Книга
← К списку книгЗагрузка разделов…
активнаАктивные записи участвуют в каталоге и синках. Неактивная книга скрыта, но не удалена из базы.
Книга
ПРЕДИСЛОВИЕ
' Успешное решение задачи ускорения социально- эконом1Р1еского развития страны неразрывно связано с резкой интенсификацией производства на основе научно-технического прогресса и структурной перестройки. При решении этой задачи важнейшая роль отводится широкой электронизации всех сфер человеческой деятельности.
Авторы книги стремились вызвать творческий, неформальный интерес к электронике, побудить читателя к ее дальнейшему изучению, к стремлению внести свой вклад в ее дальнейшее развитие.
Книга состоит из семи глав Глава 1 содержит сведения общего характера (по основным процессам, сигналам и устройствам электроники). Глава 2 посвящена элементной базе современной электроники; основное внимание в ней уделено транзисторам и элементам интегральных схем. Главы 3 и 4 представляют необходимые сведения по различным усилительным устройствам. Заметим, что функция усиления сигнала является основной функцией большинства электронных устройств. Глава 5—7 посвящены основным устройствам цифровой (импульсной) техники, даны сведения о микропроцессорах. Необходимо заметить, что вопросы использования микропроцессоров не являются предметом электроники, а относятся к научно-технической области, которую принято называть информатикой.
Авторы выражают глубокую признательность рецензентам: канд. техн, наук, доц. Ю. А. Кузнецову и преподавателю Московского техникума электронных приборов В. Б. Журавлеву за советы и рекомендации по улучшению содержания книги.
Пожелания и замечания по книге можно направлять по адресу: 101430, Москва, ГСП-4, Неглинная ул., 29/14, издательство «Высшая школа».
Авторы
ВВЕДЕНИЕ
，Электроника ——наука, занимающаяся изучением взаимодействия электронов с электромагнитными полями и разработкой методов создания электронных приборов и устройств, используемых для передачи, обработки и хранения информации. В электронике можно выделить области: физическую, прикладную информационную, энергетическую промышленную, микроэлектронику.
Началом истории электроники следует считать изобретение радио нашим соотечественником А. С. Поповым в 1895 г. Один из первых значительных шагов на пути развития электроники сделал американский изобретатель Л. де Форест, предложивший в 1906 г. первый усилительный электронный элемент ——ламповый триод. В 1920 г. О. В. Лосевым был впервые использован полупроводниковый элемент для получения усиления и генерации электрических сигналов. Примерно со времени этого последнего события происходит постепенное нарастание интереса к твердотельной электронике, и хотя практическая радиоэлектроника остается «чисто ламповой», все больше ” выполняется интересных исследований по физике полупроводников и полупроводниковых элементов, среди которых одно из ведущих мест занимают работы А. Ф. Иоффе и его учеников. Из работ этого периода развития электроники следует выделить статью немецкого физика В, Шотки, разработавшего теорию контакта металлполупроводник, которая широко используется в современной микроэлектронике.
В 1948 г. американские физики Дж. Бардин й В. Браттейн обнаружили эффект усиления тока в полупроводниковой структуре с двумя р-«-переходами.
Это событие в электронике привело к созданию В. Шокли биполярного транзистора*——основного и на сегодняшний день активного (усилительного) элемента твердотельной (полупроводниковой) электроники. В дальнейшем полупроводниковая электроника стала развиваться очень быстрыми темпами: ежегодно появлялись новые типы полупроводниковых приборов, улучшалась технология их изготовления, создавались различные устройства информационной и энергетической электроники и т. д. В конце 60-х годов появляются первые изделия микроэлектроники ——интегральные схемы, которые быстро совершенствовались и стали основными изделиями электроники.
Основная область современной электроники — микроэлектроника. Сегодняшний этап ее развития характеризуется быстро растущей степенью интеграции; уже созданы интегральные схемы, содержащие на одном полупроводниковом кристалле более 106 элементов. В перспективе развития микроэлектроники намечается функциональное укрупнение ИМС за счет использования новых физических явлений, позволяющих с помощью простых нерасчленяемых структур осуществить функции, обычно реализуемые с помощью многоэлементной сложной цепи или устройства. Реализация такого принципа соответствует появлению новых изделий микроэлектроники, которые принято называть функциональными. Они и представляют собой новый этап развития электроники —функциональную микроэлектронику.
Глава 1ЭЛЕКТРОННЫЕ ЦЕПИ И СИГНАЛЫ
‘ Носителями информации в электронике чаще всего используются количественные показатели электротехники: напряжение, ток и заряд, В реальных электронных цепях наблюдается их изменение во времени. Кроме того, существуют особые области электроники (микроэлектроники), где электрический сигнал подвергается взаимному преобразованию со световым (оптоэлектроника), акустическим (акустоэлектроника) или магнитным сигналом (магнитоэлектроника). Таким образом существуют различные виды передачи и обработки информационного сигнала в электронике, но чаще всего электронное устройство представляет из себя чисто электрическую цепь. В такой цепи обычно используются как пассивные (резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности), так и активные (усилительные) элементы, к которым в первую очередь следует отнести разнообразные транзисторы.
Пассивные элементы
Резисторы являются простейшими элементами электроники, в которых ток прямо пропорционален напряжению Резистор характеризуется сопротивлением R, которое измеряется в омах (например, Ом, кОм, МОм) Существуют и другие параметры
резисторов допустимая мощность, разброс номиналов, температурный коэффициент Широко используются последовательное и параллельное соединения резисторов
Одним из примеров использования резисторов является делитель напряжения (рис I I), здесь два резистора & и &, включенные последовательно Нетрудно показать, что выходное напряжение t/Bblx определяется через входное напряжение Uat
как 厶产 Ub、&/(&+ &) Например, если К[=9&，то Ubhx = = 0,1 乙，т е произошло деление напряжения в 10 раз.
Делители напряжения на резисторах очень часто используются в разнообразных электронных устройствах. Они позволяют получить заданное постоянное (или переменное) напряжение, если U^ достаточно велико. Если в качестве R2 взять резистор с переменным (регулируемым) сопротивлением, то можно получить устройство с управляемым выходным напряжением. Для этого резистор & можно заменить активным элементом (например, транзистором)
В цепях переменного тока широко используются конденсаторы Ток, протекающий в конденсаторе, пропорционален скорости изменения напряжения на нем Конденсатор характеризуется емкостью С, которая измеряется в фарадах (например, Ф, мкФ, пФ) Напомним, что .сопротивление конденсатора обратно пропорционально частоте переменного сигнала и величине С. При параллельном включении нескольких конденсаторов общая емкость цепи равна сумме их емкостей.
В электронных устройствах распространено как последовательное, так и параллельное соединение резистора и конденсатора. Электрическая цепь, образованная таким соединением, обычно называется RC-цепью^ которая применяется для разделения постоянного и переменного сигналов, в качестве время- или частотно-задающих цепей, для осуществления задержки импульсных сигналов и т, д. Основным параметром ЯС-цепи является постоянная времени x — RC, измеряемая в секундах (с).
В ряде случаев для частотно-избирательных цепей следует вместо резистора использовать катушку индуктивности Напряжение на индуктивности пропорционально скорости изменения в ней тока Индуктивность L измеряется в генри (Гн) Электрическую цепь, образованную за счет включения в нее конденсатора и катушки индуктивности, называют LC-цепью.
При использовании двух (или большего числа) катушек индуктивности реализуется электромагнитный трансформатор. Эти катушки индуктивности (на одном сердечнике) принято называть об мотками трансформатора Отношение амплитуды переменного напряжения, снимаемого со вторичной обмотки трансформатора, к амплитудному значению напряжения, подаваемого на первичную обмотку, называется коэффициента и трансформации Кт. Ток во вторичной обмотке соответственно отличается от тока первичной обмотки, В повышающем напряжение трансформаторе £>1, а в понижающем — Кт < 1. Трансформаторы различных типов могут работать в разном частотном диапазоне и выполнять различные функции Наиболее широко трансформаторы используются во вторичных источниках электропитания
При анализе работ ы некоторых электронных устройств иногда используются понятия источников напряжения и тока Источник напряжения обеспечивает постоянство напряжения на своих выходных клеммах независимо от величин подключенных к ним нагрузок Реальный источник напряжения имеет отличное от нуля, но все же очень малое выходное (внутреннее) сопротивление Источник тока призван поддерживать постоянный ток в нагрузке независимо от ее параметров В реальном источнике тока внутреннее сопротивление, хотя и не бесконечно большое, но вес же весьма велико Практическая реализация таких источников осуществляется с помощью электронных цепей
Виды сигналов
Для того чтобы проще представить основные функции и назначения различных электронных уст ройств, рассмотрим наиболее распространенные виды сигналов. Под сигналом (носителем информации) будем понимать напряжение (или ток), определенным образом изменяющееся во времени.
Наиболее широко распространены синусоидальные сигналы, представляющие собой изменяющееся во времени напряжение U по закону синуса (рис, 1.2),
т. е. U— J7msin2n//, где Um ——амплитудное значение напряжения; /——частота сигнала; / ——время. Отметим, что часто используется обозначение со = 2 冗工 представляющее угловую частоту сигнала.
Синусоидальный сигнал является носителем информации для многих физических процессов и свойств линейных цепей. Линейная цепь состоит из элементов, для которых зависимости тока и напряжения представлены линейной функцией. Если на входе линейной цепи действует синусоидальный сигнал, то на ее выходе тоже синусоидальный сигнал, но его амплитуда и фаза могут быть уже иными. Это справедливо только для синусоидального сигнала. На практике работу электронного устройства часто принято оценивать с помощью амплитудно-частотной характеристики (АЧХ).
Амплитудой синусоидального сигнала Um называется его максимальное значение. Эффективное значение сигнала <7эф определяется как
0坤=0用/ = 0,707a“. .(1.1)
Через изф производится определение мощности сигнала.
Сравнение амплитуд синусоидальных сигналов, а также изменение амплитуды сигнала при прохождении через электронное устройство часто принято
представлять в логарифмических единицах—— децибелах (дБ), о которых подробнее будет сказано в гл. 3.
Помимо синусоидального в электронике используются и другие виды сигналов. Среди них выделим линейно меняющийся, т. е. сигнал, для которого напряжение (ток) возрастает или убыва
ет с постоянной скоростью. Наиболее распрост
раненный сигнал этого вида представляется пилообразным напряжением (рис. 1.3). Если у сигнала нарастание и убывание напряжения происходят одинаково, то такой сигнал принято называть тре
угольным.
Широко используются сигналы в виде прямоугольных импульсов. Импульсные сигналы могут быть представлены одиночными импульсами и их
сериями, а также переменным прямоугольным напряжением (меандром), показанным на рйс. 1.4. Для такого прямоугольного сигнала эффективное значение равно его амплитуде. Форма же реального прямоугольного сигнала всегда отличается от идеального прямоугольника. Обычно нарастание (и спад) напряжения происходит не мгновенно, а за определенный промежуток времени (фронта импульса), который определяется различными инерционными процессами в электронных цепях и устройствах.
Помимо импульсного прямоугольного сигнала, имеющего определенную длительность, существуют сигналы в виде скачков и пиков. В первом случае используется лишь часть импульсного сигнала (один перепад напряжения), а во втором — импульс малой длительности с относительно пологими фронтами.
Прямоугольные импульсы и перепады напряжения широко используются в цифровой электронике. В цифровом электронном устройстве информация обрабатывается и передается в виде определенных (высокого и низкого) логических уровней, которые определяются заранее известными величинами напряжений.
Отметим, что при этом точные значения этих напряжений не играют существенной роли, а решающим фактором является степень их различимости. В связи с этим для каждого типа цифрового электронного устройства определены допустимые значения высокого и низкого уровней напряжения.
Наряду с цифровой электроникой широкое применение находит аналоговая электроника, которая обрабатывает аналоговые сигналы, т. е. выполняет аналоговые функции. К аналоговым функциям относятся: усиление (основная функция), фильтрация, генерация, преобразование формы и частоты, модуляция, вы- •прямление и др.
В качестве источников различных сигналов используются электронные устройства, которые называются генераторами и делятся на три основных типа: генераторы синусоидальных сигналов, импульсов и функциональные (сигналов специальной формы). Заметим, что в цифровых генераторах информация (частота или амплитуда) считывается в цифровом виде.
В заключение отметим, что в электронных цепях и устройствах различных типов всегда присутствуют шумы, которые могут быть обусловлены как случайными флуктуациями процессов в элементах (паразитные шумы), так и информационными шумовыми сигналами.
Пассивные фильтры
В электронике часто оказывается необходимым выделить сигнал заданной частоты из всей совокупности информационных и паразитных сигналов, поступающих на вход устройства. Для этой цели служат различные частотно-избирательные схемы, которые принято называть фильтрами. Основой любого фильтра является КС- или LC-цепь, которая представляет собой пассивную часть всего электронного устройства, т. е. является пассивным фильтром. Именно пассивный фильтр выделяет сигналы заданных частот из всего их спектра, а остальная часть электронного устройства производит аналоговую операцию по усилению или генерации этого сигнала. Рассмотрим пассивные /?С-фильтры низких или звуковых частот и предназначенные для работы на более высоких частотах £С-фильтры.
Принято выделять четыре оснойные разновидности фильтров: нижних частот, который пропускает только сигналы с частотой ниже некоторого заданного значения (сигналы более высоких частот подавляет); верхних частот, который пропускает только сигналы с частотой выше заданного значения; полосозаграждающий, который подавляет только сигналы определенного диапазона частот (сигналы с более низкими и более высокими частотами пропускает); полосопропускающий, который пропускает только сигналы заданного диапазона частот.
Простейший фильтр нижних частот (ФНЧ) представляет собой однозвенную /?С-цепь, состоящую из последовательно включенного резистора и шунтирующего выход (нагрузку) конденсатора (рис. 1 5, а). На рис. 1.5, 6 приведена амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) такого фильтра, представляющая собой зависимость <7ВЫХ от частоты сигнала при постоянной амплитуде (7ВХ. На низких частотах сопротивление конденсатора велико, поэтому сигнал не шунтируется конденсатором и (7ВЬ1Х максимально. С повышением частоты сигнала сопротивление конденсатора уменьшается, что приводит к падению .
Основным' параметром ФНЧ является частота среза (сопряжения) fB = l/2л1?С. При частоте сигнала, равной максимальное значение (7ВЫХ уменьшается в ^/2 раз (или на 3 дБ). При f>fB выходное напряжение уменьшается с возрастанием частоты со скоростью 20 дБ/дек, т. е. при увеличении частоты в 10 раз (на декаду) (7ВЫХ уменьшается в 10 раз. Диапазон частот от 0 до £ называется полосой пропускания ФНЧ.
Для получения более крутого спада 17ВЬ1Х в ФНЧ при / >£ (для получения лучшей избира гельнос ги) можно использовать многозвенный /?С-фильтр. На
Рис 1 6
рис. 1.6,а приведена принципиальная схема трехзвенного ФНЧ. Для многозвенного фильтра повышается затухание (увеличиваются потери) не только на низких, но б на высоких частотах. При этом .скорость спада 17вых здесь выше, чем в однозвенном ФНЧ. Так, при увеличении частоты в 10 раз за полосой пропускания трехзвенного ФНЧ (7ВЫХ уменьшается в 1000 раз (на 60 дБ). Самостоятельное применение такого пассивного фильтра ограничено большими потерями сигнала в нем и дополнительными трудностями выбора 7a. Отметим, что фазовый сдвиг (р° в многозвенных фильтрах возрастает с увеличением числа звеньев. Если в однозвенном /?С-фильтре с повышением частоты(р° -> 90°, то в трехзвенном —(р° -> 270°. •
Значительно лучшими параметрами обладают LC- фильтры, которые могут также содержать и резисторы. На рис. 1.6,6 приведена принципиальная схема однозвенного (Г-образного) LC-фильтра нижних частот. ,
Всем £С-фильтрам присуще активное взаимо- -действие обоих реактивных элементов: индуктивности и емкости. Так, при возрастании частоты сигнала сопротивление емкости уменьшается, а сопротивление индуктивности увеличивается; при уменьшении частоты сигнала — наоборот. В результате на низких частотах резко снижаются потери энергии, а спад АЧХ становится более крутым. В большинстве LC-фнльтров произведение полных сопротивлений емкости и индуктивности при изменении частоты остается постоянным. Для улучшения параметров ФНЧ в Г-образный фильтр следует ввести дополнительную индуктивность, включаемую последовательно с основной на выходе фильтра. Такой фильтр н℃ит название Т-образного ФНЧ. Низкочастотные LC-фнльтрн наиболее широко используются в качестве сглаживающих фильтров во вторичных источниках электропитания.
Рис 1 8Рис 1 8
Рис 1 8
Рис 1 8
Однозвенный /?С-фильтр верхних частот может быть получен путем замены местами конденсатора и резистора в ФНЧ (см. рис. 1.5^). На рис. 1.7 приведены принципиальная схема (а), АХЧ (6) и ФЧХ (б) для такого фильтра верхних частот (ФВЧ). Здесь частота среза 九 так же как и / в ФНЧ, соответствует спаду (7ВЫХ в ^/2 раз и сдвигу фазы на 45°. Многозвенные RC- и LC- фильтры верхних частот характеризуются теми же преимуществами и недостатками, что и аналогичные ФНЧ.
Полосозаграждающий фильтр иногда называют полосоподавляющим или фильтром-«пробкой». Наибольшее распространение получил полосозаграждающий /?С-фильтр, выполненный по схеме двойного Т-образного моста. На рис. 1.8 приведены принципиальная схема двойного Т-образного моста (а) и его АЧХ (6). Нетрудно заметить, что здесь 耳, R2 и С3 образуют звено ФНЧ, а С19 С2 и & — звено ФВЧ. Таким образом, рассматриваемый /?С-фильтр является совокупностью ФНЧ и ФВЧ. Мост симметричен при выполнении условий: Rt = R2 = 2R3 и & =。2 = 0,5。3・ В этом случае АЧХ моста имеет вид, приведенный на рис. 1.8, б.
(1.2)(1.2)/ = 1/2 冗&&./ = 1/2 冗&&.На частоте f0 выходное напряжение равно нулю (в хорошо настроенном фильтре). Эту частоту, называемую часто! ой квазирезонанса (как бы резонанса), можно рассчитать по следующей формуле:
(1.2)
(1.2)
/ = 1/2 冗&&.
/ = 1/2 冗&&.
При / <f0 фазовый сдвиг отрицательный, при /т/о он стремится к —90°. На частоте квазирезонанса ，(р° меняет свой знак, а затем при / >/о уменьшается, практически приближается к нулю при /> ЮО/о-
Полоса пропускания Т-образного моста А/ определяется как разность частот, при которых выходное напряжение фильтра (при заданном t/BX) составляет 0,707 от максимального значения Цвых на склонах ФНЧ и ФВЧ. Зная А/, можно определить добротность фильтра Q, как
2=/о/А/.(1.3)
Для двойного Т-образного моста максимальное значение Q- 1/4.
Значительно более высокую добротность (до сотен) можно достичь путем замены резисторов на .кат ушки индуктивности. На рис. 1.9 приведена принципиальная схема одного из вариантов полосозаграждающего LC-фильтра. Этот фильтр состоит из параллельного LtCt и последовательного L2c2 контуров. Параллельный контур на резонансной частоте создает максимальное сопротивление, а последовательный——минимальное. Если резонансные частоты для обоих контуров равны 介，то на этой частоте сигнал на выход фильтра не пройдет. При отклонении частоты от /о сопротивление параллельного контура резко падает, а сопротивление последовательного —возрастает. При этом С^ых стремится к своему максимальному значению.
Полосопропускающий КС-фильтр чаще всего выполняется по схеме моста Вина. На рис. 1.10 приведена принципиальная схема моста Вина (а) и его АЧХ (б). Максимальное выходное напряжение ^вых^ ^вх/3 имеет место на частоте квазирезонанса Л при j?i =火2 и 。1 =。2・ Для расчета 九 можно
использовать (1.2). При / <fQ сопротивление конденсатора становится большим и 17вых уменьшается, а при / >fQ сопротивление конденсатора С2 падает и шунтирует выход фильтра, за счет чего (7ВЫХ тоже уменьшается. Отметим, что фаза выходного напряжения моста Вина на частоте 启 совпадает с фазой входного напряжения.
Значительно более узкой полосы пропускания и большей добротности можно достичь в полосопропускающем ZC-фильтре. Такой фильтр получается из фильтра, изображенного на рис. 1.9 заменой
местами параллельного и последовательного контуров. Принципиальная схема полосопропускающего LC-фильтра приведена на рис. 1,11. На частоте резонанса сопротивление контура Ь±СГ мало, а сопротивление контура £2 °2 一 велико. В результате сигнал проходит через фильтр почти без потерь и на выходе имеет максимальное 17ВЬ1Х. При отклонении частоты сигнала от f0 сопротивление контура LlCl возрастает, а сопротивление контура L2C2 — падает, за счет чего и уменьшается С/вых.
Для всех основных разновидностей фильтров лучшие параметры получаются в LC-, чем в КС-структурах. Отметим, что очень высокие значения доб
ротности характерны для акустоэлектронных элементов, в частности для кварцевых резонаторов.
При выборе конкретного пассивного фильтра
приходится учитывать не только электрические, но надежностные и эксплуатационные параметры, а так
же массогабаритные показатели и возможности технологии изготовления. В зависимости от конкретных
технических требований в электронных устройствах могут быть использованы ЛС-, LC- или акусто- электронные фильтры.
Вторичные источники электропитания
Неотъемлемой частью как усилительных устройств, так и любых других электронных узлов и систем являются вторичные источники электропитания (ВИЭП)? обеспечивающие их электрической энергией требуемого вида и качества. Эта электрическая энергия вырабатывается в первичных источниках электропитания, к числу которых относятся электростанции, электромашинные генераторы, аккумуляторы, гальванические, солнечные и атомные батареи и др. Параметры первичных источников электроэнергии не всегда удовлетворяют требованиям, предъявляемым к ним разнообразной электронной аппаратурой. Поэтому между самим первичным источником и электронной системой обычно включается специальное преобразующее устройство, называемое ВИЭП. Таким образом, назначение ВИЭП состоит в передаче энергии электронным устройст вам с необходимым преобразованием и минимальными потерями.
По величине выходной мощности ВИЭП подразделяют на , маломощные (до 100 Вт), средней и большой мощности.
Наиболее широко используются ВИЭП, преобразующие переменное напряжение промышленных и специальных сетей электропитания в постоянное. По числу фаз первичной сети все ВИЭП разделяются на однофазные и многофазные (обычно, трехфазные). Частота переменного напряжения определяется видом первичного источника.
На рис. 1.12 приведена структурная схема простейшего стабилизированного ВИЭЦ. Основными элементами и каскадами ВИЭП являются: силовой трансформатор Тр, выпрямитель В, сглаживающий фильтр ① и стабилизатор напряжения Ст. Трансформатор
служит для преобразования амплитуды входного напряжения (напряжения первичного источника) до необходимой величины, определяемой заданным выходным (постоянным) напряжением ВИЭП. Кроме того, трансформатор обеспечивает электрическую изоляцию (развязку) цепи нагрузки ВИЭП от первичного источника, что в ряде случаев является необходимым условием для нормальной работы системы. Выпрямитель преобразует переменное напряжение с выхода трансформатора в однополярное (пульсирующее) напряжение, поступающее на сглаживающий фильтр. Сглаживающий фильтр необходим для устранения (уменьшения) пульсаций выпрямленного напряжения. Стабилизатор служит для обеспечения постоянства напряжения на нагрузке при ее изменении и воздействии других факторов нестабильности. Отметим, что стабилизатор (регулирующий элемент) может быть выполнен и на входе ВИЭП, где он будет осуществлять стабилизацию напряжения, реагируя на изменение его амплитуды. Помимо перечисленных здесь узлов ВИЭП может содержать различные каскады регулирования, управления, защиты от перегрузок и т. д.
Наиболее дорогостоящими элементами с большой массой и габаритами являются трансформатор и сглаживающий фильтр. Из-за их использование ВИЭП может занимать до 50% объема и массь всей электронной системы. Улучшить эти показател! можно с учетом того, что с ростом частоть переменного напряжения уменьшаются масса, габари ты и стоимость трансформаторов и фильтров. Работ; на повышенной частоте преобразования используете; в ВИЭП с бестрансформаторным входом.
На рис. 1,13 приведена структурная схема одноп из вариантов ВИЭП с бестрансформаторным вход。、 и промежуточным преобразованием частоты. Здес! переменное напряжение первичного источника (напри
мер, с частотой 50 Гц) с помощью выпрямителя В] и сглаживающего фильтра Ф^ преобразуется в постоянное (обычно сравнительно высокое) напряжение. Инвертор И преобразует это постоянное напряжение в переменное повышенной частоты (10—— 20 кГц), обычно имеющее прямоугольную форму. В состав инвертора входи г (высокочастотный) трансформатор, обеспечивающий получение необходимой амплитуды напряжения и электрической изоляции для цепи нагрузки. Напряжение с выхода инвертора выпрямляется каскадами 52 и Ф2. Выходное напряжение с нагрузки подается на инвертор в качестве регулирующего напряжения обратной связи, за счет чего обеспечивается его стабильность.
Несмотря на* введение дополнительных каскадов (И, В2 и др.), габариты и масса всего ВИЭП уменьшаются за счет значительного снижения габаритов и массы трансформатора и фильтра, работающих на повышенной частоте. К фильтру ①、в рассматриваемом ВИЭП не предъявляется жестких требований и он может быть выполнен без использования катушек индуктивностей.
Если в качестве первичного источника электропитания используется батарея, то в схеме рис. 1.13 следует устранить каскады В^ и ©^ н подключить батарею непосредственно ко входу инвертора (генератора). Конечно, такой ВИЭП используется только в том случае, когда параметры батареи (прежде всего напряжение) не соответствуют необходимым значениям для питания электронного устройства.
Одним из основных каскадов, оказывающих решающее влияние на качество работы ВИЭП, является выпрямитель. Показатели выпрямленного напряжения во многом определяются как схемой выпрямителя, так и используемыми элементами. Для маломощных ВИЭП в качестве выпрямляющих (вентильных) элементов чаще всего используются силовые полупроводниковые диоды. Основное (вентильное) их свойство: они проводят ток практически только в одном направлении.
На рис. 1.14 приведена принципиальная схема простейшего однополупериодного выпрямителя (а) и эпюры напряжения на нагрузке (6). Здесь в качестве входного напряжения (напряжения первичного источ- ^ка) использовано однофазное синусоидальное
Рис. 1.14
напряжение. Нагрузка RH чисто активная, она включена последовательно с силовым полупроводниковым диодом VD. Анализируя работу такого выпрямителя, обычно полагают, что выходное сопротивление первичного источника и сопротивление диода VD при положительной полуволне напряжения много меньше RH, a VD при отрицательной полуволне (при обратном смещении) — чрезвычайно велико.
При поступлении от первичного источника переменного напряжения Urx 'Диод будет открыт при положительной полуволне и закрыт при отрицательной. В результате при положительных полуволнах через VD и 7?и будет протекать ток 7И, величина и форма которого определяются по вольт-амперной характеристике диода (см. рис. 2.11), а при отрицательных полуволнах входного напряжения ток через нагрузку равен нулю. Таким образом, на Rn появляются импульсы напряжения, имеющие форму, близкую к полуволнам синусоиды (рис. 1.14,6), т. е. однополупериодный выпрямитель преобразует переменное напряжение в пульсирующее.
Постоянная составляющая пульсирующего напряжения 17Ho представляет собой среднее значение выпрямленного напряжения: 17Ho = 0,318 力，а постоянная составляющая тока в нагрузке 厶产力口/尺广 =/н/ 冗(/н ——амплитудное значение выпрямленного тока).
Рассмотренное однополупериодное устройство выпрямления имеет большие пульсации с низкой частотой. Для их снижения используются сглаживающие фильтры, простейший из которых представляется в виде конденсатора, включенного параллельно 凡* Для этого случая форма 17H представлена на рис. 1.14,6 пунктирной линией.
На рис. 1.15 приведена принципиальная схема двухполупериодного выпрямителя (а) и эпюры напря- 20.
a)
Рис. 1.15
жения на нагрузке (б). Здесь использован трансформатор Тр с выводом от средней точки вторичной обмотки. Такая схема состоит из двух однополупери- одных выпрямителей, работающих на общую нагрузку RH. Напряжения на диодах VD г и VD2 находятся в противофазе. В один полупериод входного напряжения открыт один диод (например, VD ^. а второй закрыт (например, VD^> В другой полупериод состояния диодов изменяются на противоположные. Таким образом, один из диодов в устройстве практически всегда открыт и по Rn будет протекать ток в обЗ полупериода входного напряжения. Среднее значение выпрямленного тока и частота пульсаций здесь в 2 раза больше, чем в однополупериодном выпрямителе. Если на выходе двухполупериодного выпрямителя включить сглаживающий конденсатор, то форма Uh будет представлена на рис. 1.15,6 пунктирной линией.
Наиболее часто в ВИЭП используется мостовая схема выпрямления, содержащая два последовательно включенных двухполупериодных выпрямителя на одной обмотке трансформатора. На рис. 1.16 приведена принципиальная однофазная мостовая схема выпрямителя. Она содержит трансформатор Тр и четыре диода, включенных по схеме моста. К одной диагона
гой снимается выпрямленное напряжение.гой снимается выпрямленное напряжение.ли моста подведено переменное напряжение, а с дру
гой снимается выпрямленное напряжение.
гой снимается выпрямленное напряжение.
При положительной полуволне напряжения на верхнем выходе вторичной обмотки Тр ток нагрузки будет протекать через диода VDv и И©3, а при отрицательной полуволне—через диоды VD2
и VD^. Через нагрузку в любой полупериод протекает ток в одном направлении. При этом вторичной обмотке Тр ток будет переменным. Особо следует подчеркнуть, что импульсы выпрямленного тока протекают последовательно через два диода, что увеличивает потери в устройстве. Поэтому здесь желательно использовать диоды с малым падением напряжения при заданном прямом токе. Что касается обратного напряжения на каждом диоде, то оно равно половине амплитуды напряжения на вторичной обмотке Тр. В результате появляется возможность использовать диоды с меньшими пробивными напряжениями, чем в рассмотренных выше выпрямителях.
Мостовая схема выпрямителя имеет следующие преимущества: для получения заданного выходного напряжения требуется вдвое меньшее число витков вторичной обмотки трансформатора, у которой отсутствует вывод от средней точки, обеспечивается большая выходная мощность, отсутствует намагничивание сердечника.
В ВИЭП средней и большой мощности часто используются различные трехфазные выпрямители, в которых получаются меньшие пульсации выходного напряжения и обеспечивается облегченный режим работы силовых диодов (или иных выпрямительных элементов).
На рис. 1;17 приведена принципиальная трехфазная мостовая схема выпрямителя (схема Ларионова), которая наиболее широко используется на практике. Обмотки трансформатора Тр обычно соединяются звездой (или треугольником).
В таком выпрямителе в любой момент времени* работают два диода: один из верхней группы, а другой из нижней. Проводят ток те диоды, амплитудные значения на которых в рассматриваемый момент времени имеют наибольшую величину. Длитель-
Рис 1 17Рис 1 17Рис. 1.18Рис. 1.18
Рис 1 17
Рис 1 17
Рис. 1.18
Рис. 1.18
ность протекания тока через каждый диод составляет х/3 периода- К нагрузке оказывается приложенной сумма выпрямленных напряжений каждой группы диодов.
Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения в ВИЭП обычно используются ФНЧ. Пульсации напряжения оцениваются по коэффициенту пульсаций, который представляет собой отношение амплитуды основной гармоники к постоянной составляющей Un0. В ВИЭП, предназначенных для питания электронной аппаратуры, коэффициент пульсаций составляет 0,1—0,001%.
Как уже отмечалось выше, простейший сглаживающий фильтр образуется путем включения конденсатора параллельно сопротивлению нагрузки (рис. 1.18). Для успешной работы такого фильтра необходимо, чтобы сопротивление конденсатора Сф на частоте входного напряжения было много меньше 尺н，〕е. 凡法 1 注7^力・ На рис. 1.14,6 и 1.15,6 пунктирными линиями показана форма выходного напряжения при наличии Сф. За время паузы между импульсами тока конденсатор (через KJ частично разряжается, что приводит к уменьшению t/H5 а затем очередная полуволна заряжает его до значения, близкого к ее амплитуде.
Широкое распространение в ВИЭП получили RC- и LC-фильтры нижних частот (см. рис. 1.5, а и 1.6, б), а также активные сглаживающие фильтры, использующие в своем составе активные элементы (обычно, транзисторы). Следует также отметить, что выполнение стабилизаторов и ряда других узлов ВИЭП обычно требует использования активных электронных элементов.
Г лава 2
ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
При разработке различных электронных устройств и систем особо важное значение имеет этап выбора элементной базы, т. е. выбора элементов, на основе которых планируется провести проектирование и создание электронной аппаратуры. Современная элементная база в основном состоит из
высококачественных полупроводниковых приборов и Интегральных схем Однако в ряде специфических областей находят применение электровакуумные и газоразрядные приборы.
Электровакуумные и газоразрядные приборы
В электровакуумных приборах все процессы происходят при очень высоком вакууме (давление 10'5 мм рт ст и менее) Шибопее распространенным электровакуумным прибором является электронная лампа, которая состоит из нескольких электродов (катода, анода и сеток), смонтированных внутри баллона, служащего газозащитной оболочкой
В электронных лампах испопьзуется явление электронной эмиссии, т е выхода электронов с поверхности тела в вакуум Электрод лампы, испускающий электроны посредством эмиссии, называется катодом Обычно используются термоэлектронные катоды, эмиссия которых определяется температурой (термоэпект- ронная эмиссия) Для нагревания катода до рабочей температуры применяются цепи подогрева (накала)
Простейшей эчектронной лампой является электровакуумный диод, его условное обозначение, используемое в электронных схемах, показано на рис 2 \,а Та- I Анод Iкой диод имеет подогревной катод
и анод, разделенные вакуумным *промежутком
户吻0~3^丿У^^~~~Если к аноду приложено по-
IIpjложительное напряжение относите-
&епьльно катода, то электроны (от-
подо?реварицатсльно заряженные частицы),
〃/d丿которые испускаются подогретым
р 2 Iкатодом, под действием электри
ческого почя будут устремляться к аноду В результате в диоде протекает ток, который называют анодны w Отмстим, что количество электронов непрерывно восполняется 3d счет электронной эмиссии катода Если же к аноду при пожить отрицательное напряжение относительно катода, то электрическое поле в лампе будет возвращать электроны на катод В этом случае отсутствует перенос электрических зарядов между катодом и анодом и, следовательно, через диод ток не протекает
Таким образом, эпектровакуумный диод проводит ток только в одном направлении, т е является выпрямляющим (вентильным) эпементом Это основное свойство и определяет область применения диода — выпрямители ВИЭП (см § 1 4)
Управление анодным током с помощью напряжения сигнала осуществляется в трехэлектродяой лампе ——триоде На рис 2 1,5 показано условное обозначение триода, используемое в электронных схемах Помимо катода и анода триод содержит еще один электрод—сетку, распо1оженну1^ в пространстве между катодом и анодом (обычно, ближе к катоду)
Триод является активным усилительным элементом и находит применение в мощных высокочастотных стабильных генераторах В нем можно получить значительное изменение анодиого тока при относительно небольшом изменении напряжения на сетке
Помимо триода существуют и другие усилительные лампы
тетрод, пентол, гексод, которые помимо усиления и генерации могут выполнять и различного рода преобразования электрических
величин'
Особым классом электровакуумных приборов являются электронно-лучевые трубки В них используется поток электронов, сфокусированный в форме луча или пучка лучей Электронно-лучевые трубки находят широкое применение в современной электронике, прежде всего в качестве элементов отображения информации для визуального наблюдения
В газоразрядных (ионных) приборах используется свойство электрического разряда в инертном газе или парах ртути При этом носителями эпектрических зарядов оказываются не топько эчектроны, но и ионы (положительные и отрицательные) В боль шинстве счучаев газоразрядный прибор представляет собой стеклянный баллон (как и в электронной лампе), но заполненный
рт ст до приборы на Кроме того, (с холодным подогревнымрт ст до приборы на Кроме того, (с холодным подогревнымгазом под давлением от тысячных долей мм атмосферного Принято разделять газоразрядные неуправляемые (двухэлектродные) и управляемые различают приборы с самостоятельным разрядом катодом) и с несамостоятельным разрядом (с катодом)
рт ст до приборы на Кроме того, (с холодным подогревным
рт ст до приборы на Кроме того, (с холодным подогревным
При нормальных условиях газ состоит из электрически нейтральных атомов и мочекул ——явпяется диэлектриком Под действием сильного нагрева, бомбардировки быстрыми электронами и ионами может произойти ионизация газа, т е превращение
нейтральных атомов в ионы (и электроны) В резупьтате газ становится хорошим проводником тока В зависимости от напряженности электрического поля в баллоне и других факторов могут возникать разпичные виды разряда в газе, наиболее распространенными из которых являются тлеющий и дуговой
В настоящее время находят применение различные газоразрядные приборы газотрон, тиратрон, стабилитрон и др Наиболее часто используются газоразрядные лампы цифровой индикации Такая лампа содержит 10 катодов, каждый из которых выполнен в форме арабской цифры, и сетчатый анод, который загораживает свечение газа При подаче рабочего напряжения между анодом и нужным катодом через стеклянный баллон наблюдается свечение заданного цифрового знака
В заключение отметим, что все большее распространение
получают световые индикаторы выпочняемые на светодиодах (см §2 4) и на жидких кристаллах
Полупроводники
Устройства современной электроники изготавливаются из полупроводниковых материалов Поэтому особое внимание обратим на структуру и параметры полупроводников
Любое твердое тело представпяет собой множество атомов, сильно взаимодействующих друг с другом благодаря малым межатомным расстояниям Эти расстояния минимальны у метал лов и максимальны у диэлектриков Однако в любом случае всю совокупность атомов в куске твердого тела следует рассматривать как единую целую структуру, которая подобно атому характеризуется некоторым единым энергетическим спектром
Рис. 2.2 наиболееРис. 2.2 наиболееОсобенность этого спектра в том, что он состоит из дискретных разрешенных зон.
Рис. 2.2 наиболее
Рис. 2.2 наиболее
На рис. 2.2 приведена зонная энергетическая диаграмма полупроводника. Прежде всего следует обратить внимание на запрещенную зону (зону запрещенных энергий), которая разделяет разрешенные зоны. Отметим, что у диэлектриков ширина запрещенной зоны больше, чем у полупроводников, а у металлов разрешенные зоны сливаются, так что у них ее нет. Ширина запрещенной зоны %, определяющая энергетический промежуток запрещенных энергий, является важнейшим параметром полупроводника, Для полупроводников, кото- г. используются в электронике, £3(эВ) равна:
для германия——0,7, для кремния——1,1 и для арсенида галлия——1,4- Верхняя разрешенная зона называется зоной проводимости. Электроны, находящиеся в этой зоне, обладают довольно большой энергией и могут ее изменять под действием электрического поля, перемещаясь в объеме полупров од ника. Этими электронами и определяется электропроводность полупроводника.
Нижняя разрешенная зона называется валентной зоной. Энергетические уровни этой зоны обычно заполнены электронами внешней оболочки атомов — внешних устойчивых орбит (валентными электронами). При наличии свободных уровней в валентной зоне электроны могут изменять свою энергию под воздействием электрического поля. Если же все уровни зоны заполнены, то валентные электроны не смогут принять участие в проявлении электропроводности полупроводника.■
Отметим, что приблизительно 97% всех изделий полупроводниковой электроники выполняется на основе кремния. Поэтому в дальнейшем будем рассматривать структуру кремния.
Связь атомов в кремнии устанавливается вследствие наличия специфических обменных сил, возникающих при парном объединении валентных электронов. У соседних атомов появляются общие орбиты, на которых в соответствии с фундаментальным положением физики, называемым принципом запрета Паули, находится не более двух электронов. Поскольку атом кремния имеет четыре валентных электрона, то он использует эти электроны для связи с четырьмя соседними атомами, которые, в свою очередь, также выделяют по одному валентному электрону для связи с каждым из своих четырех соседних атомов. Таким образом получается, что любой атом кремния связан с каждым соседним атомом общей орбитой, причем на этой орбите два электрона. Такая связь атомов называется парно-электронной или ковалентной связью.
На рис. 2.3 приведена упрощенная модель решетки (а) и зонная энергетическая диаграмма (6) для беспримесного кремния, где между каждыми двумя атомами кремния проведено две связывающие их прямые линии, каждая из которых символизирует собой наличие электрона на общей орбите у этих атомов. Ее принято называть валентной связью. Валентный электрон, находящийся в такой связи, по энергии расположен в валентной зоне.
Электроны во всех связях будут присутствовать только при температуре абсолютного нуля. По мере нагревания полупро- 26
Рис. 2.3Рис. 2.3刃刃
Рис. 2.3
Рис. 2.3
刃
刃
водника происходит нарушение связей, т. е. некоторые валентные электроны получают необходимую дополнительную энергию для перехода в зону проводимости (рис. 2.3,6). Такой переход соответствует выходу электрона из связи (рис. 2.3, а). Появляющиеся свободные электроны будут принимать участие в образовании тока в полупроводнике (при приложении напряжения)
Появление свободных уровней в валентной зоне свидетельствует о том, что для валентных электронов появляется возможность изменять свою энергию (т. е. переходить с одного разрешенного уровня валентной зоны на другой), а следовательно, участвовать в процессе протекания тока через полупроводник. С повышением температуры возникает большее число свободных электронов в зоне проводимости и вакантных уровней в валентной зоне. Заметим, что этот процесс проходит интенсивнее в полупроводниках с узкой запрещенной зоной.
Вакантный энергетический уровень в валентной зоне и соответственно свободную валентную связь называют дыркой, которая является подвижным носителем положительного заряда, равного по абсолютной величине заряду электрона. Перемещение дырки соответствует встречному перемещению валентного электрона (из связи в связь). Движение дырки — это поочередная ионизация валентных связей.
Процесс образования свободного электрона и дырки принято называть генерацией. Поскольку в рассматриваемом случае генерация происходит под действием теплоты, то ее можно назвать термогенерацией. Появление электрона в зоне проводимости и дырки в валентной зоне на энергетической диаграмме (рис. 2.3,6) представлено в виде кружков с соответствующими знаками зарядов. Стрелкой обозначен переход электрона из валентной зоны в зону проводимости.
Таким образом, за счет термогенерации в собственном полупроводнике, который принято обозначать буквой /, образуются два типа подвижных носителей заряда: свободные элктроны и и дырки р, причем их количество одинаково (/?,=/?,). Эти носители заряда называют собственными, а электропроводность, ими обусловленную,— собственной электропроводностью. В полупроводниковой электронике используется не только собственная, но и примесная электропроводность, имеющая место в примесных полупроводниках. ，
Примесными принято называть полупроводники, электропроводность которых обусловлена носителями заряда, образующимися при ионизации атомов примеси.
Если в кремний ввести атом пятивалентного элемента (например, фосфора), то четыре из пяти валентных электронов вступят в связь с четырьмя соседними атомами кремния (подобно атомам собственного полупроводника) Пятый же электрон будет в данном случае избыточным Он окажется очень слабо связанным со своим атомом Поэтому, оторвать его от атома и превратить в свободный носитель заряда можно даже при воздействии малой тепловой энергии
Таким образом, появление в кремнии атома фосфора привело к образованию в зоне проводимости свободного электрона, образование которого не связано с существованием дырки
При изготовлении полупроводниковых приборов вводится, конечно, далеко не единственный атом примеси (порядка 1014 —— 1018 атомов на 1 см3), поэтому и примесных уровней образуется довольно много Такие примесные полупроводники называются электронными или по аупробоЬммка ми п-типа
Электропроводность электронных полупроводников определяется свободными электронами, которые здесь являются основными носителями заряда Дырок здесь очень мало, они образуются за счет термогенерации подобно собственным носителям в беспримесном полупроводнике В результате оказывается, что количество свободных электронов практически равно количеству ионизированных доноров
Дырочный полупроводник, или полупроводник /?-типа, получается за счет введения в него трехвалентных атомов примеси (например, бора) Атомы трехвалентной примеси принято называть акцепторами
Находясь среди атомов кремния, акцептор образует только три заполненные валентные связи Четвертая связь оказывается незаполненной и она не несет заряда, т е атом примеси является электрически нейтральным При воздействии даже небольшой тепловой энергии электрон одной из соседних заполненных связей кремния может перейти в эту связь На внешней оболочке акцептора появляется лишний электрон, т е он превращается в отрицательный ион Вакантная связь атома кремния (из которой электрон перешел к примесному атому) несет собой уже положительный заряд, являясь дыркой
Электропроводность дырочного полупроводника определяется дырками, которые здесь являются основными носителями заряда Электроны в полупроводнике /?-типа являются неосновными носителями заряда и их очень мало Итак, за счет введения и активации акцепторной примеси Образуется дырочный полупроводник, электропроводность которого определяется дырками, причем их количество равно количеству отрицательных ионов
При рассмотрении примесных полупроводников обычно используют понятие «концентрация примеси» Концентрацией называется количество зарядов или частиц в единичном объеме (например, в 1 см3) Следовательно, чем больше концентрация доноров ^д^ тем больше и концентрация электронов, а чем больше концентрация акцепторов &, тем больше концентрация дырок в полупроводнике
Необходимо отметить, что наряду с переходами электронов с низких энергетических уровней на более высокие происходят и обратные переходы Одновременно с генерацией пар электрон ―- дырка происходит и обратный процесс ——взаимное уничтожение свободного электрона и дырки, который называется рекомбинаци- 28
e访(свободный электрон из зоны проводимости переходит в валентную зону) При некоторой установившейся температуре почу- проводник находится в состоянии термодинамического равновесия Процесс генерации уравновешивается процессом рекомбинации
Важным параметром полупроводника является уровень Ферми, вероятность заполнения которого при температуре, отличной от абсолютного нуля, равна 0,5 Этот уровень представляет собой среднюю термодинамическую энергию тела на один электрон Фундаментальное положение физики указывает, что уровень Ферми одинаков во всех частях равновесной системы, какой бы разнородной она ни была
Для собственных полупроводников уровень Ферми проходит по середине запрещенной зоны В электронном полупроводнике средняя энергия электронов (и всего полупроводника) будет выше, следовательно, уровень Ферми должен находиться выше середины запрещенной зоны Увеличение концентрации доноров приводит к тому, что уровень Ферми будет располагаться все выше Что касается дырочного полупроводника, то в нем уровень Ферми должен располагаться ниже середины запрещенной зоны, причем тем ниже, чем больше концентрация акцепторов
В электронике довольно широко используются так называемые вырожденные полупроводники У таких полупроводников уровень Ферми обычно располагается в разрешенных зонах проводимости для электронного и в валентной для дырочного полупроводника На практике используются вырожденные полупроводники с сильной степенью вырождения, получаемые за счет значите чьного повышения концентрации примеси (1019 —1021 см3)
Одним из основных параметров полупроводника явпяется подвижность носителей заряда 卩 Подвижность носителей ——их средняя направленная скорость в полупроводнике при напряженности электрического поля £= 1 В/см Подвижность электронов всегда больше подвижности дырок цр Это объясняется большей инерционностью дырок (соответствующей инерционности валентного электрона), чем свободных электронов Наибольшая подвижность наблюдается у электронов в арсениде галлия Чем больше р, тем выше скорость движения носителей и тем выше быстродействие полупроводникового прибора Отсюда становится ясным преимущество высокочастотных элементов, изготовленных из электронного арсенида галлия Отметим также, что с повышением температуры обычно наблюдается уменьшение подвижности носителей заряда
Подвижность носителей заряда связана с другим параметром полупроводника——коэффициентом диффузии Р следующим соотношением
° = 9т 禺
где (рт = ^ 7/ — теплое ой потенциал, который при комнатной температуре приближенно равен 26 мВ, к — постоянная Больцмана, g ——заряд электрона Коэффициенты диффузии, так же как и подвижности, имеют разные значения для электронов и дырок, причем Dn>Dp
Еще одним важным параметром полупроводника является время жизни т Временем жизни носителя заряда называется время от его генерации до рекомбинации, которое во многом определяет длительность переходных процессов в некоторых полупроводниковых приборах
Рекомбинация является основным процессом, влияющим на величину т Раз тачают непосредственную рекомбинацию и через ловушки Непосредственная рекомбинация электрона и дырки наблюдается сравнительно редко (например, в элементах, выполненных из арсенида галлия) В кремнии основную роль всегда играет рекомбинация через ловушки, т е через особые уровни, расположенные вблизи середины запрещенной зоны Уровни ловушек образуются за счет специальных примесей или наличия дефектов кристаллической решетки полупроводника Чем больше в полупроводнике ловушек, тем интенсивнее происходит рекомбинация и соответственно меньше т
В общем случае движение носителей заряда в полупроводниках обусловлено двумя физическими процессами диффузией и дрейфом Диффузией называется направленное перемещение носителей зарядов, вследствие неравномерности их концентрации, т е перемещение под действием изменения концентрации носитечей За время жизни в результате диффузионного движения носители заряда будут проходить некоторое среднее расстояние L, называемое диффузионной длиной Дрейфо и называется направленное перемещение носителей заряда под действием электрического поля
С точки зрения конструирования и эксплуатации полупроводниковых устройств очень важным параметром является удельная проводимость полупроводников. Поскольку в полупроводниках имеется два типа носителей заряда, удельная проводимость о вкладывается из двух составляющих электронной и дырочной Для электронного полупроводника (электронной составляющей) можно записать
5 =勃％ (2 1)
Это общая формула для любого состояния полупроводника и-типа Аналогично (2 1) для дырочного полупроводника запишем
% = 9叫 (2 2)
Сравнение (2 1) и (2 2) позволяет сделать важный практический вывод при равной концентрации примесей электронный полупроводник будет иметь большую удельную проводимость (меньшее сопротивление), чем дырочный, поскольку 卩口＞ 卩卩
Рассмотрим теперь температурную зависимость проводимости (например, для электронного) полупроводника Поскольку при температуре абсолютного нуля в полупроводнике отсутствуют свободные носители заряда, то w = 0 и стп = 0
При повышении температуры(у„ будет увеличиваться за счет активации доноров, что соответствует возрастанию и в (2 1) Этот рост будет происходить до тех пор, пока не активизируется вся примесь Температура, при которой это произойдет, называется температурой активации /аКт Температура активации определяется типом примеси и ее концентрацией (обычно za„= —100° С)
Поскольку вся примесь уже активирована, то при дальнейшем повышении температуры концентрация электронов остается практически постоянной, что соответствует дл = const в (2 1) Следовательно, теперь суи будет уменьшаться, поскольку подвижность носителей уменьшается с ростом температуры
Дальнейшее повышение температуры может привести к резкому росту проводимости за счет интенсивной термогенерации Здесь температура становится уже достаточной для перевода
электронов из валентной зоны в зону проводимости Поскольку сильно увеличивается количество электронов и дырок (собственная эпектропроводность преобладает над примесной), то проводимость полупроводника резко возрастает Температура ；кр, начиная с которой происходит возрастание проводимости, называется критической или температурой вырождения Хотя Гкр и зависит от концентрации примесных носителей, определяющим параметром для нее является ширина запрещенной зоны (чем шире запрещенная зона, тем больше и \р) Так, если для кремния г^р 亡 330 С, то для германия fKp^ 100 СС
Рабочий температурный диапазон полупроводниковых приборов ограничен снизу гакт, а сверху — гкр Абсолютное большинство полупроводниковых устройств электроники используется в этом диапазоне температур (обычно, даже в более узком диапазоне —60100°Q Таким образом, при реальной эксплуатации
прово цимость полупроводников уменьшается с ростом температуры
Электронно-дырочной переход (р-л-переход)
Представим себе два полупроводника, один из которых имеет дырочную, а другой электронную электропроводность (рис. 2 4>а). Напомним, что в дырочном полупроводнике присутствуют в равном количестве подвижные положительные дырки и неподвижные отрицательные ионы. На рис. 2.4 дырки обозначены знаком «+», а отрицательные ионы — «—», заключенными в кружки. Концентрация примеси в электронном полупроводнике выбрана в 2 раза меньшей, чем в дырочном. Электроны обозначены знаками « —», а положительные ионы ——«+ », заключенными в кружки Их количество в электронном полупроводнике одинаково. Поскольку ^a = 2^д, зарядов в дырочном полупроводнике в 2 раза больше, чем в электронном
Теперь будем считать, что рассмотренные нами полупроводники являются областями единого кристалла (рис 2 4,6) Тогда по закону диффузии
"〃〃Z 〃
㊀+㊀+QQQW ㊀+Q㊀+Q㊀+Q㊀+㊀+QQQW ㊀+Q㊀+Q㊀+QI©㊉一㊉ ®® ®e e e QQIe.㊀dQ㊀dQI©㊉一㊉ ®® ®e e e QQIe.㊀dQ㊀dQa ，a ，toto刃刃
㊀+㊀+QQQW ㊀+Q
㊀+Q㊀+Q
㊀+㊀+QQQW ㊀+Q
㊀+Q㊀+Q
I©㊉一㊉ ®® ®e e e QQIe.㊀dQ㊀dQ
I©㊉一㊉ ®® ®e e e QQIe.㊀dQ㊀dQ
a ，
a ，
to
to
刃
刃
Рис 2 4
электроны из «-области будут перемещаться в р- область, а дырки наоборот. Встречаясь на границе р- и «-областей, дырки и электроны рекомбинируют. Следовательно, в этой пограничной области об
нажаются некомпенсированные заряды неподвижных ионов. Эта область некомпенсированных неподвижных зарядов и есть область />-/7-перехода, которую называют обедненным, истощенным слоем или /областью (иногда называют запорным слоем электронно-дырочного перехода).
Отметим, что запорный слой /)-и-перехода в целом
должен содержать равные положительные и отрицательные заряды, т. е. отрицательный заряд левой части должен быть равен положительному заряду правой части： Поскольку в рассматриваемом нами случае ^a = 2^д (несимметричный переход), протяженность областей расположения зарядов оказывается разной: меньшую насть /-области занимают акцепторы, а большую — доноры. Таким образом, большая часть обедненной области сосредоточивается в слаболегированном (высокоомном) слое.
В реальных р-^-переходах концентрации доноров
и акцепторов отличаются на несколько порядков. В таких несимметричных переходах практически весь обедненный слой сосредоточен в слаоолегировамной части.
Одним из основных параметров ^-перехода является равновесная ширина /-области /0 (см. рис. 2.4, б). Другим, не менее важным параметром равновесного состояния является высота потенциального барьера (контактная разность потенциалов) А(р0, которую выражают в единицах напряжения—вольтах (В). Этот параметр показан на зонной энергетической диаграмме ^-«-перехода, изображенной на рис. 2.5, где sF — уровень Ферми.
' Электрическое поле р-^-пе- рехода, образующее потенциальный барьер, препятствует прохождению электронов из п- в p-область и дырок в обратном направлении. Дрейфовые составляющие тока равны диффузионным. Анализируя' рис. 2.5, следует помнить, что электроны в зоне проводимо-
стн стремятся занять уровни минимальной энергии, а дырки — максимальной.
Сильное влияние на А(р0 оказывает ширина запрещенной зоны исходного полупроводника: чем больше £3, тем больше и А(р0. Так, для большинства n-и-переходов из германия А(ро^6,35 В, а из кремния—0,7 В.
Ширина /)-и-перехода пропорциональна ，Aq>o и составляет десятые доли или единицы мкм. Для увеличения /0 следует использовать малые концентрации примесей, а для создания узкого р-и-перехо- да ——большие концентрации. При равных концентрациях примеси /0 всегда больше у ^-«-переходов с большим А(р0 и, следовательно, с большей £3. Таким образом, у кремниевых р-«-переходов /0 больше, чем у германиевых.
Если к /)-/2-переходу подключить внешний источник напряжения, то нарушится условие равновесия и будет протекать ток. При этом изменится высота потенциального барьера и соответственно ширина р-и-перехода.
Рассмотрим сначала прямое смещение 夕加перехода (рис. 2.6). В этом случае внешнее напряжение
0 и о
а十
Рис. 2.6
U приложено в прямом направлении, т. е. знаком « + » к области p-типа. Высота потенциального барьера при этом снижается: Д(р = Д(р0— U. Нетрудно убедиться, что при этом уменьшается и ширина /)-и-перехода /.
Уменьшение высоты потенциального барьера приводит к снижению электрического поля, препятствующего диффузии носителей заряда. Дырки из p-области начинают переходить в «-область, а электроны ——наоборот. В каждой области появляются избыточные концентрации неосновных носителей. Процесс нагнетания неосновных носителей заряда в какую-либо область полупроводника называется инжекцией. 、、
33332 Заказ 957
33
33
За счет разной концентрации примесей в областях несимметричных /7-и-переходов концентрации основных носителей тоже будут разные (обычно отличаются на несколько порядков). Сильнолегированную дырочную область обозначим р+ (рис. 2.6), она имеет относительно малое удельное сопротивление и называется эмиттером. Область, имеющая относительно большое удельное сопротивление (в нашем случае и-область), называется базой.
В несимметричных р-и-переходах концентрация инжектированных носителей из эмиттера в базу гораздо больше, чем в обратном направлении. Параметром, характеризующим однонаправленность инжекции, является коэффициент инжекции у. Для рассматриваемого нами перехода можно записать
¥ =(/亿+ /J
где 4，/л токи инжекции дырок и электронов соответственно. В реальных р-и-переходах инжекция имеет практически односторонний характер: носители инжектируются в основном из эмиттера в базу {/р》/")，т. е.泠 1.
Для практических расчетов удобно использовать следующую формулу:
У=1-р*Рб， (2.3)
где рэ, рб ——удельные сопротивления эмиттера и базы соответственно. Из (2.3) следует, что чем сильнее легирован эмиттер и чем слабее легирована база, тем ближе значение у к единице.
Теперь рассмотрим обратное смещение р~п~пере- хода (рис. 2.7). В этом случае внешнее напряжение приложено в обратном направлении, т. е. знаком « + » к и-области. При этом увеличивается Д(р = А(р0 + U Увеличение обратного смещения приводит также к расширению 〃-汽-перехода. Поскольку
Рис. 2 7
несимметричный р-и-переход почти полностью расположен в высокоомной базе, то и его расширение происходит в сторону базы. Для практических расчетов удобно использовать следующую формулу:
1=7 UM. (2.4)
При приложении U в об
ратном направлении концентрации неосновных носителей заряда на границах z-области уменьшаются по сравнению с равновесным состоянием. Такой процесс отсоса носителей называется экстракцией.
I。《xр^t），I。《xр^t），(2-5)(2-5)Рассмотрим вольт-амперную характеристику (ВАХ) р-и-перехода. В самом общем виде она представляется экспоненциальной зависимостью (рис. 2.8):
I。《xр^t），
I。《xр^t），
(2-5)
(2-5)
где J。——обратный ток, которым формируется обратная ветвь ВАХ. Этот ток имеет небольшие значения (мкА или нА), но довольно сильно возрастает при увеличении температуры. На /0 влияют многие факторы. Однако решающую роль здесь играет ширина запрещенной зоны лолупроводника, из которого выполнен переход. Так, обратный ток в германиевых /)-и-переходах значительно больше, чем в кремниевых, поскольку г3 у германия меньше, чем у кремния.
При U》фт в (2.5) можно пренебречь единицей по сравнению с экспонентой. Нетрудно видеть, что р-и-переход обладает свойством односторонней электропроводности, т. е. хорошо проводит ток в прямом направлении и плохо — в обратном. Следовательно, р-汽-переход характеризуется выпрямляющим действием, что позволяет использовать его в качестве выпрямителя переменного тока (см. § 1.4).
(2-6)(2-6)Важным параметром р-«-перехода является его дифференциальное сопротивление % = dU/d/. Из (2.5) нетрудно получить для прямой ветви ВАХ
(2-6)
(2-6)
^ = Фт/^
С ростом тока дифференциальное сопротивление /)-и-перехода быстро уменьшается. При токах порядка единиц и десятков мА гд составляет десятки и единицы Ом.
При прямом смещении р-и-перехода его идеализированная ВАХ, согласно (2.5), представляется однородной экспонентой. Однако реальная характеристика имеет несколько более сложную форму: состоит из нескольких участков с разными наклонами. Отличие реальной ВАХ от идеализированной определяется двумя основными причинами. -
Первая причина обусловлена процессами рекомбинации в /-области р-汽-перехода. Она имеет место при малых прямых смещениях.
Другая причина отличия реальной ВАХ от (2.5) обусловлена падением напряжения на о&ъемном сопротивлении базы. Эта причина проявляется при относительно больших токах. Заметим, что сопротивление базы 尸6 в реальных р-и-переходах обычно составляет единицы или десятки Ом. Падение напряжения на этом сопротивлении 7гб является той поправкой, которую следует ввести в формулу (2.5), чтобы учесть различие между напряжением на самом запорном слое 夕加перехода и внешним напряжением U. С учетом этой поправки получаем
/jexpg” (2.7)
Падение напряжения на гб приводит к появлению на ВАХ участка, называемого омическим.
Температурная зависимость прямой ветви ВАХ, согласно (2.5), определяется изменениями 70 и <рт. При больших токах, согласно (2.7), необходимо также учитывать изменение гб. Влияние этих температурозависимых параметров на ВАХ приводит к тому, что при малых прямых напряжениях ток возрастает с повышением температуры, а при больших ——уменьшается.
、На практике чаще всего принято оценивать влияние температуры на ВАХ р-и-перехода, определяя изменение напряжения при постоянном токе. Для определения этого изменения вводится параметр, называемый температурным коэффициентом напряжения (ТКН)5 который характеризует сдвиг
ВАХ по оси напряжений. Обычно ТКН имеет отрицательный знак, что свидетельствует об уменьшении напряжения на р-/?-переходе при постоянном токе с ростом температуры. Отметим, что ТКН зависит от тока и несколько возрастает с его уменьшением. Для р-и-переходов из кремния ТКН достигает 3 мВ/град.
Инерционность р-и-перехода во многом определяется его емкостями. Обычно выделяют две основные емкости р-и-перехода: диффузионную и барьерную.
При прямом смещении р-и-перехода из эмиттера в базу инжектируются неосновные для базы носители заряда. Изменение прямого напряжения на р-и-пере- ходе приводит к изменению концентрации этих неравновесных неосновных носителей в базе, т. е. к изменению в ней заряда. Это изменение, вызванное приложенным напряжением, можно рассматривать как действие некоторой емкости. Поскольку неосновные носители заряда попадают в базу за счет диффузии, то эту емкость называют диффузионной и рассчитывают по формуле
Сд = /т/(рт. (2.8)
Из (2.8) следует, что диффузионная емкость будет тем больше, чем больше ток через р-и-переход и чем больше время жизни носителей в базе т. Емкость Сд во многом определяет быстродействие элементов полупроводниковой электроники.
При обратном смещении инерционность р-д7-пере- хода определяется барьерной емкостью. Барьерная емкость Сб представляет изменение заряда в /-области под действием приложенного напряжения. Ширина р-и-перехода зависит от U по (2.4). При изменении / меняется и количество нескомпенсированных ионов в /-области, т. е. меняется ее заряд. Поэтому р-м-пере- ход можно рассматривать как систему из двух проводящих плоскостей, разделенных диэлектриком, т. е. как плоский конденсатор. Поскольку Сб зависит от приложенного напряжения, то р-и-переход можно использовать в качестве конденсатора переменной емкости.
Как отмечалось выше, при относительно небольших значениях обратных напряжений /0 невелик. Однако при превышении определенного напряжения
обратный ток реального 夕加перехода быстро увеличивается, т. е. наступает пробой.
Все разновидности пробоя /)-и-перехода можно разделить на две группы: электрические и тепловые. Электрические пробои связаны с увеличением напряженности электрического поля в запорном слое, а тепловые — с увеличением рассеиваемой мощности и соответственно температуры.
В узких /)-и-переходах при относительно небольших обратных напряжениях обычно возникает полевой пробой, в основе которого могут лежать несколько эффектов, основным из которых является туннельный.
В относительно широких р-и-переходах при обратном напряжении более 15 В возникает лавинный пробой. Механизм лавинного пробоя заключается 'в лавинном размножении носителей 「заряда и сильном электрическом поле под действием ударной ионизации. При лавинном пробое сопротивление /)-и-перехода уменьшается, а ток резко возрастает.
В некоторых случаях раньше, чем возникает электрический пробой, может возникнуть тепловой. Необходимо подчеркнуть, что тепловой пробой является крайне нежелательным явлением, поскольку он приводит к выходу /)-и-перехода из строя.
Полупроводниковые диоды
Работа большинства полупроводниковых диодов основана на использовании свойств 。•汽-перехода. Так, выпрямительным диодом является обычный р-и-переход, вентильные свойства которого и находят свое основное применение.
Выпрямительными (силовыми) диодами обычно называют диоды, предназначенные для преобразования переменного напряжения источников питания в постоянное. Пробивные напряжения кремниевых выпрямительных диодов могут достигать 1,5——2 кВ, а падение напряжения на диоде при протекании прямого тока обычно не превышает 1,5 В. Выпрями- тельйые диоды обычно подразделяются на диоды малой, средней и большой мощности, рассчитанные на выпрямленный ток до 0,3 А, от 0,3 до 10 и свыше 10 соответственно.
Выпрямительные диоды, как правило, имеют очень ограниченный частотный диапазон; чаще всего рабочая частота равна 50 Гц. Несколько более высокую частоту имеют некоторые специальные диоды переменного тока. В последнее время все большее применение находят диоды, рабочая частота которых находится в пределах 10—— 20 кГц.
Среди выделитьСреди выделитьвыпрямительных диодов следует особо диод с барьером Шотки. Барьер
Среди выделить
Среди выделить
Шотки создается при контакте металла с полупроводником (например, кремния с алюминием). Такие диоды характеризуются высоким быстродейст
вием и малым падением напряжения при протекании прямого тока (менее 0,6 В). Недостатки таких диодов: малое пробивное напряжение и большой обратный ток.
Рассмотрим теперь особенности полупроводниковых стабилитронов (опорных диодов). Стабилитронами называются /)-и-переходы, на ВАХ которых имеется участок со слабой зависимостью напряжения от протекающего тока (рис. 2.9). Рабочий участок ВАХ стабилитрона находится в области электрического (полевого или лавинного) пробоя. В настоящее время промышленностью выпускаются в основном кремниевые стабилитроны с напряжением стабилизации Ост > 3 В. Напряжение UCT имеет место при среднем рабочем токе, который принято называть током стабилизации 7СТ.
Динамическое (дифференциальное) сопротивление rg = dU/dI, представляющее наклон ВАХ в области электрического пробоя, будет характеризовать степень стабилизации. Чем меньше гд, тем лучше стабилизация.
Важным параметром стабилитронов является температурный коэффициент напряжения стабилизации (ТКН). С изменением температуры напряжение пробоя (стабилизации) изменяется. Характер этого
изменения и соответственно знак ТКН определяются видом электрического пробоя. Низковольтные опорные диоды, где наблюдается полевой пробой, имеют отрицательный, а высоковольтные диоды, где наблюдается лавинный пробой,——положительный ТКН. Знак ТКН при лавинном пробое определяется тем, что скорость (подвижность) носителей заряда уменьшается с возрастанием температуры. Типовые значения ТКН обычно составляют не более 0,2—— 0,4%/град.
Для того чтобы полупроводниковые диоды могли работать в области высоких и сверхвысоких частот (ВЧ и СВЧ), необходимо обеспечить в них минимальные реактивности, что достигается специально принятыми коне! руктивно-технологическими мерами. В таких диодах минимальные значения имеет как диффузионная, так и барьерная емкость.
Необходимо отметить, что в качестве ВЧ- и СВЧ- диодов находят применение диоды с барьером Шотки и с гетеропереходом. Гетеропереходом называется переход (граничный слой) между двумя полупроводниками с разной шириной запрещенной зоны. В некоторых диодах с гетеропереходом, как и в диодах с барьером Шотки, процессы прямой проводимости формируются за счет участия только основных носителей заряда. Таким образом, у рассматриваемых диодов отсутствует диффузионная емкость, связанная с накоплением и рассасыванием неосновных носителей заряда в базе, что и определяет их хорошие высокочастотйые свойств^.
В электронике находят применение полупроводниковые диоды, которые называют варикапами. Варикап представляет собой управляемый конденсатор, использующий свойство р-и-перехода изменять свою барьерную емкость под действием внешнего напряжения (см. § 2.3).
Основное применение варикапов — электронная перестройка частоты колебательных контуров. Существует несколько разновидностей варикапов. Так, параметрические диоды используются для усиления и генерации СВЧ-сигналов, а умножительные применяются в умножителях частоты с широким диапазоном частот.
Еще одной разновидностью полупроводникового диода является туннельный диод. Туннельный
диод обладает участком с отрицательным сопротивлением на ВАХ (рис. 2.10). Отличительными особенностями таких диодов являются: очень малые удельные сопротивления областей р- и п- типа (вырожденные полупроводники) и соот
ветственно очень малая ширина запорного слоя р■〃-перехода. При этом носители зарядов имеют возможность переходить из одной области р-и-пе- рехода в другую без изменения своей энергии (по «горизонтали»), т. е. не преодолевая потенциальный барьер. Это явление представляет собой туннельный эффект, откуда и происходит название диодов.
ВАХ туннельного диода (рис. 2.10) описывается следующими основными параметрами: током 厶, соответствующим максимуму (пику) ВАХ, и напряжением на диоде при токе максимума Uюком минимума /2， соответствующим минимуму (седлу) ВАХ, и напряжением минимума 。2； напряжением U3, соответствующим напряжению на диоде при токе, равном /, на правой части характеристики (разность I/3 ——О】 принято называть напряжением скачка). Отметим, что существует разновидность туннельного диода, которую принято называть о 6 - ращенным диодом. Особенностью обращенного диода является отсутствие максимума тока на прямой ветви ВАХ.
ВАХ же самого туннельного диода иногда называют N-образной характеристикой (см. рис. 2.10) (она похожа на латинскую букву ^). Участок этой ВАХ, где с ростом напряжения происходит уменьшение тока, характеризует отрицательное дифференциальное сопротивление. Отметим, что отрицатель
ное сопротивление может представляться не только N-образпой ВАХ, но и S-образной. Среди полупроводниковых диодов известны структуры, обладающие S-образной ВАХ. Такие диоды называются S-диодами или диодами с длинной базой.
Остановимся теперь на рассмотрении генераторных диодов. Такие диоды предназначены для
осуществления генерации СВЧ-колебаний. Они относятся к классу двухполюсников, обладающих участком отрицательного сопротивления на ВАХ. Однако в отличие от таких диодов, как, например, туннельный, отрицательное сопротивление у генераторных диодов проявляется только на достаточно высоких частотах и не проявляется в статическом режиме.
Одной из разновидностей генераторных диодов является лавиннопролетный диод (ЛПД). На его ВАХ возникает участок с отрицательным сопротивлением при лавинном пробое р-^-перехода на высоких частотах. В результате в ЛПД, псмещенном в резонатор, могут генерироваться колебания.
Другой разновидностью генераторных диодов является диод Ганна, который состоит из бруска арсенида галлия малых размеров и не имеет р-и-пере- хода. На торцовые части бруска нанесена металлизация, представляющая собой электроды диода: катод и анод. При приложении к этим электродам постоянного большого напряжения в диоде Ганна возникают высокочастотные электрические колебания.
Среди полупроводниковых диодов особняком стоят диодные элементы оптоэлектроники: фотодиод и светодиод. Фотодиодом называется фотоэлектрический прибор с одним /)-и-переходом. В фотодиоде используется явление фотогенерации, т. е. генерации подвижных носителей заряда под действием света. Интенсивность фотогенерации определяется энергией квантов падающего на полупроводник излучения, их потоком и спектром поглощения полупроводника.
Фотодиод может включаться в схему как с внешним источником питания (через дополнительное сопротивление), так и без него. При приложении обратного смещения к р-«-переходу режим его работы принято называть фотодиодным.
При отсутствии освещения в фотодиоде протекает лишь темновой ток 70, являющийся обратным током р-и-перехода. Если фотодиод осветить, то кванты света будут вырывать электроны из связей. При этом дополнительно к тепловым носителям заряда будут возникать электроны и дырки, вызванные световым возбуждением. Если электронно-дьгрочные пары образуются на расстоянии от запорного слоя, не превышающем диффузионной длины, то они
смогут дойти до /-области раньше, чем успеют рекомбинировать. У запорного слоя парные заряды разделяются («сортируются») электрическим полем перехода. Те заряды, которые являются неосновными для данной области, увлекаются
полем р-汽-перехода. Основные носители, оставшиеся возле /-области, создают объемный заряд, поле
которого увлекает их в противоположную сторону.
Чем сильнее световой поток, которым облучается фотодиод, тем выше концентрация возбужденных носителей заряда вблизи запорного слоя и тем больше фототок /ф через диод. На рис. 2.11 приведена ВАХ фотодиода для различных значений светового потока Ф.°
В широких пределах уровней освещенности фототок зависит от светового потока, падающего на
светочувствительную часть диода, практически линейно. Коэффициент пропорциональности Хф = б/ф/ d① составляет несколько мА/лм и называется чувствительностью фотодиода.
Кроме фотодиодного режима широко используется вентильный (фотогальванический) .режим работы фотодиода. В этом режиме к р-и-переходу не прикладывается никакого внешнего смещения, т. е. фотодиод работает без внешнего источника питания. При освещении диода, работающего в вентильном режиме, на его выводах возникает вентильное напряжение. Этот режим применяется при работе полупроводниковых солнечных батарей.
Светодиодами называются маломощные полупроводниковые источники света, основой которых является излучающий /)-м-переход; свечение его вызвано рекомбинацией носителей заряда. Неосновные носители в базе (инжектированные эмиттером) рекомбинируют и излучают освободившуюся энергию в виде квантов света. Наиболее интенсивно такая излучательная рекомбинация происходит в так называемых прямозонных полупроводниках, типичным представителем является арсенид галлия. Такие полупроводники имеют специфическую зонную диатрамму.
Длина волны X излучаемого света однозначно определяется энергией кванта, которая при излучательной рекомбинации приблизительно равна ширине запрещенной зоны полупроводника. Для светодиодов, изготовленных из арсенида галлия,儿= 0,9+1,4 мкм, т. е. имеет место инфракрасное (невидимое) излучение. Для получения видимого излучения необходимо изготавливать светодиоды из полупроводников с более широкой запрещенной зоной.
Энергетической характеристикой светодиодов является квантовый выход (эффективность), который показывает, сколько квантов излучения на выходе светодиода возникает на каждый электрон, проходящий по цепи управления. Квантовый выход для современных светодиодов обычно составляет 0,01——0,04, у светодиодов с гетеропереходом он может быть увеличен до 0,3, но всегда меньше единицы.
Отметим, что светодиод является быстродействующим источником света. При работе в номинальном режиме его переключение осуществляется за 10-7—10^9 с.
В настоящее время фотодиоды и светодиоды широко используются в различных областях электроники. Особый интерес представляет оптрон (оптоэлектронная пара). Он является совокупностью светодиода, генерирующего свет под действием электрического тока, и фотоприемника (фотодиода, фототранзистора), генерирующего или изменяющего ток под действием освещения. На рис. 2.12 приведено схемное
Рис. 2.12
изображение оптрона светодиод ——фотодиод. Такая комбинация по функции аналогична электромагнитному реле и характерна прежде всего гальванической развязкой входной (управляющей) и выходной (нагрузочной) цепей. Однако в принципе возможности оптрона гораздо больше: он может
служить основой целого ряда электронных устройств, характерных использованием электрических и оптических связей.
Биполярные транзисторы
Биполярными транзисторами называются активные полупроводниковые приборы с двумя р-и-перехо- дами и тремя электродами (внешними выводами). Главным отличием этой группы транзисторов является то, что для обеспечения их нормальной работы необходимо использовать носители зарядов двух типов ——электроны и дырки.
В биполярном транзисторе используются два встречно включенных /)-и-перехода, которые образуются на границе слоев, составляющих транзистор. В зависимости от типа электропроводности слоев биполярные транзисторы имеют прп или р-и-р-тип структуры. В дальнейшем основное внимание будем уделять наиболее распространенному w-p-и-типу структуры (рис. 2.13). •
Наиболее сильно легированный крайний слой транзистора (и+-типа) называют эмиттером, другой крайний слой (и-типа)——коллектором, а средний слой @・тапа)——базой. Переход между эмиттером и базой называется эмиттерным переходом, а /j-и-переход между коллектором и базой ——коллекторным переходом.
Рис. 2.13
Эмиттерный переход обычно смещается в прямом направлении, а коллекторный ——в обратном (нормальное или прямое включение транзистора). Если эмиттерный переход смещен в обратном направлении, а коллекторный — в прямом, то такое включение биполярного транзистора называется инверсным или обратным.
Непременным условием нормальной работы биполярного транзистора является достаточно малая ширина базы W\ необходимо, чтобы было выполнено условие 少«L (L——диффузионная длина неосновных носителей в базе). Основные параметры биполярного транзистора определяются процессами в базе. Отметим, что в реальных транзисторах площадь эмиттера всегда меньше площади коллектора.
Существуют несколько способов включения биполярного транзистора. На рис. 2.13 транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ). Действительно, электрод базы является общим для входной и выходной цепей (на эмиттер и коллектор напряжение задается относительно базы).
При прямом смещении эмиттерного перехода снижается его потенциальный барьер и происходит инжекция электронов из эмиттера в базу. За счет инжекции электронов в базу, а также инжекции дырок из базы в эмиттер формируется ток эмиттера 厶.Инжектированные электроны проходят базу и, дойдя до коллекторного перехода, экстрагируются (втягиваются электрическим полем) в коллектор. Значит, в выходной (коллекторной) цепи будет протекать ток коллектора & За время прохождения базы часть электронов рекомбинирует, в результате чего образуется ток базы 厶・ В соответствии с первым законом Кирхгофа можно записать:
厶= 4 + /б・ (2-9)
В большинстве практических случаев стремятся уменьшить ток базн, что достигается за счет снижения рекомбинационных процессов в базе. При этом улучшаются усилительные способности транзистора.
Основным параметром биполярного транзистора является коэффициент усиления по току. Для схемы ОБ коэффициент усиления (передачи) по току обозначается буквой а и определяется для нормально включенного транзистора как а = 7к/7э. Поскольку 4 < 7Э, то а < 1. Для современных биполярных транзисторов а = 0,98+ 0,999. Таким образом, схема ОБ не обеспечивает усиление тока.
Если для транзистора, включенного по схеме рис. 2.13, упразднить прямое смещение эмиттерного перехода (оборвать цепь эмиттера), то в цепи
коллектора будет протекать лишь небольшой обратный ток коллекторного перехода 7кбо (обратный ток протекает по цепи коллектор — база).
Кратко остановимся на схеме ОБ, где биполярный транзистор включен инверсно (рис. 2.14). Здесь использовано условное обозначение и-р-и-транзистора, принятое при изображении принципиальных электрических схем. Буквами Э, Б, К обозначены выводы от эмиттера, базы и коллектора соответственно. Отметим, что условное обозначение /?-и-р-транзистора отличается от обозначения w-р-и-транзистора только направлением стрелки на эмиттере.
Коэффициент усиления по току биполярного транзистора, включенного по схеме рис. 2.14, обозначим, как а；, его называют инверсным коэффициентом усиления. В реальных транзисторах всегда а； < ос.
Основной схемой включения биполярного транзистора является схема с общим эмиттером (ОЭ). На рис. 2.15 приведена схема ОЭ для нормального включения и-р-м-транзистора. Напряжение C/6j смещает эмиттерный переход в прямом направлении. Поскольку напряжение U^ значительно меньше, чем напряжение UK3(U63 0,7 В, a UK3 обычно составляет единицы или десятки вольт), то коллекторный переход оказывается смещенным в обратном направлении, т. е. имеется нормальное включение транзистора.
Коэффициент усиления по току биполярного транзистора для схемы ОЭ определяется как В — ЩЦ. Для схемы ОЭ ток базы является входным током, а ток коллектора ——выходным. Используя соотношения (2.9), нетрудно получить связь между В н м в следующем виде:
5 = а/(1 —а). (2.10) Учитывая реальные значения а, из (2.10) находим, что величина В составляет десятки ——сотни. Таким
образом, транзистор, включенный по схеме ОЭ, являемся хорошим усилителем тока.
Необходимо подчеркнуть, что биполярный транзистор представляет собой полупроводниковый прибор, управляемый входным током (током эмиттера или током базы). Это обусловлено малым входным сопротивлением транзистора, при котором трудно задать фиксированное входное напряжение. Так, для схемы ОБ входное сопротивление — это сопротивление /)-и-перехода при прямом смещении.
На рис. 2.16 приведены выходные (а) и входные (6) ВАХ биполярного транзистора, включенного по схеме ОБ. Из рис. 2.16, а видно, что выходные ВАХ располагаются в двух квадрантах: ВАХ в первом квадранте соответствует активному режиму работы, а во втором — режиму насыщения. Основным режимом работы биполярного транзистора в усилительных устройствах является активный режим.
В отличие от идеализированных выходных ВАХ реальные характеристики транзистора всегда имеют некоторый наклон: ток коллектора возрастает (хотя и слабо) при увеличении выходного напряжения 乙. Это определяется эффектом Эрли, сущность которого состоит в том, что при увеличении обратного напряжения на коллекторном /)-и-переходе он расширяется, причем расширение происходит в сторону базы, как более высокоомный слой; при этом ширина базы уменьшается. Уменьшение ширины базы приводит к тому, что большее количество неосновных носителей проходит базу не рекомбинируя в йей и, следовательно, больше носителей заряда попадает в коллектор, вызывая рост тока коллектора.
При Uk6 = ° входная характеристика (рис. 2.16, б) представляется обычной диодной экспонентой. Реаль- 48
ная входная ВАХ при увеличении рабочего напряжения (7кб смещается влево вверх из-за влияния эффекта Эрли.
Теперь рассмотрим ВАХ биполярного транзистора для основной схемы включения — схемы ОЭ. Входным током в схеме ОЭ является ток базы. На рис. 2.17, а приведены входные ВАХ биполярного транзистора, включенного по схеме ОЭ. Внешне эти характеристики похожи на входные ВАХ схемы ОБ. Однако входные ВАХ схемы ОЭ смещаются вправо вниз при увеличении выходного напряжения 乙. Следует отметить, ttq для большинства практических случаев влияние UK3 на входные ВАХ прекращается уже при напряжениях, составляющих десятые доли вольта.
На рис. 2.17, б приведены выходные ВАХ биполярного транзистора, включенного по схеме ОЭ. По сравнению с выходными характеристиками транзистора, включенного по схеме ОБ, они имеют больший наклон, т. е. на их вид большое влияние оказывает эффект Эрли. Главной особенностью выходных ВАХ схемы ОЭ является то, что они полностью расположены в первом квадранте. Ток 4з。， протекающий в цепи коллектор ——эмиттер транзистора при оборванном входном электроде — базе (/б = 0), намного больше обратного тока коллекторного перехода:
&。= 〃。(5+1). (2.n)
Из (2.11) следует, что неуправляемый ток в цепи коллектора в схеме ОЭ значительно больше, чем в схеме ОБ. За счет этого выходные ВАХ схемы ОЭ более чувствительны к изменениям температуры. При повышении температуры выходные характеристики
смещаются в сторону больших токов, а их наклон увеличивается.
Коэффициент усиления по току биполярного транзистора в схеме ОБ а является интегральным (статическим) параметром, поскольку представляет собой отношение постоянных токов. Существует и дифференциальный коэффициент усиления, который представляет собой отношение приращений тока в коллекторе и эмиттере. Хотя статический и дифференциальный коэффициенты усиления несколько отличаются, их принято для схемы ОБ обозначать одинаково ——а. В дальнейшем будем различать статический и дифференциальный коэффициенты а лишь тогда, когда это принципиально необходимо.
Коэффициент усиления В является статическим параметром. Помимо него широко используется и дифференциальный коэффициент усиления по току для схемы ОЭ: P==d/K/d/6. Для определения 0 тоже можно воспользоваться формулой (2.10), но при этом в нее следует подставить уже дифференциальные коэффициенты а.
Необходимо отметить, что в полупроводниковой электронике находят применение так называемые супербета биполярные транзисторы. Такие транзисторы имеют очень тонкую базу, а 0 в них достигает значений в несколько тысяч.
Зависимость коэффициента усиления по току от напряжения на коллекторе обусловлена эффектом Эрли и предпробойными явлениями в коллекторном переходе. Обе эти причины приводя^ к росту В при повышении (7КЭ. Следует отметить, что по техническим условиям работа на биполярные транзисторы в режиме лавинного пробоя запрещена. Этот режим может быть использован только в лавинных тран- зистррах.
Зависимость В от температуры обусловлена глав* ным образом температурной зависимостью времени жизни неосновных носителей в области базы. Поскольку с повышением температуры замедляются процессы рекомбинации, обычно наблюдается рост коэффициента усиления транзистора по току.
Теперь кратко остановимся на других параметрах биполярного транзистора — сопротивлениях его переходов. Эмиттерный и коллекторный переходы транзистора представляются своими дифференциальными
Рис. 2.18Рис. 2.18Рис. 2.19
Рис. 2.18
Рис. 2.18
сопротивлениями. Поскольку эмиттерный переход смещен в прямом направлении, его дифференциальное сопротивление гэ можно выразить по аналогии с (2.6): гэ = d(7эб/d/3 = <рт/7э.(2.12)
Из (2.12) следует, что сопротивление гэ мало и обратно пропорционально току эмиттера.
Поскольку коллекторный переход в транзисторе смещен в обратном направлении, ток 人 слабо зависит от напряжения U^ • Поэтому дифференциальное сопротивление коллекторного перехода rK — dUK6/dIK^ 1 МОм. Сопротивление гк в основном обусловлено влиянием эффекта Эрли, оно обычно уменьшается с ростом рабочих токов.
При работе с малыми приращениями токов и напряжений биполярный транзистор можно представить в виде эквивалентной схемы (малосигнальной модели), состоящей из Линейных элементов. Наибольшее распространение получили Т-образные эквивалентные схемы.
На рис. 2.18 приведена Т-образная малосигнальная эквивалентная схема биполярного транзистора, включенного по схеме ОЭ. Здесь входным электродом транзистора является база. Поскольку схема малосигнальная, то в генераторе тока используется дифференциальный коэффициент р. Для рассматриваемой эквивалентной схемы сопротивление г* и емкость С* можно определить по следующим формулам:
匕二仆(1
где Ск ——барьерная емкость коллекторного хода.
Параметры Т-образной эквивалентной схемы называются внутренними (физическими) параметрами, так как они отражают физические процессы
в транзисторе. Однако эти параметры не всегда удобны для непосредственного измерения и расчета электронных устройств.
Для переменных сигналов малой амплитуды, приводящих к незначительному изменению электрического режима в линейной части ВАХ, биполярный транзистор можно представить эквивалентным линейным четырехполюсником, параметры которого принято называть //-параметрами. К ним относятся: Лп——входное сопротивление транзистора при коротком замыкании на выходе; Л12 — коэффициент обратной связи по напряжению при холостом ходе на входе; Л21 ——коэффициент усиления (передачи) по току при коротком замыкании на выходе; Л22 —— выходная проводимость при холостом ходе на входе. Основное преимущество Л-параметров заключается в легкости их непосредственного измерения. Отметим, что существуют специальные таблицы формул, связывающих Л-параметры различных схем включения транзистора между собой, а также с физическими параметрами и другими системами параметров.
Частотные свойства биполярного транзистора определяются временем пролета неосновных носителей заряда через базу и временем перезаряда барьерных емкостей переходов. Относительная роль этих факторов зависит от конструкции и режима работы транзистора, а также от сопротивлений во внешних цепях. Для биполярных「транзисторов, предназначенных для работы в области низких и средних частот, основное влияние на частотные свойства оказывает время пролета носителей через базу
Для схемы ОБ частотные свойства транзистора обычно представляются граничной частотой усиления 工.На рис. 2.19 приведена частотная характеристика коэффициента усиления а. Из рис. 2.19 видно, что граничной частотой 7a является частота сигнала, при которой дифференциальный коэффициент а уменьшается в ^/2 раз (падает на 3 дБ) по сравнению с его значением на низкой частоте а0. Для 7a можно записать
А =
1 _ D
2ята冗俨
(2.13)
Из (2.13) следует, что для получения высоких граничных частот нужно изготавливать транзисторы с тонкой базой из полупроводников с большой подвижностью носителей заряда.
Для схемы ОЭ частотные свойства биполярного транзистора иногда представляют граничной частотой усиления.Д, которую можно определить с помощью формулы
Л=А/(₽+1)- (2.14)
Из (2.14) следует, что частотные свойства биполярного транзистора в схеме ОЭ хуже, чем в схеме ОБ. Это естественно, поскольку для любого активного элемента произведение коэффициента усиления на полосу частот есть величина постоянная.
Наиболее объективно частотные свойства биполярного транзистора представляются предельной граничной частотой усиления (частотой единичного усиления)儿 на которой 0=1. Граничные частоты % и 工 связаны приближенным соотношением: 工=(2,2ь2,6)儿 которое указывает, что /•＜工.
Теперь кратко остановимся на рассмотрении шумов в биполярном транзисторе, которые являются причиной, ограничивающей нижний предел амплитуды возможного усиления. Шумы транзистора представляют собой малые беспорядочные колебания тока коллектора. Сразу следует отметить, что шум практически одинаков для всех схем включения транзистора, но в значительной степени зависит от частоты и других параметров электронного устройства.
В биполярном транзисторе существует несколько источников шума. Основные из них: тепловой, дро- бовый и избыточный (поверхностный) или фликер-шум. Тепловой шум обусловлен хаотическим движением носителей заряда в транзисторе, Дробо- вый шум обусловлен неравномерностью скоростей носителей заряда в переходах транзистора и базе, а избыточны^ шум — неравномерностью рекомбинационных процессов на поверхности базы и токами утечки.
Шумовые свойства транзистора чаще всего принято представлять параметром, который называется "коэффициентом шума. Коэффициент шума представляет собой отношение полной мощности шумов на
выходе транзистора к той ее части, которая вызвана шумами источника сигнала.
Биполярный транзистор, как и любой другой электронный элемент, может работать в определенном диапазоне токов, напряжений и мощностей Нельзя, например, превышать определенную величину тока коллектора или нельзя использовать транзистор при напряжении на коллекторе меньше определенной величины. Эти границы использования принято называть предельными или предельно допустимыми режимами. Предельный режим в отличие от предельно допустимого определяется только физической границей возникновения явления в транзисторе, которое делает его неработоспособным, т. е предельный режим ——это физическая граница возможного использования. Однако из-за неизбежного разброса параметров полупроводниковых приборов, необходимости повышения надежности при эксплуатации на практике используется (приводится в ТУ и справочниках) предельно допустимый режим Предельно допустимый режим ——режимная граница использования транзистора, определяемая помимо физической границы некоторыми соображениями технико-экономического характера. На практике это означает введение коэффициента запаса.
Наиболее важными для эксплуатации полупроводниковых приборов параметрами являются максимально допустимые токи, напряжения и мощности.
Тиристоры
Тиристорами называются полупроводниковые приборы, имеющие четырехслойную р・дь〃~打-структуру с тремя ^-«-переходами В основе работы тиристора используется биполярный механизм образования тока На его ВАХ присутствует ярко выраженный участок отрицательного сопротивления, а сама ВАХ имеет вид 5-образной характеристики Тиристор можно представить в виде двух биполярных транзисторов р-п-р- и л-/?-л-типов, коллектор у которых является общим
В рабочем состоянии напряжение со знаком « + » подключается к крайней области /?-типа, а со знаком « —» —— к крайней области и-типа При таком включении тиристора крайние /j-л-переходы окажутся смещенными в прямом направлении, а средний переход (общий коллектор)——в обратном Крайние переходы будут инжектировать носители зарядов в центральную часть структуры, в результате в тиристоре будет протекать ток Величина этого тока определяется потерями в центральной части тиристорной структуры и представляется суммарным коэффициентом по току
обеих составляющих транзисторов 2а При 2а-» 1 формируется участок отрицательного сопротивления на S-образной ВАХ Отметим, что ВАХ тиристора имеет относительно больший размах по оси напряжений (до сотен вольт)
В тиристорах часто используется дополнительный вывод (управляющий электрод) от одной из центральных областей структуры (р- или «-типа) С помощью тока или напряжения управ пения, подаваемого на этот электрод, довольно просто удается изменять основные параметры тиристора. При таком режиме работы тиристор является по пупроводниковым прибором с управляемой S-образной ВАХ
Существует большое количество различных конструкций тиристоров, способных реализовать приборы и устройства с разнообразными свойствами В настоящее время основное применение тиристоры находят в энергетической электронике
Полевые транзисторы
Полевыми (униполярными) транзисторами назы
ваются полупроводниковые активные элементы, в основе работы которых используются подвижные носи
тели зарядов лишь одного типа ——только электроны или только дырки. Наиболее характерной чертой полевых транзисторов является высокое входное сопротивление, поэтому они управляются напряжением, а не током, как биполярные транзисторы. Наибольшее распространение получили два основных типа полевого транзистора: транзистор с уп
равляющим р-и-пере- ходом и транзистор со структурой металл —— диэлектрик ——полупроводник (МДП).
расширения /)-и-перехода при подаче на него напряжения обратного смещения. На рис. 2 20 приведен идеализированный разрез полевого транзистора с ^-каналом. Выводы, сделанрасширения /)-и-перехода при подаче на него напряжения обратного смещения. На рис. 2 20 приведен идеализированный разрез полевого транзистора с ^-каналом. Выводы, сделанПринцип действия полевого транзистора с /)-и-переходом основан на изменении сопротивления активного слоя (канала) путем
расширения /)-и-перехода при подаче на него напряжения обратного смещения. На рис. 2 20 приведен идеализированный разрез полевого транзистора с ^-каналом. Выводы, сделан
расширения /)-и-перехода при подаче на него напряжения обратного смещения. На рис. 2 20 приведен идеализированный разрез полевого транзистора с ^-каналом. Выводы, сделан
ные от противоположных сторон пластины полупроводника и-типа, называются истоком w стоком (обозначены Jf и С соответственно). Вывод от p-области называется затвором (обозначен 3). В большинстве случаев выводы от затворов соединены между собой, поэтому в полевом
транзисторе (заключенном в корпус) имеется лишь один внешний вывод от затвора.
Расстояние между /?-и-переходами называется шириной канала И7, а ^-область между переходами — каналом. При приложении напряжения между стоком н истоком Sh в цепи сток — исток будет протекать ток 4，величина которого определяется сопротивлением канала при постоянном 17си. Теперь приложим напряжение между затвором и истоком изИ («+» на истоке, « —» на затворе). За счет напряжения [/зн переходы сместятся в обратном направлении и соответственно расширятся, вследствие чего ширина капала уменьшится, а сопротивление возрастет, С возрастанием сопротивления канала ток стока 人 уменьшится. Таким образом, изменяя напряжение, можно управлять током стока.
Полевые транзисторы могут быть выполнены как с п-, так и с p-каналом. В основе дальнейшего рассмотрения будем использовать наиболее распространенный полевой транзистор с 八-каналом (рис. 2.20).
Максимальная ширина канала имеет место при (7зи = 0. Поскольку в основу работы полевого транзистора положен принцип изменения ширины канала, го для транзистора с ^-каналом С/зи можно изменять от нуля в сторону отрицательных значений, т. е. р-м-переходы затвора всегда должны быть смещены в обратном направлении и их сопротивление должно быть велико. Напряжение на затворе, при котором р-/?-переходы смыкаются (канал исчезает), называют напряжением отсечки U。, этот параметр является одним из основных для любого полевого транзистора.
Необходимо отметить, что при воздействии напряжения Осн р-и-переходьг затвора тоже смещаются в обратном направлении, но при этом оказывается, что нагГряжение, действующее в канале вблизи стока, имеет большее значение (р-м-переход шире), чем вблизи истока. Этим обстоятельством и определяется вид выходных ВАХ полевого транзистора, приведенных на рис. 2.21. Напряжение Ucn, начиная с которого формируется пологая часть характеристики, принято называть напряжением насыщения. Его можно рассчитал-ь как Ucii =UQ— (7ЗИ, откуда следует, что при увеличении 口?^ (по абсолютной величине) напряжение Sh уменьшается (см. рис. 2.21).
Другой важной характеристикой полевого транзистора, представляющей его свойства, является стоко-затворная ВАХ, для нее можно записать /e = 4тах(1 - 4“/u0)2,(2.15)
где /с тах максимальный ток стока, имеющий место при ^зн = 0・ На рис. 2.22 приведена стоко-затворная ВАХ полевого транзистора с и-каналом.
Одним из основных параметров любого полевого транзистора является крутизна s = dlc/d С/зи(мА/В), которую можно рассчитать по формуле
S = Smax(l-%/Uo),(2.16)
где §тах 一 максимальная крутизна, имеющая место при [/зи = 0. Из (2.15) и (2.16) следует, что при увеличении рабочего U2H ток стока и крутизна полевого транзистора уменьшаются.
Дифференциальное сопротивление стока (вну г- реннее сопротивление транзистора) rc = dl/cll/d/c в области пологой части выходйых ВАХ полевого транзистора, согласно (2.15), равно бесконечности (на практике 乙 обычно составляет несколько МОм). Для расчета гс можно пользоваться следующей формулой:
川=底141/厶(2.17)
где rcI——сопротивление стока при 7С = /с х. Таким образом, зная сопротивление 尸©】при определенном токе /©г можно определить гс при любом другом 4- Из (2.17) следует, что с падением тока стока % возрастает.
Дифференциальное сопротивление стока практически не зависит от UCK при небольших его значениях. Однако увеличение 0cH может вызвать лавинный
^зи^зиРис. 2.23Рис. 2.23Угр = 1 / 2я С3/*кан*Угр = 1 / 2я С3/*кан*(2.18)(2.18)
^зи
^зи
Рис. 2.23
Рис. 2.23
Угр = 1 / 2я С3/*кан*
Угр = 1 / 2я С3/*кан*
(2.18)
(2.18)
пробой р-и-переходов в полевом транзисторе. Пр^ этом ток стока резко возрастает, а г© значительно уменьшается. Лавинный пробой /)-и-переходов затво. ра является основной причиной, ограничивающей использование полевого транзистора по напряжению на стоке. Величина максимально допустимого наир»“ жения стока обычно несколько меньше напряжения лавинного пробоя (с учетом коэффициента запаса) Коэффициент усиления по напряжении) liv = dUcn/dU3a ——еще один важный параметр полевого транзистора. Нетрудно показать, что 丄=$乙・ Отме
тим, что коэффициент цг при уменьшении тока стока несколько возрастает.
Инерционность полевого транзистора обусловлена несколькими факторами, главный из которых определяется временем заряда барьерной емкости переходов затвора
Поэтому эквивалентную схему, описывающую частотные свойства полевого транзистора, можно представить в виде, изображенном на рис. 2.23. Здесь С3 ——средняя емкость затвора, гкан ——среднее продольное сопротивление канала. Воспользовавшись этой эквивалентной схемой, запишем для постоянной времени затвора т3 = С/кан, откуда для граничной частоты полевого транзистора
' Из (2.18) следует, что для улучшения частотных свойств полевого транзистора следует уменьшат ь С3 и гкан. Поскольку при прочих равных условиях сопротивление и-канала всегда меньше, чем р-кана」乩 за счет более высокой подвижности электронов то частотные свойства полевых транзисторов с я-
б)
Рис. 2.24
1НаЛом оказываются лучше, чем транзисторов 卜 «-каналом.
° На рис. 2.24, а, 6 приведены малосигнальные экви- пентные схемы (модели) для переменных состав- в'' щИх токов и напряжений полевого транзистора, "че емкость затвора условно разделена на две части: М (затвор — исток) и Сзс (затвор — сток). Эти эквивалентные схемы являются основой для построения эквивалентных схем усилительных каскадов на поле- вЬ1Х транзисторах.
При изменении рабочей температуры определен- ннм образом будут изменяться и параметры полевых транзисторов. При возрастании температуры, с одной стороны, уменьшается высота потенциального барьера переходов затвора, уменьшается их ширина, ширина канала возрастает, сопротивление канала падает и соответственно ток стока увеличивается. Однако, с другой стороны, уменьшается подвижность электронов в канале, что приводит к возрастанию сопротивления канала и соответственно падению тока стока. Таким образом, эти два температурнозависимых параметра действуют встречно, частично компенсируя изменения 厶
Как было отмечено выше, наиболее характерной чертой полевых транзисторов является высокое входное сопротивление. В полевых транзисторах с р-и-пе- реходом входное сопротивление определяется обратными токами переходов затвора. Для кремниевых полевых транзисторов входное сопротивление находится в пределах 109—1012 Ом.
Поскольку в полевых транзисторах ток стока обусловлен носителями заряда одного знака (только электроны или только дырки), причем эти носители являются основными для области канала, параметры транзистора оказываются независящими от времени жизни неосновных носителей заряда в канале, благо- 口арх чему полевые транзисторы довольно устойчивы к воздействию радиации. Практически по тем же причинам полевые транзисторы с переходом характеризуются чрезвычайно низким уровнем собственных Щумов (при высокоомных источниках сигнала).
Рассмотрим МДП-транзистор (металл—-диэлект- РНК — полупроводник), который называют транзис- т°ром с изолированным затвором или МОП-транзис- 切。paw (металл — окисел — полупроводник). В основе
Рис. 2.25
работы МДП-транзистора используется возможность изменить величину и знак электропроводности на границе полупроводника с диэлектриком под действием приложенного напряжения. На рис. 2.25 приве> дены упрощенные разрезы МДП-транзисторов с п- каналами — индуцированным (а) и встроенным (б) Следует заметить, что в силу ряда технологических причин наибольшее распространение получили МДП- д-ранзисторы со встроенным ^-каналом и с индуцированным р-каналом.
Для МДП-транзисторов, изображенных на рис 2.25, выводы от областей и-типа называются истоком и стоком (как и в полевом транзисторе с /)-и-перехо- дом). Вывод от металлической пластины, расположенной на диэлектрике над областью между истоком и стоком, называется затвором. Нижний вывод, являющийся выводом от подложки, соединяется с истоком (в дискретных транзисторах) или с общей шиной (в интегральных схемах).
В МДП-транзисторе с индуцированным каналом при напряжении С/зи = 0 канал отсутствует и соответственно при приложении разности потенциалов между стоком и истоком 17зн ток стока 7c = 0. При превышении положительным напряжением на затворе определенного напряжения % происходит образование канала за счет притяжения собственных электронов подложки к затвору под действием электрического поля. Напряжение U。, начиная с которого образуется канал (возникает ток стока), принято называть напряжением отсечки или пороговым напряжением. При U3H > UQ в МДП- транзисторах с индуцированным ^-каналом увеличение напряжения на затворе будет приводить к уменьшению сопротивления канала, за счет обогащения поверхности электронами. Ток стока 厶 gps этом увеличивается. На рис. 2.26 (кривая 7) приведена стоко-затворная ВАХ для МДП-транзистора с индуцированным -и-каналом. Эта 60
характеристика иллюстриру- т изложенное выше.
с В МДП-транзисторе с всТроенным каналом при U ；0 канал присутствует и при 17си>о протекает ток сТока (рис. 2.26, кривая 2). 口 рм увеличении положит 占 вного напр яжения % ток стока 4 возрастает. При
увеличении же отрицательного напряжения на затворе канал обедняет ся электронами и соответственно 人 уменьшается. При дальнейшем увеличении отрицательного напряжения на затворе канал исчезает, а начиная с С7ЗИ = (70 ток стока становится практически равным нулю. В данном случае Uq является
напряжением отсечки.
Рассмотрим выходные (стоковые) ВАХ МДП- транзисторов. На рис. 2.27 приведены выходные характеристики для МДП-транзисторов с и-кана- лом — индуцированным (а) и встроенным (б). При заданном напряжении на затворе по мере увеличения % от нулевого значения ток стока возрастает сначала линейно (область крутой части ВАХ), затем скорость его возрастания уменьшается и, наконец, при достаточно больших значениях 17си ток стремится к постоянной величине. Прекращение возрастания тока связано с перекрытием канала вблизи стока. Как только капал перекрыт, ток стока практически остается постоянным на данном уровне, т. е. в первом приближении становится независимым от напряжения на стоке (область пологой части ВАХ). Для пологой части ВАХ, являющейся основной
рабочей областью для усилительных устройств, мож. но записать
人=夕4一%)2. (2.19)
Крутизну МДП-Гранзистора для пологой области ВАХ нетрудно получить из (2.19) в следующем виде；
s = к (%-%). (2.20)
В формулах (2.19) и (2.20) коэффициент к (А/В2) определяется конструкцией и технологией изготовления транзистора. Отметим, что крутизна как МДП- транзистора, так и полевого транзистора с ^-«-переходом уменьшается с падением тока стока.
Помимо крутизны многие другие параметры МДП-транзисторов имеют аналогичные полевым транзисторам с р-汽-переходом зависимости от режима работы и температуры. Так, сопротивление стока в МДП-транзисторах может быть рассчитано по (2.17). Частотные свойства, шумовые и радиационные особенности, влияние температуры на ток стока и многие другие параметры и характеристики МДП- транзисторов имеют весьма схожие показатели с полевыми транзисторами с /)-и-переходом.
Входное сопротивление МДП-транзисторов определяется в основном утечками диэлектрика, поэтому оно достигает весьма больших значений 1012— 1015 Ом.
За счет приложения больших напряжений к затвору или за счет внутренних зарядов в диэлектрике может произойти пробой изолирующей пленки диэлектрика и транзистор выйдет из строя. Поэтому нельзя ни использовать, ни хранить МДП-транзисто- ры с оборванным затвором. МДП-транзисторы хранятся со специальными закорачивающими приспособлениями (все выводы транзистора замкнуты между собой). При измерении параметров МДП-транзис- торов съемное закорачивающее приспособление должно быть снято только перед включением транзистора в гнезда измерительного прибора. После проведения измерений необходимо установить вновь закорачивающее приспособление.
При работе МДП-транзистора в конкретном устройстве всегда должна существовать электрическая связь между затвором и шиной нулевого потенциала.
м сопротивление этой цепи для напряжений пРй шИХ 50 В не должно превышать 1 МОм, т. е. 6°2ьное входное сопротивление МДП-устройств при ре：о/ьзовании в цепи затвора обычных линейных ” зисторов не может быть больше 1 МОм.
ре Помимо рассмотренных выше двух основных ип0В полевых транзисторов, которые наиболее qaCTO используются на практике, существует и несколько их разновидностей, а также самостоят ельных тннов, среди которых наиболее перспективными явля- юте* СВЧ МДП-транзисторы с коротким каналом и МНОП-транзисторы. Кроме того, активные МДП- структуры широко используются в приборах с зарядовой связью и других устройствах микроэлектроники.
Элементы интегральных схем
Современная электроника характеризуется массовым выпуском изделий микроэлектроники ——интегральных микросхем с быстро растущей степенью интеграции. Интегральной микросхемой (ИМС) называется совокупность нескольких взаимосвязанных элементов, изготовленных в едином технологическом цикле, на одной подложке; ИМС выполняет функцию определенного электронного устройства. В современных ИМС на 1 см* удается выполнить более 106 элементов. По способу изготовления и получаемой при этом структуре ИМС можно разделить на три основных типа: гибридные, пленочные и полупроводниковые.
Гибридной микросхемой является ИМС, в которой пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, токопроводящие дорожки и др.) выполнены в едином технологическом цикле на одной изолирующей подложке, а активные являются навесными, т, е. o6bi4- нь1ми дискретными транзисторами, но без своих собственных корпусов (бескорпусные элементы). Помимо различных диодов и транзисторов навесными элементами могут быть конденсаторы больших емкостей и катушки индуктивности.
Пленочной микросхемой является ИМС, в ко- ТоР°й не только пассивные, но и активные элементы вьшолнены в виде пленок. Вариантами технического Исполнения пленочных ИМС являются тонкопленоч- н*е (с толщиной до 1 мкм) и толстопленочные (с
толщиной свыше 1 мкм) схемы. Хорошими пара, метрами и свойствами обладают ИМС, у кото« рых элементы выполнены на монокристаллических пленках (например, структуры кремний на сапфире).
Полупроводниковой микросхемой является ИМС, все элементы и межэлементные соединения которой выполнены в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла. Иногда полупроводниковую схему называют монолитной ИМС.
Как правило, ИМС разрабатываются и выпускаются предприятиями-изготовителями в виде серий. Каждая серия характеризуется степенью комплектности. К серии ИМС относят совокупность ИМС, которые могут выполнять различные функции, но имеют единое конструктивно-технологическое исполнение и предназначены для совместного использования. Серия содержит несколько ИМС различных типов, которые, в свою очередь, могут делиться на типономиналы. Под типономиналом понимается ИМС, имеющая конкретное функциональное назначение и свое условное обозначение.
Элементом ИМС называют часть ИМС, реализующую какую-либо функцию полупроводникового прибора (пассивную или активную), которая выполнена неразрывно от кристалла (подложки) и не может быть выделена как самостоятельное изделие.
В зависимости от количества элементов п в ИМС принято деление по степени интеграции К=1п〃. Так, ИМС первой степени содержит до 10 элементов, второй степени ——до 100, третьей——до 1000 и т. д. Интегральные схемы с К=2 —3 называют большими интегральными схемами (БИС), а с К>3 — сверхбольшими интегральными схемами (СБИС).
Поскольку полупроводниковые ИМС являются основным типом ИМС, то сосредоточим основ曰 внимание на элементах именно этих микросхе Одна из особенностей элементов ИМС по сравнени с аналогичными дискретными полупроводниковы' приборами состоит в том, что они имеют определе ную электрическую связь с общей подложкой, а ип гда и друг с другом. Другая важная особенное элементов ИМС связана с тем, что все они изготав/i ваются в едином технологическом цикле. В резулы те параметры элементов ИМС в значи гельной ml
взаимосвязаны и ограничены, чего нет у обычных оЛупроводниковых приборов.
Простейшим резистором ИМС является слой полупроводника, изолированный от других элементов pjMC. Существует несколько способов изоляции — са- мн立 распространенный из них заключается во введе- нйй дополнительного р-/?-перехода в подложку, окру- дающего (изолирующего) каждый элемент (или группу элементов). Максимальное сопротивление резистора в полупроводниковой ИМС может достигать 50 кОм. Разброс сопротивлений относительно расчетнОго номинала в ИМС составляет 15—20%. Отметим, что резисторы, расположенные на одной подложке, могут изменять свое сопротивление одинаково, поэтому разброс их значений будет гораздо меньшим — не более 3%. Эта особенность играет важную роль и широко используется в усилителях с глубокой отрицательной обратной связью.
В гибридных и пленочных схемах используются пленочные резисторы, получаемые за счет нанесения резистивного вещества на изолирующую подложку. Сопротивление такого резистора зависит от материала, толщины пленки и может достигать значений порядка 1 МОм.
Необходимо отметить, что хотя и имеется возможность создавать резисторы больших номиналов в ИМС, это является очень неудобным при построении сложных изделий, имеющих весьма малые габариты. Поэто?лу в ИМС стремятся использовать минимальное количес гво резисторов, причем возможно меньших номиналов.
В полупроводниковых ИМС, выполненных с использованием биполярных транзисторных структур, роль конденсаторов играют /)-и-переходы. Поскольку при их изготовлении необходимо провести хотя бы одну диффузионную операцию, конденсаторы на основе Р-И'Переходов часто называют диффузионными. Такие конденсаторы основаны на использовании барьерной емкости обратно смещенного /)-и-перехода. Поскольку емкость диффузионного конденсатора зависит от приложенного напряжения, то он может выполнять роль как постоянной, так и переменной емкости (варикапа). Приближенное значение максимальной емкости диффузионного конденсатора составляет 500 пФ, максимально Допустимое рабочее напряжение—15—25 В.
3 Заказ 957 65
Конденсаторы с МДП-структурой ——второй основ ной тип конденсаторов в полупроводниковых ИМс Они используются в МДП ИМС. Важным пренму ществом МДП-конденсаторов по сравнению с диффу зионными является то, что они работают при люб。, полярности напряжения. Максимальное значение 口 емкости достигает 300 пФ, максимально допустимо рабочее напряжение — 30 В.
Следует отметить, что площадь подложки, занр маемая конденсатором в ИМС, значительно превь шает площадь, занимаемую другими элементам1 (например, транзисторами). Поэтому всегда стремят* ся разрабатывать ИМС с минимальным количеством конденсаторов, причем желательно использовать конденсаторы лишь малых емкостей (некоторые ИМС вообще не имеют конденсаторов).
Еще более нежелательным элементом ИМС является катушка индуктивности. В тех случаях, когда нельзя обойтись без индуктивности, используют навесные катушки или электронные эквиваленты.
Для полупроводниковых ИМС основным и наиболее универсальным элементом является биполярный транзистор. В большинстве случаев в ИМС используются транзисторы n-p-л-типа. Значения параметров интегральных транзисторов: коэффициент усиления В— 100, граничная частота < = 300 МГц, максимально допустимое напряжение 1/ктах = 40 В.
Помимо обычных биполярных транзистор св в ИМС широко используются особые структур т не свойственные электронным устройствам на дт ретных элементах. Это прежде всего многоэмиттс ный транзистор (МЭТ). Особенности МЭТ сости в размерах коллекторных и эмиттерных перехода количестве эмиттеров, а также в конфигураи; и расположении контактов.
В настоящее время в составе полупроводников ИМС могут быть изготовлены дйоды почти любе типа. Однако при разработке ИМС всегда желате. но использование лишь однотипных структур. Tai、 ми структурами обычно являются биполярные тр,, зисторы. Поскольку транзистор имеет два р-и-пере\ да, то его просто использовать и в качестве диог В полупроводниковых ИМС применяются различн1 схемы включения транзистора в качестве диода, т интегральный диод представляет собой биполярн!
м е干总与
,,力6丿用д)
Рис. 2 28
панзистор, включенный определенным образом. При 二ом имеется возможность получать у интегральных диодов различные параметры.
Диодное включение транзистора (обычно н-р-п-ти- на) достигается при выполнении внутрисхемных ме- галлизаций, проводимых после формирования всех элементов ИМС. На рис. 2.28 приведены пять схем включения биполярного транзистора в качестве диода, В первом случае в качестве диода (схема а) используется коллекторный р-н-переход транзистора. Такой диод имеет относительно большое пробивное напряжение (до 50 В), но характеризуется невысоким быстродействием. Диод (схема 6), использующий эмиттерный р-«-переход, имеет повышенное быстродействие, но небольшое пробивное напряжение (до 7 В). Для диодов схемы 6 я 8 пробивное напряжение одинаково с диодом схемы 6, а для г ——с а. Самый большой обратный ток имеет место в диоде схемы 2, где /)-А7-переходы транзистора включены параллельно. Падение напряжения на диоде при заданном прямом токе максимально для диода (схема 6), а минимально для диода (схема г). Необходимо отметить, что на практике чаще всего используются диоды (схемы 6 и б).
Низковольтные стабилизаторы в ИМС выполняют, применяя /)-л-переходы при прямом смещении. Такие стабилизаторы рассчитываются на напряжения, равные или кратные равновесной высоте потенциального барьера кремниевого р-и-перехода, примерно составляющей 0,7 В. Здесь можно использовать один н「н несколько последовательно включенных инте- ^альных диодов, работающих при прямом смеще- ВДи. Обычно в низковольтных интегральных стабилизаторах используются диоды (рис. 2.28, схема в).
Широкое распространение в ИМС получили МДП-транзисторы. МДП ИМС имеют ряд преиму- ^^тв перед ИМС на биполярных транзисторах й прежде всего лучшие массогабаритные показатели.
n州『加n州『加
n州『加
n州『加
При выполнении нескольких МДП-транзисторов “ одной подложке получается, что их истоки и сто оказываются разделенными встречно включенны] 夕•〃-переходами сток ——подложка и исток ——подлог Поэтому гальваническая связь между элемента] будет определяться лишь малыми обратными тока] этих переходов. Таким образом, для МДП ИК в большинстве случаев дополнительная изоляц элементов не требуется. Отсюда следует, что МД транзисторы можно располагать ближе друг к др) и тем самым повышать плотность расположен элементов и использование площади подложки.
Поскольку интегральные МДП-транзисторы нуждаются в изоляции, их структура практичес не отличается от структуры дискретных элемент)( Важным преимуществом МДП-транзисторов в пол\ проводниковых ИМС является возможность их нс пользования в качестве различных элементов: резне торов, конденсаторов и др.
Широкое применение в микроэлектронике находят сочетания МДП-транзисторов с «- и /)-кана- лами, которые принято называть комплементарными МДП-транзисторами (КМДП). Отметим что сочетания биполярных п-р-п- и р■坦-р~тран・ зисторов обычно называют комплементарными биполярными или просто комплементарными транзисторами.
Развитие микроэлектроники в последние годы тесно связано с использованием новых эффектов и явлений в твердом теле. Это обусловлено тем что традиционные области полупроводниковой эле ктроники имеют свой предел, определяемый конструктивной сложностью, технологичностью изготс в- ления, снижением надежности и т. д. Наиболее прин ципиальной и многообещающей областью микроэлектроники является функциональная электроника.
Функциональным прибором является прост структура, способная выполнять функции всего)с ройства в целом. Для функциональной электрони характерно использование большого числа различш явлений. Помимо чисто электрических цепей зде используются оптические, акустические, магнитн! и другие явления в твердых телах.
Явления, связанные с механическими колебания、 упругой среды, обычно называют акустически
т звуковыми). Основой акустоэлектроники явля- (“"' использование взаимодействия акустических еТСпектрических сигналов. Практически все современ- н акустоэлектронные элементы являются прибо- н мн резонансного типа. Принцип действия их Р^нован на использовании пьезоэлектрического эффекта (пьезоэффекта).
Прямой пьезоэффект проявляется в образовании зарядов на поверхности твердого тела под действием механических напряжений. Обратный пьезоэффект проявляется в изменении геометрических размеров тела под действием приложенного электрического напряжения. Эти эффекты очень ярко проявляются
в кварцевом резонаторе.
Кварцевый резонатор представляет собой однородную пластину монокристалла кварца. Чаще всего в кварцевом резонаторе возбуждаются продольные колебания (объемные акустические волны) по типу сжатие — растяжение. Основным электрическим пара
метром кварцевых резонаторов .является резонансная частота, которая жестко фиксирована. Основной размер, определяющий частоту колебаний кварцевого резонатора,— длина пластины. Кварцевые резонаторы обладают наибольшей стабильностью частоты.
В теле однородной кварцевой пластины нельзя обнаружить области, соответствующие индуктивности, емкости или сопротивлению. Тем не менее кварцевая пластина выполняет функцию резонатора, т е. заменяет несколько реактивных элементов и резисторов. В ней возбуждаются резонансные механические колебания за счет?
приложения переменного электри-I
ческого поля, и наоборот: при г 1|
возбуждении колебаний механичес-夕 П
ким путем на обкладках резона-丫
тора появляется электрическое на-丿
пряжение.l с Мс0
В электрической цепи перемен-S
ною тока на частотах, близких° 二二
к резонансным, кварцевый резонатор ведет себя как последова- 1
тельно-параллельный колебатель-I
н*й контур, схема которого при-°
ведена на рис. 2.29. Для такой Рис 2 29
схемы характерны два резонанса: последовательный (резонанс напряжений в ветви LCR) и параллельный (резонанс токов во всем контуре). Емкость Со называют статической емкостью резонатора, а параметры L, К, С——динамическими, они сравнительно легко определяются.
Помимо кварцевых резонаторов в последйие годы широкое применение получают акустоэлектронные элементы на основе других пьезоактиЬных материалов. В таких элементах могут быть возбуждены не только объемные акустические волны, но и изгибные. сдвиговые, поверхностные, крутильные и др. В низкочастотных акустоэлектронных элементах используются изгибные, а в высокочастотных — поверхностные акустические волны.
Г лава 3
УСИЛИТЕЛИ
Усилителем называе гея устройство, предназначенное для повышения (усиления) мощности входного сигнала. Усиление происходит с помощью активных элементов за счет потребления энергии от источника питания. Активными элементами в усилителях чаще
всего являются транзисторы; такие усилители принято
называть полупроводниковыми или транзисторными В любом усилителе входной сигнал лишь управляем передачей энергии, от источника питания в нагрузку.
+ F"+ F"Принцип действия усилителя удобно пояснить с помощью схемы, приведенной на рис. 3.1. Основой усилителя являются два элемента: сопротивление R и управляемый активный элемент АЭ (например, полевой транзистор), сопротивление которого изменяется под действием входного сигнала Uax. За счет изменения сопротивления АЭ изменяется ток, протекающий oi источника питания с напряжением Еп в цепь из 7? и АЭ. В результате будет меняться падение напряжения
+ F"
+ F"
на элементах схемы, а следовательно, и выходное напряжение 1/вых. В правильно спроектированном усилителе напряжения нетрудно получить t/BbIX> t/BX.
Основные параметры и характеристики
Рассмотрим структурную схему усилительного каскада, приведенную на рис. 3.2. Здесь усилитель представлен как активный четырехполюсник с общей шиной для входа и выхода. Источник входного сигнала показан в виде генератора напряжения £「， имеющего' внутреннее сопротивление Rr. На выходе усилителя подключено сопротивление нагрузки RH. Генератор и нагрузка не являются частями усилительного каскада, но часто играют значительную роль в его работе. Усилитель на рис. 3.2 представляется своими входаым RBX и выходным /?ВЬ1Х сопротивлениями.
По роду усиливаемой величины различают усилители напряжения, тока и мощности. Все усилители усиливают мощность, но усилитель напряжения главным образом усиливает напряжение, а в усилителе тока в большей степени усиливается ток.
Удобно подразделять усилительные каскады по соотношениям величин /?вх и &「Если в усилителе Квх»Кг，то он имеет потенциальный вход и является усилителем напряжения. В усилителе тока 凡*«凡， т. е. имеет место токовый вход. В усилителе
Рис. 3.2
Рис. 3.3
мощности 凡хА& т. е. вход согласован с источником входного сигнала.
По соотношению между величинами /?вых и & также можно разделить на усилители напряжения где имеет место потенциальный выход (/?ВЫХ<^А1() усилители тока, где имеет место токовый выхо. (Квнх》凡)，и усилители мощности, которые работа ют на согласованную нагрузку (公вых^Кн*
Как правило, усилитель состоит из нескольки' усилительных каскадов (рис. 3.3). Каскады нумеруют ся в возрастающем порядке от входа. Нагрузкой первого каскада является входное сопротивленг( второго каскада, а источником входного сигнала д^< второго каскада является выход первого каска口， и т. д. Первый каскад называется входным^ а послед ний ——выходным или оконечным. Входной каска осуществляет согласование усилителя с источнике \ входного сигнала, поэтому для усилителя напряженрь требуется иметь в нем большое входное сопротивле ние. Кроме того, желательно, чтобы входной каска, имел минимальный коэффициент шума.
Выходной каскад многокаскадного усилится j чаще всего является усилителем мощности и при зван работать на низкоомную нагрузку. От вы ходного каскада обычно требуется иметь боль шую допустимую мощность, малое выходное со противление, высокий коэффициент полезного деН ствия и малый коэффициент гармоник. Отметим что остальные (промежуточные) каскады необхо димы для обеспечения заданного коэффициентг усиления.
Соединение каскадов между собой в многокаскад ном усилителе может быть осуществлено различным! способами. Один из широко распространенных спосо бов связи для усилителей переменного тока ИЛ1 напряжения реализуется с помощью разделительны^ емкостей. Такой усилитель называется усилителе、 с емкостной (или RC) связью. Для усилителе, постоянного тока используется непосредственная (га льваническая) связь. Отметим, что непосредственна» связь между каскадами широко представлена в ИМС В усилителях также могут быть использованы транс форматорная, оптическая и другие связи межд) каскадами или для подключения источника входноп сигнала и нагрузки.
Одним из основных параметров усилителя являетСЯ коэффициент усиления, который различают по напряжению Ku=Vw!Um, по току yi^xk и по мощности A：(, = PBbIX/PBX = K1;Ki. Для усилителей возможны различные значения коэффициентов усиления, н0 принципиально то, что Кр> 1 всегда. Общий кОэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов.
Коэффициент усиления по напряжению в децибелах (дБ) равен
，K“ = 201g 宵= 201gK°.
Аналогично можно представить и & (дБ), а для Кр (дБ) справедлива следующая запись:
J = 101g 署=10 1gKp.
Выражение коэффициентов усиления в дБ связано с тем, что человеческое ухо реагирует на звуковые колебания в соответствии с логарифмическим законом слухового восприятия. Ниже приведены сравнительные значения К“，выраженные в дБ и относительных единицах. Если коэффициент усиления каждого каскада выражен в дБ, то общее усиление многокаскадного усилителя равно сумме коэффициентов усиления каскадов.
爲，дВ• • 01231020406080
篤1 ' 1,121,261,413,1610102103104
Помимо усиления сигнала необходимо, чтобы усилитель не изменял его формы, т. е. в идеальном случае точно повторял все изменения напряжения (или тока). При этом допускается некоторый сдвиг сигнала по времени. Отклонение форм выходного и входного сигналов принято называть искажениям^. Они бывают двух видов: нелинейные и линейные.
Нелинейные искажения определяются нелинейностью ВАХ транзисторов, на которых собран усилитель. Так, при подаче на вход сигнала синусоидальной формы выходной сигнал не будет чисто синусоидальным, а будет содержать составляющие вЬ1сших гармоник. Это просто получается с помощью
входной ВАХ биполярного、транзистора, которая имеет форму экспоненты, а не прямой линии. Искажения этого вида оцениваются коэффициеш ом гармоник (коэффициентом нелинейных искажений) Кг. В многокаскадных усилителях общий Кг можно принять равным сумме коэффициентов гармоник всех каскадов. На практике же основные искажения обычно вносятся выходным каскадом, который работает на больших амплитудах сигналов.
Для оценки нелинейных искажений можно вое- пользоваться амплитудной характеристикой усилителя (рис. 3.4), представляющей собой зависимость амплитуды выходного напряжения URax от ам1ь литудного значения входного сигнала Unx неизменной частоты. При небольших UBX амплитудная характеристика практически линейна. Угол ее наклона определяется коэффициентом усиления на данной частоте. Изменения угла наклона при больших °вх указывают на появление искажения формы сигнала.
Линейные искажения определяются зависимостями параметров транзисторов от частоты и реактивными элементами усилительных устройств. Эти искажения зависят лишь от частоты усиливаемо! о сигнала. Зависимость Ки усилителя от частоты вхо t ного сигнала принято называть амплитудно-част) тной характеристикой (АЧХ), С помощью AU、 (рис. 3.5) можно представить коэффициенты час」匕' тных искажений на низшей Мн и высшей Мв частот? заданного диапазона работы усилителя:
МИ = \Ки0/Кии\,МИ = \Ки0/Кии\,мв=\ки0/кив\.мв=\ки0/кив\.(3.1m■ (3.16(3.1m■ (3.16
МИ = \Ки0/Кии\,
МИ = \Ки0/Кии\,
мв=\ки0/кив\.
мв=\ки0/кив\.
(3.1m
■ (3.16
(3.1m
■ (3.16
А но допустимые величины коэффициентов тотных искажений не превышают 3 дБ. Отме- ；；м что А/=<—Ун называют полосой пропускания усилите а儿# ос「
- В усилителях звуковых частот /н^20 Гц и
15 кГц； в широкополосных усилителях 工 может достигать десятков МГц; в частотно-избирательных усилителях /и^/в и для высокочастотных вариантов ^о*ет достигать сотен МГц; в усилителях постоянНОГО тока /н = 0, а 工 может составлять несколько десятков МГц.
Необходимо отметить, что в усилителях имеют место фазовые сдвиги между входным и выходным сигналами, которые могут привести к появлению фазовых искажений. Фазовые искажения проявляются лишь при нелинейной зависимости фазового сдвига от частоты. Эту зависимость принято называть фазо-частотной (фазовой) характеристикой (ФЧХ). Частотные и фазовые искажения являются линейными искажениями и обусловлены одними и теми же причинами, причем большим частотным искажениям соответствуют большие фазовые искажения, и наоборот.
Помимо рассмотренных параметров и характеристик часто необходимо знать коэффициент полезного действия усилителя, коэффицент . шума (см. § 2.5), стабильность, устойчивость работы, чувствительность к внешним помехам и др.
Одним из основных параметров выходного каскада усилителя является коэффициент полезного действия:
"=尸丿尸0，(3.2)
『де Ри一мощность, выделяемая на нагрузке усилителя; Ро ——мощность, потребляемая усилителем от
источника питания. Величина т| всего усилителя определяется главным образом Л выходного каскада.
Параметры и характеристики усилителей зависят как °т числа каскадов, так и от активного элемента (транзи- ^ора) и способа его включения в усилительном каскаде.
Усилители на биполярных транзисторах
Среди многочисленных вариантов усилительных каскадов самое широкое применение находит каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме ОЭ. Принципиальная схема упрощенного варианта такого каскада приведена на рис. 3.6. В качестве разделительных элементов здесь использованы конденсаторы С\ и С2, т. е. источник входного сигнала £г и сопротивление нагрузки 凡 подключены соответственно ко входу и выходу каскада посредством емкостной связи. Основой усилительного каскада ОЭ являются два элемента: резистор RK и 〃、 夕〃-транзистор.
При отсутствии входного сигнала усилительный каскад работает в режиме покоя, который иногда называют начальным режимом, а в усилителях переменного сигнала — режимом постоянного тока. С помощью резистора & задается ток покоя базы ко = Е/ R& отсюда ток покоя коллектора 7К0 = 57бо. Для большинства линейных усилителей выбирают напряжение на коллекторе в режиме покоя UK3Q = — IkqRk = Ek/2. Отметим, что в режиме покоя напряжение и6эо = 6,в — 0,7 В для кремниевых транзисторов.
При подаче на вход рассматриваемого каскада положительной полуволны переменного входного сигнала будет возрастать ток базы, а следовательно, и ток коллектора. В результате напряжение на 7?к увеличится, а напряжение на коллекторе транзистора уменьшится, т. е. произойдет формирование отрицательной полуволны выходного напряжения. Таким образом, каскад ОЭ инвертирует входной сигнал, осуществляет сдвиг фазы между L/BbIX и Ubx на 180 .
Рассмотрим работу усилительного каскада ОЭ по входным и выходным харакгеристикам. На входной ВАХ биполярного транзистора (рис. 3.7, а) выбираем на линейном участке (для получения минимального К) рабочую точку (ток 7бо и напряжение 17бэо покоя). Затем прикладываем переменный входной сигнал I7Qv В результате ток базы станет изменяться от 厶1 до 1^ Такрй режим работы усилительного каскада принято называть режимом (или классом) А. Это самый распространенный режим для усилителей напряжения. Другие режимы работы каскадов чаще используются в усилителях мощности (см. § 3.5).
На выходных ВАХ транзистора (рис. 3.7, 6) проводим линию нагрузки по постоянному току /?к, представляющую собой зависимрсть тока в цепи коллектора от напряжения UK3 при заданном напряжении источника питания £к. Эта зависимость может быть построена по формуле IK~(EK—UK^/RK. На практике часто линию нагрузки проводят через две точки:
4 = 0，a3 =& и ^ = ^1^ 么3 = 0.
Очевидно, что наклон линии нагрузки определяется номиналом резистора 凡.Пересечение линии нагрузки с характеристикой, соответствующей 7бо, определяет точку покоя на выходных ВАХ, т. е. 7КО и (7КЭО.
Теперь можно представить изменение тока коллектора при изменении тока базы от 161 до /б2. Изменяющийся ток коллектора создает переменное напряжение на резисторе 凡 и соответственно на выходе усилительного каскада (7ВЫХ. Обращает на себя внимание, что (7ВЫХ и 17вх будут находиться в противофазе, т. е., как уже отмечалось выше, рассматриваемый каскад инвертирует сигнал.
Для более точного определения С7ВЫХ необходимо учесть, что по переменному току параллельно RK подключается RH(RKn = RK\\R^. Поскольку RK>/?кн, то линия нагрузки по переменному току (рис. 3.7, 6) будет идти крун岂 Отметим, что линию нагрузки по переменному току /?кн строят по отношению приращений напряжения к току.
Для расчета параметров усилительного каскада по переменному току удобно использовать его малосигнальную эквивалентную схему (рис. 3.8). Она
представляет собой модель каскада ОЭ для области средних частот, когда сопротивления разделительных емкостей малы, сопротивление емкости коллекторного перехода С* велико и не наблюдается снижения коэффициента р.
В основе схемы рис. 3.8 использована эквивалентная схема транзистора (см. рис. 2.18), которая дополнена пассивными элементами усилительного каскада 凡 и /?б, а также генератором входного сигнала и &. Отметим, что генератор тока шунтируется двумя цепями: г* и гэ~h/?кн, причем последняя является рабочей цепью нагрузки. Учест ь влияние г* на выходной ток коллектора мох- но, воспользовавшись эквивалентным параметром Ве = В唄/(大+ &kJ, откуда 4 =仇4・ Здесь й далее под значениями 4，厶 будем подразумевать амплитудные значения токов,
С помощью эквивалентной схемы для большинства практических случаев можно определить (без учета шунтирующего влияния г* и Лб):
&х = % + %(В + 1)・ (3.3)
Величина RBX для каскада ОЭ обычно составляе! сотни Ом или единицы кОм.
Наибольший интерес для каскада ОЭ представляе! коэффициент усиления по напряжению относительно генератора Киг~ U^lЕг. Амплитуда выходного напряжения (7ВЫХ= —/кйки, амплитуда тока коллектора 4 = Ве'б, а /б = £г/(Лг4-/?вх). Следовательно, проведя подстановки и преобразования, можно записать:
Эта формула является одной из самых распростра- 'ненных в полупроводниковой электронике. Знак « —»
указывает на инвертирование сигнала. Из (3.4) следу* что для повышения Киг желательно выбирач ь транзистор с большим 0, а также в известных пределах увеличивать RK.
尸 При Rax»Rr (3.4) преобразуется к следующему
ВИДУ： -
Ku= -0Ккн/&х・Ku= -0Ккн/&х・(3.5)(3.5)
Ku= -0Ккн/&х・
Ku= -0Ккн/&х・
(3.5)
(3.5)
Коэффициент усиления каскада по току относи? тельно нагрузки К1П зависит от соотношения сопротивлений 公 к И /?н：
KtK = IH/I6 = ^RJ(RK + Ra),(3.6)
где &т0 и Кн — В*
Коэффициент усиления по мощности Кр можно представить как произведение Хи К「Из всех усилительных каскадов на биполярных транзисторах каскад ОЭ обладает лучшими усилительными свойствами. Он хорошо усиливает напряжение, ток и мощность (Хр> 103).
Выходное сопротивление усилительного каскада
определяется со стороны контактов сопротивления нагрузки при Е「= 0 и отключенной нагрузке. Из эквивалентной схемы (рис. 3.8) видно, что /?вых определяется двумя цепями: резистором RK и выходным сопротивлением самого транзистора, близким к г^. Поскольку обычно /?к «尸^， то можно считать, что Квнх^Ак и составляет единицы кОм.
Рассматриваемый до сих пор вариант усилительного каскада ОЭ (см. рис. 3.6) был удобен для проведенного анализа. Однако на практике он используется довольно редко из-за низкой стабильности режима покоя и коэффициентов усиления. Лучшей стабильностью обладает каскад ОЭ, принципиальная
схема koi орого приведена на рис. 3.9. Все изложенное выше от - но©и гельно параметров каскада ОЭ (см. рис. 3.6) справедливо и для каскада ОЭ (рис. 3.9).
В усилительном каскаде ОЭ (рис. 3.9) введено два дополнитель-
ных резистора 凡 и /?б2, а также конденсатор с При расчете режима покоя обычно задаются пад《 нием напряжения на резисторе & равны； /з = (0,1 + 0,3) £к. С помощью А? осуществляете стабилизация режима покоя усилительного каскад； поскольку создается отрицательная обратная связ] которая будет рассмотрена в § 3.4. .
Итак, предположим, что за счет каких-либ внешних воздействий (повышения температуры, п( явления радиации и т. д.) ток 人。возрос. При это, увеличится напряжение UR3 (знак « + » на эмиттер и-р-м-транзистора), что при постоянном напряжени на базе приведет к уменьшению 17бэо. Следователык уменьшатся 厶。и 7КО. Таким образом, с помощы резистора R3 будет поддерживаться постоянств 4。 при разнообразных внешних воздействиях. От метим, что для поддержания постоянного напряжени на базе необходимо иметь Лб2 ^R^
Если R3 создает отрицательную обратную связ как по постоянному, так й по переменному ток; то первая, как отмечалось выше, стабилизируе режим покоя усилителя, но вторая — снижает 冗.
Для устранения снижения Ки в устройство введе конденсатор Сэ, который для переменного ток t устраняет отрицательную обратную связь, шунтиру К* Отметим, что Сэ влияет на работу каскада н низких частотах.
На рис. 3.9 изображена и емкость нагрузки (： которая в некоторых случаях может быть подклю1ч
на к выходу усилительного каскада.
При работе в области? средних частот рассматриваемый усилительный каскад (рис. 3.9) может быть представлен с помощью эквивалентной схемы рис. 3.8. Однако при работе в области низких частот наблюдается спад коэффициента усиления (см. рис. 3.5), что обусловлено влиянием конденсаторов С15 С2 и Сэ, поскольку при уменьшении частоты их сопротивление возрастает.
Рассмотрим работу каскада ОЭ в облас ги низких частот (ОНЧ). Влияние разделительных конденсаторов и Сэ на коэффициент частотных искажений Мн можно определить отдельно, используя метод суперпозиции. Сразу отметим, что большой вклад в значение Ма вносит цепь конденсатора Сэ. Поэтому, если предположить, что AfH = 3 дБ,
Рис. 3.10Рис. 3.10то Mhci = Mhc2 = 0,5 дБ, а Мнсэ = 2 дБ. Полный Мн будет равен сумме коэффициентов частотных искажений за счет этих трех емкостей. Если эти коэффициенты представлены в относительных единицах, то для определения общего Ms следует взять их произведение.
Рис. 3.10
Рис. 3.10
Поскольку в ОНЧ возрастают сопротивления' конденсаторов, то эквивалентную схему каскада для этой области работы необходимо дополнить несколькими элементами (рис.ф3.10, а). Здесь 7?6 = &/1&2・ Сначала рассмотрим влияние С「Для этого случая входную цепь усилительного каскада можно преобразовать к виду, представленному на рис. 3.10, б, Где многоэлементная схема действует своим сопротивлением /?вх, включенным в цепь С「Для учета влияния С\ на Ки следует в знаменателе выражения (3.4) к 凡 и &х добавить сопротивление этой емкости Хс1 = 1/усоСр Для низшей частоты сон можно записать:
Теперь, используя (3.4) и (3.7), нетрудно получить:
К"。/ Кнн = 1 + 1 //①н"нс 1 ,
(3.8)(3.8)где Тнс1 = С1(Кг + Кв。——постоянная времени входной Цепи усилительного каскада.
(3.8)
(3.8)
Теперь найдем модуль отношения (3.8):
Мнс1= /1 +
Таким образом, коэффициент частотных искажен铺 на низшей частоте Л/нс1 однозначно определяет^ постоянной времени тис1. Для уменьшения Мис1 прй прочих равных условиях нужно увеличить С「
Выражение (3.9) может быть использовано д^ определения коэффициента частотных искажений н& низшей частоте практически для любой цепи любого усилительного устройства. Так, для выходной цецй Мне2 в (3.9) следует лишь заменить тИС1 на тас21 В этом нетрудно убедиться, проделав выкладки 口口； выходной цепи рассматриваемого усилителя. В ре. зультате получим, что
工не2 =с2 (евКх + 凡)=c2 (凡+凡).
Таким образом, для определения Мн след5 найти постоянные времени всех цепей, влияюп на низкой частоте на К*, затем подставить кажд; из них в (3.9), а полученные значения коэффициенг частотных искажений сложить.
Для эмиттерной цепи усилительного каскада мож^ но записать:
ТцСЗ = С (*з II Квмх) ~ СзКвНХЗ,
где &ВНХЗ — выходное сопротивление каскада со сто-*
роны эмиттера транзистора, т. е. выходное сопротивление усилительного каскада ОК, который будет рассмотрен ниже. Здесь же отметим, что его значение обычно не превышает десятков Ом, поэтому и получается весьма малая величина для 工式冲 Это обстоятельство и определяет максимальные искажения в цепи конденсатора Сэ. Таким образом, для уменьшения М в рассматриваемом каскаде требуется
увеличить емкости С\ иувеличить емкости С\ иРис. 3.11Рис. 3.11С2, но в первую очередь в большей степени — Сэ.
увеличить емкости С\ и
увеличить емкости С\ и
Рис. 3.11
Рис. 3.11
Рассмотрим теперь частотные искажения в области высоких частот (ОВЧ). Для ОВЧ эквивалентную схему каскада ЭО можно преобразовать к виду, приведенному на рис. 3.11. Здесь не использованы некоторые
элементы, которые не оказывают практического влияния на работу усилителя в ОВЧ. Прежде всего
еткм, 4Т。спад К“ в ОВЧ в основном будет ^ сЛовлен влиянием С* й Сн, а также падением 1 ；力巾 нинента Р， который является комплексной '° финной и поэтому на схеме обозначен как & в Эквивалентный коэффициент Ре, который учитывает шунтирующее влияние С * генератора тока на
ьгсоких частотах, можно представить в следующем виде： Ве = Ро/(1+/8%), где % = % + С：凡 h + Q&h — эквивалентная постоянная времени каскада ОЭ в ОВЧ. Воспользовавшись (3.16), получим для высШей рабочей частоты <ов
此=，1+(叫%)2.(3.10
Выражение (3.10) справедливо для любого усилительного устройства. Оно указывает на то, что уменьшения искажений в ОВЧ можно достичь снижением тв, величина которой во многом определяется используемым в усилителе транзистором. Для низкочастотных транзисторов тв = тр = та (р+ 1), поскольку их частотные свойства в основном определяются временем пролета неосновных носителей заряда чере^ базу. Для ВЧ транзисторов (при Си = 0) тв^С*Дкн, т. е. зависит не только от параметров транзистора, НО И ОТ凡н・
Необходимо отметить, что в ОВЧ с ростом частоты не только возрастает Мв, что соответствует уменьшению коэффициентов усиления в каскаде, но и увеличивается фазовый сдвиг Ubhx относительно 〃妹 При этом угол фазового сдвига для каскада ОЭ с ростом ①в стремится от 180 к 360°.
Как уже отмечалось выше, одним из основных параметров усилительного каскада является стабильность его работы. Прежде всего важно, чтобы в усиди геле обеспечивался стабильный режим покоя.
Существует три причины, влияющие на изменение тока /ко под воздействием температуры (или другого внда внешнего воздействия). Так, при возрастании температуры, во-первых, увеличивается обратный ток коллекторного перехода, во-вторых, уменьшается напряжение Обзо и, в-третьих, возрастает коэффициент В.
Для большинства усилителей, выполненных на кРемниевых транзисторах, основной фактор влияния
А/g определяется приращением А17бэо = £厶丁 (0 ТКН (3 мВ/град), АТ рабочий температурный
диапазон), коллекторадиапазон), коллектораВ этом случае нестабильность т* можно представить в следующем виде-
диапазон), коллектора
диапазон), коллектора
А/-=5-^А/-=5-^(3.11)(3.11)ГДе Shc=Jг1+8凡/(& + &)ГДе Shc=Jг1+8凡/(& + &)коэффициент несшбильноспкоэффициент несшбильносп
А/-=5-^
А/-=5-^
(3.11)
(3.11)
ГДе Shc=Jг
1+8凡/(& + &)
ГДе Shc=Jг
1+8凡/(& + &)
коэффициент несшбильносп
коэффициент несшбильносп
усилительного каскада, который показывает, во ско лько раз 6 усилительном каскаде изменения ток покоя больше, чем в идеально стабилизированное устройстве. Чем меньше Shc, тем стабильней усилитель.
При повышении R? и уменьшении & коэффициен Shc уменьшается, стремясь в пределе к величине с При этом усилитель будет иметь наилучшую стабильность. Однако необходимо отметить, что уменьшение Shc приводит к снижению коэффициента усиления Если, наоборот, увеличивать & и уменьшать 凡, то «нс будет стремиться к своей максимальной величине 5. Такая плохая стабильность характерна для усилительного каскада (см. рис. 3.6). На практике же обычно Shc = 2 + 5.
Для повышения стабильности работы усилительного каскада иногда используют термокомпенсацию Принципиальная схема одного из таких каскадов ОЭ приведена на рис. 3.12. Здесь в цепь базы транзистора включен прямосмещенный диод, ТКН которого равен ТКН эмиттерного перехода тра! зистора. При изменении температуры напряжена (76э0 и напряжение на диоде будут меняться одине ково, в результате чего ток 7бо останется постоянных Применение этого метода эффективно в каскада на кремниевых транзисторах, где, как указывалос выше, основную нестабильность порождает Д В ИМС диод заменяется транзистором, включенным по схеме рис. 2.28, 6 или в. При этом реализуется наилучшая термокомпенсация, поскольку оба транзистора выполняются на одном кристалле кремния в едином технологическом цикле и, естественно, имеют идентичные параметры.
Помимо каскадов ОЭ известны и усилительнъ каскады на биполярном транзисторе, включение 1 по схеме ОБ. Каскад ОБ может быть использова как с одним, так и с двумя источниками питани
Принципиальная схема усилительного каскада ОБ с двумя источниками питания приведена на рис. 3.13. Сразу отметим, что поскольку в этом каскаде йб = 0, он имеет наилучшую стабильность (SRC = а).
Усилительный каскад ОБ более стабилен и может работать на более высоких частотах/ чем каскад ОЭ, HQ он не обладает усилением по току и имеет очень малое входное сопротивление (не более десятков Ом). Каскад ОБ на практике используется редко, причем лишь в сочетании с другими усилительными каскадами.
Широко используется усилительный каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим коллектором (ОК). Принципиальная схема наиболее распространенного варианта каскада ОК с КС-связью приведена на рис. 3.14. Здесь коллектор через очень малое внутреннее сопротивление источника питания соединен с общей шиной каскада, т. е. вывод от коллекторного электрода является общим выводом для входной и выходной цепей устройства. Отметим, что в рассматриваемом каскаде ОК соединен с общей шиной лишь на переменном сигнале, Для которого мало выходное сопротивление источника питания (обычно выходная емкость источника питания бывает весьма большой). Основой усилительного каскада ОК являются два элемента: резистор Кз и и-/)-и-транзистор.
Нетрудно также убедиться, что каскад не инвертирует входной сигнал. В каскаде ОК напряжение переменного входного сигнала подается между базой и общей шиной, а выходное напряжение снимается между эмиттером и общей шиной устрой- ства，Таким образом, оказывается, что напряжение
(3.13)(3.13)
(3.13)
(3.13)
сигнала, приложенное к змн» терному переходу, являете； разностью:图―〃вь1х・ Чем больше выходной сигнал (при заданном (7ах), тем меньшие
окажется напряжение, приложенное к эмиттерному
переходу, а следовательно, и напряжение, управляющее работой транзистора. Это будет приводив к падению тока эмиттера и соответственно паденш^ Ubhx・ Такая связь выходной и входной ценен усилительного каскада является 100% -ной отрицательной обратной связью. Наличие отрицательной обратной связи во многом определяет параметры каскада ОК (в частности, малый К「).
Эквивалентная схема усилительного каскада ОК для области средних частот приведена на рис. 3.15 Здесь &h = EJKr и /?б = /?б1 II Т?б2- Из схемы рис. 3.15 следует, что при высокоомном Кб и ^? ^(гэ + -^э1() для входного сопротивления каскада можно записать
凡 х = к+(В+1)&н, (3.12)
а при больших В и Лэн:
^вх = Р^эн^Р^э-
Приведенные выражения показывают, что при высокоомном Rq в каскаде ОК 火вх велико (десятки или сотни кОм) и возрастает при, увеличении йэ. Однако достижение весьма больших значений RBK затруднено, так как рост К? требует увеличения 瓦・ Кроме того, в ИМС выполнить резистор большего номинала практически невозможно (см. § 2.8). Вследствие этого очень большие значения RBX могут быть получены только в специальных каскадах ОК.
Для коэффициента усиления по току в каскаде ОК можно записать: К~1вых/1вк = 1э/Ц=^-^1. Теперь, аналогично (3.6), для KiR, получим
k*(0+1)凡/(%+&)•
Приведенные соотношения показывают, что уси- еПЬный каскад ОК имеет максимальное усиление
'о току относительно каскадов ОЭ и ОБ.
' Поскольку в каскаде OK RBK велико, то обычно выполняется условие /?вх^>/?г, поэтому коэффициент усиления по напряжению относительно генератора Км = К“ = °вых/ Ubx* Полагая f/вых ~ /нЕзн m Ubx = (Rbk, п0СЛе подстановки в выражение для Ки и проведения преобразований, получим
' 居=」味岭， (3.14) 方11+(0+1)凡 Н
откуда следует, что К“£1・
Усилительный каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОК, часто называют эмиттерным повторителем, поскольку его выходное напряжение (на эмиттере) практически полностью повторяет входной сигнал (по амплитуде, фазе и форме).
Выходное сопротивление каскада ОК можно представить из рис. 3.15. Полагая, что значения & и г： весьма велики, получим для расчета /?вык следующую формулу:
凡宀。+啬• (3.15)
Анализ параметров, входящих в (3.15), показывает, что &нх в каскаде ОК мало (обычно составляет десятки Ом).
Хотя общий анализ в ОВЧ для • каскадов ОЭ и ОК практически совпадает, но каскад ОК является значительно более высокочастотным. Это его важное преимущество определяется наличием 100 % -ной отрицательной обратной связи.
Эмиттерный повторитель, хотя и не усиливает напряжение, является хорошим усилителем мощности (Kp = KJ. Он обычно используется в качестве согласующего каскада, т, е. каскада с большим входным и малым выходным сопротивлением.
При создании усилительных устройств иногда, например для реализации двухтактного каскада усилителя мощности, требуется иметь два сигнала (напряжения), равные по величине относительно °бщей шины, но противоположные по фазе. На практике для получения сигналов используют
фазоинверсный (парафазный усилитель, принципиальная схе ма которого приведена 氏 рис. 3.16.
Основой рассматриваемог( фазоинверсного усилителя яв^ ляются три элемента: 〃■夕刁卜 транзистор и два резистора RK и &. По сути своей фазоин、 версный усилитель являете； однокаскадным усилителем
который вобрал в себя функции двух каскадов О? и ОК. Резистор 凡 и и-/)-и-транзистор образую каскад ОЭ, а резистор R? с тем же транзистором - каскад ОК. Выходной сигнал I7BbIxi, снимаемы}
с коллектора транзистора, имеет противоположную полярность относительно входного сигнала С/вх, а вы ходной сигнал <7вых2, снимаемый с эмиттера трап зистора, совпадает по фазе с С7ВХ. .
Так как коэффициент усиления по напряжении для сигнала, снимаемого с эмиттера, всегда несколь ко меньше единицы и по условию работы фазоин версного усилителя Ки1 = Ки2, то в устройстве oi сутствует усиление по напряжению. Для выполнени i равенства Ки1 =Ки2 необходимо, чтобы р/?к = (р+ 1)丿 х /?э. При больших Р достаточно, чтобы R = %
Усилители на полевых транзисторах
Среди усилительных каскадов, выполненных н полевых транзисторах, наиболее широкое применени получил каскад, в котором полевой транзисто включен по схеме с общим истоком (ОИ). На рис. 3.! приведена принципиальная схема наиболее pacnpoci
раненного варианта каскада ОИ с /?С-связью. Основой такого усилительного каскада являются два элемента: резистор 凡 и полевой транзистор с р-и-переходом и и-кана- лом. Аналогичный каскад может быть выполнен и на МПД-транзисторе со встроенным каналом.
Поскольку полярность напряжения источника пи-
Ес определяется типом канала, то в рассматри- т*；м0M с каскаде £с должно быть положительно Используется транзистор с и-каналом). Резистор ^а1 МОм осуществляет гальваническую связь зат- ^/ с общей шиной, а также стабилизирует входное сопротивление каскада. Источник входного сигнала г подключен ко входу каскада через разделительный конденсатор С19 а сопротивление нагрузки 凡 подключено к выходу каскада через разделительный конденсатор С2.
Цепь автоматического смещения 7?и Си обеспечива-
ет отрицательное напряжение на затворе для режима покоя Озн。* Величину 衣以 для заданного тока покоя /со обычно определяют с помощью стоко-затворной ВАХ полевого транзистора (см. рис. 2.22). Поскольку за счет протекания /со по К^ между затвором и истоком полевого транзистора возникает напряжение ■
^зио= -&凡，(3.16)
из (3.16) можно легко определить 凡.Отметим, что с помощью Ен также осуществляется стабилизация режима покоя (подобно стабилизации с .помощью К? в усилителе ОЭ на рис. 3.9).
В режиме покоя для линейного усилителя выбирают напряжение между истоком и стоком полевого транзистора UCHO^ICORC в общем соотношении £с = =Ucho + /sKc +'соЕц，「〃е Rc равно нескольким кОм. При этом Ucho》Ubhx + (1+2) В.
При раснет^ка^када ОИ может оказаться, что Rh имеет относительно большое значение, что приведет к получещпо^ ^слишком большого отрицательного напряжения на затворе. Для реализации необходимых режимов работы в усилительном каскаде на полевом транзисторе можно использовать делитель напряжения в цепи затвора, т. е. между затвором и источником питания включить дополнительный резистор. Отметим, что в таком усилителе полевой транзистор с р-^-нереходом может быть заменен МДП-транзистором со встроенным или с индуцированным каналом.
Рассмотрим теперь параметры каскада ОИ для переменного сигнала. Нетрудао показать, что при Подаче положительной полуволны Uax в каскаде ОИ
口S?步］02 口户ь口S?步］02 口户ьРис 3 18Рис 3 18будет формироваться отрицательная полуволна (7ВЫХ (как и в каскаде ОЭ), т е. усилительный каскад ОИ инвертирует входной сигнал. На рис. 3.18 приве. Дена малосигнальная зквц. валентная схема в области
口S?步］02 口户ь
口S?步］02 口户ь
Рис 3 18
Рис 3 18
средних частот для усилительного каскада ОИ. Эга схема получена на основе схемы рис. 2.24, q, в которой устранены межэлектродные емкости (не играющие существенной роли в области средних частот), за счет внесения в нее внешних элементов каскада. Здесь RCH = RC II Rq 凡・ Входное сопротивление каскада ОИ па средних частотах определяется 凡，поэтому /?вх^1 МОм
Для амплитудного значения тока стока в полевом транзисторе можно записать
4 = $изн+ Uch/，c・ (3」7) Так как в каскаде ОИ амплитуда выходного напряжения 。睜=〃^=—厶凡(знак « —» указывает на проти- вофазность сигналов на выходе каскада и на 凡), то (3.17) можно привести к следующему виду /с = src U3B/(rc + Rc), откуда для коэффициента усиления Ки получим
&=^^=“ Ubx&=^^=“ Ubxs%4 _丄凡s%4 _丄凡(3.18)(3.18)
&=^^=
“ Ubx
&=^^=
“ Ubx
s%4 _丄凡
s%4 _丄凡
(3.18)
(3.18)
Знак « —» показывает, что каскад ОИ инвертируй сигнал. При гс»/?с, что обычно имеет место н。 практике, выражение (3.18) можно представить в виде
(3.19(3.19к产T凡
(3.19
(3.19
(в реальных каскадах ОИ обычно K“ = 3 —50).
Выходное сопротивление рассматриваемого каска да нетрудно представить как /?ВЬ1Х = r61| Rc. Поскольк} обычно гс»/?с, то Квых^Кт
Рассмотрим работу каскада ОИ в ОНЧ Спад коэффициент усиления в ОНЧ (см. рис 3 5) для каскада ОИ обусловлю влиянием конденсаторов Сь С2 и Си Анализ каскада ОИ в ОН" практически совпадает с анализом для каскада ОЭ При расчет коэффициентов частотных искажений для каждой цепи Мнс i Мнс2 и Мнси следует использовать (3 9), в которую необходим подставить значения постоянных времени рассматриваемых цепей % 1 = &(& + &)”&",(320а
тНС2 = С2(Лс + йн)«С2Ля,(3 206
% = &(&11&+&/5.(3 20В
о выражении (3 20а) учтено, что обычно R3^> Rr Постоянная ” имеет большое значение и слабо влияет на искажения 'Мала В выражении (3 206) учтено, что в многокаскадном 'силителе обычно каскад ОИ работает на последующий каскад 匚 полевом транзисторе с большим своим входным сопротивле- ннем, т е каскад ОИ работает на высокоомную нагрузку Для лстоковой цепи каскада ОИ (3 20в) учитывают, что выходное соПротивление со стороны истока /?выхи мало (АВЫХ<®：АИ) Сопротивление Квнхн фактически является выходным сопротивлением каскада ОС, который будет рассмотрен ниже Из-за малого К нхн цепь заряда Си вносит самый большой вклад в коэффициент /：“Прн расчете усилительного каскада для ОНЧ необходимо о曲ую (заданную) величину Мн распределить по всем трем цепям неравномерно, учитывая, что Л/нс! < Мпс2 < Мясн
Рассмотрим теперь работу каскада ОИ в ОВЧ При анализе работы каскада на полевом транзисторе в ОВЧ прежде всего следует рассмотреть изменение входного сопротивления каскада При возрастании частоты входного сигнала для определения входного сопротивления необходимо учитывать влияние емкостей Сзн и Сзс Уже на частотах в несколько десятков кГц может проявиться проводимость, обусловленная этими емкостями, н входное сопротивление станолита комплексным На рис 3 19 приведены эквивалентные схемь( для входной части каскада ОИ в ОВЧ \
При работе на высоких частотах одним из основных параметров усилительного каскада на полевом транзисторе становится входная емкость Св* Для каскада ОИ входной ток затвора можно представить как
/з = /зн + 4 =/з = /зн + 4 =4 I 4(К“ + 1)
/з = /зн + 4 =
/з = /зн + 4 =
1 /JW Сзн1/丿① Сзс
Проведя преобразования, получим
./,=та“[&“+а.(к“+1)](321)
Выражение (3 21) позволяет представить Свх в следующем виде
Свх = С]и + Сзс(Л：„+1)»С:,сЛ：и(3 22)
Постоянную времени входной цепи в ОВЧ можно получить из эквивалентной схемы рис 3 19, 6, где входная часть каскада 。依 представлена емкостью, как TBflx = CBX(Rr|| R3) Коэффициент частотных искажений в ОВЧ для входной Л/ввх и выходной Л/ввых цепей каскада можно рассчитать по (3 10), а затем для
，丿，丿
，丿
，丿
получения общего Ма (дБ) сп°濁 "ввх И МВПЬ1Х. Отметим, что пОс янная времени выходной цепи скада в основном определяе постоянной заряда емкости над кн: тввых ~ CnRca.Стабильность каскад на полевых транзистор в основном определяет изменениями 厶。под вл】 других внешних фактор тока стока в режиме поьполучения общего Ма (дБ) сп°濁 "ввх И МВПЬ1Х. Отметим, что пОс янная времени выходной цепи скада в основном определяе постоянной заряда емкости над кн: тввых ~ CnRca.Стабильность каскад на полевых транзистор в основном определяет изменениями 厶。под вл】 других внешних фактор тока стока в режиме поьнием температуры или Уменьшить прир ащение А/с。，возникшее под действием какого-либо внешн( фактора, можно с помощью использования отри) тельной обратной связи по постоянному току. Т в каскаде (рис. 3.17) общее приращение тока ст( в режиме покоя равно А/со/(1 4-57?и), т. е. в (1+з/ раз меньше, чем в одиночном полевом транзисто
получения общего Ма (дБ) сп°濁 "ввх И МВПЬ1Х. Отметим, что пОс янная времени выходной цепи скада в основном определяе постоянной заряда емкости над кн: тввых ~ CnRca.
Стабильность каскад на полевых транзистор в основном определяет изменениями 厶。под вл】 других внешних фактор тока стока в режиме поь
получения общего Ма (дБ) сп°濁 "ввх И МВПЬ1Х. Отметим, что пОс янная времени выходной цепи скада в основном определяе постоянной заряда емкости над кн: тввых ~ CnRca.
Стабильность каскад на полевых транзистор в основном определяет изменениями 厶。под вл】 других внешних фактор тока стока в режиме поь
Рассмотрим теперь истоковый повторитель, ко рым называется усилительный каскад на полев транзисторе, включенном по схеме с общим стою (ОС). На рис. 3.20 приведена принципиальная схс каскада ОС с КС-связью. Здесь, подобно каж ОК, сток через очень малое сопротивление источш 丨 питания соединен с общей шиной каскада, т вывод стока является общим для входной и выходь цепей устройства. Основой рассматриваемого каск: ОС являются два элемента: резистор 凡 и поле! транзистор с 夕加переходом и «-каналом.
В рассматриваемом каскаде (подобно каскаду С существует 100%-ная отрицательная обратная св по напряжению, за счет чего получается малый и K^WL Кроме того, нетрудно убедиться, что кас】“ ОС тоже не инвертирует фазу сигнала. Отсюда и происходит название ——истоковый повторитель.
Для каскада ОС U3R = U^ - 17вых= UaK - Л Д и иси = — из =—人凡・ Подставив эти выражения в (3.17), после проведения преобразований получим для К“：
K“ = s 凡/(1+s 凡)，(3.23)
откуда следуе!, что Ки<\, но при увеличении sE* коэффициент К「1.
Выходное сопротивление для каскада ОС в облает*1 средних частот 凡及乂=1/5 и составляет сотни Ом’
области низких частот спад коэффициента усиления опреде- ^ вПИЯнием конденсаторов & и С2. Для каскада ОС в ОНЧ ”е^)，凡+ 凡)и тнс2 = С2 (ЛВых + Ан). Анализ этих выражений Твс1 аляет заключить, что тнсi >тпс2 и Мас1<Мкс2. Таким образом, позв°" е частотные искажения возникают в выходной цепи °сн°： а ОС, следовательно, для уменьшения Мн прежде всего к^бходимо увеличивать С2.
опреДеЛИТЬ 1 В рез)льтатеопреДеЛИТЬ 1 В рез)льтатепо аналогиипо аналогииВходное сопротивление истокового повторителя для низких т так же, как и в усилительном каскаде ОИ, определяется чаС отивлением R” которое обычно выбирается порядка 1 МОм. С°П^Рассмотрим теперь входную емкость каскада ОС, которая ОВЧ снижает входное сопротивление. Емкость Свх можно -с с входной емкостью каскада ОИ.
опреДеЛИТЬ 1 В рез)льтате
опреДеЛИТЬ 1 В рез)льтате
по аналогии
по аналогии
для каскада ОС запишем
(3.24)(3.24)&х = Сзс + &н (1 - К/ * Сзс.
(3.24)
(3.24)
Из (3.24) следует, что Свх в каскаде ОС в основном определяется межэлектродной емкостью затвор —сток, которая обычно составляет несколько пФ. Сравнение (3.22) и (3.24) позволяет сделать рувод, что Свх в каскаде ОС значительно меньше, чем в каскаде 00. Этим и определяется большее входное сопротивление в ОВЧ для каскада ОС.
Постоянные времени входной тввх и выходной тввых цепей рассматриваемого каскада нетрудно представить в следующем виде: (
Тввх = Св* (&г II 凡)Н Тввнх н °н Rbhk = Сц /S*
Подставив Тввх и тавых в (3.10), получим Л/ввх и Л/нвых, сумма которых составит полный Мв (дБ).
Выражение для тввх в общем виде одинаково для усилительных каскадов на полевых транзисторах (ОИ и ОС), но в истоковом повторителе Свх значительно меньше. Из выражений для тВВЬ1Х сразу видно, что для каскада ОС ее величина значительно меньше, чем для каскада ОИ. Таким образом, изложенное выше указывает на то, что истоковый повторитель является более высокочастотным усилительным каскадом, чем каскад' ОИ.
Помимо усилительных каскадов ОИ и ОС известен и каскад, в котором полевой транзистор включен по схеме с общим затвором (ОЗ). Однако такой каскад не находит практического применения прежде всего из-за своего малого входного сопротивления.
Усилители с обратной связью
Обратная связь находит широкое использование в разнообразных электронных устройствах. Особую Роль обратная связь играет в микроэлектронных Усилителях. Можно утверждать, что без ее широкого ^пользования было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.
Обратной связью называется передача энергии из выходной цепи усилителя во входную. Выходной
Рис. 3.21Рис. 3.21сигнал может посту на вход устройства ностью или только ча чно. Сниматься сигнал 」、 ратной связи может как с выхода всего устройства, так и с какого-либо про：
Рис. 3.21
Рис. 3.21
межуточного каскада и подаваться может как на вход всего устройства, так и во входную цепь промежуточного каскада. Обратную связь, охваты
вающую один каскад, принято называть местно^ а охватывающую весь многокаскадный усилитель — общей.
Структурная схема усилителя с обратной связью приведена на рис. 3.21. Здесь коэффициент усиления устройства К и коэффициент обратной связи х обозначены в виде комплексных величин. Этим утвер*、 дается наличие фазового сдвига в ОНЧ и ОВЧ за счет
реактивных элементов в самом усилителе и в цепи обратной связи. Коэффициент х представляет собой О1 ношение сигнала обратной связи, поступающего на вход с выхода устройства, к выходному сигналу.
Обратная связь может специально вводиться в усилитель для изменения его характеристик и параметров, а также возникать за счет (обычно нежелательного) влияния выходных цепей на входные (паразитная обратная связь).
Наличие обратной связи может привести к увеличению либо к уменьшению сигнала на выходе устройства и соответственно коэффициента усиления. В первом случае фазы входного сигнала и сигнала обратной связи совпадают и амплитуды складываются — такую обратную связь называют положительное (ПОС). Во втором случае фазы противоположны и амплитуды сигналов вычитываются ——такую обрат ную связь называют отрицательной (ООС). Положи тельная обратная связь находит применение в различ ных генераторах, а иногда и частотно-избирательньг усилителях (см. гл. 4). В большинстве же усилителе! положительная обратная связь является нежелатель ной и используется крайне редко.
Основное применение в усилительных устройства находит отрицательная обратная связь (ООС). Он позволяет повысить стабильность работы усилителей а также улучшить другие важные параметры и харак”
йСТики. Сразу следует подчеркнуть, что снижение 臂由巾乳нИента усиления в современных усилительных К°тпойствах на счет ООС не является очень значительным фактором, поскольку широко использу- *тся микроэлектронные структуры с большими собственными коэффициентами усиления (имеет место значительный запас по величине К).
В усилителях применяют различные виды отрицательной обратной связи, которые различают по способу подачи сигналов ООС во входную цепь усилителя и по способу снятия с выхода усилителя. ^сли во входной цепи усилителя вычитается ток цепи обратной связи из тока входного сигнала, то такую ООС называют параллельной. Если же во входной цепи вычитаются напряжения входного сигнала и обратной связи, то такую ООС называют последовательной.
По способу получения (снятия) сигнала обратной связи различают ООС по напряжению, когда сигнал ООС пропорционален “нх усилителя, и ООС по току, когда сигнал ООС пропорционален току через нагрузку. 、
При последовательной обратной связи по напряжению с выхода усилителя снимается часть выходного напряжения (7ОС, которое во входной цепи алгебраически складывается с С/вх. На рис. 3.22 приведена структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по напряжению. Напряжение обратной связи (70с==х17вых, где м = [ <R、+ Rjx R?l R、 (обычно 尺1》区2)・ Здесь во входной цепи усилителя действует напряжение, равное UBX 士 Uoc.
Прежде всего рассмотрим влияние последовательной обратной связи по напряжению на коэффициент
Рис. 3.22
усиления по напряжению. Для усилителя, охваченног( обратной связью, можно записать
К UbHX — U^zxИ0С 一 ах 土 - "*(1 土 %心■
Напомним, что коэффициент усиления по напр乂 жению усилителя без обратной связи Ки= UBblK/UBX Поэтому, для усилителя с ООС можно получить
К“℃ = К“/(1+мК“).(32
Величины 尺 и 乂 комплексные, но для простоть изложения будем использовать их действительньк значения, что соответствует области средних часто ] работы усилителя. Формула (3.25) справедлива дл$ случая ООС. В этом легко убедиться, поскольку Киос<Ки, Отметим, что при положительной обратно： связи в знаменателе правой части (3.25) следует использовать знак « —».
Из (3.25) следует, что при последовательной ООС по напряжению стабилизируется величина ^цос. Так например, при xK“=100 Ки за счет каких-либ< причин возросла на 50%, но Ки0С при этом увеличит% лишь примерно на 0,2%.
Введем понятие глубины обратной связи, которая для ООС равна
尸=1+乂尺.(3.26,
На основании (3.26) можно заключить, что глубина ООС возрастает при увеличении х и Ки. При очень глубокой ООС F=^Kui поэтому в данном случае (3.25) можно переписать в следующем виде:
Kuoc^I/^ = (R^R2)/R2.(3.27}
Из (3.27) следует очень важный вывод, что при глубокой ООС (尸〉10) удается практически полностью исключить влияние параметров транзистора и всего усилителя (в частности, Ки) на его ^цОс. Здесь уже не будут влиять такие факторы, как изменение температуры, радиационное воздействие, разброс параметров, старение и др. Таким образом, можно утверждать, что введение глубокой последовательной ООС по напряжению обеспечивает стабильность усиления по напряжению. Коэффициент усиления по (3.27) определяется х, т. е. отношением номиналов двух резисторов.
Улучшение стаби-心 льности коэффициента усиления с помощью ООС также широко используется для расширения АЧХ усилителя. На рис. 3.23 приведена |
ДЧХ для Ки усилителя，
без ООС; там же при-р ； 乂
ведена АЧХ и для 凡℃・1 &
Последнюю удобно рассчитывать с помощью (3.25). Поскольку х = const, то К“ос однозначно определяется К“. При отклонении частоты сигнала в ОНЧ или ОВЧ уменьшается К“，но падает и глубина ООС, т. е. 1 +乂帛.В результате КиQC изменяется слабо и реализуй ется АЧХ с широкой полосой пропускания. Таким образом, можно заключить, что наличие ООС уменьшает частотные искажения, т. е. снижает Мн и Мв.
С помощью ООС удается уменьшить нелинейные искажения, а также влияние помех в усилителе. Поскольку с увеличением 尸 будет уменьшаться напряжение непосредственно на входе усилителя (на базе или затворе транзистора), то его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента. Уменьшение рабочих размахов токов и напряжений на участках ВАХ и приведет к уменьшению коэффициентов гармоник. С некоторым приближением можно считать, что ООС обеспечивает работу усилителя на участках ВАХ с малой нелинейностью. Для коэффициента нелинейных искажений усилителя Атос, охваченного ООС, можно записать Kr0C^Kr/F. Это обстоятельство в ряде случаев оказывает решающее значение, особенно для выходных каскадов усилителя.
Входное сопротивление усилителе с ООС Rrxoc определяется способом подачи сигналов обратной связи во входную цепь. При последовательной ООС по напряжению 1?вхос можно представить как &bxoc = (Ubx+U℃)//bx・ Поскольку U0C = y.KuUBX, то после проведения преобразований можно получить
к 兰(1+кК“) = &/.(3.28)
Из (3.28) видно, что последовательная ООС по Напряжению увеличивает входное сопротивление 4 Заказ 957
усилителя в 尸 раз. Таким образом, чем глубже рассматриваемая здесь ООС, тем больше Лвх ос. Это имеет важное значение для входных каскадов усилителей, работающих от источников (датчиков) входного сигнала с большим внутренним сопротивлением
Выходное сопротивление усилителя с ООС Квнх ос определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При последовательной ООС по напряжению (7ВЫХ усилителя меньше зависит от тока нагрузки, что соответствует уменьшению его выходного сопротивления. Для рассматриваемого вида ООС можно записать:
^выхос~^вых /^, (3.29)
откуда следует, что последовательная ООС по напряжению уменьшает выходное сопротивление в F раз. Таким образом, чем глубже ООС, тем меньше &выхос・ Это имеет важное значение в усилителях напряжения, поскольку позволяет значительно снизить зависимость выходного напряжения от Rn,
Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по напряжению уменьшае г и стабилизирует коэффициент усиления по напряжению; снижает линейные и нелинейные искажения; повышает входное и уменьшает выходное сопротивления усилителя.
Последовательная обратная связь по току отличается от последовательной обратной связи по напряжению только выходной частью структурной схемы, т. е. только способом снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя. При последовательной обратной связи по току в выходной цепи усилителя включается специальный резистор Roc, падение напряжения на котором пропорционально выходному току. На рис. 3.24, а приведена выходная часть структурной схемы усилителя с обратной связью по току. Во входной цепи усилителя с последовательной обратной связью 17ос алгебраически складывается с входным напряжением, как и в усилителе рис. 3.22. Из рис. 3.24, а следует, что иос = 1ъыхЯ0С и х^Лос /Лн.
Поскольку во входной цепи усилителя складываются напряжения для последовательных ООС по напряжению и току, то (3.25) является общей для
Рис 3 24
любой последовательной ООС. При глубокойООС по току (3.25) можно преобразовать к следующему виду:
Кн ос = 1/乂弋 Кн/Кес* (3.30)
Из (3.30) следует вывод о стабильности К„ос, но этот вывод здесь справедлив лишь при 7?н = const. Таким образом, различного рода внешние воздействия, разброс параметров транзисторов не оказывают существенного влияния на Киос усилителя с глубокой последовательной ООС по току. Однако такой усилитель весьма чувствителен к изменениям сопротивления нагрузки.
Входное сопротивление усилителя с ООС, как отмечалось выше, определяется способом подачи сигналов во входную цепь. Поскольку и в данном случае используется последовательная ООС, оказывается справедливой формула (3.28) со всеми вытекающими из нее выводами. Способ снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя не влияет на /?вх ос, и совершенно неважно, какая ООС используется по напряжению или току.
Наиболее существенное отличие последовательных ООС по напряжению и току проявляется через &нхос- Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При этом способ подачи сигнала ООС во входную цепь не играет никакой Роли. Для Квнхос усилителя, охваченного ООС, по току можно записать следующее выражение:凡拉乂。^ %^вых^Яос (Ки +1), откуда следует, что выходное сопротивление возрастает.
Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по току стабилизирует
коэффициент усиления при постоянной нагрузку снижает искажения, повышает входное и выходно сопротивления усилителя.
Параллельная обратная связь по току отличаете от последовательной обратной связи по току тольк входной частью структурной схемы усилителя с параллельной обратной связью. Здесь напряжено U℃ образует ток обратной связи /℃, протекающи1 через дополнительный резистор К. Во входной цен】 усилителя происходит алгебраическое сложени 7оС и тока входного сигнала. Полная структуры；! схема усилителя с параллельной обратной связьь по току просто формируется из ее частей, изоб раженных на рис. 3.24, где а коэффици ент обратной связи по току х^ = 70С //ВЬ1Х^^ОС /Л Глубина ООС по току 尸》=1+%К「
Поскольку основное применение параллельна］， ООС по току находит в усилителях тока, наиболее интересным является ее воздействие на коэффициент усиления по току &℃• Аналогично (3.25), находич
&。户&/(1+%К,) = &/Е， (3.31, где К】——коэффициент усиления по току усилител? без ООС. Точно так же, как при ООС по напряжении стабилизируется Хиос, при параллельной ООС по току стабилизируется & ос. Здесь значительно снижается влияние внешних факторов и разброса параметров на & ℃. При глубокой параллельной ООС по току (3.31) преобразуется к виду &℃ = 1/乂［=尺/灭℃， т. е. коэффициент усиления по току будет определяться лишь отношением двух резисторов. Отметим также, что введение параллельной ООС по току уменьшает линейные и нелийейные -искажения токовых сигналов.
Поскольку входное сопротивление усилителя с ООС определяется лишь способом подачи сигнала обратной связи во входную цепь, для параллельной ООС можно записать: /?вх OC = RBX /F^ Здесь во входной цепи усилителя складываются токи. Таким образом, параллельная ООС уменьшает RBX ос, причем /?вх ос обратно пропорциональна глубине ООС по току.
Как было показано выше, ООС по току способствует увеличению выходного сопротивления усилителя. Для параллельной ООС по току Квнх ос увеличивается пропорционально возрастанию'尸「
Итак, параллельная ООС по току уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления по току, снижает искажения токовых сигналов, уменьшает вХодное и увеличивает выходное сопротивления усилителя. 、
При параллельной обратной связи по напряжению с сопротивления нагрузки снимается выходное напря・ Жение, которое во входной цепи образует ток обратной связи, протекающий через резистор К. Структурную схему усилителя с параллельной обратной связью по напряжению можно составить из входной части, справедливой для параллельной обратной связи (рис. 3.24, 6), и выходной части, справедливой для обратной связи по напряжению (выходная часть на рис. 3.22).
При глубокой параллельной ООС по напряжению нетрудно получить
. 几。产国凡. (3.32)
Сравним (3.30) и (3.32): если при последовательной ООС по току Ки ос стабилен при /?н = const, то в данном случае, при параллельной ООС по напряжению Ки ос стабилен при /?г = const.
Итак, параллельная ООС по напряжению стабилизирует коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, снижает искажения, уменьшает выходное и входное сопротивления усилителя.
В § 3.2 и 3.3 уже были рассмотрены усилительные каскады, в которых использовалась ООС. Теперь остановимся подробнее на способах создания ООС и ее влияния на параметры конкретных усилителей.
В эмиттерном (см. рис. 3.14) и истоковом (см. рис. 3.20) повторителях имеет место 100%-ная последовательная ООС по напряжению. Прежде всего рассмотрим еще раз эмиттерный повторитель. Напомним, что входное напряжение в нем прикладывается между базой транзистора и общей шиной, а выходное напряжение снимается между эмиттером н общей шиной. Таким образом, к эмиттерному переходу транзистора оказывается приложенным Управляющее напряжение, равное 17вх — С/вых. Поскольку во входной цепи происходит алгебраическое сложение напряжений, то данная обратная связь является последовательной. Так как сигнал обратной
связи снимается с нагрузки (с выхода усилителя) и пропорционален Um, то такая обратная связь является связью по напряжению. Поскольку напряге, ние обратной связи Uoc составляет не часть, а в改 4ых，обратная связь является 100%-ной. Во входной цепи происходит вычитание амплитуд напряжений входного сигнала и сигнала обратной связи, т е уменьшается управляющий сигнал между ба soR и эмиттером транзистора, поэтому связь оказывае гея отрицательной.
Для определения способа снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя удобно пользоваться методом короткого замыкания (КЗ) нагрузки. В реальном усилителе для использования этого метода под нагрузкой следует понимать резистор, с которого снимается выходной сигнал. Для рассматриваемого каскада ОК таким резистором является R3. Если при (мысленном) замыкании нагрузки обратная связь исчезает, то эта связь по напряжению, а если не исчезает, то эта связь по току.
В эмиттерном (или истоковом) повторителе замыкание К》 (или &н) приводит к исчезновению 17нык, которое и является напряжением U℃・ Таким образом, при КЗ нагрузки обратная связь исчезает, следовательно, в повторителе имеет место обратная связь по напряжению.
Из § 3.2 известйо, что каскад ОК имеет 7^цос<1, малые искажения, большое входное и малое выходное сопротивления. Теперь можно сделать обпие выводы относительно параметров каскада ОК. Малый Ки ос и малые искажения получены за счет 100%-ной ООС, большое /?пх — из-за того, что ООС последовательная, а малое 7?вых ос ——что ООС по напряжению. То же самое можно повторить и для каскада ОС. “
Теперь рассмотрим усилители с последовательной ООС по току. На рис. 3.25 приведена принципиальная схема каскада ОЭ с последовательной ООС по току, которая создается резистором R3, Рассуждая аналогично, нетрудно показать, что рассматриваемая обратная связь является последовательной ООС (吗 эмиттере присутствует напряжение сигнала обратной связи той же полярности, что и С7ВХ на базе). Однак° здесь уже будет ООС по току, что можно доказать с помощью метода КЗ нагрузки. Так, при (мыслей 102
凡 ос = — &н /R3 •凡 ос = — &н /R3 •(3.33)(3.33)
凡 ос = — &н /R3 •
凡 ос = — &н /R3 •
(3.33)
(3.33)
ом) замыкании резистора 凡， которого здесь снимается вы- х0дНой сигнал, обратная связь не исчезает (а даже несколько возрастает), следовательно, это связь по току.
Для коэффициента усиления по напряжению в усилителе рйс. 3.25 можно использовать общую формулу (3.4), справедливую для любого усилительного каскада ОЭ. В каскаде с после
довательной ООС RBX ос»/?г, следовательно, пренебрегая /?г и подставив (3.13) в (3.4), после проведения преобразований можно получить
Полезно сравнить (3.33) с общей формулой для усилителя с последовательной ООС (3.27) или (3.30). Формула (3.33) на конкретном примере подтверждает сделанный ранее важный вывод, что глубокая последовательная ООС исключает влияние параметров транзисторов и всего усилителя на Ки ос, т. е. ООС стабилизирует Ки ос. Наиболее важным, пожалуй, является даже не стабилизация относительно внешних воздействий, а отсутствие влияния не только параметров транзисторов, но даже самих величин Rm и R3. Из (3.33) следует, что Киос определяется отношением /?кн и /?э.
Усилительный каскад на полевом транзисторе с последовательной ООС по току можно представить как каскад ОИ (см. рис. 3.17) при отключенном конденсаторе Си. В этом случае сигнал ООС образуется на резисторе Ra. Нетрудно показать, что 40c можно рассчитать по следующей формуле:
K^^-sRJ^+sR^, • (3.34)
гДе глубина ООС F— 1 +sRn. При sRa^> 1 выражение (3.34) можно представить как
&℃=-&/&• (3.35)
Формула (3.35) почти повторяет (3.33). Разница состоит лишь в кажущемся отсутствии влияния &н・ Однако, на самом деле, для низкоомной нагрузки ° (3.35) следует заменить 凡 на 凡父
Выходные сопротивления каскадов ОЭ и ОИ должны возрастать при^использовании ООС по току. Во внутренней структуре усилителя это так и проио ходит. Однако выход этих каскадов шунтируется резисторами 凡 и &• В результате в них обычно сохраняется постоянное 7?вых, примерно равное R (или Лс). *
Теперь вернемся к начальному варианту каскада ОИ (см. рис. 3.17), где присутствует конденсатор Си. Этот конденсатор вводится для устранения ООС по переменному току. Действительно, теперь в каскаде ОИ будет иметь место лишь последовательная ООС по постоянному току, стабилизирующая режим покоя. Поскольку теперь на резисторе Ки не выделяется переменного напряжения С/ос, то в (3.34) следует положить Ли = 0, что приведет ее к виду (3.19). Таким образом, при устранении ООС по переменному току произошло повышение коэффициента усиления. То же самое можно получить и при переходе от каскада ОЭ (рис. 3.25) к каскаду ОЭ (см. рис. 3.9).
Довольно часто в усилительных каскадах ОЭ и ОИ стараются ввести возможно большей глубины ООС по постоянному току для лучшей стабилизации режима покоя, а для переменного тока ввести дозированную ООС. На рис. 3.26 приведена принципиальная схема одного из вариантов каскада ОЙ на МДП-транзисторе со встроенным и-каналом. Здесь по постоянному току создается последовательна я ООС за счет резисторов Ли1 и /?н2, а по переменном} току ——за счет резистора Ли1. Для расчета Киск в рассматриваемом каскаде можно использовать (3.34), подставив Rui вместо
Рассмотрим теперь использование последовательной ООС на примере многокаскадного усилителя, выпускаемого в виде полупроводниковой ИМС. На рис. 3.27 приведена принципиальная схема трехкаскадного усилителя с непосредственной связью. Первый каскад ОЭ выполнен на биполярном транзисторе Р7\, в нем присутствует местная последовательная ООС по току, создаваемая резистором /?э1. Второй каскад ОЭ выполнен на транзисторе ИТ2 в нем тоже имеет место местная ООС по току, создаваемая резистором /?э2. Третий каскад ОК выполнен на транзисторе ИТ3, в нем присутствует местная 100%” 104
ная последовательная ООС по напряжению, создаваемая резистором 凡з. Помимо местных ООС в усилителе используется общая обратная связь, образуемая цепью резистора К。。соединяющей выход усилителя с эмиттером транзистора VTY.
Поскольку сигнал обратной связи поступает на эмиттер транзистора VTX, a UBX — на его базу, происходит алгебраическое сложение напряжений, следовательно, общая обратная связь последовательная. Поскольку сигнал обратной связи снимается с выхода усилителя (с нагрузки), это ——обратная связь по напряжению (что просто проверить с помощью метода КЗ).
Для того чтобы убедиться в том, что общая обратная связь является отрицательной, полезно изобразить полярности полуволн напряжений во всех существенных точках принципиальной схемы. Так, например, на входе усилителя присутствует положительная полуволна 6rв* (см. рис. 3.27). При этом на коллекторе транзистора VTr будет отрицательная полуволна, а на его эмиттере ——положительная; на коллекторе транзистора КТ2 и, следовательно, на эмиттере транзистора УТ3 в этом случае будет присутствовать положительная полуволна сигнала. Эта положительная полуволна (7ВЬ1Х поступает на эмиттер транзистора VTt, в то время как на его базе присутствует положительная полуволна С/вх, следовательно, на эмиттерном переходе транзистора 忆丁1 будет создаваться разностное управляющее наПряжение. Таким образом, во входной цепи усилителя происходит вычитание напряжений, что указывает на получение общей последовательной ООС.
Резистор &с не входит в состав ИМС, он является внешним дискретным элементом. При использовании такого усилителя имеется возмо*、 ность подключать к специальным выводам резисто* ры &с разных номиналов, в результате будут изменяться Ки QC и другие параметры усилителя. Таким образом, имеющаяся возможность изменять глубину ООС (при 凡с = ° имеет место 100%-ная ООС) значительно расширяет сферу использования рассматриваемого усилителя и делает ИМС многоцелевой.
Теперь рассмотрим примеры использования па、 раллельной ООС. На рис. 3.28 приведена принцишь альная схема усилителя с параллельной ООС по току, который наиболее широко используется в виде ИМС. С помощью резисторов ЛЭ1 и Лэ2 в обоих каскадах здесь созданы местные последовательные ООС по току. Общая же параллельная ООС по току создана цепью резистора Roc, соединяющей эмиттер транзистора УТ2 со входом усилителя»
В рассматриваемом здесь усилителе как входной сигнал, так и сигнал ООС приложены к одной точке схемы — к базе транзистора РТ「В результате во входной цепи усилителя происходит алгебраическое сложение токов, следовательно, данная обратная связь является параллельной. Поскольку сигнал обратной связи пропорционален выходному току и снимается со специального сопротивления выходного каскада /?э2, данная обратная связь является связью по току (что можно доказать и с помощью метода КЗ нагрузки).
Чтобы убедиться в том, что общая обратная связь является отрицательной, полезно изобразить полярности полуволн сигналов на всех существенных точках схемы (как на рис. 3.27). В усилителе (рис. 3.28) во входной цепи полярности полуволн входного сигнала и обратной связи находятся в противофазе и вычитаются. Отсюда и следует, что общая параллельная обратная связь по току является ООС.
Рассматриваемый усилитель (рис. 3.28) имеет малое входное сопротивление (поскольку ООС параллельная), что делает его особо пригодным в качес i ве усилителя тока. Если принять, что К； усилителя при разомкнутой цепи общей ООС велик и источняк входного сигнала имеет большое Rri то &℃ будет
определяться только резисторами обратных связей и его можно рассчитать по следующей формуле:
&℃ = (凡2+ 凡с)/凡 2・(3.36)
Итак, на конкретном примере подтверждается вывод о том, что глубокая параллельная ООС по току исключает влияние параметров транзистора и всего усилителя на Kioc.
На рис. 3.29 приведена принципиальная схема усилительного каскада ОЭ с параллельной ООС по напряжению. Здесь параллельная ООС по напряжению создана цепью резистора &】между коллектором и базой транзистора. Отметим, что цепь &з Сэ создает в рассматриваемом каскаде последовательную ООС по постоянному току, стабилизирующую режим покоя и не влияющую на его усиление.
Сигнал с коллектора транзистора через резистор 凡 в противофазе с входным сигналом поступает во входную цепь каскада, причем оба сигнала подключены к одной точке устройства (базе транзистора), следовательно, происходит вычитание токов, что и определяет обратную связь как параллельную ООС. Поскольку сигнал обратной связи снимается с выхода каскада, т. е. с нагрузки (и исчезает при ее КЗ), Данная ООС является связью по напряжению.
Рассматриваемый усилительный каскад имеет малое входное (поскольку ООС параллельная) и выходное (поскольку ООС по напряжению) сопротивления. При глубокой ООС для коэффициентов усиления Рассматриваемого каскада можно записать:
К“℃ = &/&,(3.37а)
■(3.376)
Формула (3.37а) фактически повторяет общую фор. мулу (3.32) и указывает на то, что реализуется стабильный К“ 9 НО только при постоянном 凡. Формула (3.376) указывает на то, что здесь реализуется и стабильный &℃, но только при пост。、 янном 凡・ Усилительный каскад (рис. 3.29) удобно использовать в качестве промежуточного каскада в многокаскадном усилителе.
Приведем несколько практических рекомендаций по определению вида ООС. Если общая ООС снимается с какого-либо каскада, причем с того же сопротивления, что и местная ООС в этом каскаде, то обе эти обратные связи одинаковы по способу снятия (по току или по напряжению). Вообще для определения вида обратной связи по способу ее снятия с выхода самым универсальным, простым и надежным является рассмотренный выше метод КЗ нагрузки. 、
Поскольку в усилителях обычно используются каскады ОЭ, ОК, ОИ и ОС, можно легко определить вид ООС по способу подачи ее сигналов во входную цепь. Если сигнал обратной связи поступает па эмиттер (или исток) транзистора, то эта связь последовательная, а если на базу (или затвор), то эта связь параллельная.
При разработке усилителей необходимо помнить, что наряду с положительными свойствами введение общей ООС может принести и весьма существенный недостаток ——неустойчивость работы, за счет чего в устройстве может возникнуть самовозбуждение. Если это произойдет, то усилитель перестанет выполнять свою основную функцию— усиливать, т. е. он вообще перестанет быть усилителем, а превратится в генератор (см. гл. 4).
Эта неудача может произойти из-за того, что на некоторой частоте ООС вследствие влияния реактивных элементов схемы превращается в ПОС, причем эта частота может находиться за пределами полосы пропускания усилителя.
Для получения идеальной ООС в усилителе необходимо, чтобы суммарный угол сдвига (ру ос； вносимый самим усилителем и цепью обратной связи был равен 180°. В реальном многокаскадном усилителе это условие можно выполнить лишь на одной частоте (или нескольких отдельных частотах)- 108
На других частотах (особенно на границах и за пределами полосы пропускания АЧХ) фуос^ 180°. 9To происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых как самим усилителем, так и целью обратной связи. Фазовые сдвиги будут тем дольше, чем большее число каскадов охвачено общей обратной связью. Если дополнительный фазовый ・ сдвиг достигает 180°, то <ру ОС = 360° и ООС превратится в ПОС. При хК“》1 для ПОС усилитель превращается в генератор. Отметим, что обычно за полосой пропускания АЧХ Ки мало, поэтому мало и 乂尺. Следовательно, возбуждение усилителя на таких частотах маловероятно. Однако чем большее число каскадов в усилителе охвачено общей ООС, тем больше и 乂 Kg а следовательно, и вероятность самовозбуждения. Поэтому для обеспечения устойчивой работы усилителя целесообразно охватывать общей ООС возможно меньшее число каскадов, а также применять специальные корректирующие цепи.
Усилители мощности
Усилители мощности предназначены для передачи больших мощностей сигнала без искажения в низкоомную нагрузку. Обычно они являются выходными каскадами многокаскадных усилителей. Основной . задачей усилителя мощности является выделение в нагрузке возможно большей мощности.
Поскольку выходной каскад усилителя мощности работает с большими амплитудами сигналов, то при его анализе вследствие нелинейности ВАХ транзисторов пользоваться малосигнальной эквивалентной схемой нецелесообразно. Обычно в усилителях мощности используют графический (или графо-аналитический) метод расчета по входным и выходным характеристикам.
Основными показателями усилителя мощности являются: отдаваемая в нагрузку полезная мощность 厶，коэффициент полезного действия г], коэффициент нелинейных искажений Кг и、полоса пропускания AqX. Величины г] и Кг во многом определяются Режимом покоя транзистора ——классом усиления. Г1о・ зтому рассмотрим классы усиления, используемые R усилителях мощности.'
Для всех рассмотренных выше усилителей предполагалось, что они работают в классе А. В режиме класса А выбор рабочей точки покоя (см. рис. 3.7, а) производится таким образом, чтобы входной сигнал полностью помещался на линейном участке входной ВАХ транзистора, а значение тока пдкоя 鳥。располагалось посередине этого линейного участка. На выходной ВАХ транзистора (см. рис. 3.7,6) класс А характерен расположением рабочей точки (几 и UK30) на середине нагрузочной прямой так, чтобы амплитудные значения сигналов не выходили за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока базы. Поскольку в режиме класса А работа происходит на почти линейных участках ВАХ, усилитель мощности в этом режиме имеет минимальные нелинейные искажения (Л^г< 1%).
Введем понятие угол отсечки(ротс ——это половина времени на период, в течение которого транзистор открыт, т. е. через него протекает ток. При работе в режиме класса А транзистор все время находится в открытом состоянии (нет отсечки тока), следовательно, фотс= 180°. Поскольку потребление мощности происходит в любой момент времени, в усилителе мощности, использующем класс А, имеет место невысокий т| < 0,4. Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные искажения, а Рн и т| не играют решающей роли.
Мощные варианты выходных каскадов час го используют режим класса В. В классе В 7бо = 0 (рис. 3.30), т. е. в режиме покоя транзистор закрыт и не потребляет мощности от источников питания. Транзистор находится в открытом состоянии лишь в течение половины периода входного сигнала, т. е. <ротс = 90°. Относительно небольшая потребляемая мощность позволяет получить в усилителях мощности, использующих режим класса В, повышенный т|^0,7. Класс В применяется в двухтактных устройствах, где прекращение протекания тока в одном транзисторе компенсируется появлением тока в другом (другом плече устройства). Существенным недостатком режима класса В является высокий уровень искажений (Л^г< 10%).
Класс АВ занимает промежуточное положение между классами А и В. Он также применяется по 一
транзистор лишь приоткрыт, в нем протекает небольшой ТОК /бо (рис. 3.31), выводящий основную часть рабочей полуволны {7ВХ на участок ВАХ с относительно малой нелинейностью. Угол отсечки в классе АВ достигает 120—130°. Поскольку 7бо мал, то т| здесь выше, чем в классе А, ближе к классу В. Нелинейные искажения усилителя, использующего класс АВ, относительно невелики (К「£3%).
Для класса С в усилителе имеет место начальное смещение, соответствующее режиму отсечки транзистора, т. е. в режиме покоя транзистор заперт напряжением смещения на базе. В результате <ротс < 90°. Класс С находит применение либо в очень мощных усилителях, где основным фактором является предельно высокий г］， а нелинейные искажения несущественны, либо в генераторах или резонансных усилителях (см. гл. 4), где высшие гармоники в выходном сигнале устраняются с помощью резонансного контура.
В мощных транзисторных преобразователях постоянного напряжения находя! применение автоге- нераторные устройства, в которых транзисторы работают в режиме класса D. Этот класс определяет ключевой режим работы транзистора: открыт — закрыт (насыщен — заперт). Работа в режиме класса D осуществляется на прямоугольных импульсах и характеризуется минимальными потерями мощности.
Кратко рассмотрим однотактные усилители мощности, к которым относятся рассмотренные выше каскады ОЭ и ОК или ОИ и ОС, работающие R режиме класса А. Для осуществления хорошего
согласования с нагрузкой часто используются элек тромагнитные трансформаторы. При трансформа торном включении нагрузки постоянная составляющая выходного тока не протекает через /?и, что уменьшает потребление мощности от источника питания и повышает т|. Эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току определяется как
Rn = RJK^ (3.38)
где KT=w2/w1'—коэффициент трансформации.
Существенно лучшими энергетическими показателями обладают двухтактные трансформаторные усилители мощности, работающие в режиме класса В. На рис. 3.32 приведена принципиальная схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью. Вторичные обмотки трансформаторов Трг и Тр2 состоят из двух секций и имеют вывод от средней точки.
Трансформатор Тр» обеспечивает передачу входного сигнала в базовые цепи транзисторов, а Тр2 осуществляет согласование 7?вых усилителя с 凡・
При подаче отрицательной полуволны входного сигнала на секции вторичной обмотки Тр^, подключенной к базе VTr, будет действовать положительная, а на секции вторичной обмотки, подключенной к базе ИТ2,— отрицательная полуволна. В результате РТ? останется закрытым, a VTr откроется и через него в первую секцию первичной обмотки Тр2 станет протекать ток 7К1. При этом на Rn выделяется положительная полуволна сигнала увеличенной мор】 ности.
Если теперь на вход усилителя мощности (ри(. 3.32) будет поступать положительная полуволна f7BX, то полярности напряжений во вторичной обмотке трансформатора Тр、изменятся на противоположные В результате транзистор Р7\ закроется, а ИТ2 — от- 112
кроется. Следовательно, уже будет протекать ток & по цепи: источник питания——вторая секция первичной обмотки трансформатора Тр2 — коллектор- эмиттер — общая шина. За счет этого во вторичную обмотку Тр2 будет трансформироваться отрицательная полуволна выходного сигнала.
Таким образом, усиление сигнала в рассматриваемом усилителе мощности происходит в два такта работы устройства. Если первый такт сопровождается усилением одной полуволны сигнала с помощью транзистора ИТХ, то второй такт сопровождается усилением второй полуволны с помощью транзистора ИТ2.
Графический анализ работы двухтактного усилителя обычно проводят лишь для одного плеча, полагая, что плечи устройства симметричны. Этот анализ проводят с помощью выходных ВАХ транзистора и нагрузочной прямой для переменного тока, которые приведены на рис. 3.33, а также входной ВАХ (см. рис. 3.30). При работе в режиме класса В можно считать, что линия нагрузки как по постоянному, так и по переменному току исходит из точки, соответствующей Ек на оси напряжений. Поскольку сопротивление первичной обмотки трансформатора по постоянному току близко к нулю, его линия нагрузки располагается почти вертикально.
Наклон линии нагрузки по переменному току определяется приведенным сопротивлением нагрузки /?н, которое можно рассчитать по (3.38), подставив в нее вместо Кт значение Кт2・
Теперь рассмотрим основные энергетические показатели усилителя мощности (см. рис. 3.32). Выходную мощность в первичной обмотке трансформатора Тр2 можно представить как
尸вых = Асгн Ukhi /2.尸вых = Асгн Ukhi /2.(3.39)(3.39)
尸вых = Асгн Ukhi /2.
尸вых = Асгн Ukhi /2.
(3.39)
(3.39)
Поскольку потребляемый от источника питания ток представляет собой пульсации с амплитудой 4т„ то его среднее значение представим в виде:
2ZKm /л. Откуда для мощности, потребляемой устрой ством, запишем
尸o = 24mEJ 兀. (3.40)
Подставив в (3.2) Рн = Рвых из (3.39) и (3.40), получим '
П = 54, (3.41) где ^ = UMJEK ——коэффициент использования напряжения питания. Из (3.41) следует, что при g=l значение П =0,78. В реальных же усилителях мощности класса В. g = 0,87 子 0,92, что позволяет определить максимальное значение г] 0,7.
Мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора, можно представить в следующем виде: Рк 工 = (Р0~Рвых)/2. Подставив в это выражение (3.39) и (3.40), нетрудно убедиться в том, что Рк является функцией Т|. При ориентировочном выборе транзистора обычно полагают, что его максимально допустимая мощность должна быть больше Рвых/3.
При выборе типа транзистора по максимально допустимому напряжению на коллекторе необходимо учитывать, что на коллекторе закрытого транзистора действует напряжение, примерно равное 2£к. Это происходит за счет суммирования Е и напряжения на секции первичной обмотки трансформатора Тр2. Выбор транзистора по току производится по 7кт.
Как уже отмечалось выше, отсутствие тока покоя в усилителе для класса В приводит к появлению значительных нелинейных искажений. При малых токах базы передача сигнала в рассматриваемом усилителе существенно меньше, чем при амплитудных значениях, причем и сам ток базы нелинейно зависит от Urx (см. рис. 3.30). В результате выходной сигнал в двухтактном усилителе класса В имеет форму, изображенную на рис. 3.34, где показанные искажения принято называть переходными типа «ступеньки».
Рис. 3.34
Уменьшения нелинейных искажений достигают за сЧет перехода к режиму работы класса АВ. Для осуществления этого необходимо задать в базы транзисторов небольшой ток покоя (в усилителе рис. 3.32 1бо задается с помощью резистора &). За счет получения токового пьедестала удается исключать влияние участка входной ВАХ транзистора с самой большой нелинейностью. Если точкой покоя (см. рис. 3.33) для режима работы класса В была точка £к, то для АВ — Е。. В результате ослабляется влияние и нелинейностей выходной ВАХ транзистора.
Поскольку токи покоя в усилителе мощности класса АВ малы и слабо влияют на энергетические показатели устройства в сравнении с классом В, то можно считать, что все приведенные выше соотношения справедливы и для двухтактного каскада класса АВ.
В современной микроэлектронике широко используются двухтактные усилители мощности без применения трансформаторов. Такие усилители имеют небольшие габариты и массу, повышенную надежность и просто реализуются в виде ИМС.
Простейший вариант бестрансформаторного двухтактного усилителя можно выполнить с прмощью фазоинверсного усилителя (ФУ). На рис. 3.35 приведена структурная схема такого усилителя, в котором
Рис. 3.35
использован ФУ и выходной двухтактный каскад усилителя мощности (УМ). Поскольку ФУ позволяет получить на своих выходах два противоположных по фазе и одинаковых по амплитуде сигнала (см. § 3.2), то УМ может успешно функционировать и без входного трансформатора. Таким образом, в рассматриваемом варианте усилителя ФУ выполняет определенные функции трансформатора, а УМ может быть реализован на двух однотипных транзисторах. Недостатком усилителя мощности (рис. 3.35) является относительно большая потребляемая мощность, поскольку ФУ работает в режиме класса А, что приводит к значительному снижению 斗
Гораздо лучшими параметрами обладают двух、 тактные бестрансформаторные усилители мощности выполненные на комплементарных транзисторах (п-р-п- и р■坦-р-тапов). Такие усилители мощности принято называть бустерами. Различают бустеры тока и напряжения. Если бустер тока предназначен для усиления тока, то бустер напряжения усиливает не только ток, но и напряжение. Поскольку усиление напряжения обычно осуществляется предыдущим^ каскадами многоканального усилителя, наибольшее
распространение получили выходные каскады в виде бустера тока.
На рис. 3.36 приведена принципиальная схема простейшего варианта бустера тока класса В. Здесь
Рис. 3.36Рис. 3.36использованы w-p-w-транзистор VTY и /)-и-р-транзистор ИГ2, базы которых подключены непосредственно ко входу усилителя. Особо обратим внимание на использование двухполярного питания (двух напряжений питания +Е и — £).
Рис. 3.36
Рис. 3.36
При подаче на вход бустера положительной полуволны UBX открывается транзистор VT± и через нагрузку потечет ток в направле
нии, указанном стрелкой. При подаче отрицательной полуволны “х открывается транзистор КТ2 и юк
через нагрузку изменяет свое направление на противоположное. Таким образом, на Rn будет формироваться переменный выходной сигнал.*
Оба транзистора в рассматриваемом бустере включены по схеме ОК. Подчеркнем, что каскад ОК очень хорошо подходит для его использования в усилителе мощности, поскольку имеет малые коэффициенты нелинейных искажений и /?ВЬ1Х. Кроме того, каскад ОК характерен большим 7?вх, что позволяет хорошо согласовывать его с предыдущим каскадом усилителя напряжения. Напомним, что эти преимущества, а также малые частотные искажения имеют место в каскаде ОК за счет 100 %-и ой последовательной ООС по напряжению. Коэффициент усиления по напряжению близок к единице.
На рис. 3.36 показано, что & не отделено 0T самого усилителя никаким разделительным элементом, т. е. имеет место гальваническая связь каскада
с нагрузкой. Это чрезвычайно важное обстоятельство становится возможным благодаря использованию нвух источников питания (или одного с общей средней точкой). При этом потенциал на эмиттерах транзисторов в режиме покоя равен нулю, а в нагрузке будет отсутствовать постоянная составляющая тока， В выходной цепи обычного каскада ОК (см. рИс. 3.14) конденсатор должен иметь большой номинал для получения приемлемых значений Мн, однако реализовать такой конденсатор в ИМС чрезвычайно сложно. Таким образом, использование двухполяр- но「о питания, что широко распространено в ИМС, позволяет получать мощные надежные усилители переменного и постоянного токов. При использовании дискретных транзисторов следует выбирать комплементарные пары с близкими значениями своих параметров. Такие пары транзисторов выпускаются отечественной промышленностью: КТ502 и КТ5ОЗ, КТ814 и КТ815, КТ818 и КТ819 и др.
Необходимо отметить, что существенным недостатком бустера (рис. 3.36) является большой Кг (более 10%), что и ограничивает его использование на практике. Свободным от этого недостатка является бустер класса АВ, принципиальная схема которого приведена на рис. 3.37. Токи покоя транзисторов здесь задаются с помощью резисторов Rt и /?2, а также диодов VDr и VD2. При интегральном исполнении в качестве диодов используются тран
зисторы в диодном включении. Напомним, что
падение напряжения на пря- мосмещенном кремниевом диоде составляет примерно 0,7 В, а в кремниевых ИМС с помощью диодов осуществляется термокомпенсация рабочего режима.
В режиме покоя входная Цепь рассматриваемого бустеРа потребляет малую мощность (менее 5% Рн). Сопротивление Rorp вводится для
лучшего согласования с предыдущим каскадом усилителя. Обычно /? =(О,3^-,О5) 1?вх. Токовый бустер (рис. 3.37) позволяет обеспечить нагрузке ток 7H £0,3 А при Мощности Ри<3 Вт.
При необходимости получить большие Рн мо^Но использовать более сложные схемы бустера, в кот0. рых применяются как комплементарные, так и мощ, ные выходные однотипные транзисторы. Для сни^е. ния нелинейных искажений рекомендуется бустер и предыдущий усилительный каскад охватывать общей глубокой ООС. •
Усилители постоянного тока
Усилителями постоянного тока называют、 ся устройства, предназначенные для усиления мед> ленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рис. 3.38 приведена АЧХ для усилителя постоянного тока (УПТ). Отличительной особенностью УПТ является отсутствие разделительных элементов, предназначен- 犬|ных для отделения усилитель
ных каскадов друг от друга, а также от источника сигнала \и нагрузки по постоянному
\току.
' При разработке УПТ при- I； ходится решать две основные
f проблемы: согласование потен- Рис 3.38циальных уровней в соседних
каскадных и уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока. Дрейфом нуля называется самопроизвольное отклонение напряжения или тока на выходе усилителя от начального значения. Этот эффект проявляется и при отсутствии сигнала на входе. Поскольку дрейф нуля проявляется таким образом, как будто он вызван входным сигналом УПТ, то его невозможно отличить от истинного сигнала Существует много причин, обусловливающих наличие дрейфа нуля в УПТ. К ним относятся нестабильности источников питания, температурная и временная нестабильности параметров транзисторов и резисторов, низкочастотные шумы, помехи и наводки. Среди перечисленных причин наибольшую нестабильность вносят изменения температуры, вызывающие температурный дрейф, который обусловлен теми *© причинами, что и нестабильность тока коллектора усилителя в режиме покоя (см. § 3.2). Поскольку
•температурные изменения параметров транзистора ^еют закономерный характер, то в некоторой -тепени могут быть скомпенсированы. Так, для [еныиения абсолютного дрейфа нуля УПТ необ- димо уменьшить коэффициент нестабильности %•
В усилителях переменного тока, естественно, тоже имеет место дрейф нуля, но поскольку их каскады отделены друг от друга разделительными элементами (например, конденсаторами), то этот низкочастотный дрейф не передается из предыдущего каскада в последующий и не усиливается им. Поэтому, в таких усилителях (рассмотренных в предыдущих разделах) дрейф нуля минимален и его обычно не учитывают. В УПТ для уменьшения дрейфа нуля прежде всего следует заботиться о его снижении в первом каскаде. Следует также подчеркнуть, что работа УПТ может быть удовлетворительной только при превышении минимальным входным сигналом величины дрейфа нуля, приведенного ко входу усилителя.
Однотактные УПТ прямого усиления являются обычными многокаскадными усилителями с непосредственной связью. В многокаскадном УПТ наблюдается последовательное повышение потенциала на эмиттере транзистора каждого последующего каскада. Необходимость повышения потенциалов эмиттера от каскада к каскаду обусловлена тем, что за счет непосредственной связи потенциал коллектора у каждого последующего транзистора оказывается выше, чем у предыдущего. Обеспечить необходимый режим покоя в каскадах такого УПТ можно за счет последовательного уменьшения номиналов коллекторных резисторов от каскада к каскаду. Однако в этом случае будет падать усиление УПТ.
Построение однотактных УПТ с непосредственной связью может быть применено лишь для получения сравнительно небольшого коэффициента усиления (в несколько десятков) при достаточно большом ^«(^50 мВ. Если в таких УПТ попытаться повысить 4, но неизбежно получим резкое возрастание дрейфа йуля, вызванного не только температурной нестабильностью, но и нестабильностью источников гпь тания.
При усилении малых сигналов постоянного тока * напряжения иногда применяют усилители с пре- °бразованием постоянного тока в переменный. Такие
Рис. 3 39
УПТ имеют малый дрейф нуля, большой коэф, фициент усиления на низких частотах и не нуждаются в подстройке нулевого уровня. На рис. 3.39 приведена структурная схема усилителя с преобразованием постоянного тока в переменный, где М—модулятор, У——усилитель переменного тока, ДМ——демодуля юр Такой УПТ часто называют усилителем с модуляцией w демодуляцией (МДМ).
В УПТ МДМ сигнал постоянного напряжения Ubx (или тока) сначала преобразуется в пропорциональный ему сигнал переменного напряжения с помощью модулятора М, потом усиливается обычным усилителем У, а затем с помощью демодулятора ДМ преобразуется в сигнал постоянного напряжения Поскольку в усилителях переменного тока (например, с /?С-связью) дрейф не передается от каскада к каскаду, в МДМ реализуется минимальный дрейф нуля
Преобразование постоянного (7ВХ в переменное осуществляется с частотой сигнала управления (модуляции) СД,пр5 обычно имеющего вид меандра (см рис. 1.4). Для успешной работы УПТ МДМ необходимо, чтобы частота сигнала управления была как минимум на порядок выше максимальной частоты входного сигнала
В заключение этого раздела отметим, что достичь существенного улучшения электрических, эксплуатационных и массогабаритных показателей УПТ можно за счет их построения по балансным схемам.
Дифференциальные усилители
В настоящее время наибольшее распространен^6 в микроэлектронике получили дифференциальные (口犷 раллельно-балансные или разностные) усилители. Та’ кие усилители просто реализуются в виде монолит ных ИМС и широко выпускаются ' отечественна промышленностью: К118УД, КР198УТ1 и др.呷 отличает высокая стабильность работы, малый др&@
образованы резисто-образованы резисто-иуля, большой коэффициент Зления дифференциально-
образованы резисто-
образованы резисто-
；о сигнала и большой ко- эффцциент подавления синфазных помех.
'На рис. 3.40 приведена принципиальная схема простейшего варианта дифференциального усилителя (ДУ). Любой ДУ выполняется по принципу сбалансированного моста, два плеча которого
рами Кт и Кк2，а два других ——транзисторами Р7\ и КГ2. Сопротивление нагрузки включается между
коллекторами транзисторов, т. е. в диагональ моста. Сразу отметим, что^ резисторы /?01 и R02 имеют небольшие значения, а часто и вообще отсутствуют. Можно считать, что резистор & подключен к эмит-
терам транзисторов.
Отметим, что питание ДУ осуществляется от двух источников, напряжения которых равны (по модулю) друг другу. Таким образом, суммарное напряжение питания ДУ равно 2£. Использование второго источника (—Е) позволяет снизить потенциалы эмиттеров VTt и VT2 до потенциала общей шины. Это дает возможность подавать сигналы на входы ДУ без введения дополнительных компенсирующих напряжений.
При анализе работы ДУ принято выделять в нем два общих плена” первое из которых состоит из транзистора VTr и резистора RK1 (и /?01), а второе — из транзистора РТ? и резистора Rk2 (и Ло2). Каждое общее плечо ДУ является каскадом ОЭ, т. е. ДУ состоит из двух каскадов ОЭ. В общую цепь эмиттеров транзисторов включен резистор /?э, которым и задается их общий ток.
Для того чтобы ДУ качественно и надежно вьшолнял свои функции, а также мог в процессе Длительной работы сохранить свои параметры й свойства, в реальных усилителях требуется выпол- два основных требования.
Первое требование состоит в симметрии обоих Уеч ДУ. Необходимо обеспечить идентичность параметров каскадов ОЭ, образующих ДУ. При этом ^жны быть одинаковы параметры транзисторов 吋 1 и ИТ2, а также /?к1 = Т?к2 (и 7?01 =/?02)-氏*™
это требование выполнено полностью, то бот 伙 ничего и не требуется для получения идеального ДУ. Действительно, при 17вх1 = ^вх2 = 0 достигаетСя полный баланс моста, т. е. потенциалы коллекторов транзисторов одинаковы, следовательно, напряжение на нагрузке равно нулю. При одинаковом дрейфе луля в обоих каскадах ОЭ (плечах ДУ) потенциалу коллекторов будут изменяться всегда одинаково поэтому на выходе ДУ дрейф нуля будет отсутс! во^ вать. За счет симметрии плеч ДУ обеспечивается высокая стабильность при изменении напряжения питания, температуры, радиационного воздейсл вия и т. д.
Симметрию общих плеч ДУ могут обеспечить лишь идентичные элементы, в которых все одинаково и которые были изготовлены в абсолютно одинаковых условиях. Так, в монолитной ИМС близко расположенные элементы действительно имеют почти одинаковые параметры (см. § 2.8). Следовательно, в монолитных ИМС первое требование в ДУ почти выполнено. Это позволяет реализовать ДУ пусть не с идеальными, но все же с хорошими параметрами, но при непременном выполнении вто] го основного требования к ДУ.
Второе основное требование состоит в обесг е・ нии глубокой ООС для синфазного сигнала. Син в ными называются одинаковые сигналы, т. е. слгн ы имеющие равные амплитуды, фазы и формы. 1 】н на входах ДУ (рис. 3.40) присутствуют С/вх1 = причем с совпадающими фазами, то можно го во о поступлении на вход ДУ синфазного сип Синфазные сигналы обычно обусловлены нали( помех, наводок и т. д. Часто они имеют бол) амплитуды (значительно превышающие поле сигнал) и являются крайне нежелательными для работы любого усилителя.
Выполнить второе основное требование позвопяет введение в ДУ резистора R3 (или его электронного эквивалента). Если на вход ДУ поступает синфа §呐 помеха, например, положительной полярности т° транзисторы КГХ и КГ2 приоткроются и токи 小 эмиттеров возрастут, В результате, по резистор 凡 будет протекать суммарное приращение этих т( @ образующее на нем сигнал ООС Нетрудно пока 1卄 что 区 образует в ДУ последовательную 00( п° 122
)ку. При этом будет наблюдаться уменьшение )эффициента усиления по напряжению для синфаз- *о сигнала каскадов ОЭ, образующих общие плечи у, который можно рассчитать с помощью (3.33). акмм образом, для коэффициента усиления ДУ для 1(нфазного сигнала можно записать:
m 一 41_42—A 凡
Чем лучше симметрия плеч ДУ, тем меньше А7?к. Поскольку идеальная симметрия невозможна даже вмонолитной ИМС, то всегда А/?к^0. При заданном АКк уменьшить Кис^ удается за счет увеличения глубины ООС, т. е. увеличения /?э. В результате удается значительно подавить синфазную помеху.
Теперь рассмотрим работу ДУ для основного рабочего входного сигнала ——дифференциального. Дифференциальными (противофазными) сигналами принято называть сигналы, имеющие равные амплитуды, но противоположные фазы. Будем считать, что входное напряжение подано между входами ДУ, т. е. на каждый вход поступает половина амплитудного значения входного сигнала, причем в противоположных фазах. Если UBXl в рассматриваемый момент времени представляется положительной полуволной, то [4x2 — отрицательной.
За счет действия С/вх1 транзистор VTr приоткрывается и ток его эмиттера получает положительное приращение 厶厶口 а за счет действия (7вх2 транзистор УТ2 призакрывается и ток его эмиттера получает отрицательное приращение — A^i- В результате приращение тока в цепи резистора R3 будет 厶/貝？= =Л/э1 —Д/э2- Если общие плечи ДУ идеально сим- ^етричны, то 厶/衣9 = 0 и, следовательно, ООС для Дифференциального сигнала отсутствует. Это обстоятельство позволяет получать от каждого каскада °3 в рассматриваемом усилителе, а следовательно, R от всего ДУ большое усиление. Так как для ^фференциального входного сигнала в любой момент времени напряжения на коллекторах тран- 驼сторов VTr и ИТ2 будут находиться в противофазе, т° на нагрузке происходит выделение удвоенного входного сигнала. Итак, резистор & образует ООС т°лько для синфазного сигнала.
На практике можно использовать четыре схем включения ДУ: симметричный вход и выход, симме ричный вход и несимметричный выход, несимметр^ ный вход и симметричный выход, несимметричны вход и выход. При симметричном входе источу входного сигнала подключается между входами Д (между базами транзисторов). При симметрично выходе сопротивление нагрузки подключается меж^ выходами ДУ (между коллекторами транзисторов Такое включение ДУ и было рассмотрено выц (рис 3.40).
При несимметричном входе источник входног сигнала подключается между одним входом Д и общей шиной. Коэффициент усиления ДУ 上 зависит от способа подачи входного сигнала, т не зависит от того, симметричный или несимме ричный вход. .
При несимметричном выходе сопротивление на грузки подключается одним концом к коллект ор одного транзистора, а другим ——к общей шине В этом случае Ки оказывается в 2 раза меньше чем при симметричном выходе.
Если при несимметричном входе и выходе вход ной сигнал подан на вход того же плеча, с вы хода которого и снимается выходной сигнал ДУ, то в этом случае работает на усиление лишь одно плечо. Здесь на выходе получаем инвертированный сигнал. Когда входной сигна! подан на вход одного плеча ДУ, а выходной сиг нал снимается с выхода другого плеча, то на вы ходе получаем неинвертированный сигнал с тем же К&, что и в первом случае. Если снимать выходной сигнал всегда с одного заданного выхода то входам ДУ можно присвоить название «инверти рующий» и «неинвертирующий».
Одним из основных параметров ДУ являет^ коэффициент ослабления (подавления) синфазной сигнала (КООС). Обычно КООС представляется ка： отношение Л；диф к К“吸，т. е. КООС = 201g (Киаяф/КиС^
Используя (3.42), можно записать*
凡 пнф — ] 2&
Кц сф 5 Г?
© 6 =厶凡/凡一коэффициент асимметрии ДУ. При обходим ости коэффициент асимметрии можно до- )пнить слагаемыми, представляющими разброс дру- к параметров элементов устройства. Напомним, о разброс номиналов резисторов в монолитных МС не превышает 3%.
В ДУ всегда стремятся сделать КООС как можно )дьше. Для этого следует увеличивать 7?* Однако шествует несколько причин, ограничивающих эту зможность, самая главная — это большие труд- сти при реализации резисторов значительных номи- лов в монолитных ИМС.
Решить эту проблему позволяет использование ектронного эквивалента резистора большого номи- ла, которым является источник стабильного тока СТ). На рис. 3.41 приведена ринципиальная схема ДУ “ ИСТ. Здесь ИСТ выполнен на транзисторе КТ3. Резисторы К】，К? и 尺3，а также диод VD служат для задания и стабилизации режима покоя транзистора ИГ3. Рабочая точка да ИТ3 располагается на пологой части его выходной ВАХ (см. рис. 2.16, а). В результате при изменении напряжения на таком ИСТ его
ток остается практически постоянным. В реальных условиях ИСТ представляет собой эквивалент сопротивления для изменяющегося сигнала (в нашем случае синфазного) значительного номинала—до Шиниц МОм.
Современные ДУ выполняются по различным схемам, но в них всегда используется ИСТ. Для гаких ДУ значения КООС обычно лежат в пределах 60—100 дБ.
Для ряда практических применений к ДУ предъявляются довольно жесткие требования по величинам точностных параметров, к которым относятся паразитные напряжения и токи, имеющие Место в режиме покоя, но оказывающие влияние ^ качество усиления рабочего сигнала. Отметим, 心 точностные параметры либо обусловлены, 嗎。проявляются через асимметрию плеч ДУ.
В идеальном ДУ (с идентичными плечами) г грешности, проявляемые через точностные naj метры, отсутствуют.
В реальном ДУ за счет асимметрии плеч выходе устройства всегда присутствует разбала коллекторных потенциалов транзисторов VTt и 0 т. е. присутствует паразитное напряжение ме为 выходами ДУ. Это напряжение и определяется нац] жением смещения нуля UCM. Величина С7см предст. ляет собой кажущийся входной диффepeнциaJ ный сигнал. Чтобы приблизить t/CN4 к нулю, не( ходимо подать на вход (плеча) компенсируют сигнал.
Следует иметь в виду, что UCM зависит температуры. Эта зависимость представляется са\ стоятельным параметром — температурной чувс!； тельностью (мкВ/град). Отметим, что температурь чувствительность уменьшается пропорциональ уменьшению •
Еще одним точнрстным параметром ДУ является ток смещения А7ВХ, представляющий собой разбаланс (разность) входных токов покоя. В реальном ДУ А4х можно представить через значения токов эмиттеров /э02, /э02 и коэффициентов усиления тр зисторов по току 5] и，В? в следующем виде:
Наиболее неблагоприятный случай имеет место i 厶 01>厶02 и ^i < ^2* Из (3.44) следует, что смещения уменьшается при снижении рабочих toi ДУ и увеличении коэффициентов В. Протекая че сопротивление источника сигнала, ток смещения нем создает падение напряжения, действие котор< равносильно ложному дифференциальному сигна Поэтому естественными представляются усилия, правленные на снижение А& в ДУ.
Средний входной ток 7вхср также является точное ным параметром ДУ. Средний входной ток зна" тельно больше тока смещения. Протекая чел сопротивление источника сигнала, он создает на 小 падение напряжения, действующее как спнфаз» входной сигнал. Хотя и ослабленное в ^нсф FJ это напряжение все же вызовет на выходе」 разбаланс потенциалов.
Ml
Операционные усилители
Операционным усилителем называют высокока- [亦венный интегральный усилитель постоянного то- а с дифференциальным входом и однотактным 阻ходом, предназначенный для работы в схемах цепями обратных связей. Название усилителя ^условлено первоначальной областью его примене- [Яя—выполнение различных операций над аналогич- нмм сигналами (сложение, вычитание, интегрирова- ие и др.). В настоящее время операционные усили- ели (ОУ) выполняют роль многофункциональных злов при реализации разнообразных устройств эле- троники различного назначения. Они применяются пя усиления, ограничения, перемножения, частотной .ильтрации, генерации, стабилизации сигналов в ана- оговых и цифровых устройствах.
Идеальный ОУ имеет бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению, бесконечно большое входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление, бесконечно большой КООС и бесконечно широкую полосу пропускания. Естественно, что на практике ни одно из этих свойств не может быть 'уществлено полностью, однако к ним можно сблизиться с достаточной для многих областей вменения точностью.
На рис. 3.42, а дано упрощенное обозначение У без выводов для подключения источников иания, общей шины и внешних элементов, а на с. 3.42,6 приведены некоторые из этих выводов, юме выводов для подключения напряжения пиния здесь обозначены выводы частотной коррекции
刃
(ЧК), которые используются в ОУ без внутреННеь коррекции. Если неинвертирующий вход ОУ соедин * с общей шиной и сигнал подан на инвертируют^ вход (обозначен кружком), то выходной сигн? окажется сдвинутым на 180°, т. е. произойдет 冲‘ вертирование сигнала. Если с общей шиной соединен инвертирующий вход, а сигнал подан на нен* вертирующий, то выходной сигнал окажется в одно； фазе с входным сигналом. Таким образом, входн0| сигнал может быть подан лишь на один вход ОУ (инвертирующий или неинвертирующий).
Необходимо отметить, что электропитание 0у (как и ДУ) почти всегда осуществляется от 叫、 источников с одинаковым (по модулю) напряжением (+ Е и — £) и общей точкой. И еще, на практик ОУ обычно охватывается глубокой ООС, для под. ключения которой используется инвертирующий вход.
Основным параметром ОУ, как и любого усилительного устройства, является коэффициент усиления Прежде всего это коэффициент усиления по напряжению без обратной связи Киоу. Этот параметр иногда называют полным коэффициентом усиления по на пряжению. На низких и средних частотах его часто обозначают Киоу0 и он может достигать несколькш десятков тысяч.
их величины желательноих величины желательноВесьма важными параметрами ОУ являются точностные: напряжение смещения нуля, его температур ная чувствительность, ток смещения и средня входной ток. Все эти параметры определяются
их величины желательно
их величины желательно
входным каскадом ОУ и предельно уменьшать.
Входные и выходные цепи ОУ представляются входным /?вхоу и выходным 凡нхоу сопротивлениями Обычно эти параметры приводятся для ОУ 6в цепей ООС. Чаще всего желательно повышать Хвм и снижать /?выхоу. Выходную цепь ОУ представляю^ также такие параметры, как максимальный выходно1' ток (/выхоу^20 мА) и минимальное сопротивление нагрузки (/?нт1П>1 кОм), а иногда и максима〃吗 емкость нагрузки. Входная цепь ОУ может 6м" представлена входной емкостью, т. е. емкостью ме* ду входными выводами и общей шиной. “
Среди параметров ОУ следует отметить К喝 и коэффициент ослабления влияния нестабильное 128
^очника питания КОВНП = 20 • 1gА£/Д t/CM. Оба эти метра в современных ОУ имеют свои значения
Пределах 60——120 дБ.
К частотным параметрам ОУ прежде всего отно- [ТСЯ граничная частота единичного усиления или Зсолютная граничная частота fT (или Д), т. е. частота 1ГНала, при которой Kvoy = 1. Кроме того, иногда используются параметры, представляющие собой ско- осТЬ нарастания и время установления выходного Напряжения. Эти параметры определяются по реакции 0У на воздействие скачка напряжения на входе.
Одними из важнейших характеристик ОУ является его амплитудные (передаточные) характерис- ТЙКи Они представлены на рис. 3.43 в виде двух зависимостей <7ВЫХ=/((7ВХ). Одна из этих зависимости соответствует инвертирующему, а другая ——неинвертирующему входам ОУ. Когда на обоих входах ОУ С4х — 0， то на выходе будет присутствовать напряжение ошибки (70ш, определяемое точностными параметрами (на рис. 3.43 Uom не показано ввиду его малости). Наличие Uom иногда может существенно изменять амплитудную характеристику ОУ.
Амплитудную характеристику ОУ несколько условно можно разделить на наклонный и горизонтальный участки. Рабочим участком является наклонный (линейный) участок характеристики, угол наклона которого определяется значением ^цоу. При изменении UBX для горизонтального участка характеристики выходное напряжение остается постоянным. Это напряжение 17вых тах является максимальным выходным напряжением ОУ. Иногда t/BbIxmax для инвертированного и неинвертированного сигналов различаются по значению (например, для ОУ К140УД5А). Обычно значения {7ВЬ1хтах ненамного меньше напряжения питания Е.
Частотные свойства ОУ представляются его А1 при построении которой KUQy приводится в а частота откладывается по горизонтальной в логарифмическом масштабе. Такую АЧХ принято называть логарифмической амплитудно стотной характеристикой (ЛАЧХ). Рассмот； ЛАЧХ ОУ, которая в общем случае представляв характеристикой обычного УПТ. На рис. 3.44 l ведена типовая ЛАЧХ для ОУ К140УД10, с имеет место только в области высоких частот.
Используя (3.16) и (3.10), можно представить модуль К“оу в следующем виде:'
К“°у = K“°y°/，l+(sq)2,(3 45)
где 工 в ——постоянная времени ОУ, которая при Мв = 3 дБ определяет частоту сопряжения (среза) усилителя (см. рис. 3.46): (ов= 1/^ = 2^/^. Замелив в (3.45) q на 1/(ов, получим выражение (дБ)
爲。产 201g 居”。-20 lg，1+(s/Sb)2.(3
Выражение (3.46) представляет собой зап ЛАЧХ. При низких и средних частотах коэффици усиления ОУ равен 20 lgA^uoyo, т. е. ЛАЧХ предел ляет собой прямую линию, параллельную оси qaciw, С повышением частоты Ки оу начнет уменьшат ься за счет влияния второго члена в правой части (3.46). С некоторым приближением можно считать, что на высоких частотах спад KUQy происходит со скоростью 20 дБ/дек, т. е. возрастание частоты в 10 раз приводит к уменьшению К睚 ” на 20 дБ. Действительно, при(о»(ов можно упростить подкоренное выраже!.ие в правой части (3.46). При этом получим
冗 ”=20 Ig к“ —201g ①/必.-(3 "
Таким образом, ЛАЧХ и ОВЧ представляется прямой линией с наклоном к оси частот 20 дБ/дек. Точка пересечения рассмотренных прямых, представляющих ЛАЧХ ОУ, соответствует частоте сопряжения
Отметим, что спад Кцоу иногда представляется дБ/октава. Октавой называется изменение частоты в 2 раза. Нетрудно получить, что спад 20 дБ/дек соответствует 6 дБ/октава. Такая скорость спада характерна для простых /?С-фильтров НЧ й для скорректированных ОУ.
Рис. 3,44 диаграммами Боде.Рис. 3,44 диаграммами Боде.реальная ЛАЧХ ОУ несколько отличается оТ вида на рис. 3.44. 3т0 отличие имеет максимальное значение в ЗдБ на частоте / (пунктир на рис. 3.44). Однако для удобства анализа ЛАЧХ ОУ обычно аппроксимируют прямолинейными отрезками. Такие гра
Рис. 3,44 диаграммами Боде.
Рис. 3,44 диаграммами Боде.
фики принято называть _
Следует различать ОУ с внутренней и внешней
коррекцией. В ОУ с внутренней коррекцией за счет специальных ЛС-цепей, выполненных в одном
полупроводниковом кристалле со всем усилителем, обеспечен спад 尺”^20 дВ/дек. Для ОУ с внешней коррекцией необходимый спад кцоу получают за счет подключения внешних /?С-цепей к специальным выводам (например, выводы ЧК на рис. 3.42, 6).
К ОУ с внутренней коррекцией относятся ИМС К140УД6, К140УД8, К140УД12, К140УД13, К154УД1, К544УД1, К544ДУ2, К574УД1 и др. В таких ОУ для области спада ЛАЧХ можно рассчитать 凡 оу на заданной частоте / по следующей формуле: Кц°产厶 Е Подставив в эту формулу 工 вместо 工 получим максимальное значение Кноуо.
Среди усилителей, выполненных на основе ОУ, наиболее часто используются инвертирующий и неинвертирующий варианты. На рис. 3.45 приведена принципиальная схема инвертирующего усилителя на ОУ. Цепи электропитания, частотной коррекции и другие вспомогательные цепи здесь для простоты
восприятия не показаны. Входной сигнал подан на инвертирующий вход, следовательно, Ubhx будет находиться в противофазе с входным напряжением. Резистор & соответствует сопротивлению источника сигнала 凡. Неинвертирующий вход
соединен с общей шиной через резистор R2. Нетр\ показать, что на рис. 3.45 ОУ охвачен параллели ООС по напряжению (цепью резистора /?ос).
Если положить, что здесь используется идеал,, ОУ, то разность напряжений на его входе дол стремиться к нулю. Поскольку неинвертирую вход соединен с общей шиной, потенциал инвертирующем входе (в точке А) тоже до. быть равен нулю. Точку А принято назьи «кажущейся землей» или «точкой виртуального ля». В результате появляется возможность записан ь для токов в рассматриваемой схеме на идеальном ОУ: 4 =/℃，т. е. Er/R. = -UBail/Roc. Отсюда получим выражение для коэффициента усиления инвертц. рующего усилителя по напряжению
К" ннв = ^вых IEy =-凡 с /К1 •(348)
Выражение (3.48) повторяет общую запись для Ки ос при глубокой параллельной ООС по напряжению (3.32). Знак « —» в (3.48) указывает на инвертирование сигнала. Таким образом, для идеального ОУ Ки^ определяется отношением внешних резисторов.
Для реального ОУ использование (3.48) приводит к появлению погрешностей в расчете Kv инв. Чем больше в ОУ К“ оу и Квхоу, тем меньшую погрешность дает использование этой формулы. Так, при ^цоу= 103, 凡х°у= Ю кОм,凡с = 1°° кОм, % = 1 кОм погрешность в определении Киинв по (3.48) составит примерно 9%, а при Л^цоу = 105 остальные параметры те же — менее 0,1 %. Обычно допускается использование (3.48) при 1 ОК” инв < Ки оу (т. е. при глубине ООС 尸〉10), что справедливо для большинства практических случаев.
Входное сопротивление инвертирующего усилителя на ОУ 凡х инв имеет относительно небольшую величину, что определяется параллельной ООС. Для 凡хннв можно записать:
Квх ннв = К1 + (К℃ 1Ки оу + 1) Н Квх оу Q 尺1 •(349)
Из (3.49) следует, что при больших ^ноу сопротивление /?вх инв определяется внешним резистором К； Рекомендуется, чтобы Rr < 10 кОм.
Выходное сопротивление инвертирующего усилителя на реальном ОУ 7?вых инв отличается от нул% но все же невелико и определяется как небольшие
o , так и глубокой ООС по напряжению. Для 严。 при F> 10 можно записать %НХ инв 尸
*внх ННВ — *внх оу /尸—*вых Оу К" инв /К” Оу •(3.50)
Из (3.50) следует, что выходное сопротивление снижается пропорционально уменьшению Ки инв.
Для реального ОУ на выходе усилителя при 〃工=0 всегда будет присутствовать напряжение ошибки и°ш, которое порождается двумя точностными параметрами входного каскада ОУ: UCM и А7ВХ. С целью снижения иош стремятся, чтобы общие эквиваленты резисторов, подключенные ко входам ОУ, были равны. Так, для схемы (рис. 3.45) необходимо, чтобы
& = &||&「(3.51)
Назначение резистора й2 ——снижение токовой ошибки. При выполнении условия (3.51) и ^нинв> 10 можно записать
Uom ^UCMKV ннв + А& &С •(3.52)
С целью снижения (70ш можно осуществить установку нуля на выходе усилителя с помощью специальной схемы смещения, которая задает на инвертирующий вход ОУ небольшое напряжение, компенсирующее на выходе иош. Отметим, что этот метод предполагает наличие дополнительных элементов и не гарантирует постоянства нуля на выходе устройства.
Рассмотренный выше инвертирующий усилитель на ОУ является УПТ. В некоторых случаях (в частности, для уменьшения Uojn) возникает необходимость в создании усилителей только переменного тока на ОУ. Для этого можно использовать усилитель (рис. 3.45), включив в него р аз де лите ль ны й конденсатор (или конденсаторы на входе и выходе). На рис. 3.46 приведена принципиальная схема инвертирующего усилителя переменного тока на ОУ с разделительным конденсатором С во входной 晋пи. Здесь имеет место дозированная параллельная °℃ по переменному напряжению и 100%-ной ООС постоянному напряжению.
Для расчета основных параметров инвертирую- Qe「o усилителя переменного тока в области средних "астот можно использовать выражения (3.48)—(3.50).
Все основные выводы, справедливые для инвертц рующего УПТ на ОУ, справедливы и здесь.
Конденсатор С не позволяет пройти на вхо, ОУ сигналам постоянного тока (в том числе и пара зитным), что приносит рассматриваемому усилители уже преимущества, характерные для усилителей с раз делительными элементами. Постоянная времен] в ОНЧ тн = С1?1. Подставив тн в (3.9), нетрудн( определить коэффициент частотных искажений При использовании разделительного конденсатор и на выходе рассматриваемого усилителя расчет М следует проводить как для входной, так п дл выходной цепей, а затем полученные значения ело жить (см. § 3.2).
Другой широко распространенный вариант вклю чения ОУ реализуется в виде неинвертирующеп усилителя, принципиальная схема которого приведен на рис. 3.47. Входной сигнал здесь поступает н неинвертирующий вход ОУ, а на инвертирующие подается сигнал обратной связи. Нетрудно показать что в инвертирующем усилителе на ОУ имеет месп последовательная ООС по напряжению.
Поскольку Ubx и сигнал ООС подаются на разны входы ОУ, то для идеального ОУ можно записать 4x = UbMx &/(№ + &) откуда для коэффициента усп ления неинвертирующего усилителя по напряжении получим
Кнненнв=1+&с/К「О?
Сравнивая (3.53) с (3.48), можно записать:
=1 + К инв|. Для неинвертирующего усилителя 出 реальном ОУ (3.53) справедливо при достаточй01 глубокой ООС (при 尸〉10), что обычно и 仙部
?сТ0 на практике. Отметим, что обычно значения \мН &ос + &1 лежат в пределах от 50 кОм до МОм.
Входное сопротивление неинвертирующего уси- 1теля на ОУ Авхненнв всегда имеет большую велн・ 〔ну. Этот факт определяется значительным 7?вх оу глубокой последовательной ООС. Для 7?вх неипв зрмула (3.28) имеет следующий вид:
*вх неннв — *вх oyF — *вх оуКи оу /К^ неинв*(3.54)
Из (3.54) видно, что в неинвертирующем усилиЕ входное сопротивление возрастает при умень- сннп Ененнв* Обычно 凡х неннв составляет единицы 但 десятки ГОм.
Поскольку как в неинвертирующем, так и в ин- ртирующем усилителях на ОУ имеет место ООС )напряжению, то при одинаковой глубине ООС ibix неинв = -^вых инн • 口口" раСНеТа Лвых неинв МОЖНО ИС- )льзовать формулу (3.50).
Для снижения токовой ошибки в неинвертирую- еч усилителе следует выполнять условие (3.51), е следует заменить R2 на Rr. Однако в реальных учаях неинвертирующий усилитель часто исполь- ется при весьма больших 凡 >1 МОм. Кроме .того, одной сигнал на неинвертирующем входе (без (вертирования) усиливается ОУ и затем в той же 1зе поступает на инвертирующий вход. В результате обоих входах ОУ появляются синфазные сигналы. *е это приводит к повышению иош и является достатком рассматриваемого усилителя на ОУ.
При увеличении глубины ООС в неинвертирую-
Такой усилитель принятоТакой усилитель принятозыватьзыватьнеинвертирующимнеинвертирующимединице.единице.зм усилителе Ки неинв будет уменьшаться и при 0%-ной ООС станет равным
Такой усилитель принято
Такой усилитель принято
зывать
зывать
неинвертирующим
неинвертирующим
единице.
единице.
'вторителем или просто по- орителем. На рис. 3.48 придана принципиальная схема ，вторителя на ОУ. Здесь 0%-ная последовательная )С по напряжению создана пью резистора 1?ос.
В повтори! еле реализуется ^симальное входное и ми- 【Мальное выходное сопроти-
вления для используемого типа ОУ. Рассчитать з「 параметры можно с помощью (3.54), положив в & К"нсннв=1， и (3.50) соответственно. Повторитель ОУ, как и любой другой повторитель (эмиттернь , или истоковый), используется как согласующий к?, скад.、
Для уменьшения токовой ошибки в повторит^ стараются выполнить равенство: & = Roc. Однако из-за больших Rr это не* всегда удается осуществить При Rr》1 МОм резистор Roc перестает выполнять свою компенсирующую роль и его вообще не ставят В этом случае можно записать: J70in = UCM + 7ВХ Rr
Неинвертирующий усилитель на ОУ может оьгть выполнен и как усилитель переменного тока. Для этого следует использовать разделительный конденсатор во входной (или выходной) цепи. Отметим, что для получения минимальных искажений в ОНЧ разделительный конденсатор следует включать не в выходную, а во входную цепь усилителя.
Помимо инвертирующего и неинвертирующего усилителей на основе ОУ выполняются и другие варианты усилительных устройств.
Теперь рассмотрим коррекции частотных характеристик. Под коррекцией будем понимать изменен ЛАЧХ и ЛФЧХ для получения от устройств 〕 ОУ необходимых свойств и прежде всего обеспечен устойчивой работы. Напомним, что ОУ всег, используются с цепями глубокой ООС. Однако п] некоторых условиях ООС может превратиться в ПС( и усилитель потеряет устойчивость. Поскольку о) ратная связь глубокая, то особенно важно обеспечи фазовый сдвиг между входным и выходным сигн лами, гарантирующий отсутствие возбуждения.
Для обеспечения устойчивой работы устройс на ОУ в нем используются внутренние или внешш цепи коррекции, с помощью которых добиваюк общего фазового сдвига при разомкнутой цепи ОО менее 135° на максимальной частоте. При это автоматически получается, что спад Л^ноу^20 дБ/деь
В качестве критерия устойчивости устройств 】川 ОУ удобно использовать критерий Боде, который можно сформулировать следующим образом: «усиди тель с цепью обратной связи устойчив, если пряма' его коэффициента усиления в дБ пересекает ЛАЧ^ на участке со спадом 20 дБ/дек». Таким образом
付口н частотной коррекции в ОУ должны обеспечивать ^ад К11оу^20 дБ/дек в ОВЧ. '
При последовательном включении нескольких ОУ иногда цепью общей ООС охватывает два каскада
В этом случае также следует вводить корректирующие цепи, обеспечивающие надлежащий запас сТойчивости всего устройства. В справочниках на Qy без внутренней коррекции иногда приводятся
на"Ь1 элементов для конкретного ЛАЧХ.на"Ь1 элементов для конкретного ЛАЧХ.сведения по коррекции частотных характеристик, предлагаются наиболее подходящие схемы и номи- типа ОУ и вида
на"Ь1 элементов для конкретного ЛАЧХ.
на"Ь1 элементов для конкретного ЛАЧХ.
Глава 4
ЧАСТОТНО-ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Частотно-избирательные устройства предназначены для выделения, усиления или генерации сигналов на определенных рабочих частотах. Основой любого частотно-избирательного устройства является пас- 【сивный фильтр, образованный RC или LC-цепью (см § 1.3). Именно пассивный фильтр выделяет сигнал заданных частот из всего их спектра, а оста- 1ьная часть электронного устройства производит аналоговую операцию по усилению или генерации этого сигнала. Кроме того, электронная часть устройства улучшает избирательные свойства самого ча- стотно-задающего пассивного фильтра
Многообразие частотно-избирательных устройств определяется не только их назначением, но и способом реализации, который во многом зависит от места включения, параметров и функции пассивного фильтра в схеме.
Резонансные усилители
- Резонансные усилители предназначены для уси“ ^ния сигналов в заданной узкой полосе частот & имеют рабочую частоту свыше десятков кГц. В них применяется частотно-зависимая нагрузка * виде параллельного LC-контура, настроенного "а частоту усиливаемого сигнала. К резонансным
нимальным уровнемнимальным уровнемусилителям предъявляют ся требования возможно больп® го усиления, высокой избирц. тельности и стабильности, малого уровня шумов, удобст ва настройки и др.
нимальным уровнем
нимальным уровнем
максимально высоких для используемого типамаксимально высоких для используемого типаТранзистор в резонансном усилителе можно включить различным образом, но в большинстве случаев используется схема ОЭ, обеспечивают ы максимальное усиление с мм- шумов. Отметим, что на
максимально высоких для используемого типа
максимально высоких для используемого типа
транзистора частотах следует применять в резонансном усилителе схему ОБ. Колебательный контур можно включить в усилитель по автотрансформаторной, трансформаторной, емкостной и другим схемам.
На рис. 4.1 приведена принципиальная схема ре нансного усилителя, основная особенность которс состоит в том, что вместо традиционного резисте в цепь коллектора транзистора включен паралле ный LC-контур. Сопротивление нагрузки 冗 对 разделительный конденсатор подключено к пpo^ жуточному выводу от индуктивности LC-конту卩△ С помощью 凡 и Сэ обеспечивается в усилителе последовательная ООС по постоянному току, с! а- билизирующая режим покоя.
Резонансная частота параллельного LC-конт)ра может быть рассчитана как Д = l^n^/Zc. Параллельный контур на частоте 启 имеет очень больпюе сопротивление 凡，которое можно определить по следующей формуле:
凡=(2 炉oL)2/%"(4 1)
где гпот ——сопротивление потерь.
Для добротности в £С-контуре можно записать' 2 = 2%l"…2%0凡.(4 2)
Формулы (4.1) и (4.2) справедливы для отдел! взятого LC-контура. При работе резонансного у лителя на показатели контура влияет сопротивле! нагрузки и параметры транзистора. На рис. 4 приведена эквивалентная схема выходной части ре
Рис. 4 2
раненого усилителя. Генератор тока р/б, сопротивление г* и емкость С* представляют здесь выходную часть усилителя (транзистора), а приведенное сопротивление К；——цепь нагрузки. Величину R^ можно рассчитать по (3.38), где в качестве Кт следует использовать отношение количества витков wH, к которым подключена нагрузка, к общему количеству витков w в катушке индуктивности, т. е. ( = %/”. При % = w приведенное сопротивление насрузки равно А. Эквивалентную схему (рис. 4.2, а) можно преобразовать \ виду, приведенному на рис. 4.2,6: 以8 =。岁 +。и ^экв = г? Il-^o II ^н- На основании этого можно записать для добротности контура с учетом влияния параметров транзистора и нагрузки:
•Q3^ = ^foC^R3^-(4.3)
Длямодуля полного сопротивления,включенного
в цепь коллектора, можно записать
Z = &kb/S+(&kbA/Z/o)2.(4.4)
Из (4.4)следует, что Z уменьшаетсяприоткло
нении частоты сигнала от резонансной частоты, т. е. с увеличением 卜f. Поскольку в усилителях Ки пропорционален сопротивлению нагрузки, то, используя (3.1), (3.4) и (4.4), можно записать
К“ = К“о/，1+(&квДЖ))2.(4.5)
Выражение (4.5) описывает АЧХ резонансного усилителя, которая приведена на рис. 4.3. При М=3 дБ кз (4.5) нетрудно получить 凡二兄。/^/^, что позволяет представить 23KB в виде (1.3). В результате полоса пропускания усилителя представится как
N=RI3m(4-6)
Из (4.6) следует, что при больших Q3KB полоса Пропускания становится узкой, а эквивалентную
139
добротность можно ( делить по АЧХ усил; (рис. 4.3).
На частотах, отли 叫) от /q, колебательный кон тур является для усилц теля комплексной нагру3 кой, ввиду чего появля ются фазовые сдвиги пр( прохождении сигнала че
рез устройство. Отметим, что в транзисторе име ется внутренняя обратная связь и в самом усили теле всегда присутствуют паразитные обратны связи. В результате общий @азовмй сдвиг межд входным и выходным сигналами может достич критических значений и усилитель самовозбудитс (на частотах, близких к /о). Поэтому в резонанс ных усилителях часто применяют нейтрализацик осуществляемую ООС на частотах, близких к ре зонансной. Нейтрализация реализуется с помощьь 1?С-цепей, включенных между входом и выходов усилителя и компенсирующих паразитные фазовы сдвиги, т. е. нейтрализующие действие паразит но ПОС. Усилитель с нейтрализацией можно пред ставить себе как сбалансированный мост, в диа гонали которого включены источник сигнал и нагрузка.
В интегральном исполнении резонансный усм литель реализуется лишь частично. Обычно исполь зуется усилительная ИМС, к которой подключаете навесной LC-контур. Отметим, что иногда подклк чается лишь одна навесная катушка индуктивност! а небольшая емкость контура содержится в само ИМС. Для получения микроминиатюрных резонанс ных устройств широко используются многокаскадны усилители только с одним колебательным контур。、 который подключается лишь к одному каскаду.
Как отмечалось выше, резонансные усилится применяются при высоких рабочих частотах (свытп десятков кГц)? при более низких их использовани становится нерациональным из-за больших габарит» и массы индуктивностей и емкостей. В этом д就 пазоне частот для различных сфер использован? нашли применение частотно-избирательные yci p°^J ства, т. е. активные фильтры.
Активные фильтры
Активные фильтры реализуются на основе уси- 仞телей (обычно ОУ) и пассивных /?С-фильтров. преимущества активных фильтров по сравнению с пассивными: отсутствие катушек индуктивностей, ^оЛучение хорошей избирательности, исключение затухания полезных сигналов или даже их усиление, хорошие массогабаритные показатели и др. Активные фильтры имеют и недостатки: они потребляют энергию от источников питания и не могут быть использованы на частотах свыше десятков МГц (что в основном определяется величинами fT ОУ). Чем нике рабочие частоты, тем ярче проявляются преимущества активных фильтров; даже при частотах сигналов в доли Гц они позволяют создавать устройства приемлемых габаритов. .
В самом общем случае можно считать, что ОУ в активном фильтре корректирует АЧХ пассивного фильтра за счет обеспечения разных условий для прохождения различных частот, компенсирует потери
на заданных частотах, что приводит к получению более крутых спадов ивых на склонах АЧХ. Для этого часто используются разнообразные частотноизбирательные обратные связи с ОУ. В активных фильтрах обеспечивается получение АЧХ всех разновидностей фильтров.
Создание активного фильтра начинается с выбора вида АЧХ, отвечающего предъявленным к нему требованиям. При этом обязательно следует знать юрядок фильтра, который указывает на скорость -пада АЧХ. Так, если для фильтра первого- порядка корость спада АЧХ составляет 20 дБ/дек, то для дорого ——40 дБ/дек, для третьего ——60 дБ/дек и т. д. Та каждый порядок фильтра в реальной схеме активного фильтра обычно приходится один конден- атор. При практической реализации активных филь- Ров следует помнить, что возрастание порядка Ультра приближает его АЧХ к идеальной, но при ‘том затрудняется настройка фильтра и ухудшается табильность его параметров. Максимальная доброт- 1ость активного фильтра на низких настотах не Февышает 100.
Широко применяются активные фильтры на осно- 晚 источника напряжения, управляемого напряжением
(ИНУН). На рис. 4.4 при. ведена принципиальная схема простейшего активного ФНЧ на ИНУН первого порядка. Такой активный фильтр состоит из пассйвг ного /?С-фильтра и изолирующего (буферного) каскада на ОУ с большим входным и малым выходным
сопротивлениями. В полосе пропускания коэффициент передачи фильтра ^ц0 = 1, а спад его составляет 20 дБ/дек (как в однозвенной /?С-цепи). Преимущесг- во фильтра на ИНУН состоит в отсутствии влиянр нагрузки на его АЧХ, что обеспечивает постоянстр параметров фильтра при изменении 凡.
В активных фильтрах более высоких порядков ИНУН (ОУ) охватывается частотно-избирательной ПОС. На рис. 4.5 приведены принципиальные схемы активных ФНЧ (а) и ФВЧ (б) второго порядка на ИНУН. Рассмотрим работу активного ФНЧ. При
сигналах, частота которых находится в полосе пропускания фильтра, к睚0 =(火℃/k3)+ 1 и 17вых имеет
максимальное значение, поскольку сопротивления емкостей велики и они не оказывают влияния на
работу ФНЧ. При сигналах, частоты которых сосг ветствуют участку спада (7ВЫХ (см. рис. 1.5,6), част входного сигнала шунтируется уменьшенным сопр( тивлением конденсатора Сх (как в фильтре первог1 порядка). Однако сопротивление конденсатора С. тоже уменьшается (пр» увеличении /), следователььк обнаруживается действие ПОС на этих частота; что увеличивает Ки фильтра. При очень больших / сигналы не проходят на выход ОУ, полносты шунтируясь минимальным сопротивлением кондег
Рис. 4.5
сатора С「Таким образом формируется АЧХ с более крутым спадом и”。
В обоих активных фильтрах (рис. 4.5) используются по- две 7?С-цепи, поэтому спад АЧХ в них составляет порядка 40 дБ/дек. Участок спада в них формируется под действием ПОС, которая осуществляется через конденсатор С2 для ФНЧ и через резистор 丸 2 Для ФВЧ соответственно. При построении таких фильтров обычно задаются Сх = С2 и & = &，что позволяет легко рассчитать и реализовать устройство. Для этого случая частота среза активного фильтра определяется по (1.2), где вместо 儿 следует записать / или /^. Коэффициент передачи такого фильтра Ки<3, причем его повышение приводит к получению более крутого спада АЧХ (за счет большей глубины ПОС). Однако при Ки, близком к 3, наблюдается появление неравномерностей в полосе пропускания АЧХ. Если необходимо получить К“>3, то сопротивления резисторов нельзя брать равными друг другу. С повышением Ки увеличивается различие между номиналами & и Л2, а также ухудшается устойчивость работы фильтра (за счет ПОС).
Для получения активных фильтров более высоких порядков следует использовать последовательное включение нескольких фильтров первого и второго порядков. Так, последовательное (каскадное) включение фильтров первого и второго порядков дает фильтр третьего порядка, последовательное включение двух фильтров второго порядка ——фильтр четвертого, последовательное включение трех фильтров второго порядка ——фильтр шестого и т. д. Увеличивая число соединенных фильтров, можно получить фильтр любого нужного порядка.
Помимо ФНЧ и ФВЧ на ИНУН могут быть
выполнены полосозаграждающие и полосопропускающие активные фильтры. На рис. 4.6 приведена принципиальная схема полосопропускающего активного фильтра с мостом Вина. Здесь мост Вина, состоящий из резисторов &, Я2, и конденсаторов
Cx, C2, включен в цепь ПОС ОУ. При частоте сигнала равной А， по цепи ПОС поступает на вход Оу максимальное напряжение обратной связи. Следовц. тельно, на этой частоте имеет место максимальное С7ВЫХ. При отклонении частоты сигнала от/о напряжение ПОС будет уменьшаться (см. рис. 1.10, б). В результат© ОвЫх активного фильтра становится меньше и формир^, ется АЧХ (см. рис. 4.3).'
Для успешного функционирования рассматриваемого фильтра необходимо, чтобы глубина ООС была больше глубины ПОС. Поскольку для моста Вина на частоте квазирезонанса "hx/Ubx=1/3, то нужно обеспечить К“<3. В противном случае активный фильтр перейдет в режим автогенерации. Таким образом, серьезным недостатком полосопропускающего активного фильтра с мостом Вина является возможность се мовозбуждения, что вообще свойственно устройствам с ПОС.
Лучшие результаты при умеренных добротностя получаются в активных фильтрах с многопетлево ООС на ОУ. На рис. 4.7 приведена принципиальная схема ФНЧ третьего порядка с многопетлевой 00( При частоте сигнала, соо гветствующей участку спал АЧХ, и более высоких частотах одновременно де{- ствуют две цепи ООС: через резистор Roc и чере конденсатор Сос. Если из устройства (рис. 4.7) убрат， фильтр первого порядка, состоящий нз К^ и С ю получится ФНЧ второго порядка. Коэффициен! усиления такого фильтра в полосе пропускания определяется из (3.48), где для фильтра третьего порядка вместо 丸】следует подставить (Ri + R?) При & = & = & = Ас 4 = 0,5.
Применяя последовательное включение ^рассмотренного ФНЧ и аналогичного ФВЧ, можно реа-
Рис. 4 8
лизовать полосопропускающий активный фильтр. Скорость спада <7ВЫХ такого фильтра определяется порядком выбранных ФНЧ и ФВЧ, а Л ——частотами среза. Полосопропускающий активный фильтр с многопетлевой ООС подучается и с помощью двойного Т-образного моста и ОУ. На рис. 4.8 приведена принципиальная схема (а) и АЧХ (6) такого фильтра.
В рассматриваемом здесь активном фильтре цепь Г-образного моста образует частотно-избирательную последовательную ООС по напряжению. На частоте % коэффициент обратной связи х = 0, а при частотах сигнала, отличных от 爲,х^1 (см. рис. 4.8, б). Верхняя кривая на рис. 4.8, 6 представляет АЧХ ОУ без обратной связи. Из (3.25) следует, что при х — 1 для активного фильтра 冗^1. По мере приближения частоты сигнала к 倉 коэффициент передачи двойного Т-образного моста уменьшается, что* вызывает снижение ООС, т. е. х, а следовательно, повышение Ки фильтра. На частоте 启 ООС будет отсутствовать " 4 =居".
В полосопропускающем фильтре с Т-образным мостом используется только ООС, что стабилизирует его работу и улучшает эксплуатационные свойства. Такой активный фильтр находит широкое примене- нне. Из-за большого коэффициента усиления его усто называют частотно-избирательньил усилителем. Частота квазирезонанса в нем /0 = 1 /2nRC, а эквивалентная добротность 03KB = Kv оу/4.
Помимо рассмотренных выше фильтров существует * Используется достаточно большое количество и других активных частотно-избирательных устройств, некоторые 心 которых обладают определенной универсальностью.
Следует упомянуть о существовании синхронны^ фильтров с коммутируемыми емкостями, обладав, щими высокими добротностями, и о гираторах Гиратором называется электронное устройство, пре. образующее полное сопротивление реактивных 初往 ментов. Обычно это преобразователь емкости в 网压 дуктивность, т. е. эквивалент индуктивности. Пр^ менение гираторов в ИМС объясняется большим^ трудностями изгртовления. катушек индуктивностей с помощью полупроводниковой технологии.
Генераторы синусоидальных колебаний
Среди генераторных устройств следует различат] генераторы синусоидальных (гармоничных) колеба ний, прямоугольных колебаний или сигналов прямо угольной формы (генераторы импульсов) и колебани! специальных форм (например, генераторы линейж изменяющегося напряжения). Генератором называет ся автоколебательная структура, в которой энерги： источников питания преобразуется в энергию элект рических автоколебаний. Генераторы синусоидальны колебаний обеспечивают образование на выход устройства переменного тока (напряжения) заданно} частоты. В них часто используются колебательны LC-контурм (обычно параллельные).
Представим себе параллельный LC-контур. Есл! зарядить емкость такого контура до определепноп напряжения, то в нем будет запасена соответствую щая энергия г. Теперь замкнем этот заряженньп конденсатор на индуктивность. В результате буде происходить колебательный обмен энергией межд конденсатором и катушкой индуктивности. Перио, этих колебаний можно определить как
T=\/f=2n^LC. . (4.7-
Через четверть периода вся энергия s уже буде сосредоточен^ в магнитном поле катушки индук гив ности, а конденсатор полностью разрядится. Поел этого конденсатор начнет перезаряжаться за сче энергии магнитного поля, которая в момент времён1 Т/2 вернется на конденсатор в виде г, но полярност напряжения обкладок конденсатора изменится н противоположное. В момент времени Т конденсато；
снова полностью зарядится, и колебательный процесс будет продолжаться. Поскольку в реальном контуре всегда имеют место потери, эти колебания будут затухать. Для предотвращения затухания нужно периодически подавать в контур дополнительную энер- РИЮ. Обычно пополнение энергии осуществляется от источника питания с помощью усилительного каскада.
Генераторы синусоидальных колебаний обычно содержат усилительный каскад, охваченный частотно-избирательной ПОС, которая обеспечивает устойчивый режим самовозбуждения на заданной часто!е. На рис. 4.9 приведена структурная схема генератора
Рис 4 9
синусоидальных колебаний, где 宜 и 又 обозначены в виде комплексных величин, в чем учитывается их зависимость от частоты. В дальнейшем это будем иметь в виду, но запись для этих параметров будем производить в обычном виде.
Для работы электронного устройства в режиме автогенерации необходимо выполнение двух условий. Эти условия можно записать в следующем виде:
K^!, (4 .齎)
ФуОс = ф° +(Рос = 2ил, (4.86) где(р°, фдС — фазовые сдвиги, вносимые усилителем и цепью обратной 一 связи соответственно; п ——целое ннсло.
Для получения на выходе генератора синусоидаль- но「о напряжения необходимо, чтобы соотношения (4.8) выполнялись лишь на одной частоте.
Соотношение (4.8а) принято называть балансом Сплитуд. Амплитуда сигнала на выходе устройства оказывается в К раз больше, чем на входе. Но 即а ослабляется в х раз цепью обратной связи. Для возникновения генерации необходимо, чтобы
сигнал, поступающий на вход по цепи обратной связи, был больше начального сигнала на входе устройства, т. е. К>1/х. Это условие позволяет первоначальным изменениям токов и напряжений (появившимся при подключении устройства к н& точнику питания) осуществить необходимое нарастание. Условие Км=1 определяет установившийся ре. жим генерации, в котором сигналы на выходе и входе генератора равны своим установившимся значениям, т. е. коэффициент усиления компенсируется коэффициентом обратной связи.
Соотношение (4.86) принято называть балансом фаз. Возникший на входе сигнал (при подключении источника питания) после прохождения усилителя и цепи обратной связи должен возвратиться на вход устройства без изменения своей фазы, т. е. суммарный фазовый сдвиг должен быть равен 0, 2л, 4冗 и т. д. В результате происходит увеличение этого сигнала за счет сложения тока (или напряжения) с возвратившимся по цепи ПОС сигналом. Соотношение (4.86) обязывает обеспечить в генераторе устойчивую ПОС.
Генераторы синусоидальных колебаний приня го различать по типу используемых частотно-избирательных элементов. Так, можно выделить LC-t RC- и кварцевые (акустоэлектронные) генераторы.
Генераторы LC-типа (LC-генераторы)
В LC-генераторах в качестве частотно-избирательных (частотно-задающих) элементов используются катушки индуктивности и конденсаторы. Обычно на основе катушек индуктивности и конденсаторов формируются параллельные или последовательные колебательные контуры, которые настраиваются на заданную рабочую частоту /0. В £С-генераторах /0 обычно превышает значение 40 кГц. *
На рис. 4.10 приведена принципиальная схема -одного из вариантов LC-генератора. Основой такого устройства является резонансный усилитель (см， рис. 4.1), в котором с помощью трансформатора Тр создана ПОС. Условия генерации (4.8) здесь обеспечиваются для резонансной частоты контура /0. При подключении источника питания Ек в цепях усилительного каскада образуются приращения tokos
и напряжений. В результате в LC-контуре возникают сИнусоидальные колебания с частотой /0, которые поддерживаются с помощью ПОС в устройстве.
Если частота колебаний отклонится от значения /0, то сопротивление контура перестанет быть активным н приобретет реактивный (индуктивный или емкост- ннй) характер, что вносит дополнительный фазовый сдвиг, и условие (4.8 б) перестает выполняться. Кроме того, отклонение частоты от резонансной приводит к снижению Ки (см. рис. 4.3), что может нарушить выполнение условия (4.8 а). Таким образом, генерация автоколебаний в устройстве (рис. 4.10) осуществляется на частоте /0 (или очень близкой к ней).
Усилительный каскад ОЭ в рассматриваемом генераторе инвертирует сигнал, поэтому для выполнения баланса фаз^^трансформатор Тр должен осуществить поворот фазы сигнала на 180°. Если обмотки трансформатора имеют одно направление намотки, то необходимо вторичную обмотку включить встречно по отношению к первичной (см. рис. 4.10J? Точки около выводов обмоток Тр указывают на синфаз- ность напряжения на них. Обычно первичная обмотка Тр, являющаяся индуктивностью контура, состоит из большего числа витков, чем вторичная.
Выполнить £С-генератор можно и без использования трансформаторной связи. В этих случаях цепь обратной связи подключается непосредственно к колебательному контуру, который состоит из нескольких секций индуктивности (или емкости). В генераторах такого типа LC-контур соединяется с усилительным каскадом в трех местах (тремя точками), поэтому их называют трехточечными. На рис. 411 приведена принципиальная схема генератора
Рис. 4.10
Рис, 4.11
с индуктивной трехточечной связью. Здесь ЛС-koih「 образован секционированной индуктивностью L и е\[ костью параллельно включенного конденсатора ( Сигнал ПОС образуется на верхней секции 丄 Напряжение на выводах £ относительно 皿切屯 £k находится в противофазе. Амплитуда напряжет^ обратной связи устанавливается положением средне^ точки в катушке индуктивности. Из всех конденсат。、 ров, используемых в рассматриваемом устройстве минимальной емкостью должен обладать конденса： тор С.
При реализации генератора с емкостной трс「小 чечной связью в контур параллельно катушке ин тивности включаются последовательно два конде тора. Цепь обратной связи в этом случае подключ ся к общей точке этих конденсаторов (емкостг Делителя).
ципиальная схемаципиальная схема^QOC^QOCПомимо рассмотренных выше генераторов ществует достаточно много и других £С-гонерато] с эмиттерной связью, с двухтактной схемой и др Выполняются £С-генераторы и на основе ОУ. Прин- из таких генераторов приведена на рис. 4.12 Электронная часть генератора представлена здесь неинвертирующим усилителем. Поско; т>к\ неинвертирующий yci тель на ОУ имеет м< < выходное сопротивлс то LC-конгур еле, подключать к выходу 、 через резистор /?пос.
ципиальная схема
ципиальная схема
^QOC
^QOC
На частоте резонанса параллельный контур и^ » очень большое сопротивление и не шунтирует вход D При этом глубина ПОС становится больше г луб ^ ООС и в устройстве выполняются условия возник” ье- ния генерации (4.8). При отклонении частоты о А сопротивление контура уменьшается и приобре 旧 реактивный характер, что приводит к уменьшения5 儿 усилителя (за счет снижения глубины ПОС, кот< пая становится Меньше глубины ООС) и появле дополнительных фазовых сдвигов. Таким обра генерация колебаний в устройстве (рис. 4.12) оказ： ется возможной лишь на частотах, весьма близких
От метим, что определенные отклонения часто- 田 генерации могут происходить за счет измене- 餌 я режимов работы и параметров элементов схемн, в частности под действием температуры. Нестабильность частоты генерации обратно пропорциональна добротности контура. Поэтому в качесТВе высокостабильных генераторов используются 、仃родства с частотно-избирательными элементами высокой добротности, которой обладает кварцевый резонатор.
Кварцевые генераторы
Обеспечить высокую стабильность частоты генерации можно при включении кварцевого резонатора в цепь обратной связи обычного £С-генератора. Для пучшей стабильности желательно использовать частоту последовательного резонанса кварца. При этом важно, hi обы общее сопротивление цепи обратной связи было значительно меньше собственного R кварцевого резонатора (см. рис. 2.29). Это условие выполняется в генераторе, принципиальная схема которого приведена на рис. 4.13.
Для 'генерации колебаний необходимо настроить LC-контур на резонансную частоту кварцевого резонатора /0. В этом случае полное сопротивление LC-контура велико, что позволяет получить в каскаде большое К”，а сопротивление кварцевого резонатора Кв мало, что обеспечивает глубокую ПОС между коллектором и базой транзистора. Частоту LC-контура можно выбирать гораздо больше резонансной частоты Кв. При этом резонатор возбудится на соответствующей высшей гармонике. В серийных кварцевых резонаторах /0 = 10 кГц— 10 МГц, но некоторые из них могут возбуждаться на частотах до 250 МГц. Таким образом, работа на высших гармониках целесообразна для получения генерации на частотах свыше 10 МГц.
Отметим, что нагрузка в рассматриваемом генераторе может подключаться к коллектору транзистора. Аля уменьшения ее влияния на режим работы кварцевого генератора иногда используется дополниТельный согласующий каскад.
“Если возбуждать кварцевый резонатор на основой частоте /0, то можно построить генератор и без
использования LC-контура. На рис. 4.14 приведена принципиальная схема одного из вариантов такого кварцевого генератора. Частота генерации здесь определяется значением /0. На частотах ниже 2 МГц к Кв желательно подключить емкостный делитель напряжения, состоящий из конденсаторов Ct и С2 (цепь обозначена пунктиром на рис. 4.14), который способствует выполнению баланса фаз на частоте генерации. Отметим, что в генераторе (рис. 4.14) индуктивность L иногда может быть заменена резистором или параллельной цепью из резистора и конденсатора. •
Если стабильность кварцевого генератора все хе оказывается недостаточной для некоторых специа 1ь- ных случаев, то следует применить термостатиров i- ние кварцевого резонатора. Если даже получе«1а хорошая температурная стабильность, остаются еще серьезные причины, которые могут изменить частой генерации: временные нестабильности, старение, у较 ры, вибрации и т. д. В тех случаях, когда стабипь- ность термостатированных резонаторов не удовлетворяет предъявленным требованиям, можно рекомендовать лишь применять атомные стандартные частоты.
Помимо кварцевых резонаторов находят применение и другие элементы акустоэлектроники в генераторах специального назначения. Для генерации сигналов низких частот можно использовать акусто-электронные элементы, работающие на из- гибных колебаниях, а также /?С-цепи. Самое широкое распространение в современной электронике получили низкочастотные синусоидальные КСгене， раторы.
Генераторы ЯОтипа (ЯС-генераторы)
В 7?С-генераторах в качестве частотно-избиратель- 1Х цепей используются цепи обратной связи, состоя- %е из конденсаторов и резисторов. В генераторах «о「ут использоваться усилительные каскады, инвер- тйрующие и не инвертирующие сигнал. В первом сЛуЧае КС-цепь обратной связи должна обеспечивать Дополнительный фазовый сдвиг на 180°, а во втором — ее фазовый сдвиг должен быть равен нулю. Значительное количество возможных /?С-генераторов определяется большими схемотехническими возможностями /?С-цепей.
На рис. 4.15 приведена принципиальная схема К&генератора на инвертирующем усилительном каскаде. В цепи ПОС здесь использован трехзвенный фВЧ, сдвигающий фазу сигнала на 180°. АЧХ и фЧХ для одного Г-образного КС-звена приведены на рис. 1.7. Поскольку максимальный фазовый сдвиг, вносимый одним таким звеном на частоте, близкой к нулю, стремится к 90°, для получения сдвига в 180° 1?С-цепь должна содержать не менее трех последовательно включенных звеньев. В этом случае каждое *звено на частоте генерации /0 обеспечивает сдвиг в 60е, при этом еще сохраняется приемлемый коэффициент передачи всего ФВЧ. Для четырехзвенного фильтра (который тоже иногда используется в ЛС-генераторах) фазовый сдвиг на частоте /0 для одного звена составляет 45°. Четырехзвенные ФВЧ обладают меньшим затуханием сигнала на частоте генерации и для выполнения генератора требуют использования усилителя с меньшим коэффициентом усиления.
Обычно в 7?С-генераторах & = /?2 =尺3 и & = = С2=：С3. При этом частота может быть определена как /0=1/2п/?сУб для генератора с трехзвенной
цепью и/0 = 1/2冗КС^/lO/7 — с четырехзвенной цеп ПОС. Сравнение этих формул показывает, что в нераторе с четырехзвенным ЕС-фильтром /0 вьп
На частоте /0 коэффициент обратной св 乂 для трехзвенной /?С-цепи равен 1/29, а , четырехзвенной ——1 /18,4. Следовательно, возбух ние генератора будет происходить, если в устройс К) 29 в случае трехзвенного и К) 18,4 в слу^е четырехзвенного ФВЧ.
Регулировка Ки в усилителе на ОУ осуществляе гея за счет изменения глубины ООС (обычно с помощь^ &с)・ Кроме того, глубокая ООС в рассматриваемом ЕС-генераторе применяется для улучшения формы синусоидальных колебаний и снижения влияния элементов схемы на работу устройства.
Снижение затухания в цепях ПОС и улучшение других параметров генераторов можно дост ичь за счет использования так называемых прогрессивных цепочек. В каких цепочках используются резисторы, номиналы которых для каждого последующего звена берутся в п раз больше, чем в предыдущем звене, и конденсаторы, номиналы которых, наоборот, уменьшаются для каждого последующего звена в п раз. Так, при 〃 = 5 в трехзвенной цепи х 1 /11 ..
Необходимо отметить, что в ЕС-генераторах в цепи ПОС могут быть использованы не только ФВЧ, но и ФНЧ. Однако в этом случае для получения заданной /0 требуется применить 7? и С больших номиналов со всеми вытекающими отсюда последствиями.
Если неинвертирующий усилитель охватить ПОС, то он будет генерировать колебания и без использования 而азовращающих /?С-цепей. Однако условия (4.8) в таком генераторе будут выполняться для целого спектра частот, что приведет к появлению колебаний несинусоидальной формы. Для осуществления генерации только синусоидальных электрических колебаний в устройстве должна быть использована цепь ПОС, обеспечивающая условие баланса фаз только для одной частоты fQ. В такой /?С-цепМ на частоте /0 фазовый сдвиг должен быть равен нулю. Этим свойством обладает мост Вина (сМ・ рис. 1.10), который широко применяется в ЕСтен俨 раторах:
На рис. 4.16 приведена )инципиальная схема RC- нератора на неинвертиру- 1Hем усилительном каскаде мостом Вина в цепи ПОС. Поскольку на частоте /0 кОэффициент передачи моста Вина равен 1/3, то 乂 =1/3, г возбуждение генератора 1еет место при Ки>3. Из
) следует, что это соответствует Roc/R>2,
В общем случае частота генерации будет зависеть й от параметров усилителя. Однако применение ОУ с глубокой ООС практически устраняет этот фактор. В результате температурная нестабильность / RC- генератора на ОУ определяется только нестабильностью 7?С-цепей и имеет весьма малые значения.
Глава 5
ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЕ И ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
Главным элементом импульсных устройств радиотехники, автоматики и вычислительной техники являются электронные ключи. Электронный ключ (аналог металлического контакта) — активный элемент (транзистор, тиристор, электровакуумная лампа), включенный в цепь нагрузки и осуществляющий ее коммутацию, т. е. замыкание или размыкание, при воздействии внешнего управляющего сигнала. Ключ молсет находиться в двух стационарных состояниях: замкнутом и разомкнутом. Время перехода ключа нз одного состояния в другое определяется инерционностью переходных процессов, протекающих в ключе ПРИ изменении его состояния. Переход ключа из Разомкнутого состояния в замкнутое характеризуется 盯0 временем включения, а из замкнутого в разомкну- тое—временем выключения.
Дискретность выходного сигнала ключа позволяет Пользовать ключ не толькб как коммутатор цепи ^грузки, но и в качестве основного элемента Пгинеских схем, реализующих функции булевой З^ебрья.
В настоящее время цифровая техника располагает широкой номенклатурой ИМС дискретного дейст вця. выполненных на основе транзисторных ключей. '
5.1. Ключи на биполярных транзисторах
Простейшая схема ключа на биполярном транзит торе представлена на рис. 5Л,а. Нагрузочный резистор 7?н включен в коллекторную цепь транзистора с заземленным (общим) эмиттером. Входной управляющий сигнал поступает на базу транзистора в виде чередую, щихся уровней напряжения £\ и Е2, обеспечивающих разомкнутое или замкнутое состояние ключа (рис. 5.1, С
Если на базу транзистора (рис. 5.1, а) подать отрицательное напряжение, то ключ разомкнут, В этом случае транзистор работает в области отсечки коллекторного тока, когда эмиттерный и коллекторный переходы закрыты, т. е. к ним приложены обратные напряжения. Внешние токи транзистора в режиме отсечки
А^О, 1К = /Кб0 5 /б=—/кбО,(5」)
где знак « —» показывает, что базовый ток протекает в направлении, обратном направлению базового тока, определенного при работе транзистора в активной области. Таким образом, напряжение на коллекторе транзистора
UK = EK-IK50Ra^EK,(5〕
что соответствует отключению нагрузки от 瓜卩" источника питания (ключ разомкнут).
Для ограничения тока базы открытого транзис i < ■ ра обычно включается резистор &・ При по二‘丿： отрицательного напряжения £г= —Ег от источнп 1 с внутренним сопротивлением Rr (рис. 5.2) напряя ние на базе транзистора равно
u6= и6з=-E2 + /1(60(kг十 к6)■ (5.3)
При работе ключа в области высоких температур езко возрастает значение 7кб0, особенно для герма- LeBbix транзисторов. Поэтому необходимо учиты- ать следующее условие нормальной работы транзистОра в режиме отсечки:
—£2 + ^кбо (^г + ^б) W。口叩， (5.4) где 力叩一положительное напряжение U^ на переходе база — эмиттер транзистора, при котором транзистор переходит из режима отсечки в активный режим работы и считается открытым.
Для кремниевых транзисторов, выполненных по интегральной технологии, 力次= 0,5+ 0,6 В. Для германиевых принимают Un()p 0.
Если положить £2 = 0,凡=0 (база транзистора иерез резистор R6 подключена к эмиттеру), то условие (5.4) можно записать как
人60氏6 W Uuop. (5.5)
Для кремниевого транзистора типа КТ630А ток /кб0 = 1 мкА при температуре 70 ℃. Тогда, полагая Unop = 0,5 В ПОЛУЧИМ При £г= -£2 = 0 Кбтах = = 0,5 МОм.
Для германиевых транзисторов условие (5.5) при %=0 не выполняется при любых значениях &, так как U110Pz 0 и для обеспечения нормальной работы германиевого транзистора в режиме отсечки на его базу необходимо подать отрицательное напряжение:
広2〔 >/к60тах(Кг + &б)・
Рис. 5.3Рис. 5.3При подаче на базу положительного напряжения 4 = 3 (рис. 5.3) транзистор работает в активном режиме или в режиме насыщения (ключ замкнут).
Рис. 5.3
Рис. 5.3
Рис. 5.2
Активный режим работы транзистора в схеме клю^ нежелателен, так как ток нагрузки определяется 也 только нагрузкой RH и напряжением источника питаццг Ек, но и падением напряжения UK3 на транзисторе
4 =人=(当一九)/凡，
т. е. зависит от свойств транзистора (разброса пара метров и их температурной зависимости). Кром того, в активном режиме на транзисторе рассеиваете^ дополнительная мощность PK = IKUK3, снижающа. КПД схемы.
В режиме насыщения оба перехода транзистс ра ——коллекторный и эмиттерный ——открыты и к нит приложено прямое напряжение. Остаточное напряж ние Окзн, являющееся параметром насыщенного кле ча, представляет собой разность напряжени i U36 и 17кб и определяется выражением
八尸9炉口(5.0
где В〕——инверсный коэффициент усиления по ток в схеме включения с общим эмиттером.
Для кремниевых транзисторов, выполненных по интегральной технологии, можно принять 5f = О/ Учитывая, что <рт = 0,025 В, получим {/^^0,25 В.
Ток через нагрузку насыщенного ключа является максимальным коллекторным током транзистор1 и при Uk3h«Ek определяется только элементам1 цепи нагрузки й питания:
Г 一『“зн 〜旦
/ кн 一 / к max~
т. е. не зависит от свойств транзистора. На транзг - сторе рассеивается мощность РКН~1Ктах^кэи^Р^「厂 Рн—мощность, выделяемая в нагрузке &•
Ток 人 max характеризует работу транзистора в pi жиме насыщения и называется током насыщен^ /кн・ Для обеспечения тока 7КН через базу транзистог должен протекать ток, равный
/бн = /кн/В・(5，
При токе 厶 транзистор работает на грани! режима насыщения и активного режима. Если 7б>7и то в базе транзистора вблизи коллектора происходи накопление неосновных носителей заряда, так к?
коллекторный ток не может быть больше /кн, т. е. аВен TQKy насыщения при любых значениях 7б>7бн. ° Таким образом, условием насыщения транзистора является
/б>/бн = /кн/В = Ек/ Кнб.
Для оценки степени насыщения транзистора вводят коэффициент
N=hBII^,(5.8)
Рассмотрим переходные процессы, протекающие в транзисторе, при включении и выключении ключа прямоугольным импульсом напряжения, нижний уровень которого равен —£2, а верхний +£「Предполагается, что £ 1 обеспечивает работу транзистора в режиме насыщения, а —Е2 — в режиме отсечки.
Временные диаграммы, иллюстрирующие пере
ходные процессы в транзисторе при включении и выключении ключа, представлены на рис. 5.4.
Процесс включения можно разделить на две стадии: время задержки ?зад = ?1 —?0 и время нарастания (фронта) коллекторного тока t^ — t2 — tl. Таким образом, %кл = = Гзад+
В ИСХОДНОМ СОСТОЯНИИ при £г= —£2 транзистор находится в режиме отсечки и коллекторный ток 7К определяется начальным током транзистора /кб0, который очень мал, так что можно принять 4 «о) ~0.
В момент г。скач- кообразного изменения
Рис. 5.4Рис. 5.4управляющего напряженияуправляющего напряжения°т — Е? до £\ эмиттерный переход транзистора остается закрытым, так как напряжение на барьерных
Рис. 5.4
Рис. 5.4
управляющего напряжения
управляющего напряжения
емкостях переходов Сэб и Скб мгновенно изменя i не может.
Барьерные емкости Сэб и Скб (см. рис. 5 составляют входную емкость транзистора Овх^С + С\б・ После момента времени /0 входная ем&( перезаряжается с постоянной времени твх=(J ~VR^ Свх, а напряжение на ней Ucbx~ ^бэ изменя по экспоненциальному закону с той же постояв времени от значения Uc^^ = —Е2, стремясь к чению Ucbx«t8)=G (рис. 5.4). В момент вре\ % напряжение 17Свх достигает значения С7пор. крывается эмиттерный переход и транзистор и ходит из режима отсечки в активную область ра6(
Из рис. 5.4 определим время задержки коллек ного тока при включении транзисторного клю i,
]n |Ucbx(/o)[+I Ucbx(£t8)| —
ВХUcbx"~*8)— Unop
= твх1п= твх1п乙+马£ 1 — ^nop乙+马£ 1 — ^nop(5.9)(5.9)
= твх1п
= твх1п
乙+马
£ 1 — ^nop
乙+马
£ 1 — ^nop
(5.9)
(5.9)
Стадия формирования фронта коллекторного тока начинается с момента времени %, когда транзистор переходит из режима отсечки в активный и базовый ток скачком возрастает до значения
厶(%)=/61 =厶(%)=/61 =Ei ~ /з оRr + R&Ei ~ /з оRr + R&
厶(%)=/61 =
厶(%)=/61 =
Ei ~ /з о
Rr + R&
Ei ~ /з о
Rr + R&
где и6эо ——напряжение на открытом эмиттерном переходе. Для кремниевых транзисторов, выполненных по интегральной технологии, принимают U63Q = 0^ В
Заряд в базе и ток коллектора за счет инерционных свойств транзистора изменяются по экспоненциальному закону с одинаковой постоянной времени тл = Тр+ +Скб1?н(54-1), стремясь от нуля к значениям соответственно /б1тн и 151В(та ——постоянная времени нарастания заряда в режиме насыщения). В момент времени /2 коллекторный ток достигает максимального значения 7КН и ограничивается, транзистор переходит из активного в режим насыщения Из рис. 5.4 определим время фронта:
Qin
/*1)+人g8)/к(г~*8)—/кн
fin
小
『61 В— Ikh
In——
(5 101
Несмотря на то что после момента времени t2 коллекторный ток остается постоянным, заряд в базе продолжает нарастать, но уже с постоянной времени %, определяемой как среднее время жизни неоснов- н%х носителей в базовом и коллекторном слоях транзистора, работающего в режиме насыщения. В базе транзистора происходит накопление неосновных носителей заряда (в данном случае электронов).
По мере увеличения числа избыточных электронов в базе увеличиваются и их потери на рекомбинацию. Когда число электронов в базе, рекомбинирующих в единицу времени, становится равным числу дырок, приходящих в базу из внешней цепи, процесс нарастания заряда в базе прекращается и 0行 будет равным /б1тн. Постоянная времени в режиме насыщения тн меньше постоянной времени нарастания заряда в активном режиме 工в вследствие возрастания рекомбинации носителей заряда.
Процесс выключения транзисторного ключа также можно разделить на время рассасывания неосновных носителей в базе t^ — t^ — t^ и время спада коллекторного тока £ с = Е 5 一 f 4 •
При подаче обратного скачка напряжения £г от £\ до —Е? в момент времени % коллекторный ток останется неизменным, т. е. 7К(?3) =/皿 поскольку заряд в базе не может мгновенно рассосаться до значения Q6rp, соответствующего переходу транзистора из режима насыщения в активный режим. Транзистор остается в режиме насыщения (оба его перехода открыты), однако в базе идет форсированное рассасывание электронов обратным базовым током:
厶2(%)=^^・
Кг + лб-ИГб
После момента времени % заряд в базе уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени тн, стремясь к значению —/б2тн.
В момент времени Q заряд в базе достигает значения 06巾=厶1/% транзистор переходит в активный режим, когда его коллекторный переход закрывается. После момента времени Г《коллекторный ток Уменьшается с постоянной времени тл, стремясь К значению —/б2В.
В момент времени t5 ток коллектора и заряд в базе транзистора уменьшаются до нулевого значе, ния (/кбо^°)，эмиттерный переход закрывается и об. ратный ток базы /б2 падает до Дбо^О. Транзистор переходит в режим отсечки, и процесс выключения транзисторного ключа заканчивается. Из временных диаграмм* Q6(t} и («) можно определить:
(5.11)(5.11)/ = Т к。6«3)+2б”8)=
(5.11)
(5.11)
/б20 + /бнТн1 +N
/13K«4)+Лс"т8)_
= jln% + i= jln% + ifin (*+1),fin (*+1),(5.12)(5.12)
= jln% + i
= jln% + i
fin (*+1),
fin (*+1),
(5.12)
(5.12)
(рис. 5.4)(рис. 5.4)где #z = 7625/7kh.•
(рис. 5.4)
(рис. 5.4)
Из (5.9) — (5.12) и временных диаграмм можно сделать следующие выводы:
время задержки фронта ?зад возрастает при увеличении уровня запирающего и уменьшении уровня отпирающего сигналов;
время фронта уменьшается, а время рассасывания, наоборот, возрастает при увеличении степени насыщения транзистора;
время фронта не зависит, а время рассасывания и спада уменьшается при увеличении запирающего сигнала —Е2(1^ (коэффициента Nr), Действительно, при сильном запирающем сигнале, когда можно принять ?б2》/бн, формула (5.11) будет иметь вид 27山(1+什=%m+^)・
зад = ^вх I"зад = ^вх I"鬲鬲巧—gnop巧—gnopВ цифровой технике часто встречается случай управления ключами на кремниевых транзисторах, выполненных по интегральной технологии с помощью положительного однополярного импульса. Тогда в (5.9), (5.11), (5.12) следует принять £2 = 0, /б1》/б2 = ибэо/(Кг + & + %} /бн»/б2・ В этом случае：
зад = ^вх I"
зад = ^вх I"
鬲
鬲
巧—gnop
巧—gnop
'рас ~тн1п/б1//бн-тн1п#,% = T/ In /皿/"2=T/ In 1 [ N'、
Рис. 5.5Рис. 5.5Для исключения вре- менн рассасывания при п[обой форме входного тОка используют ключ с нелинейной обратной Связью, в котором транзистор работает на гра-
Рис. 5.5
Рис. 5.5
Ийце активного режима н режима насыщения (рнс. 5.5). Нелинейная обратная связь образуется с помощью диода, шунтирующего коллекторный
переход транзистора при его смещении в прямом направлении. Когда транзистор закрыт, то обратная связь не работает. Диод закрыт, а коллекторный переход смещен в обратном направлении(17кб = £к>0). В режиме насыщения оба перехода смещены в прямом направлении (<7кб<0, (7эб<0). Поэтому при включении ключа потенциал на коллекторном пе
реходе стремится стать отрицательным относительно базы. Однако при 。长6*° открывается диод, через него протекает часть входного тока, так что базовый ток транзистора остается равным значению 7бн. Транзистор работает на границе режимов насыщения и активного. Накопления носителей заряда в базе не происходит, следовательно, время рассасывания при включении ключа равно нулю.
Приведенные выше рассуждения верны, если считать диод идеальным, т. е. падение напряжения на открытом диоде t/_ = 0. Однако в реальном открытом диоде ид=0,7 В>С, и транзистор все равно находится в режиме насыщения. Для компенсации ид>0 и обеспечения, таким образом, 乙^。используют падение напряжения на резисторе & ПРИ протекании базового тока 7бн. Величину R$ выбирают из условия
&4产力…(5.13)
Учитывая, что /би = Ек/Лн 5, из (5.13) получим
При разработке цифровых интегральных микросхем широко используются ключи с нелинейной связью, образованной с помощью диода Шотки,
aaРис. 5.6Рис. 5.6
a
a
Рис. 5.6
Рис. 5.6
имеющего падение напряжения в открытом состоянии СЛШ = О,3 В — меньшее, чем падение напряжения на обычном кремниевом диоде 17д = О,7 В.
Тогда необходимость в компенсирующем резисторе R6 отпадает, так как при прямом напряжении I Uk6 \ < 丨(7пор | — 0,6 В коллекторный переход кремниевого транзистора считается закрытым. В данном случае С7ДШ = | С/кб| = 0,3 В.
Недостатком ключей с диодом Шотки является повышенное значение напряжения замкнутого ключа а*%—4т = 0,7 —0,3 = 0,4 В.
Комбинация кремниевого транзистора и диода Шотки в цепи обратной связи, выполненных в едином технологическом цикле, называется транзистором Шотки (рис. 5.6, а), условное обозначение которого приведено на рис. 5.6,6.
Недостатком рассмотренных выше схем ключей (например, рис. 5.1) является незаземленность нагрузки по постоянному току. Поэтому один вывод нагрузки 凡 обычно подключают к коллектору транзистора, а другой —заземляют (рис. 5.7). В этом случае напряжение UK3 является выходным напряжением схемы, которое при запирании транзистора устанавливается равным
ивых =纥凡/(凡+凡)，
а через нагрузку & протекает ток Ia = EJ[RK-VRn)- Чтобы получить максимальный уровень выходного напряжения 17вых м £^， выбирают RK«RH. Прй этом 4*线/凡.
Открытый транзистор полностью шунтирует нагрузку. В этом случае имеем: Ubux^U(>ct*6，4二°， 164-
Ключи на полевых транзисторах
В качестве ключевых элементов используются Обь1чно МДП-транзисторы с индуцированным кана- “ом, которые при нулевом значении напряжения U3a обеспечивают разомкнутое состояние ключа (транзистор закрыт) (см. гл. 2). Таким образом, ключ на ^-канальном МДП-транзисторе управляется положительным напряжением. Простейшая схема ключа на ^ДП-транзисторе с резисторной нагрузкой йс представлена на рис. 5.8.
При подаче высокого уровня напряжения U%> >% транзистор открывается и напряжение Ucw = 二 Uoct на нем определяется положением рабочей точки О на нагрузочной прямой выходной характеристики (рис. 5.9). Для нормальной работы транзистора в ключевом режиме остаточное напряжение должно быть минимальным (70СТ <с £с. В этом случае ток через нагрузку не зависит от параметров транзистора:
/r с = 4 max =(叁—"ост)/凡 ~ &/凡•
“ °вых»"Qci+l 0 +&+1),“ °вых»"Qci+l 0 +&+1),Рис. 5.9Рис. 5.9Остаточное напряжение на открытом транзисторе зависит от сопротивления Rc и входного напряжения U，При увеличении 凡 и 吗 напряжение U0CT уменьшается. Однако с увеличением йс ухудшается быстродействие ключа, которое определяется в основном зарядом выходной емкости СВЬ1Х через резистор 凡 при запирании транзистора (см. рис. 5.8). При работе ключа в составе последовательной цепи, состоящей из «-ключей, выходная емкость z-ro транзистора равна
“ °вых»"Qci+l 0 +&+1),
“ °вых»"Qci+l 0 +&+1),
Рис. 5.9
Рис. 5.9
Рис. 5.8
где Сзс； + 1 — емкость затвор — сток (z~h 1)-го транзис. тора; К — статический коэффициент усиления входного сигнала.、
При запирании транзистора низким уровнем входного напряжения (盤＜%) выходное возрастает 0r 几丁 по экспоненциальному закону с постоянной временистремясь R максимальному зна、
чению Овыхтах^Ес (Рис. 5.10).
Время нарастания (фронта) выходного напряжения при запирании транзистора определяется обычно между уровнями 0,1(EC~UOCT), 0?9(£с-С/ост) и равно 毋 2 2,3 Тф = 2,3 К； Свых・
Время спада выходного напряжения ключа при отпирании транзистора уровнем напряжения UAx определяется разрядом емкости Свых через открытый транзистор и равно
% 1,5 Свых К。，
где Rq ——среднее внутреннее сопротивление транзистора в период разряда Свых. Учитывая, что /?о«Кс， можно записать 厶《 %
Увеличение сопротивления 凡 приводит не только к ухудшению быстродействия ключа. Высокоомный резистор 凡 трудно реализовать в интегральном исполнении, поэтому при разработке ключевых ИМС на МДП-транзисторе применяют схемы ключей, в которых вместо резистора 凡 в качестве нагрузки используются МДП-транзисторы.
В зависимости от напряжения на затворе нагр' зочного МДП-транзистора рабочая точка мож находиться на пологом участке выходной характера тики или на крутом (см. рис. 5.9). Границей круто и пологого участков является кривая, соотйетс!-
Рис. 5.10Рис. 5.10Рис. 5.11Рис. 5.11
Рис. 5.10
Рис. 5.10
Рис. 5.11
Рис. 5.11
вуютая напряжению иси — изи — Uo и обозначенная на 州& 5.9 пунктиром. При иси>изи-ио МДП-тран- jucrop работает в пологой области (правее пунк- 「мрной линии), при пси < изи - UQ ——в крутой.
На рис. 5.11 приведена схема ключа, в которой затвор и сток нагрузочного МДП-транзистора VT1 объединены (£з2 = £с), а подложки VTr и РТ? заземлены.
При высоком уровне входного напряжения U\a >U()i управляющий МДП-транзистор VTt открыт. Значение U^x = E3l должно быть достаточно велико, чтобы обеспечить минимальное остаточное напряжение J70CTi на транзисторе VTr, а следовательно, на выходе схемы, т. е. и^ых = ^ост1 ~0. Нагрузочный МДП-транзистор ИГ2 также 'открмт и работает в пологой области выходной характеристики, так как при Ез2 = Ес имеем (7си2 = U3a2, а следовательно, выполняется соотношение Ucw2 > 力2 —，)2・
Ток стока нагрузочного транзистора
/e2 =(以一u02)/&2，
где 7?02 = 2/左| 〃н—Uol = 2/S — сопротивление МДП- транзистора КТ2 постоянному току, равен току стока транзистора VT^ т. е. /с1=/с2 = /с.
При запирании транзистора VT^ напряжением и^~Ез1 < Uor ток в цепи транзистора ИТ2 отсутствует (пренебрегаем остаточным током закрытого транзистора). Несмотря на это, транзистор КТ2 открыт и его можно заменить сопротивлением Т?о2, подключенным к источнику напряжения £экв =瓦一U02, Таким образом, при 厶=° напряжение на выходе схемы равно
U'Hc-Ug (5-14)
Схема (рис. 5.11) имеет низкое быстродействие, так как фронт выходного импульса определяется зарядом выходной емкости через нелинейное сопротивление нагрузочного транзистора переменному току, которое при работе на пологом участке характеристики достигает сотен кОм.
Если в схеме ключа (рис. 5.11) затвор нагрузочного МДП-транзистора подключить к отдельному источнику смещения напряжения £з2 > £с (рис. 5.12) так, чтобы выполнялось неравенство Д2 — £с> 〃, то транзистор будет работать в крутой области
выходной характеристики. Учитывая линейность н менения тока стока на крутом участке характерисц ки, транзистор ИТ2 в этом случае можно представит как постоянное (квазилинейное) сопротивление поря„ ка единиц или десятков кОм. Тем самым увеличив ется быстродействие, так * как постоянная времени заряда емкости Свых, а следовательно, время выключения транзистора, уменьшаются приблизительно на порядок по сравнению с предыдущим вариантом ключа (рис. 5.11).
Недостатком же работы нагрузочного транзистора в крутой области является наличие дополнительного вывода для подключения £з2, что усложняет технологию изготовления микросхемы.
При рассмотрении схем (рис. 5.11, 5.12) следуем учитывать, что при заземлении подложки обоих МДП-транзисторов потенциал подложки нагрузочного транзистора относительно истока отличается от нуля. Подложка играет роль второго затвора. При этом пороговое напряжение увеличивается по сравнению с пороговым напряжением UG2 (°)， определяемым при С7пи = 0.
Широкое распространение получила схема ключа на комплементарных МДП-транзисторах (рис. 5,13).
В схеме (рис. 5.13) затворы и стоки управляющего транзистора ИГХ с индуцированным и-каналом и нагрузочного PT? с p-каналом объединены. Подложки обоих транзисторов соединены с истоками, благодаря чему исключается отпирание /)-м-переходов, изолирующих каналы транзисторов от их подложек.
Рис. 5.12Рис. 5.12Рис. 5.13Рис. 5.13
Рис. 5.12
Рис. 5.12
Рис. 5.13
Рис. 5.13
При действии на затворах транзисторов низкого }0Вня управляющего напряжения U^<U01 транзис- ,р иТ\ закрыт, a VT2 — открыт, так как обычно (полняется условие U3a2 = \U^~ Е\> \ UQ2\ и на 1КОде схемы устанавливается напряжение U'xЕ.
Если на входе схемы действует высокий уровень лряжения U3x>U(h，то открывается транзистор Т а ИГ2 закрывается при выполнении условия ^|t/k-£|<|t/02|.
Таким образом, в любом стационарном состоянии кмн (рис. 5.13) один из транзисторов закрыт, этому схема практически не потребляет мощности от источника питания, так как нагрузкой обычно является высокоомное сопротивление нагрузочного МДП-транзистора. Однако в процессе переключения схемы при Е> J701 + | t/021 открывается транзистор 忆，a PT? еще не успевает закрыться, т. е. в течение какого-то времени оба транзистора открыты. В схеме возникает нежелательный бросок сквозного тока, приводящий к помехам по цепи источника питания и резкому возрастанию потребляемой мощности.
При 月<。01 + |。02丨 сквозной ток не протекает, так как при повышении %乂 транзистор ИТ2 закрывается раньше, чем откроется ИГР и мощность, потребляемая в процессе переключения схемы, будет определяться только перезарядом емкости Свых через открытый транзистор, работающий в крутой области выходной характеристики:
(5.15)(5.15)p 〜尸 a尸2 r r
(5.15)
(5.15)
丄 потрсх — ■* потрсмк ^ ^вых/п，
где 7n ——частота переключения схемы.
Из (5.15) следует, что потребляемая мощность схемы Рп х уменьшается при уменьшении номинала питания £ и частоты fn. Однако с уменьшением Е ухудшается быстродействие схемы, так как времена Фронта f巾 и спада % выходного напряжения примерно °Динаковы и при условии равенства параметров °oi == I °021 = Uo н к1=к2=к транзисторов схемы определяются следующим выражением:
%七厶=%七厶=3£СВЫХ3£СВЫХk{E-\U0\yk{E-\U0\y(5.16)(5.16)
%七厶=
%七厶=
3£СВЫХ
3£СВЫХ
k{E-\U0\y
k{E-\U0\y
(5.16)
(5.16)
и Из (5.16) следует, что времена фронта и спада врастают при уменьшении Е.
Логические интегральные микросхемы
В большинстве современных ЭВМ и цифрой устройствах различного назначения обработка инф мации производится с помощью двоичного кода, ко информационные сигналы .могут принимать тол: два значения: 1 и 0. Операции по обработке двоичг информации выполняют логические элементы.
Используя набор логических элементов, выполняющих элементарные логические операции И, ИЛИ НЕ, можно реализовать в двоичном коде любу^ сложную логическую функцию.
Условное обозначение логического элемента, выполняющего логическую операцию И, представлено на рис 5 14, а, где 彳卜 ^之， …，хп — информационные входные сигналы» а у——выкодной сигнал представленные в виде двоичного кода: логических единицы или нуля. На выходе элемента И будем иметь логическую единицу только в том случае, если на все входы элемента подан сигнал, соответствующий логической единице Если хотя бы на одном входе элемента——логический нуль, то на выходе — также логический нуль
Таким образом, логическую функцию И можно задать в виде таблицы информационных значений хну，называемой Таблицей истинности или переходов.
Для двухвходового элемента И таблица истинности имеет
вид:
0100100
0
1
0
0
1
0
0
Операция И называется операуией логического умножения (конъюнкции) и записывается как ^ = xt х2 или 丁 =占 八 必
Условное обозначение логического элемента ИЛИ приведено на рис. 5.14, б. Логическая единица на выходе схемы появляется в том случае, если хотя бы на ом&м из входов действует сигнал логической единицы.
Таблица истинности двухвходового элемента ИЛИ имеет вид
Рис, 5.14
、
Условное обозначение логического элемента НЕ приведено а рис. 5 14,в. Если на входе элемента х=1, то и на выходе =0, и наоборот, при х = 0 будем иметь у= 1, т, е. информаци- ；вн“ значения входного и выходного сигналов элемента НЕ рсегда различны. Операция НЕ называется операцией инверсии (отрицания) входного сигнала, а элемент НЕ ——инвертором и за- jj0cHвается следующим образом: у = х (не х), а таблица истинности имеет вид:
X у
0 1
1 0
По способу кодирования информации различают потенциальные и импульсные логические элементы (ИЛЭ). Информация, обрабатываемая потенциальными логическими элементами, характеризуется отличающимися потенциальными уровнями. Если логической единице соответствует высокий потенциальный уровень, а логическому нулю ——низкий, то такую логику называют положительной (позитивной). Наоборот, если логической единице соответствует низкий потенциальный уровень, а логическому нулю -- высокий, то говорят об отрицательной (негативной) логике.
В импульсных логических элементах логическ(?й единице отвечает наличие импульса, а логическому нулю — его отсутствие,
В настоящее время элементы, реализующие различные логические функции, вьшускаются в виде- интегральных микросхем (ИМС), Логические ИМС объединяют в серии. В основе каждой серии лежит базовый элемент, представляющий собой электрическую схему, выполняющую логические операции И-НЕ (элемент Шеффера) или ИЛИ-HE (элемент Пирса). От параметров базового элемента в значительной степени зависят свойства и функциональные возможности разрабатываемой серии логических микросхем. Применение элементов Шеффера и Пирса в качестве базовых объясняется тем, что сложную логическую йнкцию можно реализовать с помощью набора элементов И и НЕ либо ИЛИ и НЕ.
Поэтому при реализации сложных логических функций удобно использовать не простейшие элементы И, ИЛИ, НЕ, а более универсальные И-НЕ, ИЛИ-НЕ.
Параметры логических интегральных микросхем.
К ним относятся:
входное 17Ax и выходное U、напряжения логической единицы — значения высокого уровня на- ^ряжеиия на входе и выходе микросхемы ;
входное U?x и выходное О?Ых напряжения ^оптческого нуля — значения низкого уровня напряжения на входе и выходе микросхемы;
входной /вх и выходной /вык токи логической гДИНИЦЫ, ВХОДНОЙ /?х И ВЫХОДНОЙ /вых токи логиче- с^ого нуля;
логический перепад сигнала А 勿。「=。^^― °?ых, пороговое напряжение 17порсх — напряжение на входе, при котором состояние микросхемы изменяется на
противоположное;
ное сопротивление ——отношение приращения выходаное сопротивление ——отношение приращения выходавходное сопротивление логической ИМС ——отношение приращения входного напряжения к прнра、 щению входного тока (различают 公:х и К：х), выход
ное сопротивление ——отношение приращения выхода
ное сопротивление ——отношение приращения выхода
кого напряжения к приращению выходного тока (различают К% и К\);
статическая помехоустойчивость — максимально допустимое напряжение статической помехи по высокому и：ом и низкому и] уровням входного напря
жения, при котором еще не происходят изменения уровней выходного напряжения микросхемы;
средняя потребляемая мощность &皿8 = = (^потр + -Рпотр)/2 (Рпотр, ^ioTp —мощности, потребляемые микросхемой в состоянии соответственно логического нуля и единицы на выходе);
коэффициент объединения по входу К^, показывающий, какое число аналогичных логических ИМС можно подключить к входу данной схемы, и определяющий максимальное число входов логической ИМС;
коэффициент разветвления по выходу Кразв, показывающий, какое количество аналогичных нагрузочных микросхем можно подключить к выходу данной ИМС, и характеризующий нагрузочную способность логической ИМС.
Динамические параметры логических ИМС можно
проиллюстрировать с помощью временных диаграмм
Рис 5.15Рис 5.15входного и выходного напряжений при переключении микросхемы (рис. 5.15). На временных диаграммах введены следующие обозначения: /од — время перехода из состояния логического нуля в состояние логической единицы, измеренное между уровнями 0,1 и 0,9 логического перепада сигнала;
Рис 5.15
Рис 5.15
/1,0 ——время перехода из состояния логической единицы в состояние логического нуля, измеренное межд)
«X«XРис. 5 16Рис. 5 16
«X
«X
Рис. 5 16
Рис. 5 16
уровнями 0,9 и 0,1 логического перепада сигнала; ?；др — время задержки распространения сигнала при включении микросхемы, измеренное между уровнями 0,5 логического перепада входного и выходного сигналов; t^ — время задержки распространения сигнала при выключении микросхемы, измеренное между уровнями 0,5 логического перепада входного и выходного сигналов.
Среднее время задержки распространения сигнала 4"p н=(点: + £ 掳)/2，
Базовые элементы логических интегральных схем. По принципу построения базовые элементы выпускаемых промышленностью логических ИМС можно выделить в следующие основные группы: диоднотранзисторные логические элементы (ДТЛ); транзисторно-транзисторные элементы (ТТЛ); элементы эмиттерно-связанной логики на переключателях тока (ЭСЛ); элементы с инжекционным питанием (И2Л); элементы на МДП-транзисторах.
Диодно-транзисторные и транзисторно-транзисторные логические элементы.
Базовый элемент ДТЛ (рис. 5.16) выполняет логическую операцию И-НЕ. При запирании положительным напряжением всех входных диодов управляющий транзистор, выполняющий роль инвертора, отпирается, формируя на выходе сигнал низкого уровня.
Простейший базовый элемент ТТЛ (рис. 5.17, а) в принципе повторяет структуру ДТЛ микросхем и в то же время за счет использования многоэмиттерного транзистора, объединяющего свойства диода
Рис. 5 17 и транзисторного усилителя, ' позволяет увеличить быстродействие, снизить потребляемую мощность и усовершенствовать технологию изготовления микросхемы.
Базовый элемент ТТЛ также выполняет логическую операцию И-НЕ. При низком уровне сигнала (логический нуль) хотя бы на одном из выходов многоэмиттерного транзистора VTt последний находится в состоянии насыщения, а ИТ2 закрыт. На выходе схемы существует высокий уровень напряжения (логическая единица). При высоком уровне сигнала на всех входах VTr работает в активном инверсном режиме, а ИТ2 находится в состоянии насыщения. Описанный здесь базовый элемент ТТЛ, несмотря на упрощенную технологию изготовления, не нашел широкого применения из-за низкой помехоустойчивости, малой нагрузочной способности и малого быстродействия при работе на емкостную нагрузку. Его целесообразно использовать лишь при разработке микросхем с открытым коллектором (рис. 5.17,6) для включения внешних элементов индикации, когда не требуется высокая помехоустойчивость и большая нагрузочная способность.
Схемы с открытым коллектором позволяют объединить их выходы (коллекторы транзисторов ИТ2) путем подключения выходных выводов к источнику питания £к через общий нагрузочный резистор. Такая операция называется проводным ИЛИ.
Улучшенными параметрами по сравнению с пре- дмдущей схемой (рис. 5.17) обладает базовый элемент ТТЛ (рис. 5.18). Однако объединение выходов в схеме недопустимо.、
厶4 84》/кн =坦/厶4 84》/кн =坦/овхнагр，овхнагр，(5.17)(5.17)
厶4 84》/кн =坦/
厶4 84》/кн =坦/
о
вхнагр，
о
вхнагр，
(5.17)
(5.17)
В статических реяси- ^мах работы схемы (рис. 5.18) ИГ4 повторяет состояние ИТ2. При запирании PT? база транзистора ИТ4 через резистор & подключается к «земле», чем и обеспечивается закрытое состояние ИТ4.
Если VT2 насыщен, $о через базу FT4 протекает ток
/64 =厶2-几=[(纥 - ^кэн2~ ^бэ4)/а2^2]-(^бэ4/^3)-
Для транзисторов, выполненных по интегральной технологии, обычно принимают 17кэн = 0,2 В, 17б = 三 0,8 В.
Для обеспечения режима насыщения ИТ4 при закрытых транзисторе ИТ3 и диоде VD необходимо выполнить условие
е.е.& = 0,7 В;высокому различна,& = 0,7 В;высокому различна,^пом Wи北.^пом Wи北.
е.
е.
& = 0,7 В;
высокому различна,
& = 0,7 В;
высокому различна,
^пом Wи北.
^пом Wи北.
где п ——число нагрузочных ТТЛ-схем, подключенных к выходу рассматриваемой схемы; /?хнагр ——входной 1 ок нагрузочной ТТЛ-схемьь,
Положив в (5.17) знак равенства, можно определить нагрузочную способность данной схемы, т. е. максимальное число нагрузочных схем, при котором 叩анзпстор ИТ4 еще работает в режиме насыщения: $ "max =厶4 BJ/вхнагр*
Состояние ИГ3 в ста гических режимах работы схемы (рис. 5.18) всегда про гивоположно состоянию "4, а следовательно, ИТ2- При насыщенном КТ4 транзистор VT3 закрыт. Диод VD повышает порог отпирания КТ3, обеспечивая его закрытое состояние при насыщенном транзисторе ИТ4. Действительно,
°6з 3 — °к9н 2 + °6з 4 — ^кэн 4 一 °д ~ °6з 4 一 °д < ^пор 3'
так как типичны значения: С/бэ4 = 0,8 В;
опор3 =。，6 B.
Помехоустойчивость ТТЛ-схем по
М низкому уровням входного напряжения
ТТЛ-схема более чувствительна к помехе U^ которая накладывается на сигнал U^x и вызывав ложное переключение схемы (С/„ом<。馬)・ Cxev (рис. 5.18) считается переключенной, если под дейс вием помехи U] открываются транзисторы И] и ИТ4, для отпирания которых требуется двойн( пороговое напряжение 17пор2 + t/nop4-2 t/nop. Тог, условие сохранения первоначального состояния схем при действии помехи можно записать как
*0乩+ 4储2u睜， откуда найдем
Приняв U?x = 0,2 В; U =0,6 В; С/кэн = 0,2 В, получим U%0,2-0,6W0,6 В.
При определении。小 схема считается перекм ченной, если открывается закрытый переход база эмиттер многоэмиттерного транзистора РТ「В р呪 ме логической единицы на входе потенциал 6а「 транзистора VTt относительно «земли» равен сум“ напряжений на открытых переходах база ——коллек】《 %7\ и база — эмиттер КТ2 и ИГ4, т. е. 〃尸么^十 + &3 2十 °6?4 = 2,4 В. Тогда напряжение на закрытом переходе база ——эмиттер ИТр &з1 = &i 一 U^x・ Принимая U±x = 3,6B, будем иметь (7бэ1 = —1,2 В.
Напряжение помехи, при котором транзистор VT^ МОЖНО СЧИТаТЬ ОТКРЫТЫМ, {/„ом = &з 1 一 —q。p= _1,2 —0,6=-1,8 в.
Помехоустойчивость ТТЛ-схемы со сложным инвертором по логическому нулю выше, а по логической единице ниже, чем ТТЛ-схемы (см. pi)c. 5.17, а).
Быстродействие ТТЛ-схем определяется в основном переходными процессами при переключении транзисторов, а также зарядом паразитной нагрузочной емкости Сн> которая представляет собой суммарную емкость нагрузочных ТТЛ-схем. В схеме (см. рис. 5.17, а) заряд емкости Сн происходит с большой постоянной времени через коллекторный резистор К?， 4To ухудшает быстродействие схемы.
В ТТЛ-схеме со сложным инвертором постоянная времени заряда нагрузочной емкости существен 「 уменьшается, так как емкость Сн заряжается не『」 176
выходное сопротивление /?ВЬ1Х з а & транзистора И7"3, работающего в схеме эмиттерного повторителя. За счет этого ТТЛ-схема со сложным инвертором имеет большее быстродействие по сравнению с ТТЛ- схемой (см. рис. 5.17, а).
Схема базового элемента со сложным инвертором ттежит в основе разработок большинства серий интегральных микросхем ТТЛ. Для расширения функциональных возможностей элемента промышленностью выпускаются так называемые расширители по ИЛИ (рис. 5.19,а), которые представляют собой часть структуры ТТЛ и подключаются к точкам а и б элемента (см. рис. 5.18). Полученная при этом логическая схема реализует функцию И-ИЛИ-НЕ (рис. 5.19,6). На выходе схемы устанавливается логический нуль, если на всех выходах И^ или на всех входах VT\ поступают сигналы, соответствующие логической единице. При всех остальных комбинациях сигналов на входах схемы выходное напряжение соответствует логической единице.
Повысить быстродействие ТТЛ-схем можно, применив в схеме базового элемента (см. рис. 5.18) вместо обычных транзисторов транзисторы Шотки (см. рис. 5.6), работающие в активном режиме. Тем самым сокращается время переключения транзисторов схемы за счет исключения времени рассасывания носителей заряда в базе транзистора при их запирании. Логические ИМС, выполненные на базе транзисторов Шотки, называются микросхемами Т1ЛШ.
Недостатком ТТЛ-схем является сильная генерация токовых помех по цепи питания, обусловленных броском тока через сложный инвертор при переключении схемы 177
из состояния логического нуля в единицу, п^ запирания ИТ2 транзистор ИТ3 откроется раньше, qj° закроется насыщенный транзистор 忆北，так как U выхода ИТ4 из режима насыщения потребуется некотопЛ время для рассасывания неосновных носителей в базе В результате в течение некоторого промежутка времени оба транзистора ИТ3 и 尸北 открыты и по цепи, состоящ^ из элементов £к, ИГ3, VD и ИТ4, протекает ток, значение которого определяется эмиттерным током ИГ3, находящегося в активном режиме:
Лом max =厶3 =，63 В + /бЗ =，63 伊 + 1}
Так как базовый ток транзистора
т __ Е^— Ut3a 4 — Г/д — (7бэ 3
то
Г— & — “сзн 4 — t/д — “3 3 /女亠］\
/пом max«i丿.
Для устранения влияния токовых помех, генерируемых данной микросхемой, на работу соседних микросхем рекомендуется включать высокочастотные блокировочные конденсаторы между шиной питания и землей.
тавляет переключатель тока подается информационныйтавляет переключатель тока подается информационныйЭлементы эмиттерно-связанной логики на переключателях тока. Основу базового элемента ЭСЛ сос- (рис. 5.20). На базу VT{ входной сигнал, а на базуИТ2 — опорное
тавляет переключатель тока подается информационный
тавляет переключатель тока подается информационный
напряжение Е。.
При наличии на входе сигнала логического нуля транзистор ' VTr закрыт, а КТ2 открыт. Если на вход поступает сигнал логической единицы, то VTr открывается, a PT? закрывается. Ес- )чить ряд транзисторов,
на базы которых поступают информационные сигналы, то при подключении нагрузки к выходу 1 элемент будет выполнять логическую операцию ИЛИ-НЕ- а при подключении к выходу 2 ——операцию ИЛИ-
Базовый элемент ЭСЛ изображен на рис. 5.21. Здесь в отличие от обычного переключателя тока на выходах схемы включены эмиттерные повторители.
Дополнение схемы переключателя тока эмиттерными повторителями играет важную роль. Благодаря малому выходному сопротивлению эмиттерного повторителя повышается нагрузочная способность схемы и ускоряется перезаряд нагрузочной емкости. Транзисторы ЭСЛ-схемы (рис. 5.21) работают в активном режиме, что исключает время рассасывания носителей заряда в базе транзистора, т. е. существенно повышается быстродействие схемы. В отсутствие эмиттерных повторителей активный режим работы транзисторов обеспечить крайне сложно, так как коллектор транзистора основной схемы оказывается непосредственно связан с базой входного транзистора нагрузочной схемы, что неизбежно приводит к насыщению последнего. В случае применения эмиттерных повторителей напряжение на базе открытого нагрузочного транзистора, например, VTr иагр равно
。61 нагр= ^вых 1 — Uk[— “зЗ^Е— ОбзЗ, (5.18) т- е. сдвинуто по отношению к коллекторному напряжению основного, транзистора Р7\ на величину падения напряжения на эмиттерном переходе покорителя 17бэ3.
Напряжение на коллекторе нагрузочного тран- ^°ра UKlwarp = E-IK1RK (полагаем, что 凡= &】 =
Для обеспечения активного режима нагрузочного транзистора необходимо сместить коллекторный
переход в обратном направлении, т. е. выполнит уСЛОВИе Un нагр》°61 нагр ИЛИ /Kt нагр-^к ^бэЗ •
Поскольку 7К1 иагрЛк характеризует логический 吸 репад сигнала, т. е. А1/ЛОГ = 7К1 иагр-Кк (при запирании транзистора VTr нагр имеем UKr нагр = £к), можно записать:
a"”w1/633，(5.19)
Полагая А!7лОг = ^бэз и учитывая (5.18), найдем
。总 1 = %1-A""=上一2u63(5.20)
Из (5.19) следует, что логический перепад сигнала в ЭСЛ-схеме не может превышать 17бэ3 = 0,8 В. Нарушение условия (5.19) приводит к насыщению транзисторов.
Малый логический перепад ЭСЛ-схемы обусловливает и ее малую помехоустойчивость. Однако в отличие от ТТЛ в ЭСЛ-схемах практически отсутствует генерация помех, поэтому малая помехоустойчивость не ограничивает применения ЭСЛ-схем в радиоэлектронной аппаратуре. Недостатком ЭСЛ- схемы с заземленной минусовой шиной является зависимость логических уровней выходного сигнала от напряжения источника питания. Это следует из (5.18) и (5.20). Кроме того, при коротком замыкании выходной шины на «землю» транзистор эмиттерного повторителя выходит из строя.
Указанные недостатки легко устранить, заземлив плюсовую шину источника питания £. Тогда_будем иметь: U^xl = -Е+и1ых1= - иЪз3=-0,^ В; U%i = = -E+U%i = —2U633=- 1,6 В.
Основным достоинством ЭСЛ-схем является их высокое быстродействие, обусловленное прежде все работой транзисторов в активном режиме и умен шением времени перезаряда емкостных составл ющих схемы за счет малого логического перепад В настоящее время разработаны сверхбыстродейс вующие ЭСЛ-схемы с частотой переключения , 500 МГц. Однако следует учитывать, что повышен быстродействия связано с увеличением потребляем， мощности.
Базовый элемент интегральной инжекционной лог ки. Базовый элемент И2 Л является результата модификации базового элемента микросхем нервоз поколения НСТЛ (транзисторная логика с непо- 180
средственной связью), схема которого приведена на рис. 5.22. При переключении НСТЛ- схемы, реализующей функцию ИЛИ-HE, ток, протекающий через резистор 凡，изменяется очень мало. Поэтому нормальная работа схе
мы не нарушится, если резисторы 凡 в схеме (рис. 5.22) заменить источниками постоянного тока. В качестве источников тока можно использовать р- /7-р-транзисторы PKi, ИГи2 и И^з, работающие в активном режиме и включенные по схеме с общей базой. Такая преобразованная НСТЛ-схема приведена на рис. 5.23.
В схеме (рис. 5.23) транзистор ИТи (КГи1, ИТи2 или РТцз) может работать в активном режиме, если напряжение на коллекторе Р% меньше, чем напря
жение на его эмиттере, т. е.
%>%•(5.21)
Тогда в цепи коллектора КТИ протекает постоянный ток а/э, обусловленный инжекцией дырок через эмиттерный переход VTn, называемый инжектором. Условие 17эи> UKa выполняется при а< 1, т. е. кол- 哼кторный ток, питающий базу «-/)-«-транзистора VT (KTj, ИТ2 или ИТ3), заметно меньше его тока эмиттера.
При построении схемы И2Л условие (5.21) обеспечивается путем применения вместо отдельных
Рис. 5.23Рис. 5.23
Рис. 5.23
Рис. 5.23
транзисторов VT^. ИТи2 и ИТи3 многоколлекторного КТИ (рис. 5.24). В этом случае ток эмиттера рас、 пределяется между коллекторами ИТи. Если п ——quo ло коллекторов, то коэффициент передачи по каждому коллектору otj будет в п раз меньше коэф^ фициента передачи а аналогичного одноколлекторно^ го транзистора..
В И2Л-схеме (рис. 5.24) « = 3, т. е. ток z-ro коллектора /КИ1 = /ЭИ /3, а вообще число коллекторов инжекционного транзистора VTR И2Л-схемы может достигать 10 и более.
Для создания инжекционного тока 厶曰 достаточно сместить эмиттерный переход ИГи (инжектор) в пр1 мом направлении, т. е. приложить к нему прям< напряжение 17эн> %> Поскольку база ИГи заземлен то напряжение питания 旦=口^ составляет всего 0,7 0,8 В, что является одним из главных преимущес И2Л-схемы. Источником сигнала и нагрузкой H2J схемы являются аналогичные схемы, связи с которых показаны на рис. 5.24 пунктиром. Если транзистор предыдущей И2Л-схемы? в том числе и PQ, закрыт (на входе 7 высокий уровень напряжения 。工)，то F основной схемы открыт и работает в режиме насыш ния. Действительно, в этом случае через базу V 、 протекает ток 7KH от нижнего коллектора инжекцио ного транзистора КГИ, а через коллектор Р7\ —( верхнего коллектора ИТи (нагрузочный транзист( 厂亍3 закрыт). Таким образом, 7б1 = /к1 =/ки. Очевидн для обеспечения режима насыщения VTr необходим выполнить условие RiSKi, т. е. В》1. Так условие легко выполнить даже в микроамперы*, диапазоне рабочих токов транзисторов. Уменьшен рабочего тока играет важную роль в снижет потребляемой мощностиИ2 Л-схемы.II
11P耿ение U3x = (O,6-O,8) В определяется падением напряжения на эмиттерам переходе открытого транзистора.
определяется падением напряопределяется падением напряЕсли напряжение на входе / основной схемы ц2Л имеет низкий уровень (хотя бы один из транзисторов предыдущей [f2 Л-схемы открыт и насыщен), то транзистор 忆 закрыт.
определяется падением напря
определяется падением напря
Низкий уровень U?x
жения коллектор ——эмиттер на насыщенном транзисторе и составляет сотни милливольт.
Таким образом, И2Л-схема (рис. 5.24) реализует логическую функцию ИЛИ-НЕ
Для реализации функции И-НЕ в И2 Л-схеме используют многоколлекторные транзисторы VTr и КГ2, дополнительные коллекторные выходы которых выполняют роль независимых входов для последующих И2Л-схем. Возможность реализации функции И-НЕ в И2Л-схеме показана на рис. 5.25.
Если на коллекторах транзисторов VTr и VT^ одновременно действует высокий уровень напряжения (к и PT? закрыты), то через базу нагрузочного транзистора ИТ3 протекает инжекционный ток 7КИ. На его коллекторе устанавливается низкий уровень
напряжения.
Если хотя бы один из транзисторов KTt и КТ2 открыт (на коллекторе действует низкий уровень напряжения), то КТ3 закрыт. На его выходе устанавливается высокий уровень напряжения.
Нагрузочная способность И2Л-схемы при реализации функции И-НЕ определяется количеством коллекторов многоколлекторного п-/)-А7-транзистора. При реализации функции ИЛИ-HE подключение каждой нагрузочной схемы увеличивает коллекторный ток транзистора на 7КИ, что может привести к выходу его из режима насыщения. При подключении п нагрузочных схем к коллектору Р7\ условие насыщения ^анзистора I^Bt ^4i можно записать как I^Br m)n> 、〃/хн или Вг ГО1П>и. Если при работе схемы в нано- ампсрном диапазоне токов 5min = 1,5, то 坦=1, т. е.
к коллектору Р7\ можно подключить только о口 нагрузочную схему.
Повышение 5min в современных И2Л-схемах о< ществляется за счет усовершенствования технологии, так как при увеличении рабочего тока транзистора для обеспечения высоких значений В теряется одно из главных преимуществ И2Л-схемы — малое потреб- 、ление мощности.
Быстродействие И2 Л-схемы определяется в основном перезарядом паразитных емкостей, шунтирующих выходные цепи и-/)-л-транзисторов, и временем рассасывания неосновных носителей в базе насыщенного транзистора, которое для И2Л-схем составляет 10—50 нс. Время переходных процессов при перечислении транзисторов И2 Л-схемы уменьшается при увеличении рабочего тока инжектора. Однако при этом возрастает и потребляемая мощность схемы. Типовые значения рабочего тока инвертора современных И2Л-схем лежат в пределах 10-6—1 мА при напряжении питания 1 —1,5 В.
Малый логический перепад сигнала 厶。%。「 обусловливает и малую помехоустойчивость И^Л-схем. Величина U^mV^Rom и составляет 20—50 мВ.
Базовые элементы на однотипных МДП-транзисто- рах. При построении логических ИМС используются МДП-транзисторы с индуцированным п- или /)-ка- налом. В настоящее время предпочтение отдается 加канальным транзисторам, которые обеспечивают большее быстродействие логических ИМС, а самое главное — их полную совместимость с ТТЛ-схемами по номиналу питания и логическим уровням сигналов «0» и «1».
На рис. 5.26 приведен базовый элемент и-МДП, реализующий логическую функцию ИЛИ-HE. При подаче высокого уровня напряжения Ulx> UQ хотя бы на один из входов схемы открывается соответствующий транзистор (KTi или VT^ и на выходе устанавливается низкий уровень U^ < U© (логический нуль).
Если на обоих входах логический нуль, то УТ{ и КТ2 закрыты. На выходе — высокий уровень напряжения——логическая единица.
Нагрузочный транзистор ИГ3 всегда открыт и работ ает в пологой области характеристики. Поэтому высокий уровень напряжения равен U^ — E— {7Оз- 184
Для обеспечения малого значения низкого уровня напряжения。匕 необходимо, чтобы сопротивление канала открытого ИГг или РТ? было много меньше сопротивления канала нагрузочного ИТ3. Для этого открытые VTr и ИГ2 работают в крутой области характеристики.
Базовый элемент на рис. 5.27 реализует функции И-НЕ. Если хотя бы один из управляющих транзисторов закрыт (на его входе низкий уровень напряжения), то на выходе схемы имеем высокий уровень напряжения и1ых = Е— UQ3. Схема переключается в другое состояние (низкий уровень напряжения на выходе), только когда на всех входах действуют высокие уровни напряжения (транзисторы VTr и КТ2 открыты и работают в крутой области характеристики). Так как при последовательном включении / и PT? уменьшается эквивалентная крутизна их характеристик, то возрастает остаточное напряжение U%・ Поэтому помехоустойчивость схемы ИЛИ-НЕ выше, чем схемы И-НЕ.
С увеличением числа входов помехоустойчивость схемы И-НЕ уменьшается, что ограничивает максимальное число входов.
В схеме ИЛИ-HE максимальное число входов ограничивается требуемым быстродействием логических ИМС. Нагрузочная способность МДП-схем ^лика, так как входные токи в МДП-транзисторах практически отсутствуют.
Базовые элементы на комплементарных МДП- !₽анзисторах (КМДП-схема)* Двухвходовая схема ：/ового элемента КМДП, реализующая функцию ЗДИ-НЕ, приведена на рис. 5.28. В основе схемы
лежит транзисторный ключ (рис. 5.13), рассмотренный в предыдущем параграфе.
Действие на входах параллельно соединенных управляющих транзисторов КТг и РТ? низкого уровня напряжения V^ < UQ обусловливает их закрытое состояние. При этом последовательно соединенные нагрузочные ИГ3, ИТ4 открыты и на выходе схемы устанавливается напряжение
^вых = Е —(/ут 1 十/ут 2)匕ан 3 + %н 4)^瓦(5.22) где /ут = (0,5 —1) нА — ток утечки закрытого транзистора; гкан = 1 кОм — сопротивление канала открытого транзистора. Индексы в (5.22) соответствуют номеру транзистора.
Если хотя бы на* один вход поступает сигнал U^> UQ, то открывается соответствующий управляющий транзистор (Р7\ или ИТ2), а связанный с ним нагрузочный (ИТ3 или Pg) закрывается. На выходе схемы устанавливается напряжение
В базовом элементе И-НЕ (рис. 5.29) управляющие транзисторы ИТХ и РТ? соединены последовательно, а нагрузочные ——параллельно.
При действии низкого уровня напряжения 吗 на входах схемы оба управляющих транзистора ИЛ и ИГ2 закрыты, и на выходе схемы будем иметь высокий уровень напряжения U^ — E. Состояние схемы не изменится, если напряжение U；x поступает только на один из входов, так как один из управляющих транзисторов остается закрытым.
При подаче на все входы схемы высокого уровня напряжения 17^ управляющие VTt, VT2 открыты и на выходе схемы устанавливается низкий уровень Uвых ~ ^ост 1 + "ост 2 ko.
Таким образом, КМДП-схемы характеризуются высокой эффективностью использования напряжения источника питания, так как логический перепад сигнала в обеих схемах А 17лог = C/Lx — ^2ых ~ Е. Для обеспечения совместимости КМДП-схем с ТТЛ-схемами по номиналу питания обычно выбирают Е=5В, однако при этом КМДП-схемы имеют низкое быстродействие (?здРср = 50 нс). .
* КМДП-схемы обладают высокими нагрузочной способностью и помехоустойчивостью:方北^。0, В^ом = Е— UQ.
； Приведем таблицу основных параметров рассмотренных базовых элементов логических ИМС, позволяю- цую провести самостоятельно их сравнительную оценку.
Параметр
Тип базового элемента
ТТЛ
ТТЛШ
л-МДП
Напряжение питания, В
Логический перепад сигала (Urhx—UD
:Уровень допустимых по- fex, В
"Генерация помех
Быстродействие гздрср, нс
:Потребляемая мощность, }Вт
$ Нагрузочная способность
5 4,5—0,4
0,8
Сильная 5—20 2,5—35
10
5 4,5—0,4
0,5
Сильная 2—10 2,5—35
10
Продол
5 Совместимы с ТТЛ 0,5
Малая 10—100 0,1,5
20
жение табл.
Параметр
Тип базового элемента
КМДП
эсл
И2Л
Напряжение питания, В
& Логический перепад сиг- 戸a (Ua—U\)
Уровень допустимых по- Ьх, В
£ Генерация помех Быстродействие ?злрср, нс Потребляемая мощность, мВт
Нагрузочная способность
3—15 Е~0
0,4Е
Малая 10—100 0,01—0,1
50
-5,2 (一1,6)一 一(一0,7)
0,15
Отсутствует 0,7—3 20—50
20
1 0,5
0,1
Малая 10—20 0,05
5—10
Глава 6
ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА .
Импульсными называют устройства, которые под юздействием управляющего сигнала на входе осу- цествляют генерацию, формирование или преобра- ювание импульсных сигналов. Они могут быть реализованы на основе транзисторных ключей, ло- -ических ИМС или операционных усилителей.
Триггеры
Простейшая схема триггера содержит два входа, на которые поступают управляющие сигналы, и два выхода с разным уровнем напряжений на них: высоким и низким.
Схема может находиться в двух устойчивых состояниях, каждое из которых определяется ком； бинацией сигналов на входах триггера.
При, изменении комбинации сигналов на входах триггер скачком переходит из одного состояния в другое, когда изменяются уровни его выходных напряжений. Если один из уровней выходного напряжения триггера принять за логическую единицу, а другой ——за логический нуль, то, подавая определенную комбинацию электрических сигналов на входы триггера, его можно использовать для хранения и обработки двоичной информации, для деления и счета числа импульсов и т. д.
В настоящее время широкое распространение в импульсной и цифровой технике получили интегральные триггерные устройства, реализованные на основе логических схем И-НЕ и ИЛИ-НЕ.
В цифровой технике триггеры на дискретных элементах, в частности на транзисторах, значительно уступают триггерам на основе ИМС и находят применение лишь в нестандартпой аппаратуре систем автоматического управления и контроля производственными процессами, в ядерной физике и других областях науки и техники, где требуются повышенные значения напряжений и токов. Основное применение триггеров на дискретных элементах ——в качестве электронных реле.
В зависимости от способа записи информации триггерные устройства на ИМС разделяются на асинхронные и синхронные 188
Рис. 6.1Рис. 6.1
Рис. 6.1
Рис. 6.1
(тактируемые). В асинхронных триггерах запись информации производится в произвольные моменты времени непосредственно при подаче сигналов (перепадов напряжения) на информационные входы триггера. Синхронные триггеры имеют наряду с информационными входами дополнительный вход С, на который поступает тактовый сигнал. Синхронный триггер может управляться уровнем, фронтом или срезом тактового импульса и срабатывает только при поступлении тактового импульса на вход С. Входы триггера, по которым он переключается фронтом или срезом импульса, называют динамическими. Если триггер переключается уровнем входного сигнала, т. е. требует большой длительности сигнала, то такой вход называют статическим.
Выходы триггерного устройства обозначают символами 2 и б- Очевидно, что на выходах триггера всегда существуют ^рафазные напряжения, например если 0 = 0, то обязательно &=1
На рис. 6.1 приведены условные обозначения простейшего асинхронного триггера, выполняющего роль бистабильной ячейки и называемого триггером 戒 установочными входами или Л^-триггером.
Вход S является входом установки выхода Q в состояние «1», т. е. при S=1 имеем 0 = 1. Вход R является входом установки Q в состояние «0». При &=1 будем иметь Q = 0.
Треугольники на входах триггера, направленные остриями в правую сторону (рис. 6.1, а), показывают, что триггер переключается фронтом положительного перепада входного сигнала. Если треугольники направляют остриями в левую сторону (рис. 6.1,0, то триггер переключается фронтом отрицательного перепада входного сигнала (срезом импульса). В изображении статических входов триггера треугольники отсутствуют (рис. 6.1, в).
На рис. 6.2, а приведена схема асинхронного RS- триггера, реализованного на основе логических схем ИЛИ-НЕ.
Выходные состояния триггера при действии на его входах различных комбинаций сигналов в двоичной системе характеризуются таблицей состояний
Рис. 6 2 /Рис. 6 2 /
Рис. 6 2 /
Рис. 6 2 /
(переходов). При составлении таблицы переходов условимся К", S", Qn обозначать информационные значения входных и выходных сигналов триггера, действующих в интервале времени tn<t<tn + i (на «-м такте), после поступления управляющих сигналов. Очевидно g"'1-состояние триггера, предшествующее поступлению управляющих сигналов.
При К" = 0, S" = l подтверждается предыдущее состояние триггера, если Qn~1~ 1, либо триггер переключается в х:остбяние Q" = l, если Qn-i =0. При &" = 1, S" = 0 происходит либо подтверждение предыдущего состояния триггера, если Qn~1~Qi либо переключение триггера в состояние 0 “ = 0, если 2~=1・
При j?" = 0, S" = 0 состояние триггера не изменится, т. е. при любом предыдущем его состоянии будем иметь Qn — Qn~1. После окончания действия сигналов &" = 1 и S" = l триггер оказывается в неопределенном состоянии, т. е. с равной вероятностью может перейти в любое из двух устойчивых состояний: Q" = l или Q" = 0. Поэтому комбинация входных сигналов /?"=1, 5П— 1 для KS-триггера (рис. 6.2, а) является запрещенной и обозначается символом х.
На основании вышеизложенного построим таблицу переходов Л^-триггера на элементах ИЛИ-НВ:
S"S"Rn QnRn Qn
S"
S"
Rn Qn
Rn Qn
Асинхронный триггер на элементах И-НЕ (рис.
6) не изменяет своего первоначального состояния
при единичных уровнях информационных сигналов на входах устройства, а комбинация сигналов К" = 0, 5п = 0 является запрещенной. Это означает, что для данного триггера управляющими являются нулевые уровни входных сигналов, а не единичные, как в предыдущем случае. Поэтому схему, изображенную на рис. 6.2,6, можно рассматривать как схему RS- триггера, представленную на рис. 6.2, а, с инверсными входами Л, S. Таблица переходов рассмотренной схемы имеет вид：
епепX 1 о ^2X 1 о ^2
еп
еп
X 1 о ^
2
X 1 о ^
2
Схема простейшего синхронного КЗ-триггера (2?5С-триггера) (рис. 6.3, а) состоит из схемы асинхронного и двух элементов И-НЕ, благодаря которым триггер переключается только в том случае, Если сигнал логической единицы поступает одновре- 8Менно на тактовый вход С и один из информационных входов S или R.
В отсутствие сигнала «1» на тактовом входе ASC-триггер работает в режиме запоминания предыдущей информации при любой комбинации сигналов на информационных входах. Комбинация входных сигналов Sn — Rn = Cn= 1 является недопустимой, так как в этом случае на входах S' и R асинхронного триггера создается запрещенная для него комбинация S" = О, R" = 0. Условное обозначение синхронного /?5-триггера приведено иа рис. 6.3, б. В порядке усвоения материала предлагаем самостоятельно составить таблицу переходов Л^С-триггера (рис. 6.3, 〃)・
RSC,ASQ
Рис. 6 4
Тактирование синхронного /?5-триггера отрицательным перепадом напряжения можно выполнить, сделав Л^С-триггер двухступенчатым, когда используются два одноступенчатых Л^С-триггера (рис. 6.3, а), один из которых основной, а другой вспомогательный.
Функциональная' схема двухступенчатого RSC- триггера, тактируемого отрицательным перепадом (а), и ее условное обозначение (6) приведены на рис. 6.4.
Схема состоит из двух одноступенчатых RSC- триггеров RSCr, RSC2 и инвертора Э15 через который тактовый импульс прдается на вспомогательный триггер RSC2.
В схеме (рис. 6.4, а) информация с шин S и R з; писывается в основной Л^С-триггер с приходе тактового импульса С (по его фронту), а считываете вспомогательным /?5С-триггером после окончан! тактового импульса (спадом импульса). Таким обр зом, считывание информации, поступающей на вх( триггера, задерживается на время, равное длител ности тактового импульса, т. е. двухступенчать RSC-триггер работает с внутренней задержкой (о сюда и обозначение ТТ на рис. 6.4, 6).
Т-тригтер. Асинхронный Т-триггер имеет од【 информациощ!ый вход и переключается фронте либо срезом поступающих на его вход импульсе Его часто называют счетным, так как число е переключений соответствует числу поступающих его вход импульсов. Функциональная схема G условное обозначение Г-триггера, управляемого фр( том импульса (б), и временные диаграммы, илл стрирующие его принцип действия (б), приведем на рис. 6.5.
Q
Q
Асинхронный Т-триггер (рис. 6.5, а) можно реализовать на основе одноступенчатого Л^С-триггера (см. рис. 6.3, а), если выход Q соединить с входом S, выход Q—с входом R, а вход С использовать как информационный Т.
Предположим, что триггер находится в состоянии «1», т. е. Qn~l = 1, @“т=0. Тогда при Т“т = 0 на входах асинхронного ^S-триггера, выполненного на элементах Э3 и Э4 типа И-НЕ и являющегося составной частью Т-триггера, будем иметь Rn~l = 1, S …=1.
При поступлении счетного импульса Т" = 1 срабатывает Э2. Следовательно, К" = 0 и триггер переключается в состояние «О», когда Q" = 0, Qn— I.
Сигнал обратной связи задержан с помощью цепей задержки на время Jaq, большее времени действия входного импульса Тп, поэтому обратного срабатывания триггера не происходит.
После окончания действия импульса Тп на входах асинхронного /?5-триггера снова устанавливается комбинация К = 1, S = 1. С приходом последующего счетного импульса срабатывает элемент 3「так как 0"=1, 0" = О, и триггер переключается.
Для реализации схемы асинхронного Т-триггера, управляемого срезом входного импульса, можно использовать двухступенчатый /?5С-триггер (см. рис. 6.4), в котором выход Q соединяется с выходом S, выход Q——с выходом К, а вход С выполняет функции информационного входа Т.
Рис. 6.6
Функциональная схема (а), условное обозначение (6) и временные диаграммы работы асинхронного Т- триггера (б), управляемого срезом входного импульса, приведены на рис. 6.6. '
В схеме (рис. 6.6, а) основной триггер RSC、 переключается фронтом входного импульса, а вспомогательный, определяющий состояние схемы RSC2 ——срезом.
На практике широко применяются различные варианты схем асинхронных Т-триггеров: с устаЯовочными входами R и S (KST-триггер); с одним установочным входом R или S для установки триггера в состояние «О» или «1».
Синхронный двухступенчатый Г-триггер (рис. 6.7) переключается после окончания действия тактового импульса С (срезом) при наличии логической единицы на информационном входе Г.
D-триггер (триггер задержки). Он имеет два входа информационный D и тактовый С.
Триггер переключается в момент поступления очередного тактового импульса^ если уровни сигналов на входе D и выходе Q различны.
Рис. 6.7Рис. 6.7Рис. 6,8Рис. 6,8
Рис. 6.7
Рис. 6.7
Рис. 6,8
Рис. 6,8
Условное обозначение (а) и временные диаграммы, иллюстрирующие лринцип работы /)• триггера (в), приведены на рис. 6.8.
Из временных
диаграмм (рис. 6.8,6)видно, что при поступлении в момент времени % очередного (п— 1)-го импульса на тактовый вход С триггер переключается в состояние 0 = 1. После установления в момент времени % на
входе D логического нуля состояние на выходе триггера не изменяется. И только в момент времени /3, когда поступает следующий w-й тактовый импульс,
триггер снова переключается в исходное состояние. Таким образом, D-триггер повторяет изменение уровня сигнала на входе D, но с задержкой, равцой по времени ?зад = Z3 — ^2 • На этом основании D-триггер называют триггером задержки (от англ, delay — задержка).
Функциональную схему D-триггера можно построить с помощью одноступенчатого /?5С-триггера, дополненного инвертором (рис. 6.8,6).
Для управления триггером по срезу тактового импульса применяют двухступенчатую схему, состоящую из основного RSCt и вспомогательного RSC2 одноступенчатых Л^С-триггеров. Информационный сигнал D поступает непосредственно на вход S и одновременно через инвертор % на вход R основного Л^С-триггера. Тактовый импульс подается на вход С основного триггера и одновременно через инвертор Э2 на вход С вспомогательного. Функциональная схема (а) и условное обозначение (6) D-триггера с управлением по срезу тактового импульса приведены на рис. 6.9.
JK-трштер. Синхронный /^-триггер имеет информационные входы J, К и тактовый вход С. Он
RSCf
ASM
Рис. 6 9
川
выполняется по двухступенчатой схеме с использованием основного и "вспомогательного /?5'триггеров и переключается срезом тактового импульса при наличии сигнала логической единицы на одном из информационных входов. Функциональная схема синхронного /^-триггера (а) и ее условное обозначение (б) приведены на рис. 6.10. Во время действия тактового импульса информация записывается в основной триггер RS[, а в момент окончания информация считывается вспомогательным триггером RS2.
Например, пусть синхронный /^-триггер (рис. 6.10) находится в состоянии «0», когда 纟/" = 1, Q3~i=0. Тогда 尺旷1 = 0, 5歹1 = 0 и соответственно 2L = 1, Q『=0.
Если Сп-1 = 0, то при любой комбинации сигналов на информационных входах J и К входные элементы Э15 Э2 имеют на выходах логические единицы, триггер 7?^! запомнил предыдущее состояние на п~ 1 такте:0厂1 = 1, 0厂'=0.
При'' поступлении тактового входа (С"=1) и наличии логической единицы, например, на входе К срабатывает элемент Э2 (К； = 0), и триггер &邑 переключается в состояние, когда Q" =0. Одновре-
Рис 6 10
Рис 6 11 Рис 6 12
менно сигнал Е； = 0 поступает на входы Э3 и 3$. В результате на входах вспомогательного триггера 7?S2 устанавливается информация Е，=1, S弓=1. По окончании действия тактового импульса на выходах элементов 3^ и 3? будем иметь логические единицы, на выходе элемента Э4 логический нуль (/?2 =0) 吆 триггер RS2 переключается в состояние 0弓=0, 02 = 1・ 一
При Jn i = l, К" 1 = 1, ^2 i = L2" 1 = 0 в момент поступления тактового импульса срабатывает элемент 3](S； = 0) и после окончания тактового импульса триггер RS2 переключается в состояние 0； = О, 23 = 1. Таким образом, JKC-тригтер, в отличие от 7?5С-триггера, не имеет запрещенных комбинаций входных сигналов и при комбинации J"=l, К"=1, Сп= 1 инвертирует предыдущее состояние схемы
JA^C-триггер является универсальным, т. е. на его
основе легко реализовать остальные типы тактируемых триггеров. Например, если объединить входы J и К в один общий вход Т, то получим синхронный Т-триггер (рис. 6.11).
импульса Т, поступаю-импульса Т, поступаю-При использовании /Л^С-триггера в качестве асинхронного Т-триггера входные импульсы поступают на тактовый вход С /^-триггера. Входы J и К объединяются в один общий вход, на который поступает сигнал логической единицы (рис. 6.12). Триггер пере
импульса Т, поступаю-
импульса Т, поступаю-
ключается срезом входного щего на вход С JK-триггера.
Для преобразования схемы /^-триггера в схему D- триггера информационный сигнал D подается непосредственно на вход J и одновременно через инвертор на вход К (рис. 6.13).
Рис. 6 15Рис. 6 15Рис 6 14Рис 6 14
Рис. 6 15
Рис. 6 15
Рис 6 14
Рис 6 14
Триггеры Шмитта
В отличие от рассмотренных выше триггернм устройств триггер Шмитта представляет собой ус-^ ройство, в котором переход из одного устойчивог' состояния в другое осуществляется только hdq определенных уровнях входного напряжения £Г1 и £г2, называемых пороговыми уровнями.
Наличие двух пороговых уровней входного сигнала в схеме свидетельствует о гистерезисном хара； тере передаточной характеристики данного устрой- ства.лИдеализированная передаточная характеристика триггера Шмитта представлена на рис. 6.14. При er<£ri триггер Шмитта находится в одном нз устойчивых состояний, например, когда (7ВЫХ = е°. Как только входное напряжение достигает порогового уровня срабатывания £г1, схема скачком переходит в другое устойчивое состояние (рабочий режим), когда Ubhx = EL Дальнейшее повышение напряжения генератора е「 не приводит к изменению состояния схемы. Однако уменьшение с「до порогового уровня отпускания £г2 вызывает скачкооб
разное возвращение схемы в исходное состояние (^вых —-fi*0)- Пороговые уровни срабатывания и отпу-
скация, а следовательно, ширина петли гистерезиса определяются элементами с»емы.
На рис. 6.15 приведены схема триггера Шмитта на дискретных элементах (а) и временные диаграммы, характеризующие его работу (6). В исходном состоянии (при er<£ri) схемы тран-
、 Рис. 6 16
зистор VTr закрыт, а транзистор КТ2 открыт и насыщен. Напряжение на выходе схемы 4wx="2 =厶2k3 =线凡/(凡2+凡)■ При переключении схемы в рабочий режим (ег>£г1) транзистор ИТг открывается, а ИГ2 закрывается. Напряжение на выходе возрастает до значения, близкого к напряжению источника питания &. При снижении напряжения е「до уровня Е「2 схема возвращается в исходное состояние.
Триггер Шмитта можно составить из двух интегральных расширителей по ИЛИ ТТЛ-типа (рис. 6.16). По своей структуре эта схема аналогична схеме триггера Шмитта на дискретных элементах (см. рис. 6.15), где ИМС】и ИМС2 — интегральные расширители, &1, &2, А — резисторы, которые являются навесными компонентами схемы. Для регулировки порогов срабатывания и опускания Ег1 и % в схему вводят также навесные резисторы Rt и R2-
Схема триггера Шмитта, выполненная на операционном усилителе, приведена на рис. 6.17. Для получения гистерезисной передаточной характеристики к неинвертирующему входу операционного Усилителя подключена цепь положительной обратной связи, состоящая из резисторов К】и R2. Выходное напряжение ОУ передается на неинвертирующий вход, уменьшаясь в у = 7?2/(7?1 +/?2) раз, где у ——коэффициент передачи цепи обратной связи.
Благодаря действию положительной обратной связи выходное напряжение ОУ может принимать
только два крайних знад* ния положительные U\ 、 И отрицательные 17^х т^х При положительном
чении максимального * пряжения на выходе Оу ^вых maxНа НСИНВерТИру.
ющем входе устанавливает
ся напряжение U： =((7^max™ ^on)Y+ ^оп Состояние триггера остается неизменным при любом значении Cr<uf・ Если напряжение ег, увеличиваясь, достигает значения 耳1 =。\ триггер переключается в другое устойчивое состояние, когда ипых~и；ых тах, напряжение С\ СтаНОВИТСЯ раВНЫМ U ；=必口 一 (|。嬴 maxi + + Uon)Y <爲1 •
Триггер переключится в исходное состояние при уменьшении е「до значения Et2 = Ux .
§ 6.3. Генераторы§ 6.3. ГенераторыпрямоугольныхпрямоугольныхимпульсовимпульсовТаким образом, необходимые значения пороговых напряжений ЕГ1 и £г2 в схеме (рис 6 17) определяются напряжением смещения U^ и параметрами цепи обратной связи у
§ 6.3. Генераторы
§ 6.3. Генераторы
прямоугольных
прямоугольных
импульсов
импульсов
Для получения импульсов прямоугольной формы широко используются релаксационные генераторы, построенные на основе усилителей с положительной обратной связью. Релаксационные генераторы, в которых ПОС создается с помощью /?С-цепей, называют мультивибраторами Если ПОС создается с помощью импульсного трансформатора, то такие релаксационные генераторы называют блокинг-генера- торами.
Релаксационные генераторы могут работать в двух режимах, автоколебательном и ждущем
В автоколебательном режиме схема имеет два квазиустойчивых состояния, длительность каждого из которых определяется времязадающей цепью
В ждущем режиме схема имеет одно устойчивое состояние, в котором может находиться неограниченно долго Под действием короткого запускающего внешнего импульса схема скачком переходит в квази- устойчивое состояние, а затем самостоятельно возвращается в исходное состояние, формируя импульс заданной длительности.
Генераторы на интегральных микросхемах. В настоящее время широко применяются мультивибраторы ,вып олненные в виде гибридных ИМС, а также на базе логических ИМС и операционных усилителей
Мультивибраторы на основе логических ИМС обычно применяют в цифровой аппаратуре, так как при этом наиболее полно обеспечивается унификация элементной базы. Кроме того, не требуется согласование по уровням сигналов релаксационных генераторов и других устройств ап
паратуры.Рис 6 18
На рис 6 18,а представлена принципиальная схема автоколебательного мультивибратора на ИМС, реализующих логическую функцию И-НЕ. Логические схемы % и Э4 имеют вспомогательное назначение и служат для создания режима мягкого самовозбуждения колебаний в схеме. При включении питания и возможном появлении на обоих выходах микросхем Эх и Э2 сигналов логической единицы срабатывают микросхемы Э3 и Э4 На вход Э2 поступает высокий уровень напряжения, который вызывает переключение Э2 в состояние логического нуля на выходе и приводит к возникновению режима автоколебаний.
Временные диаграммы, характеризующие работу схемы в режиме автоколебаний, приведены на рис 6 18,6 В момент времени tr напряжение UBX 2 Достигает порогового значения t/nop сх, при котором происходит переключение микросхемы Э2. Напряжение 4^2 изменяется от уровня U^, соответствующего логическому нулю, до уровня и^ых логической единицы. Так как конденсатор С\ представляет собой
в момент времени 厶 цепь, замкнутую накоротко (напряжение на конденсаторе скачком измениться не может), то t/BX !(?!)= t/вых И, следовательно, <7ВЫХ !(?!)= =此・ " , 。
Скачок напряжения (7ВЬ1х1 от Д。через конденсатор С2 передается на вход микросхемы Э2 и создает нежелательный отрицательный выброс напряжения U^ 2 • Чтобы исключить отрицательные выбросы на входах 3t и Э2, резисторы & и R2 шунтируют диодами VDr и VD2.
После момента времени 厶 конденсатор С\ начинает заряжаться с постоянной времени тзар г == j?1C1, а напряжение 17вх【стремится к нулю с той же постоянной времени. По достижении напряжением Ubx 1 порогового значения UnQp CXJ при котором переключается микросхема %, напряжение ивых скачком изменяется до значения, соответствующего логической единице, т. е. <7ВЫХ 1 (^2) = ^Lx> что приводит к изменению напряжения 图2(%)=庆нх, а следовательно, и^х 2 «2) = U?hx• Таким образом, мультивибратор переходит в следующее квазиустойчивое состояцие, за время которого происходят заряд конденсатора С2 и изменение напряжения (7ВХ 2 с постоянной времени %「2 = &。2・ При Ubx2(%) = =t/nOp сх мультивибратор переходит в новое квазиустойчивое состояние, во время которого заряжается конденсатор Сп т. е. цикл повторяется.
В соответствии с временными диаграммами (рис. 6.18,5) длительность импульсов выходного напряжения Ubhx 2 определяется формулой
& = (/?] + &：нх) С Jn 也俨М.
U пор сх
Длительность паузы между соседними выходным^ импульсами напряжения
%=(& +e\)e2+ ” ^ пор сх
где Uri, Ur2 — падение напряжения на резисторах &, R2 от протекания входного тока микросхемы при низком уровне входного напряжения (Uri =1*%， Ur2 = /?x&)； Кмх — выходное сопротивление микросхемы при высоком уровне выходного напряжения.
Обычно выбирают & = =《2 = R При выполнении неравенства /?»7?вЫХ будем иметь
Unop ex tnXR2C2\n^^±^.
На рис. 6.19 приведены принципиальная схема (а) и временные диа・ граммы работы (6) ждущего мультивибратора на логических микросхемах, реализующих функцию И-НЕ.
В исходном состоянии на выходе элемента 3】 имеем высокий уровень напряжения U 匕(логическую единицу), так как резистор подключен к нулевой шине и уровень напряжения на входе % определяется падением
напряжения на резисторер
R 欧=/匕尺 от входногоис,'
тока микросхемы. Это падение напряжения должно быть меньше порогового напряжения <7пор сх. Тогда при высоком уровне напряжения 。；乂 на входе / микросхемы Э2 на ее выходе создается низкий уровень напряжения。^2 = °匕(логический нуль).
При поступлении на вход 7 элемента Э2 напряжения U?x (момейт времени 厶)на ее выходе
устанавливается уровень напряжения, соответству- |ющий логической единице. Возникший при переключении микросхемы Э2 скачок напряжения 。匕一 bU?Hx = AUnor передается через конденсатор С на Ьход микросхемы Эг и переключает ее в состояние логического нуля, когда UBhlx 】=и?Ых.
После момента времени 厶 конденсатор С заряжается по экспоненте с постоянной времени т = АС, а напряжение ивх 】падает с той же постоянной.
Мультивибратор находится в квазиустойчивом стоянии. 8、
Возвращение сигнала ивх на входе 丿 микросхем Э2 к прежнему уровню (логической единице) * приводит к изменению ее состояния, так ка；『 входе 2 микросхемы после момента времени j устанавливается логический нуль (U2 — t/BbIX t = [/о у
В момент времени /2, когда 4* достигает порогового уровня напряжения 17пор сх, происходит переключение % и соответственно Э2. Мультив^ братор возвращается в исходное состояние. “
Для предотвращения отрицательного выброса на、 пряжения Urx 1 в момент времени 不？ и уменьшения таким образом времени восстановления исходного состояния схемы резистор R шунтируют диодом ИД
Длительность выходного импульса при 公》母’ определяется из формулы
Unop СК
Принципиальная схема (q) и временные диаграммы работы (6) автоколебательного мультивибратора на операционном усилителе приведены на рис. 6.20.
При включении питания дифференциальное напряжение смещения, возникающее на входе ОУ за счет действия ПОС, образованной резисторами К【 и R2, скачком переводит операционный усилитель в режим ограничения выходного сигнала.
Пусть в момент времени /0 на выходе ОУ устанавливается положительное максимальное напряжение иьых тах^^р- Вход / в момент времени 卜
力力
力
力
казывается заземленным по переменному току, так ；ак напряжение на конденсаторе С при включении питания скачком измениться не может, т. е. Ur (z0) = w Uc Oo) = 0・ Напряжение на входе 2 определяется ^противлениями резисторов & и R2 и равно
快仇)=統=/
После момента z0 конденсатор заряжается с постояННой времени т — RC и напряжение на нем, а следовательно, на входе 7 ОУ изменяется, стремясь оТ нуля к значению Е：р. Напряжение на входе 2 остается неизменным. В момент времени % напряжение 〃с«) достигает значения U^ т. е. Uc(t^ = NU；, изменяется знак дифференциального входного напряжения ОУ, а выходное напряжение его скачком достигает своего отрицательного предела—t/BbIxmax =
Напряжение U2 становится отрицательным и удерживает схему в состоянии ограничения, когда 4нх = Е】р・ Конденсатор С перезаряжается, а напряжение на нем стремится к Е^р. При |。匸1 = °三 ~£^-ру происходит скачок выходного напряжения к положительному пределу.
Длительности квазиустойчивых состояний схемы определяются из формул:
" = KClri" = KClri闺pl + u才\Ё^\ЧйГ\闺pl + u才\Ё^\ЧйГ\= КС1п= КС1п
" = KClri
" = KClri
闺pl + u才\Ё^\ЧйГ\
闺pl + u才\Ё^\ЧйГ\
= КС1п
= КС1п
T2 = RC\n ^^^ = RCln (1 +争)=Т「
Таким образом, схема генерирует импульсы со скважностью, равной двум. Для изменения частоты й скважности выходных импульсов можно: подать в точку а напряжение EV0; зашунтировать резистор R цепью, состоящей из последовательно соединенных резистора R и диода VD (на рис. 6.20, а показана пунктиром).
Принципиальная схема (а) и временные диаграм- мн (6) ждущего мультивибратора на операционном Усилителе приведены на рис. 6.21. В исходном состоянии, когда “х — 0, выходное напряжение ОУ Равно положительному предельному значению £^.р.
Диод VDr открыт, напряжение на конденсаторе С и соответственно на инвертирующем входе 7 усилителя составляет десятые доли вольт. Напряжение на неинвертирующем входе 2 определяется делителем (此一%):
кI十n2
Это напряжение удерживает усилитель в режиме, кОгда 1/m=%.
При подаче в момент времени tQ на вход мультивибратора отрицательного импульса, обычно прямоугольной формы, схема скачком переходит в квазиустойчивое состояние, для которого Ubhx = E募* Чтобы исключить влияние входного сигнала на работу схемы, применены цепь запуска Сп R3 и диод Р力2・ В момент времени 打 диод VDr закрывается и конденсатор С начинает заряжаться с постоянной времени x = RC (диод VD закрыт) Напряжение на нем стремится к значению £^р по экспоненте с той же постоянной времени.
Схема удерживается в квазиустойчивом состоянии до тех пор, пока в момент времени 厶 напряжение \UC\ — \U1\ не превысит по абсолютному значению напряжение на неинвертирующем входе U2 •
Длительность выходного импульса схемы
% = /?С1п% = /?С1п
% = /?С1п
% = /?С1п
Отсюда при £^-р » 17д х после несложных преобразований получим
В момент времени 厶 ОУ снова переходит в исходное устойчивое состояние, когда 。马垃乂 =七0^，и конденсатор С начинает разряжаться с постоянной времени # = (R]|R)C^R'C <ст, так как диод VD3 при Ubhx = E^p>。открыт. Напряжение ис стремится по экспоненте к уровню 石嬴.
Время восстановления исходного состояния схемы заканчивается в момент £?, когда открывается диод VDr и напряжение Uc фиксируется на уровне десятых долей вольт [ил1 =0,7 —0,9 В).
В соответствии с временными диаграммами (рис. 6.21,6) время восстановления определяется из формулы
/= К С In S 1 + е^р
“В0ССТ CL UI J-.+ тт .
色 огр — 4 1
Полагая Е^рАОд]，данную формулу упростим: &сс产 ЕС1П小
В отсутствие цепи Rf — VD3 время восстановления увеличивается, так как т‘ = t = RC, хотя схема работоспособна.
Генераторылинейно изменяющегося напряжения и тока
Линейно изменяющееся напряжение (рис. 6.22) характеризуется двумя промежутками времени: рабочего хода /раб, в течение которого напряжение изменяется по линейному закону, и обратного хода %бр, в течение которого напряжение возвращается к исходному значению. Закон изменения напряжения за время обратного хода обычно не существен.
Различают положительное и отрицательное, а также линейно нарастающее и линейно падающее напряжения. На рис. 6.22 приведены положительные нарастающее (а), спадающее (6) и отрицательные спадающее (б) и нарастающее (г) напряжения.
Для получения линейно изменяющегося напряжения в схеме генератора необходимо обеспечить в течение времени %б заряд или разряд некоторого конденсатора большой емкости постоянным током. Действительно, если，с = const, то напряжение на конденсаторе
“c」j(/c/C)df =(G/C)"2Tj (6.1)
т. е. для получения идеальной линейности напряжения на конденсаторе пс ток заряда его должен быть постоянным. Напряжение ис для большинства генераторов является выходным или передается на выход через повторитель.
Требование постоянства тока 1С вытекает также из выражения для скорости заряда (разряда) конденсатора постоянным током:
d〃c/df = /c/C (6.2)
Чтобы оценить степень линейности напряжения за время рабочего хода Zpa6, вводят коэффициент нелинейности
(6,3)(6,3)К =(dxc” =「(dxc/df), Н(d uc/d/)( = ((
(6,3)
(6,3)
(6.4)(6.4)Цодставляя (6.2) в формулу (6.3), получаем n _厶仇)一厶(厶)
(6.4)
(6.4)
» Простейшим пассивным генератором линейно изменяющегося напряжения может служить 7?С-цепь (рис. 6.23, а), на вход которой подается прямоугольный импульс напряжения с амплитудой Евх (рис. 6.23, б), а выходное напряжение снимается с конденсатора большой емкости. Такая ЕС-цепь называется интегрирующей, так как ее выходное напряжение пропорционально интегралу входного. Действительно,
"внх = “С=《 ic^t.
Учитывая, что %=记=^/k=(%X -%hx)/R можно Записать ‘
' 〃внх= ± 卜"вх —〃BHx)dr=急 J/xdr— ± J/Hxdf，(6.5)
' Первый член в (6.5) характеризует полезный результат операции интегрирования, а второй ——определяет ошибку. Ошибка интегрирования уменьшается с увеличением пос гоянной времени 工=RC, однако при этом уменьшается и первый член выражения (6.5), определяющий иВЬ1х.
Таким образом, 7?С-цепь (рис. 6.23, а) может обеспечить достаточную точность операции интегрирования, а следовательно, приемлемую линейность выходного напряжения лишь при выполнении условия "их》* "внх ■
При поступлении скачка напряжения £вх на вход цепи (момент времени % на рис. 6.23, 6) напряжение на выходе цепи “^(厶)=〃(％) скачком измениться не может.
Затем конденсатор заряжается с постоянной времени x = RC, а напряжение иВЬ1Х = ис с той же постояцной возрастает по экспоненте, стремясь к уровню
M) = %(l-ef), (6-6) и к моменту времени /2, когда происходит обратный скачок входного напряжения, достигает значения
им = Евх(1-еТ"), где г„ = г2 ~?i — Длительность вход, ного импульса напряжения.
При % «т можно записать
UQEa3k = E4/，(6.7)
т. е. по мере увеличения 九 экспоненциальное вьь ходное напряжение цепи все больше отклоняется от прямой линий, а это отклонение наступает тем раньше, чем меньше постоянная времени т. Записав 【c(Q = Ев」R； 【ch) = ЕвЗ&
из выражения (6.4) найдем коэффициент нелинейности цепи (рис. 6.28, а)
KUfsk(6-8)
После момента времени t2 конденсатор разряжается с постоянной времени т = КС, а выходное напряжение с той же постоянной спадает по экспоненте к нулю.
Интегрирующая пассивная цепь (см. рис. 2,3, а)— составная часть активных генераторов линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН), обеспечивающих приемлемую линейность выходного напряжения при 几 > £вх. Схема простейшего транзисторного генератора линейно возрастающего напряжения (а) и временные диаграммы ее входного и выходного напряжений (6) приведены на рис. 6.24.
В исходном состоянии транзистор находится в режиме насыщения. Пренебрегая остаточным напряжением на электродах насыщенного транзистора, можно принять t/c(0)^0. В момент времени 厶 транзистор под действием входного импульса запирается и конденсатор С заряжается с постоянной времени тзар =
0)少
Рис. 6.24
z=RKC. Напряжение ивых = uc возрастает по экспоненте с юй же постоянной времени, стремясь к значению Ек.
В момент времени t2 окончания входного импульса транзистор снова открывается, и конденсатор разряжается через выходное сопротивление открытого транзистора /?ВЬ1ХЭ, включенного с общим эмиттером. Выходное напряжение уменьшается, стремясь к нулю, с постоянной времени тразр~(/?к||1?ВЬ1ХЭ) х X С < ^зар •
При Гн《тзар изменение выходного напряжения в течение времени % = % —& можно считать линейным:
U^V^M^EKtjT3^EKKn. (6.9)
Так как £к»£вх, то при одинаковом коэффициенте нелинейности амплитуда выходного напряжения 17M в схеме генератора (рис. 6.24, а) много больше, чем в цепи (см. рис. 6.23, а).
Время обратного хода, определяемое до момента времени, когда транзистор входит в режим насыщения, определяется формулой
”露NT).(6.10)
Таким образом, для уменьшения времени обратного хода следует увеличивать степень насыщения транзистора, однако при этом выходное напряжение генератора с подачей входного сигнала задерживается на время, обусловленное рассасыванием носителей в ба
В схеме генератора 仁 линейно падающего от・ Ьицательного напряжения ц)ис. 6.25,а) стабилизация тока конденсатора во рремя рабочего хода может осуществляться с помощью обратной связи, введенной в схему таким образом, что в зарядной
цепи конденсатора С создается компенсирующее напряжение, пропорциональное изменению напряжения на конденсаторе и складывающееся с постоянным источником питания.
Транзистор VTr в схеме рис. 6.25, а выполняет функцию ключевого элемента. Транзистор ИГ2, включенный по схеме эмиттерного повторителя： осуществляет обратную связь, обеспечивая постоянство потенциалов на резисторе 凡 и тем самым постоянство зарядного тока конденсатора при закрытом транзисторе
В исходном состоянии VTY открыт и насыщен. Интегрирующий конденсатор С разряжен (Uc = 0). Напряжение смещения 居 обычно выбирают таким, чтобы ивых(0) = E3 — LR^^0.
Тогда конденсатор Со в цепи обратной связи заряжен почти до напряжения источника питания —线・
При подаче на вход схемы положительного импульса напряжения (рис 6.25,6) транзистор VTr запирается, и конденсатор С заряжается через открытый в исходном состоянии диод VD и резистор RK. Изменение напряжения А% передается через эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе ИТ2, в точку т, и диод закрывается. После запирания диода процесс заряда конденсатора С определяется напряжением на конденсаторе Со, который при достаточно большой емкости можно в данном случае рассматривать как источник постоянного напряжения. При &)т 8 конденсатор практически не разряжается в течение рабочего хода. После окончания входного импульса и отпирания транзистора Р7\ конденсатор С разряжается через VTr, находящийся в активной области, так как U—yQ \UKl \ = \UC \ > (7б1.
Время обратного хода определяется по формуле (6.10). Напряжение Uc — UKl во время обратного хода уменьшается почти до нуля. Диод открывается, a VTt входит в режим насыщения (момент ?3). Отпирание диода позволяет конденсатору Со снова подзарядиться до напряжения, близкого к —Ек. Длительность подзаряда Со, определяющая восстановление исходного состояния схемы, равна
^ВОССТ -(3 丁5)卜д + Анхп)。。，
где 歹“——прямое сопротивление открытого диода; 凡匕次口 ——выходное сопротивление эмиттерного повторителя.
Выражение для коэффициента нелинейности схемы генератора имеет вид
где 凡口一коэффициент передачи нгтряжения повторителя.
Амплитуда выходного напряжения
‘人=凡*4/(凡C)a纥4/(凡С).(6.11)
Вместо эмиттерного повторителя в схеме (рис. 6.25, а) можно использовать операционный усилитель, выполняющий функции усилителя с коэффициентом усиления, близким к единице (рис. 6.26, а). Задавая коэффициент усиления схемы с помощью резисторов & и &, можно получить минимальный коэффициент нелинейности, определяемый формулой
н 〈 И0С с。 小”丿线'
где Киос = 1 +(尺2/&) — коэффициент усиления неинвертирующего операционного усилителя с обратной связью; Квхоу，Квыхоу — входное и выходное сопротивления операционного усилителя с обратной связью соответственно.
” Полагая, что 1 — Кцос + ™ + ^к+^выкоу = 0, и учиты- :С。 &вк оу
渺ая, что Квнхоу/Квх”— О, после несложных преобразований найдем отношение R/R、, при котором коэффициент нелинейности близок к нулю:
& _ e丄凡 R[ Cq Квкоу
Минимальный коэффициент нелинейности определяется разбросом номиналов резисторов 0, R2 и входного сопротивления /?вхоу.
Схема на рис. 6.26, а имеет высокую нагрузочную способность, так как сопротивление /?выхоу мало. С помощью источника напряжения смещения Ео в этой схеме можно изменять начальный уровень выходного напряжения (рис. 6.26, 6):
Ubhx min " ~~ E^Rzl R「
Рис 6.27Рис 6.27Амплитуду выходного напряжения 17M можно определить из (6.11). Время обратного хода 〃бр=%-‘2 в схеме (рис. 6.26, а) определяется так же, как и в схеме (рис. 6.25, 〃)разрядом конденсатора С через открытый транзистор, работающий в активном
Рис 6.27
Рис 6.27
Рис. 6.26 режиме по (6.10).
В момент времени % диод открывается и конденсатор Со подзаряжается до значения 七案一。日及^ rain. Схема возвращается в свое исходное состояние в момент времени £《,когда Со полностью зарядится.
В настоящее время широко используется ГЛИН с отрицательной обратной связью на операционных усилителях. Схема интегратора на ОУ, выполняющего роль ГЛИН с управлением от внешнего источника wBX, приведена на рис. 6.27.
Интегрирующий конденсатор большой емкости С включен в цепь отрицательной обратной связи ОУ. Поэтому в процессе его перезаряда напряжения непосредственно на входах 7 и 2 ОУ равны, т. е. 5 =备二 Q
Тогда ток, протекающий через резистор К, равен
iR = uwJ R， а ток через конденсатор С
ic^ucC/t = wBbIX С/ 九、
Поскольку токи iR и ic представляют собой один и тот же ток в цепи конденсатора (/?вхоу ооХ т0
можно записать iR — ic = i или ^ = ^ С, откуДа найдем %х = %х〃КС
Рис. 6.28
На рис. 6.28,6 приведена схема автоколебательного ГЛИН. Операционный усилитель ОУХ работает как компаратор напряжения, переключающийся в тот момент времени, когда напряжение на его неинвертирующем входе и? изменяет свой знак ((72 = 0). Напряжение U2 в свою очередь зависит от напряжения на выходе схемы <7ВЫХ,
Операционный усилитель ОУ2 представляет собой интегратор (см. рис. 6.27), управляемый напряжением Ubmx 1 на выходе компаратора.
При напряжении Ubhxi = E^p выходное напряжение спадает по линейному закону: Ubhx(Q^ — E^p〃t・
В момент времени 九 напряжение С7ВЫХ достигает значения U^Q- —E^T^Ix, при котором U2 становится равным нулю, т. е.
。2 = - 丨 и%х о I1 и嬴 о I) Y = 0,(6.12)
где у = &/(& + &)
Напряжение 厶拉乂1&) компаратора скачком изменяется от Е^р до rj；p и после момента времени G напряжение С7ВЬ1Х изменяется почти по линейному закону от Uko ДО U3о.
Амплитуда выходного напряжения схемы
Qm I I Um о I +。总 о = (E^\U^q I) Л/<
「де # = (&||&2)С так как диод открыт.
Из этого выражения следует, что
普=‘。8 =爲今出］.(6.13)
Придостижении напряжением пвыхуровня
U'o будем иметь
u2 =0曲0一(1七'1十U氤0)? = 0.(6.14)
Компаратор ОУ】 срабатывает, его выходное напряжение в момент времени t2 изменяется скачком от £^р до Е^р, а выходное напряжение схемы после момента времени “ линейно падает от U^o до U%xo・ Амплитуда выходного напряжения схемы определяется выражением
|^м1=^хо + |С/выхо| = (|£о；р|+1/^x0)Л/Т, откуда
丁2 = fp&6= ^^/(l-^orp I + ^выхО )•(6-15)
Из выражений (6.12) и (6.14) найдем, что |(7^0| = = Е^рУ, U^xo = |E；p|y, а следовательно, амплитуда выходного сигнала
Um = I U£ol + Ub1blхо = (Е^р + |Е、1)К
При Ej；p = |E~p| = Eorp получим
几=2小(6.16)
Подставляя 几 из выражения (6.16) в (6.13) и (6,15), получим
厶=厶бр = 2т'м%72 = /раб = 2т'込 где 九=Eorp/(£orp + Увы^-
Генераторы линейно изменяющегося тока используются в основном для создания временной развертки в отклоняющих катушках электронно-лучевых трубок. Одним из способов получения линейно изменяющегося тока является использование ГЛИН с большим внутренним сопротивлением Rr, Тогда 巾。рма тока катушки, на которую нагружен такой генератор, не будет зависеть от параметров катушки. Такой способ можно реализовать в схеме (рис. 6.29), представляющей собой операционный усилитель, в 口^口" отрицательной обратной связи которого включена катушка индуктивности. -
Тогда при подаче на вход ОУ с ЛВХОу линейно изменяющегося напряжения через злемент 216
R и L протекает один и тот же ток i = iR = iL, Учитывая, что в ОУ с обратной связью напряжения на входах 7 и 2 одинаковы, т. е. UX = U2 = 0, можно записать: iL~iR = uBJR.
Таким образом, в цепи катушки будет протекать ток, форма которого определяется линейно изменяющимся входным напряжением.
Ограничители амплитуды импульсов
Ограничителями амплитуды называют устройства, напряжение на выходе которых пропорционально <одному только в определенном диапазоне %, раниченном заданными пороговыми значениями пор1 и С/пор2. За пределами пороговых значений 110р1 и и^ор 2 выходное напряжение остается постоян- >im при любом изменении входного напряжения фиксируется на уровнях Е01 и Е。？，соответству- !ЦИХ 1/пор1 и С/Пор2.
Ограничители с двумя порогами ограничения [зываются двусторонними. В соответствии с опреде- пием такие ограничители в общем виде имеют > шлитудную характеристику, представленную на )【с. 6.30, а. На практике широко используются и ограничители с одним порогом ограничения.
Ограничитель, амплитудная характеристика которого приведена на рис. 6.30, 6, называется ограничи- елем по максимуму (сверху), так как ограничение
выходного напряжения на уровне £02 происходит при увеличении входного до <7пор2.
Амплитудная характеристика ограничителя по минимуму (снизу) приведена на рис. 6.30, в. Выходное напряжение ограничивается на уровне £01 при умень шении входного напряжения до i7nop t.
На рис. 6.31 приведены простейшие схемы диодных ограничителей по максимуму, в которых полупроводниковые диоды выполняют роль ключей, подключающих к источнику входного сигнала или отключающих от него цепь нагрузки. Уровень и порог ограничения в схемах (рис. 6.31) задаются с помощью дополнительного источника смещения £0. Переход схемы из режима передачи сигнала в режим ограничения и наоборот происходит при переключении диода.
Для упрощения математических выкладок примем, что диод переключается из одного состояния в другое при напряжении на нем (7д = 0. При Од>0 диод открыт (потенциал анода выше потенциала катода), при ид<0 ——диод закрыт.
В схеме (рис. 6.31, а) диод включен последовательно с нагрузкой и источником постоянного напряжения £0. Сигнал на выходе схемы пропорционален сигналу на входе, когда диод находится в открытом состоянии, т. е. при пвх < Ео. Коэффициент пропорциональности
Кпр = %нх//х = Е/(Е + Гд)，
где гд ——внутреннее сопротивление открытого диоДа- Выходное напряжение имеет нежелательную п0' стоянную составляющую, обусловленную действием источника 瓦：
При &Агд коэффициент пропорциональности имеет максимальное значение и близок к единице»
а постоянная составляющая "аО. Таким образом, выходной сигнал повторяет сигнал на входе схемы.
При % > Eq диод закрыт и выходное напряжение схемы определяется выражением
"внх =/х + -~- £о = Ubhx ~ + Ugx огр，(6・ 1 7)
с гобр——среднее внутреннее сопротивление закрыто диода.
Первый член выражения (6.17) ивых^ характеризует нисимость выходного напряжения^ от входного искажает уровень ограничения, определяемый вто- м членом Овыхогр* При выполнении условия <му°бр искажения уровня ограничения минимальны ых 〜^ 0)，а сам уровень определяется напряжением (очника смещения, т. е. С7ВЬ1хогр^Ео.
В схеме (рис. 6.31, б) диод, нагрузка и источник входного сигнала включены параллельно друг другу. Сигнал на выходе схемы пропорционален сигналу на входе, когда диод закрыт, т. е. при wBX < % Коэффициент пропорциональности Л^пр = гобр/(гобр + Л).
Источник £0 создает на выходе ' постоянную соггавляющую
〃 = ЕоК/(公р + К)・
При гобр ^> R имеем Л^р^： 1, (7о^0. При пвх > £0 диод открыт.
Если выполняется условие
(6.18) то уровень ограничения определяется напряжением ист очника смещения (厶^ = %), а искажения уровня ограничения отсутствуют.
Если условие (6.18) не выполняется, то уровень ограничения равен
UB^orp = ER/(R + rap), d его искажения
"внх = "вх 'пр/ (qp + &)*
На рис. 6.31, в приведены временные диаграммы Работы рассмотренных выше ограничителей по максимуму (рИс. 6.31, а, б), используемых для умень- 山енпя фронта и спада трапецеидального положи- Те】ьного импульса ивх. Из рис. 6.31, ^ видно, что
Рис. 6.32
с уменьшением уровня ограничения £0 фронт и спад выходного импульса ивых (выделено жирной чертой) уменьшаются, однако при этом уменьшается и амплитуда импульса.
Для получения схем последовательных и параллельных ограничителей по минимуму можно в схемах (рис. 6.31, а, б) поменять полярность включения диода и источника £0.
Схемы двусторонних диодных ограничителей последовательного и параллельного типов, работающих в качестве формирователей импульсов из синусоидального напряжения (а, 6), и временные диаграммы их работы (б) приведены на рис. 6.32. Уровни и пороги ограничения в схеме параллельного ограничителя (рис. 6.32, а) определяются напряжениями источников смещения £01 и £02. В диапазоне входных напряжений £01 < ивх < Е02 оба диода закрыты, и сигнал на выходе пропорционален сигналу на входе. При 尸06Pl II ^обР2》К коэффициент пропорциональности максимален и близок к единице.
Если ивх <Е01, то открыт диод VDv, a VDi закрыт. Выходное напряжение определяется напряжением источника £01. Если ивх > £02, то открыт VD^ a VDr закрыт. Выходное напряжение определяется напряжением источника Е02.
Схема двустороннего ограничителя последовательного типа приведена на рис. 6.32, б.
В режиме передачи сигнала оба диода в схеме (рис. 6.32, 6) открыты. При ограничении сигнала на 220
уровне £01 закрыт диод VDr. a VD2 открыт, а на уровне £02, наоборот, закрыт VD^ а открыт VDr.
Общим недостатком диодных ограничителей является невысокий коэффициент пропорциональности Kup W 1 при работе их в режиме передачи сигнала.
Двусторонний ограничитель на ОУ представляет собой инвертирующий усилитель, у которого параллельно резистору обратной связи подключена цепь, состоящая из двух последовательно включенных стабилитронов с объединенными катодами (рис. 6.33, 〃)• Амплитудная характеристика ограничителя приведена на рис. 6.33, б, где С7стаб ——напряжение стабилизации соответствующего стабилитрона.
При 0 < ивых < U„a6i + 力2 стабилитрон VD2 включен в прямом направлении и работает как обычный открытый полупроводниковый диод, внутреннее сопротивление которого гпр мало. Падение напряжения U^ на нем составляет примерно 0,7 В. Стабилитрон 小 1 включен в обратном направлении и при обратном напряжении на нем wflio6p = uBbIX-(7д2 < 17ста61 имеет большое внутреннее сопротивление гобр, соответствующее г 8 закрытого полупроводникового диода. При —(方Д1 + t/CTa62) < Urhx <0 стабилитроны меняются ролями: VDr работает как открытый диод, на который падает прямое напряжение 17д1, VD2 как закрытый диод, к которому приложено обратное пряжение пд2обр = wBbIX-1/д1 ^иВЬ1Х < 17стаб2.
Таким образом, в диапазоне Uc^2-^Ual < пВЬ1х < &皿61 + %2 сопротивление цепи, состоящей из VDr VD2. велико, и ограничитель работает в режиме редачи сигнала как обычный инвертирующий уси- иель с коэффициентом усиления Ки℃ =―及力丸
Выходное напряжение ограничивается сверху уровне 17^х Огр=^стаб1 + ^д25 когда стабилитрон 221
VDr переходит в режим стабилизации напряжения, И снизу на уровне 17^х огр = 1 ^62 +^Д1L когда в режим стабилизации напряжения переходит стабилитрон VD2.
Глава 7
ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
Цифровые устройства предназначены для обработки цифровой информации в ЭВМ, системах автоматики, робототехники и т. д. Различают комбинационные и последовательные цифровые устройства.
Комбинационные цифровые устройства выполняются на основе базовых элементов И-НЕ, ИЛИ-HE и реализуют логические функции различной степени сложности. Характерной особенностью комбинационных устройств является отсутствие в схеме элементов памяти.
Последовательные цифровые устройства (конечные автоматы) содержат элементы памяти и выполняются обычно на основе триггеров.
Комбинационные цифровые устройства
В цифровой технике часто возникает необходимость сложения двух одноразрядных двоичных чисел. Комбинационное устройство, выполняющее эту операцию, называется полусумматором. Функциональная схема полусумматора (а) и его условное обозначение (6) приведены на рис. 7.1. При любой комбинации из четырех возможных на входах 4 и В устройств на вьгходе S реализуется логическая функция S = ZB + aR, а на выходе Р—функция Р — АВ, определяющая перенос информации в старший разряд. . Таблица переключений, характеризующая работу полусумматора, имеет вид:
Л
5
5
尸
0
0
0
1
1
1
1
0
На основе двух полусумматоров можно построить )лный сумматор, предназначенный для сложения арших разрядов двух двоичных чисел Ап и 5П. ункциональная схема (а) и условное обозначение мматора (6) приведены на рис. 7.2. Сигнал 尸〃 рактеризует перенос информации из младшего зряда. На выходе S„ сумматора реализуется сумма иного разряда чисел Ап и Вп с учетом переноса ,из младшего разряда. Выход Рп осуществляет перенос информации в ближайший старший разряд.
Дешифратор преобразует двоичный код на т входах в сигнал логической единицы на определенном выходе дешифратора. Присвоив номер соответствующему выходу дешифратора, можно классифицировать его как преобразователь двоичного кода в десятичный. Количество входов дешифратора соответствует количеству разрядов поступающих двоичных чисел. Очевидно, что для преобразования всех возможных комбинаций w-разрядных двоичных чисел потребуется 2m входов дешифратора. Условное
Рис. 7.3 Рис. 7.4 Рис. 7.5
обозначение трехразрядного дешифратора приведено на рис. 7.3. Он имеет четыре информационных входа, на которые поступают разряды двоичного кода, с весами (десятичными эквивалентами) 8, 4, 2, 1 и шестнадцать выходов. Интегральные микросхемы дешифраторов, выпускаемых промышленностыб^ помимо информационных входов имеют два входа стробирования Ах и А2. Если на обоих вводах логические нули, то дешифратор работает в обычном режиме. Если же хотя бы на одном из входов —— логическая единица, то дешифратор блокируется (на его выходах — логические нули). '
Шифраторы служат для преобразования одноразрядного десятичного кода в двоичный. При поступлении сигнала логической единицы на один из входов шифратора, номер которого соответствует заданной цифре (букве, знаку) десятичного кода, на выходных шинах устанавливаются сигналы, соответствующие цифре (букве, знаку), записанной в двоичном коде. Условное обозначение шифратора приведено на рис. 7.4.
Например, при подаче логической единицы на вход 7 на выходах шифратора устанавливаются сигналы 力=0,歹2 = 1，Уз = 1，%=1, что соответствует двоичному числу 01112 = 71О.
Мультиплексоры предназначены для подключения одного из информационных входов устройства к общей выходной шине. Выбор входа осуществляется с помощью двоичного цифрового кода, поступающего на адресные входы. На рис. 7,5 приведено условное обозначение мультиплексора (микросхемы серии 155), имеющего восемь информационных входов Dq — D7, три адресных входа, вход стробирования 224
/ и два выхода ——прямой и инверсный. Вход А запирает мультиплексор при поступлении на него сигнала «1».
Демультиплексор служит для распределения потока информации с одного информационного входа по нескольким выходным шинам в соответствии с цифровым кодом, поступающим на адресные входы.
Регистры
Регистром называется устройство, предназначенное для ввода (записи), хранения и выдачи (считывания) цифрового кода, выраженного в виде двоичного числа (слова).
Основными элементами регистра являются двоичные ячейки памяти, роль которых играют триггеры различных типов, "
Количество двоичных ячеек (триггеров) определяется количеством разрядов двоичного числа, предназначенного для ввода в регистр. Если разряды двоичного числа записываются в ячейки регистра одновременно, то его называют параллельным или регистром памяти. На рис. 7 6, а, 6 приведена функциональная схема простейшего двухразрядного параллельного регистра.
В исходном состоянии на шине «Ввод» имеем сигнал «О». Тогда на входах /?5-триггеров устанавливается «1» независимо от комбинации сигналов (нулей или единиц) на входах х】и х2 логических элементов И-НЕ, характеризующих информацию, предназначенную для записи.
Пусть на входе х? имеем логический нуль, а на входе 修…логическую единицу. Тогда при
поступлении «1» на шину «Ввод» переключается элемент Э1? и на входе 7?5-триггера 厶 устанавливается «О». Триггер 7\ переключается в состояние 01 = 1・ На входе 2?5-триггера Т2 остается «1» и соответственно на выходе Т2 22 = 0.
Таким образом, в триггерах записывается и дополнительная двоичная информация, поступающая на входы регистра. На выходах регистра, работающего в режиме хранения, имеются логические нули. При подаче «1» на шину «Вывод» переключится элемент Э3 и на выходе у± появится «1», а на выходе у2 останется «О». Следовательно, происходит считывание записанной информации.
Более экономичным является последовательный регистр (регистр сдвига), в котором разряды двоичного числа, записываются и считываются последовательно во времени—разряд за разрядом.
На рис. 7.7 приведены функциональная схема (а) и условное обозначение (6) трехразрядного последовательного регистра на /)-триггерах. В крайнем слева триггере хранится информация, соответствующая старшему разряду числа, а в крайнем справа——младшему. В отличие от параллельного регистра для
ввода многоразрядной информации в последовательный регистр используется только одий вход D.
Поступление разрядов двоичного числа в регистр чередуется с подачей тактовых импульсов на тактовый вход С. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу последовательного регистра, приведены на рис. 7.7, е.
Пусть в исходном состоянии на входе D действует логическая единица, соответствующая младшему разряду числа. С Поступлением тактового импульса его фронтом переключается триггер "（01 = 1）, а состояния триггеров Т2 и А остаются без изменения （02 = °，2з = °）・ Таким образом происходит запись информации в память триггера 7\, После окончания действия логической единицы на входе состояния триггеров регистра остаются без изменения （информация хранится в первом триггере 7\） до прихода следующего тактового импульса. С приходом второго тактового импульса его фронтом переключаются триггеры 7\ и 丁2（。1 =勺.2 = 1），а состояние триггера Т3 не изменяется @ = 0）. Информация, записанная в триггере 7\, сдвигается вправо и за- пиодвается в триггере Т2, а Гх оказывается подготовленным к приходу следующего разряда двоичного числа. С приходом третьего тактового импульса переключаются триггеры Г2 и Тз（02 = °，2з = 1） и информация младшего разряда считывается на выходе триггера Т3.
Во многих случаях при построении арифметических устройств необходимо осуществить сдвиг информации влево. Последовательные регистры, обладающие способностью осуществлять сдвиг информации в обоих направлениях, называются реверсивными.
Счетчики и распределители импульсов
Счетчиком импульсов называется устройство, осуществляющее счет числа его входных импульсов, реализованных обычно в двоичном коде.
Счетчик характеризуется модулем счета Мсч, т. е. числом входных импульсов, при котором счетчик возвращается в исходное состояние.
Счетчиком, осуществляющим счет с модулем, равным двум, может служить обычный Т-триггер. 8* 227
Уст夕
Рис. 7.8
Очевидно, при объединении Т-триггеров в последовательную цепочку получим схему счетчика с модулем счета МСЧ = 2П, где п ——число Т-триггеров в цепочке. Такие счетчики называются двоичными. Функциональная схема трехразрядного счетчика на Т-триггерах, осуществляющего сложение и счет входных импульсов с коэффициентом пересчета Мсч = = 23 = 8, приведена на рис. 7.8.
Перед началом счета все триггеры должны быть В ИСХОДНОМ СОСТОЯНИИ (01 = 02 = Оз = О)・ Для э^ого в схемах Т-триггеров предусмотрены установочные входы 凡 имеющие общую шину «Установка в О», на которую поступает импульс сброса. Работу счетчика (рис. 7.8) можно проанализировать с помощью таблицы переходов, где т ——номер входного импульса по порядку с начала счета:
m 。30221
О
О
Из таблицы видно, что количеству поступивших на вход счетчика импульсов от 0 до 7 соответствует двоичное число, определяемое состояниями триггеров. Например, при поступлении пятого импульса состояния триггеров (разрядов) 03 = 1, g2 = 0, Q^^ соответствуют двоичному числу 101. Восьмым им； пульсом счетчик обнуляется, и начинается новый счет. Такой счетчик называется суммирующим.
Если в счетчике с приходом первого импульса записывается максимальное двоичное число (в трех” 228 '
разрядном счетчике 01 = 02 = 2з = О)， которое затем уменьшается с приходом каждого нового импульса до нуля (в трехразрядном 21 = 02 = 2з =。)，то такой счетчик называется вычитающим.
Схему трехразрядного вычитающего счетчика также можно реализовать на основе последовательной цепочки трех Т-триггеров, в которой счетный вход каждого последующего триггера подключен не к инверсному (как в схеме рис. 7.8), а к прямому выходу 11редыдущеге триггера при управлении фронтом импульса. Если же триггеры управляются срезом входного импульса (перепадом 1 /0), то при построении суммирующего счетчика вход последующего Т-триггера объединяют с прямым выходом предыдущего, а при построении вычитающего счетчика ——с инверсным.
Таблица состояний вычитающего счетчика (рис. 7.9) имеет вид:
езез222121K 1i 1 о- о- о-K 1i 1 о- о- о-и 1 о- о- 1i 1i Av ^и ии 1 о- о- 1i 1i Av ^и и
ез
ез
2
2
21
21
K 1i 1 о- о- о-
K 1i 1 о- о- о-
и 1 о- о- 1i 1i Av ^и и
и 1 о- о- 1i 1i Av ^и и
Часто используют реверсивные счетчики, которые 1меют два счетных входа 八 +) и Т(_). При посту- шении последовательности импульсов на вход Т(十) .четчик работает как суммирующий, при цодаче тмпульсов на вход Т(_)схема выполняет функции вычитающего счетчика. На рис. 7.9 приведено услов- юе обозначение ИМС четырехразрядного реверсив-
юго счетчика с установочными входами К и S для всех разрядов.
Счетчики с произвольным модулем счета Мсч * 2" — 1 (недво- (чные) реализуются на основе двоичных путем исключения их лзбыточных состояний.
Рис. 7.9Рис. 7.9Например, для создания счетчика с модулем 3 необходимо
Рис. 7.9
Рис. 7.9
"/77 О"/77 ОРис. 7 10Рис. 7 10Рис 7.11Рис 7.11
"/77 О
"/77 О
Рис. 7 10
Рис. 7 10
Рис 7.11
Рис 7.11
использовать схему двухразрядного двоичного счетчика (Мсч = 2? = 4), в которой требуется исключить одно избыточное состояние (Мсч = 2? — 1 = 3), соответствующее двоичному числу 11 (обнуление триггеров должно осуществляться с приходом третьего, а не четвертого импульса). Для этого пр)и построении схемы счетчика на JK-тригтерах следует инверсный выход второго триггера соединить со входом J первого (рис. 7.10).
Среди недвоичных счетчиков широко применяются десятичные счетчики с модулем счета, равным 10. На выходе десятичного счетчика число поступающих на его вход импульсов уменьшается в 10 раз, т. е. представляется в привычном для нас десятичном коде.
На основе счетчиков строятся распределители импульсов, которые последовательно формируют импульс на одном из п выходов устройства с приходом очередного входного импульса.
Функциональная схема шестиканального распределителя приведена на рис. 7.11 и состоит из трехразрядного счетчика и дешифратора. На три информационных входа дешифратора поступают со счетчика разряды двоичного кода с весами 4, 2, 1- Таблица переходов, иллюстрирующая работу шестиканального распределителя, где т •— номер очередного тактового импульса, приведена на с. 231.
Цифро-аналоговыеи аналого-цифровые преобразователи
Первичная информация часто поступает в ЭВ^ в аналоговой форме (например, сигналы датчиков)- Поскольку прием, обработка и выдача информан"*
Оз
0
4
&
色
吊
1
0
0
0
0
1
0
0
0
0
1
0
0
0
0
1
0
0
0
0
0
0
0
0
Состояние разрядов счетчика
Состояние выходов
о о о о о 1
ттв ЭВМ происходят в цифровой форме, то возникла 1 обходимость создания устройств, осуществляющих )еобразование информации из цифровой формы аналоговую,——цифро-аналоговых преобразователей [АП), и наоборот, из аналоговой (температуры, стоты, давления) в цифровую ——аналого-цифровых еобразователей (АЦП).
т
т
Роль ЦАП в принципе может выполнять суммирующий усилитель на ОУ (рис. 7.12, а), напряжение на выходе которого является суммой напряжений, имеющих определенный «вес». Число входов, а следовательно, и составляющих выходного напряжения сумматора определяется количеством разрядов преобразуемого двоичного кода. «Вес» z-ro разряда в выходном напряжении в 2 раза больше, чем вес (/— 1)-го. Для получения составляющих выходного напряжения, отличающихся по «весу» в 2 раза, сопротивления резисторов во входных цепях выбирают следующим образом. Пусть к резистору R (рис. 7.12,а) подключена шина третьего (старшего) разряда. Тогда сопротивление резистора, подключенного к шине второго разряда, выбираем в 2 раза большим,
а резистора, подключенного к шине первого (млад, шего) разряда,— в 4 раза.
При таком выборе сопротивлений резисторов в0 входных цепях сумматора его выходное напряжение как результат действия, например, сигнала логической единицы на всех трех входах Е1 (что соответствует двоичному коду 111) будет равно
Вhх R 卜4 丿
=一亲 R(l・4+l・2 + l・l).(7.1)
Если на входы сумматора подан двоичный сигнал 100 (на входах, соответствующих первому и второму разрядам, логический нуль), то выходное напряжение можно записать как
u山=唸守(1・4 + 0•2 + 0.1).(7.2)
В выражениях (7.1) и (7.2) коэффициент пропорциональности M=E1ROC/4R определяет масштаб преобразования цифрового сигнала, записанного в скобках этих выражений в десятичной форме и равного сумме весовых коэффициентов для данной комбинации двоичного кода. В (7.1) двоичному коду 111 соответствует сумма 1 +2 + 4 = 7 (1112 —710Х а в (7.2) коду 100 — сумма 0 + 0 + 4 = 4 (1002 = 41О). Множители 1 или 0, стоящие перед каждым слагаемым суммы, указывают состояние соответствующего разряда двоичного числа (следует помнить, что старший разряд имеет наибольший весовой коэффициент).
В общем случае для «-разрядного двоичного кода выходное напряжение ЦАП можно записать как
V^M^-^A^^^-V^+A^^A^ (73) где М=—^- 2-(п"1)—масштабный коэффициент； 4, 4，…，Ап — цифры 1 или 0, характеризующие состояние разрядов двоичного кода. Цифра Ап с0' ответствует старшему разряду, а & — младше吗 Условное обозначение четырехразрядного ЦАП ПРЙ" ведено на рис. 7.12, б.
К резисторам ЦАП (рис. 7.12, а) предъявляются жесткие требования по стабильности и точности номинальных сопротивлений, особенно при работе ЦАП в широком температурном диапазоне. При разбросе сопротивлений резисторов изменяются значения весовых коэффициентов в выражении (7.3) и вырастает погрешность преобразования. Для устранения указанного недостатка применяют схему ЦАП, в которой используется матрица, содержащая резисторы только двух номиналов R ^ 2R (рис. 7.13). Если на вход матрицы подать напряжение Е', то в узлах А, Б, В установятся напряжения соответственно Ua=；E\ 17е = ^ £\ Ub = ；E\ т. е. коэффициент передачи между соседними узлами матрицы равен 0,5.
Для подключения элементов матрицы к соответствующим входам ОУ используются ключи, которые управляются двоичным кодом с параллельного ре・ гистра или счетчика. При поступлении, например, с регистра двоичного кода 1111 ключи переключается в положение 7 и подключают цепи резисторов 2R к соответствующим входам ОУ. На выходе Операционного усилителя создается напряжение
=一德(1•8+1•4+1•2 + 1.1).
ри поступлении кода 0000 ключи переключают ложение 2 и подключают цепи резисторов
4 & Qj %
Рис 7.14厂一
к нулевой шине. Напряжение на выходе 11АП равно нулю.\
Следует отметить, что переключение ключей в любое положение не приводит к изменению/тока через резисторы 2& а следовательно, не влияет на уровень узловых напряжений。厶，/, UB.
Резисторные матрицы R — 2R выпускаются промышленностью в микроэлектронном исполнении, например в виде интегральных микросхем серии 301.
Функциональная схема АЦП (рис. 7.14) включает в себя генератор тактовых импульсов, вырабатывающий тактовые импульсы, реверсивный счетчик, считающий число тактовых импульсов, поступающих на его вход С, а также ЦАП и компаратор. На один из входов компаратора поступает аналоговый входной сигнал t4x, который необходимо преобразовать в двоичный код, а на другой вход——сигнал U。 с *выхода ЦАП. При Uax > UQ компаратор вырабатывает положительное напряжение, которое подается на вход со знаком « + » реверсивного счетчика. Счетчик работает в режиме суммирования, когда с приходом очередного тактового импульса увеличивается двоичный код на выходе счетчика, преобразованный с помощью ЦАП в аналоговый сигнал Uа При С7ВХ = Uq срабатывает компаратор, напряжение на его выходе (7ВЬ1ХК при Z7BX < Uo становится отрицательным.*
Поступающий на вход со знаком « + » счетчика сйгнал 1/выхк<0 переводит счетчик в режим вычитания, когда с приходом очередного тактового импульса двоичное число на выходах счетчика, а следовательно, напряжение Uo на выходе ЦАП уменыи笛°；? до тех пор, пока не наступит равенство 2弘
Таким образом, АЦП работает как устойчивая замкнутая система регулирования. При возникновении сигнала рассогласования Л1/м = ] U^ — V^ | ЦАП вырабатывает сигнал, имеющий напряжение UG, -сторону уменьшения рассогласования. Выходной ифровой сигнал АЦП снимается с разрядов ревер- iBHoro счетчика и соответствует значению анало- ^вого сигнала «х. При изменении уровня сигнала вх счетчик в ЦАП отслеживает это изменение так, гобы Ubx=U(), и на выходах счетчика устанавлива- ■ся двоичный код, соответствующий новому значе- НЮ Ubx・
Запоминающие устройства
Запоминающие устройства (ЗУ) предназначены для записи, хранения и считывания (выборки) цифровой информации, ЗУ включает в себя запоминающий массив (накопитель), электронные устройства записи и считывания информации, содержащие дешифраторы адреса и усилители считывания.
Запоминающий массив состоит из запоминающих элементов (ЗЭ), которые могут принимать два устойчивых состояния: логических единицы или нуля.
Запоминающие элементы ЗЭП — ЗЭтп в ЗУ ма
тричного типа располагаются на: пересечении адресных Лр Л2,…，Ат и разрядных Рр Р2,…，Р„ шин (рис. 7.15).В ЗЭ может храниться один разряд двоичного кода, т. е. один бит двоичной информации, а всетричного типа располагаются на: пересечении адресных Лр Л2,…，Ат и разрядных Рр Р2,…，Р„ шин (рис. 7.15).В ЗЭ может храниться один разряд двоичного кода, т. е. один бит двоичной информации, а все77“ 營 doEDd今 п3зи77“ 營 doEDd今 п3зи
тричного типа располагаются на: пересечении адресных Лр Л2,…，Ат и разрядных Рр Р2,…，Р„ шин (рис. 7.15).
В ЗЭ может храниться один разряд двоичного кода, т. е. один бит двоичной информации, а все
тричного типа располагаются на: пересечении адресных Лр Л2,…，Ат и разрядных Рр Р2,…，Р„ шин (рис. 7.15).
В ЗЭ может храниться один разряд двоичного кода, т. е. один бит двоичной информации, а все
77“ 營 doEDd今 п3зи
77“ 營 doEDd今 п3зи
«-разрядное слово ——в п образующих ячейку памяти. Каждая ячейка памяти имеет свою адресную шину. Для записи слова необходимо, ^тобы на одной из адресных шин появился сигнал логической единицы. Этот сигнал характеризует готовность соответствующей ячейки памяти к приему информации с разрядных 山пн. Например, для за- Пнсн в матрицу ЗУ п-
запоминающих элементах,
3〃/СУ о
3% -1 3% -| 儿-|
Рис. 7 15
разрядного слова с разрядных шин в ячейку памяти” состоящую из запоминающих элементов ЗЭИ — ЗЭ1Н, подаются сигналы на шины: адресную /^ и «Запись ——считывание» (ЗП/СЧ), общую для все% запоминающих элементов. ，
При считывании слова, записанного в ячейку памяти^ на шине ЗП/СЧ отсутствует сигнал, разрешающий запись, а на нужную адресную шину поступает сигнал считывания В этом случае запоминающие элемешы ячейки памяти переходят в состояние готовности к приему новой информации, а на выходах разрядных усилителей появляются потенциалы, составляющий двоичное слово, записанное ранее в ячейке памяти.
На вход дешифратора адреса поступает двоичный код номера ячейки памяти, в которую должно быть записано слово. Выходным сигналом дешифра гора』 при этом является сигнал на адресной шине, осушесТ^ вляющей запись информации в заданную ^ейку^ памяти. 弋
Основным параметром ЗУ является информацион-' пая емкость, которая характеризуется ксшичеством бит хранимой информации. 丿 ’
В приведенном на рис. 7.15 ЗУ могут"7храниться m ^-разрядных слова, т. е. его ци^ормационная емкость составляет тп бит. С увеличением количества запоминающих элементов информационная емкость возраст ает. В настоящее время полупроводниковые матричные ЗУ, выполненные по схеме рис. 7.15,. у которых в качестве запоминающих элементов применены триггеры на биполярных или МДП- транзисторах, имеют емкость памяти до 16 384 бит.
При реализации памяти с большей емкостью (до 256 000 бит) используют ЗУ с двухкоординатной выборкой. .
Накопитель двухкоординатного ЗУ сос гоит из нескольких матриц, количество которых определяется числом разрядов записываемого слова. Запоминающие элементы одной матрицы расположены на пересечении адресных шин X строк и У столбцов, имеют одну общую для всех элементов разрядную шину. В ЗЭ одной матрицы записываются одноименные разряды всех слов, а каждое слово — в идентично расположенные запоминающие элементы ЗЭ( всех матриц, Составляющие ячейку памяти. Таким образом, в двухкоординатное четырехматричное ЗУ, ма・
WQ曹 ре
Рис. 7.17Рис. 7.17
Рис. 7.17
Рис. 7.17
трица которого содержит 16 запоминающих элементов (рис. 7.16), можно записать 16 четырехразрядных слов.
Рассмотрим работу матрицы двухкоординатного ЗУ (рис. 7.16) в режимах хранения, записи и считывания информации.
При появлении сигналов логической единицы на
адресных шинах X и L матрицы, выбор которых определяется двоичным кодом на входах дешифратора адреса, запоминающий элемент 3“，связанный с этими шинами, готов к приему информации с разрядной шины К. Запоминающий элемент полупроводникового ЗУ представляет собой триггер на многоэмиттерных биполярных транзисторах (рис. 7.17).
Будем считать, что в ЗЭ записана логическая единица, если транзистор VTr закрыт, а ИТ2 открыт. Если на шинах X и 匕 действует сигнал 0 (режим' хранения информации), то состояние триггера не зависит от потенциала («1» или «О») на разрядных, шинах, подключенных к эмиттерам У и 6. Таким образом, запоминающий элемент (триггер) хранит записанную в нем ранее предыдущую информацию (состояние «1» или «О»), не допуская записи новой информации. При действии на адресных шинах сигнала «1» (режим записи информации) эмиттерные переходы 2, 3, 4, 5 транзисторов закрыты, и триггер управляется сигналами, поступающими с разрядной К и разрешающей запись L шин соответственно, на эмиттеры 6 и 7 транзисторов.
Для записи логической единицы в ЗЭ, находящийся в состоянии «О» (транзистор VTr открыт, а ИГ2 закрыт), на эмиттерный переход 6 транзистора ИГ2 необходимо подать нуль, а на переход 1 транзцсуораг VTr логическую единицу. Тогда транзистор КГ〔 закрывается, a VT2 открывается, т. е. триггер переключается в состояние «1». Запись Зшформации производится с выходов инвертирующих усилителей записи У2 и разрешения записи УР Следовательно, .состоянию «1» запоминающего элемента соответствует единица разряда записываемого слова, поступающая на вход Wr усилителя записи У2, и логический нуль на входе 园 усилителя разрешения записи Уг. Состоянию «О» запоминающего устройства, наоборот, соответствуют логический нуль на входе Wr и логическая единица на входе W^,
В режиме считывания эмиттерные переходы 2, 3, 4 и 5 транзисторов закрыты (на адресных шинах % и 匕 логические единицы), ток открытого транзистора протекает по разрядной шине, йодключенной к эмиттеру 6 на вход усилителя считывания У4, формируя на его выходе А сигнал логической единицы. При этом на выходе Fo усилителя У3 будем иметь логический нуль.
Рассмотренные типы ЗУ применяются в ЭВМ для хранения основной информации, которая изменяется в процессе вычислений, производимых ЭВМ в соответствии с программой, и называются оперативными (ОЗУ). Информация, записанная в них, разрушается при отключении питания.
% 6 p? pf
Рис. 7.18
a-dpD ED0wdN
Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ) предназначены для хранения вспомогательной информации——микропрограмм, констант, подпрограмм,——которая остается неизменной в процессе вычислений и сохраняется при отключении питания. ПЗУ работают* только в режиме считывания и разделяются на программируемые и перепрограммируемые (репро- граммируемые). В программируемые ПЗУ (ППЗУ) информация записывается только один раз —— изготовителем на одной из завершающих технологических операций (масочные ППЗУ) или пользователем.
Перепрограммируемые ПЗУ (РППЗУ) позволяют многократно переписывать заложенную в них информацию, однако этот процесс относительно трудоемок.
Простейшее ППЗУ состоит из диодной матрицы и дешифратора адреса (рис. 7.18). Горизонтальные шины матрицы являются адресными, а вертикальные——разрядными. Диоды, подключенные анодами к соответствующим адресным шинам, а катодами к разрядным, определяют информацию, заложенную в ППЗУ изготовителем. Например, если дешифратор адреса выдает сигнал «1» на шину Л15 то открыва- ются диоды Г£)п VD2 и сигнал «1» проходит на разрядные шины Р19 Рз，формируя двоичный четырехразрядный код 1010.
Вместо диодов в настоящее время используются многоэмиттерные транзисторы.
Программируемое ПЗУ на многоэмиттерных транзисторах приведено на рис. 7.19. Базы многоэмиттерных транзисторов, составляющих матрицу, подключены к соответствующим адресным шинам
4
J
J
J
丿
7
J
J
4 马 々 P?
Рис 7 19
S2-D doEDdanmau
а коллекторы — к источнику питания Е. При заводском изготовлении все эмиттеры транзисторов соединены с разрядными шинами, что означает запись двоичного слова 1111. Необходимая информация записывается пользователем. Для записи нулей выжигают плавкие перемычки, соединяющие эмиттеры с разрядными шинами.
Перепрограммируемые ПЗУ выполняются на основе структуры МДП-транзистора, выполняющего роль запоминающего элемента (рис. 7.20, а). Подложка П отделена от затвора J двойным слоем диэлектрика ——диоксида SiO2 и нитрида Si3N4 кремния. Для записи «1» на затвор подается положительный импульс, при котором электроны из подложки, имеющей «-проводимость, проходят через тонкий слой SiO2 и скапливаются вблизи грацицы раздела двух слоев—верхнего и нижнего, так как в俞ший толстый слой нитрида кремад^л^Лтропускает%лек- троны. Накопленный заряд остается и после снятия импульса записи «1», а пороговое напряжение С701 на стоко-затворной характеристике транзистора уменьшается после подачи импульса на затворе до значения и。？ (рис. 7.20, 6).
Для считывания информации на затвор транзистора подают напряжение Uct9 по абсолютной величине
лежащее между {701 и 17О2. Если записана «1», т транзистор открыт, если «О» — остается закрытым
Микропроцессоры и микроЭВМ
Габариты, стоимость, функциональные возмог ноет и и многие другие параметры ЭВМ 1есн связаны с ее элементной базой.
В 50-х годах были созданы ЭВМ первого поколе ния на электронных лампах, а в 70-х годах появилис ЭВМ четвертого поколения, выполненные на инт< гральных микросхемах с высокой степенью интегрг ции компонентов — большие (БИС) и сверхбольши (СБИС) интегральные микросхемы. 一
Первые БИС создавались в виде специадозироваг ных функциональных схем. От схем, построенных н ИМС с малой и средней степенью интеграции, и отличали высокая надежность (вследствие снижени числа соединений ——главного источника отказов), ме лые габаритные размеры и потребляемая мощност при более высоком уровне интеграции, простот технологии и обслуживания. Однако первые БИ< были рассчитаны на выполнение логических операци традиционными методами «жесткой» логики, пр которой схема реализует только одну заложенную в ней технологией функцию преобразования информ^ ции. Поэтому применение первых БИС, хотя и позвс лило уменьшить массу и габаритные размеры изд< лий, но не привело к новому качественному скачк в их проектировании, изготовлении и использованиг Кроме того, специфичность выполняемых этими БИ< функций (т. е. отсутствие универсальности примени ния, а следовательно, большое разнообразие и колр чество используемых БИС) не позволила наладить и крупносерийное производство, что сдерживало сниже ние цен на эти микросхемы.
Идея создания БИС, функции которой задавалис бы не схемой соединения между узлами * (жестка логика), а реализовались бы программным путе% привела к созданию микропроцессорных БИС и мш роЭВМ с гибкой внутренней структурой, позволь ющей реализовать широкий набор выполняемы операций. Этот набор определяется информацие (программой), записанной в памяти микропроцессор или микроЭВМ.
Функциональные возможности БИС МП и микроЭВМ, определяемые программой, могут варьироваться в широких пределах, придавая им свойство универсальности. МП явился первым универсальным элементом общего назначения микровычислительной
техники, сохраняющим все преимущества технологии создания БИС. Это позволило наладить крупносерийное производство БИС МП и микропроцессорных устройств, что привело к резкому снижению стоимости и сделало их использование в различного рода цифровых системах экономически выгодным.
Микропроцессор представляет собой функционально законченное устройство, построенное на основе БИС или набора БИС и предназначенное для реализации заданной системы команд. По существу, функции, выполняемые микропроцессором, аналогичны функциям центрального процессора обычной ЭВМ, а приставка «микро» указывает лишь на
высокую интеграцию схем процессора и его размеры.
Конструктивно МП предназначены прежде всего для встраивания непосредственно в различного рода аппаратуру, в том числе и радаоэлектронную, где выгодна .замена механических, электромеханических и электронных блоков универсальным устройством, программа которого определяет алгоритм работы всей аппаратуры в целом. Это качественно меняет характеристики аппаратуры, позволяет достигнуть высокого уровня стандартизации инженерных решений, снизить трудоемкость, срок龍 разработок и модернизации аппаратуры.
Микропроцессор, структурная сх^в、которого приведена на рис. 7,21, содержд^^р^ующие^^с呼в- ные узлы (блоки). 丿
Арифметическо-логическое устройство (АЛУ), состоящее, как правило, из двоичйого сум-
Рис. 7.21Рис. 7.21матора со схемами ускоренного переноса, регистров для временного хранения операндов (исходных элементов данных) и регистра -сдвигателя. Это устройство аппаратно вьшолняет арифметические (сложение, вычитание) и логичес-
Рис. 7.21
Рис. 7.21
кие (дизъюнкция, конъюнкция, сложение по модулю два) операции. Сложные операции, предусмотренные по команде (такие, как умножение, деление, вычисление функций), выполняются обычно по микропрограммам и подпрограммам.
Блок внутренних регистров образует внутреннюю память МП и содержит регистры общего назначения (РОН) и специальные регистры. Общее количество регистров в МП колеблется в больших пределах. Основное их назначение — сокращение числа обращений к внешней памяти, что позволяет значительно уменьшить время выполнения одной команды, а следовательно, увеличить производительность микропроцессора.
Регистры общего назначения используются для временного хранения адресов и данных, для передачи управления при ветвлении программы, для хранения промежуточных результатов и' т. п. РОН могут использоваться также для выполнения функций специальных регистров.
В настоящее время существует тенденция увеличения числа РОН в МП, связанная со стремлением максимально использовать внутреннюю сверхоперативную память микропроцессора.
Специальные регистры:
регистр счетчика команд (СК), или программный счетчик (ПС). Предназначается для хранения и модификации (суммированием или вычитанием единицы) адреса команд программы или подпрограммы;
накапливающий регистр (аккумулятор), в котором хранятся результаты арифметических и логических операций, выполняемых АЛУ. Аккумулятор всегда подключен к одному из входов АЛУ для обмена информацией в соответствии с программой. Разрядность аккумулятора равна разрядности информационного слова. Увеличение числа аккумуляторов повышает эффективность выполнения сложных арифметических операций;
регистр команд (РК), предназначенный для хранения и выдачи команды, адрес которой указан СК;
регистр кода состояния (РКС) отражает состояние микропроцессора сразу после выполнения последней команды программы;
регистр стека* (PC) предназначен для хранения информации о состоянии внутренних регистров при прерываниях основной программы и на время выполнения подпрограммы. 一
Устройство управления (УУ) служит ддя преобразования команд, поступающих из внутренних регистров МП, в сигналы управления работой блоков МП (в частности, АЛУ).
МикроЭВМ кроме микропроцессора (или микро-- процессорного набора) содержит блоки оперативной и постоянной памяти (ОЗУ и ПЗУ), устройства ввода и вывода информации (УВВ). Работа микроЭВМ синхронизируется тактовым генератором ТГ, который может входить и в состав микропроцессорного набора. МикроЭВМ имеет свой источник питания, периферийные устройства, комплекс программного обеспечения и может выполняться в виде одного кристалла, а так饮е одной или нескольких печатных плат со смонтированными на них корпусами БИС МП, памяти, схемами управления и др.
Для связи между блоками МП и микроЭВМ используют три внешние шины: данных (ШД), адресов (ША) и управления (ШУ).
МикроЭВМ, как и все ЭВМ, оперирует информацией, представляемой двоичными цифрами ——битами, обрабатывая группы битов, называемые словами. Количество битов, составляющих слово, может быть различным ——4, 8, 12, 16 и 32. Это определяет разрядность МП и микроЭВМ.
Программное обеспечение (ПО) микроЭВМ делится на внутреннее и внешнее и состоит из следующих программ: управляющей, моделирующей, транслирующей, отладочных, редактирующих, контрольных тестов и т. п. Внутреннее ПО, или операционная система, постоянно хранится в памяти машины и содержит систему управления и контроля функционирования микроЭВМ.“
МП и микроЭВМ характеризуются многочисленной группой показателей, из которых наиболее интересными для потребителей являются следующие: разрядность обрабатываемого слова; время выполнения простейших операций; число команд; длина команды; максимальная адресуемая емкость памяти; принцип управления; организация ввода — вывода; число ур°в~ ней напряжения питания; мощность рассеяния и ДР- 244-
Разрядность обрабатываемого .слова непосредственно влияет на быстродействие и точность вычисления. В настоящее время наблюдается тенденция к увеличению разрядности выпускаемых МП и микроЭВМ.
Время выполнения простейших операций в большинстве современных МП составляет от десятых долей до нескольких микросекунд. ,
Число команд является характеристикой функциональной гибкости и эффективности ЭВМ.
Длина команды представляет собой количество битов, необходимых для формирования выполняемой команды. Команды могут быть той же длины, что и обрабатываемые МП информационные слова, или же в несколько (1,5; 2 или 3) раз длиннее. Обычно более короткие команды требуют меньшего времени выполнения. Возможность использования команд различной длины характеризует гибкость организации вычислительного процесса в МП. *
Максимальная адресуемая емкость памяти современных МП составляет несколько десятков Кбайт (1 байт соответствует 8 битам), но в отдельных моделях может достигать величины Мбайт.
Современные МП и микроЭВМ строятся по двум структурно-технологическим принципам управления выполнением операций: однокристальные с фиксированной системой команд (схемное, или аппаратное управление), многокристальные специализированные МП с микропрограммным управлением и с изменяемой разрядностью слова (гибкая логика управления). Главное отличие между этими двумя способами управления состоит в том, что при первом способе программист (пользователь) имеет возможность самостоятельно и легко изменить содержание программы работы МП, а при втором — изменение связано с созданием нового кристалла МП. Возможность микропрограммирования значительно упрощает программное обеспечение и быстродействие МП. Однако составление и отладка микропрограмм для многих прикладных задач оказываются чрезвычайно трудоемкими, так как математическое обеспечение микроЭВМ все еще недостаточно развито для широкого применения микропрограммирования.
Число уровней напряжения питания характеризует простоту и удобство эксплуатации МП в составе
Серия
Тип
Число Кристал- лов
Разряд- мсть, бят
Технология
Число ВЫВОДОВ корпуса
Число команд
Время выполнения команды, мкс
Число
РОН
Напряжение питания, В
Потребляемая мощность, мВт
К580
К580И^С80
1⑹
g
л-МОП
48
'79
2,0
5
±5, +12
300—750
К582
К582ЙК1
1
4*/:
И2Л
48
459
1,5
8
1,2
200
К584
К58«1К1
1
4M
И2Л
48
459
2,0
g
1,2
140
К536
К5зМк1
7
8M
48
149
10,0
27
К581
К581ИК1
3
16
1,6 一
± 5, +12
900'
К587
К587ИКГ)
4
'4K
КМОП
42
168
2,0
,8
9
5
К588
К588НК”
4
16л
КМОП
42
2,0
16
5
5
К589
К589ИК02
7
2汽
ттлш
16,24;
41
0」
10
5
750
28,40
(228 микро-
команд)
кратно указанной разрядности.
л — означает возможность наращивания
различной аппаратуры и систем. Предпочтительным являются МП? способные работать с одним уровне напряжения питания. Однако сложность схемнь решений, применяемых для расширения функционал ных возможностей, приводит к тому, что для ря; моделей МП используются два или три источни: питания с разными уровнями напряжения.
Потребляемая мощность является параметрот зависящим от технологии производства МП БИ< степени интеграции элементов на кристалле и i размещения. Этот параметр влияет на надежное МП и составляет в среднем 1,5 Вт. Минимальн; мощность рассеяния у МП, выполняемых по о носительно дорогой комплементарной металлооки но-полупроводниковой (КМОП) технологии, не пр вышает 50 мВт.
Основные характеристики отечественных наборе микропроцессорных БИС приведены в таблице (ci с. 246).
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Развитие техники на современном этапе характеризуется переходом к комплексной автоматизации производственных процессов на основе последних достижений электронной техники. К электронным устройствам предъявляются высокие требования, так как современная электронная аппаратура должна обеспечивать надежность работы сложнейших промышленных систем автоматического управления и контроля.
Решение этой задачи в настоящее время осуществляется путем развития новых принципов проектирования и промышленного изготовления электронной аппаратуры, разработки новой элементной базы, основанной на принципах микроэлектроники.
Умение выбора, расчета и проектирования специализированных электронных узлов системы ——основная функция современного специалиста, работающего в области электронной техники.
Материал книги познакомил читателя с принципами действия, характеристиками и параметрами основных компонентов, схем и узлов, составляющих современную элементную базу электроники.
Авторы полагают, что навыки, полученные при работе учащегося с книгой, позволят ему перейти к более глубокому изучению проблем и задач электронной техники.
Система обозначений интегральных микросхем
Для микросхем, разработанных после июля 1974 г., в соответствии с ГОСТ 18682—73 введена система обозначений интегральных микросхем, в которой:
первый элемент ——цифра, объединяющая группу микросхем по конструктивно-технологическому признаку: 1; 5; 7 — полупроводниковые; 2, 4, 6, 8 — гибридные; 3 — прочие (пленочные керамические и т. д.);
второй элемент ——две цифры, обозначающие номер разработки данной серии микросхем (в старой системе ——это третий элем€Н1 обозначения);
третий элемент——две буквы, определяющие функциональное назначение микросхемы;
четвертый элемент——порядковый номер разработки микросхем одного вида в данной серии микросхем.
Классификация элементов условных обозначений микросхем по их функциональному назначению
Функциональное назначение микросхемы
Обозначение
Функциональное назначение микросхемы
Обозначение
Генераторы сигналов:
индикации
УМ
синусоидальных
ГС
операционные 曰 диф-
УД
специальной формы
ГФ
ференциальные
прямоугольных
гг
прочие
УП
линейно изменяющихся
гл
Преобразователи:
шума
гм
частоты
ПС
прочие
ГП
фазы
ПФ
низкой частоты
УН
формы
—
считывания и воспро-
УЛ
напряжения
пн
изведения
кодирующие
—
Функциональное назначение микросхемы
Обозначение
Функциональное назначение микросхемы
Обозначение
декодирующие
временные
СВ
длительности
пд
частотные
сс
мощности
пм
фазовые
СФ
уровня (согласова-
ПУ
прочие
СП
тели)
Формирователи:
код ——аналог
ПА
импульсов прямо-
АГ
аналог ——код
ПВ
угольной формы
код — код
ПР
импульсов специаль-
АФ
прочие
пп
ной формы
Модуляторы:
адресных токов
АА
амплитудные
МА
разрядных токов
АР
частотные
мс
прочие
АП
фазовые
МФ
Элементы запоминаю-
импульсные
ми
щих устройств:
прочие
МП
на магнитных пленках
—
НЕ
лн
матрицы-накопители
РМ
'И —ИЛИ
лс
оперативных запоми-
И —НЕ
ЛА
нающих устройств
ИЛИ —НЕ
ЛЕ
(ОЗУ)
И —ИЛИ —НЕ
ЛР
Усилители:
И —ИЛИ —НЕ/
ЛК
синусоидальные
—
И —ИЛИ
постоянного тока
УТ
ИЛИ —НЕ/ИЛИ
лм
видеоусилители
—
Расширители
лд
импульсные
УИ
Прочие
лп
повторители
УЕ
Триггеры:
высокой частоты
УВ
Шмитта
тл
промежуточной час-
УР
динамические
ТД
ТОТЫ
Лтриггср
тт
Детекторы：
RS-триггер
ТР
амплитудные
ДА
Р-триггер
ТМ
частотные
ДС
JK-тригтер,
ч
фазовые
Дф
комбинированные'
^1мдульсные
ди
(типов DT, RST и
丿 прочие
дп
ДР-)
Фильтры:
прочие
тп
верхйцх частот
ФВ
Схемы селекции и срав-
нижних частот
ФН
нения:
полосрвые
ФЕ
^мплитудные (уровня 、сигнала)
СА
заградительные
—
режекторные
ФР
Функциональное
Обозна-
Функциональное
Обозна-
назначение микросхемы
чение
назначение микросхемы
чение
прочие
ФП
Элементы арифметиче-
Схемы вторичных источ-
ских и дискретных уст-
ников питания
ройств:
выпрямители
ЕВ
регистры
ИР
преобразователи
ЕМ
сумматоры
ИМ
стабилизаторы нахузя-
ЕН
полусумматоры
ил
жения
счетчики
ИЕ
стабилизаторы тока
ЕТ
дешифраторы
ид
прочие
ЕП
комбинированные
ИК
Коммутаторы и ключи:
прочие
ип
тока
КТ
Многофункциональные
напряжения
КН
схемы:
прочие
КП
аналоговые
ХА
Логические элементы
цифровые (логические)
хл
И
ли
комбинированные
хк
ИЛИ
лл
прочие
хп
Наборы элементов:
матрицы-накопители
РУ
диодов
НД
ОЗУ со схемами
транзисторов
нт
управления
резисторов
HP，
матрицы-накопители
РВ
конденсаторов
НЕ
постоянных заломи-
комбинированные
НК
нающих устройств
прочие
нп
(ПЗУ)
-
Линии задержки:
матрицы-накопители
РЕ
схемные
——
ПЗУ со схемами
пассивные
БМ
управления
активные
ЕР
прочие
РП
прочие
БП
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
Гальперин М. В. Практическая схемотехника в промышленной автоматике.— М.: Энергоатомиздат, 1987,
Титце У,, Шеек К. Полупроводниковая схемотехника.— М,. Мир, 1982.
Степаненко И. Z7 Основы микроэлектроники.——М.: Советское радио, 1980.
/2口戈〃"月"Т. М. Интегральные микросхемы.— М.: Эиерго- атомиздат, 1983.
Горбачев Г. //., Чаплыгин £. £. Промышленная электроника.—М.: Эиергоатомиздат, 1988.
Гольденберг Л, М. Импульсные устройства.——М.: Радио и связь, 1981.
Браммер Ю. А., Пащук И. Н. Импульсная техника.— М.: Высшая школа, 1985.
Интегральные микросхемы. Справочник / Под рсд. Тар* брина 及 А- М.: Радио и связь, 1984.
Предисловие 3
Введение 5
Глава I. Электронные цепи и сигналы 7
Пассивныеэлементы 7
Виды сигналов 9
Пассивныефильтры 11
Вторичные источники электропитания 17
Глава 2. Элементы электронных устройств 23
Электровакуумные и газоразрядныеприборы24
Полупроводники 25
Электронно-дырочный переход (^-л-перехдд) 31
Полупроводниковые диоды 38
Биполярные транзисторы 45
Тиристоры 54
Полевые транзисторы 55
Элементы интегральных схем 63
Г лава 3. Усилители 70
Основные параметры и характеристики 71
Усилителина биполярных транзисторах 76
Усилителина полевыхтранзисторах 88
Усилителис обратнойсвязью 93
Усилителимощности 109
Усилителипостоянноготока 118
Дифференциальные усилители 120
Операционные усилители 127
Глава 4. Частотно-избирательные устройства 137
.1.Резонансные усилители 137
4.2.Активные фильтры 141
4.3.Генераторы синусоидальных колебаний 146
4.4.Генераторы LC-типа (£С-генераторы) 148
4.5.Кварцевые генераторы 151
4.6.Генераторы RC-типа (2?С-генераторы) 153
Глава 5 Переключающие и логические схемы155
5 1 Ключи на биполярных транзисторах156
52 Ключи на полевых транзисторах165
Логические интегральные микросхемы170
Глава 6 Импульсные устройства188
6 1Триггеры188
Триггеры Шмитта198
Генераторы прямоугольныхимпульсов200
Генераторы линейно изменяющегося напряжения и тока207
Ограничители амплитуды импульсов217
Глава 7 Цифровые устройства222
7 1Комбинационные цифровыеустройства ,222
Регистры225
Счетчики и распределители импульсов ..227
7 4 Цифро-аналоговые и аналоге цифровые преобразователи/230
Запоминающие устройства/235
Микропроцессоры и микроЭВМ241
ЗаключениеI248
Приложение、249
Список литературы)252
Учебное издание
Игумнов Дмитрий Васильевич,Королев Геннадий Васильевич,
[Громов ИгоВ^Стеиановнч |
ОСНОВЫ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Зав редакцией В И Трефилов Редактор И А Исаева Мл редактор С А Пацева Художник Ю Д Федичкин Художественный редактор Т М Скворцова Технический редактор Г А Фетисова Корректор Р К Косинова
ИБ № 9097
Изд № ЗР — 539 Сдано в набор 03 07 90 Поди в печать 03 12 90 Формат 84 х 108 732. Бум газетная Гарнитура Таймс Печать высокая Объем 13,44 усл печ л 13,6 5 усл кр -отт 12,9 2 уч -изд л Тираж 110 000 экз
Зак № 957 Цена 1 р 50 к
Издательство «Высшая школа», 101430, Москва, ГСП-4, Неглинная ул, д 29/14
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени МПО «Первая Образцовая типография» Государственного комитета СССР по печати 113054, Моск ва, Валовая, 28
Игумнов Д. В” Королев「Afi1vГромов И. С.
И 28 Основы микроэлектроники: Учеб, для техникумов по спец. «Производство изделий электр. техники».— М.: Высш, шк,, 1991.— 254 с.: ил.
ISBN 5-06-00203 6-3_
В книге приведены основные сведения о методах преобразования электрических сигналов, изложены физические основы работы элементов электроники. Рассматриваются принципы построения и при- мепегшя основных типов аналоговых и цифровых устройств на современной элементной базе.
EEK 32.859 6Ф0.3EEK 32.859 6Ф0.3и 2202070500 (4308000000)—108 出 ％
EEK 32.859 6Ф0.3
EEK 32.859 6Ф0.3
001(01)—91—
sys 工 od£M 山Lfoodxnn 一qmo 工00sys 工 od£M 山Lfoodxnn 一qmo 工00
sys 工 od£M 山Lfoodxnn 一qmo 工00
sys 工 od£M 山Lfoodxnn 一qmo 工00
Д. В. Игумнов, Г. В. Королев,И. С. Г ромов
ОСНОВЫ
МИКРО-ЭЛЕКТРОНИКИ
ДопущеноМинистерством электронной промышленности СССРв качестве учебника для учащихсясредних специальных учебных заведенийпо специальности «Производство изделийэлектронной техники»
МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1991
ББК 32.859
И28
УДК 621.38
Рецензенты: канд, техн наук, доц. Ю. А. Кузнецов (зам. директора НИИ «Пульсар»); В. Б. Журавлев (преподаватель Московского техникума электронных приборов)
000000)-108
ISBN 5-06-00203 6-3ISBN 5-06-00203 6-3153-91
ISBN 5-06-00203 6-3
ISBN 5-06-00203 6-3
© Д. В. Игумнов, Г. В. Королев, И. С. Г ромов, 1991