный установившийся режим работы (постоянные входные напряжения н на- ных импульсов на выходах во время переходных процессов с помощью И-веитнля, в нагрузке.) Область В ——это область работы с максимальной относительной продол- место низкое входное напряжение и
6, с пилообразным напряжением, подаваемым через перемычку между выводами S и 5. При желании потребитель может использовать внешний источник пилообразного напряжения. Всякий раз, когда пилообразное напряжение выше управляющего, выходное напряжение компаратора ШИМ положительно, и оно может через вентили 2 я 3 включить выходной транзистор. Если пилообразное напряжение ниже управляющего, то выход компаратора ШИМ будет равен нулю, а вентили 2 и 3 закрыты.
Компаратор «мертвого времени», обеспечивающий устанавливаемое «мертвое время》для транзисторов 7\ н 『2・ Когда t/пнл < f/выв. 7, то выход компаратора равен нулю, а вентили 2 н 3 заперты. При нормальной работе управляющее напряжение должно быть больше, чем напряжение на выводе 7.
Вентиль / и триггер Трг, которые направляют широтно- импульсно-модулированный сигнал к транзисторам Т\ и Tz^ попеременно отпирая вентили 2 и 3. Триггер срабатывает по заднему фронту сигналов Т/Т и ШИМ, отпирая вентиль, который был заперт в предыдущем полуцикле.
Вентиль 4, запирающий вентиль 2, когда напряжение на выводе «отрицание запрета» становится низким. Вентиль 3 запирается непосредственно сигналом «отрицание запрета» (вывод 15). В норме к выводу 15 должно быть приложено напря-
для двухтактных импульсных стабилизаторов.
6 — форма сигналов.
3 — выход триггера, 4 — выход ШИМ, 5 — вход пилообразного напряжения. 6 — иапря* напряжения. 9 — опорное напряжение U(5n・ /。一“КК， 7/— выход /. /2 — земля, /3— ГПН — генератор пилообразного напряжения. Комп. 1 — компаратор ШИМ. Комп. 2 — жения м 8 — выкод пилообразного напряжения соединяются вместе. Выводы 4 — выход сигнала соответствует насыщению выходного транзистора. Область А иллюстрирует грузка источника питания). Область Б иллюстрирует предотвращение появления сдвоен^ включаемого на входе триггера, задающего тактовые импульсы. (Переходный процесс жнтельностью включения (ограниченного установкой «мертового времени»), когда имеет (или) большая нагрузка на выходе.
жение Ubk. Этот вывод может быть использован для отключения управления при различных перегрузках.
Вентили 2 н 3, управляющие соответственно транзисторами Л и Тг- Для того чтобы включить транзистор, необходимо, чтобы выходные напряжения компаратора ШИМ, «отрицания запрета», выходов триггера Q или Q и компаратора «мертвого времени» имели высокий уровень При нормальной работе выход ШИМ — вывод 4 связан с выводом 16 (коррекция симметрии). ~
Транзисторы 7\ н 7\ имеющие максимальный ток коллектора, равный 50 мА и С/кэмакс = 40 В.
Работа схемы МС3420 в двухтактном импульсном источнике питания. Рассмотрим рис. 10.20,6, на котором представлены формы напряжений, действующих внутри схемы МС3420/3520. Схема соединений МС3420 в стабилизированном двухтактном источнике питания приведена на рис. 10.21. Эта схема будет использована для описания работы МС3420. Для получения напряжения управления на операционном усилителе У] сравнивается часть выходного напряжения с опорным, причем с увеличением С/8ых увеличивается и 1/упр. С помощью операционного усилителя У2 сравнивается падение напряжения на /?д.т с опор- иым напряжением. Когда падение напряжения на Ад.т стано-
^вык^вык2,05 кОм2,05 кОм100 мкФ100 мкФНО кОмНО кОм7,伤 КОМ7,伤 КОМ14?14?Комп」Комп」датчик юнадатчик юна2,05 «См2,05 «См9о：9о：Датчик напряженияДатчик напряженияйй%1 * ГП н%1 * ГП н¥панэв- ка „мертвого времени,г¥панэв- ка „мертвого времени,г%J3,3 «Ом%J3,3 «Ом工 22,6 кОм工 22,6 кОм649 KdM649 KdM■妬 Ксррекция симмвтрмм■妬 Ксррекция симмвтрмм
^вык
^вык
2,05 кОм
2,05 кОм
100 мкФ
100 мкФ
НО кОм
НО кОм
7,伤 КОМ
7,伤 КОМ
14?
14?
Комп」
Комп」
датчик юна
датчик юна
2,05 «См
2,05 «См
9о：
9о：
Датчик напряжения
Датчик напряжения
й
й
%1 * ГП н
%1 * ГП н
¥панэв- ка „мертвого времени,г
¥панэв- ка „мертвого времени,г
%
J3,3 «Ом
%
J3,3 «Ом
工 22,6 кОм
工 22,6 кОм
649 KdM
649 KdM
■妬 Ксррекция симмвтрмм
■妬 Ксррекция симмвтрмм
Рис. 10.21. Двухтактный импульсной стабилизатор напряжения на базе
МС3420.
Цоколевку схемы МС3420 см. в подписи к рнс. 10.20. ГПН — генератор пилообразного- напряжения. Комп. 1 — компаратор ШИМ, -Комп. 2 — компаратор «мертвого • времени»,.
вится больше опорного, напряжение управления увеличивается до величины, большей пилообразного напряжения, выключая схему МС3420. Диоды Д3 действуют как вентиль «ИЛИ», выделяя в качестве напряжения управления наибелыиее из двух выходных напряженйй ОУ （У/ или 弱）・ Замечание^ Выход Уа
может быть использован для заземления вывода «отрицания запрета» в случае, когда выходной ток достигает значения 7вых. макс- Коэффициент усиления усилителя У[ имеет умеренную величину (~100), а коэффициент усиления усилителя Уг должен быть настолько велик, насколько это необходимо для быстрой реакции на перегрузку по току. Делители Ri и R2 обеспечивают снятие требуемой величины выходного напряжения; делители 7?з и Т?4 и Т?9 и 7?ю обеспечивают опорным напряжением соответственно усилители У] и %• Опорное напряжение на компаратор «мертвого времени» снимается с делителя /?ц, R伍 Делители напряжения /?9, /?ю, Ru, R12, Аз и R4 питаются опорным напряжением, получаемым с вывода 9, и потребляют каждый 0,1 мА. Коэффициенты У[ и У2 устанавливаются соответственно с помощью сопротивлений /?5, /?6 и R7, R&. Резисторы R и R' предотвращают появление напряжения сдвига под влиянием токов смещения.
Транзисторы Тз н Т4 используются для управления выходными транзисторами Т5 и Те- Так как Т\ и Т2 осуществляют только подключение к земле, то для упрощения схемы управления в качестве Тз и Г4 используются р——я—р-транзисторы. Конденсатор С5 обеспечивает сокращение времени включения и выключения для транзисторов Т5 и Тб. Резистор R15 обеспечивает для токов утечки Т5 и Тб путь к земле, что увеличивает их способность блокировать напряжение при переходных процессах. Диоды Д1 служат так承е для. снижения напряжения, возникающего при переходных процессах, вызванных быстрым уменьшением магнитного .поля трансформатора (Тр), когда 丁5 и Т6 оба отключаются или отключаются выходные выпрямители; Rt и Су служат для установки частоты генератора.
Стабилизация. Нормальная работа происходит следующим образом. Когда ивых имеет номинальное значение и на выходе Q триггера установился высокий уровень, транзистор Т\ включен, пока пилообразное напряжение превышает напряжение управления, и выключается, когда пилообразное напряжение лапает ниже напряжения управления. В этот момент триггер меняет свое состояние; выход Q принимает низкий уровень, а выход Q ——высокий^ отпирая один вход вентиля 5. Пилообразное напряжение продолжает падать до тех пор, пока оно не *будет меньше напряжения, соответствующего установленному значению «мертвого времени». Пока пилообразное напряжение ниже напряжения, соответствующего установленному «мертвому времени», оба вентиля (2 и 3) запираются, так что ни Tif ни Т2 не могут быть включены. * Когда пилообразное напряжение поднимается в следующей половине цикла, сначала выход компаратора 《мертвого времени», а затем, когда 1Лшл > Uynp、н выход ШИМ принимают высокий уровень. Транзистор 7\ теперь не
может быть включен, так как выход Q имеет низкий уровень,, но Т2 может быть включен в силу того, что выход триггера Q, напряжение на входе《запрет》，выходы компаратора «мертвого времени» и компаратора ШИМ — все имеют высокий уровень. Когда пилообразное напряжение падает ниже напряжения управления, опять выход компаратора ШИМ принимает низкий уровень, выключая Т2 H перебрасывая триггер так, что выход Q теперь будет иметь высокий, a Q низкий уровень. В результате изменения состояния триггера транзистор Л может опять быть включен в следующем полуцикле.
Стабилизация происходит следующим образом: если ивык падает, то падает и напряжение управления. Поэтому пилообразное напряжение будет выше напряжения управления в течение более длительного промежутка времени, н в каждом полуцикле выход ШИМ будет высоким в течение большего промежутка времени.
Длительность выходных импульсов будет увеличиваться, а с ней н среднее значение напряжения, приложенного к нагрузке, корректируя таким образом падение напряжения. Если выходное напряжение возрастает, то будет возрастать также и напряжение управления. Теперь пилообразное напряжение будет выше напряжения управления в каждом полуцикле в течение меньшего отрезка времени. Выход ШИМ будет выдавать более короткие импульсы, снижая среднее значение напряжения.
Если ток становится больше 7Вых. макс, то падение напряжения на /?д. т вызовет такое увеличение напряжения на выходе У2, при котором оно станет больше- максимального значения пилообразного напряжения, так что выход компаратора ШИМ никогда не достигнет высокого уровня. Если коэффициент усиления Уз имеет умеренное значение, то максимальный ток стабилизируется на постоянном уровне. Если же коэффициент усиления У2 высок н на его выходе предусмотрена защелка, то управление отключается до тех пор, пока схема не будет возвращена в исходное состояние.
Пример 10.17. Рассчитать компоненты двухтактного импульсного стабилиза* тора, схема которого представлена на рис. 10.21. Для уменьшения числа деталей используйте импульсную стабилизирующую схему МС3420. Установите Ubkx = 6 0 В при 400 мА, 47вх = 2 4 В. Предположите, что трансформатор Грг идеален н установите частоту 20 кГц (т = 50 мкс). Uny』.=60 мВ от пика до пика.
Решение. Отношение числа витков обмоток трансформатора должно быть (полагая t/^nl В, и 1/КЭГ1.нас== 1 В)
№вт/%ер = (4.x + иД,)/(4х -以3北 иас) = 61 В/23 В = 2,65.
Ток первичной обмотки равен
/пер == /вт ("вт/'пер)== 400 мА (2,65) = 1У1 А.
Выберите трансформатор, который может работать с токами, превышающими зтн по крайней мере на 30 %. Выберите относительную продолжительность работы с максимальным значением /ВЫх. Обычно принимается, что транзисторы должны пропускать максимальное значение /Вых в течение 80 % всего времени работы. Напряжение управления, требуемое при 80 % относительной продолжительности работы, находится по каталожному описанию (приложение В). Оно равно 3 В для относительной продолжительности работы, равной 40 % в течение каждого полуцикла. Если время переключения транзисторов 北 и Т6 составляет tr -{■ tf — 1 мкс, то опорное напряжение для” компаратора «мертвого времени» Um. в может быть найдено из следующего уравнения, взятого из каталожного описания：
„мертвое время" = (1"侬)八(几・ в 一 2)/4].
Откуда Um. в = 4『ген («мертвое врремя») + 2. Положим, что «мертвое время» равно 3 мкс > (。+ Zf), тогда UM. в = 4(20 кГц) (3 мкс)) + 2 = 2,24 В. Максимальное значение пилообразного напряжения равно 6 В, поэтому усилитель ограничения тока должен выдавать напряжение управления равным 6 В при /вых# макс. Для того чтобы можно было бы работать с максимальным током нагрузки, положим, что /ОГр = 1,2/Вых. макс- Итак, требуется, чтобы Um. в = =2,24 В, Uynp = 3 В, выходное напряжение усилителя % равнялось 6 В при /сгр ==: 1,2/вых. макс，
Параметры транзисторов Т5 и % ^кэ длит > 2gx = 60 В, ：7КЭнас= 1 В при /к=1 А,年3нас = °，85 В при /r= 1 А, Л21эмин= ^ прн /к= 1 А, "кэ = 1 В, Ррасс > Рмакс = 30 Вт.
Параметры транзисторов % и Т4: £7КЭ длит > UBX ^ 40 В,。长9 нас = °貫 В при /к===°，1 A, Ug^ нас =： 0,75 В при 1^ = 0,1 А, ^21Э мин53 ^^ при Ij^ == 0,1 А и 依3 = °，8 В. Ррасс=1，2 Вт.
Параметры диодов. Диод 〃「U°6p >2С^вых = 200 В, Unp = 1 В при /Пр = =1 А. Диод %: Применим тот же диод, что и Дь Диод Д3——ключевые диоды на малые сигналы, например IN914 (Unp = 0,6 В,九功=75 В).
В качестве усилителей используйте rA741 или его аналог.
Расчет сопротивлений резисторов. Из каталожного описания следует, что А16 V 50 кОм. Поэтому R】6 выберем равным 20 кОм. При этом ОУ не перегружается по току. Учитывая, что источник опорного напряжения может при 7,8 В отдать 0,4 мА, во избежание перегрузки три делителя напряжения, подключаемые к опорному напряжению, выберем так, чтобы потребление тока каждым составляло 0,1 мА.
Рассчитаем Кз и К《при Uynp = 3 В. В расчет напряжений должно быть добавлено падение напряжения на диоде Дз, поэтому положим U；np ~ = %пр + иДз = 3,6 в. Тогда 4 = (и°п-《пр)//дел =(7,8В-3,6 В)/ /0,1 мА = 42 кОм, & = и；пр/Тдел = 3,6 В/0,1 мА — 36 кОм. Резисторы R и R2 обеспечивают 3,6 В, когда £/Вых = 60 В. Положим ток делителя R3, R2 равным /дел == 0,5 мА. Тогда & =(€/вых — ^упр)Адел = (60 В — 3,6 В)/0,5 мА = = 1128 кОм, & = и；цр〃_цел = 3,6 В/0,5 мА = 7,2 кОм.
Опорное напряжение (UM. в) для компаратора «мертвого времени» равняется 2,24 В; поэтому
R】=(Uon — Ом. в)//дел = (7,8 В 一 2,24 В)/0,1 мА = 55,6 нОм, R12 = Um. в//дел = 2,24 В/0,1 мА = 22,4 кОм.
Резисторы R9 и Rio обеспечивают опорное напряжение для схемы измерения. ^ак как желательно, чтобы ^д. т было мало, коэффициент усиления усилителя 必 Должен быть установлен большим, чтобы при %. т, большем, чем опорное
напряжение схемы измерения тока, иЪЫх быстро бы возросло до значения 6,6 В. Если С/Л. т — 1,3 В при /орг = 1,2/вых. макс, R〃. т = 1,3 Ом, то опорное напря- жение схемы измерения тока равно 1,3 В. Получим
Rg = (〃п — 1,3 В)//Дел = (7,8 В — 1,3 В)/0,1 мА = 65 кОм, Rio= 1,3 В〃дел= 1,3 В/0,1 мА = 13 кОм.
Коэффициеит усиления У】 устанавливается равным 100 (значение, использованное в схеме примера, приведенного в каталожном описании).
Положим % — 500 кОм, тогда RgIRs — 100 = Ко. с уе поэтому R5 = =凡/100 — 5 кОм. R = /?5 |]凡=4,96 кОм 右 5 кОм. Коэффициент усиления У2 устанавливается равным 500, что позволяет выходу 必 быстро превзойти уровень выхода 弘 если /ВЬ1х > 7ОГр. Положим Rb = 1 МОм, тогда
R7 = 1 МОм/500 = 2 кОм, R' = Rs II Q = 2 кОм.
Теперь должны быть рассчитаны сопротивления резисторов схемы управления. Положим /&]5==10 ма.
R14 = (4х — “КЗ 匕 一 ％3 Гб)/К'п/'213T6)+ 5』н
=(24 В — 0,85 В — 0,8 B)/[(l,l А/15) + 10 мА]== 22,35 В/(73,3 мА + 10 мА) =268 Ом,欠 15 = U БЭГс/^^и = °,85 В/10 мА — 85 Ом,凡 3= (иBх - /3Т4 - (3/1)/(《r4" 213T4)==22,75 В (83,3 мА/30) = 8,2 кОм,
Определим емкости конденсаторов. Конденсатор СВЫх должен обеспечить ток /вых в интервалах времени, когда транзисторы отключаются. Максимальная относительная продолжительность включения транзистъров при /Вых. макс составляет 80 %. Минимальная относительная продолжительность зависит от значения минимального тока нагрузки. Однако ток, отдаваемый конденсатором, падает с уменьшением относительной продолжительности включения транзисторов, удерживая пульсации постоянными. Для того чтобы удовлетворить требованиям каталога, предположим, что конденсатор СВЫх должен отдавать ток /вых в течение 30 % от т или в течение 15 мкс в каждом цикле.
СВЬ1Х = /внх'о/ипульс = 0,4 А (15 мкс)/60 мВ = 100 мкФ.
Конденсатор СфОрс служит для ускорения процесса переключения транзисторов. Его величина может быть приближенно определена нз выражения
Сфорс = %4丿4 ^ 73 мА (0,5 мкс)/24 В = 0,0015 мк①，
где tr = 0,5 мкс.
Определим RT н。厂 Нмеем /Був = /п/^21э Те мин = ^3 мА, Un ^ UBX = =24 В.Из каталога берем 5 кОм VRr V 20 кОм. Выберем & = 0,0018 мк①' тогда /ген = 0,55/RQ; откуда Ят = 0,5В/%ен& = 0,55/(20 кГц) 1,8 н①=15,3 кОм.
ВЫВОДЫ
В этой главе были рассмотрены линейный стабилизатор напряжения на основе ОУ и три линейные ИС стабилизаторов: LM105, LM309 и цА723.
Линейные стабилизаторы напряжения обеспечивают превосходную стабилизацию выходного напряжения при изменениях нагрузки и питающего напря- мнения и относительно недороги.
Линейные стабилизаторы имеют невысокий коэффициент полезного действия, поэтому в процессе стабилизации регулирующий транзистор должен рассеивать значительную мощность.
Импульсные стабилизаторы напряжения имеют больший коэффициент полезного действия по сравнению с линейными благодаря низкому падению напряжения на транзисторном ключе. Однако они сложнее линейных.
Имеющиеся ИС импульсных стабилизаторов напряжения во многом упрощают построение импульсных источников питания (например, ИС J1A78S40 и МС3420).
6一 Новые стабилизаторы напряжения, линейные и импульсные с увеличенными возможностями развиваются быстрыми темпами.
Тщательное изучение каталогов изготовителей ИС позволит читателю выбрать лучшую для заданного применения ИС стабилизатора напряжения.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Назовите два основных типа стабилизаторов напряжения, укажите два достоинства и один недостаток, присущие каждому типу.
Укажите название стабилитрона Ст2 па рис. 10.3,6 и 爲 на рис. 10.3, в.
Предположите, что Гь Т2 и C?i на рис. 10.3, а имеют следующие данные： Гр Ub9 = 0.8 В при /к = 2 А,力219 MHн = 2° ПРИ 7^ — 2 А; Т2:几,= =。，7 В при 'к ^ °」А, ^21Э мии = 4° при & = °」А; Ст 荘 ^сп = "оп = 6,2 В при /см = 4 мА Рассчитайте значения Ri, R% Rcm и R& если в качестве усилителя У используется 卩A74I, UBX = 12 В, 〃вых = 9 В при 2 А.
Вычислите коэффициент полезного действия стабилизатора,, рассматриваемого в п. 10.3 при токе /Вых = 2 А.
Определите значение ^огр для схемы рис. 10.4, а, если Ri, R, Rcm и Кз имеют значения, рассчитанные в п. 10.3. Другими словами, дополните схему, рассмотренную в п. 10.3, системой органичения тока на постоянном уровне. Положите. /вых макс = ^»1 А,仆3”巾=0.4 В.
Добавьте к схеме, рассматриваемой в п. 10.3, систему ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения, как это показано на рис. 10.5, 6.
По/ЮЖИТе /анх. макс = 2」^> ^огр. мии = ®»^вых. макс» ^БЭ /中=°工 В. /& ?== 1 мА. Используйте, значение Rorp, найденное при решении п. 10.5.
Рассчитайте компоненты схемы, показанной на рис. 10.8, представляющей собой ИС LM105 с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем огг раничения и внешним токовым бустером. Положите Ubx = 30 В, USKX == io；B, 7внх. макс == 1,5 А, /огр. к. з ^= 0,2/вых. макс- ДЛЯ ТрЙНЗИСТОрОВ Та И Тв И СПО ЛЬ* зуйте данные транзисторов, приведенные в примере 10.4.
Почему в схеме рис.. 10.10,6 ограничение по току осуществляется транзистором Т2, в то время как в используемой здесь ИС LM309 имеется встроенная схема ограничения тока?
Рассчитайте компоненты схемы ^включения jxA723 в соответствии с рис. 10.12, 6, если Ubx — 24 В и Ubhx = 18 В при 20 мА.
Рассчитайте компоненты для схемы рис. 10.13, а, если Ubx = 24 В, "вых ^^ 15 В, /вых. макс == 300 мА, /огр. мни === 0,2/вых. макс И Тj НМееТ СЛ6ДУЮ* щие параметры: й21Э мин = 30 при /к — 0,3 А, Г7Бэ=^0,65 В при /к = 0,3 А. 10.11. Укажите, почему различно включены делители Ri, R? на рис. 10.12, а и 6.
Почему инвертирующий и неинвертирующий выводы присоединены противоположным образом в схемах на рис. 10.13, б и рис. 10.13, Q?
Транзистор, аналогичный приведенному на рис. 10.14, имеет параметры Ukk = 20 В, % = 200 Ом, 七=1° мА,立心 нас = °£ В, иБЭ нас = 0Ф8 В, »с = 20 мкс, £о = 40 мкс, & = 1 мкс,方=2 мкс. Вычислите среднее значение рассеиваемой мощности.
Опишите по памяти основные принципы работы понижающего, повышающего и инвертирующего напряжение источников питания, приведенных на рис. 10.15.
Рассчитайте компоненты понижающего импульсного источника питания, использующего, как показано на рис. 10.17, q, ИС rA78s40. Положите /ген = =10 кГц и t/пульс = 40 мВ от пика до пика.
Рассчитайте компоненты повышающего импульсного источника пита^ ния, используя, как показано на рис. 10.17,6, ИС 卩A78s40. Положите UBX = —В, LJвых == 24 В при 200 мА, fren == 20 кГц и Uпулъс == 20 мВ от пикэ до пика. Используйте типичные значения параметров, приведенные в каталожном описании.
Рассчитайте компоненты инвертирующего напряжение импульсного источника питания» используя, как показано на рис. 10.17,8, ИС 卩A78s40. Положите Ubx — 5 В, Ubhx — —5 В при 1 А и %ен = 20 кГц. Пусть Тз есть р — « — р-транзистор со следующими параметрами: t/^9 нас = 1 В при /к = 5 А，"вз нас =1? В ПРИ / = 5 А, й21Э мин == 10 при /к = 5 A, U^ длит == =20 В. Диод Дг имеет 九功=20 В, t7np = 1 В при токе 5 А. Положите "пульс = 40 мВ от пика до пика.
Укажите главный недостаток несинхронизироваиных (автоколебательных) схем ШИМ, приведенных на рис. 10.18. -
Что такое «мертвое время》и его назначение?
Укажите, какое главное преимущество имеет мостовой преобразователь (рис. 10.19,6)по сравнению с двухтактным (рис. 10.19, а) и полу мостовым (рис. 10.19,6).
. Можно ли использовать стабилизатор МС3420, работающий в ключевом режиме, для управления понижающим преобразователем напряжения? Если да, то нарисуйте соответствующую схему. Укажите, какая мера предосторожности должна быть принята, когда схема МС3420 используется^ в повышающих и понижающих преобразователях напряжения.
Если возникают затруднения с ответом на некоторые вопросы, то посмотрите еще раз соответствующие разделы.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цели работы. После выполнения этой лабораторной работы студент должен уметь рассчитать и построить источник питания с линейным стабилизатором, использующим ОУ и снабженным системами огранчения тока с постоянным и изменяющимся уровнями ограничения. Изучающий должен также ум^ть рассчитать компоненты и построить повышающий, понижающий и инвертирующий напряжение источники питания.
Замечание. Эта лабораторная работа составлена так, что для ее выполнения не требуется специализированных ИС стабилизаторов. Однако руководитель может использовать и любую специализированную ИС стабилизатора для построения источника питания, предусмотренного в лабораторной работе.
Оборудование. 1. ОУ |1А741 фирмы Fairchild или его аналог. 2. Набор резисторов с погрешностью 士2 %. 3. Набор электролитических конденсаторов. 4. Катушки индуктивности с большой добротностью на 350, 570 и 450 мкГи. 5. Импульсный генератор. 6. Универсальный измерительный прибор 1ипа Simpson 260 или его аналог. 7. Осциллограф. 8. Макетная плата для ИС, например EL Instruments SK-1O. 9. Силовой трансформатор ПО В : 12 В, 2 А. 10. Диоды 2 А, 200 В, 3 шт. 11. Мощный п ——р —= «-транзистор, например RCA40310, смонтированный на теплоотводящем радиаторе. 12. «——р ——п- транзисторы, например RCA40314, 2 шт. 13. Мощный ключевой й ——р — ft- транзистор, например 2N5190. 14. Мощный ключевой р ——л ——й-транзистор, например 2N3740. 15. Маломощный ключевой транзистор, например 2N2369A
6
Рис. 10.22. Источник питания с линейной стабилизацией на базе ОУ.
с ~ источник питания с последовательным управляющим элементом н ограничением Тока на постоянном уровне; б — источник питания с последовательным управляющим элементом и системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения.
Стабилитрон 6,3 В, 1 Вт, 1 шт. 17. Резисторы, по одному каждого из перечисленных ниже номиналов: 10 Ом — 20 Вт； 20 Ом—10 Вт, 40 Ом—5 Вт. 80 Ом— 15 Вт, 16 Ом — 2 Вт. 18. Лабораторный автотрансформатор, 250 В - А, 1 шт.
Методика проведения работы. 1. Источник питания с линейной стабилизацией. (а) Рассчитайте компоненты схемы, показанной на рис. 10.22, а. Остановите £7ВЫх = 10 В при 1 А. Используйте данные каталогов для Л, Т2 н Тсгр. Рассчитайте значение емкости конденсатора фильтра Сф при С/Пульс =i =1 В от пика до пика:
Сф = Uвых^/^пульс = 1 А (8,33 мс)/1 В.
厶4一ГП 一~
Генератор импульсов
： tc %
Рис. 10.23. Понижающий импульсный стабилизатор.
R] = (Ubx-脈，n川在北 + 父)；仇"0，3、冗；к2 = ир9г]//r；
R3=(U1-UB3 Т2)/[(/в爲 + %)/也13 мин 7j・
Установите /огр = 1,1/внх- макс, (б) Соберите схему, (в) Измерьте AUbhx при изменении нагрузки от /ВЫх = 0 до /Вых = 1 А (это означает — включите мощный резистор 10 Ом ——20 Вт в качестве нагрузки, (г) Рассчитайте коэффициент стабилизации по нагрузке.
Коэффициент стабилизации = (Д(/ВЫх/^вых. нагр) 100%.
(д) Изменяйте входное напряжение с помощью автотрансформатора от 120 ВЭфф до 100 ВЭфф. При каждой установке напряжения замерьте значение Ubhx. (е) Рассчитайте коэффициент стабилизации по напряжению.
(Коэффициент стабилизации)/вольт = (AUbhx/UbhxAUbx) 100 %.
(ж) Включите амперметр последовательно с резистором R°rp. Установите шкалу на амперметре, превышающую 1 А. Закоротите нагрузку и быстро заметьте показания прибора, затем снимите короткое замыкание, (з) Модифицируйте» как показано на рис. 10.20,6, схему так, чтобы она осуществляла ограничение тока с изменяющимся уровнем ограничения. Установите /огр. мнн = 1== 0,21 ВЫх. макс, (и) Кратковременно закоротите выход измерьте /огр. мии- (к) При подключении к выходу резистора 10 Ом — 20 Вт измерьте в точке / схемы рис. 10.22,6 USK и /вх. Вычислите к. п. д. схемы.
*ГдСвыхт*ГдСвыхтРис. 10.24. Повышающий импульсный стабилизатор.Рис. 10.24. Повышающий импульсный стабилизатор.
*Г
д
Свыхт
*Г
д
Свыхт
Рис. 10.24. Повышающий импульсный стабилизатор.
Рис. 10.24. Повышающий импульсный стабилизатор.
Нестабил. их. пост, тока /точка 1 рис.10.23)
工
Источник питания, понижающий напряжение, (а) Рассчитайте компоненты понижающего источника питания, схема которого приведена на рис. 10.23. Генератор импульсов обеспечит напряжение управления на отрезке времени tc. Запишите рассчитанные значения tc и /о. Замечание. Используйте при выборе значение индуктивности L, следующее, большее по сравнению с полученным в результате расчета. Положите Ubx == 16 В, t/вых = 10 В при 0,5 А, Опу“ьс == = 50 мВ и /геи = 10 кГц. (б) Настройте генератор импульсов так, чтобы его Выходной сигнал имел высокий уровень' в течение времени tc и низкий в течение £(). (в) Измерьте выходное напряжение при включенном RH = 20 Ом —
Нестабил. вх. напр, (точка 4 рис. 10.23)Нестабил. вх. напр, (точка 4 рис. 10.23)Рис. 10.26. Несинхронизированный понижающий стабилизатор.Рис. 10.26. Несинхронизированный понижающий стабилизатор.
Нестабил. вх. напр, (точка 4 рис. 10.23)
Нестабил. вх. напр, (точка 4 рис. 10.23)
Рис. 10.26. Несинхронизированный понижающий стабилизатор.
Рис. 10.26. Несинхронизированный понижающий стабилизатор.
—120 Вт. Замечание. Измеренное значение будет меньше расчетного на величину /bhxRh, где Rh ——сопротивление катушки индуктивности при протекании постоянного тока. Не работайте с источником питания без нагрузки, (г) Слегка измените tc (±10%) и заметьте изменение выходного напряжения, (д) Измерьте в точке / входное напряжение и среднее значение входного тока (используйте амперметр постоянного тока). Измерьте Ubhx и /ВЫх- Рассчитайте к. п. д. источника питания, (е) Измерьте пульсацию напряжения на выходе.
Источник питания, повышающий напряжение, (а) Для схемы, показанной на рис. 10.24, рассчитайте %, /о и значения параметров ее компонентов. Положите /ген = 10 кГц, Ubx = 16 В, Ubhx = 24 В При 0,3 А Н Опульс = 50 мВ от пика до пика, (б) Присоедините к схеме генератор импульсов, настроенный так, что в течение времени /с он выдает напряжение высокого уровня, а в течение % выдает напряжение, равное нулю. Не работайте со схемой без нагрузки. (в) Измерьте выходное напряжение при R* = 80 Ом —15 Вт. (г) Повторите этапы (г) и (д) п. 2.
Источник питания с инвертированием напряжения, (а) Рассчитайте значения % и »о и параметры компонентов схемы, приведенной на рис. 10.25. Замечание, Должны быть вычислены только значения L и СВых. Значения R2, Ri н R3, полученные в п. 2, могут быть использованы н здесь, если используются те же резисторы Л и Г2. Установите Ubhx = 5 В при 0,3 A, Ubx = =16 В,卜“ =10 кГц, (/пульс = 50 мВ от пика до пика, (б) Соберите схему.
Установите генератор импульсов так, чтобы в промежутке времени tc напряжение на его выходе имело высокий уровень, а в промежутке £о равнялось нулю. Не работайте со схемой без нагрузки, (в) Измерьте 6/ВЫх прн R2 = ==16 Ом — 2 Вт. (г) Повторите этапы от (г) до (е) п. 2.
Факультативный раздел: стабилизатор с несннхроннзированной ШИМ-генерацией. (а) Для схемы рнс. 10.26 рассчитайте значения параметров RAt Rs, R, R，Кз, & н СЙЬ1Х. Установите ивых = 10 В прн 0,5 А и 17вх = 16 В. Положите Unymbc = 50 мВ. Посмотрите пример 10.15. где приводится решение аналогичной задачи. Вспомните, что иаых == t/on[(/?4 + R^/Rsl, Uon = =17ВЫх [^5/(^4 + R5)]； Rb — очень велико и примерно равно 500 кОм, RA/RB= s= Uпульс/ (^вх иКЗТ])・ УсгаНОВМТе Свых — ^пТ/4Vпульс»
Значение нндуктивностн £ должно оставаться тем же, что н в п. 2. (б) При- соеднинте к схеме Rh = 20 Ом — 20 Вт н измерьте 6/Вых. (в) Измените Rh до- 40 Ом н измерьте иъых. (г) Рассчитайте коэффициент стабилизации по нагрузке. (д) Наблюдайте за изменением частоты на выходе 卩А741, когда R& изменяется от 20 до 40 Ом.
ГЛАВА 11
СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
По мере того как требования на специфические функции электроники возрастают настолько, что усилия н материальные затраты на разработку становятся оправданными, эти функции по возможности реализуются с помощью интегральных схем. Очень часто после завершения разработки стоимость таких специализированных интегральных схем падает, и во многих случаях качество функционирования улучшается.
В этой главе рассматривается несколько специализированных интегральных схем, которые удовлетворяют спрос на определенные функции электроники. Четыре интегральные схемы представляют собой операционный усилитель специального назначения—это компараторы, измерительные, изолирующие и токоразностные усилители. Первые два типа усилителе員 имеются в твердотельном и гибридном исполнениях, третий —— только в гибридном, а четвертый—только в твердотельном исполнении. Будет также рассмотрена исключительно полезная схем а — таймер 555.
Назначение главы. После завершения изучения материалов этой главы и контрольных вопросов студент должен уметь: 1) описать функции интегральных схем, приведенных в этой главе; 2) указать наиболее важные применения этих интегральных схем; 3) рассчитать компоненты компаратора типа триггера Шмитта н компаратора типа детектора уровня; 4) рассчитать компоненты дла инвертирующего и неинвертирующего включений токоразностного усилителя; 5) рассчитать навесные компоненты для таймера 555 в режиме автоколебательного мультивибратора н одновибратора; 6) рассчитать компоненты для мостового из мер итель ного усилителя; 7) выполнить лабораторную работу к гл. 11.
КОМПАРАТОРЫ
Компараторы представляют собой ОУ специального назначения, предназначенные для сравнения по уровню двух входных
напряжений и скачкообразного изменения выходного напряжения в случае, когда одно из сравниваемых напряжений больше другого. Любой ОУ может быть использован в качестве компаратора, однако специально спроектированные компараторы удобнее для применения.
Компаратор «должен иметь низкое напряжение сдвига, низкий дрейф напряжения сдвига, устойчиво работать без самовозбуждения и иметь низкое значение тока смещения. Многие компараторы могут работать от одного источника питания, что представляет известные преимущества для ряда применений.
Компараторы являются составной частью устройств автоматического контроля, АЦ преобразования, стабилизации источников питания (в качестве усилителей ошибки), сдвига уровня логических сигналов. Перечень применений компараторов на этом не исчерпывается. ■
Интегральная схема компаратора типа LM311 описана в приложении В. Она пригодна для большинства применений, упомянутых в этом разделе. В каталожном листе имеется также упоминание о многих других применениях. Особенность устройства заключается в возможности работы от одного источника питания напряжением от 5 В (совместимость с ТТЛ) до 36 В или от двойного источника напряжением ±15 В. Оно имеет выход, снимаемый непосредственно с открытого коллектора вы-, хсдного транзистора^ и может переключать ток вплоть до 50 мА при 40 В^ что позволяет управлять реле. Выход может быть стабилизирован. 8id означает, что он может быть отключен, когда сравнение напряженй-я нежелательно, н включен, когда сравнение двух напряжений; должно быть выполнено. Основные параметры устройства (типичные значения): £7сдв = 2 мВ, /Сдв = 10 нА, 7см — 100 нА и Кр = 200 000. Схема LM311 устойчива при любых возможных рабочих условиях.
ПРИНЦИП РАБОТЫ КОМПАРАТОРА
На рис. 11.1, а показана схема компаратора с одним источником питания. Один вход, компаратора соединяется с источником опорного напряжения, а на1 другой подается входной сигнал. Так как UGX подается на инвертирующий вход, то выходное напряжение будет мало, когда UBX > Uon, и велико, когда 5х V V Uom Если желательно, чтобы С/ВЫх было велико, когда Ub* > t/on, то следует только поменять порядок присоединения ©ходаых напряжений к инвертирующему н неинвертирующему входам компаратора. Когда входной сигнал в процессе изменения становится больше опорного, то выход компаратора немедленно изменяет свое состояние или уровень напряжения, как ато показано на рис. 11.1,6, Если изменение выходного напря-
+〃
叫
Рис. 11.1. Компаратор.
а ——схема с одннм источником питания： б — изменение во вре-мени входного и выходного напряжений. А介—время, в тече-ние которого выходной сигнал изменяется под влиянием нор-мального изменения UBX\ Д/2 —время, в течение которого из-менение выходного сигнала происходит под влиянием входногосигнала с шумом.
жения составляет 5 В и коэффициент усиления компаратора равен 10 000, то разность между UBX и [7Оп, вызывающая изменение выходного напряжения, будет
Ubx — 心口 = AU^x/Kp = 5В/10 ООО = 0,5 мВ.
Если опорное напряжение равно, например, 2,5 В, то это соответствует относительной погрешности компаратора
2 Овх 一 U。/ (100)/U°n = 1 мВ/2,5 В = 0,04 %.
разность &х — Uon здесь удвоена, так как полное изменение выходного напряжения компаратора происходит, когда входной сигнал выше или ниже Uon на 0,5 мВ. Результат сравнения двух уровней напряжения при этом получается с высокой точностью. Однако у этой схемы имеется важный недостаток, который можно усмотреть из рис. 11.1,6: если UBX меняется медленно и находится вблизи Uon, то шумы, содержащиеся в t4x, могут вызвать ложные изменения в выходном напряжении.
Введение гистерезиса в работу компаратора хотя н снижает точность, но делает его невосприимчивым к шумам. Гистерезис достигается включением более высокого опорного напряжения, когда Ubx изменяется от низкого к высокому уровню по сравнению со значением L/on, используемым, когда L^x изменяется от высокого к низкому уровню. Высокое значение опорного напряжения называется напряжением верхней точки опрокидывания (верхний порог срабатывания) Ubto, а низкое — напряжением нижней точки опрокидывания Uhto (нижний порог срабатывания).
ТРИГГЕР ШМИТТА Н КОМПАРАТОР С ОКНОМ
Триггер Шмитта представляет собой компаратор с гистерезисом. На рис. 11.2, а показан триггер Шмитта с двумя источниками питания, а на рис. 11.2, б — изменение во времени входного н выходного сигналов. Когда Ubx V t7Bw, то иъых велико, и напряжение верхней точки опрокидывания получается с помощью делителя на сопротивлениях Ri и /?2. Напряжение верхней точки опрокидывания при этом равно
UBTO = [&/(昭十 №)] (+"а) (ИЛ)
где +^нас = (4-^вых)макс компаратора обычно на i В меньше, чем +U. Когда L/BX > Ubto, то выходное напряжение становится отрицательным и стремится к —L/нас, т. е. к максимальному отрицательному выходному напряжению компаратора. Отрицательное выходное напряжение вызывает падение напряжения на неинвертируемом входе до напряжения нижней точки опрокидывания
Uhto =【№/(R + R)] (—"нас)・ (1.12)
Как показано на рис. 11.2,6, компаратор не изменит своего состояния, пока Ubx V Uhto・ Обратите внимание на то, что благодаря гистерезису небольшие шумы во входном сигнале не
вызовут изменения состояния компаратора. В случае когда входной сигнал триггера Шмитта имеет синусоидальную форму, рассматриваемая схема преобразовывает его в прямоугольную.
Пример 11.1. Рассчитайте компоненты для схемы триггера Шмитта, приведенной на рнс. 11.2. Пусть гистерезис составляет 2 В, +U = 15 В, —U = —15 В, + 〃нас = 14 В И —Uнас = 一14 В.
Решение. Так как гистерезис задан равным 2 В, то для этой схемы| С/вт0 [= = |Uhto|, и, следовательно, С/вт0 = I В, a Uhtq = — 1 В. Пусть /凡= =/^2= 0,1 мА. Током смещения можно пренебречь, так как/^ ^> /см. В результате получаем R = (| С/Нас | — ^вто)/^( = (14 В — 1 В)/0,1 мА= 130 кОм,七=Uhto/‘R2= В/0,1 мА = 10 кОм.
ГистерезисГистерезисРис. 11.2.Рис. 11.2.Компаратор с гистерезисом (триггер Шмитта).Компаратор с гистерезисом (триггер Шмитта).а ——триггер Шмитта с двумя источниками питания; б — изменения входного н выходного наприжений во времени.а ——триггер Шмитта с двумя источниками питания; б — изменения входного н выходного наприжений во времени.^вых 。В^вых 。В
Гистерезис
Гистерезис
Рис. 11.2.
Рис. 11.2.
Компаратор с гистерезисом (триггер Шмитта).
Компаратор с гистерезисом (триггер Шмитта).
а ——триггер Шмитта с двумя источниками питания; б — изменения входного н выходного наприжений во времени.
а ——триггер Шмитта с двумя источниками питания; б — изменения входного н выходного наприжений во времени.
^вых 。В
^вых 。В
На рис. 11.3 показан ОУ, использованный в качестве триггера Шмитта, причем напряжения L/вто и L/нто имеют одну и ту же полярность. Изменение выходного напряжения отпирает о запирает транзистор Ti, за счет чего устанавливаются напряжения верхней и нижней точек опрокидывания. Стабилитрон Cti обеспечивает выходное напряжение одного знака. Если UCTi = 5 В, то выходное напряжение совместимо с напряжением для элементов ТТЛ. Работа схемы протекает следующим образом: если £7вк имеет положительное значение, меньшее (/вто, транзистор 71 заперт, так как UGux при этом отрицательно; & при этом не шунтируется транзистором, и
Ubto = Uon [(R2 + &)/(Ri + 电 + Кз)]・ (11.3)
Диод Д1 удерживает напряжение между эмиттером и базой Ту равным —0,7 В. Выходное напряжение схемы будет —0,7 В, так как стабилитрон смещен в прямом направлении. Когда Ubx > > Ubto, выходное напряжение усилителя меняется до +〃нас, а выходное напряжение ——до напряжения стабилизации стабилитрона Ucn・ Переключающийся транзистор Ti закорачивает /?з н тем самым снижает напряжение на инвертирующем входе ОУ до значения L/нто, которое составляет
UhtO = Uon [/?2/(/?l + /?2)] + икэнасп・. (1〔・4)
Выходное напряжение не будет изменяться, пока UBX > Uhto. Рассматриваемая схема может быть использована для построения компаратора и с одним, и с двумя источниками питания. В первом случае диод 〃i не нужен.
Пример 11.2. Рассчитайте триггер Шмитта по схеме, приведенной на рнс. 11.3, применив в качестве компаратора ОУ типа gA741. Пусть 士 U = 士15 В, Ubto = 7 В, Uht6 = 4 В, t/вых совместимо с напряжением ТТЛ и Uon = =+15 В. Компаратор должен отдавать 3 мА в нагрузку.
Решение, Коэффициент усиления rA741 мог бы быть ограничен до любого желаемого значения, однако для обеспечения минимальной неопределенности напряжения в точке опрокидывания ОУ будет использован без обратной связи. Пусть для делителя R, R? и Кз ток /дел = 1 мА. ■ Параметры 7\: “КЗ проб = 30 В, "кз нас = °」* прн 'к=】мА,程^ = 0,7 В при /^ == 1
мА,五213 мня = 50 при /к= 1 мА. Выбираем UCTi == 4,7 В при /Сг1 =2 мА. Так как /дел = 1 мА, то R? + Кз = ^вто//деЛ = 7 В/1 мА = 7 кОм, R】= =(Um—Г/Вто)//дел = 8 В/1 мА = 8 кОм. Для того чтобы найтн значение R?, обратимся к уравнению (11.4):
°НТО = Uon [&/(К + &)] + ^КЭ нас*
Разрешая его относительно R2, получаем
=2,8 кОм.=2,8 кОм.(Онто — Окз нас) R] (4 В — 0,1 В) 8 кОм
=2,8 кОм.
=2,8 кОм.
% 一 °нт。+ Окзнас - 15 в — 4 В + 0,1 В
'Таким образом,
&з = 7 кОм — К? = 7 кОм 一 2,8 кОм = 4,2 кОм
Рис. 11.3. Триггер Шмитта с более точно устанавливаемыми напряжениями точек опрокидывания н однополярным выходом.
А—схема; б—изменение напряжений во времени. £/втО~^оп [(& + !)/(% + % 十 &" UHTO="on [%/(& + ~)1 十 аКЭ нас.
&в вычисляется нз соотношения
Rs
4ас—%914 В— 0,7 В
R《=
1дел/力213 мнн
"нас — %т — %t+/J =
1 мА/50
665 кОм,
14 В — 4,7 В
G—" 丁“ ~尸=1,86 кОм. 2 мА + 3 мА
Компаратор с окном может быть построен по схеме, показанной на рНс. 11.4. Он выдает выходной сигнал, лишь если входной сигнал имеет- значение в промежутке между напряжениями верхней н нижней точек опрокидывания нлн, иначе, если входной сигнал превышает напряжение ннжней
Ряс. 11.4. Компаратор с окном."bx>UbtO Ubx<UhTO — высокое выходное напряжение; UbtO>%x>“HTO—низкое выходйое напряжение; Ubto = /ш [(& + &з)/(0 + 七 + &)]• "НТО = ^оп [%/(& +十％十%)]•Примечание. Для компаратора с двумя источниками питания в случае, когда UbtO н UhtO отрицательны, землей может служить источник —U.Ряс. 11.4. Компаратор с окном."bx>UbtO Ubx<UhTO — высокое выходное напряжение; UbtO>%x>“HTO—низкое выходйое напряжение; Ubto = /ш [(& + &з)/(0 + 七 + &)]• "НТО = ^оп [%/(& +十％十%)]•Примечание. Для компаратора с двумя источниками питания в случае, когда UbtO н UhtO отрицательны, землей может служить источник —U.
Ряс. 11.4. Компаратор с окном.
"bx>UbtO Ubx<UhTO — высокое выходное напряжение; UbtO>%x>“HTO—низкое выходйое напряжение; Ubto = /ш [(& + &з)/(0 + 七 + &)]• "НТО = ^оп [%/(& +
十％十%)]•
Примечание. Для компаратора с двумя источниками питания в случае, когда UbtO н UhtO отрицательны, землей может служить источник —U.
Ряс. 11.4. Компаратор с окном.
"bx>UbtO Ubx<UhTO — высокое выходное напряжение; UbtO>%x>“HTO—низкое выходйое напряжение; Ubto = /ш [(& + &з)/(0 + 七 + &)]• "НТО = ^оп [%/(& +
十％十%)]•
Примечание. Для компаратора с двумя источниками питания в случае, когда UbtO н UhtO отрицательны, землей может служить источник —U.
точки опрокидывания и не достигает напряжения верхней точки опрокндьжа- ния. Компаратор с окном может быть использован для проверки верхней и ннжней границ изменения напряжения Электронных приборов.
Например, если предполагается, что значение выходного сигнала прибора, подлежащего испытанию, находится в Пределах между 4,8 и 5,2 В, то у компаратора устанавливается Ubt。= 5,2 В, a Uhto = 4,8 В.
Если выходной сигнал превышает 5,2 В, то выходное напряжение ОУ—Уi будет иметь высокий уровень; если выходной сигнал имеет значение, меньшее 4,8 В, то выходное напряжение ОУ ——У? становится высоким. Если выходной сигнал испытуемого прибора (ПГ1Т) находится в пределах 4,8 н 5,8 В, то выходной сигнал обоих ОУ (У】и У?) будет иметь низкий уровень. Диоды
Д образуют вентиль ИЛИ по отношению к выходам У] и %♦ Таким образом, если у одного из двух усилителей выходное напряжение имеет высокое значение, то и выходной сигнал схемы также высок.
Пример 11.3. Построить компаратор с окном по схеме рнс. 11.4, используя компаратор типа LM311. Напряжение Uht。= 6 В, Uhto = 5 В, Uon — + U == =12 В； нет необходимости в стробировании; & -= 2 кОм.
Условия работы компаратора:
Ubx > "вто，Urx < "нт。——высокий уровень выходного сигнала, ^ВТО >4х > “НТО — низкий уровень выходного сигнала, /то = ^оп [(& 十R3)/(r1 + r2 + r3)]，
UHTO = 4n [&/(& + &+№)]•
Замечание. Вместо потенциала земли на схему подается ——U (компараторы с двумя источниками питания), если Ubto *илн U^to не положительно. Решение-. Так как стробирование ис требуется, то вход стробирующего сигнала у LM311 присоединяется к выводу 5. Прн Rh = 2 кОм схема LM311 может обеспечить требуемый выходной ток с запасом. Поэтому остается только вычислить значения Ri, R2 и R3 н выполнить соответствующие соединения. Пусть ток делителя /Дел = 0,5 мА. Тогда
& = (%口 一 ивто)//〃ел = (12 в _ 6 В)/0,5 мА = 12 кОм, 穴2= (Urto — "нто)//дел = (6 В — 5 В)/0,5 мА = 2 кОм, R3 = t/нто/^дел = 5 В/0,5 мА = 10 кОм.
АВТОМАТИЧЕСКОЕ ТЕСТИРОВАНИЕ
Основой всякого существующего оборудования для автоматического тестирования (испытания продукции или других объектов) служит точный компаратор. После установки условий контрольных, испытаний с его помощью осуществляется сравнение напряжения на зажимах устройства, подлежащего тестированию с опорным напряжением. Если напряжение тестируемого устройства выше или ниже опорного, то в зависимости от. поставленных требований оно проходит или не проходит проверку. Например, предположим, что логической «1» цифрового вентиля 《НЕ-Н» должно соответствовать минимальное напряжение 2,4 В при минимальном значении L/кк = 4,75 В и 0,8 В на каждом входе. Будем полагать, что вентиль серии 7400 не проходит контроля, если выходной сигнал вентиля меньше чем 2,4 В, н проходит, если он выше 2,4 В при отдаваемом токе /Вых. макс = 400 мкА. Воспользуемся сформулированным условием теста н применим компаратор, как показано на рис. 11.5, для сравнения выходного сигнала испытуемого прибора с точно установленными 2,4 В опорного напряжения. Если положительные значения выходного сигнала компаратора соответствуют условию теста, а отрицательное не проходит, то входы компаратора необходимо подключить так, чтобы получить надлежащую полярность выходного сигнала, характеризующую результат те-
стирования. Так как в рассматриваемом примере тестирование осуществляется с целью установить факт, что выход вентиля меньше 2,4 В, то при этих условиях выходной сигнал ОУ должен быть отрицательным. Для того чтобы удовлетворить этому условию, опорное напряжение присоединяется к инвертирующему входу, а тестируемый сигнал ——к нейнвертирующему.
а6
Рис. 11.5. Использование компаратора при испытаниях элементов для выяв-ления их годности.
ППТ—прибор, подлежащий тестированию, а—проверка ^ВЫХа мин прн Т： %ых= = + %нх—“епен”，％hx= — Ubmx-“негоден”； 6—проверка 嘖心 макс п₽и ”°”： 4廿 =+ ивнхТоаен”. 4迎=一 ％痙一“негоден”.
Теперь, если выходное напряжение испытуемого прибора меньше, чем опорное напряжение, получим отрицательный выходной сигнал, что и необходимо иметь для случая《негоден》. Положительный выходной сигнал для случая «годен» и отрицательный для случая 《негоден》могут быть для регистрации направлены к системе световой индикации, введены в вычислительную машину или записаны каким-либо другим способом. При этих испытаниях нагрузочное сопротивление R выбирается равным R = ^3 Ubhx. макс//вых. макс == 2,4 В/400 МкА = 6 кОм.
Условия теста могут устанавливаться с помощью программируемых источников питания и источников тока, которые присоединяются к выводам тестируемого устройства с помощью реле или аналоговых ключей. Компаратор может быть подключен к различным выходам тестируемого устройства и к соответствующему опорному напряжению также с помощью реле или аналоговых ключей.
Опорное напряжение может быть получено от точного про- граммируем®го источника питания или с помощью системы точ-
малых искажениях. Эти схемы стабилизации могут быть достаточно сложными и содержать до четырех дополнительных ОУ. На рис. 9.11,6 показан генератор с мостом Вина, использую- щий один усилитель. Контур положительной обратной связи имеет одинаковые по величине резисторы и конденсаторы. Контур отрицательной обратной связи имеет петлевой коэффициент усиления 2. Это обеспечивает значение р, несколько большее чем 1/3, что гарантирует генерацию колебаний.
Диоды, включенные по параллельно-встречной схеме, обеспечивают автоматическую стабилизацию коэффициента усиления. По мере того как возрастает Ubmx, динамическое сопротивление диодов падает в соответствии с соотношением гд = =26 мВ//д, где 尸貝一динамическое сопротивление диода, /д — мгновенное значение тока диода, 26 мВ—температурный потенциал диодного перехода при комнатной температуре.
Таким образом, по мере возрастания Ubhx общее сопротивление R。, с понижается, стабилизируя амплитуду выхода и предотвращая ее грубое ограничение. Сопротивление потенциометра П равно 欠口 仁 2R［； потенциометр используется для установки амплитуды колебаний. Резистор обратной связи выбирается так, чтобы ограничить искажения, и может быть выбран экспериментально по наименьшим искажениям. Максимальная частота выходных колебаний ограничивается скоростью нарастания напряжения на выходе усилителя. С помощью этой схемы могут быть получены малые искажения — порядка 0,05 %. Применение буферного усилителя на выходе почти всегда необходимо. Имеется много других типов генераторов синусоидальных колебаний, использующих ОУ.
Пример 9.3. Рассчитать генератор с мостом Вина по схеме рис. 9.11, б на частоту 10 кГц. Взять значение С = 0,001 мкФ.
Решение-. % = 1/2л/?С, R = 1/2л/0С = 1/2л,(Ю кГц) (0,001 мкФ). При В = 1/3, Кз = 3 положим Ri = 25 кОм. Затем Ri + Rn = 75 кОм. Поэтому Ri = =25 кОм, 7?п= 50 кОм.
9.11.2 ГЕНЕРАТОР КОЛЕБАНИЙ ПРЯМОУГОЛЬНОЙ ФОРМЫ
Имеется много типов генераторов нелинейных сигналов, построенных на основе ОУ. В этой главе будут рассмотрены только простые схемы, по одной из каждого класса. Схема, показанная на рис. 9.12, представляет собой простой генератор сигналов прямоугольной формы. Стабилитроны, включенные по последовательно-встречной схеме, стабилизируют амплитуду выходного напряжения, ограничивая ее величинами +〃ст и —Uct・ Эти пределы ограничения не обязательно должны быть симметричными, хотя обычно они таковы. Ro.c и С вместе с уси-
жителем, действующим в качестве компаратора, обеспечивают временные соотношения в схеме. Положительная обратная связь реализуется с помощью делителя напряжения R3 и R4, подклю^ чаемого к неинвертирующему входу усилителя. Коэффициент обратной связи
6 = &/(& + &) при R》& и 凡.(9.5)
Входные резисторы R【используются для того, чтобы гарантировать высокое полное входное сопротивление усилителей, снаб
женных защитой входа при больших дифференциальных сигналах. Для того чтобы рассмотреть работу схемы, предположим, “то выходной сигнал переключается с отрицательного на положительный. Конденсатор, имеющий отрицательный заряд, начинает заряжаться положительно. Когда напряжение конденсатора достигает напряжения на неинвертирующем входе, которое должно быть равно +Ubhx6 = +^стр, выход схемы переключается, его напряжение становится отрицательным и никл
Так как резисторы имеют двоичный вес, то каждое замыкание ключа и соответственно каждый включенный резистор обеспечивают коэффициент усиления, соответствующий выбранному двоичному разряду. Из таблицы на рис. 11.6, б можно усмотреть зависимость выходного сигнала от порядка замыкания ключей. Так как имеется четыре ключа, можно преобразовать 16 двоичных чисел в 16 различающихся по величине выходных напряжений.
Главная трудность при построении ЦАП с сопротивлениями, имеющими двоичный вес, заключается в том, что во всех двоичных разрядах должны быть использованы резисторы с различными сопротивлениями. Так, 8-разрядный преобразователь требует резисторов, сопротивление которых изменяется в пределах от R до 128亙 Если R = 10 кОм, то 128R = 1,28 МОм. Трудно изготовить резисторы со столь большой вариацией сопротивления, которые были бы очень точны, согласованы между собой и имели одинаковый температурный коэффициент сопротивления. Цифро-аналоговый преобразователь типа R-2R. Более распространенным типом ЦАП, в котором решается проблема сопротивлений, является ЦАП со схемой делителя R-2R. Этот преобразователь коммутирует только сопротивления двух значений (или одного, когда значение 2R получается в результате последовательного соединения двух Я-резисторов), обеспечивая при этом любой желаемый уровень выходного напряжения (соответствующий двоичным разрядам входного числа). Многие вариации основной ступенчатой или лестничной схемы R-2R составляют основу как монолитных, так н гибридных интегральных схем ЦАП 9
На рис. 11.7 показан 4-разрядный ЦАП со схемой R-2R делителя.
Как и ранее, каждый цифровой разряд задается замыканием ключа. Как и прежде, цифровое двоичное число 1010 (десятичное 10) должно быть введено в схему замыканием ключей Кл( и К〃з・ Операционный усилитель представляет собой просто буфер. Выходной сигнал усилителя будет равен
Ubhx = 〃 [(R1 + &.J/RJ
Лестничная схема R 2R функционирует просто как делитель напряжений с двоичными весовыми коэффициентами деления или как двоичный делитель тока. Использование резисторов одной и той же величины и одного и того же типа позволяет сделать более свободными допуска на сопротивления резисторов и более близкими нх температурные зависимости. Таблица зависимости коэффициентов деления напряжения в точке
и Резистивные матрицы R-2R называют матрицами постоянного полного сопротивления. — Прим. реО.
Десятичное число
СЗР
Двоичное число
МЗР
Коэффициент деления делителя в т. d
0
0 0
0
0
0
0 0
1
0,0625
0
0 1
0
0,125
0
0 1
1
0,1875
0
1 0
0
0,25
0
1 0
1
0,3125
0
1 1
0
0,375
0
1 1
1
0,4375
1
0 0
0
0,5
9
1
0 0
1
0,5625
10
1
0 1
0
0,625
11
1
0 1
1
0,6875
12
1
1 0
0
0,75
13
1
1 0
1
0,8125
14
1
1 1
0
0,875
15
1
1 1
1
0,9375 -
Веса двоичных 2322 2】2°
разрядов
6
Рис. 11.7. Цифро-аналоговый преобразователь типа R-2R.
в — схема ЦАП R-2R, У — буферный усилитель, ^вых=»[(^о. c/^i) + 1] UQn (^/^оп) ® — таблица зависимости коэффициента деления напряжения в точке d от значения
•— двоичного кода.
^_2=
-О刈工=
。Ud = 0,25%n
d лестничной схемы от значений двоичного входа приведена на рис. 11.7, б.
Для того чтобы уяснить, как вычисляются коэффициенты деления, обратимся к рис. 11.8. Для четырехразрядного входа требуется получить 16 определенных уровней напряжений. Если ключ Кл] подключен к 。。口, а ключи Кл2, Клз, Кл4 заземлены, то входное цифровое слово составляет половину своего максимального значения, так что Ua должно быть равно Уг^оп-
Начиная снизу лестничной схемы, убеждаемся, что выходные сопротивления схемы в точках 〃，力 н с равны R. Сопротивление в точке d по отношению к земле равно сумме Ro. с + + R = 2R. Поэтому, как это показано на рис. 11.8, о, напряжение в точке d есть Ud = Uon/2.
Если ключ Клг подключен к Uou и ключи Клг, К〃з и Кл4 подключены к земле, то сопротивление схемы в точке Ь будет равно К, а сопротивление от точки с к земле (рис. 11.8,6) образуется из двух параллельных ветвей: одной, состоящей из сопротивления 2R, и другой, состоящей из последовательного соединения сопротивлений R и 2R. Напряжение в точке с при этом будет
Uc =心口(1,2R/3,2R) = 0,375С/ОП.
Напряжение в точке с делится на делителе из последовательно соединенных сопротивлений R и 2R.
勿=0,375£/ОП (2R/3R) = 0,25am.
Кл3 2#
Uon сь • ~р“• 1_一「J
4,0476 R4,0476 R沙 оО'~~*^О沙 оО'~~*^ОR -2%•7LL~п工一-R -2%•7LL~п工一-。〃d 二 0,125，on。〃d 二 0,125，on
4,0476 R
4,0476 R
沙 оО'~~*^О
沙 оО'~~*^О
R -2
%•7LL~п工一-
R -2
%•7LL~п工一-
。〃d 二 0,125，on
。〃d 二 0,125，on
Рис. 11.8. К расчету коэффициента деления напряже-ния в цепи R-2R.
а — эквивалентная схема при подключении Кл：】к t/Qn； 6 — эквивалентная схема при подключении Кл2 к "。匸,0。=%“ (1.2&/ /3.2R)=0,375Uon，Pd=0,375[/On (2^/37?)=0,25С；оп； в — эквивалентная схема при подключении Кл3 к "。口, t/^=0,344t/on, ^с~ = 0,1876%"，%=°/876%11=0,344%11(1,2a/2,2r).'
Всякий раз, когда ключ К〃2 переключается на 。。口，напряжение, равное 0,25L70n, добавляется к напряжению в точке d.
Если ключ Кл3 подключен к 6/。口，а ключи Кл1, Кл2, Кл4 подключены к земле, то образуется схема, приведенная на рис. 11.8,6. Схема упрощена так же, как это было в случае, когда ключ Кл2 был подключен к Uon. Всякий раз, когда ключ Клз подключается к Uon, в точке d добавляется напряжение, равное 0,125t/on. Аналогично, когда Kju подключен к Uon при
заземленных ключах Kju, Клг и Клз, напряжение в точке d будет 0,0625t/on-
Напряжение в точке d при любом наборе положений ключей может быть быстро определено, так как каждый ключ, подключаемый к Uon, добавляет напряжение, равное его относительному двоичному весу. Например, если входное двоичное число есть 1011 (десятичное 11), то выходное напряжение в точке d будет
U 或=0,5u。" + 0,125U。n + 0,0625u。" = 0,6875上".
АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Аналого-цифровые преобр азов ате л и (АЦП) превращают аналоговый входной сигнал в цифровой код. АЦП используются, когда аналоговое выходное напряжение схемы или чувствительного элемента (например, мостового датчика температуры) должно быть преобразовано в цифровой код с целью удобной и экономичной регистрации данных или выполнения вычислений. АЦП широко используются в промышленных системах управления, цифровых системах связи и контроля】). Перечень различных применений АЦП очень обширен и быстро растет. Имеется много типов АЦП, но большинство представляет модификации трех основных, которые кратко будут рассмотрены ниже. К основным типам АЦП следует отнести: 1) параллельные, или «мгновенного действия», преобразователи; 2) интегрирующие преобразователи; 3) преобразователи с последов ательной аппроксимацией (или поразрядного взвешивания).
Целый ряд АЦП в полупроводниковом исполнении на 8 и 10 разрядов доступен непосредственно для приобретения, а АЦП в гибридном исполнении на 16 и более разрядов производятся по заказам. Во всех АЦП используется один или большее число компараторов, которые играют существенную роль в их функционировании.
Параллельный АЦП. Параллельные АЦП, как это показано на рис. 11.9, а, по существу, представляют группу параллельных компараторов. Аналоговый входной сигнал п р икл ады в ается ко всем компараторам одновременно. Один из входов каждого компаратора подключается к собственному опорному напряжению. Значения опорных напряжений компараторов отличаются друг от друга на напряжение, соответствующее младшему двоичному разряду. Все компараторы, для которых Ubx > Uon, изменяют
1)Следует также упомянуть об использовании АЦП в гибридных вычислительных системах для связи цифровых и аналоговых вычислительных машин.—Прим, перев.
состояние своих выходов после приложения UBX. Все компараторы, для которых Ubx V Uon, не меняют своего состояния. Выходы компараторов подводятся к декодирующей схеме, которая преобразует совокупность состояний компараторов после приложения Ubx в цифровое слово °.
Параллельные АЦП отличаются быстродействием — время преобразования составляет 30 нс. Это объясняется тем, что цифровой выход появляется немедленно по истечении времени установления компараторов и времени прохождения сигналов через декодирующую логическую схему. Однако общее число используемых компараторов составляет 2"— 1, где и — число двоичных разрядов. Таким образом, 8-разрядный параллельный АЦП требует 2' ——1 = 256——1 =255 компараторов. С увеличением числа разрядов параллельный преобразователь становится очень дорогостоящим 2).
Двухразрядный параллельный АЦП со схемой декодирования показан на рис. 11.9, б. Опорные напряжения, прикладываемые к компараторам, начинаются от значения UOn. i, равного половине младшего значащего разряда, умноженной на величину полного опорного напряжения, и кончаются значением, определяемым разностью "огт — Uon. l Так, для двухразрядного параллельного преобразователя опорные напряжения для трех (22——1) компараторов с Uo„ = 3 В составляют 0,5, 1,5 и 2,5 В. Если Ubx V 0,5 В, то все выходы компараторов имеют низкий уровень напряжения, и цифровой код будет 00. Если 0,5 В & W Ubx W 1,5 В, то выход компаратора / приобретает высокий уровень, а выход компаратора 2 сохраняет низкий. Выход компаратора 2 после инвертирования подается на логическую схему «И», выход которой при этом принимает высокий уровень. Таким образом, на выходе логической схемы «ИЛИ» устанавливается высокий уровень, что приводит к появлению цифрового кода 01. Если входной сигнал лежит в диапазоне 1,5 В & С7ВХ W W 2,5 В, то выход компаратора 2 приобретает высокий уровень, а выход логической схемы «И» ——низкий. При этом устанавливается цифровой код 10. Если Ubx > 2,5 В, то выходы компараторов 2 н § имеют высокий уровень. Выход компаратора 3 при этом обеспечивает на выходе логической схемы «ИЛИ» в канале младшего разряда высокий уровень напряжения, так что в итоге устанавливается цифровой код 11.
АЦП с двухтактным интегрированием. АЦП с двухтактным интегрированием (двойным наклоном) представляет один из нескольких типов схем интегрирующих преобразователей. Интегрирующие преобр азов ате л и отличаются малым быстродейст- ^дем (их время преобразования составляет от 20 до 40 мс) и
D Унитарный код в двоичный.——Прим. ред. 2)И теряет точность. — Прим. ped.
низкой стоимостью; как правило, они очень точны и линейны. Они используются в цифровых вольтметрах, измерительных приборах с цифровой индикацией (digital panel meters) и системах сбора данных в тех случаях, когда скорость преобразования не является решающим фактором.
Схема АЦП с двойным наклоном, приведенная на рис. 11.10, является наиболее популярной схемой интегрирующих АЦП. Она обеспечивает высокую точность и требует только кратко- времениой стабильности задатчика времени, в то же время хорошо подавляет шумы на входе. Работу схемы можно понять, если обратиться к рис. 11.10. Преобр азов ан ие начинается с установки счетчика на нуль с помощью управляющей логики. Ключ КЛ1 устанавливается в положение, при котором к интегратору присоединено £4х, и счетчик начинает считать импульсы задатчика времени. В то время когда счетчик считает импульсы времени, Ubx (если оно положительно) вызывает нарастание отрицательного выходного напряжения интегратора со скоростью, пропорциональной t/BX. В момент ^ появления сигнала переполнения счетчика выходное напряжение интегратора будет
го^^ё ё^£^§^го^^ё ё^£^§^ЦИФРОВОЙ выходЦИФРОВОЙ выход
го^^ё ё^£^§^
го^^ё ё^£^§^
ЦИФРОВОЙ выход
ЦИФРОВОЙ выход
%х в%х вЦифровой колЦифровой кол
%х в
%х в
Цифровой кол
Цифровой кол
0 ОО 1 1 О0 ОО 1 1 О0—0,51-1,52—2,5
0 О
О 1 1 О
0 О
О 1 1 О
3
Рис. 11.9. Параллельный аналого-цифровой преобразователь.
а — общая схема параллельного преобразования, ^ВХе макс—напряжение на входе,соответствующее полной шкале; б ——двухразрядный параллельный АЦП с декодирую-щей логической схёмой.
Uвых. инт = (〃вх/R"l/。= Ubx%1/RC・
В момент появления сигнала переполнения счетчика ключ K』i переключается на напряжение ——UQn, а счетчик после сброса в нуль начинает считать снова D. Интегрирующий конденсатор начинает разряжаться с постоянной скоростью, пропорциональной величине —UoJRC. Когда конденсатор интегратора разрядится до нуля, компаратор останавливает счетчик. Содержимое счетчика при фиксированном t* представляет отношение Ubx/Uou. Действительно, из условия равенства нулю напряжения на выходе интегратора в момент 友 имеем
^вых (^2)=^вых 侑)一(—^on^/₽Q = 0>
ГЦе £7ВЫХ (^j) = —U^xh/RC или Ubx/U。。=^ t?]t\.
1)Сброс счетчика в нуль организовывать специально не надо — при переполнении он как раз и «обнулится». — Прим, ред»*」
1ШШ
Цифровой выход
а
Рис. 11.10. Аналого-цифровой преобразователь с двухтактным интегрированием.
а — блок-схема, 必一интегратор, 必—компаратор； б — выход интегратора при Ubxi> UBXjj, скорость заряда на интервале 为 фиксирована с помощью ^оп. ^2 меняется с изменением /х， скорость заряда при фиксированном 6 нз^ меняется с U^ "вых. макс — напряжен не, соответствующее полной шкале усилителей.
Отсюда следует, что задатчик времени должен быть стабильным только в интервале времени 6 + 友.Подавление помех получается в результате того, что на большом интервале времени усредненное напряжение помех приближается к нулю. Если % = 16,67 мс, как это часто выбирают, то всегда присутствующая помеха 60 Гц очень хорошо подавляется 9.
АЦП с двойным наклоном и другие интегрирующие АЦП имеются как в монолитном, так и в гибридном интегральном исполнении.
АЦП с последовательной аппроксимацией (с поразрядным кодированием). Поразрядное взвешивание является наиболее популярным (распространенным) методом аналого-цифрового преобразования. Эти схемы имеют умеренную стоимость, обеспечивают скорость преобразования в пределах от умеренной до высокой и хорошую точность. Для 九-разрядного преобразователя преобразование аналогового напряжения в число требует п временных тактов2).
Преобразователь состоит из источника опорного напряжения, задатчика времени (тактовых импульсов), ЦАП, компаратора и регистра последовательных приближений (имеется в виде интегральной схемы). Регистр последовательных приближений (РПП) состоит из регистра хранения, регистра сдвига и соответствующей управляющей логики.
Блок-схема регистра последовательных приближений показана на рис. 11.11, а, а выходной сигнал ЦАП — на рис. 11.11,6.。 Преобразование начинается с установки《1》в старший разряд регистра хранения и《0》во все остальные. ЦАП преобразует старший разряд в аналоговое напряжение, равное 1/гамаке (половине полной шкалы аналогового напряжения). Компаратор сравнивает выход ЦАП с аналоговым входным напряжением. Если входное напряжение больше, чем выходное ЦАП, то в ячейке старшего разряда сохраняется《1》，в противном случае в этой ячейке устанавливается 《0》. Регистр сдвига в начале следующего временного такта сдвигает《1》в следующий младший разряд. Если выходное напряжение ЦАП при этом меньше,. чем Ubx, то в следующем разряде устанавливается《1》，в противном случае в следующем разряде устанавливается《0》. Процесс продолжается до тех пор, пока не будут проверены все разряды.
° Соответственно для 50 Гц промышленной частоты интервал времени 友 надо брать равным 20 мс.——Прим. ред.
2)Основной недостаток этого метода тот же, что и у параллельных АЦП,——неравномерность ступеней, или «каналов», преобразования.——Прим.
Задатчик времени
Регистр хранения
Регистр сдвигаРегистр сдвига
Регистр сдвига
Регистр сдвига
Управляющаясхема
〃
123456784 f
6
Рис. 11.11. Аналого-цифровые преобразователи с последовательной аппрок-симацией.
а — блок-схема; 6—форма выходного напряжения ЦАП, U^—фиксированное значе-ние входного напряжения, преобразуемого в цифровой код 10110101; Af — период так-товых импульсов. Если Ublix. ЦАП< 口вх' то в старшем разряде устанавливается «1»>если Upbix, ЦАП^^вх* То в старшем разряде устанавливается «0»・
Точность АЦП последовательных приближений не может быть выше точности используемого в нем ЦАП, а обычно одна существенно меньше. Напомним еще раз, что эти преобразователи выпускаются в виде интегральных схем.
АНАЛОГОВЫЕ КЛЮЧИ
Необходимость выполнять коммутационные функции в кристаллах интегральных схем преобразователя, а также необходимость в ключах, совместимых с интегральной технологией, привели к развитию интегральных схем ключей. Интегральные схемы аналоговых ключей имеются как в виде отдельных кристаллов, так и в виде непосредственно встроенных во многие аналого-цифровые и цифро-аналоговые интегральные схемы1)- Коммутирующими элементами служат диффузионные или МОП- транзисторы. Эти ключи отличаются значительно большим быстродействием по сравнению с электромеханическими, но в отличие от последних они не предназначены для коммутации больших токов или напряжений.
Типичный аналоговый ключ на диффузионном полевом транзисторе фирмы National Semiconductor АНО 140 показан на рис. 11.12. Спецификации на всю серию АНО 120, АНО 130, АНО140, АНО 150 приведены в приложении В. Особенности этой серии заключаются в том, что время включения (замыкания) доведено до 0,4 мкс, а время выключения (размыкания) — до 1 мкс. Сопротивление во включенном состоянии может иметь пять значений в диапазоне между 10 и 80 Ом (в зависимости от типа ключа). В серии предусмотрена работа с высоким (土 10 В) и низким (土7,5 В) входными напряжениями. Ключи работают с напряжением питания управления ±15 В, но могут переключаться с помощью ТТЛ-логики. Для переключения ключа схема его управления требует перепада только 2,5 В при 0,1 мА. Ключи могут коммутировать токи вплоть до 30 мА. Для того чтобы обеспечить замыкание ключа, выполненного на диффузионных полевых транзисторах, необходимо иметь напряжение стока выше напряжения остальных электродов, что может рассматр ив аться как недостаток.
Схема, приведенная на рис. 11.12,〃 работает следующим образом: ключ приводится в действие заземлением разрешающего входа. Если этот вход имеет высокий потенциал, равный нулю, принятому для логической 《1》，то входные транзисторы 丁1 не могут открыться и ключ лишен возможности включиться.
П Как раз в ЦАП и АЦП часто применяют биполярные коммутаторы т°ка. Полевые ключи используют обычно для коммутации переменных ана， логовых сигналов. — Прим. pei・
d
Рис.-11.12. Аналоговый ключ на диффузионных полевых транзисто-рах фирмы National- Semiconductor АНО 140. (С разрешения фирмыNational Semicenductor Corp.)
〃 —схема сдвоеииого однополюсного ключа на одно направление; б — блок*схема интегральной схемы. С — сток( И — исток.
Если разрешающий вход имеет низкий потенциал, то при Ubx > 2,5 В транзисторы 7\ отпираются, что в свою очередь приводит к отпиранию транзисторов 乙『з и запиранию транзистора Т4- Напряжение затвора диффузионного полевого транзистора теперь равно напряжению в канале полевого транзистора
Рис. 11.13. Схема аналогового ключа на МОП-транзисторах.
t7BX>l/on* ключ включен. (%)乳—+ ■ (UJ^a-U; ^вх<^оп. ключ выклю* 9ен，(%)： *_"，(%). = +&
и остается выше напряжения источника сигнала. Когда UBX W W0,8B, то 71 и Г? закрываются и открывается Г4. Транзистор 北 через прямо смещенный коллекторный переход Гз присоединяет затвор канального полевого транзистора к —U и тем самым удерживает его в закрытом состоянии. Эмиттерный переход % при этом закрыт.
Интегральные схемы ключей на МОП-транзисторах могут быть построены так, что при этом будет безразлично, какой из контактов присоединен к напряжению высокого уровня. Как показано на рис. 11.13, аналоговый ключ на МОП-транзисторах состоит из параллельного соединения транзисторов с р- и и-ка- налами. Два усилителя обеспечивают надлежащее согласование
полярности управляющего напряжения и напряжений, прикладываемых к затворам.
Когда Ubx V и。％ в схеме рис. 11.13 затвор канала п-МОП- транзистора 7\ находится под напряжением —U, а затвор канала р транзистора Тг — под напряжением +U. При этом ключ разомкнут при любых напряжениях на его контактах в пределах напряжения источника питания. Когда Ubx > 0。口, затвор канала-МОП-транзистора получает напряжение +U, а затвор канала р получает —U. Ключ теперь замкнут при любых напряжениях на контактах, лежащих в пределах от напряжения положительного источника питания минус пороговое напряжение n-МОП -тр анзистор а и до напряжения отрицательного источника питания минус (отрицательное) пороговое напряжение р-МОП-транзистора. Интегральные схемы ключей выпускаются различными производителями полупроводниковых приборов.
КОММУТИРУЕМЫЕ КОНДЕНСАТОРЫ
Появление надежных аналоговых ключей на МОП-транзисторах, изготовляемых в виде интегральных схем, позволяет конструкторам интегральных схем использовать малые и точные по величине отношения емкостей МОП-конденсаторы в сочетании с аналоговыми, ключами для выполнения функций, которые прежде требовали резисторов. МОП-конденсаторы и меньше по размерам, и значение их емкости более точно устанавливается по сравнению со значениями сопротивлений резисторов в монолитных интегральных схемах. Два применения коммутируемых конденсаторов составляют компараторы и устройства установки коэффицеинта усиления.
Компаратор с коммутируемым конденсатором. На рис. 11.14 показан компаратор с коммутируемым конденсатором, или, как его иначе называют, компаратор, балансирующий заряд. Он используется в монолитных интегральных МЦП фирмы National Semiconductor. Схема работает за счет поочередной выборки опорного и входного напряжений. Когда К% замкнут, Ci и С? заряжаются до Uoh. Во время заряда конденсаторов усилитель шунтирован ключом. Затем K』i размыкается и К』2 замыкается. Если Ьвх = Uon, никакого изменения зарядов на конденсаторах не происходит. Если Ubx V Uon, то выходное напряжение усилителя получит положительное отклонение, при UBX > {/。口 一 отрицательное.
Отклонение выходного напряжения передается с помощью связи по переменному току через конденсатор Сс к триггеру с импульсной установкой. Отклонение выходного напряжения определяется произведением изменения напряжения на конден-
саторе С2 и коэффициентом усиления усилителя по напряжению. Так как Ci и С2 включены последовательно, то
Ug = QJC2 = C°U°/C2 = [CiC2/(Ci + С* Ug = CQ°/(G + C2),где Qo ——общий заряд; Co ——эквивалентная емкость последова-тельного соединения конденсаторов с емкостями Ci и С2; Uo —
Рис. 11.14. Компаратор, выполненный с применением коммутируемого конденсатора.
△4廿【№】(^вх-^оп)1/(с1+с2>
напряжение, приложенное к цепочке последовательно соединенных Ci и С2.
Отсюда следует, что
AL = & △%/(& + Q) = & (4х — U°J/(G + CJ и поэтому
△С4ых = —к& (Ubx - Uon)/(G + G)・
Ключи K〃i и Кл2 являются естественно аналоговыми МОП- транзисторными ключами.
Установка коэффициента усиления с помощью коммутируемых конденсаторов. Конденсаторы могут быть использованы для установки коэффициента усиления операционного усилителя, как это показано на рис. 11.15, а. Коль скоро 〃вх есть напряжение переменного тока, то
К = Z。. JZi = (1/2 时 С。. с)/(1/2 時 G) = G/C°. с.
Коэффициент усиления сохраняется неизменным при изменении частоты1)- Однако легче построить МОП-конденсаторы с одной заземленной пластиной. Схема на рис. 11.15, а не способна усиливать напряжение постоянного тока.
Как показано на рис. 11.15, б, заземленный конденсатор может действовать как резистор, если частота его переключения
□ В определенном диапазоне частот, при котором коэффициент усиления усилителя без обратной связи существенно не меняется и не проявляются паразитные емкости на его входе и выходе. — Прим, перев.
Рис. 11.15. Установка коэффициента усиления с помощью конденсаторов, а — установка коэффициента усиления иекоммутируемыми конденсаторами; б — ком- мутируемый конденсатор б качестве резистора; f^n — частота переключения ключа; с — коммутируемые коидеисаторы, используемые для установки коэффициента уси* леиия.
ключом /кл выше, чем наивысшая частота, содержащаяся во входном сигнале. Если ключ разомкнут столько же времени, сколько замкнут, то можно найти эффективное сопротивление конденсатора следующим образом:
&ФФ = U JI з
но Uc = Q/C, a Ic.cp = CUJ2t、что вытекает из того, что ток течет только в течение времени замыкания ключа.
Таким образом, /?эфф= Uс/Iс. ср = (Q/C) / (CUc/2l) = (Q/C) X X(2Z/CUс) = 2//С, но /Кл = l/2f, н поэтому &фф = 1〃клС・
Два коммутнруеммх конденсатора, как показано на рис. 11.15, в, могут быть использованы для установки коэффициента усиления операционного усилителя. Коэффициент усиления при этом будет
К°.с = -(Rdc/R) = —(l/Mo.c)/(l/%q)= —G/G.C).
Выходное напряжение усилителя будет иметь форму прямоугольной волны и должно быть пропущено через фильтр. Среднее значение составит
^ВЫХ. ср ==(C1/G). с) Ubx・
Обратите внимание на то, что входное напряжение может «быть напряжением постоянного тока. Напоминаем еще раз, что частота /кл должна быть намного выше, чем наивысшая частота входного сигнала. Коммутируемые конденсаторы могут также заменить резисторы в активных фильтрах.
Н・2・ ТОКОРАЗНОСТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Токоразностный усилитель, называемый также усилителем Нортона, в отличие от обычных операционных усилителей усиливает разность входных токов, а не разность входных напряжений. Главное преимущество токоразностных усилителей заключается в том, что они работают с одним источником гшта- вня. Обычные операционные усилители могут также работать с одним источником питания, но иногда теряют работоспособность. Этого не случается с токоразностными усилителями, причем точность их работы такая же, как н обычных интегральных операционных усилителей. На рис. 11.16 приведены два наиболее распространенных условных обозначения токоразностных усилителей. Наиболее популярное условное обозначение содержит источник тока между инвертирующим и неинвертирующим входами. Другой символ не имеет отличительных черт, однако •структура схемы обычно помогает идентифицировать в ней токоразностный усилитель.
Наиболее популярны два типа токоразностных усилителей в интегральном исполнении: счетверенные МС3401 фирмы Moto-
Рис. 11.16. Условные обозначения токоразностного усилителя, а ——наиболее употребительный символ； б ——другой употребительный сим-Рис. 11.16. Условные обозначения токоразностного усилителя, а ——наиболее употребительный символ； б ——другой употребительный сим-
Рис. 11.16. Условные обозначения токоразностного усилителя, а ——наиболее употребительный символ； б ——другой употребительный сим-
Рис. 11.16. Условные обозначения токоразностного усилителя, а ——наиболее употребительный символ； б ——другой употребительный сим-
rola и LM3900 фирмы National Semiconductor. Хотя они и очень близки друг к другу, но при этом полностью не взаимозаменяемы. Рассмотрим усилители типа МС3401.
МС3401
Счетверенный токоразностный интегральный операционный усилитель МС3401 требует источника питания от 5 до 18 В. Он имеет внутреннюю частотную коррекцию, н для него типично Л = 2000. Типичное значение тока смещения составляет 50 нА, входное сопротивление 1 МОм, и выходной ток изменяется линейно в пределах 1 мА.
Схемы токоразностных усилителей существенно отличаются от таковых для обычных ОУ (рис. 11.17,а). Транзисторы Т5 и 7\о образуют источники неизменного тока, которые действуют как активные нагрузки соответственно для усилителя 7\ с общим эмиттером и эмиттерного повторителя 7^・ Транзистор Т5 обеспечивает высокий коэффициент усиления для 7卜 а 710 создает смещение для Т2, требуемое для его работы в линейном режиме класса А. Транзистор 7\ действует как эмиттерный повторитель для Т1 н обеспечивает развязку 7【от ?2. Транзистор Т4 обеспечивает усиление по току для управления 7?； таким образом, Т1 может работать при низком коллекторном токе и поэтому будет требовать меньше входного тока. К базе транзистора 7\ подключается инвертирующий вход усилителя. Конденсатор обеспечивает частотную коррекцию. Транзистор Тз н диод Дх образуют токовое зеркало для неинвертирующего входа. Транзистор 北 и диод 4 подобраны так, что ток / транзистора Тз равен току неинвертирующего входа. Ток неинвертирующего входа называется зеркальным током /3.
Схема, приведенная на рис. 11.17,6, обеспечивает опорные напряжения для источников неизменного тока Т5 и 7ю. Падения напряжения на диодах Д2, Дз и Д4 образуют опорные напря-
6
Рис. 11.17. Токоразностный операционный усилитель фирмы MotorolaМС3401. (С разрешения фирмы Motorola Semiconductor.)«— схема усилителя； 6 —схема получения напряжений смещения.
жения. Напряжение на сопротивлении Ri будет
Ur = иДз + U& — Ub3A・
Ток 卩一п—p-источников тока устанавливается равным 〃вз/К1 с помощью Тб, ток коллектора которого равен току коллектора 才8・ Транзистор Т7 обеспечивает при фиксированном потенциале дополнительный ток базы 卩一九——р-источника тока с целью уменьтення влияния нагрузки. Ток через диод Д5 равен
/д, = UrJRz ==({/д2 + (/дз 十 U& — Uбэг9 一 Uд5)//?2.
Напряжение базы Т10 равно напряжению на Д5. Так как характеристики Д5 аналогичны таковым для Тю, то /爲0 = /几・
Если, как это обычно бывает, /3 неизменен, в то время как Ubx на инвертирующем входе возрастает, то ток базы 7\ увеличивается, вызывая уменьшение t/кл и напряжения эмиттера 丁2・ Если Ubx понижается, то ток базы Т\ понижается, а С/вых возрастает. Так осуществлрется инвертирование входного сигнала.
Если ток инвертирующего входа удерживается постоянным, а ток неивертирующего входа понижается, то в результате /г3 понижается, вызывая увеличение /ет\ = /Вх — /к*，Так как Тб爲 увеличивается, то выходное напряжение уменьшается.
ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ТОКОРАЗНОСТНОГО УСИЛИТЕЛЯ
На рис. 11.18, а показан инвертирующий токоразностный усилитель. Обратите внимание на то, что он собран как усилитель со связью по переменному току. Связь по постоянному току может быть применена в тех случаях, когда выходное и входное напряжения последовательно соединенных каскадов равны друг другу. Смещение усилителя устанавливается за счет выбора сопротивлений R3 (устанавливает зеркальный ток) и R。. с・ Усиление устанавливается выбором сопротивления Ai. Так как зеркальный ток обычно неизменен, то к ^3 пр икл адыв ается напряжение t/KK- Сопротивления выбираются следующим образом:
& =(икк — и“)〃з，(И.5)
(1L6)(1L6)где /3 ——ток неинвертирующего входа (зеркальный ток) ; t/为— падение напряжения на диоде неинвертирующего входа в проводящем состоянии (0,7 В—типичное значение)). Тогда
(1L6)
(1L6)
Ro. с ^—(°вых. уст ' иБЭГ)//з・
Рис. 11.18. Различные схемы включения токоразностного усилителя, а— инвертирующий усилитель, Ко с=—/?о JR］； б— неинвертирующий усилитель, К。. с=&о. c/(Rl—'e)，где，е=26 мВ//；； в—компаратор напряжений, совместимый с ТТЛ.
Здесь t/вых. уст — установившееся значение выходного напряже^ ния; U^sTi— падение напряжения на переходе база ——эмиттер инвертирующего входного 九一р—м-транзистора (0,7 В — типич^ ное значение).
Так как /& с = /3, то все изменения в токе /^о с называются током, протекающим через Ri. Если I& снижается, /r。с будет увеличиваться на такую же величину.
А/К[=—似仆 J AUrx]R1=—AUbhx/Ro. о Д^вых/Д^вх = —Ro. c/Rl, но /Со.с = Д^вых/Д^вх> поэтому
Ко. с = —&・ JR.(11 ・7)
Пример 11.4. Рассчитайте величины Ri, R。, с, Кз, Ci и С2 для инвертора, собранного по рис. 11.18, а. Используйте усилитель типа МС3401. Ukk = 15 В, R = 10 кОм, /н == 100 Гц и Ко. с = 20.
Решение: Из каталожного описания, приведенного в приложении В, величина тока /з может быть выбрана произвольно в пределах от 5 до 100 мкА. Поэтому примем /3 = 50 мкА.
R3 = (〃кк — ^д,)//3 = (15 В — 0,7 В)/50 мкА = 286 кОм.
Rd с = (Ubmx. уст - %3冷/厶=(7.5 в - 0,7 В)/50 мкА = 136 кОм.
Заметим, что Ro. с = 0,5Кз,
Ri = Ro. с/K。, с = 286 кОм/20 = 6,8 кОм,
G = 1/2лМ1 = 1/2л (100 Гц) 6,8 кОм = 0,234 мкФ, С2= 1/2л/н= 1/2冗(100Гн) Ю кОм = 0,16 мкФ.
На рис. 11.18, б показана схема включения не инвертирующего усилителя. Зеркальный ток должен быть предусмотрен для смещения. Входной ток при этом прибавляется к зеркальному току или вычитается из него. Так как любое изменение зеркального тока вызывает равное изменение тока транзистора Т3 (см. рис. 11.17,а), то изменение тока, протекающего через 攵о. с, равно изменению тока через R:
△/&о c==A‘R「AUbux/Ro. с ^= AUbux/(R1 +「е),
где ге — 26 мВ//3 — дифференциальное сопротивление диода неинвертирующего входа;
откудаоткуда(11.8)(11.8)△Ubhx/AUbx = Ro. J(Ri + г JКо. с = Ro. J(R1 + Ге)・
откуда
откуда
(11.8)
(11.8)
Последнее уравнение не точно, так как напряжение температурного потенциала только приближенно можно считать равным 26 мВ. Сопротивления R3 и R°. с находятся из уравнений (11.5) и (11.6).
Пример 11.5. Рассчитайте компоненты схемы неинвертнрующего усилителя, представленного на рис. 11.18, б. Используйте ОУ типа МС3401, для которого Л = 10 мкА, Ukk = 5 В, Ко, с н 10, fH = 100 Гц и /?н = 20 кОм.
Решением
R3 = (UkK 一 ид，)〃з = (5 В — 0,7 В)/10 мкА = 430 кОм,
% с = (^вых. уст — 4з爲)〃з =(2,5 В — 0,7 В)/10 мкФ = 180 кОм,
Ri + re = Ro. с/Ко. с — 180 кОм/IO = 18 кОм, ге = 26 мВ/10 мкА = 2,6 кОм,
Ri = 18 кОм — 2,6 кОм — 15,4 кОм,
G = 1/2冗(Ri + г» /н = 1/2冗(18 кОм) 100 Гц = 0,089 мкФ,
С2 == 1/2冗R/h = 1/2冗(20 кОм) 100 Гц ^ 0,08 мкФ.
На рис. 11.18,в представлен компаратор, выполненный на токоразностном усилителе. Так как синфазная составляющая входного напряжения удерживается на уровне 0,7 В с помощью Ti н Д1 (см. рис. 11.17,в), то можно сравнивать напряжение любого уровня, если Ri и /?3 предотвращают появление чрезмерного входного тока. Выбирая j?3 = (t/on ——17д)//з н устанавливая Ri = R3, заканчиваем расчет элементов схемы. Коэффициент усиления по напряжению будет коэффициентом усиления усилителя без обратной связи.
Пример 11.6. Используем МС3401 как компаратор, совместимый с ТТЛ-логикой, чтобы обнаружить» когда входное напряжение превысит 50 В. Пусть /3 = 20 мкА.
Решение. Положим £/。口 = 50 В, Ukk = 5 В. Рассчитаем R〔 = R§ = (С7ОП — 一 17Д1)/23 - 50 В/10 мкА ^ 2,5 МОм.
Токоразностный усилитель может быть использован во многих приложениях как обычный ОУ. Исключение составляет необходимость выбора величины Аз для смещения. Счетверенные токоразностные усилители очень полезны для построения дешевых активных фильтров, усилителей, сумматоров и компараторов. Список возможных применений этих усилителей почти не имеет предела.
11.3. ТАЙМЕРЫ ТИПА 555
Таймер 555 представляет собой сочетание очень полезного генератора средней точности н схемы, задающей время. Он изготавливается несколькими фирмами, выпускающими интегральные схемы. Таймер может работать в двух режимах — мультивибратора и одновибратора. Схема может давать колебания с частотой до 100 кГц, а в новом исполнении с использованием КМОП-структур — до 250 кГц. Рассмотрим таймер типа LM555 фирмы National Semiconductor. Схема может работать от источника питания с напряжением от 4,5 до 18 В. Нижний уровень выходного напряжения Ubh* находится в пределах от 0,1 В при
Лых. пр = Ю мА ({/вых отдает ток в нагрузку, подключенную к Ukk) До 2,5 В при /Вых. пр = 200 мА. Высокий уровень Ub.x меньше на 1,3 В по сравнению с Окк при /Вых = 1 мА (/治, текущий в земле от t/вых) и меньше Ukk на 1,8 В при /Вых = =100 мА. Таймер может работать от источников питания схем ТТЛ и может приводить в действие схемы ТТЛ. Время нарастания и спада выходного напряжения составляет 100 нс каждое. Рабочий диапазон изменения окружающей температуры для схемы LM555 составляет от ——55 до 125 ℃, а для схемы LM555C — от 0 до 70 ℃. Устройство нормально поставляется в 8-штырьковом корпусе с двухрядным расположением выводов или в металлическом 8-штырьковом корпусе. Сдвоенный таймер 555-556 поставляется в 14-штырьковом корпусе с двухрядным расположением выводов.
СХЕМА ТАЙМЕРА 555
Блок-схема таймера типа 555 представлена на рис. 11.19, а. Опорное напряжение для компараторов обеспечивается с помощью делителя напряжения R-R-R. Опорные напряжения составляют 2/з1/кк для порогового компаратора (компаратор 2) и |/з"кк Для компаратора триггера (компаратор /), Триггер устанавливается (приводится в положение, когда на его выходе высокий уровень напряжения) с помощью порогового компаратора, когда Unop > 2/зС/кк- Высокий уровень напряжения на выходе триггера вызывает переход выходного напряжения дополнительного выходного каскада на низкий уровень и отпирание разряжающего транзистора 八.
Триггер устанавливается в нуль (переходит на низкий уровень выходного сигнала) с помощью компаратора триггера всякий раз, когда С/трг V 1/з〃кк・ Низкий уровень выходного напряжения триггера вызывает переход выходного напряжения схемы на высокий уровень и запирание транзистора 7\. Низкое напряжение на выводе, именуемом возврат, вызывает отпирание транзистора Т\ н немедленное понижение выходного напряжения. Подача напряжения на управляющий вывод позволяет менять опорное пороговое напряжение. Управляющее напряжение меняет частоту следования импульсов при работе схемы 555 в режиме мультивибратора и ширину импульса при работе этой схемы, в режиме одновибратора за счет изменения опорного напряжения компаратора 2. Когда этот вывод схемы не используется, то для предотвращения нежелательной модуляции от помех необходимо присоединить конденсатор емкостью 0,01 мкФ между управляющим выводом и землей. Полные технические данные приведены в приложении В.
Е
а
6
Рис. 11.19. Таймер 555.
р — внд сверху на корпус с двухрядным расположением выводов и функ-циональная схема: / — земля, 2 一 триггер, 3 — выход, 4 — возврат, 5 —управляющее напряжения, 6 — порог, 7 — разряд, 8— + Urk； 6 一 метал-лический корпус (обозначения выводов те же).
СХЕМА 555 В РЕЖИМЕ МУЛЬТИВИБРАТОРА
На рис. 11.20, а показана схема включения в режиме мультивибратора. Когда пр икл адывается напряжение Ukk, f/вых приобретает высокий уровень н С『заряжается до Ukk со скоростью, устанавливаемой сопротивлениями Ra н Rb. При Осг = 2/зЦ^к пороговый компаратор устанавливает высокий уровень на выходе триггера, f/вых переходит на низкий уровень и открывает транзистор 7\. Конденсатор, задающий временной интервал, теперь разряжается через 1\ и Rb. Когда UcT = 7з^кк> компаратор триггера устанавливает триггер в нулевое положение (низкий уровень выходного напряжения), С/Вых переходит на высокий уровень и запирает Тр Этот процесс затем повторяется.
Следует отметить, что первый импульс длиннее всех последующих. Это объясняется тем, что вначале конденсатор Ст заряжается от 0 В до ^/з^кк, а не от i/з^кк до 2/з^кк, как это имеет место в последующих циклах. Обычно это не вызывает каких-либо осложнений. Колебания могут быть остановлены в любой момент путем приложения к выводу «возврат» напряжения низкого уровня. Колебания возобновляются, когда к этому выводу пр и к л адыв ается снова напряжение высокого уровня. В каталожном описании приведены уравнения для вычисления компонентов Ra, Rb н Сг, определяющих временные интервалы. Эти уравнения имеют вид
Л = 0,693 (Ra + Rb) СТ9 友=0,693/?вСг,
丁 =厶 + 力2 = 0,693 (Ra + 2益)Сг, — 1,44/(& + 2RJ Q・
Относительная длительность импульса D:
D = 6/(6 + %)=仏=R』(Ra + 2Rb).
Представляет трудность получить относительную длительность импульса точно равной 50 % у таймера типа 555. При Ев— =100R/ погрешность установки 50 %-ной относительной длительности лежит в пределах 1 %. В случае необходимости получения точной 50 %-ной относительной длительности следует подключить на выход схемы 555 триггер со счетным входом 】).
Пример 11.7. Рассчитайте компоненты схемы 555, работающей в режиме мультивибратора (рис. 11.20, а) с частотой 2 кГц и относительной длительностью импульса Q = 75 %. Положим UKK = 5 В.
Решение. Из каталогов находим, что максимальная температурная стабильность достигается, когда
1 кОм < R& < 100 кОм,
1 кОм < /?в < 100 кОм.
D При этом частота таймера, естественно, удваивается.——Прим, ред^
Рис. 11.20. Схемы включения таймера 555.
Обозначения выводов, как на рис. 11.19. а——автоколебательный мультивибратор, f=l/(fl + f2)，厶=0,693 (R4十R6)сT*. f2=°，693r4с7: 6-одновибратор, ^Ul^Cy#
Вы бирем К- н Ав в этих пределах, хотя схема 555 будет работать и при 兄 + Rb = 20 МОм.
Определяем интервалы Бремени ^ и %：
電=1" = 1/2 кГц = 0,5 мс,力1 = От = 0,75 (0,5 мс) — 375 мкс.
Выбираем 凡 + 仆=10 кОм и получаем Ст =介/0,693 (Ra + Rs)= = 375 мкс/0,693(10 кОм) = 0,054 мкФ, Кв =閔0,693& = 125 мкс/0,693 X X (0,054 мкФ) = 3,34 кОм, & = (& + Rs) — Rs = 6,66-kOm.
Из каталога находим, что емкость конденсатора, подключаемого к управляющему выводу, должна быть 0,01 мкФ.
СХЕМА 555 В РЕЖИМЕ ОДНОВИБРАТОРА
На рис. 11.20,6 показано включение схемы 555 в режиме одновибратора. На вывод 2, именуемый входом триггера, подается напряжение высокого уровня. При этом компаратор триггера будет удерживать триггер в положении, при котором уровень его выходного напряжения будет высоким, транзистор Tj будет включен, напряжение £/Вых будет иметь низкий уровень Так как транзистор 7\ включен, конденсатор, задающий распределение интервалов времени, не может заряжаться. Если к выводу 2 приложить мгновенный отрицательный импульс (0,1 мкс V %имп V £ I)) с отрицательной амплитудой, меньшей 1/з"кк, то триггер вернется в нулевое положение (низкий уровень выходного напряжения), Т[ окажется запертым и установится высокий уровень выходного сигнала. Конденсатор Ст теперь будет заряжаться через Ra, пока Uj не достигнет значения 2/з^кк- В этот момент времени пороговый компаратор устанавливает на выходе триггера напряжение высокого уровня, f/вых низкого уровня и отпирает Тр Конденсатор &г быстро разряжается через Ть Схема теперь подготовлена к приходу следующего импульса запуска.
Приложение отрицательного напряжения к выводу《возврат》 немедленно устанавливает низкий уровень выходного напряжения схемы и отпирает Ть После этого следующий импульс на выходе сможет появиться только после приложения нового импульса запуска. Минимальная продолжительность импульса на выходе равняется ширине импульса запуска. До тех пор, пока импульс запуска не снят, управление через вывод 《возврат》 не действует. Из каталожного описания находим, что £ = =I.IRaCt.
Пример 11.8. Рассчитайте значения Ra и Сг для схемы рис. 11.20,6 так, чтобы схема 555 работала как одновибратор с длительностью генерируемого импульса / = 50 мкс.
Решение. Выбираем Ra между 1 и 100 кОм. Пусть Ra = 47 кОм, тогда С?= ="1,1& = 50 мкс/1,1(47 кОм) = 967 пФ.
1)t — длительность генерируемого импульса — Прим, реО・
ТАЙМЕР 555 В СХЕМЕ ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА С ОГРАНИЧЕНИЕМ ПО ТОКУ И ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
На рис. 11.21 показано применение таймера типа 555 в схеме понижающего импульсного стабилизатора с широтно-импульсной модуляцией и ограничением тока по схеме с изменяющимся уровнем ограничения. На практике должна быть использована сдвоенная схема таймера типа 556, однако для ясности на рисунке показаны две схемы типа 555.
Эта схема может быть также модифицирована для повышающих и инвертирующих стабилизаторов напряжения. Л представляет собой транзистор, работающий в качестве ключа, а 『2 — управляющий ключом тразистор. Одновибратор отпирает транзистор『2 в течение времени tc и запирает его, когда выходное напряжение одновибратора принимает низкий уровень. С①一формирующий конденсатор служит для ускорения отпирания транзистора 7\; Д2 устраняет с базы Ti положительные всплески напряжения, когда напряжение коллектора Т2 становится высоким.
Операционный усилитель сравнивает выходное напряжение с опорным напряжением, получаемым с помощью стабилитрона Ст% При этом может быть использован почти любой ОУ, в том числе и токоразностный. Для примера был выбран |лА741. Когда выходное напряжение падает, управляющее напряжение на одновибраторе 555 увеличивается. Конденсатор Ст должен при этом зарядиться до более высокого уровня напряжения, так что длительность импульса tc увеличивается. Увеличение tc вызывает повышение выходного напряжения до его исходного значения. Стабилитрон Ст\ служит для того, чтобы напряжение С7упр не могло подниматься до Ubx, с тем чтобы одновибратор мог быть отключен при пуске схемы.
Схема му л ьтив иб р атор а запускает одновибратор в каждом цикле. Для ограничения тока ширина запускающего импульса такова, что устанавливает минимальную ширину импульса одновибратора. Для схемы 555 в режиме мультивибратора минимальная ширина импульса составляет 1 мкс. Гз — транзистор ограничителя тока. Он отпирается при ^логр > Убэтз. Когда транзистор Гз отпирается, отпирается и Т^ и на выводе 《возврат》 одновибратора устан авл ив ается напряжение низкого уровня. Это снимает выходной импульс до прихода следующего запускающего импульса. Так как среднее значение выходного тока зависит от значения 〃，то при перегрузках оно может быть ограничено значениями, меньшими, чем /Вых. макс* Когда выход схемы закорачивается, во всех трех основных
L н[до мк「.нL н[до мк「.н600н«Ф600н«Ф2,61 ХОМ2,61 ХОМ左％左％心心6,8 В6,8 В用用пп七七62 Ом62 Ом2.4 кОм2.4 кОм〃6〃62J5 кОм % н=н2J5 кОм % н=но %нх12 В ГАо %нх12 В ГА瓦瓦0,0066 мкФ0,0066 мкФ/Б.2 кОм/Б.2 кОм府府16,2 кОм16,2 кОм441кОм1кОм44丄 0,01 мкФ 工丄 0,01 мкФ 工655 Мультивибратор655 Мультивибраторqq版叽0,0022 мкФ版叽0,0022 мкФ心34,8 кОм心34,8 кОм打打443322тт551,78 кОм1,78 кОм555 Одновибратор555 ОдновибраторЮконЮкон
L н[до мк「.н
L н[до мк「.н
600н«Ф
600н«Ф
2,61 ХОМ
2,61 ХОМ
左％
左％
心
心
6,8 В
6,8 В
用
用
п
п
七
七
62 Ом
62 Ом
2.4 кОм
2.4 кОм
〃6
〃6
2J5 кОм % н=н
2J5 кОм % н=н
о %нх
12 В ГА
о %нх
12 В ГА
瓦
瓦
0,0066 мкФ
0,0066 мкФ
/
Б.2 кОм
/
Б.2 кОм
府
府
16,2 кОм
16,2 кОм
4
4
1кОм
1кОм
4
4
丄 0,01 мкФ 工
丄 0,01 мкФ 工
655 Мультивибратор
655 Мультивибратор
q
q
版叽
0,0022 мкФ
版叽
0,0022 мкФ
心
34,8 кОм
心
34,8 кОм
打
打
4
4
3
3
2
2
т
т
5
5
1,78 кОм
1,78 кОм
555 Одновибратор
555 Одновибратор
Юкон
Юкон
Рис. 11.21. Понижающий источник напряжения питания с ШИМ,реализованной с помощью таймеров 555 и схемой ограничения токас изменяющимся уровнем ограничения.
Обозначение выводов на корпусе схем 555. как на рис. 11.19.
типах преобразователей напряжения полное входное напряжение прикладывается к индуктивности. Поэтому среднее значение входного тока составляет
/вх・ ср = (/цМп/2)优с/т) •
При коротком замыкании трудно предсказать пиковое значение выходного тока, так как среднее значение входного тока, как и среднее значение выходного тока, получается путем измерения /ИМп. Минимальное значение tc равно времени； в те-
чение которого Еа выводе《возврат》было напряжение низкого уровня; другими словами, tc —，е для схемы 555 в режиме мультивибратора. Если в режиме ограничения выбирается значение тока /огрравным среднему значению входного тока, то fL = tc мнн. Из уравнения для среднего значения входного тока получаем
‘£ == & мин == 270rp. мнМ//огр*
Здесь /огр Q 1,1/имп, что обеспечивает возможность получения максимального /и； /огр. мин обычно составляет 0,25 /Вых. макс.
Преобразователи напряжения, использующие ключевые схемы, не могут работать без нагрузки. По крайней мере от 5 до 10 % полного тока нагрузки должно быть предусмотрено, иначе из-за отсутствия тока через индуктивность выходное напряжение поднимается до UBX-
Пример 11.9. Рассчитайте элементы схемы рис. 11.21 так, чтобы при Ubx = =18 В она давала С/вых = 12 В (при токе нагрузки 1 А), ипулъс = 30 мВ (от пика до пика), /огр. мин = 0,25 А при freH = 10 кГц.
Решение. При /вых_ макс === 1 А, /имл ^= 2 А и /вкл. з ^^ 2,2 A Uвх =^ 18 В, по~ этому 2/з Ubx < Uс% < %х. На этом основании L7Cti выбрано равным 15 В, а ?行2 = 6,8 В при % =2 мА. В качестве ОУ принят gA741.
В условиях короткого замыкания пиковое значение тока через Д\ может быть очень большим, хотя и небольшой продолжительности. Диод 力i выбран со следующими характеристиками: пиковое обратное напряжение 40 В, Unp = =1 В при 2 А, /пр. ср = 4 А.
Технические характеристики транзисторов: для Т「 "кзо проб〔)= 40 В 九213мнн=1° при 『К = 2 А, °69=1 В при『к = 2 А,尸расе =1° Вт, икзнас=1 В при /к = 2 А, ^вкл = 0,2 мкс; для 丁2： ^КэОпроб^40 В» А21э МИН= 35 при /к = °2 А, /9 = 0,8 в при /к==0,2 А, Ррасс = 1 Вт, “К0 нас = °，5 В при 】к = °，2 А； для 丁3,笃；UkoO Проб = 40 в, "ко нас = °，3 В при /кs= 1。мА,力21з мпн —~ ‘°，。631=3 °，6 В при『к ==。,1 мА.
Расчет отдельных узлов схемы.■
/. Преобразователь напряжения:
т = 1/%н ^ 100 мкс,
%"。= (4х + 4)/[4х — (Кнх + икЗнасТ,)] = 13В/(18В — 13 В) = 2,6,
“ =т/3,6 = 100 мкс/3,6 = 27,8 мкс,
% = Т — % = 100 мкс — 27,8 мкс = 72,2 мкс,
丄=【(4нх + и“)〃нмп] % =(13 В/2 А) 27,8 мкс = 181 мкГн,
С = 4ых. мак&/4 4yme nn = 1 4(72,2 мкс)/4 (30 мВ) = 602 мкФ,电=L МИН = 2‘OFp. МИнТ〃оГр・
Таймер типа 555.
Таймер 555 в режиме мультивибратора (автогенератора) имеет 友 = 勿 =' =22,7 мкс, так что 介=т —12 = 100 мкс = 22,7 мкс = 77,3 мкс. Выбирая
】)Напряженйе обратного пробоя участка коллектор — эмиттер.——Прим ре。.
Ra + Rb = 50 кОм, получаем & =左/6,693(Ra + Rs) = 77,3 мкс/0,693 X X (50 кОм) = 0,0022 мкФ, Rb = ^/0,693G = 22,7 мкс/0,693(2,2 нФ)= =14,9 кОм, Ra — 50 кОм— 14,9 кОм = 35,1 кОм.
Как обычно, вывод 5 подсоединяется к земле через конденсатор емкостью 0,01 мкФ. Таймер 555 в режиме одновибратора запускается мультивибратором. Выходной сигнал одновибратора имеет длительность tc. Выбирая R^ = =10 кОм, получаем С2 = tc/lt\RfA = 72,2 мкс/1,1 (10 кОм) = 0,0066 мкФ.
Выход ОУ подается на выход «управление».
Схем ОУ.
ОУ должен иметь коэффициент усиления с замкнутой обратной связью примерно равным 400. Это обеспечивает стабильность выходного напряжения с точностью 0,5 % при изменениях нагрузки и с точностью 0,1 % на 1 В изменения питак)1цего (входного) напряжения. Если R。, с = 1 МОм, то 衣i = ==Ro. /Ко. с == 1 МОм/400 = 2,5 кОм, Rchm = Ro. cR]/(Ro. с + Ri) ^ & = =2,5 кОм.
Пусть ток делителя /дел = 1 мА. Для того чтобы удержать номинальное напряжение па выходе ОУ на уровне 0,67Ubx, необходимо, чтобы напряжение, снимаемое с делителя, было меньше, чем напряжение на стабилитроне UCT2 при Ubmx = 12 В. Наибольшая величина рассогласования напряжения на входе ОУ будет
AU = 0,674x/K。с = 30мВ.
Если на потенциометре П падение напряжения составляет 1 В при Ubnx = 12 В, то выходное напряжение может быть установлено точно равным 12 В. Пусть для полного диапазона регулирования на одном конце потенциометра установлено напряжение 7 В, а на другом 6 В. Тогда
他=(^вых 一 ZB)得ел = (12 в — 7 В)/1 мА = 5 кОм,
Кел = (7 В — 6 в)//дел = 1 В/1 мА = 1 кОм,
式3 = 6 В//дел == 6 В/1 мА = 6 кОм.
衣笈 обеспечивает ток смещения стабилитрона Ст2 Рявным 2 мА. Отсюда
Кв = (4нх 一。5)，5 =(12 В - 6,8 В)/2 мА = 2,6 кОм.
Rio обеспечивает ток смещения для стабилитрона Ст】, как только выходное напряжеие ОУ становится больше, чем 〃行丁 Пусть /Сг1 = 5 мА, что меньше, чем /Вых ОУ цА741, тогда
&0 ^ (+ 4ас — %「)/%『，=(17 В — 15 В)/5 мА = 400 Ом.
Цепь управления транзистором 7\:
%Т1 = 1цмп"21 э г» мин = 2 А/10 = 200 мА.
При изменениях £7БЭ транзистора А полагаем, что /切> %爲” Пусть &九 ^ 250 мА, тогда
旦=(% -仆3芻一 4знас冷〃вг, =(18 В — 1 В — 0,5 В)/250 мА = 66 Ом, Р& > "вх'к 北 > 4,5 Вт,
&5 = "вз「/(‘К г2 一 ^К Л)= 1 В/50 мА = 20 Ом,
Кб = (Ubhx. 555 一 /з тО/Ск 笃/厶21 Э л мнн)=
=(16 В - 0,8 В)/(250 мА/35) = 2,13 кОм,
% = 2/ гАкл/(^вх — ^кэ Ts~~。63 乳)=°，' А (0,2 мкс)/16,5 В = 0,006 мкФ.
Рис. 11.22. Формы напряжений в преобразователе ШИМ, выполненном на базе таймера 555.
а — выход мультивибратора; б — выход одновибратора.
% = “(М"Н)
Схема ограничения тока:
^огр =仆3 7丿1』几№11 = °，273 Ом. Пусть /к- = 10 мА, тогда
心=(4х — ^кэ нас 7\)〃К「= (18 В — 0,3 В)/10 мА = 1,77 кОм,
'в П = ‘К “"213r4 мин = 1° мА/50 = 0,2 мА.
Установим /收=1 мА, тогда
^8 = (^вх — ^БЭ Л"~ 仆3 нас Гз)〃К 内=口 кОм,R9 = /з tJ(Ik Тз — % г4) = 0,6 В/0,8 мА = 1 кОм.
Номиналы элементов, приведенные иа схеме рис. 11.21, не отличаются от полученных расчетных значений более чем на 5 %.
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Измерительный усилитель представляет собой ОУ или схему с ОУ, используемые для измерения малых разностей напряже- ния на фоне синфазного напряжения, которое часто бывает больше, чем измеряемое разностное напряжение. Этот тип усилителя часто называют также усилителем датчика, разностным усилителем, усилителем ошибки (рассогласования) и мостовым усилителем.
Измерительный усилитель должен иметь дифференциальный вход, высокое значение коэффициента усиления, низкий сдвиг нулевого уровня и очень большой (обычно больше 80 дБ) коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС). Большое значение КОСС необходимо потому, что напряжение, которое должно быть усилено, часто наложено на более высокое синфазное напряжение.
Дифференциальный входной сигнал часто представляет собой выходное напряжение, снимаемое с мостовой схемы, как это показано на рис. 11.23, а. Датчик выявляет любые изменения, измерение которых предусматривается спроектированной схемой. Датчик или преобразователь представляет собой устройство, преобразующее измеряемый параметр и его изменения в электрический, например температуру или давление в изменение сопротивления или напряжения. Примеры датчиков-преобразо- вате л ей: 1) фоторезисторы для преобразования уровней освещенности в величины сопротивления; 2) термисторы для преобразования изменений температуры в изменения сопротивления; 3) тензодатчики— специально закрепляемые резисторы, сопротивление которых изменяется пропорционально механической деформации материала; применяются для измерения деформаций и давления; 4) термопары — соединения разных металлов, дающие на выходе напряжение, пропорциональное температуре спая I).
Если все четыре сопротивления моста рис. 11.23, а равны по величине, то ei = е2 = &/2. Когда физическое воздействие вызывает изменение сопротивления датчика AR, е{ уже не будет равно。2 и полярность ?〕по отношению к е? будет зависеть от того, представляет ли собой NR повышение или понижение сопротивления датчика. Выходное напряжение моста ei — & будет равно
廿 一。2 = Ur [AR/(4R + 2AR)] (П.9)
n Точнее, разности температур «холодного» н «горячего» спаев. Прим. ред.
Ur
6
Рис. 11.23. Мостовой усилитель.
а—мостовая схема, (е1 +^2)/2=С/синф —^/2> 气—々=°衣[△欣4R ++ 2 AJR)]; 6—сумматор-вычитатель в качестве усилителя выходного на*пряжения моста, K=R。с/&，"о с=*о с»《=% для получения вы-сокого КОСС.
или при малых NR
勺一为 AU3R/4R,(НЛО)
где AR《4R.
Выходное напряжение моста, естественно, будет достаточно малым.
СХЕМЫ ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Схема ОУ, которая усиливает дифференциальный выходной сигнал ei ——е2 мостовой схемы и подавляет или ослабляет синфазное напряжение Ucc, на которое наложен сигнал е【一е2> представляет собой сумматор-вычитатель или дифференциальную схему. Выходное напряжение схемы, приведенной на рис. 11.23,6, будет равно
U вых == (Ro. c/Ri) (?2 ■ -^ ei).
г“е &.с = &；.。« № = "•
Сопротивления резисторов R。с н А； с и входных резисторов А〕и /?； должны быть подогнаны друг к другу очень близко, чтобы синфазные напряжения, имеющиеся на каждом входе, точно взаимно ком пеней ров ал ись на выходе. Если сопротивления обратной связи и входные сопротивления подогнаны и ОУ имеет высокий КОСС, то синфазный сигнал будет подавлен, а дифференциальный — усилен. Таким образом, схема рис. 11.23,6 в целом имеет высокий КОСС.
Схема рис. 11.23,6 имеет два недостатка, которые ограничивают область ее применения. Во-первых, она обладает сравнительно низким входным сопротивлением, а во-вторых, достаточно трудно производить изменения коэффициента усиления схемы 1).
Если для увеличения входного сопротивления увеличивать сопротивления входных резисторов, то под влиянием токов смещения увеличивается также сдвиг нулевого уровня. Однако низкие значения 旦 и R； вызывают нагрузку моста. Трудности, связанные с низким входным сопротивлением, преодолеваются, если каждый вход усилителя питать от повторителя напряжения, как это показано на схеме измерительного усилителя, приведенной на рис. 11.24, а. Если операционные усилители У] и У? являются ОУ с МОП-транзисторами на входе, то входное сопротивление будет очень высоким.
Схема рис. 11.24, а хорошо работает в тех случаях, когда требуется фиксированный коэффициент усиления. Для изменения коэффициента усиления необходимо изменять оба сопротивления R。с н R： с Сопротивления обратной связи Ro. с и &： с А。耳氷ны быть подогнаны и должны оставаться подогнанными при их изменении для варьирования коэффицента усиле-
1)Не менее важно, что требуется очень точный баланс резисторов. Грубо говоря, КОСС есть величина, обратная их небалансу; поэтому при разбросе всего в 0,01 % получаем КОСС < 80 дБ, что во многих случаях маловато. —Прим, ред»
ния, в противном случае КОСС схемы будет падать. Удовлетворить зтому условию изменения сопротивлений очень трудно.
аа
а
а
б
Рис. 11.24. Схема измерительного усилителя.
а — повторители М н 必 увеличивают входное сопротивление дифференциального усилителя Уз (сумматор-вычитатель), К=^ J"r "о с= =R； с» 勺匸耳； 6— схема рис. 11.24. а. дополненная цепью установки коэффициента усиленна, К==2 [1 +(R。J&2)](心 с/%)，勺=夫；
R。c=Rq с，
На рис. 11.24, б показана схема с переменным коэффициентом усиления, в которой изменения коэффициента усиления не ухудшают КОСС схемы. Выходное напряжение схемы рис. 11.24,6 определяется так:
£/вык = 2[1+ &_"№)](Rd JR)(& 一/)・(11.11)
- Следует заметить, что резисторы R【н R；, а также четыре резистора, имеющие величину Ко. с, должны быть тщательно подо*
браны, чтобы избежать ухудшения КОСС. Также заметим, что из уравнения (11.11) следует, что коэффициент усиления нелинейно зависит от сопротивления R2, так как он устанавливается путем изменения доли 1/Вых, поступающей в цепь обратной связи с помощью делителя напряжения, образованного резисторами Ro. с и /?2.
На рис. 11.25 показана схема, отличающаяся тем, что неправильный подбор сопротивлений резисторов, устанавливающих
Рис. 11.25. Модифицированная схема измерительного усилителя с установкой коэффициента усиления.
%=，%=$%e=《.C，，=卩+2色偿)]色一e办 Ubhx=
= (%с/&) Р + 2 (&/&)] Н-е?).
коэффицент усиления, не влияет на КОСС】),а вызывает только ошибку в коэффициенте усиления.
Неинвертирующие операционные усилители У1 и У2 параллельно включены в схему. Синфазное напряжение пропускается усилителями У】и У2 без усиления и ослабляется с помощью сумматора-вычитателя Уз. Выходное напряжение Ui усилителя % будет равно
S = [1 + (他伏3)] Q — (№/Кз)。2 + 〃с,(11.12)
а выходное напряжение U? усилителя У2
U2 = [1 + (ВДз)]佻一(鼻/欠3)& + Ucc・ (U.12a)
Первый член в уравнениях (11.12) и (11.12а) представляет составляющую выходного напряжения, обусловленную соответ*
° Это отиоситсе к R?, R& &. — Прим, ред.
ственно входными напряжениями б] и 62, приложенными к неинвертирующим входам усилителей У】и У?・ Второй член — составляющую выходного напряжения, определяемую соответственно напряжениями е\ и вг, приложенными к инвертирующим входам этих же усилителей. Следует обратить внимание на то, что при высоком коэффициенте усиления усилителей У〔 и У2
Рис. 11.26. Схема измерительного усилителя с линейной установкой коэффициента усиления.
0=R；=R。. с=%. с- UBHX=-(Ry/R2)(，2~1).
в разомкнутом состоянии напряжения на инвертирующем и неинвертирующем входах должны быть одинаковыми и усилители У1 и У2 соответственно в совокупности с сопротивлениями /?з и /?2 и /?3 и 尺4 образуют инверторы с входными напряжениями 。2 и 61. Последний член представляет синфазную составляющую, пропускаемую усилителями У〔 н У2 c коэффициентом усиления, равным 1. Выходное напряжение £/вых параллельно соединенных неинвертирующих усилителей У】и У2 будет UBMK = U2 ——Ui. При /?2 =氏4 (обычно они одинаковы) получаем
Ubhx = [1+(2R2/R3)] (。2 — ei)・ (11.13)
Как уже упоминалось выше, расхождение в значениях сопротивлений /?2 и /?4 приводит к ошибке в коэффициенте усиления, но не снижает величины КОСС. Недостатком измерительного усилителя, представленного на рис. 11.25, является то, что его коэффициент усиления с учетом обоих каскадов
К = U + (2R〃3)] (R。. с/RD (11.14)
все еще не линейно зависит от R3. Однако он достаточно линеен при малых изменениях коэффициента усиления, так как обычно основная часть усиления схемы получается за счет усилителей У1 и У2- Усилитель Уз используется с коэффициентом усиления, равным 1 или незначительно больше. При низком коэффициенте усиления Уз напряжение сдвига на выходе остается малым. Резисторы в схеме можно иметь с низкими значениями сопротивления для того, чтобы минимизировать сдвиг выходного напряжения, обусловленный разностью токов смещения.
Линейная установка коэффициента усиления может быть получена с помощью схемы рис. 11.26. Операционные усилители У1 и У? представляют собой повторители с единичным коэффициентом усиления, а выходной усилитель Уз с дифференциальным входом также имеет единичный коэффициент усиления. Коэффициент усиления схемы устанавливается линейным потенциометром 夫у, представляющим входное сопротивление усилителя У4. Последний играет роль аттенюатора в цепи обратной связи, изменяющего долю С7Вых, подаваемую обратно ко входу Уз. Напряжение, подаваемое обратно к Уз (выход У4), должно быть равно。2 ——ei. Из этого условия следует, что
Uвых = — (&/№) (。2 — ei)・ (11.15)
Из (11.15) видно, что Ubhx линейно зависит от R〉.
ЗАЩИТА ВХОДА а
В применениях, требующих высокого значения КОСС при частотах выше нулевой, паразитные емкости на входе могут привести к ухудшению качества работы. Если в схеме рис. 11.27, g Rhct. iCi и Rhct. 2c2 не равны, то сигналы, подаваемые на измерительный усилитель, затухают bq времени неодинаково. Если постоянные времени на входах Rhct. 1С1 н Rhct. 2c2 вносят неодинаковое затухание сигналов переменного тока (особенно Ucc), то КОСС понижается. Емкости С{ и С2 представляют собой суммы емкостей входов усилителя, паразитных емкостей и емкостей экрана. Экранировка входных проводов является установившейся практикой в тех применениях измерительной- техники, где входной сигнал должен проходить большие расстояния.
Если экранированные провода имеют большую длину, то емкость экрана может составить наибольшую часть С\ н С?. Если на экран подавать напряжение, равное синфазному, как это показано на рис. 11.27,6, то синфазное напряжение не будет затухать под влиянием входных 7?С-цепей и, что более существенно, не будет различия в затухании по каждому входу. Напомним, что именно разбаланс затуханий, вносимый в синфаз-
6
Рис. 11.27. Защита входа.
а—если9С9, то КОСС снижается； б — защита входа снижает
влияние Сх и С2 на ^сс* Примечание: Измените соединение экранов входа моста,если %с》е】.
&.с = R。, с*
ное напряжение, ухудшает КОСС схемы. На схеме, приведенной на рис. 11.27, б, емкости & и С2 влияют только на дифференциальное входное напряжение.
Присоединение экрана, показанное на рис. 11.27,6, может привести к недопустимой нагрузке источника входного сигнала. Эта нагрузка может быть устранена, если осуществить подсоединение экрана, как это показано на рис. 11.28. Оба резистора R одинаковы и по величине выбраны так, что не нагружают выходы усилителей У】и У* Напряжение в точке соединения этих резисторов приблизительно равно синфазному напряжению Ug・ Повторитель У4 действует в качестве буфера между схемой и экраном. Если емкость экрана невелика и усилители У1 и V2 могут обеспечить достаточный ток, то можно обойтись без буфера, а экран непосредственно присоединить к средней точке делителя напряжения.
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ LH0036
Измерительный усилитель LH0036 фирмы National Semiconductor, схема которого приведена на рис. 11.29, похож на измерительный усилитель, показанный на рис. 11.25, и работает так же. В монолитных интегральных схемах R】,&；, R。с и R〔c все одинаковы. Характеристики усилителя: Rbx = 300 МОм, КОСС = 90 дБ (подгоняется до 100 дБ), коэффициент усиления
О
Рис. 11.29. Эквивалентная схема и расположение выводов для измерительного усилителя типа LH0036.
Номер для заказа LH0036 или LH0036C. Отличительные особенности： высокое входное .полное сопротивление 300 МОм, высокий КОСС 100 дБ, установка коэффицнеита усн- 'ления с помощью одного резистора в диапазоне от 1 до 1000, низкая потребляемая мощность 90 мкВт, широкий диапазон напряжения питания от ±1 до 18 В, регулируемый входной ток смещения, регулируемая полоса пропускания, защищенный выход. Обозначение выводов иа эквивалентной схеме и корпусе:】—управление, 2 — защита выхода, 3 — установка входного смещения, 4 ——установка коэффициента усиления, 5 — инвертирующий вход, 6 — иенивертирующий вход, 7 ——установка коэффициента усиления, в — подгонка КОСС, Р — предварительная установка КОСС,10—U t, 11 — UBbIX>
」2—Ug-〃 — эквивалентная схема; б — вид сверху иа металлический корпус.
устанавливается от 1 до 1000 с помощью одного резистора, работает от источников с напряжением от ±1 до 土 18 В. Усилитель LH0036 обеспечивает выходное напряжение для осуществления защиты входа, однако для более качественной работы требуется вспомогательный повторитель напряжения. Ток смещения и полоса пропускания могут быть установлены так, как это указано в каталожном описании в приложении В. Из описания следует； что Ко. с = 1 + (50 кОм//?у), где Ry — резистор для установки коэффициента усиления. Отсюда Ry = =50 кОм/(/(о.с— 1).
Измерительный усилитель LH0036 очень удобен в эксплуатации.
Пример 11.10. Для измерения выходного сигнала тензодатчика присоедините к нему LH0036 так, как это показано на рис. 11.30. Сопротивление тензодатчика R = 350 Ом, А/? = 1 Ом, напряжение питания моста U« = 10 В. Установите К = 100. Необходимо убедиться в том, что выходной сигнал схемы, обусловленный сигналом тензодатчика, больше, чем выходной сигнал, обусловленный синфазной составляющей входного напряжения. Предположим, что усилитель У【имеет Кр = 20 000.
Решение. Для достижения оптимальных показателей работы используем вспомогательный усилитель, управляющий потенциалом экрана. Используем также схему установки величины КОСС, приведенную в каталожном описании в приложении В. Сопротивление резистора установки коэффициента усиления выбираем равным
勺=50 кОм/(К — 1) = 50 кОм/99 = 505 Ом.
Из уравнения (11.9) получаем выходное напряжение тензодатчика
е】一 с? = Ur [AR/(4R + 2AR)] = 10 В [1 Ом/4 (350 Ом + 2 Ом)] = 7,13 мВ.
Выходное напряжение, вызыванное полезным сигналом, есть ивык = К(@ — —改)=100-7,13 мВ = 0,713 В. Выходное напряжение, обусловленное входным синфазным напряжением, будет
4нх. сс = % [^р/косс)/(1 + v)] =
=5В [(2000/10 000)/(1 + 20000 (0,01))] = 4,9 мВ.
Измерительные усилители в интегральном исполнении. Изготовители ОУ предлагают модули измерительных усилителей либо в виде специально разработанных полупроводниковых интегральных схем, таких, как LM0036, либо в виде гибридных интегральных схем. Схемы этих интегральных измерительных усилителей аналогичны тем, которые приведены на рис. 11.24, б, 11.25, 11.26 или 11.28. В модулях интегральных измерительных усилителей пре дуем атр ив ается возможность присоединения одиночного внешнего резистора или потенциометра для установки коэффициента усиления, средства (внешний потенциометр) для установки нуля выходного напряжения сдвига. Кроме того, обычно предусмотрен вывод для присоединения напряжения
Рис. 11.30. Применение измерительного усилителя типа LH0036 для усиления сигналов мостового тензодатчика.
ТД1 — действующий тензодатчик； ТДг — температурно-компенсационный тензодатчик;
^1= ^2^^ТД1=^ТД1 ^^®° °м，ARhI Ом, ^вЫХ=0,714 В от U〔 一 ％. 17вых=4,9 мВ от .
уставки1)- Измерительные усилители должны быть спроектированы так, чтобы Rbx было высоким, ошибки из-за напряжения сдвига были малыми и КОСС был очень высоким при всех значениях устанавливаемого общего коэффициента усиления. Для некоторых измерительных усилителей в настоящее время характерно цифровое управление коэффициентом усиления.
ИЗОЛИРУЮЩИЕ УСИЛИТЕЛИ
Изолирующие усилители представляют собой специальный тип усилителей, выпускаемых только в гибридном исполнении, хотя в них могут быть использованы полупроводниковые ИС ОУ и измерительные усилители. Они обеспечивают почти полную изоляцию между входом и выходом. Имеется много разных разработок, но во всех них для изоляции входа от выхода используют трансформаторную или оптическую связь.
〔)Для непосредственного включения в электронные регуляторы.— Прим. ред.
Изолирующие усилители обеспечивают: изоляцию между входом и выходом по постоянному току при допустимых уровнях синфазных напряжений от 2000 до 7500 В, КОСС обычно более 100 дБ, а типичные значения входных полных сопротивлений лежат между 108 и 1011 Ом. Изолирующие усилители, как правило, имеют довольно узкую полосу пропускания, изменяющуюся от 0—500 Гц до 0——3 кГц для усилителей с трансформаторной связью и до 0——15 кГц для усилителей с оптической связью. Изолирующие усилители с оптической связью обычно уступают в линейности изолирующим усилителям с трансформаторной связью.
Главные применения изолирующих усилителей составляют устройства непрерывного медицинского контроля. Здесь малые сигналы скрыты в существенно больших, и утечка по постоянному току может иметь фатальные последствия: приходится изолировать опасное высоковольтное оборудование от чувствительных АЦТ и вычислительных устройств. Кроме того, характерны длинные двухпроводные линии для контроля датчиков, но не допускается общая земля вследствие появления земляных контуров: требуется управлять электрическим оборудованием, создающим помехи, таким, как электродвигратели °.
ПРИНЦИП РАБОТЫ
Типичный изолирующий усилитель, показанный на рис. 11.31, б, представляет собой систему со сложными связями. Основная мощность подводится к выходной части усилителя. Осциллятор (генератор), работающий на частоте гораздо более высокой, чем максимальная частота входного сигнала усилителя, обеспечивает опорный сигнал для демодулятора, сигнал несущей частоты для модулятора и напряжение переменнного тока на входе выпрямителя и источника питания изолированной части. .
Входной источник питания представляет собой плавающий источник напряжения питания входной схемы усилителя и часто выдает добавочную мощность для питания дополнительных входных цепей. В качестве входного усилителя обычно используется полностью укомплектованный высококачественный измерительный усилитель, хотя может быть использован и одиночный ОУ. Входная сторона изолирующего усилителя обычно снабжена одним или двумя выводами для установки коэфф и-
а Помимо того изолирующие усилители широко применяются для контроля технологических процессов, таких, как электрометаллургические и т. п. Особое место они занимают в искр о- взрывобезопасной аппаратуре для химических производств. — Прим. ред.
и&лх
dLqt/ие-
Демодулятор
Выпрямитель и источник питания для входной цепи
6
Генератор
+и 丄-и
Рис. 11.31. Изолирующий усилитель.
«-- символическое изображение. Обозначение выводов: 1^ 〃^口，2"魅口・？一 общая
т°чка вспомогательного источника питания, 4 — инвертирующий вход, 5 — неинвертирую- ^ий вход, 6 — экран. 7 — установка коэффициента усиления, 8 — общая точка входного усилителя； 6 — блок-схема изолирующего усилителя с трансформаторной связью. У1 — входной усилитель, Уг — выходной усилитель, £/оп дм— опорное напряжение демодуля* тора； генератор с частотой /ген》fg „5 усилителя.
а
^gamhu^q
о-®
Рис. 11.32. Применение изолирующего усилителя для непрерывной кардиографии плода.
а — схема подсоединения. U^——сигнал сердца матери (тип. 1 мВ), t/n —сигнал сердца плода (тип. 50 мкВ, £7СС— подавляемое синфазное напряжение (от 1 до 100 мВ). ^ВЬ1Х — подается и а монитор сердца плода. Разделение сигналов обеспечивается за счет высокого аиа- чення КОСС, "©с не может пройти через изоляцию. Пациентка защищена от напряжений земляного контура и оборудования; 6 — эквивалентная схема.
циента усиления и .нуля сдвига выходного сигнала. Вся входная схема обычно экранируется.
Выход входного усилителя модулируется модулятором. Модуляция может быть амплитудной (АМ), широтно-импульсной (ШИМ) или модуляцией интенсивности света светодиода. Демодулятор извлекает информацию из модулированной несущей
Полученный сигнал затем фильтруется и подается через буферный усилитель на выход.
Изолирующие усилители могут быть использованы в качестве высококачественных измерительных или изолирующих усилителей. На рис. 11.32 иллюстрируется применение изолирующих усилителей в биомедицинском оборудовании. Высокое значение КОСС у усилителя позволяет отделить сигналы низкого напряжения сердца зародыша от сигналов большей амплитуды, сопровождающие биение сердца матери, и 60 Гц шума (помехи), снимаемого с кожи матери. Изоляция гарантирует, что ни один хорошо заземленный предмет медицинской обстановки из нержавеющей стали не создаст опасности для пациента при выходе оборудования из строя.
выводы
Линейные интегральные схемы специализированных типов разрабатываются в тех случаях, когда интегральная технология позволяет реализовать заданные функции, и при условии, если на них существует достаточный спрос.
Компараторы представляют собой специализированные схемы, разработанные для применения в тех случаях, когда требуется, чтобы выходной сигнал изменялся скачкообразно (переключался с одного значения на другое) в ответ на превышение одним входным сигналом другого.
Токоразностные усилители работают иначе, чем обычные ОУ, хотя могут выполнять многие их функции при условии, что приемлема меньшая точность. Токоразностные усилители разработаны для работы с одним источником питания.
Таймеры типа 555 очень полезны при создании генераторов средней точности и импульсных генераторов. Таймер 555 не является в строгом смысле линейной схемой, но на его примере наглядно видны способы использования компараторов в качестве детекторов уровня. Пример с импульсным источником питания показывает, как таймер 555 может применяться в больших системах.
Измерительный усилитель представляет собой весьма высококачественный усилитель специального назначения, состоящий обычно из нескольких ОУ. Измерительный усилитель должен обладать очень высокими входным сопро- тивлением, КОСС и стабильностью. Простота использования представляет пажный фактор, определяющий сбыт измерительных усилителей.
Изолирующий усилитель может рассматриваться как измерительный усилитель сверхвысокого качества. Они имеют исключительно высокие КОСС, входное сопротивление, стабильность, а также изолинию входа от выхода по постоянному току. Изолирующие усилители представляют собой достаточно сложные системы, включающие модуляцию несущей входным сигналом и де- модуляцию в выходной части. Изолирующие свойства достигаются здесь за счет трансформаторной или оптической связи входного сигнала с выходным. Изолирующие усилители с оптической связью имеют более широкую полосу пропускания по сравнению с теми, которые имеют трансформаторную связь. Однако нх линейность хуже. В области биомедицинских измерений изолирующие усилители могут служить реальным средством технической безопасности.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Изложите два условия, которым должны удовлетворять подлежащие разработке в интегральном исполнении специализированные схемы.
Укажите основное назначение компаратора.
Объясните цель введения гистерезиса в компаратор.
Укажите недостаток, возникающий при введении гистерезиса в компаратор.
Вычислите значения Ri 用 R2 в схеме рис. 11,2, имея в виду, что Ubto = =+4 В н Uhtq === —4 В, 士U = ±15 В и /r = /r = °」мА.
Вычислите значения.与，&，火3，^н и R4 以ля схемы Рис- "З если заданы ± U = 15 В, U0n = 15 В, UCTi = 4,7 В при 1Ст = 5 мА, °кз нас 爲=°* В, /з 爲=°，8 В, Л21э о = 40. Положите /дел = 0,1 мА, /то = 8 В, Uhto = 4 В, /н = 3 мА.
Рассчитайте компоненты для компаратора с окном по схеме рис. 11.4, имея в виду, что Ubto = 4,8 В, Uhtq = 2,4 В. Положите UOn = 5 良 1Мл = =0,2 мА.
Что должно быть сделано в схеме рис. 11.5 для того, чтобы ивых = =+U было условием негодности, а ивых =——U годности?
Сформулируйте основное преимущество ЦАП, выполненного по схеме R-2R по отношению к ЦАП со взвешенными резисторами.
Изложите основные преимущества н недостатки паралллельных АЦП, 11.11. Почему АЦП с двойным наклоном не требуют точного генератора временных интервалов?
Опишите кратко своими словами принцип работы АЦП с двойным наклоном.
Укажите основное назначение ЦАП в АЦП с последовательной аппроксимацией.
Перечислите четыре применения аналоговых ключей.
Изложите основные недостатки и преимущества, которые имеют по отношению друг к другу конденсаторные схемы установки коэффициента усиления, приведенные на рис. 11.15, а и 11.15, в.
Сформулируйте основные преимущества и недостатки токоразностных усилителей по отношению к «обычным» ОУ.
Вычислите значения компонент для инвертирующего усилителя на рис. 11.18, а, если 〃кк =15 В, К = 20, /3 = 30 мкА, R = 10 кОм, fH = =300 ГЦ И 17вых. пт == Vi^KK-
]1.18. Рассчитайте компоненты для неинвертрующего усилителя на рис. 11.18,6, если Ukk = 10 В, /3 = 50 мкА, К = 12, ^н = 5 кОм, "мх = ="zUkk и fH = 60 Гц.
Вычислите значения R< и Кв для схемы 555 в режиме генератора. Пусть ，ген = 20 кГц, относительная длительность импульсов £) = 80 % и С? = 0,001 мкФ.
Вычислите значения емкости С「для схемы 555. работающей в режиме одновибратора, если Ra = 5,5 кОм и /нмп = 3 мс.
Каким должно быть it ~ tc мин для мультивибратора, если 7огр. мин в примере 11.9 выбран равным 0,4/нмп?
Вычислите значение Ci =劣 для мостовой схемы на рис. 11.23, если R = 2 кОм, AR = 10 0M и Ur = 10 В.
В схеме на рис. 11.25 & = R； = R°. с = R：. с = 100 кОм и R2 = R = =50 кОм. Определите значение Кз, если К = 40.
Пусть в схеме на рис. 11.26 & = R；=凡.с = R：. с = 100 кОм. Рассчитайте значение Ry при К = 20 н R2 = 20 кОм.
Сформулируйте назначение защиты входа.
Перечислите четыре основных применения изолирующих усилителей.
Каким образом входной сигнал связан с выходом в изолирующем усилителе?
Если вы не можете ответить на некоторые вопросы, то просмотрите еще раз соответствующие разделы.
Рис. 11.33. Операционный усилитель gA741 в схеме компаратора с низким коэффициентом усиления.
&1=&о. с/^о. с* ^сим=^1^о- с/(% 十夫0. с)" &2 = ("нас—^Ст)/(^СИД*~，Ст)； СНД—све- томзлучающий диод； %、. ]— инвертируемый вход； U ^ 2 -- неннвертируемый вход.
HQ-C
+ u
加
ID кОм
「вх.макс
I
%
刈
Рис. 11.34. Схема для испытания ТТЛ-веитиля.
а—проверка минимального напряжения «I», 〃。口 i соответствует UBblX> мий логической схемы прн «1» на ее выходе; %> макс соответствует максимальному напряжению логического «О» на входе; 6 — проверка максимального напряжения «О». "。口 2 соответствует %bix. Макс логической схемы при «О» на ее выходе; %х. мии соответствует минимальному напряжению логической *1» на входе.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цель работы. После выполнения этой работы студент должен уметь включить ОУ в режиме компаратора — триггера Шмитта и компаратора с окном. Он также должен быть способен применить токоразностный усилитель в качестве инвертирующего и нейнвертирующего усилителя, а таймер 555 как мультивибратор и одновибратор.
Оборудование. 1. Два ОУ J1A741 или аналогичные им (дополнительно компаратор LM3H). 2. Осциллограф общего назначения. 3. Токоразносткый усилитель МС3401 фирмы Motorola или его аналог. 4. Ключевой транзистор «——р — п 2N2396A или аналогичный. 5. Макетная плата, например SK-10 •фирмы EL Instruments, смонтированная на шасси. 6. Источник питания по стоянпого тока ±15 В. 7. Регулируемый источник питания 5 В. 8. Генератор звуковых частот. 9 .Два потенциометра по 10 кОм и один 25 кОм. 10. Набор резисторов ±2 %. 11. Набор металлопленочных конденсаторов. 12. ТТЛ-вентили «НЕ-И» по вашему (или руководителя) выбору. 13. Стабилитрон с Uст = 4,7 В. 14. Светодиод. 15. Два диода IN914 или их аналоги.
Порядок выполнения работы. 1. Испытание ТТЛ-вентиля, (а) Соедините “А741 по схеме компаратора, как показано на рис. 11.33, с коэффициентом усиления 200 (с точностью ±6,5 %). Установите Ro. с = 1 МОм и /сг = 1 мА. (б) Присоедините оба входа к земле и установите нуль сдвига, (в) Примите,
Рис. 11.35, Триггер Шмитта.Рис. 11.35, Триггер Шмитта.д—схема триггера Шмитта. Ubto= + U [(% + 夫3)/(餐 + % 斗 &)]• UhTO = ="[灭2/(衣1+犬2)] + "эКнас 71； б — регулируемый источник напряжения постоянногод—схема триггера Шмитта. Ubto= + U [(% + 夫3)/(餐 + % 斗 &)]• UhTO = ="[灭2/(衣1+犬2)] + "эКнас 71； б — регулируемый источник напряжения постоянноготока (к п. 26)«тока (к п. 26)«
Рис. 11.35, Триггер Шмитта.
Рис. 11.35, Триггер Шмитта.
д—схема триггера Шмитта. Ubto= + U [(% + 夫3)/(餐 + % 斗 &)]• UhTO = ="[灭2/(衣1+犬2)] + "эКнас 71； б — регулируемый источник напряжения постоянного
д—схема триггера Шмитта. Ubto= + U [(% + 夫3)/(餐 + % 斗 &)]• UhTO = ="[灭2/(衣1+犬2)] + "эКнас 71； б — регулируемый источник напряжения постоянного
тока (к п. 26)«
тока (к п. 26)«
что включение светового диода означает признак «негоден》，а отключение «годен». Соедините компаратор с вентилем, как показано на рис. 11.34. Это будет проверкой того, что ивых имеет минимально высокий или максимально низкий уровень.
Замечание. При этих измерениях не меняйте положение потенциометра установки нуля сдвига..
Триггер Шмитта, (а) Соберите триггер Шмитта, как показано на рис. 11.35, Рассчитайте значения R, R；,心 и /?Б, имея в виду, что Z7BTO = 6 В и t/HTo = =2 В. Положите /r = /r=/r, = 1 мА. Используйте значения Ro. с, Ri и Rchm, установленные при выполнении п. 1. Не смещайте потенциометр установки нуля сдвига, (б) Подсоедините ко входу напряжение постоянного тока с движка потенциометра. Определите выходное напряжение, при котором UM проходит значения иИто и Z7dto. (в) Подсоедините генератор сигналов (генератор звуковой частоты) с £7Вых = 10 В (амплитудное значение к триггеру Шмитта. Наблюдайте за его выходом при f « 1 кГц.
Компаратор с окном, (а) Соберите компаратор с окном по схеме рис. 11.36 из двух компараторов, соединив их так же, как в п. 1. (б) Используя регулируемый источник напряжения постоянного тока, ранее описанный в п. 2. меняйте входное напряжение. Отметьте изменения выходного напряжения в момент, когда £7ВХ проходит через значения Ubt。 и Z7Hto- 4・ Токоразностный усилитель, (а) Соедините МС3401 по схеме инвертирующего Усилителя, как показано на рис. 11.37, а. Установите 厶=50 мкА, Л = 10, ^вых. уст = 0,5Ukk・ (б) Измерьте К。, с при fBX = 1 кГц и UBых. уст・ (в) СоеДините МС3401 по схеме неинвертирующего усилителя, как показано на Рнс. 11.37, б. Установите /э = 50 мкА, Ко. с = 20, £7Вых. уст = 0,5^кк- (г) Измерьте К. с при fBX = 1 кГц.
Таймер 555. (а) Соедините таймер 555 по схеме мультвибратора, как показано на рис. 11.38,а Установите частоту автоколебаний /ген = 1 кГц, относительную длительность D = 60 %. Измерьте fi, 4 и /ге* (б) Отключите на- гфяжение UKK с вывода 4 (возврат) и заземлите вывод 4. Изучите работу
%= 10 кОм%= 10 кОм22шх__шх__
%= 10 кОм
%= 10 кОм
2
2
шх__
шх__
Рис. 11.37. Токоразностный усилитель.
а—инвертирующий усилитель. ^з^(^KK—。'7 ^)Лзк ^о. с = (0,5"кК一 °? B)//g
Ri=Rc JKc г； б—иеинвертирующий усилитель. ^3 —(^КК~0»7 в)Лч» R。с= • =&5UkK-°，7 В)// 々=26 мВ//3； 0 ="о. /К。. J-%'
автогенератора при заземленном выводе 4. (в) Присоедините движок потенциометра к выводу «управление», как показано на рис. 11.38, а (справа)- Изучше нзменення, вносимые в генерацию при изменении управляющего напряжения. (г) Включите таймер 555 по схеме одновибратора, как показано на рис. 11.3®, 6. Г1 предназначен для запуска триггера. Задайте /Нмп = 0,6 мс (д) Присоедините источник сигнала переменного тока ко входу 7\. Пусть &х = 1,5 В (амплитудное значение) и f — 1 кГц. Изучите выход и измерьте длительность импульсов, (е) Изменяйте напряжение управления, как это указано в п. 5в. Изучите изменения /(1МП с изменением напряжения управления.
a
a~ мультивибратор, % =0,693 (Rr + Rr) C『.<2 =0,693/?дСт'. Обозначения выводов: J — земля, 2 一 триггер, 3 — выход, 4 — возврат. 5 — упрэкление, 6 — порог, 7 — разряд, В—UKK； 6 — слновнбратор, £=1』R』Ct； на рис. а справа — регулируемый источник напряжения постоянного токг (к пп. б, в и 6, е).
ГЛАВА 12
ШУМЫ
Никакое рассмотрение ОУ не может считаться полным, если в нем не упоминаются шумы. Шум в широком смысле слова определяется как сигнал переменного тока, генерируемый случайным движением электрических зарядов. Можно достигнуть лучшего понимания шума, если рассмотреть различные типы шума, которые беспокоят пользователей ОУ. В усилительных устройствах могут возникать три типа шумов: шумы Джонсона (называется также тепловым шумом), шумы Шоттки (обычно называется дробовым шумом) и фликкер-шумы (или 1//).
После изучения материалов этой главы н контрольных вопросов студент должен уметь: 1) определять шумы Джонсона, Шоттки и фликкер-шум; 2) указать три основных принципа экранирования; 3) сформулировать основной принцип организации надлежащего заземления; 4) выполнить лабораторные работы этой главы.
ШУМ ДЖОНСОНА (ТЕПЛОВОЙ ШУМ)
Тепловой шум вызван случайными движениями зарядов под влиянием тепловой энергии, получаемой из окружающей их среды. Частота шума изменяется случайно, а амплитуда прсг порциональна корню квадратному из температуры. Широкий спектр частот, содержащийся в шуме, вызван случайным движением зарядов, причем, чем выше температура, тем больше амплитуда случайных движений. Все материалы (проводники, полупроводники), имеющие свободные заряды, генерируют тепловой шум. Среднеквадратичное значение напряжения теп^о* вого шума на концах разомкнутого (омического сопротивления) резистора будет равно
成= 4Ai?RAf, (12•1)
где 稣一среднекв адр атичное значение напряжения шума; к — постоянная Больцмана (1,38-10-23 Дж/К), Т ——температура в кельвинах (℃ + 273); Af ——диапазон используемых частот (например, полоса пропускания усилителя). Заметим, что напряжение шума зависит не от частоты, а от полосы пропускания и пропорционально величине сопротивления. Это значит, что низкий уровень полного сопротивления и узкая полоса пропускания снижают шумовой эффект. Иными словами, если в схеме можно применять резистор в обратной связи сопротивлением 100 кОм и 1 МОм, то следует выбрать резистор 100 кОм. Кроме того, если требования к шумам высоки, то следует использовать схемы с минимально возможной шириной полосы пропускания.
Так как все компоненты усилителя, несущие заряды, генерируют эти шумы и усилитель усиливает все шумы на входе, то общий шум на выходе может быть значительным.
Пример 12.1. Вычислите эффективное значение напряжения шума, генерируемого проволочным резистором сопротивлением 100 кОм в случае, когда он должен быть подсоединен к устройству, имеющему полосу пропускания 10 Гц и работающему при комнатной температуре.
Решение. Проволочный резистор дает шумы, близкие к минимальным значе- ням теоретически получаемых шумов. Корень квадратный оз среднеквадратичного значения дает эффективное значение шума:
Еш эфф = “4左TRAf = V4 (1,38 • 10-23) (298) (100 кОм) (10 Гц) = 4,0558 мкВ.
Если резистор должен быть подключен между входом и землей ОУ, то его шумы будут усиливаться вместе с любым сигналом. Пнковое значение на- напряжение шума будет примерно в пять раз превышать эффективное значение.
122 ШУМЫ ШОТТКИ
Шум Шоттки, или дробовой шум, появляется вследствие того, что носителями тока являются частицы — электроны. Шум Шоттки ассоциируется с полупроводниковыми материалами (которые включают многие композитные резисторы) и вакуумными лампами. Для того чтобы выяснить, как специфическая природа тока вызывает шум Шоттки, рассмотрим установившийся постоянный ток. Несмотря на то что средний ток установился,. Число электронов, проходящих через отдельную точку в единицу времени, меняется случайно. Эти изменения вызывают шумовой ток, который накладывается на установившийся ток, измеряемый в этой точке. Средне кв а др атичное значение этого шумового тока в полупроводнике будет.
弓=2g 几阂，(12.2}
где 脸一среднеквадратичное значение шумового тока; q — за~ ряд электрона (1,6-10~19 Кл); А/ ——полоса пропускания устройства; 7П. т ——среднее значение постоянного тока рассматриваемого устройства или цепи (схемы). Следует обратить внимание на то, что шум Шоттки, как и тепловой шум, частотно независим. С уменьшением величины постоянного тока в полупроводнике также уменьшаются шумы Шоттки.
Пример 12.2. Ток смещения на биполярном входе ОУ составляет 200 нА. Рассчитайте входной шумовой ток и общее напряжение шума на входе, если сопротивление, указанное в примере 12.1, представляет собой сопротивление источника входного сигнала ОУ. Af = 10 кГц.
Pese咒〃е. Шумовой ток находится из выражения /ш = V^^/n. т ^/ и равен V2 (1,6 • 10-19) (2000 нА) (10 кГц) = 2,53- 10-11 А = 25,3 пА (эфф.). Общее эквивалентное напряжение шума с учетом обоих шумов, рассмотренных в .примерах 12.1 и 12.2, запишется в виде
〃。="斑+ 271皤#
Здесь Еш ° ——суммарный входной шум； £*言——среднеквадратичное значение входного теплового шума; /щ 一 среднеквадратичное значение шумового тока Шоттки; Rhct — сопротивление источника сигнала на входе усилителя, т. е. сопротивление между входом и землей. Подставляя полученные выше значения, получим
£ш ° = V 1,64 • 10-11 В + 2 (25,3 пА)2 (100 кОм)2 = 5,4 мкВ (эфф)
Как и в случае тепловых шумов, использование в схеме возможно меньших значений сопротивлений резисторов уменьшает остроту задачи борьбы с шумами.
Первый каскад многокаскадного усилителя вносит наибольший вклад в шумы, так как для каждого последующего каскада значение входного сигнала возрастает. Для усилительных систем с низким уровнем шумов очень важно, чтобы первый каскад был очень мало зашумлен Полоса пропускания шума Af устройства или усилителя шире, чем разность между верхней и ннж- ней 3 дБ-точками (fcp. в ——fcp и). Если наклон частотной характеристики усилителя составляет 6 дБ/октава, то верхняя fCp. ш. в и нижняя fCp. ш. н частоты среза шума будут fcP. ш. в = l,57fcp. в, fcp. ш. н = /ср. в/1,57.
Это происходит вследствие того, что шумовая мощность генерируется в полосе между сопрягающими частотами.
ФЛИККЕР-ШУМ, ИЛИ (1/Т)-ШУМ
Полагают, что причиной фликкер-шума в полупроводниках являются изменения скоростей электронов (или дырок), обусловленные дефектами полупроводникового материала. Фликкер-шум характерен для полупроводниковых материалов (которые используются для изготовления многих типов резисторов), но отсутствует в проволочных и изготовленных из металлических сплавов резисторах. Фликкер, шум называют также l/f-шумом, потому что он увеличивается с уменьшением часто-
ты. Хотя фликкер-шум меняется при переходе от устройства к мало изменяетсяты. Хотя фликкер-шум меняется при переходе от устройства к мало изменяетсядля устройствдля устройствЧастотаЧастотаРис. 12.1. Зависимость фликкер-шума от частоты./ — фликкер-шум； 2 — тепловой шум.Рис. 12.1. Зависимость фликкер-шума от частоты./ — фликкер-шум； 2 — тепловой шум.статочно высоких частотах, при которых фликкер-шум незнастаточно высоких частотах, при которых фликкер-шум незначителен.чителен.
ты. Хотя фликкер-шум меняется при переходе от устройства к мало изменяется
ты. Хотя фликкер-шум меняется при переходе от устройства к мало изменяется
для устройств
для устройств
Частота
Частота
Рис. 12.1. Зависимость фликкер-шума от частоты.
/ — фликкер-шум； 2 — тепловой шум.
Рис. 12.1. Зависимость фликкер-шума от частоты.
/ — фликкер-шум； 2 — тепловой шум.
статочно высоких частотах, при которых фликкер-шум незна
статочно высоких частотах, при которых фликкер-шум незна
чителен.
чителен.
устройству, однако обычно он одного типа. Фликкер-шум, кроме того, может быть измерен для заданного полупроводника. На рис. 12.1 показана зависимость фликкер-шума от qacTOTH” Единственный путь избежать фликкер-шума за- ключается в использовании устройств, где он очень мал или которые работают на до-
124 ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/ШУМ
Отношение сигнал/шум представляет собой отношение рабочего сигнала к существующему шуму. Если Ш — шум, a S — сигнал, то
Sbx/Швх' отношение сигнал/шум на входе, 5Вых/ШВЬ1Х — отношение сигнал/шум на. выходе.
КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА И ШУМ-ФАКТОР
Шум-фактор D определяют так:
Кт (дБ) = 101g [8вх/Швх)МОщл/(5Вых/Швых)мо1цн]*
Если Sbx/Швх = 5вых/ШВых, то фактор шума будет равен нулю (коэффициент шума равен 1). Коэффициент шума показывает, как много шумов вносит данное устройство или усилитель. Всегда желательно иметь низкий коэффициент шума. Однако достижение наименьшего коэффициента шума может не обеспечить наибольшего значения отношения сигнала к шуму на выходе.
Пример 12.3. К инвертирующему усилителю подается сигнал от источника напряжения с внутренним полным сопротивлением Rhct = 5 кОм. Коэффициент усиления ОУ с обратной связью равен 20, и сопротивление его нагрузки параллельно с R。, с составляет 9,09 кОм. Полоса пропускания усилителя 1 МГц. Эквивалентный входной шум >) ОУ составляет по каталогу 24 мкВ (эфф.). Общие шумы источника сигнала составляют £ш. ИСт = 11,3 мкВ (эфф.), а напряжение входного сигнала UBX = 200 мкВ (эфф.). Вычислите шум-фактор Для этого усилителя.
】)Коэффициент шума — величина (Sbx/Швх) / (8Вых/ШиыХ), а шум-фактор—та же величина, выраженная в децибелах (по мощности). — Прим. ред.
Решение Вначале вычислим отношение мощностей сигнал/шум на входе:
s— 吸/凡… =(200 мкВ尸/5 кОм = 8пВт = 丈 豆 нет/凡…—(11,3 мкВ尸/5 кОм — 0,026 пВт —
Теперь подсчитаем отношение сигнал/шум на выходе. Имеем □вых = ON мВ Ко = 4 мВ.
В. соответствии с принятой схемой приведения шума ко входу для инвертирующего усилителя справедливо
К。.с .ш = К。. с[(^1 + R。. с)/&о. cl-
Если Ro. с =10。кОм н R=5 кОм, то Ко. с. ш = 20 (105 кОм/100 кОм) = 21. Таким образом f^ВЬ1Х = К°. с. ШЕШ вх о, ио Еш DX.O = V弓.вх + ^L ист = =“(24 мкВ)?工(11,3 мкВ)2=〃7,04・ 10一加=26,5 мкВ; Еш.внх=21 (26,5 мкВ)= =557,1 мкВ.
Отношение мощностей сигнал/шум на выходе составит
.'внх — ^выx/(Rh II Ro.c) _ 1 ?76 нВт ___6
Шум-фактор равенк111Hlо 】gШум-фактор равенк111Hlо 】g二=豆выJ(Rh II % сУ = 34J ' = '•
Шум-фактор равен
к111Hlо 】g
Шум-фактор равен
к111Hlо 】g
6,08 〃E.6,08 〃E.Sbx/Wbx . 313,26
6,08 〃E.
6,08 〃E.
Sbmx/叫 нх =gfT =
НАВОДКИ
Так как наводки представляют собой источник нежелательных сигналов, то они могут быть причислены к шумам. Защита от наводок может быть достигнута за счет надлежащего заземления, тщательного расположения монтажа и экранирования. Задача надлежащего экранирования может оказаться достаточно сложной, но может быть сведена к трем простым принципам (которым отнюдь не просто следовать): 1) проводник экрана должен быть присоединен к нулю опорного напряжения сигнала (земле сигнала) только один раз °; 2) экран и земля сигнала должны быть заземлены у источника питания в одной и той же физической точке; 3) все проводники, несущие сигнал, должны быть помещены в экран.
Надлежащий монтаж должен исключать чрезмерную сгущенность, длинные пути прохождения сигнала с экраном или без него, не необходимые перекрещивания проводов. Другими словами, следуйте хорошему конструкторскому опыту.
□ При экранировании низкочастотных помех в ближнем поле. При экранировании радиопомех заземление лучше подобрать экспериментально.-— Прим. реО.
12・7・ ЗАЗЕМЛЕНИЕ
Непродуманное заземление, как правило, приводит к восприятию схемой нежелательных сигналов. Сформулировать принцип надлежащего заземления нетрудно, но иногда следовать этому принципу тяжело. Этот принцип можно сформулиро- вать так: заземление, по которому течет ток нагрузки к источ-
J .н £ (в кружках)——провода заземления, по которым течет малый ток; В и Г (в кружках)——провода заземления, по которым течет большой ток; 3 ——заземляемый вывод.
нику питания, должно осуществляться отдельным проводом, а не объединяться с проводом земли сигнала.
На рис. 12.2 показан пример реализации этого принципа. Смысл такого заземления заключается в том, что часто ток нагрузки во много раз больше тока сигнала. Ток нагрузки, протекая даже через провода достаточно большого сечения, может; вызвать падение напряжения (IR) на линии заземления. Это вызовет изменение напряжения на линиях опорного напряжения каждого ОУ, присоединенного к этой линии заземления. В экстремальных случаях это изменение потенциала может составить несколько милливольт и может служить источником значительной погрешности.
выводы
Шум представляет собой нежелательный сигнал. Большинство шумов широкополосно. Это означает/ что они содержат широкий спектр частот. Шумы вызываются случайными движениями зарядов в полупроводниках и рези-
сторах или наводками. Независимо от характера источника шумы маскируют малые входные сигналы и вызывают неопределенность выходного сигнала. Поэтому следует стремиться минимизировать их влияние в рассматриваемой схеме.
Три главных источника шумов в схемах составляют: шум Джонсона (также называется тепловым шумом), фликкер-шум и шум Шоттки. Они минимизируются за счет применения малошумящих компонент, по возможности ннзкнх значений сопротивлений в схеме, низких токов и уменьшения полосы пропускания там, где это допустимо.
Наводки — главный источник внешних шумов. Их можно минимизировать за счет тщательного экранирования.
Если схемы тщательно не заземлены, то можно наблюдать в них связь выходного сигнала со входным. Шины заземления, через которые проходят большие токи, должны прокладываться проводами, отдельными от тех, которые использованы для земли сигнала.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Назовите источник шума Джонсона.
Назовите источник шума Шоттки.
Опишите зависимость от частоты фликкер-шума.
Определите отношение сигнал/шум.
Дайте определение коэффициента шума и шум-фактора.
Назовите три мероприятия, которые могут быть использованы для минимизации наводок.
Сформулируйте главный принцип организации надлежащего заземления.
Резистор с сопротивлением 10 кОм при комнатной температуре (25℃) включен в схему с полосой пропускания 100 кГц. Вычислите среднеквадратичное значение напряжения шума.
Операционный усилитель имеет ток смещения 50 иА и ширину полосы пропускания 100 кГц. Вычислите среднеквадратичное значение шумового тока. 12.10. Вычислите общее напряжение шума для условий пп. 12.8 и 12.9, если сопротивление источника сигнала 10 кОм.
Укажите три мероприятия, которые могут быть проведены для минимизации шума.
Если возникнут затруднения при ответах на некоторые вопросы, то просмотрите еще раз соответствующие разделы текста.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА
Цель работы. Студент должен измерить коэффициент шума ОУ.
Оборудование: 1. Два ОУ gA741 фирмы Fairchild или их аналоги. 2. Набор резисторов с точностью 土2 %. 3. Источник питания ±15 В. 4. Генератор звуковых частот. 5. Потенциометр 10 кОм. 6. Осциллограф двухлучевой (с чередующимся переключением входных каналов). 7. Макетная плата, например типа SK-10 EL Instruments.
Порядок выполнения работы. Известны несколько способов измерения коэффициента шума усилительной схемы. Многие методы предполагают использование калиброванного источника шума в качестве входного сигнала, причем входной сигнал должен содержать все частоты в полосе пропускания усилителя. Так как шум сам по себе широкополосен, генератор шума удовлетворяет этому требованию.
Напряжение шума обычно измеряется с помощью дорогостоящего вольтметра, измеряющего истинное эффективное (среднеквадратичное) значение с исключительно высокой точностью. Для получения средней точности результатов измерения будет использован осциллограф и так называемый метод ка-
сания. Этот метод позволяет измерить шум с точностью примерно 1 дБ. Непосредственное считывание шумов с осциллограммы не точно, так как случайные пики значительно выше, чем их видимое изображение на экране осциллографа.
Метод касания (рис. 12.3) заключается в следующем:
Подсоедините оба входа двухканального осциллографа к источнику напряжения шума, подлежащего измерению. Следуег использовать щуп 1:1. Включите осциллограф в режим переключения каналов. Оба канала должны быть
бВг
Рис. 12.3. Метод касания при измерении напряжения шума
о — подсоединение осциллографа. У—испытуемый усилитель, Осц. —двухлучевой осциллограф (с переключением каналов); 6 — осцилло-*грамма с шумом; в — осциллограмма, смещенная до касания иапря-жеиия шумов; г — осциллограмма при заземленных входах.
установлены в одном диапазоне измерения напряжения и одинаково калиброваны. Если необходим и имеется в распоряжении усилитель отклонения по вертикали, то используйте его для этой цели.
Установите, как это показано на рис. 12.3, в, картинки напряжения шума так, чтобы они касались друг друга и между ними не было чистой поверхности экрана.
Заземлите щупы осциллоскопа, чтобы увидеть развертки без шума. Расстояние между двумя развертками будет равно удвоенному значению эффективного напряжения шума. Например, если развертки раздвинуты на 1,6 деления и осциллограф калиброван так, что на одно деление приходится 20 мВ, то эффективное напряжение шума будет
Ещ. эфф = US (20 мВ/дел.)}/2 = 16 мВ.
Многие методы измерения коэффициента шума основаны на использовании калиброванного источника шума. Он дает шумовой сигнал с частотным спектром, заведомо перекрывающим ширину полосы пропускания усилителя^ Так как немногие учебные заведения имеют калиброванные генераторы шума*
-0瞬工一-
_1^тгпих_-
%
3
Генератор сигналив
Рис. 12.4. Измерение коэффициента шума.
а ——генератор сигналов. 3 ——заземляемый вьтоод. U* —выходное напряжение, подво" димое к исследуемой схеме; 6 ——схема включения усилителя (для пп. 2, а и 2, б). С„—слюдяной конденсатор； в — схема включения (для п. 2, в)*
曦工 lp__ тпт--_
Генераторсигналов
综Ь1Х
3
419419Шумы
419
419
то будем использовать генератор сигналов с частотами в пределах полосы пропускания усилителя.
Отношение сигнал/шум на входе: (а) подключите генератор сигнала, как показано на рис. 12.4, а: (б) измерьте напряжение шума при выходном напряжении генератора сигнала, равном нулю, если осциллограф достаточно чувствителен; (в) если удается измерить напряжение шума при условиях п. (6), то переходите к дальнейшему; если нет, то вычислите тепловые шумы, порождаемые внутренним сопротивлением генератора сигналов, по формуле
^ш. ист = “4左TAfRucT，
где й ——постоянная Больцмана (1,38-10~23 Дж/К); Т — абсолютное значение комнатной температуры (около 300 К) ； Rhct = R2 !1 Кз；厶/ ——полоса пропускания ОУ, умноженная на 1,57. С помощью Rh и Сн полоса пропускания устанавливается равной 15 кГц, так что Д/ = 23,55 кГц; (г) установите выходное напряжение генератора &ен = 1 мВ (Е$ф.) (2,8 мВ от пика к пику) на частоте около 5 кГц. Если это напряжение измерить трудно, то установите напряжение на входе делителя напряжения R2 и Кз равным 28 мВ от пика к пнку; (д) вычислите отношение сигнал/шум на входе:
Sbx/Wbx = (u//Rhct)/(弓.ист"ист>
Отношение сигнал/шум на выходе: (а) заземлите вход ОУ, как показано на рис. 12.4, 6; (б) измерьте напряжение шума на выходе; (в) подсоедините ге« нератор ко входу ОУ и измерьте выходной сигнал Ubnx. Пересчитайте значение выходного сигнала, измеренное от пика к пику, в эффективное значение: ^вых. лп-0,3535 =(7Вых. эфф； (г) вычислите отношение сигнал/шум на выходе:
Х/ШВЫХВЫХ./ В1ЯХХ/ШВЫХВЫХ./ В1ЯХ=[и\・зфф/& II (& + ^о.с)]/[4, внх/& II (& + &・с)]；
Х/ШВЫХ
ВЫХ./ В1ЯХ
Х/ШВЫХ
ВЫХ./ В1ЯХ
(д) вычислите шум-фактор
К山=10 lg [(SBjniBxMSBbrx/niBb1M
Полученное значение в норме должно лежать между 7 и 15 дБ.
ПРИЛОЖЕНИЕ А
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
А.1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Дифференциальный усилитель служит первым каскадом фактически всех ОУ. Поэтому представляется полезным кратко описать свойства дифференциальных усилителей. Дифференциальный усилитель должен усиливать разность сигналов, подаваемых на два его входа [(U2 — G) на рис. АЛ], но не должен усиливать равные сигналы 弘=Ui.
Заметьте, что % определяет ток эмиттера. Когда &[ = &公力26爲= =^21э Л й "вз транзисторов 7\ н『2 одинаковы, ток, текущий через каждый транзистор, составляет половину тока, текущего через сопротивление R^
+U+UРис. АЛ. Дифференциальный усилитель*Рис. АЛ. Дифференциальный усилитель*^^о|±^^^о|±^
+U
+U
Рис. АЛ. Дифференциальный усилитель*
Рис. АЛ. Дифференциальный усилитель*
^^о|±^
^^о|±^
6
Рис. А.2. Форма входных и выходных напряжений.
S противофаэно 厶 а — входные напряжения; 6 — выходные напряжения.
Предположим, что напряжение 5 на базе Г】 становится положительным, а напряжение U? на базе 7г — отрицательным. Смещение в прямом направлении Г】 будет увеличено, и /к【увеличится, вызывая изменение напряжения на коллекторе Т【в отрицательную сторону от равновесного значения. При этом на эмиттерном переходе Т2 снижается смещение в прямом направлении, что вызовет подъем напряжения на его коллекторе выше равновесного, как показано на рис. А.2.
Если выходное напряжение снимается с коллекторов 7\ м 「2, .то Uki — 一 А? будет пропорционально разности между U2 и 办 но обратно по фазе. Предположим Ux и U2 оба становятся положительными, но Ui более положительно, чем 〃2・ При этом 71 и Та приобретают увеличенное смещение в прямом направлении и токи /ki и /ка оба увеличиваются, причем ток /ki будет увеличен больше, чем ток /ка- Это заставляет Uki стать более отрицательным, чем Uk2・ Выходное напряжение есть разность между UKi и "кз (рис. А.З). Если одновременно приложены одинаковые напряжения к Л и А” то выходное напряжение будет равно нулю. Например, если Ui н 心 изменяются одинаково в отрицательную сторону, то смещение в прямом направлении Ti и Та будет уменьшено одинаково. Это повлечет за собой одинаковое изменение в положительную сторону напряжений на коллекторах Л н ?2・ н, следовательно, выходное напряжение Uki — t/ка будет равно нулю.
Предыдущие замечания приложимы к идеальному усилителю. В действительности всегда на выходе имеется небольшое выходное напряжение. Это обусловлено тем, что коэффициенты усиления транзисторов по току 九213 в схеме ОЭ и их напряжения ^^分,а также коллекторные резисторы усилителя не могут быть подогнаны совершенно точно. В хорошем дифференциальном усилителе выходное напряжение становится малым всякий раз, когда входные напряжения становятся одинаковыми.
Так как дифференциальный усилитель представляет собой, по существу, каскад с эмиттерным смещением и двумя источниками питания, то эмиттер* ный ток определяется выражением
(АД)(АД)” (i L %》/[%+(ад/(л21 э+»)]•
(АД)
(АД)
6
Рис. А.З. Форма входных и выходных напряжений.
Uj находится в фазе с 5・ с — входные напряжения；б—выходныенапряжения；
в — дифференциальный выход.
В уравнение (А.1) входит Rb/2, так как имеется два базовых резистора вместо одного. Естественно, коллекторный ток каждого транзистора составляет половину общего эмиттерного тока.
Коэффициент усиления схемы выводится следующим образом. Обращаясь к рис. А.4, убеждаемся, что сигнал, подведенный к базе Th передается на эмиттер Т2 так, как будто Ti представляет собой эмиттерный повторитель. Обратите внимание на то, что (& + ^эБ2)|| R& 比 г32 +，зв 2, так как R&》 》(餐2+，ЗВ2)・
Сопротивление в цепи эмиттера Tj при этом будет приближенно равно ，ЗЕ 1 +，31 +，32 + гэб 2* Так как напряжение к усилительной цепи Т2 приложено между гэ1 и гэ2, то в эту точку передается V2U1. Транзистор 乃 представляет собой, по существу, усилитель с общей базой и сопротивлением ，32， играющим роль баластного резистора. Он имеет коэффициент усиления Л = Rh/(‘3 + ?6)； Здесь гэБ (比 26 мВ//э) — дифференциальное сопротивление перехода эмиттер — база (/э — ток эмиттера одного транзистора). Поэтому всякий раз, когда в предыдущем примере полагаем £/2 = 0 (рис. А.4), напряжение сигнала на коллекторе Т2 будет равно 义?。％ (t/j — U?) [%/ /('92 +'зв 2)卜 Для отыскания "灯 подобный же анализ может быть проведен по отношению к напряжению U2t прикладываемому к базе Т2.
Так как в большинстве случаев гЭ! = гэ2 и，ЗЕ]内，ЗЕ 2，в дальнейшем будем писать гэ и гэБ. Выходное напряжение сигнала t/K2 一 Uki при этом получим равным
% - 4尸 / ("1 一 羯[Rh/03B + 创 一 ^ (外—L) [&н/(，ЗВ + Г孙
Отсюда 〃к2 — ^К1 = % [Кн/伯в +「》](〃i — 〃2 — 〃2 + 〃1)=陷/伯е+^зЖ X (f/i 一 ％)•
Если принять，з = 0, то
奴 一 ％ = (%/—)(“-皿(А.2)
Если выход снимается между любым коллектором и землей, то при этом дифференциальный усилитель становится усилителем с несимметричным однополюсным выходом (разностный каскад), и его усиление будет вдвое меньше по
Рис. А.4. Эквивалеитиая схема к выводу выражения для коэффициента усиления.
сравнению с тем случаем, когда выходное напряжение снимается между коллекторами. При использовании несимметричного выхода можно за счет выбора коллектора, с которого снимается выходное напряжение, получить выход в фазе или в противофазе по отношению ко входу.
Можно увеличить входное сопротивление дифференциального усилителя н уменьшить входной ток, если использовать вместо обычных транзисторов 7\ и「2 полевые транзисторы (полевые диффузионные тракзисторы с р ——л-пе- реходом), или обедненные полевые МОП-транзисторы, или пары Дарлингтона. При применении полевых транзисторов коэффициент усиления по напряжению будет ниже, чем при применении биполярных транзисторов. Аналогичным образом можно найти коэффициент усиления по напряжению симметричного дифференциального усилителя, собранного на полевых транзисторах:
4 =g凡，
где gm ——крутизна полевого транзистора, Rc — нагрузочное сопротивление стока„.
При несимметричном выходе получим Л = gmRc/2 при условии, что в цепи истоков сопротивление используется лишь с целью создания смещения.
А.2. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ
СИНФАЗНОГО СИГНАЛА
Если к обоим входам дифференциального усилителя прикладывается на「 пряжение одной и той же амплитуды и фазы, то такое напряжение называется синфазным. При этом в случае, когда резисторы и транзисторы дифференциального усилителя не подогнаны точно, появится разность коллектор-
ных напряжений и в результате появится некоторое дифференциальное выходное напряжение (Uki —— Uk2)・ Этот эффект минимизируется (но никогда полностью не устраняется) с помощью тщательного подбора всех элементов усилителя. Выше указывалось на то, что когда синфазное напряжение прикладывается к в совершенстве сбалансированному дифференциальному усилителю, то сдвигается уровень коллекторных напряжений. Если входной каскад (или последующие каскады) имеет несимметричный выход (выход снимается с одного коллектора по отношению к земле), то можно ожидать из- менения в выходном напряжении. Даже при симметричном выходе (снимаемом с коллекторов 7\ и 才2) сдвиг уровня напряжения на коллекторах может
%MHX.6blXI%MHX.6blXI
%MHX.6blX
I
%MHX.6blX
I
Рис. A.5. Схемы определения синфазного напряжения,а — исходная схема； б — эквивалентная схема.
привести к разбалансу последующего каскада. Изменение разности коллекторных напряжений с изменением синфазного входного напряжения назьь вается коэффициентом усиления синфазного сигнала. Последний должен быть настолько мал, насколько это возможно.
Если перечертить рис. А.1, как это показано на рис. А.5, то убедимся, что Для подсчета синфазного коэффициента усиления дифференциальный усилитель можно рассматривать как каскад с общим эмиттером с двумя параллельно соединенными транзисторами, подключенными к синфазному входному сигналу. Схема рис. А.5,6 имеет коэффициент усиления синфазного сигнала
4с = (%/2)/(% + &2 + %*)• (А.З)
Таким образом, чем выше сопротивление R,, тем ниже синфазный коэффициент усиления. Обычно Rr " R3 и "сс = V2. Простой метод снижения Лсс заключается в замене R3 генератором тока. Генератор тока имеет очень высокое динамическое сопротивление, и поэтому замена им R3 приводит к резкому снижению синфазного коэффициента усиления. Эта возможность иллюстрируется рис. А.6. Чувствительность дифференциального усилителя к синфазному сигналу часто выражается с помощью коэффициента ослабления
ко—I 一一
+ U
^?ли
%
А
о-—% о
О
Рис. А.6. Использование генератора неизменного тока (ГНТ) для снижения ве* ЛИЧИНЫ Лсс-
/3=(〃贝2一 〃ЕЗ 7\)/[Кз+(% II R?)/(也213 Тз+1)]・ Замечанием R2 может быть заме， иено стабилитроном. В этом случае /э~(^Ст—^БЭ Га)/^Э*
синфазного сигнала (КОСС). КОСС определяется как отношение коэффи-* циента усиления дифференциального усилителя 4 к синфазному коэффициенту усиления КОСС =力/4“.
Чем выше это отношение, тем лучше работает усилитель. КОСС дифференциального усилителя на полевых транзисторах обычно ниже, чем для та* кового на биполярных.
А.З. НАПРЯЖЕНИЕ СДВИГА
Если оба входа дифференциального усилителя подключаются к напряжению, равному нулю, то напряжения на обоих коллекторах оказываются неодинаковыми. Это обусловлено главным образом тем, что падения напряжения на переходах эмиттер — база транзисторов неодинаковы. Эта разность “53 определяется как входное напряжение сдвига t/сдв
《дв = I — %32 I*(А.4)
Напряжение сдвига действует точно так же, как дифференциальный входной сигнал, прикладываемый к усилителю, вызывая выходной сигнал, равный ЛС/сдв- Если коллекторные резисторы не подогнаны в совершенстве, то они внесут дополнительную разность между напряжениями на коллекторах при нулевом значении напряжений на входе. Другим фактором, вызывающим неравенство Uki* Uk2, ^рн нулевых входных напряжениях может быть неравенство значений коэффициентов усиления транзисторов Л213 в схеме 。3. Если Л21э неодинаковы, то коллекторные токи транзисторов будут также неодинаковы *)• Для достижения хорошего функционирования усилителя эти эффекты должны быть скомпенсированы. Способы компенсации обсуждаются в гл. 1 и 2.
ПРИЛОЖЕНИЕ Б
ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ piA741 ФИРМЫ FAIRCHILD
На рис. Б.1 показан очень популярный ОУ рА741 фирмы Fairchild. В этом приложении описываются принципы его работы.
Транзистор Ге, включенный по схеме диода, осуществляет смещение 丁锵 играющего роль,.источника неизменного тока. Транзисторы Те и Та представляют собой подогнанные транзисторы, так что их коллекторные токи одинаковы при одинаковых эмиттерных напряжениях. Поэтому ток через Те определяет падение напряжения на нем, а это падение напряжения устанавливает коллекторный ток % равным току через Те- Транзистор Г9 называется токовым зеркалом Т^.
Транзистор Лг, включенный по схеме диода, создает смещение для 7\з, работающего в качестве источника неизменного тока (источника тока), а включенный диодом транзистор Гц смещает источник тока Тю примерно до той же величины, что и у источника тока Г9.
Транзисторы 7\, ..., Т7 и резисторы Rit R2 и Кз образуют входной дифференциальный усилитель. Входные эмиттерные повторители ^ и Тг возбуждают транзисторы Тз и Т^ включенные по схеме с общей базой. Базы Т§ м Т4 получают смещение от источников тока 7% и Тю，
Большое полное сопротивление источников тока обеспечивает высокое значение входного сопротивления Тз и 7\・ Транзисторы Т5 и 『6 образуют токовое зеркало, в которое втекают коллекторные токи транзисторов 牙釣牙з, 丁2 и Г4. Источник тока Тб обеспечивает высокое сопротивление нагрузки для 7\, чго создает высокий коэффициент усиления схемы на транзисторах с общей базой. Транзистор Т7 обеспечивает обратную связь с коллектора Тб на базы 爲 и Ге. Для сигналов переменного тока 7； является эмиттерным повторителем, передающим без изменения фазы коллекторнн访 сигнал Т§ на базу Ге- Транзистор Тб инвертирует и усиливает сигнал. Напряжение на коллекторе Гб и Т^ изменяется в одну и ту же сторону под влиянием как Г6, так и Г4. Поэтому изменение коллекторного напряжения на Те складывается с изменением коллекторного напряжения на Т4. Тем самым обеспечивается получение несимметричного выхода и большого коэффициента усиления (около 1000) у дифференциального усилителя. Каждый из выводов установки нуля сдвига присоединяется к концам потенциометра 10 кОм, движок которого подключается к напряжению источника питания ——U. Когда движок перемещается, изменяется сопротивление в цепи эмиттеров Т5 и 丁6 и, следовательно, изменяются их коллекторные токи.
Неравенство эт© будет вызвано разбалансом токов баз при фиксиро* ванных токах эмиттеров. — Прим. реО・
Присоединение этого потенциометра показано при описании лабораторной работы гл. 1 и в приложении В в каталожном описании RA741* Если коллекторные токи Г】м % изменяются, то изменяется и их напряжение эмиттер—■ база так, что входное напряжение сдвига может быть установлено на нуль. Если температура интегральной схемы повышается, то напряжения и^з транзисторов Т] и「2 будут понижаться. Это приведет к увеличению их коллектор-* ных токов и увеличению падения напряжения на 『8. Увеличение падения напряжения на Те приводит к увеличению коллекторного тока Т9 M понижению базовых токов Тз и Т^. Последнее в свою очередь приведет к снижению их коллекторных токов. Так как 7з и Т^ включены последовательно с 7\ м『2, то коллекторные токи Ti и Т2 будут также уменьшаться. Таким образом осуществляется температурная стабилизация дифференциального усилителя.
Транзистор 1\б представляет собой эмиттерный повторитель, управляющий простым каскадом с общим эмиттером Тп. Транзистор Т^ уменьшает нагрузку на выходе дифференциального усилителя. Коэффициент усиления по напряжению Тп очень велик, так как источник тока 7\з действует в качестве нагрузочного резистора с очень большим сопротивлением. Эмиттерный повторитель Т22 обеспечивает усиление по току, необходимое для возбуждения выходного двухтактного эмиттерного повторителя на транзисторах 7\4 H Т20, а также снижает ток нагрузки в коллекторе Т17. Верхний эмиттерный переход транзистора Т22, образующий диод, при нормальной работе смещен в обрати ном направлении. Если напряжение на коллекторе Тп становится под действием положительного сигнала на выходе Т^ слишком низким, то верхний эмиттерный переход Т22 открывается и ограничивает напряжение на коллекторе Т17. Это предотвращает насыщение Л? и улучшает время восстановления после приложения к ОУ избыточного входного напряжения (перегрузок по входу). Источник тока, образованный верхним коллектором 丁⑶ обеспечивает ток смещения для базы Г22 M удерживает коэффициент усиления этого повторителя почти точно равным единице. -
нуля
Рнс. Б.1Г Операционный усилитель рА741 фирмы Fairchild (с разрешения фирмы Fair* 二child Camera and Instrument Corporation)t
Включенные по схеме диода Т18, Лв и Rio обеспечивают начальное смещение выходного повторителя. 7\8 M R，o создают такое смещение для Т^ что его Uк» 勺 1,2 В. Назначение Tie состоит в создании смещения для 7\4 H Т20, которое обеспечило бы их работу в классе АБ с целью предотвращения переходных искажений. Что это за искажения, объясняется ниже.
Транзисторы Гм к 『20 представляют собой взаимодополняющую пару п — р — 〃- и р — п — р-транзистора. Они образуют выходной каскад. Этот
эмиттерный повторитель обеспечивает низкое выходное сопротивление усилителя. Если напряжение на коллекторе 丁姪 становится положительным или отрицательным, то открываются соответственно Гм или Т2о. При отсутствии цепи л lie, Г. Ro напряжение на коллекторе Ti7 должно было бы дойти примерно До +0,6 В, прежде чем откроется Гм, и до ——0,6 В, прежде чем откроется Т20, что привело бы к искажениям^ сигналов при пересечении нулевого уровня выходным напряжением, как показано на рис. Б.2. Транзистор Ле имеет напряжение С/кз= 1，2 В, которое достаточно только для того, чтобы удерживать 714 н Т20 в слегка открытом состоянии. Поэтому они реагируют на очень малые изменения напряжения эмиттера Т^.
Транзистор 7^5 служит ограничителем тока для Тц. Когда ток эмиттера Mis становится столь велик (около 20 мА), что падение напряжения на Rq равно。6® транзистора Т15, он открывается и шунтирует переход база」
эмиттер Гм, сохраняя тем самым его ток постоянным. Ток эмиттера 丁北 не может никогда превысить значение
%『14 макс = ^БЭ Пб/^9*
Транзистор『21 обеспечивает ограничение тока Ао. Когда ток эмиттера Тго превышает 20 мА, 丁如 включается и открывает Т23. Последнее приводит к снижению напряжения базы r46. Вследствие этого транзистор 7\б закрывается, что вызывает изменение напряжений на коллекторе Т17 и эмиттера Т22 в положительном направлении. Это снижает напряжение, приложенное к базе Т20. и тем самым ограничивается ток его эмиттера. Крнденсатор 30 пф предотвращает самовозбуждение ОУ. Принцип действия такой корректирующей цепи описан в гл. 4.
ПРИЛОЖЕНИЕ В
КАТАЛОЖНЫЕ ОПИСАНИЯ
И ПАСПОРТА ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
И ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Частотно-компенсированный ОУ rA741 фирмы Fairchild.
ОУ с входными каскадами на полевых транзисторах с р — п-переходом TL080 до TL085, TL080A до TL084A, TL0818, TL0828, TL084B.
Мощный ОУ(лА791 фирмы Fairchild.
Измерительный усилитель LH0036/LH0036C фирмы National Semiconductor.
Компаратор напряжения LM311 фирмы National Semiconductor.
Счетверенный токоразностный усилитель МС3401 фирмы Motorola.
Стабилизаторы напряжения LM105/205/305A фирмы National Semiconductor.
Стабилизаторы напряжения 5 В LM109, LM209, LM309 фирмы National Semiconductor.
Стабилизатор напряжения RA723 фирмы Fairchild.
Схемы для импульсных стабилизаторов напряжения rA78s40.
И. Схема управления импульсного стабилизатора напряжения МС3420/3520 фирмы Motorola.
Аналоговые ключи АН0120, АНО 130, АНО 140, АН0150, АНО 160 фирмы National Semiconductor.
Таймер LM555 фирмы National Semiconductor.
Автор благодарен фирмам Fairchild Camera and Instrument Corporation, Texas Instruments Incorporated, National Semiconductor Corporation, Motorola Semiconductor Incorporated за любезное разрешение перепечатать приводимые ниже каталожные описания и паспорта.
ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ВНУТРЕННЕЙ КОРРЕКЦИЕЙ J1A741»
Общее описание.林 А741——высококачественный монолитный операционный усилитель, вмпалненнн访 с использованием планарного эпитаксиального процесса фирмы Fairchild). Этот ОУ предназначен для широкого круга пртае-
нений при обработке аналоговых сигналов. Большой диапазон допустимых синфазных напряжений н отсутствие тенденции к «защелкиванию» делает рА741 идеальным устройством с точки зрения его использования в качестзе повторителя напряжения. Высокий коэффициент усиления и широкий диапазон рабочих напряжений обеспечивают превосходные характеристики инте- граторов, суммирующих усилителей и вообще всех схем с обратной связью, выполненных на основе данного ОУ.
ЦоколевкаЦоколевкапнс а ^ W н^ п-пнс а ^ W н^ п-
Цоколевка
Цоколевка
пнс а ^ W н^ п-
пнс а ^ W н^ п-
Круглый металлический корпус с 8 вы“водами.Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 5ВКод корпуса НПримечание: вывод 4 соединен с корпуссом.Информация для заказаТип№ по каталогуЦА741АЦА742АНМЦА741Ц.А741НМUA741EЦА741ЕНСJ1A741CЛА741НСКруглый металлический корпус с 8 вы“водами.Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 5ВКод корпуса НПримечание: вывод 4 соединен с корпуссом.Информация для заказаТип№ по каталогуЦА741АЦА742АНМЦА741Ц.А741НМUA741EЦА741ЕНСJ1A741CЛА741НСКорпус DIP с 14 выводами.Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 6А 9АКоды корпуса D РИнформация для заказаКорпус DIP с 14 выводами.Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 6А 9АКоды корпуса D РИнформация для заказаТипIXA741A цА741М741Е НА741c ЦА741СТипIXA741A цА741М741Е НА741c ЦА741С№ по каталогу HA741ADM UA74IDM HA74IEDC UA741DC ЦА741РС№ по каталогу HA741ADM UA74IDM HA74IEDC UA741DC ЦА741РС
Круглый металлический корпус с 8 вы“водами.
Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 5ВКод корпуса Н
Примечание: вывод 4 соединен с корпуссом.Информация для заказаТип№ по каталогу
ЦА741АЦА742АНМ
ЦА741Ц.А741НМ
UA741EЦА741ЕНС
J1A741CЛА741НС
Круглый металлический корпус с 8 вы“водами.
Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)Тип корпуса 5ВКод корпуса Н
Примечание: вывод 4 соединен с корпуссом.Информация для заказаТип№ по каталогу
ЦА741АЦА742АНМ
ЦА741Ц.А741НМ
UA741EЦА741ЕНС
J1A741CЛА741НС
Корпус DIP с 14 выводами.
Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)
Тип корпуса 6А 9АКоды корпуса D Р
Информация для заказа
Корпус DIP с 14 выводами.
Вид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)
Тип корпуса 6А 9АКоды корпуса D Р
Информация для заказа
Тип
IXA741A цА741
М741Е НА741c ЦА741С
Тип
IXA741A цА741
М741Е НА741c ЦА741С
№ по каталогу HA741ADM UA74IDM HA74IEDC UA741DC ЦА741РС
№ по каталогу HA741ADM UA74IDM HA74IEDC UA741DC ЦА741РС
Корпус мини-DIP с 8 выводами.Вид сверху (со стороны верхней крыш-<ки корпуса)Тип корпуса 6Т 9*ГКоды корпуса R ТКорпус мини-DIP с 8 выводами.Вид сверху (со стороны верхней крыш-<ки корпуса)Тип корпуса 6Т 9*ГКоды корпуса R ТИнформация для 8аказаТип№ по каталогуцА741дцА741ТС1ЛА741СRA741RCИнформация для 8аказаТип№ по каталогуцА741дцА741ТС1ЛА741СRA741RC
Корпус мини-DIP с 8 выводами.
Вид сверху (со стороны верхней крыш-<ки корпуса)
Тип корпуса 6Т 9*Г
Коды корпуса R Т
Корпус мини-DIP с 8 выводами.
Вид сверху (со стороны верхней крыш-<ки корпуса)
Тип корпуса 6Т 9*Г
Коды корпуса R Т
Информация для 8аказаТип№ по каталогу
цА741дцА741ТС
1ЛА741СRA741RC
Информация для 8аказаТип№ по каталогу
цА741дцА741ТС
1ЛА741СRA741RC
Плоский корпус с 10 выводамиВид сверху (со стороны верхней крышкикорпуса)
Тип корпуса 3F
Код корпуса F
Информация для заказа
Тип№ по каталогу
Р-А741АHA741AFM
UA741UA741FM
Электрические параметры ОУ 从А741 (Еп = ±15 В, Токр == 25℃, если нет других указаний)
Параметры (см. определения)
Условия измерения
Мин.
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Входное напряжение сдвига
&《10 Юм
1,0
5,0
мВ
Входной ток сдвига
20
200
нА
Входной ток смещения
80
500
нА
Входное сопротивление
0,3
2,0
МОм
Входная емкость
1,4
пФ
Диапазон настройки напряже-
±15
мВ
ния сдвига
Усиление по напряжению при
Rh>2 кОм,
50 000
200 000
большом сигнале
Uвых = ± ! 0 В
Выходное сопротивление
75
Ом
Ток короткого замыкания вы-
25
мА
хода
Потребляемый ток
1,7
2»8
мА
Мощность рассеяния
50
85
мВт
Переходная ха- Время
Евх = 20 мВ,
0,3
мкс
рактеристика нарастания
Rh = 2 кОм
(единичное у си- Перерегули -
Сн & ЮО пФ
5,0
%
ление)рование
Скорость нарастания
/?н>2 кОм
0,5
В/мкс
Следующие параметры справедливы при —5℃ W Т°кр W +125℃
Входное напряжение сдвига
&5 10 кОм
1,0
6,0
мВ
Входной ток сдвига
^p = +125℃
7,0
200
нА
Т°кр=—55℃
85
500
нА
Входной ток смещения
Т°кр = +125℃
0,03
0,5
мкА
Токр = —55℃
0,3
1,5
мкА
Диапазон входных напряже-
±12
±13
В
НИЙ
Коэффициент ослабления син-
R*《10 кОм
70
90
ДБ
фазного сигнала
Коэффициент ослабления пуль-
%《10 кОм
30
150
мкВ/В
саций-> питания
Усиление по напряжению при
Rh А 2 кОм,
25 000
большом сигнале
Шкала выходного напряжения
Ubhx = ± 10 В Rh> 10 кОм
±12
士 14
В
Ан》2 кОм
±10
±13
В
Потребляемый ток
Г°кр = +125℃
1,5
2,5
мА
Токр = —55°С
2,0
3,3
мА
Мощность рассеяния
Т(жр =十 125℃
45
75
мВт
『окр = '~~55℃
60
100
мВт
Электрические параметры ОУ gA741E (石口 = ±15 В, Токр = 25℃, если нет других указаний)
Параметры (см. определения)
Условия измерения
Мин.
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Входное напряжение сдвига
Средний дрейф входного напряжения сдвига
Входной ток смещения
Средний дрейф входного тока сдвига
Входной ток смещения
Коэффициент ослабления пульсаций питания
&&50 Ом
& = +10, —20;
Ur и+20, —10 В;
& = 50 Ом
0,8
3,0
30
15
3,0 15
30 0,5
80
50
мВ мкВ/℃
нА иА/℃
нА
мкВ/В
Ток короткого замыкания выхода
10
25
40
мА
Мощность рассеяния
Ur = ±20 В Ur = 士 20 В Ur = 士20 b, /?н = 2 кОм, 〃вых±15 В
80
150
мВт
Полное входное сс
Усиление по напр большом сигнал
Переходная характеристика (единичное усиление)
Ширина полосы
)противление яжению при е
Время нарастания Перерегулирование пропускания
1,0
50
0,437
6,0
0,25
6,0
1,5
0,8
20
МОм В/мВ мкс % МГц
Скорость нарастания (единичное усиление)
Евх = ±1。В
0,3
0,7
В/мкс
Следующие характеристики справедливы при 0℃《「окр < 70℃
Входное напряжение сдвига
4,0
мВ
Входной ток сдвига
70
нА
Входной ток смещения
210
иА
Коэффициент ослабления син-
U^ == ±20 В,
фазного сигнала
Евх === ±15 В,
Rr = 50 Ом
80
95
дБ
Диапазон подстройки входно-
а=±2。в
10
мВ
го напряжения сдвига
Ток короткого замыкания вы-
10
40
мА
хода
Мощность рассеяния
Ur = 士20 В
150
мВт
Полное входное сопротивление
Uj, = ±20 В
0,5
МОм
〃г = ±20 В:
Шкала выходного напряжения
Rh = !0 кОм
±16
В
Rh —■ 2 кОм
±15
в
Ur = ±20 В,
32
В/мВ
/?н = 2 кОм,
"вых =・±15 В
Усиление по напряжению при
几=±5 В,
10
В/мВ
большом сигнале
Rh 5=3 2 кОм,
〃выхг= ±2 В
Под U『изготовитель здесь понимает Е^.—〃р〃《м. реО.
Электрические параметры ОУ цА741С (国=±15 В, ГОкР = 25℃, если нет других указаний)
Параметры (см. определения)
Условия измерения
Мнн.
Тнп.
Макс.
Единицы измерения
Входное напряжение сдвига
&《10 кОм
2,0
6,0
мВ
Входной ток сдвига
20
200
иА
Входной ток смещения
80
500
иА
Входное сопротивление
0,3
2,0
МОм
Входная емкость
1,4
пФ
Диапазон подстройки напря-
±15
мВ
жения сдвига
Диапазон входных напряже-
士 12
±13
В
НИЙ
Коэффициент ослабления син-
R「!^ 10 кОм
70
90
дБ
фазного сигнала
Коэффициент ослабления пуль-
& & 10 кОм
30
150
мкВ/В
саций напряжения питания
Усиление по напряжению при
Rh > 2 кОм,
20 000
200 000
большом сигнале
^вых ^= 士!0 В
Шкала выходного напряжения
/?н>ЮкОм
±12
士 14
В
Rh > 2 кОм
±10
士 13
В
Выходное сопротивление
75
Ом
Ток короткого замыкания вы-
25
мА
хода
Потребляемый ток
1,7
2,8
мА
Мощность рассеяния
50
85
мВт
Переходная ха- Время
Евх = 20 мВ,
0,3
мкс
рактеристика нарастания
/?н = 2 кОм,
(единичное уси- Перерегули-
% 《 ю0 n①
5,0
%
ление)рование
Скорость нарастания
Rh > 2 кОм
0,5
В/мкс
Входное напряжение сдвига
Входной ток сдвига
Входной ток смещения
Усиление по напряжению при
Rh > 2 кОм,
15000
57
300
800
мВ иА иА
большом сигнале
Ubhx = ±10 В
Шкала выходного напряжения
Rh > 2 кОм
±10
±13
В
Следующие характеристики
0℃ < Токр w +70℃
справедливы при
Отличительные особенности:
•Не требуется внешней частотной коррекции
•Имеется защита от короткого замыкания
• Предусмотрена возможность установки нуля сдвига
•Большие диапазоны синфазных и дифференциальных напряжений
•Малое потребление мощности
•Нет «защелкивания»
Предельные эксплуатационные данные:
Напряжение питания
“А741А, рА741, рА741Е
rA741c
Собственная мощность рассеяния (примечание 1) металлический круглый корпус корпуса: штампованный, герметизированные корпус мини-DIP плоский корпус
Дифференциальное входное напряжение
Входное напряжение (примечание 2)
Диапазон температур при хранении корпуса: металлический круглый, герметизированные DIP и плоский .
корпуса: mhhh-DIP, штампованный DIP Диапазон рабочих температур
ОУ военного назначения
(|хА741А,.р.А74!)
ОУ коммерческие
(NA714E, NA714C)
Температура выводов при пайке корпуса: металлический, круглый, герметизированные DIP и плоский (60 с)
штампованные корпуса DIP (10 с) Длительность короткого замыкания выхода (примечание 3)
±22 В
士 18 Ё
500
680
310
570
мВт мВт мВт мВт
士 30 В
±15 Вот —65 до +150° С
от 0 до +70℃
от —55 до + 1250c
от 0 до +70℃300℃
260℃
Не ограничена
Типовые характеристики
м741A и кА741
напряжение питания ЛВ
5 о ш ю 5 D 5
115=101019 9 8
賢$工工堂罟«0工a 3至翼M
Напряжение питаиия'/В
Зависимость. шкалы выходного напряжения от напряжения питания.
0 6 2 8 4 0 6 2 8 4 о Лпз 322211
8 二S?工 NwetfceH'gs) ^^ж^х^^га^ Q」0Hsx_q8 eusm
напряжение питания ,± в
"^-^swx&cs l^&s» нзвшё
6 -Г 2 о 8
Зависимость усиления понапряжению без ОС отнапряжения питания.
Зависимость диапазонавходных синфазных на«пряжений от напряжетння питания.
1)Инверсный вход
Эквивалентная схема.
Типовые характеристики ОУ дА741Е и иА741С
напряжение питания.±Внапряжение питания.±ВЗависимость усиления по напряжению без ОС от напряжения питания.Зависимость усиления по напряжению без ОС от напряжения питания.напряжение питания, ±Внапряжение питания, ±В06284062840•A" 3 3 2 2 2 1 1-6 -(■■至 uuwetxe 芸 0喂) bx£M;g.usn£Lm06284062840•A" 3 3 2 2 2 1 1-6 -(■■至 uuwetxe 芸 0喂) bx£M;g.usn£Lm2020101520Напряэкение питания,±В101520Напряэкение питания,±ВБ 412108642 6+,.'iHaMBdus xJSHEeeAgHweusuБ 412108642 6+,.'iHaMBdus xJSHEeeAgHweusuЗависимость шкалы вы-ходного напряжения отнапряжения питания.Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отнапряжения питания.Зависимость диапазонавходных синфазных на-пряжений от напряже-ния питания.Зависимость диапазонавходных синфазных на-пряжений от напряже-ния питания.
напряжение питания.±В
напряжение питания.±В
Зависимость усиления по напряжению без ОС от напряжения питания.
Зависимость усиления по напряжению без ОС от напряжения питания.
напряжение питания, ±В
напряжение питания, ±В
06284062840
•A" 3 3 2 2 2 1 1-
6 -(■■至 uuwetxe 芸 0喂) bx£M;g.usn£Lm
06284062840
•A" 3 3 2 2 2 1 1-
6 -(■■至 uuwetxe 芸 0喂) bx£M;g.usn£Lm
20
20
101520
Напряэкение питания,±В
101520
Напряэкение питания,±В
Б 412108642 6+,.'iHaMBdus xJSHEeeAgHweusu
Б 412108642 6+,.'iHaMBdus xJSHEeeAgHweusu
Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отнапряжения питания.
Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отнапряжения питания.
Зависимость диапазонавходных синфазных на-пряжений от напряже-ния питания.
Зависимость диапазонавходных синфазных на-пряжений от напряже-ния питания.
Примечания: 1. Для температуры окружающей среды до 70℃. При температурах свыше 70℃ мощность рассеяния линейно падает на 6,3 мВт/℃ у круглого металлического корпуса, на 8,3 мВт/℃ у корпуса 匚：Р, на 5,6 мВт/℃ у корпуса мини-DIP и на 7,1 мВт/℃ у плоского корпуса с планарными выводами.
При напряжениях питания ниже ±15 В абсолютное значение максимально Допустимого входного напряжется равно напряжению питания.
Допускается короткое zsmlh:： лиг выхода как на землю, так н на любой нз выводов источника питания ирл температуре корпуса не выше 125℃ или при температуре окружающей с「「.；、нс превышающей 70эС.
Типовые характеристики ОУ рА741А, рА741, рА741Е и J1A741C
专一qn哥露忑爵g
напряжение питаем*»±8
20
Ю6 105 «)4 103
炉
10 100 1К 10 100 1М 10
Частота, гц
SMS善 Hdusqu амнаим*
I 始 100 你 10 100 便 10
Частота, гц
靖50136 ^rae^ss ^iro&
-180
Зависимость потребляе-мой мощности от напря-жения питания.
Амплитудно-частотнаяхарактеристик а ОУ безОС.
Фазово-частотная характеристика ОУ без ОС.
Зависимость входноготока сдвига от напряже-ния питания.
Частотные зависимостивходных сопротивления иемкости.
Частотная зависимостьвыходного сопротивле-ния.
2545 6585 105 425
Температура ,℃
частота,Гц
соB3:5xs.usxqg
開 窗 以 01
E«HH8xD:d=eH.X_qm euhAMGUXE «£«^
Сопротивление нагрузки,кОм
Зависимость шкалы выходного напряжения от сопротивления нагрузки.
Частотная зависимостьшкалы выходного на-пряжения.
Зависимость предельно допустимой мощности уассеяння от температуры окружающей среды-
Частота. щ
100 1к
Частота,
^ ® П ffi ^ ^ ^ ^ змнахмиен .SXS1S-
Зависимость широкопол лосного шума от сопротивления источника при различных значениях ширины полосы пропускания.Зависимость широкопол лосного шума от сопротивления источника при различных значениях ширины полосы пропускания.
Зависимость широкопол лосного шума от сопротивления источника при различных значениях ширины полосы пропускания.
Зависимость широкопол лосного шума от сопротивления источника при различных значениях ширины полосы пропускания.
Частотная зависимостьвходного напряженияшума.
Частотная зависимость тока входных шумов.
Типовые характеристики ОУ рА741A и нА741
-50 -202060 以 仙 О
Температура/С
Й W м м ^ -ю^ vx«工工га三 qxseOJUQdsM
60
Зависимость входноготока смещения от тем-пературы окружающейсреды.
Зависимость входного сопротивления от температуры окружающей среды.
Температура,®с
Зависимость тока корот-кого замыкания выходаот температуры окру*жающей среды.
температура.
ун. е」ме5Яо』хеж^о^^
3100806040.
』g w - q»-JOHm он Bewabc=9s.»-ou
м « ^ w W ем на h ене з _q на q 3JS0 工 АО
2D
60
100
20
60
100
Температуре,*с
Температура, ℃
Зависимость входноготока сдвига от темпе-ратуры окружающейсредМ.
Зависимость потребляемой мощности от температуры окружающей среды.
Зависимость частотных-параметров от темпера-туры окружающей сре*ды.
Типовые характеристики ОУ р,А741Е и U.A741С
咅x-assussge-.-sa QSQX8
50
30
Температура, ℃
0 10 20 30 АО 50 60 70 температура,°С
«xHmJss«0^ ^^«i
Зависимость входноготока смещеиия от тем-пературы окружающейсреды.
Зависимость входногосопротивления от темпе-ратуры окружающейсреды.
Зависимость входноготока сдвига от темпера-туры окружающей сре«ды.
Температура, ℃
Зависимость потребляе-мой мощности от темпе-ратуры окружающейсреды.
S E«u3:s*s.u eHsHUs-qg
w-
5
2.5
2.0
EMsheHE usss^us^o
30 fo
60
30
температура. ℃
Зависимость частотныхпараметров от темпера-туры окружающей сре-ды.
температура, ℃
Зависимость частотныхпараметров от темпера-туры окружающей сре*ды.
оооооо ОС ОО D987 854*24 1 - 9-0星
1 10 100 4H 10 100 1М 10 частота,гц
Переходная характернастика.
Схема для намерения пегреходной характеристн*»КН.
Зависимость козффнцн”еита ослабления синфаз-*ных сигналов от частотты.
«6642 0^9-Z8710G«r=sxs.ueMsHsx一w
напряжение питания,± В
tRMHa heHea-q 工貫言50=占
Зависимость частотныхпараметров от напряже-ния питания.
Схема иастройкн нуляОУ.
Импульсная реакция по-вторителя напряжения, набольшой сигнал.
Типовые применения
Повторитель напряжения с единичным усилечнием.
^?nv^400 МОм. С =1 пФ, 7?_..v < 1 Ом, по-поса=1 МГн.
R2
Неинвертнрующий усилитель.
К
R
用
Полоса
Rbx
10
1 кОм
9 кОм
100 кГц
400 МОм
100
100 0м
9,9 кОм
10 кГц
280 МОм
1000
IOOOm
99,9 кОм
1 кГц
80 МОм
R1R1о—Г~1 Входо—Г~1 Вход~^У^~~^У^~€23€2366—0Выход—0ВыходИнвертирующий усилитель.
R1
R1
о—Г~1 Вход
о—Г~1 Вход
~^У^~
~^У^~
€23
€23
6
6
—0
Выход
—0
Выход
К
R
R
Полоса
Rrx
1
10
100
1000
10 кОм
1 кОм
1 кОм
100 Ом
10 кОм
10 кОм
100 кОм
100 кОм
1 МГц
100 кГц
10 кГц
1 кГц
10 кОм
1 кОм
1 кОм
100 Ом
R1+P2
Усилитель-ограничитель.・
^вых/^вх ~ ^2/^1 • еслн ] "вых I < Ост + °，7 В где Uqt— напряжение зенеровского пробоя стабилитрона.
Типовые применения （продолжение）
Простой интегратор.Простой интегратор.%bix=—（“衣円）§ 7x di.%bix=—（“衣円）§ 7x di.Простой дифференциатор, 』HX=-R2cl （吗х/呀
Простой интегратор.
Простой интегратор.
%bix=—（“衣円）§ 7x di.
%bix=—（“衣円）§ 7x di.
Малошумящий усилитель с малым дрейфом.
К = 103; дрейф входного напряжения сдвига = 0,6 мкВ/℃; дрейф входного тока сдвига = 2,0 пА/℃.
Усилитель мощности с большой скоростью нарастания.
縄 30 кОм
О
Юк1ц
0.0001 0.001 0,И0,1 仙
ЁМКОСТЬ С|.мк<Р
z一記о名学 нен *s.l£n
10
Фильтр-пробка (режекторный фильтр)Фильтр-пробка (режекторный фильтр)с ОУ J1A741 в качестве гиратора.с ОУ J1A741 в качестве гиратора.
Фильтр-пробка (режекторный фильтр)
Фильтр-пробка (режекторный фильтр)
с ОУ J1A741 в качестве гиратора.
с ОУ J1A741 в качестве гиратора.
а—схема фильтра. R3 подбирается так,чтобы R/R2 = Кз/2&.
б — зависимость частоты режекции от ем-кости Q.
ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ)
Операционные усилители со входом на полевых транзисторах ср ——п-пере- ходом
Типы TL080 —TL085, TL080A — TL084A, TL081B, TL082B, TL084B.
Бюллетень № DL—S 12584 за февраль 1977, пересмотрен в октябре 1979
24 устройства, охватывающие диапазоны рабочих температур, принятые для схем промышленного, коммерческого и военного назначения.
Отличительные особенности:
•Малое потребление мощности
•Большие диапазоны синфазных н дифференциальных напряжений
•Малые входные токи смешения и сдвига
•Наличие защиты от короткого замыкания
•Высокое полное входное сопротивление... Входные каскады на полевых транзисторах с р — /i-переходом
•Наличие внутренней частотной коррекции (за исключением ОУ TL080, TL080A)
•Отсутствие «защелкивания» при работе
•Высокая скорость нарастания... Характерное значение 13 В/мкс
Общее описание. Семейство операционных усилителей TL081 со входом на нолевых транзисторах с р ——/i-переходом предоставляет более широкие возможности для выбора схем с необходимыми параметрами, чем любое из ранее разработанных семейств операционных усилителей. Каждый из операционных усилителей этого семейства имеет вход на полевых транзисторах с р ——/z-пе- реходом и выполнен в виде монолитной интегральной схемы, объединяющей хорошо согласованные высоковольтные полевые транзисторы с р — п-перехо- дом и биполярные транзисторы. Данное семейство ОУ характеризуется высокими скоростями нарастания, малыми входными токами смещения и сдвига и низким температурным коэффициентом напряжения сдвига. Возможность выбора внешней частотной коррекции й подстройки нуля сдвига также пред- ставлена в семействе TL081.
Цоколевка ОУ TL080, TL080A в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны крышки корпуса).Цоколевка ОУ TL080, TL080A в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны крышки корпуса).Цоколевка ОУ TL081, TL081A, TL081B в двухрядном корпусе типа JG нли Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).1Цоколевка ОУ TL081, TL081A, TL081B в двухрядном корпусе типа JG нли Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).1Цоколевка ОУ TL082, TL082A, TL082B в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).Цоколевка ОУ TL082, TL082A, TL082B в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL080, TL080A в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL080, TL080A в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL081, TL081A, TL081B в двухрядном корпусе типа JG нли Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).1
Цоколевка ОУ TL081, TL081A, TL081B в двухрядном корпусе типа JG нли Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).1
Цоколевка ОУ TL082, TL082A, TL082B в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL082, TL082A, TL082B в двухрядном корпусе типа JG или Р. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
1) Н. П.——вывод ие подключен. Право на публикацию фирмой Texas Instruments Incorporated.1) Н. П.——вывод ие подключен. Право на публикацию фирмой Texas Instruments Incorporated.предоставлеяо в 1979 г.предоставлеяо в 1979 г.
1) Н. П.——вывод ие подключен. Право на публикацию фирмой Texas Instruments Incorporated.
1) Н. П.——вывод ие подключен. Право на публикацию фирмой Texas Instruments Incorporated.
предоставлеяо в 1979 г.
предоставлеяо в 1979 г.
Цоколевка ОУ TL083, TL083A в двухрядном корпусе типа J или N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса). Выводы 9 и 13 имеют внутреннее соединение.Цоколевка ОУ TL083, TL083A в двухрядном корпусе типа J или N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса). Выводы 9 и 13 имеют внутреннее соединение.Цоколевка ОУ TLD84, TL084A, TL084B в двухрядном корпусе типа J или N или в плоском корпусе типа W. Вид сверху (со стороны верх> ней крышки корпуса).Цоколевка ОУ TLD84, TL084A, TL084B в двухрядном корпусе типа J или N или в плоском корпусе типа W. Вид сверху (со стороны верх> ней крышки корпуса).Цоколевка ОУ TL0S5 в двухрядном корпусе типа N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).Цоколевка ОУ TL0S5 в двухрядном корпусе типа N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL083, TL083A в двухрядном корпусе типа J или N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса). Выводы 9 и 13 имеют внутреннее соединение.
Цоколевка ОУ TL083, TL083A в двухрядном корпусе типа J или N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса). Выводы 9 и 13 имеют внутреннее соединение.
Цоколевка ОУ TLD84, TL084A, TL084B в двухрядном корпусе типа J или N или в плоском корпусе типа W. Вид сверху (со стороны верх> ней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TLD84, TL084A, TL084B в двухрядном корпусе типа J или N или в плоском корпусе типа W. Вид сверху (со стороны верх> ней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL0S5 в двухрядном корпусе типа N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Цоколевка ОУ TL0S5 в двухрядном корпусе типа N. Вид сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Устройства, имеющие в своем обозначении суффикс «М», предназначены для работы в полном интервале температур, принятом для схем военного назначения, т. е. в интервале от ——55 до +125℃; устройства с суффиксом《I》一• для работы в интервале от ——25 до +85℃; устройства с суффиксом《С» — для работы в интервале от 0 до +70℃.
понентов являются номинальными.понентов являются номинальными.Принципиальная схема (каждого усилителя). Ci = 18 пФ только для ОУTL081, TL082, TL083, TL084 и TL085. Указанные на схеме величины ком-*
понентов являются номинальными.
понентов являются номинальными.
Предельные эксплуатационные данные в рабочем диапазоне температур окружающего воздуха (если не указано иное)
TL08一М
TL08_l
TL08_C
TL08_AC
TL08_BC
Единицы измерения
Напряжениепитания £才
18
18
18
В
(прим. 1)
Напряжение питания Е~
—18
—18
В
(прим. 1) Дифференциальное
входное
±30
士 30
±30
в
напряжение (прим. 2)
Входное напряжение (прим. 1 и 3)
±15
±15
±15
в
Длительность короткого замыкания выхода (прим. 4)
Суммарная мощность рассея-
Не ограничена
680
Не ограни
чена
680
Не ограничена 680
мВт
ния при продолжительной работе при температуре окружающего воздуха 25℃ или ниже (прим. 5)
Рабочий диапазон
температур
—55 до 125
—25 до 85
0 до 70
℃
окружающего воздуха
Диапазон температур при храпении
—65 до 125
—65 до 150
—65 до 150
℃
Температура выво-
Корпуса J,
зоо
300
300
℃
Дов при пайке на расстоянии 1,6 мм от корпуса в течение 60 с
JG или W
Температура вы-
Корпуса N
260
250
℃
водов при пай-
или Р
ке на расстоянии 1,6 мм от
корпуса в течение 10 с
Примечания: 1. Значения всех напряжений, за исключением дифференциальных, даны относительно средней точки между Е] и £；. 2. Дифференциальные напряжения —это напряжения иа выводе неинвертирующего входа относительно напряжений иа выводе инвертирующего входа. Амплитуда входного напряжения не должна превосходить амплитуду напряжения питания или 15 В (т. е. наименьшую из этих величии). 4. Выход может быть закорочен на землю или иа любой из выводов питания. Температура и (или) напряжения питания должны быть ограничены во избежание превышения иоминаль-* ного зиачеиия мощности рассеяния. 5. При температурах окружающего воздуха выше 25 ℃ следует использовать таблицу температурных поправок мощности рассеяния. В корпусах типов J или JG кристаллы TL08_M припаиваются, а кристаллы TL08 _!. TL08一С. TL08 JC и TL08_BC приклеиваются. 一
Таблица температурных поправок мощности рассеяния
См. также кривые температурных поправок мощности рассеяния, разд. 2
Типы ОУ. суффиксы и типы корпусов
TL080
TL08I
TL082
TL083
TL084
TL085
TL08-M
JG
JG
JG
J
J,W
*
TL08-I
JG,P
JG,P
JG, P
J, N
J,N
*
TL08-C
JG,P
JG,P
JG, P
J, N
J,N
N
TL08一АС
JG,P
JG,P
JG, P
J, N
J,N
*
TL08-BC
JG,P
JG, P
*
J,N
* Эти комбинации данной таблицей не определяются.
Рабочие параметры (Еп = ±15 В, Г°кр = 25℃)
Параметр
Условия
TL08_M
Все остальные ОУ
Единицы
измерения
МИИ.
тип.
макс.
мин.
тип.
макс.
измерения
Скорость нарастания при единичном усилении V
Время нарастания %•
Коэффициент перерегулирования
Эквивалентное входное напряжение Шумов Ua
Евх= 10 В, Кн = 2 кОм, Сн = 100 пФ, см. рис. 1
Евх = 20 мВ, Rh -^ 2 кОм, Сн = 100 пФ, см. рис. 1
& = 100 Ом, f=l кГц
8
13
0,1
10%
25
13
0,1
10%
25
В/мкс
МКС
нВ/“Щ
Параметр
Условия измерения ,)
TL08 一 М
TL08_ 1
TL08」
TL08」
TL08.I
»с зс
Единицы измере' НИЯ
мин.
тип.
макс.
МИИ.
тип.
м.акс.
мин.
тип.
макс.
Входное напряжение сдвига t/сдв
R「= 50 Ом, Токр = 250c
Rr = 50 Ом, Токр = гюл- ный диапазон
80, 81, 82, 83, 85 2)
TL084 TL08-A 81В, 82В, 84В
80, 81, 82, 83, 85 2)
TL084 TL08-A 81 Б, 82В, 84В
3
3
6
9
9
15
3
3
6
6
9
9
5
15
15
6
3
20
20
7,5
5
мВ
Температурный коэффициент входного напряжения сдвига аусдв
Входной ток сдвига3) /СДв
Входной ток смещения3) /см
R, = 50 кОм
『окр = 25°С
丁окр === полный диапазон
Т(жр = 25℃
'окр = полный диапазон
Токр = полный диапазон
TL08-为 TL08-A
81В, 82В, 84В TL08一 2) TL08-A
81В, 82В, 84В TL08— * TL08-A
81В, 82 В, 84В TL08- 4 TL08-A
81В, 82 В, 84В
10
5
30
100
20
200
50
10
5
300
100
10
200
20
10
5
5
5
30
30
30
200
100
100
400
200
200
10
7
7
мкВ/℃
пА
нА
пА
нА
Электрические параметры (Еп = 土 15 В)
4
4
6
Диапазон синфазных входных напряжений Ucc
Максимальная шкала выходного напряжения (двойная амплитуда)
Усиление дифференциального напряжения при большом сигнале К
Полоса пропускания при единичном усилении В
Входное сопротивление Квх
Коэффициент ослабления синфазного сигнала КОСС
Коэффициент ослабления пульсаций напряжения питания (AEu/AUbnx)
Потребляемый ток (в расчете на один усилитель)
Разделение по каналам
□вых, l/^ВЫХ, 2
Токр = 25℃
『окр = 25℃ 丁 окр == пол
TL08— 2)
TL08-A 81В, 82В, 84В Кн = 10 кОм Rh》10 кОм
ный диапазон
Кн》2 кОм
Кн》2 кОм,
TL08- *
4ых = ±10 в* Токр = 25°с Кн》2 кОм, "вых = ±10 В,
TL08-A
81В, 82В, 84В
TL08- 2)
丁 окр = По-Л-
TL08-A
ный диапазон Токр = 25℃
81В, 82В, 84В
^окр = 25℃
TL08- 2)
TL08-A 81В, 82В, 84В
Rr > 1° кОм, 『окр = 25℃
Rr > 10 кОм, 70Kp =25℃
TL08- 2)
TL08-A
81В, 82В, 84В
Нагрузка отсутствует, сигналотсутствует, Т^кр = 25℃
К =100 I 70Kp =25℃
±11
±12
20
24
25
200
2427
24
15
3
1012
80
86
80
86
1,4
2,8
120
±11
24
24
20
50
25
80
80
±12
27
24
200
3
1013
86
86
1,4
120
А
幺
101111440 500 555
±±±222 255 12 2
708080708080
±1^-^-^ ^ ^ ^ ^
3 м те^^ те№№ м ^
в в
МВ
в/
МГОМДБДБМАДЬ
Лриложенае В
Если не указано иное, все параметры указаны в отсутствие обратной связи. Полный диапазон 「окр расположен в пределах от —55 до 125 ℃ для TL08_M； от —25 до 85 ℃ для TL08_ I; от 0 до 70℃ для TL08一С, TL08一АС и TL08_BC.
Устройства TL0851 и TL085M данной таблицей не описываются.
з)Входные токи смещения операционных усилителей со входом на полевых транзисторах с р—«-переходом являются нормаль- 4 ными обратными токами переходов н как таковые чувствительны к температуре, что показано на рис, 18.р
Рис. 1. Усилитель с единичным усилением.Рис. 1. Усилитель с единичным усилением.Рис. 2. Инвертирующий усилитель с усилением 10. Cи^100 пФ.Рис. 2. Инвертирующий усилитель с усилением 10. Cи^100 пФ.т工一т工一
Рис. 1. Усилитель с единичным усилением.
Рис. 1. Усилитель с единичным усилением.
Рис. 2. Инвертирующий усилитель с усилением 10. Cи^100 пФ.
Рис. 2. Инвертирующий усилитель с усилением 10. Cи^100 пФ.
т工一
т工一
Информация об измерении параметров
Ск=12 пФ для ОУ TL080 и TL080A.
*н=2 кОм, Сн=100 пФж
Схемы для подстройки нуля сдвига
Рис. 3. Схема для ОУ TL080.
Рис. 4. Схема для ОУ TL081 н TL083.
Рис. 5. Схема для кор-рекции подачей сигналавперед ОУ TL080.
Типовые характеристики【)
Рис. 7. Зависимость максимального выход-* иого напряжения (двойная амплитуда) от частоты.Рис. 7. Зависимость максимального выход-* иого напряжения (двойная амплитуда) от частоты.частота,Гцчастота,ГцРис. 6. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.Рис. 6. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.3025201510530252015105ю匸三竺qmn & 工Qss-ueH。_含 5Г責une bEHog 需工 ql/Ekwsewю匸三竺qmn & 工Qss-ueH。_含 5Г責une bEHog 需工 ql/Ekwsew7окр •℃7окр •℃Рис. 9. Зависимость максимального выходного напряж&ния (двойная амплитуда) от температуры окружающей среды.Рис. 9. Зависимость максимального выходного напряж&ния (двойная амплитуда) от температуры окружающей среды.Рис. 8. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.Рис. 8. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
Рис. 7. Зависимость максимального выход-* иого напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
Рис. 7. Зависимость максимального выход-* иого напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
частота,Гц
частота,Гц
Рис. 6. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
Рис. 6. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
30252015105
30252015105
ю匸三竺qmn & 工Qss-ueH。_含 5Г責une bEHog 需工 ql/Ekwsew
ю匸三竺qmn & 工Qss-ueH。_含 5Г責une bEHog 需工 ql/Ekwsew
7окр •℃
7окр •℃
Рис. 9. Зависимость максимального выходного напряж&ния (двойная амплитуда) от температуры окружающей среды.
Рис. 9. Зависимость максимального выходного напряж&ния (двойная амплитуда) от температуры окружающей среды.
Рис. 8. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
Рис. 8. Зависимость максимального выходного напряжения (двойная амплитуда) от частоты.
1) Данные для высоких и низких температур справедливы только в пределах номинальных диапазонов температур окружающей среды соответствующих устройств. ОУ TL080 и TL080A снабжены корректирующим конденсатором величиной 12 п①.
Типовые характеристики (продолжение)
02 4 68 10 42 仙 1602 4 68 10 42 仙 16
02 4 68 10 42 仙 16
02 4 68 10 42 仙 16
30
25
之20
15
10
5
О
"н /Ом
Рис. 10. Зависимость максимального вы-ходного напряжения (двойная амплитуда)от сопротивления нагрузки.
。±, В
Рис. И. Зависимость максимального вы-ходного напряжения (двойная амплитуда)от напрнженнх питания.
Рис. 12. Зависимость усиления дифференциального напряжения прн большом снг« нале от температуры окружающей среды,
В 工/9》^IWX^^TO^ -вх^ 笠slfsAe&Es
10 100 1к 10 юо 1М
Частота,Гц
Рис. 13. Частотные зависимости усиления дифференциального напряжения при большом сигнале и сдвиге фазы.
一qE&」0so
K^SK-^^S -в&^« ьмнанммевех
6 5 4 3 10101010 нпншэк^и? чы
1к 10 WO 1М Частота, гц
вихзииоАё-&ЕОЛ
H?^ ^^^^sos 巴吕工^导片工s-wnaq
250
225
200
175
150
125.
100
75
50
25
0——
-75-50-25 0 25 50 75 100 125
♦кр,℃
Рис. 14. Частотная зависимость усиления дифференциального напряжения для ОУ TL080 и TLO8OA П])и наличии частотной коррекции подачей сигнала вперед.
М1ЛS-W叩 м 叩
^^^^-qHawgadHm
50с
如^.
Рис. 15. Зависимость суммарной мощностирассеяния от температуры окружающеговоздуха.
Рис. 16. Зависимость потребляемого тока (в расчете на один усилитель) от температуры окружающей среды.
vwdxoj. M_qwa5u9adlou
2 4 6 8 4D 12 14 16
Напряжение питания,в
^ W «
4 2 о с^- S А 9^ о
Рис. 17. Зависимость потребляем эго токаот напряжения питания.
s・a=工 axgQeHSHSX一■«X 30S0X8
Время, мкс
Рис. 19. Импульсная реакция повторителя напряжения на большой сигнал.
Рис. 18. Зависимость входного тока смещения от температуры окружающей среды.
28%2О161284О4 gw •asHa^s-UBH aQsoxfqg
Время, мкс
3
0,6
0.7
Рис. 20. Зависимость выходного напряже-ния от времени (переходная характернастика).
898878685弘ё898878685弘ё8383-75 -50-25 0 25 50 75 100 125-75 -50-25 0 25 50 75 100 125%кр •℃%кр •℃Рис. 22. Зависимость напряжения шумов, приведенного ко входу, от частоты.Рис. 22. Зависимость напряжения шумов, приведенного ко входу, от частоты.叵/0工-50S0^ шо^^ш^^^^^с ^os^s а м 工3区£匸 EHSHJ.工cuGsMm 話叵/0工-50S0^ шо^^ш^^^^^с ^os^s а м 工3区£匸 EHSHJ.工cuGsMm 話
898878685弘ё
898878685弘ё
83
83
-75 -50-25 0 25 50 75 100 125
-75 -50-25 0 25 50 75 100 125
%кр •℃
%кр •℃
Рис. 22. Зависимость напряжения шумов, приведенного ко входу, от частоты.
Рис. 22. Зависимость напряжения шумов, приведенного ко входу, от частоты.
叵/0工-50S0^ шо^^ш^^^^^с ^os^s а м 工3区£匸 EHSHJ.工cuGsMm 話
叵/0工-50S0^ шо^^ш^^^^^с ^os^s а м 工3区£匸 EHSHJ.工cuGsMm 話
Рис. 21. Зависимость коэффициента ослабления синфазных сигналов от температуры окружающей среды (для всех ОУ. кроме TL08一С).
100
400 1к 10
Частота, Гц
Рис. 23. Зависимость суммарных нелинейных искажений от частоты.
S- W ^
^ ex MMHOWdE」1工3:告&2工
МОЩНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ЦА791 1>
Линейная интегральная схема фирмы Fairchild
Общее описание 眯 А791—высококачественный монолитный операционный усилитель, выполненный с использованием планарного эпитаксиального процесса фирмы Fairchild ), имеющий входные характеристики, аналогичные ха-
рактеристикам ОУ(хА741 м способный обеспечивать выходной ток силой 1 А. Данный ОУ предназначен для широкого круга применений, включающих звуковые усилители, сервоусилители и источники питания. Высокий коэффициент усиления ОУ цА791 и способность обеспечивать высокую выходную мощность дают возможность получения превосходных характеристик во всех случаях, когда требуется комбинация операционного усилителя и мощного бустера. Операционный усилитель gA791 имеет защиту от тепловой перегрузки и от короткого замыкания.
Отличительные особенности-.
•Выходной ток силой до 1 А
•Наличие защиты от короткого замыкания
•Предусмотрена возможность настройки нуля сдвига
•Нет «защелкивания»
•Большие диапазоны синфазных и дифференциальных напряжений ©Имеется защита при тепловой перегрузке
коррекциякоррекцияНеинв.Неинв.15 пФ15 пФ4^44^4БалансБалансJ9 КоррекцияJ9 Коррекциядатчик тока 73.Выходдатчик тока 73.Выход卜5卜55 пФ5 пФ989800国国映映< I~~Ю] ±А2< I~~Ю] ±А2тепловая защи-+тепловая защи-+R15R1510 IT10 IT
коррекция
коррекция
Неинв.
Неинв.
15 пФ
15 пФ
4^4
4^4
Баланс
Баланс
J9 Коррекция
J9 Коррекция
датчик тока 73
.Выход
датчик тока 73
.Выход
卜5
卜5
5 пФ
5 пФ
98
98
0
0
国
国
映
映
< I~~Ю] ±А2
< I~~Ю] ±А2
тепловая защи-+
тепловая защи-+
R15
R15
10 IT
10 IT
Эквивалентная схема. Примечание： нумерация выводов показана для круглого метал-,лического корпуса.
Цоколевка. Внд сверху (со стороны верхней крышки корпуса).
Металлический круглый корпус с10 выводами.Вывод 10 соединен с корпусом.Тип корпуса 5 НКод корпуса КИнформация для заказа:Металлический круглый корпус с10 выводами.Вывод 10 соединен с корпусом.Тип корпуса 5 НКод корпуса КИнформация для заказа:Тип UA791C uA79tТип UA791C uA79t№ по каталогу UA791KC UA791KM№ по каталогу UA791KC UA791KMКорпус DIP с 12 выводами.Тип корпуса 9WКод корпуса Р5Информация для заказа:Тип№ по каталогуu A791c口 A791P5Примечания： Ребра для гтвода тепла на корпусе типа Р соединены внутри корпуса с U~・ Выводы I и 2 следует соединить сКорпус DIP с 12 выводами.Тип корпуса 9WКод корпуса Р5Информация для заказа:Тип№ по каталогуu A791c口 A791P5Примечания： Ребра для гтвода тепла на корпусе типа Р соединены внутри корпуса с U~・ Выводы I и 2 следует соединить с
Металлический круглый корпус с10 выводами.
Вывод 10 соединен с корпусом.Тип корпуса 5 Н
Код корпуса К
Информация для заказа:
Металлический круглый корпус с10 выводами.
Вывод 10 соединен с корпусом.Тип корпуса 5 Н
Код корпуса К
Информация для заказа:
Тип UA791C uA79t
Тип UA791C uA79t
№ по каталогу UA791KC UA791KM
№ по каталогу UA791KC UA791KM
Корпус DIP с 12 выводами.
Тип корпуса 9W
Код корпуса Р5
Информация для заказа:
Тип№ по каталогу
u A791c口 A791P5
Примечания： Ребра для гтвода тепла на корпусе типа Р соединены внутри корпуса с U~・ Выводы I и 2 следует соединить с
Корпус DIP с 12 выводами.
Тип корпуса 9W
Код корпуса Р5
Информация для заказа:
Тип№ по каталогу
u A791c口 A791P5
Примечания： Ребра для гтвода тепла на корпусе типа Р соединены внутри корпуса с U~・ Выводы I и 2 следует соединить с
Схема частотной коррекции.
Примечания: 1. Конденсаторы для развязки источника питания и компоненты схемыкоррекции должны иметь короткие проводники, и их следует размещать на выводахусилителя. 2. Если параметры цепи защиты от короткого замыкания не соблюдаются,следует соединить выводы 1 н 3. 3. Указанная в скобках нумерация выводов относитсяк пластиковым корпусам. 4. При некоторых нагрузках может оказаться необходимойкоррекция по' выходу.
Коэффициент усиления1110100100 пф5 пф Не требуетсяКоэффициент усиления1110100100 пф5 пф Не требуется&《.3.'к. з.0,6 Ом1,0 А1,5 Ом500 мА3,0 Ом250 мА&《.3.'к. з.0,6 Ом1,0 А1,5 Ом500 мА3,0 Ом250 мА(к схеме частотной коррекции)(к схеме частотной коррекции)Предельные эксплуатационные данные:
Коэффициент усиления
11
10
100
100 пф
5 пф Не требуется
Коэффициент усиления
11
10
100
100 пф
5 пф Не требуется
&《.3.
'к. з.
0,6 Ом
1,0 А
1,5 Ом
500 мА
3,0 Ом
250 мА
&《.3.
'к. з.
0,6 Ом
1,0 А
1,5 Ом
500 мА
3,0 Ом
250 мА
(к схеме частотной коррекции)
(к схеме частотной коррекции)
Напряжение питания
piA791 (военного назначения)
цА791С (коммерческие)
Выходной ток (пиковое значение)
Собственная мощность рассеяния при продолжительиой работе (ОУ вместе с корпусом) (примечание 1)
Пиковое значение собственной мощности рассеяния (на один выходной транзистор при £ W 5 с) (примечание 2)
Дифференциальное входное напряжение
Входное напряжение (примечание 3)
Напряжение между выводами «Баланс» и «〃-»
Рабочая температура переходов
рА791 (военного назначения)
Р.А791С (коммерческие)
Диапазон температур при хранении
Металлический круглый корпус
Прессованный корпус DIP
Температура выводов при пайке
Металлический круглый корпус (60 с макс.) Прессованный корпус DIP
±22 В±18 В1,25 АОграничена специальным устройством внутри ОУ15 Вт±22 В±18 В1,25 АОграничена специальным устройством внутри ОУ15 Вт土 30 В±15 В±0,5 Вот —55 до +125℃от 0 до +70℃от —65до+150℃от —55до+1250c280℃260℃土 30 В±15 В±0,5 Вот —55 до +125℃от 0 до +70℃от —65до+150℃от —55до+1250c280℃260℃Примечания: 1. Тепловое сопротивление различных корпусов (без тепловой утечки).
±22 В
±18 В
1,25 А
Ограничена специальным устройством внутри ОУ
15 Вт
±22 В
±18 В
1,25 А
Ограничена специальным устройством внутри ОУ
15 Вт
土 30 В
±15 В
±0,5 В
от —55 до +125℃
от 0 до +70℃
от —65до+150℃
от —55до+1250c
280℃
260℃
土 30 В
±15 В
±0,5 В
от —55 до +125℃
от 0 до +70℃
от —65до+150℃
от —55до+1250c
280℃
260℃
Тип корпуса
Кристалл — корпус
Корпус—окружающая среда
Единицы нзмерення
тип.
макс.
тип.
макс.
Тип ТО-3 (5Н) Двухрядный мощный (9W)
35
50
40
55
℃/Вт
2. В условиях короткого замыкания следует соблюдать ограничения на мощность, рассеиваемую при постоянном токе, и не выходить за пределы значений параметров, обеспечивающих безопасную ■ работу ОУ. 3. При напряжении питания, меньшем 土15 В, максимальное входное напряжение равно напря* жению питания.
Электрические параметры ОУ цА791С (Еа = ±15 В, Тпер = 25℃, еспи не указано иное)
Параметры
Условия измерения -
Мин.
Тип.
Макс.
Единицы измерения.
Входное напряжение сдвига
Rr & 10 кОм
2,0
6,0
мВ
Входной ток сдвига
20
200
нА
Входной ток смещения
80
500
нА
Входное сопротивление
0,3
1,0
МОм
Диапазон подстройки напря-
±15
мВ
жекия сдвига
В
Диапазон входных напряже-
±12
±13
НИЙ
Коэффицент ослабления син-
70
дБ
фазного сигнала Коэффициент ослабления пуль-
150
мкВ/В
саций питания
Усиление по напряжению при
Rh = 1 кОм,
20 000
В/В
большом сигнале
^вых = ±10 В Rh == 10 Ом, ^ВЫХ ^ ±10 В
20 000
В/В
Шкала выходного напряжения
Rk. 3 =。，
±11,5
±14
В
Rh = 1 кОм
±10
±12,2
В
Rk. з = 0, Rh= 10 Ом
Ток короткого замыкания вы-
Rk. з R。,7 Ом
Rk. 3 = 1,5 Ом
1000
мА
хода
500
мА
Потребляемый ток (при нуле-
вом сигнале)
30
мА
Следующие параметры справедливы при 0℃ W 7nep W 125℃
Входное напряжение сдвига
Rr & 10 кОм
7,5
мВ
Входной ток сдвига
300
нА
Входной ток смещения
800
нА
Коэффициент ослабления син-
70
дБ
фазного сигнала Коэффициент ослабления пуль-
150
мкВ/В
саций питания
Уси；1ение по напряжению при
Rh = 1 кОм, UbmL ±10 В
15 000
В/В
большом сигнале
В/В
Ан = 1° Ом, Ubnx= ±1° В
15000
Шкала выходного напряжения
&. 3 н 0，
±10
В
Rh = 1 кОм
*К .3 = °， &н = 1。Ом
±10
Потребляемый ток (при нуле-
30
мА
вом сигнале)
Электрические параметры ОУ цА791 (糸=土 15 В, Тп »^ 2^°С, если не указано иное)
Параметры
Условия измерения
Мии.
Тип.
Макс,
Едини*
ЦЫ измерения
Входное напряжение сдвига
Входной ток сдвига
Входной ток смещения
Входное сопротивление
Диапазон подстройки напряжения сдвига
Rr & 10 кОм
0,3
1,0
20
80 2,0 ±15
5,0
200
мВ нА нА МОм мВ
Диапазон входных напряжений
Коэффицент ослабления синфазного сигнала
Коэффициент ослабления пульсаций питания
Усиление по напряжению при большом сигнале
Rh = 1 кОм 凡==10 Ом
±12
70
50 000
50 000
±13
150
В
дБ
мкВ/В
в/в в/в
Шкала выходного напряжения
Ток короткого замыкания выхода
Потребляемый ток (при нулевом сигнале)
Rk. з = 0, Rh = 1 кОм
Д<. 3 = 0，
Rh = 10 Ом
Rk. з — 0,7 Ом
Rk. з = 1,5 Ом
±12
±10
±14
土 12,2
1000
500
25
в
в
мА мА мА
Следующие параметры справедливы только при —55℃ W『“ер W 150℃
Входное напряжение сдвига
Rr & 1。кОм
6
мВ
Входной ток сдвига
500
нА
Входной ток смещения
1,5
мкА
Коэффициент ослабления син-
70
дБ
фазного сигнала Коэффициент ослабления пуль-
150
мкВ/В
сапий питания
Усиление по напряжению при
Rh = 1 кОм
25 000
В/В
большом сигнале
Rh = 10 Ом
25 000
В/В
Шкала выходного напряжения
Rk. 3 = 0， Rh = 1 кОм
±10
В
Кк・ з = & Rn = 10 Ом
±10
в
Потребляемый ток (при нуле-
30
мА
вом сигнале)
Типовые характеристики ОУ “А791 и uA791C
ун - HMH3HQ 舌 ^^*§£58ун - HMH3HQ 舌 ^^*§£58температура переходов 7hep.℃температура переходов 7hep.℃га 时 ун .eMsa хо 二getoxCDга 时 ун .eMsa хо 二getoxCD100 1к 10100 1М 10частота, гц100 1к 10100 1М 10частота, гц^ NQorMsutnMsdugaoHUOX-qg^ NQorMsutnMsdugaoHUOX-qg0060^2060^20
ун - HMH3HQ 舌 ^^*§£58
ун - HMH3HQ 舌 ^^*§£58
температура переходов 7hep.℃
температура переходов 7hep.℃
га 时 ун .eMsa хо 二getoxCD
га 时 ун .eMsa хо 二getoxCD
100 1к 10100 1М 10
частота, гц
100 1к 10100 1М 10
частота, гц
^ NQorMsutnMsdugaoHUOX-qg
^ NQorMsutnMsdugaoHUOX-qg
0
0
60^
20
60^
20
Зависимость входноготока смешения от тем-пературы переходов.Зависимость входноготока смешения от тем-пературы переходов.Зависимость входкоготока сдвига от темпера-туры переходов.Зависимость входкоготока сдвига от темпера-туры переходов.Частотная зависимостьвыходного сопротивления(без ОС).Частотная зависимостьвыходного сопротивления(без ОС).
Зависимость входноготока смешения от тем-пературы переходов.
Зависимость входноготока смешения от тем-пературы переходов.
Зависимость входкоготока сдвига от темпера-туры переходов.
Зависимость входкоготока сдвига от темпера-туры переходов.
Частотная зависимостьвыходного сопротивления(без ОС).
Частотная зависимостьвыходного сопротивления(без ОС).
?x®£責 bdue 工 о 匸 емнаиму?x®£責 bdue 工 о 匸 емнаимуgacbMHpMU'ihsqcrAU ws:工 а『9вё0&*&е£gacbMHpMU'ihsqcrAU ws:工 а『9вё0&*&е£
?x®£責 bdue 工 о 匸 емнаиму
?x®£責 bdue 工 о 匸 емнаиму
gacbMHpMU'ihsqcrAU ws:工 а『9вё0&*&е£
gacbMHpMU'ihsqcrAU ws:工 а『9вё0&*&е£
Зависимость усиления понапряжению от напряже-ния питакия.Зависимость усиления понапряжению от напряже-ния питакия.Зависимость коэффициента ослабления пульсаций питания от часто-Зависимость коэффициента ослабления пульсаций питания от часто-Частотная зависимостьнапряжения входныхшумов.Частотная зависимостьнапряжения входныхшумов.
Зависимость усиления понапряжению от напряже-ния питакия.
Зависимость усиления понапряжению от напряже-ния питакия.
Зависимость коэффициента ослабления пульсаций питания от часто-
Зависимость коэффициента ослабления пульсаций питания от часто-
Частотная зависимостьнапряжения входныхшумов.
Частотная зависимостьнапряжения входныхшумов.
10出10出100 1н 10100Частота, гц100 1н 10100Частота, гц^ ^ ^ ^^ ^ ^ ^^s -«Ba KR.tts^s^^s -«Ba KR.tts^s^"叩JC"叩JC51 5.0f2.510.07.55,0幼со+1,3 ннамсзё-енсиоёо хзв51 5.0f2.510.07.55,0幼со+1,3 ннамсзё-енсиоёо хзввыходной ток.амАвыходной ток.амА
10出
10出
100 1н 10100
Частота, гц
100 1н 10100
Частота, гц
^ ^ ^ ^
^ ^ ^ ^
^s -«Ba KR.tts^s^
^s -«Ba KR.tts^s^
"叩JC
"叩JC
51 5.0f2.510.07.55,0幼со+1,3 ннамсзё-енсиоёо хзв
51 5.0f2.510.07.55,0幼со+1,3 ннамсзё-енсиоёо хзв
выходной ток.амА
выходной ток.амА
Частотная зависимостьтока входных шумов.Частотная зависимостьтока входных шумов.Завнснмость суммарныхшумов (20 Гц —20 кГц)от температуры перехо-дов.Завнснмость суммарныхшумов (20 Гц —20 кГц)от температуры перехо-дов.Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отвыходного тока.Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отвыходного тока.
Частотная зависимостьтока входных шумов.
Частотная зависимостьтока входных шумов.
Завнснмость суммарныхшумов (20 Гц —20 кГц)от температуры перехо-дов.
Завнснмость суммарныхшумов (20 Гц —20 кГц)от температуры перехо-дов.
Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отвыходного тока.
Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отвыходного тока.
Типовые характеристики ОУ цА791 и н,А791С (продолжение)
16。 о75159 .аннаммиен aoHcfsqg16。 о75159 .аннаммиен aoHcfsqg-1,0 -0.5 00,5 1,0ВЫХОДНОЙ ток.А-1,0 -0.5 00,5 1,0ВЫХОДНОЙ ток.АV w - н м H2_q w * 0」SES-X х of—V w - н м H2_q w * 0」SES-X х of—25000500050 仅 о 7 5 225000500050 仅 о 7 5 2*-50 -25 0 25 50 75 100 125*-50 -25 0 25 50 75 100 1253,02,03,02,0Сопротивление датчика тока&К8，°МСопротивление датчика тока&К8，°М
16。 о7515
9 .аннаммиен aoHcfsqg
16。 о7515
9 .аннаммиен aoHcfsqg
-1,0 -0.5 00,5 1,0
ВЫХОДНОЙ ток.А
-1,0 -0.5 00,5 1,0
ВЫХОДНОЙ ток.А
V w - н м H2_q w * 0」SES-X х of—
V w - н м H2_q w * 0」SES-X х of—
25000500050 仅 о 7 5 2
25000500050 仅 о 7 5 2
*-50 -25 0 25 50 75 100 125
*-50 -25 0 25 50 75 100 125
3,0
2,0
3,0
2,0
Сопротивление датчика тока&К8，°М
Сопротивление датчика тока&К8，°М
Область на плоскостивыходных параметров, вкоторой обеспечиваетсябезопасная работа ОУ(для одного выходноготранзистора).Область на плоскостивыходных параметров, вкоторой обеспечиваетсябезопасная работа ОУ(для одного выходноготранзистора).Зависимость тока корЬт-кого замыкания от со-противления измеритель-ного резистора.Зависимость тока корЬт-кого замыкания от со-противления измеритель-ного резистора.Зависимость тока корот-кого замыкания от тем-пературы корпуса.Зависимость тока корот-кого замыкания от тем-пературы корпуса.
Область на плоскостивыходных параметров, вкоторой обеспечиваетсябезопасная работа ОУ(для одного выходноготранзистора).
Область на плоскостивыходных параметров, вкоторой обеспечиваетсябезопасная работа ОУ(для одного выходноготранзистора).
Зависимость тока корЬт-кого замыкания от со-противления измеритель-ного резистора.
Зависимость тока корЬт-кого замыкания от со-противления измеритель-ного резистора.
Зависимость тока корот-кого замыкания от тем-пературы корпуса.
Зависимость тока корот-кого замыкания от тем-пературы корпуса.
£•-吕Hmow'slwogbMHesAuodu,S§J£•-吕Hmow'slwogbMHesAuodu,S§JКГЦКГЦГЦI001OK1KКГЦКГЦГЦI001OK1K^ « w W QXW/9<;l1He»-0s.eH qLQOa?。^ « w W QXW/9<;l1He»-0s.eH qLQOa?。Коэффициент усиления с ОСКоэффициент усиления с ОС一 10 倣開12010DBO60细2001 ssWHa 国S.UBH ои ьмнаиманх一 10 倣開12010DBO60细2001 ssWHa 国S.UBH ои ьмнаиманхIKIKчастота, гцчастота, гц
£•-吕Hmow'slwogbMHesAuodu,S§J
£•-吕Hmow'slwogbMHesAuodu,S§J
КГЦКГЦГЦ
I001OK1K
КГЦКГЦГЦ
I001OK1K
^ « w W QXW/9<;l1He»-0s.eH qLQOa?。
^ « w W QXW/9<;l1He»-0s.eH qLQOa?。
Коэффициент усиления с ОС
Коэффициент усиления с ОС
一 10 倣開12010DBO60细2001 ssWHa 国S.UBH ои ьмнаиманх
一 10 倣開12010DBO60细2001 ssWHa 国S.UBH ои ьмнаиманх
IK
IK
частота, гц
частота, гц
Зависимость полосы пропу-скания прн большой МОЩ-НОСТИ от коэффициента уси-ления с ОС.Зависимость полосы пропу-скания прн большой МОЩ-НОСТИ от коэффициента уси-ления с ОС.Зависимость скорости нара-стания от коэффициентаусиления с ОС.Зависимость скорости нара-стания от коэффициентаусиления с ОС.Зависимость усиления по напряжению без ОС от ча*Зависимость усиления по напряжению без ОС от ча*стоты.стоты.
Зависимость полосы пропу-скания прн большой МОЩ-НОСТИ от коэффициента уси-ления с ОС.
Зависимость полосы пропу-скания прн большой МОЩ-НОСТИ от коэффициента уси-ления с ОС.
Зависимость скорости нара-стания от коэффициентаусиления с ОС.
Зависимость скорости нара-стания от коэффициентаусиления с ОС.
Зависимость усиления по напряжению без ОС от ча*
Зависимость усиления по напряжению без ОС от ча*
стоты.
стоты.
до-ожнаэк^ГЕН 吕 iss^-e&s«до-ожнаэк^ГЕН 吕 iss^-e&s«
до-ожнаэк^ГЕН 吕 iss^-e&s«
до-ожнаэк^ГЕН 吕 iss^-e&s«
Фазово-частотийя характе-ристика ОУ Сеа ОС.Фазово-частотийя характе-ристика ОУ Сеа ОС.Амплитудно-частотные ха-рактеристики прн коэффичциеитах усиления с ОС.Амплитудно-частотные ха-рактеристики прн коэффичциеитах усиления с ОС.
Фазово-частотийя характе-ристика ОУ Сеа ОС.
Фазово-частотийя характе-ристика ОУ Сеа ОС.
Амплитудно-частотные ха-рактеристики прн коэффичциеитах усиления с ОС.
Амплитудно-частотные ха-рактеристики прн коэффичциеитах усиления с ОС.
УСИЛИТЕЛИ
(National Semiconductor,
Измерительный усилитель LH0036/LH0036C1)
Общее описание. ОУ LH0036/LH0036C — это высококачественный маломощный измерительный усилитель, предназначенный для прецизионной обработки дифференциальных сигналов. Данный ОУ имеет полное входное сопротивление 300 МОм и превосходный коэффициент ослабления синфазного сигнала 100 дБ, благодаря чему может быть получена очень высокая точность; размещен в герметизированном корпусе типа ТО-8. Коэффициент усиления может устанавливаться в пределах от 1 до 1000 при помощи одного внешнего сопротивления. Диапазон рабочих напряжений питания составляет от 土 1 до 土 18 В. Входной ток смещения и полоса выхода могут подстраиваться при помощи внешних цепей или устанавливаться за счет величин внутренних компонентов. Операционный усилитель LH0036 предназначается для работы в диапазоне температур от —55 до 十125℃ а ОУ LH0036 — в диапазоне от —25 до +85℃
Отличительные особенности:
300 МОм100 дБот 1 до 100090 мкВтот 土 1 до 土 18 В300 МОм100 дБот 1 до 100090 мкВтот 土 1 до 土 18 В•Высокое полное входное сопротивление
300 МОм
100 дБот 1 до 1000
90 мкВтот 土 1 до 土 18 В
300 МОм
100 дБот 1 до 1000
90 мкВтот 土 1 до 土 18 В
•Высокий КОСС
•Возможность подстройки коэффициента усиления при помощи одного сопротивления в пределах
•Малая мощность
•Широкий диапазон напряжений питания
•Возможность подстройки входного тока смещения
* Возможность подстройки ширины полосы пропускания по выходу
Предельные эксплуатационные
данные
Напряжение питания
±18В
Длительность корот-
Бесконечно
Ди фф еренци а льное
±30 В
кого замыкания
входное налряже-
Рабочийдиапазон
ние尸
температур
Диапазон входных
±Е 1T
LH0036
от —55 до +125℃
напряжений
LH0036C
от —25 до 4-85° С
Напряжение, подан-
±еn
Диапазон температур
от —65 до +150℃
ное на экран
при хранении
Напряжение установ-
土Еn
Температура выводов
300℃
ки КОСС
при пайке, время
Напряжениепод-
±品
10 с
стройки КОСС
Мощность рассеяния
1,5 Вт
(примечание 3)
')С разрешения фирмы National Semiconductor Corp,
- Параметр
Условия измерения
Пре
LH0036
делы
LH0036C
Единицы измерения
мин.
тип.
макс.
мнн.
тип.
макс.
Входное напряжение сдвига Uc“b. вх
Выходное напряжение сдвига
U“B. ВЫХ
Температурный коэффициент входного напряжения сдвига .△Ucjxb. вх/А7
Температурный коэффициент выходного напряжения сдвига
■ Д^СДВ. вых/А?
Суммарный сдвиг, отнесенный ко входу и САВ
Входной ток смещения 7СМ
Входной ток сдвига 7Сдв
Ширина полосы пропускания при малом сигнале
Rr = 1,0 кОм, 70Kp = 25℃
Rr = 1,0 кОм
Rr = 1,0 кОм, 7°кр = 25℃,
Rr = 1 кОм
Rr = 1,0 кОм
Rr < 1,0 кОм
К= 1,0
К = 10
К = 100
К= 1000
7окр = 25℃
Т°кр = 25℃
К = 1,0
к = 100 Кн = 10 кОм
К =1000
0,5
2,0
10
15
2,5
0,7 0,52 0,502
40
10
350
35
3,5
350
1,0 2,0
5,0 6,0
100 150
1,0
5,0
10
15
6,0
1,5 1,05
1,005
50
20
350
35
3,5 350
2,0
3,0
10
12
125
200
50
100
мВ мВ
мВ мВ
мкВ/℃
мкВ「С
мВ мВ мВ мВ
нА нА
нА нА кГц кГц кГц Гц
Электрические параметры (Примечания 1 и 2)
^5
6
462462
4
6
2
4
6
2
Ширина полосы пропускания при полной мощности
Диапазон входных напряжений
Нелинейность коэффициента усиления
Отклонение от выражения для козф- фициента усиления
Евх = ±10 В, Кн = 10 кОм, К= 1
Дифференциальных Синфазных
±10
±10
5,0
±12 ±12 0,03
±0,3
土 1,0
±10
±10
5,0
土 12 ±12 0,03
±1,0
±3,0
кГи
В В %
%
К от 1 до
1000
КОПП
±0,5 В W 呂 W ±15 В
1,0
2,5
1,0
5,0
мВ/В
К = 1,0 ±0,5 В < к= юо
Еп W ±15 В
0,05
0,25
0,10
0,50
мВ/В
КОСС
К =1,0
От ПОСТОЯННОГО
1,0
2,5
2,5
5,0
мВ/В
к = io
тока до 100 Гц,
0」
0,25
0,25
0,50
мВ/В
К = 100
△Rr = 1,0 кОм
50
100
50
100
мкВ/В
Выходное напряжение
Еп = ±15 £п = ±1,5
В, /?н — 10 кОм
В, Rh = 100 кОм
土 10
±13,5
±10
±13,5
В
士 0,6
±0,8
土 0,ь
±0,8
В
Выходное сопротивление
0,5
0,5
Ом
Потребляемый ток
300
400
400
600
мкА
Эквивалентное входное напряжение
0,1 Гц V f <10 кГц
20
20
мкВ
шумов
R < 50 Ом
(от пика
к пику)
Скорость нарастания
ЛЬ'вх = ±10 В, Rh = 10 кОм,
0,3
0,3
В/мкс
л = 1,0
Время установления
До ±10 мВ, & = 10 кОм,
△ Ubhx = 1
К = 1,0
К= 100
,0 В
3,8
3,8
мкс
180
180
мкс
463463Примечания: (1). Если не указано иное, все характеристики справедливы при Еп = ±15 В, заземленных выводах 1, 3 и 9 и в диапазонах температур от —25 до 4-85 ℃ для LH0036C и от -55 до +125 ℃ для LH0036. (2). Все типовые значения * параметров даны для 7,ОКр=25℃. (3). Максимально допустимая температура переходов равна 150 ℃. Если рабочая температура превышает 25 ℃, для корпусе, типа G следует внести поправку на тепловое сопротивление, равную 90 ℃/Вт.
4
6
3
4
6
3
подстройка
Защита выхода
Управление шириной
Защита выходаисточника
Управление
подстройка вход- но「о смещения^^
сигнала шириной полосы пропускания
Установка, усиления
々0外
、④®■
+
Инв. вход
⑥
@-4—Выход
Неинв^ вход"
也⑥彰
Установка'усиления
Подстройка
КОСС
«Установи зКОСС
Эквивалентная схема и цоколевка.Цоколевка дана при виде сверху (состороны верхней крышки корпуса).Номер по каталогу LH0036G илиLH0036CG. См. информацию о корпусе
NS Н12В.
Типовые характеристики
температура.℃
у xx-X₽mqxaay9dd»-o=
напряжение питании л в
侧 伽10 qji. H 方善v9ad5=
налрвжемие питания, В
Зависимость потребляе-мого тока от температу-ры.
Зависимость потребляе-мого тока от напря■巡е-ния питания.
Зависимость шкалы вы-ходного напряжения отнапряжения питания.
0「ed?n4e aHNcugsUBH
36343228%20
2&
時
выводы L3и 9
о
ком
300270240210180150伽860301 号罡豈3eHHaacs-us-.хв ао^^£х^
8 自营uuse а 里 wse “=Me*s.u2H -X40
Сопротивление нагрузки, ом
вывод I за
землен
частота
й£
1.0к Юк
gtrlcu芸一s臺 Ou a書=5A
Зависимость шкалы выходного напряжения (двойная амплитуда) от величины /?„.
Частотная зависимостьсуммарного входного на-пряжения шумов.
Амплитудио-частотиая ха рактеристикаОУ с
ОС.
10100 <DkOm ID кОм 100 кОм
Сопротивление установки усиления /?к, Он
W ^ W ^
«гSN= GHHdys-今今sx
1009060706050403020100
S6 量
Напряжение питания.*в
g 二smsueHHss 8*5若g-uexЗОНЕеен 否 s
сопротивлениясопротивлениявеличинывеличины
сопротивления
сопротивления
величины
величины
Зависимость коэффициента усиления ОУ с ОС от
Частотная зависимостьКОСС.
Зависимость синфазногонапряжения от напряже.иия пнтаиия.
О АО 80 120 160 200 24。280
Время, мкс
т 吗 aMsxgu 里ёё5з8
Чвстота.гц
еси .-s?MyuwB ^х^сё^
^^--^ssss ХЕ WHUsm
Зависимость входноготока смещеиня от тем-пературы.
Частотная зависимость шкалы выходного напряжения.
Импульсная реакция набольшой сигнал.
Типовые применения
10 кОм ]] ЮкОм
Раз р 理上二у1 I ние~ [аН5010 J
LHD036
подстройка士
КОСС
— Схема нормирования сигналов.
Примечание: все сопротивления имеюткласс 0,1.
Измерительный усилитель, включаемый логическим сигналом. Сопротивления 贝3 н Кем служат для (необязательной) подстройки ширины полосы пропускания и величины входного тока смещения.
и+
Сигнальные электроды, находящиеся в контакте с пациентом
12
g
LH0036
Изолированный
Низко-
-Хволыная Н ^батарея in^-
электронный блок
7
Выход
+
А
от земли .
устройство
оптической *2
связи
/?1
上S3KD-
—60ЛЫ-
рая 6打-9
LH0022
Развязывающий усилитель дляРазвязывающий усилитель для
Развязывающий усилитель для
Развязывающий усилитель для
медицинских телеметрических систем.
с внешними спаями термопар
Усилитель сигнала от термопары с компенсацией
холодного спая.
ИНФОРМАЦИЯ О ПРИМЕНЕНИИИНФОРМАЦИЯ О ПРИМЕНЕНИИЭлектрическая схема.Электрическая схема.
ИНФОРМАЦИЯ О ПРИМЕНЕНИИ
ИНФОРМАЦИЯ О ПРИМЕНЕНИИ
Электрическая схема.
Электрическая схема.
Фильтр верхних частот.
Характеристика f^— функция выбранных К &м н Rb・ fH=V（2 — 一R卢3
Принцип действия. LH0036 ——это двухкаскадный усилитель, первый каскад которого, включающий ОУ /Ь и А2, имеет высокое полное входное сопротив- ление, а второй, состоящий из ОУ Аз, дифференциальный с одним выходом и имеет единичный коэффициент усиления. Операционный усилитель А^ возбуждается сигналом ei и умножает его иа коэффициент, равный （Ri+Rk）/Rk.
ОУ А\ возбуждается также через ОУ Д2 и сопротивление R? сигналом 映 Этот последний инвертирован и усилен с коэффициентом Ri/Rk. Кроме того, на 41 воздействует синфазный сигнал еСинф, который пропускается им с коэффициентом + 1. Следовательно,
4 = ［（№ + 娱）/&］ 4 一 （凡/q）02 + есинф. ⑴ Аналогичные рассуждения показывают, что 5 имеет вид
% =［（七 +《）/《］。2 一 （仆/《）句 + ^ениф- （2）
Рис. 1. Упрощенная схема LH0036.
% — G = [(2R/&) + 1]色 一。1)・(3)
При Кз = Rs = R《=Кб коэффициент усиления OV 力з равен 1, и
евмх = 1 X (厶一 ■)=色一生)卩 + (2R〃k)]・⑷
Можно показать, что для идеально согласованных идентичных сопротивлений Ссмнф полностью подавляется, и коэффициент усиления по отношению к диф- ференциальному сигналу определяется соотношением (4).
Для ОУ LH0036 соотношение (4) приводится к виду
к = евых./(е2-ej)=l + (50 кОм/RJ(5а)
Коэффициент усиления с ОС может быть задан равным любой величине от 1 (&к = оо) до 1000 (& 七 50 Ом). Соотношение (5а) можно привести к виду, более удобному для нахождения Кк по желаемому значению коэффи- диента усиления:
& = 50кОм/(К — 1).(56)
Управление шириной полосы пропускания (вывод 1). При стандартном кключении ОУ LH0036 вывод / просто заземляется. При таком включении скорость нарастания усилителя равна, как правило, 0,3 В/мкс, а ширина полосы пропускания для малого сигнала при К = 1 составляет 350 кГц. В некоторых приложениях, особенно при работе на низких частотах, может оказаться желательным ограничить полосу пропускания, чтобы минимизировать суммарные шумы всего устройства. Это ограничение можно осуществить, включив ме- м<ду выводом / и землей сопротивление R& На рис. 2 показаны типичные зависимости ширины полосы пропускания от величины Rb. Следует отметить, что при помощи сопротивления Rr можно подстраивать (в сторону уменьшения) также и ширину полосы пропускания при большом сигнале и скорость нарастания. На рис. 3 показан график зависимости скорости нарастания от величины Rb. Об установке КОСС. Использование вывода 9 в случае, когда реализуется КОСС, установленный при изготовлении ОУ. Для реализации номинальных параметров ОУ вывод Р должен быть заземлен. В этом случае величина КОСС определяется сопротивлением Кб внутри усилителя, которое подстраивается при его заводском изготовлении； и КОСС составляет более 80 дБ (при К=100). Если желательно более высокое значение КОСС, то следует вывод 9 оставить свободным и провести процедуру, описание которой помещено ниже в этом разделе.
Подстройка напряжения сдвига и ослабления синфазного сигнала» Случай постоянного тока. Нуль сдвига можно установить при помощи схемы, пока-
КГЦгц ООок
1D 100W00 МОм
1k「U 0,1 МОм 4
Сопротивление межд^ выводом 1и землей j?B
Рис. 2. Зависимость ширины полосы пропускания от величины сопротивления Ля*
Рис. 4. Схема подстройки нуля.
Вход
10 В
Сопротивление между выводом 1 и землей /?в,Ом
Рис. 3. Зависимость скорости нарастания выходного сигнала от величины сопротивления
ё£/9£ин£0£<пн q»-sdg3
+15 В
ВЫХОД
Рис. 5. Схема для подстройки1 КОСС.
занной на рис. 4. Вывод 8 можно также использовать для увеличения коэффициента ослабления синфазного сигнала. Соответствующая схема показана на рис. 5. В этом случае нуль синфазного сигнала устанавливается при помощи поочередной подачи на входы напряжений ±10 В (для U+ и U~ = =15 В) и подстройки Rf таким образом, чтобы при этом получалось минимальное изменение выходного напряжения.
Схемы на рис. 4 и 5 можно скомбинировать, как показ匕皿 на рис. 6, и обеспечить возможность одновременной установки нуля сдвига и максимума КОСС. При этом, однако, подстройки "сдв и КОСС оказываются взаимосвязанными, и получение окончательного результата может потребовать нескольких итераций. Начинать процедуру установки нуля следует при заземленных входах. Сначала устанавливается нуль 心又勤 при помощи подстройки R% Затем па вход подается +10 В и при помощи подстройки Ri устанавливается максимум КОСС. После этого процедура повторяется до получения оптимального результата.
На рис. 7 показана схема, позволяющая преодолеть эффект взаимного влияния подстройки нуля сдвига и КОСС. В этом случае вначале подстраи-
Рис. 6. Комбинированная схема для од- иовременной подстройки КОСС： ，н куля.
Н5В
Рис. 7. Усовершенствованная схема для подстройки нуля и КОСС.
Примечание: номинальное значение R, нзе^бходимое для получения иаилучшего зиачеиня КОСС,1 равно 30 кОм.
ъается R2 для получения нуля на выходе ОУ LH0036. Затем при помощи под- стройки П[ уста на вливается нуль па выходе прм|+10 В на входе. Проведение контроля КОСС при смене знаков 10 В на входе — это всегда хорошая идея. При этом положения подстроечных сопротивлений, обеспечивающие наилучшую надстройку нуля, обеспечивают и наиболее высокое значение КОСС во всем диапазоне синфазных входных напряжений усилителя.
КОСС. Случай переменного тока. Увеличить КОСС при сигнале переменного тока можно при помощи схемы, показанной1 на рис. 8. После получения, как и в предыдущем случае, наилучшего значения КОСС по постоянному току при помощи подстройки сопротивления Ri теперь следует за счет подстройки Rz добиться наименыпей двойной амплитуды выходного напряжения при подаче на вход схемы сигнала максимальной амплитуды и интересующей нас частоты.
Подстройка входного тока смещения. При номинальных условиях работы (вывод 3 заземлен) ОУ LH0036 имеет входной т“н смещения величиной 40 нА. Входной ток смещения можно уменьшить, включив ме^кду выводом 3 и землей или между выводом 3 н U~ сопротивление 母м. Если Кем включается между выводом 3 и землей, то ожидаемая величина входного тока смещения равна
(6а)(6а)/см ~ (U+ - 0,5)/[(4 • ю8) + Воо/?см],
(6а)
(6а)
или, что то же»
Кем ~ [U+ — 0,5 - (4 • 108) (7сй)]/800/см,(66)
ВЫХОД
Рис. 8. Усовершенствованная схема для подстройки КОСС прн сигнале переменного тока.
Рнс. 9. Зависимость входного тока смещения от величины сопротивления ^с
Сопротивление между выводом Эи £/-/?см,0м
Рис. 10. Зависимость входного тока смещения от величины сопротивления.
Сопротивление межд\/ выводом
3 и землей ₽см •Ом
Рис. 11. Зависимость ширины полосы пропускания при единичном усилении от величины сопротивления.
^-XX^WK-S^ WOHh=HM5Md匸 HHHeshuodu 一 qogou ro^s^B
где /см ——входной ток смещения, нА； Кем ——внешнее сопротивление, включенное между выводом 3 и землей, Ом; U+—■ положительное напряжение питания, В. На рис. 9 дана графическая зависимость входного тока смещения от величины Rcm・
Как было указано выше, сопротивление Кем можно включить также и ме- зкду выводом 5 и отрицательным напряжением питания. В этом случае ожидаемая величина входного тока смещения равна
/см - 1(и+ — и-) — 0,5]/(4 - 108 + 800&М), (7) или, что то же,
Rcm Q [(и+ — U-) — 0,5 一 (4 • IO8) (/см)]/8007см, (8) где 7см ——входной ток смещения, нА; R,m — внешнее сопротивление, включенное между выводом 3 и U-, Ом； U+ ——положительное напряжение питания, В; U— — отрицательное напряжение питания, В. На рис. 10 показана зависимость входного тока смещения от величины сопротивления Кем, включенного между выводом 3 и U-. Следует отметить, что изменение Кем влияет на ширину по« л осы пропускания. Ее зависимость от величины Rcm показана на рис. 11.
О пути возврата тока смещения. Величина входного тока смещения ОУ LH0036 в типичных случаях равна примерно 40 нА для каждого входа. Как видно из рис. 12, этот ток должен протекать через сопротивление 7?Изол- В типичных приложениях Е。= ±15 В и /См1 = /см2 = 40 нА; суммарный ток /с, протекая через сопротивление ^ИЗол, вызывает повышение напряжения в точке А. При Анзол > 150 МОм напряжение в точке А превышает величину +12 В, н тем самым сигнал выходит за пределы допустимого диапазона синфазных входных напряжений ОУ. Ясно, что при /?нзоп — о° ОУ LH0036 будет приведен в состояние положительного насыщения.
Рнс. 12. Цепь возврата тока смещения.
Отсюда следует, что между входом ОУ и землей источника питания необходимо подключить некоторое конечное сопротивление. Величина этого сопротивления определяется максимальными значениями входного тока смещения и синфазного входного напряжения. При наихудших условиях
Кивал & (^синф. доп — ^синф)/^с» (9) где "сннф. доп ——максимальное значение синфазных входных напряжений (для ОУ LH0036 это составляет 10 В); 17сннф — синфазное входное напряжение; 」с = /см1 + /см2-
В приложениях с плавающим источником сигнала, например 〃р〃 работе с термопарами, один из выводов источника сигнала мо函ет быть заземлен непосредственно или через сопротивление.
Защита выхода источника сигнала от помех. Вывод 2 ОУ LH0036 предназначен для защиты источника сигнала от помех и используется в тех случаях, когда необходимо обеспечить очень малую утечку и минимальную входную емкость. Напряжение на выводе 2 всегда равно входному синфазному напряжению. Полное сопротивление источника сигнала по отношению к выводу 2 равно приблизительно 15 кОм. Правильный способ использования вывода за- ациты показан на рис. 13.
Рис. 13. Схема с нспользованием за*Рис. 13. Схема с нспользованием за*щиты источника сигнала.щиты источника сигнала.
Рис. 13. Схема с нспользованием за*
Рис. 13. Схема с нспользованием за*
щиты источника сигнала.
щиты источника сигнала.
Рис. 14. Включение вывода защиты через буфер.
При работе с источником, имеющим полное сопротивление менее 15 кОм* между выводом 2 н экранами входа можно включить буфер с единичным усилением. Такое включение показано на рис. 14.
КОМПАРАТОР НАПРЯЖЕНИЯ LM311 】＞
(National Semiconductor Corporation)
Общее описание. LM311—компаратор напряжения, у которого по сравнению с такими устройствами, как LM306 или LM710C, значения входных токов снижены более чем на два порядка. LM311 рассчитан на работу с напряжениями питания, имеющими более широкий диапазон: от стандартного для ОУ питания 土 15 В до однополярного питания 5 В, применяемого для логических ИМС. Его выход совместим с РТЛ, ДТЛ и ТТЛ, а также со схемами на МОП-транзисторах. Кроме того, данный компаратор может работать на сигнальные лампочки или реле, переключая напряжения до 40 В при токах до- 50 мА.
Отличительные характеристики:
•Возможность работы от единственного источника питания 5 В •Максимальный входной ток 250 нА
•Максимальный ток сдвига 50 нА
•Диапазон дифференциальных входных напряжений ±30 В
•Мощность рассеяния 135 мВт при напряжении питания 土 15 В
Как вход, так и выход LM31J могут быть изолированы от земли системы, и выходная цепь микросхемы может работать как на заземленную нагрузку,, так и па нагрузку, подключенную к положительному или отрицательному зажиму источника питания. В схеме компаратора предусмотрены возможности балансировки сдвига и стробирования, а выходы нескольких ИМС LM311 можно соединять по схеме «проводное И*ПИ». Хотя данная микросхема обладает меньшим быстродействием по сравнению с LM306 и LM710C (время срабатывания 200 нс по сравнению с 40 нс), одна ко у нее гораздо меньше вероятность возникновения ложных срабатываний. Цоколевка ИМС LM311 совпадает с цоколевкой LM306 н LM710C. По поводу применений LM311 см. «Указания по применению».
])С разрешения фирмы National Semiconductor Corp,
Вспомогательные цепи *>
Цепь стробирования.Цепь стробирования.Цепь увеличения токавходного касакада (уве-личивает скорость нара-стания от 7,0 до[8 В/мкс).Цепь увеличения токавходного касакада (уве-личивает скорость нара-стания от 7,0 до[8 В/мкс).Цепь балансировкисдвига.Цепь балансировкисдвига.
Цепь стробирования.
Цепь стробирования.
Цепь увеличения токавходного касакада (уве-личивает скорость нара-стания от 7,0 до[8 В/мкс).
Цепь увеличения токавходного касакада (уве-личивает скорость нара-стания от 7,0 до[8 В/мкс).
Цепь балансировкисдвига.
Цепь балансировкисдвига.
Детектор для магнитногодатчика.Детектор для магнитногодатчика.Схема электрической развязки цифровыхмикросхем.Схема электрической развязки цифровыхмикросхем.
Детектор для магнитногодатчика.
Детектор для магнитногодатчика.
Схема электрической развязки цифровыхмикросхем.
Схема электрической развязки цифровыхмикросхем.
Комп а ратор - возбудитель реле со стробированием- & гасит обратно индуктивные выбросы реле н защищает ИМС от переходных наприжений на шине и++. Примечание: не следует зазем- яять вывод «Строб».Комп а ратор - возбудитель реле со стробированием- & гасит обратно индуктивные выбросы реле н защищает ИМС от переходных наприжений на шине и++. Примечание: не следует зазем- яять вывод «Строб».
Комп а ратор - возбудитель реле со стробированием- & гасит обратно индуктивные выбросы реле н защищает ИМС от переходных наприжений на шине и++. Примечание: не следует зазем- яять вывод «Строб».
Комп а ратор - возбудитель реле со стробированием- & гасит обратно индуктивные выбросы реле н защищает ИМС от переходных наприжений на шине и++. Примечание: не следует зазем- яять вывод «Строб».
Схема выборки — хранения со стробированием. При подаче стробирующего сигнала входы оказываются изолированными, и токи утечкн входных цепей при этом не превышают 50 nA. Примечание: не следует заземлять вывод «Строб».
I) Указанная нумерация выводов соответствует цоколевке корпуса ТО-5.
Электрические характеристики (примечание 3)
Параметр
Условия измерения
Мин,
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Входное напряжение сдвига (прим. 4)
Токр ~ 25℃, &《50 кОм
2,0
7,5
мВ
Входной ток сдвига (прим. 4)
Токр = 25 ℃
6,0
50
нА
Входной ток смещения
Токр = 25℃
100
250
нА
Коэффициент усиления по напряжению
Время срабатывания (прим. 5)
『окр — 25℃
Токр = 25℃
40
200
200
В/мВ
нс
Напряжение насыщения
Ток сигнала стробирования
?вх < 一10 мВ, /вых = 50 мА, 70Kp = 250c Лжр = 25℃
0,75
3,0
1,5
В
мА
Ток утечки выходной цепи
Входной ток сдвига (прим. 4)
Входное напряжение сдвига
(прим. 4)
Входной ток смещения
£вх> 10 мВ, U вых 二135 В, Токр = 25℃, /строб ^^ 3 мА
R「《50 кОм
0,2
50
70
10
300
нА
нА мВ
нА
Диапазон входных напряжений
— 14,5
13,8
14,7
13,0
В
Напряжение насыщения
U+》4,5 В, LT=0, Евх V —10 мВ, ^вых & 8 мА
0,23
0,4
В
Ток, потребляемый от положительного вывода источника питания
丁 окр = 25℃
5,1
7,5
мА
Ток, потребляемый от отрицательного -вывода источника питания
Токр = 25°С
4,1
5,0
мА
Примечание 1: Это значение справедливо при напряжениях питания ±15 В. Предельное значение положительного входного напряжения выше напряжения отрицательного вывода источника питания на 30 В. Предельное отрицательное значение входного напряжения равно либо напряжению отрицательного вывода источника питания» либо величине, на 30 В меньшей напряжения положительного вывода источника питания (тому из этих двух значений, которое меньше по абсолютной величине).
Примечание 2: Максимально допустимая температура переходов LM311 равна НО ℃. Для расчета работоспособности устройства при повышенных температурах следует вносить поправки на тепловое сопротивление. Для устройств в корпусе ТО-5 тепловые сопротивления переход — среда и переход — корпус равны соответственно 150 и 45 ℃/Вт; для корпуса DIP тепловое сопротивление переход — среда равно 100 ℃/Вт.
Примечание 3: Эти характеристики справедливы, если нет других указаний, при Еп=±15В. заземленном выводе «земля» н О €С ^ ^0Кр ^ +70℃. Характеристики для напряжения сдвига, тока сдвига п тока смещения справедливы при любом напряжении питания от однополярного 5 до ±15 В.
Примечание 4： Приведенные здесь значения напряжений и токов сдвига — это максимальные значения, которые требуются для того, чтобы выходное напряжение приняло значения, отличающиеся не более чем на 1 В от каждого из напряжений питания (при токе нагрузки I мА). Таким образом, этн параметры определяют зону ошибки для случая, когда коэффициент усиления по напряжений и полное входное сопротив* ление устройства сказываются наихудшим образом.
Примечание 5: Время срабатывания (см. определение) указано для входного скачка величиной 100 мВ с перевозбуждением 5 мВ.
Примечание 6: Вывод «Строб» заземлять нельзя; 0H управляется током от 3 до
Предельные эксплуатационные данные
Суммарное напряжение питания (между выводами 8 и 4)
Напряжение между выходом (вывод 7) и отрицательной шиной источника питания (вывод 4)
Напряжение между зажимом земли (вывод /) н отрицательной шиной источника питания (вывод 4)
Дифференциальное входное напряжение
Входное напряжение (прим. 1)
Рассеиваемая мощность (прим. 2)
Длительность короткого замыкания выхода
Диапазон рабочих температур
Диапазон температур при хранении
Температура выводов при пайке (не более 10 с)
Напряжение на выводе стробирования
36 В40 В30 В±30 В±15 В500 мВт10 сот 0 до 70℃от —65 до 150℃300℃—5 В36 В40 В30 В±30 В±15 В500 мВт10 сот 0 до 70℃от —65 до 150℃300℃—5 ВТиповые характеристики
36 В
40 В
30 В
±30 В
±15 В
500 мВт
10 с
от 0 до 70℃от —65 до 150℃
300℃
—5 В
36 В
40 В
30 В
±30 В
±15 В
500 мВт
10 с
от 0 до 70℃от —65 до 150℃
300℃
—5 В
повышенный (ВЫВОДЫ 5.8k замкнуть" 一
VH-bw-mesME若Husm
нормальный
50
•и
50 如 30
температура, ®С
Входной ток смещения.
Дифф, входное нвпряэкение, В
Входная характеристика.
О 10 20 30 如 50 БО 70 ВО температура,℃
1Ю』М95ё1 xosoxg
Входной ток сдвига.
60
50
40
30
20
10
Q
П редельи®-до пустим ые входные синфазные напряжения.
10 кОм ЮОкОм 1М0м 10 МОМ Входное сопротивление, Ом
^ W 1 CD工 > ю^в» аннаи: kdueK аонохб aoHlHausHBXE
Погрешность сдвига.
Выход в^
■режиме -
Нормальный выход
—/?н=1к0м -
—0++=4ОВ -
■эмиттерного
-повторителя
•Рн=бОо 0м
/\£п = 30В
10.500,5
Дифф, входное напряжение. м0
Передаточнаяхаракте*
рнстнка.
gDTM 工 am_£里 a =g£aus
D.2 М Q6
Время, мне
5 4 3 2 1 - о Q 3дшмна 若s.utoH 9WBM£国一aoHDelqg »_-&s- g_^^„
О 0,20,40,6
Время, мкс
D.SО
5432 40АП5ООgmMHa国S.U 里 g-aMHaotGHduEHaoH5s_qe sz^o^
Время срабатывания приразличных условиях воз-буждения.
Время срабатывания приразличных условиях воз-буждения.
Напряжение насыщениявыхода.
Ё- qlsH*m о w н е w asMsQg
何120仰8060物200
4五 *res^«^-sxw« ofe«&&^ «0^-
15105051015型goo
gwMHaQKHdutoH 9-aMHaxs-u 里a=uox_q9 ao 呑 0X9
15W5O ^-^^ою^ 吗 a=HaMCs.Lj 里 g-aMHe乳=ЕН ёёе一 £ sxs£
Время срабатывания приразличных условиях воз-буждения.
Время срабатывания приразличных условиях воз-буж дения.
Характеристики опТани:，чення выхода.
v£ e£-qw 營皂 iau
<^ ^£
Потребляемый ток.
<w e=*5qz兽 9a&<3口
напряжение питания.в
Входа (Евх=15 В)
Потребляемый ток,
26 35 45 55 65 75 .
Температура.℃
Токи утечкн.
Типовые применения
Детектор нуля с МОП-ключомна выходе.
紺
Автоколе б а тельный мультивибратор на100 кГц. Коэффициент разветвления приработе на ДТЛ или ТТЛ равен двум.
С，■
1000 пФ
Управляемый напряжением генерат曾 на 10 Гц —10 кГц. /?8 регулирует симметриюпрямоугольного сигнала при £^=3 мВ. Минимальная величина С〕= 20 НФ. Макси-мальная частота 50 кГц (слева).
Схема включения заземленной нагрузки. Полярность входных сигналов обратна обычнопринятой (вверху справа).
Использование фиксирующих диодов для улучшения динамических характеристик.
幻 100 кОм
0' 58
Л 100 кОмW 2л0м
Кварцевый генератор.
Компаратор — возбуди-* гель соленоида.
Принципиальная схема 4
Схема согласования уровней высокопороговой логики и ТТЛ. Указанные номиналы компонентов соответствуют уровням на вхоле 0 и 30 В и порогу 15 В, & можно включить в схему для уменьшения скорости срабатывания 玄 восприимчивости (чувствительности) к импульсным помехам.
Баланс/строб баланс
1) См. примечание на стр. 474.
вы-
NS, NS,
.NS, NS, осно*
ХАРАКТЕРИСТИКИ И ИНФОРМАЦИЯ О ПРИМЕНЕНИЯХ О
МСЗ 101 Р
Счетверенный операционный усилитель Кремниевая монолитная интегральная схема
СЧЕТВЕРЕННЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ЕДИНСТВЕННЫМ ОДНОПОЛЯРНЫМ ИСТОЧНИКОМ ПИТАНИЯ
Пластмассовый корпус 646.Пластмассовый корпус 646.Рис. 1. Эквивалентная схема.Рис. 1. Эквивалентная схема.
Пластмассовый корпус 646.
Пластмассовый корпус 646.
Рис. 1. Эквивалентная схема.
Рис. 1. Эквивалентная схема.
Эти имеющие внутреннюю коррекцию операционные усилители сконструированы специально для тех применений, встречающихся в промышленных системах управления и регулирования и в автомобильной электронике, в которых необходимо обойтись единственным положительным источником питания. Каждая ИС МС3401Р содержит четыре независимых операционных усилителя,
С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.
Рис. 2. Импульсная реакция ма малый сигнал.
а ——схема для наблюдения импульсной реакции; 6 — зависимость ^日日* от
Рнс. 3. Инвертм рующий усилитель.
К=-Ко.с/&вх 叩肢 1/еС《 ％х；К=1°， В=150 кГц.
%.с
Рис. 4. Немнвертирующмй усилитель.
K=Ro. c/[Rbx + 26"r (мА)] а 1, В = 250 кГц. (© Motorola Inc., 1974.)
что делает ее идеальной для применения в таких устройствах, как активные фильтры, многока на льные усилители, тахометры, генераторы и другие подобные устройства.
Отличительные особенности:
•Работа от одного источника питания
•Наличие внутренней коррекции
•Широкая полоса пропускания при единичном усилении
•Низкий входной ток смещения
•Высокий коэффициент усиления с ОС
(постоянного напряжения от 4-5 В до +18 В)
(типичная 5,0 МГц)
(типичный 50 нА)
(минимальный 1000 В/В)
Предельные эксплуатационные данные (Ток» = 25℃, если не указано иное)
Параметр
Обозначение
Значение
Единицы измерения
Напряжение питания
Входной ток неинвертирующего входа
Мощность рассеяния
Поправка при Токр > +25℃
Диапазон рабочих температур
Диапазон температур при хранении
品
/вк
р
^окр Тхр
+ 18
5,0
625
5,0 от 0 до 75 от —65 до 4-150
В (пост, тока) мА
мВт мВт/℃ ℃
℃
Электрические параметры (品=4-15 В пост, тока, & = 5,0 кОм, Токр = 25℃ [на каждый усилитель], если не указано иное)
Параметр
№ рис.
Примечание
Обозначение
Мии.
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Коэффициент усиления по
5,9,10
1
Л
в/в
напряжению без ОС
Г。” = +25℃
1000
2000
0℃ < Т°кр < +75°С Потребляемый ток покоя
6, 12
2
800
мА (пост.
(суммарный для всех четырех усилителей)
Неинвертирующие вхо-
/до
6,9
10
тока)
ды свободны Неинвертирующие вхо-
，Dg
7,8
14
ды заземлены
Входной ток смещения,
5
3
/вх. см
нА (пост.
Rh =—• ОО
тока)
То” = +25°с
50
300
0℃ < Т°кр < +75°С Выходной ток
5
4
500
мА (пост.
тока)
Вытекающий ток
13
/вмт
5,0
10
Втекающий ток
Выходное напряжение
14
'вт
0,5
1,0
В (пост.
Высокое напряжение
UbHX. в
13,5
14,2
Низкое напряжение
Овых. и
0,03
0,1
Шкала неискаженного вы-
^ВЫХ- пп
10
13,5
Впп (ОТ
ходного напряжения
пика к
(0℃ < Гокр < +75℃)
пику)
Входное сопротивление
5
Rbx
0.1
1,0
МОм
Скорость нарастания (Сн =
SV
0,6
В/мкс
=100 пФ, & — 5,0 кОм)
П родолжение
Параметр
№ рис.
При-
меча-
Обозначение
Мнн.
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Полоса пропускания при единичном усилении
Запас устойчивости по фазе Ослабление пульсаций питания (/ = 100 Гц)
7
8
КОПП
5,0
70
55
МГи
град дБ
Примечания: (1) Коэффициент усиления по напряжению без ОС определяется как коэффициент усиления от инвертирующего входа к выходу. (2) При заземлении ненн二 вертирующих входов ток покоя увеличивается приблизительно на 0,3 мА на каждый заземленный неинвертирующий вход. Оставление иеиивертирующего входа свободным приводит к небольшому (100 и А) возрастанию необходимого входного тока смещения при высоких температурах. (3) Входной ток смещения можно определить только применительно к инвертирующему входу. Неинвертирующий вход не является настоящим «дифференциальным входом» в том смысле, который принят для традиционных ИС операционных усилителей, поэтому он не имеет обычных требований иа входной ток смещения. (4) Втекающий ток задается только для линейного режима. Если данное устройство используется в качестве вентиля или компаратора (нелинейный режим), то его восприимчивость втекающего тока составляет 0,5 мА. (5) При нспользоваиии данного устройства в качестве неинвертирующего усилителя минимальное входное напряжение равно "ез входного транзистора инвертирующего входа. (6) Ограничение размаха сигнала есть следствие вариаций постоянного уровня выходного напряжения покоя в стандартной схеме (рис. 8). (7). Ослабление пульсаций питания определяется при единичном усилении с замкнутой обратной связью н потому характеризует ослабление пульсаций питания как схемы смещения, так н усилителя с ОС.
Типовые характеристики (£п = +15 В, & = 5,0 кОм, Гокр = 25℃ (для каждого усилителя), если не указано иное.
Рис. 5. Амплитудно-частотная характе- Рис. 6. Зависимость коэффициента рнстика ОУ без ОС.усиления ОУ без ОС от напряжения16*питания.Рис. 5. Амплитудно-частотная характе- Рис. 6. Зависимость коэффициента рнстика ОУ без ОС.усиления ОУ без ОС от напряжения16*питания.
Рис. 5. Амплитудно-частотная характе- Рис. 6. Зависимость коэффициента рнстика ОУ без ОС.усиления ОУ без ОС от напряжения
16*питания.
Рис. 5. Амплитудно-частотная характе- Рис. 6. Зависимость коэффициента рнстика ОУ без ОС.усиления ОУ без ОС от напряжения
16*питания.
Рис. 7. Частотная зависимость выходного сопротивления.Рис. 7. Частотная зависимость выходного сопротивления.УгстегаУгстегаРис. 8. Зависимость потребляемого то。 ка от напряжения питания.Рис. 8. Зависимость потребляемого то。 ка от напряжения питания.Напряэквние питания £а.ВГпост.тока)Напряэквние питания £а.ВГпост.тока)Рис. 9. Зависимость линейного диапазона вытекающего тока от напряжения питания.Рис. 9. Зависимость линейного диапазона вытекающего тока от напряжения питания.напряжение литания f^, в {пост.тока)напряжение литания f^, в {пост.тока)Рис. 10. Зависимость диапазона вте- кающего тока от напряжения питания.Рис. 10. Зависимость диапазона вте- кающего тока от напряжения питания.
Рис. 7. Частотная зависимость выходного сопротивления.
Рис. 7. Частотная зависимость выходного сопротивления.
Угстега
Угстега
Рис. 8. Зависимость потребляемого то。 ка от напряжения питания.
Рис. 8. Зависимость потребляемого то。 ка от напряжения питания.
Напряэквние питания £а.ВГпост.тока)
Напряэквние питания £а.ВГпост.тока)
Рис. 9. Зависимость линейного диапазона вытекающего тока от напряжения питания.
Рис. 9. Зависимость линейного диапазона вытекающего тока от напряжения питания.
напряжение литания f^, в {пост.тока)
напряжение литания f^, в {пост.тока)
Рис. 10. Зависимость диапазона вте- кающего тока от напряжения питания.
Рис. 10. Зависимость диапазона вте- кающего тока от напряжения питания.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ПРИМЕНЕНИЯ
Основной усилитель. Основной усилитель ——это показанный на рис. 11 и 12 каскад с общим эмиттером. Транзистор Л типа р ——п ——р служит буфером между входным транзистором и активной нагрузкой L【，а транзистор Т2 типа п ——р —— 九 ——буфером между Li и выходом. Смещение транзистора 北 осуществляется по классу А при помощи источника тока /公 Величина /2 (обозначенная /вт) является фактором, ограничивающим линейность выхода с емкостной связью. Вытекающий ток можно увеличить до уровня, превышающего указанный, но это приведет к увеличению искажений на выходе. Устойчивость ОУ при замкнутой ОС поддерживается при помощи показанного на рис. 11 конденсатора величиной 3 пФ, который размещен в самой интегральной схеме. Никакой внешней коррекции данный ОУ не требует.
Неинвертирующий вход строится при помощи показанной на рис. 13 схемы отражателя тока. Входной ток 7ВХ. 2 неинвертирующего входа практически весь протекает через диод Дь Соответствующее величине входного тока падение напряжения на Д1 приложено к согласованному транзистору Т§. Тем самым осуществляется смещение Т3, обеспечивающее равенство тока эмиттера Т3 и тока Ах. 2. Так как коэффициент усиления по току а транзистора 禽 практически равен 1, его ток коллектора также практически равен /Вх. 2- Протекая через внешнее сопротивление обратной связи, этот ток создает (неин-
Рис. 11. а — блок-схема； 6 — принципиальная схема.
Рис. 12. Основной каскад усиления.
Рис. 13. Использований непнвсртирующего входа.
верти ров а иное) выходное напряжение. В тех применениях, где требуется только инвертирующий вход, неинвертирующий вход часто используется для установки постоянного среднего уровня выхода; соответствующие приемы рассматриваются в разделе «Конструирование типовых устройств».
п — р| ип — р| иСхема смещения. Эта общая для всех четырех усилителей схема показана на рис. 15. Ее назначение состоит в том, чтобы обеспечивать напряжёнке сме-
п — р| и
п — р| и
щения ； для использованных в усилителях источников тока с р— , 典—р ~.«-транзисторами. Падения напряжения на диодах 力必 Дз и Да используются в качестве опорных напряжений. Напряжение； на сопротивлении 一 Ri равно сумме падений на Д4 й Д3 минус £/вэ транзистора Cg. Ток р—п—
p-источников (Г5 и т. д.) устанавливается на уровне ^бэ/^1 пРи помощи транзистора Ге- Транзистор Г? служит для уменьшения нагрузки в базовом* цепи. Напряжение на .сопротивлении ^2 Р^вно^умме ладений-на?1ря|к^и^ на
диодах Да, Дз и Д4 минус падения Ub$ транзистора Г9 и диода Д5- Заданный таким образом ток при помощи диода Д6 устанавливается во всех п ——р ——〃・ источниках тока (TlQ и т. д.). Использование подобного приема позволяет получить амплитуды источников тока, относительно мало зависящие от напряжения питания.
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
LM105/LM205, LM305/LM305A, LM3A6〔)
Общее описание. Серия LM105 представляет собой стабилизаторы положительного напряжения, подобные LM100, но с добавлением усилительного каскада для улучшения стабилизации. Переработка цепи смещения позволила устранить требования к минимальному значению тока нагрузки и в то же время снизить ток потребления схемы. При этом стала возможной работа с более высоким напряжением. Эти стабилизаторы могут непосредственно заменять стабилизаторы LM100 как в схемах линейных, так и импульсных стабилизаторов с выходным напряжением, большим чем 4,5 В. Важнейшие характеристики схем таковы:
«Регулируемое выходное напряжение в пределах от 4,5 до 40 В
«Выходной ток, превышающий 10 А, возможен при добавлении внешних транзисторов
•Стабилизация по нагрузке выше 0,1 %, полная нагрузка с ограничением тока
•Стабилизация по напряжению питающей линии постоянного тока гарантирована с точностью 0,03 %/В
Принципиальная схема и цоколевкаПринципиальная схема и цоколевкаПринципиальная схема. Подсоединение выводов показано для металлического корпуса. Обозначения выводов: / —• ограничение тока, 2 — выход бустера, 3 — дестабилизированный вход, 4 — земля, 5 — опорное напряжение, 6 一 обратная связь, 7 — коррекция, 8 — стабилизированный выход.
Принципиальная схема и цоколевка
Принципиальная схема и цоколевка
】)С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.
Огранич.токаВыход бустера Нестабнл.входЗемляОгранич.токаВыход бустера Нестабнл.входЗемляСтаЬил. выход коррекцияОбратна* связьОпорн. 胎叩.СтаЬил. выход коррекцияОбратна* связьОпорн. 胎叩.Стабил.
Огранич.
тока
Выход бустера Нестабнл.
вход
Земля
Огранич.
тока
Выход бустера Нестабнл.
вход
Земля
СтаЬил. выход коррекция
Обратна* связь
Опорн. 胎叩.
СтаЬил. выход коррекция
Обратна* связь
Опорн. 胎叩.
выход
"ранмч 上коррвк-
тока Gj 网 ция
罗хон А ©обратная связь
вход
Корпус DIP (вид сверху). Номердля заказа LM376N, см. NationalSemiconductor, корпус N08B;Корпус DIP (вид сверху). Номердля заказа LM376N, см. NationalSemiconductor, корпус N08B;Круглый металлический корпус(вид сверху).Примечание: вывод 4 соединен скорпусом. Номера для заказа:LM105H, LM205H, LM305H нлмLM305AH, см. NS, корпус Н08С.Круглый металлический корпус(вид сверху).Примечание: вывод 4 соединен скорпусом. Номера для заказа:LM105H, LM205H, LM305H нлмLM305AH, см. NS, корпус Н08С.Земля
Корпус DIP (вид сверху). Номердля заказа LM376N, см. NationalSemiconductor, корпус N08B;
Корпус DIP (вид сверху). Номердля заказа LM376N, см. NationalSemiconductor, корпус N08B;
Круглый металлический корпус(вид сверху).
Примечание: вывод 4 соединен скорпусом. Номера для заказа:LM105H, LM205H, LM305H нлмLM305AH, см. NS, корпус Н08С.
Круглый металлический корпус(вид сверху).
Примечание: вывод 4 соединен скорпусом. Номера для заказа:LM105H, LM205H, LM305H нлмLM305AH, см. NS, корпус Н08С.
•Подавление пульсаций 0,01 %/В
•Выходной ток 45 мА без внешнего проходного транзистора (LM305)
Подобно LM100, для этих стабилизаторов характерна быстрая реакция на переходные процессы как в нагрузке, так и в питающей сети, отсутствие генерации при резистивной и реактивной нагрузках и способность надежно начинать работать при любой нагрузке в пределах допустимого диапазона. Схема построена на одном кремниевом кристалле и поставляется в корпусе ТО-5 с 8 выводами или в металлическом плоском корпусе размером 6,35 X X 6,35 мм.
Стабилизаторы могут работать в следующих диапазонах изменения температуры окружающей среды: LM105 предназначен для работы в пределах от —55 до +125℃, LM205 — от —25 до +85℃, LM305/LM305A, LM376 от 0 до +70℃.
Типовые применения
Л2* итвззоь
Стабилизатор на 1А с защитнымидиодами.
* Защита прн закороченном входе или При индуктивных перегрузках на ие- СТабилизированном источнике питания; ** защита при перемене знака входного напряжения; *** защита при перемене знака выходного напряжения.
Стабилизатор на 10 А с системой ©гра-ничения тока с изменяющимся уровнемограничения.
* Твердый танталовый; ** злектролитиче- ,скнй.
,488
Ирилсжение • В
Параметр
Условия измерения
LM105
LM205
LM305
LM305A
LM376
Единицы измерения
мин.
тип.
макс.
МИИ.
тип.
макс.
мин.
тип.
макс.
мин.
тип.
макс.
МИИ.
тип.
макс.
Диапазон
8,5
50
8,5
50
8,5
40
8,5
50
9
40
В
входного напряжения
Диапазон
4,5
40
4,5
40
4,5
30
4,5
40
5
37
в
выходного напряжения
Разность
3,0
30
3.0
30
3,0
30
3,0
30
3
30
в
напряжений межлу
входом и выходом
Стабилиза-
Кд.т= 10 Ом,
0,02
0,05
0,02
0,05
0,02
0,05
%
ция по на-
Т(жр==5 25°С
грузке
史н т — 10 Ом
(примечание 3)
Токр = Токр (макс.)
0,03
0,1
0,03
0,1
0,03
0,1
%
Кд.т === 10 0 M Токр = 70Kp (мин.)
0,03
0,1
0,03
0,1
0,03
0,1
%
°</внх W 12 мА
。< /вых《12 мА
。《/ВЫХ&12 мА
Кд.т 匸5 ° °м.
0,02
0,2
0,2
%
То^р = 250c Ац. т==。Ом, Токр = 7°℃
0,03
0,4
0,5
%
Электрические характеристики (примечание 2)
Пр-иломение В
1,63
0,025
0,015
0,3
1,7
0,06
0,03
1,0
1,81
0,03 0,4
0《/вых&45 мА
0,5
0《/внх &25 мА
%
%/в %/в
%/в
%/В
%
в
1,55
0,025
0,015
0,3
1,7
0,06
0,03
1,0
1,85
1,60
1,72
0,03
0,1
1,80
0,05
0,002
0,05
0,02
% %
2,5
мА
0,8
2,0
0,8
2,0
мА мА
Стабилизация по напряжению
АД.Т = 0 Ом, 『ОКр = 00c
Токр = 25℃
。℃<Гокр<70 ℃
Ubx — ивых<5 В
Токр = 25℃ 〃вх 一 Ubmx > 5 В
Л>кр = 25°С
0,025
0,015
0,06
0,03
0,025
0.015
0,06
0,03
Температур - на я стабильность
「ОКр（МИН.） < Гокр & Токр （макс.）
0,03
1,0
0,3
1,0
Напряжение, снимаемое в цепь обратной . связи
1,63
1,7
1,81
1.5
1,7
1,81
Выходное напряжение шума
10 Гн&f & 10 кГц Gn =。
C（）n = О/ мкФ
0,005
0,002
0,005
0,002
Ток, потребляемый собствен' но ИС
Ubx = 30 В, Токр = 25°С
〃вх = 40 В Uвх==г 50 В
0,8
2,0
0,8
2,0
LMI05
LM205
LM305
LM305A
LM376
Параметр
Условия измерения
макс.
мин.
тип.
мин.
тип.
макс.
мни.
тип.
макс.
макс.
Едн- ницы 肘 зме、 рения
Напряжениедатчикаограниче-ния тока
К)кр = 25 °C /?д.т —10 Ом (примечание 4)
225
300
375
225
300
375
225
300
375
225
300
375
300
мВ
%%Долговременная стабильность
%
%
ПодавлениепульсацийПодавлениепульсацийf= 120 Гц。0口 == 10 мкФf= 120 Гц。0口 == 10 мкФ0,0030,0030,010,010,0030,0030,010,010,0030,0030,010,010,0030,003%/в%/в
Подавлениепульсаций
Подавлениепульсаций
f= 120 Гц
。0口 == 10 мкФ
f= 120 Гц
。0口 == 10 мкФ
0,003
0,003
0,01
0,01
0,003
0,003
0,01
0,01
0,003
0,003
0,01
0,01
0,003
0,003
%/в
%/в
П pUAOwewtieП pUAOwewtie
П pUAOwewtie
П pUAOwewtie
Примечания： (1) Максимальная температура перехода для LM105 и LM305A равна 150 ℃, для LM205 и LM376 100 ℃ и для LM305 85 ℃. Для расчета работоспособности устройства при повышенных температурах следует учесть следующее: у устройства в корпусе ТО-5 тепловые сопротивления переход ——среда и переход ——корпус равны соответственно 150 и 45 ℃/Вт. Для эпоксидиого DIP-корпуса следует учитывать, что тепловое сопротивление переход — среда составляет 187 ℃/Вт. Пмксвое значение рассеиваемой мощности до I Вт допустимо при условии, что нормальные значения мощности рассеяния не превышаются при усреднении мощно* стм иа пяти секундном интервале для LM105 и LM205 и на двухсекумдном интервале для LM305. (2) Этн характеристики справед* ливы (если нет других указаний) при температурах в пределах рабочего диапазона температур, для входного н выходного напряжений в пределах заданного диапазона и для полного сопротивления делителя со стороны входа обратной связи, равного 2 кОм Значения погрешности стабилизации по нагрузке и напряжению питания даиы для постоянной температуры перехода. Отдельно должно быть принято во внимание влияние температурного Дрейфа, когда устройство эксплуатируется в условиях рассеяния большой мощности, (3) Приведенные значения выходных токов и точности стабилизации по нагрузке могут быть повышены за счет внешних транзисторов. Фактор улучшения этих характеристик приблизительно равен суммарному коэффициенту усиления по току дополнительных
составных транзисторов. (4) Без внешнего проходного транзистора.
Типовые характеристики
LM105/LM205/LM305/LM305A
0^0 - dnHQHHU
»1 QfeHsx-qa 言5SH豊
К-BMHaMCKdueH0』0 工5х_ 盅 asHOJ工 axs
10203040
Ток нагрузки,мА
Характеристики ограни-*
01401 шхжштгах^ -ж^-0
Стабилизация при нзме- иеиии нагрузки без системы ограничения тока.
Стабилизация при изме
нении нагрузки с систе-мой ограничения тока.
чекия тока.
geoL 6MH8h=工sJQaws。m 2₽e¥-h*"ss5x£匸至
VXFHSudo:2
ww-aHHaL-gMNCUs
Выходное напряжение, В
Напряжение датчикаограничителя тока.
Ток короткого замыка-ния.
Знаненнз сопротивленияоптимального делителянапряжения.
Разность вход-выход,в
15 2 4 5 2 MQO.Oад ад да да адв 五 наж5.иен OJamRELqu^H3Ha*s3=sy<ns0 匸
m “ шххшх&стх аоннйд
-50-25 0 25 50 75 ЮО !?§
Температура,Ас
叨
8-ax若xg-ug3冬电。毎
Минимальное значениевходного напряжения.
Потеря напряжения встабилизаторе.
ПодавЕЕНне изменений питающего напряжения.
^ ^ ^
堂口 0空岳
? 5 ~~ _~ J
'-75 - 50 -25 0 25 50.75 100125
w* 旦-qwaau9dd Lo-sl
Температура,℃
立 т = Я) 0м
С 'л[/вх=5В_
СрЕМЯ.МКС
Пит. нап：
1.0мА
-Увых =〔° В- %.т X 0м-
мзкс = ?°мА
%吧FOB
с町 1мк, 4
~На「рузка"—仁＜
Ми ним альноевыходное
напряжение.
Ток, потребляемый соб-ственно ИС.
Переходные процессы.
Типовые характеристики LM376
Ток нагрузки, мА
w w w w- о 4gf№^€ *1 m.s£s§^
Стабилизация при изме-нении нагрузки.
Характеристики системыограничения тока.
Напряжение датчика то*ка в системе ограниче*-ния тока.
Температура окружающей среды. ℃
_1^ЛЧ1О987И65 7 zz Z6 а 6 а& ^^1^ж».«^ 34黄0否
температура оир^экакщей среды, *-0
n — 卩 gB 7654 3
o~ 2 CM л/* Л1Ч 4h u^ ^^ 2^ 44 ^ -w^xwi^s 鑿曼0 冷，
Выходное налряжние.В
N£ ^li^s
Минимальное входноенапряжение.
Потеря напряжения встабилизаторе.
Сопротивление оптималь*ного делителя напряже*пня.
30 oi и— д— л/ Л/ Jf л^ 44 ST^a 4И ЛЦ 至--=_qwaBU9m10usl
亘％^HaxbdufoH 0」annHU HMHaHawes:as—sou
AD51015 20 25 30
Разность напрязк!ений вход-выход
Входное яапр^женИЕ.в
Потребляемый ток соб-ственно ИС.
Подавление изменений питающего напряжения.
Переходные процессы.
细0 W砸0沖 дЕш工 на 君一sdu 里 0J0HU2一£aMxxlmo
Типовые применения (продолжение)
Линейный стабилизатор с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения.
Стабилизатор тока.
Стабилизатор параллельного действия.
Импульсный стабилизатор.
* Твердый танталовый; ** 125 витков иасердечнике из молибденового пермаллояArnold Engineering А262132.
Базовый стабилизатор с положительнымвыходным напряжением н ограничениемтока. %мх =1，72 [(勺十 ％)/&1(6｝，厶.т==325/К又.т (мА).
Стабилизатор на I А с защитными дно-*дами.
* защита при закороченном входе или ин-дуктивных перегрузках на нестабилизнро<ванном источнике питания;
♦* защита при перемене знака входногонапряжения；
••* защита прн перемене знака выходногонапряжения.
R4
Линейный стабилизатор с системой ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения.
Предельные эксплуатационные данные
LM105
LM205
LM305
LM305A
LM376’
Входное напряжение
50 В
50 В
40 В
50 В
40 В
Разность вход — выход
40 В
40 В
40 В
40 В
40 В
Рассеиваемая мощность (примечание 1)
800 мВт
800 мВт
800 мВт
800 мВт
400 мВт
Диапазон рабочих
от —55
от —25
от 0 до
от 0 до
от 0 до
температур
до +125°
до +85°с
+70℃
+70℃
+70℃
Диапазон темпе-
от —65
от —65
от —65 до
от —65 до
от —65 до
ратур при хранении
до +150°
до +150℃
+ 150℃
+ 150℃
+ 150℃
Температуры выводов при пайке (не более 10 с)
300℃
300℃
300℃
300℃
300℃
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
LM109/LM209/LM3 09 на 5 В 】)
Общее описание. Серия LM109 представляет собой совершенные 5-В стабилизаторы, изготавливаемые каждый в виде одного кремниевого кристалла. Они спроектированы для местной стабилизации питания на цифровых логических платах. При этом полностью устраняется необходимость в решении задачи о целесообразном распределении питания, которая, возникает при источнике стабилизированного питания, сосредоточенном в одном месте. Устройство имеется в двух стандартных транзисторных корпусах. В корпусе ТО-5 из твердого ковара, если обеспечивается адекватный отвод тепла, оно может отдавать выходные токи, превышающие 200 мА. В мощном корпусе ТО-3 возможный выходной ток больше 1 А.
J) С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.
Стабилизаторы существенно защищены от утечек. Введена система ограничения тока, предотвращающая выход пиковых значений тока за безопасную величину. Кроме того, предусмотрено тепловое отключение для предохранения ИС от перегрева. Если внутреннее рассеяние мощности становится слишком большим, стабилизатор будет отключен для предотвращения избыточного нагрева.
Были затрачены значительные усилия для того, чтобы сделать эти приборы легкими в пользовании н минимизировать число требуемых внешних компонентов. Нет необходимости шунтировать выход конденсатором, хотя это б некоторой степени улучшает переходные процессы. Однако шунтирование входа необходимо, если стабилизатор располагается на значительном расстоянии от конденсатора фильтра источника питания. Устойчивость достигается также методами, которые обеспечивают хорошее подавление переходных процессов, вызванных нагрузкой или питающей сетью, как это обычно бывает при работе с элементами ТТЛ.
Серия LM109, хотя первоначально была спроектирована в качестве стабилизаторов с фиксированным выходным напряжением, позволяет, как это показано ниже, устанавливать выходное напряжение н выше 5 В. Можно использовать эти схемы в качестве управляемого элемента прецизионных стабилизаторов, при этом обеспечиваются эффективная манипуляция током н зашита от тепловых перегрузок.
Цоколевка (вид сверху). а — номер для заказа LM109H, LM209H или LM309H. см. корпус НОЗА; б — номер для заказа LM109K стальной, LM209K стальной, LM309K стальной или LM309K (алюми* .ниевЫй). См. корпус К02А.Цоколевка (вид сверху). а — номер для заказа LM109H, LM209H или LM309H. см. корпус НОЗА; б — номер для заказа LM109K стальной, LM209K стальной, LM309K стальной или LM309K (алюми* .ниевЫй). См. корпус К02А.
Цоколевка (вид сверху). а — номер для заказа LM109H, LM209H или LM309H. см. корпус НОЗА; б — номер для заказа LM109K стальной, LM209K стальной, LM309K стальной или LM309K (алюми* .ниевЫй). См. корпус К02А.
Цоколевка (вид сверху). а — номер для заказа LM109H, LM209H или LM309H. см. корпус НОЗА; б — номер для заказа LM109K стальной, LM209K стальной, LM309K стальной или LM309K (алюми* .ниевЫй). См. корпус К02А.
Характерные особенности•Абсолютно совместимы с элементами ТТЛ и ДТЛ•Выходной ток свыше 1 А•Не требуются внешние компонентыХарактерные особенности•Абсолютно совместимы с элементами ТТЛ и ДТЛ•Выходной ток свыше 1 А•Не требуются внешние компонентыТиповые примененияТиповые примененияСтабилизатор с фиксированным выходнымиапряжением 5 В.* Конденсатор с твердым танталовым диэлектриком； требуется, когда стабилизатор располагается на расстоянии от конденсатора фильтра источника питания, большем чем на 100 мм; ** конденсатор с твердым танталовым диэлектриком. Хотя выходной конденсатор не требуется для обеспечения устойчивости работы схемы, он улучшает переходные процессы. С2 должен быть исполь-< зован всякий раз, когда используются длии-< ные провода для присоединения нагрузки или когда предъявляются высокие требова* ния к качеству переходных процессов. Примечание: Вывод 3 электрически подсоедн* няется к корпусу»Стабилизатор с фиксированным выходнымиапряжением 5 В.* Конденсатор с твердым танталовым диэлектриком； требуется, когда стабилизатор располагается на расстоянии от конденсатора фильтра источника питания, большем чем на 100 мм; ** конденсатор с твердым танталовым диэлектриком. Хотя выходной конденсатор не требуется для обеспечения устойчивости работы схемы, он улучшает переходные процессы. С2 должен быть исполь-< зован всякий раз, когда используются длии-< ные провода для присоединения нагрузки или когда предъявляются высокие требова* ния к качеству переходных процессов. Примечание: Вывод 3 электрически подсоедн* няется к корпусу»Стабилизатор с регулируемым вы*ходным напряжением.Стабилизатор с регулируемым вы*ходным напряжением.伪…2.2 мкФ伪…2.2 мкФВХОДВХОДВыходВыходСтабилизатор тока.* резистор определяет величину выходного тока. Если он проволочный, то шунтируйте его конденсатором ОД мкФ.Стабилизатор тока.* резистор определяет величину выходного тока. Если он проволочный, то шунтируйте его конденсатором ОД мкФ.трнком.трнком.•Стабилизатор с высокой степенью стабилизации. * С помощью такого стабилизатора может быть достигнута стабилизация по нагрузке, напряжению сети и температуре лучше чем 0,01 %; ** резистор определяет ток стабилитрона; его сопротивление может быть выбрано для получения минимального температурного дрейфа; *** конденсатор с твердым танталовым диэлек*
Характерные особенности
•Абсолютно совместимы с элементами ТТЛ и ДТЛ
•Выходной ток свыше 1 А
•Не требуются внешние компоненты
Характерные особенности
•Абсолютно совместимы с элементами ТТЛ и ДТЛ
•Выходной ток свыше 1 А
•Не требуются внешние компоненты
Типовые применения
Типовые применения
Стабилизатор с фиксированным выходнымиапряжением 5 В.
* Конденсатор с твердым танталовым диэлектриком； требуется, когда стабилизатор располагается на расстоянии от конденсатора фильтра источника питания, большем чем на 100 мм; ** конденсатор с твердым танталовым диэлектриком. Хотя выходной конденсатор не требуется для обеспечения устойчивости работы схемы, он улучшает переходные процессы. С2 должен быть исполь-< зован всякий раз, когда используются длии-< ные провода для присоединения нагрузки или когда предъявляются высокие требова* ния к качеству переходных процессов. Примечание: Вывод 3 электрически подсоедн* няется к корпусу»
Стабилизатор с фиксированным выходнымиапряжением 5 В.
* Конденсатор с твердым танталовым диэлектриком； требуется, когда стабилизатор располагается на расстоянии от конденсатора фильтра источника питания, большем чем на 100 мм; ** конденсатор с твердым танталовым диэлектриком. Хотя выходной конденсатор не требуется для обеспечения устойчивости работы схемы, он улучшает переходные процессы. С2 должен быть исполь-< зован всякий раз, когда используются длии-< ные провода для присоединения нагрузки или когда предъявляются высокие требова* ния к качеству переходных процессов. Примечание: Вывод 3 электрически подсоедн* няется к корпусу»
Стабилизатор с регулируемым вы*ходным напряжением.
Стабилизатор с регулируемым вы*ходным напряжением.
伪…
2.2 мкФ
伪…
2.2 мкФ
ВХОД
ВХОД
Выход
Выход
Стабилизатор тока.
* резистор определяет величину выходного тока. Если он проволочный, то шунтируйте его конденсатором ОД мкФ.
Стабилизатор тока.
* резистор определяет величину выходного тока. Если он проволочный, то шунтируйте его конденсатором ОД мкФ.
трнком.
трнком.
Типовые характеристики
%2016128 4
As-qtssg Bexagxasff
М2016128 4 о j.吗 ql-ao HmQxbewasHwss
25
Температура окружающей среды, вС
частота» гц
х=.анна5н»-а=зоо^^о^зю аоншш
Температура окрущсающей средыЛС
Максимальная усредненная рассеиваемая мощность (LM109K).
Максимальная усредненная рассеиваемая мощность (LM309K).
Полное выходное сопр。，тнвление.
-50-25 0 25 50 75 100 125 160
Температура окружающей среды,℃
w W ^ ^ W ^ 0 >-9 cgmg号 sssss
температура окрузквющей ореды.вС
£ qbOMmo 工 tsewaee工заг
100 佗 10100 IM
Частота, Гц
№ ^ № ^ ^ ^^•3®s^= а 書 Ireeou
Максимальная усред-ненная рассеиваемаямощность (LM109H).
Максимальная усредненная рассеиваемая мощность (LM309H).
Подавление пульсаций.Характеристики ограни*чення тока.
9080
g«lxHnsq 器caMHaugeuou
60
^ ^ ^ г w о ^/HHaMHdueH.51 eOHsxsgaMHaHw无空'sHnox-gg
30
20
уceA«査©X 点
30 ^
напряжение вход - выход, в
Характеристики системы ограничения тока с изменяющимся уровнем ограничения определяются разностью напряжений вход — выход, а не выходным напряжением.
время, мс
Изменение выходного на・пряжения, вызванноетепловыми эффектами.
— электронная стаби-лизация нагрузки;
— тепловая стабилиза-ция.
Выходной ток.А
Подавление пульсаций.
Электрические характеристики (примечание 1)
Параметр
Условия измерения
LMI09/LM209
LM309
Единица измерения
мин.
ТИП.
макс.
мин.
тип.
макс.
Выходное напряжение
心=25七
4,7
5,05
5,3
4,8
5,05
5,2
В
Стабилизация по напряжению сети
7п=25℃
7 В < /х < 25 В
4,0
50
4
50
мВ
Стабилизация по нагрузке
% = 25p
корпус ТО-5
5 мА W /вых《0,5 А
15
50
15
50
мВ
.корпус ТО-3
5 мА & /вых < 1，5 А
15
100
15
100
мВ
Выходное напряжение
7В</х<25В
5 мА < /вых < /вых. макс
4,6
5,4
4,75
5,25
В
Ток, потребляемый ИС
7B<Ubx《25B
5,2
10
5,2
10
мА
Изменение потребляемого ИС тока
7B<Ubx<25B
0,5
0,5
мА
5 мА & / вмх & ^вых. макс
40
0,8
40
0,8
мА
Напряжение шума на выходе
Гокр === 25℃ 10Гц</<100кГц
10
мкВ
Долговременная стабильность
50
20
мВ
Подавление пульсаций
Тн = 25℃
50
дБ
Тепловое сопротивление Переход — корпус
(примечание 2)
корпус ТО-5
15
15
℃/Вт
корпус ТО-3
2,5
2,5
℃/Вт
Примечания: (1) Этн характеристики справедливы (если нет других указаний) для： LM109 при —55℃<%《 +150°С, LM209 при —25℃^Гп^ +150°С и LM309 при 0℃《7\<4" 125℃, а также при В и /«..„=«0,1 А в корпусе ТО-5 н /имт=0,5 А в корпусе ТО-3. Для исполнения в корпусе ТО-5 /маКс=0»3 А, ^максв2»° Вт^ При исполнении в корпусе ТО-3 ^макс®*1»®^ ^макс=2°Вт* 化)Без теплоотвода тепловое сопротивление корпуса ТО-5 составляет примерно 150℃/Вт, а для ТО-3——приблизительно 35℃/Бт. С теплоотводом эффективное значение теплового сопротивления может только приближаться к значениям, указанным в таблице, в зависимости от эфс^екгивности теплоотвода.
Предельные эксплуатационные данные.
35 ВВнутреннее ограни-чениеот —55 до +150℃от —25 до +150℃от 0 до +125℃от —65 до +150℃300℃35 ВВнутреннее ограни-чениеот —55 до +150℃от —25 до +150℃от 0 до +125℃от —65 до +150℃300℃Входное напряжение
35 ВВнутреннее ограни-чение
от —55 до +150℃
от —25 до +150℃
от 0 до +125℃
от —65 до +150℃300℃
35 ВВнутреннее ограни-чение
от —55 до +150℃
от —25 до +150℃
от 0 до +125℃
от —65 до +150℃300℃
Рассеиваемая мощность
Рабочий диапазон температуры перехода
LM109
LM209
LM309
Температура при хранении
Температура выводов прн пайке
(не более 10 с)
ПРЕЦИЗИОННЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ 也А723】) (ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ ФИРМЫ FAIRCHAILD1
Общее описание. (1А723 представляет собой стабилизатор напряжения в монолитном исполнении, изготовленный с использованием планарной (патент фирмы Fairchaild) эпитаксиальной технологии. Устройство состоит из температурно-компенсированного опорного усилителя, усилителя ошибки, мощного- проходного транзистора н схемы ограничения тока. Могут быть использованы дополнительные прп или рпр проходные элементы, если требуется иметь выходные токи, превышающие 150 мА. Обеспечиваются установка величины тока н дистанционное отключение. В дополнение к вышеупомянутому характерными особенностями устройства являются низкое значение тока, потребляемого ИС, низкий температурный дрейф и высокая степень подавления пульсаций. рА723 предназначается для использования при положительном и отрицательном источниках питания в качестве стабилизатора последовательного и параллельного действия, а также в качестве импульсного или плаваю-* щего (свободного от земли) стабилизатора. Применения включают лабораторные источники питания, изолирующие стабилизаторы для усилителей ма-> лых сигналов, стабилизаторы логических плат, источники питания для малогабаритных измерительных приборов, авиационные бортовые системы н другие источники питания для цифровых н линейных схем.
Основные особенности устройства:
•Работа при положительном или отрицательном напряжении источника питания
•Работа в качестве последовательного, параллельного импульсного или плавающего стабилизатора
•Стабилизация по напряжению питающей сети н нагрузке 0,01 % •Выходное напряжение, устанавливаемое в пределах от 2 до 37 В •Выходной ток без внешнего проходного транзистора составляет 150 мА
■ Предельные эксплуатационные характеристики
в50в50ВВ5В8ВМАМА- 4040±+ 82515..ВВ5В8ВМАМА- 4040±+ 82515..Импульсное напряжение от +U до —U (50 мкс) (р.А723)
в50
в50
ВВ5В8ВМАМА- 4040±+ 82515..
ВВ5В8ВМАМА- 4040±+ 82515..
Постоянное напряжение от +U до —U
Разность напряжений вход — выход
Дифференциальное входное напряжение
Напряжение между неинвертирующим входом и —U
Ток от стабилитрона
Ток ОТ Uon
С разрешения фирмы Fairchaild Camera and Instrument Corp.
Мощность, рассеиваемая внутри прибора (примечание 1) 1)
металлический корпус
корпус DIP
Диапазон изменения температур при хранении
Диапазон рабочих температур
военного назначения (卩А723)
коммерческие (рА723С)
800 мВт1000 мВтот — 65 до 150℃от —55 до +125°от 0 до 70℃300℃800 мВт1000 мВтот — 65 до 150℃от —55 до +125°от 0 до 70℃300℃1) Примечания см. стр. 504.1) Примечания см. стр. 504.ЧастотнаяЧастотная(вид сверху).(вид сверху).Металлический корпус. с 10 выводами. Примечание: вывод 5 присоединен к корпусу/Номер для заказа。Металлический корпус. с 10 выводами. Примечание: вывод 5 присоединен к корпусу/Номер для заказа。ЦоколевкаЦоколевкател朋н т а т д ^ ^кко 物 тчи^тел朋н т а т д ^ ^кко 物 тчи^健喘7 в+健喘7 в+1 гтс5с*гтгте7с1 гтс5с*гтгте7сН.п ^Частотная У коррекция Z3+VН.п ^Частотная У коррекция Z3+V扌3"? “СТН.П扌3"? “СТН.ПТип№.по каталогуцА723|ЛА723HMЦА723СJIA723HCТип№.по каталогуцА723|ЛА723HMЦА723СJIA723HCКорпус DIP с 14 выводамиНомер для заказаТип ：№ по каталогуЦА723；ЦА723С IUA723C ：Корпус DIP с 14 выводамиНомер для заказаТип ：№ по каталогуЦА723；ЦА723С IUA723C ：3D3D3PА7А7А73D3D3PА7А7А7Температура выводов при пайке (время пайки 60 с)
800 мВт
1000 мВтот — 65 до 150℃
от —55 до +125°
от 0 до 70℃
300℃
800 мВт
1000 мВтот — 65 до 150℃
от —55 до +125°
от 0 до 70℃
300℃
1) Примечания см. стр. 504.
1) Примечания см. стр. 504.
Частотная
Частотная
(вид сверху).
(вид сверху).
Металлический корпус. с 10 выводами. Примечание: вывод 5 присоединен к корпусу/
Номер для заказа。
Металлический корпус. с 10 выводами. Примечание: вывод 5 присоединен к корпусу/
Номер для заказа。
Цоколевка
Цоколевка
тел朋
н т а т д ^ ^кко 物 тчи^
тел朋
н т а т д ^ ^кко 物 тчи^
健喘7 в
+
健喘7 в
+
1 гтс5с*гтгте7с
1 гтс5с*гтгте7с
Н.п ^Частотная У коррекция Z3+V
Н.п ^Частотная У коррекция Z3+V
扌3"
? “СТ
Н.П
扌3"
? “СТ
Н.П
Тип№.по каталогу
цА723|ЛА723HM
ЦА723СJIA723HC
Тип№.по каталогу
цА723|ЛА723HM
ЦА723СJIA723HC
Корпус DIP с 14 выводамиНомер для заказа
Тип ：№ по каталогу
ЦА723；
ЦА723С I
UA723C ：
Корпус DIP с 14 выводамиНомер для заказа
Тип ：№ по каталогу
ЦА723；
ЦА723С I
UA723C ：
3D3D3P
А7А7А7
3D3D3P
А7А7А7
Электрические характеристики рА723
Токр = 25℃, Ubx = +U = Uk == 12 В, Ubhx = 5 В,厶=1 мА, R《т = 0, Ci = ЮО пФ, Con = 0, если нет других указаний. Полное сопротивление делителя со стороны, присоединенного входа усилителя ошибки (см. рис. 1) должно составлять &10 кОм. Данные о стабилизации по напряжению сети к нагрузке приведены при условии, что температура кристалла постоянна. Температурный дрейф должен быть принят в расчет отдельно при работе с высокой рассеиваемой мощностью.
Характеристики
Условия измерения
Мии.
Тип.
Макс.
Единицы измерения
Стабилизация по напряжению сети
Ubx = 12 В до £7вх = 15 В Ubx = 12 В до Ubx = 40 В -55 ℃<ГОКр<+125 ℃, £/вх= 12 В до Ubx= 15 В
0,01 0,02
0,1
0,2 0,3
% Uвнх % Ub&X % ^вых
Стабилизация по току нагрузки
/н = 1 мА до % = 50 мА 一55 ℃ W Пжр V 十 125 ℃, /н — 1 мА до /н = 50 мА
0,03
0,15
0,6
%
%
Подавление пульсаций
f = 50 Гц до 10 кГц / = 50 Гц до .10 кГц, Сол ^3 5 мкФ
74
86
дБ
дБ
Усредненный температурный коэффициент выходного напряжения
-55℃《Гокр<125 ℃
0,002
0,015
%/℃
Ограничение тока при коротком замыкании
Rn.T U5 1° Ом, Uвых ^ 0
65
мА
Опорное напряжение
6,95
7,15
7,35
В
Напряжение шума на выходе
ПП= 100 Гц до 10 кГц, Соц = 0
ПП = 100 Гц до 10 кГц, Con == 5 мк①
20
2,5
мкВ(эфф.)
мкВ (эфф.)
Долговременная стабильность
0,1
%/1000 Ч
Ток, потребляемый ИС
/н п5 0. Uвх № 30 В
2,3
3,5
мА
Диапазон входных напряжений
9,5
40
В
Диапазон выходных напряжений
2,0
37
В
Разность напряжений вход ——выход
3,0
38
В
Электрические характеристики 〃А723c
70Kp = 25℃, Ubx = +U = (7к = 12 В, —U = 0, Ubnx = 5 В, /通=1 мА, R〃. 1 = 0, Ci = 100 пФ, Соп = 0, если нет других указаний. Полное сопротивление делителя со стороны, присоединяемой ко входу усилителя ошибки (см. рис. 1), должно составлять《10 кОм. Данные о стабилизации по напряжению сети и нагрузке приведены при постоянной температуре кристалла. Температурный дрейф должен быть принят в расчет отдельно при работе с высокой рассеиваемой мощностью.
Характеристики
Условия измерения
МИИ.
тип.
макс.
Единицы измерения
Стабилизация по на-
Ubx=12 В до Ubx=15 В
0,01
0,1
% Ubhx
пряжению сети
Uвх == 12В до Uвх == 40 В 0℃<Гокр<70℃, (7вх= 12 В до Ubx= 15 В
0,1
0,5
0,3
% U вых
% Ub&X
Стабилизация по нагрузке
Подавление пульсаций
/“ = 1 мА до /н = 50 мА 0℃<Гокр<70℃, /и = 1 мА до，н == 50 мА
f = 50 Гц, до 10 кГц / = 50 Гц до 10 кГц, С()п == 5 мкФ
0,03
74
86
0,2
0,6
% %
дБ дБ
Усредненный температурный коэффициент выходного напряжения
Ограничение тока при коротком замыкании
0℃<Гокр&70℃
Ад.т =10 Ом, Ubmx = 0
0,003
65
0,015
%/℃
мА
Опорное напряжение
Напряжение шума на выходе
Долговременная стабильность
ПП = 100 Гц до 10 кГц, Сол = 0
ПП = 100 Гц до 10 кГц, Coni—* 5 мк①
6,80
7,15
20
2,5
0,1
7,50
В
мкВ (эфф.>
мкВ (эфф.}
Vo/1000 ч
Ток, потребляемый ИС
Диапазон входного напряжения
Диапазон выходного напряжения
Разность напряжений вход — выход
/н = 0, (7вх = 30 В
9,5
2,0
3,0
2,3
4,0
.40
37
38
мА
В
В
в
Примечания: 1. Приведенные данные справедливы для температуры окружающей среды до 25℃. Свыше 25℃ пересчет следует проводить на основе следующих значений теплового сопротивления:
Тепловое сопротивление переход — среда
Тип
Макс.
ТО-5
150
190
Пластмассовый DIP
150
190
Керамиковый DIP
125
160
L состоит из 20 витков эмалированной медной проволки, намотанной на цилиндрический горшкообразный сердечник из феррокскуба〔) Р36/22-387 или эквивалентный ему, с воздушным зазором 2,286 мм.
Номера рисунков, взятые в скобки, могут быть использованы, если делитель R1/R2 размещается на стороне, противоположной усилителю ошибки.
Замените делитель RJR? на рисунках делителем, показанным на рис. (3..
+U должно быть присоединено к +3 В или к источнику питания с более высоким напряжением.
При применении в металлическом корпусе, когда требуется Uct. внеш* ний стабилитрон на 6,3 В должен быть последовательно соединен с Ubhk，
Типовые характеристики “А723 и цА723С
0.30.3х建^ И1鼻口q占х建^ И1鼻口q占51525 35 45(Ubx~°bhx), В51525 35 45(Ubx~°bhx), В0,20,400,20,40-0.1-0.1-0.2-0.2-55152535 45-55152535 45f—х叩ВЬ1Х)，Вf—х叩ВЬ1Х)，В^£^^~в髧^^^£^^~в髧^^
0.3
0.3
х建^ И1鼻口q占
х建^ И1鼻口q占
51525 35 45
(Ubx~°bhx), В
51525 35 45
(Ubx~°bhx), В
0,2
0,4
0
0,2
0,4
0
-0.1
-0.1
-0.2
-0.2
-55152535 45
-55152535 45
f—х叩ВЬ1Х)，В
f—х叩ВЬ1Х)，В
^£^^~в髧^^
^£^^~в髧^^
■Стабилизация по напряжению сетикак функция от разности напряже-ний ■ ВХОД — выход. ■%нх=5В, % _=0. Т =2$。&ныл, Да кикр△и^ЗВ, 0=1 мА■Стабилизация по напряжению сетикак функция от разности напряже-ний ■ ВХОД — выход. ■%нх=5В, % _=0. Т =2$。&ныл, Да кикр△и^ЗВ, 0=1 мАСтабилизация по нагрузке какфункция от разности напряженийвход — выход.°вых= +5 В, R =0. *=25 У『н= от I мА до 50 мА.Стабилизация по нагрузке какфункция от разности напряженийвход — выход.°вых= +5 В, R =0. *=25 У『н= от I мА до 50 мА.
■Стабилизация по напряжению сетикак функция от разности напряже-ний ■ ВХОД — выход. ■
%нх=5В, % _=0. Т =2$。&ныл, Да кикр
△и^ЗВ, 0=1 мА
■Стабилизация по напряжению сетикак функция от разности напряже-ний ■ ВХОД — выход. ■
%нх=5В, % _=0. Т =2$。&ныл, Да кикр
△и^ЗВ, 0=1 мА
Стабилизация по нагрузке какфункция от разности напряженийвход — выход.
°вых= +5 В, R =0. *=25 У『н= от I мА до 50 мА.
Стабилизация по нагрузке какфункция от разности напряженийвход — выход.
°вых= +5 В, R =0. *=25 У『н= от I мА до 50 мА.
I) Магнито-мягкий ферритовый материал.——Прим, персе.
50 0.80л0,60.5м03 ш-ш^о^. —hsHso
—s—к吿£
^Z-Ks^m^s^^^o 工冃
^ ^ ^ ^ ^ 6
50
卩 о о о 9 I 力16 4 Z от 4■ MMHBxsduBHG」QHUs_gB аинз 工 Quws
Входное напряжение
г
выходное^
СП-ss^ ，ж.匸 ph oogosBSHaHOUXS 仙2,0О-2.О.о、
<г
25
Температура перехода,℃
Переходные процессы, вызванныеизменением напряжения сети*
%х= + 12В,%ых=+5В.%
=1 мА. 70Kp=25 °C，％.产°・
Время, МКС
Характеристики ограничения тока взависимости от температуры пере，хода.
Q」QH5x_q9 амнано5»-е
Врем孔мкс
ю о ^ ^ ^ ^
частота, Гц
Переходные процессы, вызванныеизменением тока нагрузки.
+ 12 В. %ых=+5В, /н =
Полное выходное сопротивление - как функция от частоты.
=40 мА, Т
,25 ℃, R、т=0.
%нх=+5В,
^окр:
25
Типовые характеристики нА723
0,25 О 510 15 20 25 30
Выходной ТОК, МА
0.0500.0510.1 1
х_£пк«呑sMVMgelJ
20 如 6060 ЮО
Выходной ТОК, мА
0.05О0.О50.10.150.2О
x_q94F -至「еем §«»
разность напряжение вход-выход, в
"тх=+5В, =+ 12. R& т=°-"тх=+5В, =+ 12. R& т=°-= + 12 В，仆.= + 12 В，仆.т~-т~-10 Ом.10 Ом.+ 5В,+ 5В,4ых：4ых：
"тх=+5В, =+ 12. R& т=°-
"тх=+5В, =+ 12. R& т=°-
= + 12 В，仆.
= + 12 В，仆.
т~-
т~-
10 Ом.
10 Ом.
+ 5В,
+ 5В,
4ых：
4ых：
Зависимость максималь-ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.
Тп (макс )=150 ℃,r钟皿П函℃巾T.
РцотрИС=60 мВт (бездополнительного теплоот-вода).
Характеристики стабили-зации по нагрузке безсистемы ограничениятока.
Характеристики стабилизации по нагрузке с системой ограничения тока.
Характеристики стабилизации по нагрузке с системой ограничения тока. %ых=5 В, U = + 12 В，
R[.t=1° °14，
Характеристики ограни-чения тока.
Ub&x=5B・ %х= + 】2В,%・т=1° °м・
Потребляемый ток ИСкак функция входногонапряжения.
UBKX=Uon> %№・
Типовые характеристики нА723С
Разность напряжений вход-выход, вРазность напряжений вход-выход, в加16012080400加16012080400ВЫХОДНОМ ток,ВЫХОДНОМ ток,.Разность нгпряжении вход- выход, В.Разность нгпряжении вход- выход, В
Разность напряжений вход-выход, в
Разность напряжений вход-выход, в
加16012080400
加16012080400
ВЫХОДНОМ ток,
ВЫХОДНОМ ток,
.Разность нгпряжении вход- выход, В
.Разность нгпряжении вход- выход, В
Зависимость максималь-ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.гп (макс)=150℃,Ктепл = 15°℃/Вт・Рнотр ИС=60 мВт (ме-таллический корпус, иетдополнительного тепло-отвода).Зависимость максималь-ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.гп (макс)=150℃,Ктепл = 15°℃/Вт・Рнотр ИС=60 мВт (ме-таллический корпус, иетдополнительного тепло-отвода).Зависимость максимальЗависимость максимального тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.%=125ОС. Лтепл = = 111 ℃/Вт, Рпотр ИС= =69 мВт (корпус DIP, без%=125ОС. Лтепл = = 111 ℃/Вт, Рпотр ИС= =69 мВт (корпус DIP, бездополнительного тепло-»отвода).дополнительного тепло-»отвода).Характеристики стабили-зации по нагрузке (безсистемы ограничения то-ка).Характеристики стабили-зации по нагрузке (безсистемы ограничения то-ка).%ых=+5В, = + 12 В,勺.%ых=+5В, = + 12 В,勺.
Зависимость максималь-ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.
гп (макс)=150℃,Ктепл = 15°℃/Вт・
Рнотр ИС=60 мВт (ме-таллический корпус, иетдополнительного тепло-отвода).
Зависимость максималь-ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.
гп (макс)=150℃,Ктепл = 15°℃/Вт・
Рнотр ИС=60 мВт (ме-таллический корпус, иетдополнительного тепло-отвода).
Зависимость максималь
Зависимость максималь
ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.
ного тока нагрузки отразности напряженийвход — выход.
%=125ОС. Лтепл = = 111 ℃/Вт, Рпотр ИС= =69 мВт (корпус DIP, без
%=125ОС. Лтепл = = 111 ℃/Вт, Рпотр ИС= =69 мВт (корпус DIP, без
дополнительного тепло-»отвода).
дополнительного тепло-»отвода).
Характеристики стабили-зации по нагрузке (безсистемы ограничения то-ка).
Характеристики стабили-зации по нагрузке (безсистемы ограничения то-ка).
%ых=+5В, = + 12 В,勺.
%ых=+5В, = + 12 В,勺.
0102030ВЫХОДКОЙ ЮК, мА0102030ВЫХОДКОЙ ЮК, мАw О ^ ^ь^- ₽s^^^^ra£w О ^ ^ь^- ₽s^^^^ra£н=ншмё-ив工 OJOMWtsqm—hes.moн=ншмё-ив工 OJOMWtsqm—hes.mo1020 30 4050Входное напряжние.в1020 30 4050Входное напряжние.вАоз.ого仙 vw-xslsswot書莒 0。Аоз.ого仙 vw-xslsswot書莒 0。
0102030
ВЫХОДКОЙ ЮК, мА
0102030
ВЫХОДКОЙ ЮК, мА
w О ^ ^ь^- ₽s^^^^ra£
w О ^ ^ь^- ₽s^^^^ra£
н=ншмё-ив工 OJOMWtsqm—hes.mo
н=ншмё-ив工 OJOMWtsqm—hes.mo
1020 30 4050
Входное напряжние.в
1020 30 4050
Входное напряжние.в
Аоз.ого仙 vw-xslsswot書莒 0。
Аоз.ого仙 vw-xslsswot書莒 0。
Характеристики стабили-зации по нагрузке с си-стемой ограничения тока.Характеристики стабили-зации по нагрузке с си-стемой ограничения тока.%мх =+%мх =+Характеристики ограни-чения тока.%х=十 12 В. Гвых=»= + 5 В. R т= 10 Ом.Характеристики ограни-чения тока.%х=十 12 В. Гвых=»= + 5 В. R т= 10 Ом.Ток, потребляемый ИС,с зависимости от вход-иого напряжения.^вых~^ОП> /н=0・Ток, потребляемый ИС,с зависимости от вход-иого напряжения.^вых~^ОП> /н=0・
Характеристики стабили-зации по нагрузке с си-стемой ограничения тока.
Характеристики стабили-зации по нагрузке с си-стемой ограничения тока.
%мх =+
%мх =+
Характеристики ограни-чения тока.%х=十 12 В. Гвых=»= + 5 В. R т= 10 Ом.
Характеристики ограни-чения тока.%х=十 12 В. Гвых=»= + 5 В. R т= 10 Ом.
Ток, потребляемый ИС,с зависимости от вход-иого напряжения.
^вых~^ОП> /н=0・
Ток, потребляемый ИС,с зависимости от вход-иого напряжения.
^вых~^ОП> /н=0・
Таблица /. Значения сопротивления резисторов (в кОм) при стандартном (номинальном) выходном напряжении
Положительное выходное напряжение
№№ рис., к которым приложимо
Фиксированный выход ±5 %
Устанавливаемый выход 土 10 % (прим. 4)
(прим. 3)
R
R
П‘
к
+3,0
1, 5, 6, 9, 12(4)
4.12
3,01
1,8
0,5
12
+3,6
1, 5, 6, 9, 12(4)
3,57
3,65
1,5
0,5
1,5
+5,0
1, 5, 6, 9, 〔2(4)
2,15
4,99
0,75
0,5
2,2
+6,0
1, 5, 6, 9, 〔2(4)
1,15
6,04
0,5
0,5
2,7
+9,0
2, 4, (5, 6,
9, 12)
1,87
7,15
0,75
1,0
2,7
+ 12
2, 4 (5, 6, 9, 12)
4,87
7,15
2,0
1,0
3,0
+ 15
2, 4 (5, 6, 9, 12)
7,87
7,15
3,3
1,0
3,0
+28
2, 4 (5, 6, 9, 12)
21,0
7,15
5,6
1,0
2,0
+45
7
&57
48,7
2,2
10
39
+75
7
3,57
78,7
2,2
10
68
+ 100
7
3,57
102
2,2
10
91
+250
7
3,67
255
2,2
10
240
Продолжение
Отрицательное выходное напряжение
№№ рис., к которым приложимо
Фиксированный * выход ±5 %
Устанавливаемый выход
±10%
R
R2
R
R2
П|
—6 (прим. 5)
3, (10)
3,57
2,43
1>2
0,5
0,76
-9
3, 10
3,48
5,36
1,2
0,5
2,0
—12
3, 10
3,57
8,45
1,2
0,5
3,3
—15
3, 10
3,65
11,5
1,2
0,5
4,3
—28
3, 10
3,57
24,3
1,2
0,5
10
—45
8
3,57
41,2
2,2
10
33
ТОО
• 8
3,57
97,6
2,2
10 '
91
—250.
8
3,57
249
2,2
10
240
Таблица 〃. Формулы для нахождения значений промежуточного выходного напряжения
Выход от +2 до +7 В [рис. 1, 5, 6, 9, 12, (4)] и R2 ]
выход от +4 до +250 В (рис. 7)
〃〃п R2 — Ri .
Ограничение тока
г 一 — Од.т
2R，
К3 =r4
&.т
Выход от +7 до +37 В (рис. 2,4,(5, 6, 9, 12)1 kx=(%n^^2)
Выход от —6 до —250 В [рис. 3, 8, 10]
г;( 'on R1 + —2、
2Rl 丿;
Ограничение тока с изменяющимся уровнем ограничения
/огр. макс = 「UbhxR3 ( "д.т(Кз+К4)]
L ^?д.Т^4
/огр. к. 3
Кц.т& 1
Од т Кз + &
Кд.т&
「вх
■Ста 6 и л. выход
Базовый высоковольтный ста били-*затор (%нх от 7 д。37 В).Типовые характеристики: стабилизированное выходное на прямее ние 5 В, стабилизация по напряжению сети (АС7вк=3 В) 1,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/и=50 мВ) 4,5 мВ. Примечание： ■^3=^1^2/(^1 + + К?) для достижения миннмаль-< иого тем перату ри ого дрейфа. Можно &з исключить, если требуетсяБазовый высоковольтный ста били-*затор (%нх от 7 д。37 В).Типовые характеристики: стабилизированное выходное на прямее ние 5 В, стабилизация по напряжению сети (АС7вк=3 В) 1,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/и=50 мВ) 4,5 мВ. Примечание： ■^3=^1^2/(^1 + + К?) для достижения миннмаль-< иого тем перату ри ого дрейфа. Можно &з исключить, если требуется
Базовый высоковольтный ста били-*затор (%нх от 7 д。37 В).
Типовые характеристики: стабилизированное выходное на прямее ние 5 В, стабилизация по напряжению сети (АС7вк=3 В) 1,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/и=50 мВ) 4,5 мВ. Примечание： ■^3=^1^2/(^1 + + К?) для достижения миннмаль-< иого тем перату ри ого дрейфа. Можно &з исключить, если требуется
Базовый высоковольтный ста били-*затор (%нх от 7 д。37 В).
Типовые характеристики: стабилизированное выходное на прямее ние 5 В, стабилизация по напряжению сети (АС7вк=3 В) 1,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/и=50 мВ) 4,5 мВ. Примечание： ■^3=^1^2/(^1 + + К?) для достижения миннмаль-< иого тем перату ри ого дрейфа. Можно &з исключить, если требуется
Рис. I- Базовый низковольтный стабилизатор (%нх от 2 爪。7 В).
ОТ — ограничение тока, ДТ — датчик тока.
иметь минимум компонентов.иметь минимум компонентов.Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение 5 В, стабилизация по напряжению сети (АС7ВХ=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/н = 50 м“)1.5 мВ. Примечание: &=氏田2/(冗 +&) для получения минимального температурного дрейфа.
иметь минимум компонентов.
иметь минимум компонентов.
Рис. 3. Стабилизатор с отрицательным выходным напряжением.Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение —15 В, стабилизапия по напряжению (AL7BX=3 В) 1 мВ, стабнлмт зация по нагрузке (Д/и«= 100 мА) 2 мВ (см. примечание 6).Рис. 3. Стабилизатор с отрицательным выходным напряжением.Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение —15 В, стабилизапия по напряжению (AL7BX=3 В) 1 мВ, стабнлмт зация по нагрузке (Д/и«= 100 мА) 2 мВ (см. примечание 6).Рнс. 4. Стабилизатор положитель* hofo напряжения.
Рис. 3. Стабилизатор с отрицательным выходным напряжением.
Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение —15 В, стабилизапия по напряжению (AL7BX=3 В) 1 мВ, стабнлмт зация по нагрузке (Д/и«= 100 мА) 2 мВ (см. примечание 6).
Рис. 3. Стабилизатор с отрицательным выходным напряжением.
Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение —15 В, стабилизапия по напряжению (AL7BX=3 В) 1 мВ, стабнлмт зация по нагрузке (Д/и«= 100 мА) 2 мВ (см. примечание 6).
Типовые характеристики: стабили-зированное выходное напряжение+ 15 В, стабилизация по напряже-нию сети (ДС/ВХ=3 В) 1.5 мВ,стабилизация по нагрузке (Д/н==1 А) 15 мВ.
Рис. 5. Стабилизатор положительного напряжения с внешним про ходиьш р—/1—р-транзистором.
Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUBX=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке (Д/н = =1 А) 5 мВ.
Рис. 6. Ограничение тока с изменяю， щимся уровнем ограничения.
Типовые характеристики: стабилизиро* ванное выходное напряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUbx=3 В) 0,5 мВ. стабилизация по нагрузке (А/и=10 мА) 1 мВ, ток ко・ ротного замыкания 20 мА.
Рис. 7. Плавающий стабилизатор положительного напряжения.
Типовые характеристики: стабилизирО'* ванное выходное напряжение +50 В, стабилизация по напряжению сети (Д£7вх=20 В) 15 В, стабилизация по нагрузке (Д/н =50 мА) 20 мВ (см. примечание 6).
х^|___
Рис. 8. Плавающий стабилизатор отрицательного напряжения.
Типичные характеристики: стабилизированное выходное напряжение 100 В, стабилизация по напряжению сети (А^вх = =20 В) 30 мВ, стабилизация по нагрузке (△'н=1°‘ мА) 20 мВ (см. примечание 6).
К
Рнс. 9. Импульсный стабилизаторположительного
напряжения.
Типовыехарактеристики:
ста билизированное выходное напряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (At/BX=30 В) 10 мВ, стабилизация по нагрузке (А/н = 2 А) 89 мВ (см. примечание 2).
%х
Ста бил.
" выход
士 С2 100 м 呷
-Рис. !0. Импульсныйстабилизатор отрицатель-ного напряжения.
Типовые характеристики: стабилизированное выходное напряжение —15 В, стабилизация по напряжениюсети
(А1/вх^20 В) 8 мВ, стабилизация по нагрузке (△/и = 2 А) 6 мВ (см.
примечания 2. 6).
Рис. 11. Стабилизатор с дистэнциоииым от- ключонием и ограничением тока.Типовые характеристики: ста&ияизироваиное Ндпряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUbx=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке 1,5 мВ. Примечание： 1. Если не требуется ограничение тока, то транзистор, используемый для ограничения тока, может быть задействован для отключения стабилизатора. 2. Устанавливается, если (7 ых>10 В.Рис. 11. Стабилизатор с дистэнциоииым от- ключонием и ограничением тока.Типовые характеристики: ста&ияизироваиное Ндпряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUbx=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке 1,5 мВ. Примечание： 1. Если не требуется ограничение тока, то транзистор, используемый для ограничения тока, может быть задействован для отключения стабилизатора. 2. Устанавливается, если (7 ых>10 В.
Рис. 11. Стабилизатор с дистэнциоииым от- ключонием и ограничением тока.
Типовые характеристики: ста&ияизироваиное Ндпряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUbx=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке 1,5 мВ. Примечание： 1. Если не требуется ограничение тока, то транзистор, используемый для ограничения тока, может быть задействован для отключения стабилизатора. 2. Устанавливается, если (7 ых>10 В.
Рис. 11. Стабилизатор с дистэнциоииым от- ключонием и ограничением тока.
Типовые характеристики: ста&ияизироваиное Ндпряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (AUbx=3 В) 0,5 мВ, стабилизация по нагрузке 1,5 мВ. Примечание： 1. Если не требуется ограничение тока, то транзистор, используемый для ограничения тока, может быть задействован для отключения стабилизатора. 2. Устанавливается, если (7 ых>10 В.
Рис. 12. Стабилизатор параллельногодействия.
Типовые характеристики: стабилизирс- взниое выходное напряжение +5 В, стабилизация по напряжению сети (At/BX = 10 В) 0,5 мВ. стабилизация но нагрузке (△/и = Ю0 мЛ) 1,5 мВ (см. примечание 6).
Uun Неинв. -U Ннв.
входвход
Рис. 13. Схе-ма устаповкивыходного на*вряженця.
Принципиальная схема.
УНИВЕРСАЛЬНАЯ ПОДСИСТЕМА
ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА "A78s40 D
(ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Общее огисание.卩A78s40 представляет собой подсистему стабилизатора в монолитном исполнении, состоящую из всех необходимых составных частей, необходимых для импульсной системы стабилизации. Прибор состоит из температурно-компенсированного источника опорного напряжения, генератора с управляемой скважностью импульсов и активной схемой ограничения тока, усилителя ошибки, выходных ключей на большие токи и напряжения, мощного диода и незадействоваиного операционного усилителя. Если от прибора требуются токи, превышающие 1,5 А и напряжения 40 В, то к нему могут быть подключены внешние п — р ——п- или р ——п ——р-транзисторы. Он может быть использован как для понижающих, повышающих и инвертирующих напряжение импульсных стаблизаторов, так и для стабилизаторов последовательного действия с проходным управляющим элементом. Характерные свойства этого устройства: широкий диапазон питающего напряжения, малое значение рассеиваемой (потребляемой) мощности, высокий к. п. д. и низкий, дрейф. Оно полезно для любой отдельной с малым числом элементов импульсной системы стабилизации и исключительно хорошо работает в системах, работающих с питанием от батарей.
•Импульсные стабилизаторы с повышением, понижением и инвертированием напряжения
•Выходное напряжение, устанавливаемое в пределах от 1,3 до 40 В •Выходной ток без внешних транзисторов до 1,5 А
•Работа в пределах изменения выходного напряжения от 2,5 до 40 В •Низкое значение тока, потребляемого собственно схемой
Неинв. инв.вход входНеинв. инв.вход входКолл. колл..Колл. колл..конденсатор зад. Датч.конденсатор зад. Датч.Опорное напряжениеОпорное напряжениеинв.неинв,питание выходвход“о". оу оуОУ ОУинв.неинв,питание выходвход“о". оу оуОУ ОУЭмитт. Като 口 Анод клича диода диодаЭмитт. Като 口 Анод клича диода диода
Неинв. инв.
вход вход
Неинв. инв.
вход вход
Колл. колл..
Колл. колл..
конденсатор зад. Датч.
конденсатор зад. Датч.
Опорное напряжение
Опорное напряжение
инв.неинв,питание выход
вход“о". оу оу
ОУ ОУ
инв.неинв,питание выход
вход“о". оу оу
ОУ ОУ
Эмитт. Като 口 Анод клича диода диода
Эмитт. Като 口 Анод клича диода диода
Блок-схема.
С разрешения фирмы Fairchild Camera and Instruments Corp.
Катод диода 匚 4口 копл.ключа
Анод диода 匸 2153 Колл.драйверз
Змип. ключа 匸 31А□ Датчик
ВЫХОД DY 匸 413□ Ukk
питание 0V Г 5西鄒郡體
неинв-входОУ 匚 6Я3 аемля
инв. вход ОУ 17 W □ Ннв, вход комл.
Опорное напрях 匸 8 g 口丁俾.вход комп.
Цоколевка, корпус DIP с 16 выводами.Номер для заказа.Тип№
HA78S40цА78s40DM
HA78S40цА78s40DC
"A78s40HA78S40PC
•Стабилизация по напряжению сети н нагрузке на уровне 80 дБ
• Высокий коэффициент усиления, большой ток, наличие независимого ОУ
Предельные эксплуатационные данные
Входное напряжение от +U до —U
Входное напряжение от —U ОУ до —U
Диапазон синфазного входного напряжения (усилитель ошибки и ОУ)
Дифференциальное входное напряжение (примеч. 1) Допустимая длительность к. з. на выходе (ОУ) Ток источника опорного напряжения Напряжение между коллектором ключа и землей Напряжение между эмиттером ключа и землей Напряжение между коллектором ключа и эмиттером Напряжение между мощным диодом и землей Обратное напряжение мощного диода Ток мощного ключа Ток мощного диода
Мощность, рассеиваемая внутри прибора (примеч. 2) пластмассовый корпус DIP.
герметический корпус DIP
Диапазон температур при хранении
Диапазон рабочих температур
военного назначения (gA78S40M) коммерческие (卩A78s】0С)
Температура выводов при пайке герметический корпус (пайка не более 60 с) пластмассовый корпус (пайка не более 10 с)
40 В 40 В от — 0,3 до +U
±30 в Неограничена
10 мА
40 В 40 В 40 В 40 В 40 В
1,5 А
1,5 А
1500 мВт 1000 мВт от —65 до +150℃
от —55 до +125℃ от 0 до 70℃
300℃ 260℃
Примечания: 1. При напряжении питания меньше 30 В абсолютное значение максимального напряжения равно напряжению источника питания.
2. Эти значения справедливы при Т°кр до 25℃. При Токр выше 25℃ перерасчет для герметического корпуса DIP делается с учетом теплового сопротивления 8 мВт/℃, а для пластмассового — 14 мВт/℃А
Электрические характеристики: UBX — 5,0 В, 1 (если нет других указаний)
，ov =
5,0 В
「окр ==
25℃
Характеристики
Условия измерения
Мин.
Тип.
Макс.
Единица измерения
Общие характеристики
Напряжение питания
Ток питания
(ОУ отсоединен) Ток питания ОУ
Ubx = 5,0 В °вх= 40 В Ubx = 5,0 В
Ubx = 40 В
2,5
1,8
2,3
0,4
0,5
40
2,5
3,5 1,0 1,5
В мА мА
Источник опорного напряжения
Опорное напряжение
Температурный коэффициент опорного напряжения
Стабилизация опорного напряжения по питающей сети
Стабилизация опорного напряжения по нагрузке
/ons^ 1,0 мА /оп= 1,0 мА
от Ubx = 3,0 В до t/вх = 40 В /он = 1.0 мА
от /он —■ 1,0 мА до /qh ^― 10 мА
1,180
1,245 10Q
0,04
0,2
1,310
0,2
0,2
В 10"6 1/℃
мВ/В
мВ/мА
Генератор
Зарядный ток
Время включения
Разрядный ток
Время отключения
Колебания напряжения генератора
Су = 0,01 мкФ
Су = 0,01 мкФ
25 200 225
22
0,5
мкА мкс мкА мкс
В
Схема ограничения тока
Напряжения датчика тока схемы ограиичеиня
330
мВ
Выходные ключи
Выходное напряжение насыщения 1
Выходное напряжение насыщения 2
Значение А21э выходного транзистора
Выходной ток утечки
/кл ^ 1*0 А
^кл ~ 1,0 А
/к = 1,0 А, &3 = 5,0 В Ubhx = 4о в
1,1
0,45
70
10
1,3
0,7
В
В
нА
Электрические характеристики: Ubx == 5,0 В, Uoy = 5,0 В ГОКР = рабочий температурный диапазон (если нет дополнительных указаний)
Компаратор
Входное напряжение сдвига
^синф ^^ ^оп
1,5
15
мВ
Входной ток смешения
^синф = Uon
35
200
нА
Входной ток сдвига
^синф = Uoil
5,0
75
иА
Диапазон изменения синфазного напряжения
Гокр === 25 ℃
0
+
—2
В
Коэффициент ослабления изменений напряжения источника питания
〃вх от 3,0 до 40 В 70Kp == 25 °C
70
96
дБ
Выходной операционный усилитель
Входное напряжение сдвига
^синф = 2,5 В
4,0
15
мВ
Входной ток смещения
^сииф = 2,5 В
30
200
нА
Входной ток сдвига
^синф = 2,5 В
5,0
75
нА
Коэффициент усиления по входу +
Rh = 2,0 кОм к земле, Uвых ^^ 1,0 до 2,5 В, 亍окр ^ 25 ℃
25 тыс.
250 тыс.
В/В
Коэффициент усиления по входу —
& = 2,0 кОм к +и()у Uвых == 1,° До 2,5 В, 力 окр = 25 ℃
25 тыс.
250 тыс.
в/в
Коэффициент ослабления синфазной составляющей
и«!нф = ° До 3 В, 丁 окр =3 25 ℃
76
100
дБ
Коэффициент ослабления изменения напряжения источника питания
+%у от 3,0 до 40 В 7 окр== 25 ℃
76
100
дБ
Выходной вытекающий ток
Токр н 25 °C
75
150
мА
Выходной втекающий ток
7окр = 25 ℃
10
35
мА
Скорость нарастания напряжения
Токр = 25 ℃
0,6
В/мкс
Низкое значение выходного напряжения
/н = —5,0 мА, 'окр =ss 25 ℃
+ °ОУ
1.0
В
Высокое значение выходного напряжения
/н = 50 мА, Т окр = 25 °C
—3,0
В
Формулы, используемые при проектировйнйи стабилизаторов
Характеристика
Понижающий
Повышающий
Инвертирующий
Единицы измерения
/ц
2 /вых (макс.)
2/вмх (макс.)Х
2 'вых (макс.)义
Л
、/внх++■-%(") 力х-икр(нас.).
X^Bx+lUBaxl+Ufl—UKaSac)
4х-икз(нас.)
&т
0,33 В//п
0,33 В〃п
0,33 В〃п
Ом
力вкл
4“х + ид
^вых + Од — 〃вх
U +』A
^выкл
4х - U滕(нас.) - 1/вых
4х - °кз(нас・)
4х - ^КЭ(нас・)
£*
£вых+£д .
/Евыкл
°внх + 一 4х
/^ВЫКЛ
1 °ВЫХ 1 + °Д ,
мкГн
у ■■ ^выкл
^выкл
，也
/也
/п£
^вых + ^Д
U вых + Од — %х
1 Ubhx 1 + Од
Су (мкФ)
45 • 10-%1gl (мкс)
45 • Ю-^вмкл (мкс)
45 • КГ%» (мд
мкФ
с：
/ц (力вкл + ^выкл)
(1ц — /вых)2 ^выкл
(厶1 — /вых)2^выкл
мкФ
8 ^пульс
2 ^п^пульс
2 /ц。пульс
Коэффициент полезного действия
Ubx - Окз (нас.) — Ur、,
ивх- икэ (нас.)、,
% 一 ％3 (нас.)| ^вых|
4хX
А X
°вх1 ^вых 1 + и 区
乂Ubhx
k + ид
УU вых
乂 4нх + ид-и冴ас.)
『ВХ (ср.) (условие макси-
貝
"вых + Од
4х
Л
мальной иа- 'грузки)
11 + “Д
4х - %3((呐.)+17A
^вх+1 %KX I+U 〃—икз(наа)
Пptuo昼ение В
5L7
СХЕМА УПРАВЛЕНИЯ КЛЮЧЕВОГО СТАБИЛИЗАТОРА
МС3420, МСЗ520 ФИРМЫ Motorola Semiconductor 】)
МОНОЛИТНЫЕ КРЕМНИЕВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Схема управления ключевого стабилизатора. МС3250/3420 представляет собой устройство управления преобразователем, пригодное для выполнения функций управления источниками питания с ШИМ, выполненными по двухтактной, мостовой или п ос ледов ательиой ключевой схеме.
Эти устройства разработаны для широтно-импульсного управления ба* зами двух внешних мощных транзисторов. Однако они также могут быть использованы в бестрансформатерных удвоителях напряжения, в трансформаторных преобразователях постоянного напряжения в постоянное напряжение, а также выполнять другие функции управления мощностью.
МС3520 предназначена для диапазона рабочих температур от ——55 до +125℃, характерных для военных применений. МС3420 рассчитано на диапазон температур от 0 до +70℃.
Окончание Р- лластмассовый корпус 648Окончание Р- лластмассовый корпус 648Окончание £ означает керамический корпус 620Окончание £ означает керамический корпус 620Коррекция симметрийКоррекция симметрийвых. ген.ВЫХ. 2вых. ген.ВЫХ. 2五J Вых. 1 团賑五J Вых. 1 团賑ОвнCbh叵Вых,/Трг.|~уОвнCbh叵Вых,/Трг.|~уВых. ШИМВых. ШИМУСТ.” МВ"УСТ.” МВ"
Окончание Р- лластмассовый корпус 648
Окончание Р- лластмассовый корпус 648
Окончание £ означает керамический корпус 620
Окончание £ означает керамический корпус 620
Коррекция симметрий
Коррекция симметрий
вых. ген.
ВЫХ. 2
вых. ген.
ВЫХ. 2
五J Вых. 1 团賑
五J Вых. 1 团賑
Овн
Cbh叵
Вых,/Трг.|~у
Овн
Cbh叵
Вых,/Трг.|~у
Вых. ШИМ
Вых. ШИМ
УСТ.” МВ"
УСТ.” МВ"
Общий вид схем МС3420 и МС3520.Общий вид схем МС3420 и МС3520.Цоколевка. («МВ» — «мертвое время».)Цоколевка. («МВ» — «мертвое время».)
Общий вид схем МС3420 и МС3520.
Общий вид схем МС3420 и МС3520.
Цоколевка. («МВ» — «мертвое время».)
Цоколевка. («МВ» — «мертвое время».)
+ 10 к 30 В+ 10 к 30 ВК схеме 卯Р. базой вых.транзистораК схеме 卯Р. базой вых.транзистораРис. 1. Типичное применение.Рис. 1. Типичное применение.
+ 10 к 30 В
+ 10 к 30 В
К схеме 卯Р. базой вых.
транзистора
К схеме 卯Р. базой вых.
транзистора
Рис. 1. Типичное применение.
Рис. 1. Типичное применение.
】)С разрешения фирмы Motorola Semiconductor Ino.
Сведения для заказа
Прибор
Температурный диапазон, ℃
Упаковка
МС3420Р
MC3420L
MC3520L
от 0 до +70
от 0 до +70
от —55 до 4-125
Пластмассовый DIP Керамический DIP Керамический DIP
•Имеет симметричный генератор
-В чип встроены: широтио-импульсный модулятор, источник опорного на・ пряжения, компаратор «мертвого времени», фазоинвертор
•Устанавливаемая выходная частота (от 2 до 100 кГгу
•Имеются входы запрета и коррекции симметрии
•Управляемый запуск
•Частота и «мертвое время» устанавливаются независимо (от 0 до 100 %)
•Может работать с запуском от других устройств МС3420
•Открытые коллекторные выходы
•Выходной ток 50 мА (макс.)
•Встроенная в схему защита от сдвоенных импульсов на выходах в течение переходного процесса в нагрузке
Предельные эксплуатационные данные
Обозначение
МС3520
МС3420
Единицы измерения
Напряжение источника питания
30
В
Выходное напряжение (выводы И и
^вых
40
в
/з)
Выходное напряжение генератора
А
30
в
(вывод 14)
Напряжение на выводе 4
入
2,0
в
Напряжение на выводах 3 н 8
а, а
5,
D
Ё
Напряжение на выводе 5
и5
7,
D
В
Мощность рассеяния
Ррасе
См. информацию
о тепловых
характеристиках
Рабочая температура перехода
пластмассовый корпус
%
—
125
℃
керамический корпус
150
150
Рабочий диапазон окружающей тем-
Токр
от —55
от 0
℃
пературиой среды
до +125
до +70
Диапазон температур при хранении
「хр
от —65
от —65
℃
до +150
до +150
520
Характеристика
№ рис.
Обозначение
МС3520
МС3420
Единицы измерения
мин.
тип.
макс.
мин.
тип.
макс.
Электрические характеристики (£7Кк = от 10 до 30 В; 70Kp = 25©С, если нет, других указаний)
Источник опорного напряжения
Опорное напряжение (/Оп = 400 мкА)
5
Gm
7,6
7,8
8,0
7,4
7,8
8,2
В
Температурный коэффициент опорного напряжения
(°КК = * В, /оп = 400 мкА)
5
TKV
on
0,008
0,03
—
0,008
0,03
%/℃
Стабилизация опорного напряжения по входному напряжению
Лш = 400 мкА
『on == 1,0 мА
5
Стабвх
—
3,0
5,0
7,5
——
4,0
5,0
7,5
мВ/В
Прилооюение В
Напряжение питания
5
°вх
10
30
10
—
30
В
Ток питания
(^?виеш == 1° кОм, включая ток нагрузки и ток опорного источника напряжения)
5
，вх
16
22
мА
Питание (пост, ток)
Напряжение насыщения на выходе(厶1 =如 мА, Твнс ДО Тнизк)(■н==25 мА,『вне 人。^низк)Ток утечки на выходе (С7КЭ = =40 В, выводы 11 и /3)78°КЗ (нас.)/®二0,330,220,550二0,330,220,550вмкАКомпараторДиапазон установки ширины импульса9АШИ0—1000—100%Диапазон установки «мертвого времени»9А МВ0—1000—100%Напряжение насыщения на выходе(厶1 =如 мА, Твнс ДО Тнизк)(■н==25 мА,『вне 人。^низк)Ток утечки на выходе (С7КЭ = =40 В, выводы 11 и /3)78°КЗ (нас.)/®二0,330,220,550二0,330,220,550вмкАКомпараторДиапазон установки ширины импульса9АШИ0—1000—100%Диапазон установки «мертвого времени»9А МВ0—1000—100%ВыходВыходSSГенератор
Напряжение насыщения на выходе
(厶1 =如 мА, Твнс ДО Тнизк)
(■н==25 мА,『вне 人。^низк)
Ток утечки на выходе (С7КЭ = =40 В, выводы 11 и /3)
7
8
°КЗ (нас.)
/®
二
0,33
0,22
0,5
50
二
0,33
0,22
0,5
50
в
мкА
Компаратор
Диапазон установки ширины импульса
9
АШИ
0
—
100
0
—
100
%
Диапазон установки «мертвого времени»
9
А МВ
0
—
100
0
—
100
%
Напряжение насыщения на выходе
(厶1 =如 мА, Твнс ДО Тнизк)
(■н==25 мА,『вне 人。^низк)
Ток утечки на выходе (С7КЭ = =40 В, выводы 11 и /3)
7
8
°КЗ (нас.)
/®
二
0,33
0,22
0,5
50
二
0,33
0,22
0,5
50
в
мкА
Компаратор
Диапазон установки ширины импульса
9
АШИ
0
—
100
0
—
100
%
Диапазон установки «мертвого времени»
9
А МВ
0
—
100
0
—
100
%
Выход
Выход
S
S
Стабильность частоты (f = =20 кГц) (f = 20 кГц, °КК =」5 В от「ннзк до Твыс)
5
2
△f
—
0,03
3,0
—
0,04
5,0
% %/℃
Максимальная частота выходного сигнала (Ukk =15 В)
6
/макс
100
200
——
100
200
——
кГц
Минимальная частота выходного сигнала (&к = 15 В)
6
/мни
——
2,0
5,0
—
2,0
50
кГп
Выходное напряжение насыщения генератора (7и = —5,0 мА)
11
"ген (нас.)
—
0,2
0,5
02
0,5
В
Характеристика№рнс.ОбозначениеМС3520МС3420Единицы измерениямин.тип.макс.мнн.тип.макс.Температурный коэффициент установки «мертвого времени»—ТКМВ—0,1——0,1—%/℃Токи смещения компаратора12,13,/1 см5,0155,015мкА14/1 см—10301030мкАХарактеристика№рнс.ОбозначениеМС3520МС3420Единицы измерениямин.тип.макс.мнн.тип.макс.Температурный коэффициент установки «мертвого времени»—ТКМВ—0,1——0,1—%/℃Токи смещения компаратора12,13,/1 см5,0155,015мкА14/1 см—10301030мкА5 225 22Вспомогательные входы/выходы
Характеристика
№рнс.
Обозначение
МС3520
МС3420
Единицы измерения
мин.
тип.
макс.
мнн.
тип.
макс.
Температурный коэффициент установки «мертвого времени»
—
ТКМВ
—
0,1
—
—
0,1
—
%/℃
Токи смещения компаратора
12,13,
/1 см
5,0
15
5,0
15
мкА
14
/1 см
—
10
30
10
30
мкА
Характеристика
№рнс.
Обозначение
МС3520
МС3420
Единицы измерения
мин.
тип.
макс.
мнн.
тип.
макс.
Температурный коэффициент установки «мертвого времени»
—
ТКМВ
—
0,1
—
—
0,1
—
%/℃
Токи смещения компаратора
12,13,
/1 см
5,0
15
5,0
15
мкА
14
/1 см
—
10
30
10
30
мкА
5 2
2
5 2
2
Пилообразное напряжение Верхняя точка пилы Нижняя точка пилы
5
^ПИЛ (верх). /" (ниж.)
5,5
2,0
6,0
2,4
6,5
2,8
5,5
2,0
6,0
2,4
6,5
2,8
В
Изменение пилообразного напряжения
(^пил (верх) — t/пил (ниж)
5
△^пил
3,0
3,5
4,0
3,0
3,5
4,0
В
Отвод тока с вывода «выход источника пилообразного напряжения»
5
/<ХГВ
400
—
400
—
мкА
Источник тока выхода пилообразного напряжения
5
/нет
3,0
—
—
3,0
мА
Входной ток вывода «отрицание запрета». Высокое значение10/вх (выс.)Входной ток вывода «запрет». Низкое значение10/вх (НИЗ.)Ток запрета вывода «Коррекция симметрии вход/выход 2». Высокое значение (■нм = 2,0 В, вывод 16)10/снм (выс.)Ток запрета вывода «коррекция симметрии вход/выход 2»Низкое значение ((/сим = =0,8 В, вывод 16)10/сим(НИЗ.)Источник тока вывода «Вых.Трг.»—/нетВходной ток вывода «отрицание запрета». Высокое значение10/вх (выс.)Входной ток вывода «запрет». Низкое значение10/вх (НИЗ.)Ток запрета вывода «Коррекция симметрии вход/выход 2». Высокое значение (■нм = 2,0 В, вывод 16)10/снм (выс.)Ток запрета вывода «коррекция симметрии вход/выход 2»Низкое значение ((/сим = =0,8 В, вывод 16)10/сим(НИЗ.)Источник тока вывода «Вых.Трг.»—/нет一一40——40мкА—一25— 180—-25—180мкА——40———40мкА——10— 180——10一180мкА2,02,0мА一一40——40мкА—一25— 180—-25—180мкА——40———40мкА——10— 180——10一180мкА2,02,0мАпрн>0注et-ute Впрн>0注et-ute В
Входной ток вывода «отрицание запрета». Высокое значение
10
/вх (выс.)
Входной ток вывода «запрет». Низкое значение
10
/вх (НИЗ.)
Ток запрета вывода «Коррекция симметрии вход/выход 2». Высокое значение (■нм = 2,0 В, вывод 16)
10
/снм (выс.)
Ток запрета вывода «коррекция симметрии вход/выход 2»
Низкое значение ((/сим = =0,8 В, вывод 16)
10
/сим(НИЗ.)
Источник тока вывода «Вых.
Трг.»
—
/нет
Входной ток вывода «отрицание запрета». Высокое значение
10
/вх (выс.)
Входной ток вывода «запрет». Низкое значение
10
/вх (НИЗ.)
Ток запрета вывода «Коррекция симметрии вход/выход 2». Высокое значение (■нм = 2,0 В, вывод 16)
10
/снм (выс.)
Ток запрета вывода «коррекция симметрии вход/выход 2»
Низкое значение ((/сим = =0,8 В, вывод 16)
10
/сим(НИЗ.)
Источник тока вывода «Вых.
Трг.»
—
/нет
一
一
40
—
—
40
мкА
—
一25
— 180
—
-25
—180
мкА
—
—
40
——
—
40
мкА
—
—10
— 180
—
—10
一180
мкА
2,0
2,0
мА
一
一
40
—
—
40
мкА
—
一25
— 180
—
-25
—180
мкА
—
—
40
——
—
40
мкА
—
—10
— 180
—
—10
一180
мкА
2,0
2,0
мА
прн>0注et-ute В
прн>0注et-ute В
Выходные характеристики по переменному току (Tqkp = Токр (выс.)Окк = +15 В, f — 20 кГц)
Время нарастания
Время спада
15
15
tr
—
40
150
—
—
40
150
—
НС
НС
Время перекрытия
15
%ер
—
275
—
—
275
—
ВС
Асимметрия (относительная продолжит, работы = 50 %
15
±вкл. 1 ~~ »вкл. 2
^вкл. 1
±1,0
—
—
±1,0
%
Примечание: Г (выс.)- +125℃ для МС3520, +70℃ для МС3420; Г (низ.)- -55℃ для MQ3520, 0℃ для МС3420.
Общие сведения. Блок-схема внутренних соединений МС3420 приведена в гл. 10 на рис. 10.20, а и включает следующие части:
Источник опорного напряжения. Стабильное опорное напряжение генерируется схемой МС3420 в первую очередь для использования внутри схемы. Однако его можно использовать и для внешних нужд (вывод 0 t/On): для установки «мертвого времени» (вывод Z) и в качестве опорного для усилителей ошибки внешнего контура управления.
Генератор пилообразного напряжения. Генератор пилообразного напряжения создает симметричное пилообразное напряжение треугольной формы, изменяющееся в пределах 2,4 и 6,0 В с частотой, определяемой внешними резистором (Авн) и конденсатором (Спн), присоединяемыми соответственно к выводам / и 2 и земле.
Рнс. 2. Схема для проверки утечки иа выходе.
Примечание: Напряжение всегда должно быть приложено к выводам 6 н 7・
Компаратор ШИМ. Выход генератора пилообразного напряжения, пода* ваемый на вывод 8, обычно подсоединяется к выводу 5. «Вх. пил. напр.» Компаратор ШИМ (широтно-импульсной модуляции) сравнивает напряжение на выводе 6 (Г7УпР) с выходным напряжением генератора пилы. Уровень t/ynp определяет ширину выходного импульса или относительную продолжительность работы. Относительная продолжительность каждого выхода может из* меняться (исключая выход «мертвого времени») в пределах от 50 % (когда Uynp примерно равно 2,4 В) до 0 % (Uynp приблизительно равно 6 В).
Компаратор ^мертвого времени». Дополнительный компаратор включен в схему М.С3420 для гого, чтобы иметь возможность независимо устанавливать «мертвое время» системы или максимальное значение относительной про* должительности работы. За счет деления (/Оп, получаемого с вывода 9, с помощью резистивного делителя или потенциометра и приложения этого напря* жения к выводу 7 получается стабильное «мертвое время». Оно предотвра-* щает сквозную проводимость ключевых транзисторов, возникающую при вн： сокой относительной продолжительности работы из-за времени задержек при коммутации ключей.
Фазоинвертор. Фазоинвертор введен в состав МС3420 с целью получения двух выходных м-апряжений, сдвинутых на 180° относительно друг друга для использования в многотранзисторных преобразовательных системах. Он состоит из триггера, тактовый сигнал которого вырабатывается логической схемой 《И》при подаче на ее входы выхода компаратора ШИМ и сигнала генератора пилообразного напряжения. Этот вентиль《И》обеспечивает правильное чередование выходных сигналов при переходных процессах в контуре управления. Чтобы лучше понять эту особенность схемы МС3420, рекомендуем изучить формы сигналов, приведенные в гл. 10 на рис. 10.20, б.
Рис. 3. Схема проверки относительной продолжительности включения сигнала на выходе. (МВ — «мертвое время».)Рис. 3. Схема проверки относительной продолжительности включения сигнала на выходе. (МВ — «мертвое время».)Типичные значения относительной продолжительности работы а зависимости от напряжения мертвого времениТипичные значения отиосктельной продолжительности работы в зависимости от напряжения ишм(иупр)1力唾嘉|1亞0.0 со肾久 ш С 炎冬扫讒:2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 5,56,04,0 02,02,53,03,54,04,55,05,56,050464033261811400Типичные значения относительной продолжительности работы а зависимости от напряжения мертвого времениТипичные значения отиосктельной продолжительности работы в зависимости от напряжения ишм(иупр)1力唾嘉|1亞0.0 со肾久 ш С 炎冬扫讒:2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 5,56,04,0 02,02,53,03,54,04,55,05,56,050464033261811400НCQ 舌100%-иая усте- новкаМертвое времяШирина импульса1,0 1,01,01,0(Выв. /7-ЬВыв. /5) = Логич. «1»0%-ная установка Мертвое Бремя Ширина импульса7,0 1,01,07.0(Выв. //) (Выв. /3)=Логич. «1»НCQ 舌100%-иая усте- новкаМертвое времяШирина импульса1,0 1,01,01,0(Выв. /7-ЬВыв. /5) = Логич. «1»0%-ная установка Мертвое Бремя Ширина импульса7,0 1,01,07.0(Выв. //) (Выв. /3)=Логич. «1»Примечание: Логич. «1» соответствует Ubrx (высок.) совместимых элементов ТТЛ.Примечание: Логич. «1» соответствует Ubrx (высок.) совместимых элементов ТТЛ.
Рис. 3. Схема проверки относительной продолжительности включения сигнала на выходе. (МВ — «мертвое время».)
Рис. 3. Схема проверки относительной продолжительности включения сигнала на выходе. (МВ — «мертвое время».)
Типичные значения относительной продолжительности работы а зависимости от напряжения мертвого времени
Типичные значения отиосктельной продолжительности работы в зависимости от напряжения ишм(иупр)
1力唾
嘉|1亞
0.0 со
肾久 ш С 炎冬扫
讒:
2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 5,5
6,0
4,0 0
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
4,5
5,0
5,5
6,0
50
46
40
33
26
18
11
40
0
Типичные значения относительной продолжительности работы а зависимости от напряжения мертвого времени
Типичные значения отиосктельной продолжительности работы в зависимости от напряжения ишм(иупр)
1力唾
嘉|1亞
0.0 со
肾久 ш С 炎冬扫
讒:
2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 5,5
6,0
4,0 0
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
4,5
5,0
5,5
6,0
50
46
40
33
26
18
11
40
0
Н
CQ 舌
100%-иая усте- новка
Мертвое время
Ширина импульса
1,0 1,0
1,0
1,0
(Выв. /7-ЬВыв. /5) = Логич. «1»
0%-ная установка Мертвое Бремя Ширина импульса
7,0 1,0
1,0
7.0
(Выв. //) (Выв. /3)=Логич. «1»
Н
CQ 舌
100%-иая усте- новка
Мертвое время
Ширина импульса
1,0 1,0
1,0
1,0
(Выв. /7-ЬВыв. /5) = Логич. «1»
0%-ная установка Мертвое Бремя Ширина импульса
7,0 1,0
1,0
7.0
(Выв. //) (Выв. /3)=Логич. «1»
Примечание: Логич. «1» соответствует Ubrx (высок.) совместимых элементов ТТЛ.
Примечание: Логич. «1» соответствует Ubrx (высок.) совместимых элементов ТТЛ.
СВЕДЕНИЯ О РАБОТЕ И ПРИМЕНЕНИЯХ
Опорное напряжение. Температурный коэффициент источника опорного напряжения был оптимально подобран при токе нагрузки 400 мкА (Rh ^ 右 20 кОм). Если требуется больший ток, то может быть использован буферный ОУ, как показано на рис. 4.
Выходная частота. Значения Rbh н Свн для заданной частоты выходного сигнала % могут быть найдены из выражения
% a 0,55/RbhGh； 5,0 кОм《Rbh & 20 кОм(1)
или по кривым рис. 5. Заметьте, что % относится к частоте вых. 1 (вывод ") или вых. 2. (вывод /3). Частота выходного сигнала генератора пилообразного напряжения, замеренная на выводе 8, будет вдвое больше, чем /о.
Мертвое время. Рис. 6 иллюстрирует, как установить значение «мертвого времени» или значение максимальной относительной продолжительности работы в схеме МС3420. Для того чтобы получить минимальный дрейф устанавливаемого «мертвого времени» от изменения температуры или питающего напряжения, напряжение Um. в, соответствующее уста навл ив аем ом у «мертвому времени», должно быть получено, как это показано, от источника опорного напряжения. 、
100100Рис. 5.Рис. 5.25201510 5*еж^ aHHaunoduoo25201510 5*еж^ aHHaunoduoostts^xmstts^xm2 кГц1020Частота выходного сигнала 力2 кГц1020Частота выходного сигнала 力ББК схеме управления напряэсениемк схеме огр а киче*-ння токаК схеме управления напряэсениемк схеме огр а киче*-ння тока例代0 кОm例代0 кОmI,мягкого nWI,мягкого nW
100
100
Рис. 5.
Рис. 5.
25201510 5*еж^ aHHaunoduoo
25201510 5*еж^ aHHaunoduoo
stts^xm
stts^xm
2 кГц1020
Частота выходного сигнала 力
2 кГц1020
Частота выходного сигнала 力
Б
Б
К схеме управления напряэсением
к схеме огр а киче*-
ння тока
К схеме управления напряэсением
к схеме огр а киче*-
ння тока
例代0 кОm
例代0 кОm
I,мягкого nW
I,мягкого nW
Присоединения к выводу (/упр. Во многих системах требуется к выводу Uynp подсоединить много цепей для того, чтобы обеспечить в дополнение к стабилизации напряжения такие функции, как ограничение тока, «мягкий пуск» и т. п. Это может быть сделано путем использования простой диодной схемы «ИЛИ», как это показано на рис. 7. Это позволяет устанавливать наи- низшую продолжительность работы ШИМ. независимо от того, какой управляющий элемент воздействует. Заметьте, что резистор Ri, значение которого < 50 кОм, размещается между выводом Uynp н землей. Это необходимо для
обеспечения пути для входного тока смещения ШИМ компаратора при всех возможных условиях. Относительная продолжительность работы дается выражением
ОПР (%)六[(Uynp — 2)/4] X 100. (2)
Примечание: Схемы с использованием продукции фирмы Motorola приведены здесь в качестве типичных применений микросхем, но не следует считать, что они дают информацию, требующуюся для построения этих микросхем.
Приводимые сведения тщательно проверены, и имеется уверенность в их полной надежности. Однако за неточности фирма ответственности не несет. Кроме того, публикация данной информации не передает покупателю описанных микросхем лицензионных или других патентных прав фирмы Motorola или других фирм.
Мягкий пуск. Во многих источниках питания с ключевой широтно-им пульс- ной модуляцией желательно иметь возможность «мягкого» запуска для того, чтобы избежать превышения выходного напряжения и разбаланса намагничивающего тока в первичной обмотке силового трансформатора. Эта особенность реализуется за счет постепенного подъема относительной продолжительности
работы ключевых элементов от нуля до нормального рабочего значения в период первоначального подключения мощности к системе и после снятия сигнала запрета. При использовании схемы МС3420 это легко осуществляется, например, одним из методом, показанным на рис. 8.
После команды «запрет» или при начальном наборе мощности напряжение на Ri и выводе 6 экспоненциально спадает с постоянной времени R& от значения "кк до потенциала земли, обеспечивая постепенное нарастание относительной продолжительности работы. Диоды Д2 ——А обеспечивают логическую функцию «И» на выводе Uynp, в то время как Ti служит для разряда (возврата в исходное состояние) конденсатора Ci в цепи, задающей время, в случае когда приходит команда «запрет». При этом снова приводится в действие система «мягкого» пуска. Диод Д1 позволяет вернуть конденсатор Ci в исходное состояние, когда отключается питание UKK.
Ограничение бросков тока. Так как многие ШИМ-ключевые источники пнт тания работают непосредственно от выпрямителей, питающихся от сети переменного тока 110 В, с емкостными входными фильтрами, то обычно необхо, димо предусмотреть меры защиты от бросков тока перегрузки, предотвра* щающие выход из строя выпрямителя. На рис. 9 показан один из возможных методов.
В этой схеме для обеспечения ограничения бросков тока перегрузки используется последовательный резистор Кпосл・ После того как конденсатор фильтра зарядится, 7\ получает триггерный сигнал от схемы управления через
Tpl и закорачивает Rnocm. При этом устраняется большое рассеяние мощности на этом сопротивлении. Триггерный сигнал для Т< может быть получен или от выхода генератора (вывод /4), или от одного из выходов схемы МС3420. Если используется выход генератора, то необходимо обеспечить временную задержку сигнала на выводе «запрет», с тем чтобы держать его при низком потенциале до тех пор, пока конденсатор Ci не зарядится.
При использовании сигнала с выходных выводов схемы для получения временной задержки может использоваться начальная часть временного цикла «мягкого» пуска. Однако использование сигнала с выходного вывода генератора имеет то преимущество, что относительная продолжительность его ра« боты составляет 50 %, независимо от того, какую относительную продолжи* тельность работы имеют сигналы на выходах схемы. Это может упростить схему управления трансформатором Tpl.
Подчинение. В некоторых применениях, когда, например, один ШИМ-ин- вертор/преобразователь используется для питания другого, может быть желательна их синхронизация по частоте. Это может быть выполнено с многими МС3420, как показано на рис. 10 От одной ведущей М.С3420 могут быть ведомы две схемы МС3420.
(15 В, 2 А)-преобразователь постоянного напряжения в постоянное. Рис. 11 иллюстрирует применение схемы МС3520 в ключевом ШИМ-источнике пита* ни я, использующем один последовательно включенный ключевой элемент (описание структур ключевых ШИМ источников питания см. приложение). Последовательно включенный ключевой транзистор Л прерывает входное напряжение постоянного тока UBX с частотой 〜25 кГц, и для получения выходного напряжения постоянного тока этот прерывистый сигнал фильтруется с помощью Li и Ci* Частота устанавливается с помощью R4 и Q, и так как выходы схемы МС3520 соединяются между собой, образуя логическую схему «ИЛИ», то fo вдвое больше, чем это дается уравнением (1) и рис. 7. "вых ста би лизируется за счет сравнения его величины с величиной опорного напряжения схемы МС3520 и усиления напряжения ошибки с помощью У】. Выход У】 подводится к МС3520 для того, чтобы обеспечить сигнал ШИМ для
U 2J
Рис. 10. Включение МС3420 по схеме ве* дущий — ведомый.
”х О .+20 до 30 в
60 мкФ
§0 в
Ю В 5 и 13
МС3520
2129
ID кОм
Рис. 11. Преобразователь капряженкя постоянного тока в напряжение постоянноготока на 15 В, 2 А；厶：7,5 мГн, 2.5 А; 131 виток # AWG провода на сердечникеиз феррокскуба Кб-350-И-ЗЕ с 40-мм зазором;必：MC1741CPI.
71 и тем самым управлять относительной продолжительностью его работы, а следовательно, и значением ^/8ых- Конденсатор С2 обеспечивает «мягкий» пуск при наборе мощности, предотвращая избыточное отклонение выходного на* пряжения и чрезмерный пусковой ток через Г〔. Защита при коротком замыкании осуществляется с помощью ЯЛ. т, Тз и Т4. При возникновении перегрузок по току под влиянием падения напряжения на R& т включается Тд. Транзистор Т3 включает Т4, который поднимает напряжение на выводе 6 (Uynp) схемы МС3520, уменьшая тем самым - относительную продолжительность ра】 боты 71 н поддерживая выходной ток на постоянном уровне ~2,5 А.
СЕРИЯ АНАЛОГОВЫХ КЛЮЧЕЙ
АН0120/АН0130/АН0140/АН0150/АН0160
фирма National Semiconductor D
Общее описание. Серия АН0100 представляет законченное семейство анало* говых ключей, выполненных на полевых транзисторах ср ——n-переходом. При* сущая семейству гибкость позволяет конструктору приспособить выбор прибора к отдельным применениям. Имеющиеся конфигурации ключей включают сдвоенные двухполюсные ключи на одно направление (ДПОН), сдвоенные однополюсные ключи на одно направление (ОПОН), двухполюсные на два направления (ДПДН) и однополюсные на два направления (ОПДН). Значение Гс. н(вкл.) изменяется от 10 до 100 Ом. Серия выпускается как в плоских корпусах с 14 планарными выводами, так и в объемных типа DIP с 14 выводами. Основные конструктивные особенности ключей:
•Входы совместимы с ТТЛ/РТЛ и РТЛ
•Аналоговый входной сигнал 20 В от пика до пика
”с. н(вкл.) не более 10 Ом (АНО 140, АН0141, АНО 145, АН0146)
•Частотный диапазон аналоговых сигналов не менее 1 МГц
•Мощность, потребляемая в отключенном состоянии, менее 1 мВт •Уетранены все сопротивления утечки между затвором н стоком ♦Быстрая коммутация, типичное значение /ВКл составляет 0,4 мкс, Гвыкл Q а 1,0 мкс.
Принципиальная схема.
Сдвоенные ключи ДПОН и ОПОН. Примечание: часть, отмеченная пунктирными линиями, не относится к сдвоенным ключам ОПОН;Сдвоенные ключи ДПОН и ОПОН. Примечание: часть, отмеченная пунктирными линиями, не относится к сдвоенным ключам ОПОН;Дифференциальные ОПДН. Примечание: ченная пунктиром, неДифференциальные ОПДН. Примечание: ченная пунктиром, неключи ДПДН и часть' схемы, отме- относится к дкффе*ключи ДПДН и часть' схемы, отме- относится к дкффе*ренциальиому ключу ОПДН,ренциальиому ключу ОПДН,
Сдвоенные ключи ДПОН и ОПОН. Примечание: часть, отмеченная пунктирными линиями, не относится к сдвоенным ключам ОПОН;
Сдвоенные ключи ДПОН и ОПОН. Примечание: часть, отмеченная пунктирными линиями, не относится к сдвоенным ключам ОПОН;
Дифференциальные ОПДН. Примечание: ченная пунктиром, не
Дифференциальные ОПДН. Примечание: ченная пунктиром, не
ключи ДПДН и часть' схемы, отме- относится к дкффе*
ключи ДПДН и часть' схемы, отме- относится к дкффе*
ренциальиому ключу ОПДН,
ренциальиому ключу ОПДН,
О С разрешения фирмы National Semiconductor Corp.
•Работа от стандартного напряжения питания ОУ ±15 В (серии АН0150/АН0160)
•Цоколевка совместима с широко распространенной серией DG100.
Серия АНО 100 предназначена для выполнения разнообразных аналоговых коммутационных операций в таких устройствах, как коммутаторы, мультиплексоры, ЦА-преобразователи, схемы выборки и хранения и модуляторы/демодуляторы.
Серия АНО 100 может работать в диапазоне температур от —55 до + 125°С, а серия АН0100С — в диапазоне температур от —25 до +85℃.
Логика и схемы соединений ключей.Любое из приведенных устройств заказывайте, используя каталожный номер с окончанием й или F. См. корпуса National Semiconductor D14A или F14A; АН0133С, АНТ134С» АН0152С имеются также в корпусе Ма — сдвоенная схема ДПОНЛогика и схемы соединений ключей.Любое из приведенных устройств заказывайте, используя каталожный номер с окончанием й или F. См. корпуса National Semiconductor D14A или F14A; АН0133С, АНТ134С» АН0152С имеются также в корпусе Ма — сдвоенная схема ДПОН
Логика и схемы соединений ключей.
Любое из приведенных устройств заказывайте, используя каталожный номер с окончанием й или F. См. корпуса National Semiconductor D14A или F14A; АН0133С, АНТ134С» АН0152С имеются также в корпусе М
а — сдвоенная схема ДПОН
Логика и схемы соединений ключей.
Любое из приведенных устройств заказывайте, используя каталожный номер с окончанием й или F. См. корпуса National Semiconductor D14A или F14A; АН0133С, АНТ134С» АН0152С имеются также в корпусе М
а — сдвоенная схема ДПОН
Высокий уровень (±10 В)АН0140 (10 Ом)АН0129 (30 Ом)АН0126 (80 Ом)Высокий уровень (±10 В)АН0140 (10 Ом)АН0129 (30 Ом)АН0126 (80 Ом)Средний уровень (±7,5 В)АН0153 (15 Ом)АН0154 (50 Ом)Средний уровень (±7,5 В)АН0153 (15 Ом)АН0154 (50 Ом)
Высокий уровень (±10 В)
АН0140 (10 Ом)
АН0129 (30 Ом)
АН0126 (80 Ом)
Высокий уровень (±10 В)
АН0140 (10 Ом)
АН0129 (30 Ом)
АН0126 (80 Ом)
Средний уровень (±7,5 В)
АН0153 (15 Ом)
АН0154 (50 Ом)
Средний уровень (±7,5 В)
АН0153 (15 Ом)
АН0154 (50 Ом)
б — сдвоеииая схема ОПОН
* Вывод имеется только в корпусе N
Высокий уровень (±10 В) Средний уровень(±7,5 В)
АН0141 (10 Ом)АН0151 (15 Ом)
АН0133 (30 Ом)АН0152 (50 Ом)
АНО 134 (80 Ом)
в — дифференциальная схема ДПДН
Высокий уровень (±10-В) Средний уровень (±7,5 В)
АН0145 (10 Ом)AH0I63 (15 Ом)
АН0139 (30 Ом)АН0164 (50 Ом)
АН0142 (80 Ом)
г — дифференциальная схема ОПДН
Высокий уровень (±10 В) Средний уровень (±7,5 В)
АН0146 (10 Ом)АН0161 (15 Ом)
АН0144 (30 Ом)АН0162 (50 Ом)
АН0143 (80 Ом\
СВЕДЕНИЯ ПО ПРИМЕНЕНИЮ 、
Совместимость с входной логикой
Стыковка по напряжению. В общем серия АН 100 совместима с большинством ДТЛ-, ТТЛ- н РТЛ-семейств логических элементов. Пороговое значение напряжения включения определяется суммой значений напряжения £7БЭ входного транзистора, URp. д диода в цепи эмиттера, падения /А| и Uon. При комнатной температуре н Uoa = 0 номинальное значение порогового напряжения включения составляет; 0,7 В + 0,7 В + 0,2 В п 1,6 В. С учетом до
Параметр
Обозначение
Тип устройства '
Условия измерения
Пределы
Еди-
рения
сдвоен, дпон
сдвоен, опон
ДПДН (дифф.)
опдн
(дифф.)
+U=12B, —U= -18 В, Uon=0,0B
тип.
макс.
Логич. «1» Входной ток
Логич. «0» Входной ток
Положительный ток питания. Ключ «Вкл.»
Отрицательный ток питания. Ключ «Вкл.»
Ток включения на входе (разреш.) опорного напряжения
Положительный ток питания.
Ключ «Выкл.» Отрицательный ток питания. Ключ «Выкл.» Ток входа (разреш.) опорного напряжения при «Выкл.»
/вх (вкл)
/вх (откл)
+/ (вкл)
—/ (вкл)
/оп (вкл)
+/ (выкл)
—1 (выкл) /оп (выкл)
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Все схемы
Прим. 2Гокр = 25°С
В пределах темп, диапазона
Прим. 2Г(жр = 25°С
В пределах темп, диапазона
Один драйвер Токр = 25℃ вкл. прим. 2 е пределах темп, диапазона
Один драйвер Токр = 25℃ вкл. Прим. 2 в пределах темп, диапазона
Один драйвер 70Kp = 25°С вкл. Прим. 2 в пределах темп, диапазона
U вх. 1 =7 окр = 25℃
=Ubx. 2=0,8 В в пределах темп, диапазона
U вх. 1 =7 окр = 25℃
=Ubx. 2=°,8 В в пределах темп, диапазона
UbX. 1 =「окр n 250c
=Ubx・ 2=0,8 В в пределах темп, диапазона
2,0
0,1
2,2
—1,0
-1,0
1,0
—1,0
—1,。
60
120
1
2,0
3,0
3,3
— 1,8
—2,0
—1,4
-1,6
10
25
—10
-25
—10
—25
мкА мкА
мкА мкА
мА мА
мА мА
мА мА
мкА мкА
мкА мкА
мкА мкА
Электрические характеристики для ключей «высокого уровня» (примечание 1)
Прико 留фн,ие В
Сопротивление
%, и (вкл)
АН0126
/
AHCI 34
1
AHD142
АНО 143
Uc=10B70Kp = 25℃
ключа во вкл. состоянии
Сопротивление
，& И (вкл)
АНО 129
АНО 133
АН0139
АН0144
/с = 1 мАВ пределах темп»
диапазона
Uc=10B Гокр = 25℃
ключа во вкл. состоянии
Сопротивление
Гс. И (вкл)
АНО 140
АН0141
АНО 145
АН0146
厶=1 мА В пределах темп, диапазона
Uc = 10 В Токр == 25°С
ключа во вкл. состоянии
Ток утечки драйвера
Ток утечки ключа
(/с+/ц)(вкл)
/ц (выкл)
АНО 126
Все с
АНО 134
хемы
АНО 142
АНО 143
fc = 1 мА В пределах темп, диапазона
〃一％=— 10 В Токр = 25℃ В пределах темп, диапазона
Uc. н = ±20 В Т'окр == 25℃
нли
АН0129
АН0133
АН0139
АН0144
В пределах темп.
Ток утечки ключа
/с (выкл)
/и (выкл)
АНО 140
АН0141
АНО 145
АН0146
диапазона
Uc.h = ±20B Гокр = 25℃
Время включения
или
厶(выкл)
АН0126
АНО 134
АН0142
АНО 143
Б пределах темп, диапазона
См. схему испытаний
ключа
АНО 129
АН0133
АНО 139
АНО 144
U"=±10B, ?°КР = 25ОС
Время включения
АНО 140
АН0141
АНО 145
АНО 146
См. схему испытаний
ключа
Время выключе
•выкл
АН0126
АНО 134
АН0142
АНО 143
% = ±10 В, 7°кр = 25℃ См. схему испытаний
ния ключа
АН0129
AH0I33
АН0139
АН0144
〃А = ±10 В, ?°кр=25У
Время выключе
'выкл
АНО 140
АН0141
АНО 145
АНО 146
См. схему испытаний
ния ключа
% =±10 В, ?°кр = 25У
Й - и 8од0,840,5
8015036601020LlooLloo10L00.81,0ад
омом0M0M0M0M込11A11A*1A*1A
ПРИА。售ewue В
Примечания: (1) Если иет других указаний, то приведенные предельные значения справедливы для серии АН0100 в диапазоне температур от —55 до +125 ℃ и для серии АШООС в пределах температур от —25 до +85 ℃. Все типичные значения соответствуют 『окр=25℃. (2) Для ключевых схем ДПОН и сдвоенных ДПОН предусмотрено, что при включении CZBX=?,5 В. а при выключении t/BX—0.8 В. Для дифференциальных ключей при Кл1 н Кп2, находящихся во включенном состоянии,仆毛.2=2,5 В,嗅仁］=3,0 В Для ключей КлЗ н Кл4 во включенном состоянии 力寸 °=2.5 В, , =2,0 Б?
3
534
Параметр
Обозначение
Тип устройства
Условия измерения
Пределы
Единицы измерения
сдвоеи. ДПОН
сдвоен, опон
сдвоен.
ДПДН
опдн (днфф)
+ U= + 15B, -£；=-15 В, %п=0
тнп.
макс.
Логич. «1》
Входной ток
/вх (вкл)
Все
схемы
Прим. 2
70Kp = 25℃ В пределах темп, диапазона
20
60
120
мкА мкА
Логич. «0»
Входной ток
/вх (выкл)
Все
схемы
Прим. 2
Токр = 25℃
В пределах темп, диапазона
0,1
0,1 2
мкА мкА
Положительный ток питания. Ключ «Вкл.》
+7 (вкл)
Все
схемы
Одни драйвер Вкл. (прим. 2)
Токр = 25℃ В пределах темп, диапазона
2,2
3,0
3,3
мА мА
Отрицательный ток. Ключ «Вкл.»
—/ (вкл)
Все
схемы
Один драйвер Вкл. (прим. 2)
「окр == 25°С В предел ах темп, диапазона
ТО
—1,8
—2,0
мА мА
Ток на входе опорного напряжения (разреш.) при 《Вкл.»
/он (вкл)
Все
схемы
Один драйвер
Вкл. (прим. 2)
%кр = 25ОС В пределах темп, диапазона
—1,0
—1,4
— 1,6
мА мА
Положительный ток питания. Ключ
«Выкл.»
+/ (выкл)
Все
схемы
%Х. 1 =
= "вх. 2=0,8 В
「окр = 25℃
В пределах темп, диапазона
1,0
10
25
мкА мкА
Отрицательный ток питания. Ключ 《Выкл.»
—/ (выкл)
Все
схемы
^ВХ.1 =
= ^ВХ. 2=0,8 В
Гокр = 25°С В пределах темп, диапазона
-1,0
-10
—25
мкА мкА
Электрические характеристики для ключей «среднего уровня» (примечание 1)
Пpluoofcefule В
Токнавходе опорного напряжения (разреш.) при «Выкл.»
/оп (выкл)
Все схемы
Сопротивление ключа во вкл. состоянии
%・ И (вкл)
АН0153
АН0151
AH01G3
Сопротивление ключа во вкл. состоянии
Гс. И (вкл)
АНО 154
АН0152
АН0164
Ток утечки драйвера
(/с+^и)(вкл)
Все с
хемы
Ток утечки ключа
/с (выкл) или
/и (выкл)
АН0153
АН0151
АН0163
Ток утечки ключа
/с (выкл) или /и (выкл)
АН0154
АН0152
АНО 164
Бремя включения ключа
/кл
АН0153
АН0151
АН0163
Время включения ключа
/кл
АН0154
АН0152
АН0164
Время выключения ключа
^выкл
АН0153
АН0151
АН0163
Время выключения ключа
*вьжл
АН0154
АН0152
АН0164
UbX. ] U 一 —
Токр = 25℃
-1,0
-10
мкА
=Ubx. 2=0,8 B
В пределах темп, диапазона
—25
мкА
АН0161
Uc = 7,5 В
Токр = 25℃
10
15
Ом
/с= 1 мА
В пределах темп, диапазона
30
Ом
АН0162
% = 7,5 В
Гокр = 25℃
45
50
Ом
，с ^^ 1 мА
В пределах темп, диапазона
100
Ом
Uc—Uh=—7,5Е
Токр = 25℃
0,1
2
иА
В пределах темп, диапазона
500
иА
АН0161
Uc.h= ±15 В
Гокр = 25℃
5
10
иА
В пределах темп, диапазона
1,0
мкА
АН0162
〃.н = ±15 В
「окр = 25℃
1,0
2,0
иА
В пределах темп, диапазона
200
иА
АН0161
См. схему испытаний 『±7,5 B, * = 25七
0,8
1,0
мкс
АН0162
См. схему испытаний
0,5
0,8
мкс
иА = ±7,5 В,
%ф = 25℃
АН0161
См. схему испытаний
1,1
2,5
мкс
Ux = ±7,5 В,
%р = 25℃
АН0162
См. схему испытаний 点=±7,5 B, 7。кр = 250c
0,9
1,5
мкс
nptuootcewie В
5 з 55 з 5
5 з 5
5 з 5
Примечания: (1) Если иет других указаний, то эти предельные значения справедливы для серии АН0100 в диапазоне температур —55 до +12 5 ℃, а для серин АН0100С в диапазоне температур от —25 до +85 ℃. Все типичные значения соответствуют Токр=25℃. (2). Для ключевых схем ДПОН и сдвоенных ДПОН предусматривается что при включении tZBX7=2,5 В» а при выключенном Ubx=°'8 В・ Для дифференциальных ключей Кл1 н Кл2. находящихся во включенном состоянии, Urx. 2=2,5 В, %工 2=3.0 В. Для ключей КлЗ н Кл4 во включенном состоянии U^x. 2=2,5В, °咚 1=2,0 В.
ВысокийНизкий уроуровеньвень36 В34 В30 В25 В25 В25 В22 В22 В25 В25 В±6 В土 6 b±6 В±6 В30 мА30 мАСм.кривуюВысокийНизкий уроуровеньвень36 В34 В30 В25 В25 В25 В22 В22 В25 В25 В±6 В土 6 b±6 В±6 В30 мА30 мАСм.кривую—55 до +125°С —25 до +85℃ —65 до +150℃ 300℃—55 до +125°С —25 до +85℃ —65 до +150℃ 300℃
Высокий
Низкий уро
уровень
вень
36 В
34 В
30 В
25 В
25 В
25 В
22 В
22 В
25 В
25 В
±6 В
土 6 b
±6 В
±6 В
30 мА
30 мА
См.
кривую
Высокий
Низкий уро
уровень
вень
36 В
34 В
30 В
25 В
25 В
25 В
22 В
22 В
25 В
25 В
±6 В
土 6 b
±6 В
±6 В
30 мА
30 мА
См.
кривую
—55 до +125°С —25 до +85℃ —65 до +150℃ 300℃
—55 до +125°С —25 до +85℃ —65 до +150℃ 300℃
Максимальные эксплуатационные данные
Суммарное напряжение питания [+U — 一(—U)]
Напряжение аналогового сигнала [+U —
—Ua или Uа 一 (—U)]
Положительное напряжение питания по отношению К ОПОРНОМУ ( + U — Uon)
'Отрицательное напряжение питания по от^ ношению к опорному [&п— (—U)]
Положительное напряжение питания по отношению К ВХОДНОМУ (+U — Ubx)
Входное напряжение по отношению к опорному (Ubx—Uon)
Дифференциальное входное иапрнжение
(UbxI — Ubx2)
Входной ток, любой вывод
Рассеиваемая мощность
Рабочий диапазон температур
серия АНО 100
серия АН0100С
Диапазон температур при хранении
Температура выводов при пайке (не более
Юс)
Рис. 1.
Рнс. 4.
рис. 3・
пусков на температуру н изготовление верхнее значение порога может достигать 2,5 В, а нижнее 0,8 В (рис. 1). Для надлежащей работы необходимо:
Ubx — 口加 N 2,5 В Все ключи включены
Ubx — Us < 0,8 В Все ключи выключены
Б. Стыковка по току. Входной ток драйвера при UBX = 2,5 В и ТОкр = = 25℃ имеет типичное значение 20 мкА и в пределах всего температурного диапазона гарантируется, что его значение будет меньше чем 120 мкА. Элементы ДТЛ могут отдавать ток 180 мкА, когда логической《1》соответствует напряжение больше чем 2,5 В. При выходном уровне «1» ТТЛ элементы отдают 400 мкА. Элементы ДТЛ и ТТЛ могут непосредственно управлять серией АНО 100. Однако при низкой температуре теряется запас помехоустойчивости (по пост, току) для элементов ДТЛ в состоянии логической《1》. При применении ДТЛ элементов в пределах диапазона температур, предусмотренных для военных применений, рекомендуется использовать дополнительный резистор сопротивлением 10 кОм. Если с помощью вентиля (6К) серии DM930 должен приводиться в действие больше чем один драйвер, то должен быть добавлен ограничивающий ток резистор. Величина этого сопротивления задается выражением /?ДОп = 11/(А^——1) для N > 2, где R〃on ——значение сопротивления ограничивающего резистора в кОм, N — число драйверов.
Скорость нарастания входного сигнала. Для того чтобы обеспечить надлежащую работу аналогового ключа, скорость нарастания логического входного сигнала должна быть больше чем 0,3 В/мкс. Время нарастания сигналов на выходах элементов ДТЛ, ТТЛ и РТЛ таково, что оно с избытком удовлетворяет этим требованиям к скорости нарастания сигналов.
Управление. Приложение положительного напряжения к вводу Uoa приведет к размыканию всех ключей. Сигнал £/Оп(разр.) должен быть в режиме запрета заведомо больше 0,8 В, а при ивх(вкл.)之 0,8 В должен обеспечивать соответствующий ток /Оп(вкл.). Во включенном состоянии должно соблюдаться условие ивх(вкл.)——UOn 5> 2,5 В. Большинство вентилей ТТЛ и ДТЛ могут управлять входом UOn.
3. Особеииости дифференциального входа. Дифференциальный драйвер ключа, по существу, представляет собой дифференциальный усилитель. Тре- бЬвания ко входу, обеспечивающие надлежащую работу, таковы:
I Ubx. 1 一 〃вх. 2 I > U,3 В; 2,5 В《(Ubx. i или Uвх.2)一 ^оп《5 В.
Как показано на схемах (рис. 2), дифференциальный драйвер может подключаться к напряжению постоянного тока определенного уровня. Это напряжение может быть получено с помощью делителя напряжения, подключаемого к +° или к напряжению Ukk = 5В ДТЛ. Для того чтобы обеспечить правильную работу, делитель должен быть «жестким» по отношению к току /вх&. Шунтирование Ri с помощью конденсатора 0,1 мкФ должно предотвратить ухудшение "кл и ^Выкл. Дифференциальный драйвер может управляться триг* гером или инвертором ТТЛ (рис. 3). Подсоединение источника тока 1 мА между выводом Ооп и —U позволяет работать в диапазоне синфазных напряжений 士 10 В. Дифференциальное входное напряжение должно быть меньше, чем напряжение пробоя (6 В). Для нормальной работы достаточно дифференциального напряжения в пределах от 2,5 В до 300 мВ (рис. 4).
Стыковка по коммутируемому аналоговому напряжению. Правила работы с серией АНО 100, связанные с напряжением питания, отличаются от тех правил, которые диктуются условиями типа «не допустить пробой во включенном н выключенном состояниях ключа». В выключенном состоянии этн правила диктуются максимальным значением отклонения аналогового сигнала и ограничениями, связанными со свойствами ключа на полевом транзисторе
с р — n-переходом. При выключенном состоянии затвор полевого транзистора находится под напряжением —£7 + С/Бэ + URac, или на 1,0 В выше, чем ——U. Максимальное значение Up для ключей на полевых транзисторах со* ставляет 7 В. Наибольшее значение отрицательного аналогового напряжения Uа, которое согласуется с заданным напряжением питания, равно
|Uyi|W| —U[ —%—%3一〃亜小 ИЛИ рд I < I — £/ I — 8.0 В,
или [ — U II 口貝 I + 8,0 В.
Для стандартных ключей, рассчитанных на высокий уровень входного напряжения, Uа ^—18 + 8 В=—10 В. Выбор значения +U диктуется максимальным положительным отклонением аналогового входного напряжения. При этом существенно, что переход коллектор — база включенного р ——п — р-тран- зистора должен оставаться смещенным в обратном направлении для всех положительных значений аналогового входного напряжения. База р ——п — р- транзистора находится под напряжением + U — [/иас — U^ или +U — 1,0 В. Переход коллектор — база р ——л — р-траизистора должен иметь смещение в обратном направлении, по крайней мере равное 1,0 В. Таким образом, наибольшее положительное значение аналогового напряжения, которое соответствует заданному значению +U, составляет
Uq《+U — "нас —仆3 一 1，°В ИЛИ UА ^U — 2 В
или + U ^ £7д + 2,0 В,
Для стандартных ключей, рассчитанных на высокий уровень входного сигнала, Ua = 12 В — 2 В = 10 В.
Переходные процессы при коммутации. В процессе коммутации могут появиться переходные процессы на выходе, связанные с накоплением ^за- рядов на емкостях переходов затвор — исток и затвор ——сток полевых транзисторов ключей. Это, в частности, бывает во время перехода от выключенного к включенному состоянию. Амплитуда и продолжительность переходных процессов могут быть минимизированы путем выбора полного сопротивления нагрузки и источника настолько малыми, насколько это практически возможно.
Более того, переходные процессы могут быть минимизированы при работе ключей в дифференциальном режиме. Это означает, что заряд, поставляемый в нагрузку во время перехода из включенного в выключенное состояние, в большой степени погашается зарядом при переходе из выключенного во включенное состдяние»
Типичные применения
Программируемый источник питания с одним усилителем. £7ВЬ1Х= (±поляр*ность) X (двоично-десятичный код) X ^оп» ^ВЫх^2^ (пик« знач.) н 1 А (непре-рывно); диапазон выходного напряжения ^вых= +12 В; время достиженияполной шкалы напряжения 8 мкс.
Вх,ТТЛ
ЦА-преобразователь — от 4 до 10 разрядов (показан 4-разр. вариант).Время установления I мкс, погрешность 0,2 %. Примечание: все рези-*сторы имеют допуск 0.1 %.
ТАЙМЕР LM555/LM555C
(фирма National Semiconductor)
Общее описание. Полупроводниковая интегральная микросхема LM555 представляет собой устройство, обеспечивающее получение точных значений временной задержки или генерирование импульсов. В схеме предусмотрены дополнительные выводы для запуска и сброса. В режиме получения временной задержки последняя задается с большой точностью одним навесным резистором и одним конденсатором. При работе в режиме генерации сигналов частота следования и скважность импульсов регулируются двумя резисторами и од* ннм конденсатором. Под влиянием приложенных сигналов может быть осуществлен запуск схемы нлн сброс ее в исходное состояние. Выходная цепь микросхемы способна отдать ток до 200 мА или управлять схемами ТТЛ.
в
Принципиальная схема.
Цоколевка (вид сверху).Круглый металлический корпус. Но- мер заказа LM555H, LM555CH, см.National Semiconductor Н08С.Цоколевка (вид сверху).Круглый металлический корпус. Но- мер заказа LM555H, LM555CH, см.National Semiconductor Н08С.Корпус DIP. Номер для заказа LM555C, см. NS корпус N08B. Номер для заказа LM555J илн LM555CJ, см. N§ корпус JO8A.Корпус DIP. Номер для заказа LM555C, см. NS корпус N08B. Номер для заказа LM555J илн LM555CJ, см. N§ корпус JO8A.
Цоколевка (вид сверху).
Круглый металлический корпус. Но- мер заказа LM555H, LM555CH, см.
National Semiconductor Н08С.
Цоколевка (вид сверху).
Круглый металлический корпус. Но- мер заказа LM555H, LM555CH, см.
National Semiconductor Н08С.
Корпус DIP. Номер для заказа LM555C, см. NS корпус N08B. Номер для заказа LM555J илн LM555CJ, см. N§ корпус JO8A.
Корпус DIP. Номер для заказа LM555C, см. NS корпус N08B. Номер для заказа LM555J илн LM555CJ, см. N§ корпус JO8A.
Характерные особенности:
•Прямая замена SE555/NE555
•Время задержки от микросекунд до часов
•Работа в автоколебательном и ждущем режимах
•Регулируемая скважность импульсов
•Выходной ток до 200 мА
•Выход и напряжение питания совместимы с ТТЛ
•Температурная стабильность лучше чем 0,005 %/℃
•Нормально включенный и нормально выключенный выход Применения
Прецизионное задание временных интервалов
Генерация импульсов
•Получение последовательности временных интервалов
•Получение временной задержки
Широтно-импульсная модуляция (ШИМ)
Частотао-*импульсная модуляция (ЧИМ)
•Генерация линейного пилообразного напряжения
Типовые характеристики
Наиболее низкий вровень импульса запуска (х^кк)
ш-i^s 雯MUI3BsquewMHHH
<w -CSMHEI—ё*01
12如 8 8 4 2
Напряжение питания.a
■射А
Минимальная ширинаимпульса, требуемая длязапуска.
Зависимость тока пита-ния от напряжения пи*тания.
Зависимость - высокогоуровня выходного на，пряжения от выходноготока.
『вмк ■ мА
Зависимость низкою уровня выходного на・ пряжения от выходного тока.
Зависимость низкого уровня выходного напряг жения от выходного то* ка.
Njix.mA
Зависимость низкого уровня выходного напря* жеиия ' от выходного то* ка.
Параметр
Условия измерения
Предельные значения
Единицы измерения
М555
М555С
мин.
тип.
макс.
мин.
тип.
макс.
Напряжение питания
4,5
18
4,5
16
Ток питания
^КК = 5 Н &н = 8
3
5
3
6
мА
〃КК = 15 В，&н= 8
10
12
10
15
мА
(низкий уровень)
(прим. 2)
Погрешность выработки вре-
мениых интервалов в режиме одновибратора:
исходная погрешность
0,5
2,0
1
%
температурный дрейф
Rq = /?8 = от 1 кОм до 100 кОм, С = 0,1 мкФ (прим. 3)
30
50
Х10-6 1/℃
погрешность иа всем тем-
1,5
3,0
1,5
%
пературном диапазоне дрейф от источника пита-
0,05
0,2
0,1
%/в
НИЯ
Погрешность выработки вре-
менных интервалов в режиме автогенератора:
5
исходная погрешность
П^
2,25
7
%
температурный дрейф
90
150
Х10-6 ]/℃
погрешность на всем темпе-
2,5
3,0
%
ратуриом диапазоне
0,5
'%/В
Дрейф от источника питания
0,15
0,2
0,30
Пороговое напряжение
0,667
0,667
Х^кк
Напряжение запуска
Ukk= 15 в
4,8
5
5,2
5
в
икк= 5 В
1,45
1,67
1,9
1,67
в
Электрические характеристики (Токр = 25℃, UKK = от 4-5 до +15 В, если нет других указаний)
Пралалсенне В
542542
542
542
Ток запуска Напряжение сброса
0,4
0,01 。方
0,4
0,5
0,5
0,9 1
мкА
Ток сброса
0,1
0,1
0,4
мА
Пороговый ток
(прим. 4)
0,1
0,25
0,1
0,25
мкА
Уровень управляющего напря-
% = 15 В
9,6
10
9
10
11
жени я
/к = 5 В
2,9
3,33
2,6
3,33
4
В
Ток утечки вывода 7 при вы-
1
1
100
иА
в
соком уровне выхода
Значение напряжения на вы-
воде 7 (прим. 5)
при низком уровне выхода
(?Кк= 15 В,。= 15 мА
150
180
мВ
при высоком уровне вы-
Ukk = 4,5 В, /7 = 4,5 мА
70
100
80
200
мВ
хода
Падение выходного напряже-
Ukk= I' В
ния (низкий уровень выхо-
/вых ^ 1。мА
0,1
0,15
0,1
0,25
да)
/вых = 50 мА
0,4
0,5
0,4
0,75
^ВЫХ = 1°° мА
2
2,2
2
2,5
/вых = 200 мА
2,5
2,5
Ukk = 5 В
/вых = 8 мА
0,1
0,25
^вых = 5 мА
0,25
0,35
В
Йадание выходного напряже-
'внх=2°° мА °КК=15 В
12,5
12,5
В
ния (при высоком уровне
/внх='°° мА, Ukk=15 В
13
13,3
12,75
13,3
в
выхода)
°кк= 5 в
3
3,3
2,75
3,3
в
Время нарастания выходного
100
100
нс
сигнала
Время спада выходного сиг-
100
100
ИС
нала
Примечания-. (1) При работе с повышенными тем пер атурами значения параметров прибора должны быть пересчитаны с Учетом того, что максимальная температура перехода +150 ℃ и тепловое сопротнвление перехода/корпус для ТО-5 составляет 45 ℃/Вт, а тепловое сопротивление корпус — окружающая среда для обоих корпусов — 150 ℃/В. (2) Типичное значение тока питания при высоком уровне выхода при。欣=5 В на 1 мА меньше, (3) Измерено прн。长长=5 В 贝。长式=15 瓦(4). Пороговый ток определяет максимальное значение 尺幺 + 及月 при U^=15 В: (/?д + ^В)макс=2° МОм. (5). Не требуется защиты от избыточного тока вывода 7, если не превышены значения допустимой мощности рассеяния корпуса*
痴,мА : вывод 7
1000800600^0200
Наи низшим уровень напряжения запускающего импульса (х^кк)
Нвимизшии уровень напряэиЬния запускающего импульса (х1/кк)
Зависимость ■ запаздыва** ния в появлении выходного сигнала от уровня напряжения запускающего импульса.
Зависимость запаздыва-ния в появлении выход-ного сигнала от уровнянапряжения запускающе-го импульса.
Зависимость напряже-ния, прикладываемого ктранзистору разряда (вы-вод 7), от тока.
™ m « и£- 9-вем
1вНХ,МА； ВЫВОД7
Зависимостьнапряже
ния, прикладываемого к транзистору разряда (вывод 7), от тока.
+ 18 В600 мВтот 0 до +70℃от —55 до +125℃от —65 до +150℃300℃+ 18 В600 мВтот 0 до +70℃от —55 до +125℃от —65 до +150℃300℃
+ 18 В600 мВт
от 0 до +70℃от —55 до +125℃от —65 до +150℃
300℃
+ 18 В600 мВт
от 0 до +70℃от —55 до +125℃от —65 до +150℃
300℃
Максимальные эксплуатационные данные:
Напряжение питания
Мощность рассеяния (прим. 1)
Диапазон рабочих температур
LM558c
LM555
Диапазон температур при хранении Температура выводов при пайке (до 10 с)
СВЕДЕНИЯ ПО ПРИМЕНЕНИЮ
Режим одновибратора. В этом режиме работы таймер функционирует как генератор одиночных импульсов (рис. 1). Навесной конденсатор первоначально удерживается разряженным с помощью транзистора, расположенного внутри таймера. После приложения к выводу 2 отрицательного запускающего импульса, меньшего ^^кк> триггер устанавливается в такое положение, при котором устраняется короткое замыкание конденсатора и достигается высокий уровень выхода.
+5В до+15 в
Рис- 2. Форма напряжений в режиме одновибратора.
今工хт 貞 JOX
0.001
Л мкс 100 1мс Юме ЮОмс 1с 40 с 400с
Время запаздывания "
ю 1 W ^
｛；КК=5 В, врем я=0,1 мс/дел., 7?д=9,1 кОм,
С = 0,01 мкФ, верхняя кривая: вход
5 В/дел., средняя кривая: выход 5 В/дел„ нижняя кривая: напряжение на конденса- Рис.
торе 2 В/дел.
3. Временибе запаздывание (задерж*ка).
Напряжение на конденсаторе затем экспоненциально нарастает в течение времени / = 1,1 R/C В конце этого интервала времени напряжение достигает 明Ukk н компаратор сбрасывает триггер, который в свою очередь разряжает конденсаторы и переводит выход на низкий уровень. На рис. 2 показаны формы напряжений, генерируемые при этом режиме работы. Так как и заряд, и уровень порога компаратора прямо пропорциональны напряжению питания, то вырабатываемые временные интервалы не зависят от питания.
В течение интервала времени, когда уровень выхода высокий, повторное приложение запускающего импульса ие окажет никакого воздействия на схему. Однако в этот период времени схема может быть возвращена в исходное состояние путем приложения отрицательного импульса к выводу сброса (вывод 4). Уровень выхода будет оставаться после этого низким до тех пор, пока не будет опять приложен импульс запуска.
Когда нет нужды в использовании сброса схемы, то рекомендуется во избежание ложного запуска присоединить вывод 4 к Ukk・ На рис. 3 приведена номограмма, позволяющая легко определить значения R н С для различных временных задержек. Примечание-. При работе в режиме одновибратора перед концом временного интервала триггер длжен быть установлен в состояние высокого уровня выхода.
Рис. 4. Таймер в режиме автогенератора.Рис. 4. Таймер в режиме автогенератора.1-—11—1-—11—Рнс. 5. Кривые напряжений в режиме ав， тогенератора.UKK=5B. вРемн=20 мкс/дел.» 及幺=3,9 кОмРнс. 5. Кривые напряжений в режиме ав， тогенератора.UKK=5B. вРемн=20 мкс/дел.» 及幺=3,9 кОмРабота в режиме автогенератора. Если таймер соединить по схеме, показанной на рис. 4 (вывод 2 соединить с выводом 6), то ои будет работать как несинхронизированный (автоколебательный) мультивибратор. Навесной конденсатор заряжается через сопротивления &，土 Rb и разряжается через Rb・ Поэтому скважность импульсов может быть точно установлена за счет выбора величины отношения этих сопротивлений. При работе в этом режиме конденсатор заряжается и разряжается в пределах〔/зОкк и 2/з^кк- Как и при запуске, время заряда и разряда, а следовательно, и частота автогенератора не зависят от напряжения питания. Форма напряжений, генерируемых в этом режиме работы, показана на рис. 5.
Рис. 4. Таймер в режиме автогенератора.
Рис. 4. Таймер в режиме автогенератора.
1
-—
1
1
—
1
-—
1
1
—
Рнс. 5. Кривые напряжений в режиме ав， тогенератора.
UKK=5B. вРемн=20 мкс/дел.» 及幺=3,9 кОм
Рнс. 5. Кривые напряжений в режиме ав， тогенератора.
UKK=5B. вРемн=20 мкс/дел.» 及幺=3,9 кОм
R_g=3 кОм, С = 0,01 мкФ, верхняя крн・ вая: выход 5 В/дел., ннжняя кривая: нат пряжение на конденсаторе 1 В/дел.
Время заряда (уровень выхода высокий) определяется из выражения 力I = 0,693(旦 + Ав)С, а время разряда (уровень выхода низкий) 友= =0,6§3RbC Поэтому полный период равен Т = & 十勾=0,693 (Ra + 2&в)С.
Частота колебаний f = 1/7 = 1,44/ (7?д + 2Rb) С. Для быстрого определения значений RC могут быть использованы зависимости, приведенные на рис. 6.
Скважность импульсов равна D = &/(& + 2Rg).
Делитель частоты. Схема таймера в режиме одновибратора (см. рис. 1) может быть использована как делитель частоты за счет установки длительности временного интервала. На рис. 7 приведена форма генерируемых при этом напряжений.
Широтно-импульсный модулятор. Когда таймер включен для работы в режиме одновибратора и запускается непрерывной последовательностью импульсов, то ширина выходного импульса может быть модулирована сигналом, прикладываемым к выводу 5. Схема приведена на рис. 8, а примеры формы входного и выходного сигналов ——на рис. 9.
Позиционно-импульсная модуляция. При этом применении используется таймер, включенный в режим автогенератора, как это показано на рис. 10. Модулирующий сигнал прикладывается к выводу 5 (напряжение управления). Положение импульсов изменяется в зависимости от величины модулирующего сигнала, так как изменяется пороговое напряжение н, следовательно, временная задержка. Форма модулироваиных импульсов при треугольной форме модулирующего напряжения приведена на рис. 11.
Получение линейного пилообразного напряжения. Линейное пилообразное напряжение генерируется, когда дополнительный резистор R& в схеме одновибратора заменяется на источник неизменного тока. На рис. 12 показана
Рис. 7. Делитель частоты.
。长长二2^ В, время—20 мкс/дел.» 尺д=9.1 кОм, С = 0,01 мкФ, верхняя кривая: вход 4 В/дел., средняя кривая: выход 2 В/дел., нижняя кривая: напряжение на конден- саторе 2 В/дел.
0,1
10 100 1к 10100
Частота свлбодмых' колебаний,Гц
Рис. 6. Частота свободных колебаний.
^ w 1 w W§^*^ ё§^
0,001
Рис. 9. Форма напряжения прн шнротно- импульсной модуляции.
Ukk=S В, время—0,2 мс/дел., R&=9,1 кОм, С ^ 0,01 мкФ, верхняя кривая: модулируем мое напряженке 1 В/дел., нижняя кривая: выход 2 В/дел.
Рис. 8. Широтно-импульсный модулятор.
схема включения таймера для этого случая, а на рис. 13 — получаемая форма Напряжений при генерировании пилообразного сигнала.
Интервал времени определяется выражением Т = [2/з^кК^Э (^1 + ^2)^]/ /因 〃КК — ^БЭ (R1 + 火2)]，〃ВЭ = °£ В.
Г енератор импульсов с 50 %-ной скважностью. Для получения 50%-ной скважности импульсов резисторы R《и Rb могут быть соединены по схеме рис. 14. Интервал времени, когда уровень выхода высокий, имеет то же значение, что и ранее:友匸 0,693/?дС. Интервал времени, когда уровень выхода низкий, равен /2 = [(RaRb)/(Ra + /?в)]С-1п[(/?в — 2^a)I(2Rb — RQ]； поэтому частота импульсов f = 1/(% + /2).
Обратите внимание на то, что эта схема не будет работать, если & > > V2R4, поскольку при этом напряжение на вводе 2, присоединенном к общей точке этих сопротивлений, ие может достичь напряжения %Ukk и запу・ стать компаратор.
Рнс. 10. Позиционно-импульсный модуля-тор.
Рнс. 11. Форма напряжения при познци*онно-импульсной модуляции.
Ukk= 5 В, времл=0»1 мс/дело ^?д=3,9 кОмRg=3 кОм, С = 0,01 мкФ, верхияя кри*вая: вход 1 В/дел., иижняя кривая: вы*ход 2 В/дел.
Рис. 12.
Рис. 13. Линейный пилообразный сигнале °КК=5 В. а рем я=20 мкс/дел, 0 =47 кОм &=13 кОм, 2?q—2,7 кОм, С=0,01 мкФ. верхняя кривая: вход 3 В/дел., средняя кривая: выход 5 В/дел.» нижняя кривая: напряжение на конденсаторе 1 В/дел.
Дополнительные сведения. Необходимо предусмотреть адекватное шунтирование источника питания для защиты связанных с ним цепей. Как минимум, рекомендуется подключать конденсатор 0,1 мкФ параллельно с электролитическим конденсатором емкостью 1 мкФ. Время сохранения компаратором предыдущего состояния, когда для запуска напряжение на выводе 2 снижается
Рис. 14. Генератор импульсов с 50 %-ной скважностью.
.до потенциала земли, может достигать 10 мкс; поэтому минимальная ширина импульса одновибратора ие может быть меньше 10 мкс. Время задержки возврата выхода в исходное состояние составляет 0,47 мкс (тип.). Минимальная ширина импульса возврата должна быть 0,3 мкс (тип.) На выводе 7 ток отключается в пределах 30 ис по отношению к выходному напряжению (вы* вод 3).
ПРИЛОЖЕНИЕ Г
ВЫВОД УРАВНЕНИЯ (4.1) —ЗАВИСИМОСТИ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ БЕЗ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ ОТ ЧАСТОТЫ
Выведем выражение для коэффициента усиления по напряжению усилительного каскада при фиксированной частоте. Коэффициент усиления может ■быть выражен следующим образом: А = URMX/UBX.
Обращаясь к рис. Г.1, можно заметить, что ивых представляет собой напряжение на соединенных параллельно Rh и С. Поэтому можно переписать выражение для коэффициента усиления в виде Д (о) = (Д (0) t/Bx/^BX)X X [& 11 (l//G)C)]/.[/? + & II (I/МС)].
Умножая числитель и знаменатель на Rh+(1〃sC), получаем Д (о)= u *0)Rh(1〃sC)/[R(Rh+ 1/jsC) +Rh(1〃sC)]・
Преобразуем это выражение к виду 4(s) = / (0)Rh(1〃sC)/[RRh + + (1//sC)(R + Rh)]・
Умножим числитель и знаменатель полученного выражения на ДоС и 1/(R + Rh). в . результате получим А ®) = A(0){Rh/(R + Rh)]/[RRJ(R 十 + &)]ДоС+ 1} или 4(s) = Д (0) [RK/(R + /?н)][1/[RRK/(R + RK)]j(dC + 1].
Положим теперь RRJ(R + RJ = ^э* тогДа / ®) = А (0) ®/(R + RJ X Х[1/(5>С+1)]・，
Если Rh》R, что часто имеет место, то Rh/(R + Rh) а 1 н %=RRJ /(R + RJ = А н коатому можно написать A®) a A(O)/(RjcoC + 1).
Так как(о = 2冗厶 то A(f)=做0)/(1 + j2jcfCR).,.：,
Рис. ГЛ. Эквивалентная схема для определения частотной характеристики.
再(0) — коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной связи на низкой частоте.
А (0) UBX——эквивалентный источник напряжения, С — паразитная емкость и емкость перехода.
Определим теперь верхнюю граничную (или сопрягающую) частоту как fi = l/znRC. Тогда Л (f) = A(0)/[i + i(f/fi)], и окончательно амплитудно-частотная характеристика \А\ = А (0)/V1 + (f/fi)2, фазово-частотная характеристика g = —arctg(//fi).
ПРИЛОЖЕНИЕ Д
ВЫВОД УРАВНЕНИЯ ДЛЯ /?корр В ЦЕПИ ЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ (КОМПЕНСАЦИИ ЗАПАЗДЫВАНИЯ ПО ФАЗЕ) ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ
Для того чтобы иайти значение Ккорр, используем уравнение для делителя напряжения, представленного на рис. Д.1. Выходное напряжение его будет равно Ubhx == Ubx(Rk°pp+ ^/]^^Скорр)1 {R + Кнорр + 1 //2л/СКорр). Теперь определим отношение
U вых 11 + /2л/7?корр^корр 1 + j (f/f“)
Ubx 1 + j2时(R + Ккорр) Скорр 1 + j (〃&)
где fx = 1/2冗(R + Акорр) Скорр, fy = 1/2冗Акорр С^орр.
Рис. Д.1. Цепь коррекции.
"вх— напряжение каскада усилителя, к которому присоединяетсякорректирующ а я цепь: ^=7?вых~ выходное сопротивление каска-
да усилителя, к которому присоединяется корректирующая цепь;7?к— корректирующее сопротивление； CR ——корректирующий кон*
денсатор.
Запишем
^вых — [I + (flfy)2Yl2
Т^г = [1 + (/〃/]%，中=arctg (flfy) — arctg (f/f^.
Переходя к децибелам, получим
I 簪^ I (ДБ) = 20 log Vl + (tlfy)2 一 20 log “1 + (f/fx)%
При f/fy и flfx》1 можно написать
I 号買 I (ДБ) = 20 log (f/f. - 20 log (f/励=20 log (fx/fy).
Подставляя в это выражение значение fx и f^, имеем
専^ I (дБ) =20 log {[1/2л (R + Ккорр) Скорр1/(1/2л/?коррСкорр)}= '
=—20 log [(R + Пкорр)/Ккорр1・
Полученное выражение определяет затухание, вносимое корректирующим контуром Rkodd и Скорр на частотах выше fy. Вводимое затухание должно быть равно снижению коэффициента усиления, необходимого для получения у опе- ряциоиного усилителя с коррекцией гладкой спадающей амплитудно-частотной характеристики на частоте fcp. Это значение затухания обозначено буквой М на рис. 4.16. Из предыдущего уравнения следует:
М (дБ) = 一 20 log [低 + Rkopp)/RkoppL
Теперь имеется достаточно информации, чтобы найти Кксрр. Разрешая полученное уравнение относительно Акорр и не учитывая знак минус, так как М есть затухание, получим окончательно
Ккорр = R/{[anti log (М/20)] -~ 1}.(4.15)
ПРИЛОЖЕНИЕ Е
ВЫВОД ВЫРАЖЕНИЙ ДЛЯ
△Ubmx/AUb*, AUbhJAIh И К П. Д. ПОВЫШАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ
△Ubhx/AUbx
Если изменяется UaXt то ^UBblx/AUBX может быть найдено следующим образом (рис. Е. 1):
А%мх = 5н 一《mx[4xRh/(Rh +『КЗ)] - К(& 一 〃n).
Здесь Rh — сопротивление нагрузки; г^э — динамическое сопротивление перехода коллектор — эмиттер транзистора Т^ (А^кэ/А/к) %=const； °оп = =Ucti； К — коэффициент усиления ОУ: 1/*ых — выходное напряжение уси- 刀нтеля, возникающее под влиянием А17вх.
AUAUвыхвыхUbxRhRh + ГКЭUbxRhRh + ГКЭКА U bmxRn& + &КА U bmxRn& + &FK《n；FK《n；△"вых +△"вых +KAUbnxRz& + &KAUbnxRz& + &小%+爪小%+爪AU выхAU выхКАКАR] + /?2R] + /?2))UbxRhUbxRhRh +，КЭRh +，КЭ+ К%"+ К%"
AU
AU
вых
вых
UbxRhRh + ГКЭ
UbxRhRh + ГКЭ
КА U bmxRn& + &
КА U bmxRn& + &
FK《n；
FK《n；
△"вых +
△"вых +
KAUbnxRz
& + &
KAUbnxRz
& + &
小%+爪
小%+爪
AU вых
AU вых
КА
КА
R] + /?2
R] + /?2
)
)
UbxRh
UbxRh
Rh +，КЭ
Rh +，КЭ
+ К%"
+ К%"
X号=•) , KL
I+K(岳)寿
Для данного рассмотрения не существен второй член в полученном выражении, учитывающий дрейф выходного напряжения под влиянием температуры и старения источника опорного напряжения Uct 1. Поэтому в дальнейшем будем считать Uon = 17Ст1 неизменным и все изменения выходного на* пряжения приписывать только первому члену.
Таким образом,
А— (^^г)А/х G £)昂G )
3-K(3)=l + K(缶)•
Так как Кн"кз《】и ^2/(^1 + 我2)》^ то
△4мх= A% (Rh"k3)/[K&/(R1 + R2)]=
=(A%x/R (Rh"k3)[62 + %)佬]*
AUbmx/AUbx = (Rh“K3)[(% + Rl)/KR力
Рис. Е.1. Схема последовательного стабилизатора напряжения.*£7ВХ— нерегулируемое входное напряжение постоянного тока; "внх— ставили-* зированное выходное напряжение постоянного тока; f/*bJX — часть выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи; 〃。口—опорное напряжение; У — компаратор и усилитель.Рис. Е.1. Схема последовательного стабилизатора напряжения.*£7ВХ— нерегулируемое входное напряжение постоянного тока; "внх— ставили-* зированное выходное напряжение постоянного тока; f/*bJX — часть выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи; 〃。口—опорное напряжение; У — компаратор и усилитель.
Рис. Е.1. Схема последовательного стабилизатора напряжения.
*£7ВХ— нерегулируемое входное напряжение постоянного тока; "внх— ставили-* зированное выходное напряжение постоянного тока; f/*bJX — часть выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи; 〃。口—опорное напряжение; У — компаратор и усилитель.
Рис. Е.1. Схема последовательного стабилизатора напряжения.
*£7ВХ— нерегулируемое входное напряжение постоянного тока; "внх— ставили-* зированное выходное напряжение постоянного тока; f/*bJX — часть выходного напряжения, подаваемая в цепь обратной связи; 〃。口—опорное напряжение; У — компаратор и усилитель.
При применении пары Дарлингтона в качестве регулирующего элемента эффективное значение г^э транзистора 7\ увеличивается в ртг раз.
Примечание. (，кз)т2 Обычно в 10 раз больше г^э для Т「 так как Гг представляет собой транзистор, рассчитанный на более низкий ток. ртг ——коэффициент усиления》2 по току — обычно колеблется в пределах 40——60 при низких значениях тока /к транзистора Г2. Напоминаем,, что (/к}Г2 == (^б)п = =/вых/Втг
Для конфигурации с применением пары Дарлингтона в уравнение (10.3) годставляется г^ (эфф.). Значение гкэ для обоих транзисторов берется из каталожного описания н刀н из графика соответствующей характеристики транзистора. (См. примечание переводчика в конце этого приложения. — Прим, ред.)
△Ubhx/ А，Н・
Изменение выходного напряжения в зависимости от изменения тока нагрузки /н может быть найдено следующим образом.
Для любого ОУ t/вых = KUb* Для ОУ в стабилизированном источнике литания 〃вх = °оп — "с，й0 Uon фиксировано, и поэтому все изменения Гвх обусловлены изменениями AU。. Изменение выходного напряжения может быть представлено в виде КАСЛ； = Л£/вых, где &Uc вызвано ЛС/Вых. С учетом делителя напряжения Ri, R2 получаем AUc = AUb.xRzXRi + 氏2)・ Поэтому KAUa[R2/(用 + 脳)]=Д t/вых.
Изменение выходного напряжения обусловлено падением A/bhxRh, так что 式AUbhx[R2/(R1 +%)] = A/mxxRh. откуда
(10.4)(10.4)AUbHx/A/b&X = (Rh/K) [(Rl 十很)伏2】・
(10.4)
(10.4)
КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ
ПОВЫШАЮЩЕГО ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ
Рвмх= ^ВЫХ^ВЫХ, РвХ + "вмх'вмх + P『1 +Р/Р
「вх = ^вых^рых + 'вх“КЗ нас + /亜状“小 но ，вх =，внх [('е + ‘0)"。]，
，вх = ^вых^вых + 'вых [('г + ’О)/'о] “КЗ нас + 'внх“Д，
К户ВМХ !— Uвмх' внх
= ^W^r+^^^
Сокращая на /ВЬ1Х и умножая числитель н знаменатель на /0/(4 + 力)，получаем
=UBbndfo/(fc + »о)1
:4Hx 卩。/& + f 叨 + 福нае + оA 卩。/佐 + 硕，
HO Ubx = U^\t^l(tc + /о)], поэтому
К・ П. д. = Ubx/{°bx + U® нас + Од 卩о/& + ’о)]}，
Примечание переводчика к выводу формулы для AUBbIX/AUBX, .Приводимую формулу проще получить так：
Для стабилизаторов напряжения с последовательным включением регу* лирующего транзистора при номинальном входном напряжении t/BXc известно:
°BHXn — “ВНХо = ° БЭ 71，
где 1/ВЫХо= J7BXo \R^(RB +/кэ л)] - напряжение на нагрузке, U、。= К X X {Ubhx」R2/(Rh + &)] — Uct} 一 напряжение на выходе ОУ.
Чтобы учесть изменения AUbhx под влиянием AUbx, положим Uct = const Н обозначим ивых = 4мх。+ А°внх，/х = 4х° + А°вх・ Тогда 七^ 一 Кнх = =^БЭ 71 + А°вых，или
("вх。+ А°вх) &н о「(Ubmxo + A"bmx)R2 "1", . r,
"^+^~_—^™^^-^ + ^.
Переходя к приращениям, получим
AUbx K/(Rh + Гкз Л)] — К [А4м述2/(Rl + &)J = Д^вых△% {1 + k 体2/(% + R2)J} = A% 伊訳凡 + ”3川]，△4нх/А4х = Нн/(& + ^Э)]/[! + KR2/(R1 + №)]•
ПРИЛОЖЕНИЕ Ж
ОТВЕТЫ НА КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
Глава 1
А ：^ оо, Rbx, &вь【х ~— 0, Ubx. сдв -~ 0; 2. См. стр. 14; 3. Uвк. сдв — несбалансированное "ез，^вх. сдв ^ несбалансированные h2\3 входных транзисторов^ 4. Усилитель на полевых транзисторах по сравнению с биполярным имеет большее /?вх, меньший /см и большее UBX. сдв； 5. Высокое &х, низкое /?вых; 6. (а) R。, с = 300 кОм, (б) Ко. с= 150, (в)駅=90 кОм; 7. (а) Ко.с = 21, (б) R). с = 380 кОм, (в) R = 222 кОм; 8. 4 В; 9. —12 В; 10. 0вык = —2,4 В, Ubx = —0,24 мВ; 11. Источник неизменного тока, который уменьшает К выходного каскада; 12. См. рис. 1.8, 1.9, 1.10 и 1.11.
Глава 2
Ко. с = 100,5, /?вых. о. с = 5,025 Ом, &х. о. с = 39,8 МОм; 2. Ко. с = 99,66, Л = 29,703, В = 0,01, Rbx. о. с = 10,033 кОм, /?Вых. о. с = 1,68 Ом; 3. Ко. с понижается, Rbx. о. с увеличивается, /?УЫх. о. с понижается; 4. UBX. СДвУ обусловленное током /см, равно /cm(Ri II Ro. с)； 5. Устраняя Ubx. с“в с помощью равного, но противоположного по знаку напряжения; 6. R2 = 8958 Ом; Ra = = 133 Ом; 7. /?комп = 9,524 кОм, /?g = 9,907 кОм, R/= 93,3 Ок: 8. /& > > /о с》/см； 9. 4》К。с； 10. А = 49 950.
Глава 3
U, вызванное током ZCM, U =，cm*R1 или ^смЛ2* Ток ^вых повторителя》/см> и поэтому его легко измерить. иъых повторителя равно fCMlRi или / см /?2； 2- ^/см, И/СМ2^2 легко точно измерить; 3./СМ1 = 60 нА, /См2= 100 нА>/вх.сдв= =40 нА； 4. См. стр. 50; 5. Неинвертирующая схема усилителя будет усиливать как полный, так и разностный сигналы с ошибкой； 6. Ко. с = 49,955;
Неинвертирующий вход заземлен, так что UCc = 0; 8. КОСС = 24,024, КОСС (дБ) — 87,6 дБ; 9. ^UBX. СЛЪ/^ТГ Д/Вх. сДВ/АТ; 10. £= 1,593 В;. 11. епр. вх = 79,65 мВ; 12. Низкий дрейф; 13. См. стр. 57; 14. Для того чтобы выявить малые изменения напряжения в суммирующей точке.
Глава 4
Паразитная емкость, емкость перехода; 2. А — 1492 при 10 кГц; 3. 4 = =Кр = 10 000; 5. Петлевой коэффициент усиления (дБ) = 45 дБ; 6. (а) К= =1,5, (б) полоса пропускания = 100 кГц; 7. 0 > 180°, петлевой коэффициент усиления〉1; 8. —6 дБ/октава ——устойчив,——12 дБ/октава — условно устойчив (может быть устойчив или неустойчив),——18 дБ/октава ——неустойчив;
9 0 = —176,Г; 10. (а) 0 == —188,6°, (б) 0 = —139,4°; 11. Un = 3,979 В; 12. f = 42,4 кГц; 13. ^корр = 203,6 Ом; Ct =0,041 мкФ; 14. Большая скорость нарастания; 15. См. стр. 89, 95—99.
Глава 5
—3 В; 2.——5 В; 3. Ri = 250 кОм, /?2 — 333 кОм, /?з = 167 кОм; 4. R尤= =15,4 кОм, t/вых = 2,9 В； 5. R； = 333 кОм, R； = 250 кОм, & = 500 кОм, & = 1 МОм, Rx = 250 кОм; 6. R： = 50 кОм, R，= 33,3 кОм. R】=20 кОм;
См. стр. 114—117; 8. Преимущество — нет синфазных ошибок, недоста-' Хок ——может потребовать большего числа усилите刀ей; 9. Усилитель ошибки^ •
Обеспечивает сигнал обратной связи; 11. /?2 == &з = & = 200 кОм, & = = 100 кОм, & = 90 кОм.
Глава 6
1 Усредняет напряжение во времени; 2. R = 100 кОм; 3. (а) ивык = =—0,6 мкВ, (б) t/вых = —0,053 мкВ, (в) Ubhx = —0,1 В; 4. Ток смещения, ток утечки конденсатора, UBK. Сдв； 5. Периодическое переключение в режим «возврат», применение высококачественных конденсаторов с низкой утечкой,. ОУ с очень низким сдвигом, такой, как усилитель, стабилизированный прерыванием; 6. Rkodp = 200 кОм, С = 796 пФ; 7. Избежать насыщения усилителя; 8. Ro. с = 500 кОм, С = 1 мкФ; 9. См. стр. 141; 10. R = 159 Ом; 11. 0,1 мкФ; 12. (а) t/вых = —0,004 В, (б) иВЫх = —0,004 В; 13. Уменьшить шумы, улучшить устойчивость; 14. /?корр = 79,6 Ом, R = 79,6 кОм, СКОрР = =100 пФ; 15. Repp = 3,18 кОм, R = 63,7 кОм, С ~ 0,00125 мкФ; 16. 10 кГц.
Глава 7
Диод или переход эмиттер ——база транзистора; 2. AU/AT и А//АТ полупроводникового перехода; 3. Такое размещение логарифмического элемента, при котором антилогарифмический усилитель вырабатывал бы экспоненциально изменяющийся выход; 4. См. стр. 171——175; 5. Увеличить диапазон амплитуд, которые схема может обработать； 6 Ubex = —0,192 В; 7. ивЫх = 18,72 мВ; 8. X подводится к логарифмическому усилителю. Выход логарифмического усилителя подводится к одному входу множительного устройства, а п — к другому. Выход множительного устройства при этом будет 拉 In X. Затем бе* рется антилогарифм от этого выхода, что обеспечивает получение X"; 9. Функциональный преобразователь включить в цепь обратной связи ОУ; 10. Возьмите антилогарифм от выхода с помощью биполярной аитилогарифмической схемы; 11. Предотвратить нагрузку выхода ОУ.
Глава 8
См. стр. 184; 2. Необходим источник питания, частотная характеристика ограничена ОУ; 3. См. стр. 182; 4. 6 дБ/октава на 1 полюс — изменение затухания в полосе заграждения; 5. Фильтр Баттерворта: максимально гладкая" полоса припускания; фильтр Чебышева: максимальная скорость изменения затухания в переходной области; фильтр Бесселя: линейно-изменяющийся фазовый сдвиг; 6. По мере снижения а увеличивается подъем амплитудно-частотной характеристики вблизи границы области подавления; 7. R】=R?= =2,122 кОм, если R^ = 10 кОм, RB = 5,86 кОм, К布 пп = 1,586; 8. R = 2= =1,895 кОм, если R/= 10 кОм, /?5 = 5,86 кОм; 9. f】=1 кГц, f2 = 1,2 кГц,. С = 0,0033 мкФ, f0= 1,095 кГц, Q = 5,47, Ri =24,114 кОм, 8 = 4,822 кОм, 『0 = 482,3 кОм; 10・ Гз 就/fcp = 1，218, а =1,059. fCp = 9,744 кГц, & = & = /?з = R4 = R： с = R。, с = 16,33 кОм, & =s 29,94 кОм; 11. fo = 1,125 к「ц, Q = 22,5, R] = R? = R3 = R4 = R。, с = R：. с = 6,43 кОм, /?5 = 427,6 кОм; 12. /з дв/fcp = L074, а = 0,886, %「《= 2,328 кГц, Q = & = R3 = Rs = Ro. с = =Ra = 20,7 кОм, & = 2,589 кОм, Rb = 18,36 кОм; 13. fo = 512,35 Гц, Q = =20,5, G =0,4879, R】=& = & = & = &• с = R/ = 31,06 кОм, Rb = =Ra/Q — 1,516 кОм,总=63,66 кОм, Rs = 8,91 кОм; 14. fо = 749,9 Гцг Q = 37,5, G = 3,749,爲2 = Аз =凡=& = 45,15 кОм, R】—169,3 кОм, Rk(w = 1,693 МОм, /?5 = 34,91 кОм; 15. Первый каскад: а = 1,076, fcp отно- шеиие = 0,471, %р = 1,413 кГц, второй каскад: а — 0,218, %р отношение = =0,964, /ср = 2,892 кГц, каскад первый: Ra = Ri =也=34,13 кОм, Rb = —31,54 кОм, каскад второй: Ra = & = R2 = 16,68 кОм, Rb = 29,72 кОм, Кф. вл = 5,35; 16. Каскад первый: а = 1,328, %р отношение = 0,256, каскад второй: а = 0,511, %р отношение = 0,584, каскад третий: а = 0,234, fcp от*
ношение = 0,851, каскад четвертый: а = 0,702, fCp отношение = 0,997； 17. Моделировать индуктивность; 18. Низкий шум, ТКС, широкий диапазон частот.
Глава 9
Конденсатор заряжен до значения Un через диод, так что ои не может разряжаться. Для обнаружения напряжения на конденсаторе используется изолирующая схема с высоким Rbx； 2. Высокое Rbx дольше удерживает напряжение на конденсаторе; 3. Сложить выходы пиковых детекторов; 4. Если бустер (усилитель мощности) помещен в петлю обратной связи, то выходное напряжение сдвига, вызываемое токовым бустером, снижается в Л раз; 5. Большое /?вх очень мало нагружает стабилитрон, а высокое значение Л при обратной связи приводит к независимости выходного напряжения от выходного тока; 6. Снизить искажения; 7. Компаратор, который автоматически устанавливается в исходное состояние; 8. У【一компаратор;弘一интегратор; 9. Так, чтобы исходное напряжение достигалось быстро; 10. Зарядный ток С изменяется; 11. У】——переключаемый коммутируемый входной изолирующий усилитель; У % — интегратор, Уз — компаратор и генератор напряжения прямоугольной формы.
Глава 10
Линейные, преимущества: хорошая стабилизация, недорогие. Недостатки: неэффективны. Импульсные. Преимущества: легкие, эффективные. Недостаток: сложный; 2. Предварительная стабилизация. Снижает пульсации на базе проходного транзистора; 3. Rcm = 700 Ом, если /д ~ 1 мА, R = 2,8 кОм,七= =6,8 Ом, & V 600 Ом, но & > 300 Ом; 4. 75 %; 5. /?огр = 0,19 Ом; 6. R = —320 Ом, Rb = 11.2 кОм; 7. Rs = 53 Ом, R = 25,6 кОм, & = 2,4 кОм, /?ОГр == 1,167 Ом, R6 = 930 Ом, & = 70 Ом; 8. Схема LM309 не может ограничить ток внешнего проходного транзистора, так как транзистор, ограничивающий ток, не имеет внешних выводов; 9. R】=10,85 кОм, ₽2 = 7,15 кОм, &з == 4,3 кОм, /?5 = 32,5 Ом; 10. R = 7,85 кОм, R& = 7,15 кОм. Roe = —10,8 Ом, Ra = 2,6 кОм, & = 12,4 кОм; II. Если Г7ВЬ1Х < 1/оп, то двя £7。门 необходим делитель напряжения, если {7ВЫХ > С^оп» то делитель нужно подключать к t/вых； 12. Падение напряжения отрицательного источника питания вызывает на входе компаратора изменение напряжения в положительном направлении. Если не переключены инвертирующий и неинвертирующий входы, стабилизация не происходит; 13. Рсп=33 мВт: 14. См. стр. 306—311; 15. /о = =48,54 мкс, tc = 51,45 мкс, L — 303 мкГн, СВЫх = 625 мкФ, Ст = 0,01 мкФ, Rz = 12,45 кОм, R】=37,6 кОм,区亜=0,33 Ом. /Ичп = 1 А; 16. to— 22.56 мкс, tc = 27,44 мкс. /мчп — 0,886 A, L = 337 мкГп. См= 275 мкФ, Сг=0,01 мкФ, &2 == 12,45 кОм, R】=227,6 кОм, &гр = 0,372 0M: 17. #о = 20 мкс, fc = =30 мкс, /имп — 5 A. L = 240 мкГн, СВых = 750 мкФ, Сг = 0.009 мкФ. Если R】=10 кОм, Ro. с — 2,49 кОм н /?КОмП = 2 кОм, то &中=0,066 Ом; 18. Частота изменяется с изменением тока нагрузки; 19. Мертвое время (нерабочее время)——это время, необходимое для отключения включенных транзисторов и включения отключенных. Оно предотвращает большое рассеяние энергии при переключении; 20. Обеспечивает такую же мощность с транзисторами, которые имеют Uko=Ubx н /к， равное половине от значения токач требуемого для полумостовой схемы; 21. Да. См. рис. Ж-1.
Глава 11
1、Должны существовать достаточный спрос и необходимая технология； 2. Указывает, что приложенное к одному входу напряжение больше или меньше опорного, приложенного к другому; 3. Гистерезис (когда /то * ^нто) обеспечивает невосприимчивость выхода к шумам на входе; 4. Гистерезис не поз-
15 108 56 II 仙
4
豳
М С 3420
2112g
16
中еT
по|ьпт--_
тпттнт___х^ттпт---
Рис. Ж-1. Ответ к вопросу 10.21.
Положите f=(l/2) (0>55//?нар/Снар), У〔 — усилитель сигнала тока нагрузки,歹2 — усилитель управления.
воляет компаратору выявить точное значение уровня входного напряженияг независимо от направления, по которому входное напряжение приближается к этому уровню； 5. /?2 = 40 кОм, R」=100 кОм; 6. R】=70 кОм, ^4= =24,6 кОм, % = 55,4 кОм,凡=1,16 кОм, /?Б ^ 5,28 МОм; 7. R/ .[ кОм 火2 =氏3 = 12 кОм; 8. При каждом испытании поменяйте местами инверти^ рующий и неинвертирующий входы; 9. Должны быть использованы только два значения сопротивлений резисторов (или одно, если 2R получается в результате последовательного соединения двух резисторов с сопротивлением R); 10. Достоинство: скорость, недостаток, сложность, если нужно преобразовать много разрядов; 11. Результат преобразования представляет собой отношение отсчетов, полуиснннх в течение времени преобразования; 12. См. стр. 361— 363; 13. Преобразовывать итерируемые цифровые разряды в аналоговое напряжение для сравнения с Ubx； 14. Коммутация в АЦП и ЦАП, автоматическое тестирование, установка коэффициента усиления за счет коммутируемого конденсатора, коммутируемый конденсаторный компаратор, при передаче сиг* налов; i5： Достоинство: усиливает сигналы постоянного тока, недостаток: шумы, возникающие при коммутации; 16. Достоинство: работа с одни»* источником питания, недостаток: меньшая точность; 17. &з = 476,7 кОм; Ro. с = =226,7 кОм, R】=11,33 кОм, G = 0,047 мкФ, С? = 0,053 мкФ; 18. /?з = =186 кОм, R。, с — 86 кОм, Е = 6,6 5 кОм, ге = 520 Ом, G = 0,3 7 мкФ, С2 = 0,53 мкФ; 19. т = 50 мкс,右=4 0 мкс, ^ = Ю мкс, RA = 43,27 кОм, Rr = 14,43 кОм; 20. Сг = 0,487 мкФ; 21. tc = 36,36 мкс; 22.为一做= =12,47 мВ; 23. & = 2,5 кОм; 24. % = 400 кОм; 25. Защита входа заключается в задании на экран входных проводов потенциала Ucc. Это предотвращает .появление емкостного затухания входного сигнала вследствие того что емкость между проводом и экраном уже оказывается заряженной; 26. См. стр. 399—400; 27. Трансформаторная или оптическая связь.
Глава 12
1. Тепловое возбуждение носителей тока; 2. Дискретная природа носителей тока вызывает вариацию из числа, проходящего в единицу времени в любом потоке носителей тока. Эта вариация числа носителей создает шум; 3. Амплитуда шума 〜1/f; 4. Амплитуда сигнала/амплитуда шума или мощность сигнал a/мощность шума; 5. «Логарифм отношения (сирнал/шум на выходе) к (снгна刀/шум на входе); 6. См. стр. 414; 7. Большие токи должны возвращаться к земле по отдельным проводам от сигнальных проводов; 8. 4,06 мкВ； 9. 40 пА; 10. 4,1 мкВ; 11. Использование ОУ с низким уровнем шумов, минимизация сопротивлений, использование только необходимой ширины полосы пропускания.
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
СПИСОК ОСНОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ
4 ——коэффициент усиления по напряжению дифференциального сиг нала без обратной связи
^ 一 коэффициент усиления замкнутого контура (усиление при наличии обратной связи)，
Лес — коэффициент усиления синфазного вапряжения
Ко. с 一 коэффициент усиления с обратной связью
Кс. е. н — идеальный коэффициент усиления с обратной связью
До. с (0)——коэффициент усиления с обратной связью на низкой частоте Кр 一 коэффициент усиления усилителя без обратной связи
.Кр (°) — коэффициент усиления усилителя без обратной связи на низкой частоте
Кст. у — коэффициент усиления стабилизирующего усилителя
^Кэо проб 一 напряжение пробоя коллектор ——эмиттер при отключенной базе
С 一 емкость
Ск — корректирующая емкость
КОСС — коэффициент ослабления синфазной составляющей е — ошибка
Евх — ошибка, отнесенная (приведенная) ко входу f — частота
fc — сопрягающая (граничная) частота среза (могут обозначаться Л，力，fu и т. п.)
/о. с, fc. с・ с 一 сопрягающая (граничная) частота при наличии обратной связи
fcp — частота среза
fcp. о. с — частота среза при наличии обратной связи
九21В 一 коэффициент передачи эмиттерного тока транзистора
无213 一 коэффициент усиления транзистора в схеме ОЭ
/ — ток
'см — ток смещения
/Бэо — ток утечки между эмиттером и базой при малом обратном напряжении
/н. макс 一 максимальный ток нагрузки по каталогу
/3 一 отраженный ток в схеме токового зеркала
/сдв——входной ток сдвига
』ут. Д» 了0 — ток утечки диода при малом обратном напряжении
k — постоянная БольцМана
Ig, log— логарифм по основанию 10
1п — логарифм по основанию е
М — петлевое усиление
^ш — коэффициент (фактор) шума
Швх — шум на входе
Швых — шум на выходе
/нмп — частота следования импульсов
Q — заряд или добротность активного фильтра
R — сопротивление
Rk, Ккорр — корректирующее сопротивление
，△，гэ 一 дифференциальное сопротивление диода или эмиттерного перехода
R。с 一 резистор обратной связи
гвых/ — выходное сопротивление источника неизменного тока
Sn — наклон логарифмической амплитудно-частотной характеристики фильтра порядка п
/ — время
Т — температура
АТ — перепад температур
U — напряжение
%Е — напряжение эмиттер — база
Ueo — напряжение база — эмиттер
^КЗО — максимальное напряжение коллектор — эмиттер при отключенной базе
°сс— синфазное напряжение
i/д — напряжение на диоде
ил — напряжение между инвертирующим и неинвертирующим входами
Uh. у 一 напряжение начальных условий интегратора (напряжение нн・ ' тегратора в режиме《возврат》)
f/сдв 一 напряжение сдвига на входе
□ст — напряжение пробоя стабилитрона
V — скорость нарастания
а — коэффициент затухания в активных фильтрах
В — коэффициент передачи цепи обратной связи
8 — фазовый сдвиг
038п 一 запас по фазе
ПРИЛОЖЕНИЕ И
СЛОВАРЬ ТЕРМИНОВ
Активный фильтр: схема на базе ОУ, обычно состоящая нз ОУ с различ- иыми цепями обратной связи, которая используется в качестве фильтра нннь них частот, верхних частот, полосового, режекторного нли заграждающего. Аитилогарифмический усилитель： схема, выход которой пропорционален экспоненциальной функции от входного сигнала.
Входное напряжение сдвига l/сдв： небольшие нежелательные сигналы, генерируемые внутри усилителя, вызывающие появление напряжения на выходе при отсутствии сигнала на входе. Первичным источником UCM является разность напряжений база ——эмиттер дифференциальных входных транзисторов в биполяр.чых транзисторных усилителях и разность напряжений затвор — исток усилк ^лей с полевыми транзисторами на входе.
Входной ток\ чвига 7СдВ： разность токов смещения на инвертирующем и не- инвертнруюше1\ входах ОУ.
Датчик (первичщлй преобразователь)： устройство, преобразующее физический параметр (давле^е, температура и т. д.) или изменение параметра в электрический сигнал или его изменения
Декада: интервал, на котором происходит увеличение или уменьшение в 10 раз какой-либо величины (обычно частоты).
Детектор нуля: схема, в которой выходной сигнал меняется всякий раз, когда входной сигнал проходит через нуль.
Диаграмма Боде： кусоч но - линей на я аппроксимация амплитудно-частотной характеристики, обычно вычерчиваемая на логарифмической бумаге. Диаграмма Боде дает на частоте сопряжения ошибку в 3 дБ (для звеньев 1-го порядка).
Дифференциальный интегратор: схема ОУ, которая интегрирует разность двух входных сигналов.
Дифференциатор разности: схема ОУ, которая дифференцирует разность сигналов, приложенных к двум входам.
Запас по фазе: разность между фазовым сдвигом сигнала при прохожде* иии системы и фазовым сдвигом, при котором система теряет устойчивость (начинает генерировать), в градусах или в радианах.
Защита входа： подсоединение экранирующих оплеток входных проводов к синфазному напряжению на входе.
Идеальный коэффициент усиления ОУ с обратной связью Ко. с. н： отношение сопротивлений резисторов цепи обратной связи, определяющих коэффициент усиления схемы ОУ (взятое с соответствующим знаком). Например, для инвертора Ко. с. и = —Ro, JR.
Измерительный усилитель: схема ОУ, спроектированная для работы в качестве усилителя с дифференциальным входом, имеющая высокое Rbx, малую ошибку из-за напряжения сдвига, высокий коэффициент усиления и очень высокий КОСС.
Р1золирук)1ций усилитель: усилительная система, которая не имеет гальванических связей между входной и выходной частями (в том челе отсутствует общая шина земли).
Инвертирующий сумматор: схема- сумматора на ОУ, инвертирующая сумму двух или большего числа входных сигналов.
Инвертирующий усилитель: ОУ с обратной связью, у которого входное и выходное напряжения находятся в противофазе.
Интегратор: схема, выходное напряжение которой пропорционально интегралу по времени от входного сигнала.
Канал с прерыванием (сигнала)： часть схемы усилителя со стабилизацией прерыванием (МДМ-усилитель), которая содержит цепь прерывателя, уенлн- тель переменного тока и синхронный детектор с фильтром.
Компаратор： схема, логический выходной сигнал которой показывает, какое из двух напряжений, приложенных к ее входам, больше (или меньше).
Компенсация сдвига： применение внешней или внутренней регулируемых, цепей для устранения присущего усилителю напряжения сдвига.
Коэффициент затухания: указывает частоту, на которой характеристика активного фильтра спадает на 3 дБ относительно центральной части.
Коэффициент передачи цепи обратной связи 0 (глубина обратной связи): доля выходного напряжения, прикладываемая ко входу с помощью цепи от* рицательной обратной связи. Коэффициент передачи обратной связи — это величина, обратная идеальному коэффициенту усиления замкнутого контура? 6 = 1/Ко. с. и>
Коэффициент ослабления синфазного сигнала КОСС： величина, используе*' мая для характеристики коэффициента усиления синфазного сигнала в ОУ< Показывает улучшение отношения дифференцального и синфазного сигналов». КОСС = Л/Лсс.
Коэффициент усиления замкнутого контура Кс.。： коэффициент усиления ОУ по напряжению при наличии обратной связи.
Коэффициент усиления при разомкнутой петле (контуре обратной связи): коэффициент усиления по напряжению ОУ. Коэффициент усиления по напряжению ОУ без обратной связи.
Коэффициент усиления синфазного напряжения Асс: коэффициент усиления
ОУ для сигналов, прикладываемых одновременно к инвертирующему н деинвертирующему входам и имеющих одинаковое напряжение н одинаковую фазу. Коэффициент (фактор) шума： мера шума, добавляемого в систему данной схемой: 10 log (отношение входного сигнала к шуму/отношение выходного сигнала к шуму).
Логарифмический усилитель: схема, выходной сигнал которой пропорционален логарифму входного.
Масштабирующий сумматор： сумматор, который наряду с суммированием входных сигналов также усиливает каждый из них в заданное число раз.
Наводка： электромагнитные сигналы, воспринимаемые схемой от внешних источников. Примером может служить влияние шумов двигателя мощного станка на телевизионное изображение.
Неидеальный операционный усилитель: ОУ, у которого ^BX<oot 4 V8 и &внх > 0. Идеальных ОУ не бывает.
Неинвертирующий усилитель: схема ОУ с обратной связью, у которой входное и выходное напряжения совпадают по фазе.
Обратная связь： приложение части выходного напряжения ОУ на его вход с помощью резистивного делителя.
Ограничитель： цепь, подключаемая параллельно цепи обратной связи ОУ, которая предотвращает возможность выхода выходного напряжения ОУ за заданные пределы, обычно меньшие, чем питающее напряжение.
Октава： диапазон параметра, для которого верхнее значение отличается от нижнего в два раза.
Операционный усилитель (ОУ)： многокаскадный усилитель с дифференциальным входом, который по своим характеристикам приближается к идеальному усилителю.
Отношение сигнал/шум (с/ш): отношение сигнала к шуму, т. е. частное «мощность сигнала/мощность шума》.
Отрицательная обратная связь: обратная связь, при которой часть выходного напряжения прикладывается ко входу в противофазе с входным сигналом.[
Петлевое усиление： \ ;роизведение коэффициента усиления разомкнутого усилителя и коэффициент^ передачи цепи обратной связи ——Кр§ или Лр.
Пиковый детектор： с*ма, которая выделяет и хранит максимальное значение приложенного входсэго напряжения.
Повторитель напряжен^: схема ОУ, у которой все выходное напряжение Обратно подается на инв^ ртирующий вход. Входное напряжение подается на неинвертирующий вход. Схема имеет коэффициент усиления, равный единице.
Произведение усиления на полосу пропускания: произведение коэффициента усиления на частоте сопряжения на эту частоту. Если наклон —6 дБ/октава, то это произведение неизменно при изменении частоты сопряжения.
.Пропорциональное регулирование: управление объектом, при котором выходное напряжение управляющей системы пропорционально разности между заданным значением (уставкой) н сигналом на выходе объекта. Также называется замкнутой сервосистемой.
Прямой сумматор： суммирующий ОУ, который не имеет инверсного выхода или масштабирования суммируемых напряжений.
Расширенный дифференциатор： схема ОУ, представляющая собой комбинацию усилителя и дифференциатора.
Расширенный интегратор： схема ОУ, представляющая собой комбинацию усилителя н интегратора.
Сервоусилитель： усилитель, используемый в следящей системе, обеспечивающий надлежащий ток и напряжение на нагрузке.
Синфазный сигнал: напряжение одной и той же фазы и амплитуды, одновременно прикладываемое к инвертирующему и неинвертирующему входам ОУ.
Скорость нарастания V： скорость нарастания для ОУ определяется как мак* симально возможное изменение его выходного напряжения в единицу времени.
Спад (наклон) амплитудно-частотной характеристики： скорость, с которой коэффициент усиления усилителя уменьшается с ростом частоты, обычно дается в децибелах на октаву или декаду.
Стабилизация прерыванием： процесс, при котором температурный дрейф напряжения сдвига ОУ преобразуется в переменный ток (модуляция), усиливается и обратно преобразуется в напряжение постоянного тока (демодуляция) и затем прикладывается ко входу основного усилителя таким образом, чтобы уравновесить исходный дрейф напряжения сдвига.
Стабилизирующий усилитель: усилитель переменного тока с низким значением напряжения сдвига в канале прерывания, используемый для усиления модулированного сигнала ошибки.
Сумматор: схема включения ОУ, выходное напряжение которой представляет собой алгебраическую сумму двух или большего числа входных напряжений.
Сумматор-вычитатель: схема ОУ, выход которой есть алгебраическая разность двух сумм.
Суммирующая схема: любой сумматор или линейная схема, объединяющая сигналы.
Суммирующий дифференциатор: схема ОУ, которая дифференцирует и суммирует производные двух и большего числа входных сигналов.
Суммирующий интегратор： схема ОУ, которая интегрирует и суммирует два или большее число входных сигналов.
Температурный дрейф входного тока сдвига А/сдв/АУ： изменение входного тока сдвига на 1℃.
Температурный дрейф по напряжению Д^сдв/АТ1: изменение напряжения сдвига на входе на 1°С.
Тепловой шум (шум Джонсона)： шум,, вызванный случайными движениями зарядов в проводящем материале под влиянием тепловой энергии, получае- мой из окружающей среды.
Ток смещения: входной ток ОУ, базы биполярного каскада или ток утечки затвора входного каскада на полевом транзисторе.
Трехрежимный интегратор： схема интегратора, используемая для интегриро- вання сигналов очень низкой частоты (имеет три режима: задания начальных условий, интегрирования и останова ——хранения).
Усилитель с дифференциальным входом： ОУ, включенный так, что схема реагирует на разность входных сигналов.
565,565,Приложение 〃
565,
565,
Усилитель с дифференциальным (балансным) выходом： тип ОУ, который имеет дифференциальный вход и дифференциальный выход.
Усреднитель: инвертирующий сумматор, устроенный так, что его выход есть среднее от его входов.
Уставка： напряжение, используемое как опорное в регулировании. Это на- гряжение задает в системе желаемый уровень выходного сигнала объекта.
Устройство сжатия сигналов: схема, реакция которой на малые входные сигналы больше, чем на большие.
Фазовый детектор: схема, которая измеряет разность фаз двух входных сигналов одной н той же частоты.
Фазовая (частотная) коррекция: добавление RC-цепн к усилителю для предотвращения самовозбуждения.
Фликкер-шум в полупроводниковых материалах, который, как предполагают, вызван изменением скорости движения зарядов из-за дефектов в полупроводниковом материале.
Функциональный преобразователь: схема, которая обеспечивает заданную- нелинейную реакцию на входное напряжение.
Частотная (фазовая) коррекция: добавление к ОУ RC-иепн для предотвращения потери устойчивости.
Частотная характеристика: график изменений коэффициента усиления по- напряжению в зависимости от частоты.
Частота сопряжения： частота, при которой коэффициент усиления понижается на 3 дБ по отношению к его значению при низкой частоте.
Частота среза: частота, при которой А = 1 или Кр = 1.
Шум: термин, обычно используемый для обозначения электромагнитных явлений, возникающих вследствие случайных движений зарядов в проводящем материале.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Активный фильтр 181
Баттерворта 185—187
•一 — Бссссля 189—191
биквадратный 201
дифференциатор 145
добротность 191
интегратор 133
каскадное соединение 213
параметр затухания 191
Саллена и Ке无 195, 202, 204
с многопетлевой обратной
связью 196, 205
Чебышева 187
Амплитудно-частотная характеристика 67
-， наклон 71
при наличии обратной связи 77
Аналого-цифровой преобразователь 358
параллельный 358
с двухтактным интегрированием 361
поразрядным кодированием 363
—треугольных колебаний 254
—управляемый напряжением 259
Дарлингтона схема 13, 269
Деления схема 169
Детектор 234
—нуля 235
—пиковый 234
—размаха сигнала 234
—фазовый 236
Децибелл 70
Дифференциальные уравнения, моделирование 151
Дифференциальный дифференциатор
151
—интегратор 139
Дифференциатор 142
— коррекция 143
— суммирующий 149
—усилитель 150
Дрейф температурный 53
—напряжения сдвига 53
—тока смешения 55
сдвига 55
Емкость паразитная 68, 99Емкость паразитная 68, 99
Емкость паразитная 68, 99
Емкость паразитная 68, 99
Боде диаграмма 67
Бустер токовый 118, 243
Буферный повторитель 17
Варикапные операционные усилители 60
Выборки — хранения схема 237
Выпрямители прецизионные 241
Генератор 250
—Вина 250
一 пилообразных сигналов 256
—прямоугольных колебаний 252
Заграждающий фильтр 183
Заземление, особенности 415
Измерительный усилитель 388
дифференциальный 390
защита входа 394
с изоляцией входа 399
установка усиления 393
Изолирующий усилитель 399
в биомедицинском оборудовании 402
Интегратор 127
!— двойной 141
—коррекция ошибки 132
'—разностный 138
'— реакция на сигналы 128—130
—реальный 131
■— режимы 139
—суммирующий 137
丁 частотная характеристика 133
Источники 244
—напряжения 246
—тока 245
Ключ аналоговый 365
Компаратор 342
—гистерезис 345
—с коммутируемым конденсатором 368
.окном 349
Компрессия сигнала 175
Конденсатор коммутируемый 368
Контроль автоматический 350
Коррекция частотная 89
влияние на полосу пропускания
93I
во входном каскаде 96\ — — «грубой силой» 98\
дифференциатор а 143\
запаздывания 90—93
интегратора 133
подачей сигнала вперед 97
——фззовая 90—93
эффект Миллера 95
Коэффициент ослабления синфазного сигнала КОСС 49
—измерение 52
—усиления 14
измерение 44
синфазного сигнала 49, 423
вызываемая погрешность.
50
измерение 52
Логарифмирования схема 161
«Логарифма отношения схема получе* ния 171
М-ДМ-усилители 57
Мостовая схема 51, 389, 399
Наводки перекрестные 414
Обратная связь 30
влияние на входное сопротивление 33
一 выходное сопротивление
полосу пропускания 77
усиление 30
глубина 31
Ограничение тока 277
на неизменном уровне 277
с изменяющимся уровнем 279 Ограничения схемы 135—137 Операционный усилитель 9 блок-схема 11 идеальный 9
основные определения9--16
цоколевка 13
Опорное напряжение 282 источники 246, 294
Петлевое усиление 31
Полоса пропускания 67
без обратной связи 67
一 一влияние обратной связи 77 с обратной связью 79 Преобразователь нелинейный 171 —ток — напряжение 61
Пропорциональное управление (регу* лирование) 117
Проходной транзистор 269
Расширитель 177
Самовозбуждение схем с обратной связью 81
Сигнал/шум (отношение) 413
Синтезатор функций 171
Смеситель сигналов 121
Смещения напряжение 14
—ток 14, 37, 45
компенсация 40
вызываемый сдвиг 39
измерение 46
Скорость нарастания 87
искажения 88
Стабилизаторы напряжения 265
защита 275—280
импульсные 303
линейные 269
с повышением напряжения 309
типы 265
Стабилизация прерыванием 57
—при емкостной нагрузке 101
Сумматор 107
—инвертирующий 107
—масштабирование 109
—неинвертирующий 113
Сумматор-вычитатель 110
—— сбалансированный 112
Таймер 378
—в режиме мультивибр атора 380
— — — одновибраторэ 382
Тахометр 119
Токовое зеркало 372
Токоразностный усилитель 375
Ток сдвига 14
Умножения сигналов схема 167
Усиление с обратной связью 19—21
Усилитель 9
—антилогарифмический 166
—дифференциальный 21
по входу 21
выходу 24
—инвертирующий 20
—* неинвертирующий 18
—операционный 9
схема 11)12
Уставка 118
Установка нуля 40
Ф азово-частотна я характеристика 69, 77
при наличии обратной связи 77
Фазочувствительный выпрямитель 61
Фликкер-шум 412
Функциональный преобразователь 171
Цифро-аналоговый преобразователь 352
Шмитта триггер 345
Шоттки шум 411
Шум 410
—дробовой 411
——тепловой 410
—фликкер 412
Шум-фактор 413
Экранирование 394, 402, 414
Эмиттер — база, напряжение 161
Эмиттерный повторитель 243—244
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие редактора перевода°5
Предисловие-6
Глава 1. Основные сведения об операционных усилителях , • • . • 9
Что такое операционный усилитель? 9
Выводы операционного усилителя13
Основные параметры операционных усилителей14
Режим суммирующей точки16
Повторитель напряжения16
Неинвертирующий усилитель . . , . 18
Инвертирующий усилитель20
Усилитель с дифференциальным входом21
Усилитель с дифференциальным выходом(балансный) . . . . 23
Контрольные вопросы •2三
Лабораторная работа26
Глава 2. Отрицательная обратная связь и внешняя компенсация ... 3。
Влияние отрицательной обратной связи на коэффициент усиления ..... 30
Влияние отрицательной обратной связи на выходное сопротивление 31
Влияние отрицательной обратной связи на входное сопротивление 33
Реальный неинвертирующий усилитель35
'2.5. Реальный инвертирующий усилитель37
Внешняя компенсация сдвига39
Контрольные вопросы .43
Лабораторная работа43、
474749Е2S3В4Е7474749Е2S3В4Е76)6L6)6LГлава 3. Ток смещения, коэффициент ослабления синфазных сигналов (КОСС), температурный дрейф и стабилизация за счет прерывания
47
47
49
Е2
S3
В4
Е7
47
47
49
Е2
S3
В4
Е7
6)
6L
6)
6L
Ток сдвига и его измерение
Коэффициент ослабления синфазных сигналов
Измерение КОСС
Параметры, зависящие от температуры* •
Погрешности, вызываемые 厶八加/厶子 н А/сдв/АТ ••••••
Стабилизация прерыванием о；
Варикапные операционные усилители с синусоидальной несущей частотой
3.8. Преобразователи ток ——напряжение •• • •
6364666769717389959910110310463646667697173899599101103104126127131133135 1.37138138139141142143145146149150150151156 157160161164166167169171 171 175126127131133135 1.37138138139141142143145146149150150151156 157160161164166167169171 171 175
63
64
66
67
69
71
73
89
95
99
101
103
104
63
64
66
67
69
71
73
89
95
99
101
103
104
126
127
131
133
135 1.37
138
138
139
141
142
143
145
146
149
150
150
151
156 157
160
161
164
166
167
169
171 171 175
126
127
131
133
135 1.37
138
138
139
141
142
143
145
146
149
150
150
151
156 157
160
161
164
166
167
169
171 171 175
Контрольные вопросы •. . ■-
Лабораторная работа--
Глава 4. Характеристики, зависящие от частоты
Частотная характеристика
Шкала децибел
Наклон (скорость спада) коэффициента усиления
Скорость спада в многокаскадном усилителе
Коррекция частотной характеристики
Другие методы частотной коррекции ...
О выборе параметров /?С-цепей
Стабилизация при большой емкостной нагрузке Контрольные вопросы Лабораторная работа
Глава 5. Суммирующие схемы •
Инвертируюшяй сумматор
Схема суммирования с масштабными коэффициентами ....
Схема сложения-вычитания
Неинвертирующий сумматор
Решение системы уравнений
Пропорциональное управление
Смеситель сигналов
Контрольные вопросы
Лабораторная работа
Глава 6. Интеграторы и дифференциаторы
Интегратор
О реальном интеграторе
Частотная характеристика интегратора
Схемы ограничения
Суммирующий интегратор
Интегратор-усилитель
Разностный интегратор
Трех режимный интегратор
Двойное интегрирование
Дифференциатор
Стабилизация дифференциатора•
Скорректированный дифференциатор как частотный фильтр
Действие дифференциатора на некоторые типы сигналов •.
Суммирующий дифференциатор .
Дифференциатор-усилитель
Разностный дифференциатор
Решение дифференциального уравнения Контрольные вопросы
Лабораторная работа
Глава 7. Логарифмические схемы
Схема логарифмического пребразователя
Усовершенствованные логарифмические схемы
Антилогарифмический усилитель
Схема умножения
Схема деления
Схема получения логарифма отношения
Функциональные преобразователи
7・8・ Сжатие (компрессия) сигнала
7778^^^адда№^^^^1 1 1 1 5 11.1 2 0^ С1 СЧ ох7778^^^адда№^^^^1 1 1 1 5 11.1 2 0^ С1 СЧ ох33333435363741434545485062 2 2 2222 2 22222233333435363741434545485062 2 2 2222 2 222222>2 2626>2 26266503456 2 2178936 26262830323333343437377383940406503456 2 2178936 2626283032333334343737738394040о Э12334566и I I» «1 1* 1* 1 и 1 и 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4о Э12334566и I I» «1 1* 1* 1 и 1 и 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4
7778^^^адда№^^^^
1 1 1 1 5 11.1 2 0^ С1 СЧ ох
7778^^^адда№^^^^
1 1 1 1 5 11.1 2 0^ С1 СЧ ох
33333435363741434545485062 2 2 2222 2 222222
33333435363741434545485062 2 2 2222 2 222222
>2 2626
>2 2626
6503456 2 2178936 2626283032333334343737738394040
6503456 2 2178936 2626283032333334343737738394040
о Э12334566
и I I» «1 1* 1* 1 и 1 и 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4
о Э12334566
и I I» «1 1* 1* 1 и 1 и 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4
Контрольные вопросы
Лабораторная работа
Глава 8. Активные фильтры
Основные определения
Полюса и частотная характеристика на переходном участке •
Типы частотных характеристик фильтров
Некоторые типы активных фильтров
Процедуры расчета компонент и примеры
Каскадное соединение фильтров ••
Гираторы Контрольные вопросы Лабораторная работа
Глава 9. Избранные схемы на операционных усилителях ・• •.
Пнковый детектор ......
Детектор размаха сигнала от пика до пика . .. •
Детектор нуля сигнала (прохождения сигнала через нуль)
Фазовый детектор .
Схема выборки ——хранения
Точный выпрямитель
Бустеры выходного тока
Источники неизменного тока
Источники напряжения • • •
Генератор напряжения ступенчатой формы
Генераторы сигналов
Контрольные вопросы
Лабораторная работа
Глава 10. Интегральные схемы стабкл чзаторов напряжения ..，、..
10?1. Стабилизаторы напряжения
НС линейных стабилизаторов напряжения
Импульсные стабилизаторы
Ключевой стабилизатор МС 3420 фирмы Motorola
Контрольные вопросы
Лабораторная работа•
Глава 11. Специализированные интегральные схемы
Компараторы
Токоразиостный усилитель
Таймеры типа 555
Измерительные усилители
Изолирующие усилители
Контрольные вопросы
Лабораторная работа .
Глава 12. Шумы
Шум Джонсона (тепловой шум)
Шумы Шоттки -• •
Фликкер-шум, или (1/f) -шум
Отношение сигнал/шум
Коэффициент шума и шум-фактор
Наводки
Заземление
Контрольные вопросы
Лабораторная работа
Приложение А. Дифференциальные усилители . . 420
Приложение Б. Операционный усилитель |ыА741 фирмы Fairchild . . . 426
Приложение В. Каталожные описания и паспорта интегральных схем и операционных усилителей429
Приложение Г. Вывод уравнения (4.1) зависимости коэффициента усиления усилителя без обратной связи от частоты549
Приложение Д. Вывод уравнения для /?корр в цепи частотной коррекции (компенсации запаздывания по фазе) операционного усилителя 550
Приложение Е. Вывод выражений для Д1/Вых/Д^вХ1 А^вых/Д/н и к. п. д.
повышающего импульсного стабилизатора напряжения .... 552
Приложение Ж. Ответы на контрольные вопросы .・ 555
Приложение 3. Список основных обозначений559
Приложение И. Словарь терминов •・ ・.• • • 561
Предметный указатель 566
В издательстве ,,Мнр“вышли следующие книги
Броудай Н” Мерей Дж.
ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ МИКРОТЕХНОЛОГИИ
Пер. с англ., 31,03 л., цена 2 р. 60 к.
Данная монография известных американских специалистов в области физической электроники является по существу первой крупной работой, в которой обобщены достижения в области использования рентгеновских лучей, пучков заряженных частиц (электронов, ионов) и плазмы в производстве интегральных микросхем. Значительное внимание уделено перспективам развития микротехнологии и определению физических ограничений, накладываемых на дальнейшее уменьшение геометрических размеров микросхем..
В начале книги авторы в достаточно популярной форме обосновывают необходимость возникновения новой области электронной промышленности. При дальнейшем изложении каждый новый вид технологического процесса рассматривается подробно. Существенный интерес представляют разделы, посвященные методам исследования материалов и контроля изделий субмикронной микроэлектроники. К числу важных достоинств книги следует отнести стремление авторов к наглядности и простоте изложения. Поэтому они стараются не использовать сложный математический аппарат и приводят лишь сравнительно простые соотношения. Вместе с тем нм удается описать физические процессы на достаточно высоком уровне, чему способствует большое количество иллюстраций. Это позволяет рекомендовать данную книгу не только инженерам, но и студентам старших курсов вузов, изучающим микроэлектронику. Можно также надеяться, что книга будет полезна широкому кругу специалистов, желающих познакомиться с новыми тенденциями в развитии микроэлектронной технологии.
Мошиц Г., Хорн П.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ АКТИВНЫХ ФИЛЬТРОВ
Пер. с англ., 19,77 л., цена 1р. 30 к.
Книга специалистов из Швейцарии представляет собой справочное пособие по методам практического проектирования и настройки активных фильтров, находящих широкое применение в современной радиоаппаратуре. Для выбора параметров фильтров предусмотрено использование разнообразных вычислительных устройств ——от программируемых карманных калькуляторов до мини-ЭВМ с программированием на языках Фортран или Бейсик. Приведены соответствующие программы. Книга дополнена программами для ПЭКВМ «Искра-125» по расчету всех представленных схем звеньев фильтров.
Для разработчиков, радиолюбителей, аспирантов н студентов соответствующих специальностей вузов.
25 кОм16,67 кОм
2)Предполагается, что коэффициент 1/RC выражается в с-1. — Прим. реО.
*) Практически очень трудно сделать схему ограничения с быстродей* С1вием, необходимым в этом примере. — Прим, ред.
1) Печатается с разрешения фирмы Fairchild Semiconductor — отделения фирмы Fairchild Camera and Instrument Corporation.
1) С разрешения фирмы Fairchild Camera and Instrument Corp.
AN INTRODUCTION
TO OPERATIONAL
AMPLIFIERS
WITH LINEAR IC APPLICATIONS
SECOND EDITION
Luces M. Faulkenberry
TEXAS STATE TECHNICAL INSTITUTE
JOHN WILEY & SONS
NEW YORK CHICHESTER BRISBANE TORONTO SINGAPORE 1982
Л. ФОЛКЕНБЕРРИ
Применения операционных усилителей и линейных
ИС
Перевод с английского Л. М. НАИМАРКА под редакцией канд. техн, наук М. В. ГАЛЬПЕРИНА
МОСКВА «МИР» 1985
ББК 32.85
Ф74
УДК 681.3—621.375
Фолкенберри Л.
Ф 74 Применения операционных усилителей и линейных ИС: Пер. с англ. — М.: Мир, 1985. — 572 с., ил.
В книге известного американского специалиста рассмотрены методы построения н расчета электронных устройств с применением интегральных микросхем (ИМС) операционных усилителей, линейных и импульсных стабилизаторов напряжения, преобразователей данных, а также токоразностных н измерительных усилителей. Содержится много практических примеров создания таких устройств. Обсуждаются новейшие разработки в области линейных ИМС.
Для специалистов в области электроники, автоматики, телемеханики, вычнелнтельной и измерительной техннкн. а также для студентов соответствующих специальностей вузов.
ББК 32.856Ф0.3ББК 32.856Ф0.3* 2403000000—222.
ББК 32.85
6Ф0.3
ББК 32.85
6Ф0.3
Ф~ 041(01)-85 - 161~85' У
Редакция литературы по информатике и электронике
Copyright © 1977, 1982, John Wiley & Sons. Inc. All rights reserved. Authorized transla* tion from English language edition published gJohn Wiley & Sons, Inc.
Перевод на русский язык2 «Мир», 1985.
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
За последние годы благодаря развитию локальных и децентрализованных систем управления, в том числе на базе микропроцессоров, резко усилился интерес к проблемам построения и использования ИМС сервисного аналогового оборудования~ операционным усилителям с мощными выходами, измерительным усилителям, источникам стабилизированного питания, преобразователям данных.
Предлагаемая вниманию читателей книга представляет собой не просто пособие для специалистов н учащихся, но может быть использована и как справочное руководство по этим актуальным вопросам, содержащее информацию о разработках последних лет. В книге дано большое число примеров инженерного расчета узлов и устройств на базе типовых линейных ИМС (многие из которых имеют полные отечественные аналоги), приведена ценная информация по схемотехнике и характеристикам ряда передовых разработок. Автор сумел найти удачное сочетание необходимых теоретических и практических сведений и добиться методической цельности в подаче материала.
По сравнению, с вышедшими ранее в издательстве《Мир》 книгами аналогичного содержания (Дж. Рутковский, «Интегральные операционные усилители», 1978 г., Р. Кофлин и Ф. Дрискол, «Операционные усилители и линейные интегральные схемы», 1979 г.), которые в свое время очень быстро разошлись, в книге Л. Фолкенберри содержится много новой полезной информации.
При переводе книги в значительной мере сохранены терминология н обозначения автора, в особенности в разделах, посвященных сравнительно новым разработкам. Книга представляет несомненный интерес для специалистов в области электроники, автоматики, телемеханики, вычислительной и измерительной техники, а также для студентов соответствующих специальностей вузов.
М. Гальперин
Второе издание данной книги преследует цель ознакомить студентов, изучающих электронику, с принципом действия и основными схемами операционных усилителей, их параметрами и способами измерения этих параметров; дополнительно рассмотрены также некоторые специальные линейные схемы и усилители. Материал излагается с минимальным использованием математического аппарата при сохранении необходимой строгости изложения, что делает его ясным н легкодоступным.
Положения, которые могут оказаться полезными в практике конструирования схем и расчета их компонентов, специально отмечаются в основном тексте и в лабораторных работах, а наиболее важные из вычислительных процедур иллюстрируются примерами расчета работоспособных схем.
Книгу можно использовать в качестве учебного пособия для годичного курса по теории и применениям операционных усилителей, читаемого в колледжах, технических институтах, а также для одно- и двухгодичных технологических программ. Она предназначается также для техников-электронщиков, желающих пополнить свои знания об операционных усилителях.
Каждая глава содержит введение, краткий перечень целей, основной текст с примерами, краткие выводы, контрольные вопросы и описание лабораторной работы. Лабораторные работы построены таким образом, чтобы их можно было выполнить с помощью самого доступного оборудования, которое обычно имеется в распоряжении большинства учебных заведений.
Для выполнения этих работ не требуется никаких дефицитных деталей или предметов, а используемые операционные усилители широко применяются и легко доступны. В книге описано большое количество лабораторных экспериментов, из числа которых преподаватель может выбрать упражнения, наиболее подходящие для конкретной аудитории.
В настоящеё издание включены новые главы 8, 10 и 11. В гл. 8 описано несколько типов активных фильтров, причем
с минимумом математических выкладок. Тем не менее после изучения этой главы читатель может самостоятельно сконструи- .ровать высококачественные активные фильтры. В гл. 10 описаны линейные и импульсные стабилизаторы напряжения для источников питания; в нее включены как обшие принципы кон- сз руирования таких стабилизаторов, так и описания существующих интегральных схем (ИС). Глава 11 знакомит читателя с некоторыми ИС усилителей специального назначения, такими, как компараторы, токоразностные усилители, измерительные усилители и развязывающие усилители; в этой главе описаны также некоторые применения компараторов н таймеры типа 555. Кроме того, автор счел целесообразным более подробно осветить некоторые вопросы и привести дополнительные примеры.
Автор не считает принятую им поеледовательность глав обязательной; их порядок можно менять так, чтобы наилучшим образом удовлетворить требованиям конкретного курса, как неоднократно поступал и сам автор. Некоторые предпочитают после гл. I сразу переходить к гл. 5 и следующим за ней, оставляя главы 2—4 для последующего изучения. Текст книги построен так, что его удобно изучать и в этой последовательности.
Весь материал разбит по главам следующим образом. В гл. 1 списаны операционный усилитель н принцип его работы н даны основные схемы усилителей. В гл. 2 более подробно рассматриваются обратная связь, а также некоторые источники ошибок, связанные с неидеальностью усилителей, и объясняется, что такое «внешняя компенсация сдвига». В гл. 3 рассматриваются ток смещения, КОСС, способы измерения этих величин, температурные ошибки н стабилизация прерыванием. В гл. 4 приведены частотные характеристики, рассмотрены способы фазовой коррекции н скорость нарастания. Глава 5 посвящена суммирующим схемам. В гл. 6 описаны интеграторы и дифференциаторы, в гл. 7 ——логарифмические схемы, а в гл. 8 —— активные фильтры. В гл. 9 приведены схемы, иллюстрирующие обычные применения операционных усилителей. В гл. 10 и 11 описаны стабилизаторы напряжения н некоторые линейные ИС специального назначения. В гл. 12 изучаются шумы и способы заземления. Приложение А содержит обзор по операционным усилителям. В приложении Б рассматриваются внутреннее устройство и действие ОУ 卩A74L В приложении В описаны серийные схемы операционных усилителей. В приложениях Г—Е приведены вычисления, оказавшиеся слишком громоздкими, чтобы быть помещенными в основном тексте, а в прило* жении Ж даны ответы на контрольные вопросы. В конце книги помещен указатель символов н терминов.
Для успешного изучения данной книги читателю необходимо знать основные сведения о транзисторах и основы алгебры.
В гл. 7 использованы некоторые элементарные приемы дифференциального и интегрального исчисления; соответствующие, небольшие по объему дополнительные сведения могут быть сообщены в процессе преподавания или предложены для самостоятельного изучения.
В заключение автор хотел бы выразить признательность всем, кто обеспечивал руководство н поддержку при подго* товке этой книги, и в особенности любознательным и заинтересованным студентам, вопросы которых побуждали его искать простые и ясные объяснения.
Лусис ЛЕ Фолкенберри