РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Допущено

Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебника для специальное! ей «Радиоаппаратостроение» и «Радиолокационные устройства»

Scan Pirat

МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1981

ББК 32.848

Р15

УДК 621396.61(075)

Рецензенты:

доцент кафедры «Радиопередающие устройства» Московскогоэнергетического института канд. техн, наук Л. А. Белов;преподаватель Московского техникума автоматики и телеме-ханики К. Я- Стародуб

Радиопередающие устройства: Учебник для тех- Р15 никумов / Шумилин М. С., Головин О. В., Севаль- нев В. П., Шевцов Э. А. — М.: Высш, школа, 1981.— 293 с., ил.

В пер.: 85 к.

В книге даны основные представления о физических процессах, количественных соотношениях, характерных свойствах и областях применения различных видов радиопередающих устройств, выполненных на полупроводниковых приборах, генераторных лампах, клистронах, лампах бегущей волны и др.; рассмотрены принципы амплитудной, частотной, однополосной и импульсной модуляций, стабилизации частоты, обеспечения устойчивости усилителей, изложены методы построения радиопередающих устройств различного назначения и диапазона волн.

Предназначается для учащихся радиотехнических специальностей.

ББК 32.8486Ф2.12ББК 32.8486Ф2.12_ 30404—247

ББК 32.848

6Ф2.12

ББК 32.848

6Ф2.12

р 001 (01)—81 243-812402020000

© Издательство «Высшая школа», 1981

ПРЕДИСЛОВИЕ

Предлагаемый вниманию читателей учебник соответствует программе курса «Радиопередающие устройства», утвержденной МВ и ССО СССР.

Последние учебники по этому курсу были выпущены 7—8 лет тому назад. В настоящем издании делается попытка создать учебник, отражающий современное состояние техники в данной области.

Материал учебника распределялся между авторами следующим образом. М. С. Шумилиным написаны введение; §1.1—1.9, гл. 2, § 4.1 и 4.3, гл. 8, кроме § 8.4, § 9.1— 9.4, гл. 11, кроме § 11.1 и 11.5, § 12.2, 12.4, § 13.2, 13.3, § 14.2; гл. 15, кроме § 15.1; О. В. Головиным — гл. 6, кроме § 6.4 и 6.5, гл. 7, § 11.1, 12.1, 13,1, 14.1, 15.1; В. П. Се- вальневым — § 1.10—1.15, гл. 3, § 4.4, гл. 5, § 6.4, 6.5, 8.4, 9.5, 9.6, 11.5, 12.3, 13.4; Э. А. Шевцовым — гл. 10 и 16, Севальневым В. П, и М. С. Шумилиным — § 4.2.

Авторы выражают благодарность научному редактору книги В. М. Розову, рецензентам канд, техн, наук Л. А. Белову и преподавателю К. Я. Стародубу за замечания и советы, которые были учтены при доработке рукописи, а также зав. кафедры «Электронные и квантовые приборы» МЭИС проф. Н. Д. Федорову за просмотр и обсуждение гл. 10 и 16.

С предложениями по книге просим обращаться по адресу: Москва, 101430, Неглинная ул., д. 29/14, изд-во «Высшая школа».

Авторы

ВВЕДЕНИЕ

§ ВЛ. Основные понятия

Радио — эго способ передачи сигналов на расстояние с помощью электромагнитных колебаний (радиоволн). Посредством радио осуществляются связь (радиосвязь), вещание (радиовещание и телевидение), определение положения подвижного объекта в пространстве (радиолокация), сигнализация, контроль, управление и др

Радиопередающим устройством (радиопередатчиком или просто передатчиком) называют устройство для получения (генерирования) электрических колебаний определенной частоты (радиочастоты) и мощности, один из параметров которых (амплитуда, частота) изменяется в соответствии с передаваемой информацией (манипуляция, модуляция).

Эти колебания с помощью антенн излучаются в пространство в виде радиоволн.

ника питания передатчиканика питания передатчикаРис. в.1Рис. в.1Генерирование колебаний высокой частоты представляет собой процесс преобразования энергии источ- (электрическая сеть, гальванический элемент, аккумулятор или др.) в энергию электрических колебаний радиочастоты.

ника питания передатчика

ника питания передатчика

Рис. в.1

Рис. в.1

Ф\ нкциональная схема передатчика (рис. В.1) состоит из генератора электрических колебаний радиочастоты Г, модуляционного устройства М, устройства питания (выпрямитель) В и системы охлаждения О.

Распространяющиеся в свободном пространстве электромагнитные колебания достигают приемной антенны и поступают в радиоприемное устрой

ство, на выходе которого воспроизводится переданная информация. В процессе преобразования передаваемой информации в электрический сигнал, а также при получении модулированных колебаний радиочастоты в передатчике и обратном преобразовании сигналов в приемнике происходит искажение передаваемой информации. Кроме того, на любую радиосистему воздействуют различные радиопомехи атмосферного происхождения, от других радиосистем, промышленных электроустановок и др Потому при проектировании, производстве и эксплуатации любой радиосистемы необходимо обеспечить ее работу в пределах допустимого уровня искажений и помех гак, чтобы не создавались помехи дру!им сиегеМйМ При этом система радиотелефонной связи должна обеспечивать достаточную разборчивость пере-

даваемой речи, а система радиовещания должна воспроизводить человеческий голос, музыку и другие звуки так, чтобы не герялось эстетическое впечатление ог услышанного.

§ В.2. Основные характеристики радиопередающих устройств

При расчете радиопередающих устройств различного назначения и типа необходимо определить следующие основные характеристики:

мощность на выходе Рвых, вычисляемую при расчете радиолинии, т. е. в процессе выбора рабочих частот, учета условий их распространения и параметров передающей и приемной антенн, уровня радиопомех и пр.; составляет от долей ватта до миллионов ватт;

частоту f или диапазон частот fr—/2, определяемый в зависимости от назначения радиолинии, расположения пунктов передачи и приема, международного распределения радиочастот, условий распространения радиоволн и др.; составляет от 3 кГц до 3000 ГГц;

допустимую степень отклонения частоты, г. е. абсолютное отклонение Af генерируемой частоты в реальных условиях fpd6 от заданной номинальной /вом (А/=/ноч — /раб1 или относительное отклонение частоты в = А///ном (для современных передатчиков е « 10"8 4- 10~8, что для частоты, например, 10 МГц соответствует А/ = 0,1 4- 10 Гн). Высокая стабильность частоты передатчика (гетеродинов приемника) позволяет сузить полосу частот, выделяемую для каждого канала связи, и разместить в данном диапазоне больше каналов. Сужение полосы пропускания приемника пропорционально уменьшает уровень шумов и помех, что улучшает качество приема или позволяет снизить мощность передатчика, обеспечивает беспоис- ковое вхождение в связь и бесподстроечное ведение связи. Поскольку отклонение частоты от номинала, превышающее допустимое, неизбежно приводит к возникновению помех друти каналам связи, существуют международные рекомендации и «Общесоюзные нормы па допустимые отклонения частоты радиопеоедатчиков всех каюгорий и назначений».

Побочные и внеполосные излучения — гармонические составляющие основной частоты, возникающие в результате нелинейных искажений, создающие помехи другим каналам Они должны быть ослаблены в соответствии с «Общесоюзными норм ;ми на уровни побочных излучений передатчиков и ширину полосы частот для раз шчпых классов излучений»;

допустимый уровень искажений передаваемого сообщения, превышение которого нарушает работу системы Для радиотелефонных передатчиков это полоса пропускаемых модулирующих частот и неравномерность их воспроизведения (частотные искажения), глубина модуляции и ее линейность (нелинейные искажения) Для передатчиков с импульсной модуляцией это сохранение заданной формы импульса, его амплитуды, длительности, фазы и др.;

коэффициент полезного действия (полный или промышленный) — отношение мощности на выходе передатчика РцЫх к полной мощности,

потребляемой от источника питания РПит: »|прля = ^вых/Рпит- Передатчик с большим к. п. д. потребляет меньше энергии питания, что снижает денежные затраты на его эксплуатацию. При питании от гальванических элементов, аккумуляторов и т. п. больший к. п. д. обеспечивает большую продолжительность питания передатчика от данной батареи, аккумулятора или позволяет уменьшить емкость батареи, т. е. дополнительно снизить массу, габариты и стоимость Высокий к. п. д. позволяет сделать более экономичной систему охлаждения, а также увеличить надежность работы.

К передатчикам предъявляют также требования конструктивного, эксплуатационного и экономического характера: меньшие габариты, масса и стоимость; удобство эксплуатации и ремонта; высокая надежность; устойчивость к внешним воздействиям (изменению окружающей температуры, влажности, давления, ударам, тряске), безопасность обслуживающего персонала и др.

§ В.З. Области применения радиопередающих устройств

Практически все население Земли пользуется радиопередатчиками звукового и телевизионного вещания. Это, как правило, передатчики средней и большой мощности от единиц и десятков до сотен киловатт и единиц мегаватт В диапазонах километровых, гектометровых и декаметровых волн звуковое вещание осуществляют методом амплитудной, а в диапазоне метровых волн — методом частотной модуляции. Телевизионное вещание ведут в диапазонах метровых и частично дециметровых волн, в передатчиках изображения используют амплитудную, а в передатчиках звукового сопровождения — частотную модуляцию.

Современные передатчики магистральной (дальней) связи мощностью от 1 до 100 кВт и более работают в диапазоне декаметровых и частично гектометровых волн (от 1,5—3 до 25—30 МПВ. Такие передатчики предназначены для создания 1—4 радиотелефонных каналов методом однополосной модуляции. Предусматривается также радиотелеграфирование по одному или двум каналам методом частотной модуляции. Каждый телефонный канал может быть использован для передачи с помощью специальной дополнительной аппаратуры до 15—20 телеграфных сообщений одновременно.

Передатчики магистральной радиосвязи входят в радиорелейные линии прямой видимости (РРЛ), линии космической (спутниковой) связи и линии связи, использующие явление разсеяния радиоволн на неоднородностях тропосферы, — тропосферные линии. Такие линии работают в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн, осуществляя многоканальную радиотелефонную связь (с возможностью вторичного уплотнения телефонных каналов телеграфными) и передачу программ телевидения. Расположенные на спутниках передатчики-ретрансляторы имеют мощность около нескольких десятков ватт. Мощность РРЛ составляет от единиц до десятков ватт, а мощность тропосферных и наземных космических передатчиков 1—30 кВт.

На морских и речных судах используется радиосвязь в диапазонах гектометровых, декаметровых и метровых волн. В первом случае допускается только телеграфная работа, во втором — телеграфная и телефонная методом однополосной модуляции, в последнем — телефонная методом частотной модуляции. Мощности корабельных передатчиков 10—300 Вт.

В гражданской авиации работают в гектометровом диапазоне волн при мощности передатчиков 50—400 Вт и однополосной модуляции и в метровом при мощности 5—20 Вт и амплитудной модуляции.

Широко используют радиосвязь в народном хозяйстве. В сельском и лесном хозяйстве, геологоразведочных партиях применяют декаметровые (коротковолновые) передатчики с однополосной модуляцией мощностью 0,5—300 Вт; на автомобильном транспорте и крупных стройках, в карьерах по разработке полезных ископаемых и др. —■ метровые передатчики с частотной модуляцией мощностью 0,1—20 Вт.

В морском гражданском флоте радиолокаторы служат для безопасности судоходства. Такие навигационные радиолокаторы работают па волнах 3,2 см (9,4 ГГц) или 10 см (3 ГГц) при импульсной модуляции. Мощность передатчика составляет от 5—7 до 50—85 кВт при длительности импульсов 0,1—1 мкс и частоте их следования 500—3000 Гц. Бортовые авиационные метеонавигационные радиолокаторы, предназначенные для определения координат наземных ориентиров, близле- тящих самолетов, грозовых облаков и др., работают на волнах 3 см п имеют мощность 10—75 кВт при длительности импульсов 2—4 мкс и частоте следования 200—400 Гц. Обзорно-диспетчерские радиолокаторы имеют передатчики с мощностью 50—200 кВт при длительности импульсов 0,5—4 мкс, следующих с частотой следования 1000 —2000 Гц. Длина волны передатчиков, располагаемых на поверхности земли и в самолетах, 10—50 см.

Генераторы радиочастотных колебаний широко используют в технологических целях (для нагрева, закалки, сушки изделий и др ), для зондирования глубин Земли и Мирового Океана, в измерительной и испытательной аппаратуре.

Структурная схема передатчика

Выполнение предъявляемых к современным передатчикам технических требований оказывается сложной задачей, тем более что некоторые из этих требований взаимно противоречивы. Например, для получения высокого к. п. д. испопьзуют режимы со сложной формой токов, что осложняет ослабление побочных излучений до допустимого уровня. Для выполнения противоречивых требований приходится использовать прием разделения функций между отдельными составными частями устройства так, чтобы каждая часть выполняла в полной мере свою задачу в соответствии с установленными требованиями и не мешала бы другим частям устройства столь же точно выполнять их функции.

Структурная схема современного радиопередающего устройства показана на рис. В.2. Источником колебаний радиочастоты является

задающий генератор или генератор Г (генератор с самовозбуждением или автогенератор), который должен обеспечить получение нужно!! частоты при заданной стабильности для указанных внешних условий. Генератор с высокой стабильностью частоты обычно имеет малую мощность: Раг = 0,01 — 0,1 Вт. Для получения заданной мощности колебания автогенератора приходится усиливать.

Число усилителей мощности радиочастоты (УМ) определяется требуемым коэффициентом усиления, усилительной способностью и выходной мощностью каждой ступени. В качестве УМ используют электронные лампы и полупроводниковые приборы (транзисторы), пролетные многорезонаторные клистроны, лампы бегущей волны и др. Ко-

Рис. В.2

зффициент усиления по мощности для триодов Кр « 7 -у 20, для тетродов Кр ~ 20 Э- 100 и более; для ламп бегущей волны Кр У? 1000, для многорезонаторных пролетных клистронов Кр ^ 10 000. Таким образом, в передатчике, за редким исключением, имеется несколько ступеней усиления. Применение многоступенчатой структурной схемы является единственным путем получения высокой стабильности частоты мощного передатчика. Поскольку основные ступени, включая самые мощные, являются усилителями, энергетические и многие качественные показатели передатчика (полезная мощность, промышленный к. п. д. и т. д.) определяются параметрами ступеней усиления. Д"я УМ наряду с термином «усилитель мощности радиочастоты» применяют следующие термины: «генератор с внешним возбуждением»,' «генератор с независимым возбуждением» и «генератор с посторонним возбуждением». Если по смыслу изложения не может возникнуть недоразумения, для краткости используют термин «генератор».

Последняя, самая мощная, ступень усиления УМп определяет выходную полезную мощность, а следовательно, промышленный к. п. д. передатчика. Эту ступень называют выходной или оконечной. УМ., УМЗит. д. считают промежуточными (предварительными), а УМп-1 — предоконечной ступенью усиления.

Для получения высокого к. п. д. большинство генераторов с внешним возбуждением (ГВВ) работают со сложной периодической формой тока в выходной цепи, отличающейся от гармонической. Следователь-

но, спектр тока выходной цепи содержит как основную состанл// цу' рабочей частоты f, так и гармонические составляющие частоты 2Д 3/, 4/, ... Кроме этих составляющих в составе спектра тока могут быть и всевозможные комбинационные составляющие. Для того чтобы гармоники рабочей частоты и иные побочные составляющие не попали в антенну и не мешали работе других радиолиний (чтобы уровень этих составляющих не превышал допустимого), па выходе передатчика устанавливают выходную фильтрующую (колебательную) систему ФС, т. е. фильтр, образованный несколькими (обычно 2—5) резонансными колебательными контурами, пропускающий рабочие и ослабляющий неосновные, гармонические составляющие спектра выходного тока электронного или полупроводникового прибора.

Необходимость в сложной, громоздкой и дорогой мпогоконтурной фильтрующей системе на выходе передатчика обусловлена использованием негармонической формы тока для получения высокого к. п. д.

В передатчиках ОВЧ-, УВЧ-, СВЧ-диапазонов и более высокочастотных для обеспечения требуемой стабильности частоты целесообразно применять автогенератор, работающий на частоте, в несколько раз меньшей номинальной частоты передатчика. При этом в состав тракта усиления мощности следует включать умножители частоты (на рис. В.2 не показаны), способствующие также уменьшению влияния нагрузки передатчика и его мощных ступеней на работу генератора. Однако основной в ослаблении этого влияния является первая ступень усиления, называемая буферной.

Передаваемое сообщение, например сигнал звуковой частоты Q, усиливается в модуляционном устройстве, которое также имеет несколько ступеней усиления. Сигнал с последней ступени модуляционного устройства подается на одну из ступеней радиочастоты (указана пунктиром), где происходит модуляция (амплитудная, частотная, импульсная, однополосная или др.). Последнюю ступень называют модулятором, а предшествующую — подмодулятором.

Кроме того, в состав мощного передатчика входят несколько выпрямителей, образующих систему питания (СП), система охлаждения (СО), система управления, блокировки и сигнализации (УБС), обеспечивающая установленный порядок включения и выключения передатчика, безопасность обращения с ним для обслуживающего персонала и сигнализирующая о неисправном состоянии передатчика.

История изобретения

ития радиопередающих устройств

Днем изобретения радио считается 7 мая 1895 г., когда А. С. Попов на заседании физического отделения Русского физико-химического общества продемонстрировал работу первого радиоприемника, названного им «грозоотметчик». 24 марта 1896 г. была публично осуществлена передача осмысленного текста. В мае того же года опыты по радиосвязи переносятся па корабли, а летом дальность связи между кораблями была доведена до 5 км. Так А. С. Попов — один из передовых людей России того времени — откликнулся на насущную потребность в новых средствах связи для развивающегося флота.

К моменту открытия радио как средства связи человечество имело необходимые знания о природе электромагнитных процессов. Были изобретены со-

ставляющие части будущего радиоприемника и передатчика: конденсатор — лейденская банка, вибратор Герца, «кохерер», катушка Румкорфа и др.

Все предшественники А. С. Попова видели в электромагнитных волнах интересное физическое явление, но не думали о его практическом применении. Только А. С. Попов увидел в лабораторных опытах неосознанные до него возможности электромагнетизма, довел научное предвидение до практического воплощения. С работ А. С. Попова начался «искровой» период радио. Вскоре выяснилось, что искровые передатчики обладают многими недостатками: низкой стабильностью частоты, невысоким к. п. д., трудностью получения больших мощностей колебаний, широким спектром излучения и др. Несмотря на многочисленные усовершенствования, искровые передатчики не смогли обеспечить требуемых энергетических и качественных показателей и просуществовали до 1916—1918 гг.

Уже с 1902 г. наряду с искровыми передатчиками применялись передатчики с электрической (вольтовой) дугой. Хотя дуговые передатчики были совершеннее искровых, они также не удовлетворяли многим требованиям: работа дуги была неустойчивой, стабильность частоты — недостаточной, эксплуатация передатчика — сложной и опасной. Дуговые передатчики использовали до 1920— 1925 гг.

Почти одновременно с дуговыми появились передатчики с электрическими машинами высокой частоты Первые конструкции были созданы в 1908 г. Такие передатчики имели постоянную амплитуду колебаний, достаточно высокую стабильность частоты и мощность до сотен киловатт, могли непрерывно работать в течение длительного времени, были просты в эксплуатации. И тем не менее они обладали рядом существенных недостатков: сложностью проектирования и изготовления, невозможностью построения на частотах выше 10—50 кГц и др Эти передатчики использовались до 1930 г.

Первые ламповые передатчики были одноступенчатыми: единственная ламповая ступень — автогенератор — отдавала мощность радиочастотных колебаний непосредственно в антенну причем первоначально такой передатчик имел один-единственный колебательный контур, в состав которого непосредственно входила антенна Такую схему связи передатчика с антенной называют простой. Она обладала существенными недостатками: сильной зависимостью частоты колебаний от нестабильных параметров антенны и недостаточным подавлением излучений на гармониках. Поэтому пришлось перейти к сложной схеме связи с антенной — двум колебательным контурам: анодному (промежуточному) и антенному. При необходимости можно ввести еще один или несколько промежуточных контуров и в любом случае обеспечить нужную степень подавления побочных (гармонических) излучений.

Стабильность частоты одноступенчатого передатчика по сложной схеме также была недостаточна. Более того, применение «сложной» схемы при сильной связи между контурами анодной цепи и антенны может привести к скачкообразным изменениям частоты, соответствующим двум частотам связи между контурами. Ослабление связи между контурами до величины, меньшей критической, ликвидировало перескоки частоты, но существенно снижало к п. д. колебательной системы и уменьшало полезную мощность передатчика.

Повышение стабильности частоты передатчиков, необходимое при развитии и увеличении средств радиосвязи, было осуществлено путем перехода к многоступенчатым передатчикам

Построение ламповых передатчиков мощностью порядка десятков—сотен киловатт стало возможным после изобретения в 1919 г. М А Бонч-Бруевичем мощных 1енератсрных ламп с внешним анодом и принудительным охлаждением. Изобретение Бонч-Бруевича определило путь развития генераторных ламп во всем мире.

В настоящее время идет процесс интенсивного внедрения в радиопередающие устройства полупроводниковых приборов.

Применение транзисторов позволяет обеспечить мгновенную готовность к работе передатчика после включения источников питания, повышает надежность работы аппаратуры, уменьшает ее габариты и массу. Вместе с тем транзисторы еще не могут конкурировать с лампами в устройствах большой мощности (более 100 кВт) и уступают им по качественным показателям.

Первые типы разработанных в 1943 г. транзисторов из-за матой полезной мощности и ограниченного диапазона рабочих частот не могли коше» рировать в радиопередающих устройствах с лампами Только после появления в 1964 — 1965 гг. мощных высокочастотных транзисторов с многоэмиттерной структурой началось их использование в передатчиках.

Развитие техники и совершенствованье технологии производства транзисторов позволяет создавать приборы с полезной мощностью до 200—400 Вт, работающих на частотах в единицы мегагерц Приборы мощностью 100 —150 Вт работают на частотах до 300—400 МГц При мощности 10—20 Вг максимальная рабочая частота транзисторов достигает 1 ГГц и при мощности до 1 Вт — 4 — 5 ГГц. Транзисторы эффективно используют в передатчиках малой мощности (до 100—300 Вт), в диапазонах ВЧ, ОВЧ. Разработаны и внедрены в производство полупроводниковые передатчики средней мощности (до 1 —10 кВт) в диапазоне ВЧ. Ведутся работы по созданию передатчиков мощностью до 1 кВт с рабочими частотами до 1 ГГц Столь существенное превышение выходной мощности передатчиков мощности единичного прибора достигается при использовании мостовых устройств сложения мощности транзисторов.

Наряду с биполярными в последние годы в передающих устройствах начинают применять полевые транзисторы и лавинно-пролетные диоды.

Достигнутый уровень конструктивной разработки и технологии изготовления полевых транзисторов позволяет создавать передатчики, работающие в диапазоне частот 4—8 ГГц при мощности в единицы ватт.

Полевые транзисторы, превосходя по качественным показателям биполярные, пока уступают им по максимальной выходной мощности, особенно в области СВЧ. Наличие достаточно большого остаточного напряжения на коллекторе не позволяет достичь высокого к. п. д. передатчика.

В последнее время полупроводниковые приборы начинают заменять микросхемами В радиопередающих устройствах микросхемы используют в маломощных ступенях, возбудителях, преобразователях частоты и др. Специально для передатчиков выпускают микросхемы (серия 272) мощностью до 10 Вт с рабочими частотами до 250 МГц (типа 2УС721).

На всем протяжении развития передающих устройств происходило освоение новых диапазонов волн, что требовало создания принципиально новых электронных приборов.

В 1926 г. А. А Слуцкий и Д С. Штейнберг создали магнетрон со сплошным анодом, работающий на волне 50 см. В 1940 г. Н Ф. Алексеев и Д Е. Маляров предложили конструкцию многорезонаторного магнетрона, который па некоторое время стал основным элементом передатчиков для радиолокационных станций

В настоящее время в передатчиках широко используют мощные пролетные многорезонаторные клистроны, платинотроны, лампы бегущей волны и др.

Глава 1

ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЛАМПОВЫХ И ТРАНЗИСТОРНЫХ

УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ РАДИОЧАСТОТЫ

§ 1.1. Основные режимы и схемы усилителя

Полезная (колебательная) мощность Рг генератора определяется амплитудой тока рабочей частоты (первой гармоникой при сложной форме импульса тока) /а1 (/Ki) и амплитудой переменного напряжения Ua на резисторе нагрузки Ra‘.

или

Pi = 0,5/ hR,.

Мощность, потребляемая от источника пи- т а и и я анодной цепи,

г о ' а0’

где Ев—напряжение источника питания (выпрямителя); /а0— ток источника питания, равный постоянной составляющей анодного (коллекторного) тока.

Коэффициент полезного действия анодной (коллекторной) цепи по первой гармонике характеризуют отношением полезной мощности Рк к потребляемой от источника питания Ро;

4i-PRP0 = ^IaYUa/(la0EB).

К. п. д. по первой гармонике показывает, какая доля мощности источника питания преобразуется в полезную мощность и выделяется на резисторе анодной нагрузки лампы.

Схема усилителя, аналогичная изучавшимся в курсе «Электронные усилители», приведена на рис. 1.1, й, где изображены ламповые схемы. Однако выводы, которые будут сделаны на их основе, имеют общий характер.

Напомним, чго при режиме работы в классе А рабочая точка, определяемая постоянными напряжениями анода Еа и сетки Ее, должна находиться на середине линейной части характеристики лампы. При этом амплитуда напряжения возбуждения ий должна иметь такую величину, чтобы мгновенное значение напряжения сетки ес не выходило за пределы линейного участка. Форма анодного тока повторяет форму напряжения сетки. Амплитуда переменной составляющей г иодного тока /ai< /ао 'С 0,5tamax, где гатах— амплитуда импульса тока. Напряжение источника анодного питания Ев поступает на анод лампы через резистор Ra, следовательно, напряжение анода тем

меньше, чем больше ток, т. е. переменное напряжение, ано щол цеш иа сдвинуто по фазе на 180° относительно напряжения сетки z,-c;

ис = LR cos со/;

ма = Uа cos (со/ + 180°) = — Uа cos со/.

Амплитуда переменного напряжения анодной цепи Uа = IaiRa ^ ^ 0,5£в, а

<ЩПреД = = 0,5-^ = 0,5.0,5-1 = 0,25,'о ^в 'ао

Практически т)г бывает существенно меньше. Причинами низкогс значения к. п. д. усилителя, работающего в режиме класса А (рис. 1.1, а) являются потери энергии на резисторе нагрузки и малая доля перемен

ной составляющей /а1 в анодном токе. В результате большая часть энергии источника питания рассеивается на резисторе нагрузки и аноде лампы.

Применение схемы рис. 1.1, б с дросселем Др в анодной цепи исключает потери энергии за счет прохождения постоянной составляющей тока через нагрузку RH, но тем не менее не приводит к значительному повышению к. п. д. усилителя.

В радиопередающих устройствах в качестве анодной нагрузки лампы применяют колебательный контур (рис. 1.1, в), настроенный на рабочую частоту ступени (передатчика в целом). Как известно, сопротивление параллельного колебательного контура постоянному току очень мало и в первом приближении его можно принять равным нулю. Это означает, что потерями при прохождении по индуктивной ветви контура постоянной составляющей анодного тока можно пренебречь. В рабочей точке напряжение £а = £в, т. е. при заданной лампе и известном значении максимально допустимого (номинального) напряжения £а напряжение источника питания на схеме рис. 1.1,9

может быть снижено вдвое по сравнению со схемой рис. 1.1, а. Таким образом, для усилителя на рис. 1.1, в

^Ред <-у- = 0,5= 0,5= 0,5 • 1 • 1 = 0,5.

Г оС в /ао^а 'ао

Наличие колебательного контура, обладающего избирательными свойствами, позволяет обеспечить гармонический характер напряжения на нагрузке даже при негармонической форме тока в анодной цепи. Следовательно, можно применить режим усиления класса В и использовать полностью эмиссионные возможности катода лампы, используя область верхнего загиба анодно-сеточной характеристики п области сеточных токов лампы. Спектр тока содержит много составляющих (/а1 cos at, /а2 cos 2at, ...), напряжение на контуре в первом приближении — одну (Ua cos at\ Полезная мощность лампы при этом повышается. Как известно, в режиме класса В первая гармоника тока /ат = 0,5Zamax, а постоянная составляющая /а0 = 0,32ta max-

Предельное значение к. п. д. анодной цени

^ГпРед^ГпРед0,5.1.1,57 = 0,783.0,5.1.1,57 = 0,783. Р1 _ Q g ^а tai __ q g ^а \5г'атахРо Еа Но Е» 0,32гатах

^ГпРед

^ГпРед

0,5.1.1,57 = 0,783.

0,5.1.1,57 = 0,783.

Как будет показано далее, реальные значения к. п. д. такого усилителя могут составить pt = 0,65 д- 0,7.

Высшие гармонические составляющие анодного тока /а2, /аз> j,х4, ... не влияют на работу усилителя, если эквивалентное сопротивление контура для них можно считать равным нулю.

В усилителе схемы рис. 1.1, в потери мощности происходят только на аноде лампы, поэтому закон сохранения энергии позволяет записать равенство Ро = Рг + Ра, где Ра — мощность рассеяния на аноде лампы (на коллекторе транзистора). Покажем еще на одном примере важность повышения к. п. д. Для каждой лампы в справочниках указывают допустимую мощность рассеяния на аноде; для каждого транзистора по указанной в справочнике допустимой температуре р-п-перехода и выбранному теплоотводу можно также определить допустимую мощность рассеяния. Полезную мощность находят из уравнения Ра = РЙ -р1==^_ р = р

41х 41 1

Рх = ра _Л1__ ,

1

Предположим, что т^ = 0,25. Тогда Рг = Ра/3. При pj = 0,75 Рг = = ЗРа. Таким образом, от одного и того же электронного прибора можно получить в девять раз большую полезную мощность, если удается реализовать рг = 0,75.

Мощность рассеяния на аноде выделяется лишь в том случае, ког да во время прохождения тока ia на аноде имеется напряжение еа 1 2я

так как Ра — ^ J la (со/) еа (со/) dtot.

При ключевом режиме работы электронного прибора в момент прохождения тока напряжение анода равно нулю; при больших напряжениях анода ток отсутствует. Графики анодного тока и напряжения имеют форму прямоугольных импульсов («меандров»), сдвинутых относительно друг друга.Ток и напряжение имеют составляющие рабочей частоты и ее гармоники, следовательно, существуют и мощности высших гармоник:

P2 = 0,5t/2/a2coscp2; P3 = 0,5t/g/a3cosq)g; ...

В этом случае следует определить электронный к. п. д. Цэ, который показывает, какая доля энергии источника питания преобразуется в суммарную мощность всех гармоник, и позволяет оценить мощность потерь на аноде (коллекторе) электронного прибора:

„Pi + ?s + Т3+ . ..Ро— Ра ,

Ро " Ро ’

Ра = Рй-Р1-Р2-Р3-... = Р0^-Чэ).

Расчеты и практика показывают, что электронный к. п. д. усилителей в ключевом режиме цэ > 0,9 (возможен Цэ = 0,95 4- 0,98). Следовательно, мощность рассеяния такого усилителя примерно в 10 раз меньше мощности рассеяния усилителя на схеме рис. 1.1, в. Для исключения возможности излучения антенной в свободное пространство высших гармонических составляющих применяют более сложную фильтрующую систему (рис. 1.1, г). В нагрузку через фильтр нижних частот проходят только колебания рабочей частоты (первая гармоника). Все высшие гармонические составляющие через фильтр верхних частот подводятся к балластному резистору Рб и там рассеиваются в виде тепла. Таким образом, к. п. д. усилителя по первой гармонике Пт < Пэ- Теоретически тц = 0,81, что ненамного лучше т^ усилителя в режиме класса В. На коллекторе транзистора усилителя в ключевом режиме мощность рассеяния составляет 5—10% от потребляемой мощности, а у усилителя в режиме класса В — 30 — 35%, что существенно для надежности их работы.

Реализация ключевого режима связана с определенными трудностями, поэтому его применение ограничено для транзисторных усилителей, работающих на низких частотах Этот режим непригоден для усиления колебаний с меняющейся амплитудой.

Для ламповых ступеней некоторым приближением к ключевому можно считать бигармонический режим. Режим лампы выбирают так, чтобы кроме первой усилить одну из высших гармоник, вторую или третью (рис. 1.1,5). В анодной цепи генератора имеется два колеба-

тельных контура: основной, настроенный на рабочую частоту /раб и связанный с полезной нагрузкой; дополнительный, настроенный, например, на частоту 3/раб и ненагруженный. Формы тока и напряжения анодной цепи получаются сложными. В то время, когда протекает большой ток, напряжение анода остается небольшим. Практика показала, что в мощных передатчиках НЧ- и СЧ-диапазонов удается получить к. п. д. rji = 90 4- 95%, а промышленный к. п. д. передатчика с анодной модуляцией цпром = 65 4- 70%. Трудности реализации и настройки не позволяют использовать бигармонический режим на более высоких частотах.

Таким образом, наиболее универсальной схемой усилителя мощности радиочастоты, обеспечивающей получение больших мощностей с высоким к. п. д. как на лампах, так и на транзисторах в широком диапазоне частот, вплоть до ОВЧ и УВЧ. является резонансная схема рис. 1.1, в в режиме со сложной формой анодного тока (режим класса В).

Генераторные лампы

За 60 лет своего существования и развития генераторные лампы достигли высокого совершенства и получили широкое распространение. Основное достоинство таких ламп — их универсальность. Они используются в интервале частот от самых низких до ОВЧ и УВЧ. Лампы обладают большой стойкостью к внешним воздействиям окружающей температуры, давлению, механическим нагрузкам и большим коэффициентом усиления по мощности, превосходя в этом отношении транзисторы и уступая только лампам бегущей волны и пролетным многорезонаторным клистронам. Промышленность выпускает генераторные лампы мощностью от долей и единиц ватт до нескольких мегаватт в одном приборе. Срок службы ламп 1—2 тыс. ч и больше; практически большинство ламп работает до 5—10 тыс. ч. Следовательно, их замену приходится производить 1—2 раза в год или реже. При нормальной эксплуатации выход лампы из строя происходит из-за снижения эмиссионной способности катода. Потеря эмиссии происходит постепенно и легко выявляется по показаниям приборов передатчика. Затраты мощности в цепи накала современных ламп с активированным катодом невелики: для ламп НЧ-, СЧ-, ВЧ-диапазонов при мощности в несколько киловатт — 4—5% от номинальной мощности, а для более мощных — 2—3%

Анод и другие детали генераторных ламп необходимо охлаждать. Лампы малой мощности (до 500 Вт) могут иметь естественное конвекционное и радиационное охлаждение анода: тепло удаляется потоком воздуха в процессе естественной циркуляции и за счет лучеиспускания в световом и инфракрасном диапазонах. В лампах мощностью более 100—500 Вт применяют принудительное охлаждение (воздушное, водяное и испарительное). Системы принудительного охлаждения — это сложные устройства, занимающие много места, потребляющие определенное количество электроэнергии, требующие соблюдения правил их эксплуатации. Для ламп мощностью дс 50—100 кВт исполь-

зуют наиболее простую воздушную систему охлаждения. Для более мощных ламп чаще применяют испарительное охлаждение (рис. 1.2), более эффективное и простое, чем водяное.

Представление о статических характеристиках генераторных ламп дает рис. 1.3. Лампы работают при высоких напряжениях анодного питания от 1 до 10 кВ и более. Анодный ток достигает нескольких де

сятков ампер, крутизна анодно-сегоч- ной характеристики—10—100 мА/В. Для триодов проницаемость D « 0,01, для тетродов D = 0,001 ч- 0,005. Форма характеристик сложная: они нелинейны, веерообразны. Анодно-сеточные характеристики триодов в основном располагаются в области положительных напряжений управляющей сетки, т. е. имеют правые характеристики (рис. 1.3, а, бу, анодно-сеточные характеристики тетродов — в области отрицательных напряжений сетки (рис. 1.3, в. г). Генераторные триоды и тетроды работают с большими токами управляющей сетки и обладают большими междуэлектродными емкостями; на ВЧ, ОВЧ, УВЧ при больших мощностях обнаруживается вредное влияние индуктивностей выводов электродов.

Поскольку проницаемость D генераторных триодов мала, их анодные характеристики по форме схожи с анодными характеристиками тетродов и существенно отличаются от анодных характеристик триодов, служащих для усиления звуковых частот (сравните рис. 1.3, а и 1.3, в).

В настоящее время больше используют генераторные тетроды, так как их проходная емкость Сас меньше, чем у триодов, а коэффициент усиления по мощности больше.

№ЕАН2Ж№ЕАН2ЖРис. 1.2Рис. 1.2Расчет режима генераторных ламп производят на основе характеристик ламп. Поскольку реальные характеристики ламп имеют сложную форму и их тпудно описать краткими, удобными для расчетов математическими выражениями, то характеристики заменяют идеализированными, отражающими важнейшие свойства ламп и позволяющими использовать простой математический аппарат. Расчет будет иметь приближенный характер, но это не снижает ценности метода, так как в процессе серийного производства лампы выпускают с отклонениями их параметров от некоторой средней номинальной величины. Идеализированные характеристики анодного тока генераторного триода

№ЕАН2Ж

№ЕАН2Ж

Рис. 1.2

Рис. 1.2

показаны на рис. 1.4. Семейство анодных характеристик (рис. 1.4, а) представляет собой ряд равноотстоящих параллельных прямых. Чем больше напряжение управляющей сетки сс, тем больше ток /8 и тем выше проходит соответствующая анодная характеристика. Угол

г)г)

г)

г)

наклона анодных характеристик к горизонтальной оси определяется внутренним сопротивлением анодной цепи Rt:

Ма^еа= !JRt = SD,

где S — крутизна статической анодно-сеточной характеристики лампы (рис. 1.4, б); D = | Дес/Аса| . Для каждого типа ламп характер ным является величина напряжения сетки, при котором анодная характеристика выходит из начала координат; это напряжение называют сеточным напряжением приведения и обозначают Ео0. Для напряжения анода, равного напряжению источника анодного питания Еа, можно по характеристикам определить соответствующее значение напряжения сетки, при котором анодная характеристика начинается в точке еа = Еа. Это напряжение при таком анодном напряжении называют напряжением сдвига или запирающим и обозначают Е'с. Напряжение Дс0 всегда положительно; Её — отрицательно. Анодная характеристика для ес = 0 начинается в точке еа = Еа0, где Еай — анодное напряжение приведения.

Область малых анодных напряжений, где реальные характеристики, постепенно сливаясь, сходятся в начале координат, на идеализированных характеристиках представлена отрезком прямой линии, выходящей из начала координат с углом наклона, определяемым крутизной Srp. Эту линию называют линией граничного (критического) режима.

Рис. 1.5Рис. 1.5

Рис. 1.5

Рис. 1.5

На анодно-сеточных характеристиках (рис. 1.4,6) линией граничного (критического) режима является пунктирная прямая, выходящая из точки е0 = £с0; она разграничивает область, где анодный ток

зависит от ес (слева от линии), и область, где анодный ток не зависит от ес (справа от линии).

Область анодно-сеточных характеристик, в которой ток (а зависит от напряжения сетки ес, называют областью не- донапряженных режимов, а область, где ia не зависит от ес, — областью перенапряженных режимов (рис. 1.4,6).

Из рис. 1.4, а следует, что на линии граничного режима анодный ток

Za — S[p ea(1.1)

Произведем на рис. 1.5 геометрические построения, предложенные 3. И. Моделей и И. X. Невяжским. Нужно найти ток tai для напряжений ес1 и еа1 (точка 6). Крутизна статической анодно-сеточной характеристики

Ьс ,/а। (al

Дее ас ’ aO-f-Oc—S^ + foi

Отсюда

(1 2)(1 2)Hi — S (ес1— Ес)-

(1 2)

(1 2)

Проницаемость лампы D = — Аес/Аеа при ial = const. В нашем случае Аес = bd = аО = — ЕЕ, Аеа = еа1 — Еай, следовательно,

E'c = D(eal-Ea0\(13)

Подставив (1 3) в (1.2), получим первую запись уравнения для ?ai в системе координат (Д, есу

ial = S[ecl + D(eal — Eaoy.(14)

При еа = Еа и ес = Е'с ток Д = 0 (точка а на рис. 1.5). Подставив еа = Еа в (1.3) и решив последнее выражение относительно ВЕай, найдем

DEa0 = Е'с-\- DEa.

Подставив выражение для ВЕай в (1.4), определим вторую запись уравнения для /а1 в системе координат (Д, есу

ia = Slec-E'c + D(ea-Eay.(15)

При еа = 0 и ес = Ес0 ток ia = 0 (точка О на рис. 1.4, а). Из (1.4) вычислим Ес0— ВЕай = 0 или D£a0 = Есй. Подставив последнее выражение в (1.4), получим третью запись уравнения для Д в системе координат (Д, еау

ia = S(ec—Eco + Dea).(16)

Таким образом, получены три равноценных выражения для анодного тока в области недонапряженных режимов, отличающиеся только использованными в них параметрами ламп и позволяющие вычислить Д при тех или иных параметрах.

Динамические характеристики анодного тока. Коэффициенты разложения а и у

Рассмотрим работу лампового генератора с внешним возбуждением, построенного по схеме рис. 1.1, в.

Напряжение возбуждения ыс = Uo cos со/ (рис. 1.6) подается от предыдущей ступени передатчика на вход лампы. Для получения нужного режима в цепи сетки имеется источник постоянного напряжения, создающий напряжение смещения Ес, Для ламп напряжение смещения отрицательно, т. е. положительный полюс источника напряжения смещения соединяется с катодом лампы и корпусом (землей) передатчика, а отрицательный через катушку связи или блокировочный дроссель — с ее сеткой. Параллельно источнику смещения непосредственно между выводом катушки связи и катодом лампы включают блокировочный конденсатор Сбл2, образующий кратчайший путь для переменных составляющих тока сетки лампы ic. В первом приближении сопротивление блокировочного конденсатора для переменных составляющих тока сетки можно считать равным нулю (АсбЛ2 = 0). Мгновенное напряжение между сеткой лампы и катодом

ес = Ес -f- Uc cos <оА(1.7)

Источником тока сетки i0 является источник возбуждения. Ток ic проходит от катушки связи L, через участок сетка—катод лампы и параллельно включенные блокировочный конденсатор и источник напряжения смещения, после чего возвращается к катушке связи. При Uе С 1ЕС |, т. е. при ес 0, получаем гс = 0.

В процессе работы энергия источника питания напряжением Еа преобразуется в энергию колебаний радиочастоты. Анодный колебательный контур ЕКСК настраивается на рабочую частоту ираб> т. е. 'А " 1/1^ТНСк = ®раб.

Для первой гармонической составляющей тока /а1 эквивалентное сопротивление колебательного контура

Я311 = Q«У МУ = Он 2С = ЕДУ (г„ +

а для постоянной /а0 и высших гармонических /d2, /а3, ... составляющих в первом приближении RlK = 0, где QH — добротность контура с учетом влияния нагрузки; Zc = У LJCK— характеристическое сопротивление контура; гк — сопротивление потерь в контуре; ^пн = (®МСВ)2//?Н— сопротивление, вносимое в анодный контур из цепи нагрузки RH; Л10В — взаимная индуктивность контурной катушки Ек и катушки связи АСР Первая гармоника анодною тока /ai создает на настроенном анодном контуре падение напряжения Ук = /ат^эк- Блокировочный конденсатор в анодной цепи Сбл1 позволяет создать кратчайший путь для переменных составляющих анодного тока от катода лампы к контуру; в первом приближении Хс = = 0. Следовательно, Ua = UK. Напряжения Еа и Uа включены последовательно, причем UK— падение напряжения на контуре, поэтому‘"

еа = Еа — Uа cos tot.(1 8)

Источником постоянной составляющей тока /ап является источник анодного питания напряжением Еа, Ток 1а0 проходит от плюса источника питания через катушку контура и лампу (от анода к катоду) к его минусу. Переменные составляющие анодного тока лампы /а1, /аг- Ua> ••• возникают в лампе за счет преобразования энергии источника анодного питания пол действием напряжения сетки лампы. В контуре, настроенном на частоту возбуждения, первая гармоника

чока /81 проходит по цепи, образованной лампой, блокировочным конденсатором СбЛ1 (^сбл1 = 0) и контуром. Тогда

~ ®раб к = XCr = 1 /1®раб ^и)>

/ai = UKIRW; кк = кк - Uk!XLr = UJZC = кт QH.

т. e. по обеим ветвям настроенного контура протекает контурный ток в Qh = Ю Д- 20 раз больший, чем /а1 (см. векторную диаграмму на рис. 1.6).

Рис. 1.7Рис. 1.7Высшие гармонические составляющие тока протекают по тому же пути, что и /а1. При этом емкостная ветвь контура обладает для них меньшим сопротивлением, а индуктивная — большим, чем для первой гармоники; например, для второй и третьей гармоник

Рис. 1.7

Рис. 1.7

Хск = 1 /2®ра5 Ск; Хск = 1 /3«раб Ск;

Следовательно, в основном высшие гармонические составляющие протекают через Ск; в первом приближении малое падение напряжения на контуре от высших гармоник не учитывают.

Анодный ток генератора с внешним возбуждением имеет сложную форму. Аналитическое выражение анодного тока можно получить, подставив в уравнения (1.1)—(1.6) выражения для мгновенных значений сетки и анода генератора (1.7) и (1.8). Воспользуемся соотношениями (1.2)—(1.6) для расчета недонапряженных режимов.

В выражение (1.5) подставим (1.7) и (1.8). После преобразования получим

ф (соф = S [£е— E'c-HUa —DUa) cos со/].(1.9)

На рис. 1.7 показан график изменения во времени анодного тока

Режим электронного устройства, при котором форма анодного (коллекторного) тока повторяет форму напряжения возбуждения, как в режиме класса А, называют режимом колебаний первого рода.

Режим электронного устройства, при котором форма анодного тока не повторяет форму напряжения возбуждения, называют режимом колебаний второго рода.

Частным случаем режима второго рода является режим класса В, где анодный ток существует в течение половины периода напряжения возбуждения. В общем случае для различных режимов второго рода ток может протекать в течение любой части периода. Время существования тока оценивают углом отсечки тока 0 (рис. 1.7).

Углом отсечки тока 6 (анодного, сеточного, коллекторного) называют выраженную в угловой мере (градусах, радианах) половину части периода, в течение которой существует ток.

В момент времени, когда анодный ток обращается в нуль, tot = 0. Подставив эти выражения в (1.9), получим

Ее—Е'с =—(UG—£>(/a)cos9.Д-Ю)

Подставив (1.10) в (1.9), выведем еще одно удобное для расчета тока генератора выражение:

Za (®0 = S (Uo — D Uа) (COS tot — cos 0).(1-11)

При tot = 0 ТОК la = Стах-

Подставив это соотношение в (1.11), определим

Стах - S (Uс-DUа) (1- cos 0).(112)

Поделив (1.11) на (1.12), найдем

. , А. cos tot—cos 9

С (tot)ta ax •-,(1 13)

—cos 0

Выражения (1.9), (1.12) и (1.13) являются различными формами записи анодного тока генераторной лампы в области недонапряжен- ных режимов. Ток 1а может протекать через лампу только в одном направлении — от анода к катоду. Эти формулы справедливы при Д 0, т. е. при tot = — 0Н 0 в течение каждого периода колебаний. При других значениях mt ток 1а = 0.

Динамической (нагрузочной) характеристикой генератора называют линию на статических характеристиках лампы, по которой перемещается рабочая точка за период колебаний.

Можно показать, что построенный по выражениям (1.9), (1.12) и (1.13) график на идеализированных характеристиках лампы является отрезком прямой. Следовательно, для построения динамической характеристики, т. е. линии ia (еа, ес), достаточно найти две ее точки и по ним провести прямую линию.

Выполним эти построения (рис. 1.8), предположив известными величины Еа, Ес. ий, Ua.

При tot = 0

cos tot = 1, ia = ia mas, 6C = Ec 4~ UG 6cmax,» ™ и ,a ca mln'

Выберем (при известных параметрах лампы и подаваемых напряжениях) на характеристиках лампы положение точки А, для которой -с бетах, 6а батт-

При tot ==0,5л (tot = 90°)

cos tot = 0; ес = Ео; е„ = Еа.

т. е. на лампу действуют только постоянные напряжения (режим покоя). Возможны грн случая, а) Ес = Ес, б) Ес > Ес; в, Ес < Её. (Неравенства понимают в алгебраическом смысле например Ес = — 100 В > Её = — 200 В ) При Ес > Её точке ес = Ео. е, = Es соответствует ток га„ (точка Вх на рис. 1.8), Для ее =- В, = Её тсч-

ка S2 оказывается на горизонтальной оси; 1а — 0. При Ес < Её точка В3 располагается ниже горизонтальной оси и не имеет физического смысла; можно лишь условно говорить о некотором «фиктивном отрицательном токе».

Положение динамической характеристики определяется точками А и В. Точка А соответствует предельному значению ес = естах. Динамическая характеристика совпадает с прямой Л 5 до пересечения с горизонтальной осью.

При tot = л (mt = 180°)

cos tot 1, ec = cG Hc = eCmin;

®a ^a + ^a = ®a max*

Для 6 ^ tot ^ 180° ia = 0. Динамическая характеристика идет по горизонтальной оси до точки еатах.

При л <Т tot ^ 2л рабочая точка проходит вдоль отрезков прямых в обратном направлении. Таким образом процесс повторяется каждый период колебаний.

Когда точка А находится правее граничной линии, режим называют недон а п р я ж енным (ПНР).

Предельным случаем ПНР является режим с Ua = 0, Такой режим возможен при коротком замыкании контура: Дэк = 0. Режиму короткого замыкания соответствует случай сильной расстройки контура, когда ZaK < Вак (рис. 1.9, а).

Кроме того, предельным случаем ПНР является режим, когда точка А оказывается на пересечении статической характеристики

лампы при ес = еСШах <- линией граничного режима. Такой режи ’ (рис. 1.9, б, в) называют граничным (критическим).

Поскольку динамическая характеристика ta (ес, еа) — прямая линия, анодный ток i (го/) повторяет форму напряжения возбуждения, т. е. для — 9 ^ mt <7 9 (см. рис. 1.7)

^а (®0 Т mix COS ®^-

Как известно, периодическую последовательность импульсов сложной формы (см. рис. 1.7) можно разложить на простые составляющие (разложение в ряд Фурье):

ia (tot) =/a0 + /alcos tot + /a2cos 2<в/ + /а3cos Зю/ф- ... +/d7i cos /ко/+...

(1.14)

Коэффициенты разложения /ал (постоянная составляющая), /а],

/а2, ^аз, ••• (гармонические Фурье:

составляющие) вычисляют как интеграл

. _ 1

аО ~ ~"

2л

л

^al"

Л

Л

Г la (to/) cos tot dtot;

/а2 = — С г, (со/) cos 2co/dco(;

л ,1 “

I

(1 15)

cos п tot dtot

Подставив в (1.15) выражение для ia (со/) согласно (1.11), получим

/а0 = S (Uс — DUa) — (sin 0—0 cos 0) = S (Uc—DUa) 7o (9);

/al = S (Uc - DU a) -L (20 - si л 20; = S (Uc - DUa) 71 (0); 2л

/а2 = S (U.—DUa)sin8 0 = S (Uc -DUa) 7j (0):

Za3 = S (Uo - DUa)sin8 6 cos 0 = S (Uc - DUa) 7g (0);

Un = S(Uc-DUa) -L Г^=ЗИ _ i^^ + '.)^

ПЯ L1T^

^S(Uc-DUa)^n (0).

Коэффициенты у о (0), yt (0), ..., у„ (0) называют коэффициентами разложения импульса тока косинусоидальной формы (коэффициентами Б е р- г а). Они являются коэффициентами пропорциональности между составляющими /а0, /ai, •••, /ап косинусоидального импульса тока га (со/) и управляющим напряжением генератора Uo — DUa, умноженным на крутизну характеристики лампы:

Vn (6) =Vn (6) =/апS (Uc DU а)/апS (Uc DU а)

Vn (6) =

Vn (6) =

/ап

S (Uc DU а)

/ап

S (Uc DU а)

Коэффициенты у зависят от угла отсечки тока 0. Они вычислены и сведены в таблицы и графики (рис. 1.10, а). Следовательно, зная параметры лампы S и D и действующие в генераторе напряжения, мож-

Рис. 1.10Рис. 1.10

Рис. 1.10

Рис. 1.10

но вычислить значения составляющих анодного тока косинусоидальной формы при любом угле отсечки 0.

Для вычисления ia (at) воспользуемся формулой (1.13). После интегрирования получим

г . sin 0 — 0 cos 0.

а0 ~ <а max “(1-cosH) " ~ ?а тах а° ™

/ _ •20 — sin 20

■'alla max й ГИ max а1

2л (1 —cos 0)

г .2 sins 9 .

а2 ~la тах Зя(1—cosO) “юах

(1.17)(1.17), .2 sin» 0 cos 0 .

(1.17)

(1.17)

1 аЗla max „'<а max аз w/>

Зя (1 —cos 0)

,.1 Г sin (n — 1) 6

a max zтi

ял(1—COS 0) I 1—п

sin (« + 1)01.

~ = la max «n (6).

Коэффициенты разложения косинусоидального импульса а0 (0), 0^(0), ..., ап (0) также зависят от угла отсечки 0 и являются коэффициентами пропорциональности между составляющими /а0, /а1Ian и амплитудой импульса тока iamax- ап (9) = апПа max-

Значения а даны на графиках рис. 1.10,6.

Полезная мощность генератора

Ра = 0,5Па /а1 = 0,5Па U таха, (0) = 0,517а S (U.-DUa) Vl (0).

Для получения максимума полезной мощности следует применять режим работы генератора с таким углом отсечки анодного тока (0), при котором а, (0) или ут (0) имеют максимальное значение. Коэффициент 04 (0) принимает наибольшее значение при 0 = 120° и соответствует а; « 0,54. Таким образом, для получения от лампы наибольшей полезной мощности при заданном токе iamax выбирают 0 = 120°. Если же требуется (например, в диапазонах ОВЧ, УВЧ и СВЧ) получить максимальную мощность при заданном напряжении возбуждения Uc, выбирают 0 = 180°, так как у (0) при этом принимает максимальное значение ушах — Е

К. п. Д- генератора по первой гармонике

m = Л/^о = 0,5Па 1а1!(Еа /а0) = 0,5 ~^—

= 0,5^ (0)/ао (0) = 0,5^ (0)/уо (0) = О.б^! (0), где В — UJEa — коэффициент использования анодного напряжения. Полагаем § = const. Отношение Аа (9) = UJUo = ai (9)/к0 (9)1 = 71 (0)А?о (0)1 называют коэффициентом формы импульса. В общем случае

Ап (6) = UJUo = о-п (0) /ко (°)1 = 71 (0)/1?о (9)1-

Максимальный к. п. д. возможен при 0 = 0. Очевидно противоречие: максимум Рг можно получить при 0 = 120° (а, = 0,54; qx = = 1,27; Pi = 0,635^) или при 0 = 180° (ух = 1; qv = 1; Pt = 0,5^), а максимум к. п. д. — при 0 = 0, где qx (0) = 2, т. е. Pi = £• Но при этом импульс становится бесконечно узким (0 = 0), а мощности Рх и Ро принимают нулевое значение, т. е. режим с 9 = 0 не имеет физического смысла. На практике целесообразно для заданного Отах выбрать 0<6<120°, когда мощность Рх падает незначительно, а к. п. д. приближается к максимальному: 60° < 6 < 120°. Чаще выбирают 80° «С 0 ^ 90°. При 0 = 90° cq = yt = 0,5; а0 = Yo = 0,32; qx = 1,57; PY ту 0,93Ртах; Pi = 0,735.

Нагрузочная характеристика

Рассмотрим зависимость режима работы генератора с внешним возбуждением, т. е. зависимость /а0, /а1Ua, Pt, Рй и к. п. д. от сопротивления анодной нагрузки Ra. Нагрузкой является анодный контур RdB = LvJCB (гк + /?вн). На практике Ra = RaK устанавливают путем регулировки связи контура с сопротивлением нагрузки RH.

Рис. 1.11

Будем считать, что питающие генератор напряжения Еа, Ес, Ue постоянны. В результате работы генератора напряжение контура UB = Uа = 1 axR»B-

Различным значениям сопротивления в анодной цепи лампы соответствуют различные динамические характеристики (рис.1.11). Построение характеристик 1. 2 и 3 рассмотрено* в § 1.3 (рис. 1.8, 1.9). Рассмотрим, как строятся динамические характеристики для режи- мов, выходящих за область недонапряженных.

Требуется построить динамическую характеристику 4 для есгаак = = Ес + Ue и eaiulnJ<ed8 = егр. Как и ранее, нужно искать гочку 28

Рис. 1.52Рис. 1.52Д' на пересечении статической характеристики лампы (ес = естаж; с вертикальной линией, соответствующей eamln4. Как видно из рис. 1.11, точка Д' оказывается выше линии граничного режима лампы в области, где анодного тока лампы не существует. Динамическая характеристика генератора при напряжениях сетки от есюах до ест сливается с линией граничного режима (участок A"F\ От точки F до точки С' и далее до еатах динамическая характеристика совпадает с линией 4 и горизонтальной осью. Импульс анодного тока 4 имеет провал, начало которого соответствует верхнему углу отсечки тока tot = Ор Аналогично строят динамическую характеристику и в том случае, когда напряжение еаты имеет отрицательное значение(характеристика 5). В области еа < О анодный ток равен нулю, поэтому участок AiVO динамической характеристики 5 сливается с горизонтальной осью. На участке ON динамическая характеристика совпадает с линией граничного режима. На участке NC" и далее

Рис. 1.52

Рис. 1.52

до батах динамическая характеристика идет по линии 5 и горизонтальной оси. Импульс анодного тока 5 имеет провал, делящий его на две части. Момент прекращения тока соответствует второму нижнему углу отсечки анодного тока tot = 62.

Поскольку все отрезки динамической характеристики (для характеристики 4— A"F, FC; для характеристики 5— Л,у О, ON, NC”) являются отпезками прямой линии, то импульсы 5 и 4 образованы отрезками косинусоид. Применяя принцип суперпозиции, можно представить такие сложные импульсы в виде алгебраической суммы двух или трех косинусоидальных импульсов определенной амплитуды с углами отсечки 6, 015 02, ... и в результате вычислить составляющие /а0, ^at, ^аа, ••• этих импульсов

Режим анодной цепи генератора называют слабо п е р е н а- пряженцы м, если импульс анодного тока имеет «провал* (импульс 4 на рис. 1.11); режим анодной пепч считают сильно перенапряженным, если «провал» импульса анодного тока достигает нулевого значения и появляется второй нижний угол отсечки анодного тока (импульс 5 на рис. 1.11), а напряжение анода на некоторое время принимает отрицательное значение.

Анализ различных по степени напряженности режимов на рис. 1.11 позволяет построить зависимость составляющих тока от сопротивления анодной нагрузки (рис. 1А2,а,б). В первом приближении /а1 и /ап при увеличении сопротивления нагрузки уменьшаются. При малых Ra (в недоиапряженном режиме) уменьшение тока определяется углом наклона статических анодных характеристик лампы и некоторым уменьшением угла отсечки (см. рис. 1.11). В области перенапряженного режима уменьшение тока ускоряется вследствие возникновения «провала» в импульсе тока. Амплитуда переменного капряже-

ния анодной цепи Ua = IaiRa. Следовательно, по мере роста Ra напряжение Ua увеличивается. В области ННР рост Ua происходит быстрее, а в области ПНР — тем медленнее, чем выше напряженность.

Мощность, потребляемая от источника питания анодной цепи, Р6 = iaoEa; Еа = const. Полезная мощность Pt в ННР по мере возрастания Ra растет при быстром увеличении Ua и малом уменьшении /а1. В ПНР уменьшение тока, как указывалось, ускоряется, а рост Ua замедляется. Следовательно, полезная мощность Рг имеет ярко выраженный максимум, который совпадает с переломом в зависимостях 7а1=/(Яа) 7ao = f(Pa)- Режим, соответствующий максимуму полезной мощности, называют граничным (критическим).

К. п. д. анодной цепи в ННР мал (при Ra = 0 цх = 0); он растет при увеличении напряженности. Максимум к. п. д. получают в слабо перенапряженном режиме, близком к граничному. Характер изменения к. п. д. в ПНР зависит от многих причин и не может быть описан в общем виде; в области ПНР к. п. д. несколько уменьшается.

Таким образом, основным преимуществом граничного режима является наибольшая полезная мощность при высоком, близком к максимальному, к. п. д.

В граничном режиме (см. рис. 1.9, б, в; рис. 1.11 — характеристика 3) коэффициент использования анодного напряжения ? = /р = = UJEa (для мощных генераторных ламп £ = 0,85 ч- 0,95). Следовательно, в граничном режиме при 0 = 90° к. п. д. т^ = 0,5^ (6) = = 0,5 (0,85 ч- 0,95) 1,57 = 0,66 Ч- 0,74.

В связи с указанными энергетическими преимуществами граничный или близкие к нему режимы часто используют на практике. Из рис. 1.9, б, в и рис. 1.11 (характеристика 3) следует, что

И max ~ $iP еа mln гр = ^гр (Еа Uа 1р) = Srp Еа (1 ^гр)> откуда

irp=l—<L18)

Таким образом, зная тип лампы, Srp, iamax и выбрав целесообразное напряжение анодного питания, по (1.18) можно вычислить £гр, т. е. определить условие получения граничного режима генератора.

На практике чаще бывает задана полезная мощность лампы

Pi = 0,&Ua /а1 = 0,5Па ах(0) ia max.

Отсюда

к max = 2Рх/[ах (0) Па] - 2PJVai v0) £Еа].

Подставим значение 7атах в (1.18):

£„=0,5 + 0,51/1- 6Р' . (1 19)

Рассчитаем напряжение смещения, обеспечивающее получение выбранного угла отсечки 6, и напряжение возбуждения, необходимое для создания нужного /ашах или 7а1.

В соответствии с (1.10)

Ес----Е'—(67C-E67a)cos9.(1.20)

Решив (1.12) относительно Ес, найдем

Uc =1л™х +1)и— /у-VDUa. (1.21) 3(1—cos 6)at (6) S (1—cos 9)

Как следует из (1.21), меньшим углам отсечки 6 соответствует большая амплитуда напряжения возбуждения Ue, более отрицательное (большее запирающее) напряжение смещения и соответственно большее отрицательное напряжение eCmtn = Ес — Uo, что затрудняет использование малых углов отсечки (см. § 1.3).

Расчет анодной цепи

Целью расчета режима генераторной лампы, в первую очередь режима ее анодной цепи, является определение напряжений Еа, Ua, Eci, Ес, Uc и токов /а1, /ао, /с20, /Сю Еп, необходимых для получения заданной выходной мощности РВых при высоком к. п д; проверка допустимости таких напряжений и токов, а также расчет мощностей рассеяния на электродах лампы.

Исходные данные для расчета анодной цепи генератора — заданная выходная мощность ступени (передатчика) РВЫх> рабочая (поминальная) частота / или диапазон рабочих частот fx — /2, ВИД модуляции и др.

Как указывалось , на выходе передатчика включают фильтр, обеспечивающий подавление нерабочих составляющих спектра, прежде всего гармоник. Сначала исходя из опыта работы существующих передатчиков, задаются возможным значением к п. д фильтра гц> = 0,5 4- 0,6 (в диапазонах ОВЧ и УВЧ при мощности порядка единиц ватт) и т|ф = 0,954-0,98 (в диапазонах НЧ и СЧ) при мощности в сотни киловатт С учетом т)ф полезная мощность PL = Рвых/Цф- По этой мощности и высшей рабочей частоте выбирают тип лампы. Затем определяют параметры идеализированных характеристик лампы 3, Згр; D, Еао; Ес0; Ес, выбирают угол отсечки анодного тока 9 и находят at (0). Напряжение анодного питания в случае, когда полезная мощность Р, равна номинальной мощности лампы Р1Н0М; Еа = Еа ном Если в диапазонах ВЧ, ОВЧ, УВЧ и СВЧ Рх< < Pi ном,’ то Еа > ЕаНом ?jPi ном Допустимы только стандартные значения питающих напряжений, позволяющие использовать стандартные трансформаторы и другие детали*. Обычно расчет ведут для граничного режима

Коэффициент использования анодного напряжения вычисляют по (1.19).

Амплитуда переменного напряжения анодной цепи Ua = Хт«Еа Составляющие анодного тока /а1 = 1Рх1иа, /aj = /а1а0 (9)/[гхт (0)]; iamax = = ^агДа (9)]. Сопротивление нагрузки анодной цепи Ra = UaHax Мощность, потребляемая цепью от источника анодного питания, Ро = Е01а0 Мощность рассеяния на аноде Ра = Ро — Рх должна быть меньше допустимой для выбранной лампы: Ра < Ра доп. К. п. д Щ = Рх/Ра Амплитуда напряжения возбуждения

Pc = {/ai/[«i (9) 3 (1 —cos 6^} + DUа.

Напряжение смещения

Е^Е^ — (Uq— DUa) cos 0.

Мгновенные значения напряжений: ecmax = Pc + Pci «а mln = Рс — Ра- По реальным характеристикам лампы проверяют соответствие вычисленного по идеализированным характеристикам za тах реальному значению iamax-

Сеточная цепь

Статические характеристики сеточной цепи генераторной лампы tc (ес, еа) представлены на рис. 1.13 (сеточно-анодные) и на рис. 1.3, б (сеточные).

Характеристики сеточного тока лампы нелинейны. В области малых напряжений анода при е « ес или ел -< ес (области граничного и перенапряженных режимов) сеточный

Piic. 1.13Piic. 1.13относительно большом сеточномотносительно большом сеточномток возрастает по сравнению с током в области недонапряженных режимов фа > ес).

Piic. 1.13

Piic. 1.13

относительно большом сеточном

относительно большом сеточном

Как указывалось, генераторные триоды имеют правые характеристики, т. е. большая часть анодных характеристик соответствует положительным значениям напряжения управляющей сетки (см. рис. 1.3; 1.13). Поэтому в основном генераторные лампы работают при токе /с. Путь прохождения тока

управляющей сетки показан на рис 1 6. Из статических характеристик сеточного тока и построений па рис. 1.14 следует, что сеточный ток if имеет вид импульсной

последовапоследовапоследовательности с частотой следования, равной частоте возбуждения со, амплитудным значением zCmax и углом отсечки 6С. Угол отсечки сеточного тока 0с всегда меньше угла отсечки анодного тока 0: 9С < 0. Импульс сеточного тока приближается по форме к отрезку косинусоиды, но более заостренный. Амплитуд; сеточного тока определяют (рис. 1.15) по статистическим характе

последова

последова

ристикам на основе вычис

ленных значений ест,, х и еат1„ (см. §1.5). Периодическая

тельность импульсов сеючного юка может быть представлена рядо?л Фурье:

z (tot) = /с0 А /С1 соз (»t-V /с2соз2(о^ + ... + /с„ cos nat -+-...(1.22)

Для вычисления 0с воспользуемся выражением (1.7). При ес = О ic = 0, tot — 9С, следовательно,

(1.23)(1.23)cos 9С = — ЕСШС.

(1.23)

(1.23)

Формула (1.23) имеет смысл при |ДС|^5 Uc, т. е. при естах = = Ес -р Uc > 0. Если е(;гаах 0, т. е. |fc| > Uc, io сеючный ток отсутствует и формула (1.23) теряет смысл.

Для расчета составляющих сеточного тока ?с (tot) определяют коэффициенты разложения импульсов косинусоидальной формы ап (9):

(1 24)(1 25)(1 24)(1 25)сок со (с шах ао (®с)>

(1 24)

(1 25)

(1 24)

(1 25)

/С1 = ^с! ^с ла >. а1 (Ос)

Эмпирические коэффициенты £с0 « 0,65, /гс1 « 0.75 учитывают отличие реального импульса сеточного тока от косинусоидального (см. рис. 1.14).

Сеточный ток в лампе существует за счет мощности источника возбуждения, т. е. предшествующей ступени передатчика. Участок сет

ка-катод лампы обладает односторонней проводимостью и при напряжении возбуждения ис = Uo cos ш/ в сеточной цепи протекает импульсный ток ic (tot) (рис. 1.14), т. е. сеточная цепь работает как выпрямитель напряжения возбуждения; появляется постоянная составляющая сеточного тока /с0.

Поступающая в сеточную цепь лампы мощность возбуждения от предыдущей ступени

ДС1 = 0,5Пс/с1. (1.26)

Первая гармоника сеточного тока /С1 от источника тока предыдущей ступени сначала через участок сетка—катод лампы проходит к общему проводу (корпусу), а затем через блокировочный конденсатор Сбл возвращается к источнику возбуждения (рис. 1.16). Постоянная составляющая сеточного тока проходит по следующему пути: промежуток сетка—катод лампы — катод — источник напряжения

смещения Ес— сетка лампы. Такое направление обусловлено принципом действия лампы: ток в лампе возникает вследствие движения электронов от катода к другим электродам, в том числе к сетке, если на ней есть положительный потенциал. За положительное направление тока принято направление движения условных положительных носителей электрического заряда, противоположное направлению действительного движения электронов.

Энергия источника возбуждения расходуется на ускорение электронов. попадающих на сетку, т. е. на нагрев сетки, и рассеивается на источнике смещения, включенном встречно току /с0. При этом в источнике смещения рассеивается часть мощности источника возбуждения

PQ6=BCI№. (1.27)

Поскольку для высших гармонических составляющих /02, /сз, ..., /сп. ... цепь сетки имеет малое сопротивление, уравнение баланса мощности записывают так:

Ля^со + Лз, (1-28)

где Рс— мощность рассеяния на управляющей сетке лампы. Мощность рассеяния Ре не должна быть больше допустимой: Ре < Р№Ои.

Таким образом, потребляя от предыдущей ступени передатчика мощность возбуждения Рс, ступень усиления ГВВ развивает в анодной нагрузке полезную мощность Pv Отношение этих мощностей называют коэффициентом усиления лампы по мощности:

(1.29)(1.29)Kp = PJPcV

(1.29)

(1.29)

Коэффициент усиления по мощности ступени на генераторном триоде, выполненной по схеме рис. 1.6, называемой схемой с общим катодом (ОК), Кр = Ю 4- 15.

Расчет цепи управляющей сетки

Расчету цепи управляющей сетки предшествует расчет анодной цепи (см. § 1.5), в процессе которого определяют значения Еа; Ес, Ua, Uc; естах; eamln и др.

Сначала по реальным характеристикам лампы iG (еа, ес) (см. рис. 1.15) для найденных значений «стах и еа min вычисляют амлитуду импульса сеточного тока <0 тах (еа т1а; ее тах), затем рассчитывают cos 6С = — ECIUG и по таблицам разложения импульса определяют коэффициенты а0 (6С), ах (ис),

Гармонические составляющие сеточного тока

(oia ‘о тах “1 (9с) ^сн 4о = ‘о max а0 (®с) ^со-

Мощность возбуждения, потребляемая от предыдущей ступени; РС1 = = 0, bUGl С1

Мощность, затрачиваемая на преодоление противо-э, д. с, смещения, Рсо = «= ЕС1СО,

Мощность рассеяния на управляющей сетке Ро = РС1 — Рс0. Должно выполняться условие Рс < Рс доп-

Коэффициент усиления по мощности Кр = Pi/PCi- Расчет производя! для

#с шах > °! в противном случае i0 = 0.

Особенности работы и расчета усилителя, выполненного по схеме ОС

Рис. 1.17Рис. 1.17Генераторы в внешним возбуждением в диапазонах ВЧ и ОВЧ при использовании триодов обычно строят по схеме с общей сеткой (ОС) • (рис. 1.17). Отличие этого способа построения генератора от рассмотренного ранее (см. рис. 1.1,6; 1.6) состоит в том, что источник возбуждения Uc и анодный колебательный контур ЬКСК соединены с сеткой лампы, т. е. общим электродом для входной и вы

Рис. 1.17

Рис. 1.17

ходной цепей генератора является сетка лампы.

В генераторе, работающем по схеме ОС, переменная составляющая анодного тока проходит от лампы через анодный контур, блокировочные конденсаторы и источник возбуждения к катоду

лампы. Таким образом, амплитуда напряжения контура UK в ехеме ОС равна сумме амплитуд напряжений анода и сетки лампы:

(1.30)(1.30)^к=^а+^С.

(1.30)

(1.30)

Через источник возбуждения Uo протекает сумма токов первых гармоник /а1 и /с1. Следовательно, полезная мощность генератора

Рюе = 0,5(7к /а1 = 0,5 (t/a + 7/с) /а1 = 0,57/а /а1 + 0,5^с/ai = Рх + Рпр.

(1-31)

Полезная мощность ступени по схеме ОС больше мощности ступени по схеме ОК на величину Рир, называемую проходной мощностью: .

(1.32)(1.32)РПр = 0,5Нс/а1;

(1.32)

(1.32)

Лоо = 0,5 (Ua + Щ) /а1 = 0,5 Ua /а1 (1 + Ucl Ua) - = Л(1 + Н<Ж).

Так как (7С< Ua, то Лос ~ Pi, т. е. увеличение полезной мощности генератора по схеме ОС незначительно, обычно меньше 10%. Сопротивление анодного контура *

Ra = (Ua+Uc)!Iai.

(1.33)(1.33)Мощность, потребляемая генератором от возбудителя, Рв = 0,5(7с‘/Д1 /а) = 0,5Uc /а1 + 0,5^Р /е1 = Р™ + Рс1\

(1.33)

(1.33)

Рв = Ра f 1 + -гМ ’ Л1>^с1>

т. е. мощность Рв> Рс1.

Поскольку Ptcc ~ Р^ ?в^> Рел> т0

К.Р^ = РрР « 5-7.К.Р^ = РрР « 5-7.(1.34)(1.34)

К.Р^ = РрР « 5-7.

К.Р^ = РрР « 5-7.

(1.34)

(1.34)

Расчет ступени 1 Тепы /тмг .1KC"C1pyh I 4 1ИМ ГЬ М< U 10 цс1.с1ругцигн? У1 ел оъ б*'пе'"их >па [с- (1 214 а ш и ко-, lauiУвеличен! вают ввиду 13 Ко , женкУРасчет ступени 1 Тепы /тмг .1KC"C1pyh I 4 1ИМ ГЬ М< U 10 цс1.с1ругцигн? У1 ел оъ б*'пе'"их >па [с- (1 214 а ш и ко-, lauiУвеличен! вают ввиду 13 Ко , женкУ1 Мощное г) * пен ' опрмел1О1 i 11лее расам а СС I К11 — В С001 Т(1 Мощное г) * пен ' опрмел1О1 i 11лее расам а СС I К11 — В С001 Т(

Расчет ступени 1 Тепы /тмг .1

KC"C1pyh I 4 1

ИМ ГЬ М< U 10 цс1.с1ругцигн

? У1 ел оъ б*'пе'"их >па [с- (1 214 а ш и ко-, laui

Увеличен! вают ввиду 1

3 Ко , женкУ

Расчет ступени 1 Тепы /тмг .1

KC"C1pyh I 4 1

ИМ ГЬ М< U 10 цс1.с1ругцигн

? У1 ел оъ б*'пе'"их >па [с- (1 214 а ш и ко-, laui

Увеличен! вают ввиду 1

3 Ко , женкУ

1 Мощное г) * пен ' опрмел1О1 i 11лее расам а СС I К11 — В С001 Т(

1 Мощное г) * пен ' опрмел1О1 i 11лее расам а СС I К11 — В С001 Т(

с ОС проводит о такой ргследовательноати.

и ра мео наннмммие выб ^sm так, как наложено в § 1.7. 1 иа б мт s пригодно! । использования в схеме — секшц-то выго v ! обеспечивается кольцевой

о тока генератор .\ it 6 = 905 так как при

1ся ip, а н,>1 ш.в — увеличивается UQ , oi (132)], I е. ы 'жаегся и без того иеболь-

гшноц дети за счет проходной мощности не учиты- MT ВЫПОЛНЯЮТ ДЛЯ Pt = РВЫХ'6Фмания 'шодио напряжения вычисляют по выра-гшноц дети за счет проходной мощности не учиты- MT ВЫПОЛНЯЮТ ДЛЯ Pt = РВЫХ'6Фмания 'шодио напряжения вычисляют по выра-(1.35)(1.35)। щ . ' генератором от предыдущей сту- 1 усиления — по (I 34)! м! со1ласно § 1.5, а цепи управляющей। щ . ' генератором от предыдущей сту- 1 усиления — по (I 34)! м! со1ласно § 1.5, а цепи управляющей

гшноц дети за счет проходной мощности не учиты- MT ВЫПОЛНЯЮТ ДЛЯ Pt = РВЫХ'6Ф

мания 'шодио напряжения вычисляют по выра-

гшноц дети за счет проходной мощности не учиты- MT ВЫПОЛНЯЮТ ДЛЯ Pt = РВЫХ'6Ф

мания 'шодио напряжения вычисляют по выра-

(1.35)

(1.35)

। щ . ' генератором от предыдущей сту- 1 усиления — по (I 34)

! м! со1ласно § 1.5, а цепи управляющей

। щ . ' генератором от предыдущей сту- 1 усиления — по (I 34)

! м! со1ласно § 1.5, а цепи управляющей

Особенности работы усилителей на лампах с экранирующей сеткой

b ак известно ;а курса ('Электронные приборы», четырехэлектродные лампы — клроды. у которых между управляющей сеткой и анодом есть вторая сетка, называемая экранирующей, обладают существенными преимуществами перед триодами. Основным достоинством тетродов является (в несколько десятков раз) меньшая паразитная емкость между управляющей сеткой и анодом СасА. Малая проходная емкость Сас позволяет использовать тетроды на частотах выше СЧ и ВЧ в ГВВ, построенных по схеме ОК, т. е. получить больший коэффициент усиления Кр (применение на таких частотах триодов в схеме ОК нецелесообразно, а часто просто невозможно).

Тетроды имеют левые анодно-сеточные характеристики (см. рис. 1.3, s, г) В сочетании с сильно недонапряженным режимом управляющей сетки (ecimax < ^са) такие характеристики позволяют полнее использовать ла ты по анодному току при малых (по сравнению

с близкими по мощности триодами) токах управляющей сетки Следовательно,потребляемая от предыдущей ступени мощность возбуждения v тетродов меньше, чем у триодов, а коэффициент усиления больше. В некоторых случаях генераторные тетроды используют в режимах без тока управляющей сетки, однако полезная мощность при этом получается на 20—4О°6 меньше номинальной

Схема генератора с внешним возбуждением па тетроде приведена на рис 1.18. Схема отличается от схем на рис. 1.1 би 1.6 наличи- сч экранирующей сетки лампы, блокировочною конденсатора Сс2, соединяющего по переменной составляющей экранирующую сетку с общим проводом (с корпусом, «^емлеи»), источника питания цепи т экранирующей сетки Ега.Пх

Будучи соединенной е общим 0— проводим ступени, т е. имея нулевой потенциал по переменной составляющей, экранирующая сетка выполняет функции элем рост отческою экрана между входной и

выходной цепями, ослабляя связь между ними и уменьшая проходную емкость, что позволяет реализовать вью кии коэффициент усиления

Характеристики генераторных тетродов на рис. 1.3, б, г по своей 1 трме близки к характеристикам генераторных триодов на рис. 1.3, а, в. 1изложение статических характеристик тетрода зависит от напряжения экранирующей сетки Ее2: чем больше £с2, тем левее сдвигаются анод- но сеточные характеристики, выше для тех же е0 располагаются анодные характеристики и больше минимальное напряжение на аноде в граничном режиме (Cuuin.

Большинство разрабатываемых в настоящее время ламп являются тетродами. Полезная мощность генераторных тетродов в диапазоне декаметровых волн (диапазон ВЧ) достигает сотен кило- и даже мегаватт; в диапазонах ОВЧ и частично СВЧ (до 1000 МГц) — 10 кВт и более. Выполненные на таких лампах передатчики имеют меньшее число ступеней, а следовательно, они проще, надежнее и дешевле.

Поскольку характеристики анодного тока тетродов za (ес, еа, ес2) близки по форме к характеристикам триодов, расчет анодной цепи выполняют по методике, изложенной в § 1.5. Перед расчетом ступени выбирают величину напряжения питания экранирующей сетки. Обычно Ес2 = ЕС1НОЧ Если требуется получить большой коэффициент Усиления Кр, то пиинимают Есг = £С2доп, г. е. максимальное допустимое для выбранной лампы, при этом получается малый ток уп- равляющей сетки. На приводимых в справочниках анодных характеристиках тетродов часто не показана их начальная часть при малых Значениях еа (0^Сеа<Ес2), поэтому определение Srp и использо- вщие выражения(1.19) для расчета ^гр затруднено. Сначала по анодным характеристикам выбирают еаш11Ъ обеспечивающее режим, близкий к граничному, ити принимают eamln дз Evl, затем вычисляют

Ua = Еа — eamln. Дальнейший расчет проводят аналогично расчету в § 1.5.

Цепь управляющей сетки тетрода рассчитывают по методике § 1.7.

Дополнительно осуществляют расчет режима экранирующей сетки по ее реальным характеристикам тока гс2 (ес, еа, ес2), чго позволяет повысить точность расчета. Амплитуда импульса тока экранирующей сетки достигает наибольшего значения t02max в момент времени, когда еС1 = eclmax; еа — eamin- Напряжение экранирующей сетки по

стоянно: есг-Есг (рис. 1.19). Амплитуду импульса lc2mai(^mat, eamln, ^се) определяют по характеристикам /с2 (ес, еа, ес2) аналогично рис. 1.15.

Угол отсечки экранного тока зависит от положения характеристики tc2 относительно ta. Если обе характеристики начинаются в одной точке ес1 = £с> то 9с8 = 6. Если же характеристика экранного тока располагается правее анодной при ес — До, то угол отсечки тока экранирующей сетки находят из выражения

cos 9с2 = (£ = -£<,)/Но- '(136)

где Ед — напряжение сдвига характеристики тока экранирующей сетки.

(1 37)(1 37)Постоянная составляющая тока экранирующей ccikh

(1 37)

(1 37)

/С2£с2 Д2 max. а0 (®с2/>

где Кс2 ^ 0,7 — эмпирический коэффициент, учитывающий отличие импульса тока экранирующей сетки от усеченного косинусоидально- ю импульса. Мощность рассеяния на экранирующей сетке

(1.38)(1.38)£ti2 — -^02^20.

(1.38)

(1.38)

Должно соблюдаться неравенство Ро»< Рс»доп, где РСЗдоп— допустимая мощность рассеяния на экранирующей сетке.

Расчет переменных составляющих тока экранирующей сетки для схемы ОК не приводится, так как они через Сс2 замыкаются нако

ротко.

Для повышения устойчивости, т. е. дополнительного уменьшения проходной емкости на ОВЧ и УВЧ, иногда тетроды включают по схеме с двумя заземленными по высокой частоте сетками (рис. 1.20). Генератор, построенный по такой

Рис. 1.20Рис. 1.20схеме, по своим энергетическим показателям Ръ Рвх, Кр аналогичен генератору, работающему по схеме ОС (см. рис. 1.17). Мощность, потребляемая от предыдущей ступени таким генератором,

Рис. 1.20

Рис. 1.20

Рв = 0,5Дс (/а1 + /с?1+/еи).

(1.39)

Мощность рассеяния на экранирующей сетке

(1.40)Рег <'~ Рс2доп- Ток (1-41)(1.40)Рег <'~ Рс2доп- Ток (1-41)Рс2 — ^с2^с20 + 0.5 Uс IС21.

(1.40)

Рег <'~ Рс2доп- Ток (1-41)

(1.40)

Рег <'~ Рс2доп- Ток (1-41)

При этом должно выполняться условие ’С21 = 0,7lc2 max С^ (0с2).

Устройство, эквивалентная схема и параметры транзистора

По принципу работы и конструкции транзистор представляет собой оригинальное устройство, работающее на основе сложных физических законов твердого тела. Теория работы и расчет энергетического режима транзистора создавались на основе физических процессов, происходящих в структуре полупроводникового материала. Поэтому знакомство с устройством современного мощного высокочастотного транзистора и его эквивалентной электрической схемой облегчает понимание таких вопросов, как расчет режима работы и особенности схемного построения транзисторного усилителя мощности.

В радиопередающих устройствах применяют биполярные транзисторы, у которых управление выходным сигналом (изменение выходного тока) производят с помощью инжекции (введения) неосновных носителей заряда в определенную область полупроводникового материала (активную область базы).

При разработке новых типов высокочастотных транзисторов основной задачей является повышение выходной колебательной мощности и максимальной рабочей частоты. Решение поставленной задачи требует выполнения взаимно противоречивых требований. Так, для увеличения максимальной рабочей частоты необходимо уменьшать размеры транзистора. Минимальные размеры, возможные на практике,

определяются степенью совершенства технологии изготовления полупроводниковых структур, разрешающей способностью промышленных установок, а также необходимое 1ью обеспечения заданных напряжений питания Чтобы повысить колебательную мощность транзисю- ров, следует увеличить ток коллектора, напряжение питания или го и другое одновременно. В большинстве случаев максимальное напряжение ко: акторного перехода выбирают, исходя из условия обеспечения заданных частотных свойств транзистора. Повысить ток коллектора стремятся как за счет увеличения плотности гока через р-п-пе- реход, так и за счет увеличения числа структур в транзисторе. Все это приводит к увеличению площади эмиттерного п коллекторного ье-

Рис. 1.2 j

рехолов и росту емкостей коллектор—эмиттер и коллектор— база, которые ухудшают частотные свойства транзистора. Стремление максимально уменьшить указанные емкости привело к созданию сложных по конфигурации (многоэмитгерных ■ структур, учитывающих эффект вытеснения юка к краям р-/г-перехода при работе на высоких частотах. В таких структурах обеспечивается при большом периметре малая площадь эмиттера. -

Получили распространение три вида структур транзисторов: 1) решетчатая; 2) сетчатая; 3) гребенчата".

На рис. 1.21 показана схема мнигоэмиттерного транзистора гребенчатой структуры. На низкоомный слой полупроводника 1, используемого в качестве вывода коллектора, нанесен слой того же полупроводника 2, имеющего большее активное сопротивление. Совокупность слоев 1 и 2 образует коллектор Высокоомный слой полупроводника необходим для увеличения пробивного напряжения и уменьшения емкости коллекторного перехода. Слой 6 — это тк л у проводник базовой области, имеющий иную проводимость, чем коллектор и эмиттер. Область 4 является эмиттером. Между коллектором и эмиттером располагается достаточно тонкий, слой базовой области. Выводы областей эмиттера 4 и базы 5 выполнены в виде металлических полосок, расположенных параллельно друг другу и чередующихся между собой. Длина полосок 100—200мкм, ширина 20—40 мкм и толщина до 1 мкм. Все эмиттерные и базовые полоски соединены общими шинами, В струк-

турах, имеющих большое число эмиттерных полосок (около 100 и более), последовательно с каждой полоской включают пленочный резистор 3 из нихрома. Резисторы сопротивлением 1—2 Ом выравнивают токи, протекающие по каждой полоске, создавая равномерный тепловой режим по всей структуре.

Рабочие параметры транзистора зависят от режима работы, температуры окружающей среды, рабочей частоты, поэтому расчет с использованием статических характеристик приводит к большим ошиб

кам, а теоретический анализ работы транзисторных усилителей сопря

жен с большими трудностями. Переход к эквивалентной схеме транзистора, отражающей реальные физические процессы, происходящие в структуре транзистора, упрощает теоретический анализ и не затрудняет расчета.

Широкое распространение получила эквивалентная схема транзистора, предложенная Л. Джиаколетто. Схему первоначально использовали при работе с малым сигналом, при котором ее параметры не зависят от амплитуды входного сигнала. Впоследствии эту схему стали применять для изучения работы транзистора при большом сиг

нале. Трудность проведения математического анализа заключается в учете зависимости параметров эквивалентной схемы от напряжения (тока) входного сигнала Особенно сильно изменяются параметры схе

мы при переходе транзистора из активного режима работы в режим отсечки и обратно. В случае кусочно-линейной аппроксимации зависимости заряда в области базы от напряжения на базо-эмиттерном переходе параметры схемы для каждого режима усредняют. При этом они скачкообразно изменяются при переходе из одного режима в другой.

Эквивалентная схема при включении транзистора по схеме ОЭ приведена на рис. 1.22. Пунктирная область / объединяет элементы, характеризующие работу собственно р-п-переходов транзистора (случай идеального транзистора). В базо-эмиттерном переходе в открытом состоянии накапливается заряд неосновных носителей, что соответствует работе конденсатора емкостью Сд (диффузионная емкость р-п-пе- рехода в открытом состоянии). Некоторая часть неосновных носителей рекомбинирует в области базы, вследствие чего появляется базовый ток. Рекомбинация — это взаимная компенсация зарядов, противоположных по знаку. Рекомбинацию учитывают введением в схему сопротивления утечки Рд. Параметры Сд и Рд зависят от величины заряда в области базы, но их произведение CKRA = тр есть величина постоянная для данного типа транзистора, соответствующая средне-

му времени рекомбинации неосновных носителей заряда в базе.

В цепь коллектора включен генератор тока. Отношение изменения токов коллектора и базы характеризуется коэффициентом усиления по току Р, который зависит как от величины тока, так и от измеряемой частоты. Состояния открытого и закрытого базо-эмиттерного переходов отображены введением ключа и напряжения Ее, равного контактной разнице потенциалов на р-п-переходе.

Пунктирной областью 2 объединены элементы, учитывающие наличие барьерной емкости р-ге-перехода в закрытом состоянии и сопротивление материала коллектора. Здесь гб, гк — объемное сопротивление материала полупроводника в базе и коллекторе; га — стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера; Сбэ — барьерная емкость базо-эмиттерного перехода. При этом выходное сопротивление транзистора в насыщении гнас = гк + г».

Область коллектора, расположенного непосредственно у эмиттера (см. рис. 1.21), на эквивалентной схеме характеризуется емкостью Ска. Влияние области коллектора, находящейся у базы, учтено введением емкости Скп, величина которой характеризует также емкость между выводами коллектора и базы.

Эквивалентная схема области 2 достаточно точно характеризует поведение транзистора на низких частотах, где можно пренебречь влиянием индуктивностей выводов, которые указаны за пределами этой области. На высоких частотах сопротивление индуктивностей выводов оказывается соизмеримым с входным и выходным импедансами транзистора и их необходимо учитывать при анализе и расчете транзисторных схем. Эта эквивалентная схема может применяться до частот, равных 0,5/гр.

Определим параметры, характеризующие свойства транзистора и указываемые в справочной литературе.

Коэффициенты усиления по току а, р — отношение тока коллекторной цепи транзистора к току входной цепи (ток эмиттера или ток базы): для схемы ОБ

а = /к//э « 0,9 Ч- 0,95;

для схемы ОЭ

р -/к/7е ю Ч-100.

С ростом рабочей частоты из-за наличия инерционных свойств транзистора коэффициент усиления по току уменьшается и приобретает комплексный характер, т. е. изменение тока коллектора при изменении тока базы (эмиттера) происходит не одновременно, а с некоторым запаздыванием во времени. Выходной сигнал по фазе отстает от входного сигнала. Частоту, на которой коэффициент а ф) по модулю в У"2 раз меньше своего значения при постоянном токе а0, фо), обозначают toa (top) или fa (fo).

В тех случаях, когда не требуется высокой точности вычислений, коэффициент усиления по току определяют по следующим приближенным выражениям:

а = ; 6 .

Следует иметь в виду, что, хотя коэффициенты аир уменьшаются с ростом частоты, изменение а происходит медленнее изменения 0, так как /„ >/₽.

Граничная частота коэффициента передачи тока /гр — частота, при которой модуль коэффициента передачи тока равен единице: |0| = 1. Из формулы, определяющей 0, следует соотношение, позволяющее определить /гр с достаточной для практических расчетов точностью: /гр « fVp-

Изменение напряжений питания и режима работы транзистора приводит к изменению параметра 0О. Соответственно частота /гр является величиной переменной, зависящей от условий эксплуатации транзистора.

Часто в справочниках указывают модуль коэффициента усиления (обычно 2—3) и частоту, на которой проводились измерения /ИЗм. Граничная частота в схеме с ОЭ в этом случае

/гр ^ Ризм /ИЗМ"

Максимальная частота генерации fmax — частота, на которой коэффициент усиления по мощности транзистора равен единице. Для большинства современных дрейфовых диффузионных транзисторов в первом приближении fmax « (1,6 -у 1,8) /гр.

Частота fmax определяет теоретический предел возможности работы транзистора в автогенераторе.

Допустимое напряжение коллектора UKROB ■— напряжение, превышение которого приводит к электрическому пробою и выходу транзистора из строя. Различают два значения ^кдоп: 1) ^кбдоп при замыкании базы на эмиттер; 2) UK3aon при разомкнутой цепи базы. При этом ^кэдоп ^ ^кбдоп- В зависимости от значения UKROU возможен электрический пробой между коллектором и базой при замыкании базы на эмиттер или между коллектором и эмиттером при разомкнутой базе.

Превышение напряжения ^кдоп приводит к резкому увеличению обратного тока через коллекторный переход и, как следствие, к электрическому пробою коллекторного перехода. Уменьшение напряжения на р-п-переходе устраняет пробой. Следует знать, что большой ток коллектора приводит к быстрому нагреву коллекторного перехода, в результате чего происходит дальнейшее увеличение тока; в конечном итоге наступает тепловой пробой. Тепловой пробой, являясь вторичным, вызывает необратимые физические изменения в структуре перехода: транзистор полностью и окончательно выходит из строя.

Необходимо иметь в виду, что начальный ток коллектора снижает допустимое напряжение коллектора. Зависимости допустимого напря-

жения ко тлектора от тока коллектора приведены на рис. 1 23. Обычно напряжение 1/кбдоц = 40 3- 120 в-

Допустимое напряжение базы U б,до1| —- запирающее напряжение на базе, превышение которого приводи! к электрическому пробою базо-эмиттерною перехода транзистора Механизм пробоя аналогичен описанному ранее. Так как структура базо-эмиттерного перехода мощных высокочастотных транзисторов отличается от структуры базо-коллекторного перехода, то Дс^ои — 1,5-4- 5 В.

Д о п у с I и м ы е гоки коллектора /ьдои и базы /бдои зависят от перегорания перемычек, юеднняющих поле провод

никовые структуры с выводами транзистора, или электрическою пробоя указанных переходов из-за локального перегрева Части полупроводниковой струк Iуры.

Д о п у с I и м я я темпера- т у р а переходов транзистора <Пд^т — температура, превыше! ие которой приводит к р з зрушенлю полупроводниковой структуры транзистора и выходу его из строя. С ростом темпера гуры ^идоп возрастав! ток, протекающий через переходы, и увеличи

вается возможность их теплового пробоя. Допустимую температуру переходов указывают в справочниках. Для терманисьых приборов ^идои = 75 4- 85" С, для кремнистых гпдоп = 130 -4- 1оО°С.

Тепловое сопротивление переход — среда Roc характеризует способность транзистора передавать тепло, выде

ляющееся в коллекторном переходе, в окружай штю среду Его величина определяется суммой тепловых сопротивлении переход—корпус Rmi и корпус — среда RKC: Rnc = RnK + RhC, Так как размеры корпусов современных транзисторов невелики, то сопротивление Rb0 оказывается сравнительно большим и не позволяет использовать транзистор полностью по току. Применение достаточно больших по пло

щади радиаторов, имеющих малое тепловое сопротивление радиатор— среда Ry0 « 1,5 4- 3° C/Вт, позволяет уменьшить RKC и получить режим с предельными токами и напряжением питания. При этом тепловое сопротивление переход—среда

D ^ D ID ^ п

где 7?кр— тепловое сопротивление корпус—радиатор. При хорошем конструктивном креплении транзистора к радиатору RKV = 0,5 — 4-1°С/Вт.'

Зная ДЩ) можно определить максимальную температуру переходов транзистора:

max ‘ср i zxa.c 1 к

где /Ср — температура окружающей среды, Ри — мощность рассеяния в транзисторе.

Схемы, характеристики и режимы работы транзисторных усилителей

Различают усилители, в которых транзисторы включены по схемам ОЭ, ОБ и ОК. Иногда схемы включения транзистора по переменному току не соответствуют схемам включения по постоянному току. В радиопередающих устройствах происходит усиление только сигналов переменного тока. Поэтому классификация схем дана для этих сигналов.

Рис. 1.24Рис. 1.24Схема ОЭ. Входным током схемы является ток базы /б, а выходным— ток коллектора /к (рис. 1.24). Ток базы меньше тока коллектора, поэтому коэффициент усиления схемы по току ро на низких частотах существенно больше единицы: ро = Д/к/А/б « « 10 -у 50.

Рис. 1.24

Рис. 1.24

Усилитель, собранный по такой схеме, имеет наибольший коэффициент усиления по мощности и находит широкое применение в радиопередающих устройствах.

Схема ОБ. Входным током схемы является ток эмиттера /8, а выходным— ток коллектора /к (рис. 1.25). Так как ток эмиттера представляет собой сумму токов базы и коллектора, коэффициент усиления по току

а = -^- = —5— « 0,9 4- 0,95.

Д/э Д/ц+Д/б '+₽

Усиление по мощности происходит только за счет усиления по напряжению, поэтому величина Кр такой схемы меньше Кр схемы ОЭ.

Малое входное сопротивление транзистора Двх — = U&JK способствует устой- ,с) чивой работе генератора во всем диапазоне рабочих частот, но затрудняет согласование с предварительным усилителем.

Генераторы ОБ применяют в диапазоне СВЧ, где разли

чие в коэффициенте усиления по мощности для схем ОБ и ОЭ невелико. Некоторые типы транзисторов СВЧ разработаны специально для схем ОБ. У них базовый вывод транзистора соединен с корпусом. В диапазонах ДВ, СВ, КВ и УКВ такие генераторы применяют редко.

Схема ОК. Входным током схемы является ток базы /б, выходным током—ток эмиттера /э (рис. 1.26). Генератор имеет наибольший коэффициент усиления по току.

Основной недостаток, ограничивающий применение такого генератора, — трудность построения цепи возбуждения из-за высокого

выходного напряжения эмиттера транзистора при малом напряжении возбуждения между эмиттером и базой. Реализовать схему возбуждения, которая осуществляла бы эффективную передачу напряжения возбуждения при одновременном устранении влияния выходного напряжения на входное, практически не удается. Поэтому такой способ

включения транзисторов используют редко, в основном в каскадах о

малым уровнем мощности. Разновидностью генератора по схеме ОК является эмиттерный повторитель (рис. 1.26), который имеет большое входное и малое выходное сопротивления С1упени, что позволяет ему работать без заметных искажений сигнала па нагрузку, изменяющуюся по величине и характеру с течением времени. Недостатком эмиттерного повто

рителя является существенное влия- Рис- 1,28пне на его работу инерционных

свойств транзистора, приводящее на высоких частотах к неустойчивой работе (склонность к самовозбуждению). На практике такие повторители Применяют на частотах до 100 МГц.

Рассмотрим подробнее различные схемы включения транзистора и определим связь статических характеристик с физическими параметрами транзистора.

Область насыщенияОбласть насыщения^ч^оз^ч^озСтатические выходные и проходные характеристики транзистора при включении генератора по схеме ОЭ представлены на рис. 1.27, а, б.

Область насыщения

Область насыщения

^ч^оз

^ч^оз

■б?Активнаяобласть

икз

Область отсечки

Рис. 1.27

В рабочем состоянии на коллекторный переход подается напряжение питания, полярность которого обратна проводимости перехода. Коллекторный и базовый токи появляются при подаче на базу отпирающего напряжения (полярность напряжения соответствует проводимости базового перехода), превышающего по величине напряжение сдвига Ев- Это напряжение является контактной разностью потенциалов двух материалов, образующих р п переход.

Начальный участок характеристик /к = / (^бэ) и /б = /(^63) имеет нелинейный характер. Дальнейший рост токов 7К и /б происходит почти линейно. Углы наклона статических характеристик определяют крутизны S и S6:

где гб — сопротивление материала базы; гэ — стабилизирующее сопротивление цепи эмиттера.

Рис. 1.28Рис. 1.28На выходных статических характеристиках (рис. 1.27, а) можно выделить четыре рабочие области транзистора, отличающиеся различными состояниями коллекторного и эмиттерного переходов:

Рис. 1.28

Рис. 1.28

область отсечки, когда на коллекторном и эмиттерном переходах действует запирающее напряжение; токи ба зы и коллектора равны нулю;

активная область, когда на эмиттерном переходе возникает отпирающее напря

жение, а на коллекторном переходе — запирающее; ток коллектора зависит от тока базы;

область насыщения, когда на эмиттерном и коллек торном переходах создается отпирающее напряжение; ток коллектора не зависит от тока базы и определяется только напряжением на коллекторе. Эта область ограничена линиями насыщения при SHac = = 1/^нас (прямая /) и линией критического режима при SKp « (0,3 4- 4- 0,5) SHac (прямая 2);

инверсная область, когда на коллекторном переходе действует отпирающее напряжение, а на эмиттерном — запирающее, ток коллектора зависит от напряжения на эмиттерном и коллекторном переходах и имеет направление, противоположное току в активной области и области насыщения. Данная область характерна только для транзисторов, у электровакуумных приборов она отсутствует. На рис. 1.28, а показан импульс анодного тока лампы, работающей в сильно перенапряженном режиме, а на рис. 1.28, б — импульс коллекторного тока транзистора с заходом в инверсный режим.

Статические характеристики транзистора, включенного по схеме ОБ, представлены на рис. 1.29, а, б. Напряжение коллектор—эмиттер UK3 есть сумма напряжений коллектор—база Uk6 и база—эмиттер Uбэ. Поэтому даже при отсутствии напряжения питания на коллекторном переходе UKo ток коллектора не равен нулю и определяется напряжением U63. Ток эмиттера больше тока коллектора на величину тока базы. В остальном характеристики схемы ОБ похожи на соответствующие характеристики схемы ОЭ.

Статические характеристики транзисторов в схеме ОК (рис. 1.30, а, б) аналогичны соответствующим характеристикам транзисторов в

времявремяРис.Рис.а также конечноеа также конечное1.301.30гия АМ- пли ОМ-колебаний. Режимгия АМ- пли ОМ-колебаний. Режим

время

время

Рис.

Рис.

а также конечное

а также конечное

1.30

1.30

гия АМ- пли ОМ-колебаний. Режим

гия АМ- пли ОМ-колебаний. Режим

схеме ОЭ, но имеют несколько большую зависимость тока эмиттера от напряжения коллектора и базы.

Общим для всех характеристик является зависимость параметров транзисторов от температуры С ростом температуры полупроводниковой структуры транзистора возрастают токи /э, /к и /б и уменьшается напряжение сдвига £д. Характеристики описывают поведение токов транзистора на очень низких частотах. На более высоких частотах собственные емкости и индуктивности транзистора (см. рис. 1.22), ия неосновных носителей заряда в области базы и коллектора оказывают существенное влияние на поведение токов. Определение их значений возможно только на основе аналитических расчетов с применением эквивалентной схемы.

Режимы работы транзисторов, как и ламп, различают по напряженности и углу отсечки. В §1.3 были даны определения всех режимов ламповых усилителей мощности. Рассмотрим применение каждого режима в транзисторных усилителях мощности.

Недонапряженный режим применяют при усилении ВЧ- колебаний в тех случаях, когда изменение амплитуды этих колебаний содержит информацию о полезном (модулирующем) сигнале, например в случае усиле- характеризуется малым коэффи-

u ентом полезного действия (0,2—0,4). Транзистор рабо1ает в активной области и области отсечки характеристики.

Граничный резким обеспечивает хорошее использование транзистора по мощности при высоком к. п. д. (0,6—0,7). Такой режим применяют при работе транзисторов с мощностью, близкой к максимальной, при усилении сигналов с постоянной амплитудой, например при усилении ЧМ-колебапий.

В перенапряженном режиме транзистор работает последовательно в трех областях: отсечки, активной п насыщения. В этом режиме сохраняется постоянство амплитуды ВЧ-колебаний на выходе усилителя при изменении амплитуды сигнала на входе. С увеличением напряженности режима полезная мощность, к. п. д. и коэффициент усиления по мощности падают. Этот режим используют редко.

В ключевом режиме транзистор работает в области отсечки или в области насыщения Вследствие малых потерь мощности на коллекторе в области насыщения обеспечивается высокий к. п. д. усилителя

(г] « 0,8 ~ 0,95 при 6 « 90°) при хорошем использовании транзистора по мощности. Режим применяют для усиления ВЧ-колебтний с постоянной амплитудой. Коэффициент усиления по мощности меньше, чем для критического режима. Частотный диапазон использования транзисторов самый узкий.

спользовании транзистора по тока равен 90°. В этом случаеспользовании транзистора по тока равен 90°. В этом случаеРис. 1.31Рис. 1.31В ключевом режиме при полном мощности угол О!сечки коллекторного TnhH = 2 (рис. 1.31). Такую последовательное! ь прямоугольных импульсов называют меандром Особенностью меандра является наличие гармонических составляющих только нечетного порядка (и, Зи, 5и и т. Д-).

спользовании транзистора по тока равен 90°. В этом случае

спользовании транзистора по тока равен 90°. В этом случае

Рис. 1.31

Рис. 1.31

аботе в режиме класса D угол 1°; транзистор большую частьаботе в режиме класса D угол 1°; транзистор большую частьРабота транзисторных усилителей мощности в режимах классов А, АВ, В и С аналогична работе ламповых усилителей мощности (см. § 1.3). При [ отсечки коллекторною тока меньше 18

аботе в режиме класса D угол 1°; транзистор большую часть

аботе в режиме класса D угол 1°; транзистор большую часть

периода находится в области насыщения или отсечки.

Режим класса D используют для осуществления таких видов модуляции, как широтно-импульсная (ШИМ), кодово-импульсная (КИМ), время-импульсная (ВИМ) и т. д. При этом не удается полностью использовать транзистор по полезной мощности.

§ 1.12. Транзисторный усилитель с резонансной нагрузкой

в недонапряжением и критическом режимах

Работа транзисторного усилителя мощности с резонансной нагрузкой аналогична работе лампового усилителя мощности при условии, что транзистор работает в области низких частот, г. е. когда fpa6 д' 0,3/р.

Отличие работы биполярного транзистора от работы лампы состоит в том, что управление током коллектора происходит при изменении заряда неосновных носителей, вводимых в область базы из области эмиттера, а перемещение этого заряда из области базы в обдашь коллектора — за счет диффузии. Скорость перемещения заряда в транзисторе меньше скорости пролета электронов от катода к аноду в лампе.

Применяемые схемы транзисторных усилителей мощности не позволяют изменять величину заряда в базовой области в соответствии с законом изменения напряжения возбуждения, например гармонического. В результате импульс коллекторного тока лишь в первом приближении характеризуют отрезком косинусоиды.

Существующие схемы межкаскадной связи транзисторных усилителей мощности обеспечивают в базовой цепи с определенной степенью точности наличие синусоидального тока (напряжения). При этом изме- ьения напряжения i ри синусоидальном токе (тока при синусоидаль- I ом напря'-ещ.н) и заряда в базовой области не синусоидальны.

Рас. 1.33Рас. 1.33Рис. 1.32Рис. 1.32

Рас. 1.33

Рас. 1.33

Рис. 1.32

Рис. 1.32

Схема, обеспечивающая напряжение возбуждения в цепи базы, мало отличающееся от гармонического, представлена на рис. 1.32, где Сь Lv С2 и L4, С4 — колебательные контуры в цепи базы и коллектора/настроенные на рабочую частоту f; L^ L3, С3, С5 — блокировочные дроссели и конденсаторы, обеспечивающие требуемый режим работы транзистора по постоянному току. Выбор La, L3, С3 и С8 производят таким образом, чтобы они не влияли на работу транзистора (не изменяли амплитуды или формы переменных составляющих) на рабочей частоте (см. гл. 4). Конденсатор С3 обычно выбирают так, чтобы его сопротивление было существенно меньше входного сопротивления транзистора гб (|-^с, | < го). В результате колебательный контур в цепи. базы обеспечивает синусоидальную форму напряжения возбуждения па конденсаторе Cg, которое и является напряжением возбуждения в цепи базы. На низких

частотах, когда /раб^О,3/р, импульсы коллекторного и базового токов представляют собой отрезки косинусоиды.

На рис. 1.33 изображены графики гк -= / (®/) и /с = f (®0 при работе транзистора на частотах /раб < 0,3/р (кривые /).

С ростом рабочей частоты при постоянной амплитуде напряжения импульсы коллекторного и базового токов изменяют свою форму (кривые 2). При этом уменьшается амплитуда коллекторного тока и увеличивается запаздывание его по времени. Кроме того, искажается форма импульса iK — растягивается начальная часть импульса и перемещается его максимум. Это происходит из-за конечного времени пролета неосновных носителей заряда через область базы и высокоомную область коллектора, наличия цепи обратной связи через емкость Ска, в результате чего изменяются напряженность поля в базо-эмиттерном переходе и распределение плотности неосновных носителей заряда в области эмиттера к моменту начала действия отпирающего напряжения на базо-эмиттерном переходе.

В импульсе базового тока появляется выброс обратной полярности, обусловленный наличием в области базы неосновных носителей

заряда, не успевших уйти в область коллектора и не рекомбинировавших за время действия отпирающего напряжения на базе. В момент изменения полярности напряжения возбуждения неосновные носители заряда выводятся из области базы через вывод базы. С ростом частоты обратный выброс тока базы увеличивается до тех пор, пока его площадь не сравняется с площадью импульса прямого тока. Из этого следует, что на высоких частотах (/раб >3^) базовый ток приобретает чисто реактивный емкостный характер.

Математический анализ этих процессов сложен. Теоретические исследования, проведенные И. П. Степаненко, И. А. Поповым, В. М.

-7,0 -08 -0,6 -0,0 -0,2 0 0,2 0,0 0,6 0,8 b-7,0 -08 -0,6 -0,0 -0,2 0 0,2 0,0 0,6 0,8 bРис. 1.34Рис. 1.34Богачевым и другими учеными, позволили выявить математическую взаимосвязь между исходными начальными условиями работы и гармоническими составляющими импульса коллекторного тока.

-7,0 -08 -0,6 -0,0 -0,2 0 0,2 0,0 0,6 0,8 b

-7,0 -08 -0,6 -0,0 -0,2 0 0,2 0,0 0,6 0,8 b

Рис. 1.34

Рис. 1.34

Наибольшее распространение получила графическая форма отображения указанной зависимости.

1.34 определяют угол отсечки 62 им- любой рабочей частоты. Ввпомогатель-1.34 определяют угол отсечки 62 им- любой рабочей частоты. Ввпомогатель-Обычно на низких частотах (///g -> 0) угол отсечки импульса коллекторного тока 0j выбирают близким или равным 90°. По графикам рис. пульса коллекторного гока для

1.34 определяют угол отсечки 62 им- любой рабочей частоты. Ввпомогатель-

1.34 определяют угол отсечки 62 им- любой рабочей частоты. Ввпомогатель-

ные коэффициенты, учитывающие инерционные свойства транзистора, рассчитывают по следующим формулам:

п = л Г »+(«тэ)3 ,

У l+(C0Ts)2

6 = /1+ (®tg)2cos9l( где т5 = гб (Сэ + Сд); тэ = гб (Сэ + Ска); Са — емкость эмиттерного перехода в закрытом состоянии; Сд — емкость эмиттерного перехода в открытом состоянии.

Таким образом, может быть рекомендована такая последовательность расчета транзисторного усилителя в критическом или недонапряженном режиме по заданной мощности Pt. Сначала выбирают тип транзистора, рассчитанный для работы в требуемом диапазоне частот и обеспечивающий полезную мощность не менее заданной. Мощные транзисторы СВЧ-диапазона, имеющие /гр > 300 МГц, не рекомендуют применять в устройствах, работающих на относительно низких частотах: /раб <1 30 Ч- 60 МГц. На низких частотах в таких транзисторах про. исходит неравномерный локальный нагрев отдельных частей, что приводит к выходу их из строя даже при заведомо меньшей мощности. Затем определяют напряжение питания Ек С 0,51/кдоп и высокочастотный угол отсечки 92.

Коэффициент использования транзистора по напряжению в критическом режиме

Вкр = 0,5+0,5/1 -S^/^ (62)8крЕ = ].

Для ННР £ < ^кр.

Амплитуда колебательного напряжения коллектора UK = ска5к, пли ии = = ^Ек.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока /К1 = ЧРДи^

Эквивалентное сопротивление резонансной системы в коллекторной ценя Res = Ur! 1 ki-

Вспомогательный коэффициент

а =У"П +(о)тэ)2]/[1 +(сот5)2].

Коэффициент b определяют из графика рис. 1.34 по известным 62 иДля низкочастотного угласечкиКоэффициент b определяют из графика рис. 1.34 по известным 62 иДля низкочастотного угласечкиРис. 1.35Рис. 1.35-7,0 -0,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД ОД Ь-7,0 -0,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД ОД Ьприприcos 0, = —— .V1 +(WT9)2По графикам рис. 1.35 icos 0, = —— .V1 +(WT9)2По графикам рис. 1.35 iа.от-а.от-1 361 36заданных а ио находят yj и у^заданных а ио находят yj и у^соответствующие рабочей частоте исоответствующие рабочей частоте ипараметрам транзистора, стоянная составляющая кого токапараметрам транзистора, стоянная составляющая кого токаТс’-да по- коллектор-Тс’-да по- коллектор-'ко —* ' I'ко —* ' I

Коэффициент b определяют из графика рис. 1.34 по известным 62 иДля низкочастотного угласечки

Коэффициент b определяют из графика рис. 1.34 по известным 62 иДля низкочастотного угласечки

Рис. 1.35

Рис. 1.35

-7,0 -0,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД ОД Ь

-7,0 -0,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД ОД Ь

при

при

cos 0, = —— .

V1 +(WT9)2

По графикам рис. 1.35 i

cos 0, = —— .

V1 +(WT9)2

По графикам рис. 1.35 i

а.

от-

а.

от-

1 36

1 36

заданных а ио находят yj и у^

заданных а ио находят yj и у^

соответствующие рабочей частоте и

соответствующие рабочей частоте и

параметрам транзистора, стоянная составляющая кого тока

параметрам транзистора, стоянная составляющая кого тока

Тс’-да по- коллектор-

Тс’-да по- коллектор-

'ко —* ' I

'ко —* ' I

-1,и -3,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД 0,8 Ь-1,и -3,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД 0,8 ЬРис. 1.36Рис. 1.36

-1,и -3,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД 0,8 Ь

-1,и -3,8 -ОД -ОД -0,2 0 0,2 ОД ОД 0,8 Ь

Рис. 1.36

Рис. 1.36

Амплитуда импульса колтекюр- ного тока

/=Су / /

7 к max „ ,л .доп-

Мощность, потребляемая коллекторной цепью,

Р0 = ^К0 Er.

Коэффициент полезного действия по коллекторной цепи

Лк = Р г/ Ро •

Мощность рассеяния на коллекторном переходе

Pr-Pq-Pi.

Максимальная температура коллекторного перехода

чипах гсрТ^к^пкт р р I доп»\ Ккс/

где RpC — сопротивление радиатор—среда, выбираемое исходя из конструктивных особенностей применяемого радиатора. Если радиатор отсутствует, то (п max = (ср + Р« (#пк + йкс) Л (пдоп-

Коэффициент усиления по току

yi+(//y2'

Амплитуда первой гармоники базового тока

(б1 = /к1/Р-

Амплитуда управляющего напряжения базы

,,^61 (гб + Ргэ)

Напряжение смешения на базе

^б ^ ^б"^ ^б c°s ®i *

Максимальное обратное напряжение эмиттерного перехода

еб max =иб | £6 | <. г0 дии.

/Мощность возбуждения на базе

Ди=0,5/б1 Uq.

Коэффициент усиления по мощности

Кр = 1\Л\б-

При работе транзистора на ВЧ (Wpd6^3mp,) на мощность возбуждения, подаваемую на базу, влияет наличие обратной связи в транзисторе за счет коллекторной емкости транзистора Ск и индуктивности вывода эмиттера La, являющегося общим для входной и выходной цепей. Коллекторная емкость увеличивает амплитуду первой гармоники базового тока. Мощность возбуждения с учетом влияния Ск

Лл 0,5/^ и5 -Н 0,ГщС(! U,. 1т \гб + ®,.р L у, (0)].

фанзисюра с синусоидальным1.37. Для создания такою режимафанзисюра с синусоидальным1.37. Для создания такою режимаНеобходимо отменить, что предложенная меюдика расчета дает расхождение с реальными резульишми не более 30% лишь при работе на частотах <ор<1б =С 0,5согр Для расчета на более высоких частотах необходимо проводить измерения параметров транзисторов в режиме, соответствующем рабочему.

фанзисюра с синусоидальным

1.37. Для создания такою режима

фанзисюра с синусоидальным

1.37. Для создания такою режима

Рис. 1.37 построения согласующих цепейРис. 1.37 построения согласующих цепейСхема, обеспечивающая работу током в цепи базы, показана на рис. необходимо, чтобы внутреннее сопротивление источника тока было больше сопротивления базо-эмит- терного перехода как в открытом, так и в закрытом состоянии. Чаще всего это условие выполняется при включении последовательно входу транзистора индуктивной катушки, которая одновременно является контурной катушкой. Тогда ток в Цепи базы будет контурным током согласующей цепи. Подобные схемь

Рис. 1.37 построения согласующих цепей

Рис. 1.37 построения согласующих цепей

легко реализуются особенно на высоких частотах, когда сопротивления индуктивностей выводов определяют входное сопротивление транзистора. При необходимости такую схему можно реализовать и на низких частотах.

Работа транзистора при возбуждении от генератора тока в цепи базы имеет ряд преимуществ по сравнению с работой транзистора при возбуждении от генератора напряжения. В этом режиме базовый ток ■издается источником гока и мало зависит от входного сопротивления транзистора и напряжения сдвига ЕЕ Коллекторный ток зависит ог коэ [ фициента усиления транзистора потоку; его форма сохраняеюя

практически неизменной во всем рабочем диапазоне частот транзистора. Отличием работы транзистора, возбуждаемого от генератора тока, является необходимость подачи внешнего запирающего напряжения смещения £См при угле отсечки коллекторного тока 6 ^ 90°. Недостатком такой схемы является меньшая по сравнению со схемой возбуждения от генератора напряжения устойчивость работы, связанная с наличием последовательно включенной в цепь базы индуктивности Д, которая совместно а коллекторной емкостью Ск и индуктивностью контура L3 в цепи коллектора образует схему автогенератора индуктивной трехточки. В результате могут возникнуть нежелательные автоколебательные процессы.

Рассмотрим особенности формирования импульсов токов и напряжений в цепях базы и коллектора транзистора при возбуждении от генератора тока. Для упрощения рассуждений полагаем, что рабочая частота достаточно низкая и можно пренебречь влиянием цепей обратной связи через емкость Ск. На рис. 1.38, а—г приведены графики токов и напряжений базы и коллектора транзистора в функции со/.

Во внешней цепи базы протекает гармонический ток от генератора тока (рис. 1.38, а)' Во время работы транзистора за счет рекомбинации неосновных носителей заряда в области базы возникает постоянная составляющая тока базы.

Сопротивление базо-эмиттерного перехода в открытом состоянии зависит от диффузионной емкости Сд, а в закрытом состоянии — от барьерной емкости Сбэ, причем Сд > Сбэ. Так как сопротивление Сазо-эмиттерного перехода имеет емкостный характер, то напряжение на нем по фазе будет отставать от тока на 90°. Форма напряжения на базо-эмиттерном переходе (U^ представлена на рис. 1.38, б. Следует обратить внимание на существенное различие амплитуд напряжения, связанное с попеременным действием барьерной и диффузионной емкостей. В тот момент времени, когда напряжение Дбэ совпадает по величине с напряжением сдвига (Дбэ = Ед), базо-эмиттерный переход открывается и через него протекает ток (рис. 1.38, в).

Некоторое смещение импульса тока, протекающего через эмиттерный переход вверх относительно горизонтальной оси, связано с наличием постоянной составляющей сб0.

На внешних выводах входной цепи транзистора к напряжению [)бэ добавляется напряжение, возникающее на сопротивлении материала базы Ur Ойо сипфазно с управляющим током (рис. 1.38, б). Результирующее напряжение на выводах базы и эмиттера имеет вид, показанный на рис. 1.38, б шгрихпунктиром. Для обеспечения угла отсечки коллекторного тока, равного или близкого к 90°, на базу транзистора необходимо подавать внешнее запирающее напряжение смещения £см.

Форма коллекторного тока определяется законом изменения величины заряда неосновных носителей в области базы Отметим, что импульс коллекторного тока отличается по форме от косинусоиды (рис. 1.38, г). Максимум импульса смещен влево. Такая форма импульса наблюдается только в области низких и средних частот (/ ^ ^ З/р). В области высоких частот Q > 3/р) импульс коллекторного тока приобретает симметричную косинусоидальную форму Так как время рекомбинации неосновных носителей заряда в базе превышает период ВЧ-колебаний, ток в базо-эмиттерном переходе становится чисто емкостным (пунктирная линия на рис. 1.38, в).

Отличие формы коллекторного тока от синусоидального мало влияет на значения первой гармоники и постоянной составляющей. В инженерных расчетах можно использовать коэффициенты Берга (см. § 1.3), рассчитанные для синусоидального импульса тока Изменение положения максимума импульса тока коллектора вызывает изменение фазы первой гармоники, что для усилительных каскадов не имеет значения.

Расчет режима работы транзистора, возбуждаемого генератором тока, отличается от расчета режима работы транзистора, возбуждаемого генератором напряжения.

Вспомогательные коэффициенты не рассчитывают, так как можно считать 0j = 02. Принимают а = 1, b = cos вр

Амплитуда управляющего напряжения базы

(<б+ РГэ) Д1 V1 +(®ТЭ)2/б1(Гб+Рг8)г—— —;7-77—

Напряжение смещения базы

^см— Е^ — (/у^см— Е^ — (/у?о(» —9)T/l+ttoTs/?о(» —9)T/l+ttoTs/

^см— Е^ — (/у

^см— Е^ — (/у

?о(» —9)T/l+ttoTs/

?о(» —9)T/l+ttoTs/

где

ТЭ — 1гд 4- ргэ) Сд.

При расчете максимального обратного напряжения эмиттерного перехода может оказаться, что оно превышает предельно допустимое значение. В этом случае рекомендуют искусственно увеличить емкость Сд путем включения на входе транзистора дополнительного конденсатора С4 (показан пунктиром на рис. 1.37). Емкость дополнительного конденсатора на нижней частоте

г=/б1?о(л—6)

4 ДиП (| Eq | 4-| Jq ДОП |) (л—0)

Транзисторный усилитель

в ключевом режиме с резистивной нагрузкой

Работа транзистора в граничном или недонапряжением режиме сопровождается потерями мощности в коллекторном переходе, составляющими не менее (0,3 4- 0,4) Рист. В результате значительного нагрева транзистора снижается надежность его работы, уменьшается полезная мощность прибора.

В ключевом режиме транзистор работает в области насыщения или в области отсечки В активной области транзистор работает в течение

очень короткого времени, вследствие чего мощность рассеяния сни

жается дожается доПолезная мощность транзистора при работе в ключевом режиме может быть увеличена в 1,5—2 раза по сравнению с полезной мощностью, получаемой в критическом режиме. Ключевой режим характеризуется малой чувствительностью к изменению параметров транзистора (Е'б, гб, р) и уровню возбуждения, а также высоким к. п.д. Указанные преимущества способствуют использованию ключе

жается до

жается до

вых режимов при работе транзисторов.

Одним из первых, нашедших практическое применение в радиопередающих устройствах, является усилитель с резистивной нагрузкой. Принцип работы, форму напряжений и токов, а также энергети

ческие показатели рассмотрим на примере усилителя, схема которого представлена па рис. 1.39. Коллекторная цепь транзистора заменена ключом К, который попеременно замкнут или разомкнут. Такая замена возможна, так как транзистор находится или в закрытом состоянии (выходное сопротивление велико), или в состоянии насыщения (выходное сопротивление определяется сопротивлением насыщения гнас и в первом приближении может не учитываться). Конденсатор С и дроссель L являются блокировочными элементами. В установившемся режиме (при постоянной скважности) можно считать, что напряжение на обкладках конденсатора С равно Ею а через дроссель L протекает ток /и0 = const. В момент времени, когда транзистор открыт и работает в области насыщения, через него протекает ток /к0 и ток разряда конденсатора 1С = EK/RU. Когда транзистор закрыт (область отсечки), юк /к0 протекает по цепи С, RH, восполняя потери энергии конденсатора на предыдущем этапе. На резисторе RH падение напряжения £н = IK0RH. Максимальный ток в области насыщения Iкшах = /Ко + EK/R„ = 2/к0. В области отсечки напряжение коллектора равно 2ЕК. Форма токов и напряжений в схеме представлена на рис. 1.40. Напряжение на нагрузке имеет прямоугольную форму и амплитуду, равную Ек. Амплитуда напряжения основной частоты UK1 = ~- Ек, что соответствует мощности Рг = О,815Ро. Мощность высших гармонических составляющих равна О,185Ро- Разделение токов

основной частоты и высших гармонических составляющих производятосновной частоты и высших гармонических составляющих производятс помощью специальныхс помощью специальныхРис. 1.41Рис. 1.41

основной частоты и высших гармонических составляющих производят

основной частоты и высших гармонических составляющих производят

с помощью специальных

с помощью специальных

Рис. 1.41

Рис. 1.41

фильтров. Фильтр нижних частот (ФНЧ) частоты в нагрузку, а фильтр верхних частот (ФВЧ) направляет токи остальных гармоник в балластный резистор (рис. 1.41).

Следует отметить, что при выполнении сделанных допущений мощность рассеяния на коллекторе транзистора очень мала, т. е. почти вся мощность источника постоянного тока преобразуется в мощность ВЧ-колебаний. Поскольку сигнал на выходе транзистора не гармонический, то для оценки эффективное”.! работы транзистора в ключевом режиме

ввели специальный параметр — электронный к. п. д. цэ, оценивающий эффективность работы транзистора при преобразовании мощности источника постоянного тока в мощность ВЧ-колебаний:

П= 1

При этом мощность рассеяния на коллекторе транзистора

Ррас — Ро 5 Рп = Р0^ Чэ)"п = 1

Следовательно,

Пэ-i—Ррас/^о-

Электронный к. п. д. не равняется к. п. д. по первой гармонике. Для транзисторного усилителя с резистивной нагрузкой предельный теоретический ц8 = 1, а щ = 0,815. На практике эти к. п. д. имеют меньшие значения из-за потерь мощности в транзисторе, обусловлен ных наличием выходного сопротивления транзистора, конечным временем перехода из области отсечки в область насыщения и обраг-

но, а также коммутативными потерями из-за наличия коллекторной емкости, емкости монтажа и индуктивности выводов.

Форма напряжения и тока на коллекторе принимает вид, указанный на рис. 1.42. Наличие выходного сопротивления создает падение напряжения при протекании тока через транзистор. При этом мощность потерь

Р_ Л,

z uoi (' нас) иЩ'к max ' нас

(Время перехода транзистора из области отсечки в область насыщения и обратно зависит от изменения заряда барьерной емкости эмиттерного перехода, емкостей коллектора п монтажа:

^пеР ’о Ф + ^сх’

где /0 = г ^Сбе ^ ls/(s - 1)]*, /3 = ГgC5Э In X X (1 + 1/s); /Ох = 2,1 (Ск 4- Ссх) RH, s = = Р^бтах/^ктах •—коэффициент насыщения транзистора в цепи базы. На практике усилители работают в режиме насыщения транзистора при s « 2 4- 4.

Мощность потерь из-за конечного времени перехода транзистора

^пот (^пер) ^ з ^к max ^к ^пеР fpa6‘

Коммутативные потери мощности вызваны наличием емкостен коллектора Ск и монтажа См, заряженных до напряжения 2ЕК при закрытом транзисторе. Переход транзистора в режим насыщения приводит к разряду емкостей через сопротивление гпао. Дополнительные мощности потерь можно оценить по формуле

?пот(с)^2/^(См + Ск).

Эти мощности потерь возрастают с ростом рабочей частоты, поэтому на частотах (0,1 4- 0,2) /гр энергетическая эффективность такого режима понижается до показателей обычного критического режима.

Схема с резистивной нагрузкой находит применение в транзисторных передатчиках ДВ-, СВ- и КВ-диапазонов.

При расчете транзистора с резистивной нагрузкой в ключевом режиме предполагаются заданными тип транзистора,’ полезная мощность в нагрузке Рг и рабочая частота /

Напряжение источника питания

Ек = 0,5йи Ьф доп,где ки = 0,8 4 1 — коэффициент запаса по напряжению.

Выбранное напряжение питания должно соответствовать стандартному значению, определяемому ГОСТом.

Если напряжение источника питания задано, то должно выполняться условие 2ЕК < kuVк доп-

Амплитуда импульса коллекторною тока

Если выражение, находящееся под знаком корня, имеет отрицательное значение, то необходимо либо увеличить напряжение питания Ек, либо выбрать другой тип транзистора, с меньшим гнас

Постоянная составляющая и первая гармоника тока коллектора таковы:

2

Ato — 0>5/к шах; /к1 =Атах-

Амплитуда первой гармоники коллекторного напряжения

^К1 (Ек — Д тах '"нас).

Сопротивление нагрузки по первой гармонике

Кк = Ен^ктах—'"нас-

Мощность; потребляемая от источника питания;

Ео = &к 'ко-.

Электронный к. п. д.

К. п. д. по первой гармонике

Т^Р^Ро-

Мощность рассеяния на коллекторе

Ррас — Ро (1 —Пэ'')•

Для базовой цепи определяют следующие параметры: амплитуду тока базы

^6 max ^кшах/Р’амплитуду напряжения в цепи базы^б та№ ^б шах гб + ^б!коэффициент усиления по мощности_— max гнас)

Р 5 (^б + ^б max гб,‘

Коэффициент усиления транзистора по мощности в ключевом режиме меньше, чем в критическом.

Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резонансной нагрузкой

Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резонансной нагрузкой, как и рассмотренный ранее, является широкополосным и обеспечивает т]1 = 1 (рис. 1.43). Схема такого генератора аналогична схеме генератора (на рис. 1.39 только отсутствует фильтр верхних частот). Нагрузка будет резистивной только для тока основной частоты, для высших гармонических составляющих сопротивление нагрузки определяется сопротивлением фильтра нижних частот в области задержки. Для получения высокого к. п. д. необходимо, чтобы сопротивление фильтра для высших 1армонических соиавляющих стремилось к нулю,

т. е. схема ФНЧ должна начинаться с параллельно включенной емкости. Фильтр обеспечивает синусоидальность тока и напряжения на i агрузке (рис. 1.44). На входе ФНЧ также будет синусоидальное на- I ряжение в промежутке времени, когда транзистор закрыт (ключ ра- .омкнут). В момент времени tx, когда напряжение на коллекторе транзистора равно иу но, транзистор переходит в облас1ь насыше- ния (замыкание ключа). Напряжение на ключе остается равным нулю (при условии отсутствия со- г ротивлсния потерь), а ток представляет собой сумму постоянного тока источника пшання, прою- кающею через дроссель (L2), и то- । а разряда конденсатора С2, имеющего на обкладках напряжение, I авное напряжению источника питания В момент времени (2, когда

Рис. 1,44Рис. 1,44Рис. 1.43Рис. 1.43ток через ключ уменьшается до нуля, произойдет его размыкание. На коллекторе транзистора появится напряжение косинусоидальной ^ормы.

Рис. 1,44

Рис. 1,44

Рис. 1.43

Рис. 1.43

Преимуществом ключевого генератора являются высокие к. п. д. т;э и т]!, которые при условии пренебрежимо малых актит-пых потерь ;, ключе стремятся к единице. Емкость коллекторного перехода явля- ешя составной частью емкости С3 фильтра нижних частот. Необходимую фильтрацию высших гармонических составляющих тока можно (беспечить увеличением числа звеньев фильтра и усложнением конструкции звеньев.

Недостатком такого генератора является значительное превышение максимального напряжения на коллекторе напряжения питания. Пик- фактор напряжения для 6 = 90° Пи = U„max/EH = 3,18.

В заключение следует отметить, что схемы ключевых генераторов с фильтрующим контуром еще не нашли широкого применения в радиопередающих уст рейс) вах.

Глава 2

ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

Схемы питания и возбуждения

В радиопередающих устройствах применяю! различные схемы питания и возбуждения. Основные принцип!,! нсшроения схем состоят в следующем.

В устройстве должны существовать замкнутые пути (контуры) для составляющих токов каждого электрода усилительного элемента. В контуре необходим источник тока: гальванический элемент или выпрямитель — для постоянной составляющей анодного (коллекторного) тока, анодная (коллекторная) цепь лампы (транзистора) — для переменных составляющих анодного (коллекторного) тока, источник напряжения возбуждения — для переменной составляющей входного тока. Для рабочей составляющей тока включают полезную нагрузку: выходной контур — для анодного тока, входную цепь усилительного элемента — для входного тока. Нерабочие составляющие тока должны замыкаться кратчайшим путем при сопротивлении цепи, стремящемся к нулю. Источники питания, блокировочные детали, измерительные приборы не должны шунтировать участки схемы генератора, к которым приложены переменные напряжения радио- или звуковой частоты.

Падение напряжения должно происходить на входных электродах усилительного элемента, т, е. на участке сетка — катод лампы или база—эмиттер транзистора и на анодной (коллекторной) нагрузке.

Вспомогательные элементы (измерительные приборы) следует включать в точки схемы с нулевым потенциалом радиочастоты и по возможности малым или нулевым потенциалом постоянного напряжения.

Примеры построения схем генераторов с внешним возбуждением (ГВВ) показаны на рис. 1.1, б — г; 1.6; 1.17; 1.18; 1.20.

Рассмотрим подробнее построение анодной и коллекторной цепей. В состав анодной (коллекторной) цепи входят три основных элемента: 1) анодная цепь лампы — участок анод — катод (для транзистора—участок коллектор — эмиттер); 2) источник питания — гальванический элемент, аккумуляторная батарея или чаще всего выпрямитель; 3) анодная нагрузка — колебательный контур, связанный с полезной нагрузкой ступени. Практическое применение находят две схемы анодной (коллекторной) цепи: схема последовательного питания (рис. 2.1, а) и схема параллельного питания (рис. 2.1, б). Как следует из рис. 2.1, а — s, в этих случаях мгновенные напряжения анода (коллектора) описываются одним и тем же уравнением

еа — Ea + Ua cos tot.

Во всех схемах источник питания включают в точки, где практически нет переменного напряжения, т. е. непосредственно между общим проводом («землей», корпусом) и другими частями схемы. При этом большая выходная емкость источника питания относительно корпуса передатчика («земли») не шунтирует цепи радиочастоты. Нельзя, например, поменять местами источник питания и контур в схеме рис. 2.1, а при заземленном катоде лампы.

При последовательном питании постоянная составляющая тока /^ проходит через индуктивную катушку колебательного контура, а при параллельном — обходит контур через анодный дроссель £бл.

Пути переменных составляющих тока примерно одинаковы: от лампы (транзистора) через колебательный контур и вспомогательный конденсатор обратно к лампе (транзистору) (подробнее см. рис. 1.6). При указанном прохождении токов становится ясным назначение вспомогательных (блокировочных) элементов схемы. При последовательном питании блокировочный конденсатор Сбп создает кратчайший путь для переменных составляющих тока от контура к катоду лампы (общему проводу, корпусу, «земле»). Этот конденсатор не должен создавать сопротивление токам рабочей частоты, следовательно, его реактивное сопротивление должно быть значительно меньше сопротивления анодной нагрузки Ra = VaHar, т. е.

Хсбл=1А«>Сбл)<^00-г 200).

Падение напряжения на СбЛ составляет не более 0,5—1 % от Ua и в первом приближении им можно пренебречь.

Конденсатор Ср в схеме параллельного питания служит для исключения короткого замыкания источника питания Еа через колебательный контур, одной точкой непосредственно соединенный с «землей». Из-за наличия СР на колебательном контуре не создается напря-

жения от источника питания Еа. Так как через Ср проходят переменные составляющие тока, то сопротивление конденсатора для рабочей частоты должно быть меньше сопротивления колебательного контура: ХСр << Ra = UJI а1. Поскольку конденсатор Ср включен в точку схемы с высоким потенциалом радиочастоты, его габариты должны быть небольшими, чтобы его паразитная емкость относительно корпуса передатчика не влияла на цепи радиочастоты. Обычно принимают ХСр = 1/(юСр)< (0,05^0,1) Ra.

Анодный дроссель Ебп в схеме параллельного питания необходим для прохождения постоянной составляющей /а0 и исключения короткого замыкания по радиочастоте анодной цепи лампы. Реактивное сопротивление дросселя XLfo = юАбл > Ra = UJlal; обычно XLfo ф> ^ (84-10) Ra. Провод анодного дросселя рассчитывают на прохождение постоянной составляющей /а0 и контурного тока, ответвляющегося из-за параллельного включения контура и дросселя. Так как высокочастотный ток через дроссель невелик, его не учитывают.

Дроссель Ебл на рис. 2.1, а и конденсатор Сбл на рис. 2.1, б не влияют на работу контура. При последовательном питании дроссель Е6л препятствует ответвлению переменных составляющих тока в провода источника питания, которые рассчитывают только при постоянных токах и напряжениях; появление в них напряжений радиочастоты и токов нежелательно. При питании от одного источника (выпрямителя) нескольких ступеней есть опасность паразитной связи между ступенями через общий источник питания, что может привести к неустойчивой работе передатчика. Назначение конденсатора Сбл на рис. 2.1, б — создать кратчайший путь к катоду лампы (общему проводу, корпусу, «земле») переменному току радиочастоты, который проходит через анодный дроссель, из-за конечного значения его реактивного сопротивления.

Схемы последовательного и параллельного питания коллекторной цепи транзисторной ступени показаны на рис. 2.1, г, д.

Основное преимущество схемы последовательного питания заключается в том, что в ней параллельно колебательному контуру не включены никакие вспомогательные элементы, т. е. добротность контура не снижается.

Основное преимущество схемы параллельного питания состоит в том, что контур изолирован от постоянного напряжения питания Еа, следовательно, его изоляция упрощается.

Входная цепь ГВВ состоит из входной цепи лампы (транзистора), источника возбуждения и источника смещения. Возможны две схемы питания управляющей сетки: последовательная (рис. 2.2, о) и параллельная (рис. 2.2, б, s). Чаще применяют схему параллельного питания, так как она не требует трансформаторной связи с предшествующей ступенью.

Если поступающее от предшествующей ступени напряжение возбуждения соответствует расчетному Uc, то разделительный конденсатор Ср (рис. 2.2, б) осуществляет разделение соседних ступеней по постоянной составляющей; емкость Ср выбирают так, чтобы падение

напряжения на Ср было мало по сравнению с напряжением возбуждения:

Хед = l/(.wCp) <С ZBX.n « Хвх.л = 1/(®Свхл).

Если поступающее от предыдущей ступени напряжение ПВх>^с« то конденсаторы ^ и С2 с учетом входной емкости лампы Свх-Л фис. 2.2, в) образуют делитель напряжения:

На практике берут С2 = 20^-100 пФ; в маломощных ступенях конденсатор С2 может отсутствовать (С2 = 0).

Рис. 2.2Рис. 2.2

Рис. 2.2

Рис. 2.2

Сеточный блокировочный дроссель Лбл предназначен для предотвращения замыкания источника возбуждения через цепи смещения; реактивное сопротивление дросселя должно быть больше входного сопротивления лампы (транзистора):

^Ьрл = ®^-бл > ^ВХ.Л ~ ^ВХ.Л = ^ /^®^ВХ. л)'

Конденсатор Сбл служит для создания кратчайшего пути току высокой частоты, прошедшему через дроссель: ХС0Л <^_ XL611.

В качестве источника сеточного смещения ламп используют выпрямитель (рис. 2.2, г, д'). Поскольку ток выпрямителя во внешней цепи протекает в одном направлении (от плюса источника к минусу), а ток сетки — в противоположном, параллельно выпрямителю ставят резистор R (рис. 2.2, г). Сопротивление резистора выбирают так, чтобы изменение постоянной составляющей тока сетки /с0 не вызывало существенного изменения напряжения смещения:

/8 » (510)/сг; R = E8Hel

Резистор R можно использовать и для регулировки напряжения смещения, сделав его переменным (рис. 2.2, д).

Автоматическое смещение (рис. 2.2, с) в ламповых ГВВ используют редко, так как оно способствует увеличению термотока сетки, динат- ронного эффекта и не всегда обеспечивает допустимый режим покоя при снятии (аварийном пропадании) напряжения возбуждения. В тех случаях, когда автоматическое смещение необходимо (например, при анодной модуляции), сопротивление резистора автоматического смещения RCto = EVJICO.

Применяют комбинированное смещение: частично от выпрямителя, частично автоматическое.

Рис. 2.3Рис. 2.3

Рис. 2.3

Рис. 2.3

Автоматическое смещение за счет катодного тока, использующееся в ламповых усилителях звуковой частоты, в генераторах радиочастоты с внешним возбуждением не применяют, так как при этом расходуется дополнительная энергия источника анодного питания и усложняется конструкция цепи питания катодов ламп прямого накала.

Отличие статических характеристик транзисторов от статических характеристик электронных ламп (см. § 1.2 и 1.11) приводит к необходимости строить схемы питания цепи базы транзисторной ступени с общим эмиттером следующим образом. Знак напряжения смещения зависит от типа электропроводности транзистора. Различают отпирающее и запирающее напряжения смещения. Меняя полярность источника напряжения смещения (рис. 2.3, я), можно получить как отпирающее, так и запирающее напряжение смещения. В транзисторных генераторах запирающее напряжение смещения часто создают путем автоматического смещения за счет постоянной составляющей тока базы (рис. 2.3, б). Сопротивление резистора автоматического смещения ^см = Еб^бй- Во многих случаях практического использования транзисторных генераторов необходимо напряжение смещения, близкое к нулю. При этом применяют простую схему включения (рис. 2.3, в). Для получения отпирающего напряжения смещения от источника коллекторного напряжения применяют схему рис. 2.3, г; учитывая, что в делителе напряжения RiR2 рассеивается большая мощность и к.п.д. ступени снижается.

Назначение и расчет других элементов цепи базы транзистора аналогичны их назначению и расчету у лампового генератора.

Рис. 2.4Рис. 2.4Как известно из курса «Электронные приборы», для нормальной работы лампы с экранирующей сеткой (тетрода или пентода) экранирующая сетка должна быть по высокой частоте соединена с общим проводом («землей», корпусом). На сетку подается постоянное напряжение Е№ Для заземления экранирующей сетки по переменной составляющей тока применяют ВЧ-конденсаторы Сс2 с малой собственной индуктивностью (рис. 2.4). Соединительные провода должны иметь минимальную длину. Поскольку напряжение Ес2 < Еа, питание экранирующей сетки производят не от анодного выпрямителя рассматриваемой ступени, а от выпрямителя с меньшим напряжением. Тогда в резисторе Rc2 потери мощности будут невелики.

Рис. 2.4

Рис. 2.4

Емкость конденсатора Сс2 выбирают больше выходной емкости лампы Свых, которая примерно равна междуэлектродной емкости Сас2. Конденсаторы Сс3 и Сас2 образуют делитель напряжения. При Сс2 > Сас2 « Свых переменное напряжение экранирующей сетки достаточно мало. Обычно принимают Сс2 ^ 100 С№х.

Резистор Rca служит для получения требуемого напряжения ЕС2 при заданном Ев. Кроме того, он является ограничителем тока экранирующей сетки в случае аварийного его возрастания, например при пропадании напряжения анодного питания пли резком повышении напряженности режима. Сопротивление резистора

Кс2 =с2о-

Третья, защитная, сетка пентода непосредственно соединяется с катодом лампы или общим проводом («землей», корпусом).

Генераторные лампы средней и большой мощности имеют катод прямого накала, активированный из торированного карбидированного вольфрама. Лампы малой мощности имеют подогревные (эквипотенциальные) катоды. Питание цепей накала производят переменным током через понижающие накальные трансформаторы. В большинстве передатчиков каждая лампа имеет индивидуальный трансформатор накала, что обусловлено большими токами накала. Индивидуальные трансформаторы накала позволяют включать приборы для измерения тока в цепи катода каждой лампы, применять специальные схемы для уменьшения фона при питании цепи накала переменным током.

Для уменьшения уровня пульсации электронного потока в лампе (уровня фона) из-за неэквипотенциальности катода прямого накала применяют схему питания со средней точкой (рис. 2.5, а). При симметричном выполнении цепи питания накала точки катода, расположенные симметрично относительно его середины, имеют одинаковый по величине и противоположный по знаку потенциал. При этом действие участков катода с разным потенциалом на анодный (катодный) ток выравнивается и фон уменьшается. В радиовещательных передатчиках с амплитудной модуляцией применяют схему, позволяющую экспериментально осуществить симметрию цепи питания по минимуму

Рис. 2.6Рис. 2.6Рис. 2.7Рис. 2.7Рис. 2.8Рис. 2.8

Рис. 2.6

Рис. 2.6

Рис. 2.7

Рис. 2.7

Рис. 2.8

Рис. 2.8

уровня фона (рис. 2.5, бу Конденсаторы в цепи накала Сн служат для создания пути переменным составляющим катодного (анодного) тока. Реактивное сопротивление Хс для рабочей составляющей тока, например /ai, должно быть во много раз меньше сопротивления анодной нагрузки = UJIа1; Хси = 1/(®Сн)^ 100 Ra. На ВЧ- и ОВЧ-диа-

пазонах Сп 2? (100-р 200) Свых-Л, так как выходная емкость лампы составляет большую часть емкости анодного контура и через анодную цепь лампы к общему проводу протекает значительный емкостный ток. Этот ток не должен создавать падения напряжения на Сн. Сопротивление резистора на схеме рис. 2.5, б рассчитывают по выражению RH « 2 (7н/(/а0 +/с2о + /с10), обеспечивающему минимум мощности рассеяния на резисторе.

В настоящее время в радиопередающих устройствах используют новейшие генераторные лампы, имеющие высокоэффективный катод «чулочной» конструкции. При построении цепей накала таких ламп сле

дует учитывать, что один из выводов ка

тода К имеет кольцевую конструкцию, соединен с катодом кратчайшим путем и потому обладает меньшей индуктивностью, чем вывод Н. Схема питания цепи накала лампы «чулочной» конструкции показана

на рис. 2.6. Конденсатор С выравнивает напряжение радиочастоты

между выводами катода; обычно С — 20 д- 100 пФ.

Лампы с подогревным катодом включают, как показано на рис. 2.7.

На повышенных частотах используют схему ОС (см. рис. 1.17 и 1.18). Схема ОС отличается от схемы ОК тем, что катод лампы находится по отношению к общему проводу (корпусу, «земле») передатчика под напряжением Uc, а управляющая сетка по переменной составляющей заземлена.

Принципиальная схема ступени ОС на экранированной лампе приведена на рис. 2.8. Конденсатор Сс1 обеспечивает заземление управляющей сетки по высокой частоте, т. е. создает нулевой (по возможности малый) потенциал относительно «земли». Реактивное сопротивление конденсатора Хс должно быть мало по сравнению с реактивным сопротивлением выходной емкости лампы, т. е. ХсС1 > ^свх.

Вторичная обмотка трансформатора накала обладает большой паразитной емкостью относительно «земли». Непосредственное подключение трансформатора накала к катоду в ступени с ОС приводит к замыканию цепи возбуждения через паразитную емкость этого трансформатора. Для исключения замыкания в провода питания катода между трансформатором накала и катодом включают катодные дроссели LH. Индуктивное сопротивление катодных дросселей должно быть достаточно большим по сравнению с входным сопротивлением лампы: «>ГН > (54-10) £7с/(/а1 + Д21 + Лт)- Через катодный дроссель протокают ток накала, постоянные составляющие тока анода, экранирующей и управляющей сеток и небольшой гок высокой частоты, обусловленный наличием напряжения возбуждения и конечным реактивным сопротивлением дросселя. Ток накала по величине превышает другие токи. Для создания кратчайшего пути к корпусу протекающего через дроссели переменного тока радиочастоты в схему вводят блокировочные конденсаторы Сбла- На практике. Сбл2 = (34-9)-103 пФ. Конденсатор Сн рассчитывают аналогично конденсаторам на рис. 2.2, б, -з. При использовании лампы с «чулочным» катодом напряжение возбуждения может подаваться на один из выводов катода (см. рис. 2.6). Схемы питания анодной цепи и цепи экранирующей сетки в генераторе с двумя заземленными сетками строятся так же, как и в генераторах ОК.

Совместная работа нескольких ламп (транзисторов) в одной ступени

Совместное использование в одной ступени нескольких одинаковых ламп (транзисторов) необходимо для построения мощной ступени с электронными приборами небольшой мощности. В настоящее время этот способ применяют только для транзисторов, мощность которых невелика. Генераторные лампы выпускают на очень большие мощности, поэтому можно использовать в ступени заданной мощности одну лампу. Применение вместо одной мощной лампы несколько менее мощных необходимо для построения симметричных ступеней при четном числе ламп (транзисторов). Совместное использование позволяет унифицировать лампы нескольких ступеней и тем упростить эксплуатацию передатчика.

Надежность ступеней с несколькими лампами (транзисторами) и соответственно большим числом деталей ниже, чем ступени с одной лампой.

При параллельном включении ламп (рис. 2.9) их одноименные электроды по радиочастоте соединены параллельно. Совместная работа воз- 68

можна только для одинаковых ламп при одном и том же режиме и синфазном возбуждении. При этом на электродах ламп действую! равные напряжения, протекают равные токи. В общих проводах токи складываются, следовательно, через анодный контур протекает суммарный ток N параллельно включенных ламп S/al = NIaV Эквивалентное сопротивление анодного контура RaK = UJYIа1, т. е. в N ,раз меньше,

Рис. 2.9

чем RaK одной лампы (транзистора). При меньшем RaK легче обеспечить высокий к.п.д. контура Полезная мощность ступени равна сумме полезных мощностей ламп: Р1,бщ = NPt; к. п. д. и коэффициент усиления по мощноеIи ступени равен к. п. д. и Кр одной лампы.

На практике лампы одной серии всегда отличаются друг от друга за счет естественного разброса параметров при производстве; не удается

Рис. 2.10

обеспечи гь строгого равенства и синфазности напряжений возбуждения и т. д. Таким образом, полезный эффект при параллельном включении большого числа ламп оказывается существенно меньше ожидаемого теоретически Поэтому обычно параллельно включают не более Двух или трех ламп

При параллельном включении ламп (транзисторов) паразитные емкости складываются, что способствует возникновению самовозбуждения.

Ia,coscot IaZcos2totРис. 2.11Ia,coscot IaZcos2totРис. 2.11, Схема последовательного (двухтактного) включения ламп (транзисторов) представлена на рис. 2.10, а. Она как бы состоит из двух обычных'схем (см. рис. 1.6), объединенных общим проводом (корпусом, «землей») и получающих напряжение возбуждения со сдвигом фаз на 180°. Временнйе диаграммы напряжения на входе верхней и нижней частей (плеч) двухтактной схемы показаны на рис. 2.11, а, б, Временнйе диаграммы токов обоих плеч даны на рис. 2.11, в, г (угол отсечки анодного тока 0 = 90°). Все гармонические составляющие импульсов анодного тока имеют наибольшие значения в момент времени, когда мгновенное значение анодного тока максимально, т. е. соответствует выражению (см. § 1.3)

Ia,coscot IaZcos2tot

Рис. 2.11

Ia,coscot IaZcos2tot

Рис. 2.11

la(toO = /a0 + /al(OS(0/ + + /a2cos 2tot-^- /аз .os3w/' ф ... Следовательно, нечетые гармонические составляющие анодного тока /а1, /аз, /а5 и т. д. в плечах двухтактной схемы сдвинуты относительно друг друга на 180° (про- тивофазны), т. е. в одном плече первая или любая нечетная гармоническая составляющая имеет направление от катода к аноду, в другом плече она течет от анода к катоду. Четные гармонические составляющие анодного тока /а2, /а4 и т. д. протекают по плечам двухтактной схемы синфазпо, т. е. в какой-то момент времени гок второй, например, гармонической составляющей в обоих плечах протекает от анода к катоду. Так как нечетные гармонические составляющие противофазны, то в общих

проводах двухтактной схемы они взаимно уничтожаются (вычитаются), следовательно, можно говорить о последовательном протекании нечетных гармонических составляющих анодного тока через лампы обоих плеч и общий контур. Четные гармонические составляющие и постоянная составляющая анодного тока, будучи синфазными, в общих проводах складываются.

Плечи двухтактной ступени работают в противофазе, напряжения на анодах (коллекторах) ламп в любой момент времени равны и противоположны по знаку. Поэтому двухтактную ступень называют симметричной.

Четные гармонические составляющие синфазны и складываются в общем проводе; для них должен быть замкнутый путь с малым сопротивлением. Следовательно, средняя точка колебательного контора, сое-

диненпая с общим проводом, должна Сыть в емкостной ветви контура (рис. 2.10). Как указывалось в § 1.3, емкостная ветвь колебательною контура имеет существенно меньшее сопротивление для высших гармонических составляющих анодного тока, чем для основной. Только при заземленной средней точке емкостной ветви колебательного контура можно получить малые напряжения четных гармонических составляющих, которые можно не учитывать при расчете режима ГВВ по двухтактной схеме. Попадая в антенну, они являются причиной побочных излучений (особенно на второй гармонике) большей интенсивности, чем это допустимо по Общесоюзным нормам на уровни побочных излучений. В этом отношении двухтактная ступень по схеме рис. 2.10, а не имеет преимуществ по сравнению с однотактной ступенью. Действительно, на обоих плечах двухтактной схемы создается определенное напряжение четных гармоник, одинаковое по величине и знаку, которое через конденсаторы связи CCD" поступает в фидер, соединяющий передатчик с антенной. Следовательно, какая-то мощность четных гармоник обязательно излучается в свободное пространство.

Ослабления излучения четных гармоник можно достичь при трансформаторной связи с нагрузкой и хорошей симметрии самой ступени (рис. 2.10, б). Плечи двухтактной ступени имеют одинаковое по знаку (а в случае полной симметрии устройства — и по величине) напряжение четных гармоник. Катушка анодного контура соединяет точки схемы с равным напряжением и потому в ней отсутствует ток четных гармоник. Во вторичной обмотке катушки э. д. с. четных гармоник не индуцируется и на нагрузке не выделяется мощность побочных излучений четных гармоник. Нужно помнить, что идеальная симметрия двухтактной схемы практически невозможна и между обмотками трансформатора всегда есть паразитная емкостная связь. Следовательно, даже при трансформаторной связи двухтактной ступени с нагрузкой не происходит значительного подавления четных гармоник и прежде всего наиболее интенсивной — второй. Основным средством борьбы с побочными излучениями являются фильтрующие системы (см. гл. 3).

Двухтактная симметричная ступень удобна для построения выходных ступеней мощных передатчиков, работающих на симметричную нагрузку (на симметричный фидер, идущий к симметричной антенне). Именно так выполняются коротковолновые радиовещательные и мощные (50—100 кВт и более) связные передатчики. Современные передатчики малой и средней мощности преимущественно строят по более простой однотактной схеме. При необходимости работы несимметричных передатчиков на симметричную нагрузку применяют симметрирующие широкополосные ферритовые трансформаторы. При мощности порядка единиц киловатт такие трансформаторы позволяют обеспечить 4—5-кратную полосу частот, а при мощностях до 25—50 кВт — 2—3-кратную, т. е. однотактный передатчик магистральной связи мощностью 20 кВт и более при диапазоне рабочих частот 4—30 МГц необходимо снабжать по крайней мере двумя симметрирующими трансформаторами.

Измерительные приборы в ГВВ. Настройка ГВВ

Измерительные приборы используют в каждой ступени передатчика. С их помощью осуществляют контроль питающих напряжений, настройку резонансных цепей, выбор напряжения возбуждения и связи с нагрузкой.

Рис. 2.12Рис. 2.12В числе стандартных приборов, выпускаемых промышленностью, нет устройств для измерения переменных составляющих высокочастотных токов /а1, /а2 и т. п. В условиях передающего центра затруднено измерение переменных напряжений радиочастоты из-за сильных наводок со стороны других передатчиков и более мощных ступеней данного передатчика. Дополнительные трудности измерения напряжений радиочастоты обусловлены их негармонической формой.

Рис. 2.12

Рис. 2.12

Чаще производят измерения постоянных токов и постоянных напряжений. Промышленность выпускает широкий ассортимент магнитоэлектрических приборов — вольтметров и амперметров. Такие приборы просты по устройству, дешевы, точны, надежны, не подвержены наводкам от переменных токов.

Вольтметром снабжается каждый выпрямитель передатчика. Амперметры устанавливают для измерения постоянных составляющих токов электродов лампы или транзистора.

Приборы для измерения токов /а0, /с20, /с10 должны подключать к точкам с нулевым потенциалом по переменной составляющей. Магнитоэлектрические приборы имеют большую паразитную емкость между рамкой прибора и корпусом («землей»). Если прибор окажется под переменным напряжением относительно «земли», через эту емкость будет протекать большой переменный ток. В результате может нарушиться режим работы устройства или перегореть рамка прибора.

Желательно устанавливать амперметры в точки схемы с малым или нулевым постоянным напряжением, так как при этом упрощается конструкция (не требуется изоляция прибора, рассчитанная на высокое напряжение) и повышается безопасность обслуживания.

Все приборы на схеме рис. 2.12 находятся под нулевым потенциалом переменного напряжения. Прибор для измерения /с]0 включен в точку с небольшим постоянным напряжением Ео. Прибор для измерения /с20 находится под потенциалом Ей = I 4- 2 кВ. Прибор для измерения /С20 приходится монтировать в корпусе передатчика на изоляторе и наблюдать через застекленное окно. Такое размещение необходимо, чтобы исключить возможность прикосновения к прибору.

ны, а преобладающим из этих токов являетсяны, а преобладающим из этих токов является//Прибор для измерения /ао можно включать как в точку 1, так и в точку 2. В точке / действует напряжение £а, поэтому в эту точку включают приборы только у маломощных ступеней, где Еа ^ 500 В В точке 2 постоянное напряжение отсутствует. Прибор показывает сумму токов /а0 + 7С2О + /Сю- Поскольку значения /с20 и /сто извест.

ны, а преобладающим из этих токов является

ны, а преобладающим из этих токов является

/

/

ао, Приао, Припользование

ао, При

ао, При

IIIIVfp а)Vfp а)б)Рис. 2.13б)Рис. 2.13^аО^аО^со^со^аОТо^аОТоприбором в точке 2 никаких трудностей не возникает.

I

I

I

I

Vfp а)

Vfp а)

б)

Рис. 2.13

б)

Рис. 2.13

^аО

^аО

^со

^со

^аО

То

^аО

То

Для защиты рамок приборов от наводок переменных токов непосредственно на их клеммы устанавливают блокировочные конденсаторы емкостью (104-20)- 10я пФ.

Контурные токи измеряют термоэлектрическими амперметрами, вносящими дополнительные потери в контур.

Настройку колебательных контуров в резонанс с частотой возбуждения производят по показаниям приборов, измеряющим постоянные составляющие токов /ао и /с0 триода или /а0 и /с20 тетрода. Рассмотрим последовательность настройки одиночного анодного контура

(рис. 2.12). Параллельный контур в состоянии резонанса имеет максимальное эквивалентное сопротивление Raxv Комплексное эквивалентное сопротивление расстроенного контура Z по модулю меньше, чем у настроенного: !Z|</?3K. В момент настройка контура напряженность режима генератора будет наибольшей. Динамическая характеристика располагается наиболее полого, амплитуда импульса тока минимальна и возможен провал в импульсе (кривые 3, 4, 5 на рис. 1.11). При расстроенном контуре "динамическая характеристика принимает форму, напоминающую вытянутый эллипс, большая ось которого вследствие малой величины модуля Z располагается примерно так же, как кривые / или 2 на рис. 1.11. Амплитуда импульса анодного тока увеличивается. Следовательно, если контур настроен, то показание прибора для измерения 1ай минимально (рис. 2.13, а\ Соответственно ток управляющей сетки триода или ток экранирующей сетки тетрода максимален. На рис. 2.13, а по оси абсцисс отложен угол поворота ручки настройки контура (рх, например, переменного контурного конденсатора; <р1р — положение, соответствующее состоянию резонанса.

Если подключив к усилителю рис. 2.12 второй (антенный) контур,

то его влияние на первый можно описать вносимым сопротивлением ZBn = Ac2b/Z2, где Хсв — реак’.ивное сопротивление связи между контурами, Z2—сопротивление второго контура. При настройке второго контура в резонанс с частотой возбуждения сопротивление, вносимое им в первый, будет активным и максимальным по величине: 2ВВ = ^ВП = ХсВА2, где г2 — активное сопротивление второго контура. Следовательно, эквивалентное сопротивление первого(анодного) контура станет минимальным: R3 — LK/CK (rx + /?вн). При настройке

второго контура показания прибора для измерения /а0 будут максимальными, а /с0 или /с2о — минимальными (рис. 2.13, б). При подключении других контуров (третьего, четвертого) их настройке будут соответствовать новые максимумы /а0 и минимумы /с0, отличающиеся от предыдущих.

Первоначальная настройка каждого последующего контура выполняется при слабой его связи с предшествующими. Подбор связи между контурами проводят после завершения настройки всех контуров в резонанс. Связь между контурами оптимальна, когда токи /а0 и /с0 триода или /а0 и /с20 тетрода достигают расчетных значений.

Глава 3

КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ

ВЫХОДНЫХ СТУПЕНЕЙ ПЕРЕДАТЧИКОВ

Простая схема

Выходная ступень создает необходимую мощность передатчика, которая поступает в нагрузку — антенну. Эффективность и качество работы выходной ступени определяют многие технические показатели передатчика. При проектировании выходной ступени решают следующие основные проблемы: повышение к.п.д. ступени; обеспечение требуемого уровня линейности амплитудной и частотной характеристик усилителя; осуществление фильтрации высших гармонических состав

ляющих; согласование выходного сопротивления усилителя с нагрузкой.

Решение этих проблем взаимосвязано. Иногда решение одной проблемы противоречит решению другой. Так выполнение повышенных требований к фильтрации высших гармонических составляющих вынуждает использовать на выходе передатчика не один колебательный контур, как рассматривалось в гл. 1, а,

два, три или более, что приводит к сни- рД,

жению к.п.д. ступени.f| /А

Совокупность нескольких колебатель-/<t\pV,Uл

ных контуров, электрически связанных^Э/И с6А

между собой и определенным образом |т Л

настраиваемых, составляет колебатель- L ную систему.

Колебательные системы передатчи-Рис- 3,1

ков подразделяют на одноконтурные

(простая схема), с двумя (и более) контурами (сложная схема) и коммутируемыми фильтрами.

При простой схеме колебательной системы антенну включают непосредственно в анодный (коллекторный) контур выходной ступени (рис. 3.1). На рис. 3.1 Хл, Ra — реактивная и активная составляющие сопротивления антенны; Хк — реактивное сопротивление, предназначенное для настройки контура в резонанс на рабочую частоту; Rn— сопротивление собственных потерь контура; Хсв— реактивное сопротивление связи, обеспечивающее оптимальное эквивалентное сопротивление нагрузки R3K лампы.

При настройке контура в резонанс Хсв + Хк + Хл = 0, откуда -^св = — (Хк + ХА).

Оптимальное эквивалентное сопротивление нагрузки ступени достигается таким изменением реактивного сопротивления Хсв, при котором

811^u + ^A^п + ^А

К.п.д. контура

?вх А+Hi^к(^а + ^п)^а+^п

Простую схему в настоящее время практически не применяют, так как наличие только одного контура в схеме не обеспечивает необходимой фильтрации высших гармонических составляющих; настройка контура сложна вследствие взаимного влияния элементов связи и настройки друг на друга.

При обрыве антенны контур перестает работать и вся подводимая к нему мощность рассеивается на анодах ламп или коллекторах транзисторов, что приводит к их перегреву и даже выходу из строя.

Сложная схема

При сложной схеме между лампой (транзистором) и антенной включают несколько связанных контуров. Максимум мощности в антенне обеспечивается при выполнении тех же самых условий, чго и в простой схеме, а именно: настройки всех контуров в резонанс и обеспечении оптимального сопротивления связи нагрузки с лампой.

конструкцию колебательнойконструкцию колебательнойВведение дополнительных промежуточных контуров усложняет

конструкцию колебательной

конструкцию колебательной

системы, увеличивая ее габариты и стоимость. Реактивные элементы каждого промежуточного контура имеют конечную добротность и, следовательно, потери мощности. В результате к. и д. сложной схемы оказывается меньше к.п.д. простой схемы: i]KC = ПкРЬг. •■•, где т]и, ць2, ... — к. п. д. каждого контура схемы. Настройка такой схемы сложна из-за большого числа регулируемых элементов.

К преимуществам сложной схемы относятся возможность обеспечения любой заданной фильтрации гармонических составляющих путем увеличения числа промежуточных контуров; удобство в эксплуатации, поскольку настройка кон

туров в резонанс и регулировка связи почти не зависят друг от друга; улучшение частотных характеристик каскада.

На рис. 3.2 приведены частотные характеристики одиночного контура (кривая а) и системы двух связанных контуров (кривая Ь\ При одинаковой неравномерности частотно" характеристики система двух связанных контуров имеет более широкую полосу пропускания (Лв>/7а) или при равной полосе частот обеспечивает меньшую нерав- I омерность частотной характеристики и лучшее подавление гармонических составляющих. Это свойство системы контуров необходимо при построении передатчиков широкополосных сигналов, когда полоса, занимаемая спектром модулирующих частот, составляет 5—10% или

больше рабочей частоты передатчика (.П/^-^ ~ 0,054-0,1). Примером могут служить радиовещательные передатчики длинных и средних волн [Жраб = 2 АтаЛРаб = ^j^yf^ 0,2-4-0,04] или телевизиои- ные передатчики метровых волн Vn/f^Q = (ДДчоо). цу =0,24-4-0,055].

Рис. 3.3Рис. 3.3В случае, когда колебательная система состоит из двух связанных контуров, каждый контур имеет свое название: анодный и антенный. В последний кроме антенны входят дополнительные элементы для компенсации реактивной составляющей сопротивления антенны X^, т. е. настройки антенны в резонанс с рабочей частотой передатчика. Анодный контур служит для фильтрации гармонических составляющих и согласования активного элемента (лампы, транзистора) с нагрузкой.

Рис. 3.3

Рис. 3.3

В ДВ- и СВ-диапазонах длина антенн передатчиков малой и средней мощности меньше четверти длины рабочей волны (/ •< 1раб/4), т. е. реактивная составляющая сопротивления антенны имеет емкостный характер. Вследствие этого ан- ТС1ШЫЙ контур таких передатчиков

дополняется только индуктивной катушкой для компенсации емкости антенны. На pro. 3.3 показана одна из возможных схем, применяемых в передатчиках указанного диапазона. Для точной настройки в резонанс в антенном контуре предусмотрена катушка с переменной индук- iявностью Ц. Поскольку емкости разных антенн на различных частотах могут намного отличаться друг от друга, для расширения пределов изменения индуктивности кагушки в цепь антенного контура включают дополнительно несколько коммутируемых постоянных индуктивных катушек L3. Связь между контурами, как указано в гл. 2, должна быть индуктивной (трансформаторной или автотрансформаторной). Вносимое из антенного контура в анодный сопротивление

. X2X2

где ZA = RA + jXA = RA + / (XL2 + Xu — XCA). При настройке антенного контура в резонанс вносимое сопротивление будет чисто активным: ZBI1 = RBB = XBJRA. Эквивалентное сопротивление нагрузки лампы

72

зк R‘

В диапазоне декаметровых волн и выше реактивная составляющая сопротивления антенны может быть как индуктивной, так и емкостной, причем с изменением частоты характер реактивного сопротивления может изменяться. Активная составляющая сопротивления антенны также может изменяться в широких пределах от единиц до де-

сягков и сотен ом. Поэтому антенный контур обычно усложняют. Для настройки антенны в резонанс используют как индуктивные катушки, так и конденсаторы. При малом Ra заданную мощность получают за счет увеличения тока, протекающего по антенне, т. е. применяют последовательную схему включения антенны в антенный контур. При большом RA ток в антенне уменьшается, но увеличивается напряжение, что соответствует схеме параллельного подключения антенны к антенному контуру. Следовательно, схема антенного контура должна предусматривать оба способа включения антенны. На практике переход от одной схемы к другой осуществляют при Ra и (50-7-70) Ом.

Рис. 3.4Рис. 3.4

Рис. 3.4

Рис. 3.4

Рис. 3.6Рис. 3.6Двухконтурная колебательная система, предназначенная для работы в диапазоне декаметровых волн, показана на рис. 3.4. Конденсаторы, позволяющие реализовать параллельное включение антенны, имеют дополнительное обозначение «пр», а конденсаторы для последовательного включения — «пс». Выбирают ту схему включения антенны, которая обеспечивает наибольшую мощность в нагрузке. Если в ДВ- и СВ-диапазонах применяют индуктивную связь между контурами, то bj

Рис. 3.6

Рис. 3.6

Рис. 3.5

КВ-диапазоне используют емкостную связь. В передатчиках мощностью до 1 кВт включают многопозиционный делитель, образованный постоянными конденсаторами. При большей мощности ставят переменный конденсатор. Наибольшее распространение получил особый вид воздушного конденсатора, называемый дифференциальным, который, сохраняя величину своей емкости в контуре (т. е. контур сохраняет свою настройку), позволяет изменять связь контура с последующими цепями (рис. 3.5). Обкладки а и с неподвижны в пространстве и подключены к контуру, обкладка b перемещается относительно них, изменяя емкости конденсаторов Сг и С2. В результате связь контура с последующими цепями изменяется (емкость С2 переменна), а общая ем"

кость конденсатора С=СгС2/(С] + С2) сохраняется постоянной. В последние годы для настройки контуров мощных передатчиков и регулировки связи используют вакуумные переменные конденсаторы.

В передатчиках большой мощности (более 50—100 кВт), работающих на одной фиксированной частоте или при небольшом их числе, часто используют колебательные системы, содержащие несколько однотипных Г-образных звеньев. Такие звенья образуют два (или более) П-образных контура (рис. 3.6), которые обеспечивают требуемую фильтрацию гармонических составляющих. Недостатком, ограничивающим их применение в диапазонных передатчиках, является сложность настройки в резонанс с рабочей частотой. Принцип настройки колебательных систем изложен в § 2.3.

Частотную характеристику системы, содержащей три контура и более, рекомендуют проверять специальными приборами — характериографами.

Колебательные системы с коммутируемыми фильтрами

Использование мощных генераторных транзисторов в передаЮЩйх устройствах позволяет простыми способами реализовать широкополосные усилители мощности, работающие без дополнительных элементов настройки в заданных диапазонах частот передатчиков, например 0,15—15 или 1,5—30 мГц и т. д.

Для таких устройств наиболее удобной признана схема выходной цепи, содержащая коммутируемые полосовые октавные фильтры и согласующее антенное устройство (САУ). Структурная схема выходной

ступени передатчика с коммутируемыми фильтрами представлена на рис. 3.7.

Рис. 3.7Рис. 3.7А

Рис. 3.7

Рис. 3.7

Рис. 3.8

Фильтры Фъ Ф2, ..., Фп обеспечивают необходимую фильтрацию высших гармонических составляющих на выходе передатчика. Их проектируют на заданное входное сопротивление (со стороны усилителя мощности) и выходное сопротивление нагрузки (со стороны САУ). С помощью переключателей П^ и 77 2 в соответствии с рабочей частотой передатчика производят включение требуемого фильтра. Полосы пропускания каждого фильтра выбирают таким образом, чтобы обеспечивалось их некоторое взаимное перекрытие (рис. 3.8). Коэффициент перекрытия полосы пропускания обычно составляет f^ = 1,5-у1,8, т. е. приближается к октаве (октава — двукратное изменение частоты

Ш = 2).

САУ обеспечивает компенсацию реактивной составляющей сопротивления антенны и согласовывает активное сопротивление антенны с заданным выходным сопротивлением фильтра. Настройку антенны проводят при пониженной мощности передатчика. Для контроля настройки и согласования в высокочастотную цепь включают датчики управления ДУ, контролирующие соотношения амплитуд напряжения и тока (датчик сопротивления), а также фаз напряжения и тока (датчик пазы) в цепи. Вырабатываемые датчиками сигналы управления поступают в блок управления УУ, который с помощью электромоторов осуществляет настройку согласующего устройства.

Фильтрация высших гармонических составляющих

Фильтрация высших гармонических составляющих является одной из основных функций колебательных систем, включенных на выходе передатчика. Общесоюзные нормы на уровень побочных излучений передатчиков всех категорий и назначений определяют допустимый уровень средней мощности излучения, поступающий в антенну, в зависимости от мощности передатчика и диапазона частот. Например, для передатчиков мощностью менее 50 кВт на частотах ниже 30 МГц уровень любого побочного излучения должен быть на 40 дБ меньше средней мощности передатчика, но не превышать 50 мВт. Для передатчиков мощностью более 50 кВт эта норма повышается до 60 дБ при абсолютном уровне мощности не более 50 мВт. Для передатчиков малой мощности (менее 5 Вт) эта норма понижается до — 30 дБ или 200 мВт.

В диапазоне частот 30—235 МГц допустимый уровень побочных излучений составляет — 40 дБ, но не более 25 мкВт для передатчиков мощностью до 25 Вт включительно, и — 60 дБ (1 мВт) для передатчиков большей мощности.

Аналогичные требования предъявляют к передатчикам, работающим на более высоких частотах.

Исходя из норм на побочные излучения, можно определить, например, допустимый ток любой гармонической составляющей в антенне:

лоп =доп^Кап,

где RM1 — активная составляющая сопротивления антенны для п-й гармоники.

Работа лампы (транзистора) с отсечкой анодного (коллекторного) тока сопровождается появлением высших гармонических составляющих. Уровень второй гармонической составляющей по сравнению с дру- шми в большинстве случаев оказывается наибольшим. Коэффициент ослабления гармонических составляющих колебательной системы (коэффициент фильтрации)

Ф = ап/1п лош

где 1ап — ток п-й гармоники в анодной цепи.

В контуре, настроенном в резонанс с рабочей частотой, реактивное сопротивление емкостной ветви равно сопротивлению индуктивной вет-

ви: Xl = XG = ®L = 1/юС. Для второй гармонической составляющей (2 со) Хс уменьшается, a XL возрастает в два раза, т. е. XL : Хс = = 4:1. Для третьей гармонической составляющей это соотношение будет XL : Хс = 9:1, т. е. высшие гармонические составляющие тока будут в основном протекать через емкостную ветвь контура и лишь незначительная их часть — через индуктивную ветвь. Пусть в простой схеме (см. рис. 3.1) Хсв имеет емкостный характер. Коэффициент фильтрации такой схемы

Ф = п? Q /1 — —— Y\ Л2 /

где п — номер гармонической составляющей; Qn = ZcKRK + R^ —■ добротность нагруженного контура; Zc — характеристическое сопротивление контура.

Увеличение числа емкостных ветвей, включенных параллельно нагрузке, т. е. переход к сложной схеме, улучшает фильтрацию гармоник. Для системы со сложной схемой, содержащей несколько П-образ- ных контуров (см. рис. 3.6). коэффициент фильтрации

Ф = п™-^ Q„(l — Ш^-1),

где N — число емкостных элементов связи.

Таким образом, переход от параллельного одиночного контура к П-образному контуру при постоянной добротности нагруженного контура вдвое увеличивает коэффициент фильтрации, а переход к двухзвенному П-образному контуру позволяет повысить коэффициент фильтрации в четыре раза.

Глава 4

ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ СТУПЕНИ ПЕРЕДАТЧИКОВ

Назначение и особенности работы промежуточных ступеней

Как следует из § В.4, структурная схема современного передатчика (см. рис. В.2), как правило, содержит между автогенератором (возбудителем) и выходной ступенью несколько промежуточных ступеней. Основное назначение промежуточных ступеней состоит в усилении мощности колебаний, созданных возбудителем, до уровня, достаточного для возбуждения выходной ступени. Кроме того, промежуточные ступени защищают автогенератор от влияния изменяющихся параметров антенны и режима выходной ступени на рабочую частоту автогенератора. В этих ступенях производят (при необходимости) умножение частоты возбудителя до заданной рабочей, осуществляют амплитудную или фазовую модуляцию или манипуляцию и т. д.

Мощность предшествующих ступеней меньше мощности последующих; исключение составляют только варакторные умножители и преобразователи частоты, диодные модуляторы и те приборы, у которых Кр < 1. Поэтому промежуточные ступени потребляют мало энергии. Потребляемая мощность и промышленный к. п. д. передатчика в основном определяются параметрами последней, самой мощной, выходной ступени. Следовательно, при выборе схемы, типа и режима электронного прибора в промежуточной ступени получение возможно большего к. п. д. не является основным требованием. Прежде всего необходимо, чтобы промежуточные ступени обеспечивали высокий коэффициент усиления по мощности, простоту управления и об- служива- ния, а при усилении модулированных колебаний (например, АМ или ОМ) — допустимый уровень искажений.

Сигнал на выходе промежуточной ступени должен быть близким к гармоническому, однако специальных мер по подавлению нерабочих гармонических составляющих не принимают, так как уровень побочных составляющих на выходе передатчика обсловливается в основном режимом выходной ступени и степенью фильтрации ее контуров. К. п. д. анодной (коллекторной) цепи лампы (транзистора) определяет ее (его) тепловой режим, от которого в значительной степени зависит надежность ступени и передатчика в целом.

В промежуточных ступенях современных передатчиков применяют и транзисторы. Небольшая мощность транзисторов не является существенным препятствием, а большой срок службы упрощает эксплуатацию. В таких ступенях используют широкополосные неперестраивае- мые усилители, например ламповые усилители с распределенным усилением (УРУ) или транзисторные с широкополосными трансформаторами. К.п.д. таких усилителей ниже, чем резонансных, но эксплуата-

ция передатчика с этими усилителями упрощается и повышается на- дежпость.

При работе с постоянной амплитудой колебаний режим выбирают граничным (критическим) или слабо перенапряженным; в транзисторных ступенях целесообразно использовать ключевой режим. Такие режимы обеспечивают постоянство напряжения возбуждения для последующих ступеней при некотором изменении питающих напряжений, старении электронных приборов и др. При усилении колебаний с меняющейся амплитудой необходим недонапряженный режим.

Генератор с внешним возбуждением — умножитель частоты

В передатчиках ОВЧ и более высоких частот частота автогенератора /аг, как правило, во много раз ниже рабочей частоты на выходе передатчика /раб- Частоту /аг доводят до рабочей с помощью умножителя частоты. Рассмотрим работу генератора с внешним возбуждением в режиме умножения частоты. Как указывалось, анодный токлампы, работающей с отсечкой тока при напряжении возбуждения и6 = Uc cosX X <ot, .’содержит гармонические составляющие, кратные частоте возбуждения:

^аО + 7а1 COS и/ + /a2cos2«/ + + /а3 cos 3tot -J--...

Ранее был разобран случай усиления колебаний при настройке анодного контура на основную частоту, т. е. когда на выходе выделяется составляющая анодного тока, частота которой равна частоте возбуждения. Аналогично возможна работа генератора с внешним возбуждением при настройке анодного контура на частоту одной из высших гармонических составляющих анодного тока 2®, 3®, 4®, ..., пю, где п = 2, 3, 4,.... — коэффициент умножения частоты. При п = 2 генератор называют удвоителем частоты или

просто удвоителем, при п — 3 — утроителем и т. д.

Режим работы генератора с внешним возбуждением —■ умножителя частоты — несколько отличается от режима генератора — усилителя. Частоты колебаний в сеточной и анодной цепи отличаются в п раз (рис. 4.1). Для получения наибольшего значения нужной составляющей анодного тока при полном использовании лампы по току угол отсечки выбирают с учетом положения максимумов графиков ап (0). Оптимальный угол отсечки анодного тока при умножении частоты в к раз 9„oPt = 120%, an0Pt = 0,54//г. Часто для удвоителя принимают 9 = 604-70°, для утроителя 0 = 404-50°. Так как уже а3 оказывается много меньше а1, на практике применяются в основном удвоители и

строители. Из-за меньшей амплитуды второй или третьей гармонических составляющих полезная мощность и коэффициент усиления умножителя примерно в п меньше, чем усилителя.

К.п.д. анодной цепи умножителя также несколько меньше к. п. д. усилителя при одинаковом коэффициенте использования анодного напряжения £.

Амплитуда анодного напряжения умножителя (7а2 или б/аз может иметь то же значение, что и у усилителя. В умножителях частоты обычно применяют граничный или слабо перенапряженный режим. Граничное значение сгр вычисляют по (1.19) с заменой ах (6) на ап (0).

Сопротивление анодного контура умножителя, необходимое для того, чтобы при токе /а„ получить переменное напряжение Uan, Rntm = = UaJIaK. Поскольку Ian « I^ln. сопротивление анодного контура R^ в п раз больше, чем усилителя. При увеличении RaK снижается к. п. д. анодного контура.

Таким образом, энергетические показатели умножителя частоты всегда хуже энергетических свойств усилителя. Поэтому режим умножения обычно используют в маломощных ступенях передатчика, низкий к.п.д. которых практически не влияет на общий к. п.д. передатчика.

Схема умножителя соответствует схеме усилителя (см. рис. 1.6). При комбинированном напряжении сеточного смещения обеспечивается лучшая стабильность режима при изменениях питающих напряжений, что важно для многостуленных передатчиков.

Поскольку умножители используют в маломощных ступенях передатчика, а применяемые в них лампы (тетроды или пентоды) имеют небольшие значения Ua и малые О, расчет умножителей в первом приближении производят по формулам, приведенным в § 1.5, 1.7 и 1.9. При этом в расчетных выражениях следхет принимать D =-- О, а для выбранного угла отсечки а1 (6) заменять на а„ (0).

Работа транзисторных генераторов в качестве умножителей частоты основана на использовании двух физических процессов: выделения из импульса коллекторного тока нужной гармонической составляющей и использования нелинейной зависимости коллекторной емкости от напряжения на коллекторе транзистора.

Выделение из импульса тока (коллекторного или анодного) нуж- гой гармонической составляющей является общим для ламповых и транзисторных схем (см. § 4.2).

Расчет режима работы транзисторного умножителя частоты аналогичен расчету усилителя мощности (см. § 1.12), но вместо коэффициентов разложения импульса коллекторного тока по первой гармонике «! (0) используют коэффициенты разложения по требуемой гармонике ап (9). Напряжение смещения, обеспечивающее оптимальный или близкий к нему угол отсечки коллекторною тока (0 = 120°//?), подается на базу от внешнего источника смещения или создается сопротивлением автоматического смещения. Особенностью расчета и проектирования такого умножителя является учет максимально допустимого напряжения на базо-эмиттерном переходе еба;1(,п Так как у большинства современных транзисторов ебодсш <7 4-у5 В, то в базовой цепи исполь-

зуют схему возбуждения гармоническим напряжением. Оптимальный угол отсечки коллекторного тока удается реализовать при работе на низких частотах. С ростом рабочей частоты импульс тока расширяется и в области высоких-частот становится равным 180°, из-за чего резко снижается содержание высших гармоник в коллекторном токе.

На практике заметное содержание высших гармоник в импульсе на блюпается при работе в области частот, не превышающих (3-?10) и^ « « 0,3 согр.

При работе на частотах, превышающих 0,5 <вгр, хорошие результа ты лает применение параметрического умножения частоты за счет нелинейности коллекторной емкости. В этом случае транзистор исполь-

Рис. 4.2

зуют как усилитель мощности основной частоты. Коллекторная емкость транзистора работает в качестве емкости варакторного умножителя частоты (подробнее см. гл. 9).

Транзисторные умножители частоты, использующие нелинейность коллекторной емкости, работая в качестве удвоителей или утроителей частоты, позволяют получать выходной сигнал с частотой, в 1,5—3 раза превышающей частоту /гр транзистора. При этом коэффициент усиления по мощности Кр — 1-4-3.

На рис. 4.2 показана типичная схема транзисторного умножителя частоты, работающего в области как низких, так и высоких частот. Контур в цепи базы настроен на основную частоту и обеспечивает согласование входной цепи транзистора с предыдущим каскадом. В цепи коллектора включены полосовые фильтры, которые обеспечивают короткое замыкание наибольших по величине нерабочих гармонических составляющих и выделение в нагрузке требуемой гармоники тока.

Возрастание коэффициента усиления транзистора с уменьшением частоты приводит к необходимости подавления нерабочих гармоник. Режекторные фильтры умножителя частоты способны обеспечить подавление на 25—30 дБ. Обычно после умножителя частоты ставят усилительный каскад, в коллекторной цепи которого также включают полосовой фильтр.

Кроме умножителей частоты на лампах и транзисторах в современных передатчиках встречаются умножители на варакторах. Эти умно.

жители частоты имеют коэффициент передачи по мощности меньше единицы; их применяют только в тех случаях, когда использование ламп нецелесообразно, а транзисторов—невозможно из-за ограниченности частотных свойств.

Широкополосные ламповые усилители

Усилитель с распределенным усилением (УРУ) представляет собой устройство с несколькими (от 4 доЮ) одинаковыми лампами, соединенными друг с другом с помощью искусственных длинных линий (рис. 4.3). Напряжение от предшествующей ступени UBX подается на сеточную линию (нижняя левая часть рисунка). По линии распространяется бегущая волна (Абв = 1), так как ее нагрузкой является балластное сопротивление У? би равное волновому сопротивлению сеточной линии Zc. Потерями в линии в первом приближении можно пренебречь, тогда на сетках ламп создается одинаковое по величине напряжение Ue, сдвинутое по фазе в соответствии с временем задержки ячеек линии. Входные емкости ламп Свх являются составной частью искусственной линии. Известно, что линия в режиме бегущей волны для

Рис. 4.3Рис. 4.3широкого диапазона частот, вплоть до граничной частоты (частоты среза)/гр, эквивалентна активному сопротивлению, равному волновому Zo. Таким образом, несмотря на наличие нескольких ламп, каждая из которых обладает входной емкостью Свх, напряжение возбуждения на сетках ламп не зависит от частоты.

Рис. 4.3

Рис. 4.3

Аноды ламп соединены между собой с помощью анодной линии (верхняя часть рисунка), причем скорости распространения волны едоль анодной и сеточной линий должны быть равными, т. е. сдвиги фаз каждой ячейки линии одинаковы. Выходная емкость лампы входит в состав анодной линии. Анодная линия нагружена с обеих сторон

активными сопротивлениями, равными по величине волновому сопротивлению Zc анодной линии. Ток каждой лампы распространяется в обе стороны линии, так как участки линии справа и слева от лампы в режиме бегущей волны обладают одинаковым сопротивлением Zc. Токи ламп, текущие вправо, приходят к нагрузке RH синфазно и арифметически складываются в нагрузочном сопротивлении. На нагрузке УРУ напряжение

Пп = 0,57а1 ZCN = 0,55^ (6) ^с R» -V,

где N — число ламп УРУ; множитель 0,5 учитывает распространение тока каждой лампы в обе стороны.

Поскольку анодная линия работает в режиме бегущей волны, напряжение (мощность) на нагрузке мало зависит от частоты вплоть до граничной частоты frp. При частоте выше граничной эквивалентное сопротивление линии быстро убывает, соответственно уменьшается напряжение на выходе, т. е. линия обладает некоторым фильтрующим действием.

Гармонические составляющие тока отдельных ламп, распространяющиеся в анодной линии в левую сторону, поступают на балластный резистор R^ в разных фазах. При /V ^ 4д-5 мощность рассеяния на балластном резисторе Рб^ОД Рн и тем меньше, чем больше N,

Волновое сопротивление линии не может быть большим. Обычно Zc = 504-200 Ом, Za = 75-4500 Ом.

Особенностью работы УРУ является различный режим ламп. Переменное напряжение анода лампы Лх (рис. 4.3) Ual = 0,5 /а1, Za и зависит только от ее собственного тока. Переменное напряжение анода лампы Лы определяется суммой токов N ламп: UaN = 0,5/а1, ZaN. Если предположить, что лампа Лы работает в граничном режиме, как бывает на практике, то режим других ламп будет педонапряженным и тем менее напряженным, чем меньше номер лампы. Следовательно, к. п. д. УРУ меньше, чем к. п. д. резонансных усилителей. На анодах ламп, стоящих в начале УРУ, мощность рассеяния больше.

Для повышения к. п. д. и уменьшения мощности рассеяния на анодах первых двух-трех ламп применяют анодные искусственные длинные линии с меняющимся по длине волновым сопротивлением — неоднородные линии. В начале УРУ волновое сопротивление линии делается возможно большим, а по мере приближения к концу—уменьшается. Таким образом, для всех ламп УРУ обеспечивают режим, близкий к граничному.

В УРУ малой мощности используются однородные анодные линии; лампы работают, как правило, в режиме класса А при т] < 0,2. При мощностях более 50—100 Вт лампы работают в режиме класса В, для УРУ с однородными анодными линиями г] Д 0,3 а при неоднородных Л Д 0,4 4- 0,5.

Для упрощения конструкции УРУ, работающие в режиме класса А, строят однотактными. При работе ламп в режиме класса В применяют как однотактное, так и двухтактное построение. После одпотактного УРУ, работающего с отсечкой анодного тока, необходим фильтр для

выделения рабочей составляющей. Двухтактные УРУ, особенно при наличии выходного широкополосного трансформатора, даже при работе с отсечкой тока создают выходное напряжение, близкое по форме к гармоническому, поэтому после них не обязательно ставить фильтр. Трансформатор бывает необходим для согласования сопротивления нагрузки и волнового сопротивления линии.

Основным достоинством УРУ является возможность получения равномерного большого усиления в широком диапазоне частот: отношение высшей и низшей рабочих частот fKffH 104-20. УРУ обладают повышенной надежностью к некоторым видам повреждений. Предыдущие рассуждения строились на основе согласования линий УРУ с нагрузкой и балластными резисторами. Однако УРУ допускают сильное

рассогласование с нагрузкой. Как показывают теория и экспериментальная проверка, при рассогласовании анодной линии и нагрузки (КбВ Д; 0,5) УРУ сохраняет свою широкополосность, а неравномерность выходной мощности в диапазоне частот не превосходит 20%. Используя специальные лампы, можно достичь малых нелинейных искажений, что делает УРУ пригодным для использования в магистральных связных передатчиках.

Для обеспечения режима бегущей волны во входной (сеточной) линии и получения одинакового напряжения возбуждения лампы должны работать без токов в цепях управляющих сеток. Поэтому УРУ строят на экранированных лампах (тетродах или пентодах) при включении с общим катодом. Для получения высокого к.п.д. и большого коэффициента усиления по мощности в широком диапазоне частот лампы должны обладать малыми входными и выходными емкостями, большим током при нулевом напряжении управляющей сетки, высокой крутизной статической анодно-сеточной характеристики, незначительным остаточным напряжением.

Искусственные длинные линии анодной и сеточной цепей УРУ чаще всего собирают из цепочки Т-образных т звеньев — фильтров нижних частот. Каждое звено образовано (рис. 4.4, а) двумя индуктивно связанными катушками L и конденсатором С. Функции конденсатора выполняет междуэлектродная емкость лампы, которая в обычных усилителях ограничивает верхнюю рабочую частоту усилителя и коэффициент усиления; здесь междуэлектродная емкость (Свх или Свых) является составной частью линии, чем и определяется широкополосность ^РУ. Волновое сопротивление линии Zc = т/(л/грС), где т — па-

раметр, определяющий частотные свойства звена. Для получения максимального к. п. д. выбирают наибольшее Z. при С = Свы^л. Граничная частота /гр « 1,2 fmax. Для получения одинакового напряжения возбуждения на сетках ламп рекомендуют принимать т w 1,2 4-1,4. Расчет индуктивности L и взаимной индуктивности Л1 линии проводят по следующим выражениям:

j с / m2 +1 \ 2С / т2 4- 1

л/Гр \ 4m /’лДр \ 4m у

Фазовые скорости распространения волн анодной и сеточной линий должны быть одинаковы, что обеспечивается выполнением условия La/Ca = LJCc.

Для согласования линий с балластными и нагрузочными сопротивлениями используют согласующие звенья (рис. 4.4, б). Их элементы рассчитываются следующим образом:

,__ Zcm ,7,. [1—(т')2] .

СОГЛ псогл,.’

Ссогл = m'/2nfrp Zc; m' » 0,6.

Поскольку в УРУ лампы работают при разных режимах и выделяют неодинаковые мощности, суммарная номинальная мощность ламп УРУ Рцтом N должна быть существенно больше, чем заданная мощность на выходе УРУ Рвых. Должно выполняться неравенство NP 1Ном^ ^ 2 Рвых/Лтр. где лТр = 0,84-0,9 — к. п. д. согласующего трансформатора.

По реальным характеристикам выбранных ламп рассчитывают остаточное напряжение на аноде еаост и амплитуду импульса анодного тока «а тах для граничного режима при напряжении на сетке ес^0 (рис. 4.4, в).

Амплитуда переменного напряжения анода последней лампы УРУ

^а " 0,5(а max ®1 (0) Zc N.

Минимально допустимое напряжение анодного питания £а^еаоРТ+ + иа.

Мощность рассеяния на аноде лампы в случае, когда Ua 0, р р _г р р г а ~ г0 'ао^а - г а поп-

Напряжение возбуждения при D « 0 Uc = /а max/S.

Мощность, потребляемая УРУ от предшествующей ступени, Р вх = = 0,5 UUZy коэффициент усиления Кр = Рвых/Рнх! к.п.д. анодной цепи т] РBHXfEJa0.

Транзисторные широкополосные усилители

На частотах ниже 60 МГц все большее распространение получают широкополосные усилители мощности (ШОУ), которые строятся преимущественно по двухтактной схеме на транзисторах в режиме класса В. В качестве согласующих устройств используют трансформаторы с ферритовыми сердечниками.

Применение ШПУ позволяет:

упростить процесс настройки передатчика на рабочую частот*’ за счет замены резонансных усилителей с перестраиваемыми элементами (индуктивными катушками, конденсаторами) на неперестраива- емш;

уменьшить время перехода с одной рабочей частоты на другую;

повысить надежность работы передатчика путем уменьшения числа коммутируемых и подвижных контактов;

обеспечить работу одновременно на нескольких различных частотах или усиливать сигналы, имеющие широкий спектр частот (шумоподобные сигналы);

облегчить создание полностью автоматизированных дистанционно управляемых необслуживаемых передатчиков.

Широкополосные трансформаторные схемы усилителей отличает простота настройки, технологичность изготовления и высокая надежность в работе. Однако из-за влияния внутренних индуктивностей и емкостей транзисторов, элементов конструкции и соединений макси- малоная рабочая частота обычно не превышает 30—60 МГц при мощности 100—200 Вт и 80—100 МГц при меньшей мощности

Работа транзисторов в широком диапазоне частот с высокой энер- гетжеской эффективностью без резонансных цепей согласования обус- ломена малым сопротивлением нагрузки. Если для современных ламп модностью в десятки и сотни ватт сопротивление нагрузки 3—6 кОм, а для ламп мощностью в десятки и сотни киловатт — 0,5—1 кОм, яо для мошных генераторных транзисторов сопротивление нагрузки '6—12Ом, При столь малой нагрузке сопротивления включенных параллельно ей выходной емкости транзистора и емкости монтажа оказываются больше по величине н не шунтируют ее.

Согласование входа и выхода усилителя с другими ступенями и нагрузкой обеспечивается с помощью высокочастотных широкополосных трансформаторов (ШПТ). Иногда такие трансформаторы называют трансформаторами типа длинной линии (ТДЛ) или трансформаторами РутрофсЬа (по имени автора, впервые предложившего их для практического применения1!

По принципу действия ШПТ отличаются от обычных трансформаторов. В обычных трансформаторах используется только магнитная связь между обмотками. Собственные межчитковые емкости Со и индуктивности рассеяния обмоток Lpsc ограничивают рабочую полосу частот трансформаторов, не позволяя использовать их на радиочастотах.

В ШПТ обмотки конструктивно выполняют так, чтобы межвитко- вые емкости и индуктивности рассеяния создавали однородную электрическую линию, в которой обеспечивается постоянство отношения Трас^Сд. Как извести, из предыдущих курсов, это свойство присуще линиям с распределенными параметрами: симметричным, коаксиальным, полосковым. Если такую линию нагрузить на сопротивление, равное ее волновому сопротивлению RH = V^-pac/Со (рис 4.5), то коэффициент передачи линии будет близким к единице (п = 1) и неизмсп-

ным в полосе частот от нуля до нескольких гигагерц. В ШПТ обеспечиваются сильная электрическая и магнитная связи между обмотками. При работе ШПТ токи, протекающие по линиям (обмоткам), обязательно равны по величине и противофазны по направлению.

На практике обмотку ШПТ выполняют из равномерно скрученных проводов, полосковой пли коаксиальной линии. Для сердечника используют высокочастотные ферритовые кольца с относительной магнитной проницаемостью пг 1000 Ч- 2000 на частотах 100—1000 кГц и иг « 600 4-200 на частотах 1—2 ?ЛГци выше. Чаще всего обмотку равномерно размещают на сердечнике по окружности (рис. 4.6, а); иногда для работы на высоких частотах (/ ^ 30 МГц) кольцевые сердечники располагают на линии, как показано на рис. 4.6, б. Ферритовый сер-

Рис. 4.5Рис. 4.5Рис. 4.6Рис. 4.6

Рис. 4.5

Рис. 4.5

Рис. 4.6

Рис. 4.6

дечник необходим для создания требуемой индуктивности обмоток, обеспечивающей работоспособность ШПТ на нижней рабочей частоте. Эту индуктивность можно увеличить как за счет применения ферритовых колец с более высокой цп так и путем увеличения числа витков обмотки. В то же время при работе на верхних рабочих частотах, когда из-за несоответствия сопротивления нагрузки волновому сопротивлению начинают сказываться резонансные свойства линии, используемой для обмотки, следует ограничить длину линии /. Обычно рекомендуют выполнять условие I ^ 1/8 X, где X — длина волны в линии па верхней рабочей частоте.

Используя простейшие типы ШПТ, можно реализовать согласующие устройства с различными коэффициентами трансформации. На рис. 4 7, а — д показаны некоторые варианты включения ШПТ. На рис. 4 7, а применение трансформатора позволяет осуществить переход от симметричного выхода генератора к несимметричной нагрузке. Коэффициент трансформации п= 1, г. е. выполняется условие RT= =ZL = RH. На рис. 4.7,6 трансформатор применен в качестве фазоип- вертора, изменяющего фазу высокочастотного сигнала на 180°. Кроме того, в такой схеме обеспечивается электрическая развязна по питанию генератора и нагрузки.

Применяя два трансформатора, можно обеспечить п = 1:2 илч 2:1 (рис. 4.7, в). При этом Аф = 2 Zo = 4 Аф, Увеличивая число трансформаторов, можно получить п = 1:3, 3 1, 1.4, 4:1 и т д.

Возможности использования трансформаторов расширяются, если увеличить число обмоток, например создать линию из трех (или более) скрученных проводов, и соединись начало одной обмотки с концом

другой. На рис. 4.7, г приведена схема включения одного трансформатора с двумя обмотками (одна двухпроводная линия), обеспечивающая коэффициент трансформации п = 2:1. При этом Rc = yZ0 = ^- R„. На рис. 4.7, д показана схема включения трехобмоточного трансформатора для п = 3:2; Rc = ^ Ze = -^ Ra.

Коэффициент усиления по мощности транзистора зависит от рабочей частоты (см. § 2.10). График изменения Кр в зависимости от рабочей частоты дан на рис. 4.8 (кривая а). Это изменение нежелательно, так как при постоянном уровне входного сигнала на различных рабо-

Рис. 4.9Рис. 4.9

Рис. 4.9

Рис. 4.9

чих частотах выходная мощность усилителя будет неодинаковой. Кроме того, возможно изменение напряженности режима работы транзистора и ухудшение качественных показателей передатчика. Меньшая зависимость КР от рабочей частоты (кривая Ь) достигается с помощью корректирующих цепей, включаемых в цепь базы. Эквивалентная схема корректирующей входной цепи транзистора с ОЭ приведена на рис. 4.9. Последовательный контур, образованный корректирующей емкостью С„ор, емкостью базо-эмиттерного перехода Сбэ и индук-

тивностью выводов L6, настраивается на верхнюю рабочую частоту. Включением резистора RKOp обеспечиваются заданная добротность контура и выравнивание частотой характеристики в диапазоне частот. Поскольку входное сопротивление корректирующей цепи изменяется в диапазоне частот, для коррекции параллельно ему включают дополняющий двухполюсник (Rtt, Сд, Лд).

Рис. 4.10

Корректирующие цепи повышают равномерность частотной характеристики, ио уменьшают Кр на низких частотах.

Двухтактная схема одного каскада транзисторного ШПУ представлена на рис. 4.10. Трансформатор Tpv обеспечивает переход от несимметричного выхода источника возбуждения Г к симметричному входу базовых цепей транзисторов. Трансформаторы Тр, и Тр3 предназна- 'ены для создания цепей протекания четных гармоник токов базы и коллектора. Дополнительно через обмотки Трг протекает постоянная составляющая тока базы транзисторов. Транзистор Тр4 осуществляет переход от симметричного выхода схемы к несимметричной нагрузке. Приведенная схема является упрощенной. В ней отсутствуют корректирующие цепи, согласующие трансформаторы и не предусмотрено включение источника смещения в цепь базы.

Глава 5

СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ

Общие сведения

При проектировании новых или модернизации существующих систем связи часто возникает необходимость создания передатчиков мощностью, превышающей номинальную мощность имеющихся типов ламп, транзисторов и т. п. Не всегда электронная промышленность в состоянии за короткий срок разработать и освоить выпуск нового усилительного прибора требуемой мощности. К тому же стоимость разработки нового прибора может превысить стоимость передатчика в целом. Известно, что на данной достаточно высокой частоте не удается получить сколь угодно большую мощность. В связи с этим используют различные методы сложения мощностей генераторов (в общем контуре, окружающем пространстве и т. д.). Кроме получения большой мощности сложение мощностей позволяет повысить надежность работы передатчика. В случае отказа одного из генераторов передатчик сохраняет свою работоспособность при пониженном уровне выходной мощности. В таких областях, как телевидение, радиовещание, это требование иногда оказывается решающим. Широкое распространение находят методы сложения в транзисторных передатчиках для получения полезной мощности от десятков ватт до единиц и десятков киловатт.

Впервые метод сложения мощностей нескольких генераторов в выходном контуре был применен академиком А. Л. Минцем при строительстве 500-киловаттного длинноволнового передатчика имени Коминтерна в 1933 г. В настоящее время такую схему не применяют из-за присущих ей недостатков: изменения режима всех блоков при неисправности в одном, необходимости регулировки связи всех блоков при отключении одного, взаимного влияния блоков и др.

Сложение мощности в пространстве

Сложение мощности в пространстве производят в тех случаях, когда требуется на непродолжительное время увеличить напряженность электромагнитного поля, излучаемого передатчиком в заданном направлении. Обычно такая необходимость возникает при обеспечении радиосвязи и вещания в диапазоне коротких волн на сверхдальние расстояния в условиях плохого прохождения радиоволн. В последнее время этот способ применяют в радиолокационных СВЧ-устройствах фазированных антенных решеток (ФАР) с управляемой электрическим способом диаграммой направленности. В авиации ФАР являются чуть ли не единственным способом построения бортовых радиолокационных устройств.

Рис. 5.2Рис. 5.2

Рис. 5.2

Рис. 5.2

Сущность способа поясним на примере сложения мощности двух передатчиков. Для работы в режиме сложения мощности в пространстве рекомендуют применять однотипные передатчики Пх и П2 (рис. 5.1). Источником ВЧ-колебаний служит возбудитель Bv Возбудитель Вг другого передатчика является резервным. Каждый передатчик работает на свою антенну Л направленного действия. Чтобы иметь слабую связь между выходными каскадами передатчиков, нужно разнести антенны на возможно большее расстояние друг от друга, хотя сбли

жение антенн экономит место на антенном поле, улучшает их общую диаграмму направленности, повышает коэффициент направленного действия. Обычно расстояние между антеннами составляет (3/4) X. Для контроля диаграммы направленности совместно работающих антенн применяют измерители напря

женности поля, которые размещают на расстоянии не менее нескольких длин волн о г антенн. Подбирая соотношение фаз ВЧ-колебаний, питающих антенны, можно обеспечить изменение направленности главного лепестка антенн на ±10—20° и переместить его в заданную зону обслуживания. Регулирование фазы ВЧ-колебаний осуществляют с помощью управляемого фа-

зовращателя Ф, включенного на входе одного из передатчиков. Наличие настраиваемых колебательных контуров, конечная стабильность частоты возбудителя, а также большое число антенн (по две антенны на каждое направление) усложняют подготовку оборудования к работе и требуют периодического контроля направления диаграммы направленности антенн. Необходимо иметь в виду, что направленные коротковолновые антенны, например синфазные типа СГД, очень дороги, хотя и весьма эффективны. По этой причине сложение мощности в про

странстве почти не используют в коротковолновых передатчиках.

Сложение мощности в пространстве применяют в СВЧ-диапазоне в устройстве вида ФАР. Упрощенная структурная схема ФАР изображена на рис. 5.2. Возбудитель совместно с устройством деления мощности и блоком управляемых канальных фазовращателей обеспечивают канальные усилители синфазным высокочастотным напряжением возбуждения. Блок управления фазовращателями представляет собой небольшую ЭВМ, которая по определенной программе управляет канальными фазовращателями и изменяет в тракте каждого каналь-

кого усилителя фазу высокочастотного напряжения, в результате чего осуществляется изменение направления излучения ФАР в пространстве. Канальные усилители состоят из транзисторных усилителей мощности; в некоторых случаях сюда же входят варакторные умножители частоты. На выходе каждого усилителя включен полосовой фильтр, обеспечивающий необходимое подавление побочных гармонических составляющих вне рабочего диапазона частот. Каждый усилитель работает на свою антенну. Обычно усилитель и антенну объединяют конструктивно в одно устройство, называемое модулем Системы ФАР имеют от нескольких тысяч до десятков тысяч модулей. При таком большом числе усилителей ручной контроль работы каждого усилителя в отдельности невозможен. Эту функцию выполняет автоматизированная система контроля, которая отключает неисправные усилители; кроме того, результаты контроля работы усилителей могут поступить в ЭВМ блока управления фазовращателями.

Вследствие применения большого числа модулей, работающих независимо друг от друга, достигаются высокая надежность в работе и возможность получения больших уровней излучаемой мощности в диапазоне СВЧ. Основным условием эффективной работы ФАР является обеспечение узкого' основного лепестка антенны и управление его на- гравленносгью в пространстве с высокой точностью. Как уже отмечалось, эта задача решается с помощью специальной ЭВМ, размещенной в блоке управления фазовращателями. Несмотря на сложность изготовления и настройки, системы ФАР находят все большее применение в радиолокационных системах.

Сложение мощности в мостовых устройствах

Мостовым устройством называют многополюсник, с помощью которого обеспечивается совместная и взаимно независимая работа двух (и более) источников ВЧ-колебаний на одну общую нагрузку. Взаимно независимая работа (взаимная развязка) позволяет сохранять постоянным сопротивление нагрузки для всех усилителей! при изменении режима работы любого из них (например, короткое замыкание или обрыв цепи по любому входу мостового устройства).

Схемы мостовых устройств классифицируют по фазовым соотношениям суммируемых сигналов (синфазные, противофазные и квадратурные), способу сложения (но току или напряжению), частотным свойствам (узкополосные * и широкополосные), элементной базе (устройства на R-, L-, С-элементах, трансформаторные и т. д.).

Рассмотрим сложение мощности в мостовом устройстве на рис. 5.3. Четыре резистора, включенные последовательно, образуют четырехполюсник, к точкам которого А — Л' и В — В‘ подключены источники ВЧ-колебаний генераторы Гх и Г2. Если 7?i = Ra и R3 = R4, то мост называют сбалансированным. Он обеспечивает независимость работы каждого генератора от условий работы другого. Кроме того, необходимо, чтобы Rt = R2 = R3 = R4.

Под узкополосными понимают устройства, у которых /тахг>аб//т1п паб<*-3.

различнымиразличнымиПредположим, что напряжения генераторов действуют, как показано на рис. 5.3. Направление токов генераторов показано стрелками. Так как сопротивления резисторов равны между собой, то потенциалы точек В и В' для генератора Г\ будут одинаковыми (аналогично, потенциалы точек Л и Л' для генератора Г2). Следовательно, мост может быть замкнут накоротко или разомкнут в точках В и В', между этими точками может быть включен другой источник ВЧ-колебаний. Нагрузка генератора Г\ останется неизменной.

различными

различными

Если обеспечить равенство амплитуд и синфазность напряжений генераторов

равен но ам- /2. Тогда в взаимно ком- в резисторах Резисторы Rtравен но ам- /2. Тогда в взаимно ком- в резисторах Резисторы RtГг и Г2, то ток 1Х будет плитуде и синфазен току резисторах Rx и R3 токи пенсируют друг друга, а R2 и Ri — суммируются.

равен но ам- /2. Тогда в взаимно ком- в резисторах Резисторы Rt

равен но ам- /2. Тогда в взаимно ком- в резисторах Резисторы Rt

и R3 называют баллашными, a R2 и R4 — нагрузочными. Вся полезная мощность генераторов выделяется на резисторах нагрузки R2 и R4

Определим, как изменятся мощность в нагрузке и к. п. д. мостового устройства, если выходные напряжения генераторов окажутся по амплитуде и фазе, т. е. если выполняется условие

U2 = kUx (cos ф + / sin ф),

где ф ^ 0 — разность фаз напряжений, к ^= 1 — коэффициент соотношения амплитуд напряжений.

Сопротивление нагрузки каждого генератора равно R. Учитывая, что 1Х UJR, /2 = UJR, рассчитаем мощность, выделяемую в резисторах нагрузки и балластных резисторах:

Рь =(0,5Л + 0,5/2)22^ =(б/1 + Й2)2/2/?;

Рб = (0,5Л —0,5/2)2 2R = (Ux— U^I2R.

После подстановки в полученные формулы значения U2, выраженного через Uk, получим:

Рн = -^-(l+^ + 2^cosV);

Рб =-^-(1-]-&2 — 2&созф).

° 4РН

Сумма мощностей на резисторах нагрузки и балластных резисторах равна суммарной мощности генераторов. К.п.д. мостового устройства равен отношению мощности в нагрузке к суммарной мощности генераторов:

Рн1 -(- ^ -4- 2/г cos гр

Рн4-Рб "2(1 + ^)

Полученное соотношение позволяет определить уменьшение к. п. д. мостового устройства в зависимости от различия амплитуд напряжений генераторов (К) или разности их фаз (ф) (рис. 5.4 и 5.5). Как видно из рисунков, допустимо достаточно большое различие между 6/г и U^ по амплитуде и фазе без существенного снижения к.п.д. мостового устройства. На практике нагрузкой передатчика является сопротивление антенны. Существует большое разнообразие схем сумматоров мощ

ностей мостового типа, работающих на одно сопротивление нагрузки. Применение ШПТ позволяет перейти от схемы с двумя нагрузками к схеме мостового устройства с одной нагрузкой (рис. 5.6).

В транзисторных передатчиках декаметровых волн мостовые устройства сложения мощности выполняют только с использованием ШПТ.

На рис. 5.7 показана схема мостового устройства, позволяющая суммировать мощность генераторов Гги Г^с помощью ШПТ, Показан-

Рис. 5.6Рис. 5.6

Рис. 5.6

Рис. 5.6

ное соединение обмоток обеспечивает сложение токов в резисторе нагрузки (точкой отмечено начало обмоток). Резистор Rc обеспечивает взаимную развязку генераторов, когда сопротивления RH и Rr выбраны в определенном соотношении. Предположим, что генератор Г2 находится в аварийном состоянии и имеет короткое замыкание на выходе. Эквивалентная схема нагрузки для генератора Гг представлена на рис. 5.8. Нагрузкой является параллельное соединение Re и Rа> вклю-

ценных через трансформатор с коэффициентом трансформации п= S3 4:1. При этом

Яг.к =Яг.к =1?б 4/?нКб + 4/?н1?б 4/?нКб + 4/?н

Яг.к =

Яг.к =

1?б 4/?н

Кб + 4/?н

1?б 4/?н

Кб + 4/?н

При обрыве в цепи Г2 эквивалентная схема нагрузки для Гг примет вид, изображенный на рис. 5.9. Нагрузка Гт образована последовательным соединением R6 и RH и включена через трансформатор о коэффициентом трансформации л = 1:4. Тогда

По условию работы мостового устройства

Rr.x=Rr.K=Rr= Const.

Подставляя в это уравнение значения Rr.x и Rr.к, получим Rg = = 4 RH. При этом нагрузка каждого генератора не зависит от режима работы другого:

Rr = Rc.xRr = Rc.x— Rr.K 2RH.— Rr.K 2RH.

Rr = Rc.x

Rr = Rc.x

— Rr.K 2RH.

— Rr.K 2RH.

R5R5ТрТрРис. 5.10Рис. 5.10Рис. 5.9Рис. 5.9

R5

R5

Тр

Тр

Рис. 5.10

Рис. 5.10

Рис. 5.9

Рис. 5.9

На рис. 5.10 показана схема устройства, позволяющего суммировать в общей нагрузке мощность трех генераторов и более. Рабочий диапазон частот сумматора определяется в основном частотными свойствами применяемых трансформаторов. Взаимная развязка генераторов обеспечивается соответствующим выбором сопротивлений балластных резисторов Rg = RH/N. При этом каждый генератор работает на активную нагрузку Rr = R^N, где N = 3.

Рис. 5.8

Устройство на рис. 5.11 применяют для совместной работы ламповых генераторов большой мощности в ДВ-, СВ- и КВ-диапазонах. Каждый усилитель работает независимо от другого в том случае, когда

I Xl | = | ХС11 = RH = 0,5Rg = 0,51Хс,1.

В рабочем режиме при равенстве амплитуд и синфазности напряжений на выходе ток через балластный резистор не протекает. Согласующие звенья L и Cj обеспечивают сложение токов в нагрузке RH-

Рассмотрим механизм действия устройства, обеспечивающего в аварийном режиме взаимную развязку работы генераторов. Пусть напряжение П2 = 0 и точка b заземлена. Ток от Гг проходит в точку b по двум цепям. При прохождении по цепи R6 и С2 ток опережает напряжение Ut по фазе на 45° в соответствии с условием R6 = | ХС21 . При прохождении по цепи L, С^ RH> L ток отстает от напряжения на 135°. Таким образом, в цепи 1\ разность токов составит 180° и при со

ответствующем выборе элементов схемы токи взаимно компенсируют друг друга.

Такая схема является узкополосной, и при смене рабочей частоты усилителей следует изменять параметры реактивных элементов мостового устройства.

Взаимную развязку работы двух генераторов за счет реализации двух цепей связи, обеспечивающих разность фаз токов в 180°, применяют и в диапазоне СВЧ (рис. 5.12).

Каждый генератор подключен к нагрузке R„ через четвертьволновый отрезок линии.

МфМфРис. 5.13Рис. 5.13Волновое сопротивление каждой линии ZB = V2RH. При R6 = 2Ra каждый генератор работает на нагрузку, равную R„. Покажем, что и в аварийной ситуации сопротивление нагрузки для работающего генератора останется постоянным. Пусть в цепи генератора Г2 произошло короткое замыкание. Зная из теории длинных линий, что вход.

Мф

Мф

Рис. 5.13

Рис. 5.13

ное сопротивление четвертьволновой линии RBX = Zc!RH, получим бесконечно большое входное сопро-ивление линии П в точке соединения с нагрузкой (точка 3). Входное сопротивление линий / RBX = = (]/27?п)2/7?н = 2 RH. При учете включенного параллельно входу линии 7 балластного резистора сопротивлением Ro = 2 RH для генератора 7\ Rr = RH.

Необходимо помнить, что полная взаимная развязка работы генераторов обеспечивается только на частоте, соответствующей четвертьволновому отрезку линии. Изменение рабочей частоты приводит к появлению взаимного влияния генераторов. Для сложения мощностей большего числа генераторов в диапазоне СВЧ применяют последовательное соединение, обеспечивающее совместную работу двух генераторов.

Общим для приведенных схем является напичие синфазно работающих генераторов. Полому такие устройства называют мостовыми устройствами синфазного типа. В диапазоне метровых и более коротких волн применяют мостовые устройства, в которых разность фаз суммируемых сигналов генераторов равна 90°. Такие устройства называют квадратурными мостами сложения (рис. 5.13). ВЧ-напряже- ния генератора 1\ и Г^ равны по амплитуде и имеют разность фаз 90°. Четыре отрезка четвертьволновых линий образуют кольцо. Легко заметить, чго ВЧ-напряжения (токи) генераторов оказываются синфазными в точке подключения нагрузки RH и противофазны в точке подключения балластного резистора Ro Генераторы взаимно независимы и имеют нагрузку сопротивлением Rm если R„ = RH = R6; Zc =

Квадратурные мосты сложения используют в тех случаях, когда необходимо устранить в нагрузке появление отраженных сигналов, вызванных конечной степенью согласования сопротивления нагрузки с сопротивлением мостового устройства. Действительно, при рассогласованной нагрузке Rн =^ Zc/]/2 в сумматоре появится отраженный сигнал, который от нагрузки поступит на выходы генераторов и, отразившись вторично, попадет в нагрузку и балластный резистор. При дом разность фаз отраженных сигналов, вернувшихся в нагрузку от генераторов, составит 180°, сигналы взаимно компенсируют друг друга. В то же время в балластном резисторе они будут синфазны и мощность отраженных сигналов выделится в балластном резисторе. Квадратурные мосты сложения применяют в телевизионных передатчиках для борьбы с многоконтурностыо изображения, а также в передатчиках СВЧ, работающих в режиме усиления импульсных сигналов и использующих на выходе "сумма юры мощности.

Глава 6

ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ

Структурная схема автогенератора

Для передачи сообщения на большие расстояния в передающем устройстве осуществляется модуляция высокочастотного (радиочастотного) колебания сигналом. Следовательно, в передатчике должен быть предусмотрен источник ВЧ-колебания. Возбудителем такого колебания является задающий генератор, в качестве которого используют генератор с самовозбуждением, или, как его называют, автогенератор.

В простейшем случае ВЧ-колебание можно получить с помощью обычного колебательного контура. Положим, контур получил некоторый первоначальный запас энергии. При этом в нем возникают свободные колебания. Если контур не имеет собственных потерь (идеальный контур), то колебания в нем длятся бесконечно долго. Однако при подключении нагрузки даже к идеальному контуру колебания в нем затухают. Учитывая к тому же, что реальный контур имеет собственные потери, затухание колебаний происходит еще быстрее.

Для того чтобы ВЧ-колебание, создаваемое колебательным контуром в нагрузке, было незатухающим, необходимо все время пополнять запас энергии в контуре в процессе ее расходования. Для этого требуется иметь источник энергии, возбуждающий в контуре вынужденные колебания, синхронные и синфазные с собственными колебаниями. Амплитуда этих вынужденных колебаний должна быть достаточной для компенсации потерь в контуре и нагрузке.

Для реализации такого источника вынужденных колебаний включим контур, с которою снимается ВЧ-колебание, вместо нагрузки усилительного каскада. Подавая на вход этого усилителя напряжение, по частоте совпадающее с частотой свободных колебаний в контуре, можно обеспечить на его выходе постоянное по амплитуде незатухающее колебание. Поскольку автогенератор является автономной колебательной системой, напряжение на вход усилительного каскада следует подавать не от внешнего источника сигнала, а создавать его в самом генераторе. Для этого нужно часть напряжения с выхода усилителя подать на его вход, т. е. предусмотреть цепь обратной связи (ОС). В том случае, когда сдвиг фаз, вносимый цепью ОС, обеспечит своевременное получение контуром энергии (синфазность вынужденных и свободных колебаний) и произойдет компенсация потерь энергии в контур^, и нагрузке, колебания станут незатухающими. Поскольку усиление происходит за счет источника постоянного напряжения, последний и является источником энергии вынужденных колебаний.

Структурная схема автогенератора представлена на рис. 6.1. В состав автогенератора входят колебательная система; источник постоян-

кого напряжения; усилительный элемент, преобразующий энергию источника постоянного напряжения в энергию ВЧ-колебаний; цепь ОС, обеспечивающая передачу напряжения с выхода автогенератора на вход усилительною элемента. В общем случае напряжение на выходе автогенератора не обязательно совпадает с напряжением на входе цепи ОС. Поэтому в дальнейшем будем полагать, что коэффициент передачи цепи ОС учитывает и тот факт, что напряжение на ее входе может составлять лишь часть напряжения UBB1X.

Автогенератор, построенный по схеме рис. 6.1, генерирует постоянное по амплитуде колебание только при определенных условиях. Так,

напряжение, создаваемое цепью ОС на входе усилительного элемента, должно быть после усиления достаточным для компенсации потерь в колебательной системе, т. о. следует обеспечить равенство (баланс) между энергией вынужденных колебаний и энергией, которая тратится контуром на потери в нем и нагрузке. Для этого необходимы определенные амплитудные соотноше

ния, т. е. в автогенераторе должен

быть обеспечен баланс амплитуд.Рис- ®'1

Кроме того, цепь ОС должна вы

зывать такие сдвиги фаз, при которых в колебательную систему вносится энергия в такт с собственными колебаниями в ней. Это означает, что в автогенераторе нужно выполнить определенные фазовые соотношения, т. е. обеспечить баланс фаз.

Устройство на рис. 6.1 создает колебания только при одновременном выполнении баланса амплитуд и баланса фаз, что зависит от правильного выбора параметров цепи ОС.

Режимы самовозбуждения

Процесс возникновения и установления колебаний в автогенераторе удобно пояснить с помощью амплитудных характеристик, определяющих зависимость амплитуд напряжения на входе и выходе рассматриваемой цепи. Все рассуждения приведены в предположении, что необходимые для работы автогенератора фазовые соотношения выполняются.

При разрыве цепи ОС в сечении 1—1 автогенератор превращается в усилитель с коэффициентом усиления Ку = UBMX/UBX, где UBHX— — амплитуда напряжения «вых на выходе автогенератора, 0вх— амплитуда напряжения ивх на входе усилительного элемента. Цепь ОС имеет коэффициент передачи Кос = Йвх/Йвых. Положим, что усилитель линеен, т. е. его коэффициент усиления не зависит от амплитуды входного напряжения. В этом случае амплитудная характеристика усилителя — прямая линия (прямая / на рис. 6.2), проходящая че-

рез начало координат (полагаем, что уровень собственных шумов в усилителе мал). Цепь ОС является линейной системой, поэтому ее амплитудная характеристика также прямая линия (прямая И на рис. 6.2). Для цепи ОС напряжение Увых является входным, а напряжение Uвх — выходным. Таким образом, амплитудная характеристика цепи ОС — это зависимость UBX = f (U в ых). Следовательно, на рис. 6.2 аргумент функции, описывающей амплитудную характеристику усилителя и цепи ОС, отложен по разным осям. Для усилителя (прямая /) аргумент отложен по оси абсцисс, а для цепи ОС (прямая //) — по оси

ординат.

Если прямая / (рис. 6.2) лежит выше прямой II, то амплитуда напряжения па выходе автогенератора все время растет. Пусть на входе усилительного элемента действует напря

жение UBxi, тогда, согласно прямым рис. 6.2, напряжение на выходе автогенератора равно Цвьт. Это же напряжение подается на вход цепи ОС, следовательно, напряжение на ее выходе будет Uвх2. Последнее означает, что амплитуда напряжения на входе усилительного элемента возросла, что приводит к увеличению напряжения на выходе генератора до ЦВЫХ2 и т- Д- Если прямая I лежит ниже прямой //, то амплитуда колебания на выходе автогенератора уменьшается, т. е. в колебательной системе возможны только

затухающие колебания.

Прямые рис. 6.2 не соответствуют реальным характеристикам, гак как из-за целого ряда факторов амплитудная характеристика усилителя существенно отличается от линейной. Любой реальный усилитель нелинеен. Одной из причин нелинейности усилителя является нелинейность вольт-амперной характеристики усилительного элемента, а это

приводит к тому, что с увеличением амплитуды напряжения на входе усилительного элемента ток на его выходе по форме все больше отличается от синусоиды, содержание в нем первой гармоники, определяющей напряжение на выходе, нелинейно зависит от амплитуды входного напряжения. Напряжение на выходе усилителя увеличивается медленнее, чем напряжение на его входе. Положим, что амплитудная характеристика усилителя имеет вид кривой /, показанной на рис. 6.3. Цепь ОС линейна, поэтому ее амплитудная характеристика — прямая линия (прямая //).

Как следует из рис. 6.3, при некотором значении Цвх0 характеристики I и II пересекаются; в точке их пересечения выполняется баланс амплитуд. В колебательную систему автогенератора вносится энергия, необходимая для компенсации потерь в системе.

Точка пересечения амплитудных характеристик на рис. 6.3 определяет устойчивое состояние автогенератора. В этом состоянии (режиме) автогенератор самостоятельно сохраняет амплитуду установившегося колебания. Пусть из-за внешних воздей-'

ствий амплитуда напряжения па входе усилительного элемента превысила значение Увх0. После прекращения внешнего воздействия амп

литуда напряжения на выходе автогенератора будет UBblxt. На входе

усилительного элемента (на выходе цепи ОС) амплитуда напряжения станет меньше Двх1, что приведет к уменьшению UBHX, а следовательно, и UBX. Этот процесс будет про-

исходить до тех пор, пока амплитуда напряжения на входе усилительного элемента не станет равной UBX0, т. е. автогенератор не придег в устойчивое состояние. Аналогично рассуждая, можно показать, что автогенератор возвращается в устойчивое состояние, если напряжение на входе усилительного элемента становится меньп е UЕхо.

Рис. 6.3Рис. 6.3Характерным для автогенерато'

Рис. 6.3

Рис. 6.3

ра с амплитудными характеристи

ками рис. 6.3 является то, что после включения он самостоятельно достигает установившегося состояния. Достаточно появления очень малой амплитуды напряжения на входе усилительного элемента,

всегда имеющейся в реальной схеме за счет флуктуаций носителей заряда, чтобы колебания начали нарастать до значений, при которых автогенератор придет в установившееся состояние.

, Сначала колебания в автогенераторе нарастают по экспоненте [время экспоненциального роста амплитуды может составлять заметную часть времени установления (рис. 6.4)]. Затем процесс нарастания

колебаний убыстряется, а по мере приближения амплитуды выходного напряжения к UBMXo опять замедляется.

Таким образом, напряжение на выходе автогенератора плавно нарастает до некоторого установившегося значения. Такой режим колебаний называют мягким самовозбуждением. Реализовать на практике этот режим можно путем соответствующего выбора напряжения смещения на участке вольт-амперной характеристики усилительного элемента с большой крутизной.

Пусть вольт-амперная характеристика усилительного элемента 7ВЫХ = f (ы) имеет вид, показанный на рис. 6.4. Зависимость входного

напряжения и выходного тока от времени иллюстрирует процесс уста

новления колебаний в автогенераторе с мягким режимом самовозбуждения. Из рис. 6.4 следует, что в установившемся режиме напряжение на входе усилительного элемента постоянно по амплитуде и имеет синусоидальную форму. Поскольку угол отсечки 0 и максимальное значение imax выходного тока в установившемся режиме постоянны; амплитуда первой гармоники выходного тока, определяющая амплитуду напряжения на выходе автогенератора,

также постоянна.

При мягком самовозбуждении баланс амплитуд выполняется в одной точке. Однако баланс амплитуд может выполняться и не при одном

значении амплитуды напряжения на входе усилительного элемента. Если амплитудная характеристика усилителя имеет вид, показанный на рис. 6.5 (кривая 7), то амплитудные характеристики усилителя и цепи ОС (прямая 77) пересекаются в точках 1 и 2. Эти точки соответствуют амплитудам входного напряжения U^xo и 77вх о.

Выясним, устойчивы или неустойчивы режимы работы автогенератора в точках пересечения 1 и 2. Предположим, что по каким-то причинам амплитуда напряжения на входе усилительного элемента стала меньше U'вх0. При этом напряжение на выходе автогенератора уменьшится, что приведет к снижению амплитуды напряжения на входе цепи ОС и, следовательно, и напряжения на входе усилительного элемента. Последнее приведет к еще большему уменьшению напряжения на выходе автогенератора, что вызовет затухание колебаний в системе. Процесс установится только тогда, когда колебания полностью затухнут. Рассуждая аналогично, получаем, что при превышении амплитуды напряжения на входе значения U’ вх0 колебания будут нарастать до тех пор, пока их амплитуда не достигнет значения U'^a. Таким образом, точка 7 хотя и отвечает условиям баланса амплитуд, но не является устойчивой. Малейшие отклонения амплитуды напряжения Uвх относительно U'вх0 в ту или другую сторону приведут к переходу автогенератора в одно из устойчивых состояний.

Процессы, происходящие в точке 2 (рис. 6.5), аналогичны процессам, происходящим в точке пересечения амплитудных характеристик рис. 6.3. В точке 2 система устойчива и амплитуда напряжения

U"вхо определяет амплитуду установившихся колебаний на входе усилительного элемента. Таким образом, если система имеет амплитудную характеристику / (рис. 6.5), то в ней установится режим генерирования колебаний в случае, когда амплитуда напряжения на входе усилительного элемента превысит значение U'вх0. Такую автоколебательную систему называют системой с жестким самовозбуждением.

Характерным для такой системы является то, что малые колебания на входе усилительного элемента не могут вызвать самовозбуждения автогенератора; самовозбуждение возможно только при

большой начальной амплитуде напряжения. На практике такой режим работы автогенератора реализуется путем подачи на усилительный элемент запирающего напряжения смещения, при котором малые амплитуды входного напряжения не могут вызвать тока в выходной цепи этого элемента, т. е. не наступает процесса генерирования колебаний (рис. 6.6).

Сравнивая автоколебательные системы с мягким и жестким самовозбуждением, можно заметить, что система с мягким самовозбуждением имеет неустойчивое, а система с жестким самовозбуждением — устойчивое состояние покоя. Форма выходного тока усилительного элемента также зависит от режима самовозбуждения. При мягком самовозбуждении и малых амплитудах колебаний усилительный элемент работает без отсечки, а при жестком — с огсечкой выходного тока. Таким образом, можно сделать вывод о том, что мягкое самовозбуждение Удобно для эксплуатации, поскольку автоколебания возникают и самостоятельно устанавливаются сразу после включения автогенератора. Однако работать в установившемся режиме удобнее при малых углах отсечки выходного тока усилительного элемента, так как при этом

можно получить более высокий к. п. д. и меньшие тепловые потери, что влияет на стабильность работы автогенератора, а следовательно, и на стабильность частоты колебаний на выходе передатчика.

Рис. 6.7Рис. 6.7Можно найти компромиссное решение, при котором в момент включения автогенератор начинает работать сначала в режиме мягкого (подача на усилительный элемент необходимого напряжения смещения), а затем в режиме жесткого (изменение напряжения смещения в процессе установления автоколебаний) самовозбуждения. Для изменения напряжения смещения в автогенераторе предусматривают специальную цепь автоматического смещения. Постоянное напряжение на выходе этой цени используют в качестве напряжения смещения усилительного элемента. При этом напряжение смещения определяется амплитудой напрях^ения на выходе автогенератора.

Рис. 6.7

Рис. 6.7

Цепью автоматического смещения в схеме автогенератора может служить /?С-цепрчка, напряжение на которой создается постоянной составляющей тока эмиттера или базы. Элементы R3, С3 в цепи эмиттера транзистора (рис. 6.7)

создают автоматическое смещение на базу транзистора. Для повышения эффективности автоматического смещения его выполняют за счет постоянной составляющей тока базы, включая между дросселем La п общей точкой резисторов Rt и R^ дополнительный резистор автосмещсния. Элементы RB, С3 при этом могут быть исключены.

Частота колебаний автогенератора

В § 6.1 отмечалось, что для получения незатухающих колебаний необ ходимо в автогенераторе выполни 1Ь определенные амплитудные и фа зовые соотношения. Рассмотрим это положение более подробно. Со гласно структурной схеме автогенератора (см. рис. 6.1), часть напря жения с выхода усилителя через цепь ОС подается па его вход. При разорванной цепи ОС усилитель имеет коэффициент усиления

(5.1)(5.1)Д' = U вых Увых g/ф.у йУвх

(5.1)

(5.1)

С/ Q ^^^

где UBMJU№— модуль коэффициента усиления усилителя; фу учитывает сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями усилителя. При рабочей частоте, во много раз меньшей граничной в колебательном контуре, настроенном на частоту входного сигнала, сдвиг фаз фу « 180°.

Напряжение на выходе усилителя создается на резонансной системе первой гармоникой выходного тока /вых1. Пусть в качестве резонансной системы используется одиночный контур. Тогда ивых = = ^вы^о., где Z,b — моду 1ь сопротивления эквивалентного контура.

Амплитуда первой гармоники выходного тока связана с амплитудой входного напряжения Пвх известным соотношением /вых1 = SUвх, -де S — средняя крутизна вольт-амперной характеристики усилительного элемента. Это уравнение является приближенным, поскольку оно не учитывает реакции выходной цепи, однако для практических расчетов оно применимо. Средняя крутизна характеристики S зависит от амплитуды входного напряжения Uвх. Так, при малых значениях Uвх крутизна характеристики S практически равна статической крутизне в рабочей точке; при увеличении U вх средняя крутизна характеристики S уменьшается.

Подставляя значение /вых1 в уравнение для UBW получим

^вых=5^к^(6 2)

Подставляя (6.2) в (6.1), найдем

Ky = SZJKewv.16.3)

Коэффициент передачи цепи ОС

Кос = -^_ = -^- е/фос = Ког е,фос,(6.4)

бфых

где Кос — модуль коэффициента передачи цепи ОС; <рос — сдвиг фаз в замкнутой цепи ОС.

При замкнутой цепи ОС результирующий коэффициент передачи К = КуКос- Если в колебательной системе установятся синусоидальные колебания, то

К = Ку Кос =(6.5)

^ВХ ^вых

Подставляя в (6 5) значения Ку и Кос из (6,1) и (6.4), определим

К = Кос SZ3K е/^фу+фос>= 1.(5.5)

Это^ уравнение распадается на два:

KocSZ3K=V,(6.7)

фу + Фос = 2л/г-(6-8)

где п = 0, ±1, ±2, ...

Уравнение (6.7) определяет условие баланса амплитуд, согласно которому цепь ОС должна иметь коэффициент передачи Кос = = 1/(SZ3K). При выполнении этого условия амплитуда напряжения на входе усилительного элемента равна такому значению, при котором в контур резонансной системы автогенератора вносится энергия, необходимая для компенсации затухания. Если Кос >1/(SZJK), то колебания на выходе автогенератора нарастают до тех пор, пока вновь не выполнится условие баланса амплитуд. Это условие выполняется из-за того, что с ростом напряжения на входе усилительного элемента уменьшается средняя крутизна S его вольг-амнерной характеристики.

Уравнение (6.8) характеризует условие баланса фаз, согласно которому суммарный сдвиг фаз в цепях автогенератора должен быть равен нулю или целому числу периодов 2 л/г.Только при выполнении этого условия порции энергии, вносимые в контур, будут поступать в такт с действующими в нем собственными колебаниями.

Из уравнения (6.7) находят амплитуду установившегося колебания. Из уравнения (6.8) определяют частоту колебаний автогенератора.

В радиотехнике распространено и другое объяснение самовозбуждения колебаний в автогенераторе. Известно, что если от колебательного контура потребляется энергия (т. е. к контуру подключают нагрузку, имеющую активное сопротивление), то это приводит к более быстрому затуханию собственных колебаний в нем. Колебания в контуре затухают быстрее тогда, когда увеличивается собственное сопротивление потерь контура. Следовательно, при потреблении энергии от контура в него вносится дополнительное положительнее сопротивление, увеличивающее потери в контуре.

Если же в контур вносится энергия, то потери в нем уменьшаются. Следовательно, это эквивалентно внесению в контур сопротивления. Так как это сопротивление уменьшает потери в контуре, оно должно быть отрицательным. Таким образом, внесение в контур энергии соответствует внесению в него отрицательного сопротивления.

В колебательный контур автогенератора вносится энергия от усилительного элемента (отрицательное сопротивление) и одновременно потребляется цепью ОС и нагрузкой (положительное сопротивление). Если знак вносимого результирующего сопротивления положителен, то колебания в контуре затухают, если отрицателен, то потери в контуре уменьшаются. Когда вносимое отрицательное сопротивление полностью компенсирует потери в контуре, колебания в контуре становятся незатухающими.

Таким образом, условие самовозбуждения колебаний в автогенераторе можно сформулировать следующим образом. Самовозбуждение в автогенераторе наступает в том случае, когда вносимое в контур за счет цепи ОС и усилительного элемента отрицательное сопротивление по абсолютной величине превысит сопротивление потерь контура или станет равным ему.

В колебательный контур может вноситься отрицательное активное сопротивление только в том случае, когда между первой гармоникой выходного тока и выходным напряжением имеется сдвиг фаз, равный 180°. Для выполнения условия баланса фаз в соответствии с (6.8) Фоо,= = 180°. Если эти условия выполняются, то в колебательный контур вносится только активное сопротивление и частота колебаний автогенератора соответствует собственной резонансной частоте контура

от0 = 1/]/"£С, (6.9) где Е и С — индуктивность и емкость эквивалентного резонансного коутура, Таким образом, при сделанных допущениях частота колебании автогенератора полностью определяется собственной резонансной частотой соо колебательного контура. Поскольку реальная цепь ОС содержит как активные, так и реактивные элементы, сдвиг фаз, создавае-

мый этой цепью, отличается от 180°. Для выполнения условия баланса фаз Фу ф 180°. При этом в колебательный контур вносится комплексное сопротивление, которое имеет помимо активной и реактивную составляющую. Наличие реактивной составляющей вызывает изменение резонансной частоты контура, а следовательно, и частоты колебаний на выходе автогенератора. Существуют и другие причины появления сдвигов фаз в цепях автогенератора, например на очень высоких частотах может появиться сдвиг фаз между Нвх и /вых1.

Следовательно, частота колебания на выходе реальных автогенераторов отличается от собственной резонансной частоты ®0 колебательной системы, что определяется характером реактивной составляющей вносимого в колебательную систему автогенератора сопротивления.

Транзисторные автогенераторы

Автогенераторы на биполярных транзисторах в настоящее время получили широкое распространение в передатчиках, практически ыл- теснив ламповые автогенераторы, несмотря на то что они обеспечига- ют более высокую стабильность рабочей частоты при меньшем уровне собственных шумов. Транзисторные автогенераторы обладают низким уровнем собственных шумов, высокой стабильностью частоты и способностью изменять ее в широких пределах при воздействии внешних управляющих сигналов. Такие автогенераторы применяют в качестве опорных генераторов в возбудителях передатчиков и гетеродинов приемников, частотных модуляторах радиорелейной и связной аппаратуры, контрольно-измерительной аппаратуре и других устройствах. Полезная мощность транзисторных автогенераторов составляет от нескольких милливатт до единиц ватт в зависимости от назначения. Максимальная рабочая частота, определяемая частотой генерации применяемых полупроводниковых приборов fr, может достигать /тах = = 5-уб ГГц. Конструктивно их выполняют с учетом требований минимизации габаритов и обеспечения высокой механической стойкости к внешним воздействиям (вибрациям, ускорению).

Простейшими по конфигурации автогенераторами являются автогенераторы, работающие по трехточечной схеме. В таких автогенераторах транзистор тремя своими выводами (эмиттером, базой, коллектором) присоединяют к трем точкам колебательного контура, состоящего из трех реактивных элементов.

По величине и знаку реактивные элементы выбирают, исходя из условия выполнения баланса фаз и баланса амплитуд (см. § 6.3). В зависимости от того, какие реактивные элементы количественно преобладают в контуре, различают автогенераторы, построенные по схеме индуктивной (рис. 6.8, а) и емкостной (рис. 6.8, б) трехточки.

Обобщенная трехточечная схема автогенератора изображена на Рис. 6.9. Реактивными элементами схемы Zv Z^ и Z3 могут быть не только одиночные конденсаторы или индуктивные катушки, но и их сочетания, образующие расстроенные колебательные контуры. В общем случае в состав указанных элементов необходимо включать входную

и выходную емкости транзистора, его проводимости, индуктивности выводов. Для простоты понимания физических процессов работы автогенератора будем полагать этементы схемы чисто реактивными, имеющими малые активные потери, т. е. 2Л = iXx\ Z2 = 1Хг\ Zs = t‘X3.

Транзистор выбирают так, чтобы он работал на частотах, соответствующих нижним рабочим частотам /раолг С fm^ гДе инерционные свойства пренебрежимо малы и их можно не учитывать.

Рис. 6.8

Рис. 6.9

На основании сделанных допущений рабочая частота 1енерации будет равна резонансной частоте контура, при которой Xv + Хг + Х3= =0. Как было показано, для выполнения баланса фаз необходимо обеспечито трос = — фу = 180°. С этой целью реактивные элементы Х2 и Х3 должны иметь различные знаки Кроме того, должно выполняться условие | Xg| > | Х21. Только в этом случае напряжение на Х2 „ будет отличаться по фазе на 180° от напряжения

Коэффициент передачи цепи ОС Кос ~

= и^и

Д(Х2)/Д №) = xjxv

L

Т'У

Рис. 6.10

денсаторами. По

Таким образом, для возникновения автоколебаний необходимо, чтобы 1) реактивные элементы Ху и Хг имели одинаковые знаки, 2) реактивные элементы Хг и X» были различны по знаку; 3) выполнялось условие I Х3| > | Х2|.

Из-за конструктивных особенностей индуктивные катушки более громоздки по сравнению с кон- этой и ряду других причин схема емкостной трех-

точки получила преимущественное распространение при построении автогенераторов.

Одной из особенностей автогенераторов является с1абильность рабе чей частоты. Зависимость усилительных свойств транзистора, его входной и выходной проводимостей от питающих напряжений, температуры окружающей среды, режима работы является одной из главных причин нестабильной работы автогенераторов. Более высокая стабильность частоты достигается в модифицированной схеме емкостной трехточки, известной как схема Клаппа (рис. 6.10). Введение конденсатора С3 уменьшает коэффициент включения транзистора в контур, снижая дестабилизирующее влияние его параметров на частоту автогенератора. Схе^у Кланга молено выполнить только на транзисторах,

так как уменьшение коэффициента включения активного прибора р (транзистора, лампы) в контур приводит к снижению эквивалентного сопротивления нагрузки (/?„ = р1 Rwy В схемах транзисторных автогенераторов сопротивление нагрузки составпяет несколько сотен ом, в то время как в ламповых автогенераторах оно повышается до нескольких кил^м В схеме Клаппа можно получить индуктивность контура L такой величины, при которой достигается ее максимальная добротность на рабочей частоте. При этом избыточное сопротивление индуктивности компенсируется соответствующим подбором емкости конденсатора С3.

Автогенератор, собранный по схеме Клаппа, представлен на рис. 6.7. Колебательный контур автогенератора состоит из конденсаторов Cv Сг, С4 и пн активной катушки Lv Конденсатор С, служит для регулирования связи генератора с нагрузкой. Катушки L2 и L3 предназначены для разделения ВЧ-цепи и цепи питания по постоянному току. Остальные элементы схемы обеспечивают заданный режим работы транзистора по постоянному току (Rv R^, /?3) или являются блокировочными элементами (С3, CJ.

Расчет транзисторных автогенераторов

Технический расчет транзисторных автогенераторов состоит из энергетического расчета режима работы транзистора, включая цепь базы, электрического расчета элементов ВЧ-части схемы, блокировочных элементов и цепи стабилизации режима работы транзистора по постоянному току.

Температурную стабилыюшь частоты и влияние питающих напряжений на генерируемую частоту не определяют из-за сложности расчета и отсутствия сведений об изменении параметров транзистора в диапазоне рабочих температур и питающих напряжений

При расчете транзисторных автогенераторов необходимо учитывать такие факторы, как нелинейная зависимость тока коллектора от напряжения базы, влияние входной и выходной проводимостей транзистора на колебательную систему и запаздывание по времени импульса коллекторного тока относительно напряжения возбуждения базы.

Нелинейность начального участка характеристики тока коллектора обычно не учитывают при расчете на мощность, близкую к максимальной мощности транзистора В автогенераторах транзисторы не полностью используют по мощности и работают на нелинейном начальном участке. Применяемая при расчете усилителей мощности кусочнолинейная аппроксимация характеристик в данном случае дав! большую погрешность определения токов. Применение кусочно-параболической аппроксимации характеристик юка коллектора (базы) в виде Функции

1к = а^еб —E&f при еб> Е&;

/к= 0 при еб <Е'б

повышает точность расчета. Здесь Еб — напряж ение отсечки параболы; о — квадратичная крутизна характеристики.

Рис. 6.12Рис. 6.12Для определения параметров а и Её необходимо знать координаты двух точек реальной характеристики тока коллектора транзистора. Постоянную составляющую и первую гармонику тока коллектора находят по следующим формулам:

Рис. 6.12

Рис. 6.12

/ко = ^бТ^2,(6); I^aU^^,

где у<2) (6), у^1 (9) — коэффициенты разложения импульсов коллекторного тока при кусочно-параболической аппроксимации. Аналогичные формулы, но с другим значением парамет- Йа а, используют при расчете токов базы.

1аксимальное значение тока коллектора/к max — ^Пб(1 COS 9)-.

Расчет остальных параметров режима работы транзистора проводят по формулам, соответствующим кусочно-линейной аппроксимации характеристик. Отличительной особенностью данной методики расчета является учет изменения зависимости крутизны характеристики первой: гармоники тока коллектора от амплитуды напряжения возбуждения при постоянном угле отсечки: Sr = aU ^^ (9). При кусочно-линейной аппроксимации крутизна характеристики Sj = const при 9 = const.

При расчете следует учитывать входную и выходную проводимости транзистора. На рис. 6.11 приведены упрощенная схема емкостной трехточки и эквивалентная схема транзистора. Как известно, коэффициент передачи цепи ОС в идеализированном автогенераторе Кос = XJX^. Входная и выходная проводимости транзистора включены параллельно конденсаторам Сх и Сг, что приводит к изменению Кос как по величине, так и по фазе.

Влияние комплексного характера Кос нейтрализуют соответствующей расстройкой кон

тура автогенератора или введением дополнительной фазирующей цепочки, которая компенсирует набег фазы ВЧ-напряжения в цепи ОС и самом транзисторе.

При учете запаздывания по времени импульса коллекторного тока относительно напряжения возбуждения на базо-эмиттерном переходе, которое определяется инерционными свойствами транзистора и проявляется в области средних и высоких частот, крутизна характеристики коллекторного тока начиная с частот, превышающих 0,3 /р, оказывается величиной комплексной:

Si = Sj e + ^s.

Фаза Фз = - aictg ((о/оД

Компенсацию фазы ф$ осуществляют соответствующей расстройкой контура автогенератора или введением в схему дополнительной фазирующей цепочки. Расстройка контура эффективна в тех случаях, когда необходимо скомпенсировать фазовый набег не более 40—50°. Резонансная частота контура при этом отличается от рабочей:

®р/®о= 1 — ~\ где фо = — фз.

Как следует из этой формулы, увеличение добротности нагруженного контура QK уменьшает различие между резонансной соо и рабочей сор частотами автогенератора, что позволяет повысить стабильность генерируемой частоты.

Компенсация больших по величине фаз фз ^ 60° снижает стабильность рабочей частоты, ухудшает ее спектральную чистоту колебаний. Кроме того, работа транзистора на расстроенный контур снижает полезную мощность автогенератора и уменьшает его к.п. д. (J\ = 0,5 IK1UK cos фо). В таких случаях для компенсации фз рекомендуется вводить в схему дополнительный фазирующий элемент, который включают последовательно по высокой частоте в цепь базы (рис. 6.12). Обычно функции фазирующего элемента выполняет конденсатор.

Применяемые на практике элементы автогенераторов (транзисторы, конденсаторы, индуктивные катушки) имеют некоторый разброс собственных параметров, который может привести в некоторых случаях к неустойчивому режиму работы или полному отсутствию колебаний в схеме автогенератора. Для этого чтобы устранить возможность срыва генерации, рассчитанный коэффициент Кос увеличивают в 2—4 раза. Расчет элементов схемы, образующих цепь ОС, проводят а учетом фактора регенерации.

Глава 7

СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ

Причины нестабильности частоты передатчика

Для осуществления радиосвязи передатчик и приемник должны быть настроены на определенную, фиксированную частоту. Однако из-за целого ряда нежелательных факторов частота колебания на выходе передатчика меняется во времени относительно требуемого значения. Изменения частоты приводят к ухудшению качества воспроизводимого при приеме переданного сообщения. Поэтому требования к постоянству, т. е. стабильности, частоты колебания на выходе передатчика очень высокие. Стабильность частоты передатчика является одним из важнейших показателей качества ею работы.

Стабильность частоты оценивает способность передатчика сохранять частоту выходного колебания постоянной в течение определенного времени при воздействии дестабилизирующих факторов.

Под нестабильностью частоты передатчика понимают изменение частоты выходного колебания при воздействии дестабилизирующих факторов в течение определенного времени. В зависимости от длительности измерения различают долговременную (за длительный интервал времени) и кратковременную (за короткий интервал гремени) нестабильность частоты. Каждая из этих нестабильностей может быть абсолютной пли относительной.

Под абсолютной нестабильностью А/ понимают разность между фактической частотой колебания на выходе передатчика и ее номинальным значением: А/ = fn04 — / Под относительной нестабильностью ^f/fnoM понимают отношение абсолютной нестабильности А/ к нормированному (номинальному) значению частоты на выходе передатчика fUCM. Автогенератор передатчика должен быть настроен наfном-

Одной из современных проблем радиосвязи является «теснота в эфире». Суть проблемы состоит в том, что в рабочих диапазонах частот стремятся разместить по возможности большее число радиостанций. При фиксированной ширине диапазона полоса частот, отводимая для одного радиопередатчика, должна быть минимально допустимой, равной с учетом небольшого запаса ширине спектра излучаемого передатчиком колебания. При кратковременных изменениях во времени несущей частоты передатчика результирующая ширина спектра излучаемого колебания увеличивается. Этот приводит к необходимости сокращать число радиостанций, работающих в данном диапазоне. Однако полосы частот, отводимые для каждой из них в рабочем диапазоне, строго регламентированы. Поэтому при отклонении частоты передатчика от заданного значения несущая частота приближается к частоте др\ юго, соседнего, передатчика, что приводит к взаимным помехам при приеме.

При расширении результирующего спектра колебаний на выходе передатчика в приемнике приходится также расширять полосу пропускания. Это ухудшает отношение сигнал/помеха на выходе приемника, так как при более широкой полосе пропускания возрастает уровень помех, что снижает качество принимаемого сигнала. Прежнее отношение сигнал/помеха на выходе приемника можно получить, если использовать более мощный передатчик, который дороже и потребляет больше энергии.

Если полоса пропускания приемника выбрана без учета нестабильности частоты передатчика, то изменение этой частоты создает расхождение между частотой настройки приемника и частотой сигнала, что приводит к ухудшению качества воспроизводимого сигнала, а то и к

а)6)

Рис. 7.1

полному срыву радиосвязи. Этого можно избежать, если все время подстраивать приемник на изменяющуюся частоту передатчика. Однако ручная подстройка частоты приемника затрудняет его эксплуатацию, введение же систем автоматической подстройки частоты повышает его стоимость.

Для удобства эксплуатации аппаратуры и повышения надежности радиосвязи желательно осуществлять беспоисковую и бесподстроеч- ную радиосвязь, т. е. настроенный на частоту сигнала приемник должен принимать передаваемый сигнал сразу после его включения без дополнительных подстроек. Однако реализовать такую радиосвязь можно только при высокой стабильности частоты передатчика.

Долговременная стабильность частоты колебания на выходе передатчика зависит от стабильности частоты задающего генераюра, определяемой эквивалентными параметрами резонансной системы. Таким образом, частота автогенератора, а следовательно, и частота колебания на выходе передатчика изменяются во времени при изменении эквивалентных параметров резонансной системы автогенератора .

В качестве резонансной системы в автогенераторе чаще всего используют одиночный контур, эквивалентные параметры которого ЦД2акНэк (рис. 7.1, а) определяются собственными параметрами нена- груженного контура L, С, /?Ор и вносимыми в него комплексными сопротивлениями от усилительного элемента и цепи нагрузки. Вносимое в контур комплексное сопротивление от усилительного элемента автогенератора состоит из выходного сопротивления усилительного элемента, образованного выходной емкостью Свых и внутренним со

противлением Rt (значения СВЬ1Х и Rt зависят от режима работы усилительного элемента) и комплексного сопротивления ZBH = АЩ- + ]ХВН, обеспечивающего условия самовозбуждения в автогенераторе (см. § 6.3). Если эти условия выполняются, то вносимое в контур сопротивление R_ отрицательно, а характер и знак реактивной составляющей сопротивления Хвн зависят от конкретной схемы автогенератора. Будем условно трактовать Хвн как емкость Свн, знак которой определяется конкретной схемой. Если емкость Свн положительна, то Сан увеличивается, если Свн отрицательна, то Сэк уменьшается. Цепь нагрузки характеризуется входными параметрами Свх и RBX каркада, На который работает автогенератор. Значения Cus и RBX) так жё как и Свых и Rit зависят от режима работы усилительного элемента.

Упрощенная схема эквивалентного контура автогенератора показана на рис. 7.1, б. Усилительный элемент автогенератора и цепь нагрузки подключены к контуру с учетом коэффициентов включения mY и п т8. Тогда

Сзк= СЦт? Свых + т? Свн + т^ Свх,

1 \ тХ \ тХ \ тХ . 1

Лэк Лое Ri R- Rbx

Параметры эквивалентного контура автогенератора изменяются во времени из-за дестабилизирующих факторов, что приводит к изменению его резонансной частоты, а следовательно, и частоты колебаний генератора (см. § 6.3). Рассмотрим эти факторы более подробно.

Изменение состояния окружающей среды влияет на нестабильность частоты передатчика. Так, от температуры окружающей среды зависят размеры деталей автогенератора, диэлектрическая проницаемость диэлектриков, магнитная проницаемость сердечников катушек и режимы работы усилительных элементов. Например, повышение температуры вызывает удлинение провода и размеров каркаса катушек (увеличивает их индуктивности), а также расширение пластин конденсаторов и изменение зазора между пластинами (изменяет их емкости). При изменении от температуры режима работы меняются входные и выходные параметры усилительных элементов. Таким образом, изменения температуры вызывают изменения емкостей и индуктивностей колебательной системы и цепи ОС автогенератора, что приводит к отклонению частоты колебаний на его выходе от номинала.

Причин изменения температуры окружающей среды много. Это и колебания температуры от времени суток и года, от местоположения передатчика, от н^грёва деталей автогенератора за счет протекания через них токов и т. д. Все эти изменения случайны, а следовательно, и вызываемые ими отклонения частоты генератора от номинала носят также случайный характер.

Влажность и давление воздуха изменяют диэлектрическую проницаемость воздуха или диэлектрика конденсатора, а следовательно, и ero^KgCTb. ' ' -

Для уменьшения нестабильности частоты передатчика за счет к ' лебаний температуры, влажности и давления окружающей среды сводят к минимуму изменения параметров внешней среды. Для этого автогенератор помещают в специальное устройство, в котором поддерживаются постоянные температура и влажность. Такое устройство называют термостат ом.

Термостаты бывают двух видов. В термостатах первого вида рабочую температуру выбирают выше максимально возможной температуры окружающей среды (50—70° С). При этом с изменением температуры окружающей среды увеличивают (уменьшают) нагрев камеры термостата с помощью нагревателя, обеспечивая тем самым постоянство температуры. В термостатах второго вида рабочую температуру выбирают ниже температуры окружающей среды. В таких термостатах помимо нагревателя предусматривают и охладитель, работающий при температуре окружающей среды больше рабочей.

С увеличением токов и напряжений в деталях автогенератора растет мощность снимаемых колебаний. Само по себе это может быть полезно, однако при этом возрастает нагрев деталей автогенератора (особенно усилительного элемента), что снижает стабильность его частоты. По этой причине задающий генератор в передатчике, как правило, делают маломощным и принимаются меры для стабилизации режима.

Для борьбы с температурными нестабильностями применяют детали с малыми температурными зависимостями. Разработана специальная технология изготовления конденсаторов и индуктивных катушек, позволяющая свести температурные зависимости их параметров к минимуму. Кроме того, используют всевозможные схемы компенсации, учитывающие различный характер изменения емкости конденсаторов от температуры. Так, у некоторых конденсаторов емкость с повышением температуры уменьшается, а у других — увеличивается. Применяя в колебательной системе автогенератора конденсаторы с противоположным характером зависимости емкости от температуры, можно уменьшить температурную нестабильность частоты генератора. Если при параллельном соединении двух конденсаторов одинаковой емкости емкость одного из них с повышением температуры увеличивается, а другого — уменьшается по тому же закону, то результирующая емкость от температуры не зависит. Индуктивность контурной катушки с ростом температуры увеличивается, что необходимо учитывать при выборе конденсаторов контура. Для уменьшения влияния изменения температуры на индуктивность однослойной контурной катушки автогенератора ее изготовляют методом вжигания серебряного слоя в керамический каркас.

Для стабилизации частоты автогенератора осуществляют стабилизацию рабочей точки в усилительных элементах. Режим работы усилительных элементов, а следовательно, и их параметры могут меняться преднамеренно для выполнения тех или иных регулировок. По этой причине в автогенераторе и в последующем буферном каскаде такие регулировки не производят. Так как режимы работы и параметры усилительных элементов могут меняться и в результате их старения, в -автогенераторе используют усилительные элементы с большим сроком

службы, работающие в облегченном режиме при пониженных напряжениях, токах со стабилизацией режима.

Режимы работы усилительных элементов зависят от приложенного напряжения источников питания. Если по каким-либо причинам напряжение питания изменяется, то изменяются входные и выходные параметры усилительных элементов, а следовательно, частота колебаний автогенератора. Кроме того, изменение напряжения питания вызывает изменение сдвига фаз между 7ВЫХ1 и ^вых, а также сопротивления ZBH, что приводит к изменению частоты автогенератора. По этой причине в передатчиках используют высокостабильные источники питания автогенераторов.

Для уменьшения нестабильности частоты, вызванной деформацией деталей автогенератора в результате механических сотрясений, ударов и ускорений, применяют жесткую конструкцию индуктивных катушек, конденсаторов, монтажа. Для уменьшения вибраций передатчик крепят на амортизаторах.

Каскады, на которые работает автогенератор, могут через паразитные связи создавать в его колебательной системе наведенные токи, по фазе не совпадающие с основным током, что эквивалентно внесению в контур комплексного сопротивления, изменяющего частоту автоколебаний. Для ослабления этих воздействий автогенератор экранируют. Кроме того, стремятся устранить связи через источник питания, для чего задающий генератор иногда имеет отдельный источник питания. Между усилительными каскадами и автогенератором включают буферные каскады, что уменьшает влияние нагрузки на автогенератор. Усиление напряжения после автогенератора осуществляют на частоте, отличной от его частоты, путем использования умножителей частоты.

Согласно эквивалентной схеме контура автогенератора, приведенной на рис. 7.1, б, нестабильность частоты генератора во многом определяется изменениями во времени вносимых в контур емкостей Свых Свх и Свн. Для уменьшения влияния изменения этих емкостей на результирующую емкость эквивалентного контура Сэк нужно либо снизить коэффициенты включения тг и т2, либо увеличивать емкость контура С. При выполнении этих условий пересчитанные в контур емкости Свых, Свх и Свн составляют малую долю от результирующей емкости Сэк- При этом можно повысить стабильность частоты генератора. На практике коэффициенты включения т1 и т2 выбирают как можно меньше, но такими, чтобы при выбранных значениях выполнялись условия самовозбуждения.

Способность контура фиксировать частоту автогенератора возрастает с повышением его добротности. Известно, что сопротивление контура при резонансе, величина которого, как правило, бывает заданной, ROe = ZCQ, гда Ze = VL!C—характеристическое сопротив' ление контура; Q — его добротность. С увеличением Q заданное зна" чение ROe можно обеспечить при меньшем значении Zc, что дает возможность использовать большую емкость С, а увеличение С, как отмечалось, повышает стабильность частоты генератора. Контур с большей добротностью имеет более крутую фазовую характеристику. Это

означает, что сдвиги фаз между /вых1 и Пвых вызовут меньшие измене-' ния частоты контура, чем те же сдвиги у контура с меньшей добротностью. Таким образом, в контуре с большей добротностью вносимое сопротивление Хвн в меньшей степени влияет на его резонансную частоту.

По существующим международным нормам абсолютная нестабильность связных передатчиков для радиосвязи в декаметровом диапазоне не должна превышать ±20 Гц, а радиовещательных — ±10 Гц. Однако во многих случаях абсолютная нестабильность современных передатчиков существенно ниже.

Кварцевые резонаторы "

Как было показано в § 7.1, для реализации высокой стабильности частоты автогенератора его эквивалентный контур должен помимо высокой добротности обладать параметрами, мало изменяющимися во времени при воздействии внешних дестабилизирующих факторов. Автогенераторы на LC-контурах не обеспечивают стабильности, требуемой по современным нормам. Поэтому в современных передатчиках в качестве высокостабильного генератора применяют генераторы с кварцевой стабилизацией. В качестве высокостабильной и высокодобротной колебательной системы в подобных генераторах используют кварцевые резонаторы.

Кварцевый резонатор представляет собой пластину, вырезанную из кристалла кварца и помещенную между двумя метал, лическими обкладками, называемыми электродами. Крепление квар-

Рис. 7.2

Цевой пластины осуществляют с помощью кварцедержателей. Кварц является кристаллическим минералом естественного или искусственного происхождения. Характерным для кварца является постоянство свойств, высокая упругость и большая твердость. Кристалл кварца по форме близок к шестигранной призме, ограниченной сверху и снизу Шестигранными пирамидами (рис. 7.2, а). У него различают следующие оси (рис. 7.2, а, б): оптическую ZZ, проходящую через вершины пирамид; три электрические XX, проходящие через противоположные Углы шестиугольника сечения призмы, и три механические YY,

проходящие через середины противоположных сторон шестиугольника.

Свойства кварцевой пластины зависят как от ее размеров и формы, так и от плоскости, в которой осуществляется ее срез (плоскости среза). Срезы, при которых ребра пластины параллельны осям кристалла кварца, называют прямыми. Преимущественное распространение получили косые срезы, при которых ребра кварцевой пластины составляют с осями кристалла некоторый угол. В зависимости от этого угла различают несколько типов пластин с косыми срезами, отличающихся друг от друга температурными характеристиками.

Кварцевые пластины имеют различную форму. Их выполняют в виде плоскопараллельных пластин (рис. 7.2, в), стержней или плосковыпуклых линз.

Электроды делают в виде токопроводящих пластин, расположенных вблизи поверхности кварцевой пластины или пленки (обычно из никеля, серебра или золота), контактирующей с ее поверхностью. Изготовление электродов с помощью металлизации кварцевой пластины позволяет полностью избавиться от зазора между электродами и кварцем, что дает возможность повысить добротность резонатора.

Кварцедержатели изготовляют с помощью струн, припаянных к металлизированным покрытиям, а также иголок и пружин. Для уменьшения вносимого сопротивления точки подсоединения струн или иголок должны совпадать с узлами механических колебаний.

Для защиты от воздействия влаги кварцевый резонатор помещают в герметический балон. Для повышения добротности резонатора воздух из баллона удаляется, чтобы он не оказывал сопротивление колеблющейся кварцевой пластине. Однако при этом ухудшаются условия отвода от него тепла, что сказывается на его стабильности. Для обеспечения оптимальной температуры применяют термостатирование резонатора.

Кварцевые пластины обладают пьезоэлектрическим эффектом. При деформации кварцевой пластины (в общем случае при каком-то механическом воздействии) на ее поверхности появляются электрические заряды (прямой пьезоэлектрический эффект), при действии электрического поля в пластине возникают механические деформации (обратный пьезоэлектрический эффект). Характер деформации пластины зависит от полярности приложенного напряжения; если напряжение переменное, то в пластине возникают механические (упругие) колебания. Таким образом кварцевая пластина преобразует подводимое к ней электрическое колебание в механическое и, наоборот, механическое колебание в электрическое.

Кварцевая пластина, как всякое упругое тело, обладает резонансной частотой механических колебаний, зависящей от размеров пластины. Чем меньше размеры кварцевой пластины, тем выше резонансная частота механических колебаний. Следовательно, можно подобрать такие размеры кварцевой пластины, чтобы ее резонансная частота механических колебаний была близка к частоте переменного напряжения, прикладываемого к пластине. Будучи включенным в электрически ю цеп^ резонатор для электрических колебаний представляет собой обыч-

ную резонансную систему, т. е. резонатор обладает свойствами колебательного контура.

Параметры такого контура отличаются от параметров ТС-контура. Во-первых, в таком контуре внешние воздействия мало влияют на резонансную частоту, во-вторых, контур обладает очень высокой добротностью, составляющей величину порядка 104 — 10”. Напомним, что ТС-контуры в диапазоне КВ имеют добротность не выше 200—■ 300, а в диапазоне СВЧ — до 104.

8)8)6)6)Рис. 7.3Рис. 7.30 й)0 й)Электрический эквивалент кварцевого резонатора (рис. 7.3, а) с электродами в виде пленки на кварцевой пластине, показанный ид рис. 7.3, б, представляет собой электрическую схему, которая имеет такие же полные электрические сопротивления, что и кварцевый резонатор на частотах вблизи резонанса На этой схеме индуктивность L& характеризует колеблющуюся массу кварцевой пластины; емкость Ск — величину, обратную упругости пластины; сопротивление гк учитывает потери на трение, а также потери энергии при преобразовании механических колебаний в электрические; емкость Со — это емкость между выводами кварцевого резонатора на частотах, отличных от резонансной.

8)

8)

6)

6)

Рис. 7.3

Рис. 7.3

0 й)

0 й)

образом. Положим,образом. Положим,Суть физических процессов, происходящих в электрической цепи с кварцевым резонатором, можно пояснить еле

образом. Положим,

образом. Положим,

что к электродам кварцевого резонатора подключили источник переменного напряжения. Тогда ток в цепи этого источника возникает за счет того, что: 1) кварцевый резонатор обладает свойствами обыкновенного конденсатора, емкость которого Со определяется площадью электродов, толщиной кварцевой пластины и диэлектрической проницаемостью кварца; 2) появляется составляющая тока в цепи источника напряжения, обусловленная пьезоэлектрическим эффектом кварцевой пластины. Действительно, переменное напряжение, приложенное к пластине, вызовет в ней механические колебания, которые, в свою очередь, приведут к возникновению на кварцедержателях переменного электрического напряжения. Это напряжение создает в цепи вторую составляющую тока.

Если частота напряжения, приложенного к кварцевому резонатору, совпадает с резонансной частотой механических колебаний пластины, то малое электрическое напряжение вызывает в пластине сильные механические колебания. Э.д. с., появляющаяся за счет пьезоэлектрического эффекта, складываясь с напряжением внешнего источника, приводит к многократному увеличению тока. Таким образом, переменный ток от источника ВЧ-колебаний преобразуется сначала в механические колебания кварцевой пластины с требуемой резонансной частотой, а затем обратно в увеличенный по амплитуде переменный ток. Значения

Сн и Гц зависят от размеров кварцевой пластины, типа среза, вида кварцедержателей, свойств кварцевого материала и т. д. На-

пример, для X = 204-1000 м Дк = 16 — 6000 мГн; Ск = 0,007 4-0,055 пФ, г^ = 24-140 Ом; Со = 54-50 пФ.

Если сравнить параметры эквивалентного контура кварцевой пластины с параметрами ГС-контура, то можно заметить существенное различие в их значениях. Так, гь и Гк эквивалентного контура больше гн и Гк простого контура, а емкость Сн, наоборот, мала. Несмотря на большое гк, добротность эквивалентного контура кварцевой пластины поручается очень высокой. Это объясняется тем, что при большой индук- ’ивности Ск и малой емкости Ск получается очень большое характеристическое сопротивление контура 20 = ]ЛГ„/СК, а следовательно, и добротность контура Q = ZJrK.

У кварцевых резонаторов высокостабильных генераторов доброт-

юсть может достигать нескольких миллионов.юсть может достигать нескольких миллионов.

юсть может достигать нескольких миллионов.

юсть может достигать нескольких миллионов.

Кварцевый резонатор в соответствии со схемой рис. 7.3, б имеет две резонансные частоты: частоту последовательного резонанса <ок = = 1//LКСН и частоту параллельного резонанса

Поскольку емкость последовател! кого соединения Ск и Со меньше емкости Ск, то ®0 > «к Однако Ск <^ Со л их последовательное соединение в основном определяется емкостью Ск. Таким образом, т0« ^мн. Обычно разность частот го0—®к составляет величину порядка от нескольких сотен до двух-трех тысяч герц. Отметим, что частота ш„ более стабильна, чем соо. так как ю0 зависит от изменяющейся емкости кварцедержателей Со и внешних емкос1ей генератора.

Эквивалентное сопротивление контура кварцевого резонатора (рис. 7.3, в) Z^ = г8к + /Л’8Ю где г8К и Хэк — активная и реактивная составляющие эквивалентного сопротивления 2ЭК. Зависимости гэк (со) и Хак (ш) показаны на рис. 7.4. Из этого рисунка видно, что при частотах резонанса ш0 и шк сопротивление Хак = 0. Кроме того, в интервале частот от гок до ю8 сопротивление Хэн имеет индуктивный характер, т. е. кварцевый резонатор представляв! собой индуктивность.

Поскольку емкость Со влияет на резонансную частоту и ее стабильность, к конструкциям металлических электродов и кварцедержателей предъявляют ряд требований. Так, конструкция кварцедержателей должна: 1) обеспечивать постоянство емкости Со (величина емкости должна быть по возможности малой); 2) не затруднять механических колебаний кварцевой пластины, т. е. не увеличивать сопротивление потерь гк эквивалентного контура; 3) не препятствовать охлаждению кварцевой пластины

Кварцевые автогенераторы

Включение кварцевого резонатора в схему автогенератора повышает стабильность его частоты при воздействии дестабилизирующих факторов. По этой причине в современных передатчиках в качестве опорных

генераторов используют кварцевые автогенераторы.

Усилительным элементом в современных кварцевых автогенераторах обычно является транзистор, что обусловлено его малыми габаритами и массой, небольшой потребляемой мощностью, высокой надеж

ностью и мгновенной готовностью к работе.

Схемы кварцевых автогенераторов классифицируют в зависимости от рабочей частоты (йк, ю0, ©к — ю0), места включения в схему и ха

рактера сопротивления (индуктивное, минимальное и активное) кварцевого резонатора.

По характеру сопротивле ния резонатора схемы квар цевых автогенераторов подразделяют на две группы. К первой группе относят схемы, в которых резонатор выполняет функцию одного из

индуктивных сопротивлений

трехточечной схемы (см. § 6.4), ко второй —- схемы, в которых резонатор включен последовательно в цепь ОС. При этом генератор ле! че всего

возбуждается на частоте, на которой резонатор имеет минимальное активное сопротивление, что соответствует наиболее глубокой ОС. Практикуется включение в колебательный контур генератора резона

тора, работающего на частоте последовательного резонанса.

При построении генераторов первой группы (осцилляторных генераторов) используют индуктивный характер сопротивления резонатора в диапазоне частот от юк до сщ (рис. 7.4), т. е. то что резонатор эквивалентен катушке с высокой добротностью, индуктивность которой сильно зависит от частоты. Следовательно, резонатором может быть замещена одна из индуктивностей трехточечной схемы автогенератора (см. рис. 6.7). Резонатор можно включать между базой и коллектором транзистора в автогенераторе, собранном по схеме емкостной трехточки,

а также между базой и эмиттером, коллектором и эмиттером в автогенераторе, собранном по схеме индуктивной трехточки. Практическое применение нашли генераторы по схеме емкостной трехточки. Принципиальная схема такого генератора по высокой частоте (без учета цепей питания) показана на рис. 7.5, а.

Отметим два момента, характерных для работы автогенератора схемы рис. 7.5, а. Во-первых, неисправность или шунтирование резонатора, а также обрыв в его цепи приводя! к срыву генерируемых колебаний, что само по себе полезно, поскольку исключается работа генератора без кварцевого резонатора. Во-вторых, на резонаторе создается Достаточно большое ВЧ-напряжепие, вызывающее его нагрев, что

снижает стабильность генерируемых колебаний. По этой причине кварцевые автогенераторы выполняют по возможности маломощными.

Рис. 7.6Рис. 7.6Одна из возможных практических схем транзисторного кварцевого автогенератора, собранного по схеме емкостной трехточки, показана на рис. 7.5, б. Кварцевый генератор возбуждается на частоте, близкой к частоте последовательного резонанса гон. Для коррекции частоты предусмотрена катушка Ь, включаемая последовательно с резонатором. Рабочая точка транзистора определяется сопротивлениями Rv, Ra и Rs. Конденсаторы Сг и С2 совместно с резонатором Кр и катушкой L образуют схему емкостной трехточки (рис. 7.5, а). Конденсаторы С3 и С5 — разделительные.

Рис. 7.6

Рис. 7.6

При работе на частотах выше 15— 20 МГц резонатор имеет толщину ОД- ОД мм, что трудно реализуемо и ограничивает максимально возможную частоту. На более высоких частотах резонаторы могут работать на гармониках механических колебаний кварцевой пластины. Известно, что кварцевая пластина при колебаниях по толщине может совершать колебания на гармониках механических колебаний. При этом можно получить более высокую генерируемую частоту. Установлено, что потери резонатора на

некоторых гармониках (третьей, пятой) меньше, чем потери на основной гармонике. Это означает, что добротность кварцевого резонатора на третьей и пятой гармониках более высокая, что дает возможность получить более высокую стабильность генерируемой частоты. Кроме того, в автогенераторах с f <. 15 мГц можно обеспечить более точное значение номинала генерируемой частоты, что особенно важно для эталонных кварцевых генераторов.

Схема автогенератора, работающего на заданной механической гармонике кварцевой пластины, на рис. 7.6 аналогична схеме генератора на рис. 7.5, б; отличием является включение в цепь между коллектором и эмиттером транзистора колебательного контура, собственная частота которого несколько ниже рабочей частоты резонатора. Для основной частоты и гармоник более низких, чем заданная, контур LVC^ представляет собой индуктивное сопротивление. При этом условия самовозбуждения не выполняются и колебаний в системе не возникает. Для заданной частоты гармоники контур представляет собой емкостное сопротивление; тогда схема генератора — емкостная трехточка. Для более высоких гармоник условия самовозбуждения, как правило, не выполняются. При работе резонатора на гармониках механических колебаний емкость Ск (см. рис. 7.3, б) эквивалентного последовательного контура становится небольшой, при этом начинает сказываться шунтирующее действие емкости между выводами резонатора Со. Поэтому для получения стабильных колебаний на очень высоких частотах необходимо устранить влияние большой емкости Со. Для этих целей

в автогенераторах предусматривают цепь нейтрализации емкости Со, которая создает в схеме ток, равный по величине и противоположный по знаку току через Со. Этого можно достигнуть, например, включением параллельно кварцевому резонатору индуктивной катушки.

В схемах второй группы кварцевый резонатор включают последовательно в цепь ОС. Автогенераторы самовозбуждаются на частотах, близких к частоте а>к, на которой полное сопротивление кварцевого

Рис. 7.8Рис. 7.8

Рис. 7.8

Рис. 7.8

резонатора минимально. Характерным для рассматриваемых автогенераторов является то, что короткое замыкание резонатора не приводит к срыву генерируемых колебаний; автогенераторы продолжают работать в автоколебательном режиме на частоте резонансной системы. Указанные автогенераторы называют фильтрозыми. Существует две разновидности таких автогенераторов.

К первой относятся авто!енерато- ры, резонаторы которых включают в цепь, соединяющую базу, эмиттер или коллектор транзистора с колебательной системой; ко второй — автогенераторы, выполненные как многокаскадные усилители, охваченные положительной ОС, в цепь которой включают резонатор.

Автогенераторы с резонатором в базовой, эмиттерной или коллекторной цепи транзистора можно реализовать по схеме емкостной либо

индуктивной трехточки. Наибольшую стабильность генерируемой частоты имеет схема емкостной трехточки. Различные варианты включения кварцевого резонатора в схему емкостной трехточки показаны на Рис. 7.7, а — в. Автогенераторы с резонатором в цепи ОС могут работать и на гармониках механических колебаний кварцевой пластины.

С ростом частоты генерируемых колебаний и увеличением номера гармоники механических колебаний резонатора повышения стабильности частоты автогенератора можно достичь, применяя схемы нейтрализации емкости Со. Для нейтрализации емкости Со резонатор на Рис. 7.8 включают в одно из плеч сбалансированного моста в цепи ОС,

образованного емкостями С4 и Св, нейтродинной емкостью С6 и кварцевым резонатором. Нейтродинная емкость С6 компенсирует влияние емкости Со. При этом участок база — эмиттер транзистора оказывается

включенным в диагональ моста, сбалансированного на всех частотах, кроме рабочей. Контур настраивается изменением индуктивности Lv Существуют схемы, в которых кварцевый резонатор и нейтродинная

емкость подключаются к индуктивной катушке коллекторного конту

ра. Уменьшить влияние емкости генератора цепи компенсации [:ра. Уменьшить влияние емкости генератора цепи компенсации [:Со можно применением в схеме авто- :апример, с помощью индуктивности

ра. Уменьшить влияние емкости генератора цепи компенсации [:

ра. Уменьшить влияние емкости генератора цепи компенсации [:

Рис. 7.9Рис. 7.9L = 1/(ю2С0), включаемой параллельно кварцевому резонатору!.

Рис. 7.9

Рис. 7.9

кварцевой пластины или ее га; теля (ЭП) позволяет обеспечикварцевой пластины или ее га; теля (ЭП) позволяет обеспечиПримером автогенератора, по’ строенного по схеме многокаскадного усилителя с резонатором в цепи ОС, можег служить схема Баглера (рис. 7.9) Первый каскад собран на транзисторе Тъ включенном по схеме ОБ, а второй — на транзисторе Т2, включенном по схеме ОК. Контур L^a настроен на рабочую частоту, равную основной частоте монике. Наличие эмиттерного повторить лучшее согласование активного со

кварцевой пластины или ее га; теля (ЭП) позволяет обеспечи

кварцевой пластины или ее га; теля (ЭП) позволяет обеспечи

противления резонатора с выходным сопротивлением ЭП и входным сопротивлением каскада на транзисторе Tv Включение катушки Lg компенсирует емкость Со Выходной контур LXC3 может быть включен не только в коллекторную цепь транзистора J-!, по и в коллекторную цепь транзистора ЭП. При этом, применяя одновременно и резонансный контур в коллекторной цепи транзистора Т\, можно получить умножение частоты. В автогенераторах, собранных по схеме Батлера, можно создать колебания частотой до 90 МГц и стабильностью Ю-7 _ ю-8.

Кварцевая стабилизация в диапазоне частот

Современные радиопередающие устройства, как правило, предназначаются для работы не на одной фиксированной частоте, а в широком диапазоне частот. При этом на какой бы частоте ни работал передатчик, он должен обеспечивать требуемую по техническому заданию стабильность частоты.

Применение в возбудителях передатчиков диапазонных стабилизированных БС-генераторов не позволяет реализовать стабильность выше 10~*. В настоящее время в передатчиках высокостабильные возбудители выполняют на основе автогенераторов с кварцевой стабилизацией, реализуемых на современных усилительных полупроводниковых приборах со сложными схемами термостатирования и с использованием кварцевых ВЧ-резонаторов. Эти задающие (опорные) генераторы позволяют реализовать стабильность 10~8—10~9. Такой высо-

нестабильный кварцевый опорный генератор (ОГ) совместно со схемой термостатирования, генерирующий колебание одной частоты, представляет собой достаточно сложное и дорогое устройство. Поэтому даже при небольшом числе фиксированных частот использование в передатчике для каждой частоты отдельного ОГ приведет к увеличению как стоимости, так и габаритов возбудителя передатчика.

резонаторов. Однако в таком возбуди-резонаторов. Однако в таком возбуди-При небольшом числе фиксированных частот можно для каждой рабочей частоты использовать не отдельный ОГ, а общий автогенера

резонаторов. Однако в таком возбуди-

резонаторов. Однако в таком возбуди-

Рис. 7.11Рис. 7.11Р ::. 7.10Р ::. 7.10тор с переключением кварцевых теле трудно получить стабильность выше Кг5 из-за сложности обеспечения качественного тер- мсета ."ргзе л СГ.

Рис. 7.11

Рис. 7.11

Р ::. 7.10

Р ::. 7.10

С увеличеньем числа рабочих частот такие схемы трудно реализовать. Увеличить ширину диапазона частот высокоегабильных колебаний на выходе возбудителя удается путем применения устройств, основанных на синтезе частот. Такое устройство включает в себя высокостабильный ОГ, генератор гармоник частоты ОГ (ГГ) и каскады синтеза выходных частот (синтезатор С) (рис. 7.10). В простейшем возбудителе, когда напряжение от ОГ подается на ГГ. напряжение на выходе которого обогащается высшими гармоническими составляющими, синтезатор может отсутствовать. После ГГ ставится узкополосный фильтр, выделяющий рабочую частоту. При этом частота колебаний на выходе возбудителя всегда кратна частоте ОГ, а стабильность определяется стабильностью частоты ОГ. Однако от возбудителя такого вида можно получить ограниченное число рабочих частот.

Возбудитель передатчика, частота которого плавно меняется в диапазоне частот, можно построить, используя интерполяционный метод (рис. 7. 11). На смеситель См подают два колебания: одно — от высокостабильного ОГ с частотой /ог, другое — от интерполяционного (перестраиваемого по частоте) генератора ИГ с частотой колебаний /иг- На выходе См получают токи различных частот: /ог, /иг, m/ог ± ± п/иг и т. д. Фильтр Ф на выходе См выделяет из всех частот одну комбинационную частоту—суммарную или разностную. Пусть фильтр выделяет суммарную частоту. Тогда колебание на выходе Ф имеет частоту / = /ог + /аг. Поскольку частота ИГ плавно меняется от минимального значения /иг ты до максимального /иг max, то и частота колебания на выходе возбудителя также меняется от /Ш1П = /ог -Г + Ьм тЫ ДО /тах = /оГ + /иг шах-

В рассматриваемых возбудителях обычно /ог ^ feir. Частота ОГ высоьостабитьна, стабильность же частоты ИГ невысокая, так как

этот генератор плавно перестраиваемый. Поскольку /иг С for, нестабильность частоты ИГ мало влияет на общую нестабильность частоты на выходе возбудителя. Действительно, относительная нестабильность возбудителя е = А///, где А/ = Afor т Миг. Частота колебания на выходе возбудителя f = for + f иг; с учетом for > fni получаем f « for- Тогда

д/ог + д/иг А/ог , д/иг fur , /иг „

/ОГ Дг /иг /ог Д1

где еог и 8ИГ — относительные нестабильности частоты генераторов ОГ и ИГ. Из этого выражения следует, что чем ниже частота /иг, тем больше общая стабильность частоты на выходе возбудителя зависит от стабильности частоты ОГ. Однако с понижением частоты ИГ уменьшается диапазон частот, в пределах которого меняется частота возбудителя, и труднее выделить фильтром нужную комбинационную частоту. Это не позволяет выбрать частоту ИГ очень низкой, поэтому у возбудителей, построенных по схеме рис. 7.11, не удается реализовать высокой стабильности частоты [е « (1 -у 2)• 10-51.

Если в ОГ применять переключение кварцевых резонаторов, то при соответствующем подборе их частот можно расширить диапазон перестраиваемых частот возбудителя. При этом стабильность частоты /ог уменьшается. Для получения ряда опорных частот от одного высо- костабилизированного ОГ можно использовать генератор гармоник с последующей узкополосной фильтрацией нужной частоты.

Стабильность возбудителя можно повысить, если в качестве ИГ использовать кварцевый автогенератор, генерирующий ряд колебаний (сетку частот), кратных основной частоте. Для этого в автогенераторе осуществляют переключение кварцевых резонаторов или после одночастотного высокостабильного ИГ включают генератор гармоник с фильтром на выходе. В таком возбудителе частота выходных колебаний f = nfor ± mfnv, где п и m — коэффициенты кратности частот от ОГ и ИГ. При этом передатчик может вести передачу только на ограниченном числе частот. Большее число фиксированных частот получают в возбудителях, использующих принцип многократной интерполяции. Этот принцип состоит в том, что колебание с выхода фильтра Ф (рис. 7.11) подается на последующие узлы, состоящие из смесителя, интерполяционного генератора и фильтра.

Колебание требуемой гармоники частоты ОГ выделяется после ГГ узкополосным фильтром. Фильтрация необходимой частотной составляющей осуществляется и на выходе возбудителя. К фильтрам предъявляют очень высокие требования. Это объясняется тем, что колебание на выходе возбудителя должно обладать высокой спектральной чистотой. В результате преобразований опорного колебания в каскадах возбудителя в спектре выходного напряжения появляются паразитные составляющие, вызванные паразитной амплитудной и угловой модуляцией. Попадание этих составляющих в тракт усиления мощности передатчика может привести к «загрязнению» спектра выходного колебания (к ухудшению кратковременной стабильности), что снижает

помехоустойчивость линии связи. Спектральную чистоту выходного колебания повышают правильным выбором уровней сигнала, режима работы преобразовательных каскадов, необходимой фильтрации цепей питания и т. д. Однако, несмотря на это, устранить причины, «загрязняющие» спектр, полностью не удается.

Выделить нужную гармоническую составляющую с помощью резонансных систем простыми способами не удается, особенно при малом относительном различии соседних гармоник по частоте. Если фильтрацию осуществляют на одной частоте, то можно использовать кварцевый фильтр. Для выделения частотной составляющей в широком диапазоне частот применяют компенсационные схемы или системы фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ).

Принцип работы компенсационной схемы (рис. 7.12) состоит в следующем. В Смх все составляющие спектра входного сигнала понижаются. В зависимости от настройки генератора в фильтр Ф попадает нужная составляющая спектра входного колебания (для рассматриваемого случая —- составляющая с частотой f4Y Остальные составляющие после преобразования окажутся ослабленными фильтром Ф. В Смг частота

нужной составляющей восстанавливается. Отметим две особенности рассмотренной схемы: 1) фильтрация производится на частоте более низкой, чем частота входного напряжения, что позволяет легче реализовать узкополосный фильтр; 2) компенсация нестабильности частоты перестраиваемого генератора происходит за счет двукратного преобразования частоты. Поэтому при такой схеме к генератору с плавным изменением частоты не предъявляется высоких требований по стабильности.

Фильтрацию требуемой составляющей можно осуществить и с помощью схемы ФАПЧ (рис. 7.13). Эта спектральная составляющая входного напряжения (с частотой /д) используется для синхронизации генератора Г. Перестройку фильтра осуществляют изменением частоты генератора. Входное напряжение я напряжение от Г подаются на фазовый детектор ФД. Напряжение на выходе ФД определяется разностью Фаз его входных напряжений. Если генератор Г оказывается расстроенным относительно частоты f2 на малую величину Af. то между входным колебанием и колебанием от Г возникает нарастающий сдвиг фаз. При этом на выходе ФД создается медленно меняющееся переменное напряжение несинусоидальной формы, которое через фильтр низких частот (ФНЧ) и управляющий элемент УЭ подстраивает генератор Г. Как только напряжение с выхода ФД станет достаточно большим, про-

изойдет компенсация ухода частоты Г, т. е. наступит режим синхронизации. В этом режиме частота генератора Г равна частоте спект- ; альной составляющей входного напряжения, которую необходимо от- (j ильтровать. При этом ФД вырабатывает постоянное напряжение, ве- j ичина и полярность которого определяются величиной и знаком разности фаз входного колебания и колебания от Г.

В качестве УЭ используют варакторы, включаемые в колебательный контур. Отметим, что процесс установления режима работы системы ФАПЧ требует определенного времени, т. е. система ФАПЧ обла- ; ает значительной инерционностью.

Применение в возбудителях синтезатора позволяет существенно увеличить число рабочих частот. При этом сетка выходных частот может быть получена методами прямого и косвенного синтеза При использовании метода прямого синтеза требуемая частота возбудителя может быть получена из частоты одного высокостабильного кварцевого генератора путем ее простых преобразований — умножения, деления, сложения и вычитания. В таких возбуди гелях могут применяться устройства одного типа или нескольких.

При косвенном синтезе (метод анализа) сетку выходных частот получают суммированием, умножением или делением гармоник частоты ОГ с использованием вспомогательного генератора. Характерным является наличие системы ФАПЧ

Поясним принцип построения схем возбудителей для получения сетки выходных частот методом прямого синтеза. Существует много вариантов построения таких возбудителей. Так. например, использ' я принцип многократной интерполяции, можно создать возбудитель, в котором вспомогательные частоты получают не от кварцевых ИГ, а от одного ОГ, частота которого подвергается необходимым преобразованиям. Широкое распространение нашли возбудители, основанные на принципе декадного набора частот, который сводится к таким последовательным операциям:

от ОГ с частотой for, кратной 10, получают ряд гармонических составляющих;

одну из гармонических составляющих выбирают декадным переключателем частоты, имеющим 10 положений (от 0 до 9);

выбранную составляющую частоты складывают с уменьшенной в 9 раз частотой опорного колебания; при этом необходимо, чтобы первая цифра числового выражения суммарной частоты соответствовала номеру положения декадного переключателя;

частоту суммарного колебанья делят на 10, что переводит введенную цифру на порядок ниже;

колебание с этой частотой используют как опорное для следующего аналогичного блока (декады) возбудителя, в которс.м осуществляются выбор своей гармонической составляющей ОГ и сложение ее с колебанием от предыдущей декады; при этом в новом суммарном колебании номер положения переключателя данной декады соответствует пергой цифре числовою значения суммарной частоты;

частоту нового суммарного колебания опять делят на 10. пол”- чгш.ое колебание используют как опорное для следующей декады, и т д.

В построенном по такому принципу возбудителе на выходе гол; чается колебание с частотой, значение которой совпадает с показателями декадных переключателей. На рис. 7.14 высокостабильный ОГ рабс- тает на частоте /ог- В магазине частот МЧ образуется 10 опорных час- ют /о — f4, кратных частоте/ог- Опорные частоты связаны с/сг соотношением/„ = А + (и — 1) /ог, гдеп = 0, 1.2, .... 9. С помощью декадных переключателей П^ — Пк (в общем случае их может быть про-

Рис 7 14

извольное число ^ можно подать на соответствующий смеситель частоты См одну из частот /0 — /8. При этом номер переключателя должен совпадать с номером частоты, которую он выбирает. Если переключатель П стоит в положении nh = 3, то это означает, что на его выходе Действует напряжение с частотой f3, и. т.д. Напряжение с выхода П подается на смеситель См. Туда же поступает и напряжение, которое для Смх имеет частоту Д/9, а для См2 — Смк — частоту, соответствующую частоте напряжения с выхода предыдущей декады. Полосовые фильтры фу — ф^ выделяют суммарное по частоте напряжение с выхода смесителей. После фильтрации частота выделенного напряжения делится иа 10 и полученное напряжение используется как опорное дтя следующей декады.

Частота колебания на выходе делителя Д^ первой декады равн (М) + Аи) : Ю. С учетом значения /П1 получаем Ь -ы -1 ~- /0Г.

На выходе Д2 второй декады частота колебания - + forl"^- + — 1 \

—). Аналогично, выходная частота возбудителя

/вых flT for l(jfe_1 + 10Zi-2 T ••• T («Й Op ( • )

где к — число декад; пк = 0, 1,2, ..., 9 — номер положения переключателя Пк.

Положим, что такой возбудитель имеет пять декад, т. е. к = 5. Для наглядности будем считать, что частоты fx = for = 1 МГц, т. е. на выходе МЧ действуют 10 гармоник ОГ — от первой до десятой. Тогда

I = + Jiri + Jiri j. Jiri + Jiri ^Пг_ Л (7.2) \ 9 104 № '102 10 /

Если переключатели установить в положение п = 1, то частота на выходе возбудителя /вых = 1,111! МГц, причеги ее значение совпадает с номерами показаний переключателей. Если переключатели установить в положение п = 9, то /вых = 9,9999 МГц. Нетрудно показать, что, устанавливая переключатели в любые положения от п = 1, до п = 9, будем получать колебания на выходе возбудителя, значения частот которых совпадают с положениями декадных переключателей. В рассмотренном примере шаг перестройки частоты составляет 100 Гц. В общем случае шаг перестройки частоты на выходе возбудителя, построенного по схеме рис. 7.14, равен /ог'Ю6—*. Следовательно,с увеличением числа декад шаг перестройки уменьшается.

Преимуществами возбудителей, построенных по методу прямого синтеза, являются теоретически неограниченная возможность уменьшения шага перестройки частот за счет увеличения числа декад, а также использование однотипных узлов и блоков, что снижает стоимость и упрощает настройку, ремонт и эксплуатацию.

Основной недостаток таких возбудителей — трудность получения высокой спектральной чистоты выходного колебания. Это объясняется тем, что в возбудителях выполняют всевозможные преобразования, приводящие к «загрязнению» спектра выходного колебания. Более высокую спектральную чистоту выходного колебания можно получить в возбудителях, построенных по методу косвенного синтеза.

Возбудитель, построенный по методу косвенного синтеза, состоит (рис. 7.15) из управляемого по частоте, перестраиваемого генератора Г, частота колебаний которого определяет частоту колебаний на выходе возбудителя. Поскольку на выходе такого возбудителя действует только одно высокостабильное колебание от генератора Г, а частоты гармоник далеко отстоят от основной частоты, удается получить высокую спектральную чистоту выходного колебания. Частота генератора Г сравнивается с точностью до фазы с высокостабильной частотой вспомогательного генератора ВГ. Для сравнения используют фазовый детектор ФД, включаемый в цепь ФАПЧ генератора Г. В общем случае

^ ^ fBr, поэтому в возбудителях рассматриваемого типа предусматривают тракт анализа частоты /г (ТАЧ), преобразующий частоту Г в частоту ВТ. Такое преобразование можно осуществить двумя путями: суммированием (вычитанием) и делением частоты /г. Умножение частоты, как правило, не применяют, поскольку при этом уровень побочных составляющих возрастает. В соответствии с этим различают две разновидности возбудителей, построенных методом косвенного синтеза.

Рис. 7.15

Начнем рассмотрение с простейшего случая, когда fr = /в г и тракта анализа (преобразования) частоты fv не требуется. Так, в возбудителе на рис. 7.16 осуществляют прямой синтез частот с фильтрацией с помощью типового кольца ФАПЧ. Возбудитель работает следующим образом. Напряжения от Г с частотой fr и от ГГ с одной из частот fx — fn, близкой или равной частоте fr, подается на ФД. В качестве источника напряжения с частотой fur используется ГГ (/вг рав-

Рис. 7.16

няется одной из гармоник ОТ). При fr 7b fn на выходе ФД появляет" ся управляющее напряжение, которое после фильтра низких частот ФНЧ поступает на управляющий элемент УЭ. УЭ вызывай, изменение частоты генератора Г. Режим устанавливается (генератор 7 ьходит в режим синхронизации), когда fr = fn Перестраивая генератор Г, получаем на выходе возбудителя дискретную сетку частот h — /„ с п Декадами. Недостатком такого возбудителя является ограничь зное число колебаний на его выходе

Рассмотрим принцип построения возбудителя с вычитанием част

в тракте преобразования частоты /г урис. 7.17). По срщнению с воз-

будитслем, построенным по схеме рис. 7.16, добавлены смеситель См и вспомогательный высокостабильный генератор ВГ. Частота генератора Г в установившемся режиме fp = fn + /вг, а частота колебания на выходе СмД—/п = /вг. При изменении частоты генератора Г частота напряжения на выходе См становится отличной от /вг, появляется напряжение на выходе ФД, которое через УЭ компенсирует расстройку

Рис. 7.17

генератора Г. Если использовать т гармоник частоты генератора ВГ, то общее число частот, получаемых в возбудителе с одним преобразователем в кольце ФАПЧ, составит пт.

Увеличить число частот, получаемых па выходе возбудителя, можно путем применения двукратного вычитания частоты (рис. 7.18). Возбудитель работает аналогично возбудителю на рис. 7.17. В установившемся режиме fi =frt + /вп + fur2; число возможных выходных

Рис. 7.18

частот равно nml, где / — число используемых гармоник частоты генератора ВГ^. Можно и дальше увеличивать чисто вычитаний в кольце ФАПЧ, что приведет к возрастанию общего числа частот на выходе возбудителя и уменьшению шага перестройки. Однако получение шага меньше 100—200 Гц сопряжено с трудностями реализации возбудителя.

Структурная схема возбудителя, построенного методом косвенно! синтеза с делением частоты в ТАЧ, показана на рис. 7.19. Эта схем..

отличается от типовой схемы ФАПЧ наличием делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД). ДПКД делит частоту генератора Г в п раз; синхронизация наступает при частоте ОГ fc = = frhi. Изменяя коэффициент деления п и одновременно перестраивая Г, можно изменять частоту на выходе возбудителя. Коэффициент деления п может принимать как целые, так и дробные значения.

В последнее время осуществляют построение возбудителей путем использования элементов цифровой схемотехники. Возбудители такого

Рис. 7.19

типа называют цифровыми. В цифровых возбудителях, построенных по методу прямого синтеза, для получения колебаний на выходе применяют цифро-аналоговые преобразователи ЦАП. На вход ЦАП подают двоично-кодированную последовательность импульсов, которая задается специальным программным устройством. Изменяя программу этого устройства, регулируют частоту аналогового напряжения на выходе возбудителя.

Рис. 7.20

Схема возбудителя с кольцом импульсно-фазовой автоматической подстройки частоты (ИФАПЧ) представлена на рис. 7.20. Она отличается от схемы возбудителя с ДПКД в кольце ФАПЧ наличием специальных формирующих устройств ФУХ и ФУ, для преобразования напряжений ОГ и Г в однополярные последовательности импульсов с частотами следования for и fr. Часто между ФУ^ и импульсным фазовым детектором ИФД включают импульсный делитель частоты Д с постоянным коэффициентом деления т, который понижает частоту О Г до значения, при котором система работоспособна.

В ДПКД частота следования импульсов уменьшается в п раз, полученные импульсы совместно о импульсами частотой for/m поступают на ИФД. Сигнал ошибки с выхода ИФД через УЭ воздействует на генератор Г — кольцо ФАПЧ замыкается. Следовательно, частота колебания на выходе Г fr = ^ог- Таким образом частота может изменяться регулировкой коэффициентов деления тип.

Возбудители, построенные по схеме рис. 7.20, иногда выполняются на интегральных схемах, что упрощает их производство, облегчает настройку и регулировку, повышает надежность. В последнее время находят применение возбудители, построенные о использованием в кольце ИФАПЧ делителя с дробным переменным коэффициентом деления. Подобные схемы позволяют реализовать малый частотный шаг и небольшое время установления в одной петле регулирования.

Глава 8

УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ

УСИЛИТЕЛЯ РАДИОЧАСТОТЫ

Основные понятия

У ГВВ, так же как и у автогенератора, существует связь между входной и выходной цепями. Следовательно, нельзя исключать возможность превращения усилителя в автогенератор.

Устойчивостью работы ГВВ называют его способность работать только в качестве усилителя колебаний, поданных от предшествующей ступени.

Если возникшие в ГВВ автоколебания близки по частоте к рабочей частоте передатчика и определяются параметрами ГкСк-контура, то считают, что произошло самовозбуждение усилителя. Если же частота автоколебаний существенно ниже или выше рабочей частоты передатчика, то возникшие колебания считают паразитными. Различают «длинноволновые» паразитные колебания, при которых волна паразитного колебания длиннее рабочей и «ультракоротковолновые», при которых длина волны короче рабочей.

Возникновение самовозбуждения или паразитных колебаний в ступенях усиления передатчика недопустимо, так как приводит к нарушению их режима, появлению искажений, излучению нерабочих составляющих спектра, перегреву электронных приборов и деталей и даже сгоранию деталей ступени.

Причины возникновения самовозбуждения и паразитных колебаний. Прямое и обратное прохождение энергии в усилителе

Различают следующие виды связи входной и выходной цепей ГВВ, приводящих к самовозбуждению или паразитным колебаниям;

электрические и магнитные;

через общие провода и источники питания;

через междуэлектродные емкости и индуктивности выводов электронных приборов (ламп и транзисторов).

Первые два вида связи, приводящие усилитель к потере устойчивости, могут быть исключены путем тщательной экранировки между входными и выходными цепями ступеней и между ступенями, а также при использовании развязывающих фильтров в цепях питания или раздельных источников питания и др.

Для ослабления влияния третьего вида связи нужны специальные меры.

В большинстве случаев влиянием индуктивностей выводов (индуктивности вывода катода) в первом приближении можно пренебречь

На рис. 8.1, а показана простейшая типовая схема ГВВ. Пунктиром указана проходная емкость лампы Сас. За счет проходной емкости происходят прямое прохождение энергии из входной цепи в выходную и обратная реакция выходной цепи на входную.

ков появляется излучение энергии вков появляется излучение энергии вРис. 8.1Рис. 8.1Проходная емкость влияет на работу схемы даже когда лампа заперта большим отрицательным напряжением смещения, снято анодное напряжение или выключен накал лампы. На анодном контуре н нагрузке ступени создается напряжение радиочастоты независимо от наличия анодного тока лампы (рис. 8.1. б). При прямом прохождении энергии через емкость Сас у телеграфных или импульсных передатчи- наузах между импульсами, когда они должны быть полностью заперты (см. гл. 14 и 15), а у радиотелефонных оказывается невозможной стопроцентная модуляция «вниз». Кроме того, прямое прохождение энергии увеличивает нагрузку на предшествующую ступень.

ков появляется излучение энергии в

ков появляется излучение энергии в

Рис. 8.1

Рис. 8.1

Обратная реакция возникает только при переменном напряжении в анодной цепи Ua = = Ли Ram Т. е. при нормаль

,ной работе лампы (рис. 8.1, в).

Во входной цепи за счет обратной реакции появляется дополнительное напряжение MJC, величина и фаза которого зависят от настройки анодного контура и его параметров, емкости Сас, рабочей частоты, эквивалентного сопротивления между сеткой и катодом лампы Znx рассматриваемой ступени с учетом как ее собственной сеточной цепи, так и выходного сопротивления предшествующей ступени.

Различают обратную реакцию на рассматриваемую ступень и обратную реакцию на предшествующую ступень (возбудитель).

При обратной реакции на сетку ГВВ в результате векторного сложения напряжения обратной реакции MJC с напряжением UP происходит изменение напряжения между сеткой и катодом лампы (рис. 8.1, г). При этом меняется режим рассматриваемой ступени. Если АГф имеет большую величину и совпадает по фазе с Uc, то может произойти самовозбуждение усилителя (см. гл. 6).

Наличие АГф на входе усилителя эквивалентно изменению его входного сопротивления ZBX. Входное сопротивление рассматриваемой ступени, пересчитанное в анодную цепь предшествующей ступени, влияет на эквивалентное сопротивление анодной нагрузки предшествующей ступени, меняя ее режим. В результате меняется напряжение возбуждения рассматриваемой ступени Uc. Если предшествующей ступенью является автогенератор, то из-за обратной реакции па автогенератор (возбудитель) может измениться частота передатчика.

Таким образом, даже если самовозбуждение или паразитные колебания из-за связей между входной и выходной цепями ус:с чтеля не возникает, то тем не менее наличие этих связей нарушав; у .,'зту ГВВ.

Способы ослабления влияния проходной емкости в ламповых ГВВ

Для ослабления влияния проходной емкости в ламповых ГВВ применяют:

лампы с малой проходной емкостью — лампы с экранирующей сеткой (тетроды и пентоды);

схемы ОС, обеспечивающие наименьшую проходную емкость;

схемы нейтрализации;

расстройку входной и выходной цепей ступени относительно друг друга (режим умножения частоты);

увеличение сопротивления проходной емкости путем настройки проходной цепи в параллельный резонанс.

Из перечисленных способов ослабления влияния Сас основным является первый (см. § 1.2 и 2.1). Преимущества тетродов и пентодов по сравнению с триодами общеизвестны: меньшая (в 30—40 раз) проходная емкость при одинаковой полезной мощности, более левые анодно-сеточные характеристики и соответственно больший коэффициент усиления по мощности, возможность работы без сеточного тока и др.

сетки: заземленная по пере-сетки: заземленная по пере-Рис. 8.2Рис. 8.2Малая проходная емкость ламп с экранирующей сеткой обусловливается экранирующим действием второй менной составляющей сетка перехватывает электрические силовые линии, идущие от источника возбуждения к аноду лампы и от анодной цепи к сетке (рис. 8.2, а). Для этого вывод экранирующей сетки должен иметь минимально возможную индуктивность (кольцевая конструкция вывода). Вывод сетки кратчайшим путем соединяют с общим проводом (корпусом передатчика) с помощью высокочастотного конденсатора с малой собственной индуктивностью (см. рис. 2.4). Ступень на тетроде или пентоде (рис. 8.2, а или 2.4) эквивалентна двухконтурной электрической схеме (рис. 8.2, б), в которой связь между

сетки: заземленная по пере-

сетки: заземленная по пере-

Рис. 8.2

Рис. 8.2

входным и выходным контурами отсутствует из-за замыкания точек С3 и К. Из сеточного контура с источником напряжения в анодный контур никакая э. д. с. не попадает, так же как анодная цепь не влияет на сеточную.

В настоящее время генераторные триоды применяются в диапазоне частот до 30 МГц в ступенях мощностью до 500 кВт. Для такой большой мощности сложно изготовить надежный тетрод из-за трудностей охлаждения экоанирующей сетки. Триоды выпускаются на частоты до 1000 МГц и выше, где трудно обеспечить малое индуктивное сопротивление вывода экранирующей сетки. Вынужденное применение триодов при больших мощностях или высоких частотах заставляет отказаться О1 включения ламп по схеме ОК, обладающей наибольшим ко-

эффициентом усиления по мощности, и приводит к необходимости включения ламп по схеме ОС для ослабления влияния проходной емкости Сас.

Схема ОС, предложенная М. А. Бонч-Бруевичем в 1929 г., получила широкое распространение после разработки конструкций генераторных ламп с малой индуктивностью вывода управляющей сетки. В ступени усиления по схеме ОС проходной емкостью является Сак. Поскольку заземленная (общая) управляющая сетка выполняет функции электростатического экрана между входной (катодно-сеточной) и выходной (анодно-сеточной) цепями усилителя, проходная емкость ступени оказывается в 20—30 раз меньше проходной емкости той же лампы, включенной по схеме ОК. Повышению устойчивости ступени по схеме ОС способствует также ее малое входное сопротивление RBX — - идих + /с1).

Как отмечалось в гл. 1, недостатками ступени усиления по схеме ОС являются небольшой коэффициент усиления по мощности (/<р^10), а также необходимость изоляции по высокой частоте общего провода (корпуса, «земли») от катода лампы (см. рис. 1.20 и 2 8).

_повышенных частотах (диапа

зон ОВЧ) тетрод включают по схеме с двумя заземленными сетками (см рис. 1.20 и 2.8). Устойчивость такого усилителя получается высокой.

Принцип нейтрализации влияния проходной емкости состоит в следующем. Допустим, ламповый усилитель построен по схеме ОК. Необходимо устранить явление, например, прямого прохождения энергии через Сас. Подадим в анодную цепь дополнительное напряжение, равное и противофазное напряжению прямого прохождения Это напряжение и напряжение прямого прохождения скомпенсируют (нейтрализуют) друг друга, следовательно, влияние Сас будет устранено.

Полнее принцип нейтрализации реализуется в двухтактной схеме (см. § 2.2), где соответствующие напряжения плеч противофазны друг другу. Для ослабления влияния проходной емкости в цепь сетки лампы каждого плеча вводят равное и противофазное напряжение из анодной цепи другого плеча (рис. 8.3, а). Введение дополнительных цепей с конденсаторами C.v, емкость которых равна Сас, устраняет прямое ip вхождение и обратную реакцию.

Если изобразить схему рис. 8.3, а, как показано на рис. 8.3, б, становится очевидным, что введение нейтродинных конденсаторов См привело к образованию мостовой схемы из четырех конденсаторов: двух Сас и двух См. Входная и выходная цепи усилителя находятся в разных диагоналях моста и при выполнении условия Сас1 = Сас2 = = Cvi = См2 не влияют друг на друга.

Мостовую нейтрализацию применяют и в однотактных ступенях, но такой полной нейтрализации, как в двухтактных, не получают. Нейтрализация влияния проходной емкости имеет в современных передатчиках ограниченное применение.

Более высокая устойчивость умножителя частоты (см. § 4.2) по сравнению с ГВВ объясняется тем, что входная и выходная цепи умножителя настроены на различающиеся в два или три раза частоты. Поэтому анодная цепь, настроенная на частоту н®, имеет для тока прямого прохождения частотой со практически нулевое сопротивление. Аналогично объясняется отсутствие обратной реакции в умножителе частоты,

Устойчивость работы транзисторных усилителей

Обеспечение устойчивого режима работы транзисторов является одной из основных задач при проектировании усилительных ступеней. Появление паразитных колебаний чрезвычайно опасно, так как они могут ухудшить качественные и энергетические показатели ступени или даже вызвать разрушение полупроводниковой структуры транзисторов.

Причиной неустойчивости работы транзисторного усилителя может быть;

внутренняя обратная связь за счет емкости коллектора Ск;

внешняя обратная связь, определяемая индуктивной и емкостной связями во внешних цепях усилителя;

нелинейная зависимость емкости коллектора или эмиттера от напряжения на переходе;

тепловая неустойчивость в полупроводниковой структуре транзистора;

появление отрицательного сопротивления или проводимости из- за инерционных свойств, лавинного умножения тока коллектора или базы и т. д.

Поведение транзисторного усилителя мощности на различных частотах можно отобразить с помощью диаграммы рис. 8.4, где области возможного самопроизвольного возбуждения транзистора заштрихованы Частотные диапазоны транзчстора нормированы относительно характеристической частоты F = f/frp.

В области А возможность появления паразитных колебаний вызывается тепловой неустойчивостью работы транзистора. 'Механизм возникновения низкочастотных колебаний зависит от имеющейся обратной связи между температурой полупроводниковой структ) ры и коллекторным током. Температура полупроводниковой структуры, в свою

отередь, зависит от коллекторного тока и рабочей частоты. Этот эффект проявляется редко, чаще в схемах ОБ.

Область В соответствует устойчивому состоянию работы транзистора, так как тепловая инерционность велика и нет обратных связей из за большого сопротивления цепей обратной связи.

Работа усилителя в области С может сопровождаться возникновением паразитных колебаний. При этом коэффициент усиления транзистора по мощности еще достаточно велик (Кр 5> 1), а сопротивления элементов в цепи обратной связи приобретают такие значения, при которых уже нельзя пренебречь влиянием внутренней и внешней обратной связи.

Области D соответствует устойчивый режим работы транзистора.

При работе в области L возможно возникновение паразитных колебаний на гармониках или чаще на субгармониках рабочей частоты из-

'«ЖКГ5 ю*^'«ЖКГ5 ю*^ЛШШI—1и"3 ЕГг 10'1ЛШШI—1и"3 ЕГг 10'1L Е

'«Ж

КГ5 ю*^

'«Ж

КГ5 ю*^

ЛШШI—1и"3 ЕГг 10'1

ЛШШI—1и"3 ЕГг 10'1

। У///////Л 10°101

Рис. 8.4

за нелинейности емкости коллекторного перехода. Колебание на субгармонике— это колебание с частотой, меньшей рабочей в кратное число раз. Обычно /пар = 0,5 fpa6.

На более высоких частотах (область Е^ коэффициент усиления транзистора по мощности уменьшается до единицы. На частотах выше Апах транзистор ведет себя как пассивный четырехполюсник.

Существует несколько способов обнаружения паразитных колебаний в усилителе, общих для транзисторов и ламп: визуальный контроль по экрану осциллографа формы огибающей радиочастотных колебаний на выходе и сравнение ее с формой огибающей на входе; исследование спектра выходного сигнала; наблюдение скачков постоянной составляющей тока коллектора при плавном изменении возбуждающего напряжения ог нуля до максимума.

Иногда для возникновения паразитной генерации достаточно на базу транзистора подать отпирающее напряжение (Еб > E^.

Паразитные колебания

Особенностью паразитных колебаний является то, что контурные токи протекают по проводам п элементам ступени, не предназначенным для больших токов радиочастоты (по соединительным проводам, выводам ламп, дросселям и т. п.). Если, например, дроссель, рассчитанный на прохождение постоянной составляющей анодного тока, при возникновении длинноволновых паразитных колебаний станет элементом колебательного контура, настроенного на частоту этих колебаний, то из-

за большого контурного тока возможен сильный его нагрев и даже его выход из строя.

Меры борьбы с самовозбуждением, рассмотренные в § 8.3, как правило, не устраняют паразитных колебаний. Более того, иногда средства, препятствующие самовозбуждению, способствуют возникновению паразитных колебаний. Так, введение в схему усилителя дополнительных нейтродинных конденсаторов (см. рис. 8 3) увеличивает возможность возникновения длинноволновых паразитных колебаний.

Для длинноволновых паразитных колебаний элементами колебательного контура, определяющими его частоту, являются прохедпал емкость Сас, анодный и сеточный дооссели, блокировочные и контурные конденсаторы. Такие колебания называются также дроссель-

Рис. 8.5

ними. Простейшая схема усилителя, аналогичная рассмотренным ранее, и ее эквивалентная схема для длинноволновых паразитных колебаний приведены на рис. 8.5, а, б. Дроссельные паразитные колебания возникают в том случае, когда выполняются условия самовозбуждения для эквивалентной индуктивной трехточечной схемы рис. 8.5. в. Если составить аналогичную эквивалентную схему для усилителя с нейтрализацией (см. рис. 8 3), то окажется, что реактивное сопротивление между анодом и управляющей сеткой образуется параллельным соединением двух Сас и двух См, т. е. суммарная емкость увеличивается, ее сопротивление уменьшается и обратная связь возрастает (вдвое, больше, чем без нейтрализации).

Для уменьшения вероятности возникновения длинноволновых паразитных колебаний при определенной величине Сас необходимо увеличивать индуктивность анодного и уменьшать — сеточного (в пределах, определенных в § 2.1) дросселя. При этом уменьшается коэффициент обратной связи для паразитного колебания. Кроме того, можно шунтировать дроссели или их части специальными корундовыми или силитовыми антипаразитными резисторами, которые снижают эквивалентное сопротивление контура паразитного колебания.

Ультракоротковолновые паразитам > колебания чаще всего bov,!- кают в ступенях с параллельным включением нескольких эпект - ж иых приборов (см. рис. 2.9) Элементами, определяющими частоту '-лих Колебаний, является проходная емкость индуктивность выво„ ;з и монтажных про-юзов, собственны. емкости эгектродьогх прибора? и паразитная емкж;ь монтажа.

Схема лампы с междуэлектродными емкостями и индуктивностями выводов изображена на рис. 8.6, а. От этой схемы легко перейти к двухконтурной схеме рис. 8.6, б и эквивалентной емкостной трехточечной схеме автогенератора (рис. 8.6, в).

Для снижения вероятности возникновения ультракоротковолнового паразитного колебания монтаж стремятся выполнять с минималь-

Рис. 8.6

ной длиной соединительных проводов. В провода, по которым может протекать контурный ток паразитного колебания, включают антипа- разитные резисторы, прежде всего в цепь управляющей сетки. Для уменьшения коэффициента обратной связи увеличивают емкость между сеткой и катодом, для чего непосредственно около лампы ставят ВЧ- конденсатор (см. рис. 2.2, в).

Предугадать возможность возникновения паразитных колебаний не удается, поэтому в процессе проектирования и производства стараются исключить их появление. При первом включении передатчика выявляют устойчивость работы его ступеней и при необходимости осуществляют дополнительные меры обеспечения устойчивости данного передатчика.

Глава 9

УСИЛИТЕЛИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ

ДИАПАЗОНОВ ОВЧ И УВЧ

Особенности работы диапазонных ОВЧ и УВЧ

Диапазоны очень высоких (ОВЧ) и ультравысоких (УВЧ) частот охватывают интервалы 30—300 и 300—3000 МГц. Применяющиеся в этих диапазонах электронные приборы отличаются от рассмотренных ранее, относящихся к частотам ниже 30 МГц Диапазоны ОВЧ, УВЧ и более высокочастотные позволяют иметь большое число каналов связи и передавать широкополосные сигналы (например, сигналы телевизионного изображения), а также использовать широкополосные способы модуляции (например, частотную модуляцию).

Радиоволны короче 10 м (частоты выше 30 МГц) распространяются прямолинейно. Они практически не могут огибать поверхность Земли и не претерпевают отражений от ионосферы . Вследствие этого передатчики ОВЧ и УВЧ обеспечивают радиосвязь на ограниченной площади в пределах прямой видимости антенн (с учетом их диаграмм направленности). Следовательно, одинаковые рабочие частоты могут использоваться несколькими системами радиосвязи или локации при небольшом территориальном удалении друг от друга. Этому способствует также малый размер антенн в рассматриваемых диапазонах, позволяющий построить антенны с высокой направленностью излучения.

Для диапазонов ОВЧ и УВЧ характерен малый уровень атмосферных радиопомех.

По мере уменьшения длины рабочей волны и увеличения РЧ-мощно- сти ступени, размеры радиодеталей, выводов электронных приборов и соединительных проводов становятся геометрически соизмеримыми с длиной волны и их уже нельзя рассматривать как элементы с сосредоточенными параметрами. В этом случае особенно острой является проблема укорочения соединительных проводов; в качестве колебательных контуров целесообразно использовать отрезки длинных линий.

В диапазоне УВЧ и частично ОВЧ время пролета электронов в лампах оказывается соизмеримым с периодом колебаний радиочастоты. Лампы приходится рассматривать как прибор, обладающий определенной инерционностью.

Повышение частоты увеличивает потери РЧ-мощности в диэлектриках и колебательных системах, а также потери на излучение энергии соединительными проводами и контурными катушками. Из-за поверхностного эффекта (скин-эффекта) увеличивается сопротивление проводов.

Особенности работы ламп на повышенных частотах

При повышении частоты ухудшается работа ламп и на определенных частотах их применение становится невозможным или нецелесообразным. Причины ухудшения заключаются в следующем. Уже в диапазо- несредпих волн начинают сказываться междуэлектродные емкости лампы и прежде всего проходная, приводящая к возникновению самовозбуждения и паразитных колебаний (см. гл. 8). В диапазоне высоких частот входная п выходная емкости лампы оказываются соизмеримыми с емкостями колебательных контуров Через выводы и электроды лампы начинают протекать большие токи радиочастоты, приводя к их дополнительному нагреву. Междуэлектродные емкости лампы вместе с емкостью монтажа определяют минимально допустимое значение емкости колебательного контура. На повышенных частотах это приводит к снижению характеристического сопротивления контура Zc = = V'rLvJCK и уменьшению его к.пл.: рк = 1—7?OK/(ZCQX). Кроме того, снижение к. п. д. контура происходит из-за увеличения мощности потерь в диэлектриках лампы и потерь в контуре на излучение, а также поверхностного эффекта. Возрастание потерь снижает добротность Qx и эквивалентное сопротивление контура Дэи, в результате чего может снизиться напряженность режима лампы и к.пл. анодной цепи.

На частотах 500—1000 МГц начинает проявляться инерционность работы лампы. Как известно, скорость движения электронов в электрическом поле и определяется зарядом электрона е, его массой т и напряжением Е, вызвавшим движение электронов- v = V2сЕ/т. Полагая среднюю скорость пср движения между электродами лампы равной половине ее значения в конце пути, получим время пролета электронами / расстояния между электродами d:

t = d/ycp = 2dly iOII = 3,3-10-8 dlVE.

Для d = 0,03 см E = 100 B, t w 10-10 с. Сравним это время с периодом Т колебаний двух различных частот f:

для / = 10 МГц (Л = 30 м) Г = 1// = КГ7, т. е. / = 0,001 Т; 2) для/= 1000 МГц (X = 30 см) Т = 10~9, т. е. t = 0J Т.

В первом случае влиянием времени пролета электронов можно пренебречь, во втором (и во всех случаях, когда /^0,1 Г) с влиянием инерционности лампы приходится считаться. При /^0,25 Т нельзя пользоваться статическими характеристиками лампы для расчета ее режима.

Большое время пролета электронов (/ > 0,1 Г) увеличивает мощность возбуждения, изменяет форму импульса анодного тока (по сравнению с областью более низких частот импульс становится ниже и шире). уменьшается содержание первой гармоники тока /а1 в импульсе, проявляется сдвиг фаз между Uc и /а1. Часть электронов не успевает за премя положительного напряжения дойти до анода и возвращается на катод, вызывая его дополнительный нагрев.

Таким образом, при работе па повышенных частотах у лампового усилителя мощности оказываются уменьшенными коэффициент усиления по мощности, к. п. д. и полезная мощность. Одновременно увети- чивается нагрев лампы.

Ламповый автогенератор кроме отмеченных недостатков из-за сдвига фаз между Uc и /а1 имеет пониженную стабильность частоты.

На частотах выше 1—2 ГГц, где лампы теряют свои усилительные свойства, применяются специальные электронные приборы: клистроны, магнетроны, лампы бегущей и обратной волн, диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды и др. (см. гл. 10).

Рис. 9.1Рис. 9.1Рис. 9.2Рис. 9.2

Рис. 9.1

Рис. 9.1

Рис. 9.2

Рис. 9.2

Теория работы лампы с учетом влияния времени пролета электронов очень сложна. В упрощенном варианте она изучается в курсе «Электронные и полупроводниковые приборы». В современных радио- пепедающих устройствах для диапазонов ОВЧ и УВЧ используют специальные генераторные лампы (типа ГИ и ГС), в которых ослаблено влияние времени пролета электронов. У них уменьшены индуктивности выводов и междуэлектродные емкости, снижены потери в диэлектрике.

Внешний вид металлокерамических ламп серий ГИ и ГС показан на рис. 9.1, а, б, а схема их конструкции —■ на рис. 9.2.

Особенностями таких ламп являются: короткие выводы электродов, прежде всего управляющей сетки; дискообразная управляющая сетка и кольцевой или цилиндрический вывод С; цилиндрические катод и анод, рабочие поверхности — торцы цилиндров; размещение выводов катода и анода К и Л с противоположных сторон лампы; небольшие площади электродов, что уменьшает междуэлектродные емкости; небольшие расстояния между электродами лампы, уменьшающие время пролета электронов; высокое (по возможности) анодное напряжение; высокоэффективный активированный катод косвенного Накала, необходимый для получения заданной мощности при малой площади катода; керамический корпус лампы И (специальная радио-

частотная керамика); минимальный объем керамики; отсутствие внутри лампы других изоляторов.

Конструкция металлокерамических ламп разработана специально для использования в усилителях, работающих по схеме ОС. Чаще всего такие лампы применяют в сочетании с колебательными контурами из отрезков коаксиальных длинных линий (см. § 9.4).

В последнее время появилось большое количество видов металлокерамических тетродов, работающих на частотах до 1000 МГц и создающих в непрерывном режиме мощность до 10 кВт. По конструкции тетроды аналогичны триодам.

Колебательные системы с распределенными параметрами

Колебательный контур, образованный катушкой и конденсатором, является системой с сосредоточенными параметрами в том случае, когда размеры катушки, конденсатора и соединительных проводов меньше 0,1 к. По мере повышения рабочей частоты и увеличения мощности ступени передатчика размеры колебательного контура становятся соизмеримыми с длиной волны, т. е. контур становится системой с распределенными параметрами.

На повышенных частотах катушка контура вырождается в один виток, в качестве емкости контура используются междуэлектродные емкости и емкость монтажа. Добротность Q и волновое сопротивление Zc такого контура невелики, следовательно, к. п. д. контура низок.

Для получения достаточно высокого к. п. д. контура и анодной цепи лампы в диапазоне ОВЧ переходят к контурам (рис. 9.3, а, б) из отрезков длинных линий (двухпроводных и коаксиальных). При больших мощностях (100 кВт и более) отрезки длинных линий используют начиная с частот 20—30 МГц.

Колебательные контуры из отрезков длинных линий обладают следующими преимуществами перед контурами с сосредоточенными параметрами: отсутствие соединительных проводов; особенно удачно сочетаются металлокерамические лампы с коаксиальными контурами; настройка колебательной сишемы в широких пределах путем изменения длины линии; мало активное сопротивление проводов двухпроводных и коаксиальных линий токам радиочастоты, т е. высокая добротность. Наибольшей добротностью обладают замкнутые системы с распределенными параметрами (коаксиальные, тороидальные и др.), так как в них отсутствуют потери на излучение энергии в окружающее пространство.

Недостатком контуров с распределенными параметрами (рис. 9.4, а) является их способность к резонансу при данной длине на многих частотах (рис. 9.3, 8, г; 9.4,6, в). Конструкция контуров из отрезков длинных линий обычно сложнее.

В основном применяются короткозамкнутые отрезки линий, так как их резонансная длина на основной частоте вдвое короче, чем у отрезков разомкнутых линий (рис. 9.3, в, г) Кроме того, они излучают

1),1),'6)'6)3)3)$$'zzzzzzzzzzzzzzzzzz^'zzzzzzzzzzzzzzzzzz^5)5)6) О6) О\ZtTZ\ZtTZо г)о г)^ЭКК^ЭККУ ■чк.хУ ■чк.хрчс. 9.3рчс. 9.3Рис. 9.4Рис. 9.4

1),

1),

'6)

'6)

3)

3)

$

$

'zzzzzzzzzzzzzzzzzz^

'zzzzzzzzzzzzzzzzzz^

5)

5)

6) О

6) О

\ZtTZ

\ZtTZ

о г)

о г)

^ЭКК

^ЭКК

У ■чк.х

У ■чк.х

рчс. 9.3

рчс. 9.3

Рис. 9.4

Рис. 9.4

меньше энергии в пространство. Реактивная составляющая входного сопротивления длинной линии, разомкнутой на конце (рис. 9.3, в), Хэк = ;ZC tg (2 nliK^, а замкнутой (рис. 9.3, а) Хэк = — jZc ctg (2 л^). Короткозамкнутая линия эквивалентна колебательному контуру при резонансе для / = 0,25^ + 4- н • 0,5 X, где п = 0, 1,2,

3,..., а разомкнутая — при I = — 0,5 % ~Н /1 • 0,5 X.

При наличии дополнительной емкости (рис. 9.4, а) длина линии в состоянии резонанса уменьшается. Для короткозамкнутой линии в сочетании с емкостью С резонансная длина /рез=М2 л arctg (l/pw С)1Ч- + и • 0,5 X. Эквивалентное сопротивление такого контура 7?эн= = Zc Qxtp (2л/Д). Функция ф = /(2 л UX^ (рис. 9.4, а), предложенная С. И. Евтяновым, учитывает зависимость потерь в проводах линии от п, т. е. от характера распределения тока вдоль линии (например, см. рис. 9. 4, б, где п = 0, и рис. 9.4, в, где п = 1).

Наибольшее значение эквивалентного сопротивления 7?ак получается при / = 0,25 X. Допустимо использовать I = (0,12^-0,25) X.

Добротность колебательного контура, образованного отрезком длинной линии и междуэлектродной емкостью лампы, зависит от активного сопротивления в местах соединения лампы и линии, от сопротивления Деталей лампы, которые изготовляют из тугоплавких материалов (молибден, тантал и др.) и обладают большим по сравнению с медью Удельным сопротивлением, а также от потери энергии в органах насг- 151

ройки — поршнях. Практически добротность контура с двухпроводной пинией Qx = 150-4-250, что на 50—75% больше, чем у контуров с сосредоточенными параметрами. Это объясняется большим сечением проводов линии и меньшими потерями в диэлектрике изолирующих конструкций. Коаксиальные резонаторы в сочетании с лампами имеют Qx = 300 у-500, так как они являются замкнутыми системами и не излучают энергию в окружающее пространство.

Волновое сопротивление двухпроводных длинных линий 2С = = 276 1g (2 Did.— 1), а коаксиальных 2С = 138 lg (Did). Наибольшую добротность контура получают при Zc = 100-4-150 Ом для двухпроводных линий и при Zc = 50-4-75 Ом для коаксиальных.

Генераторы на металлокерамических лампах с коаксиальными резонаторами

Для того чтобы не использовать соединительные провода между электродами лампы и элементами колебательных контуров ступени, генераторы строят на металлокерамических лампах с колебательными контурами как в выходной, так и во входной цепи. Различают два вида двухконтурных генераторов: с двусторонним (рис. 9.5, а) и с односторонним (рис. 9.5. б) расположением резонаторов. Первая конструкция проще, позволяет выбирать размеры резонаторов независимо друг от друга. Недостатками конструкции являются трудность охлаждения анода, расположенного внутри конструкции; необходимость перемещения одного из резонаторов для смены лампы; большая длина конструкции. Вторая конструкция сложнее, так как резонаторы объединены в единую систему. Выбор диаметра одного резонатора осуществляют с учетом диаметра другого. Преимуществом односторонней конструкции является расположение анода лампы около одной из наружных стенок резонатора, что облегчает принудительное охлаждение анода и смену лампы.

Диаметры резонаторов D nd выбирают с таким расчетом, чтобы резонаторы непосредственно соединялись с соответствующими выводами электродов лампы (рис. 9.5, а, б). Для того чтобы в резонаторах ие возникали волны высших порядков, необходимо выполнение условия (D — d) < V4. Расстояние (D — d)!2 не должно быть слишком мало, чтобы не возникал электрический пробой. Допустимая напряженность поля в полости резонатора 500—750 В/мм. Наибольшее напряжение в резонаторе при п = 0 получают в месте соединения лампы и ре- .инатора, где U к = Ua + Uc (см. рис. 9. 4, б; 1.17; 2.8). Если же кон-

тур используют на «обертонах», т. е. при п = 1, 2, ..., то наибольшим окажется напряжение в пучности (см. рис. 9.4, «).

Резонаторы и другие элементы конструкции выполняют из электротехнической меди, латуни, бронзы, инвара. Для уменьшения активного сопротивления поверхности резонаторов, по которым протекают токи радиочастоты, полируют, а для защиты от окисления покрывают тонким слоем серебра.

Настройку резонатора в широких пределах производят путем изменения длины резонатора /. Для этого короiкозамыкающую стенку резонатора делают в виде поршня.

Транзисторные усилители ОВЧ

Схемы транзисторных усилителей дизпа-юна ОВЧ аналогичны схемам ламповых усилителей. В отличие от ламповых усилителей транзисторные имеют малые входные и выходные сопротивления, что предопределяет особенности построения их входной и выходной согласующих целей.

Если в диапазоне декаметрогых волн схемы с колебательным контуром в коллекторной цепи находят ограниченное применение, в основном в маломощных передатчиках (Р ^ 1 -у 5 Вт), работающих на одном или несколькйх фиксированных частотах, то па частотах выше 60 МГц они являются основными при построении транзисторных усилителей мощности.

Резонансная согласующая цепь позволяет компенсировать влияние ин туктивносгей выводов и соединений транзистора, его входной и выходной емкостей, а также емкости мштажа, обеспечивая усилителю резистивную нагрузку на рабочей частоте. Потоса рабочих частот усилителя определяется добротностью нагруженных согласующих цепей и составляет обычно 10—30% от рабочей частоты.

В качестве согласующих цепей применяют П-контуры

Малые габариты транзистора и низкие сопротивления контурных катушек и конденсаторов позволяют создавать компактные конструкции усилителей, уменьшая до минимума длину соединительных проводников.

Колебательные системы диапазона ОВЧ, как правило, строят на сосредоточенных элементах — индуктивных катушках и конденсаторах. Обычно контурные катушки имеют малые размеры и состоят из нескольких витков (2—8), поэтому их перестройка в широких пределах сложна. Настройку контуров и согласование с нагрузкой осуществляют переменными воздушными подстроечными конденсаторами (рис. 9 6). Настройку контуров в цепях базы и коллектора на рабочую частоту и согласование входа и выхода усилителя с внешними цепями выполняют конденсаторами Ст, С2 и С4, С6. Резонансная цепь колчек- тсра представляет собой П-контур, особенностью которого на высоких радиочастотах является использование в качестве входной емкогги жюлекюрной емкости транзистора (на схеме коллекторная емкость Су показана пунктиром).

На частотах выше 300—400 МГц в транзисторных усилителях для реализации цепей согласования и фильтрации применяют несимметричные полосковые линии. Они позволяют упростить изготовление РЧ-части усилителя, уменьшить потери энергии согласующих звеньев, ослабить влияние паразитных индуктивностей выводов, поскольку транзисторы, предназначенные для работы на частотах выше 400 МГц, имеют специальную конструкцию корпуса с полосковыми выводами базы, эмиттера и коллектора, приспособленного для сопряжения с полосковыми колебательными системами. На рис. 9.7 показана схема конструкции однокаскадного усилителя мощности, собранного по схеме рис. 9.6. Радиочастотную

Рис. 9.7Рис. 9.7Рис. 9.8Рис. 9.8часть усилителя выполняют на плате из фольгированного с двух сторон фторопласта или полиэтилена.

Рис. 9.7

Рис. 9.7

Рис. 9.8

Рис. 9.8

В качестве проводника используют медную фольгу с нанесенным на ее поверхность слоем серебра. Ширину полосковой линии выбирают, исходя из волнового сопротивления Zc. Чем шире линия, тем меньше Zc. Для дросселей используют узкие полосковые линии с высоким Zc, а для контурных катушек — более широкие полосковые линии с меньшим Zc. Для согласования сопротивлений на входе и выходе полосковой линии рассчитывается ее длина.

Конденсаторы представляют собой короткие и широкие отрезки линий, близко расположенные друг от друга. Чем больше площадь линий и чем ближе они расположены к подложке платы, тем больше емкость конденсатора.

Геометрические размеры конструкции зависят от рабочей частоты. На частотах выше 700—800 МГц конструкция будет компактной, на более низких частотах размеры конструкции получаются значительными. Для уменьшения габаритов конструкции переходят на элементную базу с сосредоточенными параметрами. Верхняя рабочая частота, на которой возможно применение элементов со сосредоточенными параметрами, зависит от соотношения их геометрических размеров и длины волны. Когда длина волны становится сопоставимой с их размерами, они начинают излучать энергию в пространство. Размеры дискретных элементов не должны превышать 1/100Х на рабочей частоте. Например, на частоте 400 МГц (Л = 75 см) внешний диаметр типовой

Рис. 9.8Рис. 9.8

Рис. 9.8

Рис. 9.8

индуктивной катушки не должен превышать 2,5 мм; на частоте 2 ГГц ^ = 15 см) этот размер должен составлять не более 1,3 мм. Реализо

вать дискретные элементы столь малых размеров можно только на ос

нове фотолитографических методов обработки, применяемых при производстве транзисторов.

Развитие этих методов привело к созданию усилителей, все элементы которых вместе с кристаллом транзистора размещают на единой подложке. Геометрические размеры таких устройств лишь незначительно превышают габариты выпускаемых в настоящее время дискретных транзисторов.

Примером таких функционально законченных блоков являются усилители типа 2УС721 и 2УС723 мощностью от 0,5 Вт (2УС721) до 10 Вт (2УС723), работающие в частотных диапазонах шириной 10 МГц на частотах от 175 до 450 МГц. Схема

таких усилителей и их конструкция приведены на рис. 9.8, а, б. Назна-

ранее рассмотранее рассмотчение элементов и принцип работы схемы аналогичны

ранее рассмот

ранее рассмот

законченность усилителя обеспезаконченность усилителя обесперенным схемам. Функциональная

законченность усилителя обеспе

законченность усилителя обеспе

чивается одинаковыми входными и выходными сопротивлениями и возможностью собирать на их основе многокаскадные усилители мощности без дополнительных элементов настройки и согласования.

Варакторные умножители частоты

Умножители частоты, использующие нелинейную емкость р-п-пере- хода полупроводникового диода, называемого варактором, применяют в передатчиках УВЧ- и СВЧ-диапазонов на частотах, где работа транзисторных умножителей частоты уже не эффективна. Нижняя рабочая частота таких умножителей 0,5—1 ГГц, верхняя — 8 — 12 ГГц (ограничена частотными свойствами варикапа). Верхняя рабочая частота примерно в 10—12 раз ниже граничной частоты, на которой добротность емкости варактора становится равной единице.

Варакторы предназначены для работы при больших амплитудах РЧ-сигнала и размещены в корпусах с хорошим теплоотводом.

Эффект умножения частоты варакторным умножителем объясняется нелинейной зависимостью тока, протекающего через варактор, от напряжения на емкости р-л-нерехода. Известно, что ток и напряжение на конденсаторе связаны следующим соотношением: / = UdXc = = jtoCUc. Так как емкость варактора зависит от напряжения на P-n-переходе, т. е. Св = f (UcY то при подаче на варактор синусоидального напряжения ток, протекающий через нею, будет несинусо-

идальным, т. е. появятся высшие гармонические составляющие тока. При протекании через варактор синусоидального тока несинусоидальным становится напряжение на варакторе. Уровень высшн с гармонических составляющих тока или напряжения возрастает, если работа варактора будет сопровождаться заходом в область открытого р-п-перехода. При этом к нелинейной емкости закрытого р-п-перехода (барьерная емкость) добавляется емкость открытого р-п-перехода (диффузионная емкость), которая по

Рис. 9.10Рис. 9.10величине на несколько порядков больше барьерной емкости, но имеет мень-

Рис. 9.10

Рис. 9.10

шую добротность. На рис. 9.9 приведена зависимость емкости варактора и тока через него от напряжения смещения и показано, как при этом изменяется величина заряда р-п-перехода.

Как видно из рисунка, переход из закрытого состояния в открытое и обратно приводит к увеличению нелинейного изменения заряда р-п-перехода в зависимости от диффузионной емкости. При этом нелинейное изменение заряда, определяемое барьерной емкостью, несущественно. По этой причине у существующих и вновь разрабатываемых варакторов степень нелинейности барьерной емкости мала (у ^ 0,3) и имеется тенденция к ее снижению до нуля.

На практике применяют две схемы построения умножителей, отличающиеся включением варактора. При параллельном включении барактора (рис. 9.10) используют последовательные контуры (С^^з и C3L3), настроенные на основную частоту со и требуемую гармонику псо. Через емкость варактора протекают контурные токи основной частоты и требуемой гармоники.

При параллельном включении один из выводов варактора оказывается под нулевым потенциалом (точка а на рис. 9.10), вследствие чего его можно размещать на большом радиаторе, улучшая тепловой режим и повышая полезную мощность. Недостатком, ограничивающим применение такой схемы, является возможность появления паразитных резонансов, обусловленных наличием индуктивности выводов и емкости корпуса варактора и монтажа. ■

При последовательном включении варактора (рис. 9.11) параллельные контуры С^Сз и С4L3 настроены на основную частоту и требуемую гармонику. На емкости варактора создается напряжение двух частот: со и «со. Индуктивности выводов и емкость корпуса являются

составной частью колебательной системы варакторного умножителя, поэтому такая схема варактора работает более устойчиво в верхней части рабочего диапазона частот по сравнению со схемой параллельного включения. Ее недостатком является сложность охлаждения корпуса варактора в процессе работы. Наличие на выводах корпуса РЧ- напряжения не позволяет применять больших ио размеру радиаторов, так как при этом увеличивается паразитная емкость на корпус и снижается амплитуда ВЧ-напряжения на емкости варактора.

Риг. 9.11

Преобразование мощности сигнала одной частоты в мощность сигнала другой частоты происходит при определенном напряжении смещения емкости р-га-перехода. Требуемое напряжение смещения можно получить как от внешнего источника смещения Есч (вне те фиксированное смещение), так п за счет резистора £сч, через 1' ,рый протекает ток утечки варак ора (автоматическое смещение).

Оптимальное напряжение внешнего фиксированного е щеиия соответствует условию максимального преобразования мощности в варакторе для одного заданного уровня сигнала па входе. При изменении уровня сигнала на входе эффективность работы умножителя ухудшается. Автоматическое смещение изменяет напряжение смещения на емкоста варактора таким образом, что оптимальные условия работы сохраняются даже при изменении сигнала на входе. При отсу гствии РЧ-сигнала на входе напряжение смещения на р-п-переходе уменьшается до нуля, что приводит к увеличению Сп, а следовательно, к расстройке входного контура умножителя.

Варакторные умножшели частоты, как правило, строят для удвоения или утроения частоты. При необходимости более высокой кратности умножения частоты применяют цепочки из нескольких последовательно включенных умножите чей с кратностью умножения два или три. Коэффициент передачи мощности умножителя есть отношение мощности требуемой гармоники на выходе (Рпа) к мощности основной частоты на входе (Рю): Кр = PnaiP^-

У правичычо спроектированных и ццательно настроенных варакторных утшю./.ителей частоты при умножении на два Кр — 0,7 -у 0,85, при умножении на три Кр -= 0,5 -у- 0,7, а при умножении на четыре ^хр = 0,3 -у- О,-!. Таким образом, умножитель на четыре кисет более низкий кезфе ■ цкент пеоедачи мощности, чем два удвоителя частоты, включенные г.сс едсзатсльно: Ал = (0,7 у- Суй)2 ту о,5 у- с,7.

Глава 10

УСИЛИТЕЛИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ

ДИАПАЗОНА СВЧ

Приборы для усиления

и генерирования колебаний диапазона СВЧ

В радиопередающих устройствах диапазона СВЧ применяют как электровакуумные, так и полупроводниковые приборы. К электровакуумным приборам относятся приборы типа О [клистроны, лампы бегущей (ЛЕВО) и обратной (ЛОВО) волн] и типа М [магнетроны, митроны, платинотроны, лампы бегущей (ЛБВМ) и обратной (ЛОВМ) волн].

Клистроны бывают пролетные и отражательные. Пролетные клистроны в зависимости от назначения подразделяют на усилительные, генераторные и умиожигельные. Последние предназначены для умножения частоты Кроме гого, клистроны классифицируют и по числу резонаторов (двух-, трех- и четырехрезонаюрные). Если в клистроне число резонаторов больше двух, то его называют многорезонаторным. Чаще встречаются усилительные пролетные многорезонаторные клистроны, применяемые в промежуточных и выходных каскадах радиопередающих устройств. Отражательные клистроны — маломощные генераторы СВЧ-колебаний, применяемые в схемах задающих генераторов. В настоящее время удельный вес отражательных клистронов в аппаратуре быстро уменьшается.

ЛЕВО представляют собой более широкополосные усилители СВЧ- диапазона по сравнению с клистронами. Их применяют не только в оконечных и промежуточных каскадах радиопередающих устройств, но и во входных каскадах радиоприемных устройств (маломощные малошумящие ЛЕВО)

ЛОВО могут быть усилителями и генераторами СВЧ-колебаний- Наиболее часто встречаются генераторные ЛОВО — широкодиапазонные маломощные генераторы СВЧ с электронной перестройкой частоты, в которых частота генерации зависит от электрического режима-

Магнетрон предназначен для генерирования колебаний средней и большой мощности. Большинство магнетронов работают в импульсном режиме.

Матрон — генераторный прибор магнетронного типа, частота колебаний которого управляется изменением анодного напряжения. Достоинством митрона является линейность характеристики перестройки частоты.

К платинотронам относятся амплитроны — магнетронные усилители и стабилотроны — генераторы стабильных СВЧ-колебаний большой мощности.

ЛБВМ и ЛОВМ представляют собой мощные усилитель и генератор СВЧ-колебаний с электронной перестройкой частоты.

Из полупроводниковых приборов в радиопередающих устройствах СВЧ-диапазопа для усиления и генерирования к хлебаний наибольшее распространение получили биполярные (БТ) и палевые транзисторы (ПТ), лавинно-пролетные диоды (ЛПД), диоды Ганна (ДГ). Для преобразования и умножения частоты применяю! варакторные диоды.

В последнее время особенно быстро проводится разработка новых типов полевых транзисторов. На частоте 8 ГГц получена мощность 2,5 Вт. В ближайшие годы ожидается появление транзисторов с выходной мощностью, составляющей единицы ваш на частоте 20 ГГц.

ЛПД и диоды Ганна — полупроводниковые приборы, обладающие в динамическом режиме отрицательным сопротивлением. На их основе построены маломощные СВЧ-генераторы, работающие на частотах выше 100 ГГц.

Полупроводниковые приборы СВЧ уже применяют в маломощных передатчиках радиорелейных линий и передатчиках портативных радиолокационных станций малой дальности.

Наибольшей мощностью обладают пролетные клистроны Несколько уступают им амплитроны и магнетроны Однако последние обладают более высоким к. п. д. Полупроводниковые приборы обеспечивают меньшие уровни мощности, соизмеримые с уровнями мощности отражательных клистронов и ЛОВО

Развитие электроники СВЧ происходит в двух направлениях. Первое — совершенствование имеющихся приборов- увеличение выходной мощности, к. п. д , надежности, срока службы, продвижение в область более высоких частот. Второе направление связано с разработкой новых принципов построения приборов. Оно особенно важно для генерирования, преобразования и усиления колебаний в диапазонах волн короче 1 см.

Двухрезонаторные пролетные клистроны

Клистронами называют электровакуумные приборы СВЧ, в которых модулированный по плотности электронный поток передаст кинетическую энергию электронов сверхвысокочастотному полю резонатора. Взаимодействие электронов с полем СВЧ происходит в течение короткого времени.

На рис. 10.1 показана упрощенная схема усилительного двух резонаторного пролетного клистрона. Внутри вакуумной колбы расположены подогреватель 1, катод 2, коллектор 5, входной и выходной резонаторы 3 и 4 с подключенными к ним входной и выходной коаксиальными линиями, пролетная труба 6. Каждый резонатор, являющийся колебательным контуром СЕ-’Ч-диапазона, образован двумя сетками (показаны пунктирными линиями) и замкнутой полостью прямоугольного сечения. Между сетками концентрируется электрич ^кое поле Сетки образуют конденсатор колебательного контура В полостях возникает высокочастотное магнитное поле Эти полости образуют своеобразные витки, соединяющие сетки, и выполняют функцию индуктивности. Пространство, заключенное между сетками резонатсра, называют пространством взаимодействия Здесь происходит езди чс„ еиа-

вие электронного потока с высокочастотным полем резонатора. Про странство, расположенное между входным и выходным резонаторам, (в пролетной трубе 6\ представляет собой пространство дрейфа и. ' I руппирования. Источник постоянного высокого напряжения £ включен между коллектором, резонаторами и катодом.

Рассмотрение принципа действия клистрона начнем со случая, ког да возбуждение не подано и поле СВЧ во входном резонаторе отсутствует. Электроны от разогретого катода двигаются в сторону резонато ров и коллектора под действием приложенной разности потенциалог Ео. В пространстве, заключенном между катодом и входным резон . тором, происходит у скорение электронов; потенциальная энергия поля

Рис. 10.2Рис. 10.2

Рис. 10.2

Рис. 10.2

источника шчания преобразуется в кинетическую энергию эчектро- ков. Далее электроны перемещаются по инерции в направлении коллектора с постоянной скоростью. В результате электронной бомбардировки происходит нагревание коллектора: кинетическая энергия электронов переходит в тепловую.

Предположим, что к входному резонатору подключен источник гармонических колебаний частоты со, совпадающей с собственными частотами резонаторов 3 и 4. Возбуждение создает ВЧ-напряжение между сетками входного резонатора. Силовые линии электрического голя СВЧ перпендикулярны плоскости сеток и совпадают с направлением движения электронов. Электрическое поле в зависимости от его знака пог временно осуществляет ускорение или замедление движения электронов, пролетающих пространство взаимодействия входного резонатора. Происходит модуляция скорости электронного потока. В ьространстве дрейфа электроны, обладающие большей скоростью, догоняют электроны, идущие с меньшей скоростью, и образуют электронные группы. Для иллюстрации процесса группирования воспользуем- (я пространственно-временной диаграммой на рис. 10.2. Напряжение между сетками входного резонатора обозначим (Д, а напряжение гыходного резонатора — U2 Пусть положительные полупериоды синусоиды Uv соответствуют ускоряющему полю, отрицательные — торг озящему полю. На пространственнЪ-временнбй диаграмме изображены графики движения электронов, взаимодействующих с поле'1

входного резонатора в различные моменты времени. Графики представляют собой прямые линии, поскольку в пространстве группирования электроны двигаются с постоянной скоростью. Угол наклона прямых определяется скоростью электронов, покидающих входной резонатор. Чем больше скорость, тем больше угол наклона прямой к оси абсцисс. Электроны, пролетающие входной резонатор в моменты времени 2, 2', 4, 4', т. е. в моменты нулевого поля, в пространстве дрейфа имеют одинаковые скорости v0; их движение изображают параллельными прямыми. Скорость и0 зависит от разности потенциалов Ео. Электроны в моменты времени 1, Г находятся в замедляющем поле, их скорость уменьшается по сравнению с и0.

Электроны в моменты времени 3,3' оказываются в ускоряющем поле и увеличивают свою скорость. В результате часть прямых пересекается в сечении г3. Электроны, прошедшие линию отсчета в моменты времени /, 2, 3,1', 2’ и 3', образуют в сечениях г3 и г4 группы. Вместе с тем электроны, вылетевшие в моменты времени 4, 4' и в другие моменты (например, в моменты времени между 3 и /'), не участвуют в процессе группирования. Группирование электронов привело к образованию электронных сгустков и появлению пульсаций электронного потока и тока коллектора с частотой оз Осциллограммы тока электронного луча i в сечениях г4, г2, г3

и г4 показаны на рис. 10 3. В сечении г, плотное!ь электронов еще не зависит от времени и ток I остается постоянным; в сечении г2 появляются небольшие изменения тока, в сечении г3, где пересекаются графики движения Z^t\ плотность электронов и ток в импульсе максимальны, а длительность импульсов тока минимальна. В сечении г4 электроны расходятся, длительность импульса увеличивается, в импульсе электронного тока появляется характерный провал.

В спектре тока электронного луча, пульсирующего с частотой со, содержится много гармоник. Сгруппированный электронный поток наводит в выходном резонаторе токи с частотами гармоник со. Так как выходной резонатор усилительного клистрона настроен на частоту возбуждения со, в нем возникает высокочастотное ВЧ-поле тотько частоты первой гармоники. Электронные группы должны приходить в выходной резонатор в момент времени, когда электриче- сиое поле в пространстве взаимодействия оказывается тормозящим.

В противном случае ВЧ-поле, образованное за счет наведенных зарядов, не могло бы существовать. Электроны тормозятся этим полем и передают ему свою кинетическую энергию.

Проследим, как преобразуется энергия в двухрезонаторном клистроне. Электроны, летящие в пространстве, расположенном между катодом и входным резонатором, получают энергию от источника с напряжением Ео и отдают часть своей кинетической энергии ВЧ-по- лю выходного резонатора. Остаток кинетической энергии выделяется на коллекторе. Электрическое поле СВЧ входного резонатора, осуществляя скоростную модуляцию электронного потока, управляет передачей энергии от мощного источника с напряжением Ео в нагрузку, подключенную к выходному резонатору. Покажем, что мощность, потребляемая входной цепью клистрона, невелика. Электроны, проходящие входной резонатор в полупериоды тормозящего поля, уменьшают скорость и передают кинетическую энергию полю. Электроны, проходящие резонатор в полупериоды ускоряющего поля, увеличивают скорость и получают кинетическую энергию за счет энергии источника возбуждения (см. рис. 10.2). Поскольку через входной резонатор проходит примерно одинаковое число электронов за время торможения и ускорения, средняя скорость электронов за период при выходе из резонатора равна начальной скорости и0- Отсюда следует, что на процесс модуляции скорости энергия не расходуется. При конечном времени пролета часть электронов, влетевших в пространство взаимодействия, в конце полупериода торможения попадает в ускоряющее поле. Число электронов, увеличивающих скорость, станет несколько больше, чем число электронов, замедляющих скорость В результате средняя скорость электронов за период возрастет по сравнению с и0 и увеличится расход энергии от источника возбужения. Нужно также учитывать, что часть мощности возбудителя расходуется на потери во входном резонаторе. Эти потери энергии малы, поскольку резонатор обладает высокой добротностью. Таким образом, в клистроне получается достаточно большое усиление мощности.

Многорезонаторные пролетные клистроны

Па рис. 10.4 приведена упрощенная схема усилительного пролетного трехрезонаторного клистрона. Названия электродов совпадают с названием электродов двухрезонаторного пролетного клистрона, представленного на рис. 10.1. Новым элементом является холостой резонатор, расположенный в промежутке между входным и выходным резонаторами, к которому не подключены никакие волноводы. Холостых резонаторов может быть несколько. Все резонаторы обычно настраивают на одинаковые или близкие частоты. В пространствах, заключенных между сетками резонаторов, происходит взаимодействие электрического ВЧ-поля с электронными потоком. Пространство группирования находится между входным и выходным резонаторами и включает пространство взаимодействия холостых резонаторов. Движение электронов в отсутствие ВЧ-возбуждения происходит так же, как в двухрезонаторном клистроне.

Для предотвращения электронной бомбардировки и нагревания элементов резонаторов и пролетных труб, которое может привести к изменению параметров или выходу из строя клистрона, применяют фокусировку электронного потока продольным магнитным полем электромагнита или системы постоянных магнитов (на рис. 10.4 не показаны).

Для пояснения принципа действия многорезонаторною клистрона представим трехрезонаторный клистрон как совокупность двух последовательно включенных двухрезонаторных клистронов с общим электрон

ВыходВыход1 г з о 1' г1 з' v1 г з о 1' г1 з' vным потоком. Холостой резонатор одновременно будет выходным резонатором «нижнего» и входным резонатором «верхнего» двухрезонаторного клист-ным потоком. Холостой резонатор одновременно будет выходным резонатором «нижнего» и входным резонатором «верхнего» двухрезонаторного клист-Рис. 10.4Рис. 10.4ВходВходРис. 10.5

Выход

Выход

1 г з о 1' г1 з' v

1 г з о 1' г1 з' v

ным потоком. Холостой резонатор одновременно будет выходным резонатором «нижнего» и входным резонатором «верхнего» двухрезонаторного клист-

ным потоком. Холостой резонатор одновременно будет выходным резонатором «нижнего» и входным резонатором «верхнего» двухрезонаторного клист-

Рис. 10.4

Рис. 10.4

Вход

Вход

рона. Проведя рассуждения, аналогичные приведенным в § 10.2, можно показать, что происходит усиление мощности СВЧ.

Однако из-за существования общего электронного потока процесс группирования в трехрезонаторном клистроне может отличаться от процесса группирования в двухрезонаторном. Пульсирующий электронный поток возбуждает в холостом резонаторе ВЧ-поле, которое влияет на скорость пролетающих электронов и, следовательно, на процесс группирования в пространстве за холостым резонатором. Парис. 10.5 представлена пространственно-временная диаграмма трехрезонаторного клистрона. Как и в двухрезонаторном клистроне, в пространстве между входным и холостым резонаторами в процессе группирования участвуют не все электроны (не участвуют электроны, находящиеся в резонаторе между моментами времени 3 и Г и аналогичными). В пространстве, расположенном выше холостого резонатора, характер диаграммы изменяется, электроны сильнее группируются и большее число электронов приходит к выходному резонатору в полупериод торможения, т. е. большее число электронов передает энергию полю выходного резонатора при той же мощности, потребляемой от источника. Следовательно, применение одного или нескольких холостых Резонаторов позволяет увеличив содержание первой гармоники электронного тока, увеличить к. п д и коэффициент усиления клистрона. При этом уменьшается нагрев коллектора.

Применение усилительных клистронов

Возможность применения клистронов в том или ином устройстве зависит от их параметров и характеристик. К основным параметрам клистронов относятся диапазон частот усиливаемых колебаний, ширина полосы усиления, максимальная выходная мощность, к. п. д., коэффициент усиления. Из характеристик наиболее важными являются амплитудная и амплитудно-частотная.

Диапазон частот усиливаемых колебаний учитывает возможность переоройки прибора.

Ширину полосы пропускания определяют без учета перестройки. Таким образом, в клистронах, у которых возможность перестройки отсутствует, определения диапазона частот Реых/Реыхтахи полосы пропускания совпадают. Ши

рина полосы пропускания связана с видом амплитудно-частотной характери- / / I \ \ \ стики (рис. 10.6). Если резонаторы кли- / / / I \ \строка настроены на одну частоту (син-

I I / \ I \хронпая настройка), то форма частот-

2\] ной характеристики получается такой

/ X же, как у обычного колебательного ко- "7 нтура (кривая / на рис. 10.6). Ширина полосы пропускания ограничивается •добротностью и числом резонаторов.

Чем больше резонаторов в клистроне, тем меньше ширина полосы пропускания. Следовательно, многорезонаторный клистрон обладает более узкой полосой пропускания, чем двухрезонагорный; относительная ширина полосы пропускания (отношение ширины полосы пропускания к ее средней частоте) составит доли процента Однако в многорезонаторном клистроне резонаторы часто настраивают на близкие частоты (кривые 2 и 3 па рис. 10.6). При этом ширина полосы возрастает, а форма частотной характеристики становится более сложной: появляются «горбы» и «провалы». Подбирая расстройку холостых резонаторов, удается получить достаточно малую неравномерность частотной характеристики в пределах полосы пропускания, которая может составлять единицы процентов (кривая 3 на рис. 10.6). Перестройка может осуществляться различными способами: деформацией гибкой стенки резонатора (на 2—3%), применением подвижной стенки со скользящими контактами (10—15%). Удобной в процессе эксплуатации могла бы быть одновременная перестройка резонаторов, но при этом трудно обеспечить стабильность формы частотной характеристики. В некоторых современных клистронах применяют программные механизмы перестройки, рассчитанные на несколько фиксированных настроек (каналов).

Выходная мощность современных клистронов находится в пределах от долей ватта до 100 МВт. В дециметровом диапазоне импульсные клистроны малой мощности обладают выходной мощностью до 10 кВт, средней мощности — от 10 кВт до 1 МВт, мощные — от 1 до 103 МВт, сверхмощные — более 100 МВт. У клистронов непрерывного действия 164

выходная мощность составляет от единиц ватт до сотен киловатт. Значения требуемого питающего напряжения Ео для клистронов максимальной мощности должны быть выше. Верхний предел устанавливают с учетом возможной вторичной эмиссии электронов от элементов конструкции резонаторов, приводящей к появлению паразитной обратной связи и потере устойчивости усилителя. В мощных клистронах значение Ео составляет десятки и сотни киловольт.

На рис. 10.7 приведены амплитудные характеристики многорезонаторного клистрона. С изменением входной мощности Рвх изменяется напряжение между сетками входного и холостых резонаторов. При этом меняются глубина модуляции скорости электронного потока, угол наклона графиков движения электронов (см.

рис. 10.5), форма импульсов электронного ^г тока и содержание в нем первой гармони- -( х .<

ОО^бХ^бХРис. 10.7Рис. 10.7ки. Максимальную выходную мощность получают при определенном входном напряжении, соответствующем максимальному содержанию первой гармоники тока электронного луча в сечении выходного резонатора. Угол наклона амплитудной характеристики определяет величину коэффициента усиления. Максимальный коэффициент усиления получают при синхрон

О

О

^бХ

^бХ

Рис. 10.7

Рис. 10.7

ной настройке (кривая а на рис. 10.7). Если определенным образом расстроить предпоследний резонатор многорезонаторного клистрона (в сторону более высоких частот), то удается увеличить максимальную мощность и к. п. д. на 15—20% (кривая b на рис. 10.7). Коэффициент усиления при этом снйжается примерно на 10 дБ. Увеличение максимальной мощности и к. п. д. объясняется характером группирования, при котором увеличивается содержание первой гармоники.

Максимальный к. п. д. анодной (коллекторной) цепи достигается в режиме максимальной выходной мощности. К. п. д. двухрезонаторного клистрона невелик, поэтому чаще применяют многорезонаторные клистроны. Увеличение числа холостых резонаторов сопровождается улучшением группирования и ростом к. п. д., однако с добавлением каждого нового резонатора относительное увеличение к. п. д. становится все меньше. Наибольшее распространение получили четырехрезонаторные клистроны, у которых имеется два холостых резонатора. Иногда дополнительное увеличение к. п. д. получается за счет снижения напряжения на коллекторе. В этом случае для питания коллектора применяют отдельный источник. Электроны перед коллектором попадают в тормозящее постоянное поле, уменьшают свою скорость, и меньшая часть их кинетической энергии превращается в тепло. Происходит рекуперация энергии — возвращение энергии в источник, сопровождаемое уменьшением мощности, потребляемой анодной цепню, Ро. К. п. д. мощных клистронов составляет до 40%.

Коэффициент усиления клистрона — отношение выходной мощности к входной, выраженное в децибелах. Различают коэффициент Усиления по падающей и проходящей мощности. Первый определяют

как отношение выходной мощности к падающей входной, второй — как отношение выходной мощности к проходящей входной (равной разности мощностей падающей и отраженной волн). Различия между ними нет лишь в случае идеально согласованной входной цепи. Максимальный коэффициент усиления получают при малых входных сигналах и синхронной настройке резонаторов (кривая а на рис. 10.7). Он будет тем больше, чем эффективнее процесс группирования. Процессу группирования электронов препятствуют силы взаимного отталкивания электронов — силы пространственного заряда. Особенно сильно сказывается действие пространственного заряда в двухрезонаторном клистроне, в котором велико расстояние между резонаторами. Здесь

Рис. 10.8Рис. 10.8где К — в дБ.где К — в дБ.К « 15 + 20 (IV — 2),К « 15 + 20 (IV — 2),коэффициент усиления по падающей мощности не превышает 15 дБ. Действие поля холостых резоначоров улучшает группирование. Добавление каждого холостого резонатора увеличивает коэффициент усиления примерно на 20 дБ. Поэтому для клистрона, содержащего N резонаторов, коэффициент усиления

Рис. 10.8

Рис. 10.8

где К — в дБ.

где К — в дБ.

К « 15 + 20 (IV — 2),

К « 15 + 20 (IV — 2),

Сдвиг фаз между переменными напряжениями на выходе и входе клистрона велик и может

достигать сотен или тысяч градусов. Вид фазочастотной характеристики клистрона, т. е. зависимости изменения сдвига фаз Аф от изменения частоты усиливаемых колебаний А/ (рис. 10.8), определяется формой фазочастотной характеристики резонаторов и зависит от их настройки. Линейность характеристики сохраняется в пределах малых А/. На величину Аф влияют напряжение Ео и входная мощность.

Напряжение Ео влияет на сдвиг фаз между иг и U2 (см. рис. 10.5). С увеличением Ео растут скорость движения электронных сгустков в клистроне и угол наклона прямых к оси I. В результате уменьшается сдвиг фаз между иг и иг на входном и холостом резонаторах. Эти рассуждения можно повторить и для последующих резонаторов. Таким образом, с ростом анодного напряжения уменьшается вносимый усилителем сдвиг фаз. Сдвиг фаз возрастает на 6—12° при уменьшении Ео на 1 %.

Уровень входной мощности влияет на среднюю скорость движения электронов. В § 10.2 было показано, что средняя скорость движения электронов после входного резонатора незначительно возрастает, на что расходуется энергия ВЧ-поля. Чем больше напряжение между сетками резонатора, тем выше средняя скорость движения электронов и тем меньше вносимый сдвиг фаз.

Рассмотрим особенности эксплуатации клистронов.

При усилении гармонических колебаний и сигналов с фазовой или частотной модуляцией мощность возбуждения выбирают с учетом полу

чения максимума выходкой мощности и к. п. д. Усиление АМ-колеба- ний происходит на линейном участке амплитудной характеристики, где не достигается максимальный к. п. д. В отсутствие возбуждения коллектор клистрона нагревается наиболее сильно.

Искажения сигналов в клистроне возникают из-за неравномерности амплитудно-частотной, нелинейности фазочастотной и амплитудной характеристик, а также амплитудно-фазовой конверсии — зависимости сдвига фаз от входной мощности. При усилении АМ-колебаннй эта зависимость приводит к возникновению паразитной угловой модуляции и, следовательно,к до

Рис. 10.9Рис. 10.9полнительным нелинейным искажениям.

Рис. 10.9

Рис. 10.9

Амплитудная и фазовая модуляции в усилительных клистронах осуществляются изменением напряжения Ео. Импульсный режим работы создается при импульсной модуляции в цепи резонаторов. При изменениях напряжения Ео изменяется сопротивление, вносимое электронным потоком во входной резонатор, а также входное сопротивление клистрона и согласование входной цепи. Во избежание

нежелательного влияния отраженной мощности на работу предыдущего каскада предусматривают развязку каскадов с помощью ферритового вентиля.

Особое внимание при конструировании усилителя на мощном клистроне уделяется согласованию клистрона с линией и линии с нагрузкой. Плохое согласование может не только уменьшить мощность в нагрузке, но и привести к росту напряженности электрического поля и возникновению разряда вблизи фланца выходного волновода или окна клистрона. Разрушение диэлектрика в окне приводит к потере вакуума и выходу клистрона из строя.

Напряжения и режим охлаждения клистрона устанавливают в соответствии с рекомендациями завода-изготовителя. На рис. 10.9 показана упрощенная схема подключения источников питания к четырехрезонаторному клистрону. Фокусировку электронного луча осуществляют с помощью внешнего электромагнита ЭМ (фокусировка продольным магнитным полем) и фокусирующего электрода (электростатическая фокусировка). Питание фокусирующих цепей происходит от источников с напряжениями £зи и Еф. Резонаторный блок прибора

(резонаторы и пролетные трубы) вместе с высокочастотным трактом заземляется для создания условий безопасной работы. Высокое напряжение EQ прикладывают между катодом и корпусом. В цепи питания подогревателя мощного клистрона (цепи накала Н^ предусматривают ограничение тока в момент включения цепи накала, так как сопротивление холодного подогревателя мало. С помощью источника напряжения Ей постепенно увеличивают постоянное напряжение на резонаторах. Стабильность напряжений источников питания фокусирующих цепей должна быть высокой, чтобы поддерживать относительно малый ток в цепи резонаторов или ток корпуса 7кор, вызванный оседанием электронов, и не допустить перегрева элементов блока. В схему включают устройства блокировки и защиты клистрона. Устройство защиты отключает анодное напряжение при отклонении напряжений и токов фокусирующих цепей Еф, 1ф от заданных значений или увеличении тока /кор, ухудшении условий охлаждения, большой напряженности ВЧ-поЛя или возникновении газового разряда в выходном волноводе. Последовательность включения питающих напряжений также обеспечивает защиту клистрона. В частности, в клистроне нельзя допустить бомбардировки электронам^ сеток резонаторов и сеток пролетных труб. Поэтому придерживаются такой последовательности включения источников питания: сначала включают цепи охлаждения и фокусировки, затем подают напряжение на подогреватель, после чего постепенно создают на резонаторах напряжение Ео. Выключение клистрона происходит в обратной последовательности.

Механизм и способы усиления поля СВЧ в приборах бегущей волны типа О

ЛЕВО и ЛОВО основаны на длительном взаимодействии электронного потока с полем СВЧ. Пусть вдоль некоторого волновода в направлении z одновременно распространяются электромагнитная волна (ЭМВ) и электронный поток (ЭП).

В волноводах могут существовать различные типы волн. Допустим, что электрическое СВЧ-поле бегущей волны имеет продольную составляющую (направленную параллельно z), влияющую на скорость электронов. Если ее направление противоположно направлению оси г, то поле ускоряет движение электронов, если ее направление совпадает с осью г, ю поле тормозит движение электронов

Пусть скорость движения электронов у0. Движение ЭМВ характеризуют фазовой и групповой скоростями. Фазовой скоростью Уф называют скорость перемещения фазы или состояния ноля. Например, существует скорость перемещения состояния, в котором напряженность тормозящего поля максимальна Групповая скорость — скорость распространения энергии.

В процессе взаимодействия бегущей ЭМВ и ЭП может произойти усиление поля. Для того чтобы выяснить механизм и условие получения усиления, определим характер движения электронов в поле при

продольная составляющая на- $г. Положительный полупери-продольная составляющая на- $г. Положительный полупери-Рис. 10.10Рис. 10.10

продольная составляющая на- $г. Положительный полупери-

продольная составляющая на- $г. Положительный полупери-

Рис. 10.10

Рис. 10.10

различных значениях у0. Воспользуемся пространственно-временпбй диаграммой, построенной в системе координат, двигающейся вдоль оси г с, фазовой скоростью уф. Очевидно, что наблюдатель, перемещающийся со скоростью Уф, будет воспринимать картину поля неподвижной. На рис. 10.10, а показана пространственно-временная диаграмма для случая, когда до взаимодействия с ВЧ-полем у0 = уф. По оси абсцисс отложена преобразованная пространственная координата г , по оси ординат — время t и пряженности электрического ВЧ-поля од синусоиды §г условимся считать полупериодом ускоряющего поля, отрицательный —• полупериодом тормозящего поля. Пунктирными линиями показаны кривые движения электронов без учета влияния поля, сплошными линиями — кривые движения электронов, находящихся под действием поля §z. В отсутшвие ВЧ-поля, когда у0 = Уф, электроны не изменяют своего положения относительно движущегося наблюдателя с течением времени. Пунктирные линии параллельны оси ординат. Под действием ускоряющего поля скорость движения электрона 1 увеличивается и он постепенно догоняет электрон 2, оказавшийся в нулевом поле. Электрон 3 находится в замедляющем поле, его скорость уменьшается, он приближается к электрону 2 Произошла модуляция скорости электронов, которая i течением времени вызывает группи

рование электронов в области, где напряженность поля равна нулю. Средняя скорость и кинетическая энергия электронов при этом не изменяются и усиления поля не происходит.

Рассмотрим случай, когда начальная скорость электронов немного меньше фазовой (рис. 10.10,6). В отсутствие ВЧ-поля электроны, обладающие скоростями меньшими, чем у системы координат (у0 < < Уф), перемещаются в направлении, противоположном оси г'. Параллельные пунктирные линии наклонены влево. Под действием ВЧ- поля большинство электронов оказалось в ускоряющем поле. ЭМВ ускоряет движение электронов и увеличивает их кинетическую энергию за счет энергии поля. В результате получается ослабление СВЧ- поля.

На рис. 10.10,6 приведена пространственно-временная диаграмма Для случая, когда у0 немного больше Уф. Без ВЧ-поля электроны несколько опережают наблюдателя. Пунктирные параллельные линии наклонены вправо. Группирование электронов происходит в тормозящем поле. Средняя скорость и кинетическая энергия электро-

нов уменьшаются. Энергия электронного потока затрачивается на усиление колебаний.

Если скорости и„ и Уф отличаются значительно, го электроны попеременно. попадают то в ускоряющее, то в тормозящее поле. При этом энергия электронного потока в среднем не изменяется и не происходит усиления ЭМВ. Следовательно, необходимым условием усиления поля в приборах типа О является условие и0« иф, которое называют условием примерного синхронизма.

Выполнить условие синхронизма, увеличивая скорость движения электронов до скорости, превышающей скорость света невозможно.

Рис. 10.11

Поэтому для достижения синхронизма уменьшают фазовую скорость ЭМВ в замедляющих системах.

Рассмотрим взаимодействие ЭП с полем замедляющей системы. В качестве замедляющей системы используем волновод, составленный из двух плагин, изогнутых, как показано на рис. 10.11. Пусть энергия электромагнитного поля распространяется слева направо Скорость распространения энергии поперечной ЭМВ между пластинами такая же, как в свободном пространстве. Однако в направлении г она будет меньше, так как часть времени ЭМВ движется в направлении, перпендикулярном оси г (в точках /, 2). Размеры колен могут обеспечивать любое требуемое замедление поля вдоль оси г. ЭП, направленный вдоль оси г, проникает внутрь волновода через отверстия в плоскости аа На рис. 10 11 показано мгновенное распределение поля. Вектор напряженности электрического поля S перпендикулярен поверхности пластин. Предполагается, что длина волны в коленчатом волноводе намного превышает длину колена. Взаимодействие ЭП и поля происходит периодически внутри волновода. Направленное вдоль оси г поле может вызвать торможение или ускорение ЭП. Если размеры колен подобрать так, чтобы сумма времени перемещения фазы поля из точки / в точку 2 и половины периода колебаний равнялась времени движения электронов (между теми же точками), то электроны, перемещаясь в точки 2, 3 и т. д., будут заставать поле в одном и том

же состоянии, т. е. в одной фазе. Добавление в качестве слагаемого половины периода колебаний учитывает изменение направления электрических силовых линий в соседних коленах. Электроны, первоначально оказавшиеся в тормозящем поле, испытывают торможение при каждом последующем взаимодействии с полем. Электромагнитное поте усиливается при выполнении условия синхронизма между движением электронов и фазой бегущей волны.

Рис. 10.13Рис. 10.13Приведенные рассуждения относятся к случаю, когда направление распространения энергии и групповой скорости ЭМВ совпадает с направлением оси г. Движение электронов и усиление поля происходит вдоль этой оси. Способ взаимодействия ЭП г полем бегущей волны, при котором совпадают направтения усиления и движения электронов.

Рис. 10.13

Рис. 10.13

^Ф^

^уа ^vg

а) б)

Рис. 10.12

называют способом прямой волны. На рис. 10.12, а показана взаимная ориентация групповой угр и фазовой уф скоростей волны, а также скорости электронов и0, характерная для этого способа.

Пусть направление перемещения энергии в коленчатом волноводе изменилось на обратное. Все проведенные рассуждения справедливы и для такого случая. Если скорость электронов выбрана так, что электроны вновь и вновь тормозятся полем, то произойдет усиление колебаний СВЧ. Необходимым условием усиления и здесь является условие синхронизма. Усиление происходит при перемещении энергии поля в сторону, противоположную оси г. Способ взаимодействия ЭП с полем бегущей волны, где направления усиления и движения электронов противоположны, называют способом обратной волн ы. Взаимное расположение скоростей угр, уф и у0, характерное для данного способа, показано па рис. 10.12, б*

На практике для замедления поля применяют более простые структуры. Замедляющая система «встречные штыри» (рис. 10 13, а) аналогична по принципу действия коленчатому волноводу. Взаимодействие поля и ЭП происходит либо с одной, либо с двух сторон замедляющей системы. Распространенной в ЛБВ, особенно в широкопо-

лосных, является спиральная линия (рис. 10.13, б). Электромагнитное поле проходит по виткам спирали за одно и то же время больший путь, чем вдоль оси г. ЭП чаще всего направлен вдоль оси спирали. В мощных ЛЕВ иногда используют замедляющую систему, состоящую из связанных резонаторов (рис. 10.13, в). Каждая ячейка этой системы напоминает клистронный резонатор. Связь между резонаторами происходит через широкие щели в стенках. ЭП направлен так же, как в клистронах. Уменьшение скорости передачи энергии поля вдоль оси г вызвано конечным временем поочередного возбуждения колебаний в резонаторах.Характер взаимодействия поля с ЭП в коленчатом волноводе и реальных замедляющих системах аналогичны. В первом случае взаимодействие происходит периодически в те интервалы времени, когда электроны речаются с полем. Во второмлосных, является спиральная линия (рис. 10.13, б). Электромагнитное поле проходит по виткам спирали за одно и то же время больший путь, чем вдоль оси г. ЭП чаще всего направлен вдоль оси спирали. В мощных ЛЕВ иногда используют замедляющую систему, состоящую из связанных резонаторов (рис. 10.13, в). Каждая ячейка этой системы напоминает клистронный резонатор. Связь между резонаторами происходит через широкие щели в стенках. ЭП направлен так же, как в клистронах. Уменьшение скорости передачи энергии поля вдоль оси г вызвано конечным временем поочередного возбуждения колебаний в резонаторах.Характер взаимодействия поля с ЭП в коленчатом волноводе и реальных замедляющих системах аналогичны. В первом случае взаимодействие происходит периодически в те интервалы времени, когда электроны речаются с полем. Во второмИсточникполяСВЧИсточникполяСВЧЗамедля-ющаясистема.Замедля-ющаясистема.Нагрузка.Нагрузка.гргрФФФФРис.Рис.10.1410.14движутся внутридвижутся внутриволноводаволноводаии

лосных, является спиральная линия (рис. 10.13, б). Электромагнитное поле проходит по виткам спирали за одно и то же время больший путь, чем вдоль оси г. ЭП чаще всего направлен вдоль оси спирали. В мощных ЛЕВ иногда используют замедляющую систему, состоящую из связанных резонаторов (рис. 10.13, в). Каждая ячейка этой системы напоминает клистронный резонатор. Связь между резонаторами происходит через широкие щели в стенках. ЭП направлен так же, как в клистронах. Уменьшение скорости передачи энергии поля вдоль оси г вызвано конечным временем поочередного возбуждения колебаний в резонаторах.

Характер взаимодействия поля с ЭП в коленчатом волноводе и реальных замедляющих системах аналогичны. В первом случае взаимодействие происходит периодически в те интервалы времени, когда электроны речаются с полем. Во втором

лосных, является спиральная линия (рис. 10.13, б). Электромагнитное поле проходит по виткам спирали за одно и то же время больший путь, чем вдоль оси г. ЭП чаще всего направлен вдоль оси спирали. В мощных ЛЕВ иногда используют замедляющую систему, состоящую из связанных резонаторов (рис. 10.13, в). Каждая ячейка этой системы напоминает клистронный резонатор. Связь между резонаторами происходит через широкие щели в стенках. ЭП направлен так же, как в клистронах. Уменьшение скорости передачи энергии поля вдоль оси г вызвано конечным временем поочередного возбуждения колебаний в резонаторах.

Характер взаимодействия поля с ЭП в коленчатом волноводе и реальных замедляющих системах аналогичны. В первом случае взаимодействие происходит периодически в те интервалы времени, когда электроны речаются с полем. Во втором

ИсточникполяСВЧ

ИсточникполяСВЧ

Замедля-ющаясистема.

Замедля-ющаясистема.

Нагрузка.

Нагрузка.

гр

гр

Ф

Ф

Ф

Ф

Рис.

Рис.

10.14

10.14

движутся внутри

движутся внутри

волновода

волновода

и

и

случае взаимодействие также происходит периодически, так как сами структуры и форма поля периодичны в пространстве. На равном расстоянии расположены штыри и стенки резонаторов. Как показывает анализ, в таких замедляющих системах может существовать лишь несинусоидальное пространственно-периодическое поле, которое может быть представлено с помощью ряда Фурье в виде бесконечной суммы пространственных гармоник. Такие гармоники представляют собой гармонические во времени и пространстве волны, обладающие различными фазовыми скоростями и амплитудами, но единой групповой скоростью. Различают прямые (ПГ) и обратные (ОГ) гармоники. Фазовые скорости ПГ совпадают по направлению с групповой скоростью. Фазовые скорости ОГ направлены в противоположную сторону (рис. 10.14). Изменяя направление ЭП и выбирая значения скорости электронов из условия синхронизма с ПГ или ОГ, можно получить усиление поля способами прямой и обратной волн Оба способа нашли широкое применение, в частности способ прямой волны используют в ЛЕВ, а способ обратной волны — в ЛОВ.

Лампы бегущей волны типа О

На рис. 10.15 показано устройство ЛЕВО. Подогреватель Z, катод 2, фокусирующий или управляющий электрод 3, первый 4 и второй 5 аноды входят в состав электронной пушки Конструкция электронной пушки обеспечивает возможность предварительной электростатической фокусировки электронного луча, а также регулирования его тока изменением напряжения между катодом 2 и управляющим электродом 3. Фокусировка ЭП предотвращает попадание электронов, движущихся с большой скоростью, на элементы замедляющей системы 6 (спираль) и ее нагревание. Кроме того, фокусировка улучшает эффективность взаимодействия ЭП с ВЧ-полем. Последующая

фокусировка электронного луча осуществляется продольным маг- дишым полем, создаваемым с помощью внешнего электромагнита ^соленоида С), или периодическим магнитным полем системы постоянных магнитов, установленных заводом-изготовителем внутри лампы. В последнем случае ЛБВ называют пакетированной. Поскольку в процессе работы коллектор 8 подвергается электронной бомбардировке, следует обеспечить отвод тепла от него. Охлаждение коллектора,

Рис. 10.15

соединенного с внешним радиатором, может быть воздушным или жидкостным Замедляющая система 6 уменьшает фазовую скорость поля до значения, равного скорости ЭП. Усиление поля 8г в направлении оси г достигается способом прямой волны. В этом же направлении в результате процессов группирования увеличивается амплитуда первой гармоники ^// в токе/, (рис. 10.16) При взаимодействии электронов с полем за счет влияния элек-6г /

тронного луча изменяются параметры за-у

медляющей системы, что приводит к ее/ ^у

рассогласованию и появлению отраженной/

волны. Такие волны могут возникнуть и в результате плохого согласования замед-

ляющей системы с линией и линии с на-z

грузкой. Поле, движущееся в направле-

нии, противоположном оси г, может вновьРис. 10.16

отразиться от начала замедляющей системы

и попасть на вход усилителя. Таким образом в ЛВВ возникает обратная связь, которая может вызвать самовозбуждение усилителя. Для уменьшения вероятности самовозбуждения служит поглотитель СВЧ-поля 7 (см рис. 10.15). Поглощающее графитовое покрытие наносится на кварцевые стержни, поддерживающие спираль.

Выбор типа ЛБВ осуществляют по следующим электрическим параметрам: рабочему диапазону частот, выходной мощности, к. п. д , коэффициенту усиления и напряжению на электродах.

КК00

К

К

0

0

Рабочий диапазон частот и ширину полосы пропускания опреде

ляют при тех же условиях, что и для усилительного клистрона (см. § 10.4). Ширину полосы пропускания находят по амплитудночастотной характеристике (рис. 10.17, а\ Изменение частоты возбуждения обусловливает изменение фазовой скорости рабочей пространственной гармоники (рис. 10.17, б). Усиление поля возможно при у0«з

Уф внутри области допустимого рассинхронизма (заштрихована

на рисунке). При изменении ускоряющего напряжения £0. влияющего на скорость у0, иногда происходит электронная перестройка рабочего диапазона частот: изменяется положение интервала частот, в пределах которого выполняется условие допустимого рассинхронизма. В широкополосных лампах, где зависимость Уф от частоты мала, электронной перестройки не происходит, а ширина полосы пропускания зависит от качества согласования замедляющей си

стемы с волноводным трактом. Относительная ширина полосы пропускания для спиральной замедляющей системы не превышает 30%. В мощных лампах, где в качестве замедляющей системы используют связанные резонаторы, неравномерность частотной характеристики получается больше, а ширина полосы пропускания — в два-три раза меньше.

Амплитудная . характеристика ЛЕВО—зависимость выходной мощности Р вых ОТ входной мощности Р ех (рис. 10.18) — аналогична амплитудной характеристике усилительного клистрона. С ростом Рвх увеличивается напря

женность поля, осуществляющего группирование и торможение электронов, растет энергия, передаваемая полю, а также выходная мощность. При больших значениях выходной мощности группирование электронов и уменьшение их средней скорости происходят настолько быстро, что в конце замедляющей системы (в плоскости выходного волновода) не выполняется условие синхронизма для поля первой гармоники (у0 < Уф). Большая часть электронов оказывается в ускоряющем поле; электроны увеличивают свою скорость и отбирают энергию от поля СВЧ. При этом на выходе лампы уменьшается мощность первой гармоники и возрастает содержание высших гармоник.

На рис. 10.18 римскими цифрами обозначены области: максимального усиления (область /), максимальной мощности (область //) и нелинейного режима (область ///). Значения выходной мощности, указываемые для импульсных ЛБВ и ламп непрерывного действия, соответствуют облаши //. Существуют и двухрежимные ЛБВ, предна>

каченные для работы с большим уровнем мощности в импульсном режиме и с меньшим — в непрерывном режиме. Максимальные выходные мощности ЛЕВО достигают единиц киловатт в непрерывном ре

жиме и единиц мегаватт — в импульсном.

К. п. д. т] = Рвых/^о- Так как мощность Ро не зависит от уровня возбуждения, режимы максимальной выходной мощности и максимального к. п. д. совпадают. Изменение входной мощности сопровождается перераспределением энергии электронов, идущей на усиление поля, нагревание коллектора и замедляющей системы. Даже в режиме максимальной мощности и к. п. д. основная часть энергии электронов за

Рис. 10.19Рис. 10.19трачивается на нагревание коллектора. К. п. д. ЛЕВО оказывается малым. За счет использования прецизионных фокусирующих систем и секционированных замедляющих систем удалось получить т] = 40 4- 50%. Некоторое увеличение к. п. д. может быть достигнуто, так же как и в клистронах (см. § 10.4), путем понижения потенциала коллектора. При

Рис. 10.19

Рис. 10.19

своей кинетической энер- коллекторной цепьюсвоей кинетической энер- коллекторной цепьюэтом электроны перед коллектором попадают в постоянное тормозящее поле, уменьшают скорость и отдают часть гии, что снижает мощность, потребляемую

своей кинетической энер- коллекторной цепью

своей кинетической энер- коллекторной цепью

при малой мощности возпри малой мощности возКоэффициент усиления ЛЕВ максимален

при малой мощности воз

при малой мощности воз

буждения (режим / на рис. 10.18). В этом случае

АД = 47,3 СА — 9,5,

где А = 20 -у 25 — электрическая длина замедляющей системы, выраженная в числе длин волн; Ку — в дБ Параметр усиления

з

С = ]//оЯсв/(4£о),

где RCB — сопротивление связи, зависящее от относительной амплитуды рабочей пространственной гармоники, Ео — ускоряющее напряжение, при котором выполняется условие синхронизма на рабочей пространственной гармонике. Для мощных ЛБВ указывают коэффициент усиления в режиме максимальной мощности, определяемый по амплитудной характеристике (рис. 10.18). Он может составлять десятки децибел.

Большое влияние на выходную мощность Рвых и коэффициент Усиления оказывает выбор ускоряющего напряжения Ео (рис. 10.19). Изменение Ео вызывает изменение скорости электронов и0. Максималь- ная выходная мощность соответствует оптимальному напряжению

Eo opt, при котором выполняется условие эффективной передачи энергии от электронов полю: у0 аз Уф (условие синхронизма).

Сдвиг фаз между напряжениями на входе и выходе ЛБВ велик и может составлять тысячи градусов. Причиной этого является прежде всего большая электрическая длина замедляющей системы (20—25 длин волн). Сдвиг фаз зависит от ускоряющего напряжения £0 и входной мощности £ЕХ. Влияние ускоряющего напряжения является очень сильным: изменение его на 1% (А£о/£о = 1%) вызывает изменение сдвига фаз Аср на десятки градусов. Информация о фазе входного сигнала в лампе распространяется по электромагнитному полю и электронному потоку, поскольку электронные сгустки наводят поле в различных сечениях замедляющей системы. При увеличении £0

увеличивается скорость электронов, уменьшается сдвиг фаз, вносимый лампой (рис. 10.20). Увеличение входной мощности приводит к увеличению напряженности электрического поля, осуществляющего торможение электронов, уменьшению скорости движения электронов и, следовательно, росту сдвига фаз (рис. 10.21). В результате в ЛБВ, так же как и в многорезонаторном клистроне, появляется амплитудно разовая конверсия (см. §10.4).

Рассмотрим некоторые особенности эксплуатации этих ламп.

Мощность возбуждения при усилении модулированных сигналов выбирают с учетом формы амплитудной характеристики (см. рис. 10.18), так же как в усилительном клистроне (см. § 10.4). Причины искажения сигналов в ЛБВ аналогичны причинам искажений в клистронах.

Коэффициент стоячей волны (КСВ) источника возбуждения и нагрузки должен быть низким. Плохое согласование ВЧ-тракта вызывает уменьшение выходной мощности, к. п. д. и может привести к самовозбуждению усилителя.

Питающие напряжения устанавливаются в соответствии с рекомендациями завода-изготовителя. Стабильность напряжения источника £0 должна быть высокой, чтобы не изменялись выходная мощность и сдвиг фаз, вносимый усилителем. Источник напряжения £0 делают регулируемым для установки паспортного режима данной лампы. Тре-

бования к стабильности напряжения отдельного источника питания коллектора существенно ниже. Нестабильное1ь управляющего или форсирующего напряжения вызывает колебания тока электронного луча и ухудшение качества фокусировки. Расфокусировка ЭП, в свою очередь, приводит к nepeipesy замедляющей системы в результате электронной бомбардировки.

На рис. 10.22, а—в показаны несколько схем питания мощной ЛБВ, в которой фокусировка осуществляется системой постоянных магнитов. Простейшая схема питания представлена на рис. 10.22, а. Так же как в других приборах СВЧ, электроды, соединенные с трактом СВЧ, заземляются для обеспечения безопасной работы. В данном случае заземлена замедляющая система, а минус высокого напряжения подключен к катоду лампы. Па управляющем или фокусирующем электроде по отношению к катоду создается отрицательный потенциал, изменяя который можно регулировать ток луча Когда для увеличения к. п. д. используют рекуперацию энергии См. § 10.4), источники высоких напряжении включают последовательно (рис. 10.22,6)

или параллельно (рис. 10.22, в). При последовательном включении необходима высокая стабильное:ь Е] и Е2, при параллельном включении требования к стабильности напряжения отдельного коллекторного источника (Ек) снижаются.

Ток в цепи замедляющей системы (ток корпуса), вызываемый оседанием электронов, меньше тока в цепи коллектора. Ток корпуса зависит от качества фокусировки ЭП; его величина в мощных ЛБВ может изменяться в несколько раз при изменении мощности и частоты источника возбуждения. Схема питания должна обеспечивать постоянство напряжения между замедляющей системой и катодом. В некоторых режимах работы увеличение напряжения замедляющей системы сопровождается уменьшением тока корпуса. Появление в питающей Цепи отрицательного сопротивления, взаимодействие между источниками питания в схемах с рекуперацией энергии могут вызвать нежелательные низкочастотные автоколебания.

Порядок включения питающих напряжений должен обеспечивать защиту замедляющей системы от перегрева, минимальный ток корпуса и отсутствие низкочастотных колебаний в питающих цепях. Сначала запирающее напряжение управляющего электрода устанавливают больше рабочего значения, чтобы ток пучка был минимальным или равным нулю. Затем включают систему охлаждения, источник питания соленоида, если фокусировка пучка происходит с помощью внешнего электромагнита, цепь питания подогревателя, источники напряжений коллектора и замедляющей системы. После этого устанавливают рабочее значение напряжения на управляющем электроде. Выключение напряжения происходит в обратном порядке.

Для обеспечения необходимого порядка включения напряжений и защиты ЛБВ используют специальные схемы, в которых предусматривают отключение питающих напряжений при прекращении охлаждения, исчезновении магнитного фокусирующего поля (при фокусировке электромагнитом) и значительном возрастании тока корпуса. Так же как в клистронах, в мощных ЛБВ при рассогласовании волноводного тракта и возрастании 1<СВ может произойти растрескивание изолятора в выходном окне. Непосредсчвенной причиной выхода изолятора из строя является образование дугового разряда или возрастание потерь в окне, связанное с рошом напряженности поля. Поэтому как только образуется дуга, автоматически на короткое время (десятки микросекунд) снимается возбуждение. Если разряд просуществует некоторое время, из-за вызванного им рассогласования тракта произойдет самовозбуждение усилителя. В этом случае разряд может существовать даже при отсутствии возбуждения.

Генераторная лампа обратной волны типа О

Схема конструкции генераюрноп ЛОВ типа О показана на рис. 10.23. Электронная пушка, формирующая пучок электронов, состоит из подо! ревателя 1, катода 2, управляющего или фокусирующего электрода 3, первого и второго анодов 4 и 5 Дополнительная электронная фокусировка осуществляется продольным магнитным полем длинной внешней катушки (соленоида С) или системы постоянных магнитов. Сфокусированный электронный поток проходит вблизи замедляющей системы 6, поглотителя поля СВЧ 7 и попадает на коллектор 8. Обычно коллектор, замедляющая система и первый анод соединены между собой. Замедляющая система предназначена для замедления фазовой скорости электромагнитного поля с целью обеспечения взаимодействия электронного потока с бегущей волной. На рис. 10.23 показана замедляющая система типа «встречные штыри», в которой относительно велики амплитуды обратных пространственных гармоник. В ЛОВ также могут использоваться гребенчатые замедляющие системы, замедляющая система типа «спираль» или «двойная спираль».

Усиление энергии поля СВЧ в ЛОВ происходит способом обратной волны (см. § 10.5). Пусть в замедляющей системе в направлении, противоположном оси 2, распространяется электромагнитная волна. Если скорость электронов равна фазовой скорости обратной пространствен-

ной гармоники (и0 « иф), электроны группируются в тормозящем электрическом ВЧ-поле (рис. 10.10, в) и передают часть своей кинетической энергии бегущей волне. Остальная кинетическая энергия тратится на нагревание коллектора и замедляющей системы. Продольная составляющая напряженности электрического поля СВЧ ^г возрастает в направлении распространения энергии поля, противоположном оси г. В то же самое время группирование электронов и рост

ВыходВыходРис. 10.23Рис. 10.23

Выход

Выход

Рис. 10.23

Рис. 10.23

пускового тока. Еслипускового тока. Если

пускового тока. Если

пускового тока. Если

первой гармоники 1Х в электронном юке происходят по мере движения электронов вдоль оси г (рис. 10.24). Поскольку направления усиления поля СВЧ и движения электронов противоположны, информация о фазе колебаний на выходе усилителя (меньшие значения г) передается сгруп-

пированным электронным потокам в сторону входа усилителя (большие значения г). Следовательно, в ЛОВ существует обратная связь по электронному потоку. Всегда найдется такая частота, для которой суммарный сдвиг фаз, вносимый электромагнитным полем и электронным поюком, кратен 2л и ОС положительна. Тогда в ЛОВ возникают автоколебания. Так как усиление поля и ОС возрастают по мере увеличения тока электронного луча, генерация наступает при достаточно большой величине этого тока, превышающей пороговое значение

ток луча меньше пускового, возможно лишь усиление колебаний. Генерируемая СВЧ-мощность через выходной волновод поступает в нагрузку.

В конце замедляющей системы установлен аттенюатор — поглотитель прямых волн 7, предназначаемый для уменьшения влияния на-

грузки на работу ЛОВ. Когда натрузка плохо согласована с волноводным трактом, отраженная волна через выходной волновод поступает в замедляющую систему и далее движется к поглотителю 7, где и рассеивается. Часть энергии в силу неидеальности поглотителя может вновь отразиться от конца замедляющей системы. Вторично отраженная волна, перемещаясь в направлении, противоположном z, будет

усиливаться совместно с основным колебанием и интерферировать (складываться) с ним.

На рис. 10.25 приведены основные характеристики ЛОВО. С изменением ускоряющего напряжения Ео происходит электронная перестройка — изменение частоты генерации frta (рис. 10.25, а). При существовании положительной ОС колебания возни

кнут на частотах, для которых усиление достаточно для компенсации потерь. Усиление имеет место при выполнении условия синхронизма и0 « ту Пф. Известно, что фазовая скорость обратных пространственных гармоник возрастает с частотой. По мере роста ускоряющего напряжения увеличивается скорость движения электронов г0, условие синхронизма выполняется на более высоких частотах, частота ге

нерации увеличивается.

Изменение частоты в широких пределах вызывает рассогласование замедляющей системы с выходным волноводом и изменением средней выходной мощности (пунктирная кривая на рис. 10.25, б). Пульсация выходной мощности, соответствующей различным ускоряющим напряжениям (сплошная линия на рис. 10.25, б), вызвана интерференцией основной и вторично отраженной (от поглотителя) волн. На различных частотах эти волны складываются в разных фазах. На характер зависимости выходной мощности от ускоряющего напряжения влияют отражения от неоднородностей волноводного тракта, нагрузки, устройства вывода энергии и поглотителя. Те же причины могут вызвать волнистость кривой электронной перестройки. Для уменьшения пределов изменения выходной мощности стремятся улучшить качество согласования элементов тракта. Хорошие результаты могут быть получены в системе электронной стабилизации выходной мощности. Необходимый уровень мощности поддерживается специальной электронной схемой, регулирующей ток электронного луча. Уменьшить колебания выходной мощности ЛОВ можно, подключив к ее выходу ЛЕВ, работающую в режиме максимальной мощности (область // на рис. 10.18).

Основными параметрами ЛОВ являются рабочий диапазон частот, крутизна электронной перестройки и выходная мощность.

Рабочий диапазон частот — диапазон частот генерации, получен ный с учетом электронной перестройки, в пределах которого выходная мощность изменяется в заданных пределах. Этот диапазон характеризуется значениями максимальной и минимальной частот генерации /max и /min. Коэффициент перекрытия диапазона 6П = /шах//mln: относительный коэффициент перекрытия

б0=2 -^2LZ^.iOOo/o.

foiax + ^min

Для волноводного и коаксиального выхода 6П = 1,5 4- 2.

Крутизна электронной перестройки определяется по кривой элек тронной перестройки (рис. 10.25, а):

= А/сен/(^о)«

Крутизна электронной перестройки изменяется в пределах рабочего диапазона частот и составляет единицы и десятки мегагерц на вольт.

Схемы питания и порядок включения питающих напряжений у ЛОВ с магнитной фокусировкой те же, что у ЛБВ. Чтобы исключитк электронную бомбардировку замедляющей системы, последним вклю чают напряжение первого анода. Выходная мощность ЛОВО обычно составляет до сотни милливатт.

Механизм усиления поля СВЧ в приборах типа М

К приборам типа М относятся приборы со скрещенными постоянными электрическим и магнитным полями. В процессе взаимодействия н полем бегущей волны потенциальная энергия электронов преобразуется в энергию поля СВЧ.

Рассмотрим механизм усиления колебаний на примере приборов- с инжектированным электронным потоком: ЛБВ и ЛОВ типа М. Для

Рис. 10.26Рис. 10.26этого определим характер движения электронов в плоском диоде (рис. 10.26), в котором имеются скрещенные электрическое и магнитное поля. Векторы напряженно- С1и анодного поля Sа и магнитной индукции В показаны на рисунке. Вектор S& направлен от анода Л к катоду К, вектор В перпендикуля-

Рис. 10.26

Рис. 10.26

Рен плоскости рисунка и направлен

в сторону от читателя. Электрическое поле создает силу, равную е^ (е—заряд электрона) и направленную по оси у, магнитное поле - Силу, равную еВи (у — скорость движения электронов), действующую под прямым углом к векторам В и скорости v. Направление этой сил! определяют по правилу «буравчика»: оно соответствует перемещению, буравчика, вр'ащаемого от В к v (с учетом отрицательного заряда элек тРона). Предположим, что начальная скорость электрона, находящего

ся на поверхности катода, равна нулю. Тогда у катода на электрон будет действовать лишь сила электрического поля F3, заставляющая его двшатъся к аноду. Как только возникает движение к аноду (вектор v направлен к аноду), появится сила магнитного поля FM1 направленная вдоль оси г (сила Лоренца). Она искривляет траекторию движения электрона, находящуюся под некоторым углом к оси у. В результате изменятся направление силы Лоренца и направление скорости, которое через некоторое время совпадет с осью г. Тогда сила FM будет направлена к катоду, что приведет к возвращению электрона на катод. После этого он вновь начнет двигаться к аноду под влиянием силы Fa и все рассуждения можно повторить сначала. Таким образом, движение электронов в плоскости yz происходит по сложной циклои

дальной траектории (рис. 10.27). Циклоидой называют кривую, образованную точкой окружности радиусом R, катящейся без скольжения вдоль оси г. Скорость движения центра изображающей окружности принимают за скорость переноса электрона уп = ^JB, R = т£к / / (еВ2), где т—масса электрона. Скорость движения электронов все время изменяется, скорость переноса является средней скоростью электронов в направлении г.

Предположим, что электроны поступают в плоский диод слева по оси z Пусть начальная скорость электронов у0 равна скорости переноса уп. В этом случае силы Fa и FM направлены к аноду -и катоду соответственно и равны по абсолютной величине:

FM = еВих1 - еВ —™ =eSa = F3.

Траектория движения электрона представляет собой прямую линию, параллельную оси г

Заменим анод плоского диода замедляющей системой (рис. 10.28). В пространстве между анодом А и катодом К распространяется электрическое поле, фазовая скорость которого направлена вдоль оси г. Подберем значения анодного напряжения, магнитной индукции и параметры замедляющей системы таким образом, чтобы выполнялось равенство ие = цп = и$. Тогда в отсутствие ВЧ-поля сила FB, направленная к аноду, уравновесит силу FM, направленную к катоду. Если по какой-либо причине скорость движения электронов вдоль оси г изменится, то изменится и сила FM; сумма рассмотренных сил станет отличной от нуля и электроны начнут двигаться, смещайся в сторону катода или анода. Такой случай может возникнуть при взаимодействии электронов с 6ei ущим полем СВЧ. На рис. 10.28 пока-

зана электрическая силовая линия ВЧ-поля. Шле в каждой дочке пространства может быть представлено как сумма продольной, (направленной вдаль оси г) и поперечной (направленной вдоль оси у) составляющих.

Под действием продольной составляющей электрического СВЧ- поля 8^г электроны замедляют или ускоряют (в случае, рассмотренном на рис. 10.28, электроны уменьшают скорость вдоль оси г) свое движение. Тогда сумма Рэ и Рю уже не равна нулю; появляется движение электронов к аноду или катоду (на рис. 10.28 — к аноду)

Рис. 10.29Рис. 10.29

Рис. 10.29

Рис. 10.29

Как только появится поперечная составляющая скорости, на электро ны начнет действовать дополнительная сила магнитного поля Рм даа (рис. 10.29), вызывающая либо ускорение (рис. 10.28 и 10.29, а), либо замедление (рис. 10.29, б) движения в продольном направлении. Таким образам действие дополнительной силы РЮ№И способствует восстань в лениво скорости движения электронов вдоль оси г; при этом

изменяется размещение электронов

Рис. 10.30Рис. 10.30в пространстве между анодом и катодом.

Рис. 10.30

Рис. 10.30

На скорость переноса электронов вдоль оси г влияет поперечная составляющая электрического ВЧ- поля направленная против (рис. 1'0.30, а) или по (рис. 10.30,6) направлению толя 8 В первом случае происходит уменьшение, а

во втором — увеличение напряжен

ности электрического поля. Изменение напряженности вызывает изменение тягеречных сил электрического поля при постоянной поперечной силе магнитного поля В результате сумма сил, действующих в вертикальной плоскости, будет направлена в первом случае к катоду, а во втором случае — к аноду. Возникает движение электронов

в поперечном направлении, которое приводит к появлению дополнительных сил ^мдоп, вызывающих уменьшение (рис 10.30, а) или увеличение (рис 10 30, б) скорости движения электронов вдоль оси г. Таким образом, в отличие от клистронов и ЛБВ типа О именно поперечная составляющая электрического ВЧ-поля изменяет скорость электронного потока.

Учтем одновременное действие продольной и поперечной составляющих электрического ВЧ-поля. На рис. 10.28 справа от пунктирной линии поперечная составляющая ВЧ-поля противоположна направлению поля между анодом и катодом, слева — совпадает с направлением этого поля. Следовательно, слева происходит увеличение скорости движения электронов по сравнению с у0, справа — ее уменьшение. Таким образом, электроны группируются вблизи пунктирной линии, где продольное тормозящее поле СВЧ максимально, а поперечное электрическое поле СВЧ равно нулю. Когда направление продольного ускоряющего поля противоположно указанному на рис. 10.28, слева от пунктирной линии произойдет уменьшение скорости движения электронов, а справа — увеличение. Следовательно, электроны группируются в тормозящем и разгруппировываются в ускоряющем продольном поле. Поэтому число электронов, движущихся вместе с замедляющим полем, по мере группирования увеличивается.

Рассмотрим собственно механизм передачи энергии электронов полю СВЧ, т. е. механизм усиления. Проведем рассуждения для большинства электронов, которые движутся синхронно с тормозящим продольным полем (ип = Уф). Под действием этого поля происходит уменьшение скорости движения электронов вдоль осн г и, следовательно, кинетической энер1ии электронов. Кинетическая энергия электронов преобразуется в энергию ВЧ-поля, и происходит его усиление. Сумма поперечных сил Fa и FM не равна нулю и направлена в сторону анода. Происходит перемещение электронов в сторону анода (см. рис. 10.29, а) и уменьшение их потенциальной энергии. Самой большой потенциальной энергией электроны обладают на катоде, самой малой — на аноде Снижение потенциальной энергии сопровождается увеличением скорости продольного движения электронов за счет дополнительной силы FMaiU и восстановлением кинетической энергии. Увеличение скорости происходит до скорости и0 = уи, при которой сумма поперечных сил обращается в нуль, т. е. прекращается поперечное движение. Таким образом, уменьшение кинетической энергии электронов, связанное с усилением поля СВЧ, компенсируется за счет потенциальной энергии. Электронный поток осуществляет непосредственное преобразование потенциальной энергии электрического поля между анодом и катодом в энергию колебаний СВЧ. Необходимым условием усиления является условие синхронизма движения электронов и электромагнитной волны: уп = Уф. Это равенство не нарушается в процессе взаимодействия электронного потока и волны СВЧ. Электроны, движущиеся синхронно с тормозящим полем и прошедшие путь от катода до анода, преобразуют всю потенциальную энергию, запасенную в анодном поле, в энергию колебаний СВЧ. К. п. д. в этом случае составляет 100%. В действительности к. п. д. получажя меньше, в частности потому, что существуют электроны с иными начальными скоростями и электроны, двигающиеся в ускоряющем поле и отбирающие энергию от поля СВЧ. К тому же некоторые электроны, движущиеся в замедляющем поле, попадают на анод, обладая некоторой

поперечной скоростью. Тогда часть энергии расходуется на нагрщ анода, который является коллектором для электронов. При рабснс на ВЧ, когда размеры анода (замедляющей системы) малы, возникают трудности с отводом тепла. Возможности теплоотвода ограничивают среднюю мощность приборов сантиметрового и особенно миллиметрового диапазонов. В приборах типа О и клистронах, где есть отдельный коллектор, который может быть любых размеров, такое ограничение отсутствует. Поэтому максимальные уровни средней мощности на ВЧ, достигнутые с помощью клистронов и их гибридов, существенно выше, чем для приборов типа М.

Таким образом, приборы типа М, потенциально обладая высоким к. п. д. и сравнительно малыми габаритами, уступают клистронам по максимальным значениям средней выходной мощности.

Схема взаимодействия электронного потока и поля СВЧ в ЛБВ и ЛОВ типа М представлена на рис. 10.28. Усиление поля в ЛБВ происходит способом прямой волны вдоль оси г, усиление поля в ЛОВ— способом обратной волны в направлении, противоположном оси г (см. § 10.5). В последнем случае из-за ОС по электронному потоку (см. § 10.7) генерируются колебания СВЧ.

Многорезонаториые магнетроны

Многорезонаторный магнетрон (рис. 10.31) представляет собой мощный генератор СВЧ-колебаний. Основными его частями являются цилиндрический катод / (в импульсном магнетроне — оксидный, в магнетроне непрерывного действия — торированный), вся поверх

ность которого эмигрирует электроны, и медный анодный блок 2. Цилиндрические отверстия в анодном блоке вместе со щелями, связывающими их с пространством между катодом и анодом, образуют резонаторы 3. Число резонаторов в магнетроне четное, вместе они образуют замкнутую замедляющую систему. В приборе имеется магнитное поле внешнего постоянного магнита, перпендикулярное плоскости рисунка. Когда приложено

анодное напряжение, электроны движут

ся между анодом и катодом по сложным траекториям и взаимодействуют с полем СВЧ, распространяющимся по кольцевой замедляющей системе. Первоначально это поле возникает вследствие шумов электронного потока. Замкнутая замедляющая система обеспечивает ОС по электромагнитному полю, которая на некоторых частотах может быть положительной. Усиление колебаний получается за счет потенциаль.

иой энергии электронов, запасенной в анодном поле, при выполнении условия синхронизма уп = Уф (см. § 10.8). Так как условие синхронизма выполняется в кольцевой системе для поля прямых и обратных гармоник, усиление поля осуществляется способами прямой и обратной волн или двумя способами одновременно. Происходит преобразование энергии источника анодного напряжения в энергию колебаний СВЧ. Мощность СВЧ выводится в линию с помощью устройства связи.

Рассмотрим траектории движения электронов в статическом ре

жиме, когда отсутствуют колебания СВЧ. Мысленно развернем за

анода. Такой режиманода. Такой режиммедляющую систему магнетрона. Тогда траектория движения представляет собой циклоиду (см. рис. 10.27) с радиусом изображающей окружности R = т® J [(еВг) и скоростью движения центра окружности (скоростью переноса электронов) оп = ^JB. Обозначим расстояние между анодом и катодом магнетрона d, а анодное напряжение — Еа. Если диаметр изображающей окружности 2R = d,

анода. Такой режим

анода. Такой режим

то электронная траектория коснется называют критическим Критический режим

характеризуется критическими значениями анодного напряжения и магнитной индукции Еакр и Вкр:

(ЮЛ)(ЮЛ)2/^ = 2-^^=2 -^2EL;=d; 5акр=-: —S=p.

(ЮЛ)

(ЮЛ)

ев1.,edB^ ’ акр 2ш КР

Кривая, отражающая связь между Еакр и Вкр, является параболой критического режима. Парабола изображена на диатрамме, где по осям отложены произвольные значения Еа и В (рис. 10.32). Если точка диаграммы, характеризующая режим (при данных Еа и В), лежит левее параболы (точка ДД, то имеет место докритический режим (ДР), когда все электроны достигают анода (2R >d), и в анодной цепи существует ток. Если точка диаграммы принадлежит параболе (точка Д2), то устанавливается критический режим (КР) (2R = d). Если точка диаграммы (точка Д8) находится правее параболы, то имеет место закритический режим (ЗР), при котором все электроны возвращаются на катод (2R < d). В отсутствие поля СВЧ при ЗР в анодной цепи магнетрона тока нет. Траектории движения электронов показаны на рис. 10.33. Кривые а, Ь, с соответствуют докритическому, критическому и закритическому режимам.

Рассмотрим особенности усиления поля в магнетроне. В отсутствие ВЧ-поля в ЗР электроны движутся по циклоидальным траекториям (пунктирная кривая на рис. 10.34). В момент выхода из катода элек

троны обладают нулевой скоростью, их кинетическая энергия равна нулю, а потенциальная энергия максимальна (точка / на рис. 10.34). у процессе движения к аноду электроны приобретают большую скорость, вследствие чего на них действует все увеличивающаяся сила магнитного поля, искривляющая траекторию движения. В точке 2 кинетическая энергия электрона максимальна, а потенциальная — минимальна. С этого момента электроны движутся в сторону катода и запасенная кинетическая энергия преобразуется в потенциальную. Следовательно, анодное поле в среднем не тратит энергии на такое движение электронов.

Определим траекторию движения электронов с учетом электрического ВЧ-поля. Средняя скорость переноса электронов равна фазовой скорости электромагнитной волны. Попав в тормозящее поле, электро-

Рис. 10.33Рис. 10.34

вы будут двигаться вместе с ним. В тормозящем поле (траектория— сплошная линия па рис. 10.34) скорость электронов уменьшается, запас кинетической энергии расходуется. Прежнее значение потенциальной энергии не может быть восстановлено, электроны не могут вернуться на катод. Циклоидальная траектория электронов приобретает наклон в сторону анода. При каждом витке циклоиды разница потенциальных энергий в начале и конце витка связана с преобразованием энергии постоянного анодного поля в энергию поля СВЧ. После каждого торможения электронов полем, когда они приблизились к аноду, скорость переноса вдоль оси г восстанавливается за счет действия дополнительной силы Ем доп (см. § 10.8). В процессе взаимодействия электронного потока и поля условие синхронизма не нарушается.

Однако не вся потенциальная энергия анодного поля преобразуется в энергию поля СВЧ. Часть энергии от поля СВЧ отбирают электРоны, попавшие в ускоряющее поле и движущиеся к катоду. Их скорость при возвращении на катод будет больше начальной. Полученную энергию они потратят на нагрев катода. Часть энергии анодного поля электроны, движущиеся в тормозящем поле, расходуют на надевание анодного блока из-за наличия поперечной составляющей скорости при соударении с анодом. Величина отдаваемой энергии зависит от разности потенциалов между начальной и конечной точками последнего витка ДЕа (рис. 10.34). В начале каждого витка поперечная составляющая скорости обращается в нуль В процессе движения к аноду она сначала увеличивается, а затем несколько уменьшается.

ростом магнитной индукции &Еа уменьшается, следовательно, сни-

жаются затраты энергии, идущей на нагрев анода. При этом возрастает к. п. д. Если магнитная индукция становится очень большой, электронные траектории статического режима располагаются вблизи катода. Предшествующее возбуждению колебаний поле флуктуаций не сможет оторвать электроны от катода, т. е. процесс преобразования энергии анодного поля в энергию поля СВЧ не начнется, колебания не возникнут. Поэтому магнетроны обычно работают при магнитной индукции немного больше критической.

Большое влияние на работу магнетрона оказывает пространственный заряд электронов. При взаимодействии электронов с полем СВЧ происходит группирование электронов в области тормозящего продольного поля и их разгруппирование в области ускоряющего поля (см. § 10.8). Поскольку в бегущей волне области замедляющего и ускоряющего полей следуют друг за другом, движущиеся синхронно с полем СВЧ группирующиеся электроны создают специфические образования пространственного заряда — спицы. Спицы перемещаются вместе с полем, подобно якорю синхронного электродвигателя. Электроны, попавшие в ускоряющем поле, создают слой объемного заряда около катода.

Режим работы магнетрона зависит от заданных значений анодного напряжения Еа и магнит

ной индукции В. Определим режимы работы, в которых происходит возбуждение колебаний СВЧ. Необходимыми условиями самовозбуждения являются существование положительной ОС и усиление поля СВЧ.

Ограничимся рассмотрением ОС по электромагнитному полю, возникающей за счет замкнутой кольцевой замедляющей системы. На рис. 10.35 показана схема кольца ОС. Электромагнитное поле непрерывно вращается по кольцу и усиливается. Если ВЧ-поле, распространяющееся из точки Л, обойдя всю замедляющую систему длиной /, вернется в эту точку в той же фазе, то колебания поля буду г поддерживаться. ОС положительна на тех частотах, где суммарный сдвиг фаз Фе на длине I кратен 2л:

ф2 = 2ли,

СОп/2 л яСОп/2 л ягде п — целое положительное число, принимаемое в дальнейшем за иг,скс вида 1Олебаний. В свою очередь,

СОп/

2 л я

СОп/

2 л я

й i—~— = 2л щ ид (кы)

Уф (юп)

Та; как фазовая скорость рабочей пространственной гармоники Уф зависит от частоты*, каждому значению индекса п соответствует своя частота <оп, на которой происходит самовозбуждение (рис. 10.36). В магнетронах чаще всего используют вид колебаний л, у которого

* Вид этой* Вид этойо частною.,, определяется настройкой резонаюров.

* Вид этой

* Вид этой

индекс п равен половине числа резонаторов. Колебания этого вида наиболее стабильны.

Усиление поля СВЧ происходит при ип = и». Скорость переноса электронов

vn = 8alB = E&KdBY

(Ю.2)(Ю.2)Приравнивая значения скоростей уп и уф, получим ^а ^п 1 , £ to^ld g dB 2лп ’ а 2лл

(Ю.2)

(Ю.2)

Полученное выражение представляет собой аналитическую связь между значениями Еа и S, при которых выполняются необходимые условия самовозбуждения.

Рассмотрим режим работы магнетрона с помощью диаграммы на рис. 10.37. Каждая точка диаграммы характеризуется независимыми значениями Еа и В и определяет режим магнетрона На диаграмме рабочих режимов строят параболу критического режима в соответствии с (10.1) и пороговые прямые по (10.2). Последние представляют собой

геометрические места точек (режимов магнетрона), в которых возможно самовозбуждение колебаний. На диаграмме можно выделить три

области: /, // и ///. В области / существует ДР, при котором вся энергия электронов тратится на нагревание анодного блока. В области 11 колебания возбуждаются только на пороговых прямых. Возникает ЗР, когда электроны при взаимодейст

Рис. 10.37Рис. 10.37т ..a/ * * 7^т ..a/ * * 7^Рис. 10.36Рис. 10.36вии с тормозящим продольным полем СВЧ достигают анода по наклонной

Рис. 10.37

Рис. 10.37

т ..

a/ * * 7^

т ..

a/ * * 7^

Рис. 10.36

Рис. 10.36

Циклоидальной траектории (сплошная линия на рис. 10.34), преобразуя энергию анодного поля в энергию СВЧ-колебаний В области ///, гДе индукция много больше критической, колебаний не возникает. Рассмотренная диаграмма рабочих режимов относится к простейшей идеальной модели магнетрона. В реальном приборе существует разброс начальных скоростей электронов, пространственный заряд, а также взаимное влияние электронного потока на поле и наоборот. Появление электронов, покидающих катод со скоростью, отличной Ог нуля, приводит к возникновению анодного тока в области //, к°гда отсутствуют колебания СВЧ. Взаимное влияние скоростей электронов и фазовой скорости электромагнитной волны приводит к пре- вРаш,ению пороговых прямых в пороговые области.

На основе диаграммы (рис. 10.37) можно построить вольт-ампер, ную характеристику идеальной модели магнетрона (сплошные линии на рис. 10.38), т. е. зависимость анодного тока /а от анодного напря- женин Еа при постоянной магнитной индукции BQ. При анодных напряжениях, соответствующих точкам пересечения пороговых прямых с прямой постоянной индукции Вй, когда возникают колебания СВЧ, появляется анодный ток. В остальных случаях, относящихся к ЗР, электронные траектории располагаются вблизи катода (кривая с на

Рис. 10.38Рис. 10.38Рис. 10.39Рис. 10.39

Рис. 10.38

Рис. 10.38

Рис. 10.39

Рис. 10.39

рис. 10.33) и анодный ток равен нулю. При больших значениях анодного напряжения наступает ДР, колебания отсутствуют, но анодный ток не равен нулю. В этом случае все электроны достигают анода по криволинейным траекториям (кривая а на рис. 10.33). Дальнейшее

увеличение анодного напряжения приводит лишь к уменьшению на

клона электронных траекторий, но не влияет на величину тока, если эмиссия катода остается постоянной. Вольт-амперная характеристика реального магнетрона (пунктирная линия на рис. 10.38) отражает перечисленные особенности, а также зависимость тока эмиссии катода от анодного напряжения. Возникновение колебания СВЧ на частотах различных видов колебаний сопровождается увеличением анодного тока.

Очень часто используют рабочие характеристики магнетрона, построенные для области колебаний одного вида, рекомен

дованного заводом-изготовителем. К ним

относятся вольт-амперная рабочая характеристика, нагрузочная ха

рактеристика и кривая электронного смещения частоты.

Вольт-амперную рабочую характеристику строят при различных значениях магнитной индукции (рис. 10.39). Она может быть объяснена с помощью диаграммы рабочих режимов: рост магнитной индукции увеличивает пороговое напряжение данного вида колебаний.

Нагрузочные характеристики (рис. 10.40) размещают на диаграмм6 полных сопротивлений. Каждая точка диаграммы характеризует зна-

t.eini2 сопротивления нагрузки, приведенное к какому-либо определен- уОму сечению линии, обычно к плоскости фланца выходного волновода. На диаграмме полных сопротивлений указывают значения мощности и частоты генерации, соответствующие различным нагрузкам. Точки, в которых мощности и частоты одинаковы, соединяют. Кривые постоянной частоты показаны на рисунке пунктиром, кривые постоянной мощности — сплошные. Пользуясь нагрузочной характеристикой, по заданному значению модуля и фазы коэффициента отражения, а также кривым постоянной мощности и частоты находят частоты и мощности генерации.

Кривая электронного смещения частоты представляет собой зависимость частоты генерации мген от анодного тока /а (рис. 10.41). При увеличении анодного напряжения и анодного тока возрастает скорость переноса электронов, электронные спицы несколько смещаются относительно поля СВЧ. Появляется сдвиг фаз, вносимый электронным потоком.

Частота генерации определяется из условия баланса фаз В баланс фаз входи г как сдвиг фаз, вносимый электронным потоком, так и сдвиг фаз системы резонаторов (замедляющей системы). Первый

связан со скоростью переноса электронов, второй — с фазовой скоростью поля СВЧ, которая зависит от частоты. Следовательно, при различных значениях анодного напряжения в режиме автоколебаний баланс фаз выполняется на разных частотах. Электронное смещение частоты — явление, нежелательное для многих случаев применения магнетронов. Поэтому стараются работать при анодных токах, соответствующих минимальному значению крутизны электронного смещения частоты S3cq = А/:ген/(А/а).

Основными параметрами магнетрона являются рабочая частота (для неперестраиваемого магнетрона) или диапазон генерируемых частот (для перестраиваемого магнетрона), выходная мощность, к п. д., крутизна электронного смещения частоты. Границы диапазона генерируемых частот соответствуют оговоренному изменению выходной мощности колебаний определенного вида. Перестройка частоты происходит механически на 5—10% путем изменения параметров резонаторов, собственная частота которых регулируется при деформации подвижной стенки. Выходная мощность импульсных магнетронов находится в пределах от 10 Вт до 10 МВт, а в режиме непрерывной генерации — от долей ватта до нескольких десятков киловатт; к п. д. До 70%.

При проектировании магнетронных передатчиков необходима высокая стабильность анодного напряжения В динамическом режиме магнетроны обладают низким сопротивлением по цепи питания: небольшие изменения анодного напряжения могут привести к значительным колебаниям тока и мощности, а также изменениям частоты Несколько большие изменения напряжения вызывают скачки частоты,

связанные со сменой индекса п и сопровождающиеся скачками мощ. носги, а иногда и срывом колебаний.

Рис. 10.42Рис. 10.42Амплитудную и частотную модуляции СВЧ-колебаний осуществляют путем изменения анодного напряжения, причем изменение амплитуды всегда сопровождается изменением частоты. Поэтому наиболее распространенной является импульсная модуляция. Импульсы модулирующего напряжения, формируемые в модуляторе или в подмодуляторе, поступают в анодную цепь магнетрона. Такие импульсы должны обладать по возможности правильной прямоугольной формой: иметь плоскую вершину, малое время нарастания и спада. Неидеаль- пость плоской ' вершины вызывает измене ниечастоты и амплитуды колебаний внутр радиоимпульсов, что приводит к нежел: тельному расширению рабочего спектр - Большое время нарастания напряжен» может быть причиной кратковременного возбуждения колебаний, соответствующих относительно низким напряжениям и приводящих к нестабильности времени начала радиоимпульсов основного колебания, а

Рис. 10.42

Рис. 10.42

следовательно, и расширению спектра частот. Уменьшение длитель ности нарастания и спада импульсов снизит время работы-магнетрона в неустойчивом режиме.

Стабильность частош автоколебаний зависит от постоянства анодного тока в процессе генерации, рабочей температуры магнетрона и условий нагрузки. Обычно требования высокой стабильности частои i и максимальной выходной мощности оказываются несовместимыми

При построении магнетронных передатчиков уделяется большое внимание качеству взаимного согласования элементов волноводиог) тракта. Появление отражений в линии может привести к возникновению газового разряда и преждевременному выходу из строя прибора из-за разрушения диэлектрика в вакуумном окне.

Схема подключения источников питания к магнетрону показана па рис. 10.42. Обычно анодный, блок магнетрона для обеспечения условий безопасной работы соединяют с корпусом установки и заземляют. Порядок включения магнетрона следующий: сначала включают систему охлаждения (если требуется), затем источник питания подогрева-теля, потом анодное напряжение. В мощных магнетронах после пуска напряжение накала снижают. Дополнительный нагрев катода происходит за счет энергии поля СВЧ в результате его электронной бомбардировки. Выключение магнетрона происходит в обратной последовательности. В схемы передатчиков входит ряд узлов автоматики, обеспечивающих правильный порядок подачи питающих напряжений и защиту магнетрона.

Контроль за работой импульсного магнетрона осуществляется с помощью анализатора спектра СВЧ или осциллоскопа, воспроизводящего форму огибающей радиоимпульсов Расширение рабочего спектра частот, изменение амплитуды и формы импульсов огибающей свидешль- ствуют о неустойчивой работе магнетрона.

Лавинно-пролетные диоды. Принцип действия генератора СВЧ на ЛПД

Лазинно-пролетные диоды (ЛПД) являются разновидностью полупроводниковых СВЧ-диодов с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Отрицательное сопротивление получают в динамическом режиме при электрическом пробое и дрейфе носителей заряда в полупроводнике. Конструкция прибора должна обеспечивать достаточную величину отрицательного сопротивления в диапазоне частот и эффективный отвод тепла. На рис. 10.43, а показана одна из возможных

структур ЛПД. Обозначения р+ и п* соответствуют увеличенным концентрациям акцепторной и донорной примесей в полупроводнике. Распределения концентраций доноров Na и акцепторов Na (числа атомов донорной и акцепторной примеси в единице объема полупроводника) представлены на рис. 10.43, б, в. В «-области содержание донорной примеси ниже, чем в «^-области; /-область—■ область собственного полупроводника. Участки структуры р+ и п* обладают высокой электро- и теплопроводностью. Самая малая электропроводность у /-слоя. Лавинный пробой возникает в р-п-переходе при обратном включении. Распределение напряженности электрического поля $ показано на рис. 10.43, г. Наибольшая напряженность поля получается на границе р+- и «-слоев. Именно здесь возникает электрический про-

Рис. 10.43Рис. 10.43бой, начинается лавина. При этом резко возрастает число носителей заряда — электронов и дырок. Носители заряда перемещаются в элек

Рис. 10.43

Рис. 10.43

трическом поле, взаимодействуют с атомами кристаллической решетки полупроводника и образуют все новые пары свободных электронов и дырок. По мере движения носителей заряда в области сильного по

ля происходит рост числа пар, что вызывает постепенное возрастание лавинного тока. Взаимодействие носителей заряда, движущихся с большими скоростями, с кристаллической решеткой обычно сопровождается нагреванием полупроводника. Отвод тепла от лавинной области / осуществляется через /?+-слой. Рядом с лавинной областью находится область дрейфа или пролета электронов 2, включающая и I- слой. Здесь под действием электрического поля происходит дрейф электронов в сторону «+-слоя. Размеры t-слоя в основном определяют время пролета электронов и связаны с рабочим диапазоном частот прибора. Данная структура обладает единственной областью дрейфа

и называется однопролетной. Существуют также двухпролетные структуры, в которых две области дрейфа: область дрейфа электронов и область дрейфа дырок. Слой nv является своеобразным коллекто-

ром электронов: электроны теряют свою скорость, что сопровождает- ют нагревом полупроводника. От того, насколько эффективным явля ется отвод тепла от структуры, зависит верхний предел мощности кс лебаний.

ЛПД обычно изготовляют на основе кремния, германия пли арсенида галлия. Диодная структура размещается либо в корпусе, либо имеет бескорпусное оформление. Возможно включение ЛПД в коаксиальную или полосковую линию.

Одна из возможных схем СВЧ-генераторз на ЛПД показана на пис. 10.44. В схеме диод Д с отрицательным сопротивлением помещен е колебательную систему СВЧ — в резонатор Р. Перестройку резона-

Рис. 10.44Рис. 10.44Рис. 10.45Рис. 10.45

Рис. 10.44

Рис. 10.44

Рис. 10.45

Рис. 10.45

юра производят с помощью плунжера/7. Связь с нагрузкой осуществляют через выходной волновод. Питающее напряжение подается через внутренний и наружный проводники коаксиальной конструкции. Обычно в цепи питания диода устанавливают фильтр нижних частот (на рис. 10.44 не показан). Полярность напряжения Ео соответствует обратному включению диода.

Для объяснения механизма возникновения отрицательного сопротивления в ЛПД воспользуемся упрощенной схемой СВЧ-генератора на рис. 10.45. Предположим, что в генераторе уже существуют колебания СВЧ. Напряжение диода (7Д складывается из постоянного напряжения источника питания Ео и переменного напряжения на колебательной системе КС U^q (рис. 10.46, й). Мгновенное значение напряжения диода периодически превышает пробивное напряжение ДПр> соответствующее началу электрического пробоя. Как было показано, лавинный ток нарастает постепенно. Поэтому ток в лавинной области /л опаздывает относительно моментов превышения пробивного напряжения на Тз. Время запаздывания зависит от напряженности электрического поля в лавинном слое и изменяется по мере роста амплитуды колебаний вплоть до установления стационарной амплитуды. На рис. 10.46, б время т3 превышает четверть периода колебаний, а импульсы тока в лавинном слое начинаются в момент изменения знака

* На рис. 10.46, б показана упрощенная форма импульсов тока лавинного слоя. В действ 1тельн_сти л'вшныл ток возникает в моменты Пд > Бц , Первоначально скорость увеличения тока мала, по мере развития лавины она становится все болпше и больше. Для упрощения рассуждения произведена замена: вместо реальных экспоненциальных импульсов изображены прямоугольные импульсы, эквивалентные по площади, ' '

соотношения между пересоотношения между пере

соотношения между пере

соотношения между пере

дЧ-яапряжения колебательной системы Длительность импульса тока /„, наведенного во внешней цепи, характеризуется временем пролета электронов тп в области дрейфа. Величина тп зависит от размеров области дрейфа и определяет пролетную частоту /пр = 1/ (2т п). Таким образом, во внешней цепи диода появилась последовательность импульсов наведенного тока, запаздывающих относительно моментов превышения пробивного напряжения на тч и имеющих длительность тп. Поскольку первая гармоника 1Т оказалась в противофазе с переменным напряжением диода (рис. 10.46, а), ЛПД для внешней цени об

ладает отрицательны:.! сопротивле

нием. При достаточной величине отрицательного сопротивления, когда компенсируются все потери в схеме, в схеме устанавливаются автоколебания.

В данном случае частота колебаний оказалась равной пролетной частоте. Однако ЛПД может обладать отрицательным сопротивлением в широком диапазоне частот. Изменение частоты генерации происходит при перестройке резонатора. Ограничение диапазона перестройки вызвано зависимостью отрицательного сопротивления от частоты. При перестройке резонатора могут изменяться амплитуда

ВЧ-напряжения и время запаздывания лавинного тока, а также фазовые

менным напряжением и первой гармоникой тока в цепи диода. Кроме того, приходится учитывать влияние параметров корпуса диода (емкости патрона и индуктивности ввода). Таким образом, отрицательное сопротивление для внешней цепи появляется в ограниченном диапазоне частот. Частота генерации при перестройке резонатора может изменяться почти в два раза, т. е. в пределах октавы. В генераторах на ЛПД существует также возможность электронной перестройки частоты с помощью СВЧ-варикапа или путем изменения тока в цепи диода. В последнем случае частота генерации изменяется

незначительно: диапазон электронной перестройки составляет деся

тые доли процента.

Рассмотренный режим работы называют пролетным. Максимальный к. п. д. т] = 20%. Существует более эффективный режим работы, так называемый режим с захваченной плазмой, где к. п. д. достигает 60%. Генерирование колебаний происходит в более сложной схеме на частотах, много меньших пролетной. Колебательную систему делают многочастотной, что позволяет получить на диоде переменное напряжение сложной формы, состоящее из нескольких гармоник. Подбирая амплитуды и фазы напряжений гармоник, можно так повлиять на процессы внутри диода и форму импульсов тока в диодной цепи, чтобы относительное содержание первой гармоники в спектре тока увеличилось.

Основными параметрами, указываемыми в паспорте ЛПД, являются частота и мощность генерируемых колебаний, напряжение пробоя, рабочий ток и тепловое сопротивление. Значение мощности колебаний приводят на определенной частоте для одной схемы генератора. Напряжение пробоя и рабочий ток определяют режим прибора. Напряжение диода, устанавливаемое в процессе работы, практически равно пробивному, составляющему десятки вольт. Ток в цепи диода не должен превышать указанного в паспорте значения во ’избежание выхода прибора из ■строя. При этом используют схемы стабилизации тока. Тепловое сопротивление (град/Вт) позволяет определить, на сколько изменится температура структуры при увеличении подводимой мощности.

Генераторы на ЛПД работают на частотах от единиц до сотни ги- !агерц. В пролетном режиме работы в диапазоне 8,2—12,4 ГГц достигнуты следующие значения мощности: 2.7 Вт при непрерывной генера- рации на кремниевом диоде, 4 Вт при непрерывной генерации на ЛПД из арсенида галлия, 10 Вт в импульсе на диоде из кремния. В режиме с захваченной плазмой на частотах 1—2 ГГц получена импульсная мощность 0,5 кВт на генераторе с кремниевым диодом.

Диоды Ганна. Принцип действия генератора СВЧ на диоде Ганна

Диоды Ганна, так же как ЛПД, обладают отрицательным сопротивлением в динамическом режиме. В 1963 г. при исследовании проводимости образцов из арсенида галлия п-типа Ганном был обнаружен эффект регулярной пульсации тока. По мере увеличения постоянного напряжения образца ток во внешней цепи возрастал, после чего начинались пульсации тока. Период^ следования импульсов тока равнялся времени пролета носителей заряда через образец и соответствовал частоте диапазона СВЧ. Как было установлено позже, эффект регулярных пульсаций тока был вызван объемной неустойчивостью, появляющейся в полупроводнике при относительно большой напряженности электрического поля (порядка 105 В/м).

Диод Ганна (рис. 10.47) представляет собой образец однородного полупроводника, чаще всего арсенида галлия (GaAs) п-типа (концентрация свободных носителей заряда 1013—10м см-3), с металлическими контактами К.

Простейшая схема генератора СВЧ, использующего эффект Ганна, совпадает с рассмотренной ранее схемой генератора на ЛПД (рис. 10.44; 10.45). Колебательную систему, в цепь которой включен диод Ганна, настраивают на частоту первой гармоники пульсаций тока.

Специфичной для арсенида галлия, фосфида индия (материалов, где наблюдается эффект Ганна) является зависимость средней скорости дрейфа электронов удр от напряженности электрического поля Ф3 (рис. 10.48). Коэффициент пропорциональности между значениями Удр и S называют дрейфовой подвижностью р = yBP/^. В тех случаях, когда нарушается пропорциональность между дрейфовой скоро-

Рис. 10.47Рис. 10.47стью и напряженностью электрического поля, используют дифферен- пиальную подвижность цд = dvnv/d8. Из графика рис. 10.48 следует, что при малой напряженности поля 8 в полупроводниковом материале наблюдается самая большая подвижность электронов. Участку зависимости удр от 8, где увеличение напряженности электрического поля вызывает уменьшение скорости дрейфа, соответствует отрицательная дифференциальная подвижное 1ь (заштрихованная область). Отрицательная дифференциальная подвижность может привести к объемной неустойчивости в полупроводнике, вызывающей пульсации тока. Покажем, что в схеме рис. 10.45 в цепи диода Ганна действитель- го могут возникать регулярные пульсации тока.

Рис. 10.47

Рис. 10.47

Рис. 10.48

Пусть источник питания напряжением Ео создает в диоде Ганна среднюю напряженность электрического поля ^п, соответствующую участку с отрицательной дифференциальной подвижностью (рис. 10.48), и вызывает дрейф электронов со скоростью удр 0. В первом приближении считаем поле в образце равномерным. Однако в какой-то части структуры может встретиться неоднородность плотности носителей тока, вблизи которой появится небольшой скачок напряженности электрического поля. На рис. 10.49 показано возможное распределение напряженности поля 8 в направлении г, перпендикулярном плоскости контактов, около неоднородности. Изменение напряженности поля 8 у неоднородности вызовет изменение скорости дрейфа электронов. В данном случае большей скоростью обладают электроны на участке с меньшей напряженностью 8.

Предположим, что неоднородность вместе со скачком поля перемещается по образцу со скоростью удр0 в направлении г. Определим распределение электрических зарядов вблизи движущейся неоднородности. Для этого воспользуемся изображенной на рис. 10.50 пространственно-временной диаграммой, перемещающейся со скоростью удр0 вдоль оси г. Обозначим преобразованную пространственную координату г', по оси ординат отложим время / и напряженность поля 8. Очевидно, что распределение напряженности поля 8 остается постоянным относительно координаты г'. Точками на оси абсцисс показаны

Рис. 10.50Рис. 10.50Чр^ДРОЧр^ДРООzОzначальные положения дрейфующих вместе с полем электронов. Электроны, у которых Удр > удр0. с течением времени станут обгонять систему координат. Их графики движения на пространственно-временной диаграмме смещаются вправо. Электронам, обладающим меньшей ско- I остью дрейфа (удр < удр0) и отстающим от системы координат, соот- ьетствуюг отклоняющиеся влево кривые. Происходит группирование

Рис. 10.50

Рис. 10.50

Чр^ДРО

Чр^ДРО

Оz

Оz

Рис. 10.49

।i, а в г।i, а в гРис. 10.51Рис. 10.51электронов и увеличение отрицательных зарядов у скачка поля в сечении Л. В сечении 5, где наблюдается разгруппирование электронов, появляются нескомпенсированные положительные заряды ионов доноров. В результате вблизи скачков поля, движущихся со скоростью удр0. образуется двойной слой объемного заряда, называемый доменом.

।i, а в г

।i, а в г

Рис. 10.51

Рис. 10.51

Существование домена, в свою очередь, влияет на мгновенное распределение потенциала (рис. 10.51. а), определенного относительно катода, и напряженности электрического поля (рис. 10.51,6) внутри образца. Пунктирными линиями на рис. 10.51 показано распределение U и 8 в отсутствие домена. Из-за пространственного заряда потенциал точек в сечении В должен возрастать, а потенциал точек в сечении А — уменьшаться. График напря

Домен может появиться около любой неоднородности структуры полупроводника. Самой большой структурной неоднородностью являются контакты: катодный и анодный. Существуют неоднородности и в объеме полупроводника, связанные с дефектами кристаллической решетки. Под действием приложенного к образцу поля домен начинает двигаться в направлении г от катода к аноду. При этом происходят группирование электронов и ионов вокруг сечений А и В (см. рис. 10.50) и возрастание плотности пространственного заряда. Постепенный роет пространственного заряда сопровождается изменением потенциалов точек, расположенных на границах домена (рис. 10.51, а): уменьшается потенциал точек сечения А, увеличивается потенциал точек сечения В. В результате уменьшается угол наклона кривой распределения

потенциала за пределами домена, снижается напряженность электрического поля (рис. 10.51,6). Напряженность поля вне сформировавшегося домена может достигнуть значений, при которых не существует отрицательной дифференциальной подвижности (см. рис. 10.48); условия существования доменов отсутствуют. Внутри диода Ганна может на

чаться рост нескольких доменов. По мере развития они конкурируют друг с другом, после чего формируется только один домен. Чаще всего образуются катодные домены. Появившись у катодного контакта, они проходят в образце самый большой путь. Достигнув анодного контакта, домен должен прекратить свое существование. Тогда напряженность электрического поля внутри образца станет соответствовать отрицательной дифференциальной подвижности и произойдет рождение следующего катодного домена. Рассмотренный процесс

повторяется.

Осталось выяснить причину возникновения регулярных пульсаций тока во внешней цепи диода Ганна. Периодическое существование и исчезновение доменов изменяет сопротивление образца. В отсутствие домена кривая потенциала (пунктирная линия на рис. 10.51, а) вблизи контактов наклонена под большим углом к оси г, что соответствует самому большому току во внешней цепи и самому малому сопротивлению образца. Когда существует домен, угол наклона кривой потенциала к оси г (сплошная линия на рис. 10.51, а) около анодного и катодного контактов уменьшается, что соответствует меньшему току и большему сопротивлению образца. Таким образом, ток в цепи диода Ганна непрерывно изменяется во времени (рис. 10.52). Частота повторения импульсов тока зависит от времени дрейфа тдр « АОбр/Удро- Следовательно, чем больше длина образца Ьобр, тем больше тдр и тем меньше частота повторения импульсов тока.

Рассмотренный принцип действия генератора на диоде Ганна относится к пролетному режиму, существующему, когда напряжение на колебательной системе UKC не влияет на процессы, происходящие в полупроводнике. Частота автоколебаний в пролетном режиме равна пролетной частоте /вр = 1/тдр- Напряжение диода Ганна Ua склады-

вается из посгояшмго напряжения £0 и переменного напряжения iJKC Дм. рис. 10.46, а). При большом чапряшоннч Д!;с суммарное напряжение диода в некоторые интервалы времени может уменьшиться до значений, при которых напряженность электрического поля в образце не соответствует отрицательной дифференштааьной подвижности. Если напряжение диода стадо ниже пооогов^о в момент времени, когда домен уже достиг анодного контакта, то происходит задержи i появления нового домена. Частота пульсаций тока уменьшится Если установилось напряжение Нд ниже порогового во время дрейфа домена внутри обьема образца, то возникает преждевременный «льд домена, а частота пульсаций тока увеличивается. Таким образ " частота повторения импульсов приближается к частоте переменного напряжения колебательной системы. Собственная частота рсюпагора и частота генерации может быть как выше, так и ниже чжтоты пульсаци • гока, характерной для пролетного режима. В первом случае возникает режим с подавлением домена, во втором случае — режим с задержке', домена.

В рассмотренных режимах, связанных с существованием доменов, скважность импульсов тока в цели диода оказывается достаточно высокой, а содержание первой гармоники в спектре тока низкой. При постоянном напряженки диода, существенно превышающем пороговое, большой амплитуде переменного напряжения (используется высокодобротная колебательная система) и резонаторе, н-’стрс"*тчоч на частоту в несколько раз выше пролетной, время нах )ждения рабочей точки диода на участке с отрицательной диффсоецциальной иодпижкостью может оказаться недостаточным для формирования досола Именно здесь удается получить более высокое содержание пщзей i рмо'шки в спектре тока и более высокий к. п. д. Соответошумщий эк ку слущто эффективный режим работы называют режимом ограничена то некю- ления объемного заряда (ОНОЗ). Если в пролетном режиме к п. д. г) = 44-6%, то в режиме ОНОЗ р = 25%.

Генераторы на диодах Ганна обла щюг высокой стабильно' и ’) ч?'- тоты. Напряжение Ео оказывает незначительно; ваияни" ш ■ \'рп- руемую частоту. Скорость электронной перестройки ш;ь гечик: (1.8 ГГц/1 мкс). Изменение частоты генерации в шпр. , пределах (до двух раз) производят с помощью резонатора Пере^ х'/реюна- тора могут осуществлять механически или электричес дш электрического управления частотой генераторов Ганна применяют специальные ферритовые резонаторы, собственная частота коте; ых регулируется изменением тока подмагничивания.

Максимальная мощность генераторов часто ограничивается эффектами, связанными с нагреванием полупроводника. Достигнутые значения выходной мощности в режиме непредыпшЛ генерации меньше, чем в генераторах на ЛПД. В режиме ОНОЗ получена импульсная мощность 6 кВт на частотах 1—2 ГГц.

Для диода Ганна обычно приводят следующие параметры: частота и мощность генерации (в определенной схеме генератора), пороговое напряжение, соответствующее возникновению регулярных пульсаций тока', и сопротивление образца диода по постоянному току.

Глава 11

ПЕРЕДАТЧИКИ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Общие сведения

Для осуществления радиосвязи необходимо использовать электромагнитные колебания высокой (радио) частоты (см. § 1.1). Однако спектр сигнала, подлежащего передаче (отображающий передаваемое сообщение), расположен, как правило, в области низких (например, звуковых) частот. Следовательно, для реализации радиосвязи необходимо каким-то образом изменять один из параметров радиочастотного колебания в соответствии с передаваемым низкочастотным сигналом, т е. перенести спектр передаваемого сигнала в область радиочастот. Это достигается с помощью модуляции РЧ-колебания. Модуляцию осуществляют в специальном устройстве (рис. 11.1), называемом м о- дуляторомУИ. На один вход модулятора подается ВЧ-напряже- ние несущей частоты ып (/) от возбудителя В, на другой — низкочастотный передаваемый сигнал uQ (/) от источника сигнала (ИС). На выходе модулятора получают модулированное ВЧ-колебание и (/).

Известно, что гармоническое колебание вида

(Н.1)(Н.1)и = U cos (со/ + ср)

(Н.1)

(Н.1)

характеризуется амплитудой напряжения U, частотой f = ю/2л и начальной фазой ф. Для строго синусоидального колебания параметры U, ю и ср постоянны, г. е. не меняются во

Рис. 11.1Рис. 11.1времени. При модуляции один из параметров гармонического колебания меняется во времени в соответствии с передаваемым сигналом. Так, при амплитудной модуляции (АМ) такому изменению подвергается амплитуда гармонического ВЧ-колебания.

Рис. 11.1

Рис. 11.1

Положим, что передаваемый сигнал представляет собой функцию времени Uq^ (рис. 11.2, о). Тогда при АМ амплитуда напряжения U ВЧ-колебания на выходе моду-

лятора должна меняться во времени в соответствии с передаваемым сигналом (рис. 11.2,6):

U =(И.2)

где UH — амплитуда немодулированного ВЧ-колебания ия (I) (рис. 11.2, в).

С учетом (11.2) выражение для AM-колебания примет вид

и (0 = [ Un -|- Ий (01 cos (юа / -Р ф0\(11.3)

Рис. 11.2Рис. 11.2

Рис. 11.2

Рис. 11.2

где <он — несущая частота АМ-колебания; ф0 — начальная фаза (в дальнейшем считаем ф0 = 0).

Характер изменения колебания (111.3) дан на рис. 11.2, г. Пунктирной кривой показана огибающая АМ-колебания. Математически огибающая описывается выражением (11.2). При АМ без искажений огибающая изменяется по закону, совпадающему с изменением передаваемого сигнала. В отсутствие АМ, т. е. при U = ^н, режим работы передатчика называют режимом молчания (телефонным режимом или режимом не. ущей частоты).

Для проектирования как передатчика, так и приемника нужно знать количественные параметры, характеризующие AM-колебание вида (11.3). Некоторые из этих параметров определяются видом передаваемого сигнала. Поэтому дадим краткую характеристику сигналам.

Передаваемые сигналы можно 'разделить на непрерывные и импульсные. Непрерывные сигналы [к ним относятся, например, телефонные (речь, музыка), телевизионные и фототелеграфные] характеризуются непрерывным, плавным изменением напряжения или тока сигнала во времени. Импульсные сигналы используют при передаче дискретной информации.

Реально передаваемые непрерывные сигналы представляют собой непериодические процессы, непрерывно меняющие во време

ни свое значение по случайному закону. Известно, что спектр такого колебания сплошной, г. е. имеет составляющие всех частот в занимаемой полосе. Поскольку сигнал случаен, то и интенсивность различных спектральных составляющих меняется по случайному закону. Если производить оценку интенсивности не каждой спектральной составляющей, что при случайном сигнале сложно, а всех спектральных составляющих в узкой полосе частот (например, 1 Гц) за длительное время, то можно оценить среднюю мощность [спектральную плотность Р (/)], которой обладает сигнал в этой полосе частот. Если произвести оценку спектральной плотности во всей занимаемой сигналом полосе частот, то уажно построить спектральную диаграмму случайного сигнала (рид, 11.3, а). Как следует из этого рисунка, реальный сигнал имеет

бесконечно широкий шюкгр Поэтому для высококачественного вос- пооизведения сигнала нужен канал связи с очень широкой полосой пропускания Однако основная энергия сигнала сосредоточена в узкой полосе часто!, что дает возможность сузить полосу пропускания канала связи без заметных искажений передаваемого сигила. Так, для радиотелефонии мо?кно ограничиться полосой 300—3100 Гц, а для высококачественного в-щгния — полосой 50—15 000 Гц При огра

ничении полосы чалог возникают искажения, когорые нс должны превышать требуемой нормы Так, например, в радиовещании и телеви

дении следуег учитывать особенности человеческого слуха п зрения, особенности приела и стоимость

аппаратуры. Поэтому ширина спектра реального сигнала огра- н тчивается допустимыми частотами Гтшдоци ^тахдоп, При ЭТОМ искажения воспроизводимого сигнала находятся в заданных допустимых пределах Ширина спектра модулирующего сигнала и допустимый уровень частотных искажений определяются соответствующими стандартами на

каналы связи, вещание, передат

чики и приемники; для радиоло-Рис- 1113

кации — требованиями к системе.

Анализировать прохождение сигнала со сплошным спектром через" радиоканал математически сложно, поэтому приближенно считают, что спектр сигнала в пределах /,’,nIanou — Гшахдоп дискретен (рис. 11.3,6), т. е. состоит из конечного ряда гармонических составляющих. Чем большее число таких составляющих учитывают, тем

точнее соответствует дискретный спектр спектру реального сигнала.

В простейшем случае вместо многих гармонических составляющих рассматривают лишь одну гармоническую составляющую частотой F = й/2л, находящуюся в пределах от Ртщдоп До ^тахдоп- Результаты рассмотрения колебания с одной частотой можно затем распространить на весь диапазон частот от ^пипдоп до Гтахдоп- В данном случае сигнал имеет вид гармонического колебания (рис. 11.4, а):

(Н.4)(Н.4)«а W^Un cos Q t.

(Н.4)

(Н.4)

Тогда согласно уравнениям (11.3) выражение для АМ-колебания при модуляции колебанием с одной частотой Й примет вид

и ^ = U cos юн t~ UB (1 +m cos Q.I) cos юн t. r (Н-5)

(И.6)(И.6)Минимальное и максимальное значения амплитуды U;

(И.6)

(И.6)

Umax —• Ua (1 "Ь ^)> Umin — UB (1Ш).

Коэффициент модуляции

(П7)(П7)^й ^тах ^тИ1

(П7)

(П7)

^н^rnax~b^min

характеризует относительное изменение амплитуды АМ-колебапия.

На рис. 11.4,6—г показан возможный вид Ai'A-колебаний с различным коэффициентом модуляции. На рис. 11.4, г симметричность модуляции нарушается и огибающая модулированного колебания уже

Ряс. 11.4Ряс. 11.4

Ряс. 11.4

Ряс. 11.4

не соответствует по форме передаваемому сигналу, что приводит к искажению при приеме. Для отсутствия перемодуляции (искажений) необходимо ОбеСПеЧИТЬ Uh^ UQmax.

На практике выбираются т <_ 1. Это объясняется тем, что уровень реального модулирующего сигнала может меняться в значительных пределах и при больших пиковых значениях возможна перемоду- ляция, т. е. возникновение искажений.

Воспользуемся формулой (11.5) для определения спектрального состава AM-колебания. Учитывая cos Q.t cos о) J = 0,5 [cos (rou т + Q) t + cos (coH — Q)/], получим

и KQ — ccs to^t ф O^niU,, cos (®„ |-Q) ^ ф-0,5m(7H cos («>„— Й) t, (118)

Как следует из (11.8), АМ колебание состоит из трех составляющих’. колебания с несущей частотой шя и амплитудой UH, и двух колебаний с частотами roH + й и ®и— Й и амплитудами 0.5т UH. Частоты ®я + й и ®н — й называют боковыми. Спектр модулирующего гармонического колебания показан па рис. 11.4, д, спектры АМ-коле- баний при различных т— на рис. 11.4, е—з.

В более общем случае передаваемого сигнала со сложным спектром (рис. 11.5, о) спектр AM-колебания будет иметь вид, показанный на рис. 11.5, в. На рис. 11.5, б дан спектр несущего колебания. Согласно рис. 11.5, в, при АМ с обеих сторон от спектральной составляющей

Рис. 11.5Рис. 11.5Рис. 1 1.6Рис. 1 1.6

Рис. 11.5

Рис. 11.5

Рис. 1 1.6

Рис. 1 1.6

щю-щсй частоты появляются боковые полосы, ка?кдая из которых соответствует спектру модулирующего сигнала uq (/). Ширина полосы частот AM-колебания равна удвоенной максимальной частоте модуляции: ((и 4* ^тах) (/н Рmax) ~ 2/*тах-

Согласно (11.8), AM-колебание при модуляции гармоническим сигналом представляет собой сумму трех гармонических колебаний с частотами сон, ю„ + й и гон — й. Следовательно, геометрически (в векторной форме) это колебание можно представить суммой трех векторов (рис. 11.6): вектора несущей частоты длиной UH, вращающегося с угловой скоростью юн, и двух векторов боковых частот, каждый из которых имеет длину О.бт^н, вращающихся один с угловой скоростью мн + й, а другой — со скоростью юн — й.

Таким образом, векторы боковых частот вращаются относительно вектора несущей в противоположные стороны с угловой скоростью й. Их сумма в любой момент времени дает вектор, совпадающий по направлению с вектором несущей частоты. Поэтому результирующий вектор AM-колебания вращается с постоянной угловой скоростью сон, а его длина меняется периодически с частотой Й.

В режиме молчания мощность на выходе модулятора, создаваемая на резисторе нагрузки R,

Pn = U^<2R). (11.9)

PLPLWn (1 — m/’Wn (1 — m/’= PH (1 — tn?.= PH (1 — tn?.

PL

PL

Wn (1 — m/’

Wn (1 — m/’

= PH (1 — tn?.

= PH (1 — tn?.

Максимальная и минимальная мощности на нагрузке 7? выделяются в моменты времени, koi та амплитуды AM-колебания максимальна или минимальна:

Р' maxР' max^max _ [Ун (1 + m)P _ р .. L

Р' max

Р' max

Если при этом обеспеч нзается и максимальный коэффициент модуляции mmai, то передаваемая мощность станет максимально возможной:

РтахРтах[Сн (Ч-тщдх)]2*R[Сн (Ч-тщдх)]2*R= Р«^ + mmax)2.= Р«^ + mmax)2.(11.10)(11.10)

Ртах

Ртах

[Сн (Ч-тщдх)]2

*R

[Сн (Ч-тщдх)]2

*R

= Р«^ + mmax)2.

= Р«^ + mmax)2.

(11.10)

(11.10)

Из (11.10) при т Пах = 1 Ртах = ^Р ^ т- е. максимальная передаваемая мощность ь четыре раза больше мощности в режиме молчания.Из (11.10) при т Пах = 1 Ртах = ^Р ^ т- е. максимальная передаваемая мощность ь четыре раза больше мощности в режиме молчания.

Из (11.10) при т Пах = 1 Ртах = ^Р ^ т- е. максимальная передаваемая мощность ь четыре раза больше мощности в режиме молчания.

Из (11.10) при т Пах = 1 Ртах = ^Р ^ т- е. максимальная передаваемая мощность ь четыре раза больше мощности в режиме молчания.

Таким обраюм, передатчик должен проектироваться на максимальную мощность.

На рис. 117, а показана диаграмма передаваемого АМ-сигнала. Изменение передаваемой мощности Р во времени при передаче AM-колебания для т = 1 иллюстрируется с помощью графика рис. 11.7, б

Мощность одной боковой составляющей спектра АМ колеба- 1(mU-Q \2

ния равна ^ (—, а мощность обеих боковых составляющих

Полезная информация о передаваемом сигнале заключена именно

в боковых составляющих, поэтому с точки зрения эффективности приема мощность Р5 является определяющей.

Отношение

Ртах ^(l+^max)2

максимально при т = штх = 1. Тогда Р^Ртах О 1/8. Следовательно, доля мощности боковых составляющих в общей мощности АМ-колебания незначительна и не подвышает даже в предельном случае 12,5% от макси >нчьной м мцпости, которую может развить передатчик.

Как следует из (И 9) и (11.11), при т = 1 мощность, затрачиваемая на излучение несущей частоты, превышает не менее чем в два раза полезную мощность обеих боковых составляющих,

Таким образом, ш достатками АМ являются низкая эффективность использования ющосг; установленных в передатчике электронных приборов, штрэкая потоп частот, занимаемая модулированным колебание i, вдвое през-ип о цая ширин' с-' -игра модул ipy одето сигнала Однахо приел АМ колебаний оми^ствляо’ сравнтгельно простыми по коястэукци I п мечниками чю обусловливает ш покое применение АМ в массовом рад юзедачиа

В настоящее время ампллтудную модуляцию испольалот главным образом в радиовещательных системах длинных, средни и коротких волн, а также для передачи сигналов изображения в темы тзионных радиоста щиях метровых и дециметровых волн В радио плафонной связи а шлитудную модуляцию при юняот только для бллклей радиосвязи в гражданской авиации (118—136 /МГц)

В передающих устройствах используют несколько способов получения амалыудчой модулядчл. В ламповых передатчиках реализуют мздуляцио на управляющую сетку напряжением смещен in или напря- жсшем вотбужленля, на зацитную или экранирующую сетку, на анод (имеется несколько мод г фмкаций вклютая аиодно экранную). В транзисторных передатчиках осуществят от мэдуляци о на базу на- пэяжением возбужденна или смещения, а также коллекторную моду- лчцио Во всех типах передатчиков возможна амплитудная модуляция изменением свшс нагоузкой В современных переда г тиках встречаются следуощие способы модуляция напряжением возбуждения, анодная и коллекторная, в телевизионных передатчиках также-применяют модуляцн о на управляющую сетку напряжением смещения.

ААодуляцпя изменением напряжения смещения управляющей сетки

Амплитудная модуляция изменением напряжения смещения ГВВ состоит в изменении напряжения Ес при постоянных Еа; Uc, Rd. Соответственно изменяются амплитуда iamn, угол отсечки импульса анодного тока 0 и первая гармоника анодного тока /а1. В качестве переменной составляющей напряжения смещения используют напряжение передаваемого сигнала — модулирующее напряжение Uq (рис. 11.8, а, б)

В области ННР (рис. 11.9) импульс анодного тока сохраняет форму отрезка косинусоиды По мере запирания лампы амплитуда импульса и угол его отсечки уменьшаются, соответственно убывает и первая гармоника анодного тока Uv Аналитически зависимость /а1 = f (Ea) можно представить следующим образом. Из §1.3 известно, что

iav=S(u0-DUa^1(ey,

иа -= /31 R»; Ui = s tu с—di а1 Ra) Т1 (0).

Решив последнее равенство относительно /а1, получим

/al = SU0Ч1 (0'41 + SDRa Т1 (0)1 « SUC Y1 (0).

Аналогично,

/ao = SC/cYo(6V[l Д-5П/?Ло(О)).

Таким образом, при 0^0 зависимость /а1 и /а0 от Ес определяется зависимостью ух и у0 от Ей.

ГНВ

Рис. 11.8

В §■ 1.3 была рассмотрена зависимость у2 и у0 от 0. Напряжение сме- lWHh линейно связано с cos 9: cos 9 = (Е^ — Ec)iU0. Поэтому необходимо от графиков рис. 1.10 перейти к рис. 11,10: yt (cos 0). Ли

нейность соблюдается только при 0.5 > cos 0 > —0,5, т. е. пои 6 ,5< 0 < 120°. Следовательно, при идеальных линейных характеристиках лампы модуляция изменением напряжения смещения уирав- ляющей сетки сопровождается нелинейными искажениями.

Рис. 11.11Рис. 11.11Рис. 11.10Рис. 11.10

Рис. 11.11

Рис. 11.11

Рис. 11.10

Рис. 11.10

В целях повышения линейности модуляции и величины к. п д.

область характеристики — 0,5 < cos 6 < —1 (120° < 0 < 180°) не используется. На практике применяют 0тах — 904-110°. Для получения 100%-ной амплитудной модуляции необходимо, чтобы/а1т1п = 0, когда cos 0 т1п = 1 или 0т1п = 0. При этом заходят в нижний нелинейный участок характеристик, следовательно, неизбежны линейные

искажения. У реальной лампы с реальными статическими характерис

тиками нелинейные искажения достигают 10—15%.

Статическая модуляционная характеристика, т. е. зависимость /ац /а0 от Ес, представлена на рис. 11.11, а.

В точке, где мощность максимальна, для получения высокого к. п. д.

режим должен быть граничным. При переходе к перенапряженному режиму в импульсе анодного тока появляется «провал», а а верхней части статической модуляционной характеристики возникает излом, т. е. возникают нелинейные искажения.

Режим молчания (режим телефонной точки) соответствует середине статической модуляционной характеристики:

7all ~ 9>^/,11 шах > ^аОг ^ 0,57а0 max i Ейт~ 0,5 (Ее т|Л 4" До так )•

Для упрощения энергетического анализа режима будем считать, что статическая модуляционная характеристика линейна (пунктирные линии на рис. 11.11, а). Зависимости мощности и к. п. д. для этого случая показаны на рис. 11.11,6. График Ро = £а7а0 = / (£с) повторяет ход графика 7ао = / (£с), так как Ea = const; зависимость Py = 0,5/^Да имеет квадратичный характер (Ra = const); PVT « ^ 0,25Plmax, так как /а1т « 0,5/а1тах. Выбор лампы производят по мощности Р1юах : £ном > Pimax- При §гр = 0,84-0,95 наибольшая мощность потерь на аноде Ра = Ро = Рх будет вблизи режима молчания. К. п. д. т)а = PJP» меняется линейно от максимального значения в точке максимальной мощности (i]max = 0,654-0,75) до нуля Е точке минимальной мощности. В режиме молчания г)т w 0,5ртах «д ^ 0,34-0,35. Поскольку в человеческой речи и музыке преобладают

паузы и звуки малом и средней громкости, к. п. д. ступени с сеточной модуляцией будет небольшим.

Как следует из рис. 11.9 и 11.11, а, графики сеточного тока на статических модуляционных характеристиках расположены несимметрично относительно £ст. Причиной этого является смещение характеристики сеточного тока лампы (см. рис. 11.9) относительно анодно-сеточных характеристик на величину Её- При l^d ^ ^с сеточный ток отсутствует, Следовательно, при модуляции токи /с1, /с0 нелинейно связаны с £с. Считают, чго при модуляции изменением напряжения сме

щения модулятор работает на нелинейное сопротивление сеточной цепи генератора, что является еще одной причиной нелинейных искажений.

Для уменьшения искажения необходимо проектировать модулятор с малым внутренним сопротивлением; наилучшие результаты дает катодный повторитель.

Напряжение управляющей сетки описывается выражением ес = =ЕС + Uc cos rot + Uq cos Ш. Графики напряжения сетки и анодного тока приведены на рис. 11.12.

Редкое использование модуляции изменением напряжения смещения в современных передатчиках определяется плохими ее энергетическими и качественными показателями: Риом ^ Pimaxl Л Д 30-?35%; Кг^10-у15%. ■

Для рассмотренного способа АМ используют лампы с экранирующей сеткой (тетроды, пентоды), так как они обладают меньшим током управляющей сетки, что позволяет снизить уровень нелинейных искажений.

В усилителе низкой частоты (модуляторе) частотные искажения при модуляции изменением смещения возникают из-за наличия входной емкости модулируемого генератора Свх — Сдл + Свхл + С^. Небольшие дополнительные частотные искажения создает колебательный контур.

Усиление модулированных колебаний

Усиление AM-колебаний широко используется в современных передатчиках, так как часто бывает целесообразно сначала произвести модуляцию при малом уровне мощности, а затем модулирование колебания усилить. По такому принципу строят некоторые маломощные вещательные и связные передатчики.

Для усиления АМ-колеба- ний на управляющую сетку лампы подают промодулиро- ванное напряжение радиочастоты при постоянных £а, Ео и Да- При этом амплитуда первой гармоники анодного тока /а1 определяется изменением амплитуды импульсного анодного тока iam.u (рис. 11.13). Кроме того, при Ео >Е'а и Ес < Ес и измене- нии Uс меняется угол 0 (на рис. 11.13 показан более типичный случай Ес < £с) и соответственно о^ (9); «о (0). При Ес = Её 9 = const, а, (9) = const, а0 (9) = со 1st.

Рассмотрим аналитическую связь /а1 с Uc. Известна зависимость /а1 = S (1/0 — — DUay^ (0) или /а1 — S X X (Дс — ДДДа)у (9), откуда

/al = S[/cV1(9)/

/П+5ПДа 71 (9)]-

Линейная зависимость /а1 от Uс возможна только при 71(9) = const, что в свою очередь соблюдается при Ес = Е'й (рис. 11.13 и 11.14, а, б).

Таким образом, при усилении AM-колебаний и 9 =

= 90° возможна линейная модуляция возбуждением. При Ес < Её или Ев >Ес одновременное изменение iamax и 9 приводит к нелинейной зависимости /ai от Uo (рис. 11.14, в, г). Кроме того, при Ео * Ее происходит изменение коэффициента глубины модуляции в анодной цепи та по сравнению с сеточной цепью тс: при Е» >Её та< те, при Ео >Е'О та >тс. Последнее обстоятельство иногда используется для углубления модуляции, однако нелинейные искажения при этом возрастают.

Завьсгмости /а1 и /а0 от Uo называют статическими модуляцион- гими характеристиками (рис. 11.14, а, в). Для случая Ес = Е'с на рис. 11.14, б приведены также зависимости мощностей Ро и Рг от Дс. Эти графики по виду близки к зависимостям мощностей Р,, и Pv от Ес при модуляции напряжением смещения (см. рис. 11.11,6). Следовательно, энергетические показатели модуляции на управляющую сетку напряжением смещения и возбуждения одинаковы. Преимуществом усиления AM-колебаний является возможность достижения малых нелинейных искажений. Для достижения более высокой линейности применяют тетроды или пентоды, имеющие меньший ток управляющей сетки. Наилхчшая линейность достигается в режимах без тока сетки.

Поскольку на вход ступени подаются только радиочастотные колебания с меняющейся амплитудой, схемы ступеней усиления АМ-колебаний не отличаются от схем ГВВ, рассмотренных в гл. 2. Так как по цепям питания анода и сеток протекают токи, содержащие составляющие звуковой частоты, источники питания, должны иметь и для этих токов малое внутреннее сопротивление.

Частотные искажения определяются только колебательным контуром ступени и обычно невелики.

Анодная модуляция

При анодной модуляции модулирующим фактором является напряжение анодного питания ступени Еа. При этом сопротивление анодной нагрузки Ra и напряжение возбуждения Uc постоянны

Практическое применение имеют устройства, в которых лампа работает в ПНР, так как при этом удается обеспечить полное использо

вание лампы по мощности, высокий к. п. д. анодной цепи и т = 1 Аналитическое исследование ПНР затруднено, поэтому ограничимся только рассмотрением его качественной картины (рис. 11 15) При изменении напряжения питания динамическая характеристика ГВВ перемещается параллельно самой себе (см. § 1.3 и рис. 1.8, 1.9). В области ПНР импульс анодного тока сохраняет форму отрезка косинусоиды; амплитуда и угол отсечки импульса меняются незначительно вслед

ствие наклона характеристик (D >0). Первая гармоника анодного тока /а1 мало зависит от Еа (при D = 0 /а] не зависит от Еа.). В области ПНР по мере уменьшения Еа импульс анодного тока деформируется; амплитуда становится меньше, «провал» — глубже, угол отсечки — меньше. При Еа = 0 анодный ток прекращается. Следо-

Рис. 11.17Рис. 11.17

Рис. 11.17

Рис. 11.17

вательно, при уменьшении Еа начиная с критического (граничного) режима /а1 и /а0 уменьшают до нуля, т. е. возможна стопроцентная амплитудная модуляция. Как показывают теория и практика, при фиксированном напряжении смещения статические модулированные характеристики /а1 = / (£а), /а0 = f (Да) нелинейны (пунктирные линии на рис. 11.16, а), следовательно, неизбежны значительные нелинейные искажения. Кроме того, анодная модуляция при фиксированном Ео сопровождается большим током управляющей сегки, так как

в ПНР при постоянных Ес и UB с уменьшением анодного увеличивается сеточный ток. В результате возникает опасность перегрева сетки, увеличивается необходимая мощность возбуждения.

На практике в ступенях с анодной модуляцией применяют автоматическое смещение за счет постоянной составляющей тока сетки: £с = RoRc- При правильном подборе сопротивления автоматического смещения удается достичь высокой линейности статической модуляционной характеристики (сплошные линии на рис. 11.16, а) и облегчить тепловой режим сетки. Коэффициент нелинейных искажений передатчиков с анодной модуляцией Kv = 2-4-4%. Схема ступени с анодной модуляцией, автоматическим смещением и модулятором, пригодным для работы в режиме класса В, приведена на рис, 11.17.

Поскольку тенератор при анодной модуляции работает в ПНР, следует ожидать высокого к. п. д. анодной цепи. Действительно, мощности Pt = 0,5Ia\Ra и Ро = Еа1а0 = кЕа меняются по квадратичному закону (рис. 11.16, б), т. е. их отношение остается постоянным и равным к. п. д. в критическом режиме: г]а = РрРв = 0,6-4-0,75 = const, В отличие от рассмотренных ранее способов модуляции при анодной нагрев анода в режиме молчания для малых и средних значений коэффициента амплитудной модуляции (тср = 0,3) получается небольшим. Большие значения глубины модуляции встречаются редко и бывают не-

продолжительными, поэтому и при т = 1 не следует опасаться перегрева анода

Напряжение анода лампы при анодной модуляции описывается выражением еа — £ат + Uq cos £2/— Рг cos со/ (рис. 11.18). Большие напряжения анода появляются только при m-* 1 и существуют кратковременно. Как показалi практика, при анодной модуляции возгшжио превышение установленною для ламп пределоцсго значения

постоянного напряжения анодного питания. Правила эксплуатации ламп допускают в режиме молчания ЕРТ = £аном. Тогда напряжение анодного шьания в максимальной точке

£а max " £ат О Т" ^) " ^Еат-

В режиме максимальной мощности лампа развивает крагковремен- во полезную мощность, вдвое превосходящею ее паспортную номинальную мощность РХьом. Следовательно, лампу (лампы) модулируемой ступени можно выбирать на мощности Р1йоч = (1 + т^Р^ — = 2Р1Т =- 0,5Р1№ах, т. е. мощность ламп, устанавливаемых в ступень радиочастоты при анодной модуляции, вдвое меньше, чем при сеточкой.

Таким образом, основны ш достоинствами анодне ! модуляции являются меньшая мощность ламп при той же полезной мощности передатчика, вдвое больщий к. п. д. анодной цепи, высокие линейность модуляционной характеристики и эчеплуатацио, ая устойчивость. Анодную модуляцию применяют в тех случаях, кс. 'а режим амплитудной модуляции является Основным, например в : эщных радиовещательных передатчиках или в передатчиках ближнем авиационной радиотелефонной связи.

Особенностью анодной модуляции является необходимость мощного модулятора. Действительно, для получения m — 1 амплитуда модулирующего напряжения звуковой частоты UQ = ЕЛ1 (рис 11.19).

Амплитуда тока звуковой частоты JQ = /аот. Мощность, потребляемая от модулятора анодной цепью, Ра = 0,5UaIQ = 0,5Еа т/а от = 0,5Р0т = 0,5Р1г/ц « (0,65—0,75)Р1г, где РОт — мощность, потребляемая анодной цепью в режиме молчания.

Так как ступени радиочастоты при аноднойд., анодную модуляцию вТак как ступени радиочастоты при аноднойд., анодную модуляцию вмодуляции имеют вы- совремепных передатчиках пробегмодуляции имеют вы- совремепных передатчиках пробегЕ ат a max а.Е ат a max а.Мощность модулятора соизмерима с мощностью, потребляемой анодной цепью модулируемого генератора. Именно за счет мощности модулятора в модулируемой ступени формируются боковые полосы модулированного колебания.

Так как ступени радиочастоты при аноднойд., анодную модуляцию в

Так как ступени радиочастоты при аноднойд., анодную модуляцию в

модуляции имеют вы- совремепных передатчиках про

бег

модуляции имеют вы- совремепных передатчиках про

бег

Е ат a max а.

Е ат a max а.

сокии к. п изводят в выходной ступени.

Применение анодной модуля- /а0 ции в промежуточных ступенях нецелесообразно, так как следующие ступени должны будут работать в режиме усиления модулированных колебаний с низким к п. д (см.

§ 11.3). Чтобы передатчик в целом имел высокий к. п. д , нужно обеспечить высокий к. п. д. модулятора. Для этого модулятор должен работать в режиме класса В Усилитель звуковой частоты, чтобы исключить нелинейные иска-

жения, должен работать в режиме класса В и иметь двухтактное построение (см. рис. 11.17).

Поскольку анодный ток генератора линейно зависит от модулирующего напряжения, нагрузкой модулятора является входное сопротивление анодной цепи по посюянному току: Rr = Udla = const. Постоянство Rr способствует достижению малых нелинейных искажений.

Применение современных тетродов в передатчиках с анодной модуляцией ограничено из-за недостаточной мощности рассеяния на экранирующей сетке. Действительно, при анодной модуляции в ступени на тетроде при £с2 = const ток экранирующей сетки оказывается большим и мощность рассеяния Рс2 превышает допустимую мощность Рс2доп. Поэтому в ступенях на экранированных лампах применяют комбинированную анодно-экранную модуляцию (рис. 11.20, а). При этом модулирующее (звуковое) напряжение подается синфазно как в цепь анода, так и в цепь экранирующей сетки: Еа = Дат б* + Дай cos fit; Е^ = Ес2т + Пс2т cos fit. При синфазном изменении напряжений питания анода и экранирующей сетки степень напряженности режима по экранирующей сетке практически не меняется, перераспределения тока между анодом и экранирующей сеткой не происходит (рис. 11.20, б). Анодный и экранный токи изменяются пропорционально напряжениям Еа и Ес2 вследствие изменения положения статических характеристик лампы. Режим при анодно-экранной модуляции может быть любым: ГР, слабо ПНР или слабо ПНР. В

(вязи с постоянством напряженности режима на статических модуля" ионных характеристиках анодно-экранной модуляции нет перелома (ср. рис. 11.18,6; 11.15, а; 11.13, а, в; 11.10, а).

Рис. 11.20

Частотные искажения при анодной (анодно-экранной) модуляции определяются главным образом модулятором с учетом его работы на нагрузку Rr, шунтированную емкостью Сбл + Свх1 + См.

Коллекторная модуляция

Коллекторную модуляцию осуществляют изменением напряжения питания коллекторной цепи транзистора, работающею в критическом, перенапряженном или ключевом режиме. К достоинствам коллекторной модуляции относится возможность получения линейной модуляционной характеристики при высоком к. п. д.

Основные расчетные соотношения, определяющие энергетические показатели модулируемого каскада и модулятора, аналогичны расчетным соотношениям при анодной модуляции и здесь не приводятся.

Рассмотрим особенности коллекторной модуляции. На рис. 11.21 представлена типичная схема осуществления коллекторной модуляции (КМ) в выходных каскадах передатчика.

При КМ нельзя форсировать режим работы по напряжению и мощности рассеяния, так как превышение максимального напряжения коллектора приводит к выходу транзистора из строя. Напряжение питания выбирают из условия £к + UK^ UKROn. Обычно при m =1 Ен ~ 0,25(7НДОП.

Коллекторную модуляцию в основном осуществляют в связных передатчиках, где требования к линейности модуляционной характе-

ггстгки невелики 'Кг^ 10%). По этой причине в большинстве случаев напряжен питания подается через вторичную обмотку моду- 1ЯЦИОПНОГО трансформатора Прохождение постоянного тока по обмотке вызывает подмагничивание сердечника трансформатора и, следовательно, некоторое ; гетичение уровня нелинейных искажений. В

го же время введение в схему модуляционного дросселя в цепь питания коллектора устраняет подмагничивание сердечника трансформа

гора и уменьшает уровень нелинейных искажений, одновременно увеличивая габариты и массу передатчика

Если не прим.пять подмодуляцию в предыдущем каскаде, напря- гность режима транзистора изменяется в больших пределах (мо- \<"Т возникнуть сильный ПНР). В некоторые моменты времени при дссагочно малом напряжении коллектора происходит отпирание кол- д ^торного перехода в прямом направлении. В результате колебания ЬЧ из базовой цепи поступают непосредственно в коллекторную цепь через малое сопротивление коллекторного перехода. Модуляционная : "рактеристика для этого случая соответствует кривой / на рис. 11.22. Введение в предыдущем каскаде подмодуляции с m< 1 выравнивает напряженность режима работы транзистора и улучшает линейность модуляционной характеристики (кривая 2 на рис. 11.22).

Глава 12

ПЕРЕДАТЧИКИ С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

§ 12.1. Основные понятия

Частотная и фазовая модуляции (ЧМ и ФЛ!) являются разновидностями угловой модуляции. При ЧМ и ФМ изменяется частота и фаза ВЧ- колебания пропорционально мгновенному значению передаваемого сигнала.

При ЧМ и ФМ амплитуда модулированного колебания постоянна и не зависит от передаваемого сигнала. Колебание с постоянной амплитудой можно представить в общем виде:

и (t) = f/H cos ф (0,(12.1)

где <р ф) — мгновенная фаза колебания и (f). Выражение для ф (I) можно записать в следующем виде:

Ф (t) = со I + ф0,(12.1а)

Рис. 12.1Рис. 12.1где со — частота колебания; ф0 — начальная фаза. При ЧМ и ФА! со и ф (0 меняются во времени по сложному закону. При отсутствии модуляции колебание (12.1) является гармоническим и его фаза меняется во времени по линейному закону: ф (/) = = «цф + ф0, где сон — несущая частота гармонического колебания.

Рис. 12.1

Рис. 12.1

На рис. 12.1 колебание вида (12.1) представлено вектором, длина которого равна амплитуде напряжения UH. Вектор Us вращается с угловой скоростью со, увеличивая мгновенную фазу ф (1) (угол, на который поворачивается вектор). Если колебание и (^) гармоническое, то вектор Uн вращается равномерно с постоянной угловой скоростью ®н. Пунктиром показано положение вектора в момент отсчета, когда ф (О = ф0.

При ЧМ вектор UH вращается с переменной угловой скоростью, мгновенная фаза ф ф) растет не по линейному, а по сложному закону. Следовательно, ЧМ ВЧ-колебания сопровождается фазовой модуляцией этого колебания и наоборот.

Из (12.1а) следует, что частота ® связана с мгновенной фазой ф (О колебания соотношением

(12.2) dt

Если известна частота со, то мгновенная фаза колебания'

(12.3)(12.3)t

(12.3)

(12.3)

Ф (0 = ^ to dt + ф0..о

Пусть необходимо передать сигнал uQ (/), тогда при ЧМ частота ВЧ-колебання должна меняться по закону передаваемого сигнала:

.V')

СО = ан + ^Мщах ,(12.4)

| “и max]

где |«ятах| — абсолютное максимальное значение сигнала, при котором обеспечивается максимальное отклонение частоты при модуляции Дютах; Асотах — девиация частоты.

При ФМ фаза ВЧ-колсоания меняется по закону передаваемого сигнала:.

ф = ®u Н Фо 4- Афтах ,(12.5)

I tiQ maxi

где Афтах— девиация фазы.

Составим аналитические выражения для ЧМ- и ФМ колебаний при модуляции одним гармоническим колебанием с чаиоюй Й. При Э1 ом

ио (П Uq COS Q Z

- = —:= COS Й A I UQ max |4',?

При ЧМ одним гармоническим колебанием частота модулированного ВЧ колебания

(О ^ СОд -j~ Atomax COS ЙА(12.6)

Из-за изменения частоты в ЧМ-колебании меняется и мгновенная фаза этого колебания:

<р 1/) = §(юн +Асотах cos Ш)с?/ b Фо = ®я t + Фо 4~sin ЙА (12.7)

о

Сравнивая (12.6) и (12.7), можно сделать вывод, что при изменении частоты ВЧ-колебания по косинусоидальному закону фаза такого колебания меняется по синусоидальному закону. При этом ЧМ с девиацией частоты Асон,ах эквивалентна ФМ с девиацией фазы:

Афтах = А®тзх/Й.(12.8)

Для ЧМ ВЧ-колебания с учетом (12.1) и (12.7) можно записать

= Uacosф(0 = Uacos ^toH^ + ^^sinQZ +ф0^,(12.9)

где (Дсотах/Й) = Афтах — индекс ЧМ.

(12.10)(12.10)При ФМ одним гармоническим колебанием фаза модулированного Колебания изменяется по закону

(12.10)

(12.10)

ф (/) = ®ц ^ + фо "Ь Афтах COS ЙА

Девиация фазы Афтах зависит только от амплитуды модулирующего колебания и не зависит от его частоты. Тогда для ВЧ-колебания при ФМ можно записать

и = UH cos (ин Z + ф0 + Афтах cos Qt).(12.il)

Частота такого колебания меняется по закону

ю = ^М£1 =о> — Дфтахй sinQ t.(12.12)

dt

Сравнивая (12.10) и (12.12), можно заметить, что косинусоидальное изменение фазы ВЧ-колебания вызывает синусоидальное изменение его частоты. При этом ФМ с девиацией фазы Афтах сопровождается ЧМ с девиацией частоты:

Ай)тах = ЙДфщах.(12.13)

Таким образом, общим для ЧМ и ФМ является то, что модуляция одного из параметров ВЧ-колебания неизбежно вызывает изменение другого параметра. Различие между ЧМ и ФМ состоит в том, что при

гармонической ЧМ девиация фазы, как следует из (12.8), обратно пропорциональна частоте модулирующего колебания; а при гармонической ФМ девиация частоты по (12.13) прямо пропорциональна частоте модулирующего колебания. При ЧМ девиация частоты зависит только от амплитуды модулирующего колебания, а девиация фазы зависит и от его амплитуды и от его частоты. При ФМ девиация фазы зависит только от амплитуды модулирующего колебания, а девиация частоты ь^уисит как от его амплитуды, так и от частоты. Следовательно, су-

i/ествует возможность кДли этого модулирующее щ\ю цепь, а затем на фаi/ествует возможность кДли этого модулирующее щ\ю цепь, а затем на факого получения ЧМ-колебания из ФМ. юбанге сначала подают на интсгрирую- яи модулятор.кого получения ЧМ-колебания из ФМ. юбанге сначала подают на интсгрирую- яи модулятор.Сделанные выводы можно пояснить с помощью диаграмм рис. 12 2. рис. 12.2, а изображено модулирующее гармоническое кэле-Сделанные выводы можно пояснить с помощью диаграмм рис. 12 2. рис. 12.2, а изображено модулирующее гармоническое кэле-бание, па рис. 12.2,6 — изменение фазы ВЧ-колебакия при ФМ, на рис. 12.2, е — зависимость частоты от времени ф?А-колебания. Зависимости фазы и частоты о г времени при ЧМ гармоническим колебанием показаны соответственно на рис. 12.3, а—в.Для пояснения различий между АМ, ЧМ и ФМ па рис. 12.4, а—г показаны вре- меиньте диаграммы модулированных колебаний при модуляции гармоническим колебанием (рис. 12.4, а). На рис. 12.4, б приведена диаграмма AM-колебания, на рис. 12.4, в — ЧМ-колебання, а на рис. 12.4, г — ФМ-коле- бания. Из диаграмм можно установить, что при макси- мсльнсм мгновенном значении модулирующего колебания у колебаний с ЧМ период минимален (частота колебаний максимальна), а у колебаний с ФМ отклонение фазы макси-бание, па рис. 12.2,6 — изменение фазы ВЧ-колебакия при ФМ, на рис. 12.2, е — зависимость частоты от времени ф?А-колебания. Зависимости фазы и частоты о г времени при ЧМ гармоническим колебанием показаны соответственно на рис. 12.3, а—в.Для пояснения различий между АМ, ЧМ и ФМ па рис. 12.4, а—г показаны вре- меиньте диаграммы модулированных колебаний при модуляции гармоническим колебанием (рис. 12.4, а). На рис. 12.4, б приведена диаграмма AM-колебания, на рис. 12.4, в — ЧМ-колебання, а на рис. 12.4, г — ФМ-коле- бания. Из диаграмм можно установить, что при макси- мсльнсм мгновенном значении модулирующего колебания у колебаний с ЧМ период минимален (частота колебаний максимальна), а у колебаний с ФМ отклонение фазы макси-мально относительномально относительнонем оду-нем оду-лированной несущей. На диаграмме рис. 12.4, г пункти-лированной несущей. На диаграмме рис. 12.4, г пункти-ром показан случайром показан случайисмодуисмодулированной несущей. Амплитуды ЧМ- и ФМ-колебанийлированной несущей. Амплитуды ЧМ- и ФМ-колебаний

i/ествует возможность к

Дли этого модулирующее щ\ю цепь, а затем на фа

i/ествует возможность к

Дли этого модулирующее щ\ю цепь, а затем на фа

кого получения ЧМ-колебания из ФМ. юбанге сначала подают на интсгрирую- яи модулятор.

кого получения ЧМ-колебания из ФМ. юбанге сначала подают на интсгрирую- яи модулятор.

Сделанные выводы можно пояснить с помощью диаграмм рис. 12 2. рис. 12.2, а изображено модулирующее гармоническое кэле-

Сделанные выводы можно пояснить с помощью диаграмм рис. 12 2. рис. 12.2, а изображено модулирующее гармоническое кэле-

бание, па рис. 12.2,6 — изменение фазы ВЧ-колебакия при ФМ, на рис. 12.2, е — зависимость частоты от времени ф?А-колебания. Зависимости фазы и частоты о г времени при ЧМ гармоническим колебанием показаны соответственно на рис. 12.3, а—в.

Для пояснения различий между АМ, ЧМ и ФМ па рис. 12.4, а—г показаны вре- меиньте диаграммы модулированных колебаний при модуляции гармоническим колебанием (рис. 12.4, а). На рис. 12.4, б приведена диаграмма AM-колебания, на рис. 12.4, в — ЧМ-колебання, а на рис. 12.4, г — ФМ-коле- бания. Из диаграмм можно установить, что при макси- мсльнсм мгновенном значении модулирующего колебания у колебаний с ЧМ период минимален (частота колебаний максимальна), а у колебаний с ФМ отклонение фазы макси-

бание, па рис. 12.2,6 — изменение фазы ВЧ-колебакия при ФМ, на рис. 12.2, е — зависимость частоты от времени ф?А-колебания. Зависимости фазы и частоты о г времени при ЧМ гармоническим колебанием показаны соответственно на рис. 12.3, а—в.

Для пояснения различий между АМ, ЧМ и ФМ па рис. 12.4, а—г показаны вре- меиньте диаграммы модулированных колебаний при модуляции гармоническим колебанием (рис. 12.4, а). На рис. 12.4, б приведена диаграмма AM-колебания, на рис. 12.4, в — ЧМ-колебання, а на рис. 12.4, г — ФМ-коле- бания. Из диаграмм можно установить, что при макси- мсльнсм мгновенном значении модулирующего колебания у колебаний с ЧМ период минимален (частота колебаний максимальна), а у колебаний с ФМ отклонение фазы макси-

мально относительно

мально относительно

нем оду-

нем оду-

лированной несущей. На диаграмме рис. 12.4, г пункти-

лированной несущей. На диаграмме рис. 12.4, г пункти-

ром показан случай

ром показан случай

исмоду

исмоду

лированной несущей. Амплитуды ЧМ- и ФМ-колебаний

лированной несущей. Амплитуды ЧМ- и ФМ-колебаний

гюстоянны.

Математический анализ ЧМ- и ФМ-колебаний вида (12.9) и (12.11) показывает, что ширина их спектра теоретически бесконечна. Даже при модуляции гармоническим колебанием с частотой F спектр ЧМ- и ФМ-колебаний содержит не две боковые составляющие, как при АМ, а бесконечное число боковых частот, отстоящих друг от друга на расстоянии, равном частоте модуляции F. Однако на практике за ширину спектра колебаний с угловой модуляцией принимают полосу частот, в которую не входят лишь составляющие спектра, амплитуда которых Ис превышает 1—3% от амплитуды несущей в режиме молчания.

На рис. 12 5 показаны спектры ЧМ- и ФМ-колебаний при различных индексах частотной модуляции Афтах и постоянной частоте модуляции F — Q/ (2л). Различные значения Афтах соответствуют различным девиациям частоты Afmax = АфшахВ при ЧМ и девиациям фазы Афтах при ФМ. При небольшой девиации частоты (индекс модуляции мал) в спектре значительны только составляющая с несущей частотой и две боковые составляющие. Поэтому ширину спектра Ч?А- и ФМ-колсбаний при Афтах < 0,5 можно считать, как и в случае

АМ, равной удвоенной частоте модуляции 2F. С увеличением Афтах спектр, образуемый значительными по амплитуде составляющими, расширяется. При Афшах ^ 1 ширина спектра модулированного колебания примерно равна удвоенной девиации частоты 2А/Пах.

На рис. 12.6 изображены спектры ЧМ-колебаний при различных частотах модуляции, но при одинаковой частотной девиации А^ах. С уменьшением частоты модуляции число спектральных составляющие в спектре увеличивается, однако ширина спектра модулирование го колебания, ссобенно Для Афтах ^ 1, практически остается постоянной. Таким образом, при ЧМ для Афтах > 1 ширина спектра модулированного колебания не зависит от спектра модулирующего сигнала, а определяется лишь девиацией частоты А/Шах- В этом основное различие между спектрами ЧМ- и AM-колебаний. Как было показано в § 11.1, при АМ ширина спектра модулированного колебания равня-

ется удвоенной высшей частоте модулир^ющеп колебания и не зависит от уровня низкочастотною напряжения; при Ч?ч ширина спектра

зависит от девиации частоты, а следовательно, она прямо пропорциональна амплитуде модулирующею колебания.

Ширина спектра ФМ-колсбаний при Лещ > 1 равна 2A(pmaxF, поскольку Afmax = Aq^ax/-, 1. в. ЗЗВПСНГО! . 1ЭДу ШрЧИСТОТЫ.

П 'следнее определяет различие пожду спектрами ФМ и ЧМ-колсбаний.

При Л/max 3> Л (Дфтчх )>> л> !) модуляцию называют широкополосной ЧМ, а при Afmax < F (^Фтах < О УЗ- копслосной. При узкополосной ЧМ Д/тах меньше наивысшей модулирующей частоты F,pax, при этом ширина спектра ЧМ-колебания примерно равна 2Fmax. При ш I- рОКОПОЛОСНОЙ ЧМ Afmax /> Уй Атах и ширину спектра модулированною колебания считают равной 2Afmax. Узкополосную ЧМ применяют в служебной тт низовой радиосвязи, широкополосную ЧМ — при высококачественном радиовещании и для звукового сопровождения теле-

Рис. 12.6Рис. 12.6визионьых передач.

Рис. 12.6

Рис. 12.6

Угловая модуляция имеет ряд преимуществ по сравнению с АМ. При АМ амплитуда несущей частоты в спектре модулированных колебаний всегда больше амплитуд боковых частот и с изменением глубины модуляции остается постоянной. Поэтому при АМ из-за изменения амплитуд боковых частот изменяется во времени излучаемая передатчиком мощность. Это не позволяет полностью использовать выходную мощность усилительных приборов и реализовать наиболее оптимальные режимы работы Этою недостатка лишена ЧМ. Действительно, при ЧМ излучаемая передатчиком мощность во времени постоянна. В режиме молчания вся мощность затрачивается на излучение несущей частоты. При модуляции происходит перераспределение мощности — часть мощности идет на излучение боковых частот; при определенных индексах модуляции несущая вообще не излучается.

Достоинством угловой модуляции по сравнению с АМ является ее более высокая помехоустойчивость. Известно, что в месте приема помимо полезного сигнала, излучаемого передатчиком, действуют всевозможные помехи. Складываясь с принимаемым сигналом, помехи вызывают его искажения (появляются паразитные амплитудная и угловая модуляции). Пояспим эю па примере. Пусть напряжение по-

лезного сигнала в радиоканале меняется по закону и = U н cos ю?, д напряжение помехи — по закону uu = Un cos <яп£ Частота помехи о)п близка к частоте сигнала <я, Un > Un. При сложении этих двух колебаний, как следует из векторной диаграммы рис. 12.7, амплитуда результирующего колебания будет меняться во времени от величины С„ + Нп Д° UH — Дп с разностной частотой о) — о)п. Помимо изме

нения амплитуды помеха вызывает и «качание» вектора результирующего колебания Ux относилельно вектора напряжения сигнала UH, т. е. приведет к появлению паразитной фазэ- вой (а следовательно, и частотной) модуляции с де- I/виацией фазы Афи. Как видно из рис. 12.7, макси-

малыюе значение Афц л'2.

f fЭффективным средством борьбы с паразитной

UHUy /^sАМ за счет действия помех при угловой модуляции

/^/ “сингала является применение амплитудных огра-

I /ничителеи. Для ослабления действия паразитной

угловой модуляции на качество радиосвязи необходимо, чтобы девиация фазы полезного сигнала -Xз Афтах была во много раз больше девиации фазы за счет паразитной модуляции А<рп. Этого можно Рис 12.7 достичь увеличением мощности передатчика, т. е. выполнением условия Uн Д Un, поскольку при этом величина Афп уменьшается. Действие помехи можно ослабить также увеличением девиации фазы полезного сигнала Афтах. Поскольку Афп не превышает лД, для ослабления действия помехи необходимо выполнять условие Афтах > л/2.

При утловой модуляции Афгаах можно увеличить и при выполнении условия Афтах ^> л/2 действие помех существенно, ослабляется. Следовательно, при угловой модуляции можно ослабить вредное действие помех без повышения мощности передатчика. Однако нужно помнить, что с увеличением Афтах расширяются спектр модулированною колебания и полоса частот, занимаемая каналом.

Методы получения частотной модуляции. Структурные схемы передатчиков с ЧМ

Из рассмотренных двух вариантов угловой модуляции на практике основное применение имеет ЧМ. Различают два способа получения ЧМ: прямой и косвенный.

Прямой метод получения ЧМ состоит в том, что модулирующее колебание воздействует непосредственно на автогенератор и меняет его [,астоту. Структурная схема передатчика с прямым методом получения ЧМ приведена на рис. 12.8, а. Модуляция производится в генераторе Г с помощью управляемого реактивного элемента У РЭ. Для получения ЧМ с допустимо малыми линейными искажениями используют автогенератор с АС-кошуром, работающий на частотах 1—10 МГн, I ри малых девиациях частоты. Для увеличения девиации и получения заданной рабочей частоты применяют несколько ступеней умножения 1астоты’У. Затем следует тракт усиления мощности радиочастоты.

Автогенератор с АС-контуром имеет низкую стабильность частоты. При подключении к автогенератору УРЭ стабильность ухудшается. Для обеспечения необходимой высокой стабильности частоты применяют системы автоматической подстройки среднего значения (несущей) частоты передатчика (рис. 12.8, б). ЧМ-колебания из тракта усиления передатчика сначала подают на делитель частоты Д для уменьшения индекса ЧМ и увеличения уровня средней частоты <оо, затем они поступают на фазовый детектор ФД, где сравниваются с частотой высо-

Рис. 12.8

костабильного кварцевого опорного генератора ОГ. При равенстве средней частоты ЧМ-колебания и частоты опорного генератора /ог на выходе ФД получают постоянное напряжение, величина которого зависит от разности фаз напряжений на входах ФД. Если частоты не равны, то на выходе ФД появляется переменное напряжение, частота и фаза которого определяются величиной и знаком разности частот „ — /ог- Это напряжение подается на У РЭ в такой полярности, чтобы средняя частота ЧМ-генератора изменилась в сторону сближения частот. Таким образом происходит подстройка средней частоты ЧМ-гене- Ратора по частоте /ог- Фильтр нижних частот ФНЧ в тракте автоподстройки частоты предназначен для исключения отрицательной обратной связи (ООС) по модулирующему колебанию. Фильтр пропускает только постоянную составляющую и очень низкие частоты, но не пропУскает частоты, соответствующие полосе модулирующего сигнала.

Для получения повышенной стабильности средней частоты при ЧМ 63 автоматической подстройки иногда применяют ЧМ-автогенератор,

стабилизированный по частоте кварцевым резонатором (см. гл. 7). Однако при этом стабильность частоты получается ниже, чем у кварцевою оператора без ЧМ, девиация частоты — небольшой и нелинейные искажения — около 10%, что делает такой автогенератор пригодным только для простейших систем низовой связи.

Наиболее просто высокая стабильность средней частоты достигается при использовании косвенного метода получения ЧМ (рис. 12.9). В таком передатчике автогенератор не подвергают модуляции и по.

Рис. 12.9

этому может быть достигнута высокая стабильность частоты. В одной из последующих ступеней передатчика производятся ФМ-колебания генератора. Поскольку индекс ФМ обычно не превышает 0,5—1 рад (30—60°), что соответствует при заданной частоте модулирующего звукового напряжения FaB малой девиации радиочастоты А/' = A<pF3B,

в тракт передатчика с ФМ приходит

ся вводить умножители частоты (значительно больше, чем в передатчиках, использующих прямой метод получения ЧМ).

Для того чтобы при использовании ФМ получить на выходе передатчика радиочастотное напряжение, закон изменения частоты которого соответствует ЧМ, перед модулятором ставят корректирующее устройство КУ, представляющее собой частотно-зависимый делитель напряжения — инте! рирующую цепочку. Чем выше модулирующая частота, тем меньший уровень напряжения подается с его помощью на ФМ.

ЧМ как при прямом, так и при косвенном методе осуществляется в маломощных ступенях передатчика. После модулятора ставятся несколько ступеней умножения частоты и усиления мощности (см- гл. 1 и 2). Чтобы избежать нелинейных искажений при усилении ЧМ- колебаний, усилители и умножители должны иметь постоянный k°j эффициент усиления Ку и линейную фазовую характеристику во всей полосе частот, соответствующей практической (действующей) ширин®

полосы спектра ЧМ-колебаний (рис. 12.10). Собственная частота контура должна быть равна средней частоте ЧМ-колебаний.

Поскольку ЧМ-колебания имеют постоянную амплитуду, нелинейность характеристик ламп и транзисторов не приводит к нелинейным искажениям.

Частотная модуляция с помощью варикапа

Частотная модуляция с помощью управляемой емкости запертого p-n-перехода варикапа находит все большее применение в передатчиках низовой радиосвязи, УКВ ЧМ радиовещания, звукового сопровождения телевидения и радиорелейных станций.

Использование варикапов для осуществления ЧМ определяется такими их свойствами, как высокая механическая и электрическая надежность работы, малые габариты, большая добротность емкости (более 100 на частотах 50—100 МГц), возможность получения широкополосной ЧМ 0,1) с уровнем нелинейных искажений, не презы- ' /о'

шающим нескольких процентов.

Эквивалентная электрическая схема р-и-перехода представ,тепа па рис. 12.11, где гп — сопротивление материала полупроводника; Сб — барьерная емкость закрытого р-п-перехода, составляющая несколько

Рис. 12.11Рис. 12.11

Рис. 12.11

Рис. 12.11

десятков—сотен пикофарад; Сд — диффузионная емкость открытого р-п-перехода, превышающая на несколько порядков барьерную емкость; R6—сопротивление утечки, определяемое рекомбинацией неосновных носителей заряда. По величине Ro составляет единицы—десятки мегаом и практически не влияет на работу гчрикапа на рабочих частотах.

На радиочастотах электрические параметры р-п-перехода зависят ТОЛЬКО ОТ Сб и гп.

Изменение запирающего напряжения на р-п-переходе изменяет барьерную емкость. Вольт-фарадная характеристика представлена На рис. 12.12. При есм < 0 характеристика может быть представлена аналитически в виде выражения

Сб = Л хвсм + cp)~v,

гДе Л — постоянный коэффициент; ср = 0,5 В — контактная разность Потенциалов; у—показатель степени нелинейности характеристики.

Варикапы с у « 0,3 называют варикапами с плавным п-р-перехо- дом, варикапы с у та 0,5 — варикапами с резким n-р-переходом, варикапы с 7 >0,5 — варикапами со сверхрезким и-р-переходом.

Рис. 12.13Рис. 12.13Первоначально промышленность освоила выпуск варикапов с плавным р-п-переходом. Применение их для осуществления ЧМ не позволяло получить устройства, имеющие малый уровень нелинейных искажений. Впоследствии были разработаны и выпущены варикапы с резким n-р-переходом. На их основе созданы частотные модуляторы с уровнем нелинейных искажений в несколько процентов. Варикапы со сверхрезким переходом, выпуск которых осваивается промышленностью, позволяют понизить уровень нелинейных искажений до долей процентов.

Рис. 12.13

Рис. 12.13

ным последовательно вным последовательно вСхема транзисторного автогенератора с варикапом для осуществления ЧМ приведена на рис. 12.13. Резисторы Rv R2 и Rg обеспечивают режим работы транзистора по постоянному току (см. гл. 6). Дроссели L2, Lg, Ln и конденсаторы С3 — С7 — блокировочные. Автогенератор представляет собой емкостную трехточку, содержащую элементы схемы Cv С3 и Lv ЧМ осуществляют варикапом С8, включен- По цепи С4, Ln на n-р-переход по

ным последовательно в

ным последовательно в

дается модулирующее напряжение, а по цепи R4, L4 — напряжение смещения. Напряжение смещения выбирают таким, чтобы р-п-переход всегда находился в закрытом состоянии, т. е. чтобы выполнялось условие | Есм | > Дю + UQ.

Кроме того, максимальная величина обратного напряжения на варикапе не должна превышать пробивного напряжения |£см| + Uto + + До < Пдоп. Девиация частоты и уровень нелинейных искажений определяются нелинейностью Характеристики барьерной емкости варикапа и влиянием емкости варикапа на резонансную частоту контура автогенератора. Варикапы с более высокой крутизной вольт-фарадной характеристики позволяют при прочих равных условиях изменять рабочую частоту автогенератора в больших пределах при меньшем уровне нелинейных искажений.

Нелинейность характеристики варикапа проявляется как для модулирующего напряжения, так и для напряжения рабочей частоты автогенератора. В результате протекания ВЧ-тока через нелинейную емкость возникают высшие гармонические составляющие, кратные основной частоте: 2(0, 3<л и т. д. Для уменьшения уровня гармонических составляющих четного порядка иногда применяют встречное включение варикапов по высокой частоте (рис/12.14). Напряжение высокой частоты приложено к варикапам Сг и С2 противофазно. В результате токи четных гармоник, возникающие за счет нелинейных свойств емкостей диодов, имеют разность фаз 180°. При полной идентичности 228

Рис. 12 14Рис. 12 14Рис. 12.15Рис. 12.15^0,01), с нелинейностью модуляционной характеристики^0,01), с нелинейностью модуляционной характеристикиРис. 12.16Рис. 12.16

Рис. 12 14

Рис. 12 14

Рис. 12.15

Рис. 12.15

^0,01), с нелинейностью модуляционной характеристики

^0,01), с нелинейностью модуляционной характеристики

Рис. 12.16

Рис. 12.16

параметров варикапов и режимов работы токи четных гармоник полностью компенсируют друг друга. Для модулирующего напряжения Ua варикапы включены параллельно, т. е. такая схема не уменьшает уровня нелинейных искажений при модуляции.

В ряде случаев варикапы применяют для управления частотой кварцевых автогенераторов передатчиков низовой радиосвязи. При этом удается получить относительную девиацию частоты при ЧМ до1%

не ниже 10% и стабильностью частоты 10 °.

Введение варикапа в схему кварцевого автогенератора ухудшает стабильность частоты на один-два порядка. Для передатчиков низовой

радиосвязи малой мощности стабильность соответствует нормам на

допустимую нестабильность частоты.

Одна из возможных схем осуществления ЧМ в кварцевом автогенераторе показана на рис. 12.15. Варикап включен последовательно о кварцевым резонатором. Индуктивность Лупр обеспечивает работу ге

нератора вблизи частоты последовательного резонанса кварцевого ре

зонатора. Цепочка из последовательно включенных емкости варикапа, кварца и катушки индуктивности £упр имеет индуктивное сопротивление определенной вели

чины (Подробнее о параметрах кварца см. в гл. 7 )

Фазовый модулятор

Для получения ФМ можно использовать фазовую характеристику контура одной из Маломощных ступеней усиления передатчика (рис. 12.16). ° качестве конденсатора кон- тУРа используют варикап

(см. § 12.3). При подаче на варикап напряжения смещения Евт контур настраивается на частоту возбуждения. Напряжение звуковой частоты вызывает изменение емкости варикапа и расстраивает контур Фаза колебаний на выходе усилителя меняется по закону

<р = arctg (ю2/о) о — 1) Q =

= arctg (QA///о),

Р1!С- 12J7т. е. происходит ФМ. Резонанс

ная частота колебательного контура ®0 = 1/]/ЕкСк. Одновременно меняется и амплитуда колебаний на контуре, так как коэффициент усиления расстраиваемой ступени зависит от настройки контура:

В таком устройстве удается получить девиацию фазы в пределах Афтах < 30° (0,5 рад) при нелинейных искажениях Кг ~ 74-10%. Для получения более глубокой ФМ включают последовательно несколько слабо связанных контуров с варикапами (рис. 12.17). Для трех контуров удается достичь Афшах « 100% при малых нелинейных

искажениях.

Глава 13

ПЕРЕДАТЧИКИ С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Особенности однополосной модуляции

При рассмотрении в § 11.1 особенностей передачи сигналов о АМ были отмечены два основных недостатка АМ — низкая эффективность использования мощности радиопередатчика и достаточно широкая полоса частот, занимаемая модулированным колебанием. Первый недостаток является следствием того, что мощность боковых полос спектра AM-колебания, в которых заключена информация о передаваемом сигнале, составляет в предельном случае только v!8 от максимальной мощности, отдаваемой передатчиком [см выражение (11.12)].

Второй недостаток связан с тем, что ширина спектра АМ колебания в два раза больше ширины спектра передаваемого сигнала. Расширение спектра модулированного колебания приводит к уменьшению числа радиостанций, работающих в определенном частотном диапазоне, что при «тесноте в эфире» само по себе является большим недостатком. Кроме того, для качественного приема модулированных колебаний приемник должен иметь ширину полосы пропускания, равную ширине спектра этого колебания. А чем шире полоса пропускания приемника, тем больше сказываются всевозможные помехи приему, что приводит к снижению качества воспроизводимого сигнала, т. е. к ухудшению его помехоустойчивости.

Отмеченные недостатки передачи с АМ в значительной степени устраняются при использовании однополосной модуляции (ОМ). Действительно, если полезная информация полностью содержится в любой из двух боковых полос AM-колебания, то для передачи сигнала можно осуществить передачу не всего спектра AM-колебания, а только одной боковой полосы. При этом ширина спектра излучаемого передатчиком колебания уменьшается вдвое (становится равной ширине спектра передаваемого низкочастотного сообщения), а исключение из спектра сигнала составляющей несущей частоты позволяет лучше использовать мощность передатчика.

Передачу, при которой передатчик излучает только одну из боковых полос AM-колебания, называют передачей с ОМ.

При ОМ колебательную мощность передатчика используют для передачи только того колебания, которое содержит полезную информацию. В результате уровень боковой полосы можно поднять до Уровня несущей, т. е. получить выигрыш по мощности примерно в четыре раза.

Сужение полосы пропускания приемника при ОМ кроме увеличения числа работающих в данном диапазоне частот передатчиков Улучшает отношение сигнал/помеха. От этого отношения зависит Качество воспроизводимого сигнала; чем больше по уровню сигнал

относительно помехи, тем легче воспроизвести его с заданным качеством. Поэтому в системе передачи с ОМ из-за улучшения отношения сигнал/помеха можно обеспечить заданное качество воспроизведения переданного сигнала при меньшей мощности передатчика. Кроме того, в узкополосной системе в меньшей степени проявляются селективные замирания, что уменьшает искажения сигнала, а следовательно, дает возможность воспроизвести его с лучшим качеством Все это обеспечивает выигрыш по мощности передатчика еще примерно в четыре раза.

Рис. 13.1

Таким образом, общий выигрыш по мощности передатчика в системе с ОМ достигает примерно 16 (реальный выигрыш несколько меньше: 8—12).

Несущая частота может быть восстановлена при приеме с помощью вспомогательного генератора. Включение в приемник такого генератора приводит к усложнению его конструкции, что является недостатком передачи с ОМ. Поскольку составляющая несущей частоты должна восстанавливаться в приемнике с высокой точностью, к таким вспомогательным генераторам, как и к задающему генератору передатчика, предъявляют жесткие требования по стабильности частоты. Для обеспечения соответствия частоты вспомогательного генератора частоте несущей в приемниках используют высокостабильньге генераторы с дискретной сеткой частот или предусматривают систему автоматической подстройки частоты по пилот-сигналу, который излучается передатчиком и составляет примерно 10% от максимальной амплитуды несущего колебания. Суть ОМ можно пояснить с помощью рис. 13.1, а—в. На рис. 13.1, а показан спектр передаваемого НЧ-ко- лебания, на рис. 13.1, б — спектр AM-колебания, на рис. 13.1, в"

спектр ОМ-колебания. Как видно из рис. 13.1, при ОМ происходит перенос (транспонирование) спектра передаваемого колебания из низкочастотной области в область высоких частот.

Возможность реализации радиосвязи с ОМ рассмотрим на примере модуляции одним гармоническим колебанием с частотой F = Й/ (2л). Передавая вместо полного спектра AM-колебания одну боковую частоту (например, верхнюю), получим на выходе передатчика й на входе приемника колебание верхней боковой частоты нвб , - Uкс> cos (гон + О)/. В приемнике от ме- стного внутреннего генератора восстанав-/uFt

ливается колебание несущей нн - ₽ U н COS toHL/

Для демодуляции ОМ-колебаний в

приемниках используют синхронный детек-7/

тор—перемножитель. Напряжение на вы- &Ф //Ун ходе такого детектора нвых = W йОвб, где к — коэффициент передачи детектора.

Подставляя в это выражение Uu и Ub6, получим

и№У = ^и„ [/вб [cos (2а>п + ЙП +cos £2/].РИС‘ 13,2

В детекторе происходит подавление всех ВЧ составляющих, т. е.

U№XW=-^Ua Hb6cosQA(13.1)

Как следует из (13.1), напряжение на выходе синхронного детектора соответствует переданному НЧ-сигналу.

Прием ОМ-колебаний можно осуществить и линейным АМ-детекто- ром, используемым для приема AM-сигналов. В этом случае восстановленное колебание несущей складывается в приемнике с принятым колебанием боковой частоты:

Из = UBg -|- UH = Uв^ COS (о)н -|- Q) t -р UH cos (йц t.

Спектр суммарного колебания имеет только две, а не три, как при АМ, составляющие — одну с частотой несущей, другую с частотой ®н + И. Результирующее колебание «2, как следует из векторной диаграммы рис. 13.2, оказывается модулированным как по амплитуде, так и по фазе. Поскольку в приемнике используется амплитудный детектор, то напряжение на его выходе изменяется по закону изменения амплитуды результирующего колебания:

Us =УU^ + Ule + 2t/H Ub6 cosQ t,

Или

(13.2)(13.2)и^=ийУ\А-тг fl + 2-^ cos СИ

(13.2)

(13.2)

где т = иуип.

В приемнике обычно выполняется условие UH ^ Ub6. Тогда tn -^ 1 в

U^ « t7H(l + mcosQ0.(13.3)

Как следует из (13.3), амплитуда результирующего колебания, а следовательно, и напряжение на выходе детектора, прямо пропорциональны коэффициенту модуляции т и меняются с частотой Q. Поскольку коэффициент т пропорционален амплитуде передаваемого колебания, то и амплитуда результирующего колебания меняется в соответствии с законом изменения передаваемого низкочастотного сигнала.

Системы связи с ОЛА нашли широкое применение. ОМ используют в подвижных радиостанциях низовой радиосвязи в КВ-диапазоне, магистральных линиях и многоканальных системах связи, а также для дальней передачи программ радиовещания.

ОМ получают из АМ методом многократной балансной модуляции с последующей фильтрацией. Известно несколько фазовых и баланснофазовых устройств для формирования колебаний с ОМ, но все они пока не обеспечивают нужного для радиосвязи качества формирования и редко применяются на практике. В ближайшем будущем можно ожидать внедрения и цифровых методов формирования колебаний с ОМ.

Формирование однополосного сигнала методом многократной балансной модуляции с последующей фильтрацией

Однополосный сигнал получают из AM-колебания путем устранения (подавления) из спектра колебаний несущей частоты и нерабочей боковой полосы. Для подавления несущей применяют балансные модуляторы. Балансный модулятор состоит из двух одинаковых амплитудных модуляторов, работающих в одинаковом режиме- и включенных так, что напряжение несущей частоты подаетсг на них синфазно, напряжение модулирующей частоты — противофазно, а напряжение на выходе зависит от разности токов обоих модуляторов. Поскольку напряжение несущей приложено к модуляторам синфазно, а напряжение на выходе Пвых пропорционально разности их токов ц и ц, несущая частота со на выходе балансного модулятора отсутствует. Действительно, пусть один амплитудный модулятор создает на своем выходе ток

R = / (1 + т cos Qt) cos со/ = / cos со/ + ml cos Q/ cos tot, а другой —

Ч = 1 (1 — m cos П/) cos tot = / cos tot — ml cos Q/ cos tot.

Тогда напряжение на выходе балансного модулятора

UВых = R (Б — Ц = 2Rml cos Qi cos tot =

= Rml L cos (co + Q)/ 4- cos (co —- Q)/]

В современных однополосных передатчиках используют балансные модуляторы на полупроводниковых диодах. Простейшая схем3 балансного диодного модулятора приведена на рис. 13.3, а. В спектР6

Рис. 13.3Рис. 13.3колебаний на выходе балансного модулятора кроме боковых составляющих с частотами со + й, ю — й «остатка» несущей, обусловленного некоторой асимметрией модулятора, будут еще некоторые нерабочие составляющие: составляющая с модулирующей частотой, высшие гармонические составляющие п&, па, па ± й, где п = 2, 3, .. При современных требованиях на степень подавления нерабочих составляющих спектра следует применять более сложный кольцевой модулятор, обладающий более чистым спектром. Кольцевой модулятор (рис. 13.3, б) состоит из двух одинаковых балансных модуляторов со встречным включением диодов по ВЧ. Такой модулятор представляет собой симметричный мост (рис. 13.3, в). В спектре кольцевого модулятора отсутствуют (значительно ослаблены) нерабочие составляющие й, «й, 2ю + й и другие четные составляющие (рис. 13.3, в). В реальных условиях такой модулятор обеспечивает подавление несущей на 30 дБ. Коэффициент передачи модулирующего сигнала меньше единицы (ослабление около 10 дБ) Уровень несущей частоты должен быть в 10—100 раз выше уровня модулирующего напряжения.

Рис. 13.3

Рис. 13.3

Составляющая с нерабочей боковой частотой подавляется фильтром. Рассмотрим случай формирования ОМ для радиотелефонной связи. Стандартная полоса частот для телефонной связи составляет 300—3400 Гц (рис. 13.4. а). Следовательно, необходимо подавить на 60 дБ составляющую спектра, отстающую

от рабочей на 600 Гц (рис. 13.4, б) для магистральных передатчиков в диапазоне рабочих частот — 4—30 МГц, для низовых 1,6—8 МГц. Таким образом, необходимо создать перестраиваемый в широком диапазоне РЧ-фильтр с крутизной ската амплитудно-частотной характеристики 0,1 дБ/Гц (рис. 13.4, в); коэффициент затухания фильтра в рабочей полосе частот d = 0,5-^-1 дБ. Создать такой фильтр пока нельзя.

Поэтому, во-первых, отказываются от перестраиваемого фильтра, во-вторых, выясняют, какими фильтрами и на каких несущих частотах можно подавить в нужной степени (60 дБ) отстоящую на 600 Гц нерабочую составляющую. Практика показывает, что многозвенные LC- фильтры можно применить лишь на частотах ниже 60 кГц. Пьезоэлектрические кварцевые фильтры могут быть использованы до частоты 300 кГц, магнитострикционные электромеханические фильтры (ЭМФ)— 4° 0,5—1,0 МГц. ЭМФ обладают большим затуханием и неравномерностью коэффициента передачи напряжения в рабочей полосе и частот, а также большей зависимостью от температуры. Габариты и стоимость

ЭФМ меньше, чем у кварцевых. В настоящее время в магистральны пе; едатчиках широко используют кварцевые фильтры на частота около 100 кГц, а в низовых — электромеханические на частотах околс 500 кГц.

Таким образом, применив кольцевой модулятор и фильтр, можно получить однополосный сигнал на вспомогательной фиксированной частоте /пр « 100 кГц с кварцевым фильтром и /пр to 500 кГц с ЭМФ

Рис. 13.4

(рис. 13.4, г). Для переноса информации в диапазон рабочих частот потребуется еще одно или несколько преобразований. Теперь на второй балансный модулятор воздействует модулирующий сигнал с частотой от /пр + 300 Гц до /пр + 3400 Гц (рис. 13.4, ду Фильтр должен выделить одну из двух боковых полос, отстоящих друг от друга на 2 (/пр + 300 Гц), т. е. более чем иа 200 кГц в первом случае и более 1 МГц — во втором. Это можно осуществить при использовании простых фильтров, которые при необходимости могут быть и перестраиваемыми (рис. 13.4, еу

В передатчиках иизовой связи обычно имеют место два преобразования. Первый фильтр должен быть ЭМФ, второй — многозвенным £С-фильтром (рис. 13.5, а). В передатчиках магистральной связи гв' пользуют три преобразования и более, Первый фильтр — неперестраи-

ваемый кварцевый фильтр, последний — перестраиваемый (полосовой АС-фильтр).

Таким образом, устройство формирования однополосного сигнала получается сложным, к. п. д. многих узлов формирования не может быть сделан большим. Поэтому осуществляют формирование ОМ на малом уровне мощности (доли ватта). Обычно устройство формирования конструктивно объединяют с возбудителем. Последующие ступени передатчика работают в режиме усиления мощности однополосного сигнала—сигнала с меняющейся амплитудой (см. §11.3).

Как указывалось при ОМ в декаметровом диапазоне возможна многоканальная работа. Структурная схема передатчика с двумя независимыми телефонными каналами дана на рис 13.5, б. После первых преобразователей один фильтр выделяет верхнюю, а другой — нижнюю боковую полосу Боковые полосы от двух различных каналов связи можно сложить, что позволит вести преобразование аналогично рассмотренному ранее. При этом все последующие фильтры следует рассчитывать на удвоенную полосу телефонного канала.

Вместо одного телефонного сообщения через однополосный передатчик можно с помощью специальной аппаратуры уплотнения передавать до 20 телеграфных сообщений одновременно. При многоканальной работе в передатчике и приемнике предъявляют повышенные требования к линейности преобразования и усиления.

Усиление мощности однополосных колебаний

Формирование ОМ-колебания производят на малом уровне мощности; заданную мощность получают в режиме усиления ОМ колебаний (см. §11.3).

Отличие ОМ-колебания от АМ состоит в том, что при отсутствии Модулирующего сигнала ОМ-колебание принимает нулевое значение.

В процессе передачи сигнала уровень ОМ-колебания меняется и в моменты наибольшей громкости огибающая ОМ-колебания достигает своего наибольшего значения. Таким образом, для усиления ОМ-коле- баний необходимо обеспечить линейность нижней части статической модуляционной характеристики Ut — f Ш,.1). Как известно, именно в нижней части модуляционной характеристики наблюдается отступление от линейности при Ес т^ Её и вследствие нелинейности реальных статических характеристик ламп Поэтому для усиления ОМ-ко- лебаний промышленность выпускает

Рис. 13.6Рис. 13.6специальные лампы например лампы ГУ-69Б—ГУ-77Б

Рис. 13.6

Рис. 13.6

Определение коэффициента гармо- 77 ник, использующегося для оценки нелинейных искажений усилителей звуковой частоты в однополосных передатчиках, невозможно, так как при искажении гармонического коле- -у бания U cos tot возникающие нерабочие составляющие t/2 cos ‘i.tot, Б'я cos 3®/, ... не попадают в полосу пропускания приемника, настроенно

го на частоту о).

Для оценки степени линейности однополосных передатчиков и их отдельных ступеней чаще всего используют двухтоновой метод. Испытательный (измерительный) сигнал состоит из двух равных по амплитуде колебаний близких частот, лежащих в полосе телефонного канала F.t — F, « 15004-2000 Гц (рис. 13.6, а). При прохождении

измерительного сигнала через передатчик или отдельную ступень в результате неизбежных нелинейных искажений в спектре РЧ-коле- баний на выходе появятся дополнительные составляющие: /гор, шь и ntoT ± т®2. Высшие гармонические и многие комбинационные сос

тавляющие оказываются за пределами полосы пропускания передатчика и, что более важно, вне полосы принимаемых частот приемника, следовательно, не повлияют на его работу. Комбинационные составляющие вида 2®! ®2, 2®а — ®ь 3®! — 2®2 и 3®2 — 2®1 расположены в непосредственной близости от измерительного сигнала на расстоянии Д® = ®2 ®! (рис. 13.6, б). Такие составляющие, оказавшись в полосе телефонного канала, воспринимаются как нелинейные искажения; за пределами рабочей полосы частот канала комбинационные составляющие являются помехами соседним каналам. Величина нелинейных искажений при двухтоновом методе оценивается отношением напряжения любой комбинационной составляющей UK на выходе передатчика к напряжению составляющей измерительного сигнала U. = U. : КИ = 20 lg Ш1ЛУ

Если лампа имеет линейные статические характеристики 1а = = о0 + а^, то при £с = Е^ в ННР модуляционная характеристика также линейна (/а1 = kUeY Реальные статические характеристики ламп нелинейны и могут быть описаны степенным рядом

ta = Gq -ф Ох е -ф я2е2 -ф д8 с3 -ф ...

Амплитуды токов комбинационных составляющих с частотами по^

и т®2 зависят от величины коэффициентов при четных степенях ряда; токов с частотами 2о)1 — и2 и 2ю2 — ю3 — от величины коэффициента при члене с третьей степенью; с частотами Зор — 2ю2 и За>.2 — 2ю1 — при члене с пятой степенью и т. д. Следовательно, если не удается сделать характеристики ламп строго линейными, можно проектировать их так, чтобы в описывающем их степенном ряду отсутствовали или по крайней мере были предельно малы составляющие нечетных сте

пеней: третьей, пятой и т. д. Именно так и проектируются лампы для линейного усиления мощности ОМ-колебаний.

Поскольку лампы для линейного усиления имеют нижний нелинейный («квадратичный») участок характеристики (рис. 13.7, а), трудно установить нужное значение напряжения смещения. Как показывают теория и практика, коэффициент нелинейных искажений Кк зависит от напряжения смещения Ее (рис. 13.7, б). У каждой лампы данного типа при определенных напряжениях питания Е&, Ее экспериментально (путем измерения К к при различных £с) можно определить напряжение смещения, при котором получаются наименьшие искажения.

Поскольку положение статических характеристик и соответственно оптимальное напряжение смещения зависят от питающих напряжений, в однополосных передатчиках применяют стабилизацию напряжений пи

тания.

При изменении напряжения возбуждения от нуля до максимума меняется входное сопротивление лампы: при Uc < | Ес | сеточный ток отсутствует (RBX « ею); при Uc > | Ео | ток сетки нелинейно зависит от Uc (RBX< оо). Нелинейность входного сопротивления приводит к искажению формы огибающей напряжения возбуждения, т. е. к нелинейным искажениям, которые не учитываются статической модуляционной характеристикой. Для уменьшения искажений из-за нелинейности RBX лампа должна работать без захода в область сеточных токов: (7стах С | Ес |. В качестве ламп для линейного усиления мощности используют тетроды или пентоды, у которых номинальная мощность в линейном режиме может быть получена без захода в область токов управляющей сетки.

Особенности работы транзисторов при усилении ОМ-колебаний

В транзисторных передатчиках с ОМ-модуляцией особое внимание Уделяется обеспечению линейности амплитудной модуляционной характеристики. Для этого транзисторы в промежуточных каскадах

работают в ННР с 9К — 180° (режим работы класса А). В оконечных и предоконечных каскадах передатчиков для повышения к. п. д. усилителей мощности выбирают 9„ = 90° (режим работы класса В).

Амплитудная модуляционная характеристика транзистора, работающего в ННР, отличается от линейной в области малых и больших токов коллектора (рис. 13 8, а). Нелинейность нижнего участка характеристики /К1 = Д/б1) определяется изменением усилительных свойств транзистора (см. § 1.10) в области нижнего загиба его статических характеристик. Нелинейность в верхней части характеристики обусловлена падением коэффициента усиления по току Р в схеме ОЭ при увеличении тока коллектора /н1, а также постепенным переходом в режим насыщения. В схеме ОБ коэффициент усиления по току а изменяется

в меньших пределах и поэтому нелинейность верхней части характеристики меньше, если /б <^ /к. Нелинейность амплитудно-фазовой характеристики транзисторного усилителя мощности (рис. 13.8, б) отражается на качественных показателях ОМ-колебаний.

Зависимость фазы коллекторного тока от его амплитуды и коллекторного напряжения обусловлена тем, что в биполярном транзисторе выходная цепь влияет на входную.

Уменьшение нелинейности начального участка модуляционной характеристики осуществляют подбором начального напряжения смещения. Для схемы ОЭ при возбуждении от источника напряжения внешнее смещение должно удовлетворять условию Есм = Е^. При изменении температуры такое условие нарушается из-за зависимости Ев от температуры р-п-переходов. В тех случаях, когда в транзисторных усилителях мощности требуется обеспечить очень малый уровень искажений (менее —30 дБ для третьего порядка), напряжение смещения делают температурно зависимым. Для этой цели используют специальный диод, размещенный в корпусе транзистора в непосредственной близости от коллекторного перехода.

В тех случаях, когда в корпусе транзистора нет встроенного диода, применяют диод, имеющий напряжение сдвига Е' = Еб и размещаемый на радиаторе в непосредственной близости от корпуса транзистора. При этом эффективность действия температурной компенсации Е& уменьшается.

В большинстве случаев источник возбуждения имеет большое внутреннее сопротивление (см. § 1.11), вследствие чего импульсы коллек-

торного тока имеют несимметричную форму (кривая / на рис 13.9, о). При усилении сигналов с ОМ возникают сильные нелинейные искажения, для уменьшения которых добиваются симметричной формы импульсов iK путем шунтирования предварительного каскада резистором Ддоб- Дополнительной мерой снижения искажений является автоматическое смещение, обеспечиваемое резистором смещения в цепи базы R2, а иногда в цепи эмиттера На рис 13.9, б приведена схема построения входной цепи транзистора, обеспечивающая минимальный уровень нелинейных комбинационных искажений при усилении ОМ- колебаний. Назначение и выбор элементов схемы не отличаются от рассмотренного ранее (см. гл. 2). Источник смещения в цепи базы проектируется на напряжение 3—5 В.

В современных транзисторных усилителях мощности с трудом удается получить уровень комбинационных искажений третьего порядка 30—35 дБ. Развитие теории и разработка новых схем ООС, вероятно, позволит в ближайшем будущем иметь более высококачественные показатели транзисторных усилителей мощности.

Глава И

РАДИОТЕЛЕГРАФИРОВАНИЕ

Принципы телеграфной манипуляции

В §11.1 указывалось, что сигналы подразделяют на непрерывные и дискретные. Дискретные сигналы имеют ограниченное число значений. К таким сигналам прежде всего можно отнести двоичные (бинарные) сигналы. Бинарные сигналы могут принимать одно из двух значений: нуль или единицу, быть отрицательными или положительными. В первом случае эти сигналы имеют вид однополярных, а во втором —двухполярных импульсов. На рис. 14.1, а показан возможный вид бинарных сигналов, представляющих собой последовательность импульсов положительной и отрицательной полярностей

Передача дискретных сигналов реализуется с помощью радиотелеграфной связи, отличительной особенностью которой является кодирование сообщения. Каждый отдельный передаваемый символ (буква алфавита, цифра или знак) имеет свою кодовую комбинацию элементарных сигналов. Элементарный сигнал может принимать различное число значений, определяющее основание кода, например положительное или отрицательное, характеризоваться посылкой или паузой и т. д. Если элементарный сигнал принимает два значения, то код имеет основание, равное двум. Длительность элементарного сигнала — фиксированная. Системы радиотелеграфной связи с основанием кода, равным двум, нашли в настоящее время широкое применение.

Каждая кодовая комбинация, характеризующая передаваемый символ, может иметь одинаковое или различное число элементарных сигналов (длину кодовой комбинации). Коды с различной длиной кодовых комбинаций называют неравномерными, а с одинаковой длиной — равномерными. Примером неравномерного кода является код Морзе, в котором каждому передаваемому символу соответствует определенная комбинация коротких и длинных посылок, разделенных паузами. Длительность короткой посылки равна длительности элементарного сигнала, длительность длинной посылки — длительности трех элементарных сигналов, длительность паузы между посылками одного слова — длительности трех, а между словами — длительности пяти элементарных сигналов. Код Морзе в настоящее время применяют лишь в низовой радиосвязи с ручной передачей и слуховым приемом. Это объясняется тем, что использование кода Морзе для буквопечатающей связи не дает возможности реализовать высокую скорое г о передачи и приводит к созданию сложной оконечной аппаратуры.

При автоматической телеграфии с буквопечатанием применяют пятизначный код, все кодовые комбинации которого состоят из пяти элементарных сигналов.

Таким образом, закодированное сообщение представляет собой последовательность определенного числа элементарных сигналов (например, плюсов и минусов), В реальных условиях эти последовательности могут состоять из различных комбинаций посылок: от комбинации одних посылок (рис. 14.1 б) до непрерывной последовательности чередующихся посылок и пауз равной длительности (рис. 14.1, в).

При расчете радиотелеграфных систем модель телеграфного сигна

ла представляют в виде непрерывно чередующихся плюсов и минусов. Длительность одной посылки (паузы) равна т. Под скоростью

телеграфной передачи ум понимают число элементарных сигналов, передаваемых в секунду, т. е. ум = 1/т. За единицу скорости принят бод, соответствующий передаче одного элементарного сигнала в секунду.

Проектирование радиотелеграфной линии связи гребует знания ширины спектра модулирующих телеграфных сигналов. Передаваемые телеграфные сигналы (рис. 14.1, а—д) имеют прямоугольную форму, и их спектр содержит бесконечное число гармоник Первая гармоника прямоугольных импульсов, назьтемая основной частотой телеграфной манипуляции, Ем = 1 / (2т) = дмД.

Рис. 14.1Рис. 14.1Если спектр телеграфных сигналов ограничить только значением частоты Ем, то форма телеграфных импульсов будет резко отличаться от прямоугольной (пунктирная кривая на рис. 14.1, в). Чем более высокие гармоники учтены в спектре после его ограничения, тем ближе форма телеграфных импульсов к прямоугольной.

Рис. 14.1

Рис. 14.1

Для передачи по каналу связи закодированное сообщение преобразуется в ВЧ-сигнал путем манипуляции колебания передатчика. В отличие от передачи непрерывных сигналов модуляцию при передаче дискретной информации называют манипуляцией. В зависимости от параметра, который подвергается манипуляции, различают амплитудную, частотную и фазовую манипуляции,

При амплитудной манипуляции — амплитудной телеграфии (АТ) — один элементарный сигнал кода соответствует излучению полной энергии передатчика (посылка), а другой сигнал—отсутствию этого излучения (пауза).

Характер изменения амплитудно-мани пулированного сигнала при манипуляции телеграфным сигналом вида рис. 14.2, а показан на рис. 14.2, б. При передаче посылки (плюс) на выходе передатчика имеется незатухающее ВЧ-колебание постоянной амплитуды, при передаче паузы (минус) передатчик заперт и ВЧ-колебание на его выходе отл тствует.

Амплитудную манипуляци- • можно рассматривать как частный случай стопроцентной амплитудной модуляции. Как известно, с увеличением коэффициента модуляции увеличивается уровень боковых составляющих спектра модулированного колебания, несущих полезную информацию, что позволяет увеличить дальность радиосвязи. Поскольку при телефонной работе с АМ средний коэффициент модуляции составляет около 30%, з при АТ — 100%, дальность связи при телеграфии увеличивается, что является преимуществом телеграфной работы. Кроме того, при телеграфной работе объем передаваемой информации меньше, чем при телефонии. Поэтому ширина спектра излучаемого передатчиком манипулированного колебания уже, чем при телефонной работе. Это позволяет сузить полосу пропускания канала связи. Однако узкая полоса пропускания приводит к искажению телеграфных посылок, а широкая — к возрастанию действия помех. Следовательно, полосу пропускания можно определить по допустимым искажениям телеграфных посылок или из условия получения максимального отношения сигнал/помеха.

При АТ минимально допустимая ширина полосы пропускания равна удвоенной частоте Ем (из-за необходимости пропустить верхнюю и ниж

нюю боковые полосы ВЧ-колебания). Однако при такой узкой полосе телеграфные посылки искажаются, что уменьшает устойчивость приемника к помехам. Кроме того, с изменением комбинации телеграфных посылок в реальных телеграфных сигналах появляются сдвиги начала и конца импульсов, что также приводит к ошибкам при воспроизведении сообщения. По этой причине полоса пропускания канала связи для амплитудно-манипулированного сигнала должна быть больше 2/%. Обычно ширину полосы пропускания ВЧ-трактов приемника при приеме замирающих амплитудно-манипулированных сигналов выбирают из условия пропускания третьей или пятой гармоники спектра модулирующего телеграфного сигнала:

(14.1)(14.1)ПдТ = 2.5Ры^5им.

(14.1)

(14.1)

6)6)'н им'н им°>580.3Z АТ°>580.3Z АТ■’ 0,064 0.045I ’ I । . М/ f>T3lk fH+5FHffl+7FM■’ 0,064 0.045I ’ I । . М/ f>T3lk fH+5FHffl+7FM0,5760,3530,5760,3530,2240,224ЧТ^так _ ъСЧТ^так _ ъС0,128 ^0,0330,128 ^0,033£ WAX Wm064£ WAX Wm064ФТ±180°ФТ±180°f*+FM ^Hi W V7F6tf*+FM ^Hi W V7F6tРис. 14.3Рис. 14.3

6)

6)

'н им

'н им

°>58

0.3Z АТ

°>58

0.3Z АТ

■’ 0,064 0.045

I ’ I । . М/ f>T3lk fH+5FHffl+7FM

■’ 0,064 0.045

I ’ I । . М/ f>T3lk fH+5FHffl+7FM

0,576

0,353

0,576

0,353

0,224

0,224

ЧТ

^так _ ъ

С

ЧТ

^так _ ъ

С

0,128 ^0,033

0,128 ^0,033

£ WAX Wm064

£ WAX Wm064

ФТ±180°

ФТ±180°

f*+FM ^Hi W V7F6t

f*+FM ^Hi W V7F6t

Рис. 14.3

Рис. 14.3

Так, при им = 50 бод Пдт = 250 Гц, а при уч = 300 бод Пдт = = 1500 Гц. На радиолиниях без замираний сигнала полосу пропускания можно сузить до 6 Гм.

Ширина спектра излучаемого колебания зависит от скорости манипуляции, Самая низкая скорость манипуляции реализуется при ручной телеграфной работе, когда оператор может передать в минуту до 25 стандартных слов, что соответствует гк = 10 Гц. При этом /7Дт = = 100 Гц, что в десятки раз меньше ширины спектра АМ-колебания.

Следовательно, при ручной работе могут быть достигнуты высокие помехоустойчивость п дальность радиосвязи. Спектр амплитудно-ма- нипулированного сигнала на рис. 14.3, а получается линейчатым, т. е. состоящим из ряда дискретных составляющих.

Иногда производят амплитудную манипуляцию тонального сигнала с последующей амплитудной модуляцией колебания несущей частоты. Такой способ телеграфии (АТ и а поднесущей) выгоден при слуховом приеме телеграфных сигналов.

При частотной манипуляции — частотой телеграфии (ЧТ) — передатчик все время излучает одну и ту же энергию, но каждому элементарному сигналу кода соответствует колебание своей частоты. Принято

считать, что колебанию с более высокой частотой соответствует передача позитивной посылки (нажатие), а колебанию с нижней частотой — передача негативной посылки (отжатие). Характер изменения напряжения на выходе передатчика при частотной манипуляции показан на рис. 14.2,в.

Позитивной посылке соответствует частота нажатия fb а негативной — частота отжатия f2. Разность частот нажатия и отжатия называют разносом частот Д^ = ^ — f2. Девиация частоты Д/тах> т. е. макеимальное отклонение частоты от среднего значения /0 = = 0,5 (j\ + /2)i равна половине разноса частот: Д/^ах = О.бД^р. В настоящее время в декаметровом диапазоне частот используют следующие значения разноса частот: 125, 250, 500 и 1000 Гц. Частотную манипуляцию можно осуществить, например, скачкообразным изменением емкости контура задающего генератора по закону передаваемого телеграфного сообщения.

Спектр ВЧ частотно-манипулированного колебания зависит как от частоты Гм, так и от девиации частоты kfm&x- Обычно 1,5ГмгС m ^/max С 3,4FH. Воспроизведение телеграфных сигналов без су-

шественных искажений можно осуществить при ширине полосы пропускания ВЧ-трактов линии связи:

/7чт«2,6А/тах + 1,1Лг (14.2)

Сравнивая (14.1) и (14.2), можно заметить, что при небольшом разносе частот (Afp сС 3,4им) для ВЧ-тракта приемника ЧТ нужна меньшая ширина полосы пропускания, чем для приемника АТ.

Подобный вывод можно сделать, сравнивая спектр частотно-ма- нипулированного колебания на рис. 14.3, б со спектром амплитудно- ^анипулированного колебания на рис. 14.3, а. При ЧТ амплитуды составляющих спектра боковых колебаний с большими номерами убывают быстрее, чем при АТ, что свидетельствует о более узкой ширине спектра и позволяет сузить полосу частот, занимаемую передатчиком ЧТ, и соответственно полосу пропускания приемника. Последнее определяет одно из важнейших преимуществ ЧТ по сравнению с АТ. ЧТ позволяет реализовать с меньшим числом ошибок прием замирающих сигналов в присутствии помех, т. е. обеспечить более высокую помехоустойчивость приема.

При фазовой манипуляции происходит скачкообразное (дискретное) изменение фазы колебания передатчика в соответствии с передаваемой последовательностью импульсов телеграфного сигнала. По сравнению с манипулированными по амплитуде и частоте сигналами фазоманипулированный сигнал имеет одну существенную особенность. При приеме сигналов как с амплитудной, так и с частотной манипуляциями возможно точное измерение и амплитуды и частоты излучаемого передатчиком колебания, т. е. в любой момент времени по измеренному значению амплитуды (при АТ) или частоты (при ЧТ) колебания на выходе передатчика можно точно определить, какой элементарный сигнал передается — посылка или пауза. При фазовой манипуляции возможно только относительное измерение фазы колебания по фазе опорного колебания или по фазе того же колебания, но на другом интервале времени. В первом случае получают систему с фазовой телеграфией (ФТ), во втором — систему с относительной фазовой телеграфией (ОФТ). При ФТ передатчик непрерывно излучает колебание на одной и той же частоте. Причем нажатию соответствует излучение колебания с одной фазой, а отжатию — излучение несущего колебания со сдвигом фаз 180е. Временная диаграмма такого фазомаиипулированного колебания показана на рис. 14.2, г. Упрощенная схема фазового манипулятора приведена на рис. 14.4, а. На этом рисунке генератор Г является источником напряжения несущей частоты ыю; фазовую манипуляцию осуществляет реле Р. Временньте диаграммы напряжений в различных точках схемы рис. 14.4, а показаны на рис. 14.4, б.

Спектр фазоманипулированного колебания, как и спектр ампли- тудно-манипулированного колебания, содержит в общем случае помимо несущего колебания ряд боковых составляющих, расположенных симметрично относительно несущей и отстоящих друг от друга по частоте на FM. При манипуляции фазы на ±180° несущее колебание в спектре (см. рис. 14.3, в) полностью исчезает (при передаче телеграф-

пых точек) и спектр становится аналогичным спектру амплитудно-ма- нипулированного колебания с подавленной несущей и увеличенным уровнем всех боковых составляющих в два раза. Следовательно, при ФТ энергия боковых составляющих, несущих информацию, возрастает, что приводит к повышению помехоустойчивости приема. Сравнивая спектры амплитудно- и фазоманипулированных колебаний (см. рис. 14.3, а, в) можно отметить, что ширина спектров у обоих колебаний примерно одинакова.

Преимуществами ФТ являются: более высокая помехоустойчивость, эквивалентная увеличению мощности передатчика по сравнению с АТ в четыре раза и по сравнению с ЧТ в два раза; возможность передачи двух независимых сообщений на одной несущей частоте без расширения полосы частот канала связи.

Основной недостаток ФТ — возникновение «негативной работы» при случайном скачке фазы опорного колебания на 180°. От этого недостатка свободна система ОФТ, предложенная Н. Т. Петровичем. При ОФТ изменение фазы сигнала при переходе от одной элементарной посылки к другой происходит только в том случае, когда следующая передаваемая посылка негативна. Так, при нажатии фаза ВЧ элементарного сигнала совпадает

с фазой предыдущего, а при отжатии — противоположна ей (см. рис. 14.2, д).

Для более эффективного использования оборудования и увеличения пропускной способности при всех системах манипуляции используют уплотнение радиотелеграфных линий. Наибольшее распространение получили временное и частотное уплотнение.

При временном уплотнении сигналы от нескольких источников передаются поочередно. Например, при работе от нескольких буквопечатающих аппаратов сначала передается сигнал от первого аппарата, затем от второго и т. д. Передача каждого сигнала от каждого аппарата происходит за время тк более короткое, чем длительность элементарного сигнала т при одноканальной передаче. Если линия уплотняется N каналами, то тн — т/А/.

Выход многоканального приемника при приеме сигнала каждого канала с помощью специального переключателя коммутируется за время тк на соответствующий канал. При приеме сигнала от первого аппарата напряжение s выхода приемника подается в первый канал.

при приеме сигнала от второго аппарата —во второй канал и т, д. Отличительной особенностью временного уплотнения является тс, что сигналы от различных источников, передаваемые в общем канале и имеющие перекрывающиеся спектры, занимают одну и ту же полосу частот.

Использование временного уплотнения позволяет обеспечить в радиотелеграфных системах максимальную скорость передачи. Так, например, в декаметровом диапазоне максимальная скорость составляет 200 бод. Однако скорость работы распространенных на практике буквопечатающих аппаратов (телетайпов) равна всего 50 бод. При этом максимальную скорость передачи можно получить при временном уплотнении радиолинии четырьмя одновременно работающими телетайпами. При четырехкратном временном уплотнении от всех телетайпов поступают поочередно импульсы с длительностью т/4, так что за 1 с передается 200 имп. Ширина полосы частот приемника при четырехкратном временном уплотнении в случае АТ /7АТ = 5ПМ = 5 • 200 = = 1000 Гц. Таким образом, полоса частот излучения при телеграфном связи занимает лишь небольшую часть полосы, выделяемой для линии радиосвязи на декаметровых волнах (16 кГц). Это дает возможность использовать другие методы уплотнения телеграфных линий

К таким методам относится двухканальное телеграфирование- частотное — ДЧТ, фазовое — ДФТ и относительное фазовое — ДОФТ. При ДЧТ передатчик может излучать колебание на одной из четырех частот. Колебанию каждой из этих частот соответствует одна из всех возможных комбинаций телеграфных посылок (табл. 14.1). При ДФТ каждой комбинации телеграфных посылок соответствует один из четырех скачков фазы (в табл. 14 1 приведен один из возможных вариантов изменения фаз). При этом в каждом из двух каналов систем ДЧТ или ДФТ могут работать несколько телеграфных аппаратов с временным уплотнением.

Таблица 14.1

Ь .налы

Частота сигнала при ДЧТ

Скачок фазы при ДФТ, град

Каналы

Частота си!нала при ДЧТ

Скачок фазы при ДФГ, /рад

1

2

1 1 2

180

—~Т"

к

—90

-4-

—

А

90

+ +

0

Таким образом, для передачи двух каналов в системе ДЧТ требуется четыре частоты. Столько же частот потребовалось бы и для передачи двух независимых каналов. Однако при этом передавались бы одновременно два сигнала с различными частотами и мощность передатчика делилась бы поровну между этими двумя колебаниями. При ДЧТ вся мощность передатчика концентрируется на передаче колебания одной частоты, что приводит к росту отношения сигнал/помеха на входе приемника, а следовательно, и увеличению помехоустойчивости приема. Одинаковая помехоустойчивость в телеграфных каналах в

случае ДЧТ по сравнению с ЧТ обеспечивается при увеличении мощности передатчика на 22%, т. е. при затрате дополнительной мощности на 22% можно удвоить пропускную способность радиолинии.

Увеличить пропускную способность радиолинии можно также использовав частотное уплотнение, состоящее в переносе частотных спектров сигналов таким образом, чтобы спектр каждого сигнала занимал в общей полосе радиолинии определенное место.

Однако в такой системе передатчик излучает колебание не одной

частоты, а нескольких частот, каналов ЧТ. В рассмотренном примере это число равно четырем. При сложении эти колебания образуют биения со сложно меняющейся амплитудой и передатчик работает в режиме, близком режиму телефонной АМ, коюрый, как известно, мало эффективен с точки зрения использования мощности передатчикаРанее счиилось, что манипулированный телеграфный сигнал имеет прямоугольную огибающую (рис. 14.5, а). Однако в реальных условиях огибающая телеграфного сигнала на выходе передатчика отличается от прямоугольной, т. е. имеет место искажение телеграфного сигнала. Причинами искажений являются: ограниченность полосы пропускания каскадов передатчика,частоты, а нескольких частот, каналов ЧТ. В рассмотренном примере это число равно четырем. При сложении эти колебания образуют биения со сложно меняющейся амплитудой и передатчик работает в режиме, близком режиму телефонной АМ, коюрый, как известно, мало эффективен с точки зрения использования мощности передатчикаРанее счиилось, что манипулированный телеграфный сигнал имеет прямоугольную огибающую (рис. 14.5, а). Однако в реальных условиях огибающая телеграфного сигнала на выходе передатчика отличается от прямоугольной, т. е. имеет место искажение телеграфного сигнала. Причинами искажений являются: ограниченность полосы пропускания каскадов передатчика,число которых равно числу отдельныхчисло которых равно числу отдельныхииа)а),5),5)ииииРис. 14.5Рис. 14.5

частоты, а нескольких частот, каналов ЧТ. В рассмотренном примере это число равно четырем. При сложении эти колебания образуют биения со сложно меняющейся амплитудой и передатчик работает в режиме, близком режиму телефонной АМ, коюрый, как известно, мало эффективен с точки зрения использования мощности передатчика

Ранее счиилось, что манипулированный телеграфный сигнал имеет прямоугольную огибающую (рис. 14.5, а). Однако в реальных условиях огибающая телеграфного сигнала на выходе передатчика отличается от прямоугольной, т. е. имеет место искажение телеграфного сигнала. Причинами искажений являются: ограниченность полосы пропускания каскадов передатчика,

частоты, а нескольких частот, каналов ЧТ. В рассмотренном примере это число равно четырем. При сложении эти колебания образуют биения со сложно меняющейся амплитудой и передатчик работает в режиме, близком режиму телефонной АМ, коюрый, как известно, мало эффективен с точки зрения использования мощности передатчика

Ранее счиилось, что манипулированный телеграфный сигнал имеет прямоугольную огибающую (рис. 14.5, а). Однако в реальных условиях огибающая телеграфного сигнала на выходе передатчика отличается от прямоугольной, т. е. имеет место искажение телеграфного сигнала. Причинами искажений являются: ограниченность полосы пропускания каскадов передатчика,

число которых равно числу отдельных

число которых равно числу отдельных

и

и

а)

а)

,5)

,5)

и

и

и

и

Рис. 14.5

Рис. 14.5

непостоянство напряжения источника питания, переходные процессы в сглаживающих фильтрах и т. д. Так, из теории известно, что при прохождении телеграфного сигнала через радиотехническое устройство прямоугольная огибающая может быть получена только при бесконечно широкой полосе пропускания. Поскольку полоса пропускания реальных каскадов передатчика ограничена, огибающая телеграфного сигнала на его выходе отличается от прямоугольной (рис. 14.5,6).

Причину искажения телеграфного сигнала при его прохождении через резонансный контур можно пояснить и иначе. Пусть на входе контура действует телеграфный сигнал с прямоугольной огибающей. Это означает, что в определенный момент времени на входе контура появляется скачок напряжения. Однако в момент появления напряжения на входе напряжение на выходе контура равно нулю, так как колебания в контуре не могут сразу возникнуть или исчезнуть. Поэтому напряжение на выходе контура при скачкообразном изменении напряжения на его входе нарастает постепенно, т. е. возникает переходный

процесс. При этом происходит искажение фронта телеграфной посылки. Аналогична причина искажения спада посылки.

Причиной искажений огибающей телеграфного сигнала при АТ является непостоянство напряжения источника питания в течение длительности телеграфной посылки вследствие изменения нагрузки па источник питания за время действия телеграфной посылки. Поэтому в начале телеграфной посылки напряжение источника питания максимально, а к концу посылки уменьшается. Это приводит к тому, что амплитуда телеграфного сигнала в течение длительности посылки падает, а следовательно, искажается огибающая телеграфного сигнала. Если учесть только этот вид искажений, то форма телеграфного сигнала на выходе передатчика имеет вид, показанный на рис. 14.5, в. Этот вид искажений можно существенно уменьшить повышением мощности источников питания и применением балластных резисторов.

Причиной искажений огибающей телеграфного сигнала являются переходные процессы в сглаживающих фильтрах источников питания (рис. 14.5, г). При манипуляции ток в манипулируемом каскаде меняется скачком, а резкое изменение тока питания вызывает в сглаживающем фильтре появление э. д. с. самоиндукции дросселя. Из-за этого в фильтре возникают свободные затухающие колебания, анодное напряжение меняется, что приводит к паразитной амплитудной модуляции сигнала. Для снижения этих искажений дроссель шунтируют небольшим резистором. При передаче сигналов ЧТ и ФТ искажения из-за переходных процессов в фильтре источника питания отсутствуют.

Существуют и другие причины искажений телеграфного сигнала— неправильный выбор постоянных времени цепей автоматического сеточного смещения и т. д

Таким образом, существует большое разнообразие видов радиотелеграфии. Согласно рекомендациям МККР, в отечественной и международной практике приняты следующие обозначения видов радиотелеграфии: амплитудная манипуляция несущей — А1, амплитудная манипуляция при передаче тональной телеграфии — А2, частотная манипуляция несущей — А1, двойное частотное телеграфирование — F6, амплитудная или частотная манипуляция для многоканальной телеграфии — А7 и т. д.

Схемы телеграфной манипуляций

В большинстве современных передатчиков телеграфную манипуляцию осуществляют в возбудителях В (рис. 14.6, а) Амплитудная манипуляция может производиться и в тракте усиления мощности У передатчика П путем, например, подачи запирающего напряжения смещения 01 манипулятора М в одну или две (для уменьшения сигнала в паузе) промежуточные ступени (рис. 14.6, б).

Однополосные передатчики (см гл. 13) позволяют произвести передачу по каждому телефонному каналу нескольких (до 20) телеграфных сообщений методом комбинированного частотного и временного

канала»канала»6)6)Рис. 14.6Рис. 14.6запирающее напряжение смещениязапирающее напряжение смещения

канала»

канала»

6)

6)

Рис. 14.6

Рис. 14.6

запирающее напряжение смещения

запирающее напряжение смещения

уплотнения АУ с помощью не входящей в состав передатчиков стандартной аппаратуры (рис.

14.6, в).

Амплитудные, частотные, фазовые манипуляторы, входящие в состав современных возбудителей, достаточно сложны и не могут быть рассмотрены в отрыве от устройства конкретного возбудителя, что выходит за рамки учебника Примерами реализации АТ, ЧТ, ФТ могут быть следующие простейшие устройства

При АТ (рис. 14 7) в цепь смещения транзистора Тх, являющегося усилителем мощности радиочастоты, включены источник питания цепи смещения £в, делитель напряжения RXR2 и электронный ключ транзистор Тг Выходная цепь транзистора Т2 (коллектор-эмиттер) и резистор R2 включены параллельно Источник питания Ев создает

для Тх. Необходимое для запирания транзистора напряжение Еб = Ебзап подбирается изменением сопротивлений резисторов Rx и R^ при запертом Тг. Полезная мощность на выходе усилителя от

сутствует.

При нажатии телеграфного ключа К на базу Т2 поступает отпирающее напряжение. Транзистор Т2 переходит из закрытого состояния в состояние насыщения; его выходная цепь своим малым сопротивлением в состоянии насыщения гнас шунтирует резистор R^ Напряже-

Рис. 14.7

Рис. 14.9Рис. 14.9

Рис. 14.9

Рис. 14.9

ние смещения на базе Тх уменьшается до £о = О, что обычно требуется в ГНВ на высоких частотах для 0 = 90е. На выходе усилителя выделяется выходная мощность.

При ЧТ (рис. 14.8) в контур автогенератора (см. § 6.4) включают варикап. При нажатом телеграфном ключе на варикаи поступает некоторое напряжение, которому соответствует определенная емкость варикапа Снаж. Рабочая частота генератора й>наж = 1/]/Т^. При нажатии ключа

^к ~ ^к на ж ”

= С] Сг Сцащ

Сх Сг-^-Сх снан,-(-С2 снаж

При отпущенном телеграфном ключе на варикап поступает другое

напряжение, варикап приобретает другую емкость, частота автогенератора соОТ)К зависит от СКотЯ1.

При ФТ (рис. 14.9) подача иа телеграфный вход фазового манипулятора телеграфных посылок разной полярности позволяет открывать диоды Дх, Дг или Да, Д4 В первичную обмотку трансформатора Тр2 напряжение радиочастоты от трансформатора Трг подается в одной или противоположной полярности Напряжение радиочастоты на выходе (7ВЫХ проманипулировано по фазе; сдвиг фаз составляет 180°. Схема на рис. 14.9 соответствует схеме рис 14.4, а, в которой вместо реле применяются четыре диода Дх — Д8 и трансформа юр Тр4.

импульсов немодулированной («не-импульсов немодулированной («не-Рис. 15.1Рис. 15.1

импульсов немодулированной («не-

импульсов немодулированной («не-

Рис. 15.1

Рис. 15.1

Глава 15

ПЕРЕДАТЧИКИ С ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Основные характеристики импульсной модуляции

Для передачи НЧ-сигнала можно использовать периодическую последовательность прямоугольных импульсов, показанную на рис. 15.1, а. Эга последовательность импульсов описывается высотой импульсов /ц длительностью т; частотой следования йси = 2л#Т, где Т — период

повторения импульсов; положением модулированных импульсов во

времени относительно положения сущей») последовательности — фазой импульсов.

Изменяя один из парамет- д) ров в соответствии с модулирующей функцией, можно осуществить четыре вида импульсной модуляции: ампли- б) тудно-импульсную (АИМ), широтно-импульсную (ШИМ), частотно-импульсную (ЧИМ) и фазоимпульсную (ФИМ). 6) Кроме того, изменяя последовательность импульсов в группе, получают кодово-импульсную модуляцию (КИМ). На рис. 15.1, б показано модулирующее НЧ-колебание. Если в соответствии с этим коле банием изменяют высоту h исходной последовательности импульсов, то реализуют АИМ (рис. 15.1, в), если изменяют длительность импульсов, то получают ШИМ (рис. 15.1, г); если изменяют частоту следования импульсов, то образуют ЧИМ (рис. 15.1, д); если про

исходит смещение импульсов

относительно его исходного положения, то имеют ФИМ (рис. 15.1, е). На диаграммах рис. 15.1, а—е вертикальными пунктирными линиями (тактовые точки) отмечены исходные положения немодулированных им

пульсов.

Частоту следования импульсов выбирают ниже, чем несущую частоту, на которой осуществляется радиосвязь, т. е. Рм№ <£ F0B < fK; поэтому для осуществления радиопередачи необходимо выполнить вторичную модуляцию синусоидального ВЧ-колебания модулированной импульсной последовательностью. Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией представлена на рис. 15.2, где ИГ — генератор последовательности прямоугольных импульсов; ИС — источникЧастоту следования импульсов выбирают ниже, чем несущую частоту, на которой осуществляется радиосвязь, т. е. Рм№ <£ F0B < fK; поэтому для осуществления радиопередачи необходимо выполнить вторичную модуляцию синусоидального ВЧ-колебания модулированной импульсной последовательностью. Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией представлена на рис. 15.2, где ИГ — генератор последовательности прямоугольных импульсов; ИС — источникпередаваемогопередаваемогоНЧ-сигнала;НЧ-сигнала;ИМ — импульсный модулятор, в котором осуществляется один из видов импульсной модуляции; ЗГ — задающий генератор ВЧ, на которой происходит радиосвязь; М — модулятор, обеспечивающий вторичную модуляцию ВЧ-колебания модулированной последовательностью им-ИМ — импульсный модулятор, в котором осуществляется один из видов импульсной модуляции; ЗГ — задающий генератор ВЧ, на которой происходит радиосвязь; М — модулятор, обеспечивающий вторичную модуляцию ВЧ-колебания модулированной последовательностью им-пульсов. Работа чика поясняется грамм рис. 15.3.пульсов. Работа чика поясняется грамм рис. 15.3.такого передат- с помощью диа- На рис. 15.3, атакого передат- с помощью диа- На рис. 15.3, аVVРис. 15.2Рис. 15.2б)б)ttоог) ог) о1—.11—.1Рис. 15.3Рис. 15.3илимилим

Частоту следования импульсов выбирают ниже, чем несущую частоту, на которой осуществляется радиосвязь, т. е. Рм№ <£ F0B < fK; поэтому для осуществления радиопередачи необходимо выполнить вторичную модуляцию синусоидального ВЧ-колебания модулированной импульсной последовательностью. Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией представлена на рис. 15.2, где ИГ — генератор последовательности прямоугольных импульсов; ИС — источник

Частоту следования импульсов выбирают ниже, чем несущую частоту, на которой осуществляется радиосвязь, т. е. Рм№ <£ F0B < fK; поэтому для осуществления радиопередачи необходимо выполнить вторичную модуляцию синусоидального ВЧ-колебания модулированной импульсной последовательностью. Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией представлена на рис. 15.2, где ИГ — генератор последовательности прямоугольных импульсов; ИС — источник

передаваемого

передаваемого

НЧ-сигнала;

НЧ-сигнала;

ИМ — импульсный модулятор, в котором осуществляется один из видов импульсной модуляции; ЗГ — задающий генератор ВЧ, на которой происходит радиосвязь; М — модулятор, обеспечивающий вторичную модуляцию ВЧ-колебания модулированной последовательностью им-

ИМ — импульсный модулятор, в котором осуществляется один из видов импульсной модуляции; ЗГ — задающий генератор ВЧ, на которой происходит радиосвязь; М — модулятор, обеспечивающий вторичную модуляцию ВЧ-колебания модулированной последовательностью им-

пульсов. Работа чика поясняется грамм рис. 15.3.

пульсов. Работа чика поясняется грамм рис. 15.3.

такого передат- с помощью диа- На рис. 15.3, а

такого передат- с помощью диа- На рис. 15.3, а

V

V

Рис. 15.2

Рис. 15.2

б)

б)

t

t

о

о

г) о

г) о

1—.1

1—.1

Рис. 15.3

Рис. 15.3

илим

илим

показана последовательность импульсов на выходе ИГ. Одна из возможных реализаций НЧ-сигнала на выходе//С показана на рис. 15.3, б. В случае АЙМ напряжение на выходах ИМ и М изменяется в соответствии с рис. 15.3, в, г.

Спектры колебаний в различных точках структурной схемы передатчика показаны на рис. 15.4. Спектр последовательности прямоугольных импульсов на выходе ИГ — линейчатый (рис. 15.4, а), а его форма зависит от длительности импульсов т и от частоты повторения Гои. При модуляции периодической функцией около каждой спектральной линии появляется спектр боковых частот (рис. 15.4, б), структура которого зависит от вида модуляции. После вторичной амплитудной модуляции спектр колебания на выходе М показан на рис. 15.4, в. С уменьшением т расширяется участок спектра с составляющими наибольших амплитуд (между h-U- \h и /а = /н + 1/т). Таким образом, от длительности т и частоты следования Рси импульсов зависит ширина спектра излучаемого передатчиком колебания.

Импульсною модуляцию используют в многоканальной связи с временным уплотнением. Каждое передаваемое сообщение модулирует

свою последовательность импульсов, при этом импульсы в последовательностях различных каналов разнесены во времени и не перекрываются. При объединении каналов в общем радиотракте в промежутках между импульсами одного канала размещаются импульсы других каналов. Передатчик после вторичной модуляции импульсов передает сначала импульс первого канала, затем импульс второго канала и т. д.

Рис. 15.4

до последнего, после чего цикл повторяется. Если передается п сообщений (п каналов), то передатчик за период следования импульсов излучает в эфир п независимых ВЧ-импульсов.

При многоканальной связи стремятся увеличить число передаваемых каналов. Этого можно достичь двумя путями: увеличением периода повторения импульсов в последовательности каждого канала или уменьшением длительности импульса. Однако с уменьшением т расширяется спектр излучаемого передатчиком колебания (см. рис. 15.4), увеличивается требуемая для качественного воспроизведения ширина полосы пропускания передатчика и приемника. Если ограничить ширину спектра П излучаемого передатчиком колебания только областью наибольших амплитуд (между /ф — 1/т и /н + 1/т на рис. 15 4, в), то П а? 2/т. Например, при т = 1 мкс /7 = 2 МГц. Таким образом, при малых т практическая реализация радиосвязи за-

труднена. Кроме того, с уменьшением т из-за переходных процессов в резонансных системах передатчика и приемника оказывается искаженной форма принимаемых импульсов, что также ограничивает минимально допустимую длительность. На практике используют импульсы с т = 0,1ч-2 мкс. При этом П = 1ч-20 МГц.

Определим причины, по которым нельзя резко увеличивать период повторения импульсов. Положим, что необходимо передать информацию вида рис. 15.1, б. Для неискаженного приема необходимо, чтобы за период НЧ-сигнала было передано значительное число импульсов. Однако с увеличением числа импульсов уменьшается период их следования, что приводит к уменьшению возможного числа каналов при многоканальной связи. Считают допустимым, если период повто- I ения импульсов в 3—10 раз меньше периода НЧ-сигнала. Поскольку сигнал в реальных системах имеет сложную форму (например, в радиосвязи спектр реального сигнала включает частоты от 200—300 до 3000—4000 Гц), необходимо, чтобы период повторения импульсов был в 3—10 раз меньше, чем период самой высокочастотной сошавляющей передаваемого сигнала Тв. Если принять Тв = (2,5ч-3,5) • 10 4 с, то допустимый период следования импульсов Тси = (Зч-Ю) • 10-5 с.

Проведем краткое сравнение различных видов импульсной модуля- пии. Радиосвязь с использованием АИМ имеет низкую помехоустой- 1 ивость, поэтому этот вид импульсной модуляции нашел на практике ограниченное применение.

При ШИМ в зависимости от передаваемого сигнала меняется дли- .ельность импульса. Периодической последовательности импульсов разной длительности соответствует различная ширина спектра. Распет ширины полосы пропускания передатчика и приемника выполняют по самому узкому импульсу, полоса пропускания при этом получается Iесьма широкой. С расширением полосы пропускания линия радиосвязи в большей степени подвергается действию всевозможных помех, чго приводит к снижению ее помехоустойчивости. Однако если сравнить помехоустойчивость связи при ШИМ и АИМ, то при ШИМ легче получить более высокую помехоустойчивость, так как в приемнике ШИМ можно поставить амплитудный ограничитель, обеспечивающий срезание помех. Различают два вида ШИМ: двустороннюю, когда ширина импульса изменяется в соответствии с модулирующим сигналом симметрично относительно тактовых точек, и одностороннюю, когда ширина импульса меняется при модуляции только за счет смещения фронта или спада импульса.

Более высокой помехоустойчивостью обладает связь с ЧИМ и ФИМ. Однако схемные реализации для связи с ЧИМ оказываются более сложными, чем для связи с ФИМ. Поэтому на практике нашли наибольшее распространение системы связи с ФИМ. Сейчас все большее распространение в еистемах связи находит КИМ._

Импульсную модуляцию используют в современных системах радиосвязи и радиотехнических системах. В основном применяют систе- f ы с прямоугольными короткими импульсами длительностью от долей ,по нескольких десятков (реже сотен) микросекунд в диапазонах УВЧ, 34 и белее высокочастотных.

Кроме того, импульсную модуляцию осуществляют в радиорелейных системах с временном уплотнением и малым числом каналов (до 50) Длительность прямоугольного импульса в связных системах составляет 0,5—3 мкс. Мощность передатчиков — единицы или десятки ватт. Частота следования импульсов около 10 кГц.

В радиолокационных системах длительность импульсов бывает от одной десятой до нескольких десятков и сотен микросекунд. Частота

следования импульсов примерно 500—2000 Гц. Мощность в импульсе от 10 кВт до 10 МВт.

Рассмотрим подробнее работу радиолокационного передатчика, в котором используется простейший вид импульсной модуляции Известно, что задача радиолокации состоит в определении расстояния от передатчика до цели Передатчик излучает периодическую последовательность импульсов СВЧ с прямоугольной огибающей и постоянными параметрами. Импуль-

Рис. 15.6Рис. 15.6Рис. 15.5Рис. 15.5сы, дойдя до цели, отражаются от нее и принимаются приемником РЛС. В приемнике переданный и принятый импульсы сравниваются между собой. По времени задержки принятого импульса относительно переданного и скорости распространения радиоволн можно определить расстояние до цели. В передатчике РЛС (рис. 15.5) для вторичной модуляции ВЧ-колебания используют последовательность не- модулированных импульсов.

Рис. 15.6

Рис. 15.6

Рис. 15.5

Рис. 15.5

На рис. 15.6, а показана последовательность импульсов на выходе ИГ, на рис. 15.6, б — ВЧ-колебание на выходе ЗГ, а на рис. 15.6, в — периодическая последовательность импульсов СВЧ на выходе радиолокационного передатчика. Диаграммы рис. 15.6 приведены для идеализированного случая, когда искажения в передатчике отсутствуют.

В радиолокации применяются и сложные виды модуляции, например импульсная модуляция с частотной или фазовой модуляцией Внутри каждого импульса.

Особенности импульсной работы электронных приборов

Электровакуумные электронные приборы (лампы, клистроны, ЛБЗ и др.) в импульсном режиме имеют параметры, отличающиеся от их значений в условиях непрерывного режима Приборы могут выдерживать большие импульсные напряжения, кратковременно (.оздавать большие токи. Поведение ламп и приборов СВЧ в импульсном режиме описывается импульсными характеристиками, параметры которых отличаются от параметров характеристик в непрерывном режиме. В импульсном режиме полезная мощность электровакуумных приборов больше, чем в непрерывном: Р^мп > Рщепр

Если напряжение питания анодной цепи лампы, коллектора клистрона или ЛБВ имеет вид импульсов малой длительности (i < 100 мкс), а интервалы между импульсами больше длительности импульсов (Т ^ 100т), то процесс ионизации и нарастания лавины, имеющий медленный характер, не успевает развиться за короткое время наличия высокого напряжения и пробоя прибора не происходит. При больших интервалах между импульсами (Г — т) )^> т происходит полная нейтрализация всех появившихся областей ионизации. Этим объясняется повышенная электрическая прочность электровакуумных приборов в импульсном режиме.

Из курса «Электронные приборы» известно, что активированные катоды, особенно оксидные, обладают способностью кратковременно создавать токи, во много раз превышающие токи в непрерывном режиме, например при т^ 10 мкс и Th > 100 импульсный ток в 50—100 раз превышает ток в непрерывном режиме.

Большим значениям тока лампы соответствует и большая крутизна статической характеристики.

Из-за высокого импульсного (ускоряющего) напряжения питания электроны в лампах движутся быстрее, уменьшается время их пролета через междуэлектронные промежутки, в меньшей степени проявляются инерционные свойства ламп. Увеличение напряжения питания (например, при граничном режиме) приводит к росту амплитуды переменных напряжений электродов лампы, а следовательно, и токов через междуэлектродные емкости.

Массивные металлические детали ламп (электроды), прежде всего анод, обладают значительной теплоемкостью, и поэтому их температура определяется средней мощностью рассеяния на этих деталях за длительный интервал времени, превышающий не только длительность импульса т, ио и период следования импульсов Т : Ра ср = = J Ра ^dtlT. При передаче прямоугольных импульсов мощность о

рассеяния на аноде равна Раимп- В паузах между импульсами лампа заперта и мощность на ее электродах не рассеивается: Ра = 0. Тогда средняя мощность рассеяния Раср = Равмп^Т = PanwtM Так как

q > 1 (7 « 500 4- 2000), то средняя мощность рассеяния сравнительно мала. Это позволяет упростить конструкцию ламп и других импульсных электронных приборов, уменьшить габариты ламп и передатчиков, облегчает задачу проектирования систем охлаждения.

Вследствие принципиальных отличий полупроводниковых приборов от электронно-вакуумных транзисторы и другие полупроводниковые приборы не могут развивать в импульсном режиме мощность больше, чем в непрерывном. Тепловой режим транзисторов определяется средней мощностью рассеяния, но интервал усреднения следует выбирать короче, поскольку детали транзисторов имеют очень малые размеры и очень малую теплоемкость. Охлаждение транзисторов из-за их малых размеров и невысокой допустимой температуры затруднено. Поэтому и в тепловом отношении импульсный режим полупроводниковых приборов практически не отличается от непрерывного.

Различают два способа импульсной модуляции в устройствах на электровакуумных приборах, анодный и сеточный.

При анодной импульсной модуляции импульсное напряжение ЕИМ подается на анод лампы (Еа = £аимп), коллектор клистрона или ЛБВ (Е^ = ЕИМП). Именно в этом случае возможна подача импульсного напряжения питания, величина которого больше напряжения, допустимого в непрерывном режиме. При этом от электронного прибора может быть получена наибольшая мощность. Анодную импульсную модуляцию производят в выходной ступени передатчика путем управления напряжением источника питания (у ламп — анодного, у клистронов и ЛБВ — коллекторного), мощность которого определяется заданной мощностью передатчика и обычно велика. В состав передатчика приходится вводить сложное устройство большой мощности — импульсный модулятор.

При сеточной импульсной модуляции запирание и отпирание электронных приборов осуществляют изменением напряжения на каком- либо управляющем электроде: напряжением смещения управляющей сетки лампы, напряжением управляющего электрода клистрона или ЛБВ и т. п. Анодное или ускоряющее напряжение электронных приборов в этом случае оказывается постоянно приложенным к прибору, а его величина равна напряжению в непрерывном режиме. Выигрыш в полезной мощности при сеточной модуляции определяется только большим током в импульсном режиме по сравнению с током непрерывным.

В усилителе с сеточной модуляцией существует опасность перегрева анода лампы за счет термотока сетки. Сетка лампы при работе всегда нагрета и есть вероятность излучения нагретой сеткой небольшого количества электронов (явление термотока сетки). Эти электроны ускоряются анодным напряжением и образуют постоянный ток /т, протекающий от сетки к аноду и далее через цепи питания Еа и Ес обратно к сетке. В нормальных условиях термоток сетки мал по сравнению с рабочими токами лампы и не влияет на полезную мощность и нагрев электродов. В импульсном режиме в паузах между импульсами лампа заперта, рабочие токи в ней отсутствуют и происходит охлаждение электродов. Если же из-за плохого качества лампы или некоторого перегрева сет-

ки появляется термоток, то он будет существовать как во время импульса, так и между импульсами независимо от управляющего напряжения сетки. Мощность рассеяния на аноде за счет термотока сетки Рт = /, (Еа + £с). Поскольку /т протекает в течение всего времени работы лампы, мощность Рт может оказаться соизмеримой со средней мощностью рассеяния Раер = Ра SMJq или даже превысить ее, а анод будет дополнительно нагрет.

Сеточную модуляцию применяют редко и преимущественно как вспомогательный вид управления колебаниями при анодной мод) ляции в промежуточных ступенях многоступенчатых импульсных передатчиков. Мощность модулятора, необходимая для получения сеточной

модуляции, меньше, чем для получения анодной модуляции той же лампы.

При использовании импульсов, форма которых близка к прямоугольной, получают следующие преимущест ва:

точную фиксацию времени прихода импульса к индикаторному устройству приемника (достигается лучшая временная селекция

импульсов);

постоянство режима электронного прибора в пределах дли

тельности импульса;

наибольшую энергию импульсов при заданной их амплитуде, т. е. наибольшую дальность действия системы связи или локации.

Вследствие этого отклонение формы импульсов от прямоугольной расценивается в импульсных передатчиках как одна из форм искажений. Степень отклонения от идеальной формы характеризуется (рис. 15.7) длительностью фронта тф и среза тс, неравномерностью вершины MJ. У идеального импульса тф ^ тс = О, ДЕ = 0.

Реальный импульс определяется амплитудой Еюах, длительностью, отсчитываемой чаще на уровне 0,9Етах или 0,5Етах, реже на уровне 0,1 Еюах, а также тф, тс и ДЕ.

Перечисленные параметры импульса относятся как к «видеоимпульсу» (рис. 15.6, а), так и к огибающей «радиоимпульса» (рис. 15.6, а).

Импульсные модуляторы для передатчиков с малой и большой скважностью

Назначение импульсного модулятора состоит в том, чтобы подключать на время прохождения импульса источник питания к анодной цепи генератора РЧ. Простейшая схема подобного устройства представлена на рис. 15.8, а. Источник питания (выпрямитель) с помощью электронного ключа К на время действия импульса т подключается к анодной цепи модулируемого генератора радиочастоты (ГРЧ). Управляющие (модулирующие) импульсы управляют работой ключа. При

замкнутом ключе напряжение выпрямителя £в и импульсное напряжение питания генератора £aBMn, а также ток выпрямителя /в и постоянная составляющая анодного тока в импульсе /аоимп равны. Следовательно, мощность, на которую следует рассчитывать выпрямитель Рв = ЕВ1В, должна быть равна мощности, потребляемой анодной цепью ГРЧ в импульсе Роимп = Раимп/аоимп- Однако ГРЧ работает только во время действия импульса т. Между импульсами на протяжении времени Т — т ГРЧ не работает и не потребляет энергии от источника питания, т. е. в паузах между импульсами мощный выпрямитель не используется. В импульсных передатчиках для многоканальной радиосвязи скважность невелика, полезная мощность не превос

ходит нескольких десятков или сотен

Рис. 15.8Рис. 15.8ватт, поэтому такое нерациональное использование выпрямителя в какой- то мере допустимо.

Рис. 15.8

Рис. 15.8

В радиолокационных передатчиках скважность q = (Т — т)/т = 500 44- 2000, а полезная мощность передатчиков Р1имп = 0,1 4- Ю МВт. Выпрямитель при напряжении 10— 30 кВ и мощности порядка 100— 10000 кВт имеет большие габариты, массу и стоимость, потребляет много энергии в режиме холостого хода. Следовательно, использование схемы

рис. 15.8, а в радиолокационных пере

датчиках нецелесообразно. В таких передатчиках применяют импульсные модуляторы с накопителями энергии (рис. 15.8,6). В паузах между импульсами в течение интервала времени Т — т«7 происходит заряд накопителя энергии Н от выпрямителя (ключ К в положении / — заряд). Когда приходит управляющий импульс, электронный ключ быстро переходит в положение 2 (разряд). Накопитель энергии оказывается подключенным к анодной цепи ГРЧ и за короткое время т <^ Т отдает ему накопленную энергию. Если пренебречь потерями

энергии в накопителе и ключе, то энергия, полученная накопителем от выпрямителя, W3 = EJB(T— т) равна энергии, отданной накопителем генератору, Wp = Еаими1 аюпт. Если предположить, что Ев = Кайми, то ток выпрямителя

1 в^а0 имп т/(Г т) — Iа0 ими/^'

Следовательно, при использовании накопителя энергии мощность выпрямителя может быть меньше мощности, потребляемой анодной цепью ГРЧ в импульсе: Рв = EBI3 = P0Bua/q.

Практическая реализация модулятора с накопителем оказывается сложнее, чем устройства без накопителя, но тем не менее существенно дешевле. Габариты и масса модуляторов с накопителями и выпрямителями при больших значениях q меньше, чем в устройствах без накопителей. Из-за более сложных переходных процессов в модуляторах с накопителем форма импульса в большей степени отличается от пря-

моугольной, чем в устройствах без накопителя, но может быть получена достаточной для практики.

В качестве накопителей энергии используют устройства, обладающие способностью накапливать большую энергию в единице объема, малыми потерями энергии в течение долей секунды, а также способностью кратковременно создавать большие токи. Чаще всего в современных устройствах накопителем энергии является электрический конденсатор. Иногда применяют индуктивные накопители.

В качестве электронных ключей обычно применяют специальные электронные и ионные приборы — импульсные модуляторные лампы, рассчитанные на большие напряжения, действующие на анодах ламп длительное время, а также на пропускание больших токов в течение малого времени (единицы микросекунд). Габариты таких ламп невелики, многие из них не нуждаются в принудительном охлаждении, несмотря на большие импульсные мощности. Вакуумные импульсные модуляторные лампы длительно выдерживают напряжения до 25 — 30 кВ при токах до 100 А. Импульсные ионные приборы (водородные тиратроны) рассчитаны на постоянные напряжения до 12—16 кВ и импульсные токи до 500 А и выше. Для удержания тиратрона в запертом состоянии достаточно нулевого напряжения на его сетке, в то время как вакуумные лампы нуждаются в большом запирающем напряжении (до 1000 В). Для открывания тиратрона необходим короткий импульс с амплитудой напряжения до 150—200 В, тогда как для вакуумных ламп требуется запускающий импульс прямоугольной формы с амплитудой, значительно превосходящей напряжение смещения. Длительность импульса анодного тока вакуумных ламп определяется длительностью запускающего импульса. У открытого (зажженного; тиратрона сетка теряет свое управляющее действие и для прекращения тока в анодной цепи необходимо довести напряжение анода до нуля. Управляющий импульс на сетке тиратрона определяет только время начала действия импульса анодного тока; длительность импульса зависит от специального формирующего устройства в анодной цепи модулятора.

Импульсные модуляторы с частичным разрядом накопительной емкости

Как известно, разряд конденсатора на резистор (рис. 15.9, а) происходит по экспоненциальному закону

t

Uc"-= UС max 6 CR , где е — основание натурального логарифма; t—-время, отсчитываемое от момента начала разряда. График изменения напряжения на конденсаторе в зависимости от времени представлен на рис. 15.9, б. Напряжение на конденсаторе и резисторе меняется непрерывно от исходной величины до нуля. Следовательно, для формирования на нагрузке импульсного модулятора импульса, приближающегося по форме к прямоугольному, нельзя использовать полный разряд кондеаса- 262

т, напряжение изменилосьт, напряжение изменилосьа)а)Рис. 15.10Рис. 15.10

т, напряжение изменилось

т, напряжение изменилось

а)

а)

Рис. 15.10

Рис. 15.10

тора. Если задаться допущимон величиной изменения напряжения в импульсе АДС (рис. 15.9, в), то можно подобрать емкость накопительного конденсатора такой величины Сн, чтобы за время разряда, равное

длительности формирующего импульса в допустимых пределах: MJC — Uс max — — Ос i™- Тогда

Q _ Т Т Rn In <UC max/^Cmin)^н Р

\UC

где р = ту <^ 1, RH = £а имп//аоимп max

сопротивление, создаваемое анодной цепью модулируемого радиочастотного устройства для импульсного модулятора.

Такой режим формирования импульса называют режимом частичного разряда накопительного конденсатора. При малой величине АДС можно получить импульс, очень близкий к прямоугольному. Для этого потребуется накопительный

конденсатор большой емкости. Записанная в нем энергия Wc = ОДСДЛ

используется при каждом разряде лишь частично:

kWc^^C^Ul-rna. — U1™).

Для формирования импульса заданной длительности необходимо в определенные моменты времени начинать и прекращать разряд накопителя, следовательно, в качестве электронного ключа импульсно-

го модулятора необходимо использовать электронную лампу (импульсную модуляторную лампу типа ГМИ), позволяющую с помощью напряжения сетки открывать анодную цепь и прекращать анодный ток.

Одна из простейших схем импульсного модулятора с частичным разрядом накопительной емкости, используемая в магнетронных передатчиках, приведена на рис. 15.10. Накопительный конденсатор Ся в паузах между импульсами (лампа модулятора Лм заперта большим

отрицательным напряжением смещения £с) заряжается небольшим током i3 < /аоимп от выпрямителя с напряжением Ев (рис. 15.11, а\ Ток заряда проходит от выпрямителя через резистор ^п накопительный конденсатор Сн и резистор R2 к выпрямителю. Резистор RT предназначен для исключения короткого замыкания выпрямителя через малое сопротивление RiM анодной цепи лампы Лм в ее открытом состоянии (во время прохождения импульса анодного тока ia). Резистор R2 необходим для создания пути зарядному току, так как лампа модулируемого генератора радиочастоты Лгрч не пропускает ток в направлении, в котором должен проходить ток заряда i3. За сравнительно длительный отрезок времени Т —т накопитель должен зарядиться почти до напряжения Е в. Временные диаграммы тока заряда 1Э и напряжения на конденсаторе приведены на рис. 15.11,6.

Когда на сетку модуляторной лампы Лм подается отпирающий импульс (рис. 15.11, а), лампа открывается, появляется анодный ток и создается цепь разряда накопителя Сн: от положительно заряженной пластины конденсатора Сн (точка Л на рис. 15.10) через анодную цепь лампы Лм, общий провод устройства («земля») и анодную цепь лампы Лгрч к другой пластине конденсатора (точка В на рис. 15.10). Проис

ходит частотный разряд накопителя; часть запасенной энергии преобразуется в анодной цепи ГРЧ в энергию радиочастотных колебаний, которые подводятся к антенне и излучаются. Проходя через анодную цепь Лррч, ток разряда ip создает на лампе напряжение Ейимп. Вре- меннйе диаграммы напряжения на нагрузке модулятора, т. е. на аноде лампы ГРЧ, еагр и тока разряда ip, равного току модуляторной лампы iM, и постоянной составляющей анодного тока ЛГрч в импульсе /аоимп приведены на рис. 15.11,9.

При рассмотрении прохождения тока ip следует учесть ответвление части тока через резистор R2, включенный параллельно ЛГрч; сопротивление R2 выбирают достаточно большим: R2">Rv = = £аимп//аоимп, чтобы основная часть тока tp проходила через ЛГрч.

Так как Rk > R1M, можно считать, что выпрямитель не участвует в формировании тока разряда накопителя ip.

Приведенный анализ процессов в импульсном модуляторе является приближенным, так как не учитывает переходных процессов, обусловленных наличием паразитных емкостей деталей модулятора: выходной емкости лампы Лм, емкости относительно корпуса передатчи- 264

ка большого по размерам конденсатора Сн, входной емкости лампы Лгрч, емкости вторичной обмотки трансформатора канала относительно корпуса, емкости монтажа и др. Условно можно считать часть паразитных емкостей подключенными к точке А—СА (см. рис. 15.10), т. е. параллельно Лм> часть — к точке В—Св, т. е. параллельно Лррч. К моменту окончания заряда накопителя, непосредственно перед открыванием лампы Лм, паразитная емкость С а оказывается заряженной до Ев, а Св — разряженной практически до нуля. Для того чтобы напряжение накопительного конденсатора оказалось приложенным к анодной цепи ГРЧ, емкость СА должна разрядиться, а Св—зарядиться. Время разряда СА и заряда Св определяется их емкостью и

внутренним сопротивлением лампы Лм. Следовательно, напряжение на ГРЧ возрастает постепенно; импульс ЕаИмп имеет длшельность фронта (см. рис. 15.7)

тф « (СА + Св )Ri„\nl-

I 1

К моменту окончания действия импульса tpa3 паразитная емкость " Сд оказывается разряженной практически до нуля, а Св — заряженной до Еаимп= Ucmxn- По окончании действия управляющего импульса на сетке Лм (рис. 15.11, а) анодный ток модулятора прекращается, но напряжение на аноде ЛГРч, обусловленное зарядом Св, сохраняется. Лампа продолжает работать за счет энергии, запасенной в Св, т. е. несмотря на прекращение управляющего импульса. Следовательно, импульс имеет срез длительностью тс, обусловленной разрядом емкости Св на сопротивление, которое образовано резисторами R2 и Rr = = Еат1а//аоими, включенными параллельно; Ra > Rr- Пока ГРЧ работает, происходит интенсивный отбор энергии от Св и напряжение на ЛГрч и Св быстро уменьшается. При некотором напряжении ГРЧ прекращает работать, т. е. ток /а0 = О (Дг = оо). Дальнейший разряд Св происходит медленнее через резистор R2. Следовательно, длительность спада импульса оказывается больше длительности фронта: тс > Гф ■

Иногда большая длительность разряда Св приводит к нежелательным последствиям, например в некоторых магнетронах возникают паразитные колебания во время спада импульса (см. гл. 10). Для уменьшения длительности тс применяют схемы модуляторов с дросселем Др вместо R2 (рис. 15.12).

Дроссель Др создает путь для тока заряда i3. Для того чтобы в дроссель не ответвлялась большая часть тока формируемого импульса

/др <0,1 Ip = 0,1/аоимп, его индуктивность должна быть достаточно большой:

LLЕв —L тДР I 7ДРЕв —L тДР I 7ДРЕв0, ИрЕв0, Ирт.т.

L

L

Ев —L т

ДР I 7ДР

Ев —L т

ДР I 7ДР

Ев

0, Ир

Ев

0, Ир

т.

т.

туре, процесс затухания колебанийтуре, процесс затухания колебаний

туре, процесс затухания колебаний

туре, процесс затухания колебаний

Дроссель Др вместе с паразитной емкостью Св ооразует колебательный контур. К моменту окончания импульса емкость заряжена До t/min, а через дроссель протекает ток /др, т. е. и в емкости и в индуктивности запасена некоторая энергия. Когда закрывается лампа Л« и прекращается ток ip, в

контуре Лдр Св начинается процесс медленно затухающих свободных колебаний (кривая 2 на рис. 15.13). Скорость изменения напряжения на Св (на аноде лампы Лгрч) при колебательном процессе больше, чем при апериодическом * разряде через Ег у модулятора, построенного по схеме рис. 15.10 (кривая / на рис. 15.13).

Из-за большой добротности и достаточно большой

энергии, запасенной в кон- получается длительным. При

этом в паузах между импульсами появляются выбросы положительного напряжения на аноде ЛГРч (кривая 2 на рис. 15.13), что недопустимо. Для предотвращения этого в состав модулятора вводят демпфирующий диод Д. При прохождении рабочего импульса ди

од заперт, так как для него это напряжение является отрицательным. При появлении в точке В положительного напряжения диод открывается и своим малым внутренним сопротивлением шунтирует контур ЕдрСв, превращая процесс его разряда в апериодический (кривая 3 на рис. 15.13). Вся запасенная в контуре энергия рассеивается па аноде диода Д. Для обеспечения апериодического процесса при открытом диоде его внутреннее сопротивление Rt < 0,5]/ЕйДСв. Собственная емкость диода Сд входит в состав суммарной паразитной емкости Св, Модуляторы, построенные по схемам рис. 15.10 и 15.12, используют в импульсных передатчиках малой и средней мощности до мощности /Э1имп^ 500 кВт. Если требуется получить напряжение, большее Ев, или необходимо изменить полярность выходного напряжения, применяют выходной импульсный трансформатор, первичная обмотка которого выполняет функцию зарядного дросселя. Следует иметь в виду, что любой трансформатор вносит в форму импульса дополнительные искажения.

По мере повышения мощности растут емкость накопительного конденсатора Сн и напряжение Ев, что приводит к увеличению габаритов конденсатора Св и, следовательно, его паразитной емкости относитель-

Рис. 15.14Рис. 15.14

Рис. 15.14

Рис. 15.14

но корпуса передатчика, т. е. к увеличению тф и тс. К п. д анодной цепи модуляторной лампы из-за большого остаточною напряжения на аноде в открытом состоянии (eamin = 1-Е2 кВ) не удается получить более 75—80%. Потери энергии происходят в цепи заряда, в резисторах Rlt Ra и диоде Д. Общий к п. д. модуляторов с частичным разрядом накопительной емкости обычно не превышает 70—75%.

В импульсных передатчиках большой мощности применяют модуляторы, где в качестве емкостного накопителя энергии используют искусственную длинную линию, а в качестве ключа — импульсный водородный тиратрон.

Импульсные модуляторы с полным разрядом накопителя в виде искусственной длинной линии

Известно, что прямоугольный импульс можно получить при разряде длинной линии на активное сопротивление, равное ее волновому со

противлению.

На рис. 15.14, а показана длинная двухпроводная электрическая линия с волновым сопротивлением Zo. Линия заряжена от внешнего источника до напряжения £; в распределенной емкости линии запасена энергия W = 0,5С£2, где С — суммарная емкость линии длиной /.

На рис. 15.14, б изображен график начального распределения напряжения вдоль липни.

Если в некоторый момент времени tx замкнуть ключ К и подключить заряженную линию к резистору сопротивлением R = Zc, то начнется процесс разряда линии на сопротивление, согласованное (равное) с Zc. На резисторе R появится напряжение, равное 0,5 £, и потечет ток /. В первый момент времени разрядится ближайший к резистору элементарный участок линии и в нем установится ток /; в следующий момент разряд распространится на соседний участок и т. д. (рис. 15.14, в, е). Скорость распространения разряда равна скорости распространения электрических колебаний в линии данной конструкции, т. е. скорости света в среде, окружающей провода линии (для воздуха у « 300 000 км/с). К моменту времени t ■= //у (рис. 15.14, д, е) вся линия разрядится до напряжения 0,5£ и по ней будет протекать ток I. Далее распространение разряда будет происходить в обратную сторону, т. е. в ту

сторону, где находится резистор R. Последовательно участки линии разряжаются и в них прекращается ток (рис. 15.14, ж, з). В момент времени ta линия разрядится полностью, ток в резисторе и напряжение на нем обращаются в нуль. Вся запасенная в линии энергия W оказывается рассеянной на резисторе R. За время от 1г до /2, пока процесс разряда проходит от одного конца линии до другого и обратно, т. е. путь 2/, на резисторе существует напряжение 0,5£. В момент замыкания ключа это напряжение мгновенно появляется в момент окончания разряда и мгновенно исчезает (рис. 15.15), так как нагрузкой является активное сопротивление R, а линия, нагруженная на согласован-

ej ное сопротивление R — Zc, эквивалент-

|на активному сопоставлению Zc.

Рис. 15.15Рис. 15.16

Таким образом, длинная линия, разряжающаяся на согласованное сопротивление, формирует прямоугольный импульс. Момент начала импульса определяется временем замыкания ключа 4, а его длительность — длиной линии / и скоростью распространения электромагнитного процесса у: t2 — ^ = т — 2Z/O. Для формирования импульса длительностью 1 мкс линия должна иметь длину I = 150 м.

Двухпроводные, коаксиальные или какие-либо другие линии, необходимые для формирования импульсов длительностью в единицы и десятки микросекунд и работающие при напряжениях в десятки киловольт, обычно требующихся для импульсных передатчиков, — это громоздкие, тяжелые и дорогостоящие устройства. На практике их не применяют. Вместо таких линий используют искусственные линии. Переход от реальной линии к искусственной можно представить как замену бесконечно большого числа бесконечно малых распределенных емкостей и индуктивностей реальной линии конечным числом ячеек (звеньев) с конечными емкостями и индуктивностями искусственной линии. Обычно применяют цепочечные линии (рис. 15.16). Накопление энергии в таких линиях производят во всех конденсаторах, которые для источника заряжающего напряжения считают включенными параллельно, т. е. V7 = 0,5£2Ст, где С — емкость каждого из конденсаторов линии; т — число конденсаторов.

Расчет искусственной линии можно осуществить по следующим приближенным соотношениям.

Длительность импульса: т = 2М"\/LC, где N—число ячеек линии.

Волновое сопротивление линии Ze = VUC. Целесообразно выбирать Zc = 50 — 80 Ом. Малые значения затрудняют согласование линии с высокоомным входным сопротивлением генератора Рг = Еаимп'Иа оимп- При больших Zc требуются малые С, соизмеримые с паразитными емкостями устройства;

соответственно небольшой будет и запасаемая в i: о ieucaropix С 'шортче. Большие значения индуктивности L приводят к большим иотерлм в линии Нискольку выбор Zc ограничен, расчет элементов ячейки следует проводить ио ни ражениям C»t/2/VZc, L та t,ZJ‘2N Как показывает практика, при ьто а Тф = 0,4 т/Д'; тг та 2тф

Чем больше число ячеек N, тем в большей степени форма импульса приолг жается к прямоугольной, но линия получается более громоздкой. На практике принимают N = 3 -^- 8.

Поскольку приведенные расчетные формулы являются приближенными, приходится искусственные линии отрабатывать на моделях и настраивать в ап парат; ре.

Рассмотрим одну из наиболее характерных и простых схем модуляторов (рис. 15.17).

В качестве электронного ключа в модуляторах применяют водородный импульсный тиратрон, поскольку накопитель энергии разряжается полностью и напряжение анода на некоторое время становится равным нулю, что обеспечивает погасание тиратрона по окончании действия импульса. Тиратрон обладает малым падением напряжения анода в открытом состоянии: для импульсных водородных тиратронов типа ТГИ eamin = 150-^-200 В. Падение напряжения на тиратроне примерно в 10 раз меньше падения напряжения на вакуумной импульсной модуляторной лампе (см. § 15.4), следовательно, к. п. д. модулятора с тиратроном выше, а нагрев анода тиратрона меньше. Для удержания тиратрона в запертом состоянии достаточно нулевого на

пряжения сетки, что в схеме рис. 15.17 обеспечивается включением резистора Rc. Для отпирания тиратрона достаточно импульса напряжения с крутым фронтом и амплитудой ,170—200 В.

В модуляторе на схеме рис. 15.17 запускающий импульс на сетке тиратрона определяет начало действия импульса, который формируется при разряде линии ИЛ через анодную цепь тиратрона и

первичную обмотку импульсного

трансформатора (ИТ). Трансформатор является необходимым элементом, так как модулятор может работать при условии согласования волнового сопротивления линии с сопротивлением нагрузки Rr =

= Лаопмп/^оимп, большим Zo. Коэффициент трансформации п подбирают так, чтобы пересчитанное в первичную обмотку трансформатора сопротивление нагрузки Rr = RJn2, = ^с Следует иметь в виду, что коэффициент трансформации трудно сделать больше п = Зч-4-

Заряд накопительной линии чаще всего производят от высоковольтного выпрямителя. Широкое распространение имеет резонасный способ заряда накопителя энергии. Напомним, что в конце процесса формирования импульса линия разряжается полностью и на ней (а также на аноде тиратрона) создается нулевое напряжение. Тиратрон гаснет. Процесс заряда в рассматриваемой схеме происходит по известным за-

a)a)мимпмимп11* Виа гЕ8* Виа гЕ8t3Рис. 15.18t3Рис. 15.18‘■нм‘■нмОВин . ZEg В)ОВин . ZEg В)Наличие диода Дт позволяетНаличие диода Дт позволяет

a)

a)

мимп

мимп

1

1

* Виа гЕ8

* Виа гЕ8

t3

Рис. 15.18

t3

Рис. 15.18

‘■нм

‘■нм

О

Вин . ZEg В)

О

Вин . ZEg В)

Наличие диода Дт позволяет

Наличие диода Дт позволяет

конам заряда конденсатора через индуктивную катушку от источника постоянного напряжения. Ток заряда i3 проходит от выпрямителя напряжением £в через зарядный дроссель Др к конденсаторам искусственной линии, которые можно считать включенными параллельно, так как индуктивность ячеек линии мала (£ <^ Ьдр), и далее обратно к источнику, выпрямителю. Добротность цепи заряда делается достаточно

большой: Q>10. По окончании предыдущего импульса и погасания тиратрона напряжение на конденсаторах линии сил начинает нарастать по гармоническому закону (рис. 15.18, а), соответственно меняется ток заряда t3 (рис. 15.18, б). К моменту времени tT напряжение на конденсаторах достигает величины, равной £в, а рост тока t3 прекращается. Поскольку ток в контуре, содержащем катушку, не может прекратиться сразу, заряд конденсаторов продолжается за счет энергии, запасенной в дросселе Др, и ' напряжение на конденсаторах в момент времени /2 достигает величины 2£в. В этот момент ток 13 = 0. Наличие в цепи заряда диода Дг не позволяет току i3 изменить направление. Этот диод можно не ставить, но тогда для получения напряжения на конденсаторах, равного 2£в, потребовалось бы открывать тиратрон строго в момент времени 1г. Следовательно, в радиолокационной системе оказалось бы невозможным изменение частоты следования импульсов (пунктирные линии па рис. 15.18, а, б).

сделать интервал между импульсами

(О—^3) несколько больше полупериода цепи заряда (0—^2), т. е. дает

возможность менять частоту следования импульсов, что расширяет тактические возможности РЛС (рис. 15.18, в—е).

Поскольку из-за наличия диода Дг ток в цепи заряда не может изменить направление, в течение времени <2—/3 напряжение на линии не меняется. Если в момент времени t3 приходит запускающий импульс, то начинается разряд линии.

Конструктивно импульсный модулятор с накопителем энергии в виде искусственной линии сложнее модулятора с частичным разрядом накопительного конденсатора. Однако его к. п. д. выше и может достигать 75—80%, так как к. п. д. тиратрона и импульсного трансформатора больше к. п. д, вакуумной импульсной модуляторной лампы и рав-

няется 85- 90%. Кроме того, кпд. зарядной пеги; при резонансном заряде несколько выше к. п. д. при апериодическом заряде через резне юры.

Часто в импульсных передатчиках используют магнетрон. В магнетроне может возникать кратковременный пробой — «искрение», при котором сопротивление магнетрона для модулятора становится равным нулю. В этом случае после окончания разряда на линии возникает напряжение, равное первоначальному 2£в, но имеющее противоположный знак. Действительно, при отсутствии в цепи разряда активного сопротивления нагрузки (малым сопротивлением тиратрона и соединительных проводов в первом приближении можно пренебречь) энергия не расходуется и начинается колебательный процесс, аналогичный рассмотренному в цепи заряда. Через интервал времени т, за который разряд распространится по линии от одного конца до другого и обратно, на линии создается напряжение —2£в. На этом процесс разряда заканчивается, так как тиратрон не пропускает ток в противоположном направлении. Тиратрон выключается; начинается заряд линии Теперь ток в цепи заряда обусловлен суммой напряжений выпрямителя Ев и перезаряженной линии 2ЕВ (мысленно поменяйте полярность напряжения ИЛ на рис. 15.17). Зарядный ток увеличится, и на линии появляется напряжение, большее 2ЕВ. Такое нарастание напряжения происходит все время, пока сопротивление нагрузки равно нулю, до пробоя изоляции модулятора. Чтобы предохранить модулятор от перенапряжений в случае искрения магнетрона, параллельно ИЛ ставят защитный диод Д2 и резистор. Диод Д2 закорачивает ИЛ в случае появления на ней напряжения противоположной полярности, и вся запасенная в линии мощность рассеивается на диоде и резисторе. Время разряда ИЛ через Д2 должно быть мало по сравнению с временем заряда линии 0—/2.

Магнитные импульсные модуляторы

Коммутирующим элементом магнитного импульсного модулятора является дроссель, трансформатор или автотрансформатор с ферритовым сердечником. Кривая наматничивания сердечника (петля гистерезиса) имеет вид, показанный на рис. 15.19, а. Ферритовые материалы характеризуются абсолютной магнитной проницаемостью р = kB!kH, где В — магнитная индукция в сердечнике; Н — напряженность магнитного поля. У ферритовых материалов при малом намагничивании (5 ■< ВНас) В велико, а при большом (B>BHdC) — мало: рвас = = (0,01 4- 0,001 )р. Следовательно, индуктивность дросселя при ненасыщенном сердечнике L больше, чем при насыщенном ВааС: Внас = = (0,01 4-0,001 )L. В магнитных модуляторах используют режим глубокого насыщения Н >НПйс, поэтому кривую гистерезиса можно упрощенно представить в виде ломаной линии (рис. 15.19, б). Индуктивность катушки с сердечником L = u,N2SWl, где N — число витков катушки; 3 — площадь поперечного сечения магнитного сердечника; I — длина средней магнитной линии, & — коэффициент пропорциональ- нсетп. Для того чтобы каемка с ферритовым сердечником выполня-

ла функции ключа и при этом не сильно нагревалась, необходим феррит (например, пермаллой) с узкой и близкой к прямоугольной петлей

гистерезиса.

На электрических схемах дроссели или трансформаторы, у которых проявляются нелинейные свойства ферритовых сердечников, обозна

чают, как показано на рис. 15.19, в.

В магнитных импульсных модуляторах в качестве накопителей электрической энергии применяют как конденсаторы, так и искусственные длинные линии, причем конденсаторы используют в режиме полного разряда.

В модуляторах импульсных передатчиков создают несимметричный режим магнитного ключа, при котором насыщение сердечника достигается один раз за период питающего модулятор переменного напряжения. При этом модулятор формирует последовательность импульсов одной полярности. Такой режим

достигается специальным подмагничиванием сердечника постоянным током от вспомогательного источника (рис. 15.20, а).

Обычно напряжение питания на магнитные модуляторы поступает от источника переменного напряжения. Частота следования импуль

сов зависит от частоты напряжения питания (в частном случае равна ей). Для литания модулятора от источника постоянного напряжения необходим немагнитный управляющий ключ. В качестве такого дополнительного ключа используют полупроводниковые приборы (транзисторы, тиристоры). Частота следования формируемых модулятором импульсов определяется частотой управляющих импульсов, воздействующих на немагнитный ключ. Ток через управляющий немагнит-

ныи ключ оказывается меньше, чем ток через ключ в модуляторах, рассмотренных в § 15.4; 15.5.

Основным элементом любого магнитного модулятора является звено (рис. 15.20, а, б). Звено содержит накопительный конденсатор Снак и дроссель L (трансформатор, автотрансформатор) с ферритовым сердечником. На сердечнике имеется дополнительная обмотка для его

подмагничивания током /п. Нагрузкой звена является RH или последующие звенья модулятора.

Энергия поступает в накопительный конденсатор Снак от источника питания ([/ на рис. 15.20, а, Е на рис. 15.20, б) через зарядный дроссель L3. При питании от источника постоянного напряжения в цепь заряда включают управляющий ключ К. Таким образом, на рис. 15.22, а, б изображены схемы однозвенных модуляторов. Дроссель А6л исключает влияние цепи постоянного тока подмагничивания на импульсные цепи модулятора.

Анализ работы даже однозвенного модулятора сложен, поэтому ограничимся приведением временных диаграмм, иллюстрирующих процессы, происходящие в модуляторе по схеме рис. 15.20, а. Гармоническое напряжение питания е = U sin Sit показано на рис. 15.21, а. Для питания магнитного модулятора целесообразна электрическая сеть повышенной частоты, например

Q = 400 Гц, как этоQ = 400 Гц, как этобывает на кораблях и самолетах. При резонансном режиме заряда накопителя Снак ток заряда i3 повторяет форму напряжения питания; ток is невелик, так как время заряда t3 « 0,5/F3 т.

Q = 400 Гц, как это

Q = 400 Гц, как это

Рассмотрим установившийся режим в модуляторе с момента времени, когда закончился разряд накопителя Снак, а напряжение питания проходит через нулевое значение. Ток i в нелинейной индуктивности отсутствует: ток подмагничивания /п обеспечивает магнитную индукцию, несколько меньшую — Внас (точка 1 на рис. 15.19, б; точка 1 — 0 на рис. 15.21, а—г); индуктивность L велика.

По мере увеличения напряжения питания источника еист происходит заряд емкости Снак (рис. 15.21, б). В первом приближении можно считать, что напряжение на конденсаторе еснак приложено и к катушке L, так как падение напряжения на RH при этом невелико. В результате через L протекает ток i и изменяется степень намагниченности сердечника (рис. 15.21, в). Поскольку напряжение питания переменное, напряжение на конденсаторе меняет знак; намагниченность сердечника сначала изменяется от —В (точка 1 на рис. 15.19, б) до +В

(точка 2 на рис. 15.19, б; 15.21, в), затем через — В до —В > —Впао (точка 3 на рис. 15.19,6; 15.21, в). Намагниченность —5> — Виас, так как соответствующее ей напряжение t/снак примерно вдвое больше, чем напряжение точки 2. В точке 4 сердечник катушки L насыщается, индуктивность катушки резко уменьшается в 100—1000 раз; начинается быстрый разряд конденсатора Снак через индуктивность LHa0 и нагрузку RH. Напряжение на нагрузку имеет форму короткого импульса (рис. 15.21, г). Энергия, запасенная в конденсаторе к моменту насыщения сердечника W = 0,5[/снакСНак. полностью передается в нагрузку.

Рис. 15.22

Как показывает теория, стремление получить от однозвенного магнитного модулятора короткий импульс приводит к большому объему, массе и стоимости ферритового сердечника дросселя и низкому к. п. д. модулятора. Поэтому на практике магнитные модуляторы делают многозвенными (3—4 звена и более); каждое звено сжимает импульс примерно в 20—30 раз. На рис. 15.22 приведена схема трехзвенного магнитного импульсного модулятора, у которого LHacl >LHaca >LHac3. Для приближения формы импульса к прямоугольной в состав модулятора вводят формирующую искусственную линию.

Достоинствами магнитных импульсных модуляторов являются немедленная готовность к работе (не требуется предварительный нагрев тиратронов); неограниченный срок службы; повышенная надежность, возможность питания переменным напряжением небольшой величины. Магнитные модуляторы могут быть построены на большие мощности при хорошем к. п. д.; их габариты несколько меньше, чем у модуляторов, рассмотренных в §15.4 и 15.5.

К недостаткам таких модуляторов можно отнести сложность, большое число деталей, в том числе дросселей, трансформаторов и дорогостоящих ферритовых материалов, трудность изменения частоты следования импульсов при питании переменным напряжением, недостаточную стабильность положения фронта импульса, сложность процессов и многообразие возможных режимов.

Рис. 15.23Рис. 15.23

Рис. 15.23

Рис. 15.23

Структурные схемы импульсных передатчиков

Простейшим примером импульсного передатчика является магнетрон ный (см. гл. 10). Его структурная схема (рис. 15.23, а) содержит толь ко три узла — магнетронный генератор радиочастоты ГРЧ, импульс

ный модулятор ИМ и источник питания (выпрямитель) В.

Импульсные передатчики с высокой стабильностью частоты строятся по многоступенчатой схеме. В выходных ступенях таких передатчиков могут использоваться пролетные многорезонаторные клистроны, лампы бегущей волны, платинотроны и др., в промежуточных — ЛЕВ, металлокерамические лампы, транзисторы, варакторные умножители, преобразователи частоты и др.

В многоступенчатых передатчиках модулирующее напряжение подается на ускоряющий электрод электронного прибора: анод лампы, коллектор клистрона и т. д. В некоторых случаях,

например при использовании

ламп, в паузах между импульсами во входной цепи ступени рассеивается недопустимо большая мощность. Поэтому практикуется дополнительная импульсная модуляция нескольких ступеней, непосредственно предшествующих выходной. Для дополнительной импульсной модуляции может использоваться метод сеточной модуляции (рис. 15.23, б).

Если передатчик располагается в непосредственной близости от приемника, как это бывает в РЛС, приходится в паузах между импульсами запирать все ступени, работающие на выходной частоте передатчика или на частоте, в целое число раз более низкой, чтобы не было помех для приема (рис. 15.23, в). Автогенератор с частотной модуляцией (АГ с ЧМ) служит для осуществления внутриимпульснои частотной модуляции.

Глава 16

КВАНТОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Виды квантовых приборов и области их применения '

Квантовые приборы основаны на взаимодействии электромагнитного поля с веществом. В отличие от электронных приборов, где в рабочем процессе участвуют свободные или почти свободные электроны, в квантовых приборах используются связанные микрочастицы: атомы, молекулы, ионы.

Существующие приборы обеспечивают возможность усиления и генерирования колебаний от СВЧ до ультрафиолетового диапазона волн. По рабочему диапазону частот они подразделяются на мазеры и лазеры. К первым относят приборы диапазона СВЧ: квантовые парамагнитные усилители и квантовые стандарты частоты, ко вторым — генераторы и усилители оптического диапазона: лазеры. Наиболее распространены лазеры-генераторы. В зависимости от агрегатного состояния рабочего вещества различают твердотельные, в частности полупроводниковые, газовые и жидкостные лазеры. Твердотельные лазеры, построенные на основе диэлектриков, обладают самой высокой выходной импульсной мощностью, которая часто ограничивается эффектами, связанными с нагреванием рабочего вещества. Полупроводниковые лазеры имеют намного меньшую выходную мощность по сравнению с диэлектрическими лазерами, направленность их излучения невелика. Некоторые полупроводниковые лазеры необходимо охлаждать до температуры жидкого азота, а некоторые работают при комнатной температуре с малой выходной мощностью. Преимуществами полупроводниковых лазеров являются относительно высокий к. п. д., простота получения модулированных колебаний, малые габариты. Большинство выпускаемых промышленностью газовых лазеров имеют малую выходную мощность и работают в непрерывном режиме. Для газовых лазеров характерны малая ширина спектра генерируемых колебаний и высокая направленность излучения. Жидкостные лазеры являются перспективными приборами для генерирования колебаний большой мощности. В единице объема жидкости содержится больше активных частиц веществ, чем в газе. В процессе работы жидкость ^ ожчо пропускать через теплообменник и охлаждать.

Пэсле появления первого лазера в 1960 г. были начаты разработки систем с их использованием. Достоинствами лазеров, определяющими области применения, являются высокая частота, большая мощность и направленность излучения. На высокой несущей частоте (1013— 10й Гц) можно разместить огромное число каналов связи и передать

значительный объем информации в единицу времени. С помощью лазеров удалось методом голографии произвести запись и качественное воспроизведение объемных изображений, осуществив оптическую обработку сигналов, измерить очень малые деформации предметов. Достигнутый высокий уровень мощности позволил использовать лазеры в технологических процессах, осуществить сварку и испарение частиц материалов. Высокая направленность излучения (можно сформировать луч с расходимостью менее десятка угловых секунд) позволила с помощью лазерных локационных устройств точно определять координаты объектов и производить скрытую передачу информации с малыми затратами энергии. Одним из важных направлений применения лазеров являются оптические линии связи. На пути их создания и развития возникает немало трудностей, например могут отсутствовать элементы, удовлетворяющие требованиям системы (модуляторы, детекторы и т. п.). Более существенными являются ограничения, связанные с затуханием лазерного луча в атмосфере. Дождь, туман, снегопад, загрязнения атмосферы вызывают заметное ухудшение прохождения лазерного луча. Наибольшая дальность связи может быть получена в космическом пространстве. Наземные атмосферные оптические линии связи могут найти лишь ограниченное применение и обеспечить связь, при подходящих условиях, на небольшие расстояния (до 10—20 км). Связь может происходить через искусственную среду- световод. Применение световодов уменьшает влияние метеорологических условий и дневного света на качество связи. Имеется несколько возможностей распространения лазерного излучения вдоль криволинейной земной поверхности: с помощью труб со стеклянными или диэлектрическими линзами, а также стекловолокна. Наибольший интерес представляет возможность передачи оптических сигналов по стекловолокну. Разработаны волокна с затуханием в несколько децибел на километр. По мере совершенствования технологии производства стекловолокна его стоимость может оказаться меньше стоимости волноводной линии или даже кабеля дальней связи.

В оптических локационных системах и дальномерах чаще всего используют импульсные твердотельные лазеры: лазеры на рубине и полупроводниковые лазеры с р-п-переходом или гетеропереходом. В атмосферных линиях связи применяют газовые лазеры: гелий-неоновый лазер и лазер на углекислом газе. Для волоконных оптических линий связи используют полупроводниковые лазеры и светодиоды.

Область применения мазеров значительно меньше. Квантовые парамагнитные усилители обладают рекордно низким уровнем собственных шумов; их использую! во входных каскадах некоторых радиоприемных устройств СВЧ. На основе мазеров построены источники высокостабильных колебаний, квантовые стандарты частоты. Квантовые приборы наилучшим образом удовлетворяют основному требованию, предъявляемому к стандартам частоты, — требованию высо-

кой абсолютной воспроизводимости частоты. Рабочая частота квантового прибора зависит о г расстояния между энергетическими уроз-' ними вещества и определена самой его природой. Существуют пассивные и активные стандарты. В пассивных стандартах частота подстраивается по спектральной линии поглощения вещества, в активных сравнивается с частотой квантового генератора СВЧ и подстраивается по ней. Наиболее распространенными являются пассивные стандарты с оптической накачкой, использующие рубидий или цезий, и стандарты с цезиевой атомно-лучевой трубкой. В активных стандартах частоты применяют квантовые генераторы на пучке молекул водорода и аммиака,

Усиление поля в квантовых приборах

Пусть имеется вещество, т. е. система связанных микрочастиц. Энергия связанных частиц не может принимать любые значения, так как она квантована. Разрешенные значения энергии называются энергетическими уровнями или состояниями. Обозначим через WT и ИД энергии двух соседних уровней, которые в дальнейшем будем считать рабочими. Пусть W2 > Wv Через вещество в направлении г распространяется плоская бегущая волна внешнего электромагнитного поля с частотой, равной частоте квантового перехода /Д = (Wa — W^/h, где h, = 6,625 • 10~34 Дж • с — постоянная Планка. Между уровнями с энергиями WY и ИД возможны переходы частиц. Если частица переходит из второю состояния в первое, то энергия выделяется веществом, а при переходе из первого во второе состояние энергия поглощается. Выделение и поглощение энергии может происходить в различных фермах, например в виде излучения. Соответствующие этому случаю переходы называют излучательными. Излучательные переходы подразделяют на спонтанные (самопроизвольные) и вынужденные (вынужденные внешним полем).

Спонтанные переходы обусловлены стремлением системы микрочастиц занять состояние с меньшей энергией. Они сопровождаются выделением энергии и излучением фотонов. Элементарный процесс спонтанного излучения можно записать так:

Микрочастица р переходит из состояния с энергией W4 в состояние с энергией ^ с излучением кванта энергии /i/Д. Спонтанное излучение представляет собой шум. Его фотоны непохожи на фотоны внешнего поля, они испускаются в случайные моменты времени, в произвольном направлении, с произвольной поляризацией.

б ДД) -у ДД -> р ^.б ДД) -у ДД -> р ^.Вынужденные переходы вызываются внешним полем, частота которого Д равна или близка частоте излучательного квантового перехода /Д. В рассматриваемом случае эти частоты равны. Если микрочастица вещества, взаимодействующая с фотоном внешнего поля, обладает энергией W^ может произойти вынужденное поглощение фотока:

б ДД) -у ДД -> р ^.

б ДД) -у ДД -> р ^.

Микрочастица р перешла с первого уровня на второй под действием поля. Если же к моменту взаимодействия частица обладала энергией W2, возможно вынужденное излучение фотона:

И ^2) + ^п^р(1У1) + /1/п + <.

Микрочастица р перешла со второго уровня на первый под действием внешнего поля. Процесс вынужденного излучения дополнительного фотона синхронизируется. Оба фотона имеют общие фазу, направление и поляризацию излучения.

В результате вынужденных переходов снизу вверх число фотонов уменьшается, происходит поглощение энергии поля. При вынужденных переходах сверху вниз к внешнему полю добавляются новые фотоны, подобные фотонам поля. Усиление в квантовых приборах получается вследствие вынужденного излучения. Изменение мощности электромагнитной волны зависит от числа переходов в единицу времени, сопровождающихся поглощением и излучением. Число вынужденных переходов в единицу времени тем больше, чем больше частиц находится в единице объема вещества в состоянии, из которого происходит вынужденный переход, т. е. чем больше населенность этого состояния. Число вынужденных переходов, связанных с поглощением, пропорционально населенности Nt состояния с энергией Wv а число вынужденных переходов, связанных с излучением, пропорционально населенности У3 состояния с энергией 1У3. Кроме того, число вынужденных переходов зависит от объемной плотности фотонов внешнего поля. Рост числа фотонов в единице объема вещества увеличивает вероятность встречи и взаимодействия любого фотона поля с данной микрочастицей. Поскольку микрочастицы могут быть как па первом, так и на втором уровне, последний фактор влияет и на поглощение, и на усиление коля.

При распространении внутри вещества поле вызывает вынужденные переходы в двух направлениях между уровнями / и 2, сопровождающиеся как поглощением, так и выделением энергии. Поэтому одновременно происходит и поглощение, и усиление поля. Вещество по отношению к полю ведет себя как аттенюатор, когда в единицу времени поглощение энергии поля больше усиления энергии поля (Д\ >М2). Если же в единицу времени число элементарных процессов вынужденного излучения превысит число элементарных процессов вынужденного поглощения, то вещество начнет усиливать поле. Усиление получится, если населенность верхнего уровня больше населенности нижнего уровня: N2 >М1. Следовательно, возможность усиления или поглощения поля определяется знаком разности населенности.

В веществе, находящемся в состоянии термодинамического равновесия, населенности уровней убывают с ростом энергии В нашем случае это соответствует неравенству N\ >^5, при котором преобладает поглощение поля При этом интенсивность поля, проходящего через

вещество в направлении г, убывает неравномерно. В начале взаимодействия, корда число фотонов поля в единице объема вещества относительно велико, происходит заметное уменьшение мощности поля. Далее по мере снижения объемной плотности фотонов изменение мощности на каждом последующем участке длины становится все меньше и меньше. В результате мощность внешнего поля убывает в направлении z по экспоненте в соответствии с законом Бугера:

P(z)=PMe-

где Р (z) и Рвх—мощность электромагнитной волны в сечении г и на входе; и — показатель поглощения.

Для получения усиления необходимо, чтобы населенность уровня с большей энергией превышала населенность уровня с меньшей энергией: Ne >NP Такое неравенство противоречит распределению населенности, характерному для рассмотренного случая термодинамического равновесия. Поэтому усиление возможно при инверсии населенностей. Достигнуть состояния с инверсией населенностей можно только затратив энергию. При этом показатель поглощения становится отрицательным, т. е. вещество усиливает поле:

Р (г) = Рвх е- <-и>* = Рвх еиг.

Следовательно, в квантовых приборах на усиление поля тратится энергия внешнего источника. Источник энергии, создавая инверсию населенностей, совершает работу, передает энергию веществу и далее электромагнитному полю.

Лазер-генератор

На рис. 16.1 изображена функциональная схема лазера-генератора. Основным элементом лазера является рабочее вещество / — среда энерюобмена. Под действием устройства накачки 4, в котором имеется

zВыход излученияzВыход излученияРис. 16.1Рис. 16.1источник энергии, в веществе создается инверсия населенностей, запасается энергия. Эта энергия может быть передана ВЧ-полю в процессе его усиления. Вещество помещается внутри оптического резонатора,образованного системой двух зеркал 2 и 3. Зеркала создают цепь положительной обратной связи.

z

Выход излучения

z

Выход излучения

Рис. 16.1

Рис. 16.1

Генерируемая световая волна, периодически отражаясь от зеркал,

много раз проходит через вещество и усиливается. Световая волна, выходящая из какой-то точки вещества, может вернуться в эту же

точку в той же фазе и поддержать процесс колебаний. Вывод излучепи в нагрузку (нагрузкой является окружающее пространство) осущес - вляют через одно или два зеркала, которые делают полупрозрачным’

Как и в других генераторах, в лазерах возникновение автоколеб:. ний начинается с шума, в данном случае со спонтанного излучения рабочего вещества. Наибольшее усиление получат составляющие спонтанного излучения, удовлетворяющие условиям самовозбуждения. Условия самовозбуждения выполняются на собственных частотах тех видов колебаний оптического резонатора, для которых за сче: усиления поля в веществе оказываются скомпенсированы все потер i энергии. Потери энергии колебаний связаны с поглощением в зерка лах, излучением в нагрузку и высвечиванием ее в окружающее про странство при распространении между зеркалами (дифракционные потери).

Особенность применяемых в оптическом диапазоне резонаторов состоит в том, что их геометрические размеры намного больше длины волны, а следовательно, число возбуждаемых в них видов колебании или мод огромно. Для уменьшения числа возможных видов используют открытые резонаторы без боковых стенок. Волны, движущиеся строго вдоль оси резонатора (продольные моды), многократно распространяются в пространстве между зеркалами. Волны, движущиеся под некоторым углом к оси г (угловые или поперечные моды), покинут оптический резонатор после нескольких отражений. Таким образом, в открытом резонаторе могут существовать лишь продольные моды и те поперечные, распространение которых происходит под малым углом к оси резонатора. Поперечные моды обладают большими дифракционными потерями, и выполнение для них условий самовозбуждения менее вероятно. Поэтому излучение, возбуждаемое в лазере, направлено по оси резонатора.

После возбуждения колебаний в лазере излучение на частоте (частотах) автоколебаний быстро возрастает. При этом увеличиваются объемная плотность фотонов внутри резонатора, вероятность и числе вынужденных переходов. Рост относительного числа вынужденных переходов сказывается на параметрах излучения: оно становится менее случайным и более направленным, его спектр частот сузится. При большом числе квантовых переходов, происходящих в единицу времени, начинают изменяться населенности уровней, разность населенностей верхнего и нижнего уровней уменьшается, происходит ограничение роста поля внутри резонатора и мощности, отдаваемой веществом полю. Предел роста устанавливается конечным числом частиц, взаимодействующих с полем (ограниченной «энергоемкостью» среды энергообмена), или, что более характерно для лазеров, конечной мощностью источника накачки.

Основными параметрами лазера являются длина волны излучения, выходная мощность, к. п. д., энергия, излучаемая за время импульса

(для импульсных лазеров). Расходимость лазерного пучка определяется плоским или телесным углом при вершине конуса, внутри которого распространяется заданная часть мощности или энергии излучения.

Виды лазеров

Нз рис. 16.2 показано устройство рубинового лазера. Возбуждение и усиление световых колебаний происходит в кристалле рубина (КР). Основу кристаллической решетки рубина составляет корунд А12О3. Небольшая часть ионов алюминия замещена в нем ионами хрома, которые и являются средой энергообмена. Оптический резонатор образован двумя плоскими зеркальными поверхностями на концах руби-

Рис. 16.2Рис. 16.2

Рис. 16.2

Рис. 16.2

нового стержня. Для этого кристалл тщательно обрабатывается и на концы стержня наносится серебряное покрытие. Плотность покрытия с разных сторон различна. Обычно плотность покрытия меньше со стороны выхода излучения. Инверсия населенностей создается с помощью ксеноновой лампы накачки (ЛН), находящейся в непосредственной близости к кристаллу рубина внутри эллиптического отражателя О. Для улучшения использования энергии накачки лампа и кристалл рубина помещены в фокусы эллиптического зеркального цилиндра.

На рис. 16.3 представлена схема питания ЛН импульсного лазера на рубине. Конденсатор С с помощью выпрями геля заряжается до напряжения в несколько киловольт При замыкании ключа К зажигается ЛН и происходит быстрый разряд конденсатора. Как только в кристалле рубина создается достаточная для возбуждения колебаний инверсия населенностей, появится лазерное излучение. Генерирование колебаний продолжается до тех пор, пока разность населенностей рабочих уровней не уменьшится до некоторой критической величины. Длительность импульса лазерного излучения составляет 10 мс. С ростом энергии импульса накачки возрастает генерируемая лазером энергия. Максимально достигнутая энергия составляет 10 Дж при к. п. д. порядка 1%. Рубиновый лазер генерирует колебания в красной видимой области спектра с длиной волны 0,69 мкм. Расходимость излучения может находиться в пределах 25—30 у гл. мин

Наиболее распространенным полупроводниковым лазером является лазер па р-ц-переходе из арсенида галлия (рис. 16.4). Если к элек-

трэдам / прилэжпть разность потенциалов, соо.зегсгвующую пэлм)- му включению, и обеспечить достаточно большой ток, то можно получить инверсию населенностей в слое р-п-перехода. В этом слое происходит возбуждение и усиление света. Оптический резонатор образован двумя параллельными гранями (на рис. 16.4 расположены спереди и сзади), поверхность которых шлифуют. Отражений от границы раздела двух сред (полупроводникового материала и воздуха) достаточно для возбуждения колебаний. Боковые грани структуры не параллельны, их оставляют шероховатыми. В результате лазер создает из

лучение в направлении, перпендикулярном параллельным граням.

Полупроводниковый лазер из арсенида галлия создает излучение в ближней инфракрасной области с длиной волны 0,84 мкм. Возбуждение лазера происходит при некотором пороговом токе, увеличивающемся с ростом рабочей температуры. Поэтому часто применяют охлаждение лазеров до температуры жидкого азота (78 К). Если ток оказывается меньше порогового, то лазер становится источником спонтанного излучения и работает в режиме светодиода. Расходимость излучения и ширина

спектра возрастают^ Рост тока после достижения порогового значения сопровождается увеличением выходной мощности, что позво

ляет сравнительно просто осуществить амплитудную модуляцию. Средняя выходная мощность уменьшается с ростом температуры. Максимальное значение импульсной мощности, полученной от лазера на арсениде галлия, составляет 100 Вт. При температуре жидкого азота получена длительность импульса порядка нескольких микросекунд, а при комнатной температуре — десятка наносекунд. К- п. д. полупроводникового лазера может быть 40—50%, достигая в отдельных случаях 70%. Преимуществом лазера являются малые габариты (0,1 X 0,1 X 0,1 мм).

Направленность излучения лазера на р-п-переходе невысокая. Одной из причин этого являются малые размеры оптического резонатора. Диаграмма направленности излучения в вертикальной и горизонтальных плоскостях различна. Расходимость излучения в горизонтальной плоскости (в плоскости перехода) меньше, чем в вертикальной. Плоский угол расходимости составляет в первом случае 1°, во втором — 5—6°.

Самым распространенным из газовых лазеров является гелий-неоновый лазер (рис. 16.5). В лазере имеются трубка Т со смесью газов гелия и неона (в соотношении до 10 : 1) и окнами О, система внешних зеркал 3. Анод А, катод К и накал Н — электроды трубки.

Усиление света происходит за счет вынужденного излучения атомов неона. Гелий является вспомогательным газом, своеобразным аккумулятором энергии. Инверсия населенностей в неоне создается в процессе электрического разряда в смеси газов. Под действием

гысокого напряжения, приложенного между анодом и катодом труб- 1 и, возникает газовый разряд. Электроны, движущиеся с большими скоростями, тратят свою кинетическую энергию па возбуждение атомов неона и гелия. Неон быстро теряет полученную энергию в результате спонтанных переходов, населенность его верхних уровней уменьшается. Происходит свечение неона (как в неоновой рекламе). Для создания инверсии населенностей требуется, чтобы процесс возбуждения неона проходил интенсивно. В гелии запрещены излучательные переходы, число возбужденных атомов оказывается довольно велико. В результате частых неупругих соударений между атомами гелия и неона атомам неона передается дополнительная энергия, что приводит к появлению инверсии населенностей.

Рис. 16.5

У трубки имеется отросток с подогревным катодом, который сни-' жает напряжение поджига трубки за счет увеличения начальной концентрации свободных электронов. Окна разрядной трубки расположены под углом Брюстера к оси резонатора. Если падающий на окно под углом Брюстера свет- поляризован в плоскости, перпендикулярной плоскости падения, то происходит полное отражение. Излучение, поляризованное в плоскости падения, проходит окна в направлении оси резонатора без потерь на отражение. В газовом лазере, где усиление активной среды мало (в единице объема газа число рабочих частиц меньше, чем в твердом теле), в результате потерь энергии на отражение от окон условия самовозбуждения могут не выполняться. Установка окон под углом Брюстера уменьшает потери в окнах для одного вида линейной поляризации. Поэтому в лазере с окнами, установленными под таким углом, генерируются колебания с линейной поляризацией.

Оптический резонатор состоит из двух диэлектрических многослойных зеркал, обладающих большим коэффициентом отражения (0,98) на рабочей длине волны. Для удобства настройки резонатора регули- руемое зеркало делают сферическим.

На рис. 16.6 показана схема питания газовой трубки. Порядок включения лазера следующий. Сначала включают цепь накала Н, затем тумблером К с выхода выпрямителя подают высокое напряжение на анод, после чего кратковременным нажатием кнопки «Поджиг» до-

биваются возникновения газового разряда. В момент отпускания кнопки Кн на вторичной обмотке трансформатора появляется импульс напряжения, увеличивающий анодное напряжение трубки. Параметры высоковольтного источника выбраны так, чтобы обеспечить поддержание разряда.

Гелий-неоновый лазер чаще всего создает излучение в красной области видимого спектра с А, = 0,63 мкм. Возможно получение колебаний в инфракрасном диапазоне с А = = 3,39; 1,15 мкм. Выходная мощность в не

прерывном режиме работы с А = 0,63 мкм. составляет десятки или сотни милливатт. Выходная мощность увеличивается с ростом тока разряда. К. п. д. лазера составляет менее 0,1 %. Плоский угол рас

ходимости излучения составляет единицы угловых минут.

Модуляция лазерного излучения

Излучение лазера можно модулировать по амплитуде, фазе, частоте и поляризации. Наибольшее распространение получила амплитудная модуляция. При этом модулирующий процесс может быть как дискретным, так и непрерывным. Возможна, в частности, импульсно-кодовая модуляция, амплитудная модуляция поднесущими частотами, которые, в свою очередь, модулированы по частоте. Однако во всех случаях требуется изменение амплитуды лазерного излучения. Управление амплитудой осуществляется несколькими способами.

Проще всего осуществить амплитудную модуляцию по питающей цепи лазера, воздействуя на устройство накачки. Линейность модуляционной характеристики получается невысокой, так как зависимость выходной мощности лазера от питающего напряжения или тока, как правило, нелинейна. Быстродействие может ограничиваться высокодобротной колебательной системой лазера (добротность оптического резонатора составляет 107) и свойствами рабочего вещества. В гелийнеоновом лазере, например, высокое внутреннее сопротивление разрядного промежутка трубки и инерционность элементарных процессов в разряде не позволяют получить широкой полосы частот модуляции. Лучше всех в широком диапазоне частот модулируется по питающей цепи полупроводниковый лазер с р-п-переходом, обладающий очень малым внутренним сопротивлением и имеющий резонатор с низкой добротностью.

Очень часто для амплитудной модуляции применяют устройства с электрооптическими кристаллами, основанные на эффекте Поккельса. Эффект Поккельса состоит в получении искусственной анизотропии в кристаллах под действием продольного электрического поля. На-

пример, при X = 0,1254-1,3 мкм используют кристаллы дигидрофосфата калия (КДР) и дигидрофосфата аммония (АДР).

Схема оптического модулятора, использующего эффект Поккельса, представлена на рис. 16.7. Между двумя поляризаторами П помещен рабочий кристалл К. В отсутствие приложенного электрического поля выходной поляризатор ставится в положение, соответствующее минимальному прохождению линейно-поляризованного света. Если в кристалле создать вращение плоскости поляризации излучения, то мощность света после выходного поляризатора изменяется. При этом выходной поляризатор выполняет функции анализатора: преобразует положение плоскости поляризации излучения в изменение амплитуды.

Рис. 16.7Рис. 16.7

Рис. 16.7

Рис. 16.7

Линейно-поляризованную волну можно представить в виде суммы двух волн с круговой поляризацией и противоположным направлением вращения. Вращение плоскости поляризации можно получить, изменяя условия распространения каждой из составляющих волн. Если для двух волн с круговой поляризацией и противоположным направлением вращения длины путей вследствие анизотропии окажутся неодинаковыми, то на выходе кристалла получится линейно-поля- ризоьанное излучение с поляризацией, отличающейся от входной. Изменяя напряжение на кристалле (между точками / и 2), можно влиять на анизотропию кристалла, регулировать положение плоскости поляризации и амплитуду светового излучения. Модуляционная характеристика оптического модулятора показана на рис. 16.8. Отношение Рцых/Е’ех увеличивается с ростом напряжения вплоть до напряжения полного просветления Еи.

Время установления искусственной анизотропии в электрооптических кристаллах очень мало, что позволяет осуществить модуляцию даже на сверхвысоких частотах. Однако но мере увеличения частоты возрастают диэлектрические потери и необходимая для получения прежней глубины модуляции мощность. На высоких частотах, особенно при больших амплитудах модулирующего напряжения, параметры модулятора могут изменяться вследствие нагревания кристалла. Большинство используемых модуляторов работают до частот порядка 100 МГц. Напряжение полного просветления Еп составляет от сотен вольт до единиц киловольт.

Модуляторы на электрооптических кристаллах дают возможность осуществить модуляцию сформированного лазерного луча либо позволяют влиять на процесс генерирования колебаний лазером. В пер-

вом случае происходит внешняя, во втором — внутренняя модуляция. При внутренней модуляции кристалл располагается внутри резонатора лазера. В результате многократного прохождения света через электрооптический кристалл для достижения заданного коэффициента модуляции требуется значительно меньшая амплитуда модулирующего напряжения. Ограничение диапазона частот модуляции в этом случае связано с большой постоянной времени высокодобротного резонатора лазера.

Модуляцию излучения иногда используют для получения импульсного режима лазера. Различают импульсные режимы свободной генерации и модуляции добротности резонатора. В первом случае добротность оптического резонатора не меняется в течение длительности импульса лазерного излучения (см. § 16.4). Во втором случае добротностью оптического резонатора управляют с помощью лазерных затворов Лазерный затвор имеет два устойчивых состояния, соответствующие большой и малой добротности. В состоянии с малой добротностью, когда не выполняются условия самовозбуждения, в активной среде (рабочем веществе), лазера создается инверсия населенностей, запасается энергия. Чем больше времени продолжается этот процесс, тем больше энергии от источника накачки конечной мощности поступает в активный элемент. При быстром увеличении добротности возникает кратковременная генерация излучения большой мощности. В рубиновом лазере, например, длительность импульса уменьшается по сравнению с длительностью в режиме свободной генерации (см. § 16.4) с миллисекунд до десятков наносекунд, а импульсная мощность возрастает на пять порядков. Модуляцию добротности часто осуществляют оптико-механическими затворами, в которых происходит механическое перемещение элементов оптического резонатора, например одно из зеркал резонатора заменяют вращающейся призмой. Возбуждение лазера происходит во время движения призмы в пределах малого угла поворота. Во время остального движения призмы осуществляется на-, копление энергии в активном элементе.

Квантовые стандарты частоты

Стандарт частоты хранит и воспроизводит колебание определенной частоты с максимально достижимой точностью. Наряду с долговременной и кратковременной стабильностью стандарт должен обладать исключительно высокой воспроизводимостью значения частоты. Большинство генераторов стабильных колебаний используют кварцевые резонаторы (см. § 7.2). Резонансная частота кварца зависит от размеров кристалла, которые не могут быть выдержаны совершенно одинаковыми в процессе производства. Частоты излучательных квантовых переходов определены природой вещества, они повторяются во всех квантовых приборах, построенных на основе одного вещества. Кроме того, квантовые генераторы СВЧ на пучках молекул обладают высокой долговременной и кратковременной стабильностью частоты. Таким образом, квантовые приборы наилучшим образом удовлетворяют требованиям, предъявляемым к стандартам частоты.

Квантовые стандарты используют эффекты усиления или поглощения поля, получающихся в результате вынужденных переходов между энергетическими уровнями вещества. Эффекты усиления поля применяют в активных стандартах. В веществе, помещенном в СВЧ-резонатор, настроенный на частоту рабочего квантового перехода, создается инверсия населенностей. При компенсации потерь энергии возникают стабильные колебания СВЧ. Выходная мощность кванто-

^-быхой^-быхойЦепь АПЧЦепь АПЧвых генераторов на пучках молекул аммиака и водорода очень мала (10~10 Вт). Высокая частота и низкая выходная мощность молекулярных генераторов затрудняют непосредственное использование их колебаний. В схемах активных квантовых стандартов обычно применяют кварцевые генераторы, частота которых сравнивается с частотой молекулярного генератора.

^-быхой

^-быхой

Цепь АПЧ

Цепь АПЧ

Одна их схем активных стандартов приведена на рис. 16.9. Частота кварцевого генератора умножается в целое число раз до значения, близкого частоте квантового генератора. Отклонение частот на выходе умножителя и молекулярного генератора вызывает изменение разностей частоты на смесиiеле и

Рис. 16.10появление сигнала ошибки в

цепи автоподстройки (АПЧ), управляющей частотой кварцевого генератора. Кварцевый генератор подстраивают по молекулярному генератору. Активный стандарт с генератором на молекулах водорода (номинальная частота 1420 405 751 Гц) обладает воспроизводимостью ± 5 • 10~18 и относительной стабильностью за сутки 2 • 10~14.

Пассивные стандарты основаны на вынужденном поглощении. Вещество помещается в СВЧ-резонатор, настроенный на частоту соответствующего квантового перехода. В отличие от активных стандартов здесь уже не создают инверсии населенностей. Если через резонатор с веществом пропускать колебания СВЧ, то величина выходной мощности будет зависеть от частоты этих колебаний. График зависимости показателя поглощения вещества х от частоты f напоминает резонансную кривую, максимум которой находится на частоте квантового перехода. Ширина этой кривой на уровне половины максимального поглощения намного меньше полосы пропускания СВЧ-резона-

тора. В данном случае вещество выполняет функции колебательного контура в схеме частотного детектора.

Функциональная схема пассивного стандарта показана на рис. 16.10. Частота кварцевого генератора преобразуется до значения, близкого частоте перехода. Обычно трудно подобрать кварцевый генератор, частота которого доводилась до частоты квантового перехода только с помощью простого умножителя. Поэтому частоты на входе и выходе схемы преобразования, как правило, отличаются не в целое число раз. Отклонение частоты кварцевого генератора сопровождается изменением преобразованной частоты, что вызывает изменения поглощения в веществе и мощности на входе детектора СВЧ Сигнал ошибки, полученный с детектора, с помощью цепи АПЧ воздействует на частоту кварцевого генератора. Происходит подстройка кварцевого генератора по частоте квантового перехода.

В реальных схемах пассивных стандартов для увеличения чувствительности к изменению частоты применяют различные виды детекторов. В цезиевой атомно-лучевой грубке (рабочее вещество — пары цезия), например, используется детектор, регистрирующий число попадающих на него атомов цезия. Число атомов, достигающих дегектора, и ток детектора тем больше, чем больше поглощение поля СВЧ и чем ближе сравниваемая частота к частоте квантового перехода. В цезиевом атомно-лучевом стандарте получена воспроизводимость ± 3 • 10~12при относительной стабильности в течение суток 2 • 10~13.

В стандартах с оптической накачкой используют фотодетекторы, обычно фотоэлектронные умножители. Через СВЧ-резонатор с парами рубидия (цезия) дополнительно пропускают излучение газосветной лампы. Увеличение поглощения мощности СВЧ сопровождается увеличением затухания излучения рубидиевой (цезиевой) лампы. Наименьший фототок получается при совпадении преобразованной частоты с частотой квантового перехода. В рубидиевом стандарте с оптической накачкой воспроизводимость частоты составляв! 10"°, а оитоситель- ная стабильность за сутки 5 • 10"13.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ j

Бетин Б. М. Радиопередающие устройства. —Мл Высшая школа; 1972,

Окунь Е. Л. Радиопередающие устройства. — Мл Советское радио; 1973.

Дробов С. А.; Бычков С. И. Радиопередающие устройства. — Мл Советское радио, 1969.

Минаев М. И, Радиопередающие устройства сверхвысоких частот. — Минск: Вышейшая школа, 1978.

Федоров Н. Д. Электронные приборы СВЧ и квантовые приборы. — Мл Атомиздат, 1979.

Проектирование радиопередающих устройств/ Под ред. В. В. Шах- гильдяна— Мл Связь, 1976.

Проектирование радиопередающих устройств СВЧ/ Под ред. Г. М. Уткина — Мл Советское радио, 1979.

Проектирование радиопередающих устройств/ Верзунов М. В.; Лапиц- кий Е. Г, Сосновкин Л.Н. и др. — Лл Энергия, 1967.

Набатов О. С ; Вдовиченко Н. С.; Диев В. Н. Системы связи летательных аппаратов. — М : Машиностроение, 1975.

Радиолокационные системы летательных аппаратов/ Под ред. П. С. Давыдова — Мл Транспорт, 1977.

И. Писарев В. А. Радиооборудование морских судов. — Мл Транспорт; 1977.

Судовые радиолокационные станции: атлас/ Под ред. А, М, Байра- шевского. — Мл Транспорт, 1977,

ОГЛАВЛЕНИЕ/

Предисловие 8

Введение 4

Основные понятия 4

Основные характеристики радиопередающих устройств . . .5

Области применения радиопередающих устройств 6

Структурная схема передатчика 7

История изобретения и развития радиопередающих устройств 9

Глава 1. Основы теории ламповых и транзисторных усилителей мощности радиочастоты12

Основные режимы и схемыусилителя12

Генераторные лампы16

Динамические характеристики анодноготока.Коэффициенты

разложения а и у20

Нагрузочная характеристика28

Расчет анодной цепи31

Сеточная цепь32

Расчет цепи управляющей сетки34

Особенности работы и расчета усилителя,выполненногопо

схеме ОС35

9.Особенности работы усилителей налампах сэкранирующей

сеткой36

Устройство, эквивалентная схема и параметры транзистора 39

Схемы, характеристики и режимы работы транзисторных усилителей45

Транзисторный усилитель с резонансной нагрузкой в недонапряжением и критическом режимах49

Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резистивной нагрузкой_.55

Транзисторный усилитель в ключевом режиме с резонансной нагрузкой59

Глава 2. Генераторы с внешним возбуждением61

Схемы питания и возбуждения61

Совместная работа нескольких ламп (транзисторов) в одной ступени 63

Измерительные приборы в ГВВ. Настройка ГВВ . . . . . 72

Глава 3. Колебательные системы выходных ступеней передатчиков 75

Простая схема75

Сложная схема76

Колебательные системы с коммутируемыми фильтрами . . . 79

Фильтрация высших гармонических составляющих . . . . 89

Глава 4. Промежуточные ступени передатчиков82

Назначение и особенности работы промежуточных ступеней 82

Генератор с внешним возбуждением—умножитель частоты 83

Широкополосные ламповые усилители 85

Транзисторные широкополосные усилители89

Глава 5. Сложение мощностей генераторов94

Общие сведения94

Сложение мощностив пространстве94

Сложение мощности в мостовых устройствах96

Глава 6. Генераторы с самовозбуждением102

Структурная схемаавтогенератора102

Режимы самовозбуждения103

Частота колебаний автогенератора108

Транзисторные автогенераторы111

Расчет транзисторных автогенераторов113

Глава 7. Стабилизация частоты передатчиков116

Причины нестабильности частоты передатчика116

Кварцевые резонаторы121

3. Кварцевые автогенераторы125

Кварцевая стабилизация в диапазоне частот128

Глава 8. Устойчивость работы усилителя радиочастоты139

Основные понятия139

Причины возникновения самовозбуждения и паразитных колебаний. Прямое и обратное прохождение энергии в усилителе 139

Способы ослабления влияния проходной емкости в ламповых ГВВ141

Устойчивость работы транзисторныхусилителей143

5.Паразитные колебания144

Глава 9. Усилители и автогенераторы диапазонов ОВЧ и УВЧ .... 147

Особенности работы диапазонных ОВЧ и УВЧ147

Особенности работы ламп на повышенных частотах148

Колебательные системы с распределенными параметрами . . . 150

Генераторы на металлокерамических лампах с коаксиальными резонаторами152

Транзисторные усилителиОВЧ153

Варакторные умножителичастоты153

Глава 10.Усилители и автогенераторы диапазона СВЧ158

1. Приборы'для усиления и генерирования колебаний диапазона СВЧ 158

2.Двухрезонаторные пролетныеклистроны159

3.Многорезонаторные пролетныеклистроны162

4.Применение усилительных клистронов164

5. Механизм и способы усиления поля СВЧ в приборах бегущей волны типа О168

6. Лампы бегущей волны типа О172

7. Генераторная лампа обратной волны типа О178

8 Механизм усиления поля СВЧ в приборах типа М .... 181

9 Многорезонаториые магнетроны185

Лавинно-пролетные диоды. Принцип действия генератора СВЧ на Л11Д193

Диоды Ганна. Принцип действия генератора СВЧ на диоде Ганна196

Глава 11. Передатчики с амплитудноймодуляцией201

Общие сведения201

Модуляция изменением напряжения смещения управляющей сетки207

Усиление модулированныхколебаний211

Анодная модуляция . . . 212

Коллекторная модуляция 216

Глава 12. Передатчики с частотной и фазовой модуляцией2Ь

Основные понятия218

Методы получения частотной модуляции Структурные схемы передатчиков с ЧМ221

Частотная модуляция с помощью варикапа227

Фазовый модулятор229

Глава 13. Передатчики с однополосной модуляцией231

Особенности однополосной модуляции231

Формирование однополосного сигнала методом многократной балансной модуляции с последующей фильтрацией . . . 234

Усиление мощности однополосных колебаний . 237

Особенности работы транзисторов при усилении ОМ-колебаний239

Глава 14. Радиотелеграфирование . 242

Принципы телеграфной манипуляции . . 242

Схемы телеграфной манипуляции250

Глава 15. Передатчики с импульсной модуляцией. . . . 253

Основные характеристики импульсной модуляции . . , ‘ 253

Особенности импульсной работы электронных приборов . . 258

Импульсные модуляторы для передатчиков с малой и большой скважностью260

Импульсные модуляторы с частичным разрядом накопительной емкости262

Импульсные модуляторы с полным разрядом накопителя в виде искусственной длиннойлинии267

Магнитные импульсные модуляторы271

Структурные схемы импульсныхпередатчиков275

Глава 16.Квантовые генераторы276

Виды квантовых приборов и областиих применения . . . 276

Усиление поля в квантовых приборах278

Лазер-генератор280

Виды лазеров282

5.Модуляция лазерного излучения285

. . 290. . 2906Квантовые стандарты частоты287

. . 290

. . 290

Список литературы . , ,

Шумилин Михаил СократовичГоловин Олег ВалентиновичСевальнев Валерий ПетровичШевцов Эрик Александрович

РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Научный редактор В. М. Розов. Редактор издательства Е. М. Романчук^Художественный редактор Т. М. Скворцова. Переплет художника

А. И. Степановой. Технический редактор Н. В. Яшукова(Корректор Г. И. Кострикова

ИВ № 2979

Изд. № ЭР-289. Сдано в набор 2 5.12 80. Подп. в печать 15.06.81» 1^-21526. Формат 60x90Vie. Бум. тип. № 2. Гарнитура литературная»

Печать высокая. Объем 18,5 усл. печ, л. 18.5 усл. кр.-отт. л. 19,12 уч.-изд. л»Тираж 55 000 экз. Зак. № 2 Цена 85 коп<

Издательство «Высшая школа».

Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14

Московская типография № 4 Союзполиграфпромапри Государственном комитете СССРпо делам издательств, полиграфии и книжной торговли,Москва, 129041, Б. Переяславская» 46

** Подробнее см. в § 8 2.

* Диаграмма на рис. 10 50 напоминает рассмотренную ранее пространственно-временную диаграмму для приборов бегущей волны типа О (рис. 10.10).