От автора

Книга «Усилительные устройства» написана в соответствии с программой одноименного курса, читаемого автором в течение ряда лет в Ленинградском кинотехникуме.

В книге рассматриваются схемы каскадов усиления напряжения и мощности, обратная связь, коррекция частотной характеристики, входные цепи, а также основные схемы полупроводниковых усилителей и их свойства.

Главное внимание уделено физическим процессам, анализу достоинств и недостатков различных схем и их сравнению, выбору величин элементов схемы; изложены основы расчета оконечною, предоконечного и реостатного каскадов.

Глава VIII написана доц. В. В. Муромцевым.

Замечания по книге просьба направлять по адресу: Москва, И-51, Цветной бульвар, 25, издательство «Искусство», редакция литературы по фотографии и кинотехнике.

Глава I

УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

Назначение усилителен низкой частоты

Усилителем низкой частоты называют устройство, предназначенное для усиления электрических колебаний звуковой частоты.

Известно, что человеческое ухо воспринимает как звук колебания частиц воздуха, происходящие с частотой рт 16 до 20 000 гц (при определенной их интенсивности). Эта область частот носит название звуковых; любые колебания, не только звуковые, но и световые, электрические, механические, происходящие с частотой, лежащей в этой полосе, называют колебаниями звуковой частоты. В отличие от высоких частот в сотни килогерц и мегагерц, применяющихся в радиотехнике, звуковые частоты принято называть низкими.

Усилители низкой частоты получили широкое распространение в аппаратуре для записи и воспроизведения звука в звуковом кино, в радиовещании, в телевидении, в телефонии и т. п.

Необходимость применения усилителей вызвана тем' что непосредственно усилить звук или передать его на большое расстояние невозможно. Задача может быть решена превращением звуковых колебаний в электрические, усилением этих электрических колебаний усилителем низкой частоты, а затем обратным преобразованием их в звуковые, но значительно более мощные колебания.

Остановимся несколько подробнее на значении усилителя при воспроизведении звука в кинотеатре. Место усилителя в общем тракте звуковоспроизведения показано на рис. 1, где даны две схемы, соответствующие воспроизведению фотографической ^ и магнитной (б) фонограмм.

При воспроизведении фотографической записи звука световой поток читающей лампы проходит через фонограмму, в результате чего он модулируется, т. е. его величина пульсирует с частотой записанного звука. Пульсирующий световой поток падает на фото-

Рис. 1. Схемы воспроизведения звука с фотографической (а) и магнитной (б) фонограмм

элемент, преобразующий световые колебания в электрические той же частоты.

Однако мощность этих колебаний ничтожно мала (тысячные доли микроватта), в то время как для создания достаточной громкости звука в зрительном зале мощность электрических колебаний, подводимых к громкоговорителю, должна составлять единицы, десятки и даже сотни ватт. Требуемое усиление слабых электрических колебаний, создаваемых фотоэлементом, и осуществляется усилителем низкой частоты.

В системе воспроизведения магнитной фонограммы электрические колебания звуковой частоты получаются не от фотоэлемента, а от специальной магнитной звуковоспроизводящей головки. Намагниченная в соответствии с записанным звуком лента проходит мимо зазора в магнитопроводе головки; при этом в обмотке головки индуктируется э. д. с. звуковой частоты, которая подается на вход усилителя.

Классификация усилителей

Усилители разнообразны как по назначению, так и по принципу действия усилительного элемента. Классификация может быть произведена по нескольким признакам. Основной является

классификация по диапазону частот колебаний, которые должен усиливать, или, как говорят, пропускать, усилитель в зависимости от его назначения. По этому признаку различают усилители низкой частоты, усилители высокой частоты, широкополосные усилители иклассификация по диапазону частот колебаний, которые должен усиливать, или, как говорят, пропускать, усилитель в зависимости от его назначения. По этому признаку различают усилители низкой частоты, усилители высокой частоты, широкополосные усилители и-1 Hili IIIlilllil1111—1——Ц-—/1гц)О to to2 to3 Ю4 to5 to6 to7a-1 Hili IIIlilllil1111—1——Ц-—/1гц)О to to2 to3 Ю4 to5 to6 to7aП нI I I I I - —1—f)0 10 W2 io3 104 IO5 10s IO76П нI I I I I - —1—f)0 10 W2 io3 104 IO5 10s IO76усилители постоянного тока.Усилители низкой частоты предназначены для усиления колебаний звуковой частоты, однако обычно они проектируются не на всю область звуковых частот от 16 до 20 000 г^, а на более узкий диапазон (от 40-?Ю0 до 6000—12 000 з^),усилители постоянного тока.Усилители низкой частоты предназначены для усиления колебаний звуковой частоты, однако обычно они проектируются не на всю область звуковых частот от 16 до 20 000 г^, а на более узкий диапазон (от 40-?Ю0 до 6000—12 000 з^),ввШ11ш1111|1Ш1Ш1 . I —!_.—I .А—/^ о to to2 io3 ю7* ю5 го6 to7Ш11ш1111|1Ш1Ш1 . I —!_.—I .А—/^ о to to2 io3 ю7* ю5 го6 to7что значительно упрощает и удешевляет устройство, не снижая заметно качества воспроизведения звука. Характерной особенностью является то, чточто значительно упрощает и удешевляет устройство, не снижая заметно качества воспроизведения звука. Характерной особенностью является то, чтоР и с. 2. Диапазоны частот усилите-лей низкой частоты (я), высокойчастоты (^), широкополосных усили-телен (в) и усилителей постоянноготока (г)Р и с. 2. Диапазоны частот усилите-лей низкой частоты (я), высокойчастоты (^), широкополосных усили-телен (в) и усилителей постоянноготока (г)отношение верхней усиливаемой частоты /в к нижней /н у усилителей данного типа велико и составляет десятки или сотни единиц и более.отношение верхней усиливаемой частоты /в к нижней /н у усилителей данного типа велико и составляет десятки или сотни единиц и более.

классификация по диапазону частот колебаний, которые должен усиливать, или, как говорят, пропускать, усилитель в зависимости от его назначения. По этому признаку различают усилители низкой частоты, усилители высокой частоты, широкополосные усилители и

классификация по диапазону частот колебаний, которые должен усиливать, или, как говорят, пропускать, усилитель в зависимости от его назначения. По этому признаку различают усилители низкой частоты, усилители высокой частоты, широкополосные усилители и

-1 Hili IIIlilllil1111—1——Ц-—/1гц)

О to to2 to3 Ю4 to5 to6 to7a

-1 Hili IIIlilllil1111—1——Ц-—/1гц)

О to to2 to3 Ю4 to5 to6 to7a

П н

I I I I I - —1—f)

0 10 W2 io3 104 IO5 10s IO7

6

П н

I I I I I - —1—f)

0 10 W2 io3 104 IO5 10s IO7

6

усилители постоянного тока.

Усилители низкой частоты предназначены для усиления колебаний звуковой частоты, однако обычно они проектируются не на всю область звуковых частот от 16 до 20 000 г^, а на более узкий диапазон (от 40-?Ю0 до 6000—12 000 з^),

усилители постоянного тока.

Усилители низкой частоты предназначены для усиления колебаний звуковой частоты, однако обычно они проектируются не на всю область звуковых частот от 16 до 20 000 г^, а на более узкий диапазон (от 40-?Ю0 до 6000—12 000 з^),

в

в

Ш11ш1111|1Ш1Ш1 . I —!_.—I .А—/^ о to to2 io3 ю7* ю5 го6 to7

Ш11ш1111|1Ш1Ш1 . I —!_.—I .А—/^ о to to2 io3 ю7* ю5 го6 to7

что значительно упрощает и удешевляет устройство, не снижая заметно качества воспроизведения звука. Характерной особенностью является то, что

что значительно упрощает и удешевляет устройство, не снижая заметно качества воспроизведения звука. Характерной особенностью является то, что

Р и с. 2. Диапазоны частот усилите-лей низкой частоты (я), высокойчастоты (^), широкополосных усили-телен (в) и усилителей постоянноготока (г)

Р и с. 2. Диапазоны частот усилите-лей низкой частоты (я), высокойчастоты (^), широкополосных усили-телен (в) и усилителей постоянноготока (г)

отношение верхней усиливае

мой частоты /в к нижней /н у усилителей данного типа велико и составляет десятки или сотни единиц и более.

отношение верхней усиливае

мой частоты /в к нижней /н у усилителей данного типа велико и составляет десятки или сотни единиц и более.

Усилители высокой частоты применяются в передающих и приемных устройствах радиовещания и телевидения, где высокая частота используется в качестве так называемой несущей частоты, с помощью которой различные сигналы передаются на боль

шие расстояния.

Усилители высокой частоты должны пропускать сравнительно узкую полосу радиочастот, составляющих сотни килогерц и выше (например, от 300 до 330 кгц\ Для этих усилителей характерна небольшая величина отношения верхней частоты к нижней (порядка 1,1) при полосе пропускания в 20—30 кг^.

Широкополосные усилители работают в широкой полосе частот (от нескольких герц до нескольких мегагерц) и применяются в телевизионной аппаратуре.

Усилители постоянного тока (или напряжения) отличаются тем, что могут усиливать изменения электрических величин, происходящие с малой частотой, и имеют диапазон частот от /н=0 до /в, составляющей несколько килогерц и выше. Эти усилители применяются в измерительной аппаратуре, автоматических устройствах, счетных машинах и пр.

Классификация усилителей по диапазону частот иллюстрируется рис. 2.

По принципу действия различают следующие тапы усилителей:

электронные, или ламповые, принцип действия которых основан на усилительных свойствах электронных ламп с управляющей сеткой — триодов, тетродов, пентодов;

полупроводниковые, основанные на применении полупроводниковых триодов — германиевых, кремниевых;

магнитные, в которых используются усилительные свойства дросселя, подмагничиваемого постоянным током (дросселя насыщения).

Помимо этого существуют диэлектрические, электромашинные и другие типы усилителей.

В настоящей книге рассматриваются главным образом усилители низкой частоты с электронными лампами, применяемые в современной аппаратуре звукового кино, а также даются некоторые представления о свойствах и схемах полупроводниковых усилителей, получающих все большее распространение.

По назначению различают усилители напряжения, усилители мощности и усилители тока в зависимости от того, какая из этих величин на выходе (на нагрузке) должна быть значительно больше, чем на входе.

Кроме того, усилители отличаются друг от друга построением принципиальной схемы и режимом работы.

§ 3. Принцип усиления и скелетная схема усилителя

Под усилением понимают увеличение напряжения, тока или мощности электрических колебаний.

При усилении напряжения или тока (в отличие от увеличения их с помощью трансформатора) мощность подводимых к усилителю колебаний также увеличивается; однако в этих случаях устройства, включаемые на выход усилителя, потребляют от него ничтожно малую мощность и поэтому усиление мощности не является конечной целью.

Когда же усилитель должен развивать на выходе определенную мощность, то величиной выходного напряжения обычно не интересуются и оно может быть даже меньше входного напряжения, если невелико сопротивление нагрузки.

Принцип усиления основан на применении управляемого активного или реактивного сопротивления (электронной лампы, полупроводникового триода, дросселя насыщения), которое включается в цепь источника тока последовательно с полезной нагрузкой. Основное свойство управляемого сопротивления состоит в том, что при действии в цепи управления слабого электрического сигнала соответственно изменяется величина его сопротивления и ток в более мощной цепи, содержащей нагрузку. Колебания малой мощности, подлежащие усилению, подводятся к управляющей цепи, а в цепи нагрузки получаются значительно более мощные колебания.

В^одВ^одСетСетCwt Вь CLodCwt Вь CLodввР и с. 3. Каскад усиления (а, б) и скелетная схема усилителя (в)Р и с. 3. Каскад усиления (а, б) и скелетная схема усилителя (в)

В^од

В^од

Сет

Сет

Cwt Вь CLod

Cwt Вь CLod

в

в

Р и с. 3. Каскад усиления (а, б) и скелетная схема усилителя (в)

Р и с. 3. Каскад усиления (а, б) и скелетная схема усилителя (в)

Таким образом, управляемое сопротивление является усилительным элементом.

Сочетание усилительного элемента с необходимыми для его работы элементами схемы представляет собой одну ступень усиления, называемую каскадом.

Например, в ламповом усилителе каскад построен на электронной лампе, в анодную цепь которой включено сопротивление анодной нагрузки п источник анодного питания, а усиливаемые колебания подводятся к управляющей сетке (рис. 3, а).

Каскад представляет собой четырехполюсник, т. е. устройство, имеющее два входных и два выходных зажима (рис. 3,6). Мощность на выходе каскада больше мощности сигнала на входе.

Увеличение мощности колебаний происходит за счет потребления каскадом энергии источников питания. Таким образом, усилитель является преобразователем энергии постоянного тока в энергию колебаний различной частоты (например, звуковой — для усилителей низкой частоты).

Если усиление, создаваемое одним каскадом, недостаточно, то каскады соединяются последовательно, так что колебания, усиленные первым каскадом, поступают на вход второго, со второго — на третий и т. д. При этом усилитель может быть одно-, двух-, трех- и многокаскадным.

Скелетная схема многокаскадного усилителя приведена на рис. 3, в. Элементы, служащие для связи данного каскада с последующим или с внешней нагрузкой, входят в схему данного каскада.

Назначение каскадов усилителя различно. Последний каскад, называемый оконечным, как правило, является усилителем мощности. К его выходу подключается полезная нагрузка (громко^

говоритель, телефон, осциллограф, последующий усилитель и т. п.).

Оконечный каскад может развивать требуемую мощность только при подведении к его входу определенного по величине напряжения, называемого напряжением возбуждения, или «раскачки».

Это напряжение создается предоконечным (предмощным) каскадом, который отличается специфическими особенностями в зависимости от схемы и режима мощного каскада/Гак, в некоторых случаях предоконечный каскад является не усилителем напряжения, а усилителем мощности.

Первые каскады являются каскадами предварительного усиления напряжения. посредством которых напряжение, развиваемое источником сигнала, усиливается до такого значения, которое требуется подать на вход предоконечного каскада.

Источник усиливаемых колебаний (фотоэлемент, фотоэлектронный умножитель, микрофон, звукосниматель, звуковоспроизводящая магнитная головка, предыдущий усилитель и пр.) подключается к сетке первой лампы с помощью ряда элементов, составляющих входную цепь.

Входная цепь имеет свои особенности в зависимости от типа и свойств источника сигнала и играет большую роль в работе усилителя.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Усилителем называется устройство, предназначенное для усиления электрических сигналов.

Принцип усиления основан на применении управляемого сопротивления, являющегося усилительным элементом.

Усиление сигналов происходит за счет энергии источников питания. Усилитель является преобразователем энергии постоянного тока в энергию полезного сигнала.

Усилители классифицируются по принципу действия усилительного элемента (ламповые, полупроводниковые, магнитные), полосе усиливаемых частот (усилители низкой частоты, высокой частоты, широкополосные и постоянного тока), назначению (усилители мощности, усилители напряжения, усилители тока) и схеме (усилители на сопротивлениях, трансформаторные, дроссельные).

Назначение усилителя при воспроизведении звука в кинематографии состоит в усилении слабых сигналов звуковой частоты, развиваемых фотоэлементом или магнитной головкой и поступающих после усиления на громкоговоритель.

Одна ступень усиления, содержащая усилительный элемент и необходимые для его работы элементы схемы, называется усилительным каскадом. Для увеличения усиления включаются несколько каскадов последовательно.

Последний каскад, отдающий полезную мощность в нагрузку, является усилителем мощности; остальные каскады служат для увеличения напряжения сигнала до значения, необходимого для возбуждения оконечного каскада, и являются усилителями напряжения.

Глава II

ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ

УСИЛИТЕЛЯ

§ 1. Коэффициент усиления

Технические свойства усилителя характеризуются рядом электроакустических данных, которые принято называть эксплуатационными и качественными показателями работы.

К эксплуатационным показателям относятся: 1) коэффициент усиления, 2) мощность на выходе, 3) номинальное входное напряжение (чувствительность), 4) коэффициент полезного действия.

Качество работы усилителя характеризуют следующие показатели: 1) диапазон частот, 2) динамический диапазон громкости и уровень помех, 3) искажения, вносимые усилителем, 4) стабильность работы.

Кроме этого, всякое усилительное устройство характеризуется механической и электрической прочностью деталей, особенностями конструкции, простотой обслуживания и ремонта, весом и размерами.

Коэффициентом усиления по напряжению (току или мощности) называется величина, показывающая, во сколько раз переменное напряжение (ток или мощность) на выходе усилителя больше, чем на входе.

Эта величина имеет наибольшее значение для усилителей на- пряжения, поэтому в последующем изложении речь идет о коэффициенте усиления по напряжению.

Коэффициент усиления определяется как отношение выходного напряжения к входному:

^ЕЫК ^ВХ^ЕЫК ^ВХ(1)(1)

^ЕЫК ^ВХ

^ЕЫК ^ВХ

(1)

(1)

Если усилитель состоит из нескольких каскадов, то общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов уси-

ления отдельных каскадов:ч

K=KvKvKv..Kn.(2)

Так, для усилителя, скелетная схема которого приведена на рис. 3, коэффициент усиления первого каскада К^^у, второго —

U.{7ВЧХ U, '

и т. д., а для всего усилителя К = -^^=-^.

v 2^ВХ U ^

Легко проверить, что К -К -К.-К.=^ •= К,

^ 1^2^3^4

т. е. справедливость формулы (2) доказана.

Для оценки величины коэффициента усиления удобно пользоваться логарифмическими единицами: децибелами (36) и неперами (нега).

Более распространенной единицей измерения является децибел. Чтобы выразить усиление в децибелах, следует коэффициент усиления по напряжению определять как двадцать десятичных логарифмов отношения напряжений на выходе и входе:

^6=201g^, или Kd6=201gK.(3)

Усиление в неперах выражается через натуральный логарифм отношения выходного напряжения к входному; 1 нега = 8,736.

Применение логарифмических единиц усиления обусловлено физиологическими особенностями человеческого уха. Как показали исследования Вебера и Лазарева, ухо человека воспринимает изменение громкости звука пропорционально логарифму изменения звуковой энергии (звукового давления). Это значит, что изменения звукового давления в одно и то же число раз воспринимаются как равные приращения громкости. Например, если звуковое давление увеличивается в 10 раз сначала от 0,2 до 2 бар, затем от 2 до 20 бар, то хотя в первом случае абсолютное приращение его составляет 1,8 бар, а во втором — 18 бар, увеличение громкости в обоих случаях кажется одинаковым.

Если же использовать логарифмические единицы, то увеличение сигнала на одинаковое число децибел соответственно воспринимается как одинаковое увеличение громкости.

Увеличение напряжения на 1 96 соответствует увеличению его в 1,12 раза, т. е. на 12%. Действительно, если 7Г0б=1,т. е. 201g7£= =1, то lg^= ~ и ^=1,12.

Для определения общего коэффициента усиления всего усилителя коэффициенты усиления отдельных каскадов, выраженные в децибелах, суммируются алгебраически:

Ka6=201gЯ=201g(^,.К,-К,.. Лп^

=201g^1-(-201g^2+201g^3 + -. ,+201g^ =

~^1<?б+^2дб + ^здб + • • • +^ПЭ6-(^)

Пример. Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления первого каскада К, = 100, второго каскада Кг = 2 и третьего — Ks = 20. Найдем общий коэффициент усиления в относительных единицах и в децибелах:

К = кгкг.к5 = 100-2.20 = 4000.

Кдб = 20 lgKt + 20 lgtf2 + 20 lg^3 = 20 1g 100 + 201g2 +

+ 20 1g 20 = 40 + 6 + 26 = 72 дб.

Проверяем правильность решения:

Кдб = 20 1g К = 20 lg 4000 = 20-3,6 = 72 Эб.

Коэффициент усиления по мощности также может быть выражеп в децибелах:

^=Ю1§^

(следует помнить, что для перехода к децибелам при логарифме отношения мощностей ставится множитель 10, а при логарифме отношения напряжений — 20, так как мощность пропорциональна квадрату напряжения).

Частотные искажения. Диапазон частот

Простой звук представляет собой гармоническое колебание определенной частоты, (определенного тона). Графически его можно представить синусоидальной кривой. Чем больше амплитуда колебаний, тем больше громкость звука. Сложные звуки состоят из ряда гармонических колебаний, различных по частоте и амплитуде, и, следовательно, могут быть представлены как сумма синусоидальных кривых, т. е. в конечном итоге, как периодические несинусоидальные кривые. От формы кривой зависят специфические особенности звука.

Для того чтобы звук, воспроизводимый данной установкой, приближался по качеству звучания к естественному звуку источника (человеческому голосу, оркестру), устройство не должно изменять формы кривой передаваемого сигнала. Всякое изменение формы кривой колебаний является искажением звука.

Если форма кривой на выходе усилителя повторяет форму кривой на входе (кривые подобны), то усилитель не вносит искажений; однако в реальных условиях всякий усилитель в какой-то степени искажает усиливаемые колебания.

Различают следующие виды искажений: а) частотные, б) фазовые, в) нелинейные.

Частотными (или амплитудно-частотными) принято называть искажения, вызванные неодинаковым усилением колебаний различной частоты.

Вследствие частотных искажений нарушается соотношение между амплитудами составляющих различной частоты, входящих в сложный звук. Поэтому при более слабом усилении верхних частот звук становится глухим, басящим, лишенным звонкости,

Рис. 4. Частотная характеристика усилителя (я) и построение ее по заданной величине частотных искажений (б)

и, наоборот, при меньшем коэффициенте усиления в области нижних частот звук получается металлическим, звенящим, лишенным сочности.

Каждому музыкальному инструменту, как и каждому голосовому аппарату человека, присущи свои обертоны — дц^олнитель- ные колебания, частота которых в целое число раз больше частоты основного тона. Они определяют тембр звучания, отличающий один инструмент (или голос) от другого. При наличии частотных искажений соотношение между основным тоном и обертонами изменяется, следовательно, частотные искажения вызывают изменение тембра звука. При больших частотных искажениях ослабляется разница в звучании различных инструментов или голосов.

Количественно частотные искажения оцениваются по частотной (или, иначе, амплитудно-частотной) характеристике, кото^

рая представляет собой зависимость коэффициента усиления от частоты усиливаемых колебаний (рис. 4).

При отсутствии частотных искажений характеристика прямое линейна и параллельна оси частот (пунктирная прямая 1; К— — const). Практически в усилителях коэффициенты усиления на нижних Кй и верхних Кв частотах за счет влияния реактивных сопротивлений уменьшаются по сравнению с коэффициентом усиления на средних частотах ^0, т. е. частотная характеристика имеет спад в области нижних и верхних частот (кривая 2). В некоторых случаях в определенной области частот получается увеличение усиления и характеристика имеет подъем (кривая 3, коэффициент усиления К'в).

Для построения частотной характеристики частота откладывается по оси абсцисс не в линейном, а в логарифмическом масштабе (для каждой частоты фактически по оси откладывается величина 1g/, а подписывается значение частоты), так как при линейном масштабе область нижних частот оказывается очень сжатой у самого начала координат, а область верхних частот — растянутой, что неудобно для определения частотных искажений.

Величина частотных искажений может быть определена при помощи коэффициента частотных искажений М, который вычисляется как отношение коэффициента усиления на средних частотах Кй (обычно на частоте 1000 гг^ к коэффициенту усиления на данной частоте К^

(5)

Если частотная характеристика в данной области имеет спад, то коэффициент частотных искажений больше единицы (М>1), а при подъеме частотной характеристики М<1.

Для характеристики, изображенной на рис. 4,а, коэффициент частотных искажений в области нижних частот

м,=^>1,

а в области верхних частот

М

В

для кривой 2 и

м’ —-^-<1 в

для кривой 3.

Для усилителей звукового кино допускается неравномерность частотной характеристики порядка +25%, т. е.

0,75^М^1,25.

При большей величине М частотные искажения становятся заметными на слух.

Коэффициент частотных искажений многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов частотных искажений отдельных каскадов:

M=MvMvM,...Mn. (6)

Это положение легко доказать, написав выражения для М\, Мг и т. д. в соответствии с формулой (5) и перемножив их левые и правые части: М=^; М=^-; ... М=~.ви i4nЭто положение легко доказать, написав выражения для М\, Мг и т. д. в соответствии с формулой (5) и перемножив их левые и правые части: М=^; М=^-; ... М=~.ви i4nMvM2.Ms...MnMvM2.Ms...MnК ОТ • КЮ • К,,;KfVKfl.KhК ОТ • КЮ • К,,;KfVKfl.Kh^пп^о.Kfn Kf^пп^о.Kfn KfМ.М.

Это положение легко доказать, написав выражения для М\, Мг и т. д. в соответствии с формулой (5) и перемножив их левые и правые части: М=^; М=^-; ... М=~.

ви i4n

Это положение легко доказать, написав выражения для М\, Мг и т. д. в соответствии с формулой (5) и перемножив их левые и правые части: М=^; М=^-; ... М=~.

ви i4n

MvM2.Ms...Mn

MvM2.Ms...Mn

К ОТ • КЮ • К,,;

KfVKfl.Kh

К ОТ • КЮ • К,,;

KfVKfl.Kh

^пп^о.

Kfn Kf

^пп^о.

Kfn Kf

М.

М.

Коэффициент частотных искажений так же, как и коэффициент усиления, удобно выражать в децибелах. При этом

Md6=2Olg^=2Olg^=2Olg^o - 20^=7^-Kf96.

Отсюда следует, что для определения неравномерности частотной характеристики в децибелах нужно взять разность коэффициентов усиления на средних частотах и на данной частоте, выраженных тоже в децибелах.

Если Мдб положительно, то частотная характеристика имеет на данной частоте спад, а при отрицательном М8б — подъем. Это следует учитывать при построении частотной характеристики по заданным частотным искажениям в децибелах, т. е. -VMgs откладывать вниз от уровня, соответствующего усилению на средних частотах и принимаемого за условный нуль, а — Mgs откладывать от условного нуля вверх.

Пример такого построения дан на рис. 4,6 для случая, когда задано 7Ин=+ 2 дб (/„=50 гц), МЪ1 =—5 дб (/в1=4000 гц) и ТИВ2= =+1,5 дб (/В2=8000 гц).

Допустимая величина частотных искажений составляет +-2 дб.

Общий коэффициент частотных искажений всего усилителя в децибелах равен алгебраической сумме коэффициентов частотных искажений отдельных каскадов:

Мдб=М1дб+Мгдб+ • • • А-Мпдб. (7)

Если в одних каскадах имеется спад частотной характеристики (ТИ8б>0), а в других — подъем (М8б<0), то частотные искажения взаимно компенсируются и общая частотная характеристика становится прямолинейной. Это используется для коррекции (исправления) частотной характеристики при помощи специальных корректирующих элементов.

Пользуясь понятием о частотных искажениях, можно дать определение терминам диапазон частот, или полоса пропускания.

Диапазон частот (полоса пропускания) усилителя — это та область частот, в пределах которой частотные искажения не превышают, заданной величины.

Частоты, на которых искажения достигают предельно допустимой величины, являются граничными частотами данного диапазона: / — нижняя граничная частота, /в —верхняя граничная частота. Например, если частотные искажения становятся недопустимо большими на частотах ниже 50 гц и выше 10 000 гц, т. е. / =50 гц и /в =10 000 гц, то говорят, что частотный диапазон, или полоса пропускания усилителя, составляет 50-^10 000 гц. Чем шире полоса пропускания, тем сложнее должен быть усилитель и тем труднее добиться уменьшения искажений и стабильной работы.

Хотя область звуковых частот составляет 16^-20 000 гц, некоторое сужение частотного диапазона усилителя одновременно со стороны нижних и верхних частот не дает заметного ухудшения качества звуковоспроизведения. Можно получить хорошее качество звучания при передаче полосы от 40—50 до 10 000—12 000 гц и удовлетворительное при диапазоне от 80 до 6000 гц.

В соответствии с этим диапазон от 40—50 до 10 000—12 000 гц принят для высококачественного радиовещания, для записи звука и Для первоклассных звуковоспроизводящих установок, диапазон от 50 до 8000 гц — для массовой стационарной усилительной аппаратуры, 80-^-6000 гц — для кинопередвижек и 100-^-5000 гц— в радиовещании второго класса. В телефонии полоса пропускания еще более сужена, так как музыка не передается, а для разборчивой передачи речи достаточно иметь частотный диапазон от 300 до 2500 гц.

Фазовые искажения

Сущность фазовых искажений заключается в том, что форма кривой сложного колебания изменяется из-за нарушения фазовых соотношений между отдельными составляющими различной частоты.

Фазовые искажения, как и частотные, относятся к линейным искажениям и вызываются теми же причинами —- наличием реактивных сопротивлений.

Реактивные сопротивления — индуктивные и емкостные — вносят сдвиг по фазе между напряжениями на выходе и на входе, причем эти сдвиги по фазе различны для колебаний разных частот, в результате чего относительный сдвиг по фазе между этими колебаниями изменяется.

На рис. 5 показано, как изменится форма кривой сигнала, состоящего из двух колебаний с частотами о^ и 2(о17 если в процессе усиления фаза первого не изменится, а сдвиг фазы для вю- рого колебания составит 90° (предположим, что обе составляющие усилены одинаково в два раза).

Чтобы форма кривой не изменилась, »ЩЩ^ по Дазе для каждой составляющей должен либо отсутствовать^ либо увеличиваться

выс

Рис. 5. Изменение формы кривой за счет фазовых искажений: а — колебания на входе усилителя; б — колебания на выходе усилителя

пропорционально частоте. Например, если сдвиг по фазе для составляющей с частотой о>1 равен ф^ЭО0, то для второй составляющей при (о2=2о)1 сдвиг по фазе должен быть ф^Зф^^О0. При этом, как показано на рис. 6, форма кривой усиленного сигнала соответствует форме кривой сигнала на входе, так как соотношение фаз не изменилось (оба колебания одинаково сдвинулись во времени, и фазовых искажений нет). Однако эти условия в усилителях не выполняются, и фазовые сдвиги непропорциональны частоте.

Величина фазовых искажений оценивается по фазовой характеристике, которая представляет собой зависимость угла сдвига по фазе между выходным и входным напряжениями ф от частоты усиливаемых колебаний (рис. 7). Угол ф для средних частот обычно равен 0, так как влияние реактивных элементов мало, а для гра-

Р и с. 6. Фазовые искажения отсутствуют, если сдвиг по фазепропорционален частоте

Р и с. 7. Фазовая характеристикаР и с. 7. Фазовая характеристиканичных частот ф имеет наибольшее значение. В многокаскадном усилителе общий угол сдвига фаз для данной частоты равен сумме фазовых сдвигов, вносимых отдельными каскадами. Существует связь между величиной частотных и фазовых искажений в усилителе, поскольку и те и другие вызы-

Р и с. 7. Фазовая характеристика

Р и с. 7. Фазовая характеристика

ваются одними и теми же реак

тивными элементами схемы. Чем больше частотные искажения, тем больше и фазовые.

На качестве звучания фазовые искажения не отражаются в силу физиологических особенностей человеческого уха, которое реагирует на частоту и амплитуду звуковых колебаний, но не реагирует на их фазу и воспринимает, таким образом, отдельно каждую составляющую сложного колебания независимо от фазовых соотношений. Однако фазовые искажения оказывают большое влияние на устойчивость работы усилителя, создавая предпосылки для возникновения генерации на высоких частотах в усилителях, охваченных отрицательной обратной связью (см. главу VIII).

В широкополосных телевизионных усилителях фазовые искажения играют очень большую роль, так как приводят к искажению изображения. Большое значение они имеют также в импульс

ных усилителях.

Нелинейные искажения

Нелинейные искажения представляют собой изменение формы кривой усиливаемых колебаний, вызванное нелинейными свойствами цепи, через которую эти колебания проходят.

Источниками нелинейных искажений в усилителе являются элементы с нелинейной характеристикой, у которых зависимость между током и напряжением не подчиняется закону Ома. Это, в первую очередь, электронные лампы, имеющие нелинейные сеточные и анодные характеристики, затем трансформаторы (и дроссели), вносящие искажения за счет нелинейности кривой намагничивания сердечника.

Причиной появления нелинейных искажений являются также токи в цепи управляющей сетки электронной лампы, что будет рассмотрено в дальнейшем.

Остановимся подробнее на искажениях формы кривой вследствие нелинейности анодно-сеточной характеристики усилитель- ной лампы (рис. 8). На сетку лампы подано постоянное отрица-

Р и с. 8. Искажение формы кривой анодного тока вследствие нелинейности характеристики лампы

ччta^ (частота ы)- суммарнаякриваяta^ (частота ы)- суммарнаякриваяВВРис. 9. Разложение несинусоидальной кривой на синусоидаль-Рис. 9. Разложение несинусоидальной кривой на синусоидаль-Первая гармоника(частота ш)Первая гармоника(частота ш)Вторая гармони-V на (частота 2ш/Вторая гармони-V на (частота 2ш/

ч

ч

ta^ (частота ы)- суммарнаякривая

ta^ (частота ы)- суммарнаякривая

В

В

Рис. 9. Разложение несинусоидальной кривой на синусоидаль-

Рис. 9. Разложение несинусоидальной кривой на синусоидаль-

Первая гармоника

(частота ш)

Первая гармоника

(частота ш)

Вторая гармони-

V на (частота 2ш/

Вторая гармони-

V на (частота 2ш/

тельное напряжение Eg , называемое смещением, чтобы не возникали сеточные токи, и переменное синусоидальное напряжение пг~, подлежащее усилению (полезный сигнал). Если характеристика лампы прямолинейна (Л' В), то синусоидальное изменение сеточного напряжения приводит соответственно к синусоидальному изменению анодного тока (пунктирная кривая на правом графике) и искажения отсутствуют (идеальный случай). Но в действительности нижний участок характеристики искривлен, в результате чего синусоидальному изменению сеточного напряжения соответствует несинусоидальное изменение анодного тока (сплошная кривая на графике рис. 8) и форма кривой полезного сигнала искажается.

Как известно, всякую несинусоидальную периодическую кривую с частотой со можно разложить на ряд синусоидальных кривых, из которых одна имеет такую же частоту со и называется основной, или первой гармоникой (гармонической составляющей), а остальные имеют частоты в целое число раз больше, чем основная (2со, Зсо, 4со и т. д.), и называются высшими гармониками (в соответствии с частотой — вторая гармоника, третья и т. д.).

Простейший пример такого разложения показан на рис. 9, где кривая, подобная по форме иска-

женной кривой анодного тока (см. рис. 8), представлена в виде суммы двух синусоидальных кривых — первой гармоники с частотой со и второй гармоники с частотой 2со.

Таким образом, можно сделать вывод, что в результате нелинейных искажений на выходе усилителя кроме полезного сигнала, (основная гармоника) появляются высшие гармоники, т. е. совершенно новые колебания, которых не было на входе.

Это же можно доказать с помощью несложных математических выводов. Из курса электровакуумных приборов известно, что приближенно нижний криволинейный участок характеристики лампы можно представить квадратичной зависимостью:

1а — й"^

где а — постоянный коэффициент.

Это справедливо, если начало координат находится в точке запирания лампы (т. е. кривая проходит через начало координат), а в общем случае следует учесть постоянную величину напряжения запирания, так что

Ч = ° (^o+u?)2>(8)

где Eg0—абсолютная величина запирающего напряжения (см. рис. 8).

На сетку лампы подается постоянное отрицательное напряжение Eg и переменное синусоидальное напряжение ug- = Umg sinwi, где Umg— амплитуда усиливаемого сигнала.

Таким образом, на сетке действует пульсирующее напряжение

ug =— Eg + Umg sin to t,(9)

где Eg — абсолютная величина напряжения смещения.

Найдем выражение для анодного тока, подставив (9) в (8):

ia = a (Eg0 + ugY = a (Ega — Eg + Umg-sin tot)1 или, возведя в квадрат, получим

ia = a (Ego — EgY + 2а (Ege — Eg) U mg sin to t + aU^g-sm2 tot.

Выразим квадрат синуса через косинус двойного угла:

11

sin2 rot = — — -- cos2 tot.

Тогда

io = я (Ego Eg)1 + 2a (Ego — Eg) Umg sin tot -f-

-V^aU mg —aU mg-cos 2 tot

ИЛИ

ia = [a (Eg» — EgY + у ^ J + 2a (Eg6 — Eg) Umg-sin tot —

-y aC^cos 2coi. ^

Из полученного выражения (10) видно, что анодный ток содержит:

постоянную составляющую /аср = a (Ego~ EgY + у аЕГт6 (это среднее значение тока, состоящее из тока покоя I ю = a (Eg6 — EgY и приращения его, зависящего от поданного сигнала);

переменную составляющую с частотой полезного сигнала — основную гармонику 7ma(1)-sin tot = 2a(Eg0 — Eg) f7mgsin tot,

где Ima и) = 2a (Eg0 — Eg) Umg — амплитуда основной гармоники;

Рис. 10. Симметричная (а) и несимметричная (в) характеристики преобразователя и разложение симметричной (б) и несимметричной (г) несинусоидальных кривых

переменную составляющую с удвоенной частотой— вторую гармонику

2

Aaa^-cos 2 сЩ =COS 2 оЯ,

2

где I та (2) — -ту aUmg—амплитуда второй гармоники.

Поэтому выражение (10) можно переписать в следующем виде:

1‘д — /аср -р 1та (1) ^^ ^^^та (2) * COS 2co<t.

Таким образом, в результате нелинейности характеристики появилась вторая гармоника, которой не было во входном сигнале. Этот вывод получен в предположении, чго характеристика лампы выражается квадратичной зависимостью.

В общем случае, при более сложной зависимости, выражающей нелинейную характеристику, появляются различные высшие гармоники.

Следует иметь в виду, что если характеристика преобразователя (лампы, трансформатора, дросселя насыщения) симметрична относительно рабочей точки Р, т. е. при повороте на 180° вокруг этой точки она совпадает с первоначальной кривой (рис. 10,а), то

и сигнал имеет симметричную форму кривой относительно оси абсцисс и содержит кроме основной нечетные гармоники (рис. 10,6).

Кривая считается симметричной относительно оси абсцисс, если при наложении отрицательного полупериода на положительный (путем поворота его вокруг оси времени на 180° и соответствующего смещения на половину периода вдоль этой оси) они полностью совпадают.

Если же характеристика несимметрична относительно рабсн чей точки (рис. 10, в), то и кривая сигнала несимметрична относительно оси абсцисс и в результате преобразования появляются главным образом четные гармоники.

Появление высших гармоник воспринимается человеческим ухом как изменение тембра, так как они суммируются с оберто- нами естественного источника звука. Чем больше амплитуда, а следовательно, и мощность гармоник, тем сильнее искажается форма кривой. Поэтому мерой нелинейных искажений является коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник) у, который определяется как квадратный корень из отношения мощности всех гармоник, появившихся в результате нелинейного усиления, к мощности основного колебания:

у = V • (И)

где Рт — мощность основной гармоники; Puv Puv Pw- — соответственно мощности второй, третьей, четвертой и т. д. гармоник. Если сопротивление нагрузки для всех гармоник одинаково, то коэффициент нелинейных искажений можно выразить через токи или напряжения высших гармоник и основного колебания:

=У или . (12)

у /(1) или у ^(1) X /

Таким образом, коэффициент нелинейных искажений равен отношению действующего значения всех высших гармоник выходного тока (напряжения) к действующему значению тока (напряжения) основной частоты.

Если преобладает вторая гармоника, а всеми остальными можно пренебречь, то коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике определяется как отношение тока (или напряжения) этой гармоники к току (или напряжению) основной частоты:

у(2)=^ или 1 - (13,а) J(l) v(l)

Аналогично находится коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике:

^,>=7® или Y<,T=^- (13,б)

Если учитывать и втррую и третью гармоники,^то

Ч^^+^зу (14)

Коэффициент нелинейных искажений выражается в процентах.

Мы рассмотрели сущность нелинейных искажений при усилении простого звука, когда на вход усилителя подается синусоидальное колебание одной частоты. В действительности при воспроизведении звука на вход усилителя подается совокупность колебаний различных частот, составляющих сложный звук.

При этом в результате нелинейных искажений возникают значительно более сложные явления: кроме высших гармоник появляются так называемые комбинационные тона, которые представляют собой колебания суммарных и разностных частот.

Рассмотрим появление комбинационных тонов в случае, когда характеристика лампы квадратична, а на вход усилителя подан сигнал, состоящий из двух синусоидальных колебаний различной частоты (о^ и to2j:

ia —a (Eg. + ug)2,

где Ug = —Eg-Vumgx sin 04 -ц om^2 sin ш2«.

Тогда

= n (Eg. — Eg 4- U^g^ sin ®4 4* Umg^ * sin ) , или

[(Eg. - Egy + ^г^Ь2 ®4 + ^.sin2to2/+

4~ 2 (Eg. — Eg') UmgX • sin «! £ -|- 2 (E„. Eg) UmgZ • sin ®2^ 4*

Учитывая, чтоsin2 ®4 =Учитывая, чтоsin2 ®4 =sin2 o)» t =sin2 o)» t =1 — cos 2to41 — cos 2to421 — cos 2©421 — cos 2©44- 2 6 mg\ U^g^-^Va. <o4 * sin Ш2И*

Учитывая, что

sin2 ®4 =

Учитывая, что

sin2 ®4 =

sin2 o)» t =

sin2 o)» t =

1 — cos 2to4

1 — cos 2to4

2

1 — cos 2©4

2

1 — cos 2©4

cos (to.— to2) t—cos (to. 4-®2) Z

sin ©4* sin o)2t =2’

получим

'-a " a (Eg. ■ Eg)2 + 2“ aU mgX— aU m^x - cos 2o4 4* 2 a^mg^

— 4 aU2mgycos 2юг1 + 2a (Eg» — Eg) U mgx-sin<o,i +

4- 2a (Eg. — Eg) Umg2-sin to2tUmgx" Emga*cos (to, 4“ toz) "b

+ E^U^-cos (tox — to2) k

После перегруппировки членов получим выражение для анодного тока, члены которого запишем для наглядности столбиком:

ia = a (Eg» - EgY + ^aU\gx + 1 a^g2 + (постоянная составляющая)

2а (Eg. — Eg) Emgl‘sin toAt 4- (первая гармоника частоты oj

2a (Eg. — Eg) Umga.sin <o21 — (первая гармоника частоты ю8)

к- аЕгп .‘Cos^toyt — (вторая гармоника частоты 2toJ

— yaZZ^-cos 2to3t — (вторая гармоника частоты 2о)2)

— ^mgi-^tnga-c-os (o^+toz) t + (суммарный тон частоты w, + ю2)

+ aUmg\,umg2*c-°s (®i — <o2)1 (разностный тон частоты ©j — ©2).

Таким образом, мы показали на частном примере, что в результате нелинейных искажений при условии сложных колебаний появляются не только высшие гармоники, но и комбинационные топа (суммарные и разностные), которых не было во входном сигнале.

Чем сложнее сигнал (больше составляющих различных частот) и чем шире полоса пропускания усилителя, тем больше комбинационных тонов и сильнее проявляются нелинейные искажения. Субъективно комбинационные тона воспринимаются как хрипы и дребезжание звука, что значительно более неприятно, чем влияние гармоник.

Коэффициент гармоник, принятый для оценки величины нелинейных искажений, не учитывает комбинационных тонов, однако более точного критерия нет, так как результат нелинейности зависит от характера входного сигнала и от полосы пропускания. Принимая во внимание, что комбинационные тона тем больше, чем больше гармоники, т. е. чем более нелинейна система, косвенно можно по коэффициенту гармоник судить и о комбинационных тонах.

Допустимая величина коэффициента нелинейных искажений, при которой качество звучания остается достаточно хорошим, зависит от назначения усилителя и диапазона частот (чем шире полоса пропускания, тем меньше должна быть допустимая величина у, так как сильнее сказываются комбинационные тона). По этой же причине при одном и том же коэффициенте гармоник нелинейные искажения значительно заметнее на слух при игре оркестра и хоровом пении, чем при исполнении сольных номеров.

Для высококачественных усилителей звукового кино и радиовещания допускается коэффициент нелинейных искажений не выше 1-у-2%, для массовой аппаратуры — 24-4%, для радиовещания второго класса — до 8% и для телефонии — до 104-15%.

Эти значения относятся к средним частотам. Обычно в технических данных усилителей промышленного типа приводят также величину коэффициента нелинейных искажений для граничных частот (высшей и низшей), причем эти значения, как правило, больше, чем для средних частот, что объясняется сложностью получения малых искажений в области нижних и верхних частот и нецелесообразностью этого в связи с меньшей чувствительностью уха к нижним частотам.

Необходимо помнить, что при малых амплитудах сеточного напряжения, что соответствует тихим звукам, используется небольшой, приближенно прямолинейный участок характеристики и нелинейные искажения очень невелики, практически отсутствуют. При больших амплитудах входного сигнала (громкие звуки) используются и криволинейные участки характеристики (а в ряде случаев появляются сеточные токи), что приводит к резкому возрастанию нелинейных искажений. Вот почему главным

УёьиА

^та\

О

a

wmg>

Рис. И. Амплитудная харак-теристика усилителя

источником нелинейных искажений является мощный оконечный каскад и с увеличением громкости звука искажения становятся значительно заметнее.

Для оценки линейности усилителя пользуются амплитудной характеристикой (рис. И), представляющей зависимость напряжения на выходе усилителя от напряжения на входе (в амплитудных значениях). В идеальном случае, если характо-

ристики ламп линейны, искажения отсутствуют и напряжение на выхо-

де растет пропорционально входному напряжению, так что амплитудная характеристика прямолинейна (кривая а\ Наклон характеристики к оси абсцисс определяет величину коэффициента усиления: ^T=tga. Характеристика выходит из начала координат,

если пренебречь помехами на выходе усилителя.

В реальных усилителях увеличение входного напряжения UB$=Umg приводит, как было сказано выше, к искажению формы кривой усиленного сигнала, в результате чего рост амплитуды выходного напряжения UBax=Ima-R^ (где /?н — сопротивление нагрузки) замедляется (рис. 12). При этом коэффициент усиления с увеличением входного напряжения становится меньше, а амплитудная характеристика искривляется (кривая б рис. 11).

По изгибу амплитудной характеристики можно судить о появлении заметных нелинейных искажений и определить те напряжения на входе и на выходе усилителя, при которых это происходит.

Следует, однако, иметь в виду, что не всегда криволинейность амплитудной характеристики свидетельствует о нелинейности системы. Например, при применении компрессии (сужения диапазона громкости) очень громкие звуки специально для уменьшения искажений слабее усиливаются, вследствие чего амплитудная характеристика не будет прямолинейной даже для линейной системы.

§ 5. Выходная мощность и к.п.д. усилителя

Одной из основных величин, характеризующих оконечный усилитель, является выходная мощность, т. е. та полезная мощность, которую развивает усилитель на сопротивлении нагрузки Дн:

и7

р вых ,

Выходная мощность в процессе воспроизведения звука все время изменяется по величине в соответствии с амплитудой сигнала на входе, или иначе, в соответствии с громкостью записанного звука: в паузе (при отсутствии полезного сигнала на входе) выходная мощность усилителя, если пренебречь помехами, равна нулю, а па пиках громкости мощность наибольшая.

Рис. 13. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от мощности на выходе усилителяРис. 13. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от мощности на выходе усилителяВыше уже указывалось, что с увеличением напряжения на входе растут нелинейные искажения. Следовательно, можно установить зависимость между коэффициентом нелинейных искажений и выходной мощности усилителя. Эта зависимость показана графически на рис. 13, откуда видно, что при малых значениях мощности на выходе усилителя коэффициент нелинейных искажений невелик и медленно растет с увеличением Рвых. Однако с дальнейшим ростом выходной мощности нелинейные искажения начинают быстро увеличиваться.

Рис. 13. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от мощности на выходе усилителя

Рис. 13. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от мощности на выходе усилителя

Номинальной выходной мощностью усилителя, указываемой в его паспортных данных, принято считать ту наибольшую мощность, которую развивает усилитель на нагрузке при допустимой величине нелинейных искажений.

Однако в ряде случаев для усиления звуковых эффектов

требуется кратковременно получить от усилителя значительно большую мощность (при воспроизведении звуков взрывов, выстрелов и пр.), причем вследствие того, что эти звуки носят главным образом шумовой характер, а также из-за их кратковременности, допускается большая (примерно в два раза) величина коэффициента нелинейных искажений.

Мощность, развиваемая усилителем кратковременно на пиках громкости при искажениях, не превышающих допустимой для звуковых эффектов величины, называется пиковой мощностью.

Чем больше запас пиковой мощности (превышение пиковой мощности над номинальной), тем лучше качество работы усилителя, тем меньшие искажения вносит он при перегрузке со стороны входа.

Кроме номинальной и пиковой мощности различают еще максимальную мощность усилителя, которую могут развивать лампы при неограниченной величине нелинейных искажений. Максимальная мощность зависит от типа и количества ламп оконечного каскада, а также от его схемы и режима работы и представляет интерес с точки зрения необходимой электрической прочности деталей в случае генерации усилителя. Под генерацией понимают явление, при котором усилитель становится источником колебаний определенной частоты при отсутствии напряжения этой частоты на входе.

Современные усилители стационарных киноустановок имеют номинальную мощность 20—40 вт, а передвижные устройства — 10 вт. Пиковая мощность превышает номинальную примерно на 254-50%.

Выходная мощность зависит от напряжения на входе. Поэтому вводится понятие о номинальном входном напряжении, или чувствительности усилителя.

Чувствительностью называют такое амплитудное значение входного напряжения, при котором на выходе усилителя развивается номинальная мощность.

Подача на вход усилителя напряжения, превышающего номинальное, приводит к значительному увеличению нелинейных искажений и называется перегрузкой со стороны входа.

Номинальное входное напряжение, на которое рассчитывается усилитель, зависит от рода источника электрических колебаний, включаемого на его вход. Фотоэлементы развивают на входном сопротивлении усилителя напряжение 54-16 мв, фотоэлектронные умножители — 404-200 мв, электродинамические микрофоны — 0,34-2 мв, ленточные микрофоны — 0,24-1 мв, электромагнитные звукосниматели (адаптеры) — 804-150 мв, пьезоэлектрические звукосниматели — 0,34-0,5 в и магнитные звуковоспроизводящие головки — 0,054-1,5 мв (на частоте 1000 ги^.

Если усилитель предназначен для работы от нескольких источников, то его вход рассчитывается обычно на наименьшее напряжение, которое дает один из источников, а другие источники колебания включаются через делители напряжения.

С эксплуатационной точки зрения имеет также значение коэффициент полезного действия (к. п. д.) усилителя, характеризующий потери мощности в процессе преобразования энергии источника постоянного тока в электрическую энергию звуковой частоты.

Под электрическим к. п. д. каскада или всего усилителя понимают отношение полезной номинальной мощности, отдаваемой в нагрузку, к мощности, потребляемой от источника питания анодной цепи:

т1а=^ЮО»/о. (15)

Электрический к. п. д. называют иначе к. п. д. анодной цепи. В зависимости от схемы и режима работы мощного каскада к. п. д. анодной цепи достигает 30-4-60%. Электрический к. п. д. учитывает потери только в анодных цепях каскадов, главным образом мощность, рассеиваемую анодами электронных ламп. Наибольшую мощность рассеивают аноды ламп оконечного каскада.

Для того чтобы определить потери во всех цепях усилителя (в цепях накала, экранных сеток и пр.), вычисляют полный, или промышленный, к. п. д. каскада или усилителя как отношение номинальной мощности на выходе ко всей мощности, потребляемой от источников питания:

т]п=^ юох. (16)

потр

Полный к. п. д. обычно составляет 5-4-30%.

Помехи. Динамический диапазон громкости

Если усиливаемое напряжение не подано на вход усилителя, то и на выходе напряжение полезного сигнала отсутствует. Однако чувствительный прибор, подключенный на выход, покажет наличие переменного напряжения, которое возникает вследствие собственных шумов усилителя.

, Причины возникновения шумов (помех) на выходе усилителя различны. Их можно разделить на три основные группы: 1) шумы сопротивлений, 2) собственные шумы электронных ламп, 3) помехи из-за пульсаций напряжения питания, наводок со стороны внешних электрических полей и наличия токов утечки между входными цепями и сетью переменного тока.

Шумы сопротивлений обусловлены тепловым движением электронов внутри вещества, в результате которого на концах сопротивления, даже не включенного в цепь источника, имеется разность потенциалов, называемая напряжением теплового шума. Шум сопротивлений имеет непрерывный спектр частот, поэтому с увеличением полосы пропускания усилителя он увеличивается. Кроме того, шум тем больше, чем выше температура и больше величина сопротивления.

Напряжение теплового шума сопротивления R при температуре 25° С вычисляется по формуле

Upi.MO^V^HW. (17,а)

С точки зрения помех на выходе усилителя имеет значение только шум сопротивления, стоящего на входе, поскольку он усиливается всеми каскадами.

Йели, например, усилитель имеет диапазон частот от 50 до 10 000 гг{ и на входе стоит сопротивление 150 ком, то напряжение теплового шума на входе равно

Г/ = 1,3.10-,0/15(М0М01=5.10-вв=5 мкв.

По сравнению с номинальным входным сигналом 5 мв напряжение шума в 1000 раз меньше, т. е. отношение сигнал/шум составляет 60 дб.

Собственные шумы электронных ламп возникают в основном из-за так называемого дробового эффекта (непостоянства во времени эмиссии электронов с катода) и из-за теплового движения электронов внутри лампы, а также вследствие несовершенства вакуума и непостоянства перераспределения потока электронов между электродами лампы.

Все эти причины приводят к апериодическим изменениям анодного тока во времени (флюктуациям), которые создают шум, имеющий так же, как и шум сопротивлений, непрерывный спектр частот.

Изменения анодного тока, вызванные дробовым эффектом, усиливаются при уменьшении пространственного заряда и увеличении тока лампы. Поэтому при пониженном анодном напряжении и малом анодном токе шум первой лампы усилителя заметно уменьшается.

В лампах с плохим вакуумом шум больше из-за непостоянства во времени процессов ионизации, усиливающих флюктуации анодного тока. Пентоды имеют больший собственный шум, чем триоды, из-за непостоянства перераспределения электронов между анодом и экранирующей сеткой.

Величину напряжения шумов лампы можно вычислить по формуле, аналогичной (17,а), если ввести понятие о шумовом сопротивлении лампы Rm. Шумовым сопротивлением лампы называют такое эквивалентное сопротивление, которое при включении в цепь управляющей сетки дает напряжение тепловых шумов, равное напряжению шумов данной лампы.

Для определения шумового сопротивления имеются следующие приближенные расчетные формулы:

5

Rm=—§~ ■—для триодов, (18,а)

где •£ — крутизна характеристики лампы, 1а — анодный ток, / — ток экранирующей сетки.

Зная шумовое сопротивление, можно найти напряжение собственных шумов лампы по формуле

Гл=1,3.10-/07^) (8).(17,6)

При определении величины помех следует учитывать только шум первой лампы, поскольку после первого каскада сигнал во много раз усиливается, и шумами остальных ламп по сравнению с сигналом можно пренебречь.

Общий шум первой лампы и входного сопротивления оценивается по общему напряжению шумов на входе £^ШВх, равному

^K=/toL(19)

Напряжение шумов на выходе усилителя можно найти, зная общий коэффициент усиления К;

ишвт=К.ишвм.(20)

Помехи, возникающие в усилителе вследствие пульсаций напряжения питания, поступающего от выпрямителя, прослушиваются на выходе как гудение низкой частоты, называемое фоном переменного тока. При двухполупериодпом выпрямлении фон переменного тока имеет частоту 100 гц. Эти помехи можно уменьшить применением дополнительных сглаживающих фильтров; особенно важно уменьшить пульсации напряжения питания первой лампы и фотоэлемента.

При питании накалов ламп переменным током появляется фон с частотой 50 гц из-за несовершенства изоляции между выводами нити накала и сетки лампы и между нитью накала и катодом. Специальными мерами этот фон также можно уменьшить.

Внешние электростатические и электромагнитные поля могут вызывать во входных цепях усилителя появление э. д. с. (наводки), создающих значительные помехи на выходе (в виде фона переменного тока, треска и т. п.), которые уменьшаются при правильной экранировке входных цепей, дросселей и трансформаторов.

Кроме того, плохие контакты, неисправные сопротивления (особенно непроволочные) могут привести к появлению шорохов и треска, т. е. к увеличению помех.

Все помехи, создаваемые пульсациями питающего напряжения, наводками со стороны внешних полей, недоброкачественными кон- тактамп или сопротивлениями, могут быть значительно уменьшены при правильном конструировании и эксплуатации аппаратуры и не должны превышать помех, создаваемых собственными шумами ламп и сопротивлений.

Величина общих помех на выходе усилителя определяется по отношению к номинальному сигналу и вычисляется в процентах

Громкость номинальное® сигналаГромкость номинальное® сигналаГромкостьпомехГромкостьпомехПорог слышимостиПорог слышимостиБ-ШБ-ШМаксимальная грот*Максимальная грот*кош/, ономиналь - на я мощность)кош/, ономиналь - на я мощность)Минимальная громкостьМинимальная громкость-у - Громкость помет-у - Громкость пометГ/орое слышимостиГ/орое слышимостиРис. 14. Г рафик, иллюстрирующийуровень помехРис. 14. Г рафик, иллюстрирующийуровень помехРис. 15. Динамический диапазонусилителяРис. 15. Динамический диапазонусилителя

Громкость номинальное® сигнала

Громкость номинальное® сигнала

Громкостьпомех

Громкостьпомех

Порог слышимости

Порог слышимости

Б-Ш

Б-Ш

Максимальная грот*

Максимальная грот*

кош/, ономиналь - на я мощность)

кош/, ономиналь - на я мощность)

Минимальная громкость

Минимальная громкость

-у - Громкость помет

-у - Громкость помет

Г/орое слышимости

Г/орое слышимости

Рис. 14. Г рафик, иллюстрирующийуровень помех

Рис. 14. Г рафик, иллюстрирующийуровень помех

Рис. 15. Динамический диапазонусилителя

Рис. 15. Динамический диапазонусилителя

или децибелах. Относительная величина помех называется уровнем помех (обозначим его L). Уровень помех можно найти, зная напряжение помех на выходе усилителя Uп и выходное номинальное напряжение <7ном:

L=gLioo%, или La6=201g^_,(21,а)

^НОМ° ном

или через мощность помех и номинальную мощность:

£,=^100%, или La6=101g^-.(21,6)

гном^ном

Так как помехи всегда меньше номинального сигнала, то уровень помех в децибелах имеет отрицательный знак.

Например, зная, что для усилителя кинопередвижки «Украина» номинальная мощность 10 вт, а мощность помех на выходе 0,25 мет, вычислим уровень помех в децибелах:

La6= 101g^^ = 101g 2,5 • 10-s = 10 (0,4 — 5)= — 46 56.

Полученный ответ следует читать так: уровень помех данного усилителя составляет минус 46 56 или помехи лежат на 46 56 ниже уровня номинального сигнала (рис. 14).

Стационарные усилители киноустановок имеют уровень помех (—50) -4- (—60) дб.

Иногда величину помех оценивают отношением сигнал/шум, выраженным в дб. Поскольку отношение сигнал/шум есть величина, обратная уровню помех, то знак минус при вычислении его в дб отсутствует.

Динамическим диапазоном усилителя называют отношение наибольшей амплитуды колебаний, соответствующей максимальной громкости, к наименьшей амплитуде, соответствующей минимальной громкости.

Динамический диапазон D принято измерять в децибелах:

Z? = 201g^-c, или £ = 101g^c, (22) "мин "мин

где UMaKC и УМИН — амплитуды напряжений сигнала, соответствующего самым громким неискаженным звукам, и сигнала, соответствующего самым тихим слышимым звукам, Рмакс и РмИн — соответственно мощности этих сигналов.

Чтобы усилитель при воспроизведении звука не нарушал естественности звучания, его динамический диапазон должен быть не меньше динамического диапазона естественных источников звука (динамический диапазон человеческого голоса составляет примерно 50 96, большого симфонического оркестра — 7.0 96, а ухо человека способно без боли воспринять на средних частотах звуковые колебания, громкость которых на 120 дб больше, чем громкость самых тихих звуков, лежащих над порогом слышимости).

Учитывая, что разница между шепотом человеческого голоса и фортиссимо оркестра составляет примерно 80 дб, усилитель должен был бы иметь динамический диапазон такого же порядка. Однако осуществить это очень сложно, так как динамический диапазон усилителя ограничен сверху номинальной мощностью, превышение которой ведет к недопустимому росту нелинейных искажений, а снизу — собственными помехами устройства, поскольку минимальный сигнал не должен заглушаться шумами.

Для выполнения последнего условия напряжение минимального сигнала должно быть не менее чем на 6-4-10 дб (в два-три раза) больше напряжения помех.

Принимая во внимание, что максимальный неискаженный сигнал соответствует номинальной мощности усилителя, следует выражения (22) для динамического диапазона усилителя уточнить:

Z)=201g^, или П = Ш§^-. (23) ^мнн "мин

Поскольку и минимальный сигнал и помехи относят к номинальной мощности, динамический диапазон усилителя легко определить, зная уровень помех: динамический диапазон по абсолютной величине меньше уровня помех на 6-4-10 дб (рис. 15).

Современные усилители кинопередвижек имеют динамический диапазон 35-4-40 дб, стационарных киноустановок — 45-^55 дб.

Так как динамический диапазон естественных источников звука больше, чем диапазон тракта передачи, то во избежание больших нелинейных искажений приходится искусственно сужать динамический диапазон при записи звука, т. е. увеличивать напряжение сигнала, соответствующего самым тихим звукам, и, наоборот, уменьшать его для самых громких звуков.

Обычно сжатие динамического диапазона, называемое компрессией, производится с помощью специальных устройств, управ-

З^уз^Ьвдасевваг J3

ляемых звукооператором. Применение компрессии несколько снижает естественность звукопередачи, однако большого влияния на качество звучания не оказывает.

Расширение динамического диапазона усилителя возможно лишь путем уменьшения уровня собственных помех.

К Р(А Т К И Е В ЫВ О Д Ы

Усилитель напряжения характеризуется коэффициентом усиления, который определяется как отношение выходного напряжения сигнала ко входному и может выражаться в логарифмических единицах — децибелах.

Всякий усилитель искажает форму кривой сигнала. Линейные искажения появляются из-за наличия реактивных сопротивлений. Сущность ли- пейных искажений заключается в неодинаковом усилении частотных составляющих сложного сигнала (частотные искажения) и в нарушении фазовых соотношений между ними (фазовые искажения).

Нелинейные искажения возникают из-за нелинейности характеристик ламп и трансформаторов, а также из-за сеточных токов. Сущность нелинейных искажений заключается в появлении на выходе устройства новых частотных составляющих — высших гармоник и комбинационных тонов.

Нелинейные искажения приводят к изменению тембра, хрипению и дребезжанию звука, частотные — к изменению тембра, а фазовые искажения человеческим ухом не воспринимаются.

Увеличение амплитуды сигнала приводит к росту нелинейных искажений. Наибольшие нелинейные искажения вносит оконечный каскад. Выходная мощность, при которой нелинейные искажения не превышают допустимой величины, называется номинальной.

Диапазон частот, пропускаемых усилителем при допустимой величине частотных искажений, зависит от выбора элементов схемы и определяется назначением усилителя. С расширением диапазона частот увеличивается естественность звучания, но возрастают нелинейное искажения и помехи, и усилитель становится более дорогим и сложным.

Динамический диапазон усилителя меньше динамического диапазона естественных источников звука; сверху он ограничен ростом нелинейных искажений при перегрузке ламп, снизу — собственными помехами усилителя.

Помехи состоят из собственных шумов первой лампы, тепловых шумов сопротивлений во входной цепи, фона переменного тока из-за пульсаций питающего напряжения и наводок со стороны внешних электростатических и электромагнитных полей. Шумы ламп и сопротивлений возрастают с расширением диапазона частот и не зависят от конструкции усилителя; фон и паводки можно уменьшить специальными мерами.

Глава III

УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД

§ 1. Схема усилительного каскада

Усилительный каскад может быть представлен в простейшем случае в виде трехэлектродной лампы Л, в цепь сетки которой включены источник постоянного отрицательного напряжения Е^ и источник усиливаемого переменного напряжения и^ а в цепь анода — источник постоянного напряжения питания Еа и сопротивление анодной нагрузки Ra (рис. 16). К нити накала лампы подводится номинальное напряжение накала U

В анодной цепи от положительного полюса (+) источника питания через сопротивление анодной нагрузки и лампу к отрицательному полюсу (—) источника питания протекает анодный ток 1а1 который создает на сопротивлении нагрузки падение напряже

ния uR=i„R„.

Рис. 16. Схема простейшего усилительного каскадаРис. 16. Схема простейшего усилительного каскада

Рис. 16. Схема простейшего усилительного каскада

Рис. 16. Схема простейшего усилительного каскада

Рис. 17. График, иллюстрирующий появление переменной составляющего анодного тока при подаче переменного напряжения па сетку лампы

Рассмотрим процесс усиления сигнала электронной лампой. При отсутствии полезного сигнала на входе каскада ^режиме покоя, или, как иногда говорят, в паузе) на сетке лампы действует постоянное отрицательное напряжение Eg, которому на сеточной характеристике лампы соответствует точка Р, а в анодной цепи протекает постоянный ток 1ао — ток покоя (рис. 17). При этом на аноде лампы напряжение также постоянно и равно разности между напряжением анодного источника и падением напряжения на сопротивлении анодной нагрузки:

* Ua.-Ea — Ia<Ra.(24)

Когда на^ вход подается переменное напряжение и ~— " Umg sinco^, общее напряжение на сетке и,т становится пульсирующим, оставаясь все время отрицательным, поскольку Е >П чтобы не возникали искажения из-за сеточных токов.

Режим рабозы усилителя при наличии полезного сигнала на входе называют колебательным режимом, или режимом усиления.

При анализе усилительных схем для простоты считают входной сигнал синусоидальным, принимая во внимание, что сложный сигнал состоит из ряда синусоидальных составляющих, для каждой из которых сделанные выводы будут справедливы, а если система линейна, то выводы останутся справедливыми и для суммы этих составляющих, т. е. для сложного сигнала в целом.

Чтобы представить, как изменяется во времени анодный ток, если на сетке действует пульсирующее напряжение и^Ео^-

। /у sincoZ, пользуются сеточной характеристикой лампы (рис^17,а) и на том же графике строят временную диаграмму напряжения на сетке (рис. 17,6). Ось напряжения ug располагают параллельно оси абсцисс графика сеточной характеристики (или паже совмещают с ней), а ось времени проводят перпендикулярно ей вниз, как продолжение оси токов системы координат га—ug.

Если для любого момента времени величину сеточного напряжения, взятую из временной диаграммы рис. 17,6, снести на сеточную характеристику лампы (рис. 17, а), то можно определить ве

личину анодного тока в диаграмму (рис. 17, в).

Из рис. 17 видно, что с повышением потенциала сетки относительно катода (уменьшение отрицательного напряжения) анодный ток возрастает, причем синусоидальному изменению сеточного напряжения отвечает синусоидальное изменение анодного тока, если считать, что Используемый участок характеристики лампы практически прямолинеен.

В положительный полупериод сигнала ug (от ^ до £2) анодный ток увеличивается по сравнению с током покоя.

построить его временнуюпостроить его временнуюэтот момент иэтот момент иааZ7)Z7)Колебательный режылиКолебательный режыли#4 Режим покоя#4 Режим покояТ.2Т.2Р и с. 18. Графическое представ-ление процесса усиленияР и с. 18. Графическое представ-ление процесса усиленияУвеличение анодного тока приводит к увеличению падения напряжения uR на сопротивлении анодной нагрузки (см. рис. 16), что, в свою очередь, вызывает такое же по величине уменьшение анодного напряжения иа1 так как из постоянного напряжения источника питания Еа вычитается большее падение напряжения на На.

построить его временную

построить его временную

этот момент и

этот момент и

а

а

Z7)

Z7)

Колебательный режыли

Колебательный режыли

#4 Режим покоя

#4 Режим покоя

Т.

2

Т.

2

Р и с. 18. Графическое представ-ление процесса усиления

Р и с. 18. Графическое представ-ление процесса усиления

На рис. 18 даны временные диаграммы, иллюстрирующие режим покоя (от 0 до ^) и процесс усиления. Эти же диаграммы для наглядности показаны па схеме каскада (см. рис. 16).

В отрицательный полупериод полезного сигнала (от /2 до /з) все процессы происходят в обратном направлении, т. е. сеточное напряжение понижается (отрицательное напряжение на сетке увеличивается по сравнению с режимом покоя), анодный ток уменьшается, падение напряжения на анодной нагрузке уменьшается и на столько же увеличивается напряжение на аноде (см. рис. 18).

Таким образом, пульсации сеточного напряжения с частотой полезного сигнала приводят к пульсациям анодного тока с такой же частотой, т. е. к появлению переменной составляющей анодного тока ^^—7^-sine)/, где I та — ее амплитудное значение.

В колебательном режиме анодный ток равен

а»А~1 та * ®^(25)

Этот ток создает на сопротивлении нагрузки Ra пульсирующее падение напряжения:

* ^а I а. * ^ аЛ'^та * ^а* ^П

а напряжение на аноде получим, как разность:

^=^ —г'Л^(26)

или иа Еа 1аъ«На Iта -Ra * sin tot.

Следовательно, анодное напряжение в колебательном режиме тоже пульсирует и может быть представлено в виде суммы постоянной составляющей Uab~Ea—Iao*Ra и переменной составляющей — U „„sino/:

«а = Uа» + Ua^ =UroA-Uma- Sin tot, где

ита • sin tot = — Iта . R а. sin tot.

Таким образом, переменные составляющие напряжения на аноде и на анодной нагрузке равны по величине и противоположны по фазе:

Амплитуда анодного напряжения, являющегося усиленным сигналом, определяется как

Uma=Imo-Ra.(27)

Как видно из сравнения рис. 18, а и а, в процессе усиления лампа поворачивает фазу усиливаемого сигнала на 180°, так как ид_ (входное напряжение) и иа_ (выходное напряжение) по фазе противоположны.

В результате рассмотренных процессов амплитуда переменного напряжения на выходе каскада получается значительно больше

амплитуды переменного напряжения на входе, в чем и заключается сущность усиления посредством электронной лампы:

Uma> umg.

Это объясняется свойством лампы, благодаря которому с помощью слабых электрических сигналов, подводимых к сетке, можно управлять током в более мощной анодной цепи и получать на нагрузке более мощные колебания, чем управляющий сигнал, так как сетка находится значительно ближе к катоду, чем анод, и ее влияние на анодный ток велико.

Чем больше крутизна характеристики лампы, тем больше амплитуда анодного тока при той же амплитуде сеточного напряжения (на рис. 17 показано пунктиром). Изменения анодного тока приводят, в свою очередь, к изменениям падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки и па аноде, причем эти изменения тем больше, чем больше величина сопротивления Ra.

Таким образом, амплитуда анодного тока, считая характеристику приближенно прямолинейной

та ^дин ' ^ mgk^ ’

„( » \

где 5 дгн — крутизна характеристики в при включенном в анодную цепь сопротивлении нагрузки.

Амплитуда анодного напряжения

Uта~^ma'-^a"^mg*^ дин*"^ а*

Коэффициент усиления найдем как отношение выходного напряжения к входному:

.R .(28)

ГТ П „ дин на*X >

u вх u

Пример. Амплитуда входного сигнала Umg=^2 в, а крутизна динамической характеристики б’дин = 1,5 —. В анодную цепь включено сопротивление Ra — 30 ком.

Определить амплитуды анодного тока и напряжения и коэффициент усиления каскада.

Амплитуда анодного тока

Im«-SMH.Ufflg = 1,5 • 10—3 • 0,2 = О.З-Ю-а.

Амплитуда анодного напряжения

^а = ^«-Яа = 0,3.10- = .30.10= = 9в.

Коэффициент усиления

Umg 0,2

Таким образом, каскад в 45 раз усилил напряжение. Этот же результат мы получили бы, если сразу определили коэффициент усиления по формуле (28):

K =1,5.КГ5.3(М03-45,

или в децибелах:

Кд6 = 20 1g 45 = 33 96.

Роль сопротивления анодной нагрузки заключается в том, что блаюдаря ему анодное напряжение пульсирует в соответствии с сигналом и можно получить усиленное напряжение.

Если соединить анод непосредственно с источником анодного питания (статический режим, /?а=0), то на аноде будет постоянное напряжение Ua=Ea и переменной составляющей напряжения в анодной цепи мы не получим, несмотря на пульсации анодного тока, и, следовательно, не будет усиления.

При Ra = <x> между анодом и источником питания имеется разрыв цепи, и постоянное напряжение на анод не попадает, вследствие чего лампа не работает.

§ 2. Динамический режим

и динамические характеристики

При включении сопротивления нагрузки в анодную цепь лампы напряжение на аноде изменяется с изменением сеточного напряжения.

Режим работы лампы с нагрузкой в анодной цепи, при котором анодное напряжение не остается постоянным, а изменяется с изменением анодного тока, называется динамическим режимом.

Характеристики и параметры лампы в динамическом режиме отличаются от статических анодных и сеточных характеристик и параметров. Анодный ток в динамическом режиме зависит одновременно и от напряжения на аноде и от напряжения на сетке, т. е. является функцией двух переменных:

Графически эта зависимость представляется динамическими характеристиками лампы, которые могут быть построены как в анодной, так и в сеточной системах координат.

Динамические характеристики используются для графических расчетов режима работы лампы и позволяют легко определить амплитуды анодного тока и напряжения при заданном или выбранном напряжении на сетке, а также мощность, к. п. д. и нелинейные искажения, вносимые усилителем.

Вид динамической характеристики для каждого типа лампы, имеющей определенные статические характеристики и параметры, зависит от напряжения источника анодного питания Еаи величины и характера сопротивления анодной нагрузки, которая может быть активной Ra, реактивной ха и комплексной Za.

Рассмотрим динамические характеристики при чисто активной анодной нагрузке Ra, предположив, что сопротивление нагрузки одинаково для постоянного и переменного тока.

Для построения динамической характеристики в анодной системе координат воспользуемся уравнением (26), связывающим анод-

Р и с. 19. Построение динамической характеристики в анодной системе координат уравнение прямой линии оси токов, ордината кото-Р и с. 19. Построение динамической характеристики в анодной системе координат уравнение прямой линии оси токов, ордината кото-ное напряжение с напряжением источника, анодным током и сопротивлением нагрузки:

Р и с. 19. Построение динамической характеристики в анодной системе координат уравнение прямой линии оси токов, ордината кото-

Р и с. 19. Построение динамической характеристики в анодной системе координат уравнение прямой линии оси токов, ордината кото-

ua=Ea — iaRa,

115s Ra'5s Ra'(29)(29)и решив его относительно тока

1

1

5s Ra'

5s Ra'

(29)

(29)

получим уравнение динамической характеристики.

Выражение (29) представляет собой

(рис. 19), проходящей через точку В па

рой равна свободному члену ^ ,и составляющей с осью абсцисс

1 тупой угол а, причем tga=—— .

Удооно строить эту прямую не по углу а, а в отрезках, которые она отсекает на осях: на оси ординат найденный ранее отрезок ОВ=^, который иначе можно определить, положив ua=0, и на оси абсцисс отрезок ОА, величину которого найдем, положив в уравнении (29) ia=0:

Л1 I Еа

0==-r; Ua+R2'

откуда

иа=ОА=Еа.

Таким образом, динамическая характеристика в анодной системе координат при чисто активной нагрузке представляет собой прямую, проходящую через точки А {Еа,О) и В кО,^) и называема мую иначе линией нагрузки.

Точке А соответствует режим, когда анодный ток равен нулю, падения напряжения на сопротивлении нагрузки нет и анодное напряжение равно напряжению источника, а точке В — случай, когда все напряжение источника падает на анодной нагрузке и напряжение на аноде равно нулю.

Построив динамическую характеристику на семействе анодных статических характеристик (рис. 20), можно для любого значения напряжения на сетке определить величину анодного тока и анодного напряжения по точкам пересечения динамической характеристики со статической, соответствующей данному сеточному напряжению. Например, при ug=ug2 (точка 2), ia=ia2 и иа=иа2.

При изменении величины сопротивления нагрузки изменяется только наклон характеристики, причем чем больше Ва, тем более полого идет линия нагрузки и при изменении Ва от 0 до <х> угол изменяется от 90 до 180° (рис. 21,а).

Р и с. 20. Определение режима с помощью динамической характеристики и перенос ее из анодной системы координат в сеточную

Рис 21. Семейство динамических характеристик при различных значениях Ra (а) и Еа (б)

При постоянном значении Ra и изменении величины напряжения источника питания динамическая характеристика смещается параллельно самой себе: вправо при увеличении Еа и влево при уменьшении Еа (рис. 21,6).

Для получения динамической характеристики в сеточной системе координат можно воспользоваться двумя спосо'бами.

Перенос характеристики из анодных координат щщеточные. Для этого в системе координат га—иа строится динамическая прямая по известным Ra и Еа описанным выше способом, а затем переносится по точкам в систему координат га—ug (см. рис. 20). Чтобы получить точку 1’, соответствующую ей величину анодного тока iai откладывают на оси токов при ^=0; точку 2' можно получить, отложив величину тока iol при ug2 = —2в и т. д.

Построение динамической характеристики в сеточной системе координат по известным Еа, Ra, р, (коэффициент усиления лампы).

Для этого из семейства сточных статических характеристик (рис. 22) выбирают ту характеристику, которая соответствует анодному напряжению, равному напряжению источника питания Еа. В статическом режиме, когда R отсутствует, различным значениям анодного тока id, =0, *d2, Ч» и т. д. будут соответствовать точки статической характеристики 1, 2, 3, 4 и т. д., так как ua=2?a=const. В динамическом режиме, когда

Рис. 22. Построение динамической характеристики в сеточной системе координатРис. 22. Построение динамической характеристики в сеточной системе координатвключено сопротивление

Рис. 22. Построение динамической характеристики в сеточной системе координат

Рис. 22. Построение динамической характеристики в сеточной системе координат

нагрузки Ra, с увеличением тока уменьшается анодное напряжение за счет падения напряжения на Ra и поэтому точки динамической характеристики 2', 3', 4' и т. д. лежат правее соответствующих точек статической характеристики.

Первые точки статической и динамической характеристик (при гв1=0) совпадают, так как падение напряжения на анодной нагрузке равно нулю и иа=Еа. Для получения второй точки возьмем точку 2 на статической характеристике при 1а=га2- При этом падение напряжения на Ra составит uR— iai-Ra, а анодное напряжение станет на эту величину меньше, чем Е^. , ,

u-a=Ea — iaVRtt.

Таким образом, за счет включения Ra приращение анодного напряжения при токе гй2 составило \им= —ia2-Ra. Это приращение должно быть в ц раз больше приращения сеточного напряжения, так как ц=—Поэтому UЗнак«—»

r NUg " р р

показывает, что при уменьшении анодного напряжения потенциал сетки должен повыситься, чтобы ток не изменился. Значение Ап^ следует отложить от точки 2 вправо, чтобы полечить точку 2' динамической характеристики.

Аналогично при 1а=гаа следует от точки 3 статической характеристики отложить вправо величину 3—3', равную А и, =——- для получения точки 3’ динамической характеристики и т. т.

Например: гт = 0, ia2 = 1 ма, iaa = 2 ма, ial = 3 ма и т. д., Ra = 20 ком, Еа = 160 в, ц = 20.

При гт = 0 Лий1 = iat -Ra = 0, kugl = 0; 1 — Г = 0.

л л i№'Ra 1-1О~3-2О-1О3, о л 4

При / = 1 ма ku™ =--—- = — = 1 в, 2—2 = Ли„2=1 в.

8 р208

динамической характеристики с изменением Ra от 0 до сюдинамической характеристики с изменением Ra от 0 до сю2 10~3-20-105202 10~3-20-10520= 2»; 3 — 3'=&Ug,=2= 2»; 3 — 3'=&Ug,=2ввПри ias = 2 .иа Дигз = Ь«2^ =

динамической характеристики с изменением Ra от 0 до сю

динамической характеристики с изменением Ra от 0 до сю

2 10~3-20-105

20

2 10~3-20-105

20

= 2»; 3 — 3'=&Ug,=2

= 2»; 3 — 3'=&Ug,=2

в

в

и т. д.

того, при изменении Ra от Отого, при изменении Ra от ОЧем больше сопротивление анодной нагрузки, тем более вправо отодвигаются точки динамической характеристики от точек статической, следовательно, тем более пологой будет динамическая характеристика (рис. 23). При Ra=0 динамическая характеристика сливается со статической, а при Ra=eo— с осью абсцисс. Кроме до оо динамическая характеристика

того, при изменении Ra от О

того, при изменении Ra от О

выпрямляется, так что при том же значении входного сигнала нелинейные искажения меньше.

Пользуясь динамическими характеристиками в совокупности с сеточными или анодными статическими характеристиками, можно определить режим работы лампы как в паузе, так и при подаче полезного сигнала. Режим работы лампы характеризуется величинами анодного тока, напряжения на аноде и па сетке, а для тетродов и пентодов — еще и напряжением на экранной сетке.

Все эти величины связаны между собой и зависят от выбора сопротивления анодной нагрузки Ra, напряжения источника питания Еа и постоянного отрицательною напряжения смещения на сетке Е . Для данной величины Еа и Ra на графике анодных (или сеточных) характеристик лампы строится динамическая характеристика и выбирается величина смещения Eg из соображения получения наименьших нелинейных искажений. Тогда режим покоя будет характеризоваться точкой Р пересечения динамической характеристики со статической, соответствующей выбранному смещению (рис. 24).

Точка Р, лежащая на динамической характеристике и определяющая режим работы лампы, называется рабочей точкой. В режиме покоя рабочая точка позволяет определить величину тока покоя /ао и постоянного напряжения на аноде U ао. В колебательном режиме, когда на сетку лампы подается переменное напряжение u.g_ = U. sincoZ, рабочая точка совершает колебания по участку динамической характеристики АВ, называемому рабочим участком; он заключен между статическими характеристиками, соответствующими минимальному и максимальному напряжению на сетке, где

ыгмин Eg Emg, a ugMaKC—EgA-Umg.

Например, на рис. 24 Eg= —10 g, Umg=5 в, тогда игмИн=—10— —5=—15е, а и^макс=—104-5=—5 е и рабочий участок динамиче-

Рис. 24. Графический расчет режима работы каскада

ской характеристики заключен между статическими анодными характеристиками, снятыми при ug=—5 в и ug=—15 в.

Точка А, соответствующая и нс, характеризует величину г"ймакс И “амин- а Т0ЧКа В' СООТВвТСТВуюЩаЯ «гмИн, Определяет г«„яи И “смаке- причем

У а мин ^аота'

^а манепо + ^ та'

^а мин ^а»Uта'

^« макс Util)-VUта.

Таким образом, проекция половины рабочего участка динамической характеристики РА на ось ординат дает амплитуду анодного тока 1та, а на ось абсцисс — амплитуду анодного напряжения Uта. В нашем примере из графика рис. 24 находим:

4о=10 ма> ^а^А ", иай = ^6 И Uma=14e.

Для того чтобы нелинейные искажения были минимальны, необходимо правильно выбрать режим работы, который при известных Еа и Ra определяется величиной смещения Е и амплитудой переменного напряжения на сетке Umg.

При правильно выбранном режиме для усилителя напряжения рабочая точка в колебательном режиме не должна заходить в область криволинейной части статических характеристик лампы и в область появления сеточных токов (напомним, что токи сетки появляются при напряжении на ней ug=~(0,54-0,8) в и увеличиваются с повышением этого напряжения).

Р и с. 25. Выбор режима усилителя напряжения

Если отметить пунктирными линиями ММ' и NN' (рис. 25) границы этих областей, то на динамической характеристике определится возможный рабочий участок MN. Рабочая точка Р должна лежать в середине этого участка, что достигается выбором величины напряжения смещения Е .

Амплитуда сеточного напряжения не должна быть больше величины смещения, пли точнее, если считать, что сеточные токи появляются при ug =—(0,5-^0,8)е, то

Hm^i^|-(0,5^0,8)e, (30) где | Eg |— абсолютная величина смещения.

При слишком большом смещении появляются нелинейные искажения из-за захода в нижний криволинейный участок характеристики, с дальнейшим увеличением смещения лампа может оказаться запертой (рис. 26, а, б). При слишком малом смещении нелиней-

Р и с. 26. Появление нелинейных искажений при неправильном выборе режима работы:

а — смещение велико — рабочая точка на нижнем загибе "характеристики; б — смещение еще больше — лампа заперта, в — смещение мало — лампа работает с сеточными тонами

нЫе искажения возникают из-за появления сеточных токов (рис. 26,в).

Если требуется усилить большое по амплитуде напряжение, то необходимо расширить приближенно линейный участок сеточной характеристики, лежащий в области отрицательных напряжений на сетке. Это достигается выбором более высокого напряжения на аноде, поскольку с повышением анодного напряжения характеристика смещается влево (кривая II рис. 27). Одновременно требуется увеличить смещение до величины Е , соответствующей положению рабочей точки Рг в середине рабочего участка А^В^

Рис. 27. С повышением анодного напряжения увеличивается возможный рабочий участок характеристике и можно увеличить амплитуду сигналаРис. 27. С повышением анодного напряжения увеличивается возможный рабочий участок характеристике и можно увеличить амплитуду сигнала§ 3. Нелинейные искажения, обусловленные токами сетки

Рис. 27. С повышением анодного напряжения увеличивается возможный рабочий участок характеристике и можно увеличить амплитуду сигнала

Рис. 27. С повышением анодного напряжения увеличивается возможный рабочий участок характеристике и можно увеличить амплитуду сигнала

Ранее несколько раз упоминалось, что сеточные токи приводят к появлению нелинейных искажений. Рассмотрим, как это происходит.

На рис. 28,а дана схема усилительного каскада, во входную цепь которого включен только источник усиливаемых колебаний ug_, а источник постоянного отрицательного напряжения отсутствует.

Рис. 28. Нелинейные искажения, обусловленные токами сетки

Все маломощные источники колебаний (фотоэлементы, фотоэлектронные умножители,микрофоны, звукосниматели и др.) имеют большое внутреннее сопротивление Rig, играющее в данном случае важную роль (оно условно показано на схеме отдельно от источника).

В течение положительного полупериода потенциал сетки становится положительным относительно катода, часть электронов попадает с катода на сетку и в цепи сетки появляется ток г , который создает на внутреннем сопротивлении источника падение напряжения igRig. В результате этого напряжением^, приложенное к сетке, не равно э. д. с. источника и а меньше его на величину igR.g:

Ug~=ug~ — igRig.(31)

Величина igR;g растет по мере роста сеточного тока, с увеличением положительного потенциала сетки (рис. 28,6).

В течение отрицательного полупериода сеточный ток отсутствует, так как сетка остается отрицательной относительно катода. Поэтому источник колебаний работает без нагрузки (в режиме холостого хода) и вся его э.д.с. ug_ приложена к сетке.

Таким образом, за счет влияния сеточного тока к сетке лампы подводится не синусоидальное напряжение источника переменной э.д.с., а напряжение с искаженной формой кривой, так что даже при использовании прямолинейного участка характеристики форма кривой анодного тока Va_ также оказывается несинусоидальной, повторяющей форму кривой сеточного напряжения ug_, и сигнал источника искажается.

Искажения, вызванные сеточными токами, как следует из формулы (31), тем больше, чем больше внутреннее сопротивление источника усиливаемых колебаний, так как при нагрузке маломощных источников напряжение на их зажимах резко падает по сравнению с режимом холостого хода.

Действительное напряжение на сеткеДействительное напряжение на сеткеРис. 29. Влияние внутреннего сопротивления источника сигнала на величину искажений, вызванных сеточными токами:а — Rxg велико; б —Л $о малоРис. 29. Влияние внутреннего сопротивления источника сигнала на величину искажений, вызванных сеточными токами:а — Rxg велико; б —Л $о малоНапример, пусть амплитуда э. д. с. источника составляет 5 в, его внутреннее сопротивление в первом случае 25 ком, а во втором случае 1 ком, наибольший сеточный ток равен 0,1 ма. Тогда в первом случае амплитуда напряжения на сетке в положительный полупериод меньше амплитуды э.д.с. источника на 0,1-10“3.25.105-2,5 в, что вдвое меньше амплитуды напряжения в отрицательный полупериод, а во втором случае—всего на 0,1 • 103 • 1 * 10s— = 0,1 в, т. е. на 2%, так что нелинейные искажения почти незаметны (рис. 29, а. б).

Действительное напряжение на сетке

Действительное напряжение на сетке

Рис. 29. Влияние внутреннего сопротивления источника сигнала на величину искажений, вызванных сеточными токами:

а — Rxg велико; б —Л $о мало

Рис. 29. Влияние внутреннего сопротивления источника сигнала на величину искажений, вызванных сеточными токами:

а — Rxg велико; б —Л $о мало

Режим работы каскада с

етОчными токами иногда применяется в оконечных усилителях большой мощности. В таких случаях во избежание больших нелинейных искажений нужно иметь источник сигнала, обладающий малым внутренним сопротивлением, или иначе, мощный источник. Поэтому предоконечный каскад тоже должен являться уси- дителем мощности, а не усилителем напряжения.

§ 4. Способы осуществления отрицательного смещения

Для того чтобы не появлялись сеточные токи, вызывающие нелинейные искажения, на сетку лампы кроме переменного напряжения подается постоянное отрицательное напряжение, называемое напряжением смещения, или просто смещением.

По способу осуществления смещения различают два вида схем: 1) с независимым, или фиксированным, смещением и 2) с автоматическим смещением.

Независимое смещение подается от постороннего источника— батареи гальванических элементов или выпрямителя.

Гальванические элементы дают постоянное по величине напряжение, но они дороги и громоздки и поэтому в усилителях звуко

вого кино не используются.

В качестве источника независимого смещения в стационарных

усилителях звукового кино применяются специальные выпрямители, компактные, дешевые и простые по устройству и эксплуа

тации.

Принципиальная схема включения источника независимого смещения в цепь сетки лампы показана на рис. 30, где В — выпрямитель, a Rg— сопротивление в цепи сетки лампы (сопротивление утечки сетки), на котором источник усиливаемых колебаний (обычно предыдущий каскад) развивает входное напряжение ug~. Источник независимого смещения включается обязательно последовательно с источником переменного напряжения, так как иначе (при параллельном включении) вследствие малого сопротивления источника Е переменному току он зашунтирует источник

Рис. 30. Принципиальная схема включения источника независимого смещения в цепь сетки лампыРис. 30. Принципиальная схема включения источника независимого смещения в цепь сетки лампыug_ и входного сигнала на сетке лампы не будет.

Рис. 30. Принципиальная схема включения источника независимого смещения в цепь сетки лампы

Рис. 30. Принципиальная схема включения источника независимого смещения в цепь сетки лампы

Таким образом, напряжение смещения подается на сетку лампы через сопротивление Rg, которое должно быть достаточно велико для получения большого входного сигнала.

Если лампа работает без сеточного тока, то источник независимого смещения работает в режиме холостого хода, т. е. разность

потенциалов между сеткой и катодом равна э.д.с. Е . В этом случае на Rg нет постоянного падения напряжения, и его величина не влияет на режим работы лампы.

Но независимое смещение применяется главным образом в оконечных каскадах. В мощных лампах вследствие высокого анодного напряжения и недостаточно совершенного вакуума происходит ионизация газа; движение положительных ионов к отрицательно заряженной сетке вызывает в цепи ионный сеточный ток ^ион- Ионный ток создает на сопротивлении Rg падение напряжения 1,^-Rg, полярность которого, как видно из рис. 30, противоположна полярности смещения Е . В результате этого действительная величина отрицательного напряжения на сетке Е' относительно катода уменьшится:

Eg=Eg- — ig ион • Rg.

■ Чем больше Rg, тем сильнее влияние ионного тока на величину смещения.

Уменьшение смещения вызывает изменение режима работы лампы, в частности увеличение постоянной составляющей анодного тока, что, в свою очередь, приводит к увеличению мощности рассеяния на аноде, повышению его нагрева и выделению окклюдированных парами металла газов. При этом вакуум ухудшается, ионный ток увеличивается и смещение продолжает уменьшаться, что в конце концов приводит к порче лампы.

Поэтому для уменьшения влияния ионных токов (или несовершенства вакуума) в цепь сетки ламп при независимом смещении следует включать сопротивление R„, не превышающее определенной величины (обычно не более ЮО^кол»).

Если независимое смещение подается от выпрямителя, то последний должен иметь хороший сглаживающий фильтр, так как пульсации выпрямленного напряжения вместе с постоянным напряжением смещения попадают на сетку лампы, усиливаются этим и последующими каскадами и создают на выходе усилителя фон переменного тока. Поэтому пульсации не должны превышать сотых долей процента.

Автоматическое смещение осуществляется за счет постоянной составляющей анодного тока данного каскада. Для этого между катодом и общим проводом включается сопротивление смещения 7?см (Рис- 31,а). В схеме усилителя общим, или минусовым, называется провод, к которому подключается отрицательный зажим источника анодного питания; этот провод обычно бывает общим для всех каскадов и заземляется.

Анодный ток покоя, проходя через сопротивление смещения, создает на нем постоянное падение напряжения:

®'g=^a»*^w (32)

полярность которого обозначена на схеме (потенциал катода выше потенциала общего провода).

р ц с. 31. Принципиальная схема автоматического смещения (а, б) и графи- ' ки, поясняющие процессы в колебательном режиме (в)

Сопротивление RCM, включенное в цепь анодного тока, одновременно входит и в цепь сетки лампы, где оно соединено последовательно с сопротивлением утечки сетки Rg, что видно из рис. 31,6, представляющего собой ту же схему, что и рис. 31,а, но изображенную для большей наглядности несколько иначе.

Таким образом, напряжение Eg (как и входной сигнал) попадает на сетку лампы, вследствие чего она становится отрицательной по отношению к катоду.

Если в результате графического расчета режима работы определены Е и 1а0, то величина необходимого сопротивления смещения находится из равенства (32):

При подаче на сетку лампы переменного напряжения от источника усиливаемого сигнала описанные выше явления осложняются тем, что в колебательном режиме анодный ток пульсирует, следовательно, и падение напряжения на RCM становится пульсирующим. Его постоянная составляющая по-прежнему определяется как Im-RCm 11 представляет собой смещение Eg, а переменная составляющая, равная ia^-RCM, имеет частоту сигнала.

Из схемы рис. 31,6 нетрудно убедиться, что переменная составляющая напряжения, получающегося на сопротивлении смещения, приложена к сетке последовательно с усиливаемым сигналом ug„ и в противофазе с ним, в результате чего действительное переменное напряжение на сетке меньше напряжения источника ug» (рис. 31,в) и усиление каскада уменьшается.

Рассмотрим подробнее, как это происходит. В положительный полупериод сигнала — от tt до <2 (рис. 31,в) потенциал сетки повышается по сравнению с режимом покоя и анодный ток увеличивается; увеличивается и падение напряжения на RCM, т. е. его переменная составляющая имеет ту же полярность, что и постоянная (условимся на схемах знаки переменного напряжения в рассматриваемый момент времени указывать в скобках). Таким образом, пе-

Рис. 32. Схема автоматического смещения с блокирующим конденсаторомРис. 32. Схема автоматического смещения с блокирующим конденсаторомРис. 33. Частотные искажения при малой величине емкости блокирующего конденсатораРис. 33. Частотные искажения при малой величине емкости блокирующего конденсатора

Рис. 32. Схема автоматического смещения с блокирующим конденсатором

Рис. 32. Схема автоматического смещения с блокирующим конденсатором

Рис. 33. Частотные искажения при малой величине емкости блокирующего конденсатора

Рис. 33. Частотные искажения при малой величине емкости блокирующего конденсатора

ременное напряжение на RCM и переменное напряжение источника па Rg находятся в противофазе.

Явление уменьшения входного сигнала за счет попадания на сетку переменного напряжения с сопротивления смещения носит название отрицательной обратной связи по току (см. главу VIII). Это явление может быть в ряде случаев использовано как положительный фактор.

Однако если уменьшение усиления нежелательно, то сопротивление RCM шунтируют конденсатором Ссм (рис. 32), называемым конденсатором смещения, или блокирующим конденсатором. ■

Емкость конденсатора Ссм должна быть выбрана так, чтобы его сопротивление для нижней граничной частоты было в 54-10 раз меньше RCM:

(34, а)(34, а)(34,6)(34,6)1 Дем«в^см '"б н- 10’

(34, а)

(34, а)

(34,6)

(34,6)

откуда

г _ (510) 106.

СГм ^ — МКф.

Смт НJ

шн21см

Тогда переменная составляющая анодного тока, протекая через конденсатор, имеющий значительно меньшее сопротивление, чем Кем, практически не создает между точками а и б переменного падения напряжения, и с RCM на сетку лампы попадает только постоянное отрицательное напряжение.

Если емкость конденсатора мала и величина ее не удовлетворяет условию (34,а), то сопротивление его, оставаясь малым для верхних и средних частот, может стать заметно большим для нижних частот, в результате чего на этих частотах между точками а и б появится переменное напряжение, что приведет к уменьшению усиления. Таким образом, недостаточная величина емкости блокирующего конденсатора приводит к появлению частотных искажений (спад частотной характеристики в области нижних частот— рис. 33).

Автоматическое смещение значительно проще и дешевле независимого. Кроме того, при использовании автоматического смещения происходит некоторая стабилизация постоянной составляющей анодного тока лампы, что особенно важно при невысоком вакууме. Если за счет ионных токов на сопротивлении Rg создается падение напряжения, вызывающее повышение потенциала сетки, и начи нает возрастать анодный ток, то возрастает и напряжение на сопротивлении смещения. Вследствие этого практически восстанавливается первоначальная разность потенциалов между сеткой и катодом, что препятствует резкому увеличению анодного тока (последнее наблюдалось бы при независимом смещении).

Благодаря свойству стабилизации тока покоя в схемах с автоматическим смещением допускается применение больших сопротивлений утечки сетки, чем при независимом смещении (до 14-1,5 мгом для ламп, усиливающих напряжение, и до 0,5 мгом для мощных ламп, тогда как при независимом смещении Rg должно быть менее 0,1 мгом\

К недостаткам автоматического смещения следует отнести возможность появлений частотных искажений при уменьшении емкости блокирующего конденсатора (обычно в качестве блокирующих применяются электролитические конденсаторы, в которых с течением времени электролит высыхает, вследствие чего их емкость уменьшается).

Кроме того, изменение постоянной составляющей анодного тока вызывает изменение величины смещения. Последнее обстоятельство делает автоматическое смещение неприменимым в некоторых режимах работы мощных каскадов, когда постоянная составляющая анодного тока в процессе работы значительно изменяется в зависимости от амплитуды сигнала.

Эквивалентная схема каскада

Сложность анализа работы усилительного каскада состоит в том, что в нем имеются три цепи — анодная, сеточная и накальная, и ток в анодной цепи зависит не только от анодного напряжения, но и от напряжений в цепи накала и сетки. С точки зрения процесса усиления имеют значение переменные составляющие анодного тока и напряжения. Так как переменная составляющая тока в анодной цепи появляется в результате свойств усилительной лампы, то в этой цепи источником переменного тока можно считать лампу. Тогда, заменив для упрощения анализа лампу обычным генератором переменного тока, получим вместо схемы каскада простую электрическую схему, к которой применимы все законы общей электротехники. Но для того чтобы эти схемы были равноценны по результатам работы, или, как говорят, эквивалентны, они должны давать одинаковый ток при одинаковом сопротивлении нагрузки.

аб

P и с. 34. Схема усилительного каскада (а) и эквивалентнаяей электрическая схема для переменного тока (б)

Теорема о замене лампы эквивалентным генератором переменного тока*, электронную лампу для переменных составляющих тока и напряжения анодной цепи можно заменить генератором переменного тока, э.д.с. которого в ц раз больше переменного напряжения на сетке, а внутреннее сопротивление равно внутреннему сопротивлению лампы в рабочем режиме.

Теорему о замене лампы эквивалентным генератором можно считать доказанной, если выражения для переменной составляющей анодного тока в усилительном каскаде (рис. 34,а) и в электрической схеме с генератором (рис. 34,6) окажутся одинаковыми.

Для доказательства теоремы выведем формулу для определения переменной составляющей анодного тока.

Из курса электронных приборов известно, что результирующее электрическое поле у катода трехэлектродной лампы, создаваемое полями анода и сетки, может быть получено путем замены анода и сетки одним электродом, к которому приложено результирующее напряжение ирез. Если этот электрод находится на месте анода, то результирующее напряжение равно

%ез=и«А-^8-(35)

Если все величины изменятся, получат приращения, то приращение результирующего напряжения в соответствии с выражением (35) можно определить как

Аирез=Аиа+(л-Au?.(36)

Разделим обе части равенства (36) на Ri лампы:

А^рез ^ма । Р * ^^£/о^х

Ri ~ Rt 1‘

Внутреннее сопротивление лампы представляет собой отношение приращения результирующего напряжения к приращению анодного тока:

Ri=^;, °™Уда ^-3=^а- (38)

(39)(39)Подставим (38) в (37), получим ^а""^^ Ri •

(39)

(39)

Приращение анодного напряжения по величине равно, а по знаку противоположно приращению напряжения на сопротивлении анодной нагрузки:

Заменив Дпй в уравнении (39) его значением из (40), получим д / —■ l Azz

(41)(41)Отсюда определим

(41)

(41)

Дальнейшее преобразование справедливо только при условии, что рабочий участок характеристики лампы прямолинеен; тогда бесконечно малые приращения Ма и Анй можно заменить конечными приращениями. Для пульсирующего анодного тока и напряжения на сетке такими наибольшими приращениями за время

т

Аг = т. е. за четверть периода, являются амплитудные значения переменных составляющих I та и Umg (рис. 35).

(42)(42)(43)(43)На основании этого выражение (41) можно переписать для амплитудных значений переменных составляющих в следующем виде:

(42)

(42)

(43)

(43)

ma-ni+Ra

или для действующих значений

^R^R»

Сравнивая выражение (43) для переменного анодного тока уси^ лительного каскада с выражением для тока в электрической схеме

^”Л,г+^а’^”Л,г+^а’(44)(44)Рис. 35. Приращен^ пульсирующего тока за четверть периода равно амплитуде переменной составляющейРис. 35. Приращен^ пульсирующего тока за четверть периода равно амплитуде переменной составляющей(см. рис. 34,6), написанным в соответствии с законом Ома для всей цепи:

^”Л,г+^а’

^”Л,г+^а’

(44)

(44)

Рис. 35. Приращен^ пульсирующего тока за четверть периода равно амплитуде переменной составляющей

Рис. 35. Приращен^ пульсирующего тока за четверть периода равно амплитуде переменной составляющей

можно сделать вывод, что эти выражения одинаковы, если э. д. с. генератора Е—Ц^, а внутреннее сопротивление Вгт=Н?

Следовательно, теорема о возможности замены лампы эквивалентным генератором нами доказана, и схема рис. 34,6 является эквивалентной схемой усилительного каскада.

Эквивалентная схема составляется для переменного тока, поэтому источник постоянного напряжения Еа, сопротивление которого для переменного тока мало, на схеме не показывается.

Таким образом, для эквивалентной схемы каскада при допущении, что характеристики лампы линейны в рабочем участке, справедлив закон Ома для переменной составляющей анодного тока (выражения 42 и 43), который следует читать так: амплитуда переменной составляющей анодного тока прямо пропорциональна коэффициенту усиления лампы и амплитуде переменного напряжения на сетке и обратно пропорциональна сумме внутреннего' сопротивления лампы и сопротивления анодной нагрузки.

Динамические параметры. Мощность в анодной цепи

Пользуясь эквивалентной схемой для переменной составляющей анодного тока, можно определить параметры лампы в динамическом режиме, а также найти мощность, развиваемую лампой на анодной нагрузке.

Динамический коэффициент усиления рдив определяется как отношение приращения анодного напряжения к приращению напряжения на сетке в динамическом колебательном режиме:

РдиН— Ди^’

где знак «—» указывает на то, что увеличение сеточного напряжения приводит к уменьшению анодного, и наоборот.

Если считать рабочий участок характеристики линейным, что позволяет заменить бесконечно малые приращения через амплитудные значения переменных составляющих, как указывалось раньше, и интересоваться только абсолютной величиной коэффициента усиления, то

.,та

Umg’ где

U =1 -R , a I = ^LnS- . та та * а^ w та

Учитывая это, получим

mgRg _ V-U mgRa

U„g (R^Rg) Umg

пли окончательно динамический коэффициент усиления лампы

^Аин^^нДД) ‘С45,а)

В простейшем усилительном каскаде (см. рис. 34,а), где анодная нагрузка состоит из одного активного сопротивления Re, коэффициент усиления каскада К равен динамическому коэффи-

диенту усиления лампы, поскольку UBX — Umgi а Увих — У та и

Увых Uma

'К = -ц^=и^-^™-

(46, a)(46, a)Поэтому в данном случае 1Z .. ^а

(46, a)

(46, a)

Как видно из формул (45,а) и (46,а), коэффициент усиления • в динамическом режиме всегда меньше статического коэффициента усиления лампы р, и зависит от соотношения между сопротивлением анодной нагрузки Ra и внутренним сопротивлением лампы R., Поэтому удобно ввести понятие о нагрузочном коэффициенте а, равном отношению сопротивления нагрузки к внутреннему

Ra сопротивлению лампы: а =.

Чтобы выразить р,ДиН и К через нагрузочный коэффициент а, нужно числитель и знаменатель выражений (45,а) и (46,а) разделить на R^ Тогда получим

Ндин^Н^(45,6)

И

^^(46,6)

Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного коэффициента K=f(^ может быть представлена графически (рис. 36), для чего удобно составить таблицу значений множителя при различных значениях а (табл. 1).

Таблица 1

ЗНАЧЕНИЯ тт— ГЕРИ РАЗЛИЧНЫХ г 1-Н

а

0

0,25

0,5

1

2

3

4

5

10

20

ОО

а 14-а

0

0.2

0,33

0,5

0,67

0,75

0,8

0,83

0,91

0,95

1

Рис. 36. Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного коэффициентаРис. 36. Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного коэффициентаТаким образом, с увеличением а, т. е. с увеличением сопротивления анодной нагрузки, коэффициент усиления растет сначала быстро, а затем все медленнее, асимптотически приближаясь к статическому коэффициенту усиления лампы р.

Рис. 36. Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного коэффициента

Рис. 36. Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного коэффициента

Действительно, в пределе при Ra = oo, а=со и ^=ц, так как множитель

_a_ 1 _ 1<

i+^oo A+1 1+1 а аз

Это объясняется тем, что с увеличением сопротивления.пагрузки Ra уменьшается ток Iта, поэтому выходное напряжение U та— =1ma-Ra растет медленнее роста Ra.

Отсюда следует, что нецелесообразно значительно увеличивать сопротивление анодной нагрузки с целью получить большое усиление, тем более, что увеличение Ra приводит к необходимости повышать напряжение источника питания. Кроме того, при увеличении Ra рабочая точка перемещается вниз по характеристике, соответствующей данному смещению (см. рис. 24), где Rt больше, так что а почти не увеличивается. Поэтому обычно ограничиваются

значениями a = ~-=2-p5 (при работе на триодах).

Динамическая крутизна характеристики 5ДИН является крутизной динамической характеристики в сеточной системе координат (см. рис. 22) и может быть определена как отношение приращения анодного тока к приращению сеточного напряжения или, для колебательного режима, как отношение амплитуды переменной составляющей анодного тока к амплитуде переменного напряжения на сетке:

С =—IjC — L'C'L дин■

Подставив значение I та из (42), получим

^ V-^mgР

ДИН

Подставим значение р, выраженное через другие параметры лампы: p=SRl.

Тогда

^дии=|^ н14-Ва(47,а)

с _ с аДии 1+а -с _ с аДии 1+а -или, разделив числитель и знаменатель на Rt , выразим динамическую крутизну через нагрузочный коэффициент а:

с _ с а

Дии 1+а -

с _ с а

Дии 1+а -

(47,6)

Полученное выражение подтверждает сделанные при построении динамических характеристик (см. рис. 23) выводы о том, что крутизна динамической характеристики меньше, чем статической, и тем меньше, чем больше сопротивление анодной нагрузки.

Для построения графической зависимости 5ДЩ1=/(а) (рис. 37) дана таблица значений — при различных а (табл. 2).

Таблица 2

ЗНАЧЕНИЯ —— ПРИ РАЗЛИЧНЫХ 1

а

0

0,25

0,5

1

2

3

4

5

10

20

со

1 Тро"

1

0,8

0,67

0,5

0,33

0,25

0,2

0,17

0,1

0,05

0

3. Мощность в анодной цепи лампы Р„—это мощность, выделяющаяся на сопротивлении анодной нагрузки при прохождении переменной составляющей анодного тока:

P~ = IaRa,

где 1а — действующее значение переменной составляющей тока,

или p_=^Ra,(48)

т Ima

так как 1а = ^=.

Подставив в выражение (48) значение тока из (42), получим

р ^Rmg’Ra

и, разделив числитель и знаменатель на 7?*, перепишем это выражение в другом виде:

Ц2 гр Ра

а, а= рУ = G, где G — доброт-Кг Кгнайдем окончательную формулу для мощности ва, а= рУ = G, где G — доброт-Кг Кгнайдем окончательную формулу для мощности в\ Ra ;

а, а= рУ = G, где G — доброт-

Кг Кг

найдем окончательную формулу для мощности в

а, а= рУ = G, где G — доброт-

Кг Кг

найдем окончательную формулу для мощности в

Учитывая, что ность лампы,

Рис. 37. Зависимость крутизны динамической характеристики от нагрузочного коэффициентаРис. 37. Зависимость крутизны динамической характеристики от нагрузочного коэффициентаанодной цепи лампы:»

Рис. 37. Зависимость крутизны динамической характеристики от нагрузочного коэффициента

Рис. 37. Зависимость крутизны динамической характеристики от нагрузочного коэффициента

Р-Ц <49>

Для того чтобы получить возможно большую мощность, необходимо выбрать лампу с большой доброт- ностью G=pd —^- и подать на сетку переменное напряжение с той наибольшей амплитудой, при которой нели-

нейные искажения не превышают допустимой величины. Отсюда следует, что для увеличения допустимой с точки зрения нелинейных искажений амплитуды сеточного напряжения^ Umg необходимо повышать анодное напряжение, так как при этом сеточная характеристика смещается влево и рабочий участок увеличивается (см. рис. 27). Анодное напряжение не должно превышать максимально допустимой для данной лампы величины.

Кроме того, очень важно правильно выбрать соотношение между сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением лампы. Действительно, мощность равна произведению действующих значений анодного тока и напряжения:

U таWU таWполовине произведения ихполовине произведения ихР~=1 U

U таW

U таW

половине произведения их

половине произведения их

или, поскольку^—^^ I]а амплитудных значений:

При слишком малом сопротивлении анодной нагрузки (или а) мощность будет небольшой из-за того, что мала амплитуда анодного напряжения U ma=KU mg, так как при этом мал коэффициент силения К (см. рис. 36); при слишком большом сопротивлении Ra (или а) мощность опять-таки будет невелика из-за того, что мала амплитуда анодного тока 1та=5тп- U mg, так как с увеличением а уменьшается крутизна динамической характеристики (см. рис. 37).

Таким образом, полезная мощность пропорциональна двум величинам — Uта и 7та, из которых первая с увеличением а увеличивается, а вторая уменьшается и, следовательно, существует такое оптимальное, т. е. наивыгоднейшее, значение а, при котором отдаваемая каскадом мощность максимальна.

Чтобы определить оптимальное значение нагрузочного коэффициента а, соответствующего максимуму функции у = -Т а—^ нужно приравнять нулю первую производную этой функции: dy 1 (1+«)2 —2(1-ра).д da(l-|-a)4’

откуда находим а=1.

Следовательно, при равенстве сопротивления нагрузки и внутреннего сопротивления лампы мощность Р~ имеет максимальную величину, которую можно определить из формулы (49), подставив а=1:

^~м=ке= 4 GUmg .(51)

Отсюда можно дать определение добротности лампы как параметра, равного увосьмеренной максимальной мощности в анодной

Рис. 38. Зависимость полезной мощности от нагрузочного коэффициента при неизменной амплитуде напряжения на сеткеРис. 38. Зависимость полезной мощности от нагрузочного коэффициента при неизменной амплитуде напряжения на сеткецепи при амплитуде напряжения на сетке, равной 1 в:

Рис. 38. Зависимость полезной мощности от нагрузочного коэффициента при неизменной амплитуде напряжения на сетке

Рис. 38. Зависимость полезной мощности от нагрузочного коэффициента при неизменной амплитуде напряжения на сетке

(для получения добротности в принятых для нее единицах нужно подставить мощность в мету

Графическая зависимость полезной мощности в анодной цепи от нагрузочного

коэффициента при неизмен

ном значении амплитуды напряжения на сетке приведена па

рис. 38.

Для построения кривой по оси ординат отложена относительная величина мощности по сравнению с максимальной:

р~а

макс Г+ф2

получается при а=1 для триодов только при условии, что с изменением а амплитуда сетбчного напряжения сохраняется постоянной. Ранее указывалось, что с увеличением а динамическая характеристика выпрямляется и ее практически прямолинейный участок увеличивается, что позволяет увеличить амплитуду Umg без увеличения искажений. При этом мощность незначительно уменьшается за счет увеличения а, но вместе с тем увеличивается пропорционально квадрату U , так что максимальная мощность получается при значениях а>1.

Обычно при работе мощного каскада на триодах выбирается нагрузочный коэффициент а=2-?4.

§ 7. Входное сопротивление каскада

Входным сопротивлением каскада, или динамическим входным сопротивлением лампы, называется сопротивление между зажимами сетка—катод, на которое нагружен источник переменной э.д.с.

Усилитель AУсилитель AРис. 39. Входное сопротивление каскадаРис. 39. Входное сопротивление каскадаРис. 40. Схема каскада с учетом междуэлектродных емкостей лампыРис. 40. Схема каскада с учетом междуэлектродных емкостей лампы

Усилитель A

Усилитель A

Рис. 39. Входное сопротивление каскада

Рис. 39. Входное сопротивление каскада

Рис. 40. Схема каскада с учетом междуэлектродных емкостей лампы

Рис. 40. Схема каскада с учетом междуэлектродных емкостей лампы

Если действующее значение переменного напряжения, развиваемого источником на входе каскада (рис. 39) обозначить U g, а действующее значение тока, потребляемого входной цепью от источника /пх, то входное сопротивление определится как отношение напряжения к току:

Z„=p(52)

(в общем случае оно может быть комплексным сопротивлением).

Следует выяснить вопрос, какой ток потребляет каскад от источника. При правильно выбранном режиме работы в цепи сетки не протекает токЛследовательно, промежуток сетка—катод лампы нс нагружает источник. Но между электродами лампы имеются емкости, сопротивление которых переменному току тем меньше, чем выше частота. Через эти емкости может протекать ток от источника.

На рис. 40 показана схема каскада с учетом влияния междуэлектродных емкостей, где Сак— емкость анод—катод, Сgk— емкость сетка — катод, Cag—емкость анод—сетка, I gk—ток, протекающий через емкость сетка — катод, Iag— ток через емкость анод — сетка, I„ — сеточный ток проводимости через участок сетка — катод лампы.

Емкость Сак относится к анодной цепи лампы и на величину входного сопротивления данного каскада влияния не оказывает. Поэтому входной ток можно представить в виде геометрической суммы трех токов:

^вх ~ ^g + ^ gk + ag •

Считая, что сеточный ток равен нулю, получим более простое выражение для входного тока, так как токи I к и 1а„ имеют ем- костный характер и совпадают по фазе и поэтому их можно скла- дывать арифметически:

ви=^ gk~^^ ag‘(53)

Для вычисления каждого из этих токов удобно воспользоваться эквивалентной схемой входной цепи для переменного тока (рис.

41), где лампа заменена эквива-г лентным генератором, зашунти- роваиным сопротивлением Ra. С точки зрения входной цепи этп два элемента представляют в це- (- Лом источник напряжения Ua, которое в К раз больше, чем нап- , ряжение на сетке: Ua=KU

Контур, по которому протекает ток I gKl состоит из источника с напряжением Ug и емкости С h. Поэтому ток может быть определе]

Р и с. 41. Эквивалентная схема входной цепиР и с. 41. Эквивалентная схема входной цепикак отношение напряжения1как отношение напряжения1источника к емкостному сопротивлению х„к

Р и с. 41. Эквивалентная схема входной цепи

Р и с. 41. Эквивалентная схема входной цепи

как отношение напряжения1

как отношение напряжения1

gk-scgk toC^Ug-

®Cgk ‘®Cgk ‘(54)(54)Контур, по которому протекает ток Iag, содержит два источника напряжения — U и U =KU , и емкостное сопротивление х =—-—. Источники U „ и U„ включены согласно, так как пере- toCagg «

®Cgk ‘

®Cgk ‘

(54)

(54)

менные напряжения на сетке и на аноде находятся в противофазе, что соответствует полярности, указанной на эквивалентной схеме для данного момента времени.

Поэтому Ug+Ua=Iag-xag или Ug+KUg=Iflg-x<1g, откуда

Таким образом, оба тока найдены, причем первый из них—I gfe чисто емкостный; второй — I тоже можно считать чисто емкостным, пренебрегая малым активным сопротивлением параллельно включенных R; и Ra по сравнению с большим емкостным сопротивлением ха , так как междуэлектродные емкости малы.

Исходя из этого, общий входной ток может быть найден как сумма двух емкостных токов (54) и (55):

IBx=Igk + ^ag = ®CgiiUg-!rtoCag(l+K’) Ug.

Подставляя значение 1ВХ в формулу (52), найдем выражение для входного сопротивления:

вх ^g^Ug-V mCag (l-pA") Ug ’

После сокращения числителя и знаменателя на U и вынесения со за скобки получим:

(56)(56)7.—

(56)

(56)

вх ю LCgk+Cag (1~ЬК)1 ®Св

Из полученного выражения (56) видно, что входное сопротивление 1 каскада является емкостным сопро- ^ тивлением, обусловленным действием -4 междуэлектродных емкостей сетка—• катод и анод—сетка, причем влияние

Рис. 42. Входная емкость последней усиливается в (1 -|-7Г) раз каскадавследствие того, что она находится

под большим переменным напряжением между сеткой и анодом.

Если переменный потенциал сетки в данный момент на величину Ug ниже потенциала катода, то переменный потенциал анода на величину Uа выше потенциала катода и, следовательно, разность потенциалов между анодом и сеткой составит U +Uti" — U^.(1 +^Г). Таким образом, к емкости Cag приложено переменное напряжение в (1 +Ж*) раз большее, чем к емкости Cgk1 а поэтому и ток, проходящий через нее, больше нагружает источник.

Действие междуэлектродных емкостей можно представить как действие эквивалентной емкости между входными зажимами, называемой входной емкостью каскада Со (рис. 42):

C0-Cgk4-Cag (14-7£).(57)

Входная емкость нагружает источник на верхних частотах, так как емкостное сопротивление уменьшается с повышением частоты. Поэтому напряжение, развиваемое источником непосредственно на входе каскада, с повышением частоты уменьшается, что приводит к частотным искажениям (рис. 43).

Для всех каскадов усилителя, кроме первого, источником переменной э.д.с. является предыдущий каскад, так что входная емкость шунтирует сопротивление анодной нагрузки предыдущего каскада (рис. 44). Из-за влияния этой емкости с повышением частоты общее сопротивление нагрузки первого каскада уменьшается, а значит, уменьшается и коэффициент усиления (см. рис. 43).

При определении величины входной емкости следует учитывать также емкость монтажа, т. е. емкость между входными проводниками, которая в случае длинной линии (например, между

фотоэлементом и усилителем) может иметь значительную величину. Кроме

Р и с. 43. Частотные искаже- Рис. 44. Схема межкаскадной связи с учения, вносимые входной ем- том емкости анод—катод, входной емкости костьюследующего каскада и емкости монтажа

того, в общую входную емкость последующих каскадов необходимо включить и емкость анод—катод предыдущего каскада, которая также шунтирует его анодную нагрузку.

Таким образом, величина входной емкости данного каскада (все величины, относящиеся к нему, обозначим индексом «2») вычисляется по формуле

C02^2+CU^^^ , (58)

где CgH — емкость сетка—катод данного каскада; Cag2— емкость анод—сетка данного каскада; Сакх —емкость анод—катод предыдущего каскада; См ^1^^^0мкмкф — емкость монтажа; ^02 — коэффициент усиления данного каскада на средних частотах»

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Простейший усилительный каскад содержит лампу, источники питания и сопротивление анодной нагрузки.

Усиление возможно благодаря свойству лампы изменять ток в мощной анодной цепи в соответствии со слабым сигналом в цепи управляющей сетки; поэтому на нагрузке получаются более мощные колебания, чем управляющий сигнал.

В процессе усиления лампа поворачивает фазу колебаний на 180°.

В динамическом режиме с изменением сеточного напряжения изменяется не только анодный ток, но и анодное напряжение. Графическая зависимость анодного тока от двух переменных — напряжения на сетке и на аноде— представляется динамическими тарактеристиками. С помощью динамических характеристик производится графический расчет режима работы.

Токи в цепи сетки приводят к нелинейным искажениям, если источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление. Усилители напряжения работают без сеточных токов, для чего на сетку подается отрицательное напряжение смещения, величина которого обычно несколько больше амплитуды сигнала. Усилители мощности иногда работают с сеточными токами, и в этом случае для уменьшения искажений предоконечный каскад должен быть мощным — иметь малое выходное сопротивление.

Смещение может быть автоматическим или независимым. Автоматическое смещение проще, дает некоторую стабилизацию тока покоя при несовершенном вакууме ламп и позволяет поэтому включать большее сопротивление в цепь сетки. Автоматическое смещение неприменимо, если постоянная составляющая анодного тока изменяется в процессе работы.

Независимое смещение применяется в основном в мощных каскадах. При плохом вакууме ламп и большом сопротивлении в цепи сетки независимое смещение приводит к сокращению срока службы ламп. При независимом смещении величина сопротивления в цепи сетки не должна превышать 100 ком.

Отсутствие блокирующего конденсатора автоматического смещения приводит к уменьшению усиления, а недостаточная емкость его — к частотным искажениям на нижних частотах.

Для анализа работы и расчета каскад может быть заменен эквивалентной электрической схемой для переменного тока, в которой лампа представлена как генератор с э. д. с. ^Ug и внутренним сопротивлением, равным R, лампы. Замена справедлива, если предположить, что рабочий участок характеристики линеен.

Динамические параметры — коэффициент усиления и крутизна характеристики — зависят от соответствующих статических параметров и от

S' ^. <j. Чг'сдисссва 65

соотношения между сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением лампы.

С увеличением нагрузочного коэффициента а усиление возрастает, а крутизна динамической характеристики уменьшается; мощность, развиваемая на анодной нагрузке, имеет максимальное значение при а=1, если амплитуда сигнала остается неизменной; если с увеличением а увеличивать Umgt то максимальная мощность получается при а^2. Практически следует брать для усилителей напряжения па триодах а=2^5, для усилителей мощности на триодах а—2—4.

Входное сопротивление каскада обусловлено действием междуэлектродных емкостей и носит емкостный характер. Динамическая входная емкость Сй складывается из входной емкости данного каскада, в которой основную роль играет емкость анод—катод, выходной емкости предыдущего каскада и емкости монтажа. Входная емкость вносит спад частотной характеристики в области верхних частот.

Глава IV

РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД

Схема реостатного каскада на триоде

Существующие схемы усилителей напряжения отличаются от простейшего усилительного каскада дополнительными деталями межкаскадной связи, необходимыми для подачи переменного напряжения с выхода одного к^|1када на вход другого. Поэтому реальные схемы усилителей сложнее, и влияние дополнительных деталей должно быть учтено при анализе работы и проектировании усилителей.

Усилители напряжения входят обычно во всякое усилительное устройство.

Каскад усиления напряжения должен иметь возможно больший коэффициент усиления, так как это позволяет уменьшить общее число каскадов предварительного усилителя. Кроме того, усилитель напряжения должен работать стабильно и вносить минимальные частотные и нелинейные искажения и помехи.

В зависимости от характера анодной нагрузки имеются три основных типа схем усилителей напряжения:

реостатный каскад — усилитель с активным сопротивлением анодной нагрузки;

дроссельный каскад — усилитель с индуктивным сопротивлением анодной нагрузки;

трансформаторный каскад -— усилитель с трансформатором в анодной цепи.

Рассмотрим реостатный каскад усиления напряжения (рис. 45).

На вход каскада подается усиливаемое переменное напряжение UBX=U v а с выхода снимается усиленное напряжение U^x~Ug^ которое подается на вход следующего каскада, показанного на схеме пунктиром.

Основными элементами схемы являются лампа Лхч сопротивление анодной нагрузки Ra, разделительный (или переходной) конденсатор С^ и сопротивление утечки сетки Rg.

a

Рис. 45. Принципиальная схема реостатного каскада

При подаче переменного напряжения звуковой частоты на вход каскада возникают пульсации анодного тока, за счет чего создаются пульсации падения напряжения на сопротивлении нагрузки Ra и на аноде.

Переменная составляющая пульсирующего напряжения на аноде является усиленным сигналом, и, чтобы ее выделить и подать на вход следующего каскада, необходимо включить разделительный конденсатор Cg, благодаря которому постоянное положительное анодное напряжение лампы Лх не попадает на сетку лампы Лг.

Однако включение конденсатора С в цепь сетки следующей лампы приводит к тому, что эта цепь оказывается разомкнутой для постоянного тока, и попадающие на сетку Л 2 заряды — электроны или ионы — не могут стекать на катод. В результате этого сетка получает случайный потенциал относительно катода, и режим работы лампы нарушается. Например, при попадании на сетку электронов опа постепенно заряжается отрицательно до тех пор, пока лампа Лг окажется запертой и работа усилителя прекратится. Особенно сильно это проявляется, если амплитуда сигнала велика.

Если лампа Лг имеет плохой вакуум, то на сетку попадают ионы и она заряжается положительно; в результате увеличивается анодный ток покоя и мощность рассеяния на аноде, а лампа постепенно выходит из строя.

Чтобы цепь сетки следующей лампы была замкнута для постоянного тока и случайные заряды, попавшие на сетку, стекали на катод, служит сопротивление В?, получившее название сопротивления утечки сетки. Оно необходимо еще и для того, чтобы через него на сетку следующей лампы подавалось напряжение смещения.

В режиме покоя в анодной цепи реостатного каскада протекает ток покоя 1ао от положительного полюса (+) источника питания Еа через сопротивление анодной нагрузки, лампу и сопротивление смещения к отрицательному полюсу (—) источника питания. Таким образом, при автоматическом смещении э.д.с. источника Еа затрачивается на создание падения напряжения па анодной нагрузке, постоянного напряжения на аноде и напряжения смещения Е =IM.RCM:

Eq^Ias-RaW^ + Iq»-^.

В колебательном режиме кроме постоянной составляющей тока / появляется переменная составляющая 1а~, причем часть ее ответвляется через цепь Cg—Rg, включенную параллельно Ra и g Направление переменной составляющей тока в любой момент времени определяется в соответствии с фазой переменного напряжения на сетке.

Лампа поворачивает фазу сигнала на 180°, так что в положительный полупериод переменного напряжения на сетке усиленное напряжение на аноде имеет противоположную фазу (отрицательный полупериод) и переменный ток, источником которого является лампа, течет от катода через Ссм, частично через источник питания Еа и сопротивление нагрузки Ra, а частично через сопротивление утечки сетки Rg и разделительный конденсатор С к аноду лампы.

рис. 45 постоянная составляющая тока показана прямой стрелкой, а переменная — волнистой.

Реостатный каскад имеет очень небольшие нелинейные и частотные искажения, схема его проста, а детали имеют малый вес, размеры и стоимость. Частотная характеристика реостатного каскада почти прямолинейна в широко» диапазоне частот, так как основное сопротивление нагрузки Ra активное и величина его не зависит от частоты усиливаемых колебаний. Небольшие частотные искажения, вносимые реостатным каскадом, обусловлены влиянием разделительного конденсатора, а также входной емкости следующего каскада.

К числу недостатков усилителя на сопротивлениях следует отнести то, что коэффициент усиления его не превосходит 60-? 4-70% от коэффициента усиления лампы:

К = (0,6 ч-0,7) ц,

а также то, что падение постоянного напряжения на анодной нагрузке сравнительно велико и для получения требуемого анодного напряжения необходимо иметь высокое напряжение источника питания.

Эквивалентная схема реостатного каскада

Для определения коэффициента усиления и частотных искажений реостатного каскада удобно воспользоваться его эквивалентной схемой для переменного тока.

Полная эквивалентная схема реостатного каскада приведена на рис. 46, где лампа JR заменена эквивалентным генератором переменного тока с э.д.с. pt7?1 и внутренним сопротивлением R^ источник питания не показан, элементы Ra, Cg и Rg соответствуют аналогичным элементам каскада, а влияние следующего каскада учтено включением в эквивалентную схему его входной емкости Со, в которую входят также емкость монтажа и емкость анод—катод лампы Jh (формула 58).

Рис. 46. Полная эквивалентная схема реостатного каскадаРис. 46. Полная эквивалентная схема реостатного каскадаТаким образом, эквивалентная схема содержит две емкости, одна из которых — С„ — включена последовательно с сопротивлением утечкп сетки R,, а вторая — Со— параллельно “ ему. Влияние этих емкостей на величину выходного напряжения, а следовательно, и на коэффициент усиления различно для разных областей частот. Поэтому для упрощения

Рис. 46. Полная эквивалентная схема реостатного каскада

Рис. 46. Полная эквивалентная схема реостатного каскада

анализа удобно весь диапазон частот условно разбить на три области: 1) область нижних частот от fH до 3004-500 гц, 2) область средних частот от 300-4-500 до 2000 4-3000 гц и 3) область верхних частот от 20004-3000 гц до /в .

Учитывая, что с понижением частоты емкостное сопротивление увеличивается, в области нижних частот влияние последовательно включенного конденсатора Cg будет сказываться на работе схемы, а влияние малой емкости Со оказывается несущественным, так как 1 шунтирующее емкостное сопротивление аг =— значительно

сон

больше сопротивления Rg. Поэтому для области нижних частот эквивалентная схема может быть изображена без емкости Со (рис. 47, а).

При переходе из области нижних частот к области средних частот емкостное сопротивление уменьшается. При этом сопротивление сравнительно большой емкости С становится значительно меньше, чем Rg, так что его влиянием на величину выходного напряжения можно пренебречь, а сопротивление малой емкости Со на средних частотах остается еще значительно большим, чем R„. Поэтому эквивалентная схема для средних частот получает дальнейшее упрощение и не содержит реактивных элементов (рис. 47,6).

В области верхних частот сопротивление емкости Cg еще меньше сказывается на усилении, но существенное влияние начинает оказывать емкость Со, сопротивление которой становится соизмеримым с Rg (рис. 47,в).

Рис. 47. Эквивалентные схемы реостатного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частотРис. 47. Эквивалентные схемы реостатного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

Рис. 47. Эквивалентные схемы реостатного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

Рис. 47. Эквивалентные схемы реостатного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

Коэффициент усиления реостатного каскада. Динамическая характеристика для переменного тока

Основной величиной, характеризующей реостатный каскад как усилитель напряжения, является коэффициент усиления.

Коэффициент усиления на средних частотах К6 можно определить из упрощенной эквивалентной схемы каскада для средних частот (см. рис. 47,6). Здесь внешняя цепь эквивалентного генера-

тора состоит из двух параллельно включенных активных сопротивлении Ra и Rg, которые можно заменить одним общим сопротивлением 7?о6щ:

(59, а)(59, а)1

(59, а)

(59, а)

■^общ Ra 1 Rg

И

(59,6)(59,6)DRq ’ Rg

(59,6)

(59,6)

общ Ra+Rg*

Тогда эквивалентная схема примет вид схемы простейшего усилительного каскада (см. рис. 34,6), анодной нагрузкой которого является сопротивление Яо6щ. Для этой схемы справедлива выведенная ранее формула коэффициента усиления (46,а), которую прп- менительно к реостатному каскаду можно переписать в следующем виде:

К5»бщ_-(60,а)

или, разделив числитель и знаменатель па Яо6щ, имеем:

^0=ц^0=ц(60,6)(60,6)1

^0=ц

^0=ц

(60,6)

(60,6)

1+Д, А-^общ

Подставив в выражение (60,6) значение „—- из (59,а), получим: ^общ

^о"/ 11 \X

\ЛЙ ^^'

(61)(61)или, раскрыв скобки в знаменателе, найдем окончательное выра^ жение для коэффициента усиления на средних частотах:

(61)

(61)

^Rq^Rg

Анализируя полученное выражение (61) и эквивалентную схему для средних частот, следует отметить, что коэффициент усиления реостатного каскада всегда меньше ц и увеличивается с увеличением Ra и Rg по сравнению с R:.

Рис. 48. Динамические характеристикиРис. 48. Динамические характеристики(О(Ореостатного каскада для постоянного и переменного (/7) токов:реостатного каскада для постоянного и переменного (/7) токов:tgtg 3' = .—-—иаtgtg 3' = .—-—иаВ главе III были даны динамические характеристики усилительного каскада в предположении, что сопротивление нагрузки активно и одинаково для постоянного и переменного токов.

Рис. 48. Динамические характеристики

Рис. 48. Динамические характеристики

(О

(О

реостатного каскада для постоянного и переменного (/7) токов:

реостатного каскада для постоянного и переменного (/7) токов:

tgtg 3' = .—-—

иа

tgtg 3' = .—-—

иа

В реостатном каскаде сопротивление нагрузки, для постоянного тока активно и равно величине Яа, а для переменною тока оно в общем случае является комплексным сопротивлением, состоящим из Яй, Rg1 CgnC0. Однако для области средних частот, где влиянием С и Сй можно пренебречь, сопротивление на-

грузки можно считать чисто активным, равным Яобщ =-

Тогда для реостатного каскада можно построить две динамические характеристики (рис. 48):

динамическую характеристику для постоянного тока (прямая 7), наклон которой зависит от величины Ra и по которой рассчитывается режим покоя;

динамическую характеристику для переменного тока (прямая 77), наклон которой зависит от величины Яо6 и по которой рассчитывается колебательный режим, т. е. определяются значения амплитуд анодного тока и напряжения и коэффициент нелинейных искажений. Эту характеристику следует проводить через выбранную рабочую точку.

Поскольку Яа6-Ц < Яа, динамическая характеристика для переменного тока идет круче, чем для постоянного; поэтому включение сопротивления Rg, необходимого для нормальной работы следующей лампы, приводит к некоторому уменьшению усиления по сравнению с простейшим каскадом (см. рис. 34,а). Кроме того, при той же амплитуде сигнала, при которой динамическая характеристика простейшего каскада (прямая I на рис. 48) не пересекает криволинейные участки статических характеристик, линия II может пересекать их, из-за чего возрастают нелинейные искажения.

Чтобы уменьшить влияние R на усиление каскада и на нелинейные искажения, следует выбирать его величину в несколько раз больше величины Яй; тогда шунтирующее действие Rg невелико и Яо6щ мал0 отличается от Яо, а динамические характеристики для постоянного и переменного токов почти совпадают.

Рис. 49. Генератор, зашунтированный сопротивлением R (а),может быть заменен равноценным незашунтированным генератором (б)

(62)(62)Обычно Rg=(2^^Ra.

(62)

(62)

Для анализа работы усилительных схем часто применяют замену источника, зашунтированного сопротивлением R (рис. 49,а), равноценным незашунтированным источником с э.д.с. Е' и внутренним сопротивлением ВДрис. 49,6).

д. с. незашунтированного источника должна быть равна напряжению между точками а и б при отключенной правой части схемы, а его внутреннее сопротивление — сопротивлению между этими точками при том же условии.

(63)(34)(63)(34)(65)(65)Таким образом, внутреннее сопротивление R^, определяется как общее сопротивление параллельно включенных R( и R:

(63)

(34)

(63)

(34)

(65)

(65)

где

т?

а его э. д. с. E'=Ua5 может быть найдена из пропорции

иа6 R

Е"R^RE откуда

Е =иаб=Е rjER1=E "Ч'

Применительно к эквивалентной схеме простейшего усилительною каскада (см. рис. 34,6), где R=Ra1 E=^Ug и Ua6 = Ua, этот метод позволяет сразу определить выходное напряжение как Ua-\iUg-q и отсюда коэффициент усиления К — ^- = ^-q, где

Это соответствует полученным в главе III выражениям для К (46,а) и (46,6):

К=^хК=^хRqR^aRqR^aа^1+4'а^1+4'

К=^х

К=^х

Rq

R^a

Rq

R^a

а^1+4'

а^1+4'

Пользуясь тем же методом для анализа эквивалентной схемы реостатного каскада для средних частот и считая, что генератор зашунтировап двумя параллельно включенными сопротивлениями, имеем:

R— иТТR—R Ra'Rg Р'—ТТ

Ri состоит из трех параллельно соединенных сопротивлений— R;, Ra и R и обозначено в данном случае че^з Rl3 (назовем его эквивалентным внутренним сопротивлением):

Ri3=v 1 г •(67)’

Учитывая выражение (67), для реостатного каскада получим откуда

ке=^=м,

где -., "

и окончательно

К,- / „ ,

'■Ъг+зг

что соответствует полученной раньше формуле (61).

Как видно из приведенного, описанный метод позволяет получить те же результаты, что п при анализе не упрощенной схемы, но более коротким путем; это будет нами использовано в дальнейшем при анализе более сложных схем.

Частотная характеристика реостатного каскада

Кроме коэффициента усиления на средних частотах весьма важно знать частотные искажения, или частотную характеристику каскада. Поскольку емкостное сопротивление плавно изменяется с изменением частоты, то и коэффициент усиления изменяется плавно и деление всего диапазона частот на три области является чисто условным, облегчающим анализ. Поэтому частотная характеристика реостатного каскада представляет собой плавную кривую, а искажения постепенно увеличиваются по мере изменения частоты от средних частот к крайним. Наибольшие искажения наблюдаются на граничных частотах /н и /в, так что для построения частотной характеристики обычно достаточно определить коэффициенты усиления на средней, низшей и высшей частотах.

В области нижних частот, как видно из эквивалентной схемы на рис. 50, усиленное лампой напряжение U а с сопротивления анодной нагрузки Ra попадает на делитель напряжения, состоящий из емкостного сопротивления &c=-^ ^ и активного сопротивления Rg, выходной сигнал снимается с сопротивления Rg.

Очевидно, усиление на нижних частотах отличается от усиления на средних частотах во столько раз, во сколько напряжение [J в схеме рис. 50 отличается от напряжения, которое было бы на выходе на средних частотах; однако последнее с достаточной сто- пенью точности можно считать равным напряжению U а. Такое допущение дает лишь несколько завышенный коэффициент частотных искажений.

Следовательно

к» иа ’

откуда

К =К .

Отношение напряжений можно заменить отношением со- ответствующпх сопротивлений Rg и последовательно соединенных R и хс :

Ug._

Ua VrWc

или, разделив числитель и знаменатель на Rg и подставив хс= —^ ^ ,

получим

,

Тогда коэффициент усиления на нижних частотах равен

(69)

Из этого выражения можно сделать следующие выводы: коэффициент усиления на нижних частотах меньше, чем на средних, и уменьшается с понижением частоты, а также с уменьшением емкости С и сопротивления Rg.

Физический смысл этого выражения состоит в том, что доля усиленного напряжения, снимаемая с нижнего плеча делителя Rg, тем больше, чем больше отношение —=®„С R„.

Произведение СgRg имеет размерность времени* и называется

Фарада х ом=Фарада х ом=кулон! Гвольт! Гкулоп! Г ампер х секунда!

Фарада х ом=

Фарада х ом=

х = = i- =секупда. вольт J [ампер! [ампер! [ ампер J

Рис. 50. Усиленное лампой напряжение нижних частот распределяется между хс и KgРис. 50. Усиленное лампой напряжение нижних частот распределяется между хс и KgРис. 5i. С увеличением постоянной времени цепи сетки частотные искажения в области нижних частот уменьшаютсяРис. 5i. С увеличением постоянной времени цепи сетки частотные искажения в области нижних частот уменьшаются

Рис. 50. Усиленное лампой напряжение нижних частот распределяется между хс и Kg

Рис. 50. Усиленное лампой напряжение нижних частот распределяется между хс и Kg

Рис. 5i. С увеличением постоянной времени цепи сетки частотные искажения в области нижних частот уменьшаются

Рис. 5i. С увеличением постоянной времени цепи сетки частотные искажения в области нижних частот уменьшаются

постоянной времени цени сетки (обозначается греческой буквой

Постоянная времени xg=CgRg характеризует время разряда конденсатора емкостью Cg через сопротивление Rg.

Коэффициент усиления и коэффициент частотных искажений в области нижних частот могут быть выражены через постоянную времени цепи сетки:

(70)(71)(70)(71)

(70)

(71)

(70)

(71)

Из равенства (71) следует, что для уменьшения частотных искажений в области нижних частот нужно увеличивать постоянную времени т„ (рис. 51), однако постоянная времени не должна превышать 0,014-0,02 сек, так как она определяет, как было отмечено, время разряда переходного конденсатора.

Поясним это положение. При кратковременной перегрузке со стороны входа, когда на сетку лампы подается сигнал с амплитудой, превышающей смещение, конденсатор Cg заряжается появившимся сеточным током; вместе с ним отрицательно заряжается и сетка следующей лампы, в результате чего лампа может оказаться запертой. При малой величине постоянной времени т конденсатор Cg быстро разрядится через сопротивление Rg, лампа перестанет быть запертой и следующий за перегрузкой малый сигнал будет ею усиливаться. Если же постоянная времени велика, то лампа будет оставаться запертой в течение некоторого времени, пока не разрядится конденсатор С и сигналы, поданные после кратковременной перегрузки, не будут воспроизводиться.

В области верхних частот коэффициент усиления можно определить из соответствующей эквивалентной схемы (см. рис. 47,в). Для упрощения схемы заменим параллельно включенные Ra и

Р и с. 52. Упрощенная эквивалентная схема для верхних частотР и с. 52. Упрощенная эквивалентная схема для верхних частотР и с. 53. С увеличением входной емкости и эквивалентного сопротивления частотные искажения на верхних частотах увеличиваютсяР и с. 53. С увеличением входной емкости и эквивалентного сопротивления частотные искажения на верхних частотах увеличиваются

Р и с. 52. Упрощенная эквивалентная схема для верхних частот

Р и с. 52. Упрощенная эквивалентная схема для верхних частот

Р и с. 53. С увеличением входной емкости и эквивалентного сопротивления частотные искажения на верхних частотах увеличиваются

Р и с. 53. С увеличением входной емкости и эквивалентного сопротивления частотные искажения на верхних частотах увеличиваются

R общим сопротивлением, а генератор, зашунтированный этим сопротивлением,— равноценным незашунтированным генератором с э.д.с. t4Ugl и внутренним сопротивлением R„.

Как было показано в предыдущем параграфе (см. соотношения 67 и 68)

К^=ч—г—Г ’ а М=К»’

следовательно, э.д.с. y.qU gl=K6U

Toi да эквивалентная схема для верхних частот примет вид, показанный па рис. 52.

Из этой схемы 77-77—Из этой схемы 77-77—Же U £2Л. ", ИЛИ 77"- _ / к I Кви gi р ^с+^гэЖе U £2Л. ", ИЛИ 77"- _ / к I Кви gi р ^с+^гэ

Из этой схемы 77-77—

Из этой схемы 77-77—

Же U £2

Л. ", ИЛИ 77"- _ / к I Кви gi р ^с+^гэ

Же U £2

Л. ", ИЛИ 77"- _ / к I Кви gi р ^с+^гэ

1rz

где ж =—тг- и т— =АВ , с Шв Со С £1

(72)(72)откуда

(72)

(72)

К =

в у ШйАД.э)2

Из этого выражения видно, что коэффициент усиления в области верхних частот меньше, чем на средних частотах, причем усиление уменьшается с повышением частоты, а также с увеличением емкости С6 и эквивалентного сопротивления Rl3 (рис. 53), т. е. с увеличением параметров схемы R{, Ra и Rg.

Напомним, что с уменьшением общего сопротивления нагрузки в анодной цепи лампы увеличивается ток, а следовательно, и падение напряжения на ее внутреннем сопротивлении, а напряжение на нагрузке соответственно уменьшается. Этим и объясняются полученные из соотношения (72) выводы, так как шунтирующее влияние емкости Со усиливается при уменьшении ее сопротивле-

Рис. 54. Частотная характеристика реостатного каскада

пия с увеличением частоты и емкости, а также при увеличении сопротивлений, которые она шунтирует {Ra и Rg'). Уменьшение напряжения на выходе каскада вследствие влияния Со тем больше, чем больше внутреннее сопротивление источника В;.

Коэффициент частотных искажений в области верхних частот из (72) равен

MB=^=V X-Y^BC„R 1ЭУ.^)

Для реостатного каскада на триоде приближенно можно считать, что Rl.^R{, так как 7?,<Да<Д ; тогда

M^VH^Ry t(73,б)

Общая частотная характеристика реостатного каскада приведена на рис. 54.

В заключение следует обратить внимание на то, что качественные показатели работы каскада связаны между собой так, что условия их улучшения противоречивы. Так, например, увеличение коэффициента усиления возможно при увеличении Ra и Rg, по это вызывает увеличение частотных искажений на верхних частотах или уменьшение полосы пропускания; для уменьшения частотных искажений па нижних частотах следует увеличивать Tg=C„Rg, но это приводит к длительному запиранию лампы после кратковременной перегрузки и, кроме того, к увеличению частотных искажений на верхних частотах из-за увеличения Rg, а также к усилению паразитной связи через общий источник питания (см. главу VIII).

Поэтому параметры каскада следует выбирать, учитывая одновременно все указанные соображения. Выбор элементов схемы реостатного каскада и их примерные величины приведены в § 6 ( Расчет реостатного каскада»).

Реостатный каскад на пентоде

Применение пентодов, имеющих значительно больший коэффициент усиления ц, чем у триодов, позволяет получить большой коэффициент усиления каскада. Кроме того, пентоды, являясь экранированными лампами, обладают малыми междуэлектродными емкостями, поэтому каскад с пентодом имеет небольшую входную

емкость.

Схема реостатного каскада на пентоде (рис. 55) отличается от схемы на триоде наличием цепи питания экранной сетки, которая присоединяется к анодному источнику питания Еа через большое сопротивление Rv Назначение этого сопротивления заключается в понижении напряжения, поступающего на экранную сетку, которое, как известно, должно быть ниже анодного напряжения.

Напряжение на экранной сетке равно разности между напряжением источника питания Еа и падением напряжения на сопротивлении Вэ. В режиме покоя это напряжение постоянно:

U =Е — I-R u эо а v эо э’

где /э0— ток экранной сетки при отсутствии переменного напряжения на входе.

В колебательном режиме ток экранной сетки, как и анодный ток, пульсирует, поскольку изменение напряжения на управляющей сетке вызывает соответствующее изменение потока электронов. Если в цепи экранной сетки нет конденсатора Сэ, то ток экранной сетки создает на сопротивлении R3 пульсирующее падение напряжения, что приводит к изменениям напряжения на экранной сетке в противофазе с сигналом на входе.

Действительно, иъ=Еа—гэ. Ra, причем с повышением потенциала управляющей сетки ток ^увеличивается, падение напряжения на R3 возрастает и напряжение на экранной сетке понижается; в отрицательный полупериод входного сигнала напряжение па экранной сетке, наоборот, повышается. Так как анодный ток зависит и от напряжения на управляющей сетке и от напряжения

Рис. 55. Принципиальная схема реостатного каскада па пентодеРис. 55. Принципиальная схема реостатного каскада па пентодеР и с. 56. Влияние пульсации напряжения на экранной сетке на величину амплитуды переменной составляющей анодного токаР и с. 56. Влияние пульсации напряжения на экранной сетке на величину амплитуды переменной составляющей анодного тока

Рис. 55. Принципиальная схема реостатного каскада па пентоде

Рис. 55. Принципиальная схема реостатного каскада па пентоде

Р и с. 56. Влияние пульсации напряжения на экранной сетке на величину амплитуды переменной составляющей анодного тока

Р и с. 56. Влияние пульсации напряжения на экранной сетке на величину амплитуды переменной составляющей анодного тока

на экранной сетке, которые изменяются в противофазе, то результирующие пульсации анодного тока происходят с меньшей амплитудой, чем при постоянном напряжении на экранной сетке, в результате чего усиление уменьшается.

На рис. 56 показаны диаграммы анодного тока, где тонкой линией обозначены изменения тока под действием входного сигнала, если предположить, что экранное напряжение постоянно (с амплитудой 1т(^, пунктирной линией — изменения анодного тока, вызванные изменением напряжения на экранной сетке при отсутствии входного сигнала, и жирной линией — результирующие пульсации анодного тока при одновременном действии входного сигнала и пульсации экранного напряжения (с амплитудой переменной СОСТаВЛЯЮЩеЙ 1та<1та)-

Таким образом, если не принять специальных мер, изменения напряжения экранной сетки как бы ослабляют влияние сигнала на анодный ток. Для устранения этого недостатка между экранной сеткой и общим проводом (или катодом) включается конденсатор емкостью 0,14-0,25 мкф, являющийся малым сопротивлением для переменной составляющей тока экранной сетки. При включении этого конденсатора по сопротивлению Яэ проходит только постоянная составляющая тока и напряжение на экранной сетке в колебательном режиме остается постоянным (на рис. 55 прямой стрелкой показана постоянная составляющая тока экранной сетки, а волнистой — переменная, причем взят момент повышения потенциала управляющей сетки). Одновременно с этим конденсатор С^ с сопротивлением Дэ составляют фильтр, дополнительно сглаживающий пульсации напряжения питания экранной сетки, вследствие чего уменьшается фон переменного тока.

Анализ работы реостатного каскада на пентоде может быть проведен, как и для триода, на эквивалентной схеме, которая ничем не отличается от схемы, приведенной на рис. 46. Однако следует учесть, что сопротивление анодной нагрузки для пентодов берется в несколько раз меньше внутреннего сопротивления лампы, т. е. нагрузочный коэффициент сс=~=0,14-0,25. Это связано с тем, что внутреннее сопротивление пентодов очень велико (для лампы 6Ж7 при различном положении рабочей точки — от 1,0 до 44- 4- 5 мгомУ

Если выбрать На>К;, сопротивление анодной нагрузки составит несколько миллионов ом, так что, во-первых, придется значительно повысить напряжение источника питания, чтобы подать требуемое напряжение на анод, и, во-вторых, очень возрастут частотные искажения на верхних частотах.

Коэффициент усиления реостатного каскада можно определить по формуле (60,а):

К = Ra6m

гдегде0 ^Яо6щ+Лг»

где

где

П ^a'^g

общ-Ra-fl^'

,rQ для каскада на пентоде эту формулу можно упростить, учиты- вая, чт0-^общ<^«<^^1’ и велмчиной Яобщ по сравнению с R{ в зна- мен’ателе можно пренебречь.

Тогда

а Так как ^=S, то

Кй-8Ко6щ.^^

Если Rg в несколько раз больше, чем Ra, то усиление можно определить еще проще, считая, что Ro6ui i^Ra; тогда

K0-SRa.(75)

Здесь S — крутизна характеристики лампы в рабочей точке, выраженная в амперах на вольт ^~)>' У — сопротивление анодной нагрузки в омах (если 5 выражена в ^, то Ra следует подставлять в ком).

В каскаде на лампе 6Ж7 (ц=1200) можно получить коэффициент усиления от 80 до 200; хотя К, = (у054-0,15)ц, но по абсолютной величине это значительно больше, чем для триодов, для которых ^о=(О,б4-О,7)ц.

В связи с тем, что нагрузочный коэффициента меньше единицы,- работа происходит на восходящем участке кривой K=f(a), рассмотренной ранее (см. рис. 36), т. е. вблизи начала координат, где величина коэффициента усиления в сильной степени зависит от сопротивления нагрузки.

Для анализа величины частотных искажений в каскаде на пентоде воспользуемся полученной для реостатного каскада общей формулой коэффициента искажений в области верхних частот (73,а):

M=V 1+(«)BW, где

Так как для каскада на пентоде сопротивление анодной нагрузки в несколько раз меньше, чем внутреннее сопротивление и сопротивление утечки сетки, то можно считать, что Rib<^Ra и

М=Ун^^.(76)

Величину сопротивления анодной нагрузки целесообразно выбирать по коэффициенту допустимых частотных искажений в области верхних частот:

V М2— 1

Расчет реостатного каскада

При проектировании усилителей низкой частоты необходимо произвести расчет предварительного усилителя напряжения, состоящего обычно из одного или нескольких реостатных каскадов.

Для расчета реостатного каскада заданными величинами являются: напряжение источника питания Еа, данные следующего каскада, по которым можно определить его входную емкость (коэффициент усиления следующего каскада Ког и лампа, для которой известны междуэлектродные емкости Caga и С к^, диапазон частот (/н и /=), допустимые частотные и нелинейные искажения (Мн, Мв и у), а также амплитуда входного напряжения следующего каскада U mgV являющегося напряжением на выходе проектируемого каскада.

В результате расчета должна быть выбрана усилительная лампа, определен се режим работы, т. е. величина напряжения смещения Eg, анодного напряжения Ua0 и анодного тока покоя 1ае, а также найдены параметры схемы — величина сопротивления анодной нагрузки Ra, сопротивления смещения RCM, сопротивления утечки сетки Rg, емкости переходного конденсатора С и конденсатора, блокирующего смещение — Ссм- Для всех элементов схемы должны быть выбраны промышленные типы деталей в соответствии с каталогами или справочниками.

В процессе расчета определяется коэффициент усиления каскада Ко на средних частотах и амплитуда переменного напряжения на сетке U mgV а также проверяется величина действительных частотных и нелинейных искажений.

В некоторых случаях может быть задан определенный тип лампы или не задано напряжение источника питания, а его требуется выбрать в результате расчета. Если лампа не задана, то ее следует выбирать по коэффициенту усиления, который она может дать в реостатной схеме. Ориентировочно коэффициент усиления каскада определяется по коэффициенту усиления лампы: для триодов 7Го=(0,6-р0,7)ц, а для пентодов вследствие малых значений нагрузочного коэффициента ^о=(О,О5-уО,15)ц.

В табл. 4 приведены параметры наиболее распространенных триодов и пентодов, применяющихся в усилителях напряжения, и дан ориентировочный коэффициент усиления каскада Ко.

Выбор элементов схемы каскада на пентоде несколько отличается от расчета каскада на триоде, поэтому в дальнейшем порядок расчета дан отдельно для этих типов ламп.

Порядок расчета реостатного каскада на триоде

Дано: Еа, fB, fB , Мп, Мв , а для следующего каскада Umg2, Км, Cagl, Cgkr Требуется определить: тип лампы, режим работы — Eg, Uo6, 1ое. параметры схемы — Ra, Rg, RCM, Cg, Ссм, коэффициент усиления Ko и входное напряжение Umgv

Таблица 4

ТИПЫ и ПАРАМЕТРЫ ЛАМП,

ИСПОЛЬЗУЕМЫХ в

РЕОСТАТНЫХ СХЕМАХ

Параметры

Ориентире-

Марка

Тип лампы

нос шумовое сопротивление (ом)

р-

#8

(ма в)

Кг (ком)

вечный коэффициент усиления Ко

6С5

6Ф5 (6С4)

6II7G

6H8G

6Н9С

6Н2П

Триод

Триод

Двойной триод с общим катодом

Двойной триод с раздельными катодами

То же

Двойнойтриод

пальчиковой се-

1500

20 100

35

20

70

97

2,0 1,5 1,5*

2,6*

1,6* 2,0*

10

70 22*

7,7*

44*

49*

12-2-14

60-2-70

20ч-24

12-2-14

40-2-50

60-4-70

6НЗП

6Ж7

рии с раздельными катодами

То же

Пентод высокоча-

5500

35

1200

5,6*

1,2

6,25* 1000

20-2-24

80-2-200

6Ж8

стотный

Пентод высокоча-

5840

1600

1,6

1000

100-2-240

6Ж4

стотный

Пентод высокоча-

720

9000

9,0

1000

400ч-1500

стотый

• Параметры даны для каждого триода.

Выбирается тип лампы — триод с достаточно большим коэффициентом усиления. Из справочника берутся значения параметров лампы ц, 5, R{, а также емкости анод — катод Сак.

Определяется сопротивление анодной нагрузки Ra из условия получения возможно большего коэффициента усиления каскада Ra=(34-5)R;, где R; взято из справочника.

При выборе Да следует учитывать, что его увеличение дает не только увеличение усиления, но также уменьшение нелинейных искажений вследствие спрямления сеточной динамической характеристики и уменьшение постоянной составляющей анодного тока (рабочая точка располагается ниже при том же смещении). Однако с увеличением Ra растут частотные искажения на высших частотах, так что после уточнения параметров в рабочей точке необходимо проверить, не превышают ли искажения допустимой ве

личины.

Кроме того, значительное увеличение сопротивления анодной нагрузки не дает большого выигрыша в усилении (см. главу III, § 5), а приводит к уменьшению анодного напряжения и увеличению внутреннего сопротивления в рабочей точке, вследствие чего еще больше возрастают частотные искажения на высших частотах.

от 20 до 500 ком.от 20 до 500 ком.В зависимости от типа лампы величина сопротивления анодной

от 20 до 500 ком.

от 20 до 500 ком.

нагрузки лежит в пределах

Р и с. 57. Графический расчет реостатного каскада на триоде

Определяется режим работы лампы графическим способом. Для этого на графике семейства анодных характеристик лампы (рис. 57) строится динамическая характеристика по заданному Еа и найденному Ro и на ней выбирается рабочая точка Р так, чтобы она находилась примерно в середине участка динамической характеристики АВ, который с одной стороны ограничен статической характеристикой, соответствующей Ug=Q, а с другой — областью пересечения динамической характеристики с нижними криволинейными участками статических характеристик. При этих условиях лампа будет работать с минимальными нелинейными искажениями.

Положение рабочей точки на графике позволяет определить величину смещения Eg как напряжение на сетке, соответствующее статической характеристике, проходящей через рабочую точку, анодное напряжение Ua0 (абсцисса точки Р) и ток покоя 1а0 (ордината точки Р).

Для рабочей точки определяются параметры лампы р, 8 и Вг по параметрическому треугольнику PQN, где PQ=MJa, QN=Ma, a MJ = U"„ -Eg.

Правильность графического выбора смещения ориентировочно проверяется, исходя из условия, что в колебательном режиме должны отсутствовать сеточные токи, появляющиеся при напряжении на сетке выше — (0,5-р0,8)е. Поэтому напряжение смещения по абсолютной величине должно быть больше амплитуды входного напряжения U mgxna (0,5-р0,8) в и, хотя U mgx точно еще не вычислено, приближенно можно считать, что U = так

При входном напряжении меньшем 0,1 в производить такую проверку бессмысленно.v

Проверяется величина частотных искажений на верхних частотах по формуле'

m6=Vwm

сопротивление ,сопротивление ,где ®в =2л/в , Ri3 & -^^~ Мч — внутреннее лампы в рабочей точке, вычисленное в п. 3), c6=c^cgii-vc4g2 (1+^)+См

сопротивление ,

сопротивление ,

(См — емкость монтажа, равная 10-4-40 пф\ . - • •

Если полученное значение коэффициента частотных искажений превышает заданную величину, то следует уменьшить Ra и снова произвести графический расчет (п. 3).

Иногда во избежание ряда повторных расчетов предварительно определяют максимально допустимую величину сопротивления анодной нагрузки ЯаМакс, исходя из допустимых частотных искажений по соотношениям

где а=3 ч- 5.

Однако это тоже не является однозначный! решением,поскольку для триодов величина Н{э определяется главным образом величиной R; лампы в рабочей точке, так что после графического расчета режима необходимо проверить -соблюдение условия

R^R^R.RgRiA"RaR.RgRiA"Rai а макс’i а макс’

R^

R^

R.RgRiA"Ra

R.RgRiA"Ra

i а макс’

i а макс’

где R; — внутреннее сопротивление в рабочей точке.

Определяется сопротивление утечки сетки Rg из соотношения Лг=(2-4-10)1?а, но не более 14-1,5 мгом.

Последнее условие вызвано тем, что с увеличением сопротив

ления утечки сетки возрастает влияние тока утечки переходного конденсатора на режим работы следующей лампы (см. рис. 75). Поскольку анодное напряжение 100-4-150 в распределяется между

сопротивлением изоляции йиз разделительного конденсатора и сопротивлением утечки сетки Rg, то постоянное напряжение на R„ будет тем меньше, чем меньше величина R„ по сравнению с

Если отношение 51 «^(0,002-4-0,003), то положительное папря- Яиз

жение, попадающее с Rg на сетку Ла, не превышает 0,24-0,4 е, что вполне допустимо. Современные конденсаторы имеют 7?вз> >500 мгом, так что сопротивление утечки сетки не должно превышать 14-1,5 мгом.

Кроме того, при увеличении сопротивления утечки сетки большое влияние на режим работы следующего каскада окажут ионные токи сетки следующей лампы, которые также создают па R постоянное напряжение, уменьшающее действительную величину отрицательного смещения.

Таким образом, величина сопротивления Rg выбирается в зависимости от типа лампы — от 50 ком до 1 мгом.

Вычисляется постоянная времени цепи сетки, исходя из заданной величины частотных искажений на нижних частотах:

t ==2 сек,

Vм^ — 1 где (оя=2п/н.

Определяется емкость разделительного конденсатора: Cg=^ Ю’л^.:"

Вычисляется коэффициент усиления в области средних час

тот:

где р, и Н; — параметры в рабочей точке.

Определяется амплитуда переменного напряжения на сетке: ТТ Rmgi

• т^ К, 1

После этого следует еще раз проверить правильность графического выбора смещения по соотношению

Определяется величина нелинейных искажений графическим путем (только для случая Пт^>(0,14-0,5) в, так как при меньших входных сигналах искажения весьма незначительны и невысокая точность графического метода расчета не позволяет их определить).

Для этого на графике (см. рис. 57) определяются в мм длины отрезков а и б динамической характеристики от точки Р до характеристик при Ug=E +U и U 8' — Eg—Umg, и вычисляется ориентировочный коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике в процентах:

Y=Y2=2 -Т+б-100/»-

Полученный коэффициент нелинейности не должен превышать заданной величины.

Определяется величина сопротивления смещения:

где 1ай (в амперах) берется из графика.

Определяется минимальная величина емкости конденсатора смещения из условия, чтобы его сопротивление для нижней граничной частоты /н было в 5-4-10 раз меньше сопротивления смещения."

см <0„лСм

Пример расчета реостатного каскада на триоде.

Umgs. “1. Выбираем триод 6П7С, для которою р=оа,Umgs. “1. Выбираем триод 6П7С, для которою р=оа,Дапо: 757=220 в, /„=50 гц, /„=10 000 гц, Л/в=1,03, Л/„=1,1, у-1,5%, ,„=25 в, Cgk2=3 пф, Cag2=4 пф, К02—11.

Umgs. “

1. Выбираем триод 6П7С, для которою р=оа,

Umgs. “

1. Выбираем триод 6П7С, для которою р=оа,

Д,=22 ком.

5=1,5'^, Са6=3,5 пф.

с номинальной величинойс номинальной величинойСопротивление анодной нагрузки Да=5Я(=5.22=110 ком.

с номинальной величиной

с номинальной величиной

Д„=100 ком.Д„=100 ком.Выбираем по табл. 6 сопротивление типа ВС

Д„=100 ком.

Д„=100 ком.

100 ком и допуском ± 2О7о» 1ак Чт0 окончательно и,,-лии -.v.,..

На семействе анодных характеристик лампы 6Н7С (см. рис. 57) строим динамическую характеристику по отрезкам па оси абсцисс: Йа=220 в и на р 22(3

оси ординат: 1о=р=---з = 2,2-1О~3а=2,2 ма.

X I ^ X им * XW

Отбрасывая часть динамической характеристики, пересекающую статические характеристики при напряжениях на сетке —5, — 6 и — 7 в, выбираем рабочую точкуг Р при ^=—2,5 в. Для этой точки Zao=l,l ма, 77а0=112 в.

Е?=2,5 в.

Проверяем правильность выбора смещения:

25

17?^! 5а ^gg+0,8, или 2,5@ > 2 в, следовательно, смещение вы

брано верно.

Определяем параметры в рабочей точке:

Ма=0,1 ма; №а=Л8 в; At^=3 — 2,5=0,5 в;

е А/а 0,7_р18

И №g 0,5’AH^“0,5’ в ’1 Ма ОД-Ю"3

=25 700 <wt=26 ком.

Проверяем величину коэффициента частотных искажений на верхней граничной частоте:

Мк = V1+(<ввС0Д,э)2 , где <ов=2л/в=2-3,14.107

„ RrRa 26-100„ „л .,

^=ДМ=26+1ОО =2° К°М =2°'10

C6=Cak-YCghACagl (1+К02)+См=3,5 + 3+4(1+14)7-30=100 пф=

= 100-10-’2 ф,

Mg^Vi^r^iTio^iWi^^liMO^ VTw7wSj2= Ki762=i,oi.

Мв=1,01, чю меньше, чем заданное Мв=1,03.

Сопротивление утечки сетки

Д?=5ДЙ=5-100=500 ком.

Выбираем по табл. 6 сопротивление типа ВС с поминальной величиной 470 ком и допуском ± 20%; таким образом, Rg=470 ком.

Постоянная времени цепи сетки

11

g —/ - - - — —;TL—=—==0,007 сек.

Емкость разделительного конденсатора

^^•io^-S^P-o.ois^.

Выбираем конденсатор типа КСО-8 емкостью 1500 пф, с 6'раб=500 в (см. табл. 11).

Коэффициент усиления на средних частотах

К, =_36__

Я?А % 1 I 26 . 26^VEg 1+100+470

^LS^ 25—0 9К6 28-U’^LS^ 25—0 9К6 28-U’^mgx —^mgx —в.в.Амплитуда переменного напряжения па сетке (входной сигнал)

^LS^ 25—0 9

К6 28-U’

^LS^ 25—0 9

К6 28-U’

^mgx —

^mgx —

в.

в.

Определяем коэффициент нелинейных искажений.

Для этого находим U g=E g-YU та1 =—2,54-0,9=—1,6 в,

Eg=Eg- Umgl=-2,5 -0,9=-3,4 в.

Проводим пунктиром соответствующие статические характеристики'(при напряжении на сетке —1,6 и —3,4 в) и измеряем отрезки динамической характеристики от рабочей точки до этил характеристик: а =9 мм, 6=9,5 мм.

Тогда у=у2=. __ 100% = 1,3% < 1,5°/0.

Таким образом, нелинейные искажения не превышают допустимой величины.

Сопротивление автоматического смещения

я»=Й“мпк=23««“

Выбираем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 2,2 ком и допуском ± 20%.

Определяем емкость конденсатора смещения

„Ю-К)’ Ю71 .

Ссм~<онЯсм ~ 2-3,14-50-2,2-Ю51Л№ф'

Выбираем электролитический конденсатор КЭ-1М. С=20 мкф, %аб=20 в.

Порядок расчета реостатного каскада на пентоде

Заданными являются те же величины, что и для каскада на триоде. Расчет ведется в следующем порядке.

Определяется величина сопротивления анодной нагрузки из условия получения допустимых искажений на высших частотах

Рис. 58. График к расчету реостатного каскада па пентоде

по формуле (77):

V М2— 1

D F 1 В ДОП пл.

Графически определяется режим работы, т. е. Eg, 1ае и U№ для чего на семействе анодных характеристик строится динамическая характеристика по заданным Еа и Ra и выбирается рабочая точка (рис. 58).

Для рабочей точки определяется крутизна характеристики: 8=^ , где M=PQ', a 8U=Ug-Ugy

Более точно следует определять крутизну как среднее арифметическое из двух значений, найденных по приращениям тока Д/а и Д/д, отсчитанным вверх и вниз от рабочей точки (рис. 58).

Определяется коэффициент усиления каскада на средних частотах по формуле (75):

K^SRa,

где 5 — крутизна характеристики в рабочей точке.

7. Определяются амплитуда переменного напряжения на сетке, нелинейные искажения, сопротивление утечки сетки и емкость разделительного конденсатора так же, как для каскада на триоде.

Определяется сопротивление смещения:

где 1Э— ток экранной сетки (берется из справочника или по характеристикам; приближенно можно считать, что /э=(0,05н-0,1) 1 ).

Емкость конденсатора смещения определяется так же, как для триода.

Определяется величина гасящего сопротивления в цепи экранной сетки по соотношению

8 I

1 э

первогопервогогде Пэ— постоянное напряжение на экранной сетке (для каскада 20-4 50 в).

первого

первого

Сопротивление в цепи экранной сетки берется 0,54-1,0 мгом.

И. Определяется емкость блокирующего конденсатора в цепи экранной сетки из условия, чтобы его сопротивление для нижней граничной частоты было в 10—20 раз меньше сопротивления 7?э: р (10 = 20) 10е„

Пример расчета реостатного каскада па пентоде

ходкое напряжение Uходкое напряжение UЗадание: рассчитать реостатный каскад на экранированном пентоде 6Ж7, если напряжение источника питания Ед=200 в, диапазон частот от /н=80 гу До /в=6000 гид допустимые частотные искажения Л7н=1,05 и Мт=1,1; входная емкость следующего каскада с учетом емкости монтажа С0=50 пф; выходное напряжение U т§г—5 в.

ходкое напряжение U

ходкое напряжение U

_ у - 1а макс шьС0_ у - 1а макс шьС0Определяем максимальное сопротивление анодной нагрузки:

_ у - 1

а макс шьС0

_ у - 1

а макс шьС0

2-3 14-6-103■ 50* 10"12 243*10® ом—243 ком.

Выбираем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 220 коле и допуском ± 2О°/о.

На графике анодных характеристик лампы 6Ж7, снятых при напряжении па экранной сетке Уэ=50 в (см. рис. 58), строим динамическую характеристику по отрезкам Еа=200 о и/д=^=0,9 ма. Выбираем рабочую точку Р при смещении Eg—— 2 в. При этом напряжение па аноде Удо=65 в и ток покоя /до=О,6 ма.

Находим крутизну характеристики в рабочей точке:

Л7д = В2'=0,28лш; М/' =2,5 - 2=0,5 в; 8'=^= 2^=О,56— ;

4ду 0,а в

М"а = PQ”=0.48 ма; Л^ =2 — 1,5=0,5 в;

™ kla о, 48«,аУ'+У" 0,564-0,96ма

д = 7777= 7=г=0’—5—=5=0,76-—.

Дс'^вДДв

Коэффициент усиления на средних частотах

E^S-Ba=0,76-10-s-220-103=167.

Амплитуда переменного напряжения нэ сетке ^^Тб^0'03 "

Так как <7тг1^0,1 в, то коэффициент нелинейных искажений не определяем и правильность графического определения смещения не проверяем. д 5. Выбираем величину сопротивления утечки сетки по соотношению Rg=(2 -т- 10) Ra ^ 1 -т- 1,5 мгом.

Берем Rg=5Rа=1 мгом (сопротивление типа ВС).

Постоянная времени цепи сетки

т„ =А== у.—-.=0,063 сек.

Юн/^-1 2.3,14.80/1,0^-1

Емкость разделительного конденсатора

10^кф=^^-^=0,063 мкф.

• Rg106

Выбираем конденсатор типа КБГ-М, С=0,07 мкф, [7ра6=200 с

Сопротивление автоматического смещения г9

^-tJ/p^hh-’5'103 ли=2-5 *™-

где /ва — ток покоя, найденный из графика, /а=0,2 ма — ток экранной сетки, взятый из справочника.

Емкость конденсатора, шунтирующего сопротивление автоматического

смещения(5 10) Ю"04 ~ шн-Дотсмещения(5 10) Ю"04 ~ шн-Дотю-ю"ю-ю"2-3,14-80-2,5-10’2-3,14-80-2,5-10’■=8 мкф.■=8 мкф.

смещения

(5 10) Ю"

04 ~ шн-Дот

смещения

(5 10) Ю"

04 ~ шн-Дот

ю-ю"

ю-ю"

2-3,14-80-2,5-10’

2-3,14-80-2,5-10’

■=8 мкф.

■=8 мкф.

Берем электролитический конденсатор типа КЭ-1 емкостью 10 мкф и ^6=20 в.

Определяем величину гасящего сопротивления в цепи экранной сетки

„ Еа — Уц 200 — 50

Лэ=~^7-=0lcj-i=750.Ю3 <ш=750 ком.

Берем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 680 ком и допуском ± 20°/0.

Емкость конденсатора в цепи экранной сетки

Выбираем конденсатор типа КБГ-М с номинальной емкостью 0,1 мкф и рабочим напряжением 200 в.

§ 7. Детали реостатного усилителя

Деталями реостатного каскада являются электронные лампы, сопротивления, конденсаторы, ламповые панельки и другие. Рассмотрим различные типы сопротивлений и конденсаторов, их устройство и свойства, а также требования, предъявляемые к элемен-

там схемы реостатного каскада, так как качество и технические свойства этих деталей оказывают большое влияние на работу усилителя.

СОПРОТИВЛЕНИЯ

В зависимости от применяемого материала различают проволочные сопротивления, намотанные из высокоомной проволоки, и непроволочные, в которых имеется угольный или металлизированный проводящий высокоомный слой. И те и другие могут быть как постоянными, не позволяющими регулировать величину сопротивления в процессе эксплуатации, так и переменными, величину которых можно изменять в определенных пределах.

Все сопротивления характеризуются: величиной электрического сопротивления R, допустимой мощностью рассеяния РДО1Г допустимым рабочим напряжением /7ра6, напряжением собственного шума, классом точности и стабильностью.

Величина сопротивлений, выпускаемых промышленностью, соответствует определенным стандартным числам (шкала номинальных значений); эти числа подобраны так, чтобы с учетом класса точности, т. е. допуска на отклонение действительной величины от номинальной, перекрыть весь диапазон величин.

Наиболее распространенные классы точности: I — допуск +5%, II — допуск +10%, III — допуск +20%. Встречаются и повышенные классы точности, с допусками 0,1; 0,5; 1%.

Допустимой, или номинальной, мощностью называется мощность, рассеиваемая на сопротивлении, при которой нагрев не превышает допустимого; эта мощность зависит от условий работы и поверхности охлаждения. Превышение допустимой мощности, а также допустимого напряжения приводит к значительному изменению величины сопротивления или выходу его из строя.

Стабильность характеризует постоянство величины сопротивления во времени, а также при изменении температуры и влажности окружающей среды.

Постоянные непроволочные сопротивления широко применяются в усилительной аппаратуре благодаря малым габаритам и небольшой стоимости.

Углеродистый или металлизированный проводящий слой этих сопротивлений наносится на изолятор, служащий основанием, и приобретает требуемые качества в процессе термической обработки. Величина электрического сопротивления зависит от длины, толщины и качества проводящего слоя. Иногда для увеличения сопротивления часть проводящего слоя снимается по винтовой линии, вследствие чего увеличивается длина пути для тока, или, иначе, длина проводника.

Эти сопротивления по сравнению с проволочными допускают меньшую мощность рассеяния, являются менее стабильными, т. е. в процессе работы их величина необратимо изменяется, и обладают 92

Контактные одокимки -Контактные одокимки -Слой лам „а -\ Проводящий слоиСлой лам „а -\ Проводящий слои©©QQФарфоровый цилиндрФарфоровый цилиндрооООбб

Контактные одокимки -

Контактные одокимки -

Слой лам „а -

\ Проводящий слои

Слой лам „а -

\ Проводящий слои

©

©

Q

Q

Фарфоровый цилиндр

Фарфоровый цилиндр

о

о

О

О

б

б

Рис. 59. Устройство и внешний вид постоянных непроволочных сопротив-лений ВС:

а — мощностью до 2 sm включительно; б — мощностью 5 и 10 етп

несколько большим собственным шумом. Последнее объясняется тем, что кроме теплового шума, свойственного любым сопротивлениям, в них возникают дополнительные шумы при прохождении электрического тока вследствие искровых разрядов между частичками проводящего слоя.

Однако по мере совершенствования технологии изготовления непроволочных сопротивлений качество их улучшается, а габаритные размеры становятся меньше.

В настоящее время промышленность выпускает несколько типов постоянных непроволочных сопротивлений с достаточно высокими техническими показателями.

Большое распространение в усилительных устройствах получили сопротивления типа ВС (высокостабильные), представляющие собой сплошной или полый фарфоровый цилиндрик, на поверхности которого нанесен тонкий проводящий углеродистый слой, покрытый защитным слоем влагостойкого лака или краски (рис. 59).

На поверхности краски написана номинальная величина сопротивления, допуск в процентах и допустимая мощность рассеяния.

По мощности рассеяния имеются шесть типов сопротивлений: на 0,25; 0,5; 1; 2; 5 и 10 вот. Допустимой считается та мощность, при которой сопротивление перегревается на 50° выше окружающей температуры.

ЫЛТ-2ЫЛТ-2Р и с. 60. Внешний вид малогабаритных непроволочных сопротивлений МЛТР и с. 60. Внешний вид малогабаритных непроволочных сопротивлений МЛТДанные шести типов сопротивлений ВС приведены в табл. 5, а шкала номинальных значений для сопротивлений различного класса точности — в табл. 6.

ЫЛТ-2

ЫЛТ-2

Р и с. 60. Внешний вид малогабаритных непроволочных сопротивлений МЛТ

Р и с. 60. Внешний вид малогабаритных непроволочных сопротивлений МЛТ

Сопротивления типа ВС работают в интервале температур от—60 до -р70°С, отклонение величины сопротивления от номинальной при 1=-|~70°С не превышает 4%; относительное изменение величины сопротивления при увеличении мощности рассеяния в 1,5 раза в течение 100 часов не более 5%.

Напряжение собственных шумов не превышает 5 жке.

Помимо сопротивления типа ВС имеются малогабаритные непроволочные сопротивления типа МЛТ и УЛМ.

Сопротивления МЛТ (металлизированные лакированные теплостойкие) имеют меньшие габариты, чем сопротивления ВС той же мощности (рис. 60), и отличаются от сопротивлений ВС тем, что на поверхность керамического цилиндрика нанесен вместо углерода слой сплава с высоким удельным сопротивлением. Они выпускаются мощностью 0,5; 1 и 2 вт и отличаются высокой теплостойкостью: выдерживают температуру до -j-100°C и при этом очень незначительно изменяют свою величину (температурный коэффициент 0,7 ЛО-3).

Таблица 5

ДАННЫЕ ПОСТОЯННЫХ ПЕПРОВОЛОЧНЫХ СОПРОТИВЛЕНИИ

Тип

Допустимая мощность рассеяния (ет)

Диапазон номинальных значении сопротивления

Максимальное рабочее напряжение (в)

Габаритные размеры (лии)

((Ш)

(Л120Л1)

диаметр

длина

ВС-0,25

0,25

27

5,1

350

5,4

18,5

ВС-0,5

0,5

27

10

500

5,4

28,5

ВС-1

1,0

47

10

700

7,2

32,5

ВС-2 "

2,0

47

10

1000

9,5

53,0

ВС-5

5,0

47

10

1500

17,0

75,0

ВС-10

10,0

75

10

3000

27,0

120,0

Сопротивления УЛМ (углеродистые малогабаритные) имеют такую же конструкцию, как ВС, и еще меньшие габариты, чем МЛТ (длина 6 мм, диаметр 2 мм), и могут работать при окружающей температуре от —60 до -|-100оС;они выпускаются одного типа— с мощностью рассеяния 0,15 вт. Данные малогабаритных постоянных сопротивлений приведены в табл. 7.

Таблица 6

«глиальные значения постоянных непроволочпых НОМИНАЛЬНЫЕ СОЦРОТИВЛЕНИЙ ТИПА ВС

Допуск

± 10%|

±20%

±5%|

± 1 о%|

± ‘20%

ком

»

»

»

»

»

»

2,0 »

»

»

»

3,0 »

»

»

»

4,3 »

4,7 »

5,1 »

5,6 »

6,2 »

6,8 »

7,5 »

8,2 »

9,1 »

10 »

И »

12 »

13 »

15 »

16 »

18 »

20 »

22 »

24 » 27 »

47 ом

56 »

68 »

82 »

100 »

120 »

150 »

180 >

220 »

270 »

330 »

390 »

470 »

560 »

680 »

820 »

ком

»

»

»

2,2 »

2,7 »

3,3 «

3,9 »

4,7 »

5,6 »

6,8 »

8,2 >

10 »

12 »

15 »

18 »

22 »

47 ом

68 »

100 »

150 »

220 »

330 »

470 »

680 »

ком

1,5 »

2,2 »

3,3 »

4,7 »

6,8 »

10 »

15 »

22 »

30 ком

33 »

36 »

39 »

43 »

47 »

51 »

56 »

62 »

68 »

75 »

82 »

91 »

100 »

110 »

120 »

130 >

150 »

160 »

180 »

200 »

220 »

240 »

270 »

300 »

330 »

360 »

390 »

430 »

470 >

510 »

560 »

620 »

680 »

750 »

820 »

910 »

1 мгом

1,1 »

»

»

»

>

»

1,8»

2,0»

33 ком-

39 »

47 »

56 »

68 »

82 »

100 »

120 >

150 »

220 »

270 »

330 »

390 »

470 »

560 »

680 »

820 »

1 мгом

1,2»

1,5»

1,8»

2,2»

2,7»

3,3»

3,9»

4,7»

33 ком

47 »

68 »

100 »

150 »

220 »

330 >

470 »

680 »

1 мгом

1,5»

2,2»

3,3»

4,7»

Продолжение табл, в

Д5%

=±10%

±20%

|±5%

±10%|

5,6 мгом

6,8»

6,8 мгом

8.2 мгом

10»

Допуск

10 мгом

Примечание Сопротивления по 1000 и пито о свои ±5% не выпускаются.ВЫШе 2 с ^“У-

Таблица 7

ДАННЫЕ МАЛОГАБАРИТНЫХ ПОСТОЯННЫХ НЕПРОВОЛОЧНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ

Наименование

Тип

Допустимая мощность (em)

Диапазон номинальных значений сопротивления

(он)

(л? гол)

Металлизированные лакированные теплосюйкие.

То же

МЛ Т-0,5

МЛ Т-1 V

0,5 1,0

100

100

5,1

10

Углеродистые малогабарит-

МЛТ-2 V

2,0

100

10

ные

УЛМ-0,15

0,15

27

1

Постоянные проволочные сопротивления применяются в усилительной аппаратуре в тех случаях, когда вследствие большой мощности рассеяния (выше 10 вт) нельзя применить непроволочные или необходима высокая стабильность сопротивления.

Чаще всего проволочные сопротивления ставятся в качестве делителя для питания экранных сеток мощных ламп, сопротивления автоматического смещения оконечного каскада и эквивалентного сопротивления нагрузки, которое включается на выход усилителя при отключении громкоговорителя.

Промышленность выпускает стандартные проволочные сопротивления типа ПЭ (проволочные эмалированные), которые часто называют трубчатыми остеклованными (рис. 61). На трубку из специальной керамики наматывается неизолированный высокоомный провод с определенным расстоянием между витками, после чего она заливается эмалью, застывающей в виде стекловидной массы. Эмалевое покрытие защищает провод от механических повреждений и является хорошим изолятором. И основание и эмаль стойки против резких изменений температуры до 300° С, поэтому мощность рассеяния, при которой внутри трубки достигается эта температура, считается номинальной.

По мощности рассеяния и габаритам имеются семь типов сопротивлений ПЭ: на 7,5; 15; 20; 25; 50; 75 и 150 вт. Тип со- 96

Р и с. 61. Устройство (а) и внешний вид (б) постоянного проволочного со-противления ПЭ:

2 — основание; 2 — проволока; 3 — эмалевое покрытие, 4 — выводы

противления, его номинальная величина и допустимый ток нагрузки указываются на бумажной этикетке, наклеиваемой на эмалевое покрытие, или надписываются краской.

Данные сопротивлений ПЭ приведены в табл. 8.

Таблица 8

ДАННЫЕ ПОСТОЯННЫХ ПРОВОЛОЧНЫХ ЭМАЛИРОВАННЫХ лСОПРОТИВЛЕНИИ ПЭ

Тип

Допустимая мощность (от)

Пределы номинальных значений сопротивления (ом)

Габаритные размеры (лм)

диаметр D [ длина L

ПЭ-7,5 ПЭ-15 ПЭ-20 ПЭ-25 ПЭ-50 ПЭ-75

ПЭ-150

7,5

15

20

25

50

75

150

5—5 000

5—5 000

2,5—5 000 5—5 000

1—15 000

1—30 000

0,9—50 000

10

14

18

23

23

23

30

40

50

50

50

90

160

215

Переменные непроволочные сопротивления применяются в усилителях для регулирования громкости и тембра звука. Такие потенциометры (рис. 62) представляют собой подковообразное основание 1 из изоляционного материала — гетинакса, на которое нанесен проводящий слой углерода 2. По поверхности проводящего слоя скользит подвижной контакт 3 в виде щеточки из пружинящих проволочек. Потенциометр помещен в плоский цилиндрический корпус 4. Выводы от концов подковки и подвижного контакта (движка) припаяны к трем лепесткам 5; средний лепесток соединен с движком. Для перемещения движка поворачивается ось 6.

4 Е. О. Федосова

Рис. 62. Переменные непроволочпые сопротивления-° - устроило и внешний вид ==«, о - сопротивление'типа ТК;Рис. 62. Переменные непроволочпые сопротивления-° - устроило и внешний вид ==«, о - сопротивление'типа ТК;мо-мо-

Рис. 62. Переменные непроволочпые сопротивления-

° - устроило и внешний вид ==«, о - сопротивление'типа ТК;

Рис. 62. Переменные непроволочпые сопротивления-

° - устроило и внешний вид ==«, о - сопротивление'типа ТК;

мо-

мо-

В зависимости от угла поворота изменяется величина сопротивления между началом проводящего слоя и движком. Эта зависимость может быть прямолинейной (Л), логарифмической (Б) и показательной (Б). Соответствующие характеристики приведены на рис. 63.

Для регулировки усиления применяются потенциометры с характеристикой типа В, так как в соответствии с чувствительностью уха к изменению громкости важно, чтобы приращение громкости было небольшим при тихих звуках и увеличивалось с увеличением громкости. Сопротивления с характеристикой типа А гут применяться в регуляторах тембра.

Угол поворота оси —Зля бКиТК, - -для ЭДУгол поворота оси —Зля бКиТК, - -для ЭДРис. 63. Зависимость величины переменного непроволочного сопротивления от угла поворота осиРис. 63. Зависимость величины переменного непроволочного сопротивления от угла поворота осиПеременные непроволочные сопротивления выпускаются нескольких типов: ВК и СП — без выключателя и ТК — с выключателем на общей оси, с помощью которого устройство может отключаться от питающей сети.

Угол поворота оси —Зля бКиТК, - -для ЭД

Угол поворота оси —Зля бКиТК, - -для ЭД

Рис. 63. Зависимость величины переменного непроволочного сопротивления от угла поворота оси

Рис. 63. Зависимость величины переменного непроволочного сопротивления от угла поворота оси

Сопротивления типа СП (или СПН) мало отличаются от ВК по устройству. Они имеют меньший диаметр корпуса, чем ВК, и могут быть как одинарными (СП-I и СП-П), так и сдвоенными — СП-Ш и СП-IV (два потенциометра с общей осью для перемещения движков). Сопротивления типа ТК

выключателем сети 7 (см. 62,6) отличаются по внешнему виду ВК большей высотой цилиндрического корпуса и добавочны- °и контактными лепестками 8 для включения в разрыв одного из проводов сети.

Данные переменных непроволочных сопротивлении типа СИ, ПК и ТК приведены в табл. 9.

Таблица 9

ДАННЫЕ непроволочных переменных тонкослойных СОПРОТИВЛЕНИИ

Тип

Номинальная мощность (епт)

Вид зависимости величины сопрошвлеиия от угла поворота оси

Диапазон номинальных вначеиий сопротивлении

Максимально допустимое рабочее напряжение (в)

СП

0,5

1

1

2

А и В

А и В

А

А

22 ком-^- 2, 2 мгом

470 ом ч- 4,7 .огом

400

400

400

500

ВК и ТК

0,2 0,4 0,5

В В А

2,5 ком-^гТ,5 мгом

350

На корпус наносится маркировка сопротивления, состоящая из обозначения типа, буквы, характеризующей кривую изменения сопротивления, величины сопротивления и мощности рассеяния, например: ВК-В-1МЙ-0,4.

спо-о,15спо-о,15Кроме перечисленных типов тонкослойных углеродистых переменных сопротивлений в последнее время выпускаются малогабаритные объемные непроволочные сопротивления типа СПО (сопротивление переменное объемное), которые обладают значительно большей теплостойкостью и работают при температуре окружающей среды до 1304-140°С. Эти сопротивления выпускаются мощностью 0,15; 0,5 и 2 вт и допускают рабочее напряжение соответственно до 100, 250 и 600 в (рис. 64 и табл. 10).

спо-о,15

спо-о,15

cno-o,sрис. 64. Внешний вид малогабаритных непроволоч- пых объемных сопротивлений СПОcno-o,sрис. 64. Внешний вид малогабаритных непроволоч- пых объемных сопротивлений СПОПроволочные переменные сопротивления типа 50-1 изготовляются из высокоомного неизолированного провода, который наматывается на полоску фибры, согнутую в виде кольца 1 (рис. 65). Слой окиси на проволоке, получающийся при термической обработке, предотвращает замыкание между витками. Выводами от концов проволоки служат латунные полоски 2. Фибра с намотанным проводом помещается в металлический корпус 3, намотка изолируется от корпусапресш- паном 4. На оси 5, проходящей сквозь корпус, за-

cno-o,s

рис. 64. Внешний вид малогабаритных непроволоч- пых объемных сопротивлений СПО

cno-o,s

рис. 64. Внешний вид малогабаритных непроволоч- пых объемных сопротивлений СПО

Рис. 65. Внешний вид и устройство переменного проволочного сопротивле ния типа 50-1

Таблица 10

ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧПЫХ ПЕРЕМЕННЫХ ОБЪЕМНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ

Тип

Номинальная мощность при 80°С (вт)

Диаметр корпуса (ММ)

Высота корпуса (мм)

Максимальное допустимое рабочее напряжение (в)

Диапазон номинальных значений сопротивлении

СПО-2 СПО-0,5 СПО-0,15

2,0 0,5 0,15

28

15,6

9,5

15

11,2

9,5

600

250

100

47 ом :- 4, 7 мгом

100 ом -+- 1 мгом

100 ом -г- 1 мгом

крепляется шайба б с длинным пружинящим отростком. При повороте осп этот отросток скользит по торцу намотки, с которого счищен слой окалины, и является подвижным контактом (движком). Подвижной контакт и выводной лепесток от него соединены с корпусом.

В усилительных устройствах киноустановок переменные проволочные сопротивления применяются в цепи накала первой лампы в качестве потенциометров для уменьшения фона переменного тока и как реостаты для регулирования накала читающей лампы в узкопленочной кинопередвижке. Сопротивления типа 50-1 имеют величины 10; 50 и 400 ом с отклонениями до +20% и допускают мощность рассеяния не более 4—5 вт.

Кроме этого в стационарной аппаратуре применяются полупеременные сопротивления для установки режима читающей лампы. Они представляют собой керамическую трубку, на которую намотан провод (рис. 66). Изоляцией витков служит образующийся при отжиге слой окалины. На концах обмотки надеты латунные хомутики, стянутые винтами с ганками и служащие крайни- 100

р и с. 66. Специальное полупеременное проволочное сопротивлениер и с. 66. Специальное полупеременное проволочное сопротивлениеми выводами. Между ними имеется третий хомутик — средний вывод, который может быть установлен на любом расстоянии от конца сопротивления. Для перемещения этого хомутика следует отвинтить винт, ослабить обжимку, а после установки на новое место завинтить его снова. Средний вывод соединяют с од: ним из крайних, чтобы при регулировке не было разрыва цепи.

р и с. 66. Специальное полупеременное проволочное сопротивление

р и с. 66. Специальное полупеременное проволочное сопротивление

КОНДЕНСАТОРЫ

В зависимости от рода диэлектрика, различают конденсаторы бумажные, слюдяные, электролитические, керамические и воздушные. Последние в усилителях низкой частоты не применяются.

Величинами, характеризующими всякий конденсатор, являются емкость, класс точности, электрическая прочность, сопротивление изоляции (или ток утечки), угол потерь и стабильность.

Емкость конденсатора прямо пропорциональна площади обкладок и диэлектрической проницаемости материала, помещенного между обкладками, и обратно пропорциональна толщине диэлектрика. Таким образом, увеличения емкости можно добиться, во- первых, увеличением общей площади обкладок путем удлинения ленты, сворачиваемой в рулон, или за счет увеличения числа пластин, а также соединением нескольких конденсаторных секций параллельно; во-вторых, выбором диэлектрика с большой диэлектрической проницаемостью (например, для конденсаторной бумаги £==1,7—3,5, для слюды — 3,0-4-8,0, а для сегнетокерамики — 3500); в-третьих, уменьшением толщины диэлектрика (например, толщина конденсаторной бумаги в обычных конденсаторах 6-4-15 микрон, а в малогабаритных 4-ь-5 микрон, что дает при одинаковой емкости уменьшение размеров конденсатора; применение в качестве диэлектрика тонких пленок оксида дает возможность при малых размерах конденсатора получить большие емкости — например, в электролитических конденсаторах).

При выпуске конденсаторов на заводе производится сортировка их по классу точности, который определяется отклонением емкости от номинальной величины: I класс — допуск 4-5%, II класс — +10% и III класс — +20%. В некоторых случаях допуск на отклонение величины емкости не превышает 1—2% (нулевой класс точности — для измерительной аппаратуры), и наоборот, для электролитических конденсаторов допуск увеличен до —20-4-4-50%. Конденсаторы более высокого класса точности имеют большую стоимость.

Электрическая прочность характеризуется напряжением, которое конденсатор может выдержать без пробоя диэлектрика. Различают испытательное и рабочее напряжение. Испытательное напря-

101

жение конденсатор выдерживает при кратковременном воздействии (обычно в течение 1 минуты испытаний); рабочим напряжением называют то напряжение, при котором конденсатор может длительно работать без заметного изменения своих свойств.

В целях запаса электрической прочности рабочее напряжение выбирается в 2 пли 3 раза меньше испытательною. Исключение составляют электролитические конденсаторы, которые могут кратковременно выдержать пиковое напряжение, превышающее рабочее всего па 10-4-15%.

Диэлектрик конденсатора не является идеальным изолятором, поэтому сопротивление его постоянному току, называемое сопротивлением изоляции конденсатора, представляет собой конечную величину (для высококачественных конденсаторов — более бООмгож). От сопротивления изоляции зависит величина тока утечки, который оказывает большое влияние на работу усилительного устройства.

Ток утечки зависит также от приложенного напряжения. В свою очередь, на величину сопротивления изоляции влияют температура и влажность окружающей среды, величина и длительность воздействия напряжения. Конденсаторы большей емкости имеют меньшее сопротивление изоляции и больший ток утечки. Поэтому принято указывать их допустимые величины соответственно в мегомах или миллиамперах на 1 микрофараду емкости.

В конденсаторах происходят потерн энергии на нагрев диэлектрика и обкладок, вследствие чего ток через конденсатор не является чисто реактивным и угол сдвига фаз между напряжением и током отличается от 90° на величину 6, называемую углом потерь. В низкочастотной аппаратуре потери в конденсаторах малы и особой роли не играют.

Стабильность конденсатора характеризуется способностью сохранять постоянство емкости и сопротивления изоляции как во времени, так и при воздействии температуры и влажности окружающей среды. Наиболее стабильными являются слюдяные конденсаторы; достаточной стабильностью отличаются также бумажные герметизированные конденсаторы, защищенные от влияния влажности среды герметическим корпусом. Наименее стабильны высоковольтные электролитические конденсаторы.

Для всех конденсаторов, кроме электролитических, температурный коэффициент емкости (ТКЕ) не превышает 5%, так что изменение емкости не выходит за пределы, допустимые для I класса точности.

Рассмотрим устройство и технические свойства различных типов конденсаторов.

Слюдяные конденсаторы изготовляются из отдельных полос металлической фольги 7, между которыми прокладываются тонкие слюдяные пластинки 2 (рис. 67). Полученные секции запрессовываются в пластмассу, и от обкладок делаются проволочные или пластинчатые выводы. В настоящее время выпускаются про- 102

Тип

Номинальные емкости ^Ф^ п

Рабочее наряжение (е)

Тип J

Поминальные 1 емьости (пд5)

Рабочее на- ’ трткение (в)

КСО-1

51—750

250|

ксо-ю

47—1 000

3 600—4 700 |

3 000 “2 500

100—2 400

500

5 100—10 000

2 000

KGO-2

12 000—15 000

1 500

ксо-з

КСОА

470—1 000

500

18 000—20 000

1000

Ю—1 000

10001

25 000—50 000

500

1 000—2 200

500

30 000—50 000

250

KGO-5

KGO-6

470—6 800

7 500—10 000

100-2 700

500

250

1000

КСО-11

10—560 620—3 300

3 600—6 800

7 500—10 000

3600 2000 1000

500

КСО-7

47—1 000 1 100-2 200 2 400—3 300

2 500 1500 1000

KGO-12

6 800—10 000 12—390 680—1 500

250

5 000

3 000

KGO-8

1 000—3 300

3 600—4 300

2500 2 000

3 300—3 900

6 800—10 000

2 000 1000

4 700—6 800

1500

12 000—20 000

500

7 500—10 00С

1000

10 000—20 000

250

12 000—30 00С ЮООО—ЗОООС

500

250

KGO-13

10—390 330—1 800

7 000

5 000

КСО-9

47—3 300

3 300—3 900

2 500

2 000

1 500—3 900

З300—Ю00(

3 000

)2 000

3 300—6 800

1500

12 000—25 001

)1000

6 800—10 00

о 1000

20 000—50 00

3500

15 000—20 00

о500

20 000—50 00

j2и0

Таблица 11

ДАННЫЙ СЛЮДЯНЫХ КОНДЕНСАТОРОВ тип4 ксо

мышленные конденсаторы типа КСО (конденсатор слюдяной опрессованный в пластмассу) тринадцати подтипов — от КСО-1 до КСО-13, в зависимости от конструкции, размеров и технических данных (табл. И).мышленные конденсаторы типа КСО (конденсатор слюдяной опрессованный в пластмассу) тринадцати подтипов — от КСО-1 до КСО-13, в зависимости от конструкции, размеров и технических данных (табл. И).и.

мышленные конденсаторы типа КСО (конденсатор слюдяной опрессованный в пластмассу) тринадцати подтипов — от КСО-1 до КСО-13, в зависимости от конструкции, размеров и технических данных (табл. И).

мышленные конденсаторы типа КСО (конденсатор слюдяной опрессованный в пластмассу) тринадцати подтипов — от КСО-1 до КСО-13, в зависимости от конструкции, размеров и технических данных (табл. И).

Конденсаторы типа КСО имеют емкость от 10 пф до 0,05 мкф п рабочие напряжения от 250 до 7000 в.Допуск на отклонение емкости от номинальной для нулевого класса точности +2%, I класс +5%, II класс +10% и III класс +20%. По температурному коэффициенту емкости они делятся на группы А, Б, В и Г, причем наибольшее изменение емкости при изменении температуры на 1°С имеет группа А.

Слюдяные конденсаторы не стареют (в течение многих лет их емкость и сопротивление изоляции сохраняются постоянными), а также практически не пробиваются. Их-^недостатками являются высокая стоимость из-за сложности производства и относительно малая емкость вследствие сравнительно большой толщины диэлектрика.

Р и с. 67. Устройство (я) и внешний вид слюдяных конденсаторов типа КСО (б) и типа СГМ (в)

Для работы во влажной атмосфере выпускаются слюдяные герметизированные малогабаритные конденсаторы типа СГМ (рис. 67,в). Они имеют обкладки из серебра, нанесенного на слюду, и заключены в керамические влагонепроницаемые корпуса.

Бумажные конденсаторы имеют в качестве обкладок длинные полосы алюминиевой или оловянной фольги 1, а диэлектриком служит тонкая конденсаторная бумага 2, пропитанная парафином (рис. 68, а). В бумагомасляных конденсаторах, предназначенных для работы под высоким напряжением, бумага пропитывается минеральным маслом для повышения электрической прочности.

Полосы фольги, между которыми проложена бумага, сворачиваются в рулон, которому может быть придана плоская форма. Такая секция пропитывается парафином или минеральным маслом и помещается в корпус. Для уменьшения индуктивности все витки каждой полосы с одного торца соединяются вместе и от них делается вывод. В ряде случаев для увеличения емкости в корпус помещаются две и более секций, соединенных параллельно.

Рис. 68. Устройство секции бумажного конденсатора (а) и внешний вид герметизированных бумажных конденсаторов типа КБГ-И (б), КБГ-М (в), КБГ-МП (г) и КБГ-М11(д)

По сравнению со слюдяными бумажные конденсаторы меньше стоят, так как материал, требуемый для их изготовления, дешевле, а производство проще. Кроме того, за счет уменьшения толщины диэлектрика и увеличения площади обкладок можно получить большую емкость. Однако они менее стабильны и надежны в работе.

Высокое сопротивление изоляции и стабильность в современных конденсаторах достигаются герметизацией. Для этого все швы корпуса пропаивают, а выводы делают сквозь стеклянные шарики, причем материалы выводов и изоляции должны иметь одинаковый температурный коэффициент расширения. При нарушении герметичности сопротивление изоляции снижается.

Промышленностью выпускаются бумажные герметизированные конденсаторы типа КБГ в нескольких конструктивных оформлениях:

КБГ-И — в цилиндрическом корпусе из керамики и такие же по техническим данным конденсаторы типа КБГ-С — в цилиндрическом корпусе из стекла, покрытого эмалью, емкостью от 470 пф до 0,1 мкф па рабочие напряжения 200, 400 и 600 в; испытательное напряжение в два раза выше рабочего.

Габариты: диаметр от 7 до 15,4 мм, длина от 15 до 25 мм;

КБГ-Ml и КБГ-М2 — в металлическом корпусе цилиндрической формы, что дает повышенную механическую прочность по сравнению с КБГ-И. Корпус покрыт влагостойкой эмалью для предотвращения коррозии. КБГ-М2 имеет два вывода, изолированные от корпуса, а у КБГ-Ml один вывод соединен с корпусом, так что при его заземлении корпус является электростатическим экраном. Емкость этих конденсаторов от 0,01 до 0,25 мкф, рабочие напряжения 200, 400 и 600 в. Габариты: диаметр от 10 до 17 мм, длина от 38 до 50 мм.

Маркировка конденсаторов КБГ-И и КБГ-М состоит из обозначения типа конденсатора, рабочего напряжения, емкости и класса точности, например КБГ-М1 — 600-0,25-Ш;

КБГ-МП — в металлическом корпусе плоской формы, емкостью от 0,01 до 2 мкф;

КБГ-МН — в металлическом корпусе нормальной прямоугольной формы, емкостью от 0,25 до 10 мкф.

Конденсаторы типа КБГ-МП и КБГ-МН выпускаются на рабочие напряжения 200, 400, 600, 1000 и 1500 в.

В зависимости от емкости и рабочего напряжения имеется несколько типовых размеров корпусов конденсаторов КБГ-МН; наименьший из них имеет габариты 20 х 35X60 мм, а наибольший— 63x68x110 мм. На корпусе обозначается марка завода-изготовителя, тип конденсатора, емкость с допуском на отклонение, рабочее напряжение и дата выпуска (квартал и год). Конденсаторы могут работать при температуре окружающей среды от —40 до +60°С.

Конденсаторы типа КБГ имеют допуски па емкость, соответствующие I, П и Ill классам точности.

Кроме этих типов выпускаются температуростойкие бумажные герметизированные конденсаторы КБГ-МТ, работающие при температуре окружающей среды от —60 до 4-70°С.

Внешний вид и устройство бумажных герметизированных конденсаторов показаны на рис. 68, а их основные технические данные приведены в табл. 12.

Таблица 12

ДАННЫЕ БУМАЖНЫХ ГЕРМЕТИЗИРОВАННЫХ КОНДЕНСАТОРОВ

Тип

Рабочее напряжение (в)

200

400

ьоо

1000

1500

Пределы номинальных емкостей (aiko3)

К Б Г-Н

0,00047—0,1

0,00047—0,05

0,00047—0,025

КБГ-М

0,025—0,25

0,01—0,25

0,01—0,2

КБГ-МП

0,25—2,0

0,1—1,0

0,01—1,0

0,01—0,5

0,01—0 25

КБГ-МН

1,0—10,0

0,5—8,0

0,5—6,0

0,25—4,0

0,5—2,0

Для работы с полупроводниковыми приборами выпускаются бумажные малогабаритные конденсаторы типа БМ на рабочее напряжение 100 в емкостью от 510 до 9100 пф в алюминиевом цилиндрическом корпусе диаметром 5 мм, длиной 11 мм и емкостью от 10 000 до 50 000 пф (0,01—0,05 мкф} в корпусе диаметром 7,5 мм и длиной 14,5 мм (рис. 69). Кроме того, имеются бумажные герметизированные малогабаритные конденсаторы типа БГМ-1 с одним изолированным от корпуса выводом и БГМ-2 с двумя изолированными выводами на рабочее напряжение 400 в емкостью от 920 до 10 000 пф в корпусе диаметром 6 лыи и длиной 18 мм и емкостью от 33 000 до 50 000 пф в корпусе такой же длины, но с диаметром 11 мм. Уменьшение размеров достигнуто применением очень тонкой (4—5 микрон) высококачественной конденсаторной бумаги.

Усовершенствование технологии производства конденсаторов позволило не только получать тонкие пленки диэлектриков, но и покрывать их тончайшим слоем металла — металлизировать. В результате появились металло-бумажные конденсаторы значительно меньших размеров, чем обычные бумажные, при тех же

Рис. 69. Бумажные малогабаритные конденсаторы типа БМРис. 69. Бумажные малогабаритные конденсаторы типа БМэлектрических данных, и обладающие очень важным свойством самовосстанавливаться в случае пробоя.

Рис. 69. Бумажные малогабаритные конденсаторы типа БМ

Рис. 69. Бумажные малогабаритные конденсаторы типа БМ

В металло-бумажных конденсаторах (рис. 70, а и б) диэлектриком является конденсаторная бумага 7, которая для улучшения диэлектрических

Рис. 70. Устройство (а, б) и внешний вид металло-бумажных конденсаторов типа МБГО, МБГП и КМБГ в прямоугольном корпусе (в), типа МБГЦ-1 и МБГЦ-2 в цилиндрическом корпусе (г) и малогабаритных конденсаторов типа МБМ(9)

свойств покрывается слоем ацетилцеллюлозного лака, а обкладками — очень тонкие слои металла 2, нанесенные на одну сторону бумаги на слой лака. Слой металла наносится с помощью специальных машин, в которых бумажная лента проходит внутри разреженной камеры над расплавленным металлом, так что на ней осаждаются пары олова, а затем цинка (иногда применяют алюминий).

Металлизированные бумажные ленты имеют с одной стороны кромку 3, не покрытую металлом, а с другой стороны слой металла 4 заходит за край бумаги. Две металлизированные ленты складываются кромками в противоположные стороны и сворачиваются в рулон 7. Для конденсаторов с большим рабочим напряжением между лентами прокладываются добавочные слои бумаги 5.

БумагаБумагаМесто пробояМесто пробояРис. 71. При пробое металло-бумажного конденсатора металлический слой расплавляется и место пробоя самоизолируется кольцом бумагиРис. 71. При пробое металло-бумажного конденсатора металлический слой расплавляется и место пробоя самоизолируется кольцом бумагиТорцы рулона покрываются сплавом свинца с оловом 6, который замыкает все витки данной обкладки (для уменьшения собственной индуктивности) и служит для контакта с ней. К этим контактным полоскам в качестве выводов припаиваются медные луженые проводники.

Бумага

Бумага

Место пробоя

Место пробоя

Рис. 71. При пробое металло-бумажного конденсатора металлический слой расплавляется и место пробоя самоизолируется кольцом бумаги

Рис. 71. При пробое металло-бумажного конденсатора металлический слой расплавляется и место пробоя самоизолируется кольцом бумаги

Одна или несколько секций заворачиваются в бумагу 8, про-

питываются воскообразным веществом и помещаются в герметический металлический корпус 9, от которого изолируются картонными прокладками 10. Выводные проводники проходят сквозь стеклянные или керамические изоляторы 11 и припаиваются к контактным лепесткам 12.

При пробое конденсатора (в местах, где в бумагу вкраплены электропроводящие частицы металла, угля или ее толщина меньше, чем в других местах) металлический слой вокруг места пробоя расплавляется в результате прохождения большого разрядного тока, так что это место оказывается изолированным от обкладок кольцом бумаги, не покрытой металлом (рис. 71). Это происходит мгновенно, ток прекращается и конденсатор не успевает разрядиться. Таким образом, пробой не вызывает аварии в устройстве, а конденсатор после самовосстановления сохраняет высокое сопротивление изоляции и неизменную величину емкости, причем может выдержать сотни и тысячи пробоев.

В обычных бумажных конденсаторах обкладки гораздо толще и не расплавляются при пробое, поэтому самовосстановления не происходит.

Металло-бумажные герметизированные конденсаторы выпускаются промышленностью в прямоугольных корпусах (тип МБГП, МБГО и КМБГ) емкостью от 0,1 до 30 лгкдб на рабочее напряжение от 160 до 1500 в и имеют размеры в 4—6 раз меньшие по объему, чем конденсаторы типа КБГ-МН той же емкости. В цилиндрических корпусах изготовляются конденсаторы типа МБГЦ-1 (с одним изолированным от корпуса выводом) и МБГЦ-2 (с двумя изолированными выводами) емкостью от 0,025 до 1 мкф на рабочие напряжения от 160 до 1000 в.

Кроме того, имеются малогабаритные металло-бумажные конденсаторы типа МБМ емкостью от 0,05 до 1 мкф на рабочее напряжение 160 в. Они изготовляются в цилиндрических трубчатых корпусах диаметром от 6 до 14 мм и длиной 18 или 31 мм с проволочными выводами, проходящими сквозь изолирующие пробки из пластмассы, которой заливаются торцы корпуса. Эти конденсаторы рекомендуется применять вместо обычных бумажных, когда требуется повышенная надежность работы или уменьшение габаритов аппаратуры.

Металло-бумажные конденсаторы большой емкости по разменам почти не отличаются от высоковольтных электролитических (например, конденсатор МБГО емкостью 30 мкф на рабочее напряжение 300 в имеет габариты корпуса 45X55X50 м). В то же время они более долговечны, стабильны и надежны в работе, а также имеют большое сопротивление изоляции (малый ток утечки) и обладают большей морозостойкостью: при температуре—60°С их емкость изменяется не более чем на 10—12% по сравнению с емкостью при комнатной температуре.

Все конденсаторы этого типа допускают пиковое напряжение, превышающее рабочее только на 25%.

Керамические конденсаторы представляют собой пластинку или трубочку из керамики, покрытую с двух сторон металлическим слоем. Керамика является очень хорошим изолятором, вследствие чего конденсаторы имеют чрезвычайно малый ток утечки.

Толщина диэлектрика-керамики сравнительно велика, а площадь обкладок мала, поэтому керамические конденсаторы обладают небольшой емкостью — от нескольких пикофарад до нескольких тысяч пикофарад.

Широко распространены конденсаторы типа КДК — конденсатор дисковый керамический — емкостью до 130 пф и КТК — конденсатор трубчатый керамический — емкостью до 1500 пф на рабочее напряжение 500 в (рис. 72, а, б). В аппаратуре, предназначенной для работы на открытом воздухе, применяются конденсаторы типа КГК (герметизированные керамические) — рис. 72, в.

В настоящее время выпускается большое количество малогабаритных керамических конденсаторов (рис. 73), в которых применяются изготовленные специальным способом тонкие керамические пленки толщиной 0,14-0,2 мм (по сравнению с 0,44-0,5 мм в конденсаторах типа КДК и КТК). Кроме того, используется сегнетоке- рамика с большой диэлектрической проницаемостью (е=3500), что также позволило уменьшить габариты конденсаторов.

Из сегнетокерамики изготовлены малогабаритные конденсаторы дисковые типа КДС и пластинчатые типа КПС на рабочее напряжение 250 в. Первые имеют емкость от 1000 до 6800 пф

КДККДКС-51 пФ ±юхС-51 пФ ±юхаа^гК47пф^гК47пфвв

КДК

КДК

С-51 пФ ±юх

С-51 пФ ±юх

а

а

^гК47пф

^гК47пф

в

в

Рис. 72. Керамические конденсаторы дисковые КДК (а), трубчатые КТК (б) и герметизированные КГК (в)

кдмкдмкпакпа

кдм

кдм

кпа

кпа

кпм

Р и с. 73. Малогабаритные сегнетокерамические и миниатюрныекерамические конденсаторы КДС, КПС, КДМ, КТМ, КПМ

при диаметре диска от 4,2 до 12,2 мм, а вторые — от 510 до 40 000 пф при размерах овала от 7x5,5 до 17,5x14,5 мм и высоте от 6 до 8 мм.

Для аппаратуры, работающей на полупроводниках, разработаны миниатюрные керамические конденсаторы типа КДМ — конденсатор дисковый миниатюрный — емкостью от 1 до 1500 пф с диаметром 4—5 мм, КТМ (то же, но трубчатый) емкостью от 1 до 3000 пф с диаметром 4 мм и длиной 10 мм и КПМ — пакетные миниатюрные — емкостью от 30 доЗОООи^б на рабочее напряжение 60 в.

Электролитические конденсаторы по устройству и свойствам значительно отличаются от всех остальных видов конденсаторов. Их изготовляют из длинных полос алюминиевой фольги 2 и 4 (рис. 74, я), между которыми проложена рыхлая бумага, пропитанная специальным проводящим ток вязким составом — электролитом 3 (в качестве электролита может служить раствор борнокислого аммония в глицерине). Вся эта заготовка сворачивается в рулон и помещается в алюминиевый корпус.

В процессе изготовления к одной из полос фольги подводят положительный полюс источника постоянного тока, а к другой — отрицательный. При прохождении тока через электролит происходит электролиз, в результате которого положительная полоса алюминия окисляется выделяющимся на ней кислородом. Образующаяся тонкая пленка окиси алюминия (оксид А12О3) обладает изоляционными свойствами.

Таким образом, в готовом конденсаторе диэлектриком является тончайшая оксидная пленка 1 (толщиной в несколько микрон), а обкладками — полоса алюминиевой фольги 2, на которой эта пленка образовалась, и электролит 3, граничащий с оксидной пленкой с другой стороны и являющийся проводником II рода. Вторая, неокисленная полоса фольги 4 служит лишь для контакта с жидким электролитом и соединяется с корпусом 5 конденсатора.

ТОТ

Рис. 74. Устройство (а) и внешний вид электролитических конденсаторов типа КЭ-1А и КЭ-1Б (б), КЭ-2 (s), КЭ-3 (е), малогабаритного конденсатора ЭМ (д) и герметизированного типа КЭГ (е)

Вывод от положительной обкладки конденсатора 6 делается вверху и изолируется от корпуса (рис. 74,6).

Процессы, происходящие при образовании оксидной пленки, обусловливают определенную полярность электролитического конденсатора — окисленная полоса фольги должна обязательно быть положительной, а неокислепная — отрицательной. В случае перемены полярности приложенного напряжения пленка окиси разрушится, так как процесс электролиза пойдет в обратном направлении; при этом конденсатор будет пропускать большой ток, что приведет к короткому замыканию цепи, в которую он включен. Поэтому электролитические конденсаторы могут работать только в цепи постоянного или пульсирующего напряжения (при пульсациях не более 10—20%).

Свойства конденсатора в сильной степени зависят от качества электролита и оксидной пленки, толщина которой, в свою очередь, зависит от происходящих в конденсаторе химических процессов. Это обусловливает нестабильность свойств электролитических конденсаторов. Так, например, толщина пленки окиси, а следовательно, емкость и электрическая прочность конденсатора изменяются с изменением температуры, количества электролита и величины рабочего напряжения.

При хранении конденсаторов пленка окиси частично растворяется, а при работе под напряжением восстанавливается благо-

даря происходящему электролизу. Поэтому при включении конденсаторов после длительного бездействия ток утечки очень велик, но постепенно он уменьшается до нормальной величины (0,5ч- 4-2 ма). Химические процессы в электролите при работе конденсатора являются причиной большого рабочего тока утечки. Кроме того, ток утечки сильно возрастает при повышении температуры. Нагрев вызывает интенсивное испарение электролита и выделение газов, которое может привести к взрыву конденсатора. С понижением температуры емкость электролитических конденсаторов резко снижается, а при замерзании электролита — падает до нуля.

Оксидная пленка в зависимости от ее толщины выдерживает определенное напряжение, при незначительном превышении которого резко возрастает ток утечки и происходит пробой конденсатора. Поэтому пиковое напряжение, кратковременно приложенное к конденсатору (например, максимальное значение пульсирующего напряжения), не должно превышать рабочее более чем на 10—15%.

С течением времени, как при работе под напряжением, так и при хранении конденсаторов, электролит постепенно испаряется и емкость конденсатора снижается (конденсатор «высыхает»). При полном испарении электролита емкость падает до нуля. Практически средний срок службы высоковольтных электролитических конденсаторов не превышает 2—3 лет, независимо от того, находились ли они в работающей аппаратуре или в бездействии. Низковольтные конденсаторы долговечнее высоковольтных примерно в два раза.

Основное достоинство электролитических конденсаторов то, что благодаря очень малой толщине диэлектрика они обладают большой емкостью при сравнительно небольших габаритах. Особенно это относится к низковольтным конденсаторам, которые не должны выдерживать высоких напряжений и, следовательно, могут иметь еще более тонкую оксидную пленку, что значительно увеличивает их емкость.

Промышленностью выпускаются три типа электролитических конденсаторов различной конструкции — КЭ-1 (КЭ-1А без фланца и КЭ-1Б с овальным или квадратным фланцем), КЭ-2 с гайкой для крепления к шасси аппаратуры и КЭ-3 с двумя выводами, один из которых соединен с корпусом, а второй, являющийся «плюсом», обозначен соответствующим знаком или точкой (рис. 74, б, в, г). По способности выдерживать низкие температуры имеются две группы конденсаторов: группа М —- морозостойкие, работающие в интервале температур от—40 до 4~60°С, и группаОМ— особо морозостойкие, для работы при температуре от —60° до +6О°С-

Допуск на отклонение величины емкости от номинального значения для электролитических конденсаторов больше, чем для всех других и составляет —20 ч--]-50% при температуре -|-20°С.

Данные электролитических конденсаторов приведены в табл. 13.

Таблица 13

ДАННЫЕ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИХ КОНДЕНСАТОРОВ

Тип

Л 2

ГО

В Н

S о

? 2

Группа

Рабочее напряжение постоянного тока (б)

Низковольтные конденсаторы

Высоковольтные конденсаторы

8 1

12

20

30

50

60

150

300 |

400

450

500

.

5

ОМ

—

—

—

—

—-

4

3

4

3

5

3

5

4

КЭ-1А

КЭ-1Б

КЭ-2

10

20

ом м

ом

м

ом м

1

1

1

2

1

2

3

1

3

2

3

2

4

3

4

3

4

4

5

4

6

4

7

4

6

4

7

5

7

5

8

6

30

2

1

3

1

3

2

4

3

5

4

6

4

60

ом

№

2

3

3

4

—

5

—

—

м

кор-

—

2

2

3

——

3

—

—

100

ом

пуса

3

4

4

5

—'

7

——

-

—

3

3

4

— 1

5

——

—•

—

200

ом

4

5

5

7

——

——

-—

•—•

—

4

4

6

■ >■ —

——

—

—

-—-

500

ом

6

6

7

8

——

-—

—

-—

—

—

м

—

5

6

7

——

-—

——

—

1000

ом

7

8

9

——

—

——

——

2000

м ом

9

7

9

8

—

—

—

—

м

8

9

2

ом

—

—

—-

—

.—

17,5

17,5

20,5

20,5

20,5

20,5

4

8

ом м

ом м

диаметр корпуса ^мм)

—

17/

—

27,5 ^,5 97,5

20,5

17,5

25,5

20,5

20,5

20,5

25,5

20,5

25,5

КЭ-3

2С

ом м

—

17Л

17,;

>20/

>20/ 17/

0,5

25,5

5(

ом

17/

>20,;

>20/

>25/

> —

——

—

_—

—

—

м

—

17/

>20/

)25/

—

*

1(Х

) ом

20/

—

—

——

-—

—

—

м

17/

>20/

На корпус наносятся обозначения типа и температурной группы, величина емкости, рабочего напряжения, месяц и год выпуска. Размеры корпуса зависят от величины емкости и рабочего напряжения. Для конденсаторов КЭ-1 и КЭ-2 существуют девять типоразмеров корпусов (табл. 14), а для конденсаторов КЭ-3 — три типоразмера с диаметрами 17,5; 20,5 и 25,5 мм и одинаковой длиной 42 мм.

Кроме конденсаторов типа КЭ выпускаются конденсаторы типа КЭГ (электролитические герметизированные) в герметически запаянных прямоугольных корпусах и миниатюрные электролитические конденсаторы для аппаратуры, работающей на полупро-

РАЗМЕРЫ КОРПУСОВ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИХ КОНДЕНСАТОРОВ

КЭ-1А, КЭ-1Б и КЭ-2

№ корпуса

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Диаметр (зм«)

16

19

21

26

34

34

34

50

65

Высота (,и.и)

28

28

35

60

65

90

114

114

114

водниковых приборах, типа ЭМ (электролитический малогабаритный — см. рис. 74, <9, е). Корпус конденсатора типа ЭМ имеет форму небольшого цилиндрического патрона из алюминия, плотно закрытого специальной резиновой прокладкой. Один из двух выводов конденсатора соединен с корпусом. Около вывода от положительной (анодной) обкладки стоит знак «+».

По интервалу рабочих температур имеются две группы: М — для температуры от —10 до-)-70°С и ОМ — для температуры от —40 до 4-70°С, причем емкость конденсатора при самой низкой рабочей температуре отличается не более чем на 50—60”6 от емкости при температуре 20°С.

ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ДЕТАЛЯМ

РЕОСТАТНОГО КАСКАДА

При конструировании и ремонте усилительной аппаратуры следует правильно выбрать тот или иной тип сопротивления или конденсатора по их свойствам и техническим данным, учитывая особенности цепи, в которую они будут включены.

Для выбора типа сопротивления следует учесть не только необходимую электрическую величину, но также мощность рассеяния и напряжение, действующее на данном участке. Допустимая мощность рассеяния для запаса электрической прочности должна в 2—3 раза превышать действительную мощность, которую можно вычислить, зная сопротивление и ток или напряжение. Например, для сопротивления анодной нагрузки P=Ia0Ra, для сопротивления смещения P=Iao Rw

Для сопротивления утечки сетки, по которому постоянный ток не протекает, величина допустимой мощности и напряжения роли не играет, так что можно ставить детали самые маленькие по габаритам (с минимальной мощностью рассеяния), но большое значение имеет собственный шум сопротивления, поскольку напряжение шума будет приложено к сетке и усилено всеми последующими каскадами. Сопротивления с малым собственным шумом следует включать также в качестве анодной нагрузки.

Р и с. 75. Схема, поясняющая влияние тока уточки разделительного конденсатора на работу усилителяР и с. 75. Схема, поясняющая влияние тока уточки разделительного конденсатора на работу усилителяДля разделительного конденсатора рабочее напряжение должно быть не ниже напряжения источника питания каскада Еа, так как при отсутствии анодного тока падения напряжения на анодной нагрузке нет и к конденсатору приложено напряжение источника (рис. 75). Для этого конденсатора очень большое значение имеет сопротивление изоляции, от которого зависит ток утечки.

Р и с. 75. Схема, поясняющая влияние тока уточки разделительного конденсатора на работу усилителя

Р и с. 75. Схема, поясняющая влияние тока уточки разделительного конденсатора на работу усилителя

Как видно из рис. 75, ток утечки разделительного конденсатора создает на сопротивлении утечки сетки постоянное падение напряжения, приложенное к сетке следующей лампы; это уменьшает величину фактически действующего смещения и может привести к появлению сеточных токов, а значит, к увеличению нелинейных искажений. Сопротивление изоляции разделительного конденсатора должно быть не менее 400 мгом для того, чтобы ток утечки незначительно влиял на режим работы лампы. Поэтому в качестве разделительных конденсаторов ставят обычно слюдяные или бумажные герметизированные конденсаторы.

Конденсатор, шунтирующий сопротивление смещения, должен иметь большую емкость при невысоком рабочем напряжении, причем величина тока утечки роли не играет. Поэтому целесообразно применять низковольтные электролитические конденсаторы, так как они при большой емкости имеют малые размеры.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Реостатный каскад является наиболее распространенной схемой усилителя напряжения благодаря своей простоте и малым частотным и нелинейным искажениям; размеры, вес и стоимость деталей реостатного каскада невелики.

Динамическая характеристика реостатного каскада для переменного тока идет более круто, чем для постоянного тока; ее наклон зависит от общего сопротивления параллельно включенных Ra nRs.

Коэффициент усиления каскада на триоде на средних частотах составляет примерно (0,6-?0,7)ц; он тем больше, чем больше общее сопротивление нагрузки по сравнению с внутренним сопротивлением лампы.

Частотная характеристика реостатного каскада имеет спад в области нижних и верхних частот.

Частотные искажения па пижних частотах обусловлены влиянием переходного конденсатора Cg, па котором теряется часть усиленного лампой напряжения; они увеличиваются с понижением частоты и уменьшением постоянной времени цепи сетки tg=CgRg.

Частотные искажения на верхних частотах вызваны шунтирующим действием входной емкости следующего каскада С6; они возрастают с повы-

тлением частоты и увеличением емкости С,, а также при увеличении параметрон схемы R„ Ra и Rg.

Требования к элементам схемы для улучшения качественных показателей противоречивы: увеличение коэффициента усиления путем выбора больших Raii Rgвызывает сокращение рабочего диапазона со стороны верхних частот; расширение диапазона в области нижних частот путем увеличения постоянной времени цепи сетки приводит к нестабильной работе усилителя (запирание лампы после перегрузки, генерация на низкой частоте),

Сопротивление утечки сетки должно быть в несколько раз больше сопротивления анодной нагрузки, но пе более 1—1,5 мгом. При меньшей величине Rg уменьшается коэффициент усиления, возрастают нелинейные искажения и спад частотной характеристики на нижних частотах; при слишком большой величине Rg возрастают частотные искажения па верхних частотах, увеличивается влияние тока утечки переходного конденсатора и сеточных токов на режим работы следующей лампы.

Реостатный каскад на пентоде имеет меньшую входную емкость и дает большее усиление, чем на триоде; коэффициент усиления на средних частотах R^SR^, сопротивление анодной нагрузки выбирается по допустимым искажениям па верхних частотах; отсутствие конденсатора, соединяющего экранную сетку с катодом, приводит к уменьшению усиления.

Детали реостатного каскада должны удовлетворять определенным требованиям: сопротивления выбираются по мощности рассеяния и допустимому рабочему напряжению, переходной конденсатор — по рабочему напряжению и сопротивлению изоляции.

р/ ава

ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ И ДРОССЕЛЬНЫЙ КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ

§ 1. Схема трансформаторного каскада

Связь между каскадами может осуществляться с помощью трансформатора. В схеме трансформаторного каскада (рис. 76) первичная обмотка трансформатора включается между положительным полюсом источника анодного питания и анодом данной лампы, вторичная — между сеткой и катодом следующей лампы. Иногда во вторичную цепь трансформатора включается активное сопротивление — шунт /?ш, о назначении которого будет сказано ниже.

Принцип действия трансформаторного каскада заключается в том, что при подаче переменного напряжения на сетку лампы Лх в ее анодной цепи, а следовательно, и по первичной обмотке трансформатора протекает пульсирующий ток. В результате этого на концах первичной обмотки создается пульсирующее напряжение, а во вторичной обмотке индуктируется только переменное напряжение.

Таким образом, отпадает необходимость применения переходного конденсатора. Сопротивление утечки сетки в этой схеме также отсутствует, так как гальваническая связь между сеткой и катодом, необходимая для подачи смещения и стекания случай-

Р и с. 76. Принципиальная схема трансформаторного каскада

ных сеточных зарядов на катод, осуществляется через вторичную обмотку трансформатора.

По сравнению с реостатным усилителем трансформаторный каскад сложнее в выполнении и дороже, так как сам трансформатор — сравнительно трудоемкая и дорогая деталь, увеличивающая также вес и размеры устройства. Кроме того, трансформатор является источником дополнительных нелинейных, фазовых и частотных искажений, а также помех, появляющихся за счет наводок со стороны внешних магнитных полей. Этим объясняется ограниченное применение междуламповых трансформаторов в схемах усилителей низкой частоты, в частности в звуковом кино.

Однако трансформаторные схемы усиления напряжения имеют ряд положительных свойств:

Переменное напряжение, развиваемое в первичной обмотке трансформатора, зависит от величины ее индуктивного сопротивления toL1, и если оно значительно превышает внутреннее сопротивление лампы, а трансформатор не нагружен (шунт отсутствует), то практически можно считать нагрузочный коэффициент а=оо, а следовательно, усиленное лампой напряжение в ц раз больше переменного напряжения, подводимого к сетке. Междуламповый трансформатор выполняется с числом витков вторичной обмотки в несколько раз большим, чем первичном, и повышает усиленное лампой напряжение в п раз, где п=^ коэффициент трансформации. Таким образом, коэффициент усиления трансформаторного каскада больше статического коэффициента усиления лампы.

Активное сопротивление первичной обмотки мало (сотни или тысячи ом), а значит, малы потери постоянного напряжения. Поэтому анодное напряжение приближается по величине к напряжению источника питания, т. е. напряжение источника может быть небольшим:

Ua^Ea.

Трансформаторный каскад имеет малое выходное сопротивление и поэтому может применяться при работе следующего каскада с сеточными токами.

Частотная характеристика трансформаторного каскада может иметь подъем в области верхних частот за счет резонанса между входной емкостью следующего каскада, приведенной к первичной цепи, и индуктивностью рассеяния трансформатора. Это позволяет скомпенсировать западание частотной характеристики, вносимое входной емкостью в других каскадах.

Трансформатор позволяет получить на выходе каскада два равных по величине и противоположных по фазе напряжения, если вывести среднюю точку вторичной обмотки, и поэтому может применяться на входе так называемых двухтактных усилителей мощности,

§ 2. Эквивалентная схема

Для получения эквивалентной схемы трансформаторного каскада следует заменить лампу эквивалентным генератором перемен- яого тока, а трансформатор — его эквивалентной электрической схемой (рис. 77, а). При этом электромагнитная связь первичной и вторичной цепи заменяется электрической (гальванической) связью, а сопротивления, напряжения и токи вторичной цепи пере- * считываются в первичную цепь с помощью коэффициента трансфор- нации n—^i причем сопротивления и индуктивности делятся на и2, емкости умножаются на п2, напряжения делятся на и, а токи умножаются на п.

Соответственно этому на рис. 77,а элементы схемы имеют еле-' дующие обозначения: 1\ — активное сопротивление первичной обмотки трансформатора; Lsx — индуктивность рассеяния первичной обмотки; г'г='^-— приведенное активное сопротивление вторичной обмотки; А'2—^р— приведенная индуктивность рассеяния вторичной обмотки; Lx — индуктивность первичной обмотки; г.т — сопротивление, эквивалентное потерям на пере- магничивание и вихревые токи в сердечнике; 7?'ш=^2—приведенное сопротивление шунта; Со=Со./г2— приведенная входная ем-

Р и с. 77. Полная (а) и упрощенная (б) эквивалентные схемы трансформаторного каскада усиления напряжения

кость следующего каскада, включающая межвитковую емкость трансформатора Ст=50-^100 пф.

Для анализа схемы ее можно упростить, пренебрегая потерями в сердечнике, а также учитывая малость величин г и L Последнее позволяет перенести точку присоединения индуктивности Ьх из А в В, после чего можно объединить индуктивности рассеяния Lsx и L'S2 в общую индуктивность рассеяния трансформа' тора hs1 а активные сопротивления гх и г 2 присоединить к Rt источника. Тогда получим упрощенную эквивалентную схему (рис. 77,0, где Rix=Ri-VTx-Vr'2 и L=LsxA-L’m.

Частотная характеристика трансформаторного каскада

Анализируя эквивалентную схему для разных областей частот подобно тому, как мы это делали для реостатного каскада, можно найти выражения для коэффициента усиления, или, иначе говоря, получить уравнение частотной характеристики.

Не рассматривая этого вопроса подробно, выясним, от чего зависят частотные искажения в области нижних и верхних частот и какой вид имеет частотная характеристика трансформаторного каскада. Проанализируем сначала эквивалентную схему без шунта.

На нижних частотах сопротивление малой индуктивности рассеяния toHLs мало, так что им можно пренебречь; одновременно можно пренебречь шунтирующим влиянием емкости С', поскольку ее сопротивление в этой области частот велико.

Таким образом, эквивалентную схему можно упростить (рис. 78, а).

Рис. 78. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада без шунта и с шунтом для нижних (д, з), средних (б, д) и верхних (в, е) частотРис. 78. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада без шунта и с шунтом для нижних (д, з), средних (б, д) и верхних (в, е) частот

Рис. 78. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада без шунта и с шунтом для нижних (д, з), средних (б, д) и верхних (в, е) частот

Рис. 78. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада без шунта и с шунтом для нижних (д, з), средних (б, д) и верхних (в, е) частот

Рис. 79. Зависимость усиления трансформаторного каскада в области нижних частот отРис. 79. Зависимость усиления трансформаторного каскада в области нижних частот ототношения —— ^zTотношения —— ^zTЦз схемы видно, что усиление на нижних частотах зависит от индуктивного сопротивления (oL^ которое с понижением частоты уменьшается. Это приводит к увеличению тока в анодной цепи и падению напряжения на внутреннем сопротивлении лампы; следовательно, выходное напряжение и усиление каскада с понижением частоты уменьшаются.

Рис. 79. Зависимость усиления трансформаторного каскада в области нижних частот от

Рис. 79. Зависимость усиления трансформаторного каскада в области нижних частот от

отношения —— ^zT

отношения —— ^zT

Величина частотных искажений зависит от отношения -р—: частотные искажения возрастают с уменьшением индуктивности первичной об

мотки и увеличением внутреннего сопротивления лампы (рис. 79). Поскольку получение большой индуктивности связано со значительными трудностями при выполнении трансформатора, то для уменьшения частотных искажений следует выбирать лампу с малым внутренним сопротивлением.

По мере возрастания частоты индуктивные сопротивления ^Ls и ^Lx увеличиваются, но сопротивление toLs остается настолько малым, что его влиянием по-прежнему можно пренебречь; в то же

1

время емкостное сопротивление / ■ уменьшается и становится 0)С0

соизмеримым с сопротивлением toLv Поэтому эквивалентная схема для средних частот выглядит так, как показано на рис. 78,6.

На определенной частоте между индуктивностью Lx и емкостью 1

Со наступает резонанс токов при \ Как известно, сопротивление параллельного резонансного контура на частоте резонанса резко увеличивается, за счет чего ток в цепи становится минимальным.

Падение напряжения на внутреннем сопротивлении при этом практически отсутствует, н напряжение на первичной обмотке трансформатора Ug2 равно э. д. с. источника, т. е. Uga=yiUgx. Напряжение на выходе каскада (на вторичной обмотке тран^ сформатора) в п=^— раз больше, чем на первичной обмотке, и, следовательно, равно

Отсюда коэффициент усиления на средних частотах

^2

о у Н^« и gx

11Частота первого резонанса может быть приближенно определена по формуле

1

1

®о рез®о рез-(79)

®о рез

®о рез

(обычно <й0 ре8 =5004-1000 гц).

С дальнейшим повышением частоты увеличивающееся сопротивление toLx становится значительно больше, чем сопротивление емкости Со, которое продолжает уменьшаться; поэтому в об

ласти верхних частот шунтирующим влиянием индуктивности L можно пренебречь. В то же время падением напряжения па возросшем сопротивлении ®LS на верхних частотах пренебречь нельзя, так что схема принимает вид, показанный на рис. 78, в.

Как видно из схемы, в области верхних частот наступает вто

рой резонанс — резонанс напряжений между индуктивностью

рассеяния Ls и приведенной входной емкостью Со.

определитьопределитьчастотучастотуИз условия резонанса: aL =' „- можно

определить

определить

частоту

частоту

<ос0

второго резонанса: 1второго резонанса: 1(80)(80)

второго резонанса: 1

второго резонанса: 1

(80)

(80)

На частоте резонанса общее реактивное сопротивление равно нулю, поэтому ток в цепи резко возрастает и напряжение на каждом из элементов последовательного резонансного контура (на L, и на Со) значительно увеличивается. Следовательно, на частоте резонанса частотная характеристика приобретает пик (рис. 80, кривая 1).

После резонанса, на более высоких частотах, усиление резко падает из-за уменьшения сопротивления емкости Со, так что практически верхняя граничная частота лежит вблизи частоты второго резонанса.

Найдем величину коэффициента усиления на частоте резонанса. Напряжение на приведенной емкости Со, или на первичной обмотке трансформатора, легко определить из эквивалентной схемы рис. 78, в:

(М)

Z1 рез

Сопротивление каждого из элементов последовательного контура на частоте резонанса, называемое волновым сопротивлением контура р, можно выразить через параметры контура, учитывая, 1 что to в рез = ■—:

У

1^ LsC'o

<82)

Тогда, подставив это значение в формулу (81), получим:

и

откуда

Кв^=^^г (83)

(Волновое сопротивление р является активным сопротивлением.)

Из этого соотношения можно сделать вывод, что резонансный пик зависит от отношения волнового сопротивления контура к внутреннему сопротивлению лампы и уменьшается с увеличением последнего (Яп).

В радиотехнике принято отношение активного сопротивления контура Ru к волновому р называть затуханием 6=5н. Чем больше затухание, тем меньше резонансный пик.

Если в выражение (83) подставить значение р из выражения (82), то получим:

К =_^ врез у с; ’

где

cWc„.

Учитывая последнее, имеем

Таким образом, усиление на частоте второго резонанса зависит от параметров схемы: Ls, Со и Rlt и не зависит от коэффициента трансформации. При определенном соотношении параметров усиление при втором резонансе может быть меньше, чем при первом, и характеристика не имеет подъема (см. рис. 80, кривая 2).

Подробный анализ показывает, что частотная характеристика не имеет подъема при 6>]/2.

Частота второго резонанса обратно пропорциональна коэффициенту трансформации.

Р и с. 81. Частотные характеристики трансформаторного каскада без шуита при различных значениях коэффициента трансформации пР и с. 81. Частотные характеристики трансформаторного каскада без шуита при различных значениях коэффициента трансформации пДействительно

Р и с. 81. Частотные характеристики трансформаторного каскада без шуита при различных значениях коэффициента трансформации п

Р и с. 81. Частотные характеристики трансформаторного каскада без шуита при различных значениях коэффициента трансформации п

Юврез=гЬг^

1

л у

81). Поэтому обычно коэффициент81). Поэтому обычно коэффициентОтсюда следует, что стремление повысить усиление на средних частотах за счет увеличения коэффициента трансформации приводит к снижению частоты резонанса, а следовательно, к сокращению диапазона частот (рис.

81). Поэтому обычно коэффициент

81). Поэтому обычно коэффициент

трансформации междулампо- вых трансформаторов берут не более 2-4-4.

Увеличение индуктивности рассеяния Ls и входной емкости С , в которую входит и межвитковая емкость трансформатора, также сужает полосу пропускания.

Из анализа эквивалентной схемы можно сделать заключение, что в трансформаторном каскаде получаются значительно большие частотные искажения, чем в реостатном. Для получения более равномерной частотной характеристики в сравнительно большом диапазоне частот следует выбирать лампу с малым внутренним сопротивлением, а трансформатор должен иметь возможно меньшие индуктивность рассеяния и межвитковую емкость при сравнительно большой индуктивности первичной обмотки.

При этом необходимо учесть, что увеличение индуктивности может быть достигнуто путем увеличения числа витков первичной, а значит, и вторичной обмотки (поскольку трансформатор должен быть повышающим), а это влечет за собой увеличение рассеяния и межвитковой емкости. Следовательно, условия конструирования трансформатора противоречивы.

Кроме того, коэффициент усиления трансформаторного каскада практически немногим больше, чем реостатного (хотя К„=р?г), поскольку лампы с малым R; имеют небольшой коэффициент усиления ц, а коэффициент трансформации нельзя брать большим, чтобы не сокращался диапазон частот. Обычно коэффициент усиления трансформаторного каскада не превышает 40-у60.

С целью уменьшения частотных искажений, а также для более устойчивой работы усилителя (поскольку при больших частотных искажениях велики и фазовые искажения, которые могут привести к генерации усилителя) вторичная обмотка трансформатора часто шунтируется активным сопротивлением Rm (на рис. 76 Rm показано пунктиром).

Эквивалентные схемы для нижних, средних и верхних частот при включенном во вторичную обмотку шунте показаны на рис. 78, г, д, е (стр. 120).

Включение шунта приводит к уменьшению усиления во всем иапазоне частот, но одновременно выравнивает частотную харак- теристику- Чтобы в этом убедиться, обратимся к анализу эквивалентных схем.

В области нижних частот (рис. 78,г) выходное напряжение зависит не только от Л(, но и отЯш, так что понижение частоты меньше влияет на усиление, чем при отсутствии шунта.

На частоте первого резонанса сопротивление шунта оказывается значительно меньше сопротивления резонансного контура L,— С'о так что последним можно пренебречь. Тогда эквивалентная схема (рис. 78, 5) становится аналогичной схеме простого усилительного каскада.

При этомПри этом:^ = 1№:^ = 1№к.к.^82= "Z^ -иег-пи^пи6хДш«R™;или, обозначив Б-=а:а^82= "Z^ -иег-пи^пи6хДш«R™;или, обозначив Б-=а:а0 = ^1"+^0 = ^1"+^(86)(86)

При этом

При этом

:^ = 1№

:^ = 1№

к.

к.

^82= "Z^ -иег-пи^пи6х

Дш«R™

;или, обозначив Б-=а:

а

^82= "Z^ -иег-пи^пи6х

Дш«R™

;или, обозначив Б-=а:

а

0 = ^1"+^

0 = ^1"+^

(86)

(86)

Усиление каскада на средних частотах уменьшается с уменьшением нагрузочного коэффициента а, представляющего собой отношение приведенного сопротивления шунта к внутреннему сопротивлению лампы.

В области верхних частот (рис. 78, е) включение шунта во вторичную обмотку трансформатора увеличивает затухание контура. С уменьшением сопротивления шунта потери в нем увеличиваются, затухание возрастает и резонансный пик уменьшается. Как уже указывалось, при 6 Z|^2 частотная характеристика не имеет подъема, так что подбором величины шунта можно добиться выравнивания характеристики (пунктирные кривые 3 и 4 на рис. 80).

В заключение следует коротко остановиться на особенностях конструкции междуламповых трансформаторов низкой частоты.

Каркас с обмотками (катушка) помещается на одном из стержней сердечника броневого или стержневого типа. Для получения большой индуктивности первичной обмотки (порядка нескольких генри и больше) сердечник выполняется из высококачественного ферромагнитного материала. В наиболее ответственных случаях применяются особые сплавы с большой магнитной проницаемостью (например, пермаллой).

Для уменьшения индуктивности рассеяния (до сотых долей генри и меньше) и собственной емкости применяется секционированная симметричная намотка; при этом секции разных обмоток чередуются, вследствие чего улучшается магнитнаясвязьиуменьшаются потоки рассеяния (рис. 82, а\ Уменьшение рассеяния

//ромами//ромамиа6а6Рис. 82. Конструкция междулампо- вых трансформаторов низкой частоты: а— разрез трансформатора с сердечником броневого типа и секционированной цилиндрической обмоткой, б— дисковая (галетная) обмоткаРис. 82. Конструкция междулампо- вых трансформаторов низкой частоты: а— разрез трансформатора с сердечником броневого типа и секционированной цилиндрической обмоткой, б— дисковая (галетная) обмоткадостигается также путем уменьшения высоты намотки и увеличения длины катушки (соответственно окно сердечника должно быть узким и высоким).

//ромами

//ромами

а6

а6

Рис. 82. Конструкция междулампо- вых трансформаторов низкой частоты: а— разрез трансформатора с сердечником броневого типа и секционированной цилиндрической обмоткой, б— дисковая (галетная) обмотка

Рис. 82. Конструкция междулампо- вых трансформаторов низкой частоты: а— разрез трансформатора с сердечником броневого типа и секционированной цилиндрической обмоткой, б— дисковая (галетная) обмотка

Кроме изображенных на рис. 82, а цилиндрических секционированных обмоток иногда применяются дисковые обмотки (рис. 82, б), позволяющие получить малую межвитковую емкость и большую электрическую прочность.

Если трансформатор подмагничивается постоянным током, то сердечник должен быть выполнен с зазором.

Нелинейные искажения в трансформаторном каскаде

Рис. 83. Кривая намагничивания (а) и семейство кривых при различной частоте намагничивающего тока (б)Рис. 83. Кривая намагничивания (а) и семейство кривых при различной частоте намагничивающего тока (б)Трансформатор как нелинейный элемент может являться источником нелинейных искажений в усилителе. Это объясняется нелинейной зависимостью между напряженностью магнитного поля в сердечнике трансформатора (или намагничивающим током) и магнитной индукцией (или магнитным потоком). Как известно из электротехники, эта зависимость графически выражается кривой намагничивания B = f(H), талиФ — ^Г), показанной на рис. 83,а. Основная кривая намагничивания без учета явлений гистерезиса проходит через начало координат и имеет симметричные ветви в первом и третьем квадрантах.

Рис. 83. Кривая намагничивания (а) и семейство кривых при различной частоте намагничивающего тока (б)

Рис. 83. Кривая намагничивания (а) и семейство кривых при различной частоте намагничивающего тока (б)

С учетом гистерезиса кривая образует петлю (показана пунк- пом). При малых индукциях кривая идет полого, затем ее кру- зна возрастает и имеет наибольшую величину на приближенно пЯмолинейном участке, а по мере насыщения сердечника крутизна кривой намагничивания снова уменьшается. Наиболее нелинейными участками являются область малых индукций (изгиб характеристики вблизи начала координат) и область перехода - к насыщению.

Величина нелинейных искажений, вносимых трансформатором, существенно зависит от режима его работы, т. е. 1) от того, нагружен ли трансформатор или работает вхолостую; 2) от того, какой участок кривой намагничивания используется (а это в свою очередь зависит от амплитуды подводимого к трансформатору сигнала и от того, имеется ли подмагничивание сердечника постоянным током); 3) от соотношения между внутренним сопротивлением источника сигнала и индуктивным сопротивлением первичной обмотки; 4) от частоты сигнала: потери на гистерезис и вихревые токи увеличиваются с повышением частоты и, кроме того, на форме кривой намагничивания сказывается скин-эффект,

из-за которою с повышением частоты кривые намагничивания становятся более пологими (рис. 83, б).

Входные и междуламповые трансформаторы первых каскадов усилителя работают при малых индукциях, так что используется начальная часть кривой намагничивания, а в трансформаторах, стоящих на входе и выходе мощных каскадов, используется большой участок кривой намагничивания и возможен заход в область

насыщения.

Кроме того, входные и междуламповые трансформаторы, как правило, не нагружены, в то время как выходной трансформатор работает па нагрузку.

Постоянное подмагничивание сердечника имеется в тех случаях, когда по первичной обмотке трансформатора протекает постоянная составляющая анодного тока лампы. При таком режиме работы трансформатора магнитный поток содержит как переменную, так и постоянную составляющие.

Рассмотрим работу трансформатора в режиме холостого хода с

а6а6Рис. 84. Схема цепи с источником синусоидальной э. д. с. и ненагру- женным трансформатором (а) и эквивалентная ей схема (6)Рис. 84. Схема цепи с источником синусоидальной э. д. с. и ненагру- женным трансформатором (а) и эквивалентная ей схема (6)точки зрения появления нелинейных искажений (рис. 84,а). Это соответствует режиму работы междулампового трансформатора без шунта.

а6

а6

Рис. 84. Схема цепи с источником синусоидальной э. д. с. и ненагру- женным трансформатором (а) и эквивалентная ей схема (6)

Рис. 84. Схема цепи с источником синусоидальной э. д. с. и ненагру- женным трансформатором (а) и эквивалентная ей схема (6)

На эквивалентной схеме (рис. 84, б) лампа трансформаторного каскада представлена в виде эквивалентного источника синусоидальной э. д. с. p,ugl с внутренним сопротивлением R,, а трансформатор изображен

Р и с. 85. Графики тока первичной обмотки, магнитного потока и э. д. с. дляслучая очень малого внутреннего сопротивления источника (Н^юЬЛ:а — без постоянной составляющей тока при больших индукциях; б — то же при ма-лых индукциях:в — с подмагничиванием

словно как нелинейный элемент 2^ (пренебрегая малы ми активными сопротивлениями обмоток, индуктивностью рассеяния и меж- витковой емкостью, можно считать, что это индуктивное сопротив- Дение первичной обмотки <оЬ,\

Ток в цепи источника определяется величиной э.д.с. ци^ и полного сопротивления 2обш= \/н^^цу :

1 =(87)

V /i'+ttoL,)3

где м?, ^^^-sin®^

В зависимости от соотношения между индуктивным сопротивлением первичной обмотки и внутренним сопротивлением источника могут быть три случая, в каждом из которых следует различать условия работы при больших индукциях, при малых индукциях, а также при подмагничивании сердечника постоянным током.

Внутреннее сопротивление источника значительно меньше индуктивного сопротивления трансформатора. Тогда ток в цепи (см. выражение 87) определяется нелинейным сопротивлением •и является несинусоидальным, но несмотря на это э. д. с. первичной обмотки, уравновешивающая э. д. с. источника, синусоидальна (падением напряжения внутри источника можно пренебречь).

При этом магнитный поток и э. д. с. вторичной обмотки также синусоидальны. Сказанное иллюстрируется рис. 85, из которого видно, что синусоидальному магнитному потоку Ф~ соответствует несинусоидальный ток первичной обмотки i_ (в данном случае это ток холостого хода традсформатора). Графики построены без учета явлений гистерезиса.

На рис. 85, а построение сделано при условии, что работа происходит при больших индукциях (большая амплитуда магнитного потока), но без постоянного подмагничивания. Рабочая точка находится в начале координат, и рабочие участки кривой намагничивания в положительный и отрицательный полупериоды симметричны относительно этой точки. Поэтому кривая тока тоже симметрична и в ней кроме основной гармоники присутствует третья. Чем больше амплитуда э. д. с., тем больше используемый нелинейный участок кривой в области насыщения и тем сильнее искажается форма кривой тока.

При малых индукциях, что практически встречается в трансформаторных усилителях напряжения, где сигнал мал, искажения, как видно из рис. 85, б, тоже могут быть большими из-за использования нижнего изгиба характеристики (здесь для наглядности начальный участок кривой дан в увеличенном масштабе). При этом форма кривой тока получается иной, но остается симметричной и по-прежнему содержит третью гармонику.

При работе с подмагничиванием (рис. 85, в) рабочая точка перемещается вверх по кривой и может находиться на изгибе характеристики (при переходе к насыщению). Положение рабочей точки

5 Е. О. Федосеева

определяется величиной тока подмагничивания 70. Кривая тока строится по синусоидальной кривой магнитного потока так чтобы площади, ограниченные кривой тока в положительный и отрицательный полупериоды, были одинаковыми (поэтому линия соответствующая среднему значению магнитного потока, смещается вниз).

Рабочие участки кривой намагничивания в положительный и отрицательный полупериоды несимметричны относительно рабочей точки, что дает несимметричную кривую тока, содержащую четные гармоники, главным образом вторую. Однако при малом R, источника для всех трех графиков рис. 85 э. д. с. первичной, а следовательно, и вторичной обмоток остаются синусоидальными, и трансформатор не вносит нелинейных искажений (по напряжению).

При работе с подмагничиванием ток холостого хода значительно больше, чем без подмагничивания, что равносильно уменьшению индуктивного сопротивления трансформатора; поэтому внутреннее сопротивление источника должно быть особенно мало, чтобы его влиянием можно было пренебречь, и э. д. с. вторичной обмотки сохранилась синусоидальной.

Внутреннее сопротивление источника значительно больше индуктивного сопротивления первичной обмотки. Тогда последним в выражении для тока (87) можно пренебречь. При этом ток в цепи зависит только от линейного сопротивления Rt и остается

UUglг

синусоидальным: i~= - - , по roL1<§aHi, так что

|/ R^-KtoLp2

sin tot = 1 -sinrot.

На рис. 86 показано, что синусоидальному току соответствует несинусоидальная кривая магнитного потока, а следовательно, и э. д. с. первичной и вторичной обмоток несинусоидальны, так что трансформатор вносит нелинейные искажения.

Чтобы построить кривую э. д. с. ех или е2, нужно учесть, что э. д. с. является производной от потока Ф, следовательно, ее мгновенное значение соответствует крутизне кривой потока (наклону касательной) в данной точке.

Когда постоянное подмагничивание отсутствует, искаженная кривая э. д. с. вторичной обмотки симметрична и содержит третью гармонику (рис. 86, а); при наличии постоянной составляющей тока используемые участки кривой намагничивания несимметричны относительно рабочей точки и кривая э. д. с. содержит вторую гармонику (рис. 86, б). В целях сокращения изложения аналогичное построение для работы при малых индукциях опущено.

Этот случай соответствует условию, когда внутреннее сопротивление источника и индуктивное сопротивление первичной обмотки соизмеримы, так что ни тем, ни другим нельзя пренебречь. Этот случай является более общим.

Поскольку ток зависит и от линейного и от нелинейного со-

противлений, он не остается синусоидальным (рис. 87), однако имеет менее искаженную форму кривой, чем при синусоидальном магнитном потоке (сравнить с рис. 85, а)— пунктирная кривая на рис. 87; поэтому магнитный поток и э. д. с. вторичной обмотки несинусопдальны. Это можно объяснить иначе тем, что несинусоидальный ток создает на внутреннем сопротивлении источника несинусоидальпое падение напряжения, которое нужно вычесть из синусоидальной э. д. с. источника, чтобы получить э. д. с. пер-’ вичноп обмотки. Следовательно, э. д. с. первичной обмотки также по лучается несинусоида ль ной.

Как и ранее, постоянное подмагничивание приводит к увеличению нелинейных искажений и к появлению второй гармоники в кривой э. д. с. вторичной обмотки.

Последний из рассмотренных случаев является промежуточным и практически наиболее распространенным. При увеличении индуктивного сопротивления первичной обмотки или уменьшении внутреннего сопротивления источника условия работы трансфор-

Рис. 86. Графики тока, магнитного потока и э. д. с. первичной обмотки для случая очень большого внутреннего сопротивления источника ^R^toL^;

а — без подмагничивания; б — с подмагничиванием

Р и с. 87. Если внутреннее сопротивление источника соизмеримо с индуктивным сопротивлением трансформатора, то и ток и э. д. с. первичной цепи носину соидальиы

матора приближаются к первому случаю и нелинейные искажения уменьшаются. Наоборот, с уменьшением индуктивного сопротивления трансформатора по сравнению с Rt источника (условия близки ко второму случаю) нелинейные искажения растут. По этой причине желательно иметь возможно большую индуктивность Lv как и для уменьшения частотных искажений на нижних частотах, и применять лампу с малым внутренним сопротивлением либо включать междуламповый трансформатор после каскада с катодной нагрузкой, имеющего малое выходное сопротивление (см. главу IX).

Из сказанного следует также, что с понижением частоты нелинейные искажения, вносимые трансформатором, увеличиваются, так как возрастают индукция и используемый нелинейный участок кривой и уменьшается индуктивное сопротивление roLY.

При рабо'те трансформатора на нагрузку, когда нелинейное сопротивление его зашунтировано активным сопротивлением (например, при включении шунта в каскаде усиления напряжения или подключении полезной нагрузки в оконечном каскаде), нелинейные искажения уменьшаются. Это объясняется уменьшением влияния нелинейного элемента благодаря действию линейного сопротивления шунта.

Реостатно-трансформаторный и дроссельный каскады

В схеме трансформаторного каскада (см. рис. 76) постоянная составляющая анодного тока проходит через первичную обмотку трансформатора, создавая подмагничивание сердечника. Для разделе-

Р и с. 88. Принципиальная схема реостатпо- трансформаторного каскада

ния переменной и постоянной составляющих между анодом и первичной обмоткой трансформатора включается разделительный конденсатор Cg , а анодная цепь питается через активное сопротивление анодной нагрузки Ra (рис. 88). Такая схема носит название реостатно-трансформаторной, или схемы параллельного питания.

По сравнению с трансформаторной в этой схеме нет постоянного подмагничивания, что позволяет уменьшить вес и размеры трансформатора, а также получить меньшие нелинейные п частотные искажения. Частотные искажения уменьшаются на нижних частотах вследствие увеличения индуктивности L, при том же числе витков, так как при отсутствии подмагничивания магнитная проницаемость больше.

Если требуется получить определенную индуктивность Lp то за счет увеличения магнитной проницаемости это может быть достигнуто при меньшем числе витков, что выгодно, так как не только уменьшает расход меди и вес трансформатора, но позволяет уменьшить межвитковую емкость и индуктивность рассеяния. I

Кроме того, в реостатно-трансформаторной схеме можно получить подъем частотной характеристики в области нижних частот за счет резонанса напряжений между индуктивностью первичной обмотки Lx и емкостью разделительного конденсатора Cg. Этот подъем может быть полезен для компенсации спада, создаваемого другими каскадами или элементами звуковоспроизводящего тракта.

К числу недостатков этой схемы по сравнению с трансформаторной следует отнести то, что напряжение источника питания должно быть выше требуемого напряжения на аноде из-за падения напряжения на активном сопротивлении анодной нагрузки; кроме того, уменьшается усиление па средних частотах за счет шунтирующего влияния Ra.

Полная эквивалентная схема реостатно-трансформаторного каскада (рис. 89, а) отличается от схемы рис. 77, а сопротивлением Ra, шунтирующим источник, и емкостью С6 . Как известно, источник, зашунтированный сопротивлением Ra, можно заменить

Рис. 89. Полная (я) и упрощенная (б) эквивалентные схемы реостатно-трансформаторного каскадаРис. 89. Полная (я) и упрощенная (б) эквивалентные схемы реостатно-трансформаторного каскада

Рис. 89. Полная (я) и упрощенная (б) эквивалентные схемы реостатно-трансформаторного каскада

Рис. 89. Полная (я) и упрощенная (б) эквивалентные схемы реостатно-трансформаторного каскада

источником с э. д. с. р,2Пг1=цПг1 j^~- и внутренним сопротивлением В, = Н( тД^р-; поэтому получаем упрощенную схему, изображенную па рис. 89,6, где

R^R.1^W^

Эквивалентная схема для нижних частот показана на рис. 90. Величина подъема характеристики на частоте резонанса (рис. 91) зависит от соотношения между параметрами схемы: Ьи Cg и Riz, причем в некоторых случаях подъем может отсутствовать.

Для средних и верхних частот эквивалентные схемы аналогичны соответствующим схемам трансформаторного каскада. Коэффициент усиления на средних частотах без шунта во вторичной обмотке

Кй = у.г» = ^п д^-, (89) т. е. в —^—раз меньше, чем для трансформаторной схемы.

Общая частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада приведена на рис. 91. Пунктиром показана характеристика при большом затухании (подъемы на частоте резонансов отсутствуют). Включение шунта во вторичную обмотку вносит затухание, уменьшая резонансные выбросы на нижних и верхних частотах, выравнивает частотную характеристику, но одновременно уменьшает усиление на средних частотах.

Рис. 90. Эквивалентная схема реостатно-трансформаторного каскада для нижних частотРис. 90. Эквивалентная схема реостатно-трансформаторного каскада для нижних частотРис. 91. Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскадаРис. 91. Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада

Рис. 90. Эквивалентная схема реостатно-трансформаторного каскада для нижних частот

Рис. 90. Эквивалентная схема реостатно-трансформаторного каскада для нижних частот

Рис. 91. Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада

Рис. 91. Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада

Рис. 92. Принципиальная (а) п эквивалентная (б) схемы дроссельного каскада

Схема дроссельного каскада изображена па рис. 92, а. По построению дроссельный каскад отличается от реостатного тем, что вместо активного сопротивления анодной нагрузки включается дроссель низкой частоты.

Ы а малом активном сопротивлении дросселя почти не происходят потери постоянного напряжения, так что практически напряжение на аноде равно напряжению источника питания: Ua<1^Ea.

Индуктивное сопротивление дросселя может быть значительно больше внутреннего сопротивления лампы, и в этом случае коэффициент усиления каскада приближается к статическому коэффициенту усиления лампы Ао = (О,8~О,9)ц.

Как и реостатно-трансформаторная схема, дроссельный каскад может иметь подъем частотной характеристики в области нижних частот за счет резонанса напряжений между емкостью переходного конденсатора Cg и индуктивностью дросселя Еа. Это может быть использовано для коррекции частотных искажений, причем преимущество дроссельного каскада в данном случае заключается в том, что дроссель по сравнению с трансформатором является менее сложной и громоздкой деталью.

Эквивалентная схема дроссельного каскада приведена на рис. 92, б. В целях ее упрощения активным сопротивлением обмотки дросселя и потерями в стали сердечника можно пренебречь, а собственную емкость обмотки дросселя следует учесть, увеличив Со на 50-^-200 пф (меньшие значения относятся к секционированной обмотке, большие — к простой).

В области нижних частот можно не учитывать влияние шунтирующей емкости С^. На определенной частоте, зависящей от параметров схемы, между индуктивностью La и емкостью Cg наступает резонанс напряжений. Активное сопротивление утечки сотки Rg вносит затухание в резонансный контур. На частоте резонанса получается подъем частотной характеристики при определенном соотношении параметров схемы и при условии, что Н8<ВИ а при Rg^sRj подъем отсутствует (рис. 93). Таким образом, для использования дроссельного каскада в целях коррекции следует менять лампы с большим В( (пентоды).

На частотах ниже резонансной усиление резко падает за счет уменьшения индуктивного сопротивления toLa и увеличения ем- костного сопротивления . Поэтому частота резонанса практически лежит вблизи нижней границы частотного диапазона. Чтобы уменьшить спад нижних частот,На частотах ниже резонансной усиление резко падает за счет уменьшения индуктивного сопротивления toLa и увеличения ем- костного сопротивления . Поэтому частота резонанса практически лежит вблизи нижней границы частотного диапазона. Чтобы уменьшить спад нижних частот,Рис. 93. Частотная характеристика дроссельного каскадаРис. 93. Частотная характеристика дроссельного каскадаследует увеличивать индуктивность La и емкость Cg.

На частотах ниже резонансной усиление резко падает за счет уменьшения индуктивного сопротивления toLa и увеличения ем- костного сопротивления . Поэтому частота резонанса практически лежит вблизи нижней границы частотного диапазона. Чтобы уменьшить спад нижних частот,

На частотах ниже резонансной усиление резко падает за счет уменьшения индуктивного сопротивления toLa и увеличения ем- костного сопротивления . Поэтому частота резонанса практически лежит вблизи нижней границы частотного диапазона. Чтобы уменьшить спад нижних частот,

Рис. 93. Частотная характеристика дроссельного каскада

Рис. 93. Частотная характеристика дроссельного каскада

По мере возрастания частоты индуктивное сопротивление дрос- 1

селя увеличивается, а емкостное сопротивление — ,- уменьшается, й)С0

и в области средних частот наступает резонанс токов между La и Со, как и в трансформаторном каскаде. При этом получается наибольшее усиление сигнала. В эквивалентной схеме для средних частот можно пренебречь малым сопротивлением емкости С , а также не учитывать влияния параллельного резонансного контура Пй—Со, так как его сопротивление очень велико для частоты резонанса. Тогда коэффициент усиления определяется только величинами ц, R1 и Rg :

К« ^H^Rg1 (90)

В области верхних частот влияние La и Cg становится очень малым, и усиление, как в реостатном каскаде, уменьшается за счет шунтирующего действия емкости Со, которое оказывается тем сильнее, чем больше величина сопротивления Rg и внутреннего сопротивления лампы Rr

При использовании в дроссельном каскаде триодов с малым Rt сопротивление утечки сетки можно брать в 5—10 раз больше R, (но не более 1~-1,5 мгом), чтобы увеличить коэффициент усиления К^ но при этом уже нельзя получить подъем в области нижних частот. Кроме того, коэффициент усиления при работе на триодах получается небольшим из-за малой величины ц, так что применение триодов в этих схемах нецелесообразно.

При использовании пентодов (лампы с большим R)) сопротивление утечки сетки необходимо брать в несколько раз меньше R, для уменьшения частотных искажений па верхних частотах. При этом можно получить подъем на нижних частотах, но усиление на средних частотах получается значительно меньше ц, а диапазон частот сравнительно небольшим.

Таким образом, дроссельный каскад не имеет особых преимуществ перед реостатным и трансформаторным; по сравнению с первым он является значительно более громоздким и дорогим и обладает большими частотными искажениями. В усилителях звукового кино дроссельный каскад не применяется.

Трансформаторная схема усилителя напряжения сложнее реостатной и вносит значительно большие частотные и нелинейные искажения.

Коэффициент усиления па средних частотах в п раз больше коэффициента усиления лампы ц, где п — коэффициент трансформации, по поскольку цин невелики (см. пункты 5 и 7), коэффициент усиления обычно не превышает 40-^60.

Частотная характеристика трансформаторного каскада может иметь подъем в области верхних частот за счет резонанса напряжений между индуктивностью рассеяния и приведенной входной емкостью следующего каскада при условии, что затухание 6<У 2.

Включение шунта во вторичную обмотку трансформатора дает выравнивание частотной характеристики и более устойчивую работу усилителя, но уменьшает усиление каскада.

Частота резонанса в области верхних частот практически является верхней границей полосы пропускания, она обратно пропорциональна коэффициенту трансформации п. С увеличением усиления на средних частотах путем увеличения коэффициента трансформации полоса пропускания сокращается. Обычно берут я—2—4.

Увеличение индуктивности рассеяния и входной емкости следующего каскада, а также мсжвптковой емкости трансформатора приводит к сокращению полосы пропускания.

С точки зрения уменьшения частотных искажений на нижних частотах трансформатор должен иметь большую индуктивность первичной обмотки, а лампа — малое внутреннее сопротивление. Поэтому в трансформаторном каскаде целесообразно применять триоды.

Условия конструирования междулампового трансформатора противоречивы: при достижении большой ипдук1ивности первичной обмотки путем увеличения числа витков одновременно возрастают индуктивность рассеяния и межвитковая емкость.

В реостатпо-трапсформаторной схеме пет постоянного подмагничивания сердечника, вследствие чего могут быть уменьшены размеры трансформатора и вносимые им нелинейные искажения.

Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада кроме подъема па верхних частотах может иметь подъем в области нижних частот за счет резонанса между индуктивностью первичной обмотки и емкое гыо разделительного конденсатора.

Усиление роостатпо-трапсформаторного каскада на средних частотах меньше, чем трансформаторного, из-за шунтирующего влияния сопротивле- ния анодной нагрузки.

Дроссельный каскад может иметь подъем частотной характеристики в области нижних частот при использовании пентодов (при условии, что R!,<Rl'). При этом усиление па средних частотах значительно меньше р. Применение триодов в дроссельном каскаде нецелесообразно.

Г л а в a VI

УСИЛЕНИЕ МОЩНОСТИ

Общие сведения об усилении мощности.

Реяшмы работы мощного каскада

Назначение мощного каскада — создать полезный сигнал определенной мощности, отдаваемой во внешнюю нагрузку (например, в громкоговоритель).

Для получения возможно большей полезной мощности стремятся предельно использовать характеристики лампы оконечного каскада, чтобы создать большие амплитуды колебаний. Поэтому в отличие от каскадов усиления напряжения, где используется небольшая область характеристик, в пределах которой их можно считать прямолинейными, а нелинейные искажения ничтожно малыми, в оконечных каскадах нелинейные искажения имеют значительно большую величину.

Используемая область характеристик лампы ограничивается предельными режимами: максимально допустимыми значениями анодного напряжения, анодного тока и мощности рассеяния на аноде, а также заданной величиной нелинейных искажений, от которой зависит возможная глубина захода в область положительных напряжений на сетке.

Поскольку мощный каскад — основной потребитель энергии постоянного тока, важным показателем является к. п. д., так как он характеризует экономичность устройства. Кроме того, при повышении к. п. д. уменьшаются внутренние потери мощности, снижается мощность рассеяния на анодах ламп, что приводит к повышению их долговечности и надежности устройства в эксплуатации.

Величина максимальной неискаженной мощности и к. п. д. оконечного каскада зависят от типа ламп, режима работы и схемы каскада.

Для усиления мощности применяют мощные триоды, лучевые

тетроды п выходные пентоды (лампы с большой крутизной и срав- интельно малым внутренним сопротивлением).

Триоды обладают более линейными характеристиками и поэтому вносят меньшие нелинейные искажения, чем пентоды и лучевые тетроды. Однако они имеют меньшую добротность и требуют большего напряжения на сетке. Это, в свою очередь, приводит к необходимости значительно повышать анодное напряжение для получения достаточно «левой» сеточной характеристики.

Пентоды и лучевые тетроды, благодаря особенностям анодных характеристик, позволяют получить большую амплитуду переменного анодного напряжения, следовательно, дают более высокий коэффициент использования анодного напряжения £:

г/

51

от которого, как показано в дальнейшем, зависит к. п. д. каскада. Таким образом, пентоды и лучевые тетроды могут отдать требуемую мощность при меньшем напряжении на сетке, что снижает .требования к предоконечному каскаду, более высоком к. п. д. Е более низком напряжении питания, чем триоды.

В современной усилительной аппаратуре киноустановок в ка- естве оконечных ламп в основном используются лучевые тетроды.

Помимо больших нелинейных искажений, обусловленных криолинейностью характеристик, недостатком этих ламп является (Сильная зависимость параметров от режима работы и значительная величина внутреннего сопротивления. Благодаря этому получается худшая, чем у триодов, стабильность выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки. Если сопротивление Нагрузки зависит от частоты, то это вызывает дополнительные ^частотные искажения.

■ Если при предельном использовании одна лампа не может |дать требуемой мощности, то в оконечном каскаде применяется Несколько ламп, обычно две или четыре.

[ Схемы оконечных каскадов могут быть различными, в зависимости от способа включения полезной нагрузки в анодную цепь лам- иы (схема с непосредственным включением нагрузки, схема с дроссельным выходом, трансформаторная схема), а также от способа Включения ламп (однотактная и двухтактная схемы).

В зависимости от положения рабочей точки различают три возможных режима работы оконечных ламп: 1) режим класса Л, 2) режим класса В, 3) режим класса АВ.

Рассмотрим отличительные особенности этих режимов.

В режиме класса А (рис. 94, а) лампа работает без отсечки тока — ток протекает в анодной цепи в течение всего периода полезного сигнала. Рабочая точка, положение которой зависит от величины напряжения смещения, находится в середине прямолинейной части динамической характеристики, лежащей слева от начала координат, а амплитуда сигнала на сетке не должна превышать

139

напряжения смещения. Это обеспечивает работу ламп без сеточных токов и получение минимальных нелинейных искажений. При использовании всей левой части характеристики, включая нижний загиб вплоть до точки запирания лампы, сохранится режим класса А, но значительно увеличатся нелинейные искажения (в одно гактной схеме), так что отпадет главное преимущество этого режима.

Полезная мощность, развиваемая каскадом в режиме класса А, невелика, так как сравнительно мала наибольшая возможная амплитуда сигнала на сетке, а следовательно, и амплитуда колебаний в анодной цепи.

В то же время каскад потребляет от источника большую мощность, так как велик ток покоя Zao. Поэтому режим класса А характеризуется невысоким к. п. д. анодной цепи, не превышающим 20 25%.

Этот режим целесообразно использовать в маломощных усилителях, для которых величина к. п. д. не имеет значения, а также в тех случаях, когда необходимо обеспечить минимальные нелинейные искажения.

В режиме класса А работают все усилители напряжения и однотактные усилители мощности, так как для них применение других режимов невозможно из-за слишком больших нелинейных искажений.

В режиме класса В (рис. 94, б) рабочая точка выбирается в начале характеристики — в точке запирания лампы. Это достигается увеличением смещения и позволяет соответственно увеличить амплитуду сигнала, а следовательно, и полезную мощность. Ток покоя равен нулю, поэтому мощность, потребляемая от источника питания в паузе, равна нулю. В колебательном режиме потребляемая мощность зависит от среднего значения анодного тока.

Увеличение полезной мощности и уменьшение потребляемой мощности значительно повышают экономичность усилителя — к. п. д. достигает 60%. Одновременно снижается мощность рассеяния на аноде, причем в паузе она равна нулю. Это облегчает условия работы ламп и увеличивает срок их службы.

Как видно из графика, ток проходит через лампу в течение половины периода, а во второй полупериод лампа остается запертой; таким образом, лампа работает с отсечкой тока.

Половина времени прохождения тока через лампу, выраженного в угловом измерении, называется углом отсечки тока ф В режиме класса В угол отсечки 9=90°, или у.

Таким образом, в этом режиме одна лампа воспроизводит только половину периода сигнала, вследствие чего получаются очень большие нелинейные искажения. Поэтому режим класса В может применяться только в двухтактных схемах, где две лампы, работая поочередно в течение половины периода каждая, позволяют воспроизвести сигнал без больших искажений.

Недостатком режима В является необходимость применения независимою источника смещения. Автоматическое смещение здесь неприменимо вследствие того, что среднее значение анодного тока в сильной степени зависит от амплитуды сигнала, а в паузе

оно равно нулю.

Режим В подразделяется на режимы В, и Вг: в режиме В, лампа работает без сеточных токов, так как амплитуда сигнала не превышает смещения Щ mg^E^, а в режиме В2 допускается заход в область положительных напряжений на сетке и появление сеточных токов, т. е. U'm„>Eg. Работа с сеточными токами приводит к увеличению нелинейных искажений, которые можно уменьшить,

применив источник с малым внутренним сопротивлением,— мощный предоконечпый каскад. Вместе с тем это позволяет увеличить амплитуду сигнала и повысить полезную мощность, а следовательно, и к. п. д. каскада.

Режим В2 применяется в двухтактных усилителях большой мощности, работающих на мощных триодах.

Режим класса АВ (рис. 94, в) является промежуточным между режимами А и В и наиболее распространенным в промышленной аппаратуре. Рабочая точка выбирается на начальном участке динамической характеристики, но не в точке запирания лампы. Поэтому ток покоя 1а6 мал, но не равен нулю. Лампа работает с отсечкой тока, причем угол отсечки

180°>0>90°,

так как ток протекает через лампу больше половины периода. Полезная мощность и к.п.д. больше, чем в режиме класса А, но меньше, чем в режиме класса В; к. п. д. составляет 40 Д-50 %.

Нелинейные искажения меньше, чем в режиме В. Этот режим также может быть использован только в двухтактных каскадах.

Как и режим В, он имеет две разновидности: режим АВ] — без сеточных токов (U„^Е ) и режим АВ — с сеточными токами №'mg>EgY

Если используется неглубокий режим АВ, близкий к режиму А, то среднее значение тока мало изменяется с изменением амплитуды сигнала и можно применить автоматическое смещение.

Однако чаще применяется более экономичный глубокий режим АВ, близкий к режиму В, когда ток покоя очень мал, а среднее значение анодного тока сильно зависит от амплитуды сигнала. Такой режим невозможно осуществить при автоматическом смещении, поэтому требуется источник независимого смещения.

Однотактный оконечный каскад.

Роль выходного трансформатора . >

Простейшим однотактным каскадом является каскад с непосредственным включением полезной нагрузки в анодную цепь лампы (рис. 95). Эта схема не получила распространения из-за следующих недостатков:

сопротивление нагрузки не может быть согласовано с внутренним сопротивлением лампы;

через нагрузку проходит постоянная составляющая анодного тока; это создает дополнительный нагрев звуковой катушки громкоговорителя и увеличение нелинейных искажений из-за смещения катушки относительно среднего положения;

нагрузка находится под высоким постоянным напряжением относительно земли, что создает опасность поражения током для обслуживающего персонала;

Р и с. 95. Схема одиотактпого каскада с непосредственным включением нагрузкиР и с. 95. Схема одиотактпого каскада с непосредственным включением нагрузкиР п с. 96. График к расчету оптимального нагрузочного коэффициента при неизменной величине анодного напряженияР п с. 96. График к расчету оптимального нагрузочного коэффициента при неизменной величине анодного напряжения

Р и с. 95. Схема одиотактпого каскада с непосредственным включением нагрузки

Р и с. 95. Схема одиотактпого каскада с непосредственным включением нагрузки

Р п с. 96. График к расчету оптимального нагрузочного коэффициента при неизменной величине анодного напряжения

Р п с. 96. График к расчету оптимального нагрузочного коэффициента при неизменной величине анодного напряжения

из-за падения напряжения на нагрузке требуется более высокое напряжение питания.

Рассмотрим вопрос о необходимости согласования сопротивления нагрузки с внутренним сопротивлением лампы.

, В главе III была выведена формула (49) для мощности в анод- )ной цепи лампы:

р —1 QU2 —

Bi показано, что при неизменной амплитуде напряжения на сет- Еке U лампа отдает максимальную полезную мощность при |х=1, т е. при условии, что Ra=Rt. Однако это положение справедливо только тогда, когда используемый участок характеристики l можно считать прямолинейным, т. е. только для триодов. Для [пентодов и лучевых тетродов это условие неприменимо.

| Но и для триодов случай постоянства амплитуды сигнала на |.сетке не представляет практического интереса, поскольку с уве- |личением сопротивления нагрузки динамическая характеристика [идет более полого и можно использовать больший ее участок при [такой же величине нелинейных искажений. Поэтому с увеличе- ■ нием а мощность возрастает за счет возможности увеличения ам- (плитуды сигнала U mg.

s Докажем, что при постоянном анодном напряжении U а0 максимум мощности получается при а=2. Для этого воспользуемся рис. 96, на котором через рабочую точку А проведена динамическая характеристика. Из этого рисунка следует, что

Uao+Uma=2tUmg+uo,(91)

.«где и„ — отрезок по оси напряжений, соответствующий участку нижнего загиба характеристики, который не используется, чтобы Лгелинейные искажения не превышали^заданной величины^

Отсюда находим U mg1 подставив сначала вместо U та его выражение через U mg;

(92)

Тогда

(93)(93)Ua^Umg^-a=^Um^U0

(93)

(93)

^ Р ' 2+а *

Значение U подставляем в формулу полезной мощности (49) п получаем

Р =АfHaV а

'2 ц2 * \2+а/ ’ (1+а)2

пли, учитывая, что G = p5 = ^-, получим окончательно:

(94)(94)а(2+а)2а(2+а)2Максимум функцииМаксимум функцииможно найти, взяв первую произможно найти, взяв первую произ(^«о - и<У . а 2А((2-га)2 *

(94)

(94)

а

(2+а)2

а

(2+а)2

Максимум функции

Максимум функции

можно найти, взяв первую произ

можно найти, взяв первую произ

водную этой функции и приравняв ее нулю:

(2+а)2 — 2 (2+а) а

(2+а)4 откуда а=2.

Таким образом, при постоянном анодном напряжении лампа отдает максимальную полезную мощность при а=2 или Ra ^R, .

С увеличением а больше 2 рабочая точка может быть взята еще ниже на характеристике, так что постоянная составляющая анодного тока уменьшается и это позволяет при той же мощности рассеяния на аноде повысить анодное напряжение, если оно не было предельным.

Одновременно с увеличением а растет к. п. д. каскада, поскольку динамическая характеристика идет более полого и при том же значении постоянного анодного напряжения увеличивает' ся амплитуда переменного напряжения U та1 следовательно, повышается коэффициент использования анодного напряжения £. Нелинейные искажения для триодов с ростом а уменьшаются за счет того, что динамическая характеристика выпрямляется.

Учитывая все эти соображения, для триодов целесообразно выбирать сопротивление нагрузки в 3—4 раза больше внутреннего сопротивления лампы (а=3+4).

Для пентодов и лучевых тетродов наивыгоднейший нагрузочный коэффициент а=0,1+0,2.

Таким образом, в мощном каскаде необходимо иметь определенное соотношение между сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением лампы, или, как принято говорить, сопротивление нагрузки должно быть согласовано с R£ лампы.

Р и с. 97. Схема одпотактного транс форматорного каскадаР и с. 97. Схема одпотактного транс форматорного каскадаМежду тем в схеме рис. 95 опротивление полезной наг- пузкй RH является заданным £У как правило, не отвечает необходимому оптимальному значению Ra. Для звуковоспроизводящей аппаратуры кино- установок R^ — это сопротивление звуковой катушки громкоговорителя порядка 1030 ом,

Р и с. 97. Схема одпотактного транс форматорного каскада

Р и с. 97. Схема одпотактного транс форматорного каскада

а внутреннее сопротивление лампы измеряется в килоомах.

При таком соотношении сопротивлений Ra и R£ лампа отдает ничтожно малую мощность.

Непосредственно в анодную цепь лампы можно включать только высокоомную нагрузку.

Для согласования низкоомной нагрузки с внутренним сопротивлением лампы применяется понижающий трансформатор (рис. 97). При этом лампа нагружена на сопротивление, приведенное к первичной цепи трансформатора, Ra —R^

н Л2 ’

где п— — — коэффициент трансформации, равный отношению числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной об

мотки.

Выбрав R’H — (34-4) Rit можно определить необходимый коэффициент трансформации:

(95)

или

(96)

Обычно требуемый коэффициент трансформации получается порядка нескольких сотых.

В трансформаторной схеме оконечного каскада полезная нагрузка изолирована от цепи источника постоянного тока, а напряжение на аноде почти не отличается от напряжения источника питания, так как падение постоянного напряжения на первичной обмотке трансформатора очень мало:

Ua^Ea.

Трансформаторная схема является основной схемой усилителя мощности.

Мощность, развиваемую лампой, можно определить графически, для чего построим динамическую характеристику для

. С^а)

и^~2Е'

■^Гв)

переменного тока по выбран, ному Ва =Я'н(рис. 98) через рабочую точку,соответствую, щую выбранным значениям Uа» И ~Eg‘

Считая U mg= Eg, из графика находим амплитуды анодного тока и анодного напряжения:

lma=BC, Um=AC.

р И с. 98. Графическое определение мошности однотактногокаскадар И с. 98. Графическое определение мошности однотактногокаскадаТогда мощность Р^, рав- ная половине произведения амплитуд анодного тока и напряжения, может быть вычислена по площади треугольника АВС;

р И с. 98. Графическое определение мошности однотактногокаскада

р И с. 98. Графическое определение мошности однотактногокаскада

Р~=^1пюитаЦвС-АС=8,АВс.

Отрезки АС и ВС следует бпать в к координат.’ иРать в масштабеОтрезки АС и ВС следует бпать в к координат.’ иРать в масштабеК.п.д. анодной цепиоК.п.д. анодной цепиосоответствующих осойсоответствующих осойтакже может быть вычислен графически:также может быть вычислен графически:где Р~ = У,паита — полезная мощность; Р, = Еа-1ю мощность, потребляемая от источника питания.Следовательно:где Р~ = У,паита — полезная мощность; Р, = Еа-1ю мощность, потребляемая от источника питания.Следовательно:^ао * Azo^ао * Azo

Отрезки АС и ВС следует бпать в к координат.’ иРать в масштабе

Отрезки АС и ВС следует бпать в к координат.’ иРать в масштабе

К.п.д. анодной цепи

о

К.п.д. анодной цепи

о

соответствующих осой

соответствующих осой

также может быть вычислен графически:

также может быть вычислен графически:

где Р~ = У,паита — полезная мощность; Р, = Еа-1ю мощность, потребляемая от источника питания.

Следовательно:

где Р~ = У,паита — полезная мощность; Р, = Еа-1ю мощность, потребляемая от источника питания.

Следовательно:

^ао * Azo

^ао * Azo

11 иао11 иао^та ho^та ho(97)(97)(98) и g рав-(98) и g рав-

1

1 иао

1

1 иао

^та ho

^та ho

(97)

(97)

(98) и g рав-

(98) и g рав-

*■«<“ S«пользования анодного напряжения,

или иначе:’

Теоретически максимальные значения отношения ны единице и к. п. д. каскада в режиме класса А не может быть больше 50% (и то при условии, что а-*<х> или Р~->0).

Практически у^ <1, так как не используется нижний загиб характеристики, а £ для триодов не превышает 0,5, так что к.п.д. однотактного каскада не превышает 204-25%.

Низкий к.п.д. и сравнительно малая полезная мощность из-за возможности использовать только режим класса А являются недостатками однотактного каскада.

W

Существенным недостатком сле

дует считать также то, что сердечник выходного трансформатора подмаг-

дичивается постоянным током, проходящим по первичной обмотке. Это приводит к повышению нелинейных искажений и необходимости применять более громоздкий трансформа

тор.Рис. 99. Параллельное вклю-

Параллельное включение ламп.чыше ламп

Если одна лампа не отдает необ

ходимой полезной мощности, то можно включить две лампы параллельно (рис. 99). При этом общая крутизна увеличивается вдвое, коэффициент усиления остается без изменений, а внутреннее сопротивление вдвое уменьшается:

^общ ~^ ’ Нобщ И' ^,общ 2 '

Полезная мощность увеличивается вдвое, так как она пропорциональна добротности б^щЬ1, а Ообщ=2р5.

К недостаткам параллельного включения ламп следует отнести то, что вследствие разброса параметров лампа с меньшим внутренним сопротивлением перегружается и быстрее выходит из строя. Кроме того, при параллельном включении ламп увеличиваются междуэлектродные емкости, что приводит к неустойчивой работе усилителя.

§ 3. Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного каскада Полная эквивалентная схема однотактного оконечного каскада может быть получена так же, как для трансформаторного каскада усиления напряжения, путем замены лампы эквивалентным генератором, а трансформатора—его эквивалентной электрической схемой.Поскольку межвитковая емкость трансформатора и приведенная емкость линии нагрузки очень малы, их влиянием в диапазоне§ 3. Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного каскада Полная эквивалентная схема однотактного оконечного каскада может быть получена так же, как для трансформаторного каскада усиления напряжения, путем замены лампы эквивалентным генератором, а трансформатора—его эквивалентной электрической схемой.Поскольку межвитковая емкость трансформатора и приведенная емкость линии нагрузки очень малы, их влиянием в диапазонеZe/Ze/Р и с. 100. Полная эквивалентная схема оконечного трансформаторного каскадаР и с. 100. Полная эквивалентная схема оконечного трансформаторного каскадазвуковых частот можно пренебречь.В данном случае трансформа-звуковых частот можно пренебречь.В данном случае трансформа-тор нагружен на которое учтенотор нагружен на которое учтеноприведенное пи (рис. 100):приведенное пи (рис. 100):ККсопротивление, па схеме как первичной це-сопротивление, па схеме как первичной це-Д,.и2Д,.и2

§ 3. Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного каскада Полная эквивалентная схема однотактного оконечного каскада может быть получена так же, как для трансформаторного каскада усиления напряжения, путем замены лампы эквивалентным генератором, а трансформатора—его эквивалентной электрической схемой.

Поскольку межвитковая емкость трансформатора и приведенная емкость линии нагрузки очень малы, их влиянием в диапазоне

§ 3. Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного каскада Полная эквивалентная схема однотактного оконечного каскада может быть получена так же, как для трансформаторного каскада усиления напряжения, путем замены лампы эквивалентным генератором, а трансформатора—его эквивалентной электрической схемой.

Поскольку межвитковая емкость трансформатора и приведенная емкость линии нагрузки очень малы, их влиянием в диапазоне

Ze/

Ze/

Р и с. 100. Полная эквивалентная схема оконечного трансформаторного каскада

Р и с. 100. Полная эквивалентная схема оконечного трансформаторного каскада

звуковых частот можно пренебречь.

В данном случае трансформа-

звуковых частот можно пренебречь.

В данном случае трансформа-

тор нагружен на которое учтено

тор нагружен на которое учтено

приведенное пи (рис. 100):

приведенное пи (рис. 100):

К

К

сопротивление, па схеме как первичной це-

сопротивление, па схеме как первичной це-

Д,.

и2

Д,.

и2

об6Рис. 101. Эквивалентные схемы оконечного трансформаторного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частотоб6Рис. 101. Эквивалентные схемы оконечного трансформаторного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

об6

Рис. 101. Эквивалентные схемы оконечного трансформаторного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

об6

Рис. 101. Эквивалентные схемы оконечного трансформаторного каскада для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот

Произведя те же упрощения, что и в главе V, получим эквивалентные схемы для нижних, средних и верхних частот (рис. 101).

Эквивалентная схема для средних частот не содержит реактивных элементов, так что усиление в области средних частот остается неизменным.

Коэффициент усиления па средних частотах Ко легко найти из эквивалентной схемы рис. 101,6.

причем U'

Гвых п ’

так что

Р^вх 1?,+Л'н ’ откуда

.(99)

° ^х R,+RH

В области нижних частот (рис. 101, а) на частотную характеристику оказывает влияние индуктивность первичной обмотки трансформатора Lr

Р и с. 102. Упрощенная эквивалентная схема для нижних частотР и с. 102. Упрощенная эквивалентная схема для нижних частотС понижением частоты индуктивное сопротивление toLv уменьшается, общее сопротивление нагрузки, состоящей из параллельно включенных Lx и R’^, также уменьшается, а ток в цепи возрастает, что приводит к увеличению внутреннего падения напряжения и уменьшению напряжения на нагрузке.

Р и с. 102. Упрощенная эквивалентная схема для нижних частот

Р и с. 102. Упрощенная эквивалентная схема для нижних частот

Спад характеристики в области нижних частот тем больше, чем меньше индуктивное сопротивление по сравнению с приведенным сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением.

Коэффициент усиления в области нижних частот можно найти, преобразовав эквивалентную схему рис. 101, а, где источник зашунтировап сопротивлением R’^ в схему рис. 102, где источник не зашунтировап и имеет э.д.с. pg Um

й внутреннее сопротивление ll^qR’, гЛе ^ру*

ТогдаТогдашб,шб,

Тогда

Тогда

шб,

шб,

11или

1

1

р^м^вх

откудаоткудаг/ б^выхн /7u вхг/ б^выхн /7u вхи'inи'in(100)(100)

откуда

откуда

г/ б^вых

н /7u вх

г/ б^вых

н /7u вх

и'in

и'in

(100)

(100)

(101)(101)частотчастотИз формулы (99) видно, что Л\=р$п, поэтому

(101)

(101)

частот

частот

к =— к° .

Н // » V

Коэффициент частотных искажений в области нижних

L, личины т =—, н ^эL, личины т =—, н ^эТаким образом, искажения на нижних частотах зависят от ве

L, личины т =—, н ^э

L, личины т =—, н ^э

искажения на нижних часто-искажения на нижних часто-называемой постоянной времени каскада на

искажения на нижних часто-

искажения на нижних часто-

нижних частотах. С увеличением тн

гах уменьшаются, так что трансформатор должен иметь возможно большую индуктивность первичной обмотки (рис. 103). Однако увеличение индуктивности Lx приводит к увеличению размеров трансформатора. Поэтому, исходя из заданных частотных искажений, определяют минимально допустимую величину индуктивности первичной обмотки.

Рис. 103. Частотная характеристика оконечного трансформаторного каскадаРис. 103. Частотная характеристика оконечного трансформаторного каскада

Рис. 103. Частотная характеристика оконечного трансформаторного каскада

Рис. 103. Частотная характеристика оконечного трансформаторного каскада

В области верхних частот (см. рис. 101, в) влияние оказывает индуктивность рассеяния Ls. С возрастанием сопротивления тк по сравнению с сопротивлением нагрузки R'H и внутренним сопротивлением R'f увеличивается спад частотной характеристики па верхних частотах, так как увеличивается падение напряжения на L- и уменьшается напряжение на нагрузке.

Из эквивалентной схемы для верхних частот найдем коэффициент усиления каскада Кв;

М^ЕХ ^R^RWLSV

или, подставив значения

U' =12™^ л'н вых п и ™-=(

. / ГГГv ’V +U,4VV. / ГГГv ’V +U,4VVи ° PhDВ ^вхи ° PhDВ ^вхполучим ^вых7

. / ГГГv ’

V +U,4VV

. / ГГГv ’

V +U,4VV

и

° PhD

В ^вх

и

° PhD

В ^вх

откуда

а так как

№=К0,

то окончательно

Отношение тгт-гщ-^ т„ имеет размерность времени и называ- ется постоянной времени каскада на верхних частотах.

С уменьшением тн искажения на верхних частотах уменьшаются, поэтому индуктивность рассеяния трансформатора Ls должна быть возможно меньшей (рис. 103). Стремление уменьшить индуктивность рассеяния приводит к усложнению трансформатора (секционирование обмоток).

Максимально допустимая величина Ls определяется, исходя из заданных частотных искажений на верхних частотах.

Общая частотная характеристика трансформаторного каскада приведена на рис. 103.

Особенности работы пентодов и лучевых тетродов в оконечном каскаде

Условие отдачи максимальной мощности, выведенное для триодов, не может быть применено к пентодам п лучевым тетродам.

Характеристики этих ламп (рис. 104) имеют совершенно иную форму: при больших анодных напряжениях они идут очень по- * лого, почти параллельно осп абсцисс, и поэтому пентоды имеют очень большое внутреннее сопротивление. При малых анодных напряжениях характеристики сильно искривляются и анодный ток резко уменьшается. Из-за этого пентоды и лучевые тетроды могут вносить большие нелинейные искажения, которые увеличиваются еще и потому, что характеристики, снятые при различных напряжениях на сетке, не параллельны и находятся не на одинаковом расстоянии друг от друга.

С формой анодных характеристик пентодов и лучевых тетродов связаны особенности выбора оптимальной нагрузки.

Поскольку Rt очень велико, то при R^Rt динамическая характеристика АВ' (рис. 104), проходящая через выбранную рабочую точку А (при данных значениях Пай и Е^, пойдет очень полого и треугольник мощности АВ'С будет иметь малую площадь. Полезная мощность в этом случае мала из-за того, что при большом сопротивлении нагрузки слишком мала амплитуда анодного тока 1та-В’С.

По мере уменьшения сопротивления нагрузки динамическая характеристика идет все круче, амплитуда тока 1та увеличивается быстрее, чем уменьшается амплитуда анодного напряжения Uла, и полезная мощность, характеризующаяся площадью треугольника АВС, возрастает. Это происходит до тех пор, пока динами-

Р и с. 104. Влияние сопротивления нагрузки па мощность, отдаваемую пентодом

ческая характеристика не пройдет через точку 5, соответствующую перегибу характеристики

Дальнейшее уменьшение сопротивления нагрузки, не вызывая существенного увеличения амплитуды тока, приводит к значительному уменьшению амплитуды напряжения (ДЛВ"С"), так что полезная мощность начинает уменьшаться.

Таким образом, наибольшая мощность получается при таком значении сопротивления нагрузки, при котором вершина треугольника мощности лежит в месте перегиба характеристики, соответствующей напряжению на сетке и„=0.

Нагрузочный коэффициент, соответствующий условию получения максимальной мощности, называется оптимальным и составляет для пентодов и лучевых тетродов примерно 0,14-0,2.

Не меняя положения вершины В треугольника мощности, можно увеличить полезную мощность путем увеличения сопротивления нагрузки только при одновременном повышении анодного напряжения (рабочая точка А и проходящая через нее пунктирная линия нагрузки на рис. 104). Однако если лампа используется предельно, то это приведет к превышению максимального анодного напряжения или допустимой мощности рассеяния на аноде.

Если выбрать рабочую точку так, что Uо0= Uа макс, и провести через нее линию нагрузки в точку В, для которой I а=1 т, то наибольшее сопротивление нагрузки можно определить по соотношению

(ЮЗ)(ЮЗ)О . б т/.^а макс и а мин / О «макс

(ЮЗ)

(ЮЗ)

■“■«макс /f-/

ггат1 т

2

Максимальный нагрузочный коэффициент "~макс

макс’

ПЛИ

(104)(104)9 и а- а макс

(104)

(104)

макс Т Р *

Рис. 105. Сравнение режимов работы триода (точка Т) и пентода (точка Л) по величине нагрузочного коэффициентаРис. 105. Сравнение режимов работы триода (точка Т) и пентода (точка Л) по величине нагрузочного коэффициентаПоскольку сопротивление нагрузки значительно меньше внутреннего сопротивления, то пентоды и лучевые тетроды работают в режиме, близком к короткому замыканию, что соответствует начальному участку кривой K=f(a) (рис. 105).

Рис. 105. Сравнение режимов работы триода (точка Т) и пентода (точка Л) по величине нагрузочного коэффициента

Рис. 105. Сравнение режимов работы триода (точка Т) и пентода (точка Л) по величине нагрузочного коэффициента

Коэффициент усиления каскада в таком режиме (без учета выходного трансформатора) значительно меньше ц лампы и резко изменяется с изменением сопротивления нагрузки.

Это объясняется тем, что при сопротивлении нагрузки, значительно меньшем, чем внутреннее сопротив-

Рис. 106. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от нагрузочного коэффициентаРис. 106. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от нагрузочного коэффициенталение, стабилизируется ток в цепи и изменения сопротивления нагрузки приводят к почти пропорциональному изменению напряжения па ней. Если нагрузка имеет комплексный характер (например, сопротивление звуковой катушки громкоговорителя помимо активной составляющей имеет индуктивную составляющую), то с изменением частоты изменяется сопротивление нагрузки и выходное напряжение, т. е. появляются частотные искажения.

Рис. 106. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от нагрузочного коэффициента

Рис. 106. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от нагрузочного коэффициента

Особенно сильно изменяется выходное сопротивление при сбросе на

грузки (в режиме холостого хода). В этом случае а=оо и коэффициент усиления К-*ц, но повышение напряжения У та ограничено, так как Ута не может быть больше UO0 (в пределе ^=1). Поэтому при установившемся режиме больших перенапря

жений не возникает.

Однако в момент отключения нагрузки или включения усилителя без нагрузки, а также при холостом ходе в режиме с отсечкой тока и при генерации возможны значительные перенапряжения, связанные с возникновением противоэлектродвижущей силы в индуктивности трансформатора.

Это может вызвать пробой изоляции выходного трансформатора

или на цоколе лампы.

Во избежание аварии в аппаратуре принимают меры для защиты каскада от перенапряжений при отключении нагрузки (переключение выхода каскада на эквивалентное сопротивление, отключение питающего напряжения, запирание лампы большим смещением и т. п.).

Кроме того, значительную стабилизацию выходного напряжения дает применение в оконечном каскаде отрицательной обратной связи по напряжению (см. главу VIII).

С точки зрения нелинейных искажений для пентодов и лучевых ламп также существует оптимальное сопротивление нагрузки. Из рис. 104 видно, что при определенном наклоне динамической характеристики отрезки АВ и АО равны, т. е. амплитуды анодного тока и анодного напряжения в положительный и отрицательный полупериоды входного сигнала одинаковы. При этом кривая сигнала симметрична и четные гармоники в пей отсутствуют, а коэффициент нелинейных искажений минимален и равен коэффициенту искажений по третьей гармонике (рис. 106).

При меньшем сопротивлении нагрузки отрезки АВ" и AD" (см. рис. 104) не равны и амплитуда тока в положительный полупериод больше, чем в отрицательный, т. е. кривая тока несиммет-

рична и в ней появляются четные гармоники, что соответствует увеличению у.

При увеличении сопротивления нагрузки по сравнению с оптимальным, наоборот, амплитуда тока в отрицательный полупериод становится больше, чем в положительный, и искажения также возрастают.

Значения оптимальной нагрузки с точки зрения максимума полезной мощности п с точки зрения минимума нелинейных искажений не всегда совпадают и приходится выбирать компромиссное решение.

§ 5. Двухтактный оконечный каскад

Применение однотактной схемы целесообразно лишь в том случае, когда требуемая мощность мала — до 14-3 впг — и ее может обеспечить одна лампа. Если для получения заданной мощности требуются две или больше дамп, то применяется двухтактная схема, которая имеет значительные преимущества перед параллельным соединением ламп в однотактнои схеме.

Двухтактная схема (рис. 107) строится на четном числе ламп п имеет две половины, называемые плечами. При двух лампах каждая из них со своими цепями составляет плечо каскада. Плечи должны быть симметричны, иначе говоря, лампы должны иметь одинаковые параметры и режимы.

Источники анодного питания Еа и смещения Ео общие для обоих плеч. На сетки ламп подаются равные по величине, но противоположные по фазе сигналы. Это осуществляется либо с помощью входного трансформатора, имеющего вывод средней точки вторичной обмотки, либо от так называемых фазоинверсных пре- доконечных каскадов. Катоды ламп соединяются между собой, а аноды подключаются к концам первичной обмотки выходного трансформатора, к средней точке которой подводится напряжение

Р и с. 107. Двухтактный оконечный каскадР и с. 107. Двухтактный оконечный каскаданодного питания.

Р и с. 107. Двухтактный оконечный каскад

Р и с. 107. Двухтактный оконечный каскад

Поскольку падение постоянного напряжения на активном сопротивлении половины обмотки трансформатора очень мало, можно считать, что напряжения на анодах равны напряжению питания: U'a0=U Д=Еа.

В режиме покоя лампы потребляют от источника питания равные постоянные токи Гм= = Гао=1ао, так что общий потребляемый ток составляет 7= = 27ао.

Токи покоя ламп создают в сердечнике выходного трансформатора постоянные магнитные потоки противоположного направления, которые взаимно компенсируются; поэтому в двухтактной схеме пет постоянного подмагничивания сердечника. Это является важным преимуществом двухтактной схемы перед однотактной, так как приводит к уменьшению нелинейных искажений в выходном трансформаторе и позволяет сделать его менее громоздким.

Второе преимущество состоит в том, что схема мало чувствительна к пульсациям питающих напряжений.

Обычно пульсации анодного напряжения и напряжения смещения из-за недостаточной фильтрации, а также питание нитей накала переменным током приводят к появлению фо-

Р и с. 108. Графики работы двухтактного каскадаР и с. 108. Графики работы двухтактного каскадана переменного тока вследствие

Р и с. 108. Графики работы двухтактного каскада

Р и с. 108. Графики работы двухтактного каскада

пульсаций анодного тока лампы с частотой 50 или 100 г^.

В двухтактной схеме при пульсациях питающих напряжений токи обеих ламп изменяются одновременно, оставаясь равными

ДРуг другу в любой момент времени, а так как эти токи проходят по половинам обмотки трансформатора в противоположных направлениях, то создаваемые ими пульсирующие магнитные потоки

в сумме равны нулю.

При подаче на сетки ламп переменных напряжений результирующие сеточные напряжения изменяются в противофазе (рис. 108, а):

и8=Е^и8.=Ек^и -sin tot;

иа=Е6 — ug_ =Eg — Umg • sin coif.

Поэтому анодные токи ламЬ также изменяются в противофазе (рис. 108, б), следовательно, их переменные составляющие г' а~ и i^~ сдвинуты по фазе на 180°:

Е 1а»А-1а ~ = ^а0 + ^та‘^П(йЕ

Е = Г«0 —= 4o — /m« - sin tot.

Ток, потребляемый от источника питания в колебательном режиме, в любой момент времени равен сумме мгновенных значении токов ламп:

» = l<i-Via = ‘2‘Iat>"

Таким образом, и в колебательном режиме ток, потребляемый от источника питания, равен удвоенному току покоя одной лампы и не содержит переменной составляющей (рис. 108, в).

Из схемы рис. 107 также видно, что переменные составляющие токов двух ламп проходят через источник питания в противоположных направлениях и компенсируют друг друга.

Это является третьим преимуществом двухтактной схемы, благодаря которому ослабляется паразитная связь через общий источник питания между оконечным и остальными каскадами, которая может привести к генерации усилителя на низкой частоте.

Полезный эффект в нагрузке зависит от величины переменного магнитного потока в сердечнике выходного трансформатора, который пропорционален разности пульсирующих токов ламп г'й—г" (рис. 108, г), проходящих через половины первичной обмотки в противоположных направлениях:

ia — ia = 21ma-sin tot;

Ф = а-21та-б1п tot,

где а—коэффициент пропорциональности.

Отсюда следует, что полезный магнитный поток пропорционален удвоенной переменной составляющей анодного тока и, следовательно, мощность в нагрузке равна сумме мощностей, развиваемых каждой лампой.

Это видно также из схемы рис. 107, так как переменные составляющие токов проходят по половинам облютки трансформатора в одном направлении и создаваемые ими полезные магнитные потоки суммируются.

Четвертым преимуществом двухтактного каскада является значительное уменьшение нелинейных искажений благодаря компенсации четных гармоник в выходном трансформаторе.

На рис. 109,а показано, как исказится форма кривых анодных токов двух ламп при использовании нижнего загиба характеристики. Поскольку кривая получается несимметричной, то в ней преобладают четные гармоники тока. Но переменные напряжения на сетках ламп сдвинуты по фазе на 180°; поэтому для тока первой лампы кривая сильно искажена во второй полупериод, а для второй лампы, наоборот,— в первый полупериод.

При вычитании пульсирующих токов ламп (рис. 109, б) их переменные составляющие суммируются, причем менее искаженный полупериод тока i'e_ складывается с более искаженным полупериодом тока i'a_ и, наоборот, более притупленный полупериод тока Va_ складывается с полупериодом более острой формы для

Рис. 10*). Компенсация четных iармоник в двухтактном каскаде

тока z"a_. Таким образом, результирующая кривая подучается симметричной, т. е. не содержит четных гармоник, и нелинейные искажения значительно уменьшаются.

Это объясняется тем, что токи четных гармоник, как и постоянные составляющие, протекают по половинам первичной обмотки трансформатора в противоположных направлениях и создаваемые ими магнитные потоки взаимно компенсируются.

То же самое можно доказать аналитическим путем, написав выражения для токов каждого плеча при нелинейных искажениях, с учетом высших гармоник:

гя = ^a0 + ^ma(l) ‘ ^i11 tot ”h Ima (2у SIH 2 (tot + Ф1)4-

"Vl та (!) ’ si11 3 (п>< + ф$) + 7та (4) ’ SIH 4 (tot -f- ф4) -f- ... J la = IaoA~I ma (1)1 bin (tot + л)4-/я,о (2) • SIH 2 (<Й^ + ф2 -f-H) +

A"! ma (!) • bin 3 ((О^ + фд-Тл) ф I ma (4) ' SIB 4 ( tot 4-ф4~Ь л) 4* • • •

В этих выражениях /ma(i), /ma(2), Z'„a(3), /та(4>— амплитуды первой, второй, третьей и четвертой i армоник анодного тока первой лампы; Zma(i),/тд (2),/та(3),/тП(4> — соответственно амплитуды основном и высших гармоник тока второй лампы;

$2- Фз- Ф» ~~ углы сдвига фаз между основной и соответствующей высшей гармоникой, а изменение фазы на величину л для всех гармоник тока второй лампы учитывает то, что плечи двухтактной схемы работают в противофазе.

Выражение для тока второй лампы можно написать иначе:

ia=Ima (1) • sin (cof+л)ХIта р) • sin [2 (<Х-]-ф2)-|-2л] X

+7,ЛЙ (^ • sin [3 (®/Хф3) фЗл] 4-

+ Ima (4)-bin [4 (toZ+l|)J+4n]4-...

Учитывая, что

sin (toZ+л) — — sin rot;

sin [2 (игхф2)х2л] =sin 2 (coZ + ^J;

sin [3 (ойф-фЛ-Зл] = — sin 3 (сй+фф;

sin [4 (с£>^+'ф4)+4л] — sin 4 (coZ + ф4), получим

- С — Со— Ста (i)-sin mt-VCa (2)'sin 2 (mZ + фф — — Ca (3) sin 3 (toZ-J-^J+Z” й 0) sin 4 (<о<хф4)+--

Магнитный поток в сердечнике выходного трансформатора пропорционален разности токов Va—i"a, которая равна

ia ia=(I аО — СС ’г Uma (1) +1та (1)) 5Ш G)Z X

ССта (2) — Iта (2)) sin 2 (toZ ХФ2) + (7/я« (3) + 7ГЛЙ (3))X

X sin 3 (юZXФг) + (7mй (у — lma (f)) sin 4 (а^ + ф.)Х ••

Из этого выражения видно, что четные гармоники в двухтактной схеме ослабляются.

Если схема симметрична, то

7дО —7aOi 7Й/Й (1) = 7тй (]), Iта (2)"I та (2)j

7та (3) —7rna (3)51 та (^ — Сла (4).

Тогда

ia — ia=2Imatl)sin toZ+27zM(3)sin 3 (mZ + ^JX...

Таким образом, четные гармоники полностью компенсируются.

Благодаря тому, что лампы работают в противофазе и нелинейные искажения уменьшаются, в двухтактной схеме возможно применение экономичных режимов классов В и АВ, что позволяет увеличить полезную мощность и повысить к. п. д. каскада.

Итак, подводя итог сказанному, можно сформулировать следующие достоинства двухтактной схемы по сравнению с однотактной:

отсутствие постоянного подмагничивания сердечника выходного трансформатора;

значительное уменьшение фона переменного тока, возникающего при пульсациях питающих напряжений;

ослабление паразитной связи между каскадами через общий источник питания;

значительное уменьшение нелинейных искажений вследствие компенсации четных гармоник;

возможность применения экономичных режимов классов АВ и В.

К недостаткам схемы следует отнести большую сложность, связанную с применением не менее двух ламп, выводом средней точки первичной обмотки выходного трансформатора и необходимостью подводить к входу схемы два противофазных напряжения сигнала.

Кроме того, достоинства схемы сохраняются лишь при симметрии плеч, что требует подбора ламп с одинаковыми параметрами, симметрии двух половин первичной обмотки выходного трансформатора (не только по величине активных и индуктивных сопротивлений и числу витков, но и по рассеянию), а также полной симметрии входных напряжений. Последнее ставит жесткие требования к схеме предоконечного каскада.

Эквивалентная схема двухтактного каскада

Если заменить лампы эквивалентными генераторами с э. д. с. (Гмг_ и ц"м„„ и внутренними сопротивлениями R’. и R";, а сопротивлением ^источника питания переменному току пренебречь, то получим эквивалентную схему двухтактного каскада (рис. 110, а). Эту схему можно преобразовать двумя способами, в результате чего получатся так называемые параллельная и последовательная эквивалентные схемы (рис. 110, б и в).

В эквивалентной схеме рис. 110, а э.д.с., индуктируемые в половинах первичной обмотки, одинаковы, так как обмотку пронизывает общшй магнитный поток. Это позволяет даже при неполной симметрии схемы разделить контуры токов обеих ламп и получить две самостоятельные цепи, как показано на верхней схеме рис. 110,6. С точки зрения величины полезного магнитного потока эта схема эквивалентна следующей схеме этого рисунка, где два генератора включены параллельно на общую обмотку трансформатора с числом витков ^. Дальнейшее преобразование заключается в замене двух параллельно соединенных генераторов одним с такой же э. д. с. цм8~ и внутренним сопротивлением Ru=^, где ц =ц'=|г" и /?,.= /?'=/?",,

р И С. ПО. Эквивалентные схемы двухтактного каскада-

а - промежуточная, б - параллельная, в - последовательная’

В цени лого генератора протекает суммарный токга,= i'a~+ 1"а — -раким образом, мы последовательно получаем схемы рис. 110, б, доследняя из которых представляет параллельную эквивалентную схему Для средних частот.

В этой схеме Ras — сопротивление нагрузки суммарному току, амплитуда которого Tms^2Imu, Rls — внутреннее сопротивление для суммарного тока.

Сопротивление нагрузки суммарному току является сопротивлением полезной нагрузки, приведенным к половине первичной обмотки трансформатора, т. е.

R R« R«

\Т/

Эквивалентные схемы для нижнйх п верхних частот можно получить точно так же, как для однотактного каскада; они имеют вид, аналогичный схемам рис. 101, а, в,так что частотная характеристика двухтактного каскада ничем не отличается от частотной характеристики однотактного каскада (см. рис. 103).

В некоторых случаях пользуются последовательной эквивалентной схемой двухтактного каскада, в которой лампы заменены двумя источниками, соединенными не параллельно, а последовательно. Эта схема справедлива только для каскада, работающего в режиме класса А при полной симметрии плеч и абсолютной линейности характеристик ламп, т. е. для идеализированного случая.

Действительно, если в схеме рис. 110,а токи ламп равны: i’a~ = 1'^ = 1^. то через источник питания ток не проходит и контурам тока являются две лампы и вся первичная обмотка, как это показано на верхней схеме рис. 110,6. Два последовательно соединенных генератора заменяем одним с удвоенными э. д. с. и внутренним сопротивлением. Нижняя схема рпс. 110, в является последовательной эквивалентной схемой для средних частот.

В этой схеме R !a_a=2Rj — внутреннее сопротивление между анодами и Ra_a — сопротивление нагрузки между анодами, равное приведенному сопротивлению полезной нагрузки R’e.

Нетрудно установить связь между сопротивлениями, входящими в параллельную и последовательную схемы:

RIS=^, a Rla_a = 2R„, следовательно, Rie_a=-4RU,

RUs-~z^ a Ra_a-R'tt, значит, Ra_a-4Ras, а нагрузочный коэффициент в обоих случаях одинаков:

°—RlS~RlaV .

6 Е. О. Федосеева

Режимы работы двухтактного каскада

В двухтактном каскаде могут быть применены как режим класса А, так и экономичные режимы классов В и АВ. Рассмотрим особенности работы двухтактной схемы в каждом из этих режимов.

Режим класса А (рис. 111,а) характерен тем, что обе лампы работают одновременно весь период, так как каждая лампа работает без отсечки тока.

Чтобы получить динамическую характеристику для суммарного тока и кривую суммарного тока, строят совмещенный график в сеточной системе координат.

Совмещенные графики для двухтактной схемы строят также в анодной системе координат, что используется при графическом расчете каскада.

Р и с. Ш. Графики работы двухтактного каскада в режимах классов А (й),Р и с. Ш. Графики работы двухтактного каскада в режимах классов А (й),Поскольку переменные напряжения и токи ламп находятся в противофазе, то удобно график для второй лампы повернуть на 180° и пристроить к графику первой лампы так, чтобы рабочие точки Д' и А" находились на общем перпендикуляре, а расстояние между началами координат О' и О" было равно двойному смещению. Ось тока для второй лампы пойдет вниз, а отрицательные значения сеточного напряжения — вправо. Тогда в первый полупериод напряжения ug^ анодный ток первой лампы i'o увеличивается, а второй лампы х'а — уменьшается, что соответствует процессам, происходящим в каскаде.

Р и с. Ш. Графики работы двухтактного каскада в режимах классов А (й),

Р и с. Ш. Графики работы двухтактного каскада в режимах классов А (й),

Динамическая характеристика для суммарного тока строится путем вычитания для каждого значения ug ординаты, соответствующей току i"a, из ординаты Vа. Кривую суммарного тока можно получить непосредственно построением по данному и8^ и динамической характеристике для суммарного тока либо путем вычитания из тока Vа тока I"а. Поскольку значения V а и f а отложены в разные стороны от оси абсцисс, графическое вычитание дегко произвести.

Из графика видно, что суммарный ток не содержит постоянной составляющей и амплитуда его равна сумме амплитуд токов ламп. Динамическая характеристика для суммарного тока менее криволинейна, чем динамические характеристики каждой лампы, что говорит об уменьшении нелинейных искажений в двухтактной схеме.

Как видно из графика, эта характеристика симметрична относительно точки А пересечения ее с осью абсцисс и, следовательно, суммарный ток не содержит четных гармоник.

Как и для однотактного каскада, режим класса А характеризуется сравнительно малой полезной мощностью и низким к. п. д. Этот режим рекомендуется применять для усилителей небольшой мощности.

Режим класса В (рис. 111,6) характерен тем, что лампы работают поочередно в течение половины периода каждая.

Динамические характеристики обеих ламп сходятся в точке запирания и составляют вместе динамическую характеристику для суммарного тока. Эта характеристика симметрична относительно рабочей точки, но сильно искривлена, поскольку используется полностью весь нижний загиб характеристик лампы. Поэтому кривая суммарного тока, хотя и не содержит четных гармоник, значительно искажена за счет большой величины третьей гармоники.

Особенно большие искажения дают в режиме В пентоды и лучевые тетроды, имеющие длинный «хвост» (область нижнего загиба) характеристики. Поэтому режим В применяется только в усилителях большой мощности на триодах. Этот режим характеризуется высоким к. п. д. (55—60%), малым потреблением мощности от источника питания, малой мощностью рассеяния на анодах ламп и большой полезной мощностью.

К недостаткам этого режима помимо большой величины нелинейных искажений следует отнести необходимость применения независимого смещения, а также то, что от предоконечного каскада требуется большая амплитуда выходного напряжения.

Режим класса АВ (рис. 111,в) является промежуточным режимом: часть периода лампы работают вместе, часть периода работает одна лампа и остальную часть периода — другая.

Рабочая точка выбирается так, чтобы касательные к динамическим характеристикам каждой лампы, проведенные в точках пересечения этих характеристик с осями ординат, лежали на одной

прямой. При этом смещение определяется как отрезок, отсекаемый касательной па осп абсцисс. В этом случае динамическая характеристика приближается к линейной и искажения получаются наименьшими.

Режим АВ является наиболее распространенным в промышленной аппаратуре режимом работы двухтактного оконечного каскада на лучевых тетродах, так как он позволяет получить достаточно большую мощность и высокий к. п. д. при сравнительно небольших нелинейных искажениях и малой мощности рассеяния на анодах ламп. Кроме того, по сравнению с режимом В требуется меньшая амплитуда входного сигнала.

Увеличение полезной мощности по сравнению с режимом А получается вследствие того, что ток покоя значительно меньше, а следовательно, анодное напряжение может быть повышено и мощность рассеяния на анодах не будет превышать допустимой величины.

В режиме АВ можно получить коэффициент использования анодного напряжения £=0,8 и к. п. д. 45щ50%.

В режиме АВ а полезная мощность может быть увеличена за счет захода в положительную область напряжений па сетке, что дает увеличение амплитуды колебаний.

Чтобы сохранить все достоинства глубокого режима АВ, необходимо применять независимое смещение. Тогда положение рабочей точки не будет зависеть от среднего значения анодною тока, которое в режиме АВ изменяется с изменением амплитуды входного сигнала, и потребляемая мощность, а следовательно, и мощность рассеяния на анодах ламп в паузе и при малых сигналах останутся небольшими.

При неглубоком режиме АВ, когда максимальный импульс анодного тока 1т не превышает 3/й0, допускается применение автоматического смещения.

Основы расчета оконечного каскада

Порядок расчета оконечного каскада зависит от выбранною типа ламп, схемы и режима оконечною каскада.

Наибольший практический интерес представляет двухтактный каскад на лучевых тетродах в режиме классов А и АВ.

При расчете мощного каскада заданными являются: Р^ — полезная мощность на нагрузке; у— коэффициент нелинейных ис- кажений; RH — сопротивление нагрузки; /н—/в— диапазон усиливаемых частот; Мн , Мв—коэффициенты частотных искажении на граничных частотах.

В результате расчета требуется определить тип лампы и величины, характеризующие режим работы: U ае — анодное напряжение; Еа — напряжение источника анодного питания; 7^ — анодный ток покоя; Е — напряжение смещения; Ра — мощность

рассеяния на аноде лампы; Um„ — амплитуду переменного напряжения на сетке; Uта — амплитуду переменного напряжения на аноде; 1та — амплитуду переменной составляющей анодного тока; р, 8, R, — параметры лампы в рабочей точке; R^ — сопротивление смещения (если применяется автоматическое смещение), д — сопротивление анодной нагрузки.

“Порядок расчета двухтактного о к о н е ч- , Но Г о каскада на пентодах и лучевых тет- родах в режиме класса А.

Мощность Р_, развиваемая лампами оконечного каскада, должна быть больше мощности Рвых, выделяемой на полезной нагрузке, на величину потерь в выходном трансформаторе.

Коэффициент полезного действия трансформатора г]г =

^. Для^. Для= 0,854- меньший= 0,854- меньшийусилителей средней мощности от 5 до 100 вт к.п.д.

^. Для

^. Для

= 0,854- меньший

= 0,854- меньший

выходного трансформатора выбирае1ся в пределах ц 4-0,93 (трансформаторы меньшей мощности имеют

к.п.д.).

Расчетная мощность усилителя, развиваемая лампами на первичной обмотке трансформатора

р

р = L2S5

Пг

Тип лампы выбирается по мощности рассеяния на аноде.

В режиме класса А среднее значение анодного тока не изменяется в колебательном режиме и равно току покоя. Поэтому мощность рассеяния на аноде определяется в режиме покоя Р„о.

Мощность, потребляемая от источника питания Ре, расходуется в режиме покоя на анодах двух ламп:

Р =^2Р

откуда Ра0 = -^.

К. п. д. каскада

^=75-’

откуда Ра = —;

Р = — . 00

К.п.д. каскада на пентодах в режиме класса А можно считать равным

^=0.25 — 0,35.

По найденной мощности рассеяния на аноде Рм выбирается Тип лампы так, чтобы

Р >-Р

«ДОП«О’

где Ра№п — допустимая мощность рассеяния на аноде.

Р и с. 112. К расчету двухтактного каскада па лучевом тетроде в режиме АВ

Выбор режима работы производится графическим методом на графике семейства анодных характеристик.

Для того чтобы облегчить эту задачу и сделать ее более определенной, сначала приближенно определяют напряжение па аподе по формуле

где 1 т — максимальное значение анодного тока лампы в колебательном режиме берется из справочников или по характеристике, соответствующей и?=0 (рис. 112).

Выбранное анодное напряжение Ua0 не должно превышать допустимой для данной лампы величины ^ймакс.

Формулаполучается из следующих соображений.

Мощность, развиваемая одной лампой:

*7 та

2 ~2

В режиме класса А для пентодов:

^=0,65-4-0,75;

£^=0,75-4-0,8;

I -и! =1

J та ' ао т*

Величина напряжения смещения может быть определена графически. Для этого строится статическая сеточная характеристика лампы при Ua= Uat) и проводится касательная к ней (рис. ИЗ).

Р и с. 113. Графическое определение величины напряжения смещенияР и с. 113. Графическое определение величины напряжения смещенияПоловина отрезка, отсекаемого касательной на оси абсцисс, равна напря- жепию смещения:

Р и с. 113. Графическое определение величины напряжения смещения

Р и с. 113. Графическое определение величины напряжения смещения

Eg=ON=^ .

Восстановив перпендикуляр ИЗ точки N до пересечения с характеристикой, находим рабочую точку Р и ток покоя /й0 ^соответствующий отрезку №У

Следует иметь в виду, что сеточная характерис-

тика пентода или лучево

го тетрода в отличие от триода не имеет приближенно прямолинейного участка; поэтому положение касательной, а следовательно, и величина смещения, определенного таким способом,

не являются однозначными.

При меньшей величине смещения уменьшаются нелинейные искажения, но увеличивается ток покоя лампы и .мощность рассеяния на аноде, а к.п.д. снижается. Увеличение смещения дает лучшее использование лампы и облегчение режима ее работы, однако приводит к росту нелинейных искажений.

Поскольку сеточная характеристика имеет длинный «хвост», то практически можно считать лампу запертой при малых токах порядка 1амИн=24-5 ма (точка К на рис. ИЗ) и рекомендовать для режима А смещение, равное половине условного напряжения запирания U' 0 (предложено В. В. Муромцевым).

На графике семейства анодных характеристик (см. рис. 112) следует выделить возможную область использования данной лампы (отмечена линиями со штриховкой). Эта область для режима класса А ограничена следующими линиями:

слева — линией минимального анодного напряжения иймНН, отсекающей круто падающие участки анодных характеристик, при использовании которых резко возрастают нелинейные искажения, а мощность снижается из-за уменьшения амплитуды тока Iта;

сверху — статической характеристикой при ug = 0, заход за пределы которой вызывает появление сеточных токов;

справа —гиперболой допустимой мощности рассеяния на аноде Рацо^^а11 а 11 вертикальной прямом, соответствующей максимально допустимому анодному напряжению Пв},акс;

снизу — линией минимального анодного тока 1амга, отсекаю- Юей «хвост» соответствующей сеточной характеристики.

На семействе анодных характеристик отмечается положение рабочей точки по полученным ранее значениям: Uae, Eg и 1О(1.

Рабочая точка должна находиться в пределах отмеченной допустимой области.

Мощность рассеяния на аноде проверяется также по формуле Р =U -I

и должна быть не больше Ра,юп.

Если Uао.1аб>Раюп, то нужно изменить режим, выбрав немного большее отрицательное смещение Е„ пли уменьшив напряжение на аноде U й6.

Амплитуда переменного напряжения на сетке в целях лучшего использования лампы берется равной смещению: U = Е .

Наклон динамической характеристики, или, иначе говоря, сопротивление нагрузки выбирается из условия получения наибольшей мощности.

Для этого через рабочую точку Р проводится прямая так, чтобы площадь треугольника АВС была наибольшей (см. рис. 112).

Из графика определяются амплитуды анодного напряжения U и анодного тока 1та. Проверяется мощность, отдаваемая каскадом"

Мощность, отдаваемая одной лампой, равна у Uma • Iта) а двумя лампами отдается мощность

р _тт .7 _^Cmn-2I та ВС-АВ

та таi

т. е. мощность Р~ равна половине площади треугольника АВС.

Если мощность получилась меньше заданной и изменение наклона динамической характеристики не дает увеличения мощности, то нужно немного повысить анодное напряжение Ua6, но не больше максимально допустимого для данной лампы.

Коэффициент нелинейных искажений определяется графическим методом:

для симметричной двухтактной схемы, в которой четные гармоники полностью компенсируются, у(2)=0 и у = у( :

1 2с — (а—|—Ь)

Y(3,==2 а + Ь+С- ’

отрезки а, Ъ и с определяются из графика рис. 112, однако практически осуществить абсолютно симметричную схему невозможно;

для несимметричной схемы

а — 6 ж

Y (2>=у ' а^ь ‘ ТуГ ’

где х— коэффициент асимметрии; ж = 0,2-у0,3;

.2 a+b+с '

Общий коэффициент нелинейных искажений равен

Y = /Yw + Yq-

Определяется сопротивление нагрузки для суммарного тока:

р ^та

"■as or та

И. Вычисляется величина сопротивления автоматического смещения:

см 2 (/ао+^э)

где 1Ч — ток экранной сетки одной лампы.

Определяются параметры лампы: р, 5 и R( в рабочей точке.

Определяется напря/кение источника анодного питания:

Еа=иаЛЕД1а/^,

где гх — активное сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора (находится в результате электрического расчета трансформатора).

Уточняется к.п.д. каскада:

Р~

о

где Р_— полезная мощность, развиваемая каскадом; Р6 — мощность, потребляемая каскадом от источника питания:

Р = 27 -Е

Порядок расчета двухтактного оконечного каскада на пентодах и лучевых тетродах в режиме класса АВГ

Мощность, которую должен развивать усилитель на первичной обмотке выходного трасформатора, как и при работе в режиме класса А, зависит от требуемой выходной мощности и к.п.д. трансформатора:

р

р г вых Пт ’

1-де Лт =0,854-0,93.

Тип лампы выбирается по мощности рассеяния на аноде. В режиме класса АВ] наибольшая мощность потерь на аноде будет при максимальной амплитуде напряжения на сетке, когда усилитель развивает номинальную мощность.

При этом мощность, потребляемая каскадом от источника питания Рв, расходуется па анодах двух ламп и на нагрузке:

1\ = ^а^Е

Отношение = является о ствия каскада. Отсюда0— п * ЧаОтношение = является о ствия каскада. Отсюда0— п * Чакоэффициентом полезною дсикоэффициентом полезною дси

Отношение = является о ствия каскада. Отсюда

0— п * Ча

Отношение = является о ствия каскада. Отсюда

0— п * Ча

коэффициентом полезною дси

коэффициентом полезною дси

Т°ГДа Ч^^Р^АР-^ откуда

Ра макс= ДГ ( ~1 ) ■

\ Ча /

К. п. д. каскада на пентодах в режиме класса АВ, равен т]=0,3-i-0,5.

По найденной наибольшей мощности рассеяния ^амакс выбирается тип лампы так, чтобы

Ра ло„Ра ло„а макс’а макс’

Ра ло„

Ра ло„

а макс’

а макс’

где Райоп— допустимая мощность рассеяния на аноде.

По семейству анодных характеристик лампы графическим методом производится выбор режима работы (рис. 114).

Прежде всего на графике анодных характеристик отмечается область использования лампы, ограниченная гиперболой допустимой мощности рассеяния на аноде И n=un-ia, статической характеристикой при и„=0 (для режима АВ,) и линиями минимального и максимально допустимого анодных напряжений нами„ и U амакс

Рабочая точка в режиме покоя должна находиться в пределах этой области. В колебательном режиме допускается небольшой заход вправо от гиперболы Рал№ так как при этом лампа отдает полезную мощность и потери мощности па аноде уменьшаются.

Рис 114. К расчету двухтактного каскада на лучевом тетроде в режиме АВ,-U0Рис 114. К расчету двухтактного каскада на лучевом тетроде в режиме АВ,-U0

Рис 114. К расчету двухтактного каскада на лучевом тетроде в режиме АВ,

-U0

Рис 114. К расчету двухтактного каскада на лучевом тетроде в режиме АВ,

-U0

Динамическая характеристика (линия нагрузки) для суммарного тока проводится так, чтобы получить от ламп наибольшую мощность, которая определяется площадью треугольника АВС.

Для этого находят точку D пересечения касательных к крутому начальному участку и пологой части статической характеристики при ^=0.

Из точки D проводят линию нагрузки DB, которая пересекает эту характеристику в точке А, и из точки А опускают перпендикуляр АС на ось абсцисс.

Отрезок А С приближенно равен максимальному суммарному току Ims, отрезок ВС — амплитуде переменного анодного напряжения U та, отрезок ОВ — анодному напряжению в режиме покоя Ua<v

Мощность, развиваемая двухтактной схемой, равна

р ^ ms , Uта ms ' Гтй

УГ'УТ- 2

т. е. приближенно равна площади треугольника АВС.

Полученное из графика значение полезной мощности Р~ должно на 10—15% превышать заданную величину, так как в реальных условиях за счет автоматического смещ ения и падающей внешней характеристики источника анодного питания мощность окажется меньше.

Если определенная графически мощность получилась на много больше заданной, то изменяют наклон динамической характеристики DB, уменьшая анодное напряжение.

Если полученная мощность меньше заданной, то изменяют наклон линии DB, увеличивая анодное напряжение, но так, чтобы оно не превышало максимально допустимого для данной лампы, или, увеличивая напряжение на экранной сетке лампы, пользуются соответственно другим семейством анодных характеристик лампы, снятом при большем значении Uy

Из графика определяют Ims, Uma, U т и сопротивление анодной нагрузки для суммарного тока, которое соответствует выбранному наклону линии нагрузки DB:

Графически определяется величина отрицательного напряжения смещения на сетке Е , при котором характеристика суммарного тока будет наиболее линейной и нелинейные искажения наименьшими. Для этого строится статическая характеристика в системе сеточных координат при Uа= Uми проводится касательная к ней (см. рис. 113).

Отрезок ОМ, отсеченный касательной на оси абсцисс, характеризует величину Eg, которой соответствует рабочая точка Р' и величина тока покоя 7ао (отрезок P'MY

Однако, как указывалось для режима А, такое решение не является однозначным и можно рекомендовать выбирать смещение, приблизительно равное условному напряжению запирания, т. е. напряжению на сетке, при котором ток очень мал, —2—5 ма (таким образом, отсекается длинный «хвост» характеристики).

Положение рабочей точки отмечается на графике анодных характеристик. Если она при этом попадает в область Ра>Ра пли на границу этой области, то следует увеличить смещение.

того ния:того ния:Амплитуду переменного напряжения на сетке для паилуч- использования лампы принимают равной напряжению смеще-

того ния:

того ния:

UmK = Eg-

Коэффициент нелинейных искажений мощного каскада у определяется также графическим методом:

для симметричной двухтактной схемы, в которой четные гармоники полностью компенсируются, коэффициент нелинейных искажений равен приближенно коэффициенту нелинейных искажений по третьей гармонике у = у8.

Коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике определяется по формуле

1_ 2 И 01 ms

l-l^ms ’

где величины 7ms, 7 и i находятся из графика рис 114 и соответствуют точкам пересечения линии нагрузки со статическими ха рактеристиками при

»,=0, „-^Ц^ „ „.-В.-^и,,.

Если характеристики при n=Eg - L Umg нет на семействе анодных характеристик (в глубоком режиме АВ), то i=0. Тогда v L . 2-^ ^ ms т „1 2с — а

z2 а^с ’

при несимметричной схеме, что практически всегда имеет месю, следует учитывать и вторую и третью iармоники, поэтому

где

?, l«w ^sw —■ амплитуды первой, второй и третьей гармоник суммарного тока.

Асимметрия схемы учитывается введением коэффициента асимметрии л, который следует брать 0,2-у0,3.

Тогда коэффициент нелинейных искажений по второй 1армо- нике определяется как

У(2)— 2 " %+2 ’

а коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике равен

£ 2с - а

У(з> 2 а4-с

Общий коэффициент нелинейных искажений вычисляется по формуле

п Л / х V , / 2с — а \2

Производится проверка величины мощности рассеяния па аноде в режиме покоя Р ю и в режиме максимального сигнала Рамакс:

Р =U 1 •

Р -I — PV, а макс «о а ср1

где— мощность, отдаваемая одной лампой;—

среднее значение анодного тока одной лампы в режиме максимального сигнала.

Значения Р ,№ и Рймакс не должны превышать допустимой мощности рассеяния Раюп для данного типа лампы.

Отрицательное напряжение смещения в режиме класса АВ,, близком к классу В, когда ток покоя очень мал по сравнению с максимальным импульсом анодного тока, должно подаваться от постороннего источника (фиксированное смещение), так как среднее значение анодного тока в колебательном режиме будет сильно изменяться по величине.

В режиме АВ,, близком к классу А, когда 1ms^31ао, т. е. максимальный импульс анодного тока превышает ток покоя не более чем в три раза, можно применять автоматическое смещение. Величина сопротивления смещения определяется для режима максимального сигнала.

Учитывая, что напряжение смещения создается на R^ постоянными составляющими анодных токов и токами экранной сетки двух ламп

R =.

сч 2(/аср+/э)

В режиме покоя смещение немного уменьшится и мощность рассеяния па анодах возрастет. Это следует учитывать при выборе рабочей точки, чтобы иметь необходимый запас по мощности рассеяния.

И. Напряжение источника анодного питания Еа больше анодного напряжения на величину падения напряжения па половине

173

первичной обмотки выходного трансформатора (а при автоматическом смещении — и на величину напряжения смещения).

Поэтому при фиксированном смещении

Р ГТ 1 Г£1_

а L а ср * 2 ’

где г, — сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора. гх определяется при электрическом расчете выходного трансформатора, после чего находится напряжение источника питания Еа и уточняется к. п. д. каскада ра.

При автоматическом смещении

Ea = Uao"Vlа ср‘"2" + ^-

Уточняется коэффициент полезного действия каскада по анодной цепи цд:

где Ро — мощность, потребляемая каскадом от источника питания: ^2/аср.£в.

Расчет электрических параметров выходного трансформатора. Электрическими параметрами выходного трансформатора являются: коэффициент трансформации п, равный отношению числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки; активные сопротивления первичной и вторичной обмоток г1 и г2; индуктивность первичной обмотки Lx и индуктивность рассеяния Ls.

Эти параметры влияют на частотную характеристику каскада, а также на величину нелинейных искажений, вносимых трансформатором. В свою очередь, электрические параметры зависят ог конструкции трансформатора.

Чтобы правильно сконструировать трансформатор, необходимо прежде всего рассчитать требуемые электрические параметры, исходя из данных, полученных при расчете оконечною каскада. Таким образом, при расчете заданными являются RH, Ras, pr, М8, Мв, fH, /в ; требуется определить га, rxx rv Lx и Ls.

Требуемый коэффициент трансформации определяется из условия получения необходимой величины сопротивления анодной нагрузки для суммарного тока Ras в первичной цепи при включении во вторичную цепь сопротивления полезной нагрузки /?и.

К. п. д. трансформатора можно выразить через приведенное сопротивление нагрузки R'н и сопротивления обмоток гх и г' г=-^;

рR.,

г ^иых Т^иопрь ^н + г^^

Здесь R 'H+ri+r'2 — Ra-a—4Ras— сопротивление в первичной цепи. Поэтому т]=^_, ПЛИ Ц^-Д—,откуда

R = ~ 1/ —

2 Г Чч«аз ‘

В усилителях для воспроизведения звука 0,03<н<0,2.

Общее активное сопротивление обмоток трансформатора г Ц-r' легко определить из формулы для к. п. д. трансформатора:

Лг 4д •

Поскольку

4Ras-R'»+r1+rV

ТОиТОиR’H=4RM-(rxV) 4Ras — Oi+^P 4^’

ТО

и

ТО

и

откуда

г. + г'^^Д!—цт).

Наибольший к. п. д. трансформатора получается для режима класса А при равенстве объемов меди первичной и вторичной обмоток или при

г1=г2 = 27?м (1 — цг);

г^г^н^г^н2.

Для режима класса В наибольший к. п. д. трансформатора получается при га=]/2г,.

Поэтому в режиме В и глубоком режиме ABj сопротивления обмоток следует вычислять по формулам

г=(1,2-^ 1,6).2^(1-^);

гг = r2-ra2= ^ ,41г, - га3.

Величина г, бывает порядка десятков и сотен ом, а г2 — порядка единиц или долей ома.

Наименьшая индуктивность первичной обмотки трансформатора определяется из условия получения допустимых частотных искажений в области нижних частот:

К

где (он=2л/н — нижняя граничная частота рабочего диапазона;

-М.-, —1,1—--44,15 — допустимый коэффициент-иас! othmy искажений

оконечного каскада в области нижних частот; R^ — эквивалентное сопротивление, состоящее из параллельно соединенных внутреннего сопротивления эквивалентного источника с учетом активных сопротивлений обмоток Д/о_о-|-г1-|-г' (или 4Ris+4+0 и сопротивления нагрузки в первичной цепи Ra_a=4Ras.

Если пренебречь малым активным сопротивлением обмоток и учесть, что внутреннее сопротивление пентода или лучевого тетрода значительно больше сопротивления нагрузки, то можно считать, что R^Ro_a=4Ras.

Поэтому практически можно определять минимальную индуктивность первичной обмотки по формуле

В усилителях звукового кино величина индуктивности первич- иои обмотки выходного трансформатора бывает около десятков генри.

Величина наибольшей допустимой индуктивности рассеяния Lv должна выбираться не только из условия допустимых частотных искажений в области верхних частот, но также с учетом тою, что с увеличением Ls возрастает общее сопротивление нагрузки в цени лампы (за счет увеличения индуктивного сопротивления

Поскольку лампы в оконечном каскаде используются предельно, то увеличение сопротивления нагрузки на верхних частотах, вызывающее возрастание амплитуды анодного напряжения, приводит к заходу в область крутого перегиба анодных характеристик (на<и.амин — см- рис. 114), а это сопровождается ограничением амплитуды анодного напряжения, резким увеличением нелинейных искажений и снижением полезной мощности усилителя.

Следует отметить, что снижение мощности на верхних частотах не может быть скомпенсировано увеличением входною сигнала, так как лампа используется предельно и это привело бы только к росту нелинейных искажений без увеличения мощности.

Чтобы нелинейные искажения на верхних частотах оставались равными заданной величине, допустимая индуктивность рассеяния должна определяться из соотношения (предложено В. В. Муромцевым):

r Ra-aV^V^4Ras Vm\ - 1

L„= , или L,—,

5«в5®в

где Мв — коэффициент частотных искажений на верхних частотах — не следует брать больше 1,1, что соответствует уменьшению мощности на 20%.

Эта формула получается из следующих соображений.

Как видно из эквивалентной схемы оконечного каска па иля

хНПх частот (см. рис. 10t,e), сопротивление анодной нагрузки ламп на верхних частотах является комплексным и равно

то время как на средних частотах сопротивление нагрузки меньше, так как оно равно Ra.

Учитывая, что для лучевых ламп R^>Ra, а a>BLs такого же порядка, как Ra, амплитуду анодного тока Ima можно считать не зависящей от сопротивления нагрузки и, следовательно, одинаковой для средних и верхних частот:

/ P^mg

ma‘

Поэтому амплитуда анодного напряжения па верхних частотах Uma больше, чем на средних U то:

Т] 7 R • ma 2 ma * Xl a*

T. e. U№a>Uma'

Но, как уже было сказано, обычно лампа используется па средних частотах предельно, так что увеличение Uma приводит к возрастанию нелинейных искажений из-за ограничения амплитуды анодного напряжения крутым перегибом анодных характеристик.

Чтобы избежать роста искажений, необходимо уменьшить амплитуду входного сигнала на высоких частотах, а следовательно, н амплитуду анодного тока Ima так, чтобы Ume не превышало U .

Таким образом, должно соблюдаться условие

Uma = U та та

ИЛИ^тад/"Ra-V(toBLy = I ma-Ra,

Отношение одновременно определяет и отношение выходного та

напряжения усилителя на активном сопротивлении нагрузки на средних частотах к выходному напряжению па верхних частотах, т. е. представляет собой коэффициент частотных искажений Mv Поэтому можно написать соотношение

откуда L =-•

Для двухтактной схемы сопротивление нагрузки в первичной пр ™R=Ra_=4Ras.

При таком выборе индуктивности рассеяния коэффициент росения о^у- получается примерно 0,001. Это требует применении в выходных трансформаторах высококачественных усилительных устройств сложного секционирования обмоток.

Однако такое усложнение трансформаторов целесообразно так как при малом рассеянии одновременно сводятся к минимуму частотные искажения на верхних частотах и нелинейные искажения переходных процессов, а также улучшается фазовая характеристика усилителя, что позволяет применять глубокую отрицательную обратную связь без опасности возникновения высокочастотной генерации.

При определении Ls из условия допустимых частотных искажений величина допустимой индуктивности рассеяния получается значительно больше, так как она определяется из соотношения

URa-a'VPa-a) VЛ/в — 1

п!шп!ш4 (-^is+^es) ^Л/р — I4 (-^is+^es) ^Л/р — I

п!ш

п!ш

4 (-^is+^es) ^Л/р — I

4 (-^is+^es) ^Л/р — I

где для пентодов и тетродов Rto_^>Ra_tt или R.^R^.

Пример расчета двухтактного каскада на л у ч е в я х тетродах в режиме класса А.

Дано: />вь1х=7вт; у=5°/0; /?„=15олт; /„=50 ец; /в=10 ООО гц; Мн=1,1; Мв=1.1.

Расчетная мощность, которую должны развивать две лампы на первичной обмотке трансформатора, составляет при к.п.д. трансформатора т]т=0,9:

р 7

P_=l™_8 вт.

Нг 0,9

Определяем ориентировочно мощность рассеяния на аноде одной лампы, принимая т]й=0,25:

Выбираем лампы типа 6ПЗС, для которых /)ЙДОП=20,5 вт, ^амакс™^^ в.

На графике семейства анодных характеристик лампы 6ПЗС при напряжении на экранной сетке Ьга=250 в строим гиперболу допустимой мощности рассеяния на аноде Рацоп^^а (см- Рис- И2).

Приближенно определяем напряжение на аноде, считая 7^=150 ла:

1т~ 150 ~ 20U''

Строим статическую характеристику лампы в сеточной системе координат (см. рис. ИЗ) при ua=200s и графически определяем смещение Eg=— 10 в (отрезок ОЛ').

Рабочей точке Р соответствует ток покоя 7ЙО—92 ма.

Проверяем величину мощности рассеяния на аноде: P^l^-Ua^Pto-^^OO^AS,/! вт<Радоп=20,5 т.

Амплитуду переменного напряжения па сетке берем равной смещению: Umg=Rg=to в

Через рабочую точку Р в анодной системе координат (см. рис. 112) дроводим динамическую характеристику так, чтобы площадь треугольника * дВС была наибольшей.

Из графика находим 7тй=54 ata; U та=Ш1 в.

Р , — ^та’УтаР , — ^та’Ута=54-10~М60=8,7 cm.=54-10~М60=8,7 cm.Определяем мощность, отдаваемою дв^мя лампами:

Р , — ^та’Ута

Р , — ^та’Ута

=54-10~М60=8,7 cm.

=54-10~М60=8,7 cm.

Полученная мощность наПолученная мощность нацу^ превышает расчетную, что вполне

Полученная мощность на

Полученная мощность на

приемлемо.

Определяем коэффициент нелинейных искажений.

Для этого определяем отрезки а, Ьи с из графика рис. 112: а=27,5ллг;

Ь=28 лен'; с=32 .мм.

Принимая коэффициент асимметрии ,г=0,3, находим

2 а+Ь ж+2- 2(27,54-28)(0,3+2)’

1 2с —(а+6)1 2-32 -(27,5+28)

‘' ~^5+28+32~ ’

Так как коэффициент искажений по второй гармонике получился очень малым, то можно считать

У^Уеп^.З’/^Улои^бХ

Вычисляем сопротивление нагрузки для суммарного тока:

г!т" 2-54-м-

Находим величину сопротивления автоматического смещения:

„———т=50 ом.

Д^=2(7ао+/эГ2(92+8)-Ю

Ток экранной сетки — из справочника: 7Э=8 ма.

Параметры лампы в рабочей точке определяются из графика рис. 112:

ДИа=120 в (MN); Д7й=10 ма(№у

№g=5 в; Mo=30.u«; (PQ);

8 =?2=6— ; ц,=.57Л = 6-10-М2-105=72.

определяемопределяем\Ug »8

определяем

определяем

Необходимое напряжение источника аподного питания по формуле

г, Еa=Uа4-У"Рg-TIа/ 2 ’

где rx=2Ras (1 — Т|т)=2-1500(1 — 0,9)=300 ом\ 7?а=200+10+92 ■ 10'5 • ^ = 225 в.

Уточняем к.п д. каскада: Р Р8,7

1а Рй 21ай-Еа 2-92.IO"3-225’

Пример р а с ч е 1 а тетродах в режимеДано: Рвых=20 em; Мн=1,1; Мв=1,1.1. Расчетная мощностьПример р а с ч е 1 а тетродах в режимеДано: Рвых=20 em; Мн=1,1; Мв=1,1.1. Расчетная мощностьдвухтактного каскада па лучевых класса АВРу —S'3/,/,Вн=30 ом; /н=50 гц; /в=Ю0С0 гщдвухтактного каскада па лучевых класса АВРу —S'3/,/,Вн=30 ом; /н=50 гц; /в=Ю0С0 гщусилителя при р1=0,92:усилителя при р1=0,92:

Пример р а с ч е 1 а тетродах в режиме

Дано: Рвых=20 em; Мн=1,1; Мв=1,1.

1. Расчетная мощность

Пример р а с ч е 1 а тетродах в режиме

Дано: Рвых=20 em; Мн=1,1; Мв=1,1.

1. Расчетная мощность

двухтактного каскада па лучевых класса АВР

у —S'3/,/,Вн=30 ом; /н=50 гц; /в=Ю0С0 гщ

двухтактного каскада па лучевых класса АВР

у —S'3/,/,Вн=30 ом; /н=50 гц; /в=Ю0С0 гщ

усилителя при р1=0,92:

усилителя при р1=0,92:

Р 20" Пг “ 0,92Принимая п/т=0,4, лампы:Р 20" Пг “ 0,92Принимая п/т=0,4, лампы:=22 вт.=22 вт.находим мощнощь рассеяния на аноде однойнаходим мощнощь рассеяния на аноде однойр«макср«макс= 16,5 вт.= 16,5 вт.Выбираем лучевые тетроды типа 6ПЗС: ^адоп = 20,5 вт^/7макс~400 в.Производим графический расчет режима по семейству анодных характеристик (см. рис. 114).Для этого определяем возможную область использования характериснш лампы, построив гиперболу допустимой мощности рассеяния па аноде, а также линии Еамакс и кЙМИН.Проводим динамическую характеристику АВ и по треугольнику ALC определяем полезную мощность, развиваемую лампами:Выбираем лучевые тетроды типа 6ПЗС: ^адоп = 20,5 вт^/7макс~400 в.Производим графический расчет режима по семейству анодных характеристик (см. рис. 114).Для этого определяем возможную область использования характериснш лампы, построив гиперболу допустимой мощности рассеяния па аноде, а также линии Еамакс и кЙМИН.Проводим динамическую характеристику АВ и по треугольнику ALC определяем полезную мощность, развиваемую лампами:Ims—15B ма; 7mti=308 в, ms' Uта2-Ims—15B ма; 7mti=308 в, ms' Uта2-158-1О"3.ЗО8 п/ ,-=24, 4 em,158-1О"3.ЗО8 п/ ,-=24, 4 em,22что дает мощность на Ю°/о больше расчетной.Постоянное напряжение на аноде находим из графика: t/ti0= 55=360 в.Сопротивление нагрузки для суммарного тока:R“s = Ез" 158-10'J== 1950 °М'Строим сеIочную статическую характеристику лампы при иа—Uay= =360 в (см, рис. ИЗ) и определяем смещение:Eg=— 20 в.Отмечаем положение рабочей точки Р' на графике рис. 114 при Uatt— =360 в и Eg——20 в и определяем ток покоя, как ординату этой точки: 7й0=40 ма.что дает мощность на Ю°/о больше расчетной.Постоянное напряжение на аноде находим из графика: t/ti0= 55=360 в.Сопротивление нагрузки для суммарного тока:R“s = Ез" 158-10'J== 1950 °М'Строим сеIочную статическую характеристику лампы при иа—Uay= =360 в (см, рис. ИЗ) и определяем смещение:Eg=— 20 в.Отмечаем положение рабочей точки Р' на графике рис. 114 при Uatt— =360 в и Eg——20 в и определяем ток покоя, как ординату этой точки: 7й0=40 ма.

Р 20

" Пг “ 0,92

Принимая п/т=0,4, лампы:

Р 20

" Пг “ 0,92

Принимая п/т=0,4, лампы:

=22 вт.

=22 вт.

находим мощнощь рассеяния на аноде одной

находим мощнощь рассеяния на аноде одной

р

«макс

р

«макс

= 16,5 вт.

= 16,5 вт.

Выбираем лучевые тетроды типа 6ПЗС: ^адоп = 20,5 вт^/7макс~400 в.

Производим графический расчет режима по семейству анодных характеристик (см. рис. 114).

Для этого определяем возможную область использования характериснш лампы, построив гиперболу допустимой мощности рассеяния па аноде, а также линии Еамакс и кЙМИН.

Проводим динамическую характеристику АВ и по треугольнику ALC определяем полезную мощность, развиваемую лампами:

Выбираем лучевые тетроды типа 6ПЗС: ^адоп = 20,5 вт^/7макс~400 в.

Производим графический расчет режима по семейству анодных характеристик (см. рис. 114).

Для этого определяем возможную область использования характериснш лампы, построив гиперболу допустимой мощности рассеяния па аноде, а также линии Еамакс и кЙМИН.

Проводим динамическую характеристику АВ и по треугольнику ALC определяем полезную мощность, развиваемую лампами:

Ims—15B ма; 7mti=308 в, ms' Uта

2-

Ims—15B ма; 7mti=308 в, ms' Uта

2-

158-1О"3.ЗО8 п/ ,

-=24, 4 em,

158-1О"3.ЗО8 п/ ,

-=24, 4 em,

2

2

что дает мощность на Ю°/о больше расчетной.

Постоянное напряжение на аноде находим из графика: t/ti0= 55=360 в.

Сопротивление нагрузки для суммарного тока:

R“s = Ез" 158-10'J== 1950 °М'

Строим сеIочную статическую характеристику лампы при иа—Uay= =360 в (см, рис. ИЗ) и определяем смещение:

Eg=— 20 в.

Отмечаем положение рабочей точки Р' на графике рис. 114 при Uatt— =360 в и Eg——20 в и определяем ток покоя, как ординату этой точки: 7й0=40 ма.

что дает мощность на Ю°/о больше расчетной.

Постоянное напряжение на аноде находим из графика: t/ti0= 55=360 в.

Сопротивление нагрузки для суммарного тока:

R“s = Ез" 158-10'J== 1950 °М'

Строим сеIочную статическую характеристику лампы при иа—Uay= =360 в (см, рис. ИЗ) и определяем смещение:

Eg=— 20 в.

Отмечаем положение рабочей точки Р' на графике рис. 114 при Uatt— =360 в и Eg——20 в и определяем ток покоя, как ординату этой точки: 7й0=40 ма.

3 Амплитуда переменного напряжения па сетке

paipaiI U mg=— 20+Ю=- ю вI U mg=— 20+Ю=- ю вии“g“g1 Umg=- 20 - 10=- 30 в1 Umg=- 20 - 10=- 30 в0 находим соответствующие этим точкам токи / 7=92 ма, г = 12 ма.0 находим соответствующие этим точкам токи / 7=92 ма, г = 12 ма.ииi:i:Задаемся коэффициентом асимметрии #=0,2 искажений по второй гармонике:Задаемся коэффициентом асимметрии #=0,2 искажений по второй гармонике:и вычисляем коэффициенти вычисляем коэффициентX 1#+22X 1#+220,20,20,2+20,2+2=0,045=4,5°/0.=0,045=4,5°/0.Коэффициен iКоэффициен iиск тжепиниск тжепинпо третьей гармонике:по третьей гармонике:Т(з) 2Т(з) 21 ms 19ms -1 ms 19ms -++^++=0,004=0,4°/0.JZ — lZ-j-ТСю++^++=0,004=0,4°/0.JZ — lZ-j-ТСюОбщий коэффициент нелинейных искажений:Общий коэффициент нелинейных искажений:,42=4,52°/0.,42=4,52°/0.11118 Чтобы определить величину коэффициента нелинейных искажений, нечаем на графике рис. 114 точки М и Л7 пересечения динамической ха- °т .герпстики со статическими при

pai

pai

I U mg=— 20+Ю=- ю в

I U mg=— 20+Ю=- ю в

и

и

“g

“g

1 Umg=- 20 - 10=- 30 в

1 Umg=- 20 - 10=- 30 в

0 находим соответствующие этим точкам токи / 7=92 ма, г = 12 ма.

0 находим соответствующие этим точкам токи / 7=92 ма, г = 12 ма.

и

и

i:

i:

Задаемся коэффициентом асимметрии #=0,2 искажений по второй гармонике:

Задаемся коэффициентом асимметрии #=0,2 искажений по второй гармонике:

и вычисляем коэффициент

и вычисляем коэффициент

X 1

#+22

X 1

#+22

0,2

0,2

0,2+2

0,2+2

=0,045=4,5°/0.

=0,045=4,5°/0.

Коэффициен i

Коэффициен i

иск тжепин

иск тжепин

по третьей гармонике:

по третьей гармонике:

Т(з) 2

Т(з) 2

1 ms 1

9

ms -

1 ms 1

9

ms -

++^++=0,004=0,4°/0.

JZ — lZ-j-ТСю

++^++=0,004=0,4°/0.

JZ — lZ-j-ТСю

Общий коэффициент нелинейных искажений:

Общий коэффициент нелинейных искажений:

,42=4,52°/0.

,42=4,52°/0.

11

11

Найденная величина искажений не превышает заданной величины у=5°/0.

9 Проверяем величину мощности рассеяния на аноде каждой лампы в паузе и при номинальной мощности на выходе:

24 4 ^--=5,6 ст,24 4 ^--=5,6 ст,Pa^Iaa-Va^40-W3-360=14,4 em;

24 4 ^--=5,6 ст,

24 4 ^--=5,6 ст,

Pa^e = Um. Iavv - lp , = 360.50.10 -3 -

№зД4^0^Таким образом, мощность рассеяния пушимой величины 20,5 ет.Выбираем вид смещения.Для этого определяем отношение№зД4^0^Таким образом, мощность рассеяния пушимой величины 20,5 ет.Выбираем вид смещения.Для этого определяем отношениена аноде нена аноде непревышает предельно допревышает предельно доТак как полученное симое смещениеНапряжениеТак как полученное симое смещениеНапряжение158 , I т 40158 , I т 40отношение больше трех, то следует применит незави-отношение больше трех, то следует применит незави-источника анодною шпация:источника анодною шпация:

№зД4^0^

Таким образом, мощность рассеяния пушимой величины 20,5 ет.

Выбираем вид смещения.

Для этого определяем отношение

№зД4^0^

Таким образом, мощность рассеяния пушимой величины 20,5 ет.

Выбираем вид смещения.

Для этого определяем отношение

на аноде не

на аноде не

превышает предельно до

превышает предельно до

Так как полученное симое смещение

Напряжение

Так как полученное симое смещение

Напряжение

158 , I т 40

158 , I т 40

отношение больше трех, то следует применит незави-

отношение больше трех, то следует применит незави-

источника анодною шпация:

источника анодною шпация:

v «ср 2 ’

где ^=1,6-^(1 — цг)=1,6-1950(1 — 0,92 = 250 ом\

О £й=360+50-10"3-^=366 а.

ногоРтраепсформеа^орЭа 6К^параметров выхОд.

Йй."*=v' ,1=,000°л„=15оо„.

. Определяем ,„ффиц„„ ,р„сф0р„„ц„ ,ьт„д„го ,р„|сфчп,

2 ' "Пт-Ras 2 V '0,9-150(Г~0,052-

Вычисляем активные сопротивления первичной и вторичной обмоюк: rx"^as (^ — Лг)—2-1500 (I — 0,9) =300 ом;

33r2=r1-n2^300-0,0522=0,81 ом.

3

3

обмотки из условиянижних частот:обмотки из условиянижних частот:ПАТГ.ГГ Находим минимальную индуктивность первичной получения допустимых частотных искажений в области

обмотки из условия

нижних частот:

обмотки из условия

нижних частот:

L t - 4R^=4-1500

4. Определяем максимальную лучения допустимых нелинейных тах:4. Определяем максимальную лучения допустимых нелинейных тах:^н V М^- Г 2-3,14-50 у^ГД^Д ~

4. Определяем максимальную лучения допустимых нелинейных тах:

4. Определяем максимальную лучения допустимых нелинейных тах:

индуктивность рассеяния из условия по- и частотных искажений на верхних часто-

4Ras Ум^ — 1 _4-1500^0^1

^-ТзТТГТообо” 044 гн-

5. Пpoвepяe^E величину коэффициента рассеяния:

0,044 41,50,044 41,5=0,001.=0,001.

0,044 41,5

0,044 41,5

=0,001.

=0,001.

каскада на лучевыхкаскада на лучевыхтетродахтетродахII. Для двухтактного в режиме класса АВ

каскада на лучевых

каскада на лучевых

тетродах

тетродах

%=0,9Н2О: Ян~3° 0М’^^к=№тгц;М^Л., Л/в=1,1; ^=1950 ом

Коэффициент трансформации:

2 V R«s 2 V ТодПёзо"--0^66-

Активные сопротивления обмоток:

3.3.^-1,6^ (1 -Т]г)=1,6-1950 (1 — о,92)=250 ом г^М г,/г2=1,41-250-0,0662=1,4 ом.

3.

3.

Минимальная индуктивность первичной обмотки:

L —4^а^_4-1950г

МТ^^ГУ^Л4.50 У Г^Г^Т=а4 гн

4 Максимальная индушивносгь рассеяния: ^а v V М^ — 1 4.1950 >1,12 — 14 Максимальная индушивносгь рассеяния: ^а v V М^ — 1 4.1950 >1,12 — 1ss^в^в2-3,14*100002-3,14*10000=0,056 ui,=0,056 ui,

4 Максимальная индушивносгь рассеяния: ^а v V М^ — 1 4.1950 >1,12 — 1

4 Максимальная индушивносгь рассеяния: ^а v V М^ — 1 4.1950 >1,12 — 1

s

s

^в

^в

2-3,14*10000

2-3,14*10000

=0,056 ui,

=0,056 ui,

Коэффициент рассеяния: ^=0^=0,001.

Р А Т К И Е ВЫВОДЫ на нагрузке требуемую мощ-Р А Т К И Е ВЫВОДЫ на нагрузке требуемую мощ-Lx 54

Р А Т К И Е ВЫВОДЫ на нагрузке требуемую мощ-

Р А Т К И Е ВЫВОДЫ на нагрузке требуемую мощ-

Усилитель мощности должен развивать

весть при минимальной величине нелинейных искажений и достаточно высо-

КОМ К. и. Д.

Усилители малой мощности — до 1-гЗ ет — строятся по одпотактнои трансформаторной схеме. Выходной трансформатор необходим для получения оптимальной нагрузки оконечных ламп при заданном сопротивлении полезной нагрузки (громкоговорителя и др.).

Усилители средней и большой мощности строятся по двухтактной трансформаторной схеме.

Основными достоинствами двухтактной схемы являются: отсутствие постояшюго подмагничивания трансформатора, уменьшение фона переменного тока при пульсациях питающих напряжений, ослабление паразитной связи через общий источник питания, значительное уменьшение нелинейных искажений и возможность применения экономичных режимов классов В и АВ.

Пентоды и лучевые тетроды имеют большую чувствительность по мощности, чем триоды, и требуют для получения той же мощности меньшей амплитуды напряжения па ветке. Они имеют больший коэффициент использования анодного напряжения и позволяют получить более высокий к. п. д., но вносят большие нелинейные искажения.

Оптимальное сопротивление нагрузки с точки зрения получения наибольшей полезной мощности и к. п. д. при наиболее полном использовании лампы для триодов в 3 — 4 раза больше внутреннего сопротивления лампы, а для пентодов и лучевых тетродов — в 5-:10 раз меньше

Выбор рабочей точки и оптимального сопротивления нагрузки оконечного каскада производится графически из условия предельного использования лампы для получения требуемой мощности при заданной величине нелинейных искажений.

Индуктивность первичной обмотки и индуктивность рассеяния выходного трансформатора определяются из условия получения допустимых ча» стотных искажений соответственно на нижних и верхних частотах. Для пентодов и лучевых тетродов максимальная величина индуктивности рассеяния должна определяться с учетом допустимого снижения мощности и роста нелинейных искажении на верхних частоiах.

Глава VII

ПРЕДОКОИЕЧНЫЙ КАСКАД

Виды предоконечных каскадов

Предокоиечный каскад предназначен для приведения в действие оконечного каскада, так как на вход последнего требуется подать напряжение возбуждения определенной величины. При этом схема и режим работы оконечного каскада существенно влияют на выбор схемы предыдущего каскада, поскольку предокопеч- ный каскад оказывается нагруженным цепью сетки усилителя мощности.

Если оконечный каскад однотактный, то предокоиечный каскад может быть построен по любой схеме усилителя напряжения — реостатной, трансформаторной или дроссельной. Наиболее распространена реостатная схема.

Когда предокоиечный каскад работает на выходной, собранный по двухтактной схеме, к нему предъявляются особые требования: он должен развивать на выходе два напряжения звуковой частоты, равные по величине и сдвинутые по фазе на 180° относительно общею провода.

Такие напряжения можно получить от трансформаторного кас- када, применив трансформатор с выводом от средней точки вторичной обмотки; однако лучшие результаты дают бестрансформа- торные схемы, поскольку они проще в производстве, экономичнее, вносят меньшие частотные и нелинейные искажения и менее чувствительны к электромагнитным наводкам.

Схемы реостатно-емкостного типа, позволяющие получить два равных по величине и противоположных по фазе переменных наи ряжения, получили название фазоинверсных схем.

В зависимости от режима работы оконечного каскада мог\т быть два случая: 1) если оконечный каскад работает в режиме класса А или ABlt без сеточных токов, то он не потребляет от преды- д>щего каскада заметной мощности, и предокоиечный каскад рас- 184

читывается как усилитель напряжения; 2) при работе оконечного декада с сеточными токами (режим класса АВ2) его входная цепь потребляет от источника, т. е. от предыдущего каскада, определен- вуЮ мощность, вследствие чего предоконечный каскад должен быть усилителем мощности.

В последнем случае фазопнверсные схемы неприменимы, так как они обладают большим выходным сопротивлением, а при этом, как известно из предыдущего, сеточные токи вызывают значительные нелинейные искажения. Поэтому при работе оконечного каскада в режиме АВ 2 предоконечный каскад должен быть выполнен либо по трансформаторной схеме, либо по схеме с катодным выходом.

-Ниже рассматриваются главным образом фазоинверсные схемы, получившие применение в промышленной аппаратуре для звукового кино.

Простая фазоинверсная схема

Принцип действия фазоинверсных схем основан па применении двух ламп, из которых одна предназначена для усиления напряжения, а вторая служит для поворота фазы на 180э.

Простая фазоинверсная схема приведена па рис. 115. На лампе Л, построен обычный реостатный каскад, в котором R'a — сопротивление анодной нагрузки, С — разделительный конденсатор, R' — сопротивление утечки сетки, с которого снимается усиленное напряжение U'gl па сетку лампы Л3 верхнего плеча двухтактной схемы, R'w и С'см — элементы автоматического смещения. На вход этого каскада подается напряжение U'

Сопротивление Rg выполнено в виде делителя напряжения Rt—R^ с нижнего плеча которого ^R^ подается напряжение

Рис. 115. Простая фазоипверсная схема

Ugi на сетку лампы Лг, поворачивающей фазу и называемой фа. зопнвертором. Эта лампа с элементами Ra, Cg и R"g образует также реостатный каскад с коэффициентом усиления Ко. С выхода этого каскада напряжение Ug2 поступает на сетку лампы Л нижнего плеча двухтактной схемы. 4

Таким образом, колебания, попадающие на нижнее плечо оконечного каскада, проходят через дополнительную лампу Л инверсной схемы, в результате чего и происходит поворот фазы на 180° по сравнению с фазой колебаний, поступающих на сетку Лд. Это нетрудно проследить по схеме.

Предположим, что в данный момент на сетку лампы Л х подается « -(-» переменного напряжения, тогда на аноде этой лампы и на сетке Лд будет «—» переменного напряжения, часть которого со знаком «—» приложена к сетке Л2; следовательно, на аноде Л и на сетке Л 4 переменное напряжение имеет знак «-ф» (направление постоянных и переменных токов показано на схеме стрелками: сплошными — для лампы Л, и пунктирными — для Л2).

Равенство напряжений Ug2 и Ug2 на выходе инверсной схемы достигается подбором сопротивлений Rx и R2 делителя напряжения. Сопротивление R2 должно быть в К0 раз меньше всего сопротивления Rg, тогда

Up R2 К2 V

ug. Rg ° gRg к;

В результате усиления, осуществляемого фазоипвертором, нап-

, » - , и'

ряжение Ug2 = Ugl-K« или Ug2 = ~--Ka = Ug2, таким образом, соблюдается равенство выходных напряжений верхнего и нижнего плеча.

К недостаткам этой схемы относится необходимость применения отдельной лампы, поворачивающей фазу. Обычно применяют двойные триоды типа 6Н7 (с общим катодом) или 6Н8, 6Н9 (с раздельными катодами), в которых один триод используется в качестве основной лампы Лх, а второй — как фазоинвертор Л2. В этом случае указанный недостаток схемы становитвя несущественным.

Другим недостатком простой инверсной схемы является трудность получения полной симметрии — равенства напряжений на выходе. Симметрия схемы возможна при равенстве и стабильности параметров ламп Лх и Лг и соответствующих элементов схемы нижнего и верхнего плеча. Иначе говоря, должны соблюдаться следующие условия:

)

S'=S"; Cg=C'g; R^Rg—R,.)

рри с. 116. Частотные хараки с. 116. Частотные характеристики верхнего и нижнего плеча простой фазоинверсной схемытеристики верхнего и нижнего плеча простой фазоинверсной схемыПринципиально не обязательно, чтобы каскады па лампах Лх и Лг имели одинаковые параметры, следует лишь правильно рассчитать делитель Rx—Rv но обычно удобнее строить каскады на одинаковых лампах и элементах схемы.

р

р

и с. 116. Частотные харак

и с. 116. Частотные харак

теристики верхнего и нижнего плеча простой фазоинверсной схемы

теристики верхнего и нижнего плеча простой фазоинверсной схемы

щегося разброса параметров, а также в процессе работы из-за нестабильности сопротивлений. В результате симметрия на выходе влечет за собойщегося разброса параметров, а также в процессе работы из-за нестабильности сопротивлений. В результате симметрия на выходе влечет за собойПрактически эти условия в какой- то степени нарушаются при подборе элементов схемы вследствие имею

щегося разброса параметров, а также в процессе работы из-за нестабильности сопротивлений. В результате симметрия на выходе влечет за собой

щегося разброса параметров, а также в процессе работы из-за нестабильности сопротивлений. В результате симметрия на выходе влечет за собой

по токупо токупредокопечного каскада также нарушается, что асимметрию в режиме работы плеч двухтактного оконечного каскада и как следствие — возрастание нелинейных искажений. Однако при применении отрицательной обратной связи * в фазоинверторе стабильность симметрии на выходе может быть

по току

по току

значительно повышена.

Третий недостаток рассмотренной схемы заключается в неравенстве частотных искажений для сигналов на выходе верхнего и нижнего плеча. Колебания, поступающие на сетку оконечной лампы Л„ проходят только один каскад на лампе Лх, а колебания, поступающие на сетку Л4, проходят дополнительный каскад на лампе Ла, так что на частотные искажения, вносимые основным плечом, накладываются искажения, вносимые фазоинвертором. Таким образом, сигнал Ug2 имеет больший спад частотной характеристики на граничных частотах,чем сигнал Ug2 (рис. 116), что приводит к появлению асимметрии на нижних и верхних частотах даже при полной симметрии схемы для средних частот.

Этот недостаток частично может быть устранен включением конденсатора С параллельно сопротивлению делителя Rx (на схеме рис. 115 конденсатор показан пунктиром). На верхних частотах сопротивление конденсатора уменьшается, доля напряжения, приходящегося на Rx, также уменьшается, а на R2 — увеличивается, в результате чего возрастает напряжение U"gx на входе фазоин- вертора, а значит, и на выходе нижнего плеча — иег, и симмет

рия в области верхних частот сохраняется.

Рассмотренная схема не может быть применена, когда оконечный каскад работает с независимым смещением, так кац большое отрицательное напряжение смещения оконечных ламп попадет через сопротивление делителя Нг на сетку фазоинвертора Ла и вызовет запирание этой лампы.

Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода

При работе оконечного каскада в режиме ABt с независимым смещением в качестве предоконечного каскада может быть применен другой вид простой фазоинверсной схемы, где делитель, с которого снимается напряжение на сетку фазопнвертора, включен не вместо сопротивления утечки сетки Rg, а параллельно сопротивлению анодной нагрузки основного плеча (рис. 117). Схема дана на двойном триоде с раздельными катодами. Сопротивление смещения фазоинвертора может быть не зашунтировано конденсатором, который поэтому показан пунктиром.

Принцип действия такой схемы ничем не отличается от принципа действия схемы рис. 115. Напряжение £/g2, которое развивает на выходе основное плечо, приложено к делителю напряжения Rx—R2 и часть его Ugl с Нг снимается па сетку лампы, поворачивающей фазу. Делитель рассчитывается, как п для предыдущее схемы, так, чтобы соблюдалось условие

(R^r.w^^r;,

к

о

где Ко — коэффициент усиления каскада на лампе Лг.

Конденсатор С1 включается последовательно с делителем для того, чтобы высокое постоянное напряжение из анодной цепи лампы Л, не попало на сетку лампы Лг.

Волнистыми стрелками на схеме показан путь прохождения части переменной составляющей анодного тока лампы Лх через делитель, а знаки в скобках относятся к переменным напряжениям в рассматриваемый момент времени.

Рис. 117. Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода

Преимуществом данной схемы по сравнению с предыдущей является лишь то, что она может быть применена при независимом смещении в оконечном каскаде, причем пульсации напряжения смещения, получаемого от отдельного выпрямителя, попадают на сетку фазоинвертора сильно ослабленными вследствие действия делителя, состоящего из сопротивлений Rg , Rt и R2 (напряжение пульсаций приложено к сумме этих сопротивлений, а на сетку Л оно попадает только с сопротивления /?2).

В этой схеме, как и в схеме рис. 115, возможно улучшение симметрии на выходе за счет применения отрицательной обратной связи по току в фазоинверторе (для этого в схеме должен отсутствовать конденсатор смещения Ссч.) Симметрии в области верхних частот можно добиться с помощью конденсатора С2 (на рис. 117 показан пунктиром), действие которого аналогично действию конденсатора С на рис. 115.

Автобалансные фазоинверсные схемы

Автобалансными называет такие фазоинверсные схемы, в которых симметрия на выходе поддерживается автоматически при изменении параметров ламп и величин сопротивлений в некоторых пределах. Достигается это за счет включения балансирующего сопротивления R6 между точкой соединения сопротивлений утечки сетки Rg и R'g и общим проводом.

С точки зрения выяснения роли балансирующего сопротивления интересно рассмотреть принцип действия схемы, изображенной на рис. 118, хотя в промышленной усилительной аппаратуре распространение получили автобалансные схемы другого вида.

Схема рис. 118 по построению отличается от простой фазоинверсной схемы (см. рис. 115) только дополнительным сопротивлением R6, но при этом опа приобретает совершенно новые свойства. Действительно, через сопротивление R6 протекают переменные токи ламп Лг и Л в противоположных направлениях и на нем соз-

дается падение напряжения AU, зависящее от величины разностного тока А7=71 —72, гдеI х и /2 — действующие значения переменных токов ламп Лх и Л2, проходящих через балансирующее сопротивление:

№=R^k-I^.

Если симметрия не нарушена, то токи равны и MJ=0. Если же по какой-либо причине возникла асимметрия и, например, Ugt стало меньше, чем U 6г, топ 72<7,; тогда дополнительное напряжение AU прибавляется к напряжению Ugl (в этой схеме на сетку лампы Л2 снимается напряжение с двух сопротивлений — с Кг и R^, так что напряжение на входе, а следовательно, и на выходе фазоинвертора увеличивается и симметрия восстанавливается. Аналогично этому восстановится симметрия, если по какой-либо причине Ug^ станет больше Ugl, только в этом случае Z2>7 и знак приращения АТУ будет противоположным знаку U"gv, так что результирующее напряжение на входе фазоинвертора уменьшится, а следовательно, уменьшится и выходное напряжение Ug2, которое станет равным U ег.

Очевидно, схема тем точнее будет поддерживать симметрию, чем больше величина сопротивления R^ поскольку с увеличением R6 схема реагирует на меньшую разность токов, т. е. па меньшую разбалансировку. Практически величина R6 должна быть такого же порядка, как величина сопротивлений утечки сетки.

В аппаратуре для звуковоспроизведения нашла применение автобалансная схема без делителя напряжения, называемая иногда дифференциальной автобалансной схемой (рис. 119). В этой схеме напряжение на сетку фазоинвертора Л 2 снимается только с балансирующего сопротивления R6, на котором напряжение создается разностью токов ламп Лх и Л2. Очевидно, для работы данной схемы разность токов не должна быть равна нулю. Поэтому сопротивление утечки сетки нижнего плеча Rg берется больше, чем

R' (обычно на 20-4-30%); тогда, поскольку Ug2—Ug2, ток первой лампы всегда больше тока второй лампы и полярность напряжения U"gv, снимаемого с R6, зависит от направления тока /, в данный момент времени. Это обеспечивает поворот фазы напряжения Х]"8г лампой Лг на 180° по отношению к Ug^.

Проследим направление токов и знаки переменных напряжений в какой-либо момент времени по схеме. Предположим, что в рассматриваемый момент потенциал сетки Лх понижается, ее анодный ток уменьшается и потенциал анода повышается; тогда переменная составляющая анодного тока лампы Лх протекает от анода к катоду и переменное напряжение с R6 поступает на сетку лампы Лг со знаком « + ». Следовательно, потенциал сетки Л2 повышается, а потенциал анода понижается. Таким образом, выходные напряжения Up и Ug2 приложены к сеткам оконечных ламп в противофазе.

Автоматическое сохранение симметрии происходит следующим образом. Напряжение на входе фазоинвертора зависит от разности токов ламп Лх и Л 2.

Up=R^Ix-I^

причем всегда 1х>1г.

При нарушении симметрии величина разности токов (/,—/2) изменяется в таком направлении, что вызванное этим изменение напряжения на входе фазоинвертора приводит к восстановлению симметрии.

Предположим, что в результате изменения параметров лампы Лг или сопротивления анодной нагрузки R» напряжение Ug^ начинает возрастать и симметрия нарушается. Тогда происходит увеличение тока /3 и уменьшение разности токов Z,—/2, а значит, напряжение на сетке лампы Л2 начинает уменьшаться; это препятствует возрастанию выходного напряжения Ug2, и симметрия сохраняется.

Следует иметь в виду, что первоначально симметрия схемы до- стирается правильным выбором отношения -4-=1,1ч-1,3, и кас- кад может нормально работать только при сохранении постоянным этого отношения.

Преимущество автобалансной схемы по сравнению с простой фазоинверсной заключается в автоматическом сохранении симметрии не только на средних частотах, но и на граничных, несмотря на то, что частотные искажения каскада, поворачивающего фазу, и в этой схеме накладываются на частотные искажения, вносимые основным плечом. Если асимметрия на граничных частотах возникла из-за неодинаковых частотных искажений, то для этих частот изменится величина разностного тока и произойдет автоматическая балансировка выходных напряжений. Это положение, однако, не

распространяется на частотные искажения, вносимые входной емкостью фазоинвертора.

К недостаткам схемы следует отнести то, что достаточно большое балансирующее сопротивление вводится в цепь сеток оконечных ламп последовательно с имеющимся уже сопротивлением утечки сетки. Чтобы при этом не возросло влияние токов утечки переходных конденсаторов и токов сетки на режим работы оконечных ламп, необходимо выбирать сравнительно малые сопротивления утечки сетки (порядка 50^-100 кол).

Это вызывает снижение усиления каскада и увеличение нелинейных искажений, поскольку динамическая характеристика для переменного тока с уменьшением суммарного сопротивления нагрузки идет более круто и ее рабочие участки при сравнительно большой амплитуде сигнала пересекают нижние загибы характеристик лампы.

Если же выбрать лампу с малым R:, то все равно из-за небольшой величины р, для таких ламп в схеме не удается получить большого усиления.

При независимом смещении в оконечном каскаде автобаланс- ная дифференциальная схема усложняется дополнительными сопротивлениями R' и R" равной величины (порядка 50 ком) — рис. 120. Через эти сопротивления подается смещение на сетки оконечных ламп. Так как сопротивления Rg и Rg не равны между собой, то при подаче смещения через них возникает асимметрия в оконечном каскаде вследствие того, что имеющиеся в цепи сеток мощных ламп ионные токи будут создавать на сопротивлениях Rg нН, неравные падения напряжения. Кроме того, малое внутреннее сопротивление источника смещения для переменного тока может зашунтировать балансирующее сопротивление.

Чтобы большое напряжение смещения оконечного каскада ие попало на сетку фазоинвертора, включается конденсатор С. Вклю- чэпие сопротивлений R' и R", шунтирующих анодные нагрузки ламп

Рис 120. Автобалансная дифференциальная схема предокоаечного каскада при независимости смещения в оконечном каскаде

д и Л г, приводит к некоторому уменьшению коэффициента усиления каскада и увеличению нелинейных искажений.

Основным недостатком автобалансных схем следует считать то что они могут быть причиной нестабильной работы усилителя, если он охвачен глубокой отрицательной обратной связью. Балансирующее сопротивление /?6 шунтируется емкостью сетка — катод фазоинвертора Лг, сопротивление которой с повышением частоты . уменьшается. Это приводит, во-первых, к увеличению частотных искажений этого плеча, следовательно, к асимметрии выходных напряжений на верхних частотах, а во-вторых, к увеличению фазовых искажений, что, в свою очередь, может вызвать генерацию усилителя на высоких частотах при применении глубокой обратной связи.

Кроме того, в автобалансных схемах плечи имеют неодинаковые выходные сопротивления из-за того, что в фазоинверторе, по существу, применена обратная связь, а в основном плече ее нет.

Указанными недостатками объясняется имеющаяся при конструировании новой аппаратуры тенденция к замене автобалансных схем предоконечного каскада простыми фазоинверсными схемами.

Фазоинверсные схемы с разделенной нагрузкой и с катодной связью

Из схем предоконечных каскадов, которые в настоящее время не нашли применения в аппаратуре звукового кино, интерес представляют схема с разделенной нагрузкой (рис. 121) и схема с катодной связью (рис. 122).

Р и с. 121. Фазоинверсная схема с разделенной нагруакой7 Е. О Федосеева^3Р и с. 121. Фазоинверсная схема с разделенной нагруакой7 Е. О Федосеева^3В первой из них работает одна лампа, сопротивление анодной нагрузки которой разделено на две части: Ra включено у анода и Rk — у катода. С каждого из этих сопротивлений, если они равны, снимается половина усиленного лампой напряжения и через разделительные конденсаторы C'g и C”g и сопротивления утечки сетки

Р и с. 121. Фазоинверсная схема с разделенной нагруакой

7 Е. О Федосеева^3

Р и с. 121. Фазоинверсная схема с разделенной нагруакой

7 Е. О Федосеева^3

Рис. 122. Фазоинверсная автобаланснаяРис. 122. Фазоинверсная автобаланснаясхема с катодной связьюсхема с катодной связью

Рис. 122. Фазоинверсная автобалансная

Рис. 122. Фазоинверсная автобалансная

схема с катодной связью

схема с катодной связью

Rg и Rg подается на соответствующие оконечные лампы, причем эти напряжения, как видно из схемы, находятся в противофазе относительно общего провода. В схеме должны соблюдаться условия:

Ra=Rk; c^c'g. *

Достоинством схемы является простота и необходимость всего лишь одной лампы, а недостатком — малый коэффициент усиления (примерно, вдвое меньший, чем у реостатного каскада на той же лампе) и то, что развиваемое лампой колебательное анодное напряжение делится пополам, поэтому на выходе нельзя получить большую амплитуду напряжения даже при высоком постоянном напряжении на аноде.

Из-за того, что выходное напряжение принципиально не может быть больше половины колебательного напряжения, развиваемого лампой в анодной цепи, схема не находит применения в усилителях сравнительно большой мощности, где от предоконечного каскада требуется получить большое напряжение возбуждения.

Кроме того, схема получается симметричной лишь в том случае, если ни один полюс источника входного сигнала Ugx не соединен с

бщим проводом, т. е. не заземлен (например, источником является звукосниматель или вторичная обмотка трансформатора). В противном случае входной сигнал подается между сеткой Л х и общим про- водом (показано пунктиром) и половина усиленного напряжения с сопротивления Rk попадает обратно на сетку Лх в противофазе с входным сигналом, в результате чего коэффициент усиления ста- новится меньше двух единиц ^К= ^-<2\ а симметрия нарушается, так как Rk шунтируется цепью источника (например, предыдущего реостатного каскада). В этом варианте выходные сопротивления плеч не равны (верхнее значительно больше нижнего) и неравенство входных емкостей оконечного каскада может вызвать значительную асимметрию схемы на верхних частотах.

Вторая схема является автобалансной, в которой балансирующее сопротивление R6, называемое иногда сопротивлением связи, включено между точкой соединения катодов двух ламп предоконечного каскада и общим проводом (см. рис. 122, а). На сетку основной лампы подается входной сигнал, а сетка второй лампы, являющейся фазоинвертором, соединена с общим проводом. На сетку лампы Лг снимается напряжение с сопротивления связи R6, где оно создается разностью токов ламп Лх и Лг. Как и в дифференциальной схеме рис. 119, ток первой лампы должен быть больше тока второй лампы, чтобы на сетку фазоинвертора поступал сигнал, не равный нулю, в противофазе с входным сигналом основного плеча.

Для этого при симметрии выходных напряжений общее сопротивление анодной нагрузки лампы Лх должно быть меньше соответствующего сопротивления для лампы Ла: 7?общ<^общ1

где

Ro6m— , , И /?о6щ— •Ra"VRg Ra+Rg

Если это условие не соблюдается и параметры плеч соответственно равны ^R'a = Ra-l Rg=Rgi Cg = C"g, p'=p", RX=RX\ то равенство выходных напряжений нарушается, возникает асимметрия, которая тем меньше, чем больше величина сопротивления R6. Можно доказать, что при R6 = ^-'-^р”6^ выходные напряжения Ug2 и Ug2 почти равны при одинаковых лампах и сопротивлениях нагрузки.

Преимущество данной автобалансной схемы перед ранее описанной состоит в том, что сопротивление связи R6 шунтируется как входной емкостью лампы Л2, так и входной емкостью лампы Лх и, следовательно, влияние этих емкостей определяется величиной разности емкостных токов ламп, которая весьма мала. Поэтому схема обеспечивает хорошие частотную и фазовую характеристики в широком диапазоне усиливаемых частот и, как следствие этого, высокую стабильность работы и симметрию на высоких частотах.

На рис. 122, б дан вариант этой схемы на двойном триоде с общим катодом и с автоматическим смещением. Чтобы смещение можно было выбирать независимо от величины R6, в цепи сеток ламп Л и Л2 стоят разделительные конденсаторы С gx и С g2 и сопротивления утечки сетки Rgx и Rgx, так что постоянная составляющая напряжения с R6 не попадает на сетки ламп и величина смещения зависит только от RCM и 7й0.

Основы'расчета фазоинверсных схем

Поскольку фазоинверсные схемы являются схемами реостатного

типа, в основе их проектирования лежит расчет реостатного каскада, рассмотренный в главе IV, §5. В результате этого расчета определяется режим работы основного плеча и фазоинвертора и находятся параметры схемы: Ra, Cg, Rg, а также коэффициент усиления каждого триода. Как правило, соответствующие элементы схемы обоих плеч выбираются равными: Ra =Ra, Cg=Cg и т. д.

Затем рассчитываются элементы, представляющие специфические особенности фазоинверсной схемы данного вида, например делитель напряжения в простой фазоинверсной схеме или балансирующее сопротивление и отношение сопротивлений утечки сетки для автобалансной дифференциальной схемы.

Остановимся на особенностях расчета каждой из рассмотренных фазоинверсных схем.

Простая фазоинверсная схема (см. рио. 115). После расчета реостатного каскада следует рассчитать делитель напряжения на выходе верхнего плеча, т. е. определить величину сопротивлений R] и R2, в сумме составляющих известное уже сопротивление утечки сетки

Зная коэффициент усиления каскада, поворачивающего фазу, находим величину сопротивления R2 по соотношению (105):

К2 = —4, где Кд = К'о —Кд — коэффициент усиления на средних ^0

частотах, полученный из расчета.

Второе сопротивление делителя напряжения легко вычислить, зная R'g и R2.

r=r'8-r2.

Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода (см. рис. 117). Расчет ведется аналогично предыдущему, но полное сопротивление делителя R^—Rv+Rt выбирается в несколько раз большим Ra, чтобы не уменьшалось усиление основного плеча,

примерно 300^-500 ком, а затем вычисляется R2 ="^^ъ R, = R№4

Емкость конденсатора Сх должна быть такой, чтобы его сопротивление для нижних частот было во много раз меньше сопротивления делителя Rae4, последовательно с которым он включается: при этом отношение сопротивлений плеч делителя мало зависит от частоты сигнала и частотные искажения фазоинвертора в области нижних частот увеличиваются незначительно.

Обычно емкость конденсатора Сг составляет 0,05-4-0,1 мкф.

Автобалансная схема с делителем напряжения (см. рис. 118). Порядок расчета такой же, как для простой инверсной схемы. После расчета делителя напряжения Rx—R2 выбирается величина балансирующего сопротивления R6 из следующих соображений: с точки зрения более точного сохранения симметрии на выходе желательно брать R. возможно большей величины — в пределах (1-4-3) Rg, но учитывая, что по R6 проходят ионные токи двух оконечных ламп, необходимо, чтобы сумма (2/?6 ! /<„) не превышала величину допустимого в цепи сетки мощной лампы сопротивления порядка 0,5 мгом при автоматическом смещении и 0,1 мгом при независимом смещении.

Асимметрия на выходе (разность выходных напряжений U йг и U^2) при наличии балансирующего сопротивления Н6 меньше, чем без этого сопротивления, в 1 -{- — раз (при изменении R6 от

2+5а

Вб

0 до оо эта величина изменяется от 1 до 1 -)- 4, К»). Поэтому желательно не только увеличивать отношение но и получить большое усиление каскада на лампе Л г,

Автобалансная дифференциальная схема (см. рис. 119). Расчет этой схемы усложняется тем, что для получения симметрии напряжений на выходе необходимо правильно выбрать отношение сопротивлений утечки сетки Rg и R'g. Чтобы вывести расчетные

соотношения, рассмотрим эквивалентную схему каскада для средних частот (рис. 123, а). Эту схему можно упростить, как показано на рис. 123, б, если по уже известным из главы IV правилам заменить зашунтированный источник незашунтированным с э. д. с. и внутренним сопротивлением, отличающимися в q раз от э. д. с и Ri зашунтированного источника, где q = •

Тогда, анализируя эквивалентную схему, можно составить следующие исходные уравнения:

(10G) (107) (108) (109)(10G) (107) (108) (109)ик-М^Ух-УЖ", Ug^I^Rg (Л 1^ -^6’

(10G) (107) (108) (109)

(10G) (107) (108) (109)

Ж-Ух-УЖ

Из первых двух уравнений легко выразить отношение Rg отношение токов у- и R6. Для этого по условию симметрии напря- женин на выходе приравняем левые и правые части (106) и (107).

Если и'8г = Ugvто ^Rg +УХ Л^б—Л^е —(А—У^Ч-

Разделив левую и правую части полученного уравнения на I^Rg, будем иметь

(110,a)(110,a)тогда уравнение (110,а)тогда уравнение (110,а)R'g^R'g ’

(110,a)

(110,a)

тогда уравнение (110,а)

тогда уравнение (110,а)

Обозначим отношение токов ^=Л; '2 перепишется в следующем виде:

(110, б)(110, б)В1=АМЛ-1)^. RgRg

(110, б)

(110, б)

Отсюда можно определить сопротивление утечки сетки нижнего плеча, зная из расчета реостатного каскада величину сопротивления утечки сетки верхнего плеча R'g=Rg и выбрав предварительно величину сопротивления R6‘.

RR=ARg+2R^A-l).(Hi)

Входящую в это выражение величину А =А- можно определить, пользуясь уравнениями (108) и (109). Подставляя в первое из них значение Ugl из второго, получим

из Ух У) R(,~y (Rg+qRt) Ух 1г) R$ (здесь R^R^R"^ р, = и' = (1").

Деля левую и правую части на Z2 и заменив R"„ по выражению (111) после несложных преобразований, найдем отношение токов

Ь=А:

(112)(112)11 д_Лб(и — vWqRt R§ (р? — В — R’g

(112)

(112)

Используя полученные соотношения, можно предложить следующий порядок расчета дифференциальной автобалансной схемы:

рассчитывается реостатный каскад, являющийся основным плечом фазоинверсной схемы, в результате чего определяются Ra=R’a=R'a, С g—C'g=C"g-, R^Rt—R" в рабочей точке; р,=ц'=ц" в рабочей точке; Rg=Rg— сопротивление утечки сетки верхнего плеча; режим работы: Е, 1ао и Uso;

выбирается балансирующее сопротивление R^tl-^S^Rg, причем Rg и R6 выбираются так, чтобы 2Z?6-j-Z??s^(O,l 4-0,5) мголц

вычисляется вспомогательная величина А = из выражения (112);

определяется величина сопротивления утечки сетки нижнего плеча Rg из равенства (111) и отношение -^, которое должно примерно составлять 1,14-1,3.

Фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой (см. рис. 121). Схема рассчитывается как реостатный каскад, причем найденное сопротивление анодной нагрузки делится пополам между Ra и Rfc, соответственно делится пополам сопротивление утечки сетки на R'g и Rg, а переходные емкости берутся вдвое больше расчетной емкости Cg.

Коэффициент усиления по одному плечу может быть найден как где К и определяется по формуле

к«=—irHb,(ИЗ)

^R^R^Rg

где Rg=Rg=Rg.

В схеме, работающей от источника, соединенного одним полюсом с общим проводом, коэффициент усиления меньше 2, т. е. меньше единицы на одно плечо, и может быть вычислен на одно плечо по формуле

г-1 Ugz1 к» к»

-Vugx 2‘1+^о где

К =

^Ra+Rfe^Rg

Фазоинверсная схема с катодной связью (см. рис. 122). Элементы схемы определяются, как для реостатного каскада, причем плечи можно строить на одинаковых лампах с равными нагрузками, а для того, чтобы асимметрия на выходе была очень малой, сопротивление связи Н6 должно быть выбрано так, чтобы выполнялось условие

-^('+-^о6щ^ R ^ (1-[-р),

где

n^feSg’ Ra=R’-=R- R^R'^R’V

Коэффициент усиления каждого плеча определяется при этом по формуле

ММ(114)(114)

М

М

(114)

(114)

Пример р а сч ета п ред о к о иечпог о каскада

Пусть требуется рассчитать простую фазоинверсную схему предокоиеч- ного каскада на двойном триоде 6Н7С.

Воспользуемся данными, полученными при расчете реостатного каскада (глава IV, § 5): Л^=Лд = 100 ком; С^=С"=0,015 мкф; Д^=Д^.=470 ком;

,,22>

К6=К"й=28>; 7?см=-^-=1,1 ком (если катод общий, то сопротивление смещения для обоих плеч тоже общее, а так как по нему протекает постоянны, i ток двух ламп, то по величине оно должно быть в два раза меньше, чем сопротивление смещения одного плеча); Ссм=20 мкф; ц=36; Вг=26 ком (в рабочей точке).

Рассчитаем делитель напряжения:

ооом;

о

о

выбираем сопротивление типа BG-0,25; 16 ком н- 5%; Rx=Rg—В2=470-103— — 16-103 =454-103 ом (ближайшее сопротивление, выпускающееся промышленностью, имеет номинальную величину 470 ком).

По тем же исходным данным, чю и в и. 1, рассчитаем автобалан сную дифференциальную схему, но сопротивление утечки сетки придется уменьшить, чтобы общее сопротивление в цепи сетки оконечных ламп с учетом влияния балансирующего сопротивления не превышало допустимой величины 0,5 мгом.

Если смещение в оконечном каскаде независимое, то и эта величина является недопустимо большой, но, как указывалось, в этом случае схему надо строить по рис. 120, включая в цепь сетки каждой оконечной лампы сопротивление порядка 50 ком, а тогда сопротивления Rg и R6 могут иметь большую величину. Возьмем Дг=51 ком, а R^=5йкои (эти значения соответствуют номинальным величинам сопротивлений типа ВС).

Тогда 21?б+Яг=2-56-|-51=153 ком<_0,5 мгом.

Рассчитаем вспомогательную величину А=-у •

Дб^-^Д,- _ 56 (36-0,8 -1)+0,8-26

Д^-!)^ 56 (36-0,8-1)-51

оДа 100 п о

Здесь q д(+да-26+100 °’8’

Зная А, найдем величину сопротивления утечки сетки нижнего плеча;

Д"=ЛН^+2Дб (А — 1)=1,05-51+2-56 (1,05 — 1)=59 ком.

Возьмем в качестве Д^ сопротивление типа ВС, равное 62 кол1^5%. Таким образом, все элементы схемы найдены и расчет закончен.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Предоконечный каскад может быть как усилителем напряжения, так и усилителем мощности. Выбор схемы пред оконечного каскада зависит от схемы и режима работы оконечного каскада.

Наиболее распространенными схемами предоконечного каскада при работе двухтактного оконечного каскада без сеточных токов являются фазоинверсные схемы, дающие на выходе два равных по величине и противоположных по фазе напряжения без применения трансформатора.

Различают простые фазоинверсные схемы и автобалансные. В простых фазоинверсных схемах симметрия на выходе нарушается па нижних и верхних частотах, а также с изменением параметров фазоинвертора. Применение симметрирующих конденсаторов и обратной связи по току в фазоинверторе частично устраняет указанные недостатки.

В автобалансных схемах симметрия выходных напряжений поддерживается автоматически при изменении параметров схемы в некоторых пределах.

Недостатком автобалансных схем является увеличение общего сопро тивления в цепи сетки каждой оконечной лампы за счет включения балансирующего сопротивления п склонность к генерации усилителя, охваченного глубокой обратной связью, из-за дополнительных фазовых искажений в фазоинверторе.

Глава YIH

ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ

Виды обратной связи

Обратной связью в усилительных устройствах называют связь между выходными и входными цепями.

В результате действия обратной связи часть энергии усиленных колебаний обратно поступает с выхода на вход и это приводит к изменению эффекта усиления. Если при этом эффект усиления возрастает, что происходит в том случае, когда приходящие с выхода на вход колебания совпадают по фазе с входными колебаниями, то такую обратную связь называют положительной. Если в результате действия обратной связи эффект усиления уменьшается, то такую обратную связь называют отрицательной.

Обратная связь может быть полезной, если она возникает в результате применения специальных схем и служит для придания усилителю лучших свойств, или паразитной, если она возникает за счет нежелательного влияния различных цепей усилителя друг на друга. Применение полезной (искусственной) отрицательной обратной связи позволяет значительно улучшить свойства усилителей, поэтому в современной аппаратуре получили широкое распространение различные схемы обратной связи.

На рис. 124 приведена скелетная схема усилителя с обратной связью: U№— напряжение выхода усилителя; U — напряжение входа без обратной связи; UBx— напряжение входа усилителя с обратной связью; U^— напряжение обратной связи.

Отношение

Ё = ₽

показывает, какая часть выходного напряжения подается обратно на вход усилителя, и называется коэффициентом обратной связи.

По принципу действия схемы обратной связи подразделяются на:

схемы обратной связи по напряжению;

Р и с. 124. Скелетная схема усилителя с обратной связью по напряжениюР и с. 124. Скелетная схема усилителя с обратной связью по напряжениюсхемы обратной связи по току;

Р и с. 124. Скелетная схема усилителя с обратной связью по напряжению

Р и с. 124. Скелетная схема усилителя с обратной связью по напряжению

схемы со смешанной связью.

Если напряжение обрат- яой связи пропорционально выходному напряжению, то в этом случае будет обратная связь по напряжению.

Приведенная на рис. 124 схема и является схемой обратной связи по напряжению.

В более наглядном виде она

представлена на рис. 125, где цепь обратной связи состоит из активного делителя, состоящего из двух сопротивлений: R1 и Вг. В этом случае коэффициент обратной связи

(116)(116)U. R,

(116)

(116)

следовательно, U^ = UMX ^2_ , т. е. напряжение обратной связи По пропорционально выходному напряжению.

Если напряжение обратной связи пропорционально выходному току, то будет обратная связь по току. На рис. 126 показана в общем виде схема обратной связи по току. Напряжение обратной связи П= В этом случае представляет собой падение напряжения на сопротивлении R, через которое проходит ток выхода усилителя I (так как это сопротивление включено последовательно с выходной нагрузкой ZH), следовательно, напряжение U^ будет пропорционально выходному току.

Свойства усилителя сильно зависят от схемы обратной связи.

Возможно применение схемы смешанной обратной связи, в которой напряжение обратной связи состоит из двух составляющих, пропорциональных выходному напряжению и току. На рис. 127 приведена такая схема.

Напряжение обратной связи U. состоит из двух напряжении, включенных последовательно: из падения напряжения на сопротив-

Р и с. 125. Скелетная схема усилителяР и с. 125. Скелетная схема усилителяс. обратной связью по напряжению сс. обратной связью по напряжению сР и с. 126. Скелетная схема усилителя с обратной связью по токуР и с. 126. Скелетная схема усилителя с обратной связью по току

Р и с. 125. Скелетная схема усилителя

Р и с. 125. Скелетная схема усилителя

с. обратной связью по напряжению с

с. обратной связью по напряжению с

Р и с. 126. Скелетная схема усилителя с обратной связью по току

Р и с. 126. Скелетная схема усилителя с обратной связью по току

Р и с. 127. Скелетная схема усилителя со смешанной обратной связьюР и с. 127. Скелетная схема усилителя со смешанной обратной связьюлении R, которое пропорционально выходному току, , и из падения напряжения на сопротивлении Rv которое пропорционально выходному напряжению UBblx-

Р и с. 127. Скелетная схема усилителя со смешанной обратной связью

Р и с. 127. Скелетная схема усилителя со смешанной обратной связью

Смешанная обратная связь

применяется сравнительно редко. По способу подачи напряжения обратной связи на вход усилителя различают схемы с последовательной п с параллельной подачей.

Ранее были приведены схемы с последовательной подачей напряжения обратной связи по отношению к источнику входного сигнала и входу усилителя. Схемы с параллельной подачей применяются

редко из-за присущих им недостатков.

Свойства усилителя с отрицательной обратной связью

Применение в усилителе (или в отдельных каскадах) отрицательной обратной связи позволяет получить весьма ценные свойства усилителя и улучшение работы приборов, включенных на его выход (модулятор света при записи звука или громкоговоритель при звуковоспроизведении и т. д.). Поэтому в современных усилительных устройствах отрицательная обратная связь находит широкое применение.

Рассмотрим кратко основные свойства усилителя (или отдельного каскада) с обратной связью.

КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Коэффициент усиления без обратной связи К представляет собой отношение выходного напряжения к входному, т. е. для схем рис. 125 или 126, а с учетом действия обратной связи

и

будет К^=. Напряжение U g в общем случае является суммой

напряжений UBX и U^:

Ug=U^^, или U^=Ug-U^.

Таким образом, К,— -77^= тт №“гГ или> разделив числитель ? uLX Ug—U^

и знаменатель на U , получим:

и

но отношение -Д- можно записать какитак как -^-=В

ивыхиЕЫХ L

а В^=К, то ~3=^К. Следовательно, усиление усилителя с обратной связью будет равно

Это соотношение является общим. В случае отрицательной обратной связи р имеет отрицательный знак и усиление будет равно

^=1 —(— ^к = Г+рх"(118)

Таким образом, при отрицательной обратной связи усиление уменьшается в 1 ~РА' раз. Эта величина, которая показывает, во сколько раз снижается усиление усилителя при введении отрицательной обратной связи, называется глубиной связи. Обозначим глубину связи через Л: Х = 1 РА7.

Часто глубину связи выражают в децибелах. В этом случае

Л0б=2О lgH=2Olg(l + p^).

СТАБИЛИЗАЦИЯ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Усиление усилителя не остается постоянным главным образом из-за изменения параметров ламп, изменения напряжения источников питания и т. д. Рассмотрим, как будет влиять отрицательная обратная связь на изменения усиления. При этом рассмотрении удобно пользоваться понятием относительной нестабильности уси- ления, т. е. отношением -л-.

А

В случае применения отрицательной обратной связи относительная нестабильность усиления будет определяться как отношение

или в пределе как .

Так как К3= ^р^, то, логарифмируя это выражение, получим:

In7<3=1 п А' — In (1Д рА") или, после дифференцирования:

dK. dK (Z (!+£/<)_№ ^dK ЛК (P \

К 1+pK "КДРК-“ДРД’

или

ДКй dK 1

K^ — К " 1+PA-7

Таким образом, относительная нестабильность усиления при отрицательной обратной связи уменьшается в 1+рА раз. Иными словами, при глубокой отрицательной обратной связи усиление будет сохраняться почти неизменным. К этому выводу можно было бы прийти, рассматривая выражение К^= ^^р^' • Действительно, если связь глубокая, то рЛДД поэтому единицей по сравнению с

^К можно пренебречь, и тогда К^К можно пренебречь, и тогда К11, так что К^ не зависит отК, так что К^ не зависит отК

^К можно пренебречь, и тогда К

^К можно пренебречь, и тогда К

1

1

, так что К^ не зависит отК

, так что К^ не зависит отК

а следовательно, и от параметров схемы.

УМЕНЬШЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ ИСКАЖЕНИЙ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Частотные искажения представляют собой не что иное как изменение усиления усилителя в зависимости от частоты. Однако, как было доказано, отрицательная обратная связь уменьшает всякие изменения усиления независимо от причины, вызвавшей эти изме

нения.

а к — ^н ■а к — ^н ■В справедливости этого легко убедиться простым способом. Предположим, что в усилителе создаются частотные искажения, например, на низких частотах Мн=^-=^1. Предположим, что Мн>1 или К0>Кн (усиление на низких частотах Кв меньше, чем на средних Ке). При отрицательной обратной связи

а к — ^н ■

а к — ^н ■

следовательно:

К»

м _1+рх0_/г0 1+ркн

нЭ К" К« ‘ 1 Wo ’

1+Р^н

ИЛИ

(*20)

но отношение<С 1, так как -^ <7^, следовательно, и

1+рло

М^<МИ. Так же как и в предыдущем случае, предположив, что обратная связь весьма глубокая (рйГ^>1), и пренебрегая единицей по сравнению как с Р-/Гн, так и с рйГ0 в выражении (120), получим Мн^1, т. е. частотные искажения отсутствуют.

Все это справедливо лишь при активной обратной связи, если р не зависит от частоты. В случае применения так называемой комплексной, или частотно-зависимой обратной связи, когда делитель обратной связи состоит не из активных сопротивлений, а содержит и реактивные элементы, оказывается возможным получать частотную характеристику усилителя любой формы, в зависимости от схемы. Этим часто пользуются для коррекции частотных искажений тракта звукопередачи.

УМЕНЬШЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ И ПОМЕХ, ВОЗНИКАЮЩИХ В УСИЛИТЕЛЕ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

При подведении к входу усилителя с усилением К (без обратной связи) синусоидального напряжения на выходе усилителя появится некоторое синусоидальное напряжение U№ и высшие гармоники, 206

возникающие из-за нелинейности системы, которые являются некоторой функцией от С7вых и обозначены / (Пвых). Кроме того, в усилителе могут возникать помехи (например, из-за плохой фильтрации напряжения источников питания и т. п.), напряжение которых обозначим через Un.

Введем в усилитель отрицательную обратную связь и одновременно увеличим входное напряжение так, чтобы выходное напряжение осталось неизменным. При этом помехи и гармоники, возникающие в усилителе, останутся прежними, но напряжение этих составляющих на выходе будет определяться выражением

/ (^ J.+^=/ (U№WUB - ?.к и (и^+и^,

так как выходное напряжение гармоник и помех после введения обратной связи состоит из напряжения, создаваемого усилителем, и напряжения, подаваемого обратно в цепь входа (Р-ая часть) и усиленного в К раз. Решая это выражение относительно f^U^^-V -(-^„3, получим:

f№.„W«J3T¥$rL"- <121>

Таким образом, при отрицательной обратной связи нелинейные искажения и помехи уменьшаются в l-ppA" раз. Необходимо, однако, отметить, что это справедливо лишь для случая, когда нелинейность невелика и, что самое главное, характеристика нелинейной системы не имеет резких изломов, приводящих к ограничению тока

или напряжения.

Если характеристика системы имеет такой вид, как на рис. 128, то возникающие нелинейные искажения выходного сигнала (в данном случае выходного тока) из-за ограничения тока не могут быть уменьшены обратной связью, так как ни при каком значении входного сигнала выходной ток не может быть больше ^выхмаке

В усилительных каскадах с лучевыми тетродами может возникнуть режим ограничения напряжения вследствие крутого перегиба анодных характеристик в области малых анодных напряжений;

Рис. 128. Зависимость выходного тока усилителя от входного напряженияРис. 128. Зависимость выходного тока усилителя от входного напряжениявозникающие при такой перегрузке усилителя нелинейные искажения перестают компенсироваться отрицательной обратной связью.

Рис. 128. Зависимость выходного тока усилителя от входного напряжения

Рис. 128. Зависимость выходного тока усилителя от входного напряжения

По этой причине нелинейные искажения тетродного усилителя с обратной связью могут быть весьма малыми при малых и номинальных сигналах или при максимальном сигнале, при котором еще отсутствует ограничение, и резко возрастают с началом перегрузки.

Помехи, возникающие в усилителе, компенсируются обратной

связью только в том случае, если источник помех охвачен цепью обратной связи.

Помехи, возникающие на входе усилителя, ни при каких условиях не могут быть уменьшены обратной связью, так как введение отрицательной обратной связи уменьшает усиление в 1+р7Г раз, т. е. во столько раз, во сколько снижаются и помехи. Поэтому отношение полезного входного сш нала к входным помехам не изменяется.

ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ЛАМПЫ

УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Введение отрицательной обратной связи в усилительном каскаде значительно изменяет и параметры лампы, что также весьма важно, так как при этом не только изменяются свойства усилителя, но и существенно меняется режим работы приборов, включенных на выход усилителя, например громкоговорителей, модуляторов света, магнитной головки записи звука и т. д.

Рассмотрим, как изменяются параметры лампы при введении отрицательной обратной связи как по напряжению, так и по току.

На рис. 129 приведена упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по напряжению. Для простоты источники питания не показаны.

Без обратной связи усиление каскада равно:

Если Ra бесконечно велико, то коэффициент усиления холостого хода равен:

хх —Ц»

Усиление каскада с отрицательной обратной связью будет Ка= — Кп„- или, дляУсиление каскада с отрицательной обратной связью будет Ка= — Кп„- или, для1+р/<1+р/<режима холостого хода, К^режима холостого хода, К^1W1WНОНОрхх—Рл следовательно, эквивалентный коэффициент усилениярхх—Рл следовательно, эквивалентный коэффициент усиленияи.и.^ныа^ныаРис 129. Упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по напряжениюРис 129. Упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по напряжениюлампы с отрицательной обратной связью по напряжению в 1 Д-Рц раз меньше, чем у лампы без обратной связи, так каклампы с отрицательной обратной связью по напряжению в 1 Д-Рц раз меньше, чем у лампы без обратной связи, так как^-1+₽й ■^-1+₽й ■(122)(122)Точно так же можно определить эквивалентную крутизну характеристики. Предположим, что Ra стремится к нулю, тогда U^O, поэтому эквивалентная крутизна характеристики будет определяться:Точно так же можно определить эквивалентную крутизну характеристики. Предположим, что Ra стремится к нулю, тогда U^O, поэтому эквивалентная крутизна характеристики будет определяться:

Усиление каскада с отрицательной обратной связью будет Ка= — Кп„- или, для

Усиление каскада с отрицательной обратной связью будет Ка= — Кп„- или, для

1+р/<

1+р/<

режима холостого хода, К^

режима холостого хода, К^

1W

1W

НО

НО

рхх—Рл следовательно, эквивалентный коэффициент усиления

рхх—Рл следовательно, эквивалентный коэффициент усиления

и.

и.

^ныа

^ныа

Рис 129. Упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по напряжению

Рис 129. Упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по напряжению

лампы с отрицательной обратной связью по напряжению в 1 Д-Рц раз меньше, чем у лампы без обратной связи, так как

лампы с отрицательной обратной связью по напряжению в 1 Д-Рц раз меньше, чем у лампы без обратной связи, так как

^-1+₽й ■

^-1+₽й ■

(122)

(122)

Точно так же можно определить эквивалентную крутизну характеристики. Предположим, что Ra стремится к нулю, тогда U^O, поэтому эквивалентная крутизна характеристики будет определяться:

Точно так же можно определить эквивалентную крутизну характеристики. Предположим, что Ra стремится к нулю, тогда U^O, поэтому эквивалентная крутизна характеристики будет определяться:

s»-2t=St=5 <так как H«v

Таким образом, крутизна характеристики лампы с отрицательной обратной связью по напряжению не изменяется.

Эквивалентное внутреннее сопротивление лампы для рассматриваемого случая будет определяться как отношение^ или, подставляя значения цр и 5р, получим:Р

Таким образом, при отрицательной обратной связи по напряжению эквивалентное внутреннее српротивленпе лампы уменьшается в 1 + РИ Ра3- Это свойство особенно важно для практических целей. Предположим, что в оконечном каскаде работают лучевые тетроды, внутреннее сопротивление которых велико по сравнению с нагрузкой, включенной в анодную цепь. Как известно, коэффициент нагрузки для таких ламп значительно меньше единицы. Такой режим работы иначе можно назвать режимом постоянства тока, когда некоторое изменение нагрузки почти не вызывает изменения тока, так как полное сопротивление цепи определяется большим внутренним сопротивлением лампы, которое остается неизменным.

В некоторых случаях необходимо получить режим постоянства тока, например при магнитной записи звука. Объясняется это тем, что эффект записи пропорционален току, проходившему через головку записи, которая имеет не только активное, по и некоторое индуктивное сопротивление, поэтому полное сопротивление ее на различных звуковых частотах различно, но если в усилительном каскаде сохраняется режим постоянства тока, то ток записи будет сохраняться также постоянным.

Не так обстоит дело при работе громкоговорителей, включаемых \ на выход усилителей. Для хорошей работы громкоговорителей необ- \ ходимо поддерживать постоянным не ток, а напряжение, так что \ усилительный каскад должен работать в режиме постоянства напряжения. Иначе говоря, некоторое изменение сопротивления громкоговорителей на различных звуковых частотах не должно приводить к изменению выходного напряжения усилительного каскада, так как напряжение на звуковой катушке громкоговорителя не должно изменяться.

Это достигается применением отрицательной обратной связи по напряжению. Действительно, в этом случае значительно уменьшается внутреннее сопротивление лампы, что и приводит к .постоянству выходного напряжения, так как чем меньше сопротивление источника тока (в нашем случае В,^ по сравнению с сопротивлением нагрузки, тем меньшие колебания выходного напряжения будут при изменениях величины нагрузки. Если сопротивление источника очень мало, т. е. стремится к нулю, то выходное напряжение будет строго постоянным несмотря на изменение нагрузки.

йъ/аг

Рис. 130 Упрощенная схема усилительного каскада с обратной связью по току

каскада с обратной связью Усиление

Таким образом, применение отрицательной обратной связи по напряжению позволяет получить приближение к режиму постоянства выходного напряжения, что является необходимым для хорошей работы некоторых приборов: громкоговорителей, модуляторов света ит. д. Рассмотрим кратко, как изменяются параметры лампы усилительного каскада при введении отрицательной обратной связи по току.

Упрощенная схема по току каскада с обратной

К я =^вых — и№

усилительного приведена на рис. 130.

связью равно:

так как отношение -^™

и —л ’ где К- усиление без обратной

1^Jg

связи.

Но,

"RrYR<A-Rk ’U^ — ^U.

напряжение

Rkg Ri+Ra + Rfc ’

Ток в анодной цепи

обратной связи U

лампы

~TaR^ ИЛИ

с другой стороны, усиление каскада без обратной связи равно: tz RaV RfVRa

К =И , ИЛИ И =А —45—2 .

Подставляя значение н в выражение для U^ получим:

ТТ КП Rk (Rj-YRg}

98 R^RARx-VR^

или, подставляя в выражение К?——р- значение U^, получим

g

к - к - к, RkVR^Rg^ кR^R^R^R^

где

№ р Ra№a-RrW

П1>едп0„„ЖИМ] что д^, 1огда р_о *1 н^хх хх(124)

Ла“™ ™р« 'обрат,™

рассмотрим теперь, как изменяется крутизна характеристики ампы при введении обратной связи по току. Для упрощения предположим, что характеристики ламп динеины; тогда вместо приращении тока и напряжения можно брать абсолютные их значения.

Пусть Я^-^О, тогда динамическая крутизна характеристики рав- „ статической крутизне и определяется отношением ~ : ивх

Са

^вх 6 g

или, подставляя вместо U^ его значение, равное U$—~IaRk, получим:

сI а

?~иъ+1аяк'

Разделив числитель и знаменатель на Ug, получим:

т. е. крутизна характеристики лампы при обратной связи по току уменьшается в 1 -A-SR^ раз. Эквивалентное внутреннее сопротивление лампы в этом случае будет определяться как

Д,3=^=1 (1+^Д=Я, (!-№).(126)

Итак, обратная связь по току приводит к увеличению внутреннего сопротивления лампы, что эквивалентно приближению к режиму постоянства тока.

Таким образом, обратную связь по напряжению следует применять в тех случаях, когда необходимо на выходе усилительного каскада получать постоянство выходного напряжения (несмотря на изменение сопротивления нагрузки), а связь по току—тогда, когда нужно получить постоянство выходного тока.

§ 3. Стабильность усилителя с обратной связью

Наряду с положительными свойствами обратная связь в усилителях имеет и существенный недостаток, заключающийся в возник- новении в некоторых случаях так называемого самовозбуждения,

или генерации усилителя.

В случае возникновения положительной обратной связи эффект усиления возрастает и может стать бесконечно большим, что экви

валентно возникновению режима генерации. Действительно, как было получено ранее, коэффициент усиления усилителя с

обратной связью в общем случае равен: -^з=у^^г- Если обратная связь положительная, то при значении р^Г=1 знаменатель обра

щается в нуль или К^-*оо. Усилитель в этом случае становится

генератором незатухающих колебаний, частота которых определи ется параметрами схемы; при этом нормальная работа усилителя прекращается.

В реальных условиях работы усилителей с обратной связью генерация, вызванная переходом отрицательной обратной связи в положительную, обычно возникает па частотах значительно выщ6 звуковых, которые лежат в пределах от 40-^60 килогерц до 1 мегагерца. Переход отрицательной обратной связи в положительную на очень высоких частотах происходит из-за неудовлетворительной фазовой характеристики усилительных каскадов, охваченных обратной связью.

В усилителе, охваченном обратной связью, всегда имеются реактивные элементы: монтажные и динамические емкости, индуктивность рассеяния выходного трансформатора (если выходной трансформатор охвачен обратной связью) и т. д., наличие которых и приводит к возникновению на высоких частотах фазовых сдвигов. При достаточно больших фазовых сдвигах отрицательная обратная связь может перейти в положительную.

Иногда возникновение паразитной высокочастотной генерации носит неустойчивый характер; на практике встречается характерный вид генерации, которую мы будем называть прерывистой генерацией: при отсутствии полезного сигнала на входе усилителя паразитной высокочастотной генерации нет; если подавать на вход переменное напряжение, например от генератора звуковой частоты, то высокочастотная генерация возникает лишь при некоторых значениях выходного сигнала. Осциллограмма выходного напряжения в таких случаях имеет вид, показанный на рис. 131.

DDРис. 131.Рис. 131.Осциллограмма выходного напряжения при возникновении прерывистой генерацииОсциллограмма выходного напряжения при возникновении прерывистой генерациив течение времени Ц—ty могут быть больше илив течение времени Ц—ty могут быть больше иливозникающих ввозникающих вменьшеменьшеколебании,колебании,течение другоютечение другоюПаразитные высокочастотные колебания возникают в течение коротких промежутков времени (,—i2 и i3—tv При недостаточно высокой симметрии усилителя (главным образом из-за плохой симметрии предоконечного инверсного каскада) эффект генерации в каждой полуволне сигнала может быть не одинаков, т. е. паразитные колебания, возникающие "

D

D

Рис. 131.

Рис. 131.

Осциллограмма выходного напряжения при возникновении прерывистой генерации

Осциллограмма выходного напряжения при возникновении прерывистой генерации

в течение времени Ц—ty могут быть больше или

в течение времени Ц—ty могут быть больше или

возникающих в

возникающих в

меньше

меньше

колебании,

колебании,

течение другою

течение другою

полупериода основного сигнала (в промежутке времени 1г—t4\ По этой же причине иногда наблюдаются паразитные колебания, возникающие только в^ течение одного полупериода.

Возникновение прерывистой генерации объясняется также изме-

нением фазовой характеристики усилителя с обратной связью в режиме покоя и при подаче входного сигнала. Особенно это резко выражено в случае применения в

,онечном каскаде лучевых тетродов. В паузе (при отсутствии входного сигнала) рабочая точка лежит на таком участке харак- епистик тетрода, где R; ламп велико и индуктивность рассеяния выходного трансформатора создает небольшой фазовый сдвиг на высоких частотах, поэтому генерация не возникает.

В колебательном режиме при подведении к входу полезного сигнала мгновенное значение тока оконечных тетродов достигает больших значений, a R; лампы на этих участках резко падает (благодаря нелинейности ламповых характеристик), что и приводит к ухудшению фазовых характеристик в эти промежутки времени, т, е. приводит к возникновению прерывистой генерации.

Возникновение прерывистой генерации не приводит к прекращению работы усилителя, однако такой неустойчивый режим работы усилителя равносилен работе с большими нелинейными искажениями. При прослушивании с помощью громкоговорителя выходного сигнала усилителя с прерывистой генерацией (например, если выходное напряжение усилителя соответствует кривой рис. 131) кроме основного тона прослушиваются и побочные колебания, возникающие в результате нелинейности системы, что несколько напоминает дребезжание громко!оворителя при плохой центровке подвижной системы.

Таким образом, в усилителе с обратной связью нельзя допускать даже незначительной прерывистой генерации.

Рассмотрим, какими же способами можно получить устойчивую работу усилителя с достаточно глубокой обратной связью. При разработке усилительных каскадов, в которых должна применяться глубокая обратная связь, желательно получить возможно лучшую фазовую характеристику, такую, чтобы ощутимые фазовые сдвиги возникали на сверхзвуковых и значительно более высоких частотах.

У современных хороших промышленных усилителей (например, КЗВТ-З) заметные фазовые сдвиги наступают на частотах выше 80—100 кгц. Это может быть достигнуто уменьшением индуктивности рассеяния выходного трансформатора, применяя для этой цели сложное секционирование его обмоток, а также выбором схемы и расчета фазоинверсного предоконечного каскада и т. д.

При ремонте усилителя иногда возникает необходимость в перемотке выходного трансформатора. При этом нарушение не только способа секционирования, но даже плотности намотки, изменение числа витков в слое и т. д. могут вызвать значительное изменение величины индуктивности рассеяния, что в конечном случае может привести к возникновению прерывистой генерации. Кроме того, для получения устойчивой работы усилителя с обратной связью стремятся уменьшить значение рЛ? на сверхзвуковых частотах. В свою очередь, это может быть достигнуто либо уменьшением р на сверхзвуковых частотах, либо уменьшением К. Оба эти способа, хотя иногда и применяются, но имеют некоторые характерные особенности. Уменьшение на высоких частотах Р (например, путем шунтирования емкостью сопротивления, с которого снимается

напряжение обратной связи) приводит к росту усиления, главным образом, на сверхзвуковых частотах, но частично и на высоких звуковых частотах.

В некоторых случаях такая форма частотной характеристики усилителя с обратной связью является желательной для коррекции частотных искажений. Однако значительный рост усиления ца сверхзвуковых частотах крайне нежелателен, так как приводит в конечном итоге к увеличению помех и нелинейных искажений.

Не следует думать, что значительное увеличение усиления на сверхзвуковых частотах можно допустить на том основании, что колебания с этими частотами не воспринимаются ухом. Такое представление является ошибочным. Если в усилителе возникают колебания, лежащие выше звуковых частот (например, составляющие шума сопротивлений ламп и т. д.), то при большом усилении этих колебаний они могут стать значительными, а так как система не строго линейна, то возникнут комбинационные колебания. Самыми неприятными являются разностные тона, которые могут лежать в полосе слышимого диапазона. Поэтому усилитель с большим ростом усиления на сверхзвуковых частотах будет иметь больше результирующих помех на выходе и больший эффект нелинейных искажений. В современных высококачественных устройствах такой способ повышения устойчивости усилителя с обратной связью почти не применяется.

Вторым способом повышения устойчивости усилителя может быть уменьшение усиления каскадов, охваченных обратной связью на сверхзвуковых частотах. В этом случае уменьшение глубины связи (РйГ) не приводит к увеличению усиления.

Уменьшение усиления усилителя за пределами звукового диапазона может быть достигнуто различными способами. Так, например, для этой цели анодное сопротивление лампы основного плеча предоконечного фазоинверсного каскада зашунтировано емкостью, что и приводит к уменьшению & на свррхзвуковых частотах. Отключение этого конденсатора приводит к возникновению сильно выраженной прерывистой генерации.

Однако такой способ повышения стабильности имеет также недостаток, заключающийся в значительном увеличении нелинейных искажений на высоких частотах не только из-за уменьшения глубины связи, но и из-за роста нелинейности динамической характеристики лампы (для переменного тока) вследствие уменьшения полного сопротивления анодной нагрузки, вызванного шунтирующим действием конденсатора.

Наиболее часто для повышения стабильности усилителя с обратной связью применяется последовательное включение в цепь сеток ламп каскадов, охваченных обратной связью, активных сопротивлений. На рис. 132 пунктиром обозначена динамическая входная емкость лампы, которая вместе с включенным последовательно в цепь сетки сопротивлением R^ образует звено фильтра, ослабляющего напряжение на входе (на сетке) лампы на сверхзвуковых час-

Рис. 132. Включение фильтра для устранения высокочастотной генерацииРис. 132. Включение фильтра для устранения высокочастотной генерацииРис. 133. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем в первичной цепи трансформатораРис. 133. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем в первичной цепи трансформатора

Рис. 132. Включение фильтра для устранения высокочастотной генерации

Рис. 132. Включение фильтра для устранения высокочастотной генерации

Рис. 133. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем в первичной цепи трансформатора

Рис. 133. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем в первичной цепи трансформатора

тотах. Это ослабление входного напряжения эквивалентно уменьшению усиления на высоких частотах и способствует повышению стабильности усилителя.

Обычно сопротивления для этой цели включают в цепь сетки основного плеча предоконечного каскада и реже в цепь сеток оконечных ламп (включение сопротивлений в цепь сеток оконечных ламп менее желательно, так как может вызвать нарушение надежности работы мощных ламп при недостаточно высоком их вакууме).

В заключение отметим, что и этот способ уменьшения склонности к самовозбуждению при больших сопротивлениях R^ может вызывать рост нелинейных искажений из-за уменьшения глубины связи не только на сверхзвуковых, но и на высоких звуковых частотах. Однако это наблюдается лишь в том случае, если фазовая характеристика усилителя плохая, т. е. велико рассеяние в выходном трансформаторе и т. д.

При достаточно хорошей фазовой характеристике усилителя и при небольших сопротивлениях R^ (до 100 кож) рост нелинейных искажений усилителя на высоких частотах невелик, поэтому такая схема повышения стабильности усилителя широко применяется в современных и особенно в высококачественных усилительных устройствах.

§ 4. Схемы отрицательной обратной связи

Главной целью применения отрицательной обратной связи в усилителях является получение малых нелинейных искажений и режима постоянства выходного напряжения или постоянства тока оконечного каскада в зависимости от характера и свойств выходной нагрузки.

Наибольшие нелинейные искажения возникают в оконечном каскаде, поэтому для получения требуемых свойств усилителя достаточно было бы применить отрицательную обратную связь только

£W Ч» Л л

й одном оконечном каскаде. В маломощных однотактных окопечны каскадах иногда такие схемы применяются. На рис. 133 приведена такая простейшая схема обратной связи по напряжению, причем делитель обратной связи, состоящий из сопротивлений R^ и R включен в первичную цепь выходного трансформатора. Конденсатор С, служит так же, как и в реостатном каскаде усилителя напряжения, для выделения только переменной составляющей колебательного анодного напряжения. Источник питания анодной цепи оконечной лампы имеет постоянное напряжение с некоторыми пульсациями.

Особенностью этой схемы является, во-первых, то, что искажения, возникающие в выходном трансформаторе, как нелинейные, так и частотные (на высоких частотах) не компенсируются обратной связью, так как выходной трансформатор не охвачен обратной связью. Для однотактных усилителей это является недостатком, так как вследствие намагничивания сердечника выходного трансформатора возникающие в нем нелинейные искажения значительны.

Во-вторых, помехи, вызванные пульсациями напряжения источника питания анодной цепи, не уменьшаются обратной связью по напряжению, а, наоборот, увеличиваются. В этом легко убедиться, рассмотрев простейшую эквивалентную схему каскада для средних частот, в которой источник питания является одновременно источником пульсаций. Эта схема приведена на рис. 134.

Внутреннее сопротивление источника мало, поэтому им пренебрегаем. Так как внутреннее сопротивление лампы с обратной связью по напряжению значительно меньше, чем без обратной связи (напомним, что Д,р=-^^ - ), то большая часть пульсаций при введении обратной связи будет падать на сопротивлении нагрузки, приведенном к первичной цепи RB, т. е. на первичной обмотке выходного трансформатора.

Рис. 135. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем во вторичном цени трансформатораРис. 135. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем во вторичном цени трансформатораВ соответствии с этим возрастает напряжение помех и на выходе усилителя. Эффект увеличения помех в результате применения

Рис. 135. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем во вторичном цени трансформатора

Рис. 135. Схема обратной связи в оконечном каскаде с делителем во вторичном цени трансформатора

Р и с. 134. Эквивалент-ная схема каскада с об-ратной связью по напря-жению

братной связи по схеме рис. 133 будет особенно заметным, если Применяется лучевой тетрод, у которого внутреннее сопротивление без обратной связи велико, а введение обратной связи вызовет его уменьшение.

Значительно лучше схема, приведенная на рис. 135, являющаяся также схемой отрицательной обратной связи по напряжению в однотактном оконечном каскаде. В отличие от предыдущей схемы, делитель обратной связи включен во вторичную обмотку выходного трансформатора; поэтому искажения, возникающие в выходном трансформаторе, и помехи, создаваемые пульсациями источника питания анодной цепи, уменьшаются, так как выходной трансформатор и источник питания охвачены обратной связью.

Однако для получения устойчивой работы, т. е. для устранения склонности к самовозбуждению на высоких частотах, к трансформатору в этом случае предъявляются более жесткие требования: он должен обладать небольшой индуктивностью рассеяния и малой емкостью между витками.

Рассмотренные две простейшие схемы обратной связи по напряжению в одном оконечном каскаде имеют общий принципиальный недостаток, заключающийся в практической невозможности применения глубокой обратной связи.

Действительно, если было бы необходимо применить в этих схемах достаточно глубокую обратную связь, например l-j-^= = 104-12, то во столько же раз нужно было бы увеличить и входной сигнал. Так как амплитуда входного сигнала оконечных лучевых ламп достигает 254-35 в (а у триодов еще больше), то необходимо было бы к входу оконечного каскада с обратной связью подводить сигнал с амплитудой в 104-12 раз большей (до 400 а), что практически невыполнимо. При обычных невысоких напряжениях питания реостатных каскадов усиления напряжения (до 250— 300 в) можно получить амплитуду напряжения полезного сигнала не более 50—60 в, да и то при заметных нелинейных искажениях.

Таким образом, для рассмотренных простейших схем обратной связи можно практически применить очень неглубокую обратную связь — порядка 24-3-кратной величины, что, конечно, недостаточно для получения высоких качественных показателей. Поэтому схемы обратной связи в одном только оконечном каскаде, не только однотактном, но и двухтактном, при достаточно большой глубине обратной связи практически не применяются.

В усилителях звуковоспроизведения, как передвижных, так и стационарных киноустановок, широкое применение получили схемы обратной связи по напряжению, охватывающей два последних каскада: оконечный и предоконечный. В этом случае даже при достаточно большой глубине обратной связи, достигающей Ю-кратной величины, требуемая амплитуда входного сигнала не превышает 12 в, что легко может быть получено от простейшего реостатного каскада усилителя напряжения при еще небольших нелинейных искажениях

0-

Ла л? а а основногок

плеча фазоаноерс-g

кого пребаконечного ^ § наснада § s

^1

Рис. 136. Схема обратной связи в двухкаскадпом усилителес активным делителем напряжения

На рис. 136 приведена в упрощенном виде одна из таких схем обратной связи по напряжению с последовательной подачей напряжения обратной связи относительно источника входного сигнала. Следует отметить, что схемы с параллельной подачей напряжения обратной связи практически не применяются, так как при этом анодная цепь предшествующего каскада будет охвачена обратной связью и в ней нельзя установить регулятор громкости. Кроме того, в качестве одного из элементов делителя обратной связи при параллельной подаче будет и нелинейное внутреннее сопротивление лампы предшествующего каскада, так что делитель обратной связи будет являться нелинейным сопротивлением. В конечном итоге это приводит к росту нелинейных искажений.

Как видно из схемы рис. 136, выходное напряжение делится делителем, состоящим из сопротивлений Rx и /?2. Напряжение, падающее на сопротивлении ^2, и является напряжением обратной связи. В данном случае обратная связь активная, так как делитель обратной связи состоит из активных сопротивлений и напряжение обратной связи не зависит от частоты.

Характерной особенностью данной схемы является то, что при сравнительно небольших значениях сопротивлений делителя обратной связи ^Rx +-R2) делитель поглощает часть выходной мощности усилителя, а при высокоомном делителе неизбежно приходится брать достаточно большое сопротивление R2l которое одновременно является и сопротивлением обратной связи по току для основного плеча предоконечного каскада, и увеличение этого сопротивления бесполезно снижает усиление предоконечного каскада.

Иногда сопротивление Ra шунтируют конденсатором; в этом случае обратная связь будет комплексной и напряжение обратной связи будет уменьшаться на высоких частотах. При этом можно получить рост усиления на высоких частотах и меньшую склонность усилителя к высокочастотной генерации, но, как отмечалось выше, при этом будет значительный рост нелинейных искажений на высоких частотах, поэтому в хороших усилителях этого не делают.

Ланта основного плеча фазоинвррс- ног о предононрчного ^ ь а сна даЛанта основного плеча фазоинвррс- ног о предононрчного ^ ь а сна да

Ланта основного плеча фазоинвррс- ног о предононрчного ^ ь а сна да

Ланта основного плеча фазоинвррс- ног о предононрчного ^ ь а сна да

Рис. 137. Схема обратной связи В двухкаскадном усилителес выводом от вторичной обмотки трансформатора (без делителя)

Иногда вместо делителя напряжения обратной связи делают вывод от части вторичной обмотки выходного трансформатора. Такая схема приведена на рис. 137. Применение этой схемы особенно удобно в упрощенной передвижной аппаратуре при неглубокой обратной связи. Напряжение обратной связи в этой схеме, так же как и в предыдущей (без шунтирующего конденсатора), не зависит от частоты.

Получение высокой стабильности двухкаскадного усилителя, охваченного обратной связью, для схем рис. 136 и 137 достигается главным образом за счет улучшения фазовой характеристики оконечного каскада, включая и выходной трансформатор, и пре- доконечного фазоинверсного каскада.

Схема, приведенная на рис. 138, отличается от двух предыдущих наличием отдельной обмотки обратной связи. Это позволяет получить меньшую склонность усилителя к высокочастотной генерации, так как индуктивность рассеяния между первичной обмоткой и ненагруженной обмоткой обратной связи выходного трансформатора дает меньшие фазовые сдвиги, однако при этой схеме некоторые виды искажений, возникающих в выходном трансформаторе, не компенсируются обратной связью, что в конечном итоге

Лапта основногоЛапта основногоплеча разоанверс- ^ него предан пнечноге. ^ g наснада §плеча разоанверс- ^ него предан пнечноге. ^ g наснада §II

Лапта основного

Лапта основного

плеча разоанверс- ^ него предан пнечноге. ^ g наснада §

плеча разоанверс- ^ него предан пнечноге. ^ g наснада §

I

I

Рис. 138. Схема обратной связи в двухкаскадном усилителес отдельной обмоткой обратной связи

приводит к росту нелинейных искажений усилителя на высоких частотах звукового диапазона.

Если оконечные лампы работают с отсечкой тока в режиме АВ или В, то анодный" ток каждой лампы имеет импульсный характер. Наличие индуктивности рассеяния в выходном трансфорМа_ торе приводит к искажению формы импульсов тока, особенно на высоких частотах, так что возникают нелинейные искажения. Эти нелинейные искажения при наличии отдельной обмотки обратной связи не уменьшаются в результате действия отрицательной обратной связи, что и приводит к значительному росту искажений на высоких частотах.

В высококачественных усилительных устройствах такая схема также не находит применения.

Паразитные связи в усилителях

Обратные связи, особенно в усилителях с большим усилением, могут возникнуть и при отсутствии специальной цепи подачи части выходного напряжения на вход, а создаются при наличии между проводами выхода и входа некоторой емкости, взаимоиндукции и т. д.

Такие обратные связи, не предусмотренные схемой, носят название паразитных связей и, будучи в большинстве случаев частотно-зависимыми, т. е. комплексными, приводят к возникновению дополнительных частотных искажений, а при достаточно большой величине паразитной связи может возникать генерация усилителя.

Паразитные связи могут существовать не только между элементами усилительных каскадов, но и между входом усилителя и различными источниками переменного тока. Такие паразитные связи не являются обратными связями и приводят к возникновению дополнительных помех.

Паразитные связи могут возникать:

через емкость между элементами схемы усилителя или через емкость между входом усилителя и посторонним источником переменного тока — емкостные или электростатические связи;

вследствие наличия некоторой взаимоиндукции как между выходными и входными цепями, так и между входными элементами и посторонними источниками переменного тока — индуктивные связи;

из-за наличия общих участков цепи либо для различных каскадов усилителя, либо для входной цепи усилителя и постороннего источника тока — гальванические связи;

вследствие воздействия звукового давления, создаваемого громкоговорителем, на лампы, особенно первых усилительных каскадов,— акустическая связь.

Рис. 139. Возникновение емкостной паразитной связиРис. 139. Возникновение емкостной паразитной связи

Рис. 139. Возникновение емкостной паразитной связи

Рис. 139. Возникновение емкостной паразитной связи

На рис. 139 схематически показано возникновение емкостной паразитной связи как между выходом и входом усилителя из-за паразитной емкости (7 ,, так и между посторонним источником переменного напряжения и входом усилителя из-за наличия емкости Сяг

Рассмотрим, от чего зависит величина паразитной емкостной связи. Так как паразитные емкости бывают ничтожны по величине и емкостное сопротивление их даже для высоких звуковых частот значительно больше входного сопротивления RBX, то полное сопротивление цепи паразитной связи будет определяться только емкостным сопротивлением; следовательно, ток во входной цепи будет равен:

^вх^вых-^Ы (ИЛИ JBx=£“Cnn)-

Напряжение паразитной емкостной связи во входной цепи усилителя будет равно:

"^вх " ^ вх = ^вых ■ ft),-' nl ■ ВХ •

Таким образом, паразитная емкостная связь прямо пропорциональна величинам входного сопротивления и выходного напряжения усилителя, а также частоте. Поэтому в усилителях с большим входным сопротивлением (например, у усилителя, работающего от фотоэлемента) емкостная паразитная связь на высоких частотах может быть большой даже при очень малой паразитной емкости.

Наиболее эффективным средством борьбы с емкостной паразитной связью является применение электростатических экранов; таким экраном может быть любая токопроводящая оболочка (практически для этой цели применяется проволочная оплетка, алюминиевая фольга и т. п.). Экранировать нужно такие элементы схемы, в которых наиболее нежелательно возникновение напряжения паразитной связи, т. е. входные цепи усилителя.

В таком случае все входные проводники, включая и входное сопротивление, помещают в экран, который должен быть присоединен к общему нулевому проводу усилительной схемы (рис. 140). Общий нулевой провод присоединяется к корпусу (шасси) усили-

Экран Д_ “

Рис. 140. Электростатическая экранировка входной цепи усилителя

теля и по соображениям техники безопасности заземляется. В этом случае могут существовать паразитные емкости между выходом усилителя (или посторонним источником переменного напряжения) и экранирующей оболочкой С^ и между внутренней поверхностью экрана и входными проводами Сщ . Если экран присоединен к общему проводу, т. е. находится под постоянным потенциалом, то действие емкости С^ будет сведено к нулю. Ток паразитной связи будет проходить через емкость Сп! и через экранирующую оболочку, минуя входное сопротивление, поэтому напряжения паразитной связи во входной цепи не будет.

Но если экран не присоединен к общей нулевой точке, то ток паразитной связи будет проходить через две последовательные емкости: С^ и Cni и через входное сопротивление, что вызовет появление напряжения паразитной связи на входе усилителя и может привести к генерации на высокой частоте.

Индуктивные паразитные связи как между выходом и входом усилителя, так и между различными источниками переменного тока, создающими магнитные поля, и входными цепями усилителя возникают главным образом при наличии в усилителе входного трансформатора. В этом случае переменное магнитное поле, являющееся потоком рассеяния выходных или питающих трансформаторов, может пересекать витки обмоток входного трансформатора (рис. 141), наводя в них э.д.с. паразитной связи, что при достаточно большом усилении приводит к генерации или помехам.

Если входной трансформатор поместить в массивную железную коробку (рис. 142), то почти все магнитные силовые линии в пространстве, окружающем входной трансформатор, будут замыкаться через стенки этой коробки (магнитного экрана), так как железо обладает значительно меньшим сопротивлением для магнитного потока, чем воздух. Это будет справедливо лишь при достаточной толщине стенок экрана и при большом воздушном зазоре между трансформатором и магнитным экраном (трансформатор должен быть укреплен на диамагнитных подставках). В этом случае

ВьаоВти им лито»» щий (силовой)Входной трансформаторВьаоВти им лито»» щий (силовой)Входной трансформаторРис. 141. Возникновение индуктивной паразитной связи между трансформаторамиРис. 141. Возникновение индуктивной паразитной связи между трансформаторамиРис. 142. Магнитная экранировка входных трансформаторовРис. 142. Магнитная экранировка входных трансформаторов

ВьаоВти им лито»» щий (силовой)

Входной трансформатор

ВьаоВти им лито»» щий (силовой)

Входной трансформатор

Рис. 141. Возникновение индуктивной паразитной связи между трансформаторами

Рис. 141. Возникновение индуктивной паразитной связи между трансформаторами

Рис. 142. Магнитная экранировка входных трансформаторов

Рис. 142. Магнитная экранировка входных трансформаторов

магнитное поле, создающее паразитную связь внутри экрана, будет сильно ослабленным, что уменьшит и паразитную связь.

Экранирование в данном случае основано на шунтировании магнитного потока. Но если частота магнитного потока велика, то из-за увеличения потерь в железе экрана на гистерезис его сопротивление для переменного магнитного потока возрастает и шунтирование становится малым, так что экранирование ослабевает.

Лучшие результаты дает применение медных или латунных экранов, т. е. экранов из металла и сплавов, обладающих малым удельным сопротивлением. Принцип действия экрана в этом случае заключается в том, что переменное магнитное поле, пересекая медный экран, индуктирует в нем вихревые токи, создающие противоположное магнитное поле (как и все индуктируемые токи), отчего результирующее магнитное поле, которое проходит за пределы экрана, сильно уменьшается. Чем толще стенка экрана, тем большие вихревые токи в нем создаются и тем лучше его экранирующее действие. Экран должен быть сплошным, без разрезов и швов, наличие которых значительно увеличит сопротивление, а следовательно, ухудшится экранировка.

Для уменьшения паразитной индуктивной связи между трансформаторами усилителя необходимо располагать их так, чтобы оси катушек были взаимно перпендикулярны. Входные трансформаторы иногда экранируют несколькими экранами, причем один из них делают медным (например, в звукозаписывающих усилителях, имеющих очень большое усиление). Следует отметить, что экранировать нужно главным образом входные цепи и входные трансформаторы. Экранировка источников магнитного поля не дает хороших результатов, так как при этом увеличивается общий поток рассеяния, а поток, выходящий за пределы экрана, уменьшается незначительно.

Рис. 143. Возникновение паразитной гальванической связи через общий источник питания в трехкаскадном усилителе

При установке питающих трансформаторов и входных на общем железном шасси необходимо их удалять от шасси, устанавливая диамагнитные прокладки; в противном случае паразитная индуктивная связь увеличится, что в данном случае приведет к увеличению помех.

Галъванические паразитные связи также могут возникать как между различными источниками тока и входом усилителя, так и между отдельными усилительными каскадами через общие участки цепи. В первом случае паразитная связь приводит к увеличению помех в усилителе, а во втором, если обратная связь положительна, она может привести к генерации усилителя.

Рассмотрим вопрос о паразитной связи через общие источники питания и о методах борьбы с возникающей при этом генерацией на низких частотах.

На рис. 143 изображена принципиальная схема трехкаскадного реостатного усилителя с питанием анодных цепей всех каскадов от общего источника. Общая анодная батарея или выпрямитель обладают некоторым внутренним сопротивлением, которое на схеме обозначено Rio. Это сопротивление и является причиной паразитной связи между каскадами: через него проходят анодные токи всех ламп.

Анодный ток последней лампы всегда имеет большие колебания, чем токи предыдущих ламп. Большие колебания анодного тока последней лампы создают на сопротивлении источника анодного тока некоторое падение напряжения, которое изменяется в соответствии с колебаниями тока: при увеличении тока происходит уменьшение напряжения источника, а при уменьшении тока — увеличение напряжения. Таким образом, во время работы усилителя напряжение общего источника питания не останется постоянным, а изменяется в соответствии с колебаниями тока последней лампы.

Так как анодная цепь первой лампы питается от общего источника, то на анод этой лампы попадут и пульсации напряжения источника питания. Переменная составляющая пульсаций анодного напряжения первой лампы через переходный конденсатор попадает на сетку второй усилительной лампы. Итак, колебания анодного тока последней лампы вызывают соответствующие колебания напряжения на сетке второй лампы — создается обратная Ьвязь между каскадами. При трех каскадах обратная связь будет положительной.

В справедливости этого легко убедиться. Предположим, что на сетку третьей лампы попадает первичный сигнал и сетка имеет некоторое положительное приращение потенциала. Тогда анодный 1ток третьей лампы будет увеличиваться. Напряжение общего источника питания анодных цепей при этом будет уменьшаться, т. е. получит отрицательное приращение. Это отрицательное приращение напряжения, попадая непосредственно на анод первой лампы и через переходный конденсатор на сетку второй лампы, вызовет уменьшение ее анодного тока. Но уменьшение анодного тока второй лампы вызовет увеличение ее анодного напряжения; анод получит положительное приращение потенциала, которое через переходный конденсатор попадет на сетку третьей лампы. Итак, вторичный импульс напряжения приходит на сетку третьей лампы в фазе с первичным, т. е. обратная связь через общий источник питания в трехкаскадном усилителе будет положительной.

Рассуждая так же, легко убедиться, что в двухкаскадном усилителе паразитная обратная связь будет отрицательной.

Отметим, что выключение лампы первого каскада в трехкаскадном усилителе не только не устранит положительную обратную связь, но усилит ее. Это происходит потому, что при наличии первой лампы большая часть пульсирующего напряжения источника питания падает на анодном сопротивлении, а меньшая — на сетке второй лампы из-за шунтирующего действия первой лампы. При вынутой лампе из-за отсутствия ее шунтирующего действия большая часть пульсирующего напряжения придется на сетку.

Для уменьшения паразитной связи через источники питания необходимо стремиться к уменьшению внутреннего сопротивления общего источника. Поэтому особенно ценным является применение стабилизаторов постоянного напряжения питания (например, газоразрядного или электронного), так как в этом случае происходит значительное ослабление паразитной связи через источники питания и можно получить большую устойчивость работы усилителя. Однако применение стабилизаторов усложняет аппаратуру и увеличивает ее вес и стоимость; поэтому они применяются лишь в высококачественной стационарной аппаратуре.

Для ослабления паразитной обратной связи через источники питания широко применяют развязывающие фильтры.

На рис. 144 приведена принципиальная схема трехкаскадного реостатного усилителя с развязывающим фильтром. Как видно из

Рис. 144. Включение развязывающих фильтров

схемы, развязывающим фильтром является ячейка реостатноемкостного фильтра (сопротивление R^ и емкость C$), включенного в анодную цепь первой лампы. Колебания напряжения на общем источнике питания, которые создаются колебаниями анодного тока последней лампы, попадают на анод первой лампы в сильно ослабленном виде, так как фильтр ослабляет эти пульсации.

В усилителях с большим коэффициентом усиления иногда применяют двухзвенные или даже трехзвенные развязывающие фильтры. В многокаскадных промышленных усилительных устройствах для питания анодной цепи усилительных ламп часто применяют кенотронные выпрямители, которые являются источником тока с достаточно большим внутренним сопротивлением. Поэтому для получения стабильной работы таких устройств широко применяют развязывающие фильтры, одновременно служащие дополнительными сглаживающими фильтрами.

Коэффициент фильтрации одного звена реостатно-емкостного фильтра RC приближенно равен:

Ф^С^.

Необходимо отметить, что в качестве развязывающего фильтра не могут быть применены схемы, содержащие L и С. Для простейшего звена фильтра LC коэффициент фильтрации равен Ф=а?ЬС—1; при уменьшении частоты пульсаций фильтрация сильно падает. Кроме того, даже при больших значениях L и С на низких частотах возникает последовательный резонанс. При этом пульсации будут не ослабляться, а увеличиваться, что приведет к противоположному действию, т. е. к увеличению паразитной связи.

Даже реостатно-емкостный развязывающий фильтр на низких частотах ослабляет пульсации хуже, поэтому наибольшая вероятность возникновения генерации усилителя из-за паразитной связи через источник питания имеется в области очень низких инфразвуковых частот.

Для уменьшения склонности усилителя к такой генерации необходимо стремиться к тому, чтобы на частотах ниже звуковых (ниже 40-у50 гц^ усиление каждого усилительного каскада уменьшалось бы достаточно сильно. Практически это достигается путем выбора небольшой постоянной времени CgRg. Однако в этом случае придется допускать и некоторый спад° частотной характеристики на низких частотах звукового диапазона. По этой причине получить стабильную работу усилителя с более широким диапазоном в области низких частот (например, у КЗВТ-З частотная характеристика даже на частоте 20 гц имеет небольшой спад) с помощью только развязывающих фильтров трудно, так как пришлось бы применять большие емкости фильтров. В таких устройствах часто применяют стабилизаторы постоянного напряжения.

Паразитная акустическая обратная связь возникает из-за воздействия звукового давления, создаваемого громкоговорителем, включенным на выход усилителя, на электронные лампы (или на микрофон — при усилении речей); в этом случае при достаточно большой связи возникает генерация. Для борьбы с паразитной связью в первом случае необходимо первую лампу закрывать тяжелым колпаком с прокладками из губчатой резины для уменьшения вибраций лампы и ее электродов; во втором случае нужно выбирать громкоговорители и микрофоны с более резко выраженными характеристиками направленности, устанавливая их так, чтобы на микрофон попало наименьшее излучение громкоговорителя.

Во избежание генерации общий уровень громкости звукопере- дачи не следует устанавливать большим.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Отрицательная обратная связь по напряжению применяется в усилителях для улучшения их свойств — уменьшения нелинейных и частотных искажений и помех, а также стабилизации выходного напряжения, эквивалентное внутреннее сопротивление лампы в этом случае уменьшается.

Отрицательная обратная связь по току стабилизирует выходной ток; эквивалентное внутреннее сопротивление лампы при этом возрастает.

Недостатками отрицательной обратной связи являются уменьшение усиления и возможность возникновения генерации на высоких частотах при переходе связи в положительную из-за больших фазовых искажений.

Наибольшее распространение получили последовательные схемы отрицательной обратной связи по напряжению, охватывающей оконечный каскад с выходным трансформатором и предоконечный каскад.

Паразитные обратные связи приводят к увеличению искажений в помех, а при достаточно большой глубине могут вызвать генерацию усилителя.

Мерой борьбы с емкостной и индуктивной паразитными связями яв ляется применение соответственно электростатических и магнитных экранов входных цепей и трансформаторов. Для уменьшения связи через общий источник питания применяются реостатно-емкостные развязывающие фильтры.

Глава IX

КАТОДНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ

Схема катодного повторителя

Катодный повторитель, пли каскад с катодной нагрузкой (рис. 145), отличается от обычного каскада — с анодной нагрузкой — тем, что сопротивление нагрузки R^ включено между катодом и общим проводом; входной сигнал подается между сеткой и общим проводом.

В обычном каскаде катод является общим электродом для цепей входа и выхода, так что его можно иначе назвать каскадом с общим катодом. В катодном повторителе общим электродом для входного и выходного сигналов является анод, так как источник питания имеет малое сопротивление для переменного тока; поэтому его называют иногда каскадом с общим анодом.

При различных схемах включения электронной лампы изменяются параметры каскада— коэффициент усиления, входное и выходное сопротивления.

Рассмотрим основные свойства катодного повторителя. При подаче переменного напряжения на вход анодный ток лампы пульсирует и на сопротивлении нагрузки Нн создается пульсирующее падение напряжения, переменная составляющая которого является выходным сигналом.

Пусть в рассматриваемый момент времени потенциал сетки повышается. Тогда анодный ток увеличивается, падение напряжения на сопротивлении RH возрастает и потенциал катода относительно общего провода повышается. Таким образом, катодный повторитель не переворачивает фазу сигнала — напряжение на выходе совпадает по фазе с напряжением на входе.

Как видно из схемы рис. 145, а, сопротивление нагрузки RH входит также в цепь сетки лампы; в результате этого все выходное напряжение подается обратно на вход в противофазе с входным сигналом. Иначе говоря, в катодном повторителе имеется стопро- 228

Р и с. 145. Схемы катодного повторителя на триоде (а) и на пентоде (6)Р и с. 145. Схемы катодного повторителя на триоде (а) и на пентоде (6)

Р и с. 145. Схемы катодного повторителя на триоде (а) и на пентоде (6)

Р и с. 145. Схемы катодного повторителя на триоде (а) и на пентоде (6)

рентная отрицательная обратная связь по напряжению. Это определяет свойства каскада.

Коэффициент усиления каскада с обратной связью равен:

ККгде К’=где К’=ив™к'

К

К

где К’=

где К’=

ивх 1+₽л' ’

^н коэффициент усиления без обратной связи,

и

Р=^ — —коэффициент обратной связи.

В катодном повторителе напряжение обратной связи U^ равно выходному напряжению и, следовательно, Р=1.

Поэтому коэффициент усиления катодного повторителя равен:

К=К,=К=К,=Д;Ч~^нД;Ч~^н+ Дг+Ди+ Дг+Ди

К=К,=

К=К,=

Д;Ч~^н

Д;Ч~^н

+ Дг+Ди

+ Дг+Ди

или, учитывая, что р^>1 и ^—S, получим:

(127)(127)SR«

(127)

(127)

HSRh 1

где S— крутизна характеристики лампы.

Из этого выражения следует, что коэффициент усиления катодного повторителя всегда остается меньше единицы, приближаясь к ней по мере увеличения произведения SRH; поэтому его иногда называют не коэффициентом усиления, а коэффициентом передачи.

Таким образом, сигнал на выходе каскада с катодной нагрузкой как бы повторяет по величине и по фазе входной сигнал, откуда и происходит название «катодный повторитель».

Чтобы катодный повторитель давал возможно меньшее ослабление напряжения, в нем следует применять лампу с большой крутизной характеристики. Для этого целесообразно использовать пентоды.

8* в. О. Федосеева 229

В схеме катодного повторителя на пентоде (см. рис 145, б) конденсатор экранной сетки Сэ должен быть включен между экранной сеткой и катодом. При включении этого конденсатора между экранной сеткой и общим проводом экранная сетка имеет такой же потенциал по переменному току, как и анод, соединяющийся с общим проводом через источник анодного питания. Поэтому для переменного тока экранная сетка и анод оказываются соединенными и лампа работает не в пентодном, а в триодном режиме.

Свойства катодного повторителя

Выше было сказано, что катодный повторитель не дает усиления по напряжению, но он дает значительное усиление по току и по мощности.

Если считать входное и выходное напряжения приближенно равными, то отношение выходного и входного токов обратно пропорционально отношению сопротивления нагрузки и утечки сетки, а последнее значительно больше RH. (Входное сопротивление можно считать равным R , если внутреннее сопротивление источника сигнала велико.)

Точнее, коэффициент усиления по току Kt можно найти из соотношения

к Сых ^ВЫХ RgК ^£ SRa-Bg

RB • UBX П R» -(!-№) Rs ’

или окончательно:

Kt=^SR/(128>

Так как SRH^>1 и R^R*, то К^ ^получается большим. Коэффициент усиления по мощности Кр равен произведению коэффициентов усиления по напряжению и по току:

SR,Y-VSR»

Коэффициент усиленияКоэффициент усиления(129)

Коэффициент усиления

Коэффициент усиления

по мощности получается такого же

порядка, как по току, так как К близок к единице.

Если рассматривать катодный повторитель как каскад со стопроцентной обратной связью, то эквивалентное внутреннее сопротивление каскада в 1 -рц раз меньше внутреннего сопротивления лампы:

<13°)

Поскольку р,5>1Поскольку р,5>1RрRрS ’S ’тото

Поскольку р,5>1

Поскольку р,5>1

Rр

Rр

S ’

S ’

то

то

(131)

При выборе лампы с большой крутизной можно получить очень небольшое внутреннее сопротивление эквивалентною генератора.

Например, если S = 9 ^ (пентод 6Ж4), то R,— ^-—111 ом.

Эквивалентная схема катодного повторителя приведена на рис. 146.

Эквивалентный генератор с внутренним сопротивлением Нг развивает э д.с., равную р'Йвх, где

(132)

поскольку в каскаде действует отрицательная обратная связь по напряжению и |3=1.

Приближенно р/дьП, так как ц^>1.

Выходное сопротивление каскада Я равно сопротивлению параллельно включенных Нг и R^.

R«-R\Rh+RiR«-R\Rh+Ri(133)(133)

R«-R\

Rh+Ri

R«-R\

Rh+Ri

(133)

(133)

Рис. 146. Эквивалентная схема катодного повтори-Рис. 146. Эквивалентная схема катодного повтори-

Рис. 146. Эквивалентная схема катодного повтори-

Рис. 146. Эквивалентная схема катодного повтори-

Таким образом, катодный повторитель имеет очень небольшое выходное сопротивление. Его можно выразить через S и /?н, так как R,

|,34)

Емкость С , шунтирующая сопротивление нагрузки, складывается обычно из входной емкости следующего каскада и емкости монтажа. Последняя в случае длинной линии может достигать значительной величины. Однако частотные искажения, вносимые (этой емкостью, невелики, так как мало внутреннее сопротивление эквивалентного генератора Нг. При этом изменение общего сопротивления нагрузки с повышением частоты из-за шунтирующего влияния емкости Сн вызывает очень незначительное изменение падения напряжения на внутреннем сопротивлении генератора, а следовательно, и на нагрузке, и частотная характеристика остается почти прядголпнейной.

Это обусловило широкое применение катодного повторителя в качестве каскада, стоящего перед длинной

= линией Ншнример, перед выносным ре- ТЙЛЯ

гулятором громкости или на выходе конструктивно самостоятельного предварительного усилителя, соединяющегося шлангом с оконечным усилителем).

Катодный повторитель имеет большое входное сопротивление, следовательно, малую входную емкость. Как и в обычной схеме с анодной нагрузкой, входное сопротивление каскада определяется как отношение входного напряжения к входному току, протекающему через междуэлектродные емкости Cag и Cgk. Но здесь к емкости Cag приложено только напряжение UBX, а к емкости С ак приложено действительное напряжение между сеткой и катодом, равное разности между напряжением источника сигнала U вх и напряжением на нагрузке Пвых:

Ug=U — U=(^1 — K^U .

gВХвЫХ х/ ВХ

Поэтому

у ^вх^вх

1

® i^ag+t 1 — К ) CgA]

Отсюда входная емкость катодного повторителя равна:

CBX=Cog+Cg^l-Ky(135)

При изменении К от 0 до 1 входная емкость изменяется от Са^С§к до Cog1 так что по мере приближения коэффициента усиления к единице входная емкость каскада уменьшается.

Еще одной особенностью катодного повторителя является то, что к его входу можно подвести значительно большее напряжение, чем в других схемах, при котором лампа не перегружается и работает без нелинейных искажений. Это объясняется тем, что действительное напряжение между сеткой и катодом лампы Ug равно разности между входным и выходным напряжением:

и=и—их. 5ВЫХ

Следовательно, напряжение на сетке в т раз меньше входного сигнала, где

т=1Г^и—^=И8Н,. и ВХ ° ВЫХ 1 'V

Поэтому входной сигнал можно повысить в (14-5^) раз.

Однако на высоких частотах, на которых сопротивление емкости Сн соизмеримо с сопротивлением нагрузки Дн, может произойти перегрузка каскада со стороны входа, приводящая к появлению нелинейных искажений. В этом случае из-за уменьшения общего сопротивления нагрузки напряжение UBbXX падает, так как Увых равно произведению максимально допустимого приращения тока, при котором лампа не перегружается, на общее сопротивление нагрузки ZH; ток не может быть увеличен, чтобы не возникли 232

искажения, поэтому с уменьшением ZH снижается {7ВЫХ- Тогда уменьшается напряжение обратной связи и возрастает напряжение между сеткой и катодом. Следовательно, при том же входном сигнале лампа может оказаться перегруженной. По этой же причине нельзя нагружать катодный повторитель на очень малое сопротивление.

Действие глубокой обратной связи стабилизирует выходное напряжение катодного повторителя при изменении параметров ламп и нагрузки и при колебаниях питающего напряжения. В частности, катодный повторитель допускает большие пульсации напряжения питания.

Способы подачи отрицательного напряжения смещения на сетку лампы

Постоянная составляющая анодного тока 1ао создает на сопротивлении нагрузки R постоянное падение напряжения IMR^ действующее между катодом и сеткой (см. рис. 145, и). Это напряжение может играть роль автоматического смещения только в том случае, если оно по величине соответствует требуемому отрицательному смещению.

Чаще всего сопротивление нагрузки не равно необходимому сопротивлению смещения и для осуществления смещения в схему вводятся дополнительные элементы.

Обычно постоянная составляющая напряжения на сопротивлении нагрузки больше требуемого смещения. В этом случае сопротивление нагрузки может быть составлено из двух сопротивлений: Rx и R^ представляющих собой делитель напряжения (рис. 147, а\ Сопротивление Rx выбирается так. чтобы постоянное напряжение, создаваемое на нем током /й0, было равно необходимому напряжению смещения Е :

1 (Z0

Разновидностью такой схемы является схема с делителем Rx—R^ п развязывающим фильтром R3—Сх (рис. 147, б), в которой глубина отрицательной обратной связи, а следовательно, и входное и выходное сопротивление не зависят от внутреннего сопротивления источника сигнала.

Если требуемое смещение больше постоянного падения напряжения на сопротивлении нагрузки RH, то последовательно с ним включается дополнительное сопротивление Rv зашунтированное конденсатором С (рис. 147, в). В этой схеме сопротивлением нагрузки, с которого снимается сигнал, является только сопротивление 7?н, так как на Rx переменной составляющей напряжения не будет (емкость конденсатора Сг выбирается так, чтобы его сопротивление

Рис. 147. Способы подачи смещения на сетку лампы катодного повторителя

на низкой частоте было примерно в 10 раз меньше сопротивления R^.

Сопротивлением смещения является сумма сопротивлений Rx и RH. Расчет сопротивления Rx можно произвести по следующим соотношениям:

где Eg— требуемое смещение;

Кроме этих схем существует еще много других способов создания требуемого напряжения смещения на управляющей сетке лампы катодного повторителя.

Применение катодного повторителя

В усилительной аппаратуре стационарных киноустановок катодный повторитель применяется в качестве каскада, стоящего перед выносным регулятором громкости (рис. 148, а) или на выходе предварительного усилителя (рис. 148, б). В этом случае благодаря малому внутреннему сопротивлению каскада паразитная емкость соединительной линии почти не влияет на частотную характеристику усилителя в области верхних частот. Кроме того, уменьшаются помехи, наводимые на линию, поскольку их величина прямо пропорциональна сопротивлению, включенному между проводами, а выходное сопротивление катодного повторителя мало.

Катодный повторитель может быть использован в качестве предоконечного каскада в том случае, когда оконечный каскад работает с сеточными токами — в режиме класса АВ2 или В2.

В главе III рассматривался вопрос о нелинейных искажениях, вызываемых сеточными токами. Сеточный ток создает падение напряжения на внутреннем сопротивлении источника сигнала, и

Р и с. 148. Схемы применения катодного повторителя:

а — перед выносным регулятором громкости (10УДС-1, КЗВТ-З); б — перед шлонгом, соединяющим предварительный усилыель с основным (№ ДС-1, КЗВТ-4); в — в качестве предоконечного каскада с активной нагрузкой; г — то же с индуктивной нагрузкой (показано одно плечо схемы), д — в качестве оконечного каскада

мгновенное значение переменного напряжения на сетке лампы уменьшается. Так как ток в цепи сетки протекает не весь период, то в течение части периода входное напряжение равно э. д. с. источника, а в течение остальной части периода оно меньше э. д. с. и форма кривой сигнала искажается. Искажения тем меньше, чем меньше внутреннее сопротивление источника сигнала.

Для оконечного каскада источником сигнала является предо- конечный каскад, и величина искажений, создаваемых сеточными токами, зависит от его внутреннего сопротивления. При исполь-

зовании в предоконечном каскаде катодного повторителя, обладающего малым внутренним сопротивлением, получаются очень незначительные искажения.

По сравнению с трансформаторным каскадом, который также применяется при работе оконечных ламп с сеточными токами, катодный повторитель проще, дешевле и компактнее и имеет значительно лучшие частотную и фазовую характеристики, а также вносит меньшие помехи и нелинейные искажения.

Следует, однако, иметь в виду, что катодный повторитель не дает усиления по напряжению, поэтому к его входу должно быть подведено напряжение сигнала, несколько превышающее требуемое напряжение на входе мощного каскада.

Поскольку в режиме АВ2 или В2 может работать только двухтактный каскад, то и предоконечный каскад должен быть построен на двух лампах, включенных по схеме катодного повторителя каждая (рис. 148, в).

На вход катодных повторителей сигнал подается с выхода фазоинверсной схемы.

Иногда в качестве нагрузки катодного повторителя, стоящего в предоконечном каскаде, включается дроссель (рис. 148, г). В этом случае можно получить требуемое индуктивное сопротивление нагрузки и сопротивление постоянному току для создания необходимого смещения без делителя, путем подбора сопротивления R, включаемого последовательно с дросселем. В такой схеме действует стопроцентная отрицательная обратная связь не только по переменному, но и по постоянному току, что дает стабилизацию режима оконечцых ламп при применении независимого смещения.

Катодный повторитель является усилителем мощности и может применяться в качестве оконечного каскада (рис. 148, д'). Для улучшения работы громко!оворителя важно, чтобы усилитель имел малое выходное сопротивление. Тогда в колебательную систему громкоговорителя вносится большее затухание и громкоговоритель меньше подчеркивает отдельные резонансные частоты, а кроме того, быстрее затухают переходные процессы, т. е. после прекращения сигнала колебания подвижной системы громкоговорителя быстро прекращаются. Это значит, что громкоговоритель будет вносить меньшие частотные и нелинейные искажения н качество звучания повысится

Для уменьшения выходною сопротивления усилителя в око нечном каскаде вводится обычно отрицательная обратная связь по напряжению.

Использование в оконечном каскаде схемы катодного повторителя позволяет получить наименьшее выходное сопротивление Кроме того, для согласования сопротивления нагрузки с внутренним сопротивлением лампы требуется менее громоздкий выходной трансформатор.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

. Катодный повторитель представляет собой каскад с катодной нагрузкой, охваченный стопроцентной отрицательной обратной связью по напря- дабНИЮ

. Катодный повторитель усиливает ток и мощность, но не дает усиления по напряжению, коэффициент усиления катодного повторителя не превышает единицы.

Катодный повторитель имеет малое выходное сопротивление и большое входное сопротивление, он обладает небольшой входной емкостью

. Фаза сигнала на выходе катодного повторителя совпадает с фазой входного сигнала

Катодный повторитель вносит малые частотные, фазовые и нелинейные искажения

Коэффициент усиления катодного повторителя стабилен и практически не зависит от колебаний напряжения источников питания и изменения параметров лампы при смене ламп или со временем.

Глава X

ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ

Схемы входа при работе от звукоснимателя

и микрофона

Входом усилителя называется часть цепи, к которой подключается источник усиливаемых колебаний: фотоэлемент, фотоэлектронный умножитель, магнитная воспроизводящая головка, микрофон, звукосниматель (адаптер).

Схемы включения источника усиливаемых колебаний в цепь сетки первой лампы усилителя называются схемами входа, а соответствующие им цепи — входными цепями.

Различные источники электрических колебаний звуковой частоты имеют свои особенности включения на вход усилителя. СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ЗВУКОСНИМАТЕЛЯ

Наиболее простыми являются схемы включения звукоснимателя.

Различают открытые схемы входа и закрытые.

В схеме открытого входа источник сигнала включается непосредственно между сеткой и катодом первой лампы. Пример включения звукоснимателя по схеме открытого входа дан на рис 149,а.

В этом случае источник сигнала должен обладать гальванической проводимостью, чтобы через него на сетку лампы попадало напряжение смещения, а с сетки на катод стекали случайные заряды, так как в этой схеме не включается сопротивление утечки сетки.

Кроме того, источник сигнала, включаемый по этой схеме, не должен требовать питания постоянным током, поскольку для постоянного тока цепь не замкнута.

По схеме открытого входа можно включить, например, электромагнитный звукосниматель; пьезоэлектрический звукосниматель по этой схеме включать нельзя, так как он не обладает гальванической проводимостью — не проводит постоянный ток.

В схеме закрытого входа между сеткой и катодом включено сопротивление утечки сетки Rg (рис. 149,6), а звукосниматель подключается параллельно этому сопротивлению. По такой схеме можно включить любой источник усиливаемого напряжения, независимо от того, проводит ли он ПОСТОЯННЫЙ ток.

Разновидностью схемы закрытого входа являются схемы включения звукоснимателя через делитель напряжения (рис. 149,в) и через потенцио

метр, являющийся регулятором громкости (рис. 14У,а;. ути схемы применяются, если звукосниматель развивает сигнал, превышающий номинальное входное напряжение усилителя.

Во входных цепях усилителей, рассчитанных на работу как от фотоэлемента или фотоэлектронного умножителя, так и от звукоснимателя, последний включается через делитель напряжения, поскольку он развивает напряжение 75—100 мв, а фотоэлектронный умножитель — 40-у50 мв (фотоэлемент дает еще меньшее напряжение на входе — 6-4-15 мв).

Электромагнитные звукосниматели имеют внутреннее сопротивление 2-4-6 ком на средних частотах. Поскольку катушка звукоснимателя обладает индуктивностью, внутреннее сопротивление его увеличивается с повышением частоты. При малом сопротивлении нагрузки это может вызвать значительное уменьшение входного напряжения усилителя в области верхних частот. Поэтому сопротивление делителя в схеме рис. 149,в должно быть не менее 50 ком.

Шнур, соединяющий звукосниматель с усилителем, должен быть экранирован для защиты от помех. Емкость этой линии не оказывает влияния на частотную характеристику усилителя, так как внутреннее сопротивление звукоснимателя сравнительно невелико. Поэтому длина соединительных проводов может составлять несколько метров.

Пьезоэлектрические звукосниматели развивают напряжение 1—1,5 в на рекомендуемом сопротивлении нагрузки О,5-4-1 мгом.

СХЕМА ВКЛЮЧЕНИЯ МИКРОФОНА

Для передачи дикторского текста, перевода кинофильма, усиления речи оратора в фойе и зале на киноустановках используют

239

Р и с. 150. Схемы включения микрофона на вход усилителя

микрофоны. Чаще всего применяются электродинамические микрофоны, имеющие высокие качественные показатели и не требующие питания постоянным током. В корпусе микрофона размещается микрофонный трансформатор. Сопротивление катушки микрофона составляет всего несколько ом, но благодаря применению трансформатора выходное сопротивление микрофона составляет 100-у -4-600 ом, а развиваемая им э.д.с.—2-4-3 мв.

Внутреннее сопротивление очень мало, поэтому распределенная емкость линии микрофона и входная емкость первого каскада мало влияют на частотную характеристику передачи и линия может быть достаточно длинной. Для уменьшения помех линию следует тщательно экранировать.

Электродинамический микрофон с помещенным в его корпусе трансформатором может быть включен в цепь сетки первой лампы либо непосредственно параллельно сопротивлению утечки сетки Rg (рис. 150,а), либо через трансформатор усилителя (рис. 150,6).

Первая схема отличается простотой, однако напряжение, развиваемое микрофоном на входе усилителя при таком включении, невелико, поэтому получается относительно большой уровень помех.

Вторая схема, благодаря применению повышающего трансформатора, позволяет повысить полезный сигнал на входе и тем самым снизить относительный уровень помех.

Кроме того, если применить симметрированный вход, т. е. заземлить среднюю точку первичной обмотки входного трансформатора, то электростатические помехи, наводимые на оба провода микрофонной линии при недостаточно хорошей экранировке, создают в сердечнике трансформатора равные по величине и противоположные но направлению магнитные потоки, которые взаимно компенсируются; в результате помехи уменьшаются.

Для защиты входного трансформатора от наводок со стороны внешних магнитных полей и паразитных связей его помещают в магнитный экран. Размеры магнитной цепи из этих же соображений должны быть возможно меньшими.

При анализе работы трансформаторного каскада (см. главу V) говорилось, что частотный диапазон в области верхних частот

практически ограничен частотой резонанса между индуктивностью рассеяния и приведенной входной емкостью. Для получения более равномерной частотной характеристики следует уменьшать собственную емкость вторичной обмотки трансформатора, входную емкость лампы и емкость монтажа, а также снижать коэффициент трансформации и шунтировать вторичную обмотку сравнительно небольшим активным сопротивлением R (100-у200 кому

Для уменьшения собственной емкости трансформатора секционируют обмотки; еще эффективнее уменьшение числа витков обмоток, что благодаря применению сердечников с большой магнитной проницаемостью осуществляется без снижения индуктивности первичной обмотки. Последнее обстоятельство важно потому, что уменьшение индуктивности ведет к возрастанию частотных искажений на нижних частотах.

Все эти меры позволяют получить равномерную частотную характеристику в требуемом диапазоне частот при коэффициенте трансформации входных трансформаторов порядка 20-у40.

Схемы входа при работе от фотоэлемента и фотоэлектронного умножителя

Фотоэлемент (или фотоэлектронный умножитель) является основным источником сигнала для звуковоспроизводящей аппаратуры, применяемой на киноустановках.

Простейшая схема включения фотоэлемента (рис. 151,а) носит название схем» последовательного питания. В цепь питания фо-

Р и с. 151. Схемы включения фотоэлемента:

а — схема последовательного питания, б— схема параллельного питания с нагрузкой со стороны анода, е-то же с нагрузкой со стороны катода

тоэлемента постоянным током от источника Еа входит в качестве нагрузки сопротивление утечки сетки R первой лампы усилителя При изменении светового потока, падающего на фотоэлемент от читающей лампы сквозь фонограмму, ток фотоэлемента пульсирует и создает на сопротивлении Rg пульсирующее падение напряжения, переменная составляющая которого является поле ь ным входным сигналом.

Внутреннее сопротивление фотоэлемента очень велико (десятки и сотни мегом), а сопротивление нагрузки R не более 1 мгом, поэтому ток в цепи не зависит от величины сопротивления нагрузки и входное напряжение пропорционально сопротивлению на входе усилителя.

Недостаток схемы, из-за которого она не применяется в современной аппаратуре, заключается в том, что цепь сетки не отделена от цепи постоянного тока. Поэтому на сопротивлении R о помимо полезного сигнала создается постоянное падение напряжения, уменьшающее отрицательное смещение на сетке первой лампы. Это небольшое положительное напряжение можно было бы скомпенсировать увеличением отрицательного напряжения смещения, но его трудно точно рассчитать, поскольку чувствительность фотоэлемента изменяется со временем и при замене фотоэлемента из-за разброса параметров.

^Еще большее положительное напряжение, изменяющее режим работы первой лампы и вызывающее увеличение нелинейных искажений, создается на сопротивлении Rg током утечки I изоляции между выводами катода и анода фотоэлемента, который значительно возрастает при повышении влажности и загрязнении панели и цоколя фотоэлемента.

Разделение постоянной и переменной составляющей фототока возможно в реостатно-емкостной схеме входа, которая иначе называется схемой параллельного питания и может быть выполнена в двух вариантах: с включением нагрузки со стороны анода (рис. 151,б) и со стороны катода (рис. 151,в).

В этих двух схемах постоянное падение напряжения, создаваемое фототоком на сопротивлении нагрузки Ra, не попадает на сетку лампы из-за включения разделительного конденсатора С .

Для переменной составляющей тока сопротивлением нагрузки, от которого зависит величина входного сигнала, является общее сопротивление параллельно включенных Ra и R :

Сравнивая схемы рис. 151,6 и 151 ,в, можно сделать следующие выводы:

В схеме с нагрузкой со стороны анода к разделительному конденсатору приложено высокое напряжение, равное напряжению на аноде фотоэлемента (220 4-240 в), и, следовательно, к его изоляциипредъявляютсяповышенные—требования — сопротив-

Рис. 152. К распределению пульсаций питающего напряжения в схемах с нагрузкой со стороны анода (а) и со стороны катода (б)

тение изоляции конденсатора должно быть 400-4-500 мгомд ина- ге на сетку лампы попадает положительное напряжение, созданное гоком утечки конденсатора на сопротивлении Rg.

В схеме же с нагрузкой у катода ухудшение изоляции пере- {одного конденсатора не приведет к нарушению режима лампы, гак как к нему приложено небольшое напряжение, равное падению напряжения на сопротивлении Ra.

Схема с нагрузкой со стороны анода приводит к большей склонности усилителя к генерации на низкой частоте из-за связи через общий источник питания (напряжение обратной связи с внутреннего сопротивления источника питания попадает через анодную цепь фотоэлемента на сетку лампы). Поэтому необходимо увеличить развязывающие фильтры. Кроме того, улучшение фильтрации анодного питания требуется и для уменьшения фона переменного тока, поскольку пульсации с анода фотоэлемента попадают на сетку первой лампы.

Из этих соображений желательно выбирать сопротивление Ra в схеме рис. 151,6 возможно большей величины, так как пульсации питающего напряжения распределяются между Ra и R( фотоэлемента, причем последнее зашунтировано сопротивлением R„ (рис. 152,а\ Поскольку R^^R^ то фон переменного тока тем меньше, чем меньше отношение —-(сопротивлением конденсато

ра

pa Cg переменному току можно пренебречь).

В схеме рис. 151,в напряжение паразитной обратной связи через источник питания, а также напряжение пульсаций попадает на сопротивление R„ через большое внутреннее сопротивление- фотоэлемента (рис. Гэ2.б). Поэтому паразитная связь и помехи ослабляются в ^- раз, и требования к развязывающим и сглаживающим фильтрам снижаются.

Таким образом, схема с нагрузкой со стороны катода обладает рядом преимуществ и широко применяется при использовании обычных фотоэлементов.

Фотоэлектронные умножители включаются на вход усилителя только по схеме с нагрузкой со стороны анода. В этом случае

Рис. 153. Схема включения фотоэлектронного умножителяРис. 153. Схема включения фотоэлектронного умножителя

Рис. 153. Схема включения фотоэлектронного умножителя

Рис. 153. Схема включения фотоэлектронного умножителя

схема усложняется цепью эмиттера, на который подается постоянное напряжение 170 в через отдельные развязывающие фильтры (рис. 153). Фототок, усиленный за счет вторичной эмиссии, проходит через анодную нагрузку Ra и создает на этом сопротивлении пульсирующее падение напряжения; переменная составляющая этого напряжения через разделительный конденсатор Со поступает на сетку лампы/Кон

денсатор Со должен иметь высокую изоляцию, а цепи питания анода п эмиттера — хорошую фильтрацию.

Применение схемы с нагрузкой у катода при использовании фотоэлектронных умножителей невозможно, так как через катод протекает только первичный фототок и прибор в этой схеме будет работать как обычный фотоэлемент, т. е. его чувствительность резко уменьшится (80—120 вместо 400-1-700 "^Ly г'ляЛМ

Входное напряжение и частотные искажения при работе от фотоэлемента

Найдем величину напряжения, которое развивает фотоэлемент на входе усилителя.

Если на фотоэлемент падает световой поток Ф, то в его цепи протекает фототок:

7ф=/Ф (№),

z-,уМКН

где Л — чувствительность фотоэлемента в

В звуковых киноустановках световой поток читающей лампы проходит через оптику звукового блока кинопроектора, где теряется примерно 50%, и через фонограмму, где он модулируется (изменяется по величине с частотой полезного сигнала).

Глубина модуляции т характеризует отношение переменной составляющей светового потока к постоянной и в среднем равна 0,15.

Таким образом, переменная составляющая светового потока, падающего на фотоэлемент через фонограмму, равна:

Ф~ =0,5 тк Фо,

где к — коэффициент, учитывающий качество печати фонограммы. При плохой контрастности фонограммы, т. е. недостаточной 254

плотности темных участков и плохой прозрачности светлых участков, отдача фонограммы уменьшается (к = 0,24-0,4). Это следует учитывать при определении величины входного сигнала, поскольку усилитель необходимо рассчитывать на работу от условно худшей фонограммы.

Обозначим через а = 0,5 тк коэффициент фотоэлектрической отдачи фонограммы, учитывающий потери в оптике, модуляцию и контрастность фонограммы. Тогда

Ф~=аФй.

Для условно худших фонограмм цветных фильмов а = 0,0154- 4-0,03, а для лучших фонограмм черно-белых фильмов этот коэффициент возрастает в 104-20 раз.

Световой поток Фо в стационарной аппаратуре составляет 0,03 лм при мощности читающей лампы 30 вт и 0,05 лм при лампе 50 вт; в передвижной аппаратуре Фо = 0,0034-0,0005 лм.

Переменная составляющая фототока может быть определена по формуле

1^=8Ф_=а8Ф6.

Входное напряжение равно произведению переменной составляющей фототока на входное сопротивление усилителя:

^вх^ф-'^вх"

Подставив значение 1,.~, получим окончательное выражение для входного сигнала:

С7вх = а5ФоЯвх[ж^] = а5ФЛВх-1О’6М.(137)

Для получения возможно большего входного сигнала с целью снижения относительного уровня помех следует увеличивать входное сопротивление 7?вх.

Однако величина /?вх ограничена рядом дополнительных требований.

Главное из них сводится к тому, что входная цепь не должна вносить заметных частотных искажений. Между тем линия, соединяющая фотоэлемент, который располагается на кинопроекторе, с усилителем, обладает сравнительно большой распределен-

Р и с. 154. Эквивалентная схема (а) и частотные искажения (б) входной цепи в области верхних частот

ной емкостью (100-4-200 пфу которая вместе с входной емкостью первого каскада создает общую емкость входной цепи Су Последняя шунтирует нагрузку фотоэлемента (рис. 154,а). Поскольку внутреннее сопротивление фотоэлемента велико, изменение общего сопротивления нагрузки на верхних частотах из-за шунтирующего влияния емкости Со приводит к пропорциональному изменению входного сигнала.

Частотные искажения во входной цепи в области верхних частот можно определить по формуле

4ZB = /l + (toBC07?BX)2, (138)

Как видно из этой формулы, уменьшение 1 астотных искажений при данной входной емкости Со возможно только за счет уменьшения RBXi что одновременно ведет к снижению уровня входного сигнала (рис. 154,6).

Обычно принимают компромиссное решение — выбирают RBX так, что частотные искажения составляют 6 4-8 Эб (Мв = 2-5-3), а в усилителе предусматривают соответствующий подъем верхних частот (см. главу XI).

Кроме этого, при выборе RBX следует учитывать, что сопротивление утечки сетки Rg должно быть не более 14-1,5 мгом из-за влияния ионных токов сетки и что увеличение входного сопротивления приводит к повышению уровня помех и возможности возникновения высокочастотной генерации из-за емкостных паразитных связей.

Сопротивление Ra берут обычно значительно большим, чем Rg, чтобы не уменьшить общее входное сопротивление. Так как фототок очень мал (доли микроампера), то постоянное падение напряжения на сопротивлении Ra составляет всего 1—2 в при величине Ra в несколько мегом.

Емкость Со может быть уменьшена за счет особой конструкции шланга фотоэлемента, уменьшения его длины и применения в первом каскаде экранированных пентодов с малыми междуэлектродными емкостями.

Другой способ уменьшения Св, применяющийся в первоклассной аппаратуре, заключается в конструктивном объединении фотоэлемента или фотоэлектронного умножителя вместе с первым каскадом усилителя. Такой узел называется фотокаскадом и устанавливается на проекторе вместо фотоячейки. При этом шланг фотоэлемента не включается на вход усилителя и емкость Со состоит только из входной емкости лампы и емкости монтажа. Чтобы уменьшить динамическую входную емкость лампы, берут небольшое сопротивление нагрузки в ее анодной цепи, за счет чего уменьшается коэффициент усиления К и емкость С , так как

C, = Cg^Cag^^KHCM.

в этом случае емкость Со снижается до 15^-20 пф и соответственно можно увеличить /?вх, получить больший входной сигнал и понизить относительный уровень помех.

Схемы входа при работе от воспроизводящей магнитной головки

Особенности магнитной головки, являющейся источником сигнала при воспроизведении магнитной фонограммы, заключаются

в следующем:

Э. д. с. головки прямо пропорциональна частоте сигнала, так как по принципу действия головки индуктированная в ее катушке э.д.с. равна Е = к(йВ, где со — частота; В —индукция; к — коэффициент пропорциональности. На верхних частотах отдача ее уменьшается вследствие конечной ширины рабочего зазора, потерь на вихревые токи и неплотного прилегания головки к фонограмме; в результате этого частотная характеристика головки весьма неравномерна (рис. 155, кривая 1) и входные цепи усилителя (или первые каскады) должны иметь частотную характеристику, являющуюся ее зеркальным отображением (кривая 2), чтобы скомпенсировать частотные искажения.

Внутреннее сопротивление головки обусловлено малым активным сопротивлением проводов катушки (г = 10-у30 ом) и индуктивностью 0,06^-0,14 гн, что соответствует индуктивному сопротивлению xL = 400-у900 ом на частоте 1000 гг^; таким образом, внутреннее сопротивление головки сравнительно невелико и носит индуктивный характер.

Э. д. с. головки невелика — примерно 1,5 мв на частоте 1000 гц.

В зависимости от режима работы магнитной головки схемы

ее включения можно разделить на две категории.

Рис. 155. Частотная характеристика воспроизводящей магнитной головки (I) и требуемая частотная характеристика усилителя при воспроизведении магнитной записи (2)Рис. 155. Частотная характеристика воспроизводящей магнитной головки (I) и требуемая частотная характеристика усилителя при воспроизведении магнитной записи (2)схемы входа, в которых головка нагружена на малое активное сопротивление и работает в режиме, близком к короткому замыканию;

Рис. 155. Частотная характеристика воспроизводящей магнитной головки (I) и требуемая частотная характеристика усилителя при воспроизведении магнитной записи (2)

Рис. 155. Частотная характеристика воспроизводящей магнитной головки (I) и требуемая частотная характеристика усилителя при воспроизведении магнитной записи (2)

схемы входа, в которых головка не нагружена и работает практически в режиме холостого хода.

Если нагрузить головку на активное сопротивление /?=80-у100 ом (рис. 156,а), то полное сопротивление цепи, равное

2=У(7+в7+№3, (139)

Р и с. 156. Схемы включения воспроизводящей магнитной головки на вход усилителя

на средних и верхних частотах можно считать чисто индуктивным: z ^ toL, поскольку г + R<^(aL.

Тогда ток в цепи Z _ £ на средних и верхних частотах не

зависит от частоты, так как и э.д.с.# и пропорциональны частоте.

сопротивление z прямо

Поэтому напряжение сигнала на сопротивлении R на частотах, кроме самых нижних, одинаково и может быть слепо по формуле

всех

вычи-

у..=т-|я.

(140)

где Е — э.д.с.

Зная э.д.с. лить э.д.с. на частоте:

головки на данной частоте.

головки на частоте 1000 г^ — Е1й, можно опреде- частоте / по условию, что э.д.с. пропорциональна

Е = ^-ю

1000 '103 ‘ 2л '

Подставив значение Е в формулу (140), получим:

(141)

или

При

^^ = 1,5 мв; R^W}Om, Ь = 0Д4 гн

м 'ГЗД4Й)Д4—=0,17-10 2 6 = 0,17.и».

(142)

При таком малом входном сигнале собственный шум первой лампы дает значительный уровень помех.

Для увеличения напряжения сигнала применяется повышающий входной трансформатор с коэффициентом трансформации 40. Напряжение на сетке первой лампы, снимаемое со вторичной обмотки трансформатора, составляет 6-4-7 мв; при этом уровень помех, вносимых первой лампой, невелик.

Входной трансформатор, как и в схемах включения микрофона, должен иметь минимальную собственную емкость и тщательную экранировку от электромагнитных паводок. Для уменьшения электростатических наводок на линию, соединяющую головку с усилителем, линия экранируется, а средняя точка первичной обмотки трансформатора заземляется.

Такая схема входа с дополнительными элементами коррекции (см. главу XI) применена в стереофонической аппаратуре для широкоэкранных кинотеатров типа КЗВТ-4.

Если применение входного трансформатора, сложного в производстве, нежелательно, то можно использовать бестрансформатор- ную схему входа (рис. 156,6). В этой схеме увеличение входного сигнала с целью снижения относительного уровня помех получается за счет режима холостого хода головки. Поскольку головка не нагружена, входное напряжение равно э.д.с. головки.

В данном случае входное напряжение изменяется прямо пропорционально частоте сигнала и, чтобы это скомпенсировать, усиление первых каскадов усилителя должно изменяться обратно пропорционально частоте. С этой целью применяют либо делитель напряжения, состоящий из активного сопротивления и емкости (причем сигнал снимается с емкости), либо частотно-зависимую отрицательную обратную связь.

, Схема с делителем R — С, называемым интегратором, показана на рис. 156,в. Делитель включен после первого каскада.

Напряжение сигнала, снимаемое с делителя на второй каскад, можно вычислить по формуле

Ц^Е-К,(143)

Vгде К — коэффициент усиления первого каскада, хс =—

емкостное сопротивление нижнего плеча делителя.

Для средних и верхних частот R^>xc1 поэтому формула упрощается:

Подставив значение Е из выражения (141), получим:

Таким образом, напряжение на входе следующего каскада не зависит от частоты сигнала. Только на самых нижних частотах напряжение немного уменьшается, так как сопротивление емкости становится соизмеримым с сопротивлением R и в знаменателе формулы (143) им нельзя пренебречь.

Последовательно с конденсатором С включается сопротивление Rx для ограничения спада на самых верхних частотах.

Схема непосредственного включения магнитной головки на вход усилителя с последующим использованием частотно-зависимой обратной связи для выравнивания частотной характеристики применена в стереофоническом звуковоспроизводящем устройстве типа 25УЗС-1.

В высококачественных первоклассных комплектах стереофонической аппаратуры применяют схему включения ненагружен- ной магнитной головки через входной трансформатор для уменьшения уровня помех за счет повышения входного сигнала (рис. 156,г). Трансформатор имеет коэффициент трансформации 54-10.

§ 5. Экранировка входных цепей

Одной из причин появления помех на выходе усилителя является паразитная связь между входными цепями и посторонним источником колебаний. Помехи могут наводиться на входные цепи электростатическим путем (через емкость), электромагнитным (за счет внешнего магнитного поля) или гальваническим (через общий участок цепи входа и цепи источника помех).

Наиболее распространены электростатические помехи. Их возникновение объясняется тем, что между проводами входа и проводами источника помех (чаще всего цепями переменного тока промышленной частоты) может существовать паразитная емкость Сп (рис. 157,а). Через эту емкость и входное сопротивление усилителя проходит переменный ток, который создает на входе переменное напряжение помех. Так как входное сопротивление велико, то даже небольшой емкостный ток приводит к появлению недопустимо больших помех. Величина помех прямо пропорциональна входному сопротивлению:

Пусть, например, напряжение источника помех U = 300 в (на половине вторичной обмотки силового трансформатора), паразитная емкость всего Са = 0,1 пф и входное сопротивление

Двх = 600 ком.

Подсчитаем напряжение помех:

U =2nf- С- U- R = 2-3.14-50- 300-0, ЫО"”-600-10’=

= 6 • 10-3в = 6 мб.

При номинальном входном сигнале 40 мв помехи составят 15%, или в децибелах уровень помех 20 1g ^ = —16 <96, так что даже при такой малой паразитной емкости прослушивается недопустимо большой фон переменного тока.

Для защиты от электростатических помех входные цепи усилителя (иногда весь первый каскад), источник полезного сигнала

и линию, соединяющую его с усилителем, помещают в электростатический экран. Экран представляет собой тонкостенную алюминиевую или медную коробку, пли, для кабеля, металлическую оплетку, которые обязательно должны быть присоединены к общей точке заземления входной цепи.

Если экран не соединяется с общим проводом усилителя, то через паразитные емкости между источником помех и экраном Сп, а также между экраном и входом усилителя Сп (рис. 157,6) протекают еще большие токи помех, чем при отсутствии экрана, так как поверхность экрана велика п емкости возрастают.

При правильном подключении экрана к общей точке входной цепи токи помех проходят через паразитную емкость и экран на общий провод усилителя, минуя входное сопротивление (рис. 157,в), так что напряжение помех не попадает на сетку первой лампы.

Фотоэлемент, заключенный в экранирующий кожух, представляет собой фотоячейку, которая помещается на проекторе и соединяется с усилителем экранированным шлангом. Фотоячейка и оболочка шланга изолируются от корпуса проектора и присоединяются к общей точке заземления деталей входной цепи (рис. 157,г).

Не допускается заземление экрана фотоэлемента на проекторе. Как видно из рис. 157,<9, при этом на участке между заземлением экрана (точка Л) и заземлением входных цепей усилителя (точка В) могут протекать большие токи заземления электросиловых устройств (двигателя проектора Дв, селеновых выпрямителей и др.). Эти токи создают на участке АВ заметное по величине падение напряжения, которое через емкость Сп между экраном и проводом, идущим к сетке лампы, попадает на вход усилителя.

Таким образом, из-за неправильного заземления помимо электростатических наводок могут появиться гальванические помехи.

Шланг фотоэлемента представляет собой линию из трех проводов, помещенных в специальную гибкую металлическую оболочку. Провода изолированы друг от друга и от оболочки.

Емкость между проводом, идущим к сетке лампы, и общим проводом шунтирует вход усилителя и вызывает частотные искажения в области верхних частот. Для уменьшения этой емкости провод, соединяющий анод фотоумножителя (или катод обычного фотоэлемента) с сеткой лампы, изготовляется из тонкой стальной проволоки диаметром около 0,2 мм. Стальная проволока применяется для большей механической прочности.

Вибрация этого провода при работе проектора может привести к изменению емкости шланга с частотой механических колебаний, что, в свою очередь, вызовет прохождение зарядного и разрядного тока конденсатора через входное сопротивление усилителя (рис.158), и на выходе установки появятся помехи,прослушивающиеся в виде шума работы проектора. Таким образом создастся так —называемый мшцюфоннш^аффекик—Для—его уменьшения нужно

Р и с. 158. Схема возникновения помех при изменении входной емкости из-за вибраций шланга фотоэлемента (микрофонный эффект)Р и с. 158. Схема возникновения помех при изменении входной емкости из-за вибраций шланга фотоэлемента (микрофонный эффект)предотвратить вибрации провода, ведущего к сетке лампы. Для этого пригоден провод в виде стальной спирали, растянутой вдоль осп шланга.

Р и с. 158. Схема возникновения помех при изменении входной емкости из-за вибраций шланга фотоэлемента (микрофонный эффект)

Р и с. 158. Схема возникновения помех при изменении входной емкости из-за вибраций шланга фотоэлемента (микрофонный эффект)

Индуктивные помехи возникают в усилителе значительна реже, только прй использовании входных трансформаторов или вследствие воздействия сильных магнитных полей на входные цепи.

Для устранения низкочастотных индуктивных наводок входные трансформаторы помещают в магнитные

экраны, изготовленные из материала с высокой магнитной проницаемостью — мягкой магнитной стали пли пермаллоя.

Экраны защищают обмотки трансформатора от наведения в

них э.д.с. внешними магнитными полями рассеяния, которые замыкаются через стенки экрана.

Для защиты от высокочастотных магнитных полей применяются экраны с достаточной толщиной стенок из материала с малым электрическим сопротивлением, например из меди. В стенках такого экрана внешние поля индуктируют мощные вихревые токи, магнитное поле которых компенсирует влияние паразитных полей рассеяния.

В высококачественных устройствах записи и воспроизведения звука применяются двух- п трехслойные экраны входных трансформаторов: внутренний экран из пермаллоя помещается внутри медного экрана, а сверху надевается экран из мягкой магнитной стали. Экраны изолируются от корпуса усилителя, в котором могут протекать блуждающие токи, и наружный экран заземляется в общей точке входной цепи.

Гальванические помехи могут возникнуть, если соединение элементов входной цепи с общим проводом усилителя выполнено в разных точках (рис. 159,а). В этом случае по участку АВ общего провода протекает переменная составляющая тока выпря-

Р и с. 159. Схема возникновения гальванических помех (а) и способ их устранения (б)Р и с. 159. Схема возникновения гальванических помех (а) и способ их устранения (б)

Р и с. 159. Схема возникновения гальванических помех (а) и способ их устранения (б)

Р и с. 159. Схема возникновения гальванических помех (а) и способ их устранения (б)

жителя (ток заряда и разрядка конденсатора фильтра Сф). Падение напряжения, созданное этим током на участке АВ, действует между сеткой и катодом первой лампы, усиливается всеми каскадами и прослушивается как фон переменного тока с частотой пульсаций.

Для устранения гальванической связи сопротивления входной цепи, а также сопротивление и конденсатор смещения первой лампы необходимо присоединять к общему проводу в одной точке схемы (точка 0 на рис. 159,6). Поэтому корпус электролитического конденсатора смещения, являющийся выводом отрицательной обкладки, изолируют обычно от шасси усилителя и соединяют с общей точкой входа. По этой же причине все электростатические экраны и экранирующая оплетка входных проводов присоединяются обязательно к общей точке заземления элементов входа.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Источниками колебаний звуковой частоты па входе усилителя являются фотоэлементы, фотоэлектронные умножители, звуковоспроизводящие магнитные головки, микрофоны и звукосниматели.

При работе от фотоэлементов следует предпочесть параллельную схему питания с включением нагрузки со стороны катода. В этой схеме предъявляются меньшие требования к изоляции переходного конденсатора и к коэффициенту фильтрации сглаживающих и развязывающих фильтров.

При работе от фотоэлектронного умножителя единственно возможной схемой входа'является реостатно-емкостная схема с нагрузкой со стороны анода, при которой применяются переходные конденсаторы с высоким сопротивлением изоляции и требуется тщательная фильтрация напряжения питания.

Внутреннее сопротивление фотоэлементов велико, и емкость линии фотоэлемента влияет па частотную характеристику. Уменьшение сигнала на верхних частотах тем значительнее, чем больше входное сопротивление усилителя. Но так как входной сигнал пропорционален входному сопротивлению, выбор величины последнего должен быть компромиссным.

Звукосниматели развивают больший сигнал, чем номинальное входное напряжение усилителя при работе от фотоэлемента, и включаются на вход через делитель напряжения.

Электродинамические микрофоны могут включаться па вх од усилителя непосредственно или через входной трансформатор. В последней схеме уровень сигнала выше и относительная величина помех снижается.

При работе от звуковоспроизводящей магнитной головки, отличающейся малой э. д. с. и большой неравномерностью частотной характеристики, применяются схемы включения нагруженной головки через входной трансформатор и ненагруженной головки непосредственно на сетку лампы или также через входной трансформатор.

Первая схема позволяет одновременно скомпенсировать неравномерность частотной характеристики головки, вторая и третья схемы требуют последу ю- щей коррекции искажений с помощью интегратора или частотно-зависимой обратной связи.

Наиболее проста вторая схема; минимальный уровень помех дает третья схема.

Входные цепи требуют тщательной экранировки для защиты от электростатических и электромагнитных помех

Электростатические экраны должны быть заземлены в общей точке цепи входа.

Глава XI

КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

§ 1. Назначение и способы коррекции частотной характеристики

Коррекцией называется исправление или изменение частотной характеристики усилителя с целью компенсации частотных искажений, возникающих как в самом усилителе, так и в других звеньях цепи звукопередачи.

Задачи коррекции могут быть различными: в одних случаях стремятся получить прямолинейную горизонтальную частотную характеристику всего усилителя или даже каждого каскада; в других случаях частотной характеристике усилителя придают определенный вид — подъемы или спады в некоторых областях частот, чтобы скомпенсировать соответственно спады или подъемы в других элементах тракта записи и воспроизведения звука; и, наконец, часто возникает необходимость в регулируемой коррекции, дающей возможность плавно или скачками изменять форму частотной характеристики в зависимости от условий.

В усилителях звуковоспроизведения нецелесообразно добиваться получения горизонтальной частотной характеристики, так как частотные искажения вносятся также при записи звука, входными цепями, громкоговорителями, и общая частотная характеристика всего тракта звукопередачи при этом не прямолинейна; коррекцию же легче всего выполнить именно в усилителе, а не в других звеньях тракта.

Рассмотрим, какие виды коррекции требуются в различной звуковоспроизводящей аппаратуре.

В большинстве случаев граничные частоты передаются хуже, чем средние. Так, например, фонограмма, записанная на узкой пленке, имеет плохую отдачу на верхних частотах (выше 2000 гц) и совсем не дает полезного сигнала на частотах выше 5000 гц

вследствие того, что длина волны записываемого на узкую пленку

колебания соизмерима на высоких частотах с величиной зерен светочувствительного слоя пленки. Таким же, примерно, диапазоном ограничена механическая запись.

Емкость линии фотоэлемента пли фотоэлектронного умножителя приводит к уменьшению входного сигнала на верхних частотах, причем глубина спада частотной характеристики зависит от длины шланга, соединяющего фотоэлемент или фотокаскад с усилителем, а также от количества подключенных шлангов (при работе от двух проекторов включаются два шланга).

Спад в области верхних частот дает также емкость линии выносного регулятора громкости.

Громкоговорители зала (даже двухполосные) обычно имеют плохую отдачу на нижних частотах, так как улучшение отдачи этих частот связано со значительным увеличением габаритов ящика громкоговорителя.

При воспроизведении магнитной записи звука э.д.с., индуктируемая в катушке звуковоспроизводящей головки, прямо пропорциональна частоте; поэтому частотная характеристика имеет, начиная с нижней граничной частоты, подъем 6 86 на октаву. На верхних частотах начинается спад частотной характеристики, обусловленный, во-первых, большим влиянием саморазмагничи- вания и, во-вторых, конечной шириной зазора в сердечнике магнитной головки. С повышением частоты ширина зазора становится соизмеримой с длиной волны записи (с величиной элементарных магнитиков па пленке) и отдача головки уменьшается; по мере износа головки от соприкосновения с магнитной лентой зазор становится шире и спад верхних частот увеличиваете^.

Таким образом, для улучшения качества звуковоспроизведения в усилителе необходимо создавать подъем частотной характеристики на граничных частотах. Однако при некоторых условиях подъем граничных частот может оказаться вредным. Выше уже говорилось, что на фонограмме узкой пленки не записаны частоты выше 5000 гц, в то же время царапины на пленке (особенно изношенного в эксплуатации фильма) при прохождении ее между световым штрихом и фотоэлементом модулируют световой поток и создают высокочастотный шум с непрерывным спектром, захватывающим большую область частот, лежащих как ниже, так и выше 5000-^-6000 гц. Для уменьшения шума возникает необходимость срезать частоты выше 5000 гц, создавая крутой спад характеристики.

В данном случае это происходит без ухудшения качества звуковоспроизведения, поскольку полезного сигнала с частотой выше 5000 гц нет. То же самое относится к воспроизведению грамзаписи, где на высоких частотах прослушивается только шипение, создаваемое движением иглы по борозде грампластинки.

Когда усилитель работает в комплекте широкопленочной аппаратуры с диапазоном от 50 до 8000-^10 000 гц, также следует плавно уменьшать усиление на высоких частотам для уменьшения

шума, создаваемого царапинами изношенной фонограммы (даже за счет некоторого ухудшения тембра), причем глубину спада желательно регулировать в зависимости от степени износа фильма.

Подъем нижних частот недопустим при так называемом бубнящем эффекте в зрительном зале, заключающемся в излишнем подчеркивании нижних частот при плохой акустической обработке зала, что приводит к неразборчивости речи. В этом случае приходится уменьшать усиление нижних частот в усилителе.

Регулируемая, или переменная, коррекция применяется не только для изменения глубины спада при различной степени износа фильма, но также для изменения тембра звучания в зависимости от содержания передачи и акустических особенностей помещения. Кроме того, чувствительность уха к средним и граничным частотам неодинакова и изменяется с изменением громкости звука. При тихих звуках ухо менее чувствительно к граничным частотам, чем к средним, и субъективно воспринимаемый тембр звука кажется искаженным. Поэтому желательно при пониженной громкости иметь подъем нижних и верхних частот.

С повышением громкости этот подъем становится излишним, так как чувствительность уха к различным частотам выравнивается.

Устройство, позволяющее плавно изменять форму частотной характеристики, называется тембр-регулятором или тонконтро- лем.

Принцип коррекции основан на введении в усилитель корректирующих каскадов или отдельных корректирующих элементов, содержащих реактивные сопротивления, величина которых, как известно, зависит от частоты, что и позволяет изменять коэффициент усиления для разных частот.

По способу осуществления коррекции схемы делятся на три основные группы:

схемы, в которых используется резонанс токов или напряжений;

схемы, дающие подъем характеристики в одной области частот из-за подавления усиления в других областях;

схемы, в которых изменение усиления получается изменением глубины обратной связи в определенной области частот.

Схемы коррекции

К первой группе схем можно отнести каскады с индуктивной нагрузкой — дроссельный, трансформаторный и реостатно-трансформаторный. В главе V говорилось, что при определенных соотношениях параметров схемы этих каскадов в первом из них можно получить подъем нижних частот вследствие резонанса напряжений между La и С , во втором — подъем верхних частот вследствие резонанса напряжений между Ls и С, и в третьем — подъем

Рис. 160. Принципиальная схема каскада с коррекцией, дающей подъем верхних частот или спад нижних частот (а) и частотные характеристики этого каскада (б):

I — при меньшей емкости С; II — при большей емкости С

нижних и верхних частот вследствие резонанса напряжений между Lx и Cg (на нижних частотах) и между Ls и С\ (на верхних ча- , стотах).

Кроме того, для коррекции можно ввести в реостатный каскад индуктивные катушки и получить резонанс в той или иной области частот. Например, если включить индуктивность L последовательно с переходным конденсатором в цепь сетки следующей лампы, то из-за резонанса напряжений между L и Се— входной емкостью следующего каскада — можно получить подъем верхних частот (аналогично влиянию резонанса на верхних частотах в трансформаторном каскаде).

Схемы, использующие резонанс, не получили большого распространения в массовых усилителях для воспроизведения звука ввиду громоздкости, сложности изготовления и большой стоимости дросселей и трансформаторов.

Остановимся подробнее на второй группе схем коррекции, основанных на подавлении усиления в части диапазона усиливаемых частот.

Схема на рис. 160,а представляет собой реостатный каскад с корректирующим элементом, включенным последовательно с С и состоящим из параллельно соединенных емкости Ск и сопротивления Вк. С понижением частоты сопротивление емкости Ск увеличивается и возрастает падение напряжения на корректирующем элементе, а напряжение на выходе каскада уменьшается. В зависимости от величины емкости Ск можно получить различные виды частотной характеристики (рис. 160,6).

При малой емкости сопротивление ее велико не только для нижних, но и для средних частот, в результате чего в этой части диапазона усиление подавляется и лишь в области верхних частот, на которых влияние Ск не сказывается, усиление будет нормальным для данного реостатного каскада (частотная характеристика каскада без коррекции показана на рис. 160,6 пунктиром). Таким образом, получится относительный подъем верхних частот (кривая Z).

Рис. 161. Схема коррекции, дающая подъем верхних частотРис. 161. Схема коррекции, дающая подъем верхних частотЕсли увеличить емкость С к, то ее сопротивление будет сравнительно велико только для нижних частот, а для средних и тем более верхних частот им можно пренебречь. Поэтому усиление подавляется только на нижних частотах и получается спад нижних частот (кривая 77). Благодаря сопротивлению Rk этот спад получается не таким крутым, как

Рис. 161. Схема коррекции, дающая подъем верхних частот

Рис. 161. Схема коррекции, дающая подъем верхних частот

при уменьшении емкости пере

ходного конденсатора (штрихпунктирная кривая), и самые нижние частоты не срезаются. Это объясняется тем, что с понижением частоты, когда сопротивление емкости Ск слишком возрастает и становится значительно больше Rk, общее сопротивление корректирующего элемента не может стать больше величины Rk и

спад характеристики ограничивается.

Подъем верхних частот можно получить, если последовательно с сопротивлением нагрузки включить индуктивность (предполагается, что источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление). По этому принципу осуществляется коррекция на входе усилителей воспроизведения магнитной фонограммы (рис. 161). Сопротивление нагрузки увеличивается с повышением частоты за счет роста индуктивного сопротивления йБ, а с ним увеличивается и входной сигнал.

Схема, показанная на рис. 162, а, позволяет получить относительный подъем нижних частот за счет уменьшения усиления на средних и верхних частотах (рис. 162,6). В этой схеме часть сопротивления анодной нагрузки зашунтирована конденсатором Ск, в результате чего для нижних частот, на которых сопротивление емкости велико, анодной нагрузкой является сумма сопротивлений: RO1 + Rav а для средних и верхних частот — только R поскольку для этих частот общее сопротивление Raz и Ск очень мало. С уменьшением сопротивления анодной нагрузки

‘ Рис. 162. Схема коррекции, дающая подъем нижних частот‘ Рис. 162. Схема коррекции, дающая подъем нижних частот

‘ Рис. 162. Схема коррекции, дающая подъем нижних частот

‘ Рис. 162. Схема коррекции, дающая подъем нижних частот

Р и с. 163. Схема коррекции, дающая спад верхних частот

уменьшается и усиление. Подобная схема также применяется при воспроизведении магнитной записи звука.

Разновидностью этой схемы является реостатный каскад с анодным развязывающим фильтром Сф — R^ (рис. 162,в); если емкость фильтра недостаточно велика, то для нижних частот фактически анодной нагрузкой будет сумма сопротивлений: Ra ф- + R^ а для средних и верхних — только Ra. Поэтому фильтр может вызвать подъем нижних частот.

Нетрудно показать, что величина этого подъема тц—^- за- висит от емкости фильтра и частоты, а также от Rt, Ra и R^.

н ЛоН

Западание частотной характеристики в области верхних частот легко получить, шунтируя анодную нагрузку лампы небольшой емкостью Ск (рис. 163). Действие этой емкости аналогично влиянию входной емкости следующего каскада: с повышением частоты емкостное сопротивление уменьшается, ток и внутреннее падение напряжения на лампе увеличиваются и выходное напряжение, а следовательно, и усиление уменьшаются. Схема применяется для срезания высоких частот при воспроизведении грамзаписи, фонограммы 16-Л4Л4 фильма и при наличии царапин на фотографической фонограмме нормального фильма.

Коррекция в цепи обратной связи

Если цепь отрицательной обратной связи сделать комплексной, введя в нее реактивные сопротивления, то глубина обратной связи будет зависеть от частоты усиливаемых колебаний.

Рассмотрим в качестве примера схему коррекции в цепи обратной связи по напряжению, охватывающей оконечный и пред- оконечный каскады (рис. 164,а).

Р п с. 164. Принципиальная схема коррекции за счет обратной связи по на-пряжению (а) и возможные частотные характеристики (б):

I— перемычка П, разомкнута; II— перемычка П, замкнута; III—перемычка Па замкнута; IV — перемычка П, разомкнута

Схема связи — последовательная, Rx и Нг — сопротивления, составляющие делитель обратной связи, причем на Rx гасится излишек выходного напряжения, а с R^ снимается напряжение обратной связи на сетку лампы (смещение независимое, поэтому ^См отсутствует).

Последовательно с гасящим сопротивлением Rx может включаться конденсатор Сх (для этого надо разомкнуть перемычку Пх); при включенном конденсаторе с понижением частоты увеличивается падение напряжения на нем и напряжение обратной связи па R^ уменьшается, а усиление возрастает (кривая I рис. 164,6).

Сопротивление Н, ограничивает рост усиления на нижних частотах, так как общее сопротивление цепи Сх и R3 не может стать больше R3. При замкнутой перемычке Пх коррекция выключается (кривая II).

Для подъема на верхних частотах параллельно сопротивлению обратной связи R3 включается конденсатор Сг. С повышением частоты его шунтирующее действие увеличивается, так как сопротивление становится меньше, напряжение обратной связи уменьшается и усиление возрастает (кривая III). Сопротивление R4 ограничивает подъем в области верхних частот, поскольку общее .сопротивление шунтирующей цепи R4 и Сг не может быть меньше R4. При разомкнутой перемычке Пг коррекция в области верхних частот выключается (кривая IV).

Аналогичный принцип коррекции применен с некоторыми видоизменениями схемы в ряде комплектов звуковоспроизводящей промышленной аппаратуры.

Коррекция изменением глубины обратной связи является наиболее простой и распространенной, однако в современных усилителях ее проводят не в цепи отрицательной обратной связи, охватывающей оконечный и предоконечный каскады, а в первом каскаде, где специально для коррекции вводится обратная связь.

Одна из причин перенесения коррекции в первый каскад в том, что уменьшение глубины обратной связи в последних каскадах

Р и с. 165. Схема коррекции за счет отрицательной обратной связи по току (емкость Ск мала)Р и с. 165. Схема коррекции за счет отрицательной обратной связи по току (емкость Ск мала)ристики изменением глубиныристики изменением глубиныприводит к росту нелинейных искажений и выходного сопротивления усилителя на граничных частотах, а также ухудшает фазовые характеристики и стабильность работы устройства. Кроме того, с введением обратной связи в первом каскаде возможно применение автоматической коррекции, о которой говорится в § 5.Весьма распространена также коррекция частотной характе- отрицательной обратной связи поприводит к росту нелинейных искажений и выходного сопротивления усилителя на граничных частотах, а также ухудшает фазовые характеристики и стабильность работы устройства. Кроме того, с введением обратной связи в первом каскаде возможно применение автоматической коррекции, о которой говорится в § 5.Весьма распространена также коррекция частотной характе- отрицательной обратной связи потоку (рис. 165). Схема представляет собой обычный реостатныйтоку (рис. 165). Схема представляет собой обычный реостатный

Р и с. 165. Схема коррекции за счет отрицательной обратной связи по току (емкость Ск мала)

Р и с. 165. Схема коррекции за счет отрицательной обратной связи по току (емкость Ск мала)

ристики изменением глубины

ристики изменением глубины

приводит к росту нелинейных искажений и выходного сопротивления усилителя на граничных частотах, а также ухудшает фазовые характеристики и стабильность работы устройства. Кроме того, с введением обратной связи в первом каскаде возможно применение автоматической коррекции, о которой говорится в § 5.

Весьма распространена также коррекция частотной характе- отрицательной обратной связи по

приводит к росту нелинейных искажений и выходного сопротивления усилителя на граничных частотах, а также ухудшает фазовые характеристики и стабильность работы устройства. Кроме того, с введением обратной связи в первом каскаде возможно применение автоматической коррекции, о которой говорится в § 5.

Весьма распространена также коррекция частотной характе- отрицательной обратной связи по

току (рис. 165). Схема представляет собой обычный реостатный

току (рис. 165). Схема представляет собой обычный реостатный

каскад с автоматическим смещением, но емкость конденсатора смещения взята недостаточно большой. При атом общее сопротивление RcM и Ск для нижних частот сравнительно велико (см. главу III) и с RCM на сетку лампы попадает не только постоянное напряжение смещения, но и переменное напряжение низкой частоты, являющееся напряжением отрицательной обратной связи по току, что приводит к уменьшению усиления (к западанию характеристики на нижних частотах — кривая // рис. 160,6).

Если еще уменьшить емкость Ск, то обратная связь по току будет действовать и на средних частотах, так что усиление умень

шится для нижних и средних частот, а на верхних — получится относительный подъем характеристики (см. кривую/ на рис. 160,6).

Переменная коррекция

Плавное изменение глубины западания или подъема частотной характеристики в той или иной области частот может быть осуществлено регулируемыми активными и реактивными сопротивлениями (например, переменными сопротивлениями или конденсаторами переменной емкости). В звуковоспроизводящей ки-Плавное изменение глубины западания или подъема частотной характеристики в той или иной области частот может быть осуществлено регулируемыми активными и реактивными сопротивлениями (например, переменными сопротивлениями или конденсаторами переменной емкости). В звуковоспроизводящей ки-Р и с. 166. Схема тонконтроля верхних частот (а) и область регулирования частотной характеристики (б):1 — при выведенном тоннонтроле (движок внизу, Нк —введено); II — при полностью введенном тонконтроле (движок вверху, йк — выведено)Р и с. 166. Схема тонконтроля верхних частот (а) и область регулирования частотной характеристики (б):1 — при выведенном тоннонтроле (движок внизу, Нк —введено); II — при полностью введенном тонконтроле (движок вверху, йк — выведено)

Плавное изменение глубины западания или подъема частотной характеристики в той или иной области частот может быть осуществлено регулируемыми активными и реактивными сопротивлениями (например, переменными сопротивлениями или конденсаторами переменной емкости). В звуковоспроизводящей ки-

Плавное изменение глубины западания или подъема частотной характеристики в той или иной области частот может быть осуществлено регулируемыми активными и реактивными сопротивлениями (например, переменными сопротивлениями или конденсаторами переменной емкости). В звуковоспроизводящей ки-

Р и с. 166. Схема тонконтроля верхних частот (а) и область регулирования частотной характеристики (б):

1 — при выведенном тоннонтроле (движок внизу, Нк —введено); II — при полностью введенном тонконтроле (движок вверху, йк — выведено)

Р и с. 166. Схема тонконтроля верхних частот (а) и область регулирования частотной характеристики (б):

1 — при выведенном тоннонтроле (движок внизу, Нк —введено); II — при полностью введенном тонконтроле (движок вверху, йк — выведено)

Рис. 167. Схема переменной коррекции в области верхних частот в цепи обратной связи по напряжениюРис. 167. Схема переменной коррекции в области верхних частот в цепи обратной связи по напряжениюноаппаратуре, главным образом, распространены регуляторы тембра, представляющие собой сочетание переменного сопротивления (угольного потенциометра) с конденсатором небольшой емкости, причем эти корректирующие элементы могут включаться как непосредственно в анодную цепь каскада, так и в цепь об

Рис. 167. Схема переменной коррекции в области верхних частот в цепи обратной связи по напряжению

Рис. 167. Схема переменной коррекции в области верхних частот в цепи обратной связи по напряжению

ратной связи по напряжению или по току.

Рассмотрим три различные схемы переменной коррекции в

области верхних частот (тонкоп-

троль верхних частот), применяемые в промышленной аппаратуре.

На рис. 166,а приведена схема с тонконтролем верхних частот, состоящим из переменного сопротивления RK и последовательно с ним соединенного конденсатора малой емкости Ск. Тонконтроль

включен параллельно сопротивлению утечки сетки реостатного каскада, или, что для переменного тока то же самое, параллельно

анодной нагрузке.

Принцип действия схемы сводится к следующему: на нижних и средних частотах сопротивление конденсатора СЕ значительно больше, чем сопротивление RK, поэтому весь тонконтроль в целом, независимо от положения движка сопротивления RK, никакого влияния на усиление не оказывает. В области верхних частот сопротивление конденсатора Ск сравнительно невелико и тем меньше, чем выше частота, так что общее сопротивление тонконтроля и, следовательно, его шунтирующее влияние зависят от величины введенной в цепь части сопротивления RK или от положения движка. Когда движок находится в крайнем нижнем положении, все сопротивление RK введено в цепь, а так как оно больше Rg, то тонконтроль и на верхних частотах на усиление не влияет. По мере перемещения движка вверх величина введенного сопротивления RK уменьшается, а так как емкостное сопротивление для верхних частот мало, то тонконтроль, шунтируя анодную нагрузку, приводит к уменьшению усиления в области верхних частот, причем западание частотной характеристики тем больше, чем меньшая доля Як введена (рис. 166,6). В крайнем верхнем положении движка спад верхних частот имеет максимальное значение. (Выражения «вверх» или «вниз», а в следующей схеме — «вправо» или «влево» относятся только к изображению переменного сопротивления на схеме, а в действительности, как сказано в главе IV, изменение величины переменного угольного сопротивления производится вращением ручки, сидящей на оси.)

С помощью аналогичных рассуждений нетрудно убедиться в том, что при включении вместо конденсатора Ск индуктивном

Р п с. 168. Схема переменной коррекции в области верхних частот за счет отрицательной обратной связи по току (а) и пределы изменения частотной характеристики (б):

I — движок внизу, II — движок вверху

катушки L можно получать регулируемый по глубине спад частотной характеристики в области нижних частот.

Схема тонконтроля, действующего в цепи отрицательной обратной связи по напряжению, приведена на рис. 167. Здесь переменное сопротивление RK полностью включено в цепь обратной связи и вместе с постоянным сопротивлением Rx составляет гасящее плечо делителя обратной связи. Переменная часть сопротивления RK зашунтирована малой емкостью Ск. Для нижних и средних частот сопротивление Ск значительно больше R , так что общее сопротивление, включенное в цепь обратной связи, от положения движка RK не зависит и усиление не изменяется.

Но для верхних частот сопротивление С меньше сопротивления параллельно включенной части RK, поэтому по мере перемещения движка справа налево общее сопротивление тонконтроля уменьшается, падение напряжения на нем также уменьшается, а напряжение обратной связи на R2 и на сетке лампы увеличивается, что приводит к уменьшению усиления в области верхних частот. В крайнем левом положении движка глубина отрицательной" обратной связи для верхних частот, а также западание частотной характеристики максимальны.

Подобная схема применена в комплекте универсального передвижного усилительного устройства КПУ-50. Частотные характеристики аналогичны рис. 166,6.

В схеме на рис. 168,а переменная коррекция осуществляется за счет изменения глубины отрицательной обратной связи по току и, в отличие от двух предыдущих схем, позволяет получить не спад, а подъем частотной характеристики на верхних частотах. Переменное сопротивление RB включено в качестве сопротивления автоматического смещения, причем переменная его часть между движком и общим проводом зашунтирована конденсатором малой емкости Ск. В нижнем положении движка отрицательная обратная связь по току действует на всех частотах и усиление во всем диапазоне частот мало.

При перемещении движка вверх часть сопротивления смещения шунтируется конденсатором, но так как емкость его мала, то для нижних и средних частот, на которых его сопротивление значи- 264

•ельно больше Rx„ ничего не изменится, а для верхних частот )трицательная обратная связь по току частично выключается it усиление возрастает (рис. 168,6). В крайнем верхнем положении движка подъем верхних частот достигает максимума, так как связь по току отсутствует.

Эта схема регулируемого подъема верхних частот применена в предварительном усилителе стереофонического комплекта (например, КЗВТ-4) для того, чтобы скомпенсировать частотные искажения, увеличивающиеся по мере износа звуковоспроизводящей магнитной головки.

§ 5. Автоматическая коррекция частотных искажений в области верхних частот

Выше уже юворилось, что величина спада в области верхних частот, вносимого емкостью линии фотоэлемента, существенно зависит от длины и качества шланга, а также от количества шлангов, подключенных к усилителю. Если коррекция осуществляется каким-либо корректирующим конденсатором, то при смене шлангов фотоэлементов, изменении их длины или колпчепва полной компенсации частотных искажений не будет. Схема автоматической коррекции, предложенная В. Муромцевым и примененная в современных усилителях звукового кино, лишена этого недостатка (рис. 169,а). Первый каскад усилителя охвачен отрицательной обратной связью по напряжению, причем схема связи параллельная. В промышленных устройствах схема связи более сложная: в ней имеются два делителя напряжения. На рис. 169,а схема умышленно упрощена, чтобы внимание фиксировалось только на принципе действия; поэтому показаны не все элементы входной цепи.

Напряжение обратной связи снимается на сетку лампы с того же входного сопротивления R2, что и полезный сигнал от источника.

Рис. 169. Принципиальная схема автоматической коррекции в области верхних частот за счет входной емкости (а) и частотная характеристика (б)Рис. 169. Принципиальная схема автоматической коррекции в области верхних частот за счет входной емкости (а) и частотная характеристика (б)j — спад характеристики за счет уменьшения входною сигнала, II — подъем харак- т< ьистшш за счет уменьшения глубины обратной связи, III— результирующая характеристикаj — спад характеристики за счет уменьшения входною сигнала, II — подъем харак- т< ьистшш за счет уменьшения глубины обратной связи, III— результирующая характеристика

Рис. 169. Принципиальная схема автоматической коррекции в области верхних частот за счет входной емкости (а) и частотная характеристика (б)

Рис. 169. Принципиальная схема автоматической коррекции в области верхних частот за счет входной емкости (а) и частотная характеристика (б)

j — спад характеристики за счет уменьшения входною сигнала, II — подъем харак- т< ьистшш за счет уменьшения глубины обратной связи, III— результирующая характеристика

j — спад характеристики за счет уменьшения входною сигнала, II — подъем харак- т< ьистшш за счет уменьшения глубины обратной связи, III— результирующая характеристика

Сопротивление Вг шунтируется входной емкостью (емкостью линии), и, следовательно, общее сопротивление на входе уменьшается с повышением частоты, что приводит, с одной стороны, к уменьшению полезного сигнала, а с другой — к уменьшению глубины обратной связи, т. е. к увеличению усиления. Эти два процесса, вызванные влиянием одной и той же емкости Свх, взаимно компенсируются, и частотная характеристика в области верхних частот автоматически выравнивается (рис. 169,6).

При увеличении емкости Свх в определенных пределах полезный входной сигнал будет иметь большее западание верхних частот, но и усиление за счет уменьшения обратной связи увеличится в большей степени, а частотная характеристика останется горизонтальной (для этого обратная связь должна быть достаточно глубокой).

То же произойдет при уменьшении емкости Свх.

Схема автоматической коррекции действует лишь в том случае, когда внутреннее сопротивление источника сигнала Rt велико (это справедливо при включении на вход фотоэлемента или

1'I f f _

50 too 500 7ООО 5000 ТО4 /гц

б

Р И КПхЛо^ 1 каскада усилителя 90У-2 комплектас коррекцией частотных искажений (а)и возможные частотные характеристики (б)

фотоэлектронного умножителя, внутреннее сопротивление которых около 10—15 жгож). При включении на вход источника с малым внутренним сопротивлением, например генератора звуковой частоты или звукоснимателя, обратная связь полностью выключается на всех частотах, так как R; замыкает накоротко сопротивление R4; в результате этого общее усиление увеличивается, а спад в области верхних частот не компенсируется.

В заключение рассмотрим схему коррекции частотной характеристики в I каскаде усилителя 90У-2 универсальных передвижных комплектов КПУ-50 п КУУП-56 (рис. 170). В схеме сохранены заводские номера сопротивлений и конденсаторов, что соответствует обозначениям на полной принципиальной схеме усилителя, по изображение схемы в целях получения большей наглядности изменено. Малыми сопротивлениями разделительного конденсатора на входе С\ и конденсатора фильтра анодного питания фотоэлектронного умножителя Са для переменного тока можно пренебречь; поэтому дальнейшие объяснения ведутся без учета их влияния.

Каскад, построенный по реостатной схеме на пентоде 6Ж7, охвачен отрицательной обратной связью по напряжению. Для этого выходное напряжение с R12 подается на первый делитель, состоящий из сопротивлений Ra, R^ и R5, а с Rs напряжение снимается на второй делитель, состоящий из сопротивления утечки сетки R6 и сопротивления нагрузки фотоэлектронного умножителя Ra. С сопротивления R3 напряжение обратной связи, как и входной сигнал, поступает на сетку лампы.

Усилитель предназначен как для работы в комплекте узкопленочной передвижки, так и для работы с однопостной пли двухпостной широкопленочной передвижкой. Поэтому в нем предусмотрено несколько видов коррекции (соответствующие частотные характеристики даны на рис. 170,6).

При работе с широкопленочными проекторами на вход включаются один или два шланга фотоэлементов и за счет их емкости Свх, шунтирующей сопротивление Ra, действует автоматическая коррекция, выравнивающая характеристику на верхних частотах (кривая I).

В случае необходимости регулировать тембр звука или срезать верхние частоты для уменьшения шума изношенной фонограммы применяется тонкоптроль в. ч., состоящий из переменного сопротивления Ra и конденсатора Са (принцип действия описан в предыдущем параграфе) — пунктирные кривые II.

При воспроизведении фонограммы 16-мм фильма проектор ставится на усилитель и шланги фотоэлементов отсутствуют, так что автоматическая коррекция не действует, а для создания необходимого подъема частотной характеристики до 4000-4-5000 гц параллельно сопротивлениям обратной связи R^ и Rs включается конденсатор С$1 с помощью замыкания перемычкой контактов 7 и 2. С повышением частоты сопротивление конденсатора умень-

шается и напряжение обратной связи на Д7и R., а следовательно и на R3 становится меньше, что приводит к увеличению усиления. Сопротивление R29 служит для ограничения подъема частотной характеристики на частотах выше 4000 г^, так как общее сопротивление цепи С21 и RM, шунтирующей часть делителя обратной связи, не может стать меньше R .

Одновременно замыкается перемычка 3—2, с помощью которой параллельно выходу каскада включается конденсатор См, срезающий для уменьшения шума частоты выше 5000 гы, на которых нет полезного сигнала (кривая III соответствует частотной характеристике при работе с узкопленочным кинопроектором).

При большом количестве царапин на фонограмме узкого фильма подъем частотной характеристики может быть уменьшен для снижения уровня помех с помощью тонконтроля высоких частот И

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Коррекция частотной характеристики в усилителе служит для компенсации частотных искажений, возникающих в усилителе и других звеньях звуковоспроизводящего тракта.

Принцип коррекции основан на применении в цепях усилителя реактивных элементов, сопротивление которых зависит от частоты.

Наиболее распространены схемы коррекции с использованием частотно-зависимой отрицательной обратной связи.

При воспроизведении фотографической фонограммы подъем нижних частот используется для компенсации плохой отдачи громкоговорителей, подъем верхних частот — для компенсации влияния емкости линии фотоэлемента или выносного регулятора громкости, а также плохой отдачи фонограммы 16-jh.w фильма.

При изношенной фонограмме необходим спад верхних частот; при плохой акустике зала (неразборчивость речи) — спад нижних частот.

При воспроизведении магнитной фонограммы спад усиления на 6 56 с повышением частоты па октаву (вдвое) необходим для компенсации возрастания э. д. с. звуковоспроизводящей головки пропорционально частоте, а подъем верхних частот — для компенсации искажений, обусловленных конечной шириной зазора головки.

Переменная коррекция (регулятор тембра) позволяет плавно изменять глубину спада или подъема частотной характеристики в определенной области частот.

Автоматическая коррекция за счет входной емкости дает стабилизацию прямолинейной частотной характеристики в области верхних частот при различной длине шланга фотоэлемента и различном количестве включенных на вход шлангов. .,

Г ла в a XII

РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ

Назначение и виды регуляторов усиления

Напряжение звуковой частоты на входе усилителя при воспроизведении фотографической записи звука в значительной степени зависит от чувствительности фотоэлемента и контрастности фонограммы. Между тем фотоэлементы и фотоэлектронные умножители отличаются разбросом параметров, а отдача фонограммы колеблется в больших пределах в зависимости от ее качества, причем фонограммы цветных фильмокопий имеют меньшую отдачу, чем черно-белые.

При работе от других источников — звукоснимателя, микрофона, магнитной головки — входное напряжение также зависит от ряда причин: параметров источника, режима его работы, качества магнитной фонограммы.

Поэтому усилитель рассчитывается на наименьшее возможное в нормальных условиях входное напряжение, которое принимается за номинальное. Для предотвращения перегрузки каскадов при большем входном сигнале, чем номинальный, предусматривается уменьшение усиления с помощью специальных регуляторов, которые называются регуляторами усиления, или регуляторами громкости.

Регуляторы усиления представляют собой потенциометры или ступенчатые делители напряжения, с которых на вход каскада снимается часть напряжения, развиваемого источником сигнала или предыдущим каскадом.

Назначение регуляторов громкости не ограничивается предотвращением перегрузки усилителя. С помощью этих регуляторов можно устанавливать требуемый уровень громкости в зрительном зале в зависимости от его объема и заполнения зрителями: при большем объеме и заполнении зала для создания одного и того же уровня громкости необходима большая мощность на выходе усилителя, чем при малом или пустом зале.

Кроме того, регуляторы громкости позволяют изменять громкость звука в зале в зависимости от сюжета фильма и тем самым расширять или сужать динамический диапазон передачи.

К регуляторам громкости предъявляются следующие требования:

плавность изменения усиления —регулирование должно производиться без разрыва цепи и резкого изменения громкости при переходе с одного контакта на другой;

минимальный уровень помех (шорохи, трески) при регулировании, а также помех, наводимых на линию регулятора;

независимость частотной характеристики усилителя от положения движка регулятора.

В зависимости от конструкции ригулятора п схемы его включения эти требования удовлетворяются в большей или меньшей степени.

Регуляторы громкости, которые находятся в корпусе усилителя, называются внутренними, или установочными. Они имеются во всех типах усилительной аппаратуры.

В стационарных устройствах кроме установочных применяются выносные регуляторы громкости, которые помещаются на пульте управления (так называемом микшерском пульте) в зрительном зале и соединяются с усилителем длинной линией.

Необходимость в этих регуляторах вызвана тем, что обслуживающий персонал, находящийся в кинопроекционной, отделенной от зрительного зала, не слышит звука в зале и поэтому не может правильно регулировать громкость установочным регулятором. В этом случае роль установочного регулятора сводится к ограничению перегрузки усилителя, о появлении которой сигнализируют специальные указатели (пик-индикаторы).

Чтобы относительный уровень помех, вносимых регулятором, был мал, напряжение помех должно быть значительно меньше полезного сигнала на регуляторе громкости. С этой точки зрения регулятор следует включать в последних каскадах, где сигнал велик и дальнейшее его усиление сравнительно мало. Однако в этом случае каскады, стоящие перед регулятором, не защищаются от перегрузки, что может привести к увеличению нелинейных искажений.

Поэтому регуляторы громкости включаются обычно после первого или второго каскада.

§ 2. Установочные регуляторы громкости

В качестве установочного регулятора применяется обычно непроволочный высокоомный потенциометр типа ВК, ТК или СП (см. главу IV), позволяющий плавно регулировать усиление.

Потенциометр включается вместо сопротивления утечки сетки на вход второго или третьего каскада (рис. 171),

Рис. 171. Схема включения установочного регулятора гром- ■ кости (РГ)Рис. 171. Схема включения установочного регулятора гром- ■ кости (РГ)При выборе типа потенциометра необходимо учитывать, что изменение громкости воспринимается пропорционально логарифму изменения звукового давления. Поэтому желательно, чтобы при малых сигналах, когда движок потенциометра находится слева (па схеме рис. 171 — внизу), поворот оси на определенный угол вызывал небольшое увеличение

Рис. 171. Схема включения установочного регулятора гром- ■ кости (РГ)

Рис. 171. Схема включения установочного регулятора гром- ■ кости (РГ)

напряжения сигнала, а при боль

ших сигналах такой же поворот давал значительно большее при

ращение напряжения. Этому условию удовлетворяют потенциометры с показательной характеристикой зависимости сопротивления от угла поворота оси (см. рис. 63, кривая 5). При использовании такого потенциометра равномерный поворот оси регуля

тора вызывает равномерное изменение громкости звука.

Выносные регуляторы громкости

Выносной регулятор громкости выполняется в виде ступенчатого делителя напряжения (рис. 172), который составляется из проволочных или непроволочных сопротивлений, включенных между контактами переключателя.

По контактам скользит движок переключателя, конструкция которого позволяет производить регулировку без разрыва цепи.

Схема делителя, показанная па рис. 172, а, отличается простотой и -широко применяется в звуковоспроизводящей аппаратуре. Ее недостаток состоит в том, что при регулировании изменяется сопротивление в цепи сетки лампы — сопротивление между контактом 0 и тем контактом, на котором находится движок: /?0-1= = Rv R0-t=Rx+Ra' Ro-s = Rx + ^2 + R3 и Т. Д.

P и c. 172. Ступенчатый регулятор громкости: a — простая схема; б — схема с добавочными сопротивлениямиP и c. 172. Ступенчатый регулятор громкости: a — простая схема; б — схема с добавочными сопротивлениями

P и c. 172. Ступенчатый регулятор громкости: a — простая схема; б — схема с добавочными сопротивлениями

P и c. 172. Ступенчатый регулятор громкости: a — простая схема; б — схема с добавочными сопротивлениями

Это влияет па частотную характеристику усилителя: снижение громкости сопровождается увеличением спада в области нижних частот вследствие уменьшения постоянной времени СgR„, а повышение громкости — “увеличением спада верхних частот из-за увеличения сопротивления Rg.

Д ля устранения этого недостатка можно включить между отводами от секций делителя и

Рис. 173. Схема включения вынос- контактами переключателя до- ного регулятора громкости баночные сопротивления R*, R" и т. д. (рис. 172, б). Эти сопротивления, так называемые «довески», рассчитаны так, чтобы общее сопротивление в цепи сетки при регулировании сохранялось неизменным:

r0_1=r0_2=r0_5 = ..„

где R^^R^R'; R„_,=Rx+R2+^ R^-R.+R.+R.+R"' и т. д.

Поскольку это приводит к усложнению конструкции регулятора, такая схема применяется редко.

На рис. 173 показана распространенная схема включения выносного регулятора громкости в звуковоспроизводящей аппаратуре. Если выносной регулятор отключен, то предусматривается включение его эквивалента R, чтобы не изменился реяшм работы предыдущего каскада, в анодную цепь которого входит регулятор. Обычно эквивалентное сопротивление R находится в усилителе, и для его включения достаточно поставить перемычку между контактами ДС — К — Д, одновременно устраняющую разрыв между каскадами при отключенном регуляторе громкости.

Линия, соединяющая выносной регулятор с усилителем, обладает распределенной емкостью Сл, которая шунтирует сопротивление регулятора и приводит к уменьшению усиления на верхних частотах.

Частотные искажения, вносимые емкостью линии регулятора, тем меньше, чем меньше эквивалентное сопротивление:

(см. 67)(см. 67)R =I

(см. 67)

(см. 67)

'311 ж 1

Для уменьшения R13 следует выбирать малое сопротивление самого регулятора громкости, играющее роль R^ а также лампу с небольшим внутренним сопротивлением.

В промышленной усилительной аппаратуре, применяемой па киноустановках, сопротивление выносного регулятора громкости составляет 104-30 ком. В каскаде перед выносным регулятором громкости применяются триоды с малым внутренним сопротивлением (пли пентоды в триодном соединении; так, например, включают лампу 6Ж7 во многих типах промышленных усилителей; при этом внутреннее сопротивление уменьшается примерно с 1 мгом до 10 ком).

Еще более эффективным, с точки зрения уменьшения частотных искажений, является применение перед выносным регулятором громкости катодного повторителя — каскада с очень малым выходным сопротивлением (100—300 ом).

При малом выходном сопротивлении каскада уменьшаются не только частотные искажения, вносимые емкостью линии, на которую работает каскад, но и помехи, поскольку наводки на линию прямо пропорциональны этому сопротивлению.

Расчет ступенчатого регулятора громкости

Сопротивления, составляющие делитель, рассчитываются так, чтобы при переходе движка с одного контакта на другой не было резкого изменения громкости. Человеческое ухо различает изменение громкости, если оно превышает 1-4-2 дб; поэтому разность усиления между двумя соседними контактами, называемую ступенью регулирования., выбирают 1,54-3 дб.

Разность максимального и минимального усиления, выраженная в децибелах, носит название глубины, или предела регулирования, и составляет обычно 204-40 дб при числе ступеней от 10 до 20.

Если задаться глубиной регулирования S (в дб) и ступенью регулирования А5, то, выбрав общее сопротивление регулятора

Р й с. 174. К расчету ступенчатого регулятора громкости с числом ступенейа

громкости, легко вычислить сопротивления, составляющие делитель. Максимальное усиление будет при положении движка на последнем контакте (рис. 174), а минимальное — на контакте 7, тогда глубина регулирования может быть записана в следующем виде:

S = 201g ^.(147)

Отношение напряжений заменим отношением сопротивлений, поскольку

и__в_

«ГА?

где R — полное сопротивление регулятора громкости.

Тогда 5=20^,

откуда

R $й

g- = 1020 и =(148)

1020

Каждое следующее сопротивление, включенное между двумя соседними контактами — Rv Rz и т. д.,— можно рассчитать, зная требуемую ступень регулирования.

Если первая ступень регулирования AS,, то при переходе движка с контакта 1 на контакт 2 усиление увеличится на AS, дб;

AS, == 201g ^, или AS, = 201g ^+12 ,

Отсюда

^р = 1О2о и Д2=Я,.Ю20 —7?„

или

AS,

Д^ЛДЮ"2» — 1).<149)

При величине следующей ступени регулирования — AS2—получим:

A^Olgg^OlgM+b,

откуда аналогично предыдущему находим Ra;

Я3 = (Я,+Д2)(10^"2—1),(15°)

где Л,+Л2=Я0_2.

Для какой-то промежуточной ступени регулирования — ASX сопротивление Rx+1, включенное между контактами zhz-J-I, можно определить по формуле

274

(151)(151)&ST

(151)

(151)

Rx+=(Ri+R2+...+Rx)(10^-l),

где Rt + Ra + ... + Rx = R6-x — общее сопротивление между контактами 0 и ж.

Таким образом можно рассчитать все сопротивления, входящие в делитель, число которых, как и число контактов, не считая нулевого, на единицу больше числа ступеней регулирования.

Пример расчета регулятора громкости

Требуется рассчитать сопротивления секций выносного регулятора громкости, общее сопротивление которого равно 30 000 ом. Глубина регулирования 40 дб при числе ступеней 20.

Зададимся ступенями регулирования: первые пять ступеней — по 3 дб, затем пять ступеней — по 2 дб и еще десять — по 1,5 дб.

Таким образом, дано: Л=30 000 ом; ге=20; 5=40 дб; A51=A52=...=A5S= =3 дб; А56=Л57 = ...=Л5|0=2 дб; А5п = Л512=...=Д520=1,5 дб.

Определяем величину первого сопротивления делителя — Rt:

R 30 000 30 000

——- ——————300 ом.

£ 40 100

10201020

Сопротивления следующих пяти секций найдем по формуле (151), считая А5=3 дб;

ькз

R2=R, (Ю20 — 1)=300 (1025— 1)=300 (10°>15 — 1).

Ю0115 равно числу, логарифм которого 0,15:

lg 10°’ls=0,15 lg 10=0,15; по таблице логарифмов находим: 10’’ls=l,41.

R^R, (1,41 — l)=r?r0,41=300-0,41=125 ом;

fl,=(fl,+fl2)-0,41;

Л1+Д2=Л|)_2=ЗОО+125=425 ом;

Я3=425- 0,41=175 ом;

7?4=7?0_3-0,41=(7?0_2+Д3)-0,41 =(425+175).0,41=600-0,41=250 ом;

Я3=Д0_4-0,41=(Д0_3+Я4).0,41=(600+250)-0,41=850-0,41=350 ом.

Аналогично Я6=(850+350)-0,41=1200-0,41=490 ом.

Теперь таким же способом рассчитаем сопротивления еще пяти секций,

AS

считая А5=2 дб, а множитель (Ю20— 1)=10в>’ — 1=1,26— 1=0,26:

Я, =/1200+490)-0,26=1690-0,26=440 ом;

J?s=(1690+440)-0,26=2130-0,26=550 ом;

Ra =(2130+ 550)-0,26= 2680-0,26=700 ом;

Я1о=(268О+7ОО).0,26=3380-0,26=880 ом;

Ru=(3380 +880) - 0,26 = 4260 • 0,26=1100 ом.

Последние десять секций рассчитываем, полагая Д5=1,5 дб. При этом AS

множишль (1020 — 1) =(10р’73—1)=1,19 — 1=0,19:

Я12=(4260+1100).0,19=5360-0,19=1000 ом;

Я13= (5360+1000)-0,19=6360-0,19=1200 ом;

Яи=(6360+1200)-0,19=7560-0,19=1440 ом;

R15=(7560+1440)-0,19=9000-0,19=1700 ом; ' Я„=(9000+1700). 0,19= 10 700-0,19=2000 ом; /117=(10 700+ 2000)-0,19=12 700-0,19= 2400 ом, Я18=(12 700+2400)-0,19=15 100-0,19=2800 ом; Я19=(15 100+ 2800)-0,19= 17 900-0,19= 3400 ом; Я20=(17 900+3 400)-0,19=21 300-0,19=4000 ом; Л21=(21 300+4000)+,19=25 300-0,19=4700 ом.

В приведенном примере произведен расчет выносного регулятора громкости 6К —16, примененного в комплектах стационарной звуковоспроизводящей аппаратуры КУСУ-51 и КУСУ-52.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Регуляторы громкости применяются для регулирования усиления в зависимости от качества фонограммы и фотоэлемента, от размеров, акустических особенностей и заполнения зрительного зала, а также для расширения или сужения динамического диапазона передачи.

Регуляторы громкости делятся на установочные, находящиеся в усилителе, и выносные, устанавливаемые в зрительном зале. Установочные ре- туляторы представляют собой потенциометры, дающие плавное регулирование напряжения сигнала. Выносные регуляторы выполняются в виде ступенчатых делителей напряжения.

Емкость липин выносного регулятора громкости вносит западание частотной характеристики на верхних частотах. Частотные искажения и помехи, наводимые па линию, значительно меньше в том случае, когда сопротивление регулятора и выходное сопротивление каскада, после которого он включен, малы. Поэтому сопротивление выносного регулятора выбирают не более 10—30 ком, а в каскаде перед ним применяют либо лампу с малым внутренним сопротивлением, либо схему катодного повторителя.

Глава ХШ

УСИЛИТЕЛИ

НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ

Свойства, принцип действия и типы полупроводниковых триодов

Полупроводниковые триоды (называемые также кристалличес-' ними триодами, или транзисторами) впервые были применены в 1948 г. и за последние годы получили широкое распространение в радиотехнической и электронной аппаратуре, где они успешно выполняют функции электронных ламп.

Преимущества полупроводниковых триодов по сравнению с электронными лампами следующие: 1) малые размеры и вес; 2) отсутствие затрат энергии на накал; 3) большая механическая прочность; 4) низкие напряжения питания; 5) большой срок службы — десятки тысяч часов, 6) незначительные внутренние потери энергии, благодаря чему устройства имеют высокий к. п. д.

Технология изготовления полупроводниковых триодов еще недостаточно совершенна, поэтому они имеют существенные недостатки, которые пока ограничивают их применение в ряде областей, но с течением времени могут быть устранены. К этим недостаткам относятся: 1) большой разброс параметров и характеристик различных экземпляров триодов одного типа; 2) сильная зависимость параметров от температуры; 3) значительный уровень собственных шумов; 4) сравнительно небольшая мощность, развиваемая триодом; 5) изменение свойств с течением времени (старение).

В настоящее время полупроводниковые триоды находят применение и в усилительной аппаратуре для киноустановок. Их использование целесообразно в первую очередь в передвижных устройствах, для которых уменьшение веса и размеров, а также понижение напряжения питания и потребляемой мощности имеют существенное значение.

Полупроводниковые триоды по устройству делятся на точечные и плоскостные.

Рис. 175. Схема устройства полупроводниковых триодов типа р—п—р (а) и п—р—п (б) и изображение их на схемах (в)

Схема устройства плоскостного триода приведена на рис. 175, а. Триод имеет три слоя полупроводника. Средний очень тонкий слой в 104-20 мк обладает электронной проводимостью (полупроводник типа га) а крайние слои — дырочной (полупроводник типа р). Такой прибор носит название полупроводникового триода типа р—га—р. В нем образуются два электронно-дырочных перехода —- переход р—га и переход п—р, обладающие односторонней проводимостью.

К правому переходу приложено обратное напряжение: полярность его такова, что основные носители зарядов (электроны в области п и дырки в области р) уходят от границы этих слоев и сопротивление перехода возрастает.

К левому переходу приложено напряжение смещения, полярность которого соответствует прямому напряжению; при этом сопротивление перехода уменьшается, поскольку основные носители зарядов подходят к границе двух полупроводников. Через этот переход проходит прямой ток, обусловленный перемещением электронов из среднего слоя в левый и дырок — из левого слоя в средний. В результате средний слой обогащается неосновными носителями зарядов — дырками.

Благодаря малой толщине этого слоя дырки подходят к правому переходу и под действием приложенного к нему напряжения свободно проходят в правый слой, поскольку электрическое поле является для них ускоряющим. При этом ток в цепи правого электрода значительно увеличится.

Левый электрод, роль которого заключается во введении неосновных носителей зарядов в высокоомный правый переход, называется эмиттером, средний — основанием, или базой, а правый электрод, собирающий эти носители зарядов,— коллектором.

Таким образом, эмиттер аналогично катоду электронной лампы является источником носителей зарядов, коллектор подобно аноду лампы служит электродом, к которому они движутся, а основание играет роль управляющего электрода; при изменении напряжения между основанием и эмиттером изменяется количество 278

носителей зарядов, приходящих к коллектору, а следовательно, и ток в его цепи.

Если между основанием и эмиттером включить источник переменного напряжения (сигнала), то в этой цепи потечет пульсирующий ток и соответственно будет изменяться количество вводимых в средний слой дырок, а значит, и ток в цепи коллектора.

На сопротивлении R в цепи коллектора создается падение напряжения, повторяющее по форме входной сигнал.

Токи коллектора и эмиттера мало отличаются друг от друга по величине, так как почти все дырки, введенные из эмиттера в основание, доходят до коллектора и лишь незначительная их часть (менее 10%) рекомбинирует с электронами в среднем слое.

Поскольку сопротивление левого перехода мало, а правого — велико, переменный ток в цепи эмиттера создается при малом напряжении источника сигнала, а на высокоомном сопротивлении в цени коллектора при почти таком же токе получается большое напряжение сигнала. Таким образом, триод дает усиление по напряжению и по мощности.

Кроме плоскостных триодов типа р—и—р существуют триоды типа п—р—и, в которых эмиттер и коллектор представляют собой полупроводники типа п (электронные), а основание — полупроводник типа р (дырочный) (рис. 175, б).

Принцип действия триодов типа п—р—п не отличается от рассмотренного выше, только в средний слой вводятся из левого слоя не дырки, а электроны.

Для таких триодов полярность напряжений Ех и Ег должна быть противоположна той, которая показана на рис. 175, а; направление токов также изменится на противоположное, так как они обусловлены в данном случае не дырочной,а элек1ронной проводимостью.

Изображение триодов обоих типов на схемах показано на рис. 175, в.

С повышением частоты сигнала в цепи эмиттера колебания тока коллектора уменьшаются. Это объясняется следующим: при быстром увеличении тока эмиттера неосновные носители заряда заполняют основание не мгновенно, а постепенно, и только через некоторый промежуток времени достигают коллектора; поэтому нарастание тока коллектора происходит медленнее, чем тока эмиттера. Точно так же при резком уменьшении тока эмиттера ток коллектора уменьшается медленнее, так как неосновные носители зарядов не сразу рекомбинируют, а продолжают еще двигаться через слой основания к коллектору.

Степень уменьшения усиления с повышением частоты зависит от времени, в течение которого неосновные носители зарядов проходят через основание, т. е. от их подвижности и от толщины слоя основания.

Поскольку подвижность электронов в германии примерно вдвое больше подвижности дырок, триоды типа п— р—п могут работать

при более высоких частотах колебаний, чем триоды типа р—п—р, у которых неосновными носителями зарядов в основании являются дырки.

Частотный диапазон полупроводниковых триодов ограничивается также из-за шунтирующего влияния собственной емкости коллекторного перехода. Эта емкость зависит от площади перехода и у плоскостных триодов, особенно мощных, имеет большую величину, чем у точечных, достигая десятков пикофарад.

КОНСТРУКЦИИ ТОЧеЧНЫХ И ПЛОСКОСТНЫХ ТрПОДОЬ, »mii) нашей промышленностью, приведены на рис. 176. Все носятся к триодам типа

триодов, выпускаемых

р—п—р.

они от-

Из точечных триодов типы С1 (от С1А до С1Е) п С2 (от С2А до С2Г) являются более старыми, а СЗ (от СЗА до СЗЕ) и С4 (от С4А до С4Г) — более совершенными, смонтированными в металлических герметических корпусах.

Точечные триоды работают при напряжениях коллектора до 10—40 в. Мощность, рассеиваемая на коллек-

06.8

V

JUL

в ИВ о

д

маммеокеаеееббмевеееббк

точка-.

ЙЗО е

Г 07^

1 г 3' 4'

торе, не —100 мет.

усиление

7 2

должна превышать 50-у Эти триоды могут давать напряжения в 30 4-50 и

ООО

«03

Рис. 176. Конструкция и внешний вид полупроводниковых триодов:а — точечные триодытипов С1 и G2 1 — котах, 2— корпус (основание), 3— вристалло-держатель, 4 — кристалл термания, 5 — эмиттер, 6 — коллектор, 7 — изолирующаявтулка, 8 — выводы 6 — плоскостные триодытипов Щ п П2 1 — корпус, 2 — изоляторстеклянный, 3 — ьристаллодержатель, 4 — кристалл германия, 5 — эмиттер (индии),6 — коллектор (индии), 7 - вывод эмиттера, 8 — вывод коллектора, 9 — наружные вы-воды, в — точечные триодытипов СЗ и С4 и плоскостные триодытипов П6 и ШЗ г—плос-костные триоды типов П5 и П7, а — то же типа ПЗ; е — то же типа П4

усиление мощности в 30-^-100 раз. Они предназначены для усиления сигналов и генерирования колебаний с частотой не выше 0,5-Ш0 .нг<щ и могут работать при температуре от—50 до р60°С.

Плоскостные триоды типов Ш, П5, П6, П13 предназначены для усиления напряжения с частотой до 0,1 — 2,5лггггр Триоды от ША до П1Д оформлены в металлическом патроне со стеклянными изоляторами. Вывод от корпуса является выводом основания. К пластинке германия типа п с двух сторон вплавлен индий, примеси которого создают в германии слои типа р. К индию припаяны выводы эмиттера и коллектора, которые проходят через стеклянные изоляторы. Напряжение коллектора для этих триодов должно быть 10—20 в; мощность, рассеиваемая коллектором, не более 50 мет. Усиление по мощности можно получить до 1000-4-5000.

Более совершенными являются триоды 115 (от П5А до П5Д), П6 (от П6А до П6Д) и П13 (от П13А до П13Д). Первые из них оформлены в миниатюрном стеклянном баллоне с тремя выводами; около вывода коллектора ставится красная точка. Напряжение коллектора — от 2 до 10 в, допустимая мощность рассеяния — до 25 мет.

Триоды типов П6 и П13 оформлены в герметическом металлическом корпусе п работают при напряжении на коллекторе от 5 до 30 в. Наибольшая допустимая мощность, рассеиваемая коллектором, составляет 150 мет. Усиление по мощности достигает 3000—10 000 при выборе соответствующей схемы и сопротивления нагрузки.

Для усиления мощности колебаний низкой частоты применяются плоскостные триоды типов П2, ПЗ, П4 и П7. Из них более совершенными являются триоды П4 (от П4А до П4Д), которые могут отдавать мощность до 10 вт в однотактной схеме. В двухтактной схеме от двух триодов П4 в режиме класса В можно получить мощность 30 вт. Напряжение коллектора от 25 до 60 в. Предельная мощность, рассеиваемая коллектором, 20—25 вт. Триоды П4 оформлены в металлическом сварном баллоне со стеклянными изоляторами.

Плоскостные триоды могут работать при температуре окружающей среды от —60 до -)- 50°С.

Параметры полупроводниковых триодов

Электрические свойства полупроводниковых триодов характеризуются предельно допустимыми режимами, типовыми рабочими режимами и параметрами и графиками статических характеристик.

В предельно допустимых режимах указывается: максимальный ток коллектора 1К макс, максимальное напряжение коллектора ПКМакс, максимальный ток эмиттера/э макс, максимальное напряже-

10 е. о. Федосеева

ние эмиттера Ua макс, максимальная мощность рассеяния на коллекторе Рк макс при определенной температуре окружающей среды, а также допустимая минимальная и максимальная температура окружающей среды.

Эти максимальные значения нельзя превышать ни при каких условиях работы.

К типовым рабочим режимам и параметрам относятся: напряжение коллектора UK, ток эмиттера 1а , коэффициент усиления по току Ки коэффициент усиления по мощности Кр, входное сопротивление гвх, выходное сопротивление гвых, обратный ток коллектора /кобр (или ток отсечки), емкость коллекторного перехода Ск, предельная рабочая частота, коэффициент (или фактор) шума Кш, выходная мощность Р,шх и величина нелинейных искажений.

Эти величины в сильной степени зависят от рабочих условий и от схемы включения триода.

Так, например, для схемы рис. 175, где выходным током является ток коллектора, а входным — ток эмиттера, коэффициент усиления по току представляет собой отношение изменения тока коллектора к вызвавшему его изменению тока эмиттера при постоянном напряжении коллектора.

Величина, показывающая, на сколько миллиампер изменится ток коллектора при изменении тока эмиттера на один миллиампер при постоянном напряжении коллектора, называется статическим коэффициентом усиления по току (обозначается греческой буквой а):

а = ~ при Uк=const..(152)

Для плоскостных триодов а всегда меньше единицы (0,84-0,97). С повышением частоты а уменьшается из-за инерционности неосновных носителей зарядов и шунтирующего влияния емкости коллекторного перехода.

Предельной рабочей частотой называют ту частоту, па которой коэффициент а падает на 3 дб по сравнению с его наибольшим значением (обычно на частоте 1000 гц или ниже).

Обратным током коллектора называют ток, протекающий через коллекторный переход при отключенном эмиттере. Он является паразитным током и увеличение его с повышением температуры приводит к нарушению нормальной работы триода. Обычно обратный ток коллектора не превышает нескольких микроампер.

Коэффициент усиления триода по мощности определяется как отношение колебательной мощности, выделяемой в нагрузке триода, к мощности источника входного сигнала:

Р

77" вых

Р~" Рвх ’

причем р =_^ • рI2L

вых Дн >1 вх 4R1=, '

где Евх —э.д.с. источника входного сигнала; RlBX— внутреннее сопротивление источника входного сигнала; У вых — переменная составляющая выходного напряжения; RH — сопротивление нагрузки.

Такую мощность развивает источник сигнала на входе при условии, что входное сопротивление равно внутреннему сопротивлению источника, тогда напряжение на входе составляет половину э. д. с. источника, а мощность

U2 Ег

Р с вх ^вх

Вх ^ВХ ^^ZBX ’

таккакУ и Я =7? .

Усиление по мощности и коэффициент шумов указываются в децибелах.

Коэффициент шумов у плоскостных триодов ниже, чем у точечных, но значительно больше, чем у электронной лампы, дающей такое же усиление. Шумы плоскостных триодов обычно уменьшаются с понижением напряжения на коллекторе.

Входным сопротивлением триода является сопротивление между выводами эмиттера и основания при разомкнутом выходе (в схеме с общим основанием). Оно определяется как отношение изменения напряжения эмиттера к вызванному им изменению тока эмиттера при постоянном токе коллектора:

Т™=^; при /K = const'(153)

Выходным сопротивлением триода является сопротивление между выводами коллектора и основания при разомкнутом входе. Оно определяется как отношение изменения напряжения коллектора к изменению тока коллектора при постоянном токе эмиттера:

Уых = ^ при Z3=const.(154)

Величины входного и выходного сопротивлений имеют большое значение для осуществления связи между каскадами. Они зависят от выбранной схемы включения полупроводникового триода. В большинстве случаев входное сопротивление мало, а выходное велико.

Рассматривая триод как четырехполюсник (рис. 177), эти сопротивления обозначают иначе:

При /2 = Const

и r22 = ^f^ ПРИ Z^const(155)

(rn соответствует гвх и ггг соответствует гвых).

I, 7в-6, / 0I, 7в-6, / 0^^3 2 c2 ^2^^3 2 c2 ^2Put 177 Полупроводниковый триод как четырехполюсникPut 177 Полупроводниковый триод как четырехполюсникКроме этого вводят друтие параметры:сопротивление обратной связиГ1^Д?^л7„ при Л=/9^СОП8Ь(156)и сопротивление усиления r«=S; = X при12=1к = сопб1.(157)Кроме этого вводят друтие параметры:сопротивление обратной связиГ1^Д?^л7„ при Л=/9^СОП8Ь(156)и сопротивление усиления r«=S; = X при12=1к = сопб1.(157)

I, 7в-

6, / 0

I, 7в-

6, / 0

^^3 2 c2 ^2

^^3 2 c2 ^2

Put 177 Полупроводниковый триод как четырехполюсник

Put 177 Полупроводниковый триод как четырехполюсник

Кроме этого вводят друтие параметры:

сопротивление обратной связи

Г1^Д?^л7„ при Л=/9^СОП8Ь(156)

и сопротивление усиления r«=S; = X при12=1к = сопб1.(157)

Кроме этого вводят друтие параметры:

сопротивление обратной связи

Г1^Д?^л7„ при Л=/9^СОП8Ь(156)

и сопротивление усиления r«=S; = X при12=1к = сопб1.(157)

Для плоскостных триодов важными параметрами являются также сопротивление коллектора г , сопротивление эмиттера г^ и сопротивление основания г0. Все эти сопротивления определяются для переменного тока:

(158)(159)(160)(158)(159)(160)^ = ^7^ пРи 7, = const, ДГ7Э ,

(158)

(159)

(160)

(158)

(159)

(160)

гэ д7" при l0=const;

r» = r«=SL при ^=const.

Ток основания равен разности токов эмиттера и коллектора:

,(161)

В настоящее время еще нет единой системы определения параметров полупроводниковых триодов.

Кроме параметров в виде сопротивлений иногда пользуются параметрами в виде проводимостей.

Все большее распространение получают так называемые смешанные, или гибрионые, параметры, определяемые из режимов холостого хода и короткого замыкания (рис. 177):

входное сопротивление короткою замыкания:

(162)(162)^и^д/^' при (72=0

(162)

(162)

(практически оно равно сопротивлению эмиттера: /гн^гэ);

коэффициент усиления ио току при короткозамкнутом выходе:

^.-^г -Р» ^2=0(163)

(приближенно он равен коэффициенту усиления а: /г21=^(х);

коэффициент обратной связи:

/'12=^‘ ПРП k=Q'(164)

(приближенно он равен отношению сопротивлении основания и коллектора: А^^^-);

выходная проводимость при разомкнутом входе:

(165)(165)^=^ п₽и 7‘ = 0

(165)

(165)

(она характеризует крутизну коллекторной характеристики и приближенно равна обратной величине сопротивления кол-

лектора:

Следует помнить, что полупроводниковые триоды являются нелинейными сопротивлениями и параметры в сильной степени зависят от режима работы. Поэтому для расчетов рекомендуется пользоваться не средними типовыми данными, приводимыми в справочниках, а графическим определением режима п параметров по характеристикам.

Характеристики полупроводниковых триодов

Статические характеристики полупроводниковых триодов дают графическую зависимость между тремя из четырех взаимно связанных величин: тока и напряжения коллектора и тока п напряжения эмиттера. Поэтому для определения режимов необходимо пользоваться двумя семействами характеристик.

Наиболее распространены эмиттерные и коллекторные характеристики.

Эмиттерные характеристики показывают зависимость тока эмиттера 1Э от напряжения эмиттера U3 при различных постоянных значениях тока коллектора /к (рис. 178).

Эти характеристики соответствуют вольтамперным характеристикам перехода р—п (или диода) в прямом направлении. Ток эмиттера растет с увеличением напряжения эмиттера. При 7к=0 характеристика проходит через начало координат, а при больших

и с. 178. Эмиттерные характерпс- жи полупроводникового триода (примерный вид)и с. 178. Эмиттерные характерпс- жи полупроводникового триода (примерный вид)значениях тока коллектора увеличивается и ток эмиттера, так как часть тока коллектора ответвляется в цепь эмиттера. Поэтому даже при Пэ=0 ток эмиттера не равен нулю.

и с. 178. Эмиттерные характерпс- жи полупроводникового триода (примерный вид)

и с. 178. Эмиттерные характерпс- жи полупроводникового триода (примерный вид)

Чтобы ток эмиттера стал равным нулю, необходимо подать на эмиттер отрицательное напряжение относительно основания (пунктирная часть характеристик).

Коллекторные характеристики представляют собой зависимость тока коллектора 1К от

Рис. 179. Коллекторные характеристики точечного (а) п плоскостного (6) полупроводниковых триодов (примерный вид)

1К (ма)

напряжения коллектора Uк при различных постоянных значениях тока эмиттера 7Э (рис. 179).

Для точечного триода эти характеристики имеют значительный криволинейный участок и сравнительно большую крутизну, а для плоскостного триода они по виду напоминают анодные характеристики вакуумного пентода, но идут почти параллельно и на одинаковых расстояниях друг от друга.

Коллекторные характеристики являются вольтамперными характеристиками перехода р—п в обратном направлении. При 7Э =0 сначала с ростом ^возрастает ток 7К, являющийся обратным током и создаваемый неосновными носителями зарядов. Однако с дальнейшим увеличением UK рост тока 7К прекращается, так как в полупроводнике имеется ограниченное количество неосновных носителей.

При большем значении тока эмиттера в коллекторный переход вводится большее количество неосновных носителей и ток коллектора увеличивается, причем даже при UK =0 в цепи коллектора протекает значительный ток, а с увеличением Ук ток 7К возрастает до значения, близкого по величине к току эмиттера.

При значительном увеличении напряжения коллектора может произойти пробой коллекторного перехода аналогично пробою полупроводникового диода при больших обратных напряжениях. При этом ток коллектора резко возрастает (пунктирные участки характеристик рис. 179).

Иногда коллекторные характеристики снимают при различных постоянных значениях тока основания Zo или напряжения Уо между основанием и эмиттером. При этом следует иметь в виду, что

Кроме эмиттерных и коллекторных характеристик в некоторых случаях пользуются характеристиками усиления, или переходными, которые представляют собой зависимость напряжения кол-» лектора U^ от тока эмиттера 7Э при различных постоянных значениях тока коллектора /к , а также характеристиками обратной связи, показывающими зависимость напряжения эмиттера U3 от тока коллектора /к при различных постоянных значениях тока эмиттера 7Э •

В полупроводниковых триодах имеется внутренняя обратная связь, обусловленная тем, что ток коллектора проходит через часть цепи эмиттера; поэтому колебания тока коллектора вызывают изменения напряжения эмиттера.

Как и для электронных ламп, параметры полупроводникового триода можно определить по его характеристикам для любой рабочей точки. Однако для определения всех параметров необходим мо иметь два семейства характеристик: например, эмиттерные й коллекторные или характеристики усиления и обратной связи.

Схемы включения полупроводниковых триодов

Можно провести аналогию между схемами включения полупроводниковых триодов и электронных ламп, пользуясь тем, что роли электродов этих приборов подобны (рис. 180). Однако различие в физических процессах приводит к существенному различию и в свойствах аналогичных схем усилителей на полупроводниковых триодах и электронных лампах.

Полупроводниковый триод в отличие от электронной лампы является усилителем тока, а не напряжения. Частотные характеристики его хуже, чем у ламп, из-за относительно малой подвижности электронов и особенно дырок в полупроводнике. Входное сопротивление в схемах на электронных лампах велико, а для полупроводниковых триодов, как правило, мало.

Входной сигнал в электронных лампах не зависит от выхода ного, в то время как в полупроводниковых триодах существует внутренняя обратная связь. /f^eumaz? Аяод _

В цепи сетки электронной лампы, как правило, не протекает ток. В цепи основания полупроводникового триода всегда проходит ток.

Имеются три схемы включения полупроводниковых триодов (рис. 181): 1)с общим эмиттером (аналогична схема с общим катодом); 2) с общим коллектором (аналогична схеме с общим анодом, т. е. катодному

Основание

Сетка

Эмиттер

Като!

Рис. 180. Аналогия междуэлектродами полупроводнико-вого и вакуумного триодов

Рис. 181. Схемы включения полупроводниковых триодов и аналогичные им схемы включения электронных ламп (внизу):

а — схема с общим эмиттером и схема с общим катодом, б—схема с общим коллектором и схема с общим анодом; в—схема с общим основанием и схема с общей сеткой

повторителю), 3) с общим основанием (аналогична схема с общей сеткой).

Полярность напряжений на схемах рис. 181 указана для триодов типа р—п—р; для триодов п—р—п она должна быть противоположной.

Рассмотрим свойства каждой из схем.

Схема с общим эмиттером (рис. 181, а\ Входное напряжение подается между основанием и эмиттером. Постоянная составляющая напряжения на основании относительно эмиттера определяется напряжением источника Ех, но режим работы схемы определяется не напряжением, а током смещения /0.

Выходной сигнал снимается с сопротивления нагрузки R , включенного в цепь между коллектором и эмиттером со стороны коллектора. Постоянная составляющая напряжения коллектора определяется напряжением источника Е2.

Таким образом, эмиттер является общим электродом для входной и выходной цепей. Иногда эту схему называют схемой с заземленным эмиттером, хотя заземление его не обязательно.

Положительная полуволна сигнала на входе вызывает уменьшение токов во входной и выходной цепях, и, следовательно, на нагрузке и на коллекторе получается отрицательная полуволна сигнала. Поэтому в схеме с общим эмиттером триод переворачивает фазу переменного напряжения (знаки переменных составляющих напряжений на входе и выходе показаны на схеме в скобках, а пульсирующие величины представлены графиками возле соответствующих участков схемы).

Входное сопротивление в этой схеме не очень мало: оно составляет от 300 до 1500 ом, выходное сопротивление 54-10 ком. Поскольку в усилителях низкой частоты применяются почти исключительно плоскостные триоды, все данные в этом параграфе и в дальнейшем приводятся для этого типа триодов.

Основным достоинством схемы является большое усиление. Она дает усиление по току в десятки раз и усиление по напряжению в сотни раз, так что усиление по мощности достигает нескольких тысяч.

Коэффициент усиления по току К( представляет собой отношение переменной составляющей выходного тока к переменной составляющей входного тока.

В данном случае выходной ток является током коллектора гк, а входной — током основания i0. Поэтому

К • =— а

!0 Ч — Ч 1—а’

где а = --.

Иногда отношение переменного тока коллектора к переменному току основания обозначают греческой буквой р:

В = ^ , или В = — - ■ .

! Чм 1 — а

Например, при а=0,95

Коэффициент усиления по напряжению:

Коэффициент усиления по мощности:

Kp^i-K^K,.(167)

Схемы с общим эмиттером получили широкое распространение. Помимо большого усиления достоинством их является также возможность применения одного источника питания коллектора и смещения во входной цепи.

Схема с обидим коллектором (рис. 181, б). По аналогии с катодным повторителем эта схема может быть названа эмиттерным повторителем. Входное напряжение подается между основанием и коллектором, а сопротивление нагрузки Кн, на котором развивается выходной сигнал, включено со стороны эмиттера в цепь между эмиттером и коллектором. Общим электродом для цепей входа и выхода является коллектор; заземление его не обязательно. Фаза переменного напряжения при усилении не изменяется.

В схеме действует стопроцентная отрицательная обратная связь по напряжению, поскольку сопротивление нагрузки входит

и во входную цепь. Поэтому коэффициент усиления по напряжению меньше единицы (7Ги =0,94-0,95), а усиление по мощности несколько меньше коэффициента усиления по току.

Коэффициент усиления по току представляет в данном случае отношение переменных составляющих тока эмиттера и тока основания:

1Э еэ)1

г0 1Э гк j гк 1 ' а

гэ

Например, при а=0,95

Таким образом, коэффициент усиления по току больше, чем в ос-* тальных схемах.

В отличие от других эта схема обладает сравнительно большим входным сопротивлением — около десятков и сотен килоом — и небольшим выходным сопротивлением — десятки или сотни ом. Поэтому она применяется для согласования сопротивлений, а также в оконечных каскадах.

Схема с обидим основанием (рис. 181, в). Входной сигнал действует между эмиттером и основанием. Постоянное напряжение на эмиттере создается источником Ег Сопротивление нагрузки включено между коллектором и основанием последовательно с источником постоянного напряжения коллектора Ее

Входное сопротивление схемы очень мало — десятки ом,— а выходное сопротивление очень велико — сотни килоом. Поэтому между каскадами необходимо включать согласующие понижающие трансформаторы, что ограничивает применение данной схемы в усилителях низкой частоты.

Схема дает усиление по напряжению до 1004-200 и такого же порядка усиление по мощности, так как коэффициент усиления по току в данном случае немного меньше единицы:

£, = ^=0, 0=0,954-0,97. 1 ' 1

Фаза колебаний в процессе усиления не переворачивается.

Схемы предварительных усилителей на полупроводниковых триодах

Наиболее распространена схема усилительного каскада на полупроводниковых триодах с общим эмиттером, дающая наибольшее усиление по напряжению и мощности и позволяющая иметь общий источник питания. Необходимый ток смещения во входной цепи можно получить различными способами (рис. 182).

290

Рис. 182 Схемы каскадов на полупроводниковых триодах с независимым (а) и автоматическим (б) смещением

Так называемое независимое смещение создается путем включения большого сопротивления R„ между источником питания и основанием триода (рис. 182, а). Если R^>RBX, то ток /0 в цепи основания зависит только от напряжения источника Е и сопротивления Ro и практически не зависит от параметров триода:

Поскольку различные образцы одного и того же типа значительно отличаются по параметрам, то при смене триода или изменении температуры режим работы нарушится (данный ток смещения не будет удовлетворять требуемому режиму при ином значении коэффициента усиления).

В схеме с автоматическим смещением сопротивление Ro включается между коллектором и основанием (рис. 182, б), так что величина тока смещения 10 зависит от напряжения на коллекторе. При большем коэффициенте усиления по току увеличится ток кол лектора, и падение напряжения на сопротивлении нагрузки, а напряжение на коллекторе уменьшится. Это приведет к уменьшению тока смещения, что, в свою очередь, вызовет уменьшение тока коллектора. Таким образом, в схеме стабилизируется величина тока коллектора аналогично тому, как при автоматическом смещении стабилизируется анодный ток электронной лампы.

Схема с общим эмиттером наиболее чувствительна к изменению температуры. Повышение температуры приводит к уменьшению сопротивления коллекторного перехода и увеличению тока коллектора, а также к уменьшению входного сопротивления и коэффициента усиления по току.

Чтобы уменьшить степень нарушения режима работы из-за изменения температуры, вводятся дополнительные элементы, дающие температурную компенсацию.

Одним из способов температурной компенсации является создание отрицательной обратной связи по постоянному току путем включения сопротивления R между эмиттером и общим проводом (рис. 183, а).

Оконечные усилители

на полупроводниковых триодах

Мощные каскады на полупроводниковых триодах мало отличаются от каскадов на электронных лампах. В них также применяются однотактные и двухтактные схемы и возможно использование режимов классов А, В и АВ. Свойства этих схем и режимов сохраняются и для полупроводниковых усилителей.

Полупроводниковые усилители мощности отличаются от ламповых следующим: входная цепь всегда потребляет мощность, режим входной цепи влияет на величину нелинейных искажений, допустимая мощность рассеяния на коллекторе мала и перегрев триода приводит к резкому необратимому изменению его параметров.

В мощных каскадах возможно применение всех трех схем включения полупроводниковых триодов — с общим основанием, эмиттером или коллектором.

Для оконечного усилителя важнейшими параметрами являются величина отдаваемой полезной мощности, коэффициент усиления по мощности и коэффициент нелинейных искажений. При работе на громкоговоритель большую роль играет величина выходного сопротивления.

Полезная мощность зависит от максимально допустимых напряжения и мощности рассеяния на коллекторе и практически не зависит от схемы включения триода.

Схема с общим основанием дает наименьшие нелинейные искажения, зависящие главным образом от искажений во входной цепи, но имеет небольшой коэффициент усиления по мощности. В связи с этим предоконечный каскад должен развивать значительную мощность. Последнее вызывает необходимость применения входного трансформатора в мощном каскаде для согласования его малого входного сопротивления с выходным сопротивлением предоконечного каскада. К недостаткам схемы относится также большое выходное сопротивление. Достоинством схемы с общим основанием является то, что она мало чувствительна к изменению режима и температуры и смене триодов.

Схема с общим эмиттером дает наибольшее усиление по мощности и, следовательно, требует наименьшей мощности сигнала на входе. Однако эта схема дает большие нелинейные искажения и, кроме того, весьма чувствительна к изменению параметров триодов. Это приводит к требованию высокой однородности триодов, работающих в двухтактной схеме, и необходимости применения глубокой обратной связи.

Схема с общим коллектором, являясь, по существу, схемой с глубокой отрицательной обратной связью, дает небольшие нелинейные искажения, мало чувствительна к смене триодов и имеет малое выходное сопротивление. Последнее позволяет уменьшить 294—

Рис. 185. Двухтактные схемы оконечных усилителей на полупроводниковых триодах:

а — с общим основанием, б — с общим эмиттером, 6 — с общим коллектором и фазоинверс- ным предоконечным каскадом с разделенной трансформаторной нагрузкой, г — с двумя триодами разного типа: р—п—р и п—р—п

размеры выходного трансформатора, а в некоторых случаях включать нагрузку без трансформатора.

В двухтактной схеме с общим коллектором можно устанавливать триоды на охлаждающие радиаторы и крепить их к шасси без слюдяных изолирующих прокладок, что значительно улучшает условия охлаждения и облегчает температурный режим триодов.

На рис. 185 приведены некоторые возможные схемы оконечных усилителей. Две первые схемы (а и б) представляют собой обычныо двухтактные схемы с общим основанием и общим эмиттером. В схеме в двухтактный оконечный каскад построен на триодах с общим коллектором, а предоконечный каскад — по фазоинверсной схеме с разделенной трансформаторной нагрузкой (половина нагрузки в цепи коллектора и половина — в цепи эмиттера).

Схема рис. 185, г принципиально отличается от ламповых схем тем, что в ней использованы два полупроводниковых триода различного типа: один—типа р—п—р, а другой — типа п—р—п. Она не требует ни трансформаторного, ни фазоинверсного предо- конечного каскада, так как одно и то же входное напряжение вызывает изменение токов коллектора этих триодов в противофазе: повышение потенциала основания вызывает увеличение тока кол-

лектора одного триода и уменьшение этого тока для другого триода. Таким образом, схема имеет однотактный вход и двухтактный выход.

Б полупроводниковых усилителях применяется отрицательная обратная связь и коррекция частотной характеристики по таким же схемам, как и в усилителях на электронных лампах, причем все свойства этих схем остаются в силе.

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ

Полупроводниковые усилители получают широкое распространение благодаря малым габаритам и весу, низким напряжениям питания, высокому к. п. д. и долговечности.

Главными недостатками полупроводниковых триодов являются: большой разброс параметров, высокий уровень собственных шумов, нестабильность свойств и характеристик и сильная зависимость их от температуры.

Возможны три схемы включения полупроводниковых триодов* 1) с общим эмиттером, 2) с общим коллектором, 3) с общим основанием.

Наибольшее усиление по току дает вторая схема, по напряжению и по мощности — первая.

Входное сопротивление наибольшее — во второй схеме, наименьшее — в третьей; выходное сопротивление, наоборот, наибольшее — в третьей схеме и наименьшее — во второй.

В полупроводниковых усилителях применяются реостатно-емкостная и трансформаторная схемы связи между каскадами. Для согласования выходного и входного сопротивлений смежных каскадов можно включить между ними каскад с общим коллектором.

Схемы и режимы оконечных каскадов аналогичны электронным усилителям мощности, но имеют ряд особенностей. При использовании триодов разных типов (р—п—р и п—р—п) возможно применение схем с однотактным входом и двухтактным выходом.

Пр иложенив

ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ

НЕКОТОРЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМП

1 6Н2П — ДВОЙНОЙ ТРИОД с ОТДЕЛЬНЫМИКАТОДАМИ, ПАЛЬЧИКОВЫЙ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала6,3 в

Ток накала 0,345 а

Крутизна хараюеристиюГ... 2 мф

Коэффициент усиления*97,5

Внутреннее сопротивление*.49 ком

Наибольшее напряжение нааподе 300 в

* Каждого триода.

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ

ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ

СО ШТЫРЬКАМИ

/УоСогрееа-

тель

Яатод К7

Сетка С

4

8

СоСаерееателъ

7

Сетка р

РатоССг Скран

АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

6НЗП — ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИКАТОДАМИ, ПАЛЬЧИКОВЫЙ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала6,3 в

Ток накала0,35 а

Крутизна характеристики 4,9лм/в

Коэффициент усиления*37

Внутреннее сопротивление*7,55кол

Наибольшее напряжение на аноде 300 в

* Каждого триода.* Каждого триода.

* Каждого триода.

* Каждого триода.

Сетка первого триода Инод первого триода (зСетка первого триода Инод первого триода (зПодогреватель (2Подогреватель (2^у Сетка второго триода^) Диод второго триода^у Сетка второго триода^) Диод второго триода#) Катод#) Катод

Сетка первого триода Инод первого триода (з

Сетка первого триода Инод первого триода (з

Подогреватель (2

Подогреватель (2

^у Сетка второго триода

^) Диод второго триода

^у Сетка второго триода

^) Диод второго триода

#) Катод

#) Катод

6Н7С —ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОБЩИМ КАТОДОМОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

• Напряжение накала 6,3 в

Ток накала 0,81 а

Крутизна характеристики*1,6ма]в

Коэффициент усиления*35

Внутреннее сопротивление* 22 ком.

Наибольшее напряжение на аноде 300 в

ЖЖНаибольшая мощность рассеяния на аноде . . . 6 вт

Ж

Ж

6Н8С—ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИ КАТОДАМИ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала6,3в

Ток иакала0,6а

Крутизна характеристики2,6ма/в

Коэффициент усиления*20

Внутреннее сопротивление* 7,7ком

Наибольшее напряжение на аноде 330в

Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 2,75 вт

Сотка второго трио9а

Катод первого триода Q

Дно9 первого триода (г

Подогреватель

Сетка первого триода

Клюй

Дио9 второго триода

^ Котод второго триода

5. 6Н9С—ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИКАТОДАМИ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала

Ток накала .. . . .

Крутизна характеристики* ... .

Коэффициент усиления* . . . .

Внутреннее сопротптепие*

Наибольшее напряжение на аноде . . .

Наибольшая мощность рассеяния на аноде .

* Каждого триода.

6,3 в 0,3 а

1,6 мЩв

70

44 ком

275 в

1,1 вт

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ

Сет но второго триода Катод первоео триода (^

/) Подогревателе

Анод первого трио da (2

Сет на первого триода

Копач

С} Анод второго триода

^ da mod второго триода

8) Подогреватель

6Ж4 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЕНТОДС КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕНапряжение накала6,3 в

Ток накала0,45 а

Крутизна характерно। ики9 ма/в

Коэффициент усиления ..., 9000

Внутреннее сопротивление1 мгом

Наибольшее напряжение на аноде 330 в

Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 3,3 вт

Наибольшее напряжение на экранной сетке . . 165 в

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ

Управляющая сеткаЛратаводанатроиная усет л аУправляющая сеткаЛратаводанатроиная усет л аКатодКатод^ Лодоеревап/рль^ Лодоеревап/рльЛодогревательЛодогревательбаллонбаллон^ Экранная сетка^ Экранная сетка'8^ диод'8^ диод

Управляющая сетка

Лратаводанатроиная усет л а

Управляющая сетка

Лратаводанатроиная усет л а

Катод

Катод

^ Лодоеревап/рль

^ Лодоеревап/рль

Лодогреватель

Лодогреватель

баллон

баллон

^ Экранная сетка

^ Экранная сетка

'8^ диод

'8^ диод

6Ж7 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЕНТОДС КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕНапряжение накала6,3 в

Ток пакала0,3 а

Крутизна характеристики1,2 ма[в

Коэффициент усиления 1200

Внутреннее сопротивление1 мгом

Наибольшее напряжение па аподе 330 а

Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 0,8 ат

Наибольшее напряжение на экранной сетке . . 140 в

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ

Верткий вывод- управляющая сеткаВерткий вывод- управляющая сеткаИнод (зИнод (зПодогреватель QБаллонПодогреватель QБаллонЭкранная сеткаЭкранная сеткатх Протиеодинатронная°1 сеткатх Протиеодинатронная°1 сеткаg\ Подогреватель7^ датойg\ Подогреватель7^ датой

Верткий вывод- управляющая сетка

Верткий вывод- управляющая сетка

Инод (з

Инод (з

Подогреватель Q

Баллон

Подогреватель Q

Баллон

Экранная сетка

Экранная сетка

тх Протиеодинатронная

°1 сетка

тх Протиеодинатронная

°1 сетка

g\ Подогреватель

7^ датой

g\ Подогреватель

7^ датой

6Ж8 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЕНТОДС КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕНапряжение накала6,3 в

Ток накала0,3 а

Крутизна харакгеристики1,6 лшр

Коэффициент усиления 1600

BuyjpeHHee сопротивление1 м.гом

Наибольшее напряжение на аноде 330 в

Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 2,8 вт

Наибольшее напряжение на экранной сетке . . . 140 в

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ

Управляющая сети О бротаводпнатронная сеткаУправляющая сети О бротаводпнатронная сетка/М'огреватель (2баллон/М'огреватель (2баллонРатодРатодллючллюч6} Экранная сетка6} Экранная сеткаУ} /Эадогреватель ^УиоЗУ} /Эадогреватель ^УиоЗАНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИАНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Управляющая сети О бротаводпнатронная сетка

Управляющая сети О бротаводпнатронная сетка

/М'огреватель (2

баллон

/М'огреватель (2

баллон

Ратод

Ратод

ллюч

ллюч

6} Экранная сетка

6} Экранная сетка

У} /Эадогреватель ^УиоЗ

У} /Эадогреватель ^УиоЗ

АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Котод и зучеобразующие пластиныКотод и зучеобразующие пластиныВерхний вывод- анод первого тетродаЭкранные сетейВерхний вывод- анод первого тетродаЭкранные сетейCALXCALXУправляющая сетка второго те/г/родаУправляющая сетка второго те/г/родаПодоеревательПодоеревательУправляющая сетка первого тетродоУправляющая сетка первого тетродоПодогревательПодогреватель12,6 в 0,765 а 4 ма/в 1000 в 40 вт* 250 в12,6 в 0,765 а 4 ма/в 1000 в 40 вт* 250 в

Котод и зучеобразующие пластины

Котод и зучеобразующие пластины

Верхний вывод- анод первого тетрода

Экранные сетей

Верхний вывод- анод первого тетрода

Экранные сетей

CALX

CALX

Управляющая сетка второго те/г/рода

Управляющая сетка второго те/г/рода

Подоереватель

Подоереватель

Управляющая сетка первого тетродо

Управляющая сетка первого тетродо

Подогреватель

Подогреватель

12,6 в 0,765 а 4 ма/в 1000 в 40 вт* 250 в

12,6 в 0,765 а 4 ма/в 1000 в 40 вт* 250 в

ГУ-29 — ГЕНЕРАТОРНЫЙ ДВОЙНОЙЛУЧЕВОЙ ТЕТРОД

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала12,6в (или 6,3 в)

Ток накала1,125а (или 2,25 а)

Крутизна характеристики 8 Ataje

Наибольшее напряжение на аноде 750 в

Наибольшая мощность рассеяния на аноде каждого тетрода20 вт

Наибольшее напряжение на экранной сетке . . . 225 в

Схема соединения электродов лампы со штырьками

Верхний вывод- анодвторого тетрода

5) Средняя точна подогревателя

ГУ-50 — ГЕНЕРАТОРНЫЙ ЛУЧЕВОЙ ПЕНТОД

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ

Напряжение накала

Ток накала

Крутизна характеристики

Наибольшее напряжение на аноде .

Наибольшая мощность рассеяния на аноде

Наибольшее напряжение на экранной сетке

СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРКАМИ

ЛоЭогревательЛоЭогревательЭкранная сетка (зЭкранная сетка (зКлючКлюч

ЛоЭогреватель

ЛоЭогреватель

Экранная сетка (з

Экранная сетка (з

Ключ

Ключ

Управляющая сетка (2

УатодЛ

Лротивойияатроннаясетка

(Мной

^^ Экран внутренний

8') Лодогреватем

Литература

Г. В. Войшвилло, Усилители низкой частоты на электронных лампах. Связьиздат, 1959.

С. Н. Криз е, Усилительные устройства. Связьиздат, 1958.

В. В. Муромцев, Усилительные устройства и электроакустика. Издание второе, «Искусство», 1957.

А. А. Р и з к и н, Основы теории усилительных схем. Издание второе, «Советское радио», 1954.

Г. С. Цыкин, Отрицательная обратная связь и ее применение. Связьиздат, 1940.

Г. С. Ц ы к и н, Трансформаторы низкой частоты. Связьиздат, 1955.

В. В. М у р о м ц е в, О выборе индуктивности рассеяния в выходных трансформаторах оконечных каскадов с лучевыми тетродами. Труды Ленинградского института кипоинженеров, выпуск IV, «Искусство», 1956.

С. И. X в и л и в и ц к и й, Л. В. М е д я к о в а, Расчет и проектирование усилителей низкой частоты. «Искусство», 1958.

А. М. Бонч-Бруевич, Применение электронных ламп в экспериментальной физике. Издание второе, ГИТТЛ, 1954.

Л. Б. К а м и н и р, Катодный повторитель. Госэнергоиздат, 1955.

Е. О. Федосеева, А. А. Третьякова, Электропитание кино- установок. «Искусство», 1955.

И. П. Ж е р е б ц о в, Радиотехника. Издание четвертое, Связьиздат, 1958.

А. К о б л е н ц, Г. О у э н с, Транзисторы, теория и применения. Перевод с английского под редакцией В. П. Жузе, ИЛ, 1956.

Р и ч а р д Ф. Ш и, Усилители звуковой частоты на полупроводниковых триодах. Перевод с английского под редакцией И. Г. Мамонкипа, ИЛ, 1957.

«Полупроводниковые приборы и их применение». Сборник статей под редакцией Я. А. Федотова, выпуск II, «Советское радио», 1957.

«Полупроводниковые триоды и их применение». Перевод с английского, Госэнергоиздат, 1956.

А. М. Б р о й д е, Справочник по электровакуумным и полупроводниковым приборам. Госэнергоиздат, 1957.

А. М. Меерсо н, Радиоизмерительная техника. Госэнергоиздат, 1957. 19- А. С. Матвеенко, Ремонт звуковоспроизводящей киноаппаратуры. «Искусство», 1954.

А. А. Бенедиктов, Разработка комплекта стереофонической звуковоспроизводящей аппаратуры (УСС) для широкоэкранных кинотеатров средней вместимости. Труды Всесоюзного научно-исследовательского кинофотоинститута, выпуск 3 (13), 1957.

Б. Г. Белкин, А. А. Б енеди кт о в, И. М. Болотников, Ш. А. Герценштейн, С. В. Марсов, А. С. Матвеенко, А. А. Хрущев, С. С. Шушарин, Девятиканальная система записи- воспроизведения звука панорамных кинофильмов. Труды Всесоюзного научно-исследовательского кинофотоинститута, выпуск 9 (19),1957.

Б. Г. Б е л к и н, А. А. X р у щ е в, Стереофоническое воспроизведение звука в кинотеатрах. Журнал «Техника кино и телевидения»,1957, № 1.

Оглавление

От автора 3

Глава I. УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

§ 1. Назначение усилителей низкой частоты 5

’ § 2. Классификация усилителей 6

- ( 3. Принцип усиления и скелетная схема усилителя 8

Глава 11. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ

Коэффициент усиления11

Частотные искажения. Диапазон частот .13

Фазовые искажения 17

Нелинейные искажения19

Выходная мощность и к. и. д. усилителя . .27

Помехи. Динамический диапазон громкости . . .29

Г лава 111. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД

' -§ 1. Схема усилительного каскада35

*—§ 2. Динамический режим и динамические характеристики ........ 40

Нелинейные искажения, обусловленные токами сетки47

- § 4. Способы осуществления отрицательного смещения49

Эквивалентная схема каскада53

Динамические параметры. Мощность в анодной цепи .. ... 56

Входное сопротивление каскада61

Г лава IV. РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД

1. Схема реостатного каскада на триоде . . 67

Эквивалентная схема реостатного каскада .........69

Коэффициент усиления реостатного каскада. Динамическая характеристика для переменного тока71

Частотная характеристика реостатного каскада 74

Реостатный каскад на пентоде .79

S 6. Расчет реостатного каскада 82

7. Детали . реостатного усилителя——: .. ~9?

Г лава V. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ И ДРОССЕЛЬНЫЙКАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ

Схема трансформаторного каскада

Эквивалентная схемаид

Частотная характеристика трансформаторного каскада120

Нелинейные искажения в трансформаторном каскаде126

Реостатно-трансформаторный и дроссельный каскады132

Г лава VI. УСИЛЕНИЕ МОЩНОСТИ

Общие сведения об усилении мощности. Режимы работы мощного каскада138

Однотактный оконечный каскад. Роль выходного трансформатора 142

Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного каскада147

Особенности работы пентодов и лучевых тетродов в оконечном каскаде151

Двухтактный оконечный каскад154

Эквивалентная схема двухтактного каскада159

Режимы работы двухтактного каскада162

Основы расчета оконечного каскада164

Глава V11. ПРЕДОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД

Виды предокоиечных каскадов184

Простая фазотшверсная схема185

Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода188

Автобаланспые фазоинверсные схемы 189

Фазоинверспые схемы с разделенной нагрузкой и с катодной связью 193

Основы расчета фазоинверсных схем196

Глава VIII. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ

1. Виды обратной связи202

. Свойства усилителя с отрицательной обратной связью204

е о ^чльность усилителя с обратной связью211

ы отрицательной обратной связи215

зитные связи в усилителях220

Глава IX. КАТОДНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ

Схема катодного повторителя228

Свойства катодного повторителя 230

Способы подачи отрицательного напряжения смещения на сетку лампы233

Применение катодного повторителя 234

Г лава X. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ

Схемы входа при работе от звукоснимателя и микрофона238

Схемы входа при работе от фотоэлемента и фотоэлектронного умножителя 241

Входное напряжение и частотные искажения при работе от фотоэлемента 244

Схемы входа при работе от воспроизводящей магнитной головки 247

Экранировка входных цепей . . . . . 250

Глава XI. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Назначение и способы коррекции частотной характеристики . , . 255

Схемы коррекции .. . . 257

Коррекция в цепи обратной связи260

Переменная коррекция262

Автоматическая коррекция частотных искажений в области верхних частот 265

Г лава XII. РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ

.Назначение и виды регуляторов усиления269

Установочные регуляторы громкости 270

Выносные регуляторы громкости271

Расчет ступенчатого регулятора громкости273

Г лава XIII. УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ

Свойства, принцип действия и типы полупроводниковых триодов . 277

* § 2. Параметры полупроводниковых триодов 281

§ 3. Характеристики полупроводниковых триодов . 285

""§4. Схемы включения полупроводниковых триодов 287

^ 5. Схемы предвари! ельных усилителей на полупроводниковых триодах . 290

§ 6. Оконечные усилители на полупроводниковых триодах294

Приложение. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ НЕКОТОРЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМП 297

ЛИТЕРАТУРА308

Елена Осиповна Федосеева

УСИЛИТЕЛЬНЫ! УСТРОЙСТВА

Редактор Л О Эисимонт

Оформление худоя^ика С. А. Данилова

Художественный редактор 3 В ВоронцоваТехнический редактор Р Ф Тумановскии и В И Сушгевич

Сдано в набор 16/IX 1960 Подписано к печати 18 II 1961

Бумага 60Х901 ю Печ л 19 5 Vq изд л 18 47

Тираж 30 000 экз А-01027 Изд № 16233 Заказ № 942Цена 80 коп

«Искусство» Москва, И-51 Цветной бульвар 25

Первая Образцовая типография им А А 7Ьданова

Московского городского совнархоза

Москва, Ж-54, Валовая, 28

Е. О. ФЕДОСЕЕВА

УСИЛИТЕЛЬНЫЕ

УСТРОЙСТВА

Допущено

Главным управлением учебны® заведений и кадровМинистерства культуры РСФСРв качестве учебного пособия для кинотекникумов

ГОСУДАРСТВЕННОЕ И 3 ДАТЕМ»вФВО

«ИСКУССТВО»

Москва 1961